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Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik MOSFET wird heiss, Single Stage Flyback, Sperrwandler


Autor: Christian (Gast)
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Hallo Zusammen

Ich habe hier schon viele nützliche Tipps gefunden, aber für mein 
aktuelles Problem noch nichts passendes gefunden.
Zunächst ein paar Worte zu meinem Projekt. Es handelt sich um ein SNT 
für LED Beleuchtungen. Als Topologie wird ein Single-Stage Flyback 
verwendet. D.h. der Sperrwandler wird direkt an der Netzspannung 
betrieben. Durch eine konstante On-Time folgt der Stromverlauf dem 
Spannungsverlauf. Die Ansteuerung des Mosfets übernimmt ein Digitaler 
Signalcontroller. Soviel mal dazu.
Kenndaten des Schaltnetzteils sind folgende:
Vin = 85V-265V
Pout = 20W
Vout = 24
fsw,min = 35 kHz
Ich hab anhand von 2 Application Notes (AND8451/D von On Semi und 
AN-8025 von Fairchild) den Trafo berechnet. Primärseitig erhalte ich 
860µH und Sekundärseitig 86µH. Die restlichen Komponenten habe ich 
ebenfalls anhand der beiden Application Notes berechnet.
Anschliessend habe ich das Ganze mit LTSpice simuliert (.asc Datei im 
Anhang). Die konstante On-Time wird durch einen Timer gewährleistet. 
Sobald der Strom durch die Sekundärseite Null wird, wird der Mosfet 
wieder eingeschaltet. Meine Simulation liefert mir auch genau das 
gewünschte Ergebnis. Am Ausgang liegen ziemlich genau 24V an bei 833mA.
Ich habe einen Prototypen anfertigen lassen und aufgebaut. Als Mosfet 
habe ich zuerst einen 2SK3050 mit einem Rdson von 4,4Ohm verwendet.
Mein Problem ist nun folgendes:
Wenn ich nun 7x3W LEDs an den Ausgang hänge und die Spannung langsam 
hochdreh, leuchten die LEDs wie gewünscht. Ab einer Spannung von ca.80V 
und einer übertragenen Leistung von 10W besitzt mein Mosfet bereits eine 
Temperatur von annähernd 100°C.
Hat jemand eine Vermutung an was es liegen könnte?
Ich hab die Spannung am Shunt gemessen und er liegt im Bereich der 
Simulation ebenso die Spannung am Mosfet. Habe auch bereits den Mosfet 
durch einen Typen mit niedrigerem Rdson ersetzt. Um die Spannungsspitzen 
im Ausschaltmoment abzufangen habe ich ein Snubber-Netzwerk bestehend 
aus 2 Dioden verwendet.
Ich hoffe jemand hat eine Vermutung, die ich dann überprüfen könnte.
Vielen Dank schon einmal und falls weitere Informationen benötigt werden 
einfach schreiben.

: Verschoben durch Moderator
Autor: Floh (Gast)
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Schaltpläne einfach immer als .png, dann können es sich alle anschauen 
:-)

Autor: Christian (Gast)
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Alles klar. Hier folgt der Schaltplan. Dachte nur mit der .asc datei 
kann man selber nachsimulieren :)

Autor: smatlok (Gast)
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Welchen Mosfetgatetreiber verwendest du? Welchen Gate-Vorwiderstand?
Hast du Oszibilder vom Strom/Spannungsverlauf? Vom Schaltvorgang ?

Autor: Christian (Gast)
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Zunächst habe ich einen UCC27322 verwendet. Dieser wurde von TI 
vorgeschlagen. Da dieser aber 9A peak current liefert bin ich 
mittlerweile bei einem MCP1416 mit 1.5A peak current.
Durch die Änderung des MOSFET-Treiber geht momentan der Treiberausgang 
direkt auf meine Gate vom MOSFET. Wird ein Gate-Vorwiderstand zwingend 
benötigt?
Ich habe die Verläufe am Oszi gemessen aber kann sie jedoch nicht auf 
dem PC speichern. :/

Autor: 900ss D. (900ss)
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Christian schrieb:
> Ich habe die Verläufe am Oszi gemessen aber kann sie jedoch nicht auf
> dem PC speichern. :/

Eine Digitalkamera tut es auch aber nicht die vom Mobiltelefon.

Autor: Christian (Gast)
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Okay, welche Verläufe werden benötigt?

Autor: Michael Roek (mexman) Benutzerseite
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> Alles klar. Hier folgt der Schaltplan. Dachte nur mit der .asc datei
> kann man selber nachsimulieren :)

Hallo Christian,

Deine Simulation benutzt ja kaum was reales, alles gesteuerte Quellen.
Dann kannst Du natuerlich kaum die Temperatur in Deinem MOSFET 
simulieren.


Aber wenn Du ein Scope hast, siehst Du doch eigentlich genau, wo was 
abfaellt und damit beantworten sich die Fragen selber, oder?


Gruss

Michael

Autor: Alex (Gast)
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Also mein Flyback bleibt bei 65 W kalt. MOSFET keine 50°C, Diode wird 
heißer. Kern max. 50°C.
Welchen Kern verwendest Du, geht der in die Sättigung? Welches 
Wicklungsverhältnis, Luftspalt? L ist recht hoch.
Gatespannung sauber (schnell genug)?
RCD Snubber am MOSFET? Ich sehe keinen. Zwischenkreiskondensator 470n? 
Soll es nicht 47µ heißen?

Noch ein Fehler: Du nimmst den BCM, schaltest direkt nach Strom=0 wieder 
ein. Warte noch auf das folgende Valley am Transistordrain und schalte 
dann erst ein -> reduziert Schaltverluste. ICs dazu: NXP TEA15xx

Für LTSpice gibt es von Infineon sehr gute CoolMOS Modelle. Kannst mal 
probieren.

Autor: smatlok (Gast)
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Christian schrieb:
> Wird ein Gate-Vorwiderstand zwingend
> benötigt?

Das kommt darauf an.. Hast du einen starken treiber und ein paar cm 
Gatezuleitung, so kannst du problemlos Oszillationen beim Umschalten 
bekommen oder das Gateoxid durch Überspannung beschädigen. Um einen 
halbwegs definierten Schaltvorgang und brauchbare Spannungsverläufe 
messen zu können müsstest du einen einbauen. (Kommt aber auf den Treiber 
drauf an, umso "schwächer" desto unproblematischer ist es)


Intressant wären die Spannungsverläufe am Mosfet (D-S) und des Gates 
(G-S). Am besten wäre natürlich noch der Strom über D-S falls möglich, 
ansonsten mal (negativ. Masse an Source falls dein Aufabu es zulässt!) 
über die Shunts messen.

Und das ganze einmal über die Periode und dann sowohl Einschalt- als 
auch Ausschaltvorgang.

Autor: Michael Roek (mexman) Benutzerseite
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Hallo Christian,

schalte mal die 50pF Ausgangskapazitaet des MOSFET parallel zu D2 und 
schau mal, wie's dann aussieht.


Gruss

Michael

Autor: Christian (Gast)
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@Alex

Ich verwende einen ER28 Kern aus 3C90 Material mit einem AL-Wert von 
86nH.
Das Windungsverhältnis von Primär zu Sekundär ist ca. 3,1:1.
Wohl ne dumme Frage aber wie kann ich feststellen ob der Kern in die 
Sättigung kommt?
Die Gatespannung schaltet in knapp 500ns von 0V auf 13V.
Der Zwischenkreiskondensator soll nur 470nF sein, da sonst der Verlauf 
der Eingangsspannung nicht mehr sinusförmig ist. Dadurch würde der 
Stromverlauf ebenfalls abweichen und man würde einen schlechteren PFC 
Wert bekommen.

Autor: Alex (Gast)
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Ok - der Kern is ja riesig. Ich hatte nen RM10. Allerdings habe ich die 
nicht selbst designt.
Du mußt eben das Feld im Kern berechnen, ob da die Sättigung erreicht 
wird. Mußt im DB nachschauen, wieviel Tesla der kann. Oder Spannung über 
dem MOSFET Shunt messen - wenn der am Ende "unendlich" ansteigt, dann 
sättigt die Spule.
Was ist die DC Spannung am Eingang? Wenn die sehr gering wird, dann 
werden die Ströme im MOSFET groß, da die Einschaltdauer sehr groß wird 
-> Sättigung?
Solltest da echt mal nachrechnen, welche Werte rauskommen. PFC brauchst 
Du ja nicht. Bei Lightning fängt die Norm m.W. bei 25 oder 30 W an.

Da Du konstante t_on nimmst variiert die Frequenz - welche kommt raus? 
Duty cycle?

Die Diode am Ausgang kann Ui/n+Uo in Sperrrichtung?
Ach ja, MOSFETS hatte ich einmal Infineon SPP11N60, SPP07N60 (heißen 
mittlerweile IPP mit anderer Nomenklatur) und Toshiba SK????. Diode war 
eine 20CTQ150 oder so. 1500 µF am Ausgang, keine Induktivität 
zusätzlich.

Noch ein Tip für den Übertrager. Meine Simulation verwendet ein 
realistischeres Modell mit Lstreu und Lhaupt + Kopplung.
Streinduktivität 1-2% VOR den Übertrager. Danach Lhaupt parallel zur 
"unendlich" großen Induktivität Lp_ideal des idealen Übertragers. Bei 
Dir sqrt(Lp_ideal/Ls_ideal) = n

DCin---Ls------           ----
           |  |           |
          Lh  Lp_ideal    Ls_ideal
           |  |           |
           ----           -----
           MOSFET
           |
           Rs
           |
           GND

Lp_ideal ist ca. 1000 größer als das reale Lh. Bei Lh setzt Du Deine 
800µH ein, Ls eben ca. 10µH. Wenn Du noch das (nichtlineare) Coss des 
Transistors berücksichtigst siehst Du die wunderschönsten parasitäten 
Effekte.

Autor: Alex (Gast)
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Hab eben mal die Größe des ER28 überprüft. Der ist doch kleiner als 
angenommen und etwa wie der RM10. Du hast aber auch weniger Leistung als 
ich hatte. Ae_min ist entscheidend, da geht das Material in die 
Sättigung.

Autor: Christian (Gast)
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@Alex

Also die Spannung übern shunt geht nicht gegen unendlich.
Habe bei meinen Überlegungen auch den RM10 Kern in betracht gezogen, 
mich dann aber doch für den ER28 entschieden, da geringere Erwärmung.
An meinem Eingang liegt keine DC Spannung an sondern die 
gleichgerichtete Netzspannung. Da im vergleich zur on-time die spannung 
sich in dem zeitraum kaum ändert kann sie als konstant angenommen 
werden. Durch die vorgegebene Induktivität und die on-time gibt es einen 
bestimmten stromanstieg.
Hast du bei deinem Sperrwandler DC am Eingang oder auch AC?
Bei den Frequenzen kommen Werte zwischen 35kHz und 85kHz raus. Im 
Nulldurchgang ist die Frequenz am höchsten. Dort geht auch die Duty 
Cycle richtung 0.9. Könnte es sein, dass der Mosfet dies nicht verträgt, 
da es sich ja um einen art kurzschluss handelt? Wobei zu diesem 
Zeitpunkt kaum spannung anliegt?
Die Diode am Ausgang ist eine ES1D. Kann in Sperrichtung 200V ab.

Autor: Nachtaktiver (Gast)
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Ist die ES1D nicht eine "normale" Gleichrichter Diode? ( Habe ich jetzt 
nicht nachgeschaut )

Autor: Christian (Gast)
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Sorry hab mich vertippt es isch natürlich eine ES3D. Laut Datenblatt 
einen Fast Recovery Diode.

Autor: MaWin (Gast)
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> Wird ein Gate-Vorwiderstand zwingend benötigt?

Nein, er ist kontraproduktiv, ich hätte erwartet, er bildet in deiner 
Simulation den leider nicht vermeidbaren Innenwiderstand des Treibers 
ab. Aber bei 3 sich gegenseitig behindernden gesteuerten 
Spannungsquellen die sich alle um das Gate des MOSFETs schlagen, braucht 
man ja dieses 1 Ohm.

> Wohl ne dumme Frage aber wie kann ich feststellen ob der Kern in die
> Sättigung kommt?

Erst mal brauchst du eine bestimmte Anzahl von Windungen je nach 
Spannung weil du ein bestimmtes Volt/Wdg nicht überschreiten darfst 
(Verliste durch eddy currents). Dann natürlich Strom * Windungsnaahl 
nicht zu hoch werden darf. Man wird um 400mT erlauben.

Du hast keinen Snubber. Das ist nicht dein Ernst, oder ? Deine 
Simulation zeigt nicht die Streuinduktivität, für die du den Snubber 
brauchst. Aber Alex zeigt sie.

 -+-------+--+
  |       |  |
  L1      R  C
  |       |  |
  +--|>|--+--+
  |

Autor: Christian (Gast)
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So nu hab ich doch noch n Oszi gefunden mit USB-Anschluss.
Ich habe mal die Bilder angehängt.
Die Eingangsspannung war 30VAC.
Im ersten Bild sieht man die Drain-Source-Spannung mit extremer 
Schwingung.
Im zweiten Bild die Gatespannung des Mosfets.
Das dritte Bild zeigt die Spannung am Shunt Widerstand (410mOhm).
Das letzte Bild zeigt die Spannung der Zero Current Detection. Also die 
Spannung der Hilfswicklung nach der Diode.

Also so wie mir die Tatsache um die Ohren gehauen wird, dass ich kein 
RCD-Netzwerk verwendet habe wird wohl dort der Fehler liegen.
Weiss jemand spontan wie ich ein solches RCD-Netzwert dimensionieren 
muss oder hat einen passenden Link zur Hand?

Autor: MaWin (Gast)
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R muss die Energie verheizen können ohne daß die Spannung über die 
zulässige Spannung des MOSFETs steigt.


Wenn 1 Watt zu verheizen ist, und der MOSFET noch 50V mehr abkann, 
reichen beispielsweise 2k5/1W, wobei die real gewählten Werte immer ein 
Kompromiss sind zwischen dem was man sich traut.

Die Zeitkonstante RC sollte so beim 10-fachen der Schaltfrequenz liegen. 
Je grösser als der Widerstandswert, um so kleiner der Kondensator, 
allerdings um so grössere Sperrspannung braucht er. Natürlich muss er 
bei der Frequenz auch noch wirken und den Strom aushalten, ein Elko mit 
hohem ESL wirkt nicht und hält nicht dicht.

Die Diode muss schnell genug sein.

Autor: Alex (Gast)
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Woooo - das sind aber Überschwinger am Drain! Mein Flyback hatte DC 
Eingang, um die 300V. Der absolute Wert ist aber egal. Bei Dir geht der 
MOSFET bei Netzspannung aber hops.

Ich meinte eigentlich die äquivalente DC-Spannung nach der 
Gleichrichtung. Bei Dir kann die Spannung ja sehr stark absinken und der 
duty steigt extrem an. Messe doch mal genau dort, die hoch der Strom 
durch die Induktivität ist.
Bei einer PFC hat man das ja auch aber die sind mit über 90% trotzdem 
effizient.
Übrigens sind nur 30 V schon sehr wenig, da ist der Strom natürlich 
wesentlich höher als bei mir. Ich vermute schon, daß die Induktivität 
dafür viel zu groß ist. Feldstärke im Kern bei maximalem Strom 
berechnet?

Snubber:
Bei mir habe ich nen RCD. Glaube 2n2 und 100k? Weiß es echt nicht mehr 
genau. Diode muß sehr schnell sein. Keine Netzgleichrichterdiode nehmen.

Mit der Strommessung in Bild 3 stimmt auch was nicht. Der Strom ist nach 
dem Ausschalten 0 und nicht mit DC überlagert wie bei Dir.

Autor: Christian (Gast)
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@Alex

Wie berechne ich die maximale Feldstärke. Muss leider gestehen, dass 
Magnetismus ein wunder Punkt ist :/
Woran könnte es liegen, dass der Strom von DC überlagert wird und nicht 
direkt 0 ist? Habe leider sehr begrenzte praktische Erfahrung.

Autor: Alex (Gast)
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Da ich kein Felder-Experte bin, weiß ich die Formeln nicht aus dem Kopf. 
Es gibt aber gute Anleitungen im Netz zur Feldstärke. Bei steigender 
Induktivität und steigendem Strom steigt die Feldstärke.

Hast Du einen Kühlkörper am MOSFET? Kannst ja mal mit Rdson*RMSstrom die 
Verluste und die Temp berechnen, ob das hinkommt.

Zum Thema Stromverlauf: muß falsch gemessen sein. Wenn der MOSFET aus 
ist, fließt primärseitig "kein" Strom mehr. Der wird auf der 
Sekundärseite abgegeben.
Hast Du auch einen Speichertrafo mit Luftspalt?

Autor: Michael Roek (mexman) Benutzerseite
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Hallo Christian,

> Wie berechne ich die maximale Feldstärke. Muss leider gestehen, dass
> Magnetismus ein wunder Punkt ist :/


Na, da gibbet viel im Netz zur Betsimmung der Flussdichte, 
Saettigung....


> Woran könnte es liegen, dass der Strom von DC überlagert wird und nicht
> direkt 0 ist?

Hm..... ich habe immernoch keinen richtigen Schaltplan gesehen!
Nur eine komische Simulation mit gesteuerten Schaltern statt richtiger 
Bauteile.
Aber wenn das 0.15A bei 100V sind, wird sicher der Transistor heiss....

> Habe leider sehr begrenzte praktische Erfahrung.

Dann ist das ein seeeehr gewagtes Projekt!

Respekt


Gruss

Michael

Autor: Michael O. (mischu)
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Hallo Christian,

1. ist die Sekundärseite richtig angeschlossen? Der Trafo muss 
sekundärseitig so gepolt sein, dass in der Ausschaltzeit der Strom in 
den Ausgangskondensator fließt. Deine Screenshots zeigen leider immer 
nur einen Kanal.

2. Ist der Trafo selbst gewickelt? Welche Streuinduktivität und welche 
Hauptinduktivität hast Du (ca. Werte)?

Autor: Christian (Gast)
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@Alex

Ich gebe bei meinem Trafo den Al-Wert an der wird soweit mir bekannt 
über den Luftspalt eingestellt. Die Induktivitäten stimmen auch. Habe 
aber festgestellt, dass die Streuinduktivität bei 95µH liegt. Das sind 
dann ungefähr 11% von meiner Hauptinduktivität.
Und soweit mir bekannt ist die Streuinduktivität für die 
Spannungsspitzen beim ausschalten verantwortlich?

@Michael

Ich kann hier leider keinen Stromlaufplan posten, da mein Chef weniger 
erfreut wäre.
Find ich toll, dass du das Projekt als seeeeehr gewagt bezeichnest. 
Fühle mich auch als Berufsanfänger seeeeehr gefordert.
Meinst du mit 0,15A bei 100V die Tatsache, dass der Strom nicht komplett 
auf 0 sinkt sondern noch schwingt?
Bin für sämtliche Tipps und Hinweise offen.

Autor: Christian (Gast)
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@ Michael O.

Ja die Sekundärseite ist mittlerweile richtig angeschlossen. Primär und 
Sekundär waren durch einen Fehler im Stromlaufplan zunächst gleichsinnig 
gewickelt.
Wenn man beide Ströme misst. Sieht man wie der Primärstrom steigt und 
nach dem auschalten der Sekundärstrom von einem bestimmten Wert an 
sinkt.

Ich habe die Trafos in China wickeln lassen. Messungen haben ergeben 
dass die Primärinduktivität die geforderten 860µH besitzt und die 
Sekundärseite 86µH. Die Streuinduktivität hat leider 95µ, obwohl ich 
maximal 10µH gefordert hatte.

Autor: Alex (Gast)
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Ah ja, mein Trafo hatte nicht mal 1% Streu.
Der Schaltplan eines Flyback ist ja nichts geheimes. Anscheinend ist bei 
Dir ja weniger drauf als üblich, da erst im Aufbau.
Jetzt hört es sich besser an. Kannst ja mal Iprim und Isek gleichzeitig 
messen (Stromzange) und schauen, welches Übersetzungsverhältnis wirklich 
vorliegt.
Hast Du ein Leistungsmessgerät um den Wirkungsgrad zu bestimmen? Mit 
meinem ist er nicht vergleichbar, da ich kein fertiges Produkt hatte. 
Das gäbe auch Anhaltspunkte, ob alles i.O. ist.

Autor: Christian (Gast)
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@Alex

Jo ich habe auch irgendwo gelesen, dass gute Sperrwandler 1% 
Streuinduktivität haben und wirklich schlechte vll 3%. D.h. meine 11% 
sind eine katastrophe.

Habe nun einen Teil vom Schaltplan angehängt. Daraus sollte eigentlich 
das wichtigste ersichtlich sein. Die Diode D5 ist eine SM15T200A und die 
Diode D6 eine STTH1L06A. Sind diese bestückt werden sie bei ca. 70V über 
100°C heiss. Dafür bleibt eben der MOSFET kühler.

Habe dass Übersetzungsverhälntis überprüft und es liegt bei ca. 3:1. 
Passt soweit, da ich primär 100 Wicklungen habe und sekundär 32 
Wicklungen. Die Spannung am Mosfet stimmt bei Vin = 30V auch, da Vds = 
Vin + ü*Vout.
--> Vds = 30V + 3,1*22 = 98.2V.
Stimmt mit den gemessenen 100V gut überein.

Autor: MaWin (Gast)
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VDR kommt hinter die Sicherung, NTC (current inrush limiter) auch noch 
rein, die 95uH wird ein Messfehler sein, das Problem liegt meist auf 
deutscher Seite, selten auch chinesischer, die wissen, was sie tun, 
haben im Gegensatz zu unserer nachfolgenden Generation know how, als 
Snubber eine Z-Diode halte ich nicht für so elegant, ein RC Snubber 
transportiert mehr Leistung zurück in den primären Kreis (ausserdem kann 
man die Leistung leicht durch die mittlere Spannung am R messen). Filter 
(an Eingang und Ausgang) legt man möglichst auf die Schaltfrequenz aus, 
d.h. eine LC-Kombination die auf Grund des ESL des C und ESC des L 
gerade bei der Schaltfrequenz ihre maximale Dämpfungswirkung hat, sieht 
bei dir bisher eher hingeschätzt aus.

Autor: Christian (Gast)
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@ MaWin

Vielen Dank für die Hinweise. Jo die Eingangsfilter sind momentan nur 
abgeschätzt und werden genauer dimensioniert wenn das SNT mal läuft.
Dann werd ich mir mal ein RCD Snubber basteln und testen.
Habe mir mittlerweile einen neuen Trafo bestellt bei dem ich als erstes 
1 Lage der Sekundärwicklung hab, dazwischen die Primärwicklung und 
danach wieder 1 Lage Sekundärwicklung. Hoffe dadurch die 
Streuinduktivität zu verringern.

Autor: Michael O. (mischu)
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Wenn Du mal die Verluste messen willst, dann miss doch mal Eingangs- und 
Ausgangsseitig Strom + Spannung. -> Wirkunsgrad

Dass der MOSFET "heiss" wird sagt nichts über die eigentlichen Verluste 
aus. Je nachdem ob Du einen Kühlkörper spendiert hast oder nicht kann 
dies ein normales Verhalten sein oder auf fette Verluste hindeuten.

Ansonsten hilft es die Verluste mal überschlagshalber zu schätzen.
Du kannst die Ströme durch die Bauteile und die mittlere Einschaltdauer 
messen. Mit den jeweiligen Ohmschen Widerständen (MOSFET, 
Wicklungswiderstände, Diodenabfallspannung) der Bauteile und der 
mittleren Anschaltdauer kann man wenigstens die Größenordnung der 
statischen Verluste abschätzen.
Wenn dann ein Bauteil gefühlt drastisch andere Verluste aufweist hast Du 
einen Anhaltspunkt.

Bezgl. MOSFET:
Beachte, dass der MOSFET minimal die reflektierte Zwischenkreisspannung 
am Trafo sieht. Bei 230Vac Eingang hast Du bis 350Vdc peak, der MOSFET 
sieht dann mindestens 700V.
Welchen MOSFET verwendet ihr eigentlich?

Bzgl. Trafo:
Pass auf, dass euch der Trafo nicht sättigt. Sollte durch den Luftspalt 
eigentlich eine schöne Scherung geben, aber man weiss ja nie.
Wenn die Streuinduktivität sehr hoch ist, bleibt primärseitig ein Teil 
der im Streufeld gespeicherten Energie und erhöht die Spannung über dem 
MOSFET. Letzten endes musst Du diese Energie in Wärme umwandeln :(.

Autor: Alex (Gast)
Datum:

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So wie ich das verstanden habe ist die Z-Diode als Snubber nur teurer 
aber genauso, wenn nicht besser wirksam.

Der DSP ist einer von TI, oder?

Autor: MaWin (Gast)
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Beim RCD Snubber wird die Energie des Impuls direkt durch den C auf die 
obere Versorgungsspannung zurückgeführt. Was man also niederinduktiv 
hinkriegt, wird rückgespeist. Bei der Z-Diode ist immer zumindest die 
Z-Diodenspannung * Strom verloren.

Die Z-Diode ergibt eine definierte Spannung und damit eine definierte 
(hoffentlich ausreichend kurze) Entladezeit der Strominduktivität, 
während die Spannung beim RCD Snubber eher Glückssache ist.

Autor: Christian (Gast)
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Ich hab noch keine praktische Erfahrung ob ein Snubber Netzwerk mit RCD 
oder wie bisher mit Z-Diode wirksamer ist.
Hauptproblem durfte jedoch sein die Streuinduktivität nach Möglichkeit 
so gering wie möglich zu halten?
Ja es wird ein DSC von TI verwendet. Um genau zu sein der TMS320F28027. 
Dieser gibt die konstante On-Time vor und sobald der Strom durch die 
Sekundärspule 0 wird, detektiert dies der Controller über eine 
Hilfswicklung und startet den Timerbasecounter neu. Funktioniert wie 
gesagt auch wunderbar, nur wird der MOSFET eben heiss.
Bisher habe ich einen 2SK3050 MOSFET verwendet mit 600V. Könnte es auch 
mal mit einem 800V Typ versuchen. Wobei ich momentan ja schon bei knapp 
70V die extreme Wärmeentwicklung hab.

Autor: Michael Roek (mexman) Benutzerseite
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>
> Bzgl. Trafo:
> Pass auf, dass euch der Trafo nicht sättigt.

Das ist gaaanz wichtig. Allerdings sieht der Stromschrieb ueberhaupt 
nicht nach Saettigung aus! Soweit also Entwarnung! Aber im Auge 
behalten.

Gruss

Michael

PS.: Warum "laesst" Du den Uebertrager wickeln? Bei den Daten 
(Windungszahl) ist das doch Kleinkram und Du kannst leichter mit dem 
Aufbau "spielen".

Autor: MaWin (Gast)
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Weil Deutsche das schon lange nicht mehr können.
Mit know how häte man nämlich schneller seinen Trafo,
selbst gewickelt, als man den Auftrag geschrieben hat.
Also schickt man einen Auftrag nach China,
und die nehmen erstens gern das Geld,
und lachen sich zweiten scheckig wenn sie auf
diese Art erfahren, was die nachfolgende Generation
aus Deutschland nicht mehr kann,
denn damit wissen sie, daß es mit dem Know How
hier nicht so weit her ist wie immer kolportiert.

Für eine gute Versorgung in Deutschland sollte es
allerdings Sets von den Herstellern von Kernen geben,
in denen Kerne, Bobbins, Kupferlackdraht, Kapton-
Klebebänder und Berechnungsunterlagen drin liegen,
damit man sich den Kram nicht immer mühsam zusammen-
kaufen muss, z.B. bei Spulen.de

Autor: Martin B. (brehministrator)
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Hallo,

HF-Trafos wickeln ist wirklich kinderleicht - nicht zu vergleichen mit 
dem Aufwand, einen 50Hz-Trafo zu wickeln. Habe in den letzten Jahren 
einige HF-Trafos für kleine und mittlere Schaltnetzteile gewickelt. Man 
braucht ja meistens nicht über 50 Windungen.

Alle benötigten Teile für solche Trafos kann man bequem (auch als 
Privatperson) im Online-Shop von Menting (www.spulen.com) beziehen. Dort 
gibt es eine mittelgroße Auswahl an Kernsätzen, Spulenkörper, 
Halteklammern für die Kerne sowie eine große Auswahl an HF-Litzen. Kann 
ich nur sehr empfehlen!

Martin

Autor: Christian (Gast)
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Jo das seh ich genauso, dass das Wickeln keine all zu großen 
Schwierigkeiten darstellen würde. Aber wir haben hier die passenden 
Materialien nicht. Weder Spulenkörper noch Kerne.
Wäre meiner Meinung nach günstiger sich davon ein Sortiment anzuschaffen 
anstatt 4 Wochen auf einen Trafo aus China zu warten. Naja wurde hier 
halt bisher immer so gemacht.

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