www.mikrocontroller.net

Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Einschwingreserve bei Quarzoszillator


Autor: stephan (Gast)
Datum:
Angehängte Dateien:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Hallo zusammen,

hat jemand eine Idee wie man die Einschwingreserve berechnen kann
bei einem Quarzoszillator in Pierce-Schaltung ?
Schaltungsskizze siehe Anhang !

Die Quarzverlustleistung kann ich berechnen, indem ich bei einem
bestimmten Rv die Effektivspannung über den Quarz messe.
Über den Blindwiderstand der Lastkapazität kann ich den Strom berechnen, 
und damit über den ESR die Leistung im Quarz.

Was mir aber fehlt ist ein Maß dafür, welche Anschwingreserve vorhanden 
ist
in Abhängigkeit eines bestimmten Rv.

Wir haben hier derzeit Probleme, dass der Oszillator in Abhängigkeit der 
Temperatur eine chaotische Frequenz erzeugt oder kurzeitige Aussetzer 
hat.
Bei einem kleineren Rv ist das Problem weg, wir dürfen aber den Quarz 
nicht überlasten. 200µW sind laut Datenblatt spezifiziert.
Wir haben 5V pegel, ziemlich kritisch also.

danke
mfg

Autor: Olaf (Gast)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Ich glaub das kann man garnicht sinnvoll berechnen. Bei den kleinen 
Kapazitaeten mit denen du da umgehst spielt doch auch das Layout eine 
Rolle, das Verhalten deines OPs, ist der OP gesockelt oder nicht usw.
Oder noch besser, Stoerungen aus anderen Schaltungsteilen die mit 
einkoppeln.

Das muesste man dann ja alles in seine Berechnung mit einbeziehen.

Olaf

Autor: stephan (Gast)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
mir würde eine Faustformel oder Daumenrechnung genügen.
es geht mir nur darum, ein Gefühl dafür zu bekommen, wo ich liege.
wenn ich hingeh und 1kOhm bei Rv reinmach, will ich wissen wo ich grob 
in etwa liege...

also der quarz läuft mit 13MHz.
ESR liegt bei ca. 40 Ohm
Lastkapazität laut Datenblatt 8pF , d.h. Cx1 und Cx2 hab ich mit 15pF
dimensioniert, damit man in etwa auf 8pF kommt.
Rv muss ich bis 3kOhm hochdrehen, damit Pmax nicht überschritten wird.
mit 3kOhm ist der Oszillator aber nicht mehr stabil.
Vielleicht Cx1 u. Cx2 noch kleiner machen.

Weiß jemand wie es so mit den Pmax Angaben seitens Hersteller ist ?
Wenn man den max Wert überfährt, ob der Quarz dann kaputt gehen kann 
oder
ob nur die Frequenz schneller driftet ?
letzteres wäre unkritisch

achja, das ist in dem fall kein OP. Wir haben ein Logikgatter, 
Invertierer

Autor: Peter R. (pnu)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Zunächst einmal:RGK kann so groß gewählt werden, dass er auf die 
Schwingeigenschaften keinen Einfluss hat. Er ist auch nur dafür da, dass 
die aus einem einzelnen MOSfet bestehende Stufe in den linearen 
Arbeitbereich kommt.

Für das Schwingen ist die Steilheit des Verstärkerelements maßgebend. 
Mit etwas komplexer Rechnung ergibt sich ein (negativer) Widerstand von:

-R = S mal  jX1 mal jX2     ( S ist dabei die Steilheit (A/V)des 
Verstärkerelements)

Wenn die Reihenschaltung -R , Rv, Rq gerade den Wert Null hat, setzt das 
Schwingen des Oszillators ein.

Man kann also durch Verkleinern von CX1 und CX2 die Schwingfreudigkeit 
der Schaltung erhöhen, denn dadurch wird -R größer.
An den Arbeitspunkt des MOSfet's kommt man bei IC's ja nicht heran und 
kann seine Steilheit damit nicht ändern.

Am Ausgang des Verstärkers wird, wegen der Begrenzung meist volle 
Amplitude enstehen. Rv schützt den Quarz vor Überlastung, indem er mit 
Rq einen Spannungsteiler bildet.

Also, mit der Größe von C1 und C2 spielen, eventuell bringt eine 
Änderung von C1/C2 etwas.

Rv verringert primär den Spannungsanteil von Uaus für RQ, bestimmt also 
die Leistungsgrenze des Quarzes.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Was für ein Gatter? Nimm einen ungepufferten.
Notfalls einen Spannungsteiler realisieren.
Der Quarz kann schon kaputt sein, wenn er mal überlastet wurde.

Autor: Peter R. (pnu)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
jetzt lese ich gerade die Zahlen für die Schaltung:

Wenn ESR = 40 Ohm der Verlustwiderstand des Quarzes in Serienresonanz 
ist, dann bedeuten bei Resonanz mit 8pF Lastkapazität die Uss von 5V 
nicht, dass diese Spannung direkt an 40 Ohm anliegt.

Die 5V liegen dann in etwa an einer Reihenschaltung von 40 Ohm und Xc 
(8pF) an.

X des Quarzes ist in dieser Oszillatorschaltung etwa 1,5 kOhm, davon ist 
40 Ohm der Wirkanteil.

Die Gesamtspannung am Quarz ist etwa 2V (Effektivanteil von Uaus)
auf den 40-Ohm-Widerstand entfallen dann etwa 53 mV

Die Verlustleitung des Quarzes ist dann etwa 70 uW

Mit den 8 pF kann man also getrost den Quarz direkt an den Oszillator 
anschließen (ohne Rv), ohne ihn zu überlasten.

Überlasten könnte man den Quarz erst mit Fremdsteuerung, also von außen 
die Serienresonanzfrequenz anlegen. In der Schaltung schwingt der Quarz 
aber in der weniger belastenden Parallelresonanzfrequenz.

Autor: Olaf (Gast)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
> achja, das ist in dem fall kein OP. Wir haben ein Logikgatter,
> Invertierer

Ich wuerde das Problem auch da vermuten. Ich selber hatte damit zwar 
noch keine Probleme. Aber das soll auch vom genauen Typ des Gatters 
abhaengen.

Olaf

Autor: stephan (Gast)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
74AHC3G04 von NXP

ist ein Standalone Oszillator, d.h ohne µC

@Peter R.
Ohne deine Berechnung jetzt genau nachvollzogen zu haben, muss ich 
sagen,
dass ich auf viel höhere Leistungswerte komme.
Wir haben unser Board von einem externen Unternehmen analysieren lassen,
die kommen auch auf ähnliche P werte.

Autor: stephan (Gast)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
@Peter R.

ich sehe gerade, du rechnest mit Serienresonanz.
Die 8pF Cload sind aber parallel zu den 40 Ohm.
Ich betrachte es als Parallelschwingkreis.
Wenn ich die Amplitude über Cload messe, also letztlich auch
die Amplitude über den Quarz, dann kann ich den Strom berechnen.
Dieser fließt dann auch wirklich durch die 40R und erzeugen dort meine 
Verlustleistung.

mit Rv=1k habe ich etwa 3.5V effektiv über den Quarz.

Autor: Peter R. (pnu)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Dann melde Dich an, dann rechne ich Dir per PN das ausführlich vor, wie 
die Leistung berechnet wird, auch mit Zeigerbild.
Auch externe Unternehmen wissen u.U nicht, wie die Verlustleistung eines 
Quarzes außerhalb der Serienresonanz berechnet wird.

Autor: stephan (Gast)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
ja gerne !

ich hab leider mein login vergessen, war schon ganze weile nicht mehr 
hier online.
muss jetz auf bestätigunsgmail warten, hab neuen account erstellt

Autor: Stephan Müller (noisehammer88)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
da ist irgendwie ein Bug, jedesmal wenn ich auf diesen thread klicke, 
bin ich wieder als Gast ausgewählt!

schick mir deine Berechnung an:
stephan88@onlinehome.de

Danke !

mfg
Stephan

Autor: Stephan Müller (noisehammer88)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
ok... jetzt gehts wohl doch :)

Autor: Helmut Lenzen (helmi1)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
stephan schrieb:
> Die 8pF Cload sind aber parallel zu den 40 Ohm.
> Ich betrachte es als Parallelschwingkreis.

Parallelschwingkreis mit 40 Ohm Parallel. Da duerfte von einer 
Resonanzkurve aber nicht mehr viel ueberig bleiben. Die 40 Ohm gelten 
fuer Serienresonanz , die must dur fuer Parallelresonanz umrechnen.

Autor: Stephan Müller (noisehammer88)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
@Helmut Lenzen:

die 40R sind natürlich schon in Serie zu der Quarzinduktivität und der 
Serienkapazität. Parallel dazu dann die 8pF, d.h. 2x15pF.
Klar, ein 40R parallel zum Quarz würde die ganze Energie abziehen, das 
hab ich aber so nicht gemeint. Mißverständnis ;)

Parallelschwingkreis war hier vielleicht falsch ausgedrückt...

Autor: Peter R. (pnu)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Ich rechne nicht mit Serienresonanz. Nur die 40 Ohm sind bei 
Serienresonanz gemessen.

Die 40 Ohm sind nicht Parallel zum CL !!! sondern im Innern des Quarzes

Wenn der Oszillator mit 3,5V schwingt, dann schwingt der Quarz nicht auf 
seiner Serienresonanzfrequenz sondern auf einer Frequenz bei der er 
gerade den Blindstrom des CL kompensiert.

Im Innern des Quarzes ist also eine "Induktivität" von "-CL" in reihe zu 
dem 40-Ohm-Widerstand geschaltet.

über IQuarz gerechnet :

Der Quarz hat etwa den gleichen Blindwiderstand wie CL (1,5 kOhm)
Durch den Quarz fließen etwa 2,3mA (3,5V/1k5) diese 2,3 mA bekommt auch 
der 40-Ohm-Widerstand ab. mit I  I  R sind das 200 uW. Also gerade die 
Grenze.

Mit einem Lastwiderstand von 40 Ohm würde der CMOS-Oszillator des IC 
doch garnicht schwingen.

Mit R=1K bringt schon die Streukapazität des Tastkopfes 
Spannungsänderungen im-zig Prozent-bereich zustande, also Vorsicht beim 
Glauben an die Richtigkeit der Messung.

Autor: Peter R. (pnu)
Datum:
Angehängte Dateien:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
So jetzt Erklärung und Rechnung Mit zeigerbild und Schaltbild.

Die 40 Ohm sind bei der Arbeitsfrequenz der Oszillatorschaltung nicht 
direkt zugänglich sondern der "Schwinganteil" ist in Reihe geschaltet.

Damit uein = -uaus ist, müssen beide um 180 Grad verschoben sein.

Der Blindwiderstand (2,04 kOhm) des CL  muss durch das L des 
Quarzresonanzkreises kompensiert sein. XL hat also auch fast genau 
2kOhm.

An den Quarz von 40 Ohm kommt nur ein fünfzigstel der Spannung, also 70 
mV

Diese 70 mV bringen an 40 Ohm etwa 122 mikrowatt.


Wenn ein 5V-CMOS Oszillator mit 5V Betriebsspannung und dem CL von 8 pF 
diesen Quarz antreibt, wird der Quarz nicht überlastet.

exakte Rechnung müsste den Effektivwert der Grundwelle nehmen und die 
Streukapazitäten sowie C0 des Quarzes berücksichtigen, aber wesentlich 
abweichen wird das Ergebnis nicht.

Autor: Peter R. (pnu)
Datum:
Angehängte Dateien:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
grrrr, das Anhängen klappt nicht.

Der Oszillator arbeitet auf einer Frequenz, bei der die 40 Ohm nicht 
direkt zugänglich sind, sondern bei der der "Schwinganteil" in Form 
einer Induktivität in Reihe geschaltet ist.

Das CL hat einen Blindwiderstand von 2,04 kOhm.
Die Schaltung stellt sich auf die Frequenz ein, bei der XL des Quarzes 
gerade so groß ist wie XL des CL.

Xges(des Quarzes)ist also fast genau 2 kOhm.

Die 40 Ohm kriegen gerade ein Fünfzigstel der 3,5 V ab, also 70 mV
Diese 70 mV erzeugen eine Verlustleitung an 40 Ohm von 122 mikrowatt.

An einem 5V-CMOS-Oszillator, mit CL 8 pF wird der Quarz nicht 
überlastet.

Erst bei Serienresonanz oder großen CL's wirds bedenklich.

Autor: Kai Klaas (Gast)
Datum:
Angehängte Dateien:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
>hat jemand eine Idee wie man die Einschwingreserve berechnen kann
>bei einem Quarzoszillator in Pierce-Schaltung ?

Du erhöhst einfach Rv soweit, bis der Oszillator nicht mehr anschwingt. 
Das Verhältnis von diesem maximalen Rv zu dem letztlich eingesetzten Rv 
ist die Einschwingreserve.

>Die Quarzverlustleistung kann ich berechnen, indem ich bei einem
>bestimmten Rv die Effektivspannung über den Quarz messe.

Diese Messung kannst du knicken, weil der Tastkopf zu viel Last- und 
Streukapazität hinzufügt und die wahren Verhältnisse kräftig verfälscht.

>Wir haben hier derzeit Probleme, dass der Oszillator in Abhängigkeit der
>Temperatur eine chaotische Frequenz erzeugt oder kurzeitige Aussetzer
>hat.

Ein untrügliches Indiz dafür, daß dieser Quarz bereits unreparierbar 
geschädigt ist und in die Tonne gehört.

>200µW sind laut Datenblatt spezifiziert.

Die großen HC49U verkraften in der Regel 1mW, aber viele finden die ja 
sooooo uncool...

Pierce-Oszillatoren lassen sich recht einfach simulieren. Im Anhang 
findest du ein paar Simulationen:

Zuerst mit Rv=100. Ein Ausgangspegel von rund 13dB besagt, daß die 
Quarzfrequenz von dem Rückkopplungsnetzwerk kräftig verstärkt wird. Rv 
ist also viel zu klein. Achja, die Resonanz ist dort, wo die 
Phasendrehung 180° beträgt. (Bei einem langsamen Inverter genügt auch 
eine etwas kleinere Phasendrehung.)

Im zweiten Bildchen habe ich den Spannungsabfall über R2, also dem 
Ersatzserienwiderstand des Quarzes mit aufgetragen. -10,64dB bedeutet 
0,66Veff, also rund 11mW am Quarz. Aua!

Viele Pierce-Oszillatoren haben bereits eine recht hohe 
Ausgangsimpedanz, die aber nirgendes in Datenblättern erwähnt wird. Ich 
habe nur ein einziges Mal gelesen, daß die Ausgangsimpedanz künstlich 
erhöht wird durch einen auf dem Die implementierten 
Polysilizium-Widerstand. Ohne eine endliche Ausgangsimpedanz würde ja 
kaum ein Quarz überleben, und da es viele Pierce-Oszillatoren ohne Rv 
gibt, muß da intern irgend etwas höherohmiges sein.

Im nächsten Bildchen ist die Situation mit Rv=470 gezeigt. -20dB 
Spannungsabfall über R2 sieht schon deutlich gesünder aus, macht 1,3mW.

Im nächsten Bildchen ist Rv=1000, macht 630µW. Eine gute Wahl für einen 
HC49U. Auch ist der Pegel am Eingang des Inverters noch groß genug.

Viel größer würde ich Rv gefühlsmäßig auch gar nicht machen. Das Problem 
ist einfach, daß du nicht weißt, weiviel von Rv schon im Ausgang des 
Inverters sitzt. Sitzen da versteckt bereits 500R, dann reicht ja ein 
hinzugefügter 470R Widerstand. Vielleicht solltest du erst einmal die 
Ausgangsimpedanz deines Inverters mit einer Messung abschätzen, bevor du 
ein geeignetes Rv wählst? Und nimm einfach einen größeren Quarz, wenn 
dein kleines Herz jetzt schon "bumm bumm bumm" macht...

Kai Klaas

Autor: Helmut S. (helmuts)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
> 74AHC3G04 von NXP

Das ist der falsche IC. Als Oszillator darf man keinen "buffered"
Inverter nehmen. Da muss ein "unbuffered" Inverter rein. Die haben dann 
meistens noch ein U im Namen.

http://focus.ti.com/lit/an/szza043/szza043.pdf

http://www.semiconductors.philips.com/acrobat/data...

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Ich sehe bei 13MHz noch kein Meßproblem. Von den bei dieser Frequenz 
typisch 2x 15p kann man ja die Tastkopfkapazität pimaldaumen abziehen. 
Man hängt das Scope natürlich an den Ausgang des ICs.
Falls der Oszillator dann wesentlich seine Frequenz ändert, ist sowieso 
was faul.
Schon rein gedanklich finde ich eine Verminderung auf 8pF als sehr 
befremdlich. Sowas ist dann meist die falsche Richtung...

Die Einschwingzeit/Startzeit ist übrigens ca:
t=3*Q/f0
Q ca. 50K bei einem großen Quarz und dieser Frequenz

Nach 10ms sollte der Oszillator also stabil schwingen. Er darf nicht zu 
schnell, aber auch nicht zu langsam, auf Pegel kommen. Am Anfang ist das 
ne schöne e-Kurve, die dann langsam in ne Sättigung übergeht.


Vielleicht solltet ihr einfach die externe Beratungsfirma zumindest bei 
solchen Schaltungen wechseln??!?? Ich habe noch Zeit und muß noch 
Geschenke für Weihnachten kaufen ;-))


Ach, da fällt mir noch die nette Geschichte bei NMOS(?) 8051 ein: 
Solange der Quarzoszillator nicht auf Pegel war, blieben nach dem 
Einschalten des Gerätes die Steuerleitungen (also vor allem /WR) für den 
externen Speicherzugriff auf Null. Vermutlich dynamisch angekoppelt in 
der CPU. Was zur Folge hatte, das manche Geräte beim Einschalten mal auf 
die erste Speicheradresse ALLER externen schreibbaren Speicher zugriffen 
und dort meist 00H reinschrieben. Wir haben dann auf die erste Adresse 
im externen EEPROM nichts interessantes mehr gesetzt.
Ja, die Fehlersuche dauerte etwas... was mir als Student das Brot 
finanzierte...

Autor: Stephan Müller (noisehammer88)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Hallo zusammen,

vielen Dank für die vielen Antworten !!
besonders für deine simulationen, Kai Klaas!

Über den Blindwiderstand das L des Quarzes zu bestimmen, klingt
interessant. Bei mir im Datenblatt vom Quarz steht aber keine Angabe zu
der Serienkapazität, die f.g. im Femtobereich liegt...
reicht es hier auch eine Annahme zu treffen ??
Das ganze dann zu simulieren, wenn man alle Bauteilwerte hat, ist wohl 
die eleganteste Methode.
Ich hab geschwind gegengerechnet, komme auch auf 16,6mH für L, 
angenommen C ist 9fF.
Und deine Verlustleistung ist auch gar nicht so weit weg, habe 
überschlagen auch 500µW zurückberechnet, natürlich mit der Ungenauigkeit 
vom Tastkopf.

@Peter R.:
wie kommst du eigentlich auf 2k bei dem Xc für Cload ?
bei 8pF sind es eher 1.5k

ich finde es krass, wenn man Cpar und Co dazurechnet, also die 
parasitären Kapazitäten, verdoppelt sich die Verlustleistung mal so 
schnell ...!
mit 8pF wäre man ja noch im grünen Bereich...

Und für die Einschwingreserve kann man einfach Rvmax/Rv nehmen ?

Das Dokument von Helmut ist auch interessant.
Wir werden den 74AHC3GU04 bestellen und mal einlöten.

Autor: Kai Klaas (Gast)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
>Über den Blindwiderstand das L des Quarzes zu bestimmen, klingt
>interessant. Bei mir im Datenblatt vom Quarz steht aber keine Angabe zu
>der Serienkapazität, die f.g. im Femtobereich liegt...
>reicht es hier auch eine Annahme zu treffen ??

Ich habe die Werte für einen 10MHz Quarz von hier

http://de.wikipedia.org/wiki/Schwingquarz

auf 13MHz umgerechnet. Die genauen Werte sind nicht so wichtig, wenn du 
nur an der Verlustleistung des Quarzes interessiert bist.

>Und deine Verlustleistung ist auch gar nicht so weit weg, habe
>überschlagen auch 500µW zurückberechnet, natürlich mit der Ungenauigkeit
>vom Tastkopf.

Mit dem Messen an Pierce-Oszillatoren habe ich nur schlechte Erfahrungen 
gemacht. Der einzige Ort, an dem man messen kann, ist, wie Abdul schon 
gesagt hat, direkt am Ausgang des Inverters. Damit kann man aber nur 
schauen, auf welcher Frequenz der Oszillator schwingt. Beim Messen an 
anderen Stellen ist nicht nur die Tastkopfkapazität ein Problem, sondern 
auch die Streukapazität, die man mit dem Kabelschirm einfügt.

>ich finde es krass, wenn man Cpar und Co dazurechnet, also die
>parasitären Kapazitäten, verdoppelt sich die Verlustleistung mal so
>schnell ...!

Die Simulationen zeigen, daß das zu kurz gegriffen ist. So einfach 
verhält sich ein komplexes Netzwerk nicht.

>mit 8pF wäre man ja noch im grünen Bereich...

Du machst einen weit verbreitetn Fehler: Du mußt nicht in das Datenblatt 
des Quarzes schauen, um heraus zu finden, welche Bürdekapazität 
erforderlich ist, sondern in das Datenblatt des Pierce-Oszillators oder 
Inverters. 8pF liegt im Bereich der Streukapazitäten am Eingang des 
Inverters. Ein Quarz mit einer dazu passenden Lastkapazität erscheint 
mir ungeeignet. Besser sind Schaltungen, die rund 30pF an beiden Seiten 
des Quarzes benötigen, weil dann die stark streuenden und schwankenden 
Streukapazitäten wesentlich geringer in das Verhalten eingehen.

Erst wenn die Bürdekapazitäten festliegen, gehst du einen Quarz kaufen, 
und zwar einen, der dann die richtige Lastkapazität hat, die, die der 
Oszillator vorgibt.

>Und für die Einschwingreserve kann man einfach Rvmax/Rv nehmen ?

Wird doch so gemacht in der Literatur.

Kai Klaas

Autor: Helmut S. (helmuts)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
> Das Dokument von Helmut ist auch interessant.
> Wir werden den 74AHC3GU04 bestellen und mal einlöten.


Glaub mir, das wir der Bringer. Das mit den buffered gates war Murks. 
:-)

Autor: Stephan Müller (noisehammer88)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
hallo nochmal,

tatsächlich, der oszillator tut jetzt mit dem unbuffered Gate!
sogar mit 7.5k Rv.
Man kann es sich nun so vorstellen, dass über den Parallelwiderstand 
1Meg
er die Stufe jetzt besser in die Nähe der Threshold Spannung ziehen 
kann, aufgrund der Gegenkopplung oder?


@Kai Klaas:
Wenn ich die Schaltung simulier, ich komm auch auf -23.1dB an Rs bei 1k 
Rv.
Das sind bei mir aber dann umgerechnet 1V / 10^(23.1/20) = 70mV
= ca. 123µW, anstatt 630µW wie bei dir...
Welche Eingangsamplitude hast du denn definiert ?
Oder steh ich grad auf der leitung....

Beim Messen komm ich aber auch eher auf 600µW

Autor: Helmut S. (helmuts)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Stephan Müller schrieb:
> hallo nochmal,
>
> tatsächlich, der oszillator tut jetzt mit dem unbuffered Gate!
> sogar mit 7.5k Rv.
> Man kann es sich nun so vorstellen, dass über den Parallelwiderstand
> 1Meg
> er die Stufe jetzt besser in die Nähe der Threshold Spannung ziehen
> kann, aufgrund der Gegenkopplung oder?

Hallo Stephan,
danke für die Rückmeldung.

Bei dem unbuffered Inverter stellt sich durch den hochohmigen 
Rückkopplungswiderstand automatisch der richtige Arbeitspunkt ein.

Bei den buffered Invertern wird das nicht klappen wegen der hohen 
Verstärkung und der höheren Gatterlaufzeit. Es besteht dort die Gefahr, 
dass die als Laufzeit-Oszillator arbeiten und damit den Quarz 
"ignorieren".

Autor: Kai Klaas (Gast)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
>Das sind bei mir aber dann umgerechnet 1V / 10^(23.1/20) = 70mV
>= ca. 123µW, anstatt 630µW wie bei dir...
>Welche Eingangsamplitude hast du denn definiert ?
>Oder steh ich grad auf der leitung....

Der Ausgang des Inverters gibt ein Rechteck mit 2,5Vs aus. Darin steckt 
ein Sinus mit der Amplitude 4/pi x 2,5Vs = 3,18Vs, entsprechend 
2,25Veff. -23dB davon sind rund 159mVeff, also 159mVeff^2 / 40R = 632µW 
über einem 40R Widerstand.

>Bei den buffered Invertern wird das nicht klappen wegen der hohen
>Verstärkung und der höheren Gatterlaufzeit.

Das verstehe ich nicht, Helmut. Die höhere Verstärkung bewirkt doch eine 
noch stärkere Gegenkopplung und damit eigentlich eine noch stabilere 
Einstellung des Arbeitspunktes. Und die Gatterlaufzeit ist nur marginal 
erhöht, weil die zusätzlichen Stufen auf nur sehr geringe 
Lastkapazitäten arbeiten, die die Gatterlaufzeiten nur unwesentlich 
erhöhen sollte. Ein 74HC04 hat eine Gatterdurchlaufzeit von 9nsec, ein 
74HCU04 von 7nsec. Sollte dieser geringe Unterschied wirklich einen so 
großen Einfluß haben?

Könnte es nicht eher sein, daß die höhere Ausgangsimpedanz des 
ungepufferten Inverters von Vorteil ist, weil erst durch sie die nötige 
Phasendrehung in der Gegenkopplung entsteht?

Dann müte es eigentlich egal sein, welche Version man verwendet, weil 
man die Ausgangsimpedanz des Inverters ja leicht durch einen 
vergrößerten Rv Widerstand erhöhen kann.

Ich habe die Empfehlung "unbedingt ungepufferte Inverter zu verwenden" 
schon "millionenfach" gelesen, aber nie so richtig verstanden, wieso. 
Und in der Tat kenne ich unzählige Schaltungen, die einen gepufferten 
Inverter im Quarzoszillator verwenden.

Kannst du mir da weiterhelfen, Helmut?

Kai Klaas

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Die ungepufferten Versionen sind schlicht Inverter aus PMOS und 
NMOS-FET.

Bei den gepufferten Versionen sind mehrere Stufen in Reihe geschaltet. 
Der Arbeitspunkt per Rückkopplung über den externen Widerstand erreicht 
aber nur die erste Stufe (den Eingang) und natürlich die letzte Stufe an 
deren Ausgang. Sind nun weitere Stufen intern vorhanden, so wird der 
Offset der vorherigen Stufe sehr hoch verstärkt in der jeweils 
nachfolgenden Stufe. Das erzeugt letztendlich eine Phasendrehung, wenn 
man sich auf eine sinnvolle Frequenz bezieht.
Oder anders betrachtet: Der Arbeitspunkt verschiebt sich immerweiter weg 
vom Optimum der maximalen Verstärkung (Was in etwa die halbe 
Versorgungsspannung ist). An den Versorgungsgrenzen geraten die Gatter 
in den Bereich der Sättigung. Die Verstärkung sinkt dort!

Autor: Kai Klaas (Gast)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
>Oder anders betrachtet: Der Arbeitspunkt verschiebt sich immerweiter weg
>vom Optimum der maximalen Verstärkung (Was in etwa die halbe
>Versorgungsspannung ist). An den Versorgungsgrenzen geraten die Gatter
>in den Bereich der Sättigung. Die Verstärkung sinkt dort!

Ja, das klingt plausibel! Danke Abdul.

Kai Klaas

Autor: Stephan Müller (noisehammer88)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Kai Klaas schrieb:
> Der Ausgang des Inverters gibt ein Rechteck mit 2,5Vs aus. Darin steckt
> ein Sinus mit der Amplitude 4/pi x 2,5Vs = 3,18Vs, entsprechend
> 2,25Veff. -23dB davon sind rund 159mVeff, also 159mVeff^2 / 40R = 632µW
> über einem 40R Widerstand.

Das ist aus der Fourier-Reihe, also hier die Grundwelle mit 13MHz.
Es gibt aber noch Oberwellen, wobei
bei Rv=1k bekomm ich bei 3x13MHz= 39MHz ca. -110dB raus, das kann man 
vernachlässigen!
Aber bei sehr kleinem Rv müsste man auch die Oberwellenanteile gemäß 
Fourier
zur Leistungsberechnung hinzuaddieren müsste, oder ?

Autor: Peter R. (pnu)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Der Quarz schwingt auf der Grundwelle. Da die Oberwelle der 
Rechteckspannung nicht mit der mechanischen Oberwelle des Quarzes 
übereinstimmt, wird die 3. Harmonische des Quarzes nicht angeregt.

Oberwelle der Rechteckspannung: exakt 3 fach Grundwelle 
(Fourier-Rechnung)

Oberwelle des Quarzes: nicht exakt 3-fach, da der schwingende 
Quarzbereich durch die Elektroden belastet ist.

Also spielt für die Quarzbelastung nur der Grundwellenanteil der 
Rechteckspannung eine Rolle.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Peter hat den Unterschied auf den Punkt gebracht!

Das gilt übrigens genauso für Antennen (Zumindest für die klassische 
Monopol- und Dipolantenne). Man kann diese Antennen mit dem klassischen 
Quarzschwinger modellieren.

Leute, wenn man nachmißt, hat der unbuffered einen ziemlich guten Sinus 
am Ausgang. Während der gebufferte irgendetwas zwischen Sinus und 
Rechteck zeigt... (logisch, fährt ja öfters in die Sättigung)

Hat überhaupt jemand mal gemessen? <rhetorische Frage ;->

Hier noch ne nette Betrachtung aus meinem Archiv von Links (nicht 
nachgeprüft):
http://www.oliverbetz.de/quarz/quarz.htm

Von Intel gabs mal ne klassische AppNote und Cypress bietet auch 
nützliches dazu. Ach, die Intel taucht ja beim Betz auch wieder auf.
http://ecee.colorado.edu/~mcclurel/iap155.pdf

Bei Cypress wird zusätzlich noch die Phasenverschiebung im Inverter 
behandelt.

Autor: Peter R. (pnu)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Jo, was Oliver Betz zur Quarzbelastung schreibt, ist genau richtig.

Übrigens, die Colpitts-Schaltung mit den beiden C's verlangt ein 
Verstärkerelement mit Eigenschaften einer gesteuerten Stromquelle. Der 
Inverter ohne buffer trifft diese Eigenschaft wesentlich besser als der 
mit buffer.
anders betrachtet: Wenn der Inverter zusätzlich gepuffert ist, hat er 
einen Ausgang mit sehr niedrigem Innenwiderstand. Dieser beeinträchtigt 
die Eigenschaft des C2 als "Phasendreher" um 90 Grad ganz beachtlich - 
schließt sozusagen einen Kondensator des beteiligten Schwingkreises 
kurz.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Nun dann wären wir ja beim Cypress Paper angelangt.

Was mich mal interessieren würde:
Wie sieht es mit dem Phasenrauschen bzw. spektraler Reinheit gegenüber 
einem der vielen Amateurfunk-dikret-Aufbauten aus?
Mir dünkt, das der klassische unbuffered Inverter vermutlich gar nicht 
so schlecht ist wie er immer hingestellt wird. Natürlich sauberer Aufbau 
und Versorgung vorausgesetzt.

Leider fehlen mir dafür die haltbaren Meßmittel ums auf die halbwegs 
schnelle nachzuprüfen.

Autor: mhh (Gast)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Abdul K. schrieb:
> Mir dünkt, das der klassische unbuffered Inverter vermutlich gar nicht
> so schlecht ist wie er immer hingestellt wird.

Er belastet nur den Quarz etwas mehr als eine Diskretlösung. Unbuffered 
lässt den Analogbetrieb zu, buffered durch das steilere durchfahren Low 
<-> High plus den niederohmigeren Rdson nicht.

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
Datum:
Angehängte Dateien:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Schön mhh, gehts auch noch etwas quantifizierter? Natürlich bezog ich 
mich nur auf den Unbuffered.

wühl wühl Hier das Cypress Paper:
noch weiter wühl

vcxo_basics_12.pdf
Fig 5 -> Antenne
Fig 7 -> Phasendrehung

und das ist auch interessant:
crystal_oscillator_design_and_negative_resistance_12.pdf
Hier ist es:
1. Verstärker als negative Impedanz gesehen
2. Fig. 4: Pierce Oszillator -Umzeichnung

Autor: Kai Klaas (Gast)
Datum:

Bewertung
1 lesenswert
nicht lesenswert
>Mir dünkt, das der klassische unbuffered Inverter vermutlich gar nicht
>so schlecht ist wie er immer hingestellt wird.

Wird er das? Das Problem beim Pierce Oszillator ist doch, daß viele 
Anwender nicht begriffen haben, wozu die beiden Burdencaps und der Rv 
Widerstand da sind und sie die Burdencaps nach dem Datenblatt des 
Quarzes aussuchen und nicht nach dem Datenblatt des Oszillators. Dadurch 
fallen die Burdencaps und der Rv Widerstand oft viel zu klein aus, was 
den Quarz "Drive Level" in gefährliche Höhen treibt und die 
Phasendrehung des Gegenkopplungsnetzwerkes auf so kleine Werte 
beschränkt, daß der Phasengang die 180° Marke nicht genügend steil 
durchquert:

http://www.8052.com/forum/read/79811

Kai Klaas

Autor: Abdul K. (ehydra) Benutzerseite
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Ja, er wird definitiv niedergemacht! Habe viele Beispiele gesehen. Ich 
denke du kennst mich gut genug, damit ich die jetzt nicht zitieren 
müßte.

Nur spiegelt sich das eben nicht mit gewissen Details besserer Dokus wie 
obigen Referenzen und meinen eigenen Erfahrungen an realen Schaltungen 
wider.

Ja, wenn ich ewig leben würde, dann würde ich all dein Posts (auch auf 
8052.com) lesen. Dem gewiß seiend, das ich noch einiges lernen könnte.


Das Problem beginnt beim Einkauf des Quarzes!
Oftmals sind die nicht spezifiziert. Würde mich auch z.B. bei Reichelt 
nicht wundern, wenn da schnell mal ein neuer Lieferant reinkommt. Da hat 
der neue Quarz eben 15pF und nicht mehr 30pF. ESR, eh was, steht 
nirgends im Datenblatt, wird nicht wichtig sein.
Oh, die Tüte mit den Quarzen runtergefallen... Tse tse, schnell wieder 
ins Regal legen...
Ich kenne das alles aus der industriellen Praxis!

Dann gehts weiter mit der allgegenwärtigen Unwissenheit wie so ein 
Oszillator zu funzen hat, wie man sie hier im Thread auch wieder sah! Es 
ist ja schon extrem positiv, wenn junge Leute danach hinterfragen.

Dann mußte ich mit erschrecken feststellen, daß Intel die eigene 
wichtige AppNote nicht mehr findet. Mir aber dafür vorwirft, mein 
Flash-Player wäre veraltet!

Ja, ich bin wohl alt. Ich kanns nicht mehr abstreiten mit knapp über 40.

Gute Nacht erstmal!

Autor: Ulli (Gast)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Hallo,
ich weiß, es ist schon sehr lang her, dass du diesen Beitrag gepostet 
hast.

Deine Simulation stimmt in etwa mit meiner überein.
Aber weißt du, weshalb die Phase ab einer bestimmten Frequenz wieder zu 
ihrem Ursprung zurückgeht (also eine erneute Phasendrehung stattfindet)?

Autor: Ulli (Gast)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
Tschuldigung, ich bezieh mich grad auf den Beitrag von
Kai Klaas (Gast)
Datum: 04.10.2010 21:53

Autor: Kai Klaas (klaas)
Datum:

Bewertung
0 lesenswert
nicht lesenswert
>Aber weißt du, weshalb die Phase ab einer bestimmten Frequenz wieder zu
>ihrem Ursprung zurückgeht (also eine erneute Phasendrehung stattfindet)?

Resonanz und Antiresonanz. Die Induktivität wechselwirkt mit den 
Kapazitäten auf zwei unterschiedliche Arten.

Antwort schreiben

Die Angabe einer E-Mail-Adresse ist freiwillig. Wenn Sie automatisch per E-Mail über Antworten auf Ihren Beitrag informiert werden möchten, melden Sie sich bitte an.

Wichtige Regeln - erst lesen, dann posten!

  • Groß- und Kleinschreibung verwenden
  • Längeren Sourcecode nicht im Text einfügen, sondern als Dateianhang

Formatierung (mehr Informationen...)

  • [c]C-Code[/c]
  • [avrasm]AVR-Assembler-Code[/avrasm]
  • [code]Code in anderen Sprachen, ASCII-Zeichnungen[/code]
  • [math]Formel in LaTeX-Syntax[/math]
  • [[Titel]] - Link zu Artikel
  • Verweis auf anderen Beitrag einfügen: Rechtsklick auf Beitragstitel,
    "Adresse kopieren", und in den Text einfügen




Bild automatisch verkleinern, falls nötig
Bitte das JPG-Format nur für Fotos und Scans verwenden!
Zeichnungen und Screenshots im PNG- oder
GIF-Format hochladen. Siehe Bildformate.
Hinweis: der ursprüngliche Beitrag ist mehr als 6 Monate alt.
Bitte hier nur auf die ursprüngliche Frage antworten,
für neue Fragen einen neuen Beitrag erstellen.

Mit dem Abschicken bestätigst du, die Nutzungsbedingungen anzuerkennen.