Hallo, ich habe mir schrittweise mal den Treiber im Anhang aufgebaut. Der Taster simuliert dabei den Ausgang eines µC. Die Spannungsregulierung von Q1 und Q2 über R2 und R3 konnte ich gut nachvollziehen und ausmessen. Q3 und Q4 hinzugenommen rauchte mir Q4 ab. Erst war ich wie vor den Kopp gestoßen, aber dann glaubte ich die Ursache gefunden zu haben. Die BE-Spannung darf ja normalerweise nur 5V betragen. Bei dieser Schaltung bekommt aber jeder Transisotor die vollen 35V. Ist das der Fehler? Wenn ja, wie müßte ich die richtig anschließen? Falls das nicht der Fehler ist - was bringt Q4 dann dazu abzurauchen?
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>was bringt Q4 dann dazu abzurauchen?
Ich würde eher auf Q3 tippen, der abraucht.
Denn wenn Q2 durchsteuert (Was soll der eigentlich machen?) dann bekommt
Q3 Basisstrom ohne Begrenzung.
Ich würde sagen, schmeiß den Q2 raus, lass den R3 UND den R1 weg und
klemme die Verbindung Basis Q3/Q4 direkt an den Kollektor von Q1.
SOmit hast du einen schönen High-SideTReiber für P-KanalFETs. (falls du
das wilst, was nicht hervorgeht)
Muss mit ziemlicher Sicherheit den R4 verkleinern. Bei der jetzigen
Dimensionierung fließen durch R2 etwa 4,4mA. Dadurch fallen über R4 etwa
206V ab. Das geht aber nicht. Also geht der Q1 in die Sättigung und das
DARF nicht sein! Sonst hat die Schaltung keinen Sinn.
Du hast einen schönen Kurzschluß der Betriebsspannung über die beiden Basis-Emitter-Strecken der Transistoren gemacht. Wenn es komplementäre Typen sind, liegt es nur an den Exemplarstreuungen wer mit dem Absterben dran ist. guude ts
>Du hast einen schönen Kurzschluß der Betriebsspannung über die beiden >Basis-Emitter-Strecken der Transistoren gemacht. Stimmt. Das ist mir garnicht aufgefallen. Q3 und Q4 müssen vertauscht und so eingebaut werden, dass beide Emitter! zusammen den Ausgang ergeben.
Hallo, danke für Eure Aufmerksamkeit und Hilfe! > Q3 und Q4 müssen vertauscht und so eingebaut werden, dass beide Emitter! > zusammen den Ausgang ergeben. Ah, jetzt ja. Danke. Jetzt sieht das auch mit meinem Verständnis der Basis-Emitter-Spannungen besser aus. Der jeweils sperrende Transistor zieht die Referenz nahe an die jeweilige Spannungsgrenze. > Muss mit ziemlicher Sicherheit den R4 verkleinern. Bei der jetzigen > Dimensionierung fließen durch R2 etwa 4,4mA. Dadurch fallen über R4 etwa > 206V ab. Das geht aber nicht. Also geht der Q1 in die Sättigung und das > DARF nicht sein! Sonst hat die Schaltung keinen Sinn. Könntest Du mir das bitte mal erläutern? Ich kann nichts davon nachvollziehen :( Q1 und Q2 sollen die Spannung von 5V auf 15-20V verstärken. So wie ich die entsprechenden Tutorials verstanden habe, wird die Spannungsverstärkung über die Widerstände R2 und R3 geregelt. Das konnte ich auf dem Steckbrett auch nachmessen. In den Beschreibungen zu komplementären Darlingtons hieß es, dass R4 sehr hochohmig sein solle (also eher in Richtung > 100k, als noch zu verkleinern). > SOmit hast du einen schönen High-SideTReiber für P-KanalFETs. (falls du > das wilst, was nicht hervorgeht) Im Moment geht es mir noch um das Verständnis. Irgendwann (in naher Zukunft) möchte ich beides realisieren, also NPN-Fet und PNP-Fet treiben. In einem anderen Fred wurde ich darauf hingewiesen, dass es z.B. beim NPN-Fet wichtig ist, dass die Gatespannung 20V nicht übersteigt. Wenn ich jetzt eine Betriebsspannung > 20V habe, kann ich nicht beide Fet-Arten mit einem Transistorschalter (der zwischen 0 und V+ schaltet) ansteuern. Wie kann ich den Offset, bzw. die Spannungsgrenzen des Ausgangs von Q3 und Q4 beeinflussen?
>In den Beschreibungen zu komplementären Darlingtons hieß es, dass R4 >sehr hochohmig sein solle (also eher in Richtung > 100k, als noch zu >verkleinern). Man dimensioniert R4 so das etwa der 5 .. 10 fache Basisstrom von Q2 ueber ihm fliesst. So machen sich Exemplarstreuungen der Stromverstaerkung von Q2 weniger bemerkbar. Auch ist der maximale Spannungsabfall ueber R4 durch die Basis-Emitter Strecke von Q2 begrenzt auf 0.7V . >In einem anderen Fred wurde ich darauf hingewiesen, dass es z.B. beim >NPN-Fet wichtig ist, dass die Gatespannung 20V nicht übersteigt. Das gilt fuer P-Channel und N-Channel MOSFETs gleichermassen. Im allgemeinen nimmt man fuer so was eine 20V Z-Diode (kann auch weniger sein je nach Type des MOSFET -> Datenblatt schauen) die moeglichst dicht an Gate u. Source des MOSFET angeschlossen wird. Sonst kann es sein das aufgrund der hohen Schaltgeschwindigkeiten des MOSFET sich die Induktivitaet des Sourceanschlusses zerstoererisch auf das Gate auswirkt. Mal angenommen du schaltest 30A in 100ns und die Leiterbahninduktivitaet betraegt 100nH dann ergibt sich die Induktionspannung auf dem Stueck Leiterbahn zu: U = L * di/dt = 30V >Wie kann ich den Offset, bzw. die Spannungsgrenzen des Ausgangs von Q3 >und Q4 beeinflussen? In dem du den beiden Transistoren Q1 u. Q2 einen vernueftigen Arbeitspunkt gibst. Also durch einen Spannungsteiler an der Basis von Q1 der dessen Arbeitspunkt festlegt. Spannungsteiler angeschlossen an Betriebsspannung und Masse und dann dort dein Signal einkoppelst. Gruss Helmi
Also: Q1/R2 bilden eine Konstantstromquelle. I_R2 = ~ (U_IN-0,6V)/R2 Dieser Strom fließt auch durch R1 und sorgt für einen Spannungsfall U_R1 = I_R2 * R1. Somit sehen die Basen der PushPullstufe Q2/Q3 entweder UB oder UB-U_R1! Somit lässt sich über I_R2 und R1 die Gatespannung (OUT) für den P-FET einstellen. Bsp: IN=0/10V ; R2=1k ; R1=1k5 ; UB= 50V => i_r2=0/9,4mA => u_r1=0/15V => U_out=50/35V so macht man das: UB-------o-------------------o---------- | | | Q2 | R1 |/C | ---|npn | | |\E o-------------o | | | o------------- OUT = UB/UB-U_R1 Q1 | | | |/ C | |/E IN ----| npn ---|pnp |\ E |\C | | | Q3 | R2 | | | | | GND------o-------------------o---------------- http://www.mikrocontroller.net/attachment/34752/P_FET.png Beitrag "Re: Wie Ugs (p-FET) sinnvoll begrenzen?"
Hallo, >> In den Beschreibungen zu komplementären Darlingtons hieß es, dass R4 >> sehr hochohmig sein solle (also eher in Richtung > 100k, als noch zu >> verkleinern). > > Man dimensioniert R4 so das etwa der 5 .. 10 fache Basisstrom von Q2 > ueber ihm fliesst. So machen sich Exemplarstreuungen der > Stromverstaerkung von Q2 weniger bemerkbar. Auch ist der maximale > Spannungsabfall ueber R4 durch die Basis-Emitter Strecke von Q2 begrenzt > auf 0.7V . Danke für die Faustformel! Muss gestehen, ich hatte mich verlesen. Die Schaltung war etwas anders gezeichnet und dort ging es nicht um R4 sondern um R1. Ziel war eigentlich, den Transistor aus der Sättigung zu holen. Also in dem Plan sollte R4 dann 47 Ohm betragen (unter der Annahme, dass ich 1A vom FET-Schaltvorgang zu entsorgen habe) ?!? >> Wie kann ich den Offset, bzw. die Spannungsgrenzen des Ausgangs von Q3 >> und Q4 beeinflussen? > > In dem du den beiden Transistoren Q1 u. Q2 einen vernueftigen > Arbeitspunkt gibst. OK - also gilt es die 4 Transistoren als Einheit zu betrachten und die Basis von Q1 steuert das ganze Paket?!? > Also: Q1/R2 bilden eine Konstantstromquelle... Danke für den Plan + Erklärung. Wie ich sehe, ist ein Spannungsverstärker garnicht immer notwendig, wenn man mit unterschiedlichen Spannungen arbeitet. Aber ich muss zugeben, dass ich mit dem Begriff und der Einsatzmöglichkeit von Konstantstromkwellen noch nicht klarkomme. Der Treiber gefällt mir. Weniger Teile und nachvollziehbar. Damit könnte ich auch beide Arten von Fetzen ansteuern. Braucht Q1 keinen Basiswiderstand mehr?
>Braucht Q1 keinen Basiswiderstand mehr?
Nein. Der schadet nur.
Die Strombegrenzung erfolgt über den Emitterwiderstand.
Du kannst eine zweite PushPullStufe aufbauen und diese an den Emitter
von Q1 anklemmen. So kannst du einen N-Kanal-FET ansteuern. Aber
Achtung! Diese sind dann gleichzeitig aktiviert. Das müssten dann
sozusagen gegenüberliegende FETs einer H-Brücke sein.
Suche mal nach der Datei p_n_brigde.png. Dort hab ich das mal komplett
aufgezeichnet. Abends kann ich diese auch nochmal posten.
Hallo, zur Kontrolle, ob ich es richtig verstanden habe: Wenn ich mit dem Treiber von Matthias Lipinsky einen PNP-Fet, der 1A Schaltstrom erzeugt mit einem AVR mit Vcc von 5V schalten will, wäre folgende Auslegung dann richtig: R1: 270 Ohm R2: 68 Ohm Q1: BC547 Q2: BD137 Q3: BD138 Zur Ansteuerung eines NPN-Fets müssten die Basen von Q2 und Q3 zwischen Emitter von Q1 und R2 abgegriffen werden?
@Santiago m. H. Bei welcher Betriebsspannung hast du die Werte berechnet. Wenn du es bei deiner Spannung von 35 V berechnet hast wird der BC547 nicht lange ueberleben. Rechne mal nach: Wenn der Prozessor 5V auf die Basis gibt steht am 68 Ohm Emitterwidestand 4.3V an. Ie =IC = 4.3/68 = 63mA Diese 63mA erzeugen am 270 Ohm einen Spannungsabfall von 17V. Fuer den Spannungsabfall am BC547 ergibt sich dann 35V - 17V - 4.3V = 13.7V Das erzeugt eine Verlustleistung von 63mA * 13.7V = 863mW Ptot vom BC547 liegt bei 300mW. Gruss Helmi
Ja, manchmal haben die Jungs einen besonders breiten Daumen beim Abschätzen der einzusetzenden Bauteile.
>PNP-Fet Das ist ein P-FET. >1A Schaltstrom Meinst du den Laststrom? Dann brauchst du nur eine mindest. Gatespannung. Wie Helmi zeigte, sollten die Werte etwas erhöht werden. Ich würde für einen Querstrom in der Größenordnung von 10mA plädieren...
Hallo, > Wenn du es bei deiner Spannung von 35 V berechnet hast wird der BC547 > nicht lange ueberleben. Oups, stimmt ... da war noch was. */rotwerd*. > Das erzeugt eine Verlustleistung von 63mA * 13.7V = 863mW > Ptot vom BC547 liegt bei 300mW. Hm, da ist ja sogar der BC337 überfordert. Also nehme ich da vorne auch einen BD137. > Ja, manchmal haben die Jungs einen besonders breiten Daumen beim > Abschätzen der einzusetzenden Bauteile. Wie heißt es so schön: Unwissenheit schützt vor Torheit nicht? >> PNP-Fet > Das ist ein P-FET. Ok, danke. >> 1A Schaltstrom > Meinst du den Laststrom? Dann brauchst du nur eine mindest. > Gatespannung. Nein, ich meine nicht den Laststrom (der wird so bei ca. 10A liegen), sondern den Strom, der durch die PWM-Schaltvorgänge entsteht - also über Kapazität und Schaltfrequenz / -zeit berechnet. > Ich würde für einen Querstrom in der Größenordnung von 10mA plädieren... Sorry, aber welcher Strom fließt jetzt quer?
>Hm, da ist ja sogar der BC337 überfordert. Also nehme ich da vorne auch >einen BD137. Auch der duerfte ohne Kuehlkoerper am kochen sein. Rechnen wir mal: Laut Datenblatt hat der einen Thermischen Uebergangswiderstand zur Umgebungsluft von 110K/W. Bei 0.863W Verlustleistung am Transistor macht das 0.863W * 110K/W = 95K Also liegt das Transistorgehauese vom BD137 95 Kelvin ueber der Umgebungstemperatur. >> Ich würde für einen Querstrom in der Größenordnung von 10mA plädieren... >Sorry, aber welcher Strom fließt jetzt quer? Mit Querstrom ist der Strom gemeint der ueber den 68 Ohm und den 270 Ohm Widerstand fliesst. Da wuerden durchaus 10mA reichen. Du hast ja schliesslich noch den Komplementaer Emitterfolger dahinter. >Nein, ich meine nicht den Laststrom (der wird so bei ca. 10A liegen), >sondern den Strom, der durch die PWM-Schaltvorgänge entsteht - also über >Kapazität und Schaltfrequenz / -zeit berechnet. Welche Schaltfrequenz strebst du den an ? Und welchen P-FET hast du dir den ausgekuckt ? Gruss Helmi
>> Hm, da ist ja sogar der BC337 überfordert. Also nehme ich da vorne auch >> einen BD137. > Auch der duerfte ohne Kuehlkoerper am kochen sein. Sorry, ich bitte um Nachtsicht. Offensichtlich habe ich recht wenig verstanden. Ich habe die Ströme wie im DC-Falle über die hFE berechnet, wobei ich alle anderen Faktoren "vergessen" hatte. Ich habe nachgeschaut, welche hFE der BD137 bei 1A hat und bin auf 15 gekommen. 1A / 15 => 67mA Daraufhin habe ich mir gesagt, muss also durch die Widerstände min. 67 mA Strom fließen. Naja - der Rest ist Geschichte. Ähm, ich hätte auch noch ein paar BD245er. Wenn ich die in der Push-Pull-Stufe einsetzen würde, könnte ich mit hFE von 30 rechnen. Dann käme der Querstrom auf ca. 35mA - also fast die Hälfte. >> Nein, ich meine nicht den Laststrom (der wird so bei ca. 10A liegen), >> sondern den Strom, der durch die PWM-Schaltvorgänge entsteht - also über >> Kapazität und Schaltfrequenz / -zeit berechnet. > Welche Schaltfrequenz strebst du den an ? Und welchen P-FET hast du dir > den ausgekuckt ? Ich wollte mal mit einem IRF9520 die ersten Gehversuche machen. (Gut, der macht nur 6A - aber im Augenblick kann ich damit leben. Momentan geht es mir mehr darum, das Prinzip, die Zusammenhänge und die Kalkulation zu lernen). An Schaltfrequenz wurde mir 20 kHz empfohlen. Wenn das nachher vom Motor hörbar wäre, hätte ich gerne die Option, die Frequenz noch steigern zu können. In einer Anleitung las ich dann, dass der Umschaltstrom nicht von der PWM-Frequenz, sondern vom duty-Zyklus bestimmt wird. Dieser soll bei mir zwischen 0 und 30% liegen.
>Ähm, ich hätte auch noch ein paar BD245er. Wenn ich die in der >Push-Pull-Stufe einsetzen würde, könnte ich mit hFE von 30 rechnen. Dann >käme der Querstrom auf ca. 35mA - also fast die Hälfte. Was hast du vor fuer einen Treiber zu bauen ? Der BD245 ist ein Teil das 15A kann und mit 1uS auch noch langsam ist. Berechnen wir mal den Treiber: Der IRF9520 brauch um durchzusteuern eine Gate-Source Spannung von 10V. Zu dieser Spannung gehoert laut Datenblatt ein Gateladung von 22nC. Wenn man jetzt eine Schaltgeschwindigkeit von 100nS vorgibt ergibt das einen Gatestrom von: ig = 22nC / 100nS = 0.22A Dieser Umladestrom muss der Treiber beim Umschalten 100nS liefern koennen. Viel schneller als 100nS wirst du den Transistor auch nicht umschalten koennen. Die maximale Gate-Source Spannung betraegt 20V. Also schalte eine kleine Z-Diode von 20V so nahe wie moeglich zwischen Gate u. Source. Zwecks Strombegrenzung fuer die Anstiegsgeschwindigkeit am Gate schaltest du einen Widerstand zwischen Gate und Treiber von : 10V/0.22A = 47 Ohm. So den Komplementaer Emitterfolger kannst du jetzt aus BC337/BC327 aufbauen. Diese Transistoren haben einen Maximalstrom von 500mA. Verlustleistung in diesen Transistoren: waerend der Umladezeit muss der PNP Transistor einen Strom von 0.22A liefern wobei bei ihm ueber dier UCE Strecke einen Spannung von 25V ansteht. Das ergibt eine Spitzenverlustleistung von 25 * 0.22A = 5.5W Bei einer Schaltfrequenz von 20KHz = 50uS haben wir ein Tastverhaeltnis von 50uS / 100nS = 500. Die mittlere Verlustleistung am Treibertransistor (BC327) ergibt sich aus 5.5W / 500 = 11mW So jetzt zur Verstaerkerstufe (Stromquelle) die den Pegel von 0 .. 5V nach 25V .. 35 V bringt. Der BC337/BC327 hat eine Mindeststromverstaerkung von 100 . Also muss in die Basis ein Strom von 0.22A / 100 = 2.2mA fliessen. Um eventuelle Streuungen in der Stromverstaerkung vorzubeugen waehlen wir wie ich es schon erwaehnt habe den Querstrom durch den Widerstand jetzt vom 10mA Da wir einen Spannungshub von 10V an diesem R1 haben muessen um den FET durchzuschalten berechnet er sich wie folgt zu: 10V / 0.01A = 1K 10V*10V / 1K = 100mW (Verlustleistung an R1) An dem Emitterwiderstand R2 aendert sich die Spannung beim Umschalten an der Basis von 0..5V abzueglich Ube in einem Bereich von 0 .. 4.3V Dadurch ergibt sich R2 = 4.3V/0.01A = 430 Ohm 4.3*4.3/430 = 43mW Verlustleistung an R2 Nun zur Verlustleistung am Transistor: Am Transistor fallen ab UB(35V) - UR1(10V - UR2(4.3V) = 20.7V Strom durch den Transistor 10mA ergibt als Verlustleistung 20.7 * 10mA = 207mW. Was der BC547 vertragen kann. Nun noch eine kleine Berechnung zum induktiven Spannungsabfall an der Source des FETs beim schalten. Wenn du jetzt deine 6A in 100nS schaltest hast du an den Anschluss induktivitaeten des Transistor eine Spannungsspitze von : U = L * di/dt = 7.5nH * 6A/100nS = 0.45V. Die 7.5nH sind aus dem Datenblatt des Transistors . Hier muss jetzt noch die Induktivitaet der Leiterbahnen mit beruecksichtigt werden. Was allerdings vom Aufbau abhaengt. Gruss Helmi
Ja genau. Und die ausgerechneten Verlustleistungen müssen ja noch mit dem duty-cylce multipliziert werden. Somit kann man das als Maximalwerte ansehen..
Whow! Sensei, ich verneige mich vor Dir! Das sind mal Erklärungen, die ich ohne viel Nachschlagen verstanden habe :) Nur um sicher zu gehen, dass ich es richtig nachvollziehen konnte: 22nC ist die "total Gate Charge"? 100ns entspricht 10 MHz? - Das ist mit einem AVR wohl kaum erreichbar. Aber zum Rechnen sicher ein guter Wert. Ist der BUZ11 soviel "schlechter" oder habe ich seinerzeit Bockmist gerechnet? > ... Komplementaer Emitterfolger ist das die richtige Bezeichnung für die beiden Transies übereinander? > Also muss in die Basis ein Strom von 0.22A / 100 = 2.2mA fliessen. > Um eventuelle Streuungen in der Stromverstaerkung vorzubeugen waehlen > wir wie ich es schon erwaehnt habe den Querstrom durch den Widerstand > jetzt vom 10mA kann ich mir als Daumenregel merken, dass man das 5fache des notwendigen Basis-Stromes als Kwerstrom festlegt? > 10V / 0.01A = 1K > 10V*10V / 1K = 100mW (Verlustleistung an R1) Hm, ist das jetzt Zufall, dass das Kwadrat der Spannungen durch den Widerstand das Gleiche ergibt, wie das Produkt aus Spannung und Strom? > Wenn du jetzt deine 6A in 100nS schaltest hast du an den Anschluss > induktivitaeten des Transistor eine Spannungsspitze von : > U = L * di/dt = 7.5nH * 6A/100nS = 0.45V. > Die 7.5nH sind aus dem Datenblatt des Transistors . Ok, habe mich schon gewundert, dass nirgendwo die Last in die Berechnung eingeht. Wenn ich das Ergebnis jetzt betrachte, könnte man es allerdings als vernachlässigbar einstufen - oder? Hier gehen die Induktivitäten der Emitterfolger-Transistoren ein? Also möglichst kurze Leitungen zum FET?
>Nur um sicher zu gehen, dass ich es richtig nachvollziehen konnte: >22nC ist die "total Gate Charge"? Richtig >100ns entspricht 10 MHz? - Das ist mit einem AVR wohl kaum erreichbar. >Aber zum Rechnen sicher ein guter Wert. Die 100nS ist die Zeit die der Transistor braucht um einzuschalten also den Strom von 0A nach 6A steigen zu lassen und umgekehrt. Das hat nichts mit deiner PWM Frequenz von 20KHz zu tuen. >> ... Komplementaer Emitterfolger >ist das die richtige Bezeichnung für die beiden Transies übereinander? So isses >kann ich mir als Daumenregel merken, dass man das 5fache des notwendigen >Basis-Stromes als Kwerstrom festlegt? 5 .. 10 mal ist die Daumenregel fuer den Querstrom >Hm, ist das jetzt Zufall, dass das Kwadrat der Spannungen durch den >Widerstand das Gleiche ergibt, wie das Produkt aus Spannung und Strom? P = U*I (normalform der Leistungsformel) P = U^2 / R (wenn Widerstand und Spannung gegeben sind) P = I^2 * R (wenn Widerstand und Strom gegeben sind) Wieso I^2 oder U^2 ? Ganz einfach. Du hast Spannung und den Widerstand gegeben dann kann man I ausrechnen (ohmisches Gesetz) also U/R = I Das in die Leistungsformel P=U*I eingesetzt ergibt P = U * U/R = U^2/R beim Strom genauso. >Hier gehen die Induktivitäten der Emitterfolger-Transistoren ein? >Also möglichst kurze Leitungen zum FET? Nicht die Induktivitaet der BC337/BC327 Beinchen. Die Induktivitaet des MOSFET Source Beinchen ist hier gefragt . Da gehen ja in dem Fall bis zu 6A drueber. >Ok, habe mich schon gewundert, dass nirgendwo die Last in die Berechnung >eingeht. Wenn ich das Ergebnis jetzt betrachte, könnte man es allerdings >als vernachlässigbar einstufen - oder? Der Laststrom ergibt sich ja aus Spannung an der Last und den Widerstand der Last. Der MOSFET ist ja durchgesteuert mit Ugs = 10V. Dadurch ist es ihm egal ob da 3A oder 6A in die Last fliesst. Das einzige was sich aendert ist die Verluste im Transsistor aufgrund des Ron Widerstandes. Wie gesagt auch der Ansteuerschaltung ist die Last egal. Gruss Helmi
Yo, allen nochmals herzlichen Dank für Zeit, Geduld und Unterstützung. Dann werde ich mich mal dranmachen und das Gelernte in die Praxis umsetzen.
Hallo, >> 100ns entspricht 10 MHz? - Das ist mit einem AVR wohl kaum erreichbar. >> Aber zum Rechnen sicher ein guter Wert. > Die 100nS ist die Zeit die der Transistor braucht um einzuschalten also > den Strom von 0A nach 6A steigen zu lassen und umgekehrt. Das hat nichts > mit deiner PWM Frequenz von 20KHz zu tuen. Habe mir die Zeiten gerade nochmal durch den Kopf gehen lassen. Die 100ns sind auch für einen AVR nicht unrealistisch. Der schnellste Schaltzyklus ist ja in einem Systemtakt den Treiber einzuschalten und im nächsten Systemtakt wieder auszuschalten. Bei einem 20 MHz AVR wären das dann 10 MHz oder eben die 100ns. Unabhängig der PWM-Frequenz wäre das der schnellstmögliche Zyklus!?!
Ich wuerde dir aber nicht empfehlen den MOSFET so schnell ein und auszuschalten. Dann waere er mehr oder weniger nur noch im linearen Bereich und duerfte sehr heiss werden. Auch die Treiberstufe wuerde dann erheblich Leistung umsetzen um die Gateladung umzuladen. Ausserdem liegt ton bei dem Transistor bei 50nS und toff bei 100nS. Oder willst du etwa einen Sender bauen auf 10MHz ? Wenn du das mit Teil vorhast werden aber andere Ansteuerschaltungen gebraucht am Eingang wie auch am Ausgang. Gruss Helmi
>dann 10 MHz oder eben die 100ns.
Hier verwechselst du was.
10MHz haben als PERIODENdauer 100ns.
"Unsere" 100ns sind aber die Zeit, in der das Signal von NULL Volt auf
seinen Maximalwert steigt. Dieser muss weit kleiner sein als die
Periodendauer.
Also bei 100ns Peiodendauer kannst du mal von einer Anstiegszeit in der
Größenordnung von einigen ns (1ns) ausgehen.
> Ich wuerde dir aber nicht empfehlen den MOSFET so schnell ein und > auszuschalten. Ich habe es nicht vor. Mir ging es "nur" um Grenzwertbetrachtung, bzw. Verständnis. >> dann 10 MHz oder eben die 100ns. > Hier verwechselst du was. > 10MHz haben als PERIODENdauer 100ns. Na ok, dann wäre 100ns Pulszeit eben 20Mhz? - anyway ... Ich habe mir überlegt, wenn ich (auch bei 20kHz) den duty gegen 0 fahre, könnte ich durchaus an die 100ns rankommen. Was nicht heißt, dass ich es vorhabe. Aber wenn die Strommessung "abschalten" befiehlt, könnte der Fall durchaus eintreten. Klar würde dann eine laaange Phase ausgeschaltet kommen, aber die Einzelpulse könnten 100ns erreichen (so habe ich zumindest die PWM-Beschreibung beim Timer des ATmega verstanden. Im Grenzfall beträgt die PWM-Pulslänge genau einen Systemtakt). > Der IRF9520 brauch um durchzusteuern eine Gate-Source Spannung von 10V. Sorry, muss nochmal nachfragen. Habe gerade das Datenblatt durchsucht, aber ich finde diese Information nicht. Ist die in einem der vielen Diagramme (wenn ja, in welchem) versteckt, oder kann ich das aus einer der Tabellen rauslesen?
>> Der IRF9520 brauch um durchzusteuern eine Gate-Source Spannung von 10V. >Sorry, muss nochmal nachfragen. >Habe gerade das Datenblatt durchsucht, aber ich finde diese Information >nicht. Ist die in einem der vielen Diagramme (wenn ja, in welchem) >versteckt, oder kann ich das aus einer der Tabellen rauslesen? Das ist in einem der Diagramme versteckt. In dem Datenblatt Figure 7 Ugs vs. Id http://www.uib.es/depart/dfs/GTE/education/industrial/tec_analogiques/IRF9520.pdf >Na ok, dann wäre 100ns Pulszeit eben 20Mhz? - anyway ... 20 Mhz = 50nS Periodendauer also 25nS ein 25nS aus bei 50% Duty Cycle >Klar würde dann eine laaange Phase ausgeschaltet kommen, aber die >Einzelpulse könnten 100ns erreichen (so habe ich zumindest die >PWM-Beschreibung beim Timer des ATmega verstanden. Im Grenzfall beträgt >die PWM-Pulslänge genau einen Systemtakt Das macht dem Treiber und dem FET nichts aus. Das ist ja nur ein Einzelimpuls und dann ist wieder eine ganze Zeit lang ruhe. Gruss Helmi
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> Das ist in einem der Diagramme versteckt. > In dem Datenblatt Figure 7 > Ugs vs. Id OK, danke! Mann nimmt dann (um sicher zu gehen) einfach den letzen Wert der Skala? >> Na ok, dann wäre 100ns Pulszeit eben 20Mhz? - anyway ... > 20 Mhz = 50nS Periodendauer also 25nS ein 25nS aus bei 50% Duty Cycle Sch... önes Vorzeichen ;) Ich habe mal alle Radschläge in einen neuen Plan einfließen lassen. Ist der so ok?
>Ich habe mal alle Radschläge in einen neuen Plan einfließen lassen. >Ist der so ok? Doch ist so OK . Dann teste mal. >Mann nimmt dann (um sicher zu gehen) einfach den letzen Wert der Skala? So isses. Gruss Helmi
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Hallo, habe aus dem Plan jetzt mal eine Platine entworfen. Bis mein "großes" Netzteil fertsch is, will ich den Treiber mit 12V aus einem PC-Netzteil betreiben (deshalb die IDE-Buchse). Was meint Ihr dazu?
Denk daran die Schaltung ist nicht fuer 12V berechnet mindestens 22V. Sonst funktioniert der Treiber nicht b.z.w. die MOSFETS werden nicht richtig durchgeschaltet. Auch waere es ratsam parallel zum 470uF ELKO noch einen Folienkondensator von so 470nF zu schalten um hochfrequente Spannungspitzen abzufangen. Ich kann zwar aufgrund der Farbwahl nicht jede Leiterbahn sehen sieht ansonsten aber gut aus. Einzige Anmerkung noch von mir stehende Widerstaende sehen unprofessionell aus. Da du Platz genug hast wuerde ich die hinlegen. Gruss Helmi
Hallo Helmut, danke für die Tips. > Sonst funktioniert der Treiber nicht b.z.w. die MOSFETS werden nicht > richtig durchgeschaltet. Wenn die Mosfets nicht ganz durchschalten, ist das was, womit ich (temporär) leben könnte, oder besteht die Gefahr, dass was abraucht?
>Wenn die Mosfets nicht ganz durchschalten, ist das was, womit ich >(temporär) leben könnte, oder besteht die Gefahr, dass was abraucht? Dann rauchen die ab Gehen wie mal davon aus das ein TO220 Gehauese max. 1.2 .. 1.5W abkann ohne Kuehlkoerper. Das ergibt bei 12V Versorgung wenn er nicht richtig durchschaltet : I = P/U = 1.5W / 12V = 125mA Und dann ist der Transistor schon heiss. Gruss Helmi
Hallo, ich bin den Rechenweg nochmal durchgegangen. Kann es sein, dass ich nur R2 gegen einen 200 Ohm austauschen müsste, um den Treiber 12V-tauglich zu machen?
Das nuetzt dir in dem Fall nichts. Dann hast du an R2 4.3V . 4.3V / 200 = 21.5 mA 21.5 mA * 1K = 21.5V Das ist aber nicht moeglich bei 12V Betriebsspannung. Der Transistor ist dann voll durchgesteuert . Das heist die 4.3V fallen weiterhin an R2 ab. So bleibt fuer R1 = 12- 4.3V = 7.7V Da aber der Strom um an R2 4.3V abfallen zu lassen 21.5mA betragen muss , die aber nicht vom Kollektorstrom gedeckt werden koennen zieht der Transistor die in dem Fall aus der Basis also aus dem AVR Prozessor. Je nach dem ob der AVR diesen Strom liefern kann oder nicht stellt sich irgendein Pegel zwischen 4.3V und 0 V am R2 ein. Bei 7.7V am R1 hast du am Gate ca. 7V anliegen (0.7V Basis-Emitter Spannung vom Komplementaer Treiber abziehen) Bei 7V ist der MOSFET nicht ganz durchgesteuert . Du kannst glueck haben das er laut Datenblatt 4A macht. Aber von sicheren Betrieb kann hier nicht die Rede sein. Gruss Helmi
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Hallo Helmut, > Das nuetzt dir in dem Fall nichts. > Dann hast du an R2 4.3V . Ja, das habe ich gerade auch heraus gefunden. Habe die Schaltung auf dem Steckbrett aufgebaut und mich gewundert, dass ich nicht unter 4.3V komme. Die Treiberschaltung scheint also nur für Betriebsspannungen > 25V geeignet zu sein. Bin also wieder zurück zu dem doppelten Lottchen vom ersten Post. Mit dem Spannungsverstärker kann ich den gesamten Spannungsbereich (Rail2Rail) abdecken. Habe jetzt auch die Sache mit dem Spannungsteiler zur Offset-Einstellung ausprobiert und kapiert (einfach für R1 und R5 Trimmer genommen, per Multimeter eingestellt und dann den Widerstand abgelesen). Nur die Dimensionierung von R4 klappt nicht so. Oben hatte ich ja ausgerechnete, dass ich dort - nach Deiner Empfehlung - 47 Ohm bräuchte. Mit 47 Ohm konnte ich V+ am Kollektor von Q2 nicht erreichen. Dann habe ich einfach mal 10k genommen und schon war V+ wieder erreichbar. Ich weiß jetzt, dass ich die Spannungsverstärkung, bzw. den höchsten erreichbaren Wert am Kollektor von Q2 über R2 und R3 einstellen kann. Wo kann/muss ich den Strom für die komplementären Emitterfolger einstellen?
>Nur die Dimensionierung von R4 klappt nicht so. Oben hatte ich ja >ausgerechnete, dass ich dort - nach Deiner Empfehlung - 47 Ohm bräuchte. Die 47 Ohm habe ich dir fuer R4 nie genannt. >Also in dem Plan sollte R4 dann 47 Ohm betragen (unter der Annahme, dass >ich 1A vom FET-Schaltvorgang zu entsorgen habe) ?!? Ich glaube du hast sie heraus genommen. Nur fliesst da nirgendwo 1A. Mal kurz nachgerechnet: Spannungsteiler 10K , 1K2 ergibt an der Basis des 1. Transistors 12V / (10K/1K2 + 1) = 0.98V Spannung am 470 Ohm Widerstand 0.98V = 0.7V = 0.28V Strom durch den 470 Ohm 0.28V / 470 = 600uA Strom durch den 10K 0.7V / 10K = 70uA Strom durch den PNP 600uA - 70 uA = 530uA Angenommene Stromverstaerkung vom PNP ca. 200 ergibt IB = 2.6uA Das ist im Verhaeltnis zum Strom durch den 10K = 26 fach (und ist damit in Ordnung kann ja auch mehr als das 5 .. 10 fache sein wird dadurch nur noch stabiler) Gruss Helmi
UB---------------o-------------------o----------
| |
| Q2 |
R1 |/C
| ---|npn
| | |\E
o-------------o |
| | o------------- OUT = UB/UB-U_R1
Q1 | | |
|/ C | |/E
IN --R3--o-----| npn ---|pnp
| |\ E |\C
- | |
V | Q3 |
- R2 |
- | |
V | |
GND-------------o-------------------o----------------
V = 1N4148
R1 = 1K
R2 = 68R
R3 = 3K3
Hallo Santiago,
Versuch mal diese Schaltung die sollte mit 12V laufen und am Ausgang ca.
10V bringen.
Ich habe die Stromquelle etwas umgebaut so das mehr Spannung fuer den
Kollektorwiderstand zu verfuegung steht.
Gruss Helmi
Hallo Helmut,
> Die 47 Ohm habe ich dir fuer R4 nie genannt.
Das habe ich auch nicht behauptet.
Deine Empfehlung hieß 5-10 mal den Basisstrom durch R4.
Der Rest war mein Mist.
Puh! Diesmal empfand ich die Erklärung nicht als daugerecht :(
Deiner Rechnung folgend wurde mir aber klar, dass meine Widerstände
vielleicht das richtige Spannungsverhältnis erzeugten, aber für den
geplanten Einsatzzweck falsch ausgelegt waren.
Mir scheint, als hättest Du mir bereits alles erklärt, was ich wissen
muss, aber es fällt mir noch schwer, es auf die Reihe zu bekommen.
Ich versuche mal aufzuschreiben, wie ich jetzt gerechnet habe und was
rauskommt:
Laut obiger Rechnung muss der Treiber ja 220 mA pro Schaltvorgang
entsorgen,
d.h. der Spannungsverstärker muss 2,2 mA liefern, bzw. schlucken.
Wenn der Darlington low ist (was 2V am Kollektor von Q2 bedeutet), muss
er Strom aufnehmen, wenn der Darlington high ist (also 12V am Kollektor
von Q2), muss er Strom liefern.
Zuerst der low-Fall:
Der Strom fließt dann über R3 und R2 ab.
Über beiden fällt eine Spannung von 2V ab, d.h. der Gesamtwiderstand von
R2 und R2: 2V / 2,2mA = 1K
Die Spannungsverstärkung ist (R3 + R2) / R2 und soll knapp 3 (12 / 5)
betragen.
Das führt zu R2 = 330 Ohm und R3 = 680 Ohm.
Für den High-Fall muss Q2 2,2mA Strom liefern. Bei hFE von 200 ergibt
das einen Basisstrom vom 11µA.
Durch R4 soll das 5-10fache von Ib fließen, also 0,1mA
0,7V / 0,1mA = 6K8
Sind Berechnung und "Verständnis" der Zusammenhänge OK?
Ich sehe gerade Deinen neuen Vorschlag.
Sehe ich das richtig, dass die 2 Dioden die Basisspannung von Q1
runterziehen?
Was ist der Vorteil/Sinn, 2 Dioden statt einem Spannungsteiler zu
verwenden?
Sei mir nicht böse, aber mir geht es nicht drum, einen Transistor zu
sparen.
Ich möchte eine Schaltung, die ich verstehe (!) und die ich für
beliebige Einsatzzwecke umrechnen kann. Mir erscheint der umgekehrte
Darlington einfacher zu verstehen und zu handhaben, als die Trixerei mit
Dioden o.ä.
Wenn ich mir jetzt nen Treiber für 12V baue, möchte ich später nur ein
paar Widerstände austauschen und dann soll es auch für 35V laufen.
>Sind Berechnung und "Verständnis" der Zusammenhänge OK? Ja >Sehe ich das richtig, dass die 2 Dioden die Basisspannung von Q1 >runterziehen? >Was ist der Vorteil/Sinn, 2 Dioden statt einem Spannungsteiler zu >verwenden? Unabhaengigkeit von der Ansteuerspannung. >Wenn ich mir jetzt nen Treiber für 12V baue, möchte ich später nur ein >paar Widerstände austauschen und dann soll es auch für 35V laufen. Tut es ja Die neue Schaltung arbeitet von 12 .. 35V. Durch die reduzierung der Basisspannung hast du jetzt mehr Spannung am Kollektor zu verfuegung. Rechnung: Die beiden Dioden stabilisieren die Basisspannung auf 1.4V Dann faellt am Emitterwiderstand 0.7V ab Das ergibt einen Strom von 0.7V / RE = 10mA Diese 10mA fliessen auch im Kollektor. Dort liegt ein Widerstand mit 1K folglich feallt dort 1K * 10mA = 10V ab. Diese 10 V fallen dort solange ab bis die Spannung am Transistor (UCE) so um die 0.3V betraegt (Saettigung spannung des Transistor) Das heist am RE fallen 0.7V ab + die mindestspannung am Transistor (0.3V) ergibt 1V. Jetzt wollen wir 10V am Kollektorwiderstand abfallen lassen. Also muss die mindest Versorgungsspannung diese 1V plus die 10V am Widerstand sein . Also 11V. Wenn jetzt die Betriebsspannung auf 35V steigt fliessen aus dem Transistor trotzdem 10mA (Konstantstromquelle) . Folglich aendert sich die Spannun am Kollektor jetzt von 35V auf 25V. Also ist diese Stufe unabhaengig von der Betriebsspannung. Das war sie vorher zwar auch nur wurde da weil die Basis an 5V lag fielen dort 4.3V am Emitterwiderstand ab die uns bei der Aussteuerung verloren gingen. Man kann auch die beiden Dioden durch einen Widerstand ersetzen nur wird dann der Strom im Kollektor auch abhaengig von der Ansteuerung. Die beiden Diode stabilisieren jetzt die Basisspannung. Gruss Helmi
Hallo Helmut, Danke für die Bestätigung, dass ich auf dem richtigen Weg (des Verständnisses) bin. Noch mehr Dank für die ausführliche Erklärung Deines neuen Vorschlages. Ich glaube, jetzt habe ich ein bißchen mehr über den allgemeinen Einsatz von Transistoren gelernt. Schätze, damit ist der Gordische Knoten auch für eine andere Schaltung geplatzt :) Es geht voran. Gruß Santi
Hallo Santiago Wenn nicht dann Frage ruhig. Und Layout noch mal geaendert ? Gruss Helmi
Hallo Helmut, aba klar doch :) Nur geht dat bei mich so schnell nich. Ohne Autorouter hänge ich schon ein paar Tage an einer gut bestückten Platine. Außerdem habe ich die Widerstände noch für 12V durchgerechnet und den Messverstärker zugefügt ... Damit es nicht wieder Farbprobleme gibt, hänge ich mal die eagle-Datei an. Gruß Santi
Hallo Santiago Leider kann ich deine Eagle-Datei nicht lesen. Habe nur Version 4.09 Gruss Helmi
Angehängte Dateien:
-
Treiber-Board.png
50 KB
Hallo Helmut, das ist aba schade! Weiß nicht, ob eagle eine Datei auch in einem Format für eine ältere Version speichern kann, dann halt doch ein exportieres Bild mit umstrittenen Farben. Es gibt zwar die Möglichkeit, einer Ebene eine andere Farbe zu geben, die verfügbaren Farben sind aber sehr beschränkt. Hoffe, es geht auch so. Gruß Santi P.S. gegenüber der board-Datei habe ich die unteren Trimmer in den Keller verbannt, damit man (ich) bei einer Neukalibrierung leichter messen kann.
Hast du eine Poti - Fabrik ueberfallen ? Ich meinte die Widerstandswerte haetten wir ausgerechnet. Ich hatte mal eine Platine aus Indien gesehen da waren aehnlich viele Potis darauf. Naja. Denn 470nF solltes du am besten direkt in die dicke Leiterbahn in der Mitte setzen und nicht ueber eine duenne Leiterbahn anschliessen. Gruss Helmi
Mag sein das ich etwas aus der Übung bin, aber vom Grundsatz her würde ich Q3 und Q4 nie ohne "schützenden" Widerstand direkt zwischen Betriebsspannung und GND setzen. Habe ich zumindest mal so gelernt das man dort mit einem Vorwiderstand arbeitet. p.s.: Die anderen Erläuterungen möchte ich natürlich nicht in Abrede stellen, aber ich sehe hier ein Problem in den Basics. Gruss Maddin
Nein das brauchst du hier nicht. Die beiden Basis anschluesse sind direkt verbunden. Um hier einen Querstrom fliessen zu lassen muessen zwischen den beiden Basen mindestens 1.4V anstehen. Wenn man die als Puffer fuer Analoge Signale braucht dann sollte nam einen Ruhestrom fliessen lassen. Also dann muss zwischen den beiden Basen eine Spannung von meher als 1.4V anstehen. In dem Fall hast du recht das dann da kleine Emitterwiderstaende zwecks Stabilisierung eingebaut werden muessen. Da es aber hier nicht auf hohe Wiedergabetreue (Uebernahmeverzerrungen) ankommt kann man das so lassen. Einen Strombegrenzungswiderstand zwischen den beiden Emittern und dem Gate hat er ja eingebaut. Der muss auch sein weil sonst dort hohe Spitzenstroeme fliessen beim umladen des Gates. Gruss Helmi
Hallo,
> Hast du eine Poti - Fabrik ueberfallen ?
LOL - nein, bestimmt nicht.
Aber da die Bedingungen unter 12V deutlich anders sind, als bei 35V
hatte ich die Option, 2 Platinen zu bauen, oder Drahtwiderstände zu
nehmen, die ich beim Wechsel der Betriebsspannung dann austausche, oder
ich mach die Schaltung gleich variabel, sodass ich sie nur neu einmessen
muss.
Ich habe mich für letztere Option entschieden. Das stellt natürlich die
Berechnung keineswegs in Frage! Ganz im Gegenteil.
Die Änderungen habe ich eingebaut. Danke für die Tips.
Gruß Santi
Na denn verschleiss nicht so viele Schraubendreher dabei. Gruss Helmi
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