Guten morgen zusammen, ich hänge aktuell an einer bisher oft diskutierten Schaltung und zwar der Sinus PWM Dimmer. Leider wurden die Diskussionen nie wirklich zu ende geführt und somit habe ich nun einen kleinen Hänger. Im Anhang habe ich neben dem Schaltplan meine Gatespannung und einmal das Ausgangssignal angehangen. Jeweils mit einer Frequenz von 2.5kHz und einer Spannung von 12V bei 1A Belastung. Ich kann mir irgendwie nicht erklären wo dieser Einbruch her kommt, normalerweise müsste der IGBT doch sauber durchschalten und nicht so einen Einbruch haben. Wenn ich die Frequenz hoch drehe bleibt am Ende auch nicht mehr wirklich viel sichtbares am Oszi über, es sind mehr irgendwelche Peaks als ein sauberes Ein- und Ausschalten. Ich hab bisher auch nicht sonderlich viel mit IGBTs oder Mosfets gemacht und denke, bzw. hoffe, dass es nur eine Kleinigkeit ist. Den anschließenden Tiefpass bestend aus stromkompensierter Drossel und X2 Kondensator habe ich auf eine Grenzfrequenz von 2,5kHz berechnet, also müsste ich die PWM Frequenz idealerweise schon einige Oktaven höher bekommen. Sollte etwas an Info fehlen werde ich diese natürlich direkt nachreichen. Nun aber erstmal gute Nacht :) Schöne Grüße Sven
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Hallo Sven, ich bin von den Einheiten/Division in Deinen Plots etwas verwirrt, wie hoch sagtest Du ist die Spannung? Wenn Du den "Einbruch" an der steigenden Flanke im Bild "igbt_12VAC_2k5.png" meinst, der kommt von der Millerkapazität und ist relativ normal. Relativ deshalb, da es eher ein Platau sein sollte, als ein Einbruch. Mach doch mal - und zwar direkt an die Pins des ICs - einen Folien- oder Keramikkondensator von 5..10uF und in nur wenige Zentimeter Abstand einen 220uF Elko ran. Wie hoch ist denn die Signalspannung, die bei Dir an "Line" und "Line out" angeschlossen ist? Welche Ausgangsspannung macht IC3 = Vcc? Zu Deinem Bild "Gate1" Die Tastköpfe sind richtig abgeglichen, oder? Gruß Volker
Hallo Volker, Die aktuelle Line-Spannung beträgt zum Testen 12VAC später jedoch 230VAC, an LineOut liegt der Verbrauer mit den gechoppten 12V, in meinem Fall aktuell ein 12W Lämpchen gegen N. VCC beträgt 12V. Ich gehe davon aus du meinst die Kondensatoren an die Versorgungsspannung des IC1 oder? Werde ich direkt morgen früh einmal testen. Tastköpfe sind soweit alle in Ordnung.
Sven S. schrieb: > Ich gehe davon aus du meinst die Kondensatoren an die > Versorgungsspannung des IC1 oder? Werde ich direkt morgen früh einmal > testen. Ja, genau die meine ich. Welche Leitungslänge hast Du denn im Augenblick zwischen den Kerkos am Spannungsregler und IC1?
Die 100nF sind direkt am DCDC Wandler und direkt am Mosfet Treiber. Da es aktuell fliegend auf Punktraster verdrahtet ist sind die direkt an die Pins gelötet. Leitungslänge vom DCDC Wandler zum Treiber ca 1cm.
So ich hab nun einen 6,8uF Tantal direkt am TreiberIC und einen 220uF Elko 1cm weiter am Ausgang des DCDC Wandlers. Hat sich leider keine Besserung ergeben, bei einer Frequenz von 25kHz hab ich nur noch leichte Peaks von 200mV am Ausgang. Hast du, oder jemand anders, noch eine Idee? Das Problem ist ja, dass ich bei DC ein sauberes und steiles Ein- und Ausschalten bis 400kHz hinbekomme, selbst bei hohem Strom.
Hallo Sven, Taco und Elko sind viel zu langsam um bei einer SChaltflanke zu stützen, die helfen nur dabei den Kerko schnell wieder zu laden. Hier ein kleines beispiel, wie man die Minimalkapazität des Kerkos berechnen könnte: Den Energiebedarf eines Schaltvorganges ergibt sich recht einfach: C = Q_gate/dV. Beispiel: Als erlaubten Spannungseinbruch während der Energieentnahme wird hier mal 0,5V festgelegt. Die "gesamte Gateladung" Q_gate (Total gate charge) ist hier 2*40nC bei U_g=15V (steht im Datenblatt... und Du brauchst ja die doppelte Gateladung!). Daraus errechnet sich eine Minimalkapazität von 80nC / 0,5V = 160nF. Die Erfahrung zeigt, daß ein großzügiges erhöhen um den Faktor 3..8 sinnvoll ist, da in der Rechnung weder Leckströme des FETs und des Kondensators noch der Energieverbrauch der Treiberschaltung selbst berücksichtigt wird. Des Weiteren ist die Gateladung nur für 10V angegeben. Höhere Gatespannungen erfordern eine höhere Energiemenge. Achtung: je größer der Kondensator gewählt wird, desto mehr Zeit wird zum Laden des Kondensators benötigt. Wie wäre es also mit z.B. 5x 100nF Kerko parallel (1µF als als SMD) bedrahtet mit auf das Minimum gekürzten Beinchen (parasitäre Induktivität!!!), den Taco kannst Du auch weglassen. Deine Treiberspannung beträgt schon >12V, oder? Dein FET hat eine schwellenspannung von max 6V, d.h. die 12..15V sind hier schon sinnvoll. Der FET ist übrigens laut Datenblatt nur bis ca. 5kHz optimal... Gruß Volker
der IGBT ist schnell genug?? 5Khz stand im Datenblatt des F-Typs. Erst der ud macht 20khz auch mit.
Ich sehe grade, dass die Bezeichnung im Schaltplan nicht korrekt ist. Die Bezeichnung des aktuell Verwendeten hab ich grade nicht da, jedoch steht im Datenblatt 8-40kHz hard switching, >200kHz in resonant mode. Genaue Bezeichnung gibts heute um 18 Uhr, dann bin ich wieder in der Firma.
Interressehalber: Was hast du an Entstörung noch mit dabei (Netzseitig) und spart das viel Drosselgewicht gegenüber dem billigen Triac-Phasenanschnitt?
Steht irgendwo versteckt, welches Gate überhaupt gemeint ist? Der ICL-Treiber hat ein Gate, der IGBT ebenso. Wie kommst du auf 18 Ohm für R4 u. R5? Ist der Wert derselben womöglich zu hoch, der ICL-Treiber hat ja schon min. 6 Ohm Ausgangswiderstand.
So, hat nicht ganz so gut geklappt mit gestern bescheid sagen. Also zum Testen verwende ich hier: IRG4BC30U Datenblatt: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irg4bc30u.pdf Die fehlende Diode wurde zum Testen durch 1N4007 ersetzt. Auf die 18 Ohm bin ich irgendwo im Netz gestoßen. Werde es nachher mal ohne Widerstände versuchen und auch mal ein Plot hochladen bei einer Frequenz von 20 bis 40kHz. @Εrnst B: Natürlich muss Eingangsseitig sowie Ausgansseitig in den aktiven Strompfad ein LC-Tiefpass. Große Firmen nehmen dort zwei stromkompensierte Drosseln "ohne Gehäuse" her. Durchmesser ca 15cm und 5cm Dicke. So ähnlich wie ein Ringkerntrafo. So wird es bei mir auch sein, nur dass ich Printdrosseln habe 4cm Durchmesser und 2cm hoch.
Sven S. schrieb: > So wird es bei mir auch sein, nur dass ich Printdrosseln habe 4cm > Durchmesser und 2cm hoch. Ui, sind dann doch rechte Brummer. Für 12 Ampere ausgelegt? Ich hätte da einen größeren Vorteil erwartet, dafür dass der Tiefpass eigentlich nur die "HF" von 20-40kHz einbehalten soll. Ich wollte mal Sinusdimmer für 24V AC basteln (zwei Mosfets statt IGBT), das liegt aber seit vielen Jahren wg. Zeitmangel auf Eis... Damals hatte ich die "Filterung" von der Lampenglühwendel erledigen lassen :)
karadur schrieb:
> 1N4007 und 20kHz ???
Geht in dem Fall. Die Diode wird nur jede zweite Halbwelle gebraucht,
und für 50Hz Gleichrichterei ist die ja schnell genug.
Hallo sehe ich nicht so. Im unterschied zum FET leitet der IGBT nur in eine Richtung. Die 1N4007 sieht also eine mit 50Hz modulierte 20kHz Hüllkurve.
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Gate-10kHz-noload.png
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Line_25W_3kHz.png
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Line_75W_3kHz.png
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Line_100W_3kHz.png
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Linedetail_25W_10kHz.png
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Linedetail_100W_10kHz.png
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Soo, jede Menge Messplots. Aufgebaut wie gehabt, jedoch ohne Vorwiderstand an den Gates und das hab ich auch noch drin: "So ich hab nun einen 6,8uF Tantal direkt am TreiberIC und einen 220uF Elko 1cm weiter am Ausgang des DCDC Wandlers." Betrieben das ganze an 230V hinterm Trenntrafo. Die Spannung nach dem DCDC Wandler ist konstant 12V. Die Spannungsverläufe an den Gates sind auch konstant, egal bei welcher Last. Als Alternativdioden hätt ich noch 4001 und 4148 oder BYV 27/200, wobei ich bei Letzteren dann lieber 42V als Spannung hernehme. Den Ansatz von Volker mit den Kondensatoren werde ich nun noch aufbauen. Vielleicht erkennt ja jemand anhand der Spannungsverläufe ein potenzielles Problem.
karadur schrieb: > sehe ich nicht so. Im unterschied zum FET leitet der IGBT nur in eine > Richtung. Die 1N4007 sieht also eine mit 50Hz modulierte 20kHz > Hüllkurve. Das schon, aber die Polarität ändert sich nicht mit 20kHz. Die langsame Reverse-Recovery-Time der 1N4007 ist also wurscht. Und beim Einschalten ist die 1N4007 ja schnell genug. Sven S. schrieb: > Vielleicht erkennt ja jemand anhand der Spannungsverläufe ein > potenzielles Problem. Schauen recht gut aus (die vom Ergebnis). Die Überschwinger am Gate, sind die tatsächlich vorhanden oder kommen die von schlechter Masseanbindung des Tastkopfes?
Zu den Peaks am Gate kann ich direkt nun nichts sagen, ich mess das morgen nochmal genauer nach. Ich frage warum am Ende nichts mehr an Spannung rauskommt je höher der Strom ist. Hab ich da eine Grundregel von IGBT's vergessen? Ich hab zur Not auch noch IRFP460 MOSFET's da.
Nabend, also das Schwingen an den Gates kam wohl durch einen Massefehler, das ist auf jeden Fall nun nicht mehr da. Da die Zeit nun auch knapp wird werd ich wohl oder übel damit Leben müssen dass ich da maximal eine 100W Glühbirne mit dimmen kann bei einer PWM Freq. von 10kHz. Mein letztes Problem: EMV. Ich habe im Ausgang eine Stromkompensierte Drossel 2x3,9mH mit X2 Kondensator 1uF parallel, der daraus resultierende LC Tiefpass hat eine Grenzfrequenz von 2.5kHz. Mein Ausgangssignal sieht sehr nach einem schönen Sinus aus, bei dem ich die Amplitude modulieren kann. Vor dem ganzen Dimmergelöt sieht meine Netzspannung aber aus wie sau, da sind Peaks bis mehrere kV drin, auf jeden fall nicht mehr mit dem Osca messbar. Wenn ich nun selbigen Tiefpass auch Eingangsseitig verwende, oder einen fertigen Netzfilter verwende funktioniert das Dimmen nicht mehr. Woran liegt das denn? Dem kann ich grade nicht mehr ganz folgen. Nun aber erstmal aufräumen und gute nacht :) Sven
Ich sehe in der Schaltung keinen Freilaufpfad. Den braucht man doch aber wegen dem L im Filter - oder?
Hallo Sven, kannst du bitte die finale Version der Schaltung hier hochladen und ein Bild von der Platine? Hast du das Problem mit den kV Peaks gelöst? Grüße Denis
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