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Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Aktive Frequenzweiche (bitte um Review)


Autor: Simon Willmann (simoncat)
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Hallo Analogbastler!
Nachdem ich mit meiner letzten aktiven Frequenzweiche einen Klasse-D 
Verstärker niedergestreckt habe (wahrscheinlich weil der Tiefpass-Pfad 
DC-gekoppelt war), habe ich nochmal 2 Wochen mit lesen verbracht und 
will nun die 2te Version umsetzen.

Zur Weiche:
Die beiden Stereokanäle werden gepuffert, summiert und dann auf den HP 
und LP gegeben.
HP und LP bestehen je aus zwei Sektionen Butterworth 2ter Ordnung also 
zusammen Linkwitz-Riley 4ter Ordnung.
Die Übergangsfrequenz liegt bei 80Hz und wurde in Messungen bestätigt, 
das Filternetzwerk funktioniert also.

Das Poti R32 vor dem Hochpass dient dazu, den Hochtöner an die 
Empfindlichkeit des Tieftöners anzugleichen.

Die Butterworth-Tiefpaesse 1ter Ordnung, die über die Schaltung 
verstreut zu finden sind bewegen sch alle zwischen 20Hz und 30Hz und 
wurden wegen akuter DC-Paranoia so liberal eingesetzt. Gerade eben habe 
ich in einem anderen Thread noch gelesen, das im Signalweg alles <1µF 
mit argwohn betrachtet werden sollte.
Warum? Die Eckfrequenz meiner Tiefpässe stimmt imho aber wenns nen Guten 
Grund gibt würde ich die Widerstände gegen Masse samt der Koppel-C gerne 
anpassen.

Fällt jemandem sonst noch was auf?

Vielen Dank für die Hilfe.

PS. Wenn jemand das Schematic (Eagle) haben will lade ich das noch hoch.

Autor: Lothar Miller (lkmiller) (Moderator) Benutzerseite
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Die Trickschaltung mit Q1-Q4 solltest du nochmal anschauen. Meines 
Erachtens liegen auf deinen Eingangspins jeweils 12V-0,7V (über Q2 und 
Q4 B-E-Diode)
an. Bist du da ins Schleudern gekommen, weil du unüblicherweise +12V 
unten und -12V oben hast?

Autor: Raimund Rabe (corvuscorax)
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Der Parallelwiderstand R17 (bzw. R19) zu R21 (bzw. R22) ist überflüssig. 
220k parallel zu 390 sind zusammen etwa 389,31 Ohm. Diese 0,69 Ohm 
unterschied sind weniger als 1% Toleranz. In Verbindung mit den deutlich 
höheren Toleranzen der Kondensatoren ein Punkt den man getrost 
vernachlässigen kann. Also R17 und R19 ersatzlos streichen.

Nur zur Richtigstellung: Im Absatz "Die Butterworth-Tiefpaesse 1ster 
Ordnung, ... wurden wegen akuter DC-Paranoia ... ." ist die Verwendung 
des Begriffes "Tiefpaesse" wohl etwas fehl am Platz, denn es handelt 
sich um Hochpässe!

Im Tiefpass-Zweig (vom Eingang bis LPOUT) tauchen insgesamt drei dieser 
Filter auf. Mit (vom Eingang zum Ausgang) 21,92Hz, 33,44Hz (theoretisch 
- wenn man das R-C-Glied mit C36 und nur R31 einbezieht) und 33,86Hz. 
Als Gesamtgrenzfrequenz wird sich a) ein Wert einstellen, der oberhalb 
von den 33,44Hz angesiedelt sein wird, und b) schau Dir noch mal genau 
den Eingangswiderstand des Tiefpassfilters mit IC10 an, d.h. das, was an 
Widerstandswerten parallel zu R31 liegen wird. Und damit meine ich R13, 
R14 sowie R25 und R26. Diese Widerstände gehen in die 
Grenzfrequenzbetrachtung des Tiefpasses, gebildet aus C36 und R31 ein.
Ähnliches passiert auch mit dem Filter am Ausgang, sobald eine Schaltung 
mit einem definierten Eingangswiderstand angeschlossen wird.
Du wärest gut beraten, diese Koppelkondensatoren um mindestens eine 
Dekade größer zu wählen, oder ggf. (d.h. an den richtigen Stellen) ganz 
wegzulassen.
Einfacher wäre es natürlich, wenn man genau weiß, was wo mit welchem 
Ausgangs- bzw. Eingangswiderstand angeschlossen wird.

Neben diversen anderen kleinen Unzulänglichkeiten (auf die ich jetzt 
nicht näher eingehen wollte) würde ich vermuten, das die Schaltung an 
sich funktionieren sollte.

Autor: Simon Willmann (simoncat)
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Hallo Lothar,
da hast du Recht. Die Versorgung liegt etwas verwirrend, weil in der 
ersten Version alle OpAmps
nichtinvertierend geschaltet waren. Beim Umbau war ich zu faul, die 
Peripherie zu drehen und hab einfach die OpAmps gedreht. ;)

Nun solltes stimmen, danke.

Autor: Simon Willmann (simoncat)
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Hallo Raimund,
R17 und R19 hab ich entfernt und meinte natürlich die "Hochpässe".

> von den 33,44Hz angesiedelt sein wird, und b) schau Dir noch mal genau
> den Eingangswiderstand des Tiefpassfilters mit IC10 an, d.h. das, was an
> Widerstandswerten parallel zu R31 liegen wird. Und damit meine ich R13,
> R14 sowie R25 und R26. Diese Widerstände gehen in die
> Grenzfrequenzbetrachtung des Tiefpasses, gebildet aus C36 und R31 ein.
Meinst du den Weg von R13 über C7 zu Ground (nen anderen Weg einer 
Parallelschaltung zu R13 sehe ich gerade nicht)? Das muss ich mir 
nochmal in Ruhe anschauen. Habe gerade ne Stunde versucht die Funktion 
der Impedanz von C7 in die Berechnung der Grenzfrequenz von C36 mit R31 
einzubauen aber hab es nicht wirklich hinbekommen.

Evtl. lasse ich diesen Tiefpass einfach weg. Die Filtersektionen 
dahinter haben ohnehin Unity-Gain und sollten Offsets nicht verstärken, 
der Ausgangs-Koppel-C sollte dann ja genug zum Schutz des Verstärkers 
sein.

> Ähnliches passiert auch mit dem Filter am Ausgang, sobald eine Schaltung
> mit einem definierten Eingangswiderstand angeschlossen wird.
> Du wärest gut beraten, diese Koppelkondensatoren um mindestens eine
> Dekade größer zu wählen, oder ggf. (d.h. an den richtigen Stellen) ganz
> wegzulassen.
> Einfacher wäre es natürlich, wenn man genau weiß, was wo mit welchem
> Ausgangs- bzw. Eingangswiderstand angeschlossen wird.
Die Eingangsimpedanz des Verstärkers hinter der Frequenzweiche liegt bei 
100k, die empfohlene Quellimpedanz ist 7k (10k sollte also ok sein?). 
Wenn ich C34/C33 um eine Dekade erhöhe lande ich bei einer Eckfrequenz 
von 3.8Hz ist das nicht ganz schön wenig?
Das Chassis spielt eh erst ab 30Hz Verzerrungsfrei. Warum nicht 0.47µ 
oder auch 0.68µ, dann wäre ich bei 26Hz.

Irgendwelche Einwände gegen C1 und C2? 33nF sind ja recht wenig und ich 
hatte den Eindruck, das einige Leute kleinen Koppel-Cs gegenüber 
misstrauisch sind, begründet wurde das leider nicht.

Vielen Dank schonmal und Grüße, Simon.

Autor: Alexander (Gast)
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IC5, IC6 und IC7 mit positiver Rückkopplung! Kam das durch das Drehen?

Autor: Simon Willmann (simoncat)
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Hallo Alexander,
eher andersrum. Das drehen kam durch die positive Rückkopplung. Also 
genauer: Zunächst hatte ich alle Stufen nicht-invertierend ausgeführt. 
Mir wurde dann aber vor allem beim Summierer die invertierende 
Beschaltung nahegelegt weil die beiden zu summierenden Signale somit 
voneinander entkoppelt an der virtuellen Masse des invertierenden 
Eingangs liegen. Die Eingangspuffer habe ich daraufhin auch invertierend 
ausgeführt, damit die Phase am Ende wieder stimmt.

Grüße, Simon.

Autor: nurabsal (Gast)
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Prinzipielle Frage:

Was machst du denn mit den Ausgangssignalen?

Das aus dem Tiefpass für einen Subwoofer - ok, aber das andere?

Viel Aufwand, um aus Stereo Mono zu machen ;-)

lG   nuabsal

Autor: Simon Willmann (simoncat)
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Hi nurabsal,
das Stereo aufzusummieren ist ein Teil der Aufgabe. Dafür bräuchte man 
in der Tat kein LR4-Filternetzwerk ;)
Die Frequenzweiche ist Teil einer mobilen, batterie-betriebenen PA und 
speist zwei dieser Module: http://hypex.nl/docs/UcD180HG_datasheet.pdf
Im Grunde ein Bi-Amp Design um die weit höhere Empfindlichkeit des Tops 
voll ausnutzen zu können (anstatt den Top hinter dem Verstärker zu 
dämpfen) und einen gleichmäßigeren Impedanzgang zu haben (vom Verstärker 
aus gesehen).

Edit: Wenn ich so drüber nachdenke: den Hochpass könnte man wohl schon 
wesentlich simpler gestalten, da der Top (eine 2-Wege Box, Horn + 12") 
nochmal eine passive Frequenzweiche hat.
Allerdings dreht das LR4-Netzwerk für den Sub die Phase, wenn das für 
den Top nicht geschiet könnte der Crossover-Bereich leiden.

Grüße, Simon.

Autor: holger (Gast)
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>Mir wurde dann aber vor allem beim Summierer die invertierende
>Beschaltung nahegelegt weil die beiden zu summierenden Signale somit
>voneinander entkoppelt an der virtuellen Masse des invertierenden
>Eingangs liegen. Die Eingangspuffer habe ich daraufhin auch invertierend
>ausgeführt, damit die Phase am Ende wieder stimmt.

Nur funktioniert es so nicht wie du es gemacht hast.
Die Gegenkopplung gehört an den Minuseingang.
Der Pluseingang an GND.

Autor: Raimund Rabe (corvuscorax)
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Simon Willmann wrote:
> Hallo Raimund,
> R17 und R19 hab ich entfernt und meinte natürlich die "Hochpässe".
>
>> von den 33,44Hz angesiedelt sein wird, und b) schau Dir noch mal genau
>> den Eingangswiderstand des Tiefpassfilters mit IC10 an, d.h. das, was an
>> Widerstandswerten parallel zu R31 liegen wird. Und damit meine ich R13,
>> R14 sowie R25 und R26. Diese Widerstände gehen in die
>> Grenzfrequenzbetrachtung des Tiefpasses, gebildet aus C36 und R31 ein.
> Meinst du den Weg von R13 über C7 zu Ground (nen anderen Weg einer
> Parallelschaltung zu R13 sehe ich gerade nicht)? Das muss ich mir
> nochmal in Ruhe anschauen. Habe gerade ne Stunde versucht die Funktion
> der Impedanz von C7 in die Berechnung der Grenzfrequenz von C36 mit R31
> einzubauen aber hab es nicht wirklich hinbekommen.

Parallel zu R31 liegt die ganze Beschaltung des OPs (IC10) von R13 über 
R14 bis hin zu C6 und C7. Der Eingangswiderstand dieses 
Butterworth-LP-Filter ist frequenzabhängig. Sehr grob abgeschätzt würde 
ich sagen er liegt um die 20 kOhm (bei 80Hz). Diese Impedanz liegt 
parallel zu R31 und versaut Dir die gewünschte Grenzfrequenz. Lasse hier 
einfach R31 weg und schließe C36 kurz. Am Ein- und am Ausgang sind ja 
schon Entkoppelkondensatoren vorhanden.

> Evtl. lasse ich diesen Tiefpass einfach weg. Die Filtersektionen
> dahinter haben ohnehin Unity-Gain und sollten Offsets nicht verstärken,
> der Ausgangs-Koppel-C sollte dann ja genug zum Schutz des Verstärkers
> sein.

Nun, verstärkt wird der DC-Offset bei Unity-Gain nicht, wie Du schon 
richtig wiedergegeben hast - aber er kann sich mit der Anzahl der OPs, 
durch die das Signal hindurch muß, immerhin addieren (wenn denn z.B. 
die OPs bei steigender Temperatur in die gleiche 'Richtung' driften, was 
sehr wahrscheinlich der Fall sein wird).

>> Ähnliches passiert auch mit dem Filter am Ausgang, sobald eine Schaltung
>> mit einem definierten Eingangswiderstand angeschlossen wird.
>> Du wärest gut beraten, diese Koppelkondensatoren um mindestens eine
>> Dekade größer zu wählen, oder ggf. (d.h. an den richtigen Stellen) ganz
>> wegzulassen.
>> Einfacher wäre es natürlich, wenn man genau weiß, was wo mit welchem
>> Ausgangs- bzw. Eingangswiderstand angeschlossen wird.
> Die Eingangsimpedanz des Verstärkers hinter der Frequenzweiche liegt bei
> 100k, die empfohlene Quellimpedanz ist 7k (10k sollte also ok sein?).

Warum dann überhaupt R11 bzw. R30 einbauen? Ich würde sie ersatzlos 
streichen.

> Wenn ich C34/C33 um eine Dekade erhöhe lande ich bei einer Eckfrequenz
> von 3.8Hz ist das nicht ganz schön wenig?

Um einen möglichen DC-Offset abzublocken ist das nicht zu wenig. 
Temperaturdrifts der OPs sind mit die Hauptursache für 
DC-Offset-Schwankungen. Deren Frequenz liegt aber i.d.R. im Bereich von 
mHz, und somit schon Oktaven weit weg von den 3,8Hz.

> Das Chassis spielt eh erst ab 30Hz Verzerrungsfrei. Warum nicht 0.47µ
> oder auch 0.68µ, dann wäre ich bei 26Hz.

Be my guest. Es war ja nur meine Empfehlung, eine (offizielle) 
Richtlinie ist es nicht gewesen. Hier darf sich jeder Entwickler nach 
herzenslust austoben.

> Irgendwelche Einwände gegen C1 und C2? 33nF sind ja recht wenig und ich
> hatte den Eindruck, das einige Leute kleinen Koppel-Cs gegenüber
> misstrauisch sind, begründet wurde das leider nicht.

Wenn die Ein- und Ausgangsimpedanzen der angeschlossenen Schaltungen 
nicht bekannt sind, dann ist man halt gut beraten die 
Koppelkondensatoren lieber zu groß als zu klein zu machen, da sie ja als 
Hochpässe fungieren. Gut, wer als fg statt 20Hz auf einmal nur noch 80Hz 
hat (weil z.B. der Eingangswiderstand unerwartet sehr klein war) und 
sich an der auf einmal bassarmen Spielweise nicht stören will, soll 
ruhig bei den Koppelkondensatoren an Kapazität sparen.
Jetzt möge aber bitte niemand mit der mehr oder weniger guten 
'Audiophilität' von den einen oder anderen Kondensatortypen anfangen.

Autor: Lothar Miller (lkmiller) (Moderator) Benutzerseite
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>> IC5, IC6 und IC7 mit positiver Rückkopplung! Kam das durch das Drehen?
> Die Eingangspuffer habe ich daraufhin auch invertierend
> ausgeführt, damit die Phase am Ende wieder stimmt.
Alexander hat recht: das sind keine invertierenden Verstärker.
Die Gegenkopplung (ugs. Rückkopplung) bei einem OPAmp geht immer über 
den -Eingang. sonst ist es eine Mitkopplung, und du hast einen 
Schmitt-Trigger.

Autor: Michael Lenz (hochbett)
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Hallo,

Du tust gut daran, eine so umfangreiche Schaltung vor dem Bauen zu 
simulieren.

Ein kostenloses PSpice ist beispielsweise LTSpice:
http://www.linear.com/designtools/software/ltspice.jsp

Als OPV nimmst Du einen ähnlichen aus dem Angebot von Linear Technology. 
Dann kommst Du sehr rasch zu einer realistischen Einschätzung dessen, 
was Deine Schaltung macht.


Gruß,
  Michael

Autor: Simon Willmann (simoncat)
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@holger: Ja stimmt, das habe ich wohl auch beim drehen übersehen, nun 
passts.

@Raimund: Ok, habe den Hochpass vor IC10 (bzw. jetzt IC2A) entfernt.

Um den DC-Offset zumindest in kleinem Rahmen korrigieren zu können 
dachte ich daran, den Summierer mit einem Trimmer zu versehen (also 
zwischen Pin 1 und 8), oder sollte ich eher die Spannungsversorgung mit 
einem Spannungsteiler verschieben? Oder kann ich ganz darauf verzichten, 
weil ich am Ausgang sowieso Koppel-Cs habe und die Op-Amps nicht so weit 
aussteuer, dass sie wegen des DC-Offsets clippen könnten? Mir fehlen da 
leider die Erfahrungswerte.

R11 und R30 habe ich entfernt. Die Koppel-Cs haben jetzt 68n und sollten 
mit dem Verstärkereingang (100k) einen Hochpass mit fg=23Hz was mir 
recht ist.

Das mit den Eingangs-Koppel-Cs ist verstehe ich nun. Mir war nicht klar, 
das auch die Widerstände gegen GND vor dem Kondensator die Grenzfrequenz 
beeinflussen (schon naheliegend bei Wechselspannung).
Mein Ausgabegerät hat laut Spec auf dem Lineout eine Ausgangsimpedanz 
von 68 Ohm. Das ist ja verschwindend gering und würde eine 
Koppelkondensator von 100µF erfordern damit ich bei in der Nähe von 20Hz 
lande? Verstehe ich da irgendwas falsch?

@Michael: Das werde ich am Wochenende mal ausprobieren. Muss dafür 
erstmal mein Windows wieder flott machen.

Vielen Dank für die vielen guten Hinweise!

Autor: Lothar Miller (lkmiller) (Moderator) Benutzerseite
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> Mein Ausgabegerät hat laut Spec auf dem Lineout eine Ausgangsimpedanz
> von 68 Ohm. Das ist ja verschwindend gering und würde eine
> Koppelkondensator von 100µF erfordern damit ich bei in der Nähe von 20Hz
> lande? Verstehe ich da irgendwas falsch?
Ja.
Nimm mal an, dein Ausgabegerät hätte eine ideale Impedanz von 0 Ohm.
Auf welchen Kondensatorwert würdest du kommen?

Richtig relevant für den Eingangs-Tiefpass ist nur das Gespann von
C1, R4, R9 bzw. C2, R3, R10.

> die Widerstände gegen GND vor dem Kondensator
sind gut, damit der Eingangs-Kondensator nicht einfach in der Luft 
hängt, und
haben verglichen mit der Impedanz deines Ausgabegeräts einen zu hohen 
Widerstand, als dass sie noch etwas bewirken würden. Die liegen einfach 
parallel zur Impedanz des Ausgabegeräts und machen die eine Winzigkeit 
(1/1000) kleiner.

BTW:
"Ausgabegerät"...
könntest du da nicht was anderes anschließen, z.B. einen MP3-Player?
Das schreibt sich einfacher  ;-)

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