Hallo Ich möchte mehrere IGTBs (16 Stück) parallelschalten um deren maximalen Impulsstrom zu erhöhen. Jeder von ihnen "kann" 700A für 1ms. Nun haben die Teile leider einen positiven Temperaturkoeffizienten. D.h. Wenn einer warm wird/ist, leitet nur der den Strom. Mir geht es nun um die dimensionierung der Ausgleichwiderstnde damit sich der Strom möglichst gleichmäßig aufteilt. Dies ist nötig, da sich auch während der Impulsbelastung die Sperrschichten erwärmen. Wobei sie aber vorher durchaus die gleiche Temperatur gehabt haben. Zumindest ähnliche Temperaturen. Zur Zeit ist es so, dass ich an jeden IGBT 3mOhm gelötet habe. Dann werden jeweils 2 Widerstände zusammengeführt und die entstanden Paare werden wieder über 2x 3mOhm Widerstände zusammengeführt. Das wird solange gemacht, bis nur noch ein Anschluss da ist. Die Idee dahinter ist, dass der gesamte Baum, kaum mehr als 3,5mOhm hat, aber der Weg zu einem einzelnen IGBT aus 12mOhm besteht. 12mOhm bei 500A wären schon 6V, was weit über der Sättigungsspannung der IGBTs bei dem Strom liegt. Außerdem spart diese Konfiguration Geld, da Konstantandraht recht teuer ist. Ich frage mich nun, ob das insgesamt genug ist, was ich da getan habe. Irgenwie ist mir immernoch nicht Wohl bei der Sache.. Ziel ist es für 5ms 5kA auszuhalten. Nennstrom jedes einzelnen IGBTs ist 320A. 320*16 = 5.1kA, Impuls = 700*16 = 11,2kA für 1ms. Ich Frage mich nin inwieweit diese Parallelschaltung wirklich parallelschaltet, oder was man an den Ausgleichswiderständen tun kann bzw wie man die überhaupt dimmensioniert. Ich weiß auch nicht wonach ich bei goooogle sochen muss :-( MFG
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5 ms ist doch schon ewig lang (wenn auch noch ein ganzes Stück unter der Zeitkonstante der IGBT-Chips) - Impulsbelastung würde ich das nicht mehr nennen. Von welcher Wiederholrate sprechen wir da? Ich würde mir lieber den Widerstandskram sparen und 2 IGBT mehr nehmen. Das sollten die dann schon abkönnen.
Also genauer geht es um 16 Impulse die aber in der Gesamtlänge nicht länger als 5ms sein dürften. Wohl eher kürzer. Und danach ist definitiv erstmal ruhe für die IGBTs.. Es geht immerhin um 5kA. Also wenn du den Widerstandskram sparen würdest, dann macht es das nur besser, dass er überhaupt da ist :-) Mehr Ausgleich is besser als kein Ausgleich. Ein weiter Vorteil ist, wenn ich irgendwo an einer gut zugänglichen Stelle einfach 2mOhm einbauen, kann ich den IGBT bestimmen der bei Fehlfunktion/überlast kaputtgeht. Dennoch hätte ich gerne Infos über die Dimensionierung...
DerAlbi schrieb: > .. 5ms sein dürften. Wohl eher kürzer. Und danach ist definitiv > erstmal ruhe für die IGBTs.. Es geht immerhin um 5kA. (5kA)^2 * 12mohm = 300 kW 300 kW * 5ms = 1500 Joule Das ist einiges.
So ein unfug. Falsch gerechnet. Wenn dieser Fall eintritt vernachlässigst du die anderen IGBTs. Auf einer Stecke teilt sich der Strom auf. Also was soll diese sinnlose Rechnung. Hauptsache Beitrag schreiben.. grml Dem Thema dienliche Hinweise wären wünschenswert :-)
DerAlbi schrieb: > Ich möchte mehrere IGTBs (16 Stück) parallelschalten um deren maximalen > Impulsstrom zu erhöhen. Jeder von ihnen "kann" 700A für 1ms. Der Chip. Und das Gehäuse mit Anschlüssen hat welches Limit? Jeder IGTB braucht seinen Widerstand ohne weitere Verknotung, und Du brauchst mehr Transistoren. Dann hast Du nur noch das Problem der synchronen und sehr schnellen Ansteuerung.
3mOhm ist der Widerstand der jeder IGBT alleine vpr sich hat. Auch das sind bei 500A schon 1,5V.. was mehr ist, als thermische differenz Verursachen könnte. Therminal Current Limit ist 160A. Ich bezweifle aber sehr stark, das dies auch für Impulsbelastung zutrifft. Was würde es für einen Sinn machen, einen IGBT herzustellen, dessen Die mehr kann als die Anschlüsse hergeben. Ich bezweifle, dass bei 700A die 6 Bonddrähte unter 1ms wegbrennen. Aber interesanter Beitrag: nach welchen Gesichtspunkten würdest du denn die Anzahl der Transistoren festsetzen und wie groß würdest Du denn die Widerstande machen? :-)
Bei so kurzen Pulsen braucht man sich um das Package Limit wohl kaum Gedanken zu machen. Die Ansteuerung muss aber natürlich einigermaßen symmetrisch sein. Außerdem sollte man auf jeden Fall mal sich Gedanken über die Induktivität der Zuleitung und evtl. auftretende Überspannungen Gedanken machen. Ich habe noch einmal über das Problem nachgedacht. Man kann ja relativ leicht die Verlustleistung eines Transistors bestimmen. Bei 16 Pulsen in 5 ms sollte man allerdings auch die Schaltverluste beachten. Die thermische Impedanz sollte man im Datenblatt finden; daraus kann man dann die Chiptemperatur bei der maximal gewünschten Umgebungstemperatur bestimmen. Zur Sicherheit schlägt man eben noch 20% auf die Verlustleistung für die asymmetrische Verteilung drauf. Wenn man unter 125 Grad Chiptemperatur bleibt, braucht man nichts mehr tun.
Datenblatt im Anhang. Also meine 500A mit denen ich rechne sind ja schon sozusagen das was du die 20% nennst :-) Bei 500A kann man von 2V Vcesat ausgehen. was genau 1kW macht. 1KW * 5ms sind nichtig. Da sollten die Schaltverluste wesentlich mehr ausmachen. Überspannungen werden durch Dioden abgeführt. Die sind mit dem gleichen Widerstandsaufbau ausgeglichen. Diese hab ich bis 10kA geprüft, bis die Opferdiode kommt. (die mit nem extra kleineren Widerstand halt) Aber wenn man schonmal von Thermischer Impedanz redet: bei 1ms Puls kann man 0.02 °C/W im Diagram ablesen. 0.02 * 1kW (oder lassen wir es mal 2kW sein) also 0.02*2kW = 40K die sich das Die erwärmt. warum um himmels willen ist das dann der maximale Strom? Ich hab andere IGBT datenblätter angesehen und dort nachgerechnet.. Dort kam immer fein und lieb 150-180K raus, wenn man den Maximalstrom über die Zeit anlegt. Diese Temeraturerhöhung entsprach IMMER der zulässigen DieTemperatur beim Löten über 15sec. Was auch sinn macht... Aber dieses Datenblatt ist da etwas anders.. wenn das nebenbei jemand erklären kann, wäre ich dankbar. Die Ansteuerung machen 4x TC4422 mit 9A und 18V aufm Gate. Es wird syncron geschaltet. Falls dies nicht reicht sind die Gates untereinander nocheinmal mit 1Ohm verbunden. Ein 4er Block hat 90nF (das ist die Last am TC4422). Das ist laut Testaufbau hier in 400ns an. Hauptproblem ist die Induktivität der Gateleitung, die bei mir leider recht lang ist.
DerAlbi schrieb: > Überspannungen werden durch Dioden abgeführt. Die sind mit dem gleichen > Widerstandsaufbau ausgeglichen. Eher nicht. Du meinst vermutlich etwas anderes. Da ich deinen Aufbau nicht kenne kann ich es aber auch nicht richtig erklären. DerAlbi schrieb: > Die Ansteuerung machen 4x TC4422 mit 9A und 18V aufm Gate. Es wird > syncron geschaltet. Falls dies nicht reicht sind die Gates untereinander > nocheinmal mit 1Ohm verbunden. Ein 4er Block hat 90nF (das ist die Last > am TC4422). Das ist laut Testaufbau hier in 400ns an. Hauptproblem ist > die Induktivität der Gateleitung, die bei mir leider recht lang ist. Wichtig ist der symmetrische Aufbau. DerAlbi schrieb: > Aber wenn man schonmal von Thermischer Impedanz redet: bei 1ms Puls kann > man 0.02 °C/W im Diagram ablesen. 0.02 * 1kW (oder lassen wir es mal > 2kW sein) also 0.02*2kW = 40K die sich das Die erwärmt. warum um himmels > willen ist das dann der maximale Strom? Könnte dann vielleicht doch am Package/an den Bonddrähten liegen.
DerAlbi schrieb: > Aber interesanter Beitrag: nach welchen Gesichtspunkten würdest du denn > die Anzahl der Transistoren festsetzen und wie groß würdest Du denn die > Widerstande machen? :-) 30 Transistoren, 1 mOhm, +15V/-5V für ein/aus
@mhh: WIESO 1) 30 Stück 2) 1mOhm 3) -5V zum ausschalten. Das wäre eine Symetrische Spannung von +/-10V um die Schwellspannung herum, aber 0V reichen zum perren auch aus und werden eigentlich ebenso schnell erreicht wie die 0V, wenn man eigentlich zu -5V hinwill. Der Aufbau is eine sym. Halbbrücke. Überspannungen werden auf die Versorgungsspannung zurückgeführt und laden die Pufferkondensatoren wieder auf. Was bezeichnest du als symetrischnen Aufbau? Kannst du das näher erklären? Bis jetzt hab ich nur 4 parallele Treiber vorgesehen, die jeweils 4 parallele Gates ansteuern. Alle 4 Treiber werden vom gleichen Signal angesteuert. Die Gateleitungen werden alle gleich lang und die Masserückführung zum Emitter ist nah an jeder Gateleitung. Es kann auch noch sein, dass das Datenblatt in der Richtung mist ist, da die Gatespannung ja "nur" 15V ist. Es kann ja sein, das man damit keine 700A durchgesteuert bekommt und deswegen Vcesat wesentlich höher ist... Vielleicht sieht es mit 18V anders aus..
Die Transistoren müssen auch gleichzeitig abgeschaltet werden, das klappt mit negativer Gatespannung besser und sicherer. DerAlbi schrieb: > Was bezeichnest du als symetrischnen Aufbau? Das war von Stefan L. (minefields). Was er sicher meint und womit er recht hat: Alle Kabel müssen zu den Transistoren gleich lang sein. Nicht mal 5cm zu einem Transistor und 20cm zu einem anderen. Schmink Dir die 700A ab. Den Die machen sie belastungsfähiger, damit für den Normalbetrieb gute Werte erzielt werden. Ist keine Verarsche, aber auch kein praktischer Anhaltspunkt für Deine Berechnungen.
Für dich war eigentlich nur das numerierte ;-) Aber danke soweit. Mit den 700A rechne ich nicht, wie du merkst, wenn man 5000/16 Teilt. Dann sind das nur 300A und ich denke das sollte dann in Ordnung gehen. Mit der Induktivität der Gatekabel habe ich noch meine Probleme :-( Eigentlich müssten die Treiber ab vonn der platine und direkt auf die IGBTs. Ansonsten hatt ich noch an abgeschirmtes Kabel gedacht.. aber da ist die Mittelleitung immer so dünn..allerdings teste ich auch gerade mit 20cm leitungen.. und später wreden es 5cm sein.
Das mit den -5V kann ich bestätigen; die negative Abschaltspannung sollte man bei IGBT schon beachten. Das hängt aber auch ein bisschen davon ab, was du machen willst. Vielleicht wäre es wirklich mal an der Zeit, dass du mal eine genaue Beschreibung deines Aufbau lieferst? mhh schrieb: > DerAlbi schrieb: >> Was bezeichnest du als symetrischnen Aufbau? > > Das war von Stefan L. (minefields). Was er sicher meint und womit er > recht hat: Alle Kabel müssen zu den Transistoren gleich lang sein. Nicht > mal 5cm zu einem Transistor und 20cm zu einem anderen. Genau das meinte ich. DerAlbi schrieb: > Der Aufbau is eine sym. Halbbrücke. Überspannungen werden auf die > Versorgungsspannung zurückgeführt und laden die Pufferkondensatoren > wieder auf. Es geht mir um Überspannungen, die bei hohem Strom im Abschaltmoment durch die Induktivitäten in der Versorgung entstehen. Dadurch kann je nach Höhe der Versorgungsspannung recht schnell die Sperrspannung der IGBT überschritten werden. Das ist auch ein Grund, wieso man möglichst langsam schalten soll (wenn es die Verlustleistung hergibt).
DerAlbi schrieb: > Dann > sind das nur 300A und ich denke das sollte dann in Ordnung gehen. Das wird nichts. http://www.heise.de/imagine/dYmHrev53r1lqZaRXrTUAXtl2iQ/gallery/Rauch.jpg
Die Induktivitten versuche ich zu minimieren, daran habe ich gedacht. Zustzlich werden an der Halbbrücke extra Stützkondensatoren angebracht, sodass sich höchstens ein LCR-Tiefpass ergibt, aber das sollte eh minimal sein. Warum 300A nichts werden, obwohl das noch unter dem Nennstrom liegt, verstehe ich nicht. Zur Max. Impulslast sind das mehr als 50% Sicherheit. Das ganze wird eine CoilGun mit 3x 18mF 350V Kondensatoren und 16 Beschleunigungsspulen. nach hinten hin werden die Impulse also immer kürzer. Anschaltströme fließen nicht durch die IGBTs. Da vor jeder Spule nochmals ein Thyristor sitzt, der leicht später gezündet wird. Somit werden Anschaltverluste verhindert. Ausschaltverluste hingegen sind dann doch noch (enorm?) vorhanden. Durch die induktive Last steigen die Ströme auch nicht sonderlich Schnell und der Sptzenstrom ist höchsten 5kA pro Impuls, das Mittel ist jedoch geringer. Durch die asym. Halbbrücke fällt der Strom exakt gleich schnell wie er sich aufgebaut hat.
DerAlbi schrieb: > Warum 300A nichts werden, obwohl das noch unter dem Nennstrom liegt, > verstehe ich nicht. Weil der Nennstrom vom Die nicht der Nennstrom des Bauteiles in der Gesamtheit ist. Aber das wurde schon ein- bis zweimal erwähnt glaube ich...
DerAlbi schrieb: > Die Induktivitten versuche ich zu minimieren, daran habe ich gedacht. > Zustzlich werden an der Halbbrücke extra Stützkondensatoren angebracht, > sodass sich höchstens ein LCR-Tiefpass ergibt, aber das sollte eh > minimal sein. Das darf man nicht unterschätzen. Bei solchen Strömen können schon ein paar nH enorme Spannungsspitzen verursachen. Das muss man auf jeden Fall messen!
Ja, aber bei induktiver Last deren Induktivität wesentlich höher ist als die der Zuleitung ist es ja praktisch so, dass der Strom für nennenswerte Induktion nicht schnell genug fällt bzw ansteigt. Dafür ist dann die Induktivität der Zuleitungen zu gering :-) Simulation gibt mir da recht schon bei 100nH der Zuleitung (was echt gigtantisch wäre :-D, steigt die Spannung mit 200uF direkt an der Brücke nicht über 420V, was völlig OK ist :-) Ich werde durch die Widerstände einen Opfer IGBT einbauen. Ich denke damit werd ich sehen ob 300A wirklich unrealistisch sind. Es ist ja nun wirklich keine Dauerbelastung...
DerAlbi schrieb: > Ja, aber bei induktiver Last deren Induktivität wesentlich höher ist als > die der Zuleitung ist es ja praktisch so, dass der Strom für > nennenswerte Induktion nicht schnell genug fällt bzw ansteigt. Dafür ist > dann die Induktivität der Zuleitungen zu gering :-) Simulation gibt mir > da recht schon bei 100nH der Zuleitung (was echt gigtantisch wäre :-D, > steigt die Spannung mit 200uF direkt an der Brücke nicht über 420V, was > völlig OK ist :-) 420V bei welcher Versorgungsspannung? 600V IGBT? Da hast du natürlich schon etwas Luft. ESR/ESL deines C beachtet? 200u werden wohl ein Elko sein, da wird das nicht zu vernachlässigen sein. Ein Folienkondensator direkt an den IGBT ist sinnvoll. Ich sehe keine Schienen, also gehe ich von Freiluftverdrahtung aus. Wie gesagt: nur durch Nachmessen kannst du sicher sein. Mit den 300A hätte ich jetzt auch weniger Probleme. Bei einer Coilgun muss man jetzt auch keine X Millionen Zyklen abkönnen.
DerAlbi schrieb: > Ich denke > damit werd ich sehen ob 300A wirklich unrealistisch sind. Es ist ja nun > wirklich keine Dauerbelastung... Willst oder kannst Du es nicht verstehen? Schau in Datenblätter beliebiger Transistoren. Sobald Du Dich an den Grenzwerten bewegst, werden entscheidende Daten schlecht. Bewegst Du Dich in der Mitte, ist alles gut. Deshalb ist dieser IGBT überdimensioniert vom Die her, um für den gewünschtem Anwendungsfall sehr gute Werte zu haben. Hätte der Hersteller einen 320A Transistor bauen wollen, hätte er ein anderes Gehäuse verwendet. Da Du nur hören willst was Dir gefällt, klinke ich mich nun aus.
Es tut mir wirklich Leid, aber ein anderes Gehuse verändert die Wärmeabfurht und eventuell das Bonding. Beides ist bei Impulsbelastung nicht von Relevanz, da alles von der Wärmekapazitrt des Chips gefressen wird.. Es ist wie mit dem verwendeten Konstantandraht bei meinen Diodenpacks. Spezifiziert bis 5A. Ha! Bei 10kA platzt dennoch zuerst die Diode. Wobei ich sicher bin, dass bei Dauerbelastung des Konstantandrahtes durch Hotspots durchaus schon bei geringen Strömen Probleme entstehen. Ein Gehäuse das dauerhaft für 160A da ist verhindert doch nicht die Möglichkeiten der Impulsbelastung. Und nebenbei... Mosfets die 200A können gibts auch im TO220AB-Gehäuse. Und das hier ist ne Nummer größer.. Also versteh mich nicht falsch, ich verstehe was du sagst, ich bezweifle aber an der Relevanz :-) Es ist in der Tat Freiluftverdrahtung, aber die Zuleitungen sind extrem kurz. Weniger als 7cm vom Kondensator aus. Der verwendete Draht ist extrem dick. (0.8mOhm/m) Viel Freiraum für Induktivität ist nicht :-)
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Muhaaaaaaa So. Nun hab ichs gelernt. Grml. Auch kurze Zuleitungen induzieren heftig :-O Und das schon bei "niedrigen" Strömen. Jetziger Aufbau: 300Hz, 13µs Impuls aufm Gate. 18mF @30V mit kurzen dicken Litzen verdrahtet. Zieht bei dem Dutycycle 4A. Gibt ungefähr 1kA für die 13µs. Das hab ich nur gemacht um mal die Schaltverluste zu überprüfen. Dabei hab ich den Gatewiderstand zwischen 0.33 bis 4 Ohm variaiert und die Temperatur der IGBTs erhöhrt sich, je höher der Gatewiderstand ist. Den Treiber direkt aufs Gate hauen lassen ist das beste. Da das alles wunderbar funktioniert hat, habe ich die Schaltung erweitert. Am Kollektor der IGBTs hängt in der Kurzschlusstrecke nun noch ein Dicker Thyristor. Dieser wird gleichzeitig bzw leicht verspätet gezündet. Also 1) IGBT an 2) Thyritor an 3) IGBT aus. Seitdem der Thyristor im Kabel ist hab ich unheimlich große Induktive Spannungsspitzen die aber auch schon vor dem Thyristor wirken. 100µF werden porblemlos über ein Diodenpack auf 240V geladen. Wobei die Spannung dort bleibt. Zusätzlich spielen alle elektischen Geräte im Umkreis von 2m verrückt. :-D Ich frage mich nun wirklich, was der blöde Thyristor ausmacht. Irgendwie verstehe ich das nicht. Wenn nur die IGBTs schalten, hlt sich alles in Grenzen.
DerAlbi schrieb: > So. Nun hab ichs gelernt. Grml. Auch kurze Zuleitungen induzieren heftig > :-O Naja mehr wie vorher warnen kann man nicht ^^ In diesem Strombereich braucht man schon spezielle, extrem niederinduktive Stromschienen und Snubberkondensatoren direkt auf den IGBT. Aber das habe ich ja vorhre schon gesagt :)
OK, als es wird ja so, dass alle Kabel durch wesentlich dickere ersetzt werden. Wenn du ein Blick aufs Foto wirfst, siehst du die Emitter, die mit soner fetten Kupferlitze zusammengeopappt sind. (dort wo bei den unteren IGBTs die gelben Gatekabel rauskommen) Dicke Kabel sind meiner Erfahrung nach weniger induktiv. Desweiteren ist nicht die ganze Schaltung aktiv Normalerweise werden die von den Spulen zurückgeschickten Ströme wieder zurück in die Kondensatoren geleitet. Hier geht das leider nur sehr eingeschränkt Da die Schaltung ja quasi Murks ist. Diese 100uF die sich hier aufladen sind ja quasi eigentlich an der Versorgungsspannung angeschlossen. Aber dennoch: warum ist der Unterschied zwischen Thyristor und Ohne Thyristor so groß? Ich geb zu, dass das Kalel, das am Thyristor hängt, durchaus lang ist, aber würde es direkt am IGBT hängen gäbe es auch dort nicht derartige Störungen...
DerAlbi schrieb: > Dicke Kabel sind meiner > Erfahrung nach weniger induktiv. Richtig. Meiner Erfahrung nach reicht das nicht. Zumindest die Kondensatoren sind vorzusehen. Was passiert, wenn du mit einem Puls dein Kondensator vollständig entlädst? Wie sieht es mit Freilaufdioden aus? Du hast leider immer noch kein komplettes Schaltbild geliefert...
DerAlbi schrieb: > warum ist der Unterschied zwischen Thyristor und Ohne > Thyristor so groß? Thyristor ermöglicht schnellere Stromanstiegsgeschwindigkeit (schon fast Lawinendurchbruch), deshalb mehr Störungen.
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Danke, das passt ins Bild! Durch die sehr kleinen Induktivitäten ist der Strom sozusagen extrem schnell da. Deswegen gibt hochfrequentere störungen und die kleine Induktivität wird zur Bösartigkeit. Soweit ich das sehe beruhigt mich das jetzt aber. In der späteren Anwendung werden ja wesentlich größere Induktivitäten zum Einsatz kommten bei denen die Stromänderungen bei weitem nicht so rapide sind. Das bedeutet, dass spätere Stromflanken nicht allzuscharf sind, sodass sie von den Dioden Abgefangen werden können. Da ich jetzt keinen konkreten Schaltplan habe, hab ich mal fix ne Simulation erstellt. Ich hoffe LTSpice ist vorhanden... :-) Die Version mit der 2 hintendran ist der jetzige aufbau... MFG
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