Hallo liebe Gemeinde, ich bin gerade dabei, einen relativ großen (2000 Watt) Sinus-Wechselrichter zu bauen. Der "schwierigere Teil" davon ist schon fertig - ein Hochfrequenz-Flusswandler von 12 VDC auf 320 VDC mit der nötigen Leistung (dementsprechend bitte keine Kommentare wie: Lass lieber die Finger davon, das ist gefährlich. Ich bilde mir ein, zu wissen, was ich tue *g) Die 320 V sollen nun auf eine H-Brücke mit dicken FETs gegeben werden. Der Netzausgang ist als "Verbraucher" der H-Brücke geschaltet. Die Sinus-Form soll mit PWM-Ansteuerung erzeugt werden, dazu plane ich, einen TL494 zu benutzen. Den "Ursprungs-Sinus" erzeuge ich mit einem Funktionsgenerator-IC (Typ XR2206). Ein großes LC-Glied am Ausgang macht die PWM-Wellenform zum gewünschten Sinus. Nun meine Frage: Wenn ich während der positiven Halbwelle nur "die eine Diagonale" der H-Brücke ansteuere (also nur positive PWM-Signale auf den Ausgang gebe), würde das mit einer rein ohmschen Last prima funktionieren. Wenn jedoch die Last sehr klein ist oder eine induktive/kapazitive Last am Ausgang hängt, gäbe es Probleme. Beispiel: Am Ausgang hängt ein dicker Kondensator. Der wird während der positiven Halbwelle vom PWM-Signal auf 320V aufgeladen. Nun klingt die Halbwelle ab, aber der Kondensator bleibt voll. Nur durch kürzer werdende Pulse wird er ja nicht entladen ^^ Erst wenn die negative Halbwelle einsetzt, beginnt er, sich zu entladen. Man hätte also eine große Phasenverschiebung am Ausgang. Das alleine ist ja nicht schlimm, aber ich befürchte, dass auf die Weise auch das Sinus-Signal ziemlich verzerrt werden könnte... Besser wäre es vielleicht während der positiven Halbwelle sowohl "positive" als auch "negative" PWM-Pulse zuzulassen, so dass die Spannung am Ausgang "gewaltsam" dem Steuer-Sinus nachgeführt wird. Das dürfte aber schaltungstechnisch sehr viel schwerer werden und nicht unbedingt zu einem guten Wirkungsgrad beitragen... Wie sollte ich diesen Teil der Schaltung konzipieren? Ich bin für Ideen / Kommentare jeder Art dankbar! Gruß Brehministrator
> Wie sollte ich diesen Teil der Schaltung konzipieren?
Eben, du musst bei Wechselrichtern an Phasenverschiebung und Blindstrom
denken.
Da ein Trafo nur ein Trafo ist und vorwärts wie rückwärts arbeitet,
musst du auch auf Ansteuerseite damit klarkommen.
Die Soll-Spannung am Ausgang gibst du fest vor, welchen Strom (Richtung)
du dazu mit den MOSFETs in die Primärwicklung einspeisen musst, ergibt
sich aus der Frage, in welche Richtung der aktuelle Strom sekundär
fliesst und da niemand da ist der den Strom aufnimmt und er sich somit
als Spannungsänderung auswirkt, ob die Spannung auf Ausgang aktuell
höher oder niedriger ist als du sie haben willst.
So gibt es Phasen, in denen du die MOSFETs so schaltest, daß die
Spannung vom Ausgang über den Trafo und die MOSFETs deine
Zwischenkreisspannung auflädt, damit musst du klarkommen und notfalls
die Energie vernichten.
MaWin schrieb: > Da ein Trafo nur ein Trafo ist und vorwärts wie rückwärts arbeitet, > musst du auch auf Ansteuerseite damit klarkommen. Vielen Dank für die Antwort. Ich hab doch aber überhaupt keinen Trafo :-) Der "Wechselrichter-Teil" kommt komplett ohne Übertrager aus. Der 230V-Verbraucher liegt "in der Mitte" der H-Brücke, nicht etwa eine Primärwindung. Die Spannung stimmt ja schon.
Hallo Martin! Üblicherweise wird es so gemacht, wie Du es dir schon gedacht hast, es ist also immer einer von den beiden Transistoren geöffnet. Wenn Du in der positiven Halbwelle nur den oberen PWM ansteuern würdest, würde beim Abschalten der Strom über die Bodydiode des unteren abklingen. Ich habe aber schon gelesen, da diese (parasitären) Dioden keine guten Schalteigenschaften besitzen. Man müsste also zusätzliche Freilaufdioden vorsehen. Wenn nach dem Abschalten des oberen Transistors (fast) sofort der untere Leitet, kann der Strom über diesen (MOFET) abklingen (bei IGBT trotzdem Freilaufdioden vorsehen, die leiten ja nicht rückwärts). Zur Ansteuerung empfehle ich dir, dir IR21(11) Reihe mal anzuschauen, die sind für sowas gedacht. Die könntest Du auch vom tl494 direkt ansteuern. Ich hab hier sowas aber anders gemacht: Ein Tiny2313 liest die Sinuwerte aus einer Tabelle und schreibt sie ins OCR-Register. Ich möchte hier einen Zweiphasen (Kondensator) -motor mit Sinus und Cosinus Frequenzvariabel ansteuern (die Amplitude proportional zur Frequenz). Wenn Du konstante 50Hz mit maximaler Amplitude haben möchtest, kannst Du viel davon rausschmeissen. Bei der Variante mit dem tl494 müsstest Du auch beachten, das der Nullpunkt stimmt, Du also keine Gleichspannung am Ausgang hast, das würde ja nur Verluste bringen. mfG ingo
Hallo Martin, 1. Definiere deine Ausgangslast. In der Praxis treten rein kapazitive Lasten mit Nennleistung nie auf. Der Wechselrichter muss sicher Induktive und ohmsche Lasten sowie leicht kapazitive Lasten treiben. 2. Du benötigst hinter der H-Brücke mindestens ein L, besser ein LCL Filter! Die PWM wird sicher mit einer Frequenz im unhörbaren kHz Bereich betrieben. Ein hart angeschlossene kapazitive Last würde die FETs / IGBTs sofort zerstören. Ausserdem können z.B. Netztrafos eine PWM modulierte Spannung nicht aushalten (dU/dt sowie Wirbelstrom- und Ummagnetisierungsverluste). Mit einer Induktivität (besser in jedem Halbbrückenstrang eine) wird die Schaltfrequenz herausgefiltert und es bleibt die Modulationsfrequenz (50Hz) übrig. Die einzelnen Schaltaktionen führen zu einem Stromripple auf der Induktivität. Ohne diese Induktivität hast du keine Chance dein Projekt mit anderen als rein ohmschen Lasten zu realisieren. Und für rein ohmsche Lasten könntest Du auch direkt DC nutzen.... 3. Durch das L Ausgangsfilter wird ein Teil der Spannung abfallen. Dieser Spannungsabfall ist abhängig vom Ausgangsstrom und dem Phasenwinkel (cos phi) der Ausgangslast. Kurzum - mit 320V DC hast Du keine Chance 230Vac zu erzeugen. Du benötigst auch im ungünstigsten Lastfall noch eine minimale Regelreserve, damit der Sinus immer noch seinen Scheitelwert unverzerrt erzeugen kann. 4. Der Ausgangsstrom stellt sich nur durch deine Last ein, die Spannung ist die Größe auf die du regeln musst (soll ja eine Netzspannungsquelle werden). Allerdings kannst du mit einer etwas aufwendigeren Regelung den Strom durch den Filter und zur Last messen und den zu einer Vorsteuerung (zur Reglerbeschleunigung) nutzen. Das geht aber weit über das "Hobby-Niveau" hinaus und erfordert einen Kaskadenregler bzw. eine Zustandsregelung. 5. Bzgl. Schaltstrategien gibt es diverse Möglichkeiten. 5a. Typische MOSFETs in den Spannungsklassen haben keine so schlechten Body Dioden und bei den hohen Spannungen macht das vermutlich keinen großen Unterschied. Die reverse recovery Verluste könnte man vermutlich reduzieren - aber mach Dir da keinen Kopf. 5b. Mit einer H-Brücke hast Du schaltungstechnisch einen Reiheitsgrad mehr als bei einer Halbbrücke. Du kannst die Induktivität aufmagnetisieren, in den Freilauf schicken und gegen die volle Gegenspannung schnell abmagnetisieren. Ich bezweifle jedoch, dass du mit einem TL494 daraus kapital schlagen kannst. Da wäre ein uC oder DSP angebracht. 6. Vermutlich wirst du mit einer rein analogen Lösung nicht glücklich. Wie wäre es mit einem uC?? Hier habe ich noch ein Projekt gefunden... passt nicht ganz. http://www.gb97816.homepage.t-online.de/
Hallo Martin, würde auch zu einer µC basierten Lösung raten. köntest Du den Schaltplan von Deinem Step U Wandler hier reinstellen? oder mir per Mail senden? Danke Axel
2000W wow, da wird auf der 12V-Seite sicher das ein oder andere Milliampere fließen :-) Was für Transistoren nimmt du dafür? Grüße Silvio
Angehängte Dateien:
-
Schaltplan.jpg
51 KB -
PWM.jpg
37 KB
Hallo, erstmal vielen Dank wieder für die Antworten! Bevor ich im Einzelnen darauf eingehe, möchte ich erstmal meine Frage mit Hilfe der beiden Bilder im Anhang etwas präzisieren (sind handgezeichnet, sorry - hab grad kein ordentliches Programm da). Der Schaltplan zeigt, wie der Wechselrichter-Teil prinzipiell geplant ist. Die Gates A-D werden von Treiber-ICs für Halbbrücken angesprochen. An meinem Schaltplan sollte ja soweit erstmal nichts auszusetzen sein, oder? Die Diskussion dreht sich damit also nur noch um die Ansteuer-Logik. Die Datei PWM.jpg enthält zwei Varianten, wie man meines Erachtens das oben gezeigte gewünschte Signal am Ausgang hinbekommen würde. Variante a) benutzt während der positiven Halbwelle nur positive PWM-Pulse und während der negativen nur Negative, während Variante b) in beiden Halbwellen beide Puls-Polungen mischt. Die Variante a) ist relativ einfach aufzubauen, das würde ich auf Anhieb hinkriegen. Nur habe ich meine Zweifel, ob das so wirklich funktioniert (speziell bei nicht-ohmschen Lasten). Variante b) sollte robuster sein, ist aber erstens wohl viel schwerer zu realisieren und dürfte zweitens einen deutlich niedrigeren Wirkungsgrad haben (z.B. weil die Glättungskondensatoren am Ausgang ständig umgeladen werden müssen). Welche Variante ist zu empfehlen? Oder gibt es eine noch bessere dritte Variante? So, nun nochmal zu den Antworten im Detail: @Michael: Mir ist schon klar, dass ich einen LC-Filter im Ausgang benötige :-) Steht doch auch in meinem ersten Beitrag. Die Auswahl der FETs ist auch nicht mein Problem, hab mir passende Typen rausgesucht (siehe weiter unten). Schwer wäre es, die Höhe der Gleichspannung an das Ausgangssignal anzupassen, so dass immer effektiv 230V anliegen... Dann würde ich lieber die Gleichspannung auf z.B. 360V setzen und die PWM-Pulse eben etwas schmaler machen. Was wäre denn deines Erachtens das Problem an einer rein analogen Lösung? Ich hab auch grundlegende Kenntnisse im µC Programmieren, aber das Gerät soll sehr robust werden (fest installiert in meinem Keller auf'm Dorf ^^) und auch allen möglichen Störeinflüssen (indirekter Blitzschlag, usw.) trotzen. Meinem Gefühl nach ist eine µC-Lösung nie so robust gegen harte Bedingungen wie eine gute analoge Lösung (mal angenommen sie sei auch gut *g). @Silvio und Axel: Den Schaltplan des Flusswandlers kann ich mal hochladen, muss ihn aber vorher mal zeichnen. Außerdem ist das alles noch etwas fliegend verdrahtet. Ein Foto des Aufbaus gibt es frühestens mit der Platinenversion :D Es ist jedenfalls ein "normaler" Gegentakt-Flusswandler mit voller H-Brücke (also keine Mittelanzapfung am Trafo). PWM kommt aus TL494. Trafo selbst gewickelt auf E55-Ferritkern (N97) mit HF-Litze. 100 kHz Takt. Zu den Transistoren: Im Flusswandler habe ich auf der 12V-Seite 2 parallele IRFP4468 pro Kante in die H-Brücke verbaut. Die verkraften pro Stück 290A Dauerlast bei 100V (was natürlich das TO247-Gehäuse nicht mitmacht ^^). Für den hier diskutierten Wechselrichter-Teil plane ich, IRFP460 zu verbauen. Die machen 20A Dauerstrom bei 500V, da sollte einer pro Kante in der H-Brücke reichen. Ich bin gespannt auf weitere Kommentare Viele Grüße Martin
2kW ab 12V ist voellig uebertrieben. Da sind die Stroeme viel zu hoch, resp die Verluste im Eingangskabel zu hoch. Da waeren 24V (2x12V) viel besser geeignet.
Den C2 solltest Du besser weglassen, sonst muss die Brücke einen Kurzschluss schalten (oder nur ganz klein mit Vorwiderstand als Snubber). Die Drosseln sollten (wenn sie schon auf einen Kern gewickelt sind) so zusammen geschaltet werden, das die sich nicht gegenseitig aufheben (wie bei stromkompensierten Entstördrosseln). Besser wären 2 unabhängige Tiefpassfilter, mit dem Kondensator vom jeweiligen Ausgang nach Masse. mfG ingo
> 2kW ab 12V ist voellig uebertrieben.
Manchmal muss man halt mit 12V auskommen können und braucht trotzdem
2kW...
Hallo Martin, > 2 parallele IRFP4468 pro Kante mit > 100 kHz Takt. Ich bin sehr auf die Gate-Treiber gespannt :-) Vielleicht kann ich mir da noch was abgucken... Viele Grüße Silvio
>> 2kW ab 12V ist voellig uebertrieben. > >Manchmal muss man halt mit 12V auskommen können und braucht trotzdem >2kW... Zum Anlassern - waehrend 20 sekunden. 2kW bei 12V sind 72mOhm, 2kW bei 24V sind 290mOhm
Hallo, meine primäre Frage war ja eigentlich die, welche Variante der PWM-Ansteuerung ich benutzen sollte (siehe Post in der Mitte mit den 2 Bildern). Hat dazu keiner eine Idee oder Anmerkung? @Silvio: Die MOSFETs des Flusswandlers werden ganz unspektakulär mit zwei IR2110 betrieben - fast genau wie im Datenblatt (siehe dort). Der dürfte die mit seinen 2A schnell genug umschalten. Die Pufferkondensatoren für die Gates hab ich mit 4,7µF relativ groß gewählt (da je zwei FETs parallel sind und das dicke Dinger sind ^^). Die Gate-Widerstände sind mit 4,7 Ohm bemessen. @Hä-jetzt Noch: Prinzipiell wäre 24V besser. Aber 48V wäre noch besser. Und erst recht 96V... Ich habe mich bewusst für die 12V entschieden, falls man mal nur einen Bleiakku da hat. Außerdem kann man den dann mit handelsüblichen "Billig-Bleiakku-Ladern" am Netzt laden, ohne sie erst von Serie auf Parallel umzuschalten, usw. - Also rein praktische Gesichtspunkte. Und es gibt doch Bauelemente, die die Anforderungen gut erfüllen. Warum also nicht? Ein paar Prozent mehr Verlust akzeptiere ich. @Ingo: Stimmt, C2 sollte recht klein sein und einen Serienwiderstand bekommen. Und die Drosseln werd ich dann wohl doch nicht auf einen Kern wickeln, hatte nicht richtig nachgedacht dabei. Danke für den Hinweis. Viele Grüße Martin
Martin B. schrieb: > meine primäre Frage war ja eigentlich die, welche Variante der > PWM-Ansteuerung ich benutzen sollte (siehe Post in der Mitte mit den 2 > Bildern). Hat dazu keiner eine Idee oder Anmerkung? Wegen eventueller Blindlast muß ohnehin immer ein Transistor pro Halbbrücke eingeschaltet sein. Da würde ich doch erstmal die einfachste Variante wählen: D.h., beide Halbbrücken mit dem gleichen PWM-Siggal in Gegenphase ansteuern. Dann erhälst Du 2 gegenphasige Sinusspannungen mit halber Amplitude, die sich im Verbraucher zur vollen Spannung addieren. Das ist nichts anderes als ein Vollbrücken-Class-D-Verstärker. > @Hä-jetzt Noch: > Prinzipiell wäre 24V besser. Aber 48V wäre noch besser. Und erst recht > 96V... Ich habe mich bewusst für die 12V entschieden, falls man mal nur > einen Bleiakku da hat. Außerdem kann man den dann mit handelsüblichen > "Billig-Bleiakku-Ladern" am Netzt laden, ohne sie erst von Serie auf > Parallel umzuschalten, usw. - Also rein praktische Gesichtspunkte. Und > es gibt doch Bauelemente, die die Anforderungen gut erfüllen. Warum also > nicht? Ein paar Prozent mehr Verlust akzeptiere ich. Die hohen Ströme sind nicht das primäre Problem. Die kann man mit dicken Kupferleitern leicht in Griff bekommen. Viel schwieriger sind die hohen Änderungsgeschwindigkeiten des Stromes zu beherrschen. Diese verursachen schon in kurzen Drahtstücken erhebliche Induktionsspannungen. Diese können sich dann den Gatespannungen überlagern und zu Fehlfunktionen oder Zerstörung der Transistoren und Treiber führen. Hier ist ein extrem induktionsarmes Design in kritischen Zonen und eine ausgeklügelte Leiter(bahn)führung notwendig. Mit einem frei verdrahteten Versuchsaufbau bekommst Du das jedenfalls nicht hin. > @Ingo: > Stimmt, C2 sollte recht klein sein und einen Serienwiderstand bekommen. > Und die Drosseln werd ich dann wohl doch nicht auf einen Kern wickeln, > hatte nicht richtig nachgedacht dabei. Danke für den Hinweis. Wenn Du ohne große Totzeit arbeitest, ist C2 nicht nur überflüssig sondern schädlich und erhöht nur die Verluste. Die Drosseln können sich sehr wohl auf einem Kern befinden, natürlich nicht in Form einer stromkompensierten Drossel. Das ist dann eine geteilte Speicher- oder Filterdrossel, durch die der Laststrom 2 mal mit sich addierender Wirkung fließt. Diese ist bei gleicher Leistung kleiner und leichter als zwei Einzeldrosseln. Jörg
Hallo Martin! In meinem ersten Beitrag hatte ich schon geschrieben, die übliche Methode ist, immer einen Transistor leiten zu lassen, hatte Jörg ja eben auch noch einmal bestätigt. Die üblichen Halbbrückentreiber ir2184 (ttl-Pegel) oder ir 2111 (12V Hi) sind auch dafür ausgelegt. Der Wirkungsgrad wird dadurch nicht schlechter, der Ausgangskondensator muss sowieso 100 mal in der Sekunde umgeladen werden. mfG ingo
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