Hi Jungs, ich bin gerade am reparieren dran von einem alten Hifi-Verstärker. Ich habe leider keine Digicam zur Hand und deshalb mal den kaputten Teil aufgemalt. Der sitzt auf einer extra Platine (2 mal) und versorgt wie es scheint den Vorverstärker. Der Transistor war verschmort und die Sicherung im Netzteil kaputt. Nach Auswechseln der Sicherung und dem Transistor ging es wieder. Die Messwerte sind vom anderen Kanal, der geht noch. Was zum Henker macht diese Schaltung? Ist das eine Art Schutzschaltung?
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Diese Schaltung stabilisiert die Versorgungsspannung. Die Kapazität von mehreren hundert uF hält die Spannung an der Basis des Transistors in bezug auf die 50,100.. Hz konstant. Damit wird auch die Spannung am Emitter konstant gehalten. Man kann sich das auch so vorstellen, als werde die an der Basis angeschlossene Kapazität um die Stromverstärkung des Transistors vervielfacht.
R1 und die Z-Diode beschleunigen dabei zusätzlich den Spannungsanstieg. Im "eingeschwungenen" Zustand hat dann nur noch R3 und die 100 µF-Cs die Filterwirkung. Zu stark "schleichende" Spannungsanstiege können zu unerwünschten Geräuschen oder instabilen Zuständen (Schwingen) führen.
Und R2 begrenzt den Basisstrom auf 200mA, wenn der Eingang oder Ausgang kurzgeschlossen wird. Dummerweise ist die Schaltung nicht dauerkurzschlußfest gegen Kurzschlüsse am Ausgang, was auch das Ableben des Transistors verursacht haben dürfte... Kai Klaas
Die Schaltung ist entsprechend der Erklärung von Peter R. auch als "Capacitance Multiplier" / "Kapazitätsmultiplizierer" bekannt. Bei einem angenommenen beta von etwa 100 für den BD139 erhältst du effektiv eine Siebkapazität von 50.000µF. Man kann die Schaltung (wie hier) einsetzen, um teure Kondensatoren zu sparen. Man kann sie aber noch weiter verbessern: Zum Beispiel könnte man ein Filter höherer Ordnung vor die Basis setzen und statt des BD139 einen Darlingtontransistor einsetzen. Auf jeden Fall hat diese Schaltung als Netzteil für Audioschaltungen einige Vorteile gegenüber den herkömmlichen integrierten Spannungsreglern. Siehe auch hier: http://sound.westhost.com/project15.htm
@ Peter R. Warum kann man denn sagen, dass die Kapazität an der Basis um den Stromverstärkungsfaktor vervielfacht wird?? Ich glaub dir das schon, aber leider verstehe ich es nicht und würde mich sehr über eine Erklärung freuen, die mein Verständnis von Transistorschaltungen erweitern würde!!! Danke schon mal. Viele Grüße, spule
In dieser Grundschaltung ist die Spannung am Emitter etwa 650mV kleiner als an der Basis. Der Basisstrom des Transistors ist nur ein hundertstel des Kollektorstromes. Können wir uns darauf einigen? (Ansonsten schau mal in die Wikipedia.) Das heißt also, das Filter aus R3 und C2, C4, C6 und C7 wird nur mit einem hundertstel des Stromes belastet, der am Ausgang der Schaltung vom Verbraucher "gezogen" wird. Die Restwelligkeit des Netzteils ist deshalb etwa hundert mal kleiner, als würde man den Verbraucher direkt an eine Siebkapazität von nur 500µF anschließen. Oder anders herum: Um die gleiche Restwelligkeit zu erreichen, müsste man anderenfalls 50.000µF Siebkapazität spendieren. Daher der Name der Schaltung. Selbstverständlich ist der aber ein wenig irreführend, den in der Schaltung kann nicht die gleiche Ladungsmenge gespeichert werden wie in einem großen Kondensator. Das heißt, die Spannung bricht bei starker Belastung und fehlender "Nachladung" am Eingang natürlich genauso schnell zusammen wie ohne den Transistor.
Danke für die Antwort! Hätte aber noch eine Frage: Warum hängt die Restwelligkeit davon ab, mit welchem Strom das Filter belastet wird? (Dass der Basisstrom ein Hundertstel des Kollektorstroms ist, weiss ich. Etwas Grundwissen habe ich schon, aber auch viele Lücken.)
Wäre das Filter nicht belastet, wäre die Restwelligkeit 0 - einen idealen Kondensator ohne Leckstrom vorausgesetzt. Durch die Belastung entlädt sich der Kondensator zwischen den Pulsen, die vom Gleichrichter kommen. Wie stark er sich entlädt, hängt von der Belastung ab. Die Belastung ist auch in dieser Schaltung noch vom Ausgangsstrom abhängig, wenn auch um den Faktor 100 gemindert.
Es handelt sich bei dieser Schaltung im Prinzip um einen Gyrator, der die Kapazitäten an der Basis des Transistors in eine sehr große eingangsseitige Induktivität transformiert. Das Ganze bildet dann zusammen mit dem Ausgangskondensator einen LC-Tiefpass 2. Ordnung. Die Grenzfrequenz liegt üblicherweise weit unter 50 Hz, sodass Netzbrummen zuverlässig herausgesiebt wird. Jörg
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Hallo Jörg, >Das Ganze bildet dann zusammen mit dem Ausgangskondensator einen LC- >Tiefpass 2. Ordnung. Ich habe die Schaltung mal mit TINA simuliert (20VDC + 0/1V Spannungssprung am Eingang) und kann aber keine "Induktivität" finden. Wie du dem Anhang entnehmen kannst, fällt der Frequenzang mit 20dB pro Dekade, was nur auf ein RC-Tiefpaßfilter 1.Ordnung schließen läßt. Kai Klaas
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Hallo Oliver, >Die Schaltung ist entsprechend der Erklärung von Peter R. auch als >"Capacitance Multiplier" / "Kapazitätsmultiplizierer" bekannt. >Bei einem angenommenen beta von etwa 100 für den BD139 erhältst du >effektiv eine Siebkapazität von 50.000µF. Diese Kapazitätsvergrößerung gilt so aber nur für Störungen am Eingang. Wenn ein Verbraucher Strom zieht, sieht er nicht viel davon. Auch das habe ich mit TINA simuliert: Ein Verbraucher ziehe einen DC Strom von 100mA und einen zusätzlichen sinusförmigen Strom von +/-50mA. Im linken Bild ist eine Siebkapazität von 5µF simuliert, im rechten Bild 50000µF. Kein Unterschied! Beides Mal bescheidene 0,6 Ohm Innenwiderstand. (Ein LM317 hat nur 0,002 Ohm Innenwiderstand bei 1kHz!) Warum? Wegen des Transistors selbst. Ein größerer Kollektorstrom korrespondiert mit einer größeren Basis-Emitter-Spannung. Deswegen sinkt die Ausgangsspannung ab, wenn der Kollektorstrom zunimmt und umgekehrt. Auch wenn die Spannung am Siebkondensator völlig gleich bleibt. Kai Klaas
Hallo Kai, sorry, war mein Fehler. Die Induktivität wird so nur von der Spannungsquelle "gesehen". Damit sie auch der Ausgangskondensator "sieht", muß C1 direkt zwischen Basis und Emmiter liegen. Dann sollte sich ein LC-Tiefpass ergeben. Allerdings muß R1 evtl. hochohmiger sein, da er quasi parallel zur Induktivität liegt und bei höheren Frequenzen gegenüber der Induktivität dominiert, sodass dann wieder ein RC-Tiefpass entsteht Jörg Kai Klaas schrieb: > Hallo Jörg, > >>Das Ganze bildet dann zusammen mit dem Ausgangskondensator einen LC- >>Tiefpass 2. Ordnung. > > Ich habe die Schaltung mal mit TINA simuliert (20VDC + 0/1V > Spannungssprung am Eingang) und kann aber keine "Induktivität" finden. > Wie du dem Anhang entnehmen kannst, fällt der Frequenzang mit 20dB pro > Dekade, was nur auf ein RC-Tiefpaßfilter 1.Ordnung schließen läßt. > > Kai Klaas
Hallo Kai! > Diese Kapazitätsvergrößerung gilt so aber nur für Störungen am Eingang. > Wenn ein Verbraucher Strom zieht, sieht er nicht viel davon. Völlig richtig. Es geht hier darum, die Brummspannung vom Netzteil zu vermindern und dabei mit weniger teurer Siebkapazität auszukommen, ohne jedoch einen stark rückgekoppelten Spannungsregler zu verwenden. > Beides Mal bescheidene 0,6 Ohm Innenwiderstand. Die Schaltung versorgt in der Regel Vorverstärkerstufen, die in Klasse A arbeiten - da ist der Innenwiderstand des Netzteils relativ egal. > (Ein LM317 hat nur 0,002 Ohm Innenwiderstand bei 1kHz!) Dafür andere Nachteile...
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Hallo Oliver, >Die Schaltung ist entsprechend der Erklärung von Peter R. auch als >"Capacitance Multiplier" / "Kapazitätsmultiplizierer" bekannt. >Bei einem angenommenen beta von etwa 100 für den BD139 erhältst du >effektiv eine Siebkapazität von 50.000µF. >Es geht hier darum, die Brummspannung vom Netzteil zu vermindern und >dabei mit weniger teurer Siebkapazität auszukommen, ohne jedoch einen >stark rückgekoppelten Spannungsregler zu verwenden. Hhm. Ich habe die Simulation nochmals ganz genau angeschaut, aber nicht mal ein Indiz für eine verbesserte Siebwirkung finden können. Das Bild im Anhang zeigt das Ergebnis der Simulation. Gezeigt ist der Frequenzgang, also Uauseff/Ueineff, wobei die Eingangsspannung 20DC mit überlagertem Spannungssprung 0/1V ist. Man erkennt den Verlauf eines Tiefpasses 1.Ordnung, also 20dB pro Dekade, mit einer Grenzfrequenz von 0,67Hz, also genau das, was man für 470 Ohm und 500 µF erwartet. Von einer Kapazitätsmultiplikation um den Faktor 100 keine Spur! Kai Klaas
Kai, dieses Ergebnis ist zu erwarten. Der Trick der Schaltung liegt woanders. Ich bin kein "Simulant", weiß also nicht, wie man das richtig abbildet. Betrachte mal die Standard-Anordnung eines konventionellen Netzteils - also Wechselspannungsquelle mit Innenwiderstand (Trafo), Brückengleichrichter, Sieb-Elko. Beim unbelasteten Netzteil (ideale Bauteile angenommen) ist die Ripple-Spannung gleich null. Sie steigt mit zunehmender Stromentnahme, da sich der Siebelko zwischen den Peaks der nachladenden "abs(sin(2*pi*50Hz*t))" - Funktion stärker entladen kann. Die Ripplespannung ist auch abhängig von der Kapazität des Siebelkos. Und diese wirksame Siebkapazität wird durch die obige Schaltung vervielfacht, weil eben die Belastung des Siebelkos durch den Stromverstärkungsfaktor des Transistors geteilt wird. Natürlich können aus der Schaltung keine Stromspitzen entnommen werden, so als seien 50.000µF Siebkapazität vorhanden. Die Physik überlisten kann man damit auch nicht.
Für die Unterdrückung von 50Hz Störungen ist ein regler wie 317 sicher besser geeigent. Der Vorteil dieser Schaltung liegt im geringen Rauschen. Wenn man unbedingt will, kann auch erst einen LM317 und dann den Transistor dahinter nehmen. Die Elkos kann man dann auch kleiner wählen, denn die 50/100 Hz sind ja schon fast weg.
Hallo Oliver, hallo Ulrich, bei diesen Filtern in der Spannungsversorgung gibt es drei Aspekte. Ich möchte hier den Gyrator und das normale RC-Filter miteinander vergleichen: 1. Die Filterwirkung gegen Störspannungen von außen, wie 100Hz-Ripple vom Netzteil, Rauschen vom Spannunsgregler oder andere Störspannungen auf der Versorgungsleitung, sei es von Spannungsabfällen an Leitungen oder am Ausgangswiderstand vom Spannungsregler aufgrund relevanter Lastwechselströme: Hier hilft der Gyrator genauso wie ein einfaches RC-Filter. Die Spannung an der Basis ist um die Filterwirkung des RC-Glieds gesäubert, der Emitter liegt um ca. 0,6V tiefer und ist ebenfalls um den gleichen Grad gesäubert. Die Störspannung, die noch am Kollektor in unveränderter Höhe anliegt, wird vom Transistor geblockt, solange die Kollektor Emitter Spannung nicht zu klein wird. Das kann man durch den Widerstand des RC-Glieds und eine Grundlast am Ausgang des Gyrators aber immer einstellen. Gyrator und RC-Filter unterscheiden sich hier nicht voneinander, vorausgesetzt die Zeitkonstanten der RC-Glieder sind gleich. Keine Kapazitätsmultiplikation und auch keine Induktivitätswirkung beim Gyrator. Überhaupt kein Unterschied! 2. Die Filterwirkung von Lastströmen: Wenn der Verbraucher einen Strom zieht, bewirkt das normale RC-Filter, daß nur ein Teil davon durch den Widerstand fließt, also von der Speisung geliefert werden muß. Wenn beispielsweise das RC-Glied eine Dämpfung von 40dB bei 1kHz besitzt, dann fließt von einem 1kHz-Laststrom von 10mA nur noch 100µA durch den Widerstand, die restlichen 9,9mA werden vom Kondensator geliefert. Beim Gyrator sieht das ganz anders aus. Es fließt von den 10mA zwar nur 1/100 davon, also 100µA, durch die Basis und wird dort ebenfalls nahezu rückwirkungsfrei vom RC-Glied gefiltert, aber die restlichen 99%, also 9,9mA, die vom Kollektor geliefert werden, sehen keinerlei Filterwirkung sondern müssen ganzlich von der Speiseschaltung geliefert werden. Das ist ein erheblicher Nachteil gegenüber dem normalen RC-Glied, wenn man einen ganz besonders störenden Laststrom in einer Schaltung erzeugen und gleichzeitig woanders ein kleines Signal hochverstärken muß. 3. Spannungsschwankung aufgrund des Spannungsabfalls des Laststroms am Filter selbst. Ein eher unerwünscheter Nebeneffekt des RC-Filters bzw. Gyrators, wenn beispielsweise der Laststrom starke Verzerrungen aufweist, wie bei einem OPamp mit in Klasse-AB eingestellter Ausgangsstufe. Bei einem normalen RC-Filter ergibt sich diese Spannungsschwankung folgendermaßen: Im obigen Beispiel fließt der 1kHz Lastwechselstrom ja nur noch zu 1% durch den Widerstand, also ist die Spannungsschwankung gleich dem Spannungsabfall dieses Stroms an R, also 100µA x R. So, jetzt kommt endlich der Vorteil des Gyrators zum Tragen: Aufgrund der Stromverstärkung des Transistors fließt nur 1% des 1kHz Laststroms durch die Basis. Durch die Filterwirkung des RC-Glieds führt wieder 1% davon zur Spannungsschwankung. Da aber der Strom 100mal kleiner ist, ist auch die Spannungsschwankung 100mal kleiner, beträgt also nur 1µA x R. Es gibt aber noch einen zusätzlichen, negativen Effekt beim Gyrator, den ich früher schon erwähnt habe: Wenn ein Transistor einen größeren Kollektorstrom fließen lassen soll, muß seine Ube steigen. Das hat gemäß meiner früheren Simulation den gleichen Effekt wie ein Quellwiderstand von 0,6Ohm. Also, selbst, wenn die Stromverstärkung so groß sein sollte, daß es eigentlich keinen Spannungsabfall aufgrund von Lastströmen mehr geben sollte, dann hat man aber immer noch die 0,6 Ohm Quellwiderstand. Meistens spielt der aber keine Rolle. Was ist denn nun der Vorteil des Gyrators? Da nur 1% des Laststroms durch die Basis fließt, kann man R 100mal größer machen als bei einem normalen RC-Glied. Das erlaubt viel größere Filterzeitkonstanten. Oder, man begnügt sich mit der gleichen Filterwirkung und kann dann C 100mal kleiner machen. In bestimmten Anwendungen kann man so auf den Einsatz von ELkos mit ihren vielen Nachteilen verzichten. Ein Gyrator hat aber auch Nachteile, da er Lastströme überhaupt nicht filtern kann, sondern sie zu fast 100% an die Speisung weiterreicht. Kai Klaas
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