Ich habe ein Problem mit einer UF4007 Diode als Bootstrap für einen MOSFET Gatetreiber zum Betreiben einer Halbbrückenschaltung. Die Schaltung funktioniert prima, solange ich eine induktive Last angeschlossen habe. Entferne ich die Last, dann dauert es ein paar Sekunden und die Boot-Diode knallt (reproduzierbar). Zur Strombegrenzung ist ein Widerstand in Reihe zur Diode geschaltet. Das dU/dt ist nicht so gigantisch (ca. 10V/ns). Mit einer Stromzange habe ich sehen können, dass der eigentliche Ladestrom im Bereich < 500mA bleibt aber zum Umschaltzeitpunkt des High-Side Schalters ein großer negativer Strompeak entsteht (reverse Recovery Strom). Direkt nach dem Einschalten des Gerätes liegt dieser Peak bei -1A und steigt in wenigen Sekunden auf -2A an. Nach noch einigen Sekunden knallen Vorwiderstand und Diode durch. Ich habe auch schon mal eine Ferritperle auf die Leitung geschoben, allerdings mit geringem Effekt. Die Diodenerwärmung ist nicht besonders groß (Temperatur < 60°C). Meine Frage: Habe ich ein Montagsprodukt oder ist das ein systematisches Problem mit der Diode? Klar ist, dass im Leerlauf der Gatetreiber die MOSFETs hart schaltet (größere Verluste). Betriebsspannung Zwischenkreis: ca. 400V Logikspannung: 14V Schaltfrequenz: 120kHz Serienwiderstand: 5 Ohm http://www.fairchildsemi.com/ds/UF%2FUF4007.pdf http://www.fairchildsemi.com/an/AN/AN-6076.pdf
Eventuell würde es helfen, wenn du Bilder vom Aufbau anfügen könntest.
Und eine 4007 ist auch nicht unbedingt eine flotte Diode (eher eine normale langsame Gleichrichterdiode).
Die UF4007 ist eine Ultra-Fast Diode mit 75ns trr.
Michael O. schrieb: > Direkt nach dem > Einschalten des Gerätes liegt dieser Peak bei -1A und steigt in wenigen > Sekunden auf -2A an. Nach noch einigen Sekunden knallen Vorwiderstand > und Diode durch. Das deutet darauf hin das sich der Kristall erwärmt, und dank PTC immer besser leitet und den Hitzetot stirbt. Nimm ma spaßeshalber ne 1N4007, die sollte nicht kaputt gehen, dafür is sie halt nicht so schnell bzw. ungeeignet. Hast du einen Snubber direkt an der Brücke? Normalerweise machen die UF4007 aber keine Probleme Layout währe ma interessant. Michael O. schrieb: > Direkt nach dem > Einschalten des Gerätes liegt dieser Peak bei -1A und steigt in wenigen > Sekunden auf -2A an. Ich bezweifele stark das deine Stromzange diesen Peak sichbar macht, du müsstest über dem Sereinwiderstand oszillographieren. Gruß Knut
Die 1N4007 sowie auch als UF-Ausführung sind Netzdioden, mit so vielen Kilo auf dem Herzen geht es denen nicht so gut.
> Nimm ma spaßeshalber ne 1N4007, die sollte nicht kaputt gehen, dafür is > sie halt nicht so schnell bzw. ungeeignet. Die wird vermutlich noch viel schneller kaputt gehen, weil die eine extrem lange recovery time hat. >> Direkt nach dem >> Einschalten des Gerätes liegt dieser Peak bei -1A und steigt in wenigen >> Sekunden auf -2A an. > Ich bezweifele stark das deine Stromzange diesen Peak sichbar macht, du > müsstest über dem Sereinwiderstand oszillographieren. Was für eine Stromzange ist das denn? Mit einer hochwertigen Stromzange kann man das sehr gut messen, in der Regel geht das besser als mit dem Spannungsabfall am Widerstand bei springendem Potential; aber das hängt natürlich sehr stark von der Stromzange ab. Du könntest als Kontrollversuch die Stromzange mal direkt neben die Leitung halten, so dass kein Strom durch die Zange fließt (oder eine Leiterschleife durch die Zange durchführen und wieder zurück) und dann beobachten, ob das Signal am Oszi tatsächlich auf 0 bleibt. Wie lange ist denn die Leitung mit der Diode, Reihenwiderstand, ...? Ich würde eher eine SMD-Diode (z.B. US1M) ohne Reihenwiderstand nehmen und die mit möglichst kurzen Leitungen anschließen. Du solltest außerdem mal prüfen, ob auch die richtige Diode eingebaut ist, also ob es wirklich eine UF4007 ist und nicht vielleicht doch eine 1N4007... Ansonsten poste doch mal einen Schaltplan, da kann eher sinnvolle Ratschläge geben.
Johannes schrieb: > Ansonsten poste doch mal einen Schaltplan, da kann eher sinnvolle > Ratschläge geben. Schaltplan wie in Abbildung 2: http://www.fairchildsemi.com/an/AN/AN-6076.pdf Cboot hatte ich vergessen, sind 1 bis 2 uF. Johannes schrieb: > Was für eine Stromzange ist das denn? TCP0030 Probe von Tektronix (120MHz Bandbreite, 5A Messbereich) http://www2.tek.com/cmswpt/psdetails.lotr?ct=PS&cs=psu&ci=13420&lc=EN Johannes schrieb: > Wie lange ist denn die Leitung mit der Diode, Reihenwiderstand, ...? R im Bereich 2,7 bis 10 Ohm. Direkt am Widerstand ein Kondensator mit Durchkontaktierung in die Massefläche. Abstand Anode zu Widerstand 3mm. Die Kathode ist ebenfalls mit 3mm Abstand an einen Kondensator der direkt an das Halbbrückenpotential geht. Parasitäre Induktivitäten habe ich sicherlich, der Abstand der Halbbrücken Transistoren liegt um die 30mm. Undershoot des Halbbrückenpotentials geht auf etwa -15V runter. Habe das dU/dt durch Gatewiderstände kontrolliert. Mein früherer Aufbau hatte etwas weniger parasitäre Induktivität und da ist die Diode nicht weggebrannt. Sollte ich vielleicht besser auf eine andere Diode umsteigen?
> Schaltplan wie in Abbildung 2: > http://www.fairchildsemi.com/an/AN/AN-6076.pdf > Cboot hatte ich vergessen, sind 1 bis 2 uF. Das ist ja eher ein Prinzip-Schaltbild, interessant wäre z.B. der Typ der Gate-Treiber und was das für Mosfets sind. Ist dein Schaltplan geheim, dass du den nicht im Original zeigen kannst? > TCP0030 Probe von Tektronix OK, die sollte dafür schon tauglich sein. Ich habe hier eine etwas ältere Tek-Zange und mit der geht das auch ganz gut. > Mein früherer Aufbau hatte etwas weniger parasitäre Induktivität und da > ist die Diode nicht weggebrannt. Das ist schon mal ein guter Ansatzpunkt. Du solltest aber auch beachten, was sich im Vergleich zum früheren Aufbau sonst noch verändert hat. Es könnte auch ein prinzipieller Fehler vorhanden sein, der beim früheren Aufbau gerade so noch nicht zur Zerstörung der Diode geführt hat und durch eine sehr kleine Änderung geht jetzt die Diode kaputt. > Sollte ich vielleicht besser auf eine andere Diode umsteigen? Das könntest Du zumindest versuchen, ohne genauere Details kann ich dir da jetzt auch nicht wirklich weiterhelfen.
Es geht um Dboot? Vermutlich zu langsam. Probier mal 1N4148 bzw. eine andere wirklich schnelle. Rboot könnte man vielleicht vergrößern und dann zur Diode parallel einfach einen pF-Kondi. Alles nur ins Blaue geraten, mangels Scope-Bilder.
Die UF4007 ist eine Fast Recovery Diode mit trr = 75ns, wie ich oben schon geschrieben habe. Die 1N4148 reicht vom Strom überhaupt nicht. Die SPerrspannung der Diode mit 100V wird auch nicht reichen. Abdul, das war wohl nix. Der Serienwiderstand von 5 Ohm könnte aber relativ hochohmig sein. Geh mal auf die Hälfte. Habe aber auch sonst keine Idee. Hast du mal die Spannung direkt an der Diode oszillografiert? Allerdings geht die UF4007 ja bis 1kV. Da geht ja eher alles andere drumherum kaputt, falls induktive Spannungsspitzen auftreten.
Die Diode geht offenbar durch zu schnellen Spannungsanstieg und damit zu großen Rückwärtsstrom kaputt.
Wenn dem so ist, könnte vielleicht auch eine Schottky-Diode statt der (UF)-PN Diode helfen.
Simon K. schrieb: > Die UF4007 ist eine Fast Recovery Diode mit trr = 75ns, wie ich oben > schon geschrieben habe. > Die 1N4148 ist gold-dotiert, wesentlich schneller. > Die 1N4148 reicht vom Strom überhaupt nicht. Die SPerrspannung der Diode > mit 100V wird auch nicht reichen. 100mA Durchschnittsstrom reichen für den Treiber nicht? Ah so. > > Abdul, das war wohl nix. Äh. Ich beziehe mich ausschließlich auf das Bild 2 im Fairchild-App. Werte sind dort nicht angegeben. > > Der Serienwiderstand von 5 Ohm könnte aber relativ hochohmig sein. Geh > mal auf die Hälfte. Habe aber auch sonst keine Idee. Soll er ja auch! So hochohmig wie möglich eben. Gerade so, daß die übrigbleibende Energie im Kondensator für einige Zyklen reicht. > > Hast du mal die Spannung direkt an der Diode oszillografiert? Allerdings > geht die UF4007 ja bis 1kV. Da geht ja eher alles andere drumherum > kaputt, falls induktive Spannungsspitzen auftreten. Darum mein Vorschlag aus C parallel mit dem Damper R in Serie.
Die 0,5A repetitive Forward Current werden wohl ziemlich knapp dimensioniert sein, wenn man den Kondensator wieder in möglichst schneller Zeit nachladen möchte. Außerdem hat er eine ZK Spannung von 400V. Wenn der High-Side Treiber schaltet liegt der (geladene) Bootstrap Kondensator in Reihe mit der Diode in Sperrrichtung zwischen der Gate-Treiber Spannung und den 400V. Das wird die 1N4148 nicht aushalten.
400V sicherlich nicht. Der Wert ist mir neu. Da wird man nach den typischen TV-Dioden schauen müssen. Oder diese Bootstrap-Geschichte sein lassen. Ist nicht so wirklich das Gelbe vom Ei.
Angehängte Dateien:
-
tek00215.png
18 KB -
tek00216.png
23 KB -
tek00217.png
18 KB -
tek00218.png
19 KB -
tek00219.png
17 KB -
tek00220.png
11 KB -
tek00221.png
12 KB -
tek00222.png
12 KB -
tek00223.png
12 KB -
tek00224.png
9,6 KB -
tek00225.png
9,9 KB -
tek00226.png
9,9 KB
Holla, vielen Dank schonmal für die Hinweise. Im Anhang habe ich Screenshots angefügt. Skalierung steht dabei. Magenta: Halbbrückenspannung Cyan: Spannung an Diode in Durchlassrichtung Grün: Strom durch Diode in Flussrichtung Strom mit TCP0030 Spannung mit Differenztatskopf TT-SI9002 (hat ca. 16pF differentielle Kapazität -> daher ein Teil der schönen Oszillationen) Umrichter mit angeschlossener Last an der Halbbrücke (funktionierende Schaltung) 215: Zur Übersicht 216: Low Side schaltet an, Strom in Vorwärtsrichtung 217: High Side schaltet an, Reverse Recoverystrom Umrichter ohne Last: 218: Low Side schaltet an, Strom in Vorwärtsrichtung 219: High Side schaltet an, Reverse Recoverystrom Thermisches Weglaufen: 220 bis 224: Dauer ca. 2 Minuten (200mA / Div) 224 bis 226: Dauer 2 Sekunden (500mA / Div)
Mini Float schrieb: > Versuch mal die Peaks wegzusnubbern. > mfg mf Wie meinst Du? Mit einem RC Snubber nur für die Diode?? Da fließen doch auch die Ströme der Halbbrücke mit über den Vorwiderstand von 5 Ohm.
> Umrichter ohne Last: > 218: Low Side schaltet an, Strom in Vorwärtsrichtung > 219: High Side schaltet an, Reverse Recoverystrom Interessant ist, dass man hier im Diodenstrom 2 Spitzen sieht, die erste Spitze kommt kurz bevor die Spannung an der Diode absinkt. Bei der Messung mit Last kommt der Strompeak ungefähr gleichzeitig mit der Flanke in der Spannung. Hast Du die Signallaufzeit der Strommesszange mal ausgemessen bzw. wird das im Oszi kompensiert? Das kann nämlich durchaus in der Größenordnung von 50 ns liegen, je nach Leitungslänge. Der Diodenstrom ist außerdem kein "reverse recovery Strom", da die Diode vorher nicht leitend war. Wenn der Low-Side Mosfet eingeschaltet wird, fließt kurz ein Strom durch die Diode, wenn Cboot nachgeladen wird, danach hört der Strom auf zu fließen und die Diode "recovert". Wenn dann die Spannung in der Halbbrücke wieder ansteigt, ist die Diode schon gesperrt, es gibt hier also eigentlich keinen Recovery-Strom. Was du beobachtest, ist vermutlich der Strom, der durch die Sperrschichtkapazität erzeugt wird. Bei 10V/ns und 10 pF Kapazität müsste der aber eher im Bereich 0,1 A liegen. Prüf also nochmal, ob es wirklich die richtigen Dioden sind. > Spannung mit Differenztatskopf TT-SI9002 (hat ca. 16pF differentielle > Kapazität -> daher ein Teil der schönen Oszillationen) Der hat 25 MHz Bandbreite bzw. 14 ns Anstiegszeit. Du bist bei deinem Signal also schon an der Grenze, was dieser Tastkopf überhaupt anzeigen kann. In welche Richtung fließt denn der Strom in der Halbbrücke? Normalerweise ist es so, dass die Anstiegsgeschwindigkeit in einer Richtung größer als in der anderen Richtung ist, wenn man nicht irgend ein ZVS-Verfahren einsetzt. Nimm mal einen richtigen 100:1 Tastkopf und schau dir die Spannung in der Halbbrücke damit an. Ist der negativen Zwischenkreisanschluss geerdet bzw. kannst du den auf PE legen? Wenn nicht, dann mit zwei Tastköpfen gegen PE messen, ein Tastkopf auf DC- und der andere Tastkopf an die Halbbrücke und im Oszi die Diffrenz berechnen lassen. Und dann sag uns doch mal, was für Mosfets und was für Treiber du verwendest, vielleicht ergeben sich daraus noch andere Ideen.
Johannes schrieb: > Und dann sag uns doch mal, was für Mosfets und was für Treiber du > verwendest, vielleicht ergeben sich daraus noch andere Ideen. FAN7384 SPW47N60CFD Und ja, es ist normalerweise ein weichschaltender Umrichter. Eine Messung mit dem 100:1 sieht ähnlich aus, ich kann aber auch noch mit einem anderen Diff-Tastkopf messen (70MHz Bandbreite). Johannes schrieb: > Der Diodenstrom ist außerdem kein "reverse recovery Strom", da die Diode > vorher nicht leitend war. Wenn der Low-Side Mosfet eingeschaltet wird, > fließt kurz ein Strom durch die Diode, wenn Cboot nachgeladen wird, > danach hört der Strom auf zu fließen und die Diode "recovert". Wenn dann > die Spannung in der Halbbrücke wieder ansteigt, ist die Diode schon > gesperrt, es gibt hier also eigentlich keinen Recovery-Strom. Das glaube ich leider nicht. Man kann z.B. im ersten Screenshot sehen, dass der Vorwärtsstrom noch nicht auf null abgesunken ist bevor das Umschalten kommt. Außerdem meine ich, dass selbst wenn der Strom in Durchlassrichtung auf Null abgesunken ist, die Ladungsträger in der Sperrschicht noch weggeräumt werden müssen und daher der Irr fließen muss. Es sei denn, man wartet so lange bis die freien Ladungsträger von selbst verschwunden sind. Somit muss ein Reverse Recovery Strom fließen, selbst wenn kurz vor dem Umschalten kein Strom mehr fließt. Jedenfalls habe ich dieses Verhalten mit ungeeigneten MOSFETs bei Weichschalten beobachten können.
@Simon K. (simon) Benutzerseite >Die UF4007 ist eine Ultra-Fast Diode mit 75ns trr. Oha - immer diese Tricksereien mit der Bezeichnung ;-) @Simon K. (simon) Benutzerseite >Wenn dem so ist, könnte vielleicht auch eine Schottky-Diode statt der >(UF)-PN Diode helfen. Aber nur, wenn Du eine findest mit der nötigen Sperrspannung. Kämen eigentlich nur SiC-Schottkies in Frage. Normale Schottkies gibts wohl nur bis 250V.
> FAN7384 > SPW47N60CFD > Und ja, es ist normalerweise ein weichschaltender Umrichter. Ach ja, jetzt erinnere ich mich. Du bist also von CP auf CFD umgestiegen... Ist der Treiber mit 250mA/500mA nicht etwas schwach dimensioniert für so einen großen Mosfet? Dafür nimmt man eher Treiber im Bereich > 2A. >> Der Diodenstrom ist außerdem kein "reverse recovery Strom", da die Diode >> vorher nicht leitend war. Wenn der Low-Side Mosfet eingeschaltet wird, >> fließt kurz ein Strom durch die Diode, wenn Cboot nachgeladen wird, >> danach hört der Strom auf zu fließen und die Diode "recovert". Wenn dann >> die Spannung in der Halbbrücke wieder ansteigt, ist die Diode schon >> gesperrt, es gibt hier also eigentlich keinen Recovery-Strom. > Das glaube ich leider nicht. Man kann z.B. im ersten Screenshot sehen, > dass der Vorwärtsstrom noch nicht auf null abgesunken ist bevor das > Umschalten kommt. Ja, es fließen noch ein paar mA, aber da sind nicht mehr sehr viele "Minoritätsladungsträger" vorhanden. Die Reverse-Recovery-Charge ist ungefähr proportional zum Strom in Vorwärtsrichtung, der kurz vor dem umpolen geflossen ist. > Außerdem meine ich, dass selbst wenn der Strom in Durchlassrichtung auf > Null abgesunken ist, die Ladungsträger in der Sperrschicht noch > weggeräumt werden müssen und daher der Irr fließen muss. Es sei denn, > man wartet so lange bis die freien Ladungsträger von selbst verschwunden > sind. Ja, das ist richtig. Im Bild 217 sieht man kurz vor dem großen negativen Strom-Impuls, dass noch ein kleinerer negativer Impuls da ist. Das ist vermulich die Stelle, an der der High-Side Treiber nach Low schaltet. Spätestens hier sollten aber die meisten freien Ladungsträger aus der Diode verschwinden, so dass danach eigentlich kein Reverse-Recovery-Strom mehr fließen kann. > Somit muss ein Reverse Recovery Strom fließen, selbst wenn kurz vor dem > Umschalten kein Strom mehr fließt. Das kommt drauf an, wie kurz. > Jedenfalls habe ich dieses Verhalten mit ungeeigneten MOSFETs bei > Weichschalten beobachten können. Ja, das ist ein bekanntest Problem, wenn die Einschaltdauer des MOSFET sehr kurz ist. Aber dort hat man 1. einen ziemlich großen Vorwärtsstrom durch die Diode, solange der MOSFET ausgeschaltet ist und 2. ist die Recovery-Time der CP-Dioden extrem lang (Größenordnung 500 ns und mehr). Weiterhin kann man erkennen, dass bei der fallenden Spannungsflanke ein Stromimpuls in die andere Richtung fließt, der gleich lang dauert und ungefähr die gleiche Amplitude hat. Deshalb kommt dieser Strom ziemlich sicher durch die Sperrschichtkapazität zu stande. Was passiert denn, wenn die Diodekaputt geht? Gehen dabei dann auch noch andere Bauteile kaputt oder ist das nur die Diode? Ich habe eher den Verdacht, dass das Problem eine andere Ursache hat. Schau dir mal den Verlauf der Gate-Spannung an (ohne Last), evtl. gibt es da noch Probleme.
Noch ein paar Hinweise zum thermischen Weglaufen von Dioden: - Der Rückwärts-Leckstrom steigt mit zunehmender Temperatur deutlich - Die Reverse-Recovery-Charge steigt mit zunehemnder Temperatur auch sehr stark an. Das Recovery-Verhalten wird oft weicher und führt dann zu höheren Verlusten in der Diode. Michael
Thread beobachten
Seitenaufteilung abschaltenBitte melde dich an um einen Beitrag zu schreiben. Anmeldung ist kostenlos und dauert nur eine Minute.
Bestehender Account
Schon ein Account bei Google/GoogleMail? Keine Anmeldung erforderlich!
Mit Google-Account einloggen
Mit Google-Account einloggen
Noch kein Account? Hier anmelden.