Hallo liebes Forum. Momentan beschäftige ich mich mit dem Bau eines synchronen Tiefsetzstellers von 48V nach 12V mit P_out von ca. 140W. Die Wahl fiel auf einen LT3800 von Linear. Bei der Simulation mit SwitcherCad ist mir momentan etwas sehr unklar: Wie kommen wie die extremen Ströme beim Kommutieren des Stromes von Q2/D2 nach Q1 zu Stande? Veralbert mich die Simulation oder habe ich in der Schaltung irgendetwas vergessen oder falsch verstanden? Also eigentlich habe ich ja nur das Beispiel von Linear bzgl. Eingangsspannung und Strom angepasst... ratlos Ich wäre für Eure Hilfe sehr, sehr dankbar. Viele Grüße, dreandas
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Keine / zu kleine Totzeit beim Schalten zwischen Q1-Q2 ? Rückwärtserholzeit von Q2 ? Eventuell Q2 "langsamer" einschalten ( Gatewiderstand ) ?
mhh schrieb: > C4 wird erst geladen werden müssen. Der Plot der Ströme ist nach dem Einschwingen der Schaltung gemacht. C4 hat da schon 12V.
> Wie kommen wie die extremen Ströme beim Kommutieren des Stromes von > Q2/D2 nach Q1 zu Stande? Entweder sind beide MOSFETs gleichzeit eingeschaltet, oder man sieht hier den Reverse-Recovery Strom der Diode. Zeichne mal die Strom von Q2 und D2 einzeln auf und zoome den interessanten Bereich größer. Zusätzlich solltest Du dir die Gate-Signale anschauen. Dann müsste man schon erkennen können, wo der Fehler liegt.
Durch des Spannungssprung von 48V müssen natürlich auch die an dem Knoten liegenden (parasitären) Kapazitäten der Diode und der Mosfets umgeladen werden, das ist der Strompuls. Mit c4 hat das nichts zu tun, der ist durch L1 vom Sprung abgekoppelt.
U. B. schrieb: > Keine / zu kleine Totzeit beim Schalten zwischen Q1-Q2 ? > > Rückwärtserholzeit von Q2 ? > > Eventuell Q2 "langsamer" einschalten ( Gatewiderstand ) ? Die Totzeit (laut Datenblatt 150ns) ist beim LT3800 leider nicht im Treiber einstellbar. Werde es jetzt mal mit R_G beim Bottom-FET ausprobieren. Danke.
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Johannes schrieb: >> Wie kommen wie die extremen Ströme beim Kommutieren des Stromes von >> Q2/D2 nach Q1 zu Stande? > > Entweder sind beide MOSFETs gleichzeit eingeschaltet, oder man sieht > hier den Reverse-Recovery Strom der Diode. > > Zeichne mal die Strom von Q2 und D2 einzeln auf und zoome den > interessanten Bereich größer. Zusätzlich solltest Du dir die > Gate-Signale anschauen. > > Dann müsste man schon erkennen können, wo der Fehler liegt. Nach Abschalten der Gatespannung an Q2 beginnt die Kommutierung von Q2 nach D2 und dann schaltet auch schon Q1 zu. Hänge mal das Simulationsergebnis mit an.
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Andreas S. schrieb: > U. B. schrieb: >> Keine / zu kleine Totzeit beim Schalten zwischen Q1-Q2 ? >> >> Rückwärtserholzeit von Q2 ? >> >> Eventuell Q2 "langsamer" einschalten ( Gatewiderstand ) ? > > Die Totzeit (laut Datenblatt 150ns) ist beim LT3800 leider nicht im > Treiber einstellbar. Werde es jetzt mal mit R_G beim Bottom-FET > ausprobieren. Habe jetzt für das Einschalten von Q1 mal einen Vorwiderstand von 220R! eingefügt und das reduziert die Stromspitze sehr deutlich. Aber 220R als Gatewiderstand das ist doch Wahnsinnig viel? Gibt hier evtl. noch eine elegantere schaltungstechnische Lösung? Vielen Dank schon mal an Euch für die Ideen und Hilfe!
OK, man sieht hier den Recovery-Strom, den die Diode braucht, um vollständig zu sperren bzw. den Strom, der durhc die Diodenkapazität fließt. In der Praxis ist dieser Strom niedriger, weil man da immer auch Induktivitäten im Spiel sind. Du kannst jetzt entweder langsamer schalten durch einen Gate-Widerstand oder mal versuchen, eine Induktivität einzubauen. Das Problem mit den Induktivität ist aber, dass es dann zu Schwingunen kommen kann und die Simulation dadurch sehr langsam wird. Nach meiner Erfahrung tut man sich bei solchen Simulationen am leichtesten, wenn man mit idealen Bauteilen simuliert: - Den Transistor durch einen Schalter (SW) ersetzen mit negativer Hysterese, dann entsteht ein fliesender Übergang von off nach on. - Die Diode durch eine Diode ersetzen mit Epsilon, so dass die auch einen weichen Übergang macht. Damit sieht man dann zwar einige Effekte nicht, die man in der Realität hat, aber die sind sowieso stark Abhängig vom Layout und Bauteileigenschaften, die man nicht wirklich simulieren kann. Der Vorteil ist, dass die Simulation wesentlich besser läuft und man kann sich auf das konzentrieren, was man wirklich sehen möchte.
> Aber 220R als > Gatewiderstand das ist doch Wahnsinnig viel? Grössenordnung 100 Ohm ist auch für grössere FET durchaus möglich. Am besten aufbauen, dann oszilloskopieren und Leerlaufverluste der Schaltung ( also ohne Last ) in Abhängigkeit vom Gatewiderstand beobachten.
Ich stelle mir gerade die Frage, welche Eigenschaften die verwendeten Mosfets haben sollten, damit man schon rein von der "Theorie" her gut ins Rennen geht. Wäre folgender Gedankengang richtig: C_gs groß damit das Schalten etwas länger dauert C_gd klein damit durch großes d_id/d_t U_gs nicht beeinflusst wird R_ds(on) möglichst klein Ja und jetzt die Preisfrage ob es sowas in der Art überhaupt gibt gerade bei der Abhängigkeit von C_gs und C_gd habe ich keine Erfahrung...
Nachtrag: Ich hab mir deine Kurven gerade nochmal angeschaut, der hohe Strom-Peak fließt nicht in der Schottky-Diode D2 sondern in Q2. Das kommt daher, dass im Mosfet die Body-Diode auch leitfähig ist (parallel zu D2) und diese Diode ist deutlich langsaer als die Schottky-Diode. Du könntest mal zum Test eine Diode mit einer noch kleineren Vorwärtsspannung simulieren, dann sollte der Peak kleiner werden > Ich stelle mir gerade die Frage, welche Eigenschaften die verwendeten > Mosfets haben sollten, damit man schon rein von der "Theorie" her gut > ins Rennen geht. Wie meinst Du das jetzt? Der Mosfet sollte eigentlich möglichst schnell schalten, der ist nicht das Problem, sondern die Body-Diode. > Wäre folgender Gedankengang richtig: > C_gs groß damit das Schalten etwas länger dauert Wenn man langsam schalten möchte, dann schon. Dadurch macht man aber größere Schaltverluste, was eher nicht gewünscht ist. > C_gd klein damit durch großes d_id/d_t U_gs nicht beeinflusst wird Nicht di/dt ist das Problem, sondern du/dt. Wenn du aber langsam schalten möchtest, sollte C_gd eher größer sein. > R_ds(on) möglichst klein Das hat mit dem Schaltvorgang eigentlich nichts zu tun. Prinzipiell ist ein kleiner Widerstand schon gut, aber gerade bei sehr hohen PWM-Frequenzen sind oft die Schaltverluste größer als die ohmschen Verluste, so dass sich das relativiert.
> Wie meinst Du das jetzt? Der Mosfet sollte eigentlich möglichst schnell > schalten, der ist nicht das Problem, sondern die Body-Diode. Hallo Johannes, vielen Dank für Deine ausführliche Antwort. Das die langsame Schaltgeschwindigkeit für die Schaltverluste kontraproduktiv ist, war mir bewusst. Ich meinte die Frage eher in Richtung: "Bevor ich mit R_G rumspiele, könnte man ja auch einen langsamen FET nehmen mit wenig R_ds(on)" Also quasi Optimum zw. Schalt- und Durchlassverlusten. Der Hinweis mit dem Q_rr der Bodydiode hat mir gerade die Augen geöffnet und das ist auch des "Rätsels" Lösung. Man sieht manchmal einfach den Wald vor lauter Bäumen nicht. Habe gerade einmal Q2 deaktiviert und siehe da die Speicherladung von D2 ist so klein, das man quasi kein/kaum eine Stromspitze sieht. Prima! Ich danke Dir!
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Hallo Andreas, ich kann bei der originalen LT-Schaltung Deine Stromspitzen so nicht nachvollziehen. Setz mal eine Ferrit Bead, 47nH, über Drain ein. Gruss Klaus.
Klaus Ra. schrieb: > Hallo Andreas, > ich kann bei der originalen LT-Schaltung Deine Stromspitzen so nicht > nachvollziehen. Setz mal eine Ferrit Bead, 47nH, über Drain ein. > Gruss Klaus. Hallo Klaus, vielen Dank für Deinen Hinweis. Die Ferritperle reduziert die Stromspitzen deutlich. Prima Tip! Danke! In dem Original LT-Spice-Beispiel des LT3800 sind die Stromspitzen nur solange klein, bis man die Eingangsspannung und den Ausgangsstrom vergrößert. Bei 48V und 12A geht das dort genauso los. Richtig arg wird es dann mit schnelleren FETs. Hoffe das ist bei Dir genauso, sonst trau ich meinem LTspice nicht mehr :-) Gruß, Andreas
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