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Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Durchflusswandler


Autor: lowrainer (Gast)
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HAllo Bastler,


ich baue gerade einen Durchflusswandler auf, doch leider brennt mir 
immer die Diode D4 im Leistungskreis ab. Wie kann es sein das die SF68G 
Diode die für 600V und 6a ausgelegt ist bei einem Strom von 1A und einer 
Spannung von rund 220V abraucht?. Ist mir ein Rätsel kann mir jemand 
helfen.

Gruß Rainer

Autor: Peter R. (pnu)
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Wahrscheinlich ist die Polung der Primärwicklung falsch.

Dazu müsste man aber auch das Schaltbild der Primärseite sehen, wie die 
Polung der Wicklung in der Flusszeit des Wandlers ist.

Wenn pin6 des trafo an Plus liegt, und an 13 der Schalter, ist das ein 
Sperrwandler und die Überspannung sekundär haut die Diode durch.

Autor: Tobias Plüss (hubertus)
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So wie ich das sehe, sind da zwei Primärwicklungen (und nicht eine, wie 
das bei einem Sperrwandler der Fall wäre, Peter!).
Frage daher:
ist es ein Eintakt- oder ein Gegentakt-Durchflusswandler? In letzterem 
Falle wäre die Beschaltung der Sekundärwicklung falsch.
Sie ist ebenfalls falsch, wenn der Schalttransistor an Pin 6 des Trafos 
liegt.
Zeig doch bitte noch die Beschaltung primär, einfach mit der 
Entmagnetisierungsdiode (im Falle eines Eintaktwandlers) oder mit den 
beiden Transistoren (wenns ein Gegentaktwandler ist).


PS:
Warum hast du die Beschriftung deiner Spule übermalt? Dürfen wir nicht 
sehen was es für eine ist? ;-)
Sag doch mal was es für ein Typ ist.

Welche Schaltfrequenz hast du?

Autor: Peter R. (pnu)
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Auf der Primärseite gibt es auch beim Eintakt-Wandler zwei Wicklungen, 
eine als Hauptwicklung, die zweite als Hilfswicklung für die 
Spannungsversorgung des Schalt-IC .

Autor: Tobias Plüss (hubertus)
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Hi Peter,
ja natürlich du hast recht, habe ich nicht daran gedacht.
Wie auch immer, der Effekt, dass die Diode durchbrennt, kann daher 
rühren, dass sie zu langsam ist.
Ich hatte mal einen Gegentakt-Durchflusswandler gebaut, mit einem 
Brückengleichrichter auf der Sekundärseite. Frequenz 100 kHz. Und als 
Gleichrichterdiode hatte ich eine gewöhnliche, keine schnelle Si-Diode 
genommen (weil ich meinte, es sei eine Schottkydiode...). Beim ersten 
Einschalten des Wandlers sind mir die Dioden dann abgeraucht, und zwar 
weil sie zu langsam waren - bei der hohen Frequenz  vermochten sie 
während der negativen Halbwelle nicht zu sperren, und so fliesst dann 
natürlich ein sehr grosser Querstrom durch die Dioden - und dann raucht 
es.
Wichtig zu wissen ist, dass ein richtig dimensionierter 
Durchflusswandler sich sekundärseitig wie eine sehr gute Spannungsquelle 
verhält (solange er im nicht lückenden Betrieb ist). Und dann werden die 
Querströme durch nicht rechtzeitig sperrende Dioden exorbitant, was 
natürlich zu deren Abrauchen führt.

Autor: Ben ___ (burning_silicon)
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ich denk auch, daß sie einfach zu langsam ist. bei der spannung fällt 
dann ganz schnell eine ordentliche verlustleistung an und das ding wird 
heiß.

Autor: Benedikt K. (benedikt) (Moderator)
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35ns und zu langsam?

Autor: Jörg Rehrmann (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)
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lowrainer schrieb:

> ich baue gerade einen Durchflusswandler auf, doch leider brennt mir
> immer die Diode D4 im Leistungskreis ab. Wie kann es sein das die SF68G
> Diode die für 600V und 6a ausgelegt ist bei einem Strom von 1A und einer
> Spannung von rund 220V abraucht?. Ist mir ein Rätsel kann mir jemand
> helfen.

Du solltest vielleicht doch mehr Einzelheiten zu Deinem Aufbau verraten, 
z.B. das Tastverhältnis. Wie kommst Du auf 220 V ? Bei einem geregelten 
Eintakt-Flußwandler mit 100 V Ausgangsspannung mußt Du mit mindestens 
300 V an den Dioden rechnen, bei ungünstiger Dimensionierung auch 
deutlich mehr. Dazu kommen aber noch die Überschwinger, die sich durch 
parasitäre Induktivitäten und Kapazitäten bilden, wenn der Strom durch 
die Dioden abreißt. Um die zu dämpfen, gehört an min. eine Diode ein 
R-C-Dämpfungsglied. Du solltest die Diodenspannungen mal 
oszillographieren. Vermutlich liegen dort Spannungsspitzen bis weit über 
600 V an. Die Dioden sind jedenfalls weder zu langsam noch zu schwach.

Jörg

Autor: Ben ___ (burning_silicon)
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300-600V da im SEKUNDÄRkreis? WTF?! da muß der trafo aber schon sehr 
ungünstig dimensioniert sein und das will ich mal nicht hoffen!

er sagt ihm brennt D4 ab. die hat mit den rückschlagimpulsen aus dem 
trafo schon gar nichts mehr zu tun, diese werden ja bereits durch D3 
geblockt (und die bleibt dabei wohl heile). D4 ist nur die freilaufdiode 
für die drossel auf der sekundärseite. das bedeutet in der leitend-phase 
(des primären schalttransistors) ist sie gesperrt, der strom fließt vom 
trafo über D3 und die drossel zur last, D4 muß nur die sekundärspannung 
des trafos sperren (und das werden keine 600V sein!). in der sperrphase 
sperrt D3 durch die jetzt negative spannung aus dem trafo und D4 öffnet 
damit die drossel den stromfluß zur last aufrecht erhalten kann. im 
grunde wie bei einem step-down-wandler.

das tastverhältnis ist bei so einem wandler kein fester wert, sondern 
abhängig vom belastungszustand. bei tastverhältnis =0% wird keine 
energie auf die ausgangsseite übertragen, D4 kann ohne nicht abrauchen. 
bei 100% bzw. generell bei zu hohem taktverhältnis gerät der 
transformatorkern in die sättigung und ohne strombegrenzung macht der 
primäre schalttransistor den deckel auf, nicht D4. alles dazwischen 
"funktioniert", liefert ggf. nur nicht die gewünschte ausgangsspannung.

das einzige was ich mir noch vorstellen könnte wäre daß irgendwelche 
parasitären Cs und Ls einen schwingkreis bilden, der D4 in schneller 
folge öffnen und sperren läßt. versuch mal eine oder zwei ferritperlen 
an den beinchen der diode einzusetzen oder probier es mit anderen 
dioden.

Autor: lowrainer (Gast)
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Hallo,

es handelt sich um einen Eintaktdurchflusswandler, ich habe unnötige 
Teile des Schaltplans weggelassen um Verwirrung zu vermeiden. Da ich 
z.B. 2 Ausgangsspulen im Schematic habe, natürlich aber nur eine 
Bestücke. Ich kann leider das komplette Bild nicht anhängen, da ich erst 
morgen wieder an mein Werk komme. Bei Wicklung mit Pin 6/13 handelt es 
sich um die Entmagnetisierungswicklung, die andere halb Abgebildete 
Wicklung ist die Primärwicklung an ihr ist auch der Transitor.--> 
Wickelsinn sollte so stimmen, ich werde aber nochmal den Trafo auf 
Wickelsinn überprüfen.  Die Spule ist ein ETD39 Kern mit 195 Wicklungen, 
leicht überdimensiniert meine ich. Frequenz ~50kHz. Als DCDCController 
kommt der UC3845 zum Einsatz.

Meiner Meinung sind die Dioden auch nicht zu langsam, wie schon erwähnt 
handelt es sich um super fast rectifiers mit 35ns.

Mehr infos zur Schaltung

Es sollen durch eine Durchfluswandler Ue=12V auf ca Ua=100V gewandelt 
werden. Bei einem übersetztungsverhältnis von 128/5, ergibt dies eine 
maximale Sekundärspannung von 307,2V leider habe ich die 220V nur 
schnell beim Eintrag editieren getippt. Die Diode sollte auch mit der 
Sekundärspannung von 307 auskommen.

Ach noch ein Kleinigkeit, der Transistor des Typs IRFB4110 ist auch 
immer kurz vorm abrauchen, dies liegt aber wohl eher daran das der 
UC3845 nicht richtig treibt, hoffe ich zumindest.


Vielen Dank für eure erste Hilfe;)

Autor: Tobias Plüss (hubertus)
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Prüf bei Gelegenheit mal noch den Wickelsinn.
Wenn du Zugriff auf eine Strommesszange hast, miss doch bitte noch den 
Strom in der Primärwicklung.
Was für ein Kernmaterial hat dein Trafo? Luftspalt? Bei einem 
Durchflusswandler darf es keinen haben.

Gruss

Autor: Rainer Tief (lowrainer)
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Kernmaterial N27, LLuftspalt =0 ..ist ja kein Sperrwandler, reiner 
Übertrager, wieso soll der Luftspalt aber den Einfluss auf die Freilauf 
diode haben?

Autor: Tobias Plüss (hubertus)
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Hi Rainer,
ich habe nach dem Luftspalt gefragt, weil ich die Info brauche, um jetzt 
hie rmit meinem Excel Sheet anhand des Kernmaterials die Induktivität zu 
berechnen. Du hast gesagt, dass du 195 Windungen hast. Und genau das 
rechne ich jetzt nach, ob das passt. ;-)

Autor: Tobias Plüss (hubertus)
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Also,
ich komme nach der Formel

Nprim = (Ue * tein) / (Ae * DeltaB)

auf ~10 Windungen, wenn wir einen Flussdichtehub von 200 mT annehmen.

Ue = 12V
tein habe ich mal auf 20 us gesetzt (worst case)
Ae = 125 mm^2
DeltaB = 0.2T

Wobei mehr Windungen natürlich eher besser sind.
Dann kann das beinahe-Abrauchen des Schalttransistors nur noch begründet 
sein durch:

- suboptimale Ansteuerung
- defekter Transistor
- Entmagnetisierungswicklung verpolt

Frage: wie ist die Entmagnetisierungsdiode gepolt, und was hat die für 
Werte?

Autor: Jörg Rehrmann (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)
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Ben _ schrieb:
> 300-600V da im SEKUNDÄRkreis? WTF?! da muß der trafo aber schon _sehr_
> ungünstig dimensioniert sein und das will ich mal nicht hoffen!

Wie gesagt, bei optimaler Dimensionierung mußt Du bereits mit einer 
regulären Sperrspannung von mindestens 300 V rechnen.

> er sagt ihm brennt D4 ab. die hat mit den rückschlagimpulsen aus dem
> trafo schon gar nichts mehr zu tun, diese werden ja bereits durch D3
> geblockt (und die bleibt dabei wohl heile). D4 ist nur die freilaufdiode
> für die drossel auf der sekundärseite. das bedeutet in der leitend-phase
> (des primären schalttransistors) ist sie gesperrt, der strom fließt vom
> trafo über D3 und die drossel zur last, D4 muß nur die sekundärspannung
> des trafos sperren (und das werden keine 600V sein!). in der sperrphase
> sperrt D3 durch die jetzt negative spannung aus dem trafo und D4 öffnet
> damit die drossel den stromfluß zur last aufrecht erhalten kann. im
> grunde wie bei einem step-down-wandler.

... soweit die Theorie bei idealen Bauteilen. Nun hat aber dummerweise 
der Trafo eine Streuinduktivität und die Dioden eine Sperrverzugszeit. 
Hast Du Dir mal überlegt, was an den Dioden wirklich passiert ? Während 
der Sperrphase des primären Schalters leitet D4 den Laststrom. Schaltet 
der Transistor ein, muß er "hart" gegen die immer noch leitende D4 
arbeiten. Die Streuinduktivität des Trafos begrenzt zwar den 
Stromanstieg, aber wenn D4 dann endlich sperrt, kommt es zu einem 
schnellen Spannungsanstieg an D4. Die in der Streuinduktivität während 
der Sperrverzugszeit gespeicherte Energie kann dann eine beliebig hohe 
Sperrspannung an D4 induzieren, die letzlich durch die parasitären 
Kapazitäten begrenzt wird und sich in in einer abklingenden 
HF-Schwingung entlädt. Diese Spannungsspitze läßt sich nur mit einem 
RC-Dämpfungsglied absorbieren.
Der Übergang in die Sperrphase ist weniger kritisch. Hier muß nur der 
reguläre Laststrom unterbrochen werden. D3 wird "sanft" durch den 
geringen Magnetisierungsstrom gesperrt. Insofern ist es logisch, dass 
immer D4 zerstört wird.

> das tastverhältnis ist bei so einem wandler kein fester wert, sondern
> abhängig vom belastungszustand. bei tastverhältnis =0% wird keine
> energie auf die ausgangsseite übertragen, D4 kann ohne nicht abrauchen.

Das Tastverhältnis ist bei gegebener Dimensionierung in erster Linie von 
dem gewünschten Übersetzungsverhältnis des Wandlers abhängig und 
weitgehend unabhängig von der Belastung. Die geringfügige Änderung des 
Tastverhältnisses in Abhängigkeit von der Last dient nur der Korrektur 
parasitärer Effekte. Erst im Leerlauf oder geringfügiger Last, muß das 
Tastverhältnis deutlich heruntergeregelt werden.

> bei 100% bzw. generell bei zu hohem taktverhältnis gerät der
> transformatorkern in die sättigung und ohne strombegrenzung macht der
> primäre schalttransistor den deckel auf, nicht D4. alles dazwischen
> "funktioniert", liefert ggf. nur nicht die gewünschte ausgangsspannung.
>
> das einzige was ich mir noch vorstellen könnte wäre daß irgendwelche
> parasitären Cs und Ls einen schwingkreis bilden, der D4 in schneller
> folge öffnen und sperren läßt. versuch mal eine oder zwei ferritperlen
> an den beinchen der diode einzusetzen oder probier es mit anderen
> dioden.

so einfach ists leider nicht...

Jörg

Autor: Rainer Tief (lowrainer)
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Tobias Plüss schrieb:
> Also,
> ich komme nach der Formel
>
> Nprim = (Ue * tein) / (Ae * DeltaB)
>
> auf ~10 Windungen, wenn wir einen Flussdichtehub von 200 mT annehmen.
>
> Ue = 12V
> tein habe ich mal auf 20 us gesetzt (worst case)
> Ae = 125 mm^2
> DeltaB = 0.2T
>
> Wobei mehr Windungen natürlich eher besser sind.

Irgendwie haben wir uns da Missverstanden, die Speicherdrossel/Spule im 
Ausgangskreis hat 195Wdg, der Trafo hat einen Luftspalt=0 und 5Wdg als 
Primärwicklung, als Trafokern kommt der ETD44 zum Einsatz, der eine min 
Kernfläche von Aemin=172mm^2 hat. dmax=0,47 Maximales Tastverhältnis
Np= Ue* dmax /(DeltaB *Aemin*f)~=5Wdg.

> Frage: wie ist die Entmagnetisierungsdiode gepolt, und was hat die für
> Werte?
Die Entmagnetisierungswicklung besitzt ebenfalls 5 Wdg.

Ich werde denn Wickelsinn noch einmal überprüfen.

@J_R
Wie sollte ich den ein RC-Dämpfungsglied dimensionieren?

Gruss Rainer

Autor: Jörg Rehrmann (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)
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Rainer Tief schrieb:

> @J_R
> Wie sollte ich den ein RC-Dämpfungsglied dimensionieren?

Berechnen wird schwierig, da die Parameter unbekannt sind. Am besten 
experimentell ermitteln. Den Widerstand so wählen, dass bei Volllast die 
Überschwinger im sicheren Bereich der Diode liegen und den Kondensator 
so wählen, dass die HF-Schwingung nach wenigen Perioden ausklingt. Ohne 
die genauen Daten zu kennen, würde ich mal einen Tipp wagen: Mit 470pF 
und 220 Ohm könntest Du mal anfangen und Dich dann an das Optimum 
herantasten. Das ist immer ein Kompromis: Je besser die Dämpfung, desto 
höher die Verlustleistung im Widerstand.
Das R-C-Glied (Serienschaltung) am besten parallel zur Sekundärspule.

Jörg

Autor: Ben ___ (burning_silicon)
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hmm 12V eingangsspannung und 100W ausgangsleistung? dafür finde ich 
eintaktwandler etwas ungeeignet, sollte aber möglich sein sowas zu 
bauen. diese leistung packt auch ein sperrwandler noch. habe gerade in 
mein SNT buch geschaut, da ist kein einziger eintakt-durchflußwandler 
mit 12V eingangsspannung drin. das sollte aber für den sekundärkreis 
keine rolle spielen. es ist aber auch leider keiner mit einer 
ausgangsspannung über 30V da drin. vielleicht doch die falsche 
wandlertopologie?

sind die 300V nach dem trafo wirklich notwendig oder nur da weil's sich 
gerade so ergeben hat? ich find die 200V über der drossel ganz schön 
viel.

die dioden sind mit ihrer sperrzeit von 35ns schnell genug für so einen 
wandler. so schnell steigt selbst bei einem durchflußwandler der strom 
nicht an, daß es irgendwas killen würde. ich greife bei solchen 
schaltungen immer auf gegentaktwandler zurück, dort sind solche 
freilaufdioden wie D4 nicht mal drin weil die beiden gleichrichter diese 
funktion mit übernehmen. da hab ich schon eine ähnlich hohe spannung mit 
erzeugt, 350V aus 12V zum testbetrieb von primärgetakteten 
schaltnetzteilen. der gleichrichter davon überlebt selbst den leerlauf 
ohne angeschlossene siebelkos und wird im normalfall (das angeschlossene 
SNT arbeitet ohne große last) nichtmal warm.

übrigens muß der strom der D4 zerstört irgendwie erst durch D3 gekommen 
sein. bleibt/ist D3 wirklich okay? in welcher betriebssituation wird D4 
zerstört, im leerlauf oder beim leistungsbetrieb?

prüfe wirklich nochmal den wickelsinn.

mit welcher betriebsfrequenz betreibst du den wandler? wenn der primäre 
transistor auch so heiß wird könnte die zu hoch liegen. ansonsten zeig 
mal die gatebeschaltung von dem FET.

Autor: Tobias Plüss (hubertus)
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Guten Morgen,

@Rainer.
1. Wegen des RC-Glieds. Dessen Werte kann man nicht wirklich berechnen, 
da wie mein Vorposter bereits geschrieben hat, die parasitären Elemente 
nicht bekannt sind. Es gibt zum dimensionieren dieses "Snubbers" aber 
eine AppNote von Maxim, ich such nachher den Link raus.

2. Wegen deines Trafos.
Bist du sicher, dass das mit den 5 Windungen passt? Wenige Windungen 
ergeben einen grösseren Flussdichtehub. Bei Ferrit N27 sollte man mit 
der maximalen Flussdichte nicht wirklich über 200 mT gehen.
Des weiteren: wie ist das Tastverhältnis? Beim Eintaktwandler muss es 
auf allerhöchstens 0.5 begrenzt werden; aufgrund der nicht idealen 
Bauteile eher weniger, ich würde mal sagen so 0.45 höchstens.
Des weiteren gilt die Beziehung

Ua / (ü * Ue) = vT,

welche man nach ü umstellen kann und so das Übersetzungsverhältnis des 
Trafos erhält.
Angenommen, du hast 12V als minimale Eingangsspannung, dann kann man 
festlegen:

vT @ 12V = 0.4 (damit nach oben noch ein wenig "Luft" zum Regeln bleibt)

Somit wird

ü = Ua / (vT * Ue),

was in diesem Fall 2.5 ergibt, wenn ich mich mit dem Windoof-Rechner 
nicht vertippt habe.
Wie viele Windungen es primär mindestens braucht kannst du ja nach der 
anderen Formel selber berechnen; den Wert kann man dann grosszügig 
aufrunden, um volle Wicklungslagen zu erhalten. Anschliessend anhand des 
Übersetzungsverhältnisses die Sekundärwicklung berechnen und gut.

Hilfreich in dieser Beziehung ist auch 
http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/smps.html.

Gruss Tobias

Autor: Mandrake (Gast)
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Hallo,

hier mal eine AppNote, die auch die Tipps meiner Vorposter beherzigen.
In der Beispielschaltung sind auch die von Vorpostern erwähnten Snubber 
drin.
Vielleicht hilft es dir weiter.

http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/AND8039-D.PDF

Gruß

Mandrake

Autor: Tobias Plüss (hubertus)
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Hier noch die erwähnte AppNote, welche sich mit der Dimensionierung 
eines Snubbers auseinander setzt.
Ich habe das Verfahren selber ausprobiert, es funktioniert erstaunlich 
gut.

Gruss

Autor: Tobias Plüss (hubertus)
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Hmm, Frage:
hat ein Mod wohl meinen Post bearbeitet? Ich hatte da eigentlich einen 
Link zu der erwähnten AppNote eingefügt....
Dann halt noch ein Versuch:

http://pdfserv.maxim-ic.com/en/an/AN3835.pdf

Autor: lowrainer (Gast)
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Hallo,

erster Fehler gefunden: Die Entmagnetisierungswicklung hatte falschen 
Wickelsinn. Nach richtiger kontaktierung der Wicklung brennt die 
Freilaufdiode nicht mehr ab. Juhu


Ein Snubbernetzwerkes R=5 Ohm und C=1uF WIMAMKP Kondensator mit 
schneller Diode habe ich aus integriert. Dimensioniert nach der Theroie 
aus dem Hirschmann Schaltnetzteile Buch.

Jetzt bricht leider bei Belastung die Ausgangsspannung zusammen, der 
Transistor wird immer noch zuheiß, kann das daran liegen das der UC384x 
den IRFB4110 nicht ausreichend treibt? Eigentlich sollte der Controller 
den Mosfet treiben können.

Autor: Tobias Plüss (hubertus)
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Wie sieht das Tastverhältnis so aus?

Autor: Peter R. (pnu)
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Häähh ?

1uF als Snubber-Kondensator ???

Da stimmt wohl etwas nicht. Denn das bedeutet 5 Ohm Dauerlast für die 
Wechselspannung.

Autor: Michael O. (mischu)
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Hohe Verlustleistung:
1. MOSFET Schaltverluste (zu langsames Aufsteuern des Gates)
 -> mit Oszi die Anstiegsszeit und Höhe der Gatespannung anschauen

2. hoher Strom durch MOSFET (z.B. teilweise Sättigung des Kerns, falsch 
dimensionierter Snubber)
 -> Kannst Du mit einer Stromesszange oder einem Shuntwiderstand 
(VORSICHT ! achte genau auf möglichst kleine Induktivität der 
Zuleitungen) die Höhe der Stromspitzen messen?

Spannung bricht zusammen:
1. ESR der Elkos zu groß (bei 12V/100W und 50% Tastgrad hättest Du 
minimale Ströme von ca. 20A)

2. Probleme mit dem Regler -> Stabilität / Messfehler

3. Schlechte Leiterbahnführung (hohe Streuinduktivität)

Natürlich gibt es auch noch diverse andere Gründe...

Autor: Ben ___ (burning_silicon)
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her mit der kompletten schaltung. alles andere ist doch rätselraten!

Autor: Tobias Plüss (hubertus)
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Ben__,
jawoll. Oder einfach mal beim Schmidt Walter schauen, das würde auch 
helfen...
Angesichts der Tatsache, dass hier immer mehr Fragen zu DCDC-Wandlern 
auftauchen, könnte ich vielleicht einmal einen Artikel dazu schreiben. 
Immerhin habe ich schon ein paar Durchflusswandler gebaut, welche auch 
laufen....

Rainer, gib uns doch mal ein Bild von deinem Aufbau bzw. ein Schema. Ben 
hat Recht.

Autor: Rainer Tief (lowrainer)
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Hi,
ihr habt ja Recht, Schaltplan ist jetzt vollständig da. Die 
SchmidtWalther seite kenne ich, ich habe mich danach auch teilweise 
gerichtet.

Beim Snubbernetzwerk bin ich überfragt, ich habe zuerst nach der 
Hirschmann Theroie gehandelt.
RCD-Glied  über Trafo

I_Tdach=~25A
L_streu=~0.8uH
C= L_streu(I_Tdach/ Delta U) bei zulässigen Spitzen von ca 22V ergibt 
das eine Kapazität von 1uF

R=1/(f*C*3)=~6.6 Ohm

Ebenfalls habe ich die Methode von Tobias ausprobiert. noch kein Erfolg


Das Gate ansteuerung ist innerhalb von t=500-600ns auf 12V, dies sollte 
den Mosfet doch komplett durschalten, wie man 
sieht.?!?-->Ansteuerproblem: keins


Die Ausgangsspannung Ua gammelt so bei 45V rum anstelle von 100V, das 
hängt aber mit der falschen Messwerterfassung /Verstärkung im OP 
zusammen. Mittlerweile bricht die Ausgangsspannung nicht ein.

Einzigstes Problem..der Mosfet wird thermisch zerstört nach einigen 
Sekunden


Bildbeschreibung: Gelb : Gateansteuerugn
                  Grün : Spannung am Mosfet gegen Masse
                  Lila : Shunt Spannung gegen Masse

Autor: Ben ___ (burning_silicon)
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irgendwas ist am strom durch den trafo faul. da sollte nichts schwingen, 
da sollte ein stetiger anstieg bis zum maximalwert (wo der transistor 
wieder sperrt) erfolgen. deine lila kurve müßte als ein dreieck sein, 
ist sie aber nicht. sicher daß der wickelsinn stimmt? das signal sieht 
so aus als ob auch nach dem schließen des transistors noch strom durch 
diesen fließt (einen anderen grund für die spannungsänderungen am shunt 
gibts wohl nicht) und das sollte eigentlich nicht sein.

und wieso ist das ganze eigentlich überhaupt ein 
eintakt-durchflußwandler mit trafo? es gibt wegen der rückkopplung 
sowieso keine galvanische trennung zwischen ein- und ausgang, da könnte 
man auch einen drosselwandler für bauen. bei entsprechender auslegung 
der spule schafft der sogar die 100V aus 12V.

Autor: Michael O. (mischu)
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Widerspruch oder Messfehler:
Dein Schaltplan zeigt einen 0.005 Ohm Shuntwiderstand im Massezweig.
Die Lila-Kurve geht bei 200mV/div auf max 600mV.
Flux I = U/R => 0.6 / 0,005 => 120A  >> 25A
Entweder hast Du eine hohe Streuinduktivität der Messleitung oder einen 
etwas zu hohen Strom.

Deine Spannungsanstiegsgeschwindigkeit ist echt lahm. 12V/500ns oder 
24V/us ist gar nix - außer vielleicht deutlich zu langsam. Zumindest die 
Gatespannung sollte etwas schneller da sein um die Schaltverluste zu 
minimieren.

Prüf bitte nochmals den Strom!

Autor: Ben ___ (burning_silicon)
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der spannungsanstieg am gate ist schon okay so. das sollte auf jeden 
fall für einen fehlerfreien betrieb reichen.

Autor: Jörg Rehrmann (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)
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die Schaltung hat noch einen gravierenden prinzipiellen Fehler:
Der UC3845 ist für Sperrwandler im Current-Mode gedacht. Für die 
PWM-Regelung benötigt er zwingend eine Rampenspannung an Pin 3, die beim 
Sperrwandler am Sense-Widerstand abfällt. Bei Verwendung in einem 
Flußwandler ist eine sog. Slope-Compensation erforderlich. Dazu koppelt 
man die Rampenspannung des Oszillators auf Pin 3 zurück. Guckst Du hier 
auf Seite 6:
http://www.datasheetcatalog.org/datasheet2/b/0fk35...

Jörg

Autor: Ben ___ (burning_silicon)
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das wäre mir neu!

> A fraction of the oscillator ramp can be resistively summed with the
> current sense signal to provide slope compensation for converters
> requiring duty cycles over 50%.
ein eintakt-durchflußwandler hat maximal 50%, in der praxis sogar noch 
etwas weniger.

Autor: Tobias Plüss (hubertus)
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Ich finde auch, der Trafostrom sollte _ein wenig_ anders aussehen.
Da ist was komplett faul....
Kannst du vielleicht mal versuchen, den ISense vom UC3845 wegzulassen? 
bzw. den Eingang mal auf Masse hängen.
Wie sehen die Signale primärseitig aus, wenn auf der sekundärseite 
nichts angeschlossen ist?

Autor: Jörg Rehrmann (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)
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Ben _ schrieb:

>> A fraction of the oscillator ramp can be resistively summed with the
>> current sense signal to provide slope compensation for converters
>> requiring duty cycles over 50%.
> ein eintakt-durchflußwandler hat maximal 50%, in der praxis sogar noch
> etwas weniger.

Die Slope-Compensation dient in diesem Fall auch nicht dazu, das 
Tastverhältnis über 50% zu bringen, was beim 3845 sowieso nicht möglich 
ist, sondern um die Rampenspannung an Pin 3 zu erzeugen. In diesem Fall 
könnte man eher von "Slope-Generation" sprechen. Wie dem auch sei, die 
Slope-Compensation erzeugt genau das Signal, was der 3845 an Pin 3 
braucht, um als PWM-Regler für Flußwandler arbeiten zu können.

Jörg

Autor: Ben ___ (burning_silicon)
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ich denke nicht daß der IC so ein rampensignal an Isense braucht. wozu 
auch? du kannst doch keinen stromanstieg voraussetzen... tschuldigung, 
aber solange du mir nicht zeigst wo das steht halte ich das für unsinn.

Autor: Jörg Rehrmann (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)
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Ben _ schrieb:
> ich denke nicht daß der IC so ein rampensignal an Isense braucht.

Da denkst Du definitiv falsch.

> wozu
> auch? du kannst doch keinen stromanstieg voraussetzen... tschuldigung,

jeder PWM-Komparator braucht ein solches Rampensignal. Der Sperrwandler 
im Current-Mode, für den der 384x konzipiert ist setzt sehr wohl einen 
Stromanstieg voraus.

> aber solange du mir nicht zeigst wo das steht halte ich das für unsinn.

Du solltest mal das Blockschaltbild des 384x etwas genauer studieren, 
bevor Du sowas schreibst (befindet sich ebenfalls im o.a.Link). Die 
Eingänge des PWM-Komparators kommen direkt vom Ausgang des Error-Amp und 
von Pin 3. Erstgenannter liefert im Idealfall eine Gleichspannung, also 
muß die Rampe an Pin 3. Eine interne Verbindung der Rampe vom Oszillator 
(Pin 4) zum PWM-Komparator gibt es nicht.

Jörg

Autor: Mandrake (Gast)
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@Ben
Leider ist es doch so, dass eine Rampe an Isense erforderlich ist.
Wenn du dir das Blockschaltbild im Datenblatt ansiehst, wirst du es 
sehen.

->Der Oszillator schaltet den MOSFET ein.
->Ist die Spannung VFB < 2.5V so liegt eine Spannung <= 1V am 
Stromkompensator an.
->Erst wenn nun am Isense eine Spannung anliegt die größer als die 
Vegleichsspannung ist wird der MOSFET abgeschaltet.

Um nun tatsächlich eine PWM zu bekommen braucht man ein Rampensignal am 
ISense. Ein Rechteck würde hier den Transistor direkt nach dem 
einschalten wieder abschalten. Der Transistor schaltet eigentlich gar 
nicht mehr ein.
Wenn man Isense auf GND legen würde, schaltet der MOSFET mit max. PW 
also hier 50%.

Übrigens der uc3845 ist durch ein internes Zeitglied auf eine maximale 
Pulsweite von 50% beschränkt. Das braucht man also nicht mehr 
sicherstellen beim Flusswandler. Stolperfalle:
Die Schaltfrequenz = 1/2 x Oszillatorfrequenz

@all
Warum ist der OP eigentlich nötig? Meiner Meinung nach ist der 
überflüssig.
Dein TPass  hinter dem Shunt ist außerdem falsch dimensioniert.
Die Grenzfrequenz sollte man ungefähr bei der 8fachen Schaltfrequenz 
ansiedeln.
Aber Achtung bei DIESEM Baustein! Die Schaltfrequenz ist nur halb so 
große wie die Oszillatorfrequenz! Das hängt mit dem integrierten 
Zeitglied zusammen.

Desweiteren gebe ich zu bedenken, dass bei einem richtig ausgelegten 
Trafo der Stromanstieg am Shunt der transformierte Stromanstieg der 
Sekundärdrossel ist und nicht, wie beim Sperrwandler der Stromanstieg 
der Primärspule des Trafos. Der Energiespeicher ist hier die 
Sekundärdrossel und nicht der Trafo.


Gruß

Mandrake

Autor: Fritz (Gast)
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>Warum ist der OP eigentlich nötig? Meiner Meinung nach ist der
>überflüssig.

Prinzipiell ist er überflüssig, aber bei 12V Eingangsspannung ist es 
eben effizienter, wenn man einen kleinen Shunt Widerstand nimmt und 
dessen Spannungsabfall verstärkt.

Autor: Ben ___ (burning_silicon)
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ein rechtecksignal würde auch sofort die überstromschutzschaltung 
auslösen.

ich denke Isense auf GND geknallt funktioniert genauso wie mit 
irgendwelchen stromgeführten rampensignalen.

Autor: Mandrake (Gast)
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@Ben

Offensichtlich verstehst du das Funktionsprinzip des Bausteins nicht. 
Bei Isense auf GND hast du keine PWM Funktion mehr. Selbst ein Knallen 
von Isense gewährleistet keine Regelungsfunktion.
Auch IRGENDWELCHE Signale funktionieren NICHT. Es muss ein Signal sein, 
dass mit der Zeit ansteigt.
Auch deine Behauptung ein Rechtecksignal würde die 
Überstromschutzschaltung (die es im konventionellen Sinne (abschalten 
bei Überstrom) nicht gibt) sofort auslösen ist falsch. Siehe Datenblatt.

Speziell bei dem Baustein den der Threadstarter nutzt taktet der 
Baustein dann munter mit 50% und das wars. Was du dann an dem 
Spannungs-Feedback-Eingang einspeist spielt dann keine Rolle mehr. Die 
PW ist fest 50%. Eine Regelung findet dann nicht mehr statt.

Aber wie auch Jörg dir schon nahegelegt hat, solltest du mal einen Blick 
in das Datenblatt werfen und versuchen das Blockschaltbild (Seite 2) zu 
verstehen.

Gruß

Mandrake

Autor: Mandrake (Gast)
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@Ben

Offensichtlich verstehst du das Funktionsprinzip des Bausteins nicht. 
Bei Isense auf GND hast du keine PWM Funktion mehr. Selbst ein Knallen 
von Isense gewährleistet keine Regelungsfunktion.
Auch IRGENDWELCHE Signale funktionieren NICHT. Es muss ein Signal sein, 
dass mit der Zeit ansteigt.
Auch deine Behauptung ein Rechtecksignal würde die 
Überstromschutzschaltung (die es im konventionellen Sinne (abschalten 
bei Überstrom) nicht gibt) sofort auslösen ist falsch. Siehe Datenblatt.

Bei Isense = GND:
Speziell bei dem Baustein den der Threadstarter nutzt taktet der 
Baustein dann munter mit 50% und das wars. Was du dann an dem 
Spannungs-Feedback-Eingang einspeist spielt dann keine Rolle mehr. Die 
PW ist fest 50%. Eine Regelung findet dann nicht mehr statt.

Aber wie auch Jörg dir schon nahegelegt hat, solltest du mal einen Blick 
in das Datenblatt werfen und versuchen das Blockschaltbild (Seite 2) zu 
verstehen.

Gruß

Mandrake

Autor: Rainer Tief (lowrainer)
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Hi,

der OP ist nötig, da der Shunt Widerstand zu viel Leistung verbraten 
würde.

Nach UC384X app note berechnet sich der benötigte Shuntwiderstand zu

1V/Ispitze=1V/25A = einen Shunt von 40 mOhm, was eine Verlustleistung 
von 6W mitsichbringen würde I_rms=~15A. Da nur ein 0,005Ohm Shunt zur 
Hand war, kam dieser zum Einsatz, mit der entspechenden Verstärkung von 
8,2 wird fast genau beim Spitzenstrom dem UC384x 1V vorgegaukelt.

Die Dimensionierung des Tiefpasses ist nach der APP Note
http://www.icbase.com/pdf/TI/TI39740501.pdf
dimensioniert. Bin gerne für verbesserungsvorschläge offen.

Meiner meinung nach liegt der Fehler immer noch beim Snubbernetzwerk, 
den wie in der Aufnahmezusehen ist entsehen im Abschaltmoment 
Spannungsspitzen von 80V die setzen dem IRFB4110 wahrscheinlich zu.

Irgendwie stoße ich beim Snubber immer auf Probleme.
W=0.5CU^2=0,5LI^2

C=(I/U)^2*L=~20uF
U hier Delta U mit vielleicht 5V ergibt einen Kondensator mit 20 uF bei 
Ispitze 25A und Lstreu=0,8mikroH

ergibt einen Widerstand R= 1/(3*f*C)=0,33 Ohm???

Da kann doch was nicht stimmen.

Autor: Rainer Tief (lowrainer)
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Jörg R. schrieb:
> die Schaltung hat noch einen gravierenden prinzipiellen Fehler:
> Der UC3845 ist für Sperrwandler im Current-Mode gedacht. Für die
> PWM-Regelung benötigt er zwingend eine Rampenspannung an Pin 3, die beim
> Sperrwandler am Sense-Widerstand abfällt. Bei Verwendung in einem
> Flußwandler ist eine sog. Slope-Compensation erforderlich. Dazu koppelt
> man die Rampenspannung des Oszillators auf Pin 3 zurück. Guckst Du hier
> auf Seite 6:
> http://www.datasheetcatalog.org/datasheet2/b/0fk35...
>
> Jörg


Und was ist jezt der gravierende Fehler, beim Durchflusswandler entsteht 
genauso wie beim Sperrwandler ein Rampensignal, sobald die 
Referenspannung am Shunt erreicht ist, schaltet der UC384x den Mosfet 
ab. Die Slope compensation dient ja lediglich nur dazu bei verschiebung 
der Rampe nicht erreichen des Sollwertes, diese Auszugleichen und zu 
verhindern das der Controller aus dem "Takt kommt". bzw in der richtigen 
Frequenz schaltet.
Die Slope Compensation ist nur zwingend notwendig falls man ein Duty 
Cycle über 50% hat. Da dies nicht der fall ist, ist die Slope Comp doch 
nicht zwingend nötig? oder

Autor: Jörg Rehrmann (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)
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Rainer Tief schrieb:

> Und was ist jezt der gravierende Fehler, beim Durchflusswandler entsteht
> genauso wie beim Sperrwandler ein Rampensignal, sobald die
> Referenspannung am Shunt erreicht ist, schaltet der UC384x den Mosfet
> ab.

Beim Flusswandler gibt es nicht unbedingt eine Rampenspannung. 
Allenfalls bei lückendem Drosselstrom, was aber nicht die Regel ist. Je 
nach Belastung und Art der Drossel kann die Rampe beliebig flach werden 
und ermöglicht keine stabile Regelung. Ein ähnlicher Effekt tritt auch 
bei Sperrwandler bei großer Einschaltdauer (nicht unbedingt bei genau 50 
%) auf, wenn die Sperrphase beendet wird, bevor der Spulenstron restlos 
abgeklungen ist. Die Slope-Compensation wirkt dann beim Flußwandler 
genauso effektiv wie beim Sperrwandler

Jörg

Autor: Ben ___ (burning_silicon)
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bei nichtlückendem strom entsteht ein rampensignal mit offset, d.h. die 
spannung springt dann auf einen wert über GND bevor sie "linear" weiter 
ansteigt. dieser betriebsmodus geht aber beim eintakt-durchflußwandler 
nicht, das würde den transformatorkern in die sättigung bringen. 
deswegen hat so ein wandler ein tastverhältnis von leicht unter 50% 
damit die magnetisierung des kerns in der off-zeit des transistors 
sicher vollständig abgebaut werden kann.

was den Isense pin angeht, auf irgendeiner meiner teilespender-platinen 
finde ich bestimmt einen 3842. wenn ich mal viel zeit und langeweile 
habe werde ich das probieren. ansonsten nutz ich für solche aufgaben 
immer den TL494, der scheint der deutlich bessere IC zu sein, auch von 
der funktionsvielfalt her.

Autor: Jörg Rehrmann (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)
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Ben _ schrieb:
> bei nichtlückendem strom entsteht ein rampensignal mit offset, d.h. die
> spannung springt dann auf einen wert über GND bevor sie "linear" weiter
> ansteigt.

Das ist zwar richtig, aber 1. hat die Rampe keinen definierten Startwert 
und 2. ist die Steilheit der Rampe sehr stark von der Ausgangsspannung 
abhängig.  Das bedeutet, dass Du auch kein definiertes Tastverhältnis 
bekommst; es kann von Periode zu Periode variieren. Beides 
destabilisiert den Regelkreis und führt zu sehr ungesund klingender 
Geräuschentwicklung.

> dieser betriebsmodus geht aber beim eintakt-durchflußwandler
> nicht, das würde den transformatorkern in die sättigung bringen.

Das ist Unsinn, um es mal in Deinen Worten auszudrücken

> deswegen hat so ein wandler ein tastverhältnis von leicht unter 50%
> damit die magnetisierung des kerns in der off-zeit des transistors
> sicher vollständig abgebaut werden kann.

Die Entmagnetisierung des Trafos hat mit dem Drosselstrom überhaupt 
nichts zu tun.

> was den Isense pin angeht, auf irgendeiner meiner teilespender-platinen
> finde ich bestimmt einen 3842. wenn ich mal viel zeit und langeweile
> habe werde ich das probieren. ansonsten nutz ich für solche aufgaben
> immer den TL494, der scheint der deutlich bessere IC zu sein, auch von
> der funktionsvielfalt her.

Der ist nicht unbedingt besser, sondern nur besser für Flusswandler 
geeignet, weil sein PWM-Komparator eben intern mit einer Rampenspannung 
versorgt wird. Dazu kommen weitere Optionen, z.B. für 
Gegentaktanwendungen. Dafür ist er größer, braucht mehr externe Bauteile 
als ein 384x, hat keinen Ausgangstreiber und keine Anlaufschaltung. Der 
384x hat auch seine Vorteile. Nicht ohne Grund wird er so oft 
eingesetzt, sogar in Flusswandlern.

Jörg

Autor: Ben ___ (burning_silicon)
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irgendwie schmeißt du alles zusammen und durcheinander. natürlich hat 
die entmagnetisierung nichts mit dem drosselstrom zu tun. das hab ich 
aber auch nie behauptet.

der stromanstieg in der primärwicklung beginnt bei einem 
funktionierenden eintakt-durchflußwandler immer im punkt 0, weil der 
trafo in der sperrhase des schalttransistors vollständig entmagnetisiert 
werden muß. deswegen auch ein tastverhältnis von maximal 50%. macht man 
das nicht hat man einen vormagnetisierten kern, der nach ein paar 
schaltperioden in der sättigung ist - und dann macht der 
schalttransistor dicke backen. daher kann diese wandlerbauart nur mit 
lückendem stromfluß arbeiten. zumindest im transformator, in der drossel 
kann das anders aussehen.

Autor: Jörg Rehrmann (Firma: Rehrmann Elektronik) (j_r)
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Ben _ schrieb:
> irgendwie schmeißt du alles zusammen und durcheinander. natürlich hat
> die entmagnetisierung nichts mit dem drosselstrom zu tun. das hab ich
> aber auch nie behauptet.

Du hast das selbst durcheinandergebracht. Ich zitiere:

> der stromanstieg in der primärwicklung beginnt bei einem
> funktionierenden eintakt-durchflußwandler immer im punkt 0, weil der
> trafo in der sperrhase des schalttransistors vollständig entmagnetisiert
> werden muß.

Wenn Du den anteiligen Magnetisierungsstrom der Primärwicklung meinst, 
mußt Du das auch explizit dazu sagen, zumal wenn davon in dieser 
Diskussion nie die Rede war. Dieser ist bei Flusswandlern meistens sehr 
gering gegenüber dem Laststrom und dementsprechend bedeutungslos für die 
Rampe am primärseitigen Shunt-Widerstand. Du sprichst hier aber vom 
"stromanstieg in der primärwicklung". In der Primärwicklung und damit 
auch am Shunt-Widerstand tritt faktisch der transformierte Drosselstrom 
auf und der beginnt, abgesehen von parasitären Effekten, bei nicht 
lückendem Drosselstrom niemals bei null.

Jörg

Autor: Ben ___ (burning_silicon)
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ich gebs auf. ich glaube wir reden aneinander vorbei.

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