Hallo zusammen, ich bräuchte da mal ein bisschen Hilfe bezüglich Leistungs-MOSFET´s. Meine Schaltung besteht aus einem dicken n-Kanal MOSFET der quasi als Ein- bzw Ausschalter für meine Schaltung dient. Nach diesem Transistor sitzen relativ viele Elkos. So insgesamt knapp 10mF (48x220uF). Und beim Einschalten passiert, was passieren muss :) der Transistor wird gehimmelt durch den gewaltigen Einschaltstrom vermute ich. Heißt er wird dauerhaft leitend. Drain-Source Schluss. Ich hab noch die Möglichkeit die Einschaltgeschwindigkeit des Transistors zu regeln. Derzeit liegt sie so bei 20ms. Jetzt weiß ich nicht genau, ob das zu langsam oder zu schnell ist. Ich denke ich hab jetzt 2 Möglichkeiten: 1) Einschaltzeit vergrößern: Je langsamer der Transistor durchgesteuert wird, um so mehr Verlustleistung muss er verbraten = Hitzetot. Allerdings laden sich die Kondensatoren nicht so schlagartig auf und der Einschaltstrom hält sich in Grenzen. 2) Oder Einschaltzeit verkleinern: Dadurch wird der Transistor nicht so lang im Regelbereich betrieben. Aber dank der Kondensatoren kann man dann schon vom Kurzschlussstrom sprechen. Was meint Ihr dazu? Hab ich irgendwo ein Denkfehler oder bin ich total auf dem Holzweg? Laut Datenblatt (IRFS4310) packt der MOSFET 120A Ströme und verkraftet 300W Verlustleistung. Im Normalbetrieb fließen durch den Transistor nur 2A. Wie hoch der Einschaltstrom ist kann ich nur rechnerisch schätzen...also im wurst-käse komm ich da auf knapp 250A. Ohne Leitungswiderstände usw. Also für Ideen und Meinungen bin ich echt dankbar! MfG Matze
:
Verschoben durch Admin
Wieviel zeit hast du, um die kondensatoren aufzuladen? Wenn genug: Dann mach einen Widerstand in reihe zur Kondensatorbank.
>48x220uF
Ergibt flüssiges Silizium.
Induktivität, Zuleitung oder kleiner Vorwiderstand könnte Wunder
bewirken (oder böse Abschaltspannung bei ungünstigem Aufbau)?
Zwei Mosfets nehmen, einer mit Serienwiderstand der den einschaltstrom begrenzt und einen, der zugeschaltet wird (und den anderen sammt widerstand kurzschließt, sobald die kondensatoren aufgeladen sind
besser wäre noch eine passend dimensionierte Drossel. Begrenzt den Stromanstieg und stört im "Normalbetrieb" kaum. Je nach gewünschter Begrenzung und Dauer-DC-Strom könnte die allerdings recht gross werden. War früher in der "guten alten Röhrenzeit" durchaus üblich, um den Elkostress von der Gleichrichterröhre zu nehmen.
Hallo Matze,
durch die Parallelschaltung von 48x220uF hast Du einen geringen ESR. Die
250A Einschaltspitze könnten schon hinkommen. Ich denke die eleganteste
Methode wäre das Vorschalten einer Drossel. Es genügt vermutlich ein
Wert von 1uH oder weniger. Es soll ja nur die Spitze begrenzt werden.
Ich habe allerdings jetzt keine Zeit um dies mal mit LTSpice zu
simulieren. Man sollte auch auf die Sättigung des Ferritkernes achten.
Wenn er in Sättigung geht dann ist der gewünschte Effekt wieder futsch.
Weitere Lösungen wären Heissleiter, er verheizt aber hinterher immer
eine gewisse Leistung, oder ein Vorwiderstand der mit Relais oder MOSFET
nach der Spitze kurzgeschlossen wird. Ach ja, da wäre noch ein PFC
("Power Factor Correction") zu nennen.
Gruss Klaus.
Die drossel wird erstens groß und bei so einem (R)CL serienschwingkreis sollte man dann doch eher wissen was man tut, damit mans nicht noch schlimmer macht;) Der Widerstand wird sehr viel kleiner ausfallen, da die Einschaltleistung allein mit seiner Wärmekapazität auffangen kann. Der zweite Mosfet ließe sich ja einschalten, indem man einen Komparator mit Referenzspannung kurz unter der Versorungsspannung (am besten prozentual per spannungsteiler) beschaltet. Wenn du dir den zweiten Mosfet sparen willst, probiers mit nem Heißleiter. Der wird aber geringfügig höhere durchlassverluste hervorrufen.
@oszi40 >>48x220uF >Ergibt flüssiges Silizium. :) geht leider nicht anders @Hauke Radtki keine schlechte Idee. Hab nur gehofft ich kann das Problem ohne Layoutänderung beheben. Wie gesagt, an der Einschaltzeit kann ich noch schrauben. Die wird nur über einen kleinen Kondensator beeinflusst. Jetzt ist nur die Frage in welche Richtung... @H.joachim Seifert Ich hab sowohl in der Zuleitung als auch in der Rückleitung jeweils eine SMD Drossel mit 10uH. Mehr ging in der Bauform leider nicht, zwecks DC Strom durch die Spule. Aber Danke nochmal für die Vorschläge
Je nach Bastellaune könntest du auch einen Buck-Converter zum Aufladen der Elkos nutzen. Sind die Elkos dann geladen kann der Transistor dauerhaft eingeschaltet bleiben. Damit könntest du auf eine riesige Induktivität verzichten und müsstest den Widerstand nicht kühlen (falls überhaupt nötig).
Passt auf den Platz des MOSFET vielleicht ein High-Side-Switch (PROFET o.Ä.)? Die haben Strombegrenzung. Der Ansatz mit der Einstiegszeit ist vielleicht nicht der eleganteste, es könnte aber funktionieren. Schließlich wird dann nicht nur die Wärmekapazität des Chips, sondern auch die des Gehäuse genutzt. Probier es doch einfach mal aus?
Matze hat uns nicht verraten, wozu er das Ding braucht. Damit wissen wir auch nicht, wieviel Zeit die Aufladung benötigen darf.
@Stefan L. Das mit dem PROFET werd ich mir mal genauer anschauen. Kann ich dir garnicht spontan sagen ob das mit der Zusatzbeschaltung passt. Und wegen der Einschaltzeit, in welche Richtung soll ich nun gehen? Schneller durchschalten oder langsamer? Mir gehen nämlich langsam die Transistoren aus :) und dieser Prügel lötet sich echt nicht einfach. Da brauch man schon fast ein Bunsenbrenner... @oszi40 Sorry war keine Absicht. Ich hab nur deine Frage nicht ganz verstanden. Die Schaltung speist im Endeffekt einen DC/DC Wandler. Die Aufladezeit der Kondensatoren ist da im Grunde unkritisch. Klar, nach dem Einschalten sollte der Wandler irgendwann mal anfangen mit arbeiten. Also die Aufladezeit sollt schon unter einer Minute bleiben :)
Dann nimm einen Vorwiderstand, den du nach dem Aufladen per Relais oder FET kurzschließt. Das bedeutet natürlich eine Layout-Änderung
Wenn du an der Leistungsfähigkeit des Transistors sparst, musst du 2 Kondensator-Bänke getrennt betanken und anschließend vernetzen.
Warum brauchst du so eine riesige Kondensatorbank wenn du einen DC-DC Konverter mit nur 2A Eingangsstrom baust?
Umm.. da so vieles unbekannt ist: In einem ersten Schritt den MOSFET nur gering aufsteuern und als relativ großen Ladevorwiderstand benutzen und dann erst wenn die Elkos satt sind richtig niederohmig steuern ? Gruß Hendi
@U.R. Schmitt 2A bei 48V Eingangsspannung ergeben am 5V-Ausgang knapp 20A. Also fast 100W. Und ich hab als Vorgabe, dass ein Spannungseinbruch der Eingangsspannung auf 10V für 100ms überbrücken werden muss, ohne das der DC/DC Wandler abkackt. @Hendi Ich will euch keine Infos vorenthalten, aber wirklich alles ganz ausführlich erklären würde ewig dauern. Bei Fragen einfach fragen! :) Du bist also der Meinung, dass ich den MOSFET langsamer durchsteuern soll? Gibt es denn eine Möglichkeit, wie man rausfinden kann wodurch der MOSFET kaputt gegangen ist? also durch zuviel Strom oder zuviel Verlustleistung? Vermutlich ist das Schadensbild das gleiche, oder?
Matze schrieb: > Ich will euch keine Infos vorenthalten Wenn du kannst/darfst, würde ein (kompletter) Schaltplan sicher mehr Klarheit schaffen.
MOSFETs sterben (wenn es keine Spannungsdurchbrüche gibt) bei Überlast durch zu hohen Strom den Hitzetod. Bedeutet: Die Verlustleistung des Transistors darf für die Einschaltphase nicht zu groß sein. Peak-Belastungen (Strom) sind im Datenblatt des Transistors angegeben. 1. Der MOSFET muss wirklich komplett durchgesteuert werden. Und das möglichst schnell, damit er im Schalterbetrieb arbeitet. 2. Im Datenblatt steht, wie lange der Transistor braucht, um tatsächlich komplett durchzusteuern (hängt hier vom zu schaltenden Strom ab). 3. Den Peakstrom kriegst du über die minimalen ESR-Werte der Kondensatoren heraus. 4. Auch im Normalbetrieb (du sagtest 2A) darf der MOSFET nicht zu heiß werden. Auf den R_DS,ON achten. 5. Das mit der Peakbelastung lässt sich recht schwer abschätzen. Wenn Du ein Oszilloskop hast, kannst Du ja die Spannungsdifferenz D-S und den Strom mittels Stromzange messen. Die Fläche ergibt die Verlustleistung. 6. Die Peak-Verlustleistung kannst Du im Datenblatt eventuell auch verifizieren. Du kannst aber auch eine thermische Berechnung durchführen, wieviel der MOSFET (Die) bei der Belastung wärmer wird und dadurch die maximale Temperatur überschreitet (ca. 150-175°C maximal erlaubt). Ist aber nur eine kleine Näherung, da Peak-Belastungen quasi einen Hot-Spot bilden, ohne dass die Temperatur weggeleitet wird. Bei gleichmäßiger Belastung (also eher langsam) greift das themrische Modell hervorragend.
Kannst Du nicht den Mosfet HINTER der Kondensatorbank schalten lassen?
Matze schrieb: > wodurch der MOSFET kaputt gegangen ist 1. Auge ins Datenblatt? 2. Frage wäre, ob er überhaupt richtig durchsteuern konntE. Evtl. war die Ansteuerung zu schwächlich um steile Schaltflanken zu erzeugen. Wenn dann statt Rechteck ein flaches Dreieck schaltet würde ich diese Schaltfläche im Diagramm als "Heizleistung" sehen. 3. Selbst wenn die Leiterplatte fertig sein sollte, kann man noch einen Leiterzug unterbrechen und mit Widerstand überbrücken.
Mal eine blöde Frage: Wenn Du von 48V auf 5V wandelst und dort 20A benötigst, die Ausgangsspannung auch bei 10V Eingangsspannung noch bei 5V liegen muss, dann solltest Du Deinen Wandler so auslegen, dass er noch bei 10V/10A die 5V/20A schafft => also noch bei einer Eingangsspannung von 10V funktioniert. Verlustleistungen/Wirkungsgrad nicht eingerechnet, Du kannst ja mal 80% als Schnellschuss ansetzen.
ridtzu56 schrieb: > 1. Der MOSFET muss wirklich komplett durchgesteuert werden. Und das > möglichst schnell, damit er im Schalterbetrieb arbeitet. Dass schnell schalten mit der jetzigen Lösung nicht zielführend ist, hat der Threadersteller ja schon am Anfang festgestellt. Es stimmt schon,dass MOSFET eigentlich nicht im Analogbetrieb genutzt werden sollten. Wenn man aber genügend Reserven einplant, geht das trotzdem. Für eine professionelle Entwicklung vielleicht nicht die beste Idee (zumindest sollte man sich durch eine Thermographie absichern), für den Bastler aber schon ok. Bei einem 100A-MOSFET und vielleicht 5A Ladestrom im Analogbereich hätte ich jetzt wenig bedenken. Eine genaue Verlustleistungsbetrachung muss man natürlich trotzdem anstellen. Hendi (dg3hda) schrieb: > In einem ersten Schritt den MOSFET nur gering aufsteuern und als relativ > großen Ladevorwiderstand benutzen und dann erst wenn die Elkos satt sind > richtig niederohmig steuern ? So in etwa meinte ich es auch.
Angehängte Dateien:
-
tek0001.PNG
24 KB -
tek0002.PNG
24 KB
@ridtzu56 wow vielen Dank für die vielen Infos! Oszibild hab ich sogar schon mal gemacht. Aber nur vom funktionierenden Einschaltverhalten des Transistors. Da habe ich mit unterschiedlichen Einschaltzeiten rumgespielt. Strommesszange fürs Oszi hab ich leider nicht da. müsst ich Morgen mal mit einem Shunt probieren ob ich was brauchbares Messen kann. Also wenn ich dich richtig verstanden habe soll ich auf dieses langsame Einschalten ganz verzichten und den MOSFET gleich voll durchsteuern? Aber dann laden sich die ganzen Elkos doch gleich mit der vollen Eingangsspannung auf und ziehen einen riesigen Strom, oder nicht? Ich dachte wenn ich die Spannung langsam hochfahr (wie im Oszibild zu sehen) laden sich die Kondensatoren geschmeidig auf und der Strom bleibt unter den 130A die der Transistor laut Datenblatt maximal kann.
@Dirk J. Die selbe Vorgabe die mir den Spannungseinbruch auf 10V vorgibt, sagt auch das ich Spannungsspitzen von +70V für 5ms überleben muss. Wenn ich die Kondensatoren vor den MOSFET leg, muss ich die Elkos für 100V auslegen, heißt größere Bauform. Und den Platz hab ich nicht auf der Leiterkarte. So hab ich sie nur für 50V ausgelegt. Bei 100V hätten sie in der selben Bauform nurnoch 33uF und ich bräuchte sehr viel mehr von denen. @ridtzu56 Der Spannungseinbruch ist doch nur für 100ms. Das ist doch kein dauerhafter Zustand...hoffe ich. Also für den statischen Betrieb bei 10V will ich die Schaltung nicht auslegen. Der DC/DC Wandler schaltet sich selbstständig bei 34V ab. Also bis dahin darf die Spannung nicht absacken. Dazu sind die Kondnsatoren da. Und das schaffen sie auch bei Volllast.
@Stefan L. Bis jetzt belegt hier nichts, dass der MOSFET beim sofortigen Durchschalten beschädigt wird. Solange das nicht untersucht ist und eventuell ein anderer MOSFET gefunden wird, der den Peak aushält, fängt man normalerweise mit solchen Sachen, wie rampenähnliches Einschalten nicht an. Außerdem wird dadurch die Worst-Case-Berechnung noch schwieriger. @Matze: Deine Logik stimmt hier nicht. Der MOSFET verhindert Dir die 70V an den Elkos nicht, wenn er vor den Elkos sitzt und im Betriebsfall durchgesteuert ist. Außerdem muss der MOSFET sowieso 70V aushalten können. Ansonsten geht der in den Avalance-Mode. Und das geben nur wenige Hersteller im Datenblatt an (Infineon macht das z.B. manchmal). In der Realität heißt die Anforderung normalerweise nicht "70V für 5ms", sondern "70V für 5ms mit einem Innenwiderstand Ri der Spannungsquelle". Und da kannst Du ja ausrechnen, wieviel Volt sich die Elkos von ideal 48V nach oben hin aufladen (und dann ihre 50Vmax überstehen). Ganz nebenbei gibt es bestimmt noch die Forderung, dass die 48V-Spannung auch noch schwankt. Und da sind winzige 2V nach oben hin sowieso ziemlich wenig. Das hört sich alles nicht gerade sauber designed aus. Was für ein Wandler ist das denn? Ein normaler Buck-Converter?
@ridtzu56 Danke erst mal für die Info. Wie kann ich denn untersuchen, was am Tot des MOSFET schuld war? Wie gesagt gehen mir langsam die Transistoren aus. Kaputte MOSFET´s hab ich genug :) aber das einzige was ich dort messen kann, ist ein sehr kleiner R_DS. Allerdings im ausgelöteten Zustand. Zu der Überspannungsthematik. Ich weiß, das ist auf den Oszibildern etwas schwer zu erkennen, aber die Gate-Spannung beträgt 52V. 52V - 3V Gate Threshold Spannung = 49V maximal am Ausgang. Heißt also, wenn die Eingangsspannung 49V übersteigt, sperrt der Transistor und arbeitet wie ein Linearregler. Hab ich auch schon getestet, funktioniert 1A. Also mit Überspannung hab ich keine Probleme. Nur mit Einschaltströmen :) Es ist ein DC/DC Wandler von Vicor verbaut. Nennt sich V48C5C100G2.
Mit Einschalten meine ich Zeiten um 30-50ns. Keine 20ms. Außerdem komme ich bei 48 Elkos á ca. 50mOhm (bei Low-ESR noch viel tiefer möglich), auf einen Gesamt-ESR von nur noch etwa 1mOhm. Das ist schon ziemlich tief. Der Einschaltstrom startet dann mit I=48V/0,001Ohm = 48kA (!). Ich bezweifle, dass das die Spannungsquelle mitmacht. Auch hier wird es Anforderungen geben, wie groß der maximale Einschaltstrom sein darf. Wenn ich "Bordnetz" lese, dann wird es sich wohl um ein Fahrzeug handeln. Da gibt es diese Anforderungen auf jeden Fall. Die saubere Lösung wäre hier ein Wandler, der mit 10V zurecht kommt und einen Soft-Start hat. Frage nebenbei: Warum mit dem MOSFET die Versorgungsspannung zuschalten? Äh und noch was ganz wichtiges: Du kannst mit einem N-Kanal-MOSFET die Versorgungsspannung nur dann durchschalten, wenn die Gatespannung immer mindestens einige Volt über der maximalen Bordnetzspannung ist. Oder Du legst den N-Kanal-MOSFET in Richtung GND. Sonst würde nämlich Dein N-Kanal-MOSFET gar nicht komplett aufmachen, immer einen relativ hohen R_DS haben. Dadurch würde sich auch die extrem lange Einschaltzeit von 20ms erklären und warum der MOSFET im Linearbetrieb dir verbrennt. Eine Schaltung zumindest von Deiner MOSFET-Lösung wäre jetzt hilfreich. Mit was steuerst Du das Gate denn auf? Hoffentlich nicht mit einem 5V-Logik-µC oder so.
Matze schrieb: > Zu der Überspannungsthematik. Ich weiß, das ist auf den Oszibildern > etwas schwer zu erkennen, aber die Gate-Spannung beträgt 52V. 52V - 3V > Gate Threshold Spannung = 49V maximal am Ausgang. Schonmal im Datenblatt die Absolute Maximum Ratings gelesen? Wenn ich das richtig verstanden habe was du gerade geschrieben hast, hast du damit einen MOSFET-Killer gebaut.
Selbst wenn der Aufbau mal "schön aussieht", werden Leitungsinduktivität und ungünstige Anordnung zusätzlich noch etwas Lehrgeld fordern. Es lohnt sich daher hier im Forum weiter zu stöbern.
ridtzu56 schrieb: > Der Einschaltstrom startet dann mit I=48V/0,001Ohm = 48kA (!). Ich starte doch aber nicht mit 48V im Einschaltmoment, sonder fahr die Spannung extra langsam hoch (siehe Oszibild) eben um diesen Einschaltstrom zu verhindern. Ich kann mir auch irgendwie nicht vorstellen, das der Transistor innerhalb von 20ms ein Hitzetot stribt weil der da mal durch den Analogen Bereich läuft. Oder reicht das schon? Also erfühlen kann man nix :) Thermokamera hab ich leider nicht. Aber der Transistor ist auch sauber über eine große Kupferfläche auf der Leiterkarte untergebracht. ridtzu56 schrieb: > Äh und noch was ganz wichtiges: Du kannst mit einem N-Kanal-MOSFET die > > Versorgungsspannung nur dann durchschalten, wenn die Gatespannung immer > > mindestens einige Volt über der maximalen Bordnetzspannung ist. das hab ich doch. Die Gatespannung klemmt im Normalbetrieb dauerhaft auf 52V. Wird über eine Ladungspumpe realisiert und nicht über ein µC ;) Schaltplan folg in Kürze...aber ich fürchte der verwirrt mehr als das es hilft :) Mir gings eigentlich nur um die Frage, MOSFET schnell oder langsam durchschalten...wie beim Pflaster :P was tut mehr weh?
Die Threshold-Spannung liegt bei 2...4V über Source bei 250µA I_DRAIN. Für den Einschaltstrom brauchst Du bestimmt ein wenig mehr als die von Dir angegebenen 3V. Sieht nach Linearbetrieb aus und Tod durch Überhitzen. Mal ne Nebenfrage: Wo kommen denn die 52V her? Da haben wir jetzt einen Buck-Converter und nebenbei noch einen Booster oder eine Ladungspumpe?
Poste doch wenigstens mal den Schaltplan von Mosfet, dessen ansteuerung und den Kondensatoren.
Datenblatt http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irfs4310.pdf Phase 1 ist Überlastung Phase 2 ist Siliziumschmelze, Phase 3 Deckel geht auf ? Es wäre erst mal zu klären ob er den Überspannungstod oder später den Überstromtod erleidet. Probier doch erst mal mit 3 Elkos statt 48?
Ich hätte auch gerne ne Antwort, warum man einen Buck-Converter von stützenden Elkos mit einem MOSFET vor den Elkos abtrennen können muss. Reicht die Enable-Leitung vom Buck-Converter nicht aus?
Alternativ kannst Du Dir ja mal den Spaß erlauben, die Elkos mit dem MOSFET gegen GND zu lasen. 10k vom Gate gegen GND. Dann mal das Gate direkt mit 12V oder so durchsteuern. Die Total gate charge capacity ist auch nicht gerade klein. Für unsere Wandler würde ich so einen nicht nutzen können.
Angehängte Dateien:
-
AppNote.PNG
50 KB
Guten Morgen zusammen, tut mir Leid das ich jetzt erst antworte, aber die Uni macht 18Uhr zu :) Die Eingangsschaltung habe ich mal mit angehangen. Die habe ich mir nicht selbst ausgedacht, so schlau bin ich (leider) nicht. Die stammt aus der Application Note von Vicor. Funktionier auch wie gesagt 1A. Daher versteh ich eure Bedenken bezüglich der Überspannung nicht so ganz? Der MOSFET kann laut Datenblatt 100V V_DS. Und nochmal zu Erklärung, ich schalte mit dem MOSFET den Wandler nicht ein und aus. Das habe ich am Anfang des Threads geschrieben, um das Prinzip meines Problems zu erklären. Ich hätte nicht gedacht das wir hier so in Detail gehen. Der Transistor dient als Überspannungsschutz und ist im Normalbetrieb voll durchgesteuert und nur im Überspannungsfall sperrt er und funktioniert wie ein Linearregler. Und da versteh ich auch noch nicht ganz was ihr mit "Überhitzungstot" meint? Hauke Radtki schrieb: > Sieht nach Linearbetrieb aus und Tod durch > > Überhitzen. Laut Datenblatt kann der Transistor 300W Verlustleistung (bei 25°C) ab. Selbst wenn die vollen 48V bei meinen 2A über den Transistor abfallen würden, komm ich trotzdem nur auf knapp 100W. Also um den Normalbetrieb mach ich mir jetzt keine Sorgen, und selbst wenn es mal zum Überspannungsfall kommt und der Transistor was zum Regeln bekommt, würden doch keine 300W zusammen kommen, um den Transistor zu grillen. Also zurück zum eigentlichen Problem, den Einschaltmoment. Im angehängten Schaltplan gibt’s ein Kondensator C7 (220nF). Dieser Kondensator beeinflusst die Durchschaltgeschwindigkeit des MOSFET. Je größer der Kondensator um so langsamer schaltet der Transistor durch. In den Oszibildern die ich gepostet hab seht ihr auch den Einfluss. Das erste Oszibild ist mit 220nF, das Zweite ist mit 660nF. Jetzt weiß ich nicht ob die Ansatzweise hilfreich ist, oder ob ich lieber eine kleiner Kapazität nehmen sollte und den Transistor schneller durchsteuern muss. Was mir noch so durch den Kopf geschossen ist, ist die ESD Thematik. Diesbezüglich sind MOSFET´s doch recht empfindlich, oder? Wie würde denn das Schadensbild eines durchgeblitzten Transistors aussehen? Wäre da auch ein Schluss zwischen Drain und Source messbar?
Hi >Laut Datenblatt kann der Transistor 300W Verlustleistung (bei 25°C) ab. >Selbst wenn die vollen 48V bei meinen 2A über den Transistor abfallen >würden, komm ich trotzdem nur auf knapp 100W. Dann sieh dir mal das SOAR-Diagramm an. 2A bei 48V liegt schon weit ausserhalb des zulässigen Bereichs für DC. >Was mir noch so durch den Kopf geschossen ist, ist die ESD Thematik. Klar, das ist immer gut bei eigenen Fehlern. MfG Spess
Matze schrieb: > Daher versteh ich eure Bedenken bezüglich der Überspannung nicht so > ganz? Der MOSFET kann laut Datenblatt 100V V_DS. Die Spannung an DS ist auch kein Thema, das gibt nur Probleme, wenn man bei hohen Strömen abschaltet. Das Problem ist die GS-Spannung - die solltest du noch einmal nachmessen. Wenn du mit 52V zuschaltest, kann es durchaus Zeitpunkte geben, bei denen du die Maximalspannung am Gate überschreitest. Das kann man ja recht leicht nachmessen. Die thermische Problematik bleibt natürlich trotzdem noch ein heißer Kandidat. Du müsstest eigentlich deinen FET so ansteuern, dass ein nur sehr geringer Strom fließt und so deine Elkos langsam auflädt. Wenn die Verlustleistung dabei max. 1 Watt beträgt sollte es eigentlich funktionieren. Dann dauert das Laden halt ein paar Sekunden.
Stefan L. schrieb: > Die Spannung an DS ist auch kein Thema, das gibt nur Probleme, wenn man > > bei hohen Strömen abschaltet. Um das zu verhindern ist doch die Diode D5 im Spiel? Die verhindert Spannungen über 15V zwischen Gate und Source. Die Diode lebt nachweislich auch noch, ist also nicht durchgebrannt. Wenn ich die Anzahl der Kondensatoren verringere, funktioniert die Schaltung auch einwandfrei. Kann mir auch nicht vorstellen das Vicor in ihrer Application Note eine Schaltung vorgibt, bei der permanent der MOSFET abraucht. Leider brauche ich eben die große Anzahl an Kondensatoren, da sich sonst der DC/DC Wandler bei einem Spannungseinbruch auf 10V abschaltet und auch ausgeschaltet bleibt. Heißt, erst nach einem kompletten Spannungsreset läuft der wieder an. Stefan L. schrieb: > Dann dauert das Laden halt ein paar Sekunden. Also Sekunden sollte das Aufladen der Kondensatoren nun nicht dauern. Ich werd den Kondensator C7 mal weiter erhöhen und schauen ob das hilft. Werde die Aufladezeit mal von jetzt 40ms auf 200ms erhöhen. Ich berichte dann mal ob es geholfen hat. Danke nochmal für eure Hilfe!
Ich würde eher die Bootstrap schaltung um den NE555 verändern, um die 220nF langsamer aufzuladen, da du mit verändern von C7 auch die Regelgeschwindigkeit bei überspannung veränderst! (größerer wert --> langsamer) Ich hab die NE555 schaltung jetzt nicht simuliert, aber mit vergrößern von C2 könntest du dessen Schaltfrequenz verringern oder besser noch mit verringern von C4 die Ladung verringern die in jedem Ladezyklus in C7 geladen wird. So sollte sich C7 langsamer aufladen, aber gleichschnell entladen werden, was wichtig für die "linearregelung" bei überspannung ist.
Matze schrieb: > Um das zu verhindern ist doch die Diode D5 im Spiel? Die verhindert > Spannungen über 15V zwischen Gate und Source. Die Diode lebt > nachweislich auch noch, ist also nicht durchgebrannt. Es bringt recht wenig, wenn du irgend eine Application Note reinstellst. Man weiß ja nicht, wie du es tatsächlich aufbaust. Wenn du die Diode drin hast, passt es natürlich. Matze schrieb: > Werde die Aufladezeit mal von jetzt 40ms auf 200ms erhöhen. Ich berichte > dann mal ob es geholfen hat. Das wird kaum reichen. Matze schrieb: > Also Sekunden sollte das Aufladen der Kondensatoren nun nicht dauern. Dann musst du es richtig aufbauen, wie hier schon zigmal vorgeschlagen. Das bedeutet natürlich eine Layoutänderung, aber bei einem schwerwiegenden Designfehler ist das nun einmal meistens notwendig.
@Hauke Radtki Vielen Dank, klasse Idee!!! Werd ich gleich mal ausprobieren. Vor allem geht das ohne Layoutänderung :) Vielleicht hab ich ja tatsächlich mal ganz viel Glück :) Befürchte nur, dass die Ladungspumpe dann nicht mehr die nötige Spannung bringt. Aber das wird sich gleich zeigen! C7 zu vergrößern hatte tatsächlich wenig Erfolg. Um die Einschaltzeit vom MOSFET derart zu verlängern, müsste ich schon ein riesigen Elko nehmen. Das hat kein Sinn. Stefan L. schrieb: > Es bringt recht wenig, wenn du irgend eine Application Note reinstellst. > > Man weiß ja nicht, wie du es tatsächlich aufbaust. Meine Schaltung sieht exakt genauso aus! Ich hab, wie gesagt, einen dickeren MOSFET (IRFS4310PbF statt IXTH75N10, weil ich den grad zur Hand hatte) und 2 SMD Drosseln in den Zuleitungen (Hin- und Rückleitung)
Matze schrieb: > Meine Schaltung sieht exakt genauso aus! widerspricht sich mit: Matze schrieb: > Ich hab, wie gesagt, einen > dickeren MOSFET (IRFS4310PbF statt IXTH75N10, weil ich den grad zur Hand > hatte) und 2 SMD Drosseln in den Zuleitungen (Hin- und Rückleitung)
Stefan L., jetzt bist Du aber päpstlicher als der Papst. Das nennt man Umgangssprache. Wir sind ja Menschen, keine Computer. Er weisst eben ja auf den einen Unterschied hin. Das ist ja kein Kreuzverhör hier.
Ohjemine schrieb: > Stefan L., jetzt bist Du aber päpstlicher als der Papst. Das nennt man > Umgangssprache. Nein. Ich habe schon oft genug erlebt, dass genau solche "Details" vergessen werden, die aber die Funktion einer Schaltung erheblich beeinträchtigt werden. Der Threadersteller hat davon geredet, dass er ein Layout erstellt hat. Was hält in davon ab, den tatsächlichen Schaltplan zu posten?
Matze schrieb: > 1) Einschaltzeit vergrößern: Je langsamer der Transistor durchgesteuert > wird, um so mehr Verlustleistung muss er verbraten = Hitzetot. > Allerdings laden sich die Kondensatoren nicht so schlagartig auf und der > Einschaltstrom hält sich in Grenzen. Würde ich machen, einen RC-Tiefpass an die Basis vom Transistor und das reicht. Die Energie, die im Transistor in Wärme umgesetzt wird, ist immer die gleiche, nur verteilst du die so auf eine längere Zeit. Wird der Transistor "schlagartig" eingeschaltet, kann sich die Wärmeenergie nicht auf die masse verteilen und heizt nur das dann leitende Silizium, was eine recht geringe Masse und geringe Wärmekapazität hat -> das Ergebnis ist dir bekannt. Ein langsameres Einschalten bewirkt, dass die "erste" Wärme schon bis zur Kühlfläche durchgedrungen ist, während "hinten" noch geheizt wird. Wie gesagt, die entstehende Wärmemenge ist IMMER gleich. Da Drosseln in der Größe richtig fett werden und nach dem Einschalten nicht mehr gebraucht werden, würde ich mit einem Kondensator zwischen Basis und Emitter die Einschaltzeit verschleifen. Wenn es nur um das Einschalten eines Geräts geht, ist das ok, kannst natürlich nicht bei einer schnellen PWM machen.
@Kevin K.: Wenn du den Thread oder wenigstens die letzten paar Posts (incl. Schaltplan) gelesen hättest, wüsstest du um welche anwendung es geht, und auch, dass ein RC Tiefpass am Gate (nein, es ist kein Bipolar ...) ist nicht gerade förderlich in dieser Applikation. Weil dadurch die Regelstreke doch arg gestört wird. Das langsamere einschalten würde ich durch stark verlangsamtes bootstrapping der gatespannung erwirken. @Matze: Wenn du noch eine kleine Schaltung dazubasteln willst, kannst du noch einen Regler an den NE555 basteln, sodass die GS Spannung so geregelt wird, dass der MosFet als Konstantstromquelle arbeitet bis die Spannung hinter dem MosFet 90% der gewünschten Spannung erreicht hat. So kannst du den MosFet ganz sicher in der SOA halten. Das ließe sich sicher ohne Layoutänderung mit einer kleinen zusatzplatine und ein paar drähten realisieren.
So, da bin ich wieder :) Hab jetzt ein wenig mit der Kapazität von C4 rungespielt, wie Hauke Radtki vorgeschlagen hat. Das Ergebnis seht ihr in den Oszi-Bilder. Das erste Bild stellt den Anfangszustand dar. Hab zusätzlich noch größer Drosseln in die Zuleitung gesetzt. Auch eine Strommesszange hab ich auftreiben können (grüne Kurve). 100mV entsprechen dabei 1A. Also bewegt sich der Einschaltstrom irgendwo bei >20A. Sollte eigentlich kein Problem sein für den Transistor?! Bei den nächsten beiden Bildern habe ich C4 erst auf 470pF, dann auf 220pF verkleinert. Jetzt laden sich die 48 Kondensatoren schön entspannt über 120ms bei 3A auf. Optimal wie ich finde. Der zweite kleine Anstieg in der Stromkurve ist übrigends ein Relais das angezogen wird. Vielen Dank nochmal Hauke Radtki für die prima Idee!!! Bis jetzt hält der MOSFET durch :) Ich hätte vermutlich ewug weiter versucht C7 zu vergrößern...
Ob in 1ns oder 1h geladen, im Widerstand, dh im Mosfet wird immer genau die Energie verheizt die dann in den Elkos steckt. Mit 48V sind das dann 12J. Also die Kondensatoren linear hochfahren ist eine durchaus praxistaugliche Lösung. Ich hab mal eine PFU entwickelt in der 87x330µF @ 400VDC, macht 2300J, linear mit einigen MOSFETs (antiseriell geschaltet) hochgefahren wurden(bzw noch werden). Es war unnötig dies mit einem vorgeschalteten Wandler zu tun. Beim An und abkoppelten wurde die Energie einfach ins Gehäuse geheizt. Das war nur ein 4,4kW Gerät, Zwischenkreise von größeren Umrichtern mit DC-Eingang werden mit Hilfswandlern Angefahren. Eine resonante Aufladung mit einer Drossel in Serie ist Unsinn, da 1. Die Spannung dann auf die doppelt eingangsspannung steigt. 2. Die Drossel extrem groß werden müssete, um diese Cs 11mF@48 zu laden wäre bei 50A peak eine Drossel von 700µ@50A notwendig. Mehr Strom ändert auch nichts, der Energiespeicherbedarf hängt nur mit der Energie im C zusammen (immer 1/4). Allerdings bei 12J würde es auch ein NTC mit Relais tun, wie es Milionenfach gemacht wird.
Die Ladungspumpe aus dem 555er dorgt dafür, dass das Gate nicht linear geladen wird, sondern in kleinen Treppenschritten. Wenn die einzelnen Stufen der Gatespannung zu groß werden, fließen jedesmal kurze, hohe Stromimpulse durch den Mosfet. Durch den kleineren C4 werden diese Treppenstufen kleiner, und somit die Stromspitzen geringer. Das kann man auf den neueren Oszi-Bilder ja schon recht gut erkennen. Wenn man etwas reinzoomt, sollte man das noch besser sehen. Vermutlich kannst Du mit kleinerem C4 auch C7 wieder verkleinern. Eleganter, und besser kontrollierbar, wäre allerding wenn man zwischen D1 und R4 noch einen zusätzlichen Widerstand einbauen würde. Dann könnte man mit entsprechender Dimensionierung die treppenstufige Spannung am Gate vollständig verhindern. Eine Notlösung wäre evtl. noch, R3 zu vergrößern. Allerdings kann man den nicht beliebig größer machen, da C4 sonst zu ungeau geladen wird. Alles im allen hat diese Startschaltung noch deutliches Verbesserungspotential bezüglich Zuverlässigkeit.
Das mit den Treppenstufen ist nicht das Problem, die würden auf dem Oszibild ja signifikant zu sehen sein. (als Spitzen in der Stromkurve die grob als abklingende e-funktion verlaufen würden). Außerdem sind jetzt die "Treppenstufen" noch genauso groß, nur kommen sie "seltener". Dadurch, dass die zurchs Bootstrapping gelieferte Gatespannung dermaßen schnell hochlief werden die Kondensatoren einfach mit einem so hohen Strom geladen, dass der Transistor sich außerhalb der SOA befindet. Laut Datenblatt kann der Transistor bei 10ms Pulsdauer etwa 10V*10A. Du hast im ersten moment über 20A und da der Mosfet noch nicht komplett duchgeschaltet ist dürften auch über 10V dadran abfallen, deutlich außerhalb der Safe Operating Area. Das ist der Bereich in dem die Junction Temperatur auf 175° ansteigt wenn man das Case auf 25° hält, und selbst das ist nicht ganz einfach (aber bei 10ms wird das meiste noch von der Wärmekapazität des Bauteils abgefangen). Aber ich bin froh, dass dir mein Tip geholfen hat und ich denke, dass ist auch die "eleganteste" Lösung, da ein ändern von C7 wie gesagt die Regelschleife für die Überspannungsregelung verlangsamt und somit unwirksam macht und die Steilheit der Bootstrappingspannung direkt mit der Frequenz vom NE555 abhängt. Ein Widerstand zwischen R4 und D1 (aber bitte vor der Z-Diode) würde auch gehen, wäre aber wieder Frequenzabhängig zur Frequenz vom NE555 würde also noch einen unnötigen Parameter einfügen. @Matze: falls du C7 vergrößert hast, mach ihn am besten wieder auf den originalen wert, das war (vermutlich) schon richtig dimensioniert so ;)
Angehängte Dateien:
-
Transientenschutz.PNG
31 KB
Hallo noch mal, bin echt froh, dass das es eine Lösung gab bei der ich das Layout nicht noch mal anfassen musst. Steh auch etwas unter Zeitdruck bei meiner Diplomarbeit und ein neues Layout mit Bestückung usw. hätte mich noch mal 4-6 Wochen gekostet. Habe jetzt C4 auf 220pF und C7 zurück auf 220nF geändert. Damit sollte das jetzt passen. Schaltplan hab ich auch mal angehangen, falls jemand mal ein Überspannungsschutz braucht. Zur Erklärung, die dicke Diode V100 verhindert in meiner Applikation, dass sich die 48 Stützkondensatoren bei einem Spannungseinbruch zurück ins Bordnetz entladen. Die Drosseln L100 und L101 sollen Stromspitzen abbremsen. Ob die jetzt noch nötig sind, glaube ich ehrlich gesagt nicht, aber nun sind sie halt verbaut. Wie vorher schon mal beschrieben wird die Spannung, ab der der Überspannungsschutz aktiv wird, über die Diode V105 eingestellt. So, ich würde sagen...fertig! Vielen Dank noch mal für eure Hilfe! Ich werd euch als Quellenangabe in meiner Arbeit erwähnen ;) Grüße Matze
Thread beobachten
Seitenaufteilung abschaltenBitte melde dich an um einen Beitrag zu schreiben. Anmeldung ist kostenlos und dauert nur eine Minute.
Bestehender Account
Schon ein Account bei Google/GoogleMail? Keine Anmeldung erforderlich!
Mit Google-Account einloggen
Mit Google-Account einloggen
Noch kein Account? Hier anmelden.