Ich suche einen Trafo mit folgenden Daten: -Übersetzung: Ca. 3:1 (evtl. mit Anzapfungen 2:1, 3:1, 4:1) -Primärspannung: ca. 250Veff Rechteck -Primärstrom: bis ca. 20Aeff -Arbeitsfrequenz: 5...25kHz -Ansteuerung: IGBT-Halbbrücke gegen kapazitiv erzeugte, virtuelle Masse -Luftkühlung -Magnetisierungsstrom: max. ca. 2A -Kurzschlusspannung: max. ca. 10% -Kompakte Bauform, Gehäuse nicht erforderlich Gibt es sowas fertig zu kaufen?
PM 87/70: AL=6300, Prim: 20Wdg, Bmax=370mT, Imag=2A PM 114/93 AL=16000, Prim: 12,5Wdg, Bmax=290mT, Imag=2A
Ach vergessen: alle Werte für 25 KHz, bei niedrigeren Frequenzen werden die Kernquerschnitte entsprechend größer.
Die Halbbrücke ist durch die Schaltung gegeben und bis ca. 20kW skalierbar. Wenn beim 114er Kern die Windungszahl auf ca. 30 erhöht würde, sollte auch die geringe Frequenz machbar sein. Allerdings wird dann das Kupfer nur schwer hineinpassen. Gibt es fertige Übertrager oder Rechenprogramme zur Auslegung? Ich habe an der Elektronik noch ein paar dringliche Baustellen und würde das Trafothema erstmal abschieben.
Daniel schrieb: > Gibt es fertige Übertrager oder Rechenprogramme zur Auslegung? Du kennst diese Seite schon? http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/smps.html
Bei dem notwendigen Querschnitt "HF-Litze", d.h. mehrere parallele Drähte nehmen, sonst wird's zu warm.
5 oder 10 kHz bei 5kw leistung? das willst du nicht. das gibt einen dermaßen ekligen pfeifton, daß du davon zuverlässig ohrenkrebs bekommst und weinend aus dem raum läufst. plane mal lieber mit 20-25kHz. nicht toll für hunde und fledermäuse, aber der mensch hört's zumindest nicht mehr.
> -Primärspannung: ca. 250Veff Rechteck Bei einer Rechteckspannung ist es nicht wirklich sinnvoll, einen Effektivwert anzugeben. Sag lieber, wie die DC-Eingangsspannung ist. > Arbeitsfrequenz: 5...25kHz Das ist aber ein sehr großer Bereich. Kannst Du den nicht etwas enger festlegen? Als Kernmaterial würde ich einen einen nanokristallinen Kern empfehlen, das geht ganz gut bis ca. 30 kHz. Die Berechnung solltest Du am besten jemand machen lassen, der da Erfahrung hat; in dieser Leistungsklasse ist es schon ziemlich komplex, die Verluste im Kern und in der Wicklung und die Wärmeabfuhr über die Oberfläche zu berechnen. > Gibt es sowas fertig zu kaufen? Den wirst Du sicher nicht in einem Katalog finden. Es gibt aber viele Trafo-Wickler, die so etwas auslegen und auch bauen können. Einfach mal nach "Wickelgüter" googeln, da findest du bestimmt jemand.
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Besten Dank schonmal. Ich habe für die Fertigung zwei Firmen angeschrieben. Sekundär kommen da bis zu 80A zusammen, das wird schon eine gewisse Herausforderung. Zudem muss die Serienfertigung ohnehin extern erfolgen. Maximal ein oder zwei Stück könnte ich von Hand basteln. Ist Ferrit das Mittel der Wahl? Bis 20kHz müsste auch 0,05er Blech gehen, welches nicht so schnell in Sättigung fahren würde. In Bezug auf Sättigung gibt es ein weiteres Problem: -Die Halbbrücke wird mit PWM angefahren, dabei ist im bisherigen Konzept ist immer min. ein IGBT eingeschaltet (wie beim Tiefsetzsteller mit Synchrongleichrichter). -Ein Auskoppelkondensator blockt den entstehenden Gleichanteil ab. -Im Ruhezustand sind beide IGBT aus -Beim Anlauf wird die Pulsweite des High-Side IGBT erhöht und die des Low-Side IGBT verringert. -Stationär ist die Pulsweite 1:1. Die Regelung funktioniert einwandfrei, jedoch verschiebt sich hierbei der Gleichanteil am Auskoppelkondensator. Das Abschalten ist kein Problem, weil bei ausgeschalteten IGBT sich der Kreis über die Dioden schnell und ohne Stromspitze entmagnetisiert. Beim Einschalten fließt jedoch je nach Ladezustand ein recht hoher Strom durch den Kondensator. Dies muss der Trafo aushalten, ohne in Sättigung zu fahren.
> Ist Ferrit das Mittel der Wahl? Bei so niedrigen Frequenzen ist Ferrit nicht sinnvoll, siehe mein anderer Beitrag. > Bis 20kHz müsste auch 0,05er Blech gehen, welches nicht so schnell in > Sättigung fahren würde. Ja, die Blechqualität ist hier sehr entscheidend. Aber das wird dir dein Lieferant dann auch erklären können. > Die Halbbrücke wird mit PWM angefahren, dabei ist im bisherigen Konzept > ist immer min. ein IGBT eingeschaltet (wie beim Tiefsetzsteller mit > Synchrongleichrichter). Wie meinst du das? Wenn immer min. ein IGBT an ist, dann sind ja manchmal auch beide gleichzeitig an. Oder meinst du, das immer min. ein IGBT aus ist. > Ein Auskoppelkondensator blockt den entstehenden Gleichanteil ab. Wieso hast du links und rechts vom Übertrager einen Kondensator? Der linke ist unnötig!
10kHz für nur 5kW Leistung? Für den Bereich gibts IGBTs die 100kHz sogar hart schalten (was du scheinbar machen willst) können. Aber heute nehm ich für soetwas Mosfets, und alle anderen die High Efficiency Telecom Rectifier entwickeln. -Primärspannung: ca. 250Veff Rechteck Eingangsspannung müsste dann 500VDC sein... Wobei Veff bei Rechtecken?? 5kW Halbrücke, die Kondensatoren werden sich freuen....
Wie schon gesagt einen Kondensator zum DC Blocken ist in einer Halbbrücke "etwas" unnötig. Wie Regelst du die Brücke? Voltage Mode Control?
Die 20A auf den Kondensatoren hast Du in Sachen Rippelstromfestigkeit bei gegebener Frequenz und Lebensdauer hoffentlich richtig dimensioniert. In welchen Stückzahlen soll das denn mal produziert werden? schönen Abend Hauspapa
Abgesehen von der Totzeit (2µs) ist immer ein IGBT an. Ich schalte also nicht wie z.B. ein PC-Netzteil beide um T/2 versetzt, aber mit der selben Pulsweite an, sondern fahre wie ein Tiefsetzsteller mit Synchrongleichrichter. Damit ist die Ausgangsspannung festgeklemmt zwischen 0V oder 520V. Leider habe ich so keine Möglichkeit, aktiv 0V anzulegen, nur +250V oder -250V. Damit verschiebt sich als störender Nebeneffekt der Gleichanteil mit der Pulsweite. Es sind leider beide Kondensatoren nötig, weil an dem Zwischenkreis noch weitere Verbraucher hängen. Würde ich den linken Koppelkondensator entfallen lassen, könnte Gleichstrom zwischen den einzeln Halbbrücken fließen. Zudem wäre der Zwischenkreis so hochkapazitiv, dass der Ausgleich beim Regeln der Pulsweite zu lange dauern würde. Die Kondensatoren können dies bisher gut ab, das sind Hochstrom-Folientypen, die 50Aeff vertragen. Die 10kHz sind von der angetriebenen Last her erforderlich. Das wurde früher mal so ausgelegt, weil die IGBT zu langsam waren. Und jetzt kann vorne nicht viel geändert werden, weil es dann hinten nicht mehr passen würde. Könnte mir jemand einen Halbbrüpcken-IGBT-Typ mit hartem Schalten bei 100kHz nennen, der bei sattem Kurzschluss mit Desat-Schutz noch zu retten ist? Concept empfiehlt Mitsubishi-Module, die jedoch nicht kurzschlussfest sind (auf Schaltzeit optimiert, wegen Chipfläche und Prozess nicht sehr robust). Bei den normalen Typen empfiehlt Concept max. ca. 50...60kHz. Bisher ist übrigens ein 7MBR25SA-120-50 im Einsatz. Im synchronen Modus ist der Phasenwinkel 0°, beim Anlauf sind jedoch fast 90° üblich. Ich habe noch nicht getestet, wo beim 7MBR25SA-120-50 die Grenze ist.
> Abgesehen von der Totzeit (2µs) ist immer ein IGBT an. Man könnte das auch so formulieren, dass die IGBTs immer abwechselnd eingeschaltet werden. > Es sind leider beide Kondensatoren nötig, weil an dem Zwischenkreis > noch weitere Verbraucher hängen. Das hat doch mit dem Zwischenkreis nichts zu tun. Der linke Kondensator ist in Reihe zur Primärwicklung und dann in Reihe zu den rechten Kondensatoren. Oder meinst Du mit "Zwischenkreis" den Mittelabgriff zwischen den beiden rechten Kondensatoren? > Könnte mir jemand einen Halbbrüpcken-IGBT-Typ mit hartem Schalten bei > 100kHz nennen... IGBT bei 100 kHz hart schalten würde ich nicht machen; selbst die sehr schnellen "Warp Speed" IGBTs, die bis 150 kHz beworben werden, haben bei hartem Schalten sehr hohe Verluste, so dass man nur noch einen sehr niedrigen Strom schalten kann. > ... der bei sattem Kurzschluss mit Desat-Schutz noch zu retten ist Ein Desat-Schutz hat doch auch eine bestimmte Ansprechzeit. Ich kann mir nicht vorstellen, dass das bei 100 kHz überhaupt noch funktioniert; unabhängig davon, ob der IGBT das aushält. Bei so hohen Frequenzen macht man entweder eine Current-Mode Regelung, die von sich aus Kurzschlussfest ist oder man muss die (parasitäre) Ausgangsinduktivität so groß machen, dass der Kurzschluss nicht wirklich ein "harter" Kurzschluss ist. Wenn zwischen IGBT-Halbbrücke und Kurzschluss eine 10 cm Leitung sind, dann ist die Impedanz bei der hohen Frequenz in der Regel groß genug, damit die Regelung rechtzeitig abschalten kann, bevor der IGBT kaputt geht. Beschreib doch mal die Anwendung, also was du damit machen möchtest.
Jau, die IGBT werden mit geringer Totzeit abwechseln eingeschaltet. Beide Kondensatoren rechts im Bild sind die Zwischenkreiskondensatoren. Je 15.000µF, hier herrschen also stabile Verhältnisse mit 0V, 260V und 520V. In der Mitte wird die virtuelle Masse für die Halbbrücken abgegriffen, es hängen aber auch andere Netzteile und Motorantriebe dran. Die Regelung macht ein DSP über einen Software-Regelkreis, der den Effektivstrom am Inverterausgang nachregelt. Dieser Regelkreis ist langsam, jedoch erfasst eine Analogschaltung die Augenblickswerte der Endstufe und schaltet dann spontan die IGBT Ansteuerung ab. Ausgangsseitig treibt die Schaltung eine Spule zum Heizen einer mächtigen Druckwalze. Hier sitzt auch in Reihe ein Resonanzkondensator. Da die Last recht hohe Ströme bei kleinerer Spannung benötigt, ist der Trafo erforderlich.
OK, ich denke, dass ich so langsam deine Schaltung verstehe. Du schaltest also die IGBTs mit einer PWM-Frequenz von 100 kHz und erzeugst damit im Übertrager einen sinusförmigen Wechselstrom im Bereich 5 bis 25 kHz. Dieser Strom wird dann im Übertrager auf eine niedrigere Ausgangsspannung transformiert. Hab ich das so richtig verstanden? Das hat dann aber nicht viel mit einem Flusswandler zu tun...
@ Daniel (Gast) >angeschrieben. Sekundär kommen da bis zu 80A zusammen, das wird schon >eine gewisse Herausforderung. Das kannst du laut sagen. >Ist Ferrit das Mittel der Wahl? Bis 20kHz müsste auch 0,05er Blech >gehen, welches nicht so schnell in Sättigung fahren würde. ??? Schon mal was von Magnetisierungsverlusten gehört? Lies mal was über Transformatoren und Spulen. Schaltnetzteile kommen nicht an die Sättigungsgrenze des Materials, die Ummagnetisierungsverluste setzen da viel eher Grenzen. >-Die Halbbrücke wird mit PWM angefahren, dabei ist im bisherigen Konzept >ist immer min. ein IGBT eingeschaltet (wie beim Tiefsetzsteller mit >Synchrongleichrichter). Was mit IGBTs schon mal nicht geht, die sind ausgangsseitig wie ein Bipolartransistor und können NICHT Strom invers leiten. Also nix Synchrongelichrichter. Siehe http://www.mikrocontroller.net/articles/Transistor#Wann_setzt_man_einen_MOSFET.2C_Bipolartransistor.2C_IGBT_oder_Thyristor_ein_.3F >-Ein Auskoppelkondensator blockt den entstehenden Gleichanteil ab. In einem Push-Pull Verstärker/Schaltnetzteil geht es auch ohne. >-Im Ruhezustand sind beide IGBT aus Ach was? >-Stationär ist die Pulsweite 1:1. 1:1 ist ein Fußballergebnis, ein Tastverhältnis ist ein Zahl zwischen 0 und 1 bzw 100%. >Die Regelung funktioniert einwandfrei, In deiner Theorie, oder hast du das schon mal aufgebaut? >der Gleichanteil am Auskoppelkondensator. Das Abschalten ist kein >Problem, weil bei ausgeschalteten IGBT sich der Kreis über die Dioden >schnell und ohne Stromspitze entmagnetisiert. Beim Einschalten fließt >jedoch je nach Ladezustand ein recht hoher Strom durch den Kondensator. Naja, deine Beträge zeigen klar, dass du noch lange nicht ansatzweise das Wissen und Können hast, um einen 5kW DC-DC Wandler zu bauen. Ist keine Schande, ich könnte das auch nicht ;-) MFG Falk P S Wenn du das WIRKLICH brauchst, kauf es fertig von Profis. Ist billiger und geht schneller. Und funktioniert vor allem.
>Bei so hohen Frequenzen macht man entweder eine Current-Mode Regelung,
Eine konventionelle Halbbrücke kann man nicht mit "Current Mode" alleine
Regeln.
Daniel schrieb: > Gibt es fertige Übertrager oder Rechenprogramme zur Auslegung? Ich habe > an der Elektronik noch ein paar dringliche Baustellen und würde das > Trafothema erstmal abschieben. ...sprich mal mit http://www.tauscher-transformatoren.de/
http://www.tauscher-transformatoren.de/html/hftrafo7.html Die Tabelle ist interessant. Das wird eher nix mit PM114, 5kW und 5kHz.
Die anregende Spannung ist rechteckförmig und es entsteht ein weitgehend sinusförmiger Strom. Es wird sich zeigen, wie klein ein solcher Trafo ohne Flüssigkeitskühlung gebaut werden kann. Die Magnetisierungsverluste sind zwar nicht zu vernachlässigen, jedoch in der Größenordnung der Kupferverluste. Es bestehen hierbei Erfahrungen mit 50kVA Ringkerntransformatoren und wassergekühlter Sekundärwicklung. Inversbetrieb ist mit den IGBTs kein Problem, da die eingesetzten Module ausnahmslos mit Dioden ausgestattet sind. Schaltet der High-Side IGBT ab, kommutiert der Strom auf die Low-Side-Diode. Gleichzeitig ist der Low-Side-IGBT eingeschaltet. Beim Stromnulldurchgang der Sinusschwingung sperrt dann die Diode und der Low-Side-IGBT wird leitend. Dieser schaltet dann ab und der Strom kommutiert auf die High-Side-Diode, nach Nulldurchgang der Schwingung wieder auf den High-Side-IGBT usw. Push-Pull würde den Gleichanteil zwar vermeiden, hätte jedoch einen elementaren Nachteil: in der Phase, wo beide IGBT ausgeschaltet sind, würde der sekundäre Schwingstrom über die Dioden generatorisch gegen den Zwischenkreis arbeiten und dabei natürlich schnell abklingen. Da hierbei durch den Oberwellengehalt massive EMV Probleme auftreten, wurde dieses Steuerkonzept schnell verworfen. Allerdings wäre es evtl. lohnend, wieder darauf zurückzugreifen. Für das fehlende "Wissen und Können" funktioniert die -seit 2007 im Einsatz befindliche- Schaltung erschreckend gut! Es geht also nicht darum, es zum Laufen zu bringen, sondern darum, ein funktionsfähiges (trafoloses) Design für gestiegende Anforderungsprofile zu ertüchtigen. Sollte dies wegen des Gleichanteils zu Problemen führen, wären diese mit einer Vollbrücke lösbar. Zukauf ist daher keine Alternative, zumal wir auf das Gesamtsystem ein Patent haben.
> Die anregende Spannung ist rechteckförmig und es entsteht ein weitgehend > sinusförmiger Strom. Also ein resonanter Betrieb; warum sagst du das nicht gleich? Die anregende Spannung ist dann aber nur an der Halbbrücke rechteckförmig, am Übertrager nicht mehr. Und in diesem Fall müssen die IGBTs auch nicht hart schalten, wenn man die Regelung richtig macht. > Push-Pull würde den Gleichanteil zwar vermeiden, hätte jedoch einen > elementaren Nachteil: in der Phase, wo beide IGBT ausgeschaltet sind, > würde der sekundäre Schwingstrom über die Dioden generatorisch gegen den > Zwischenkreis arbeiten und dabei natürlich schnell abklingen. Das ist bei der Halbbrücke auch so. Du kannst entweder eine positive oder eine negative Spannung anlegen, der Strom fließt dann auch manchmal in den Zwischenkreis zurück. Bei der Vollbrücke muss natürlich die primäre Windungszahl des Übertragers doppelt so groß sein. Und warum willst du in einer Phase beide IGBTs ausschalten? Du kannst auch hier abwechselnd high/low schalten, die beiden Phasen invers zueinander. Dann bleibt der Spannungs-/Stromverlauf am Übertrager vom Prinzip her gleich wie bei der Halbbrücke, allerdings verdoppelt sich die Spannung und der Strom halbiert sich, ohne dass man dafür die Spannungsfestigkeit der IGBTs erhöhen muss. > Da hierbei durch den Oberwellengehalt massive EMV Probleme auftreten, > wurde dieses Steuerkonzept schnell verworfen. Das sehe ich nicht so, der Oberwellengehalt ändert sich dadurch nicht. Die EMV-probleme sollten hier eher geringer als bei der Halbbrücke sein. > Allerdings wäre es evtl. lohnend, wieder darauf zurückzugreifen. Ja, vermutlich schon. Ich versteh jetzt aber immer noch nicht, warum im Trafo die Frequenz 5-25 kHz ist und die IGBTs mit 100 kHz schalten. Oder sind das zwei unterschiedliche Projekte?
@ Daniel (Gast) >Kupferverluste. Es bestehen hierbei Erfahrungen mit 50kVA >Ringkerntransformatoren und wassergekühlter Sekundärwicklung. Vielleicht bei deinen Kollegen, aber nicht bei dir. >Inversbetrieb ist mit den IGBTs kein Problem, da die eingesetzten Module >ausnahmslos mit Dioden ausgestattet sind. [ ] Du hast den Inversbetrieb verstanden. Inversbetrieb heißt, dass der Strom im wesentlichen NICHT durch die antiparallele Diode fließt, sondern durch den MOSFET. Und das kann nur der MOSFET, kein IGBT. Sperrschichten, Ladungsträger und so. Ausserdem ist Inversbetrieb nur bei kleinen Betriebsspannungen von Bedeutung, ich sag mal 24V und weniger, denn nur dort hat der MOSFET nennenswert geringere Leitungsverluste als eine Diode. > Schaltet der High-Side IGBT >ab, kommutiert der Strom auf die Low-Side-Diode. Gleichzeitig ist der >Low-Side-IGBT eingeschaltet. Das interessiert den Strom aber nicht, der fließt AUSSCHLIEßLICH duch die Diode. >Push-Pull würde den Gleichanteil zwar vermeiden, hätte jedoch einen >elementaren Nachteil: in der Phase, wo beide IGBT ausgeschaltet sind, >würde der sekundäre Schwingstrom über die Dioden generatorisch gegen den >Zwischenkreis arbeiten und dabei natürlich schnell abklingen. Komisch, beim simplen Royer Converter ist das kein Problem. Warum nur? >Für das fehlende "Wissen und Können" funktioniert die -seit 2007 im >Einsatz befindliche- Schaltung erschreckend gut! Garantiert nicht von dir entwickelt und gebaut. Bestenfalls mit einer gehörigen Portion Glück nachgebaut. >einer Vollbrücke lösbar. Zukauf ist daher keine Alternative, zumal wir >auf das Gesamtsystem ein Patent haben. Deine Kollegen . . . ;-) Mfg Falk P S Erinnert mich an den Thread vom Maschinenbauer, der mal locker für 100 Euro einen 1kW? Wechselrichter nebenbei selber stricken wollte. Finde ich den wieder? Mal suchen. Ahhhh, hier isser. Wie hab ich ihn gefunden? Mit dem Schlüsselwort "Milchmädchenrechnung", sehr bezeichnend. Beitrag "Re: IGBT H-Brücke - weggeschossen" Njoy ;-)
Es ist ziemlich anmaßend, nach ein paar Beiträgen im Forum die Kompetenz eines Ingenieurs anzweifeln zu wollen. Ebenso ist die Schlussfolgerung, wer die Schaltung entwickelt haben soll oder wer nicht. Im Gegenzug wird inkompetenter Unsinn erzählt z.B. dass Blech nicht geeignet sei wegen der Ummagnetisierungsverluste. Grundsätzlich ging es mir um den Zukauf eines Kleintransformators, weil die flüssigkeitsgekühlten Ringkerntypen kostenmäßig und konstruktiv nicht auf diesen Leistungsbereich gebracht werden können. Das ist der Grund und nicht dass wir zu blöde wären, einen 50kVA Trafo auf 5KVA zu reduzieren. Den Inversbetrieb des MOSFET habe ich verstanden, immerhin habe ich schon als Studienarbeit ein 25A Niederspannungsnetzteil gebaut. Dabei kommutierte der Strom auf die Diode im Low-Side-MOSFET und zur Reduktion der Verlustleistung wurde dann noch der MOSFET eingeschaltet. Das war aber eine Niederspannungsanwendung. In dieser Anwendung hier ist es absolut irrelevant, ob der Strom im IGBT-Modul durch die Diode oder den IGBT fließt. Wichtig ist alleine, dass die Spannung definiert anliegt - und das tut sie, weil in die eine Richtung die Diode leitet und in die andere Richtung der IGBT. Das kommt nach außen hin genau auf's Gleiche raus. Das Prinzip hatte ich oben beschrieben (Stromnulldurchgang). Lies es nochmals und verstehe! Der Royer-Konverter ist eine völlig andere Grundlage und für unsere Anwendung nicht zu gebrauchen. Hier geht es darum, den Oszillatorstrom mit PWM zu kontrollieren. Und dies nicht nur im Resonanzpunkt. Zugegebnermaßen ist es nicht leicht dies zu verstehen, weil ich hier die Applikation nicht ganz offenlegen kann und darf. Dann wäre vieles sicher etwas klarer. Mitte dieses Jahres wird das überarbeitete Produkt aktiv beworben werden, dann wird sich schon zeigen, dass es funktioniert. P.S.: Ein 1kW Inverter für 100 EUR ist in Serienproduktion problemlos umsetzbar. Im Selbstbau würde ich es auf ca. 300 EUR Material rechnen.
Warum willst Du IGBTs nehmen? Wir haben mal eine serienresonante dreiphasige Brücke zum Übertragen von 40kW bei ca 12kHz aufgebaut. Das zwitscherte trotz vergossener Trafos ganz gut rum. Die IGBTs haben auch gut Verluste prodzuiert. Aufgrund einer hohen Zwischenkreisspannung brauchten wir 1200V Bauteile - da schieden MOSFETs aus. Aber in deinem Fall wüde ich doch eher über MOSFETs nachdenken!! Die können deutlich schneller schalten und bei z.B. 100kHz kämest Du mit einem Bruchteil des Kernvolumens aus....
> Aber in deinem Fall wüde ich doch eher über MOSFETs nachdenken!! > Die können deutlich schneller schalten und bei z.B. 100kHz kämest Du mit > einem Bruchteil des Kernvolumens aus.... Er will die Transistoren aber hart schalten, so dass die Schaltverluste in den Dioden deutlich größer sind als die Schaltverluste des Transistors. Bei den Mosfets sind die Body-Dioden deutlich schlechter die Dioden, die zu dem IGBT parallelgeschaltet sind. Deswegen würde ich schon sagen, dass IGBT hier die richtige Entscheidung sind.
MOSFET werden nur bei HF Invertern eingesetzt und hier auch nur ungern. Hochspannungs-FETs altern und sterben nach wenigen Jahren scheinbar ohne Grund. Der Effekt wurde zusammen mit den Herstellern untersucht und auf ungleiche Stromdichten innerhalb der einzelnen Zellen zurückgefüht. Es ist mit ein Grund, warum heute kaum noch MOSFET mit hohen Spannungen hergestellt werden. Sämtliche Typen sind abgekündigt und es existieren keine vergleichbaren Nachfolger. Eine Alternative sind IGBT, die alternierend geschaltet werden (Eldec). Eine Frequenz von 100kHz würde zwar den Trafo verkleinern, jedoch anderweitig Probleme schaffen. Die Verkabelung wird viel aufwendiger (Skineffekt, parasitäre Induktivitäten), die Steuerung müsste auf FPGA umgestellt werden...
>MOSFET werden nur bei HF Invertern eingesetzt und hier auch nur ungern. >Hochspannungs-FETs altern und sterben nach wenigen Jahren scheinbar ohne >Grund. Haha, gerade bei Mosfets im Spannungsbereich bis 600V gab es extreme Fortschritte. Stichwort CoolMos, Superjunction, MDmesh. Ich setz in meinen Wandlern(bis ca 20kW) ausschließlich Mosfets ein. Der letzte hatte zwei "geinterleavte" 6kW Phase Shift Brücken getaktet mit ~125kHz (definitiv kein HF, oder?). Pimär arbeiteten bekannte IPW60R045CP und weil Stückzahl den Preis mach auch auf der PFC. Da rinnt Prinzibbedingt der Strom verkehrt rum, Mosfet kann man ja trotzdem einschalten. Warum bei diesem merwürdigen Serienresonanzwanlder IGBTs eingesetzt werden weis ich nicht. Man kennt ja den Rest nicht. Und alter tun Mosfets nicht wie du es beschreibst. Hab 600V fets seit 2004 im Einsatz, und diese PFC läuft seit dem 365d/24h. Keine Mofet ausfälle. Da werden vorher Elkos steben, was auch gut ist zu lange darf das Gerät auch nicht funktioniern. Bald gibts 600V 22mOhm in TO-247.... Für Spannugen über 600V siehts anders aus da gibts keine ordenlichen Fets. MFG
Johannes schrieb: > Er will die Transistoren aber hart schalten, so dass die Schaltverluste > in den Dioden deutlich größer sind als die Schaltverluste des > Transistors. Öhem, weiter oben ist von einem sinusförmigen Strom die Rede und einem weichschaltenden Betrieb... Parallel zu den MOSFETs kann man auch gute Dioden schalten, wenn die Bodydioden nicht gut genug sein sollten. Bei IGBTs hat man ja noch zusätzlich den Tailstrom der einen höherfrequenten Betrieb begrenzt. Daniel schrieb: > Eine Frequenz von 100kHz würde zwar den Trafo verkleinern, jedoch > anderweitig Probleme schaffen. Die Verkabelung wird viel aufwendiger > (Skineffekt, parasitäre Induktivitäten), die Steuerung müsste auf FPGA > umgestellt werden... Welche Verkabelung?? Das hört sich nach einem fliegenden Aufbau an! Skin-Effekt - ja aber das ist doch eigentlich nur in den Trafowicklungen ein Problem. Dafür gibt es Kupferlitze oder Flachkupferwicklungen. Auf der Platine sind die Leiterbahnen eh recht dünn, also kein Problem. Bei 10 kHz gegenüber 100kHz Schaltfrequenz ist der Stromripple auch mal geschmeidige Faktor 10 größer! Der Trafo sollte laut obiger Spek "kompakt" sein, was er bei 10kHz eher nicht ist. FPGA: 100kHz wäre auch nur die Schaltfrequenz, da muss nicht gleich ein FPGA her. Typischerweise muss die Regelungsbandbreite um den Faktor 5-10 kleiner als die Schaltfrequenz sein. Also könnte auch nach wie vor ein uC (oder was Du hast) die Schaltsignale erzeugen.
> Öhem, weiter oben ist von einem sinusförmigen Strom die Rede und einem > weichschaltenden Betrieb... Ja, er hat aber auch explizit nach IGBTs für hartes schalten gefragt, deshalb hab ich das so verstanden. > Parallel zu den MOSFETs kann man auch gute Dioden schalten, wenn die > Bodydioden nicht gut genug sein sollten. Das hilft aber nicht wirklich; wenn die schlechte Body-Diode parallel zur externen Diode liegt, hat man trotzdem die vollen Verluste durch die "reverse recovery charge" der Body-Diode. Man muss dann noch eine weitere Diode in Reihe zum Mosfet schalten, was dann aber ziemlich aufwendig wird.
Es ist von einem Sinus mit 10kHz die Rede, dann Taktfrquenz 100kHz.... Wiso sollte man etwas über die Bodydiode laufen lassen? Wie bei Synchrongleichrichter kann oder besser sollte man dies verhhindern indem man den Kanal einschaltet. Irgendwann leitet die Diode trotzdem, wenn der SPannungsabfall höher wird. Bei weichem Schalten wäre es nicht störend, da der Strom mit kontrolliertem di/dt runtergefahren wird.
Ja, bis 600V gab es Fortschritte, aber 600V sind in dieser Anwendung nicht ausreichend. Bei 480V Netzeingang ist die Zwischenkreisspannung zu hoch. Mit etwas Reserve sind 900V die unterste Grenze, üblicherweise kommen 1200V Typen zum Einsatz. 1200V MOSFET sind nahezu vollständig abgekündigt - bis auf einen Siliziumcarbid-Spezialtyp, der unbezahlbar ist. Bei Gegentakt-Flusswandlern oder PFC Schaltungen am 230V Stromnetz gibt es keine Probleme, da reichen die 600V Typen aus. Und die funktionieren auch zuverlässig. Eine Alternative wäre, den Zwischenkreis in der Spannung abzusenken (gesteuerter Gleichrichter oder Vorschalttrafo), das macht man ber bei Kleingeräten mit Spannungszwischenkreis nicht. Beim IGBT kann ein gute Diode parallelgeschaltet werden (ist im Modul der Fall), und diese nimmt dann praktisch 100% des Stroms auf, weil der IGBT selbst invers bei dieser Spannung kaum leitet. Beim MOSFET ist die Bodydiode dahgegen nennenswert stromführend, wenn nicht eine Schottkydiode mit geringer Durchlaßspannung parallelliegt. Und das geht bei mehreren 100V nicht mehr. Die Verkabelung vom Inverter hin zu der Anbwendung kann schonmal 10m betragen. Der Skineffekt spielt da ein Rolle, das ist beim Berühren der Kabel spürbar. Am Inverter ist sichtbar, ob ein Leiterpaar oder ein bifilares Leiterquartett zum Einsatz kommt. Mit dem Controller könnte ich mühelos 500kHz erzeugen, die True-RMS Messwertaufnahme klappt dann aber nicht mehr. Ca. 100kHz werden die Grenze sein und die gehen von der Anwendung her schon nicht mehr (Stromeindringtiefe in Schweißnaht). Das harte Schalten ist nicht zu vermeiden, je nach Anwendung. Der Strom ist ein recht saubrer Sinus, der Phasenwinkel kann jedoch zwischen 0 und ca. 65 Grad liegen.
> Bei 480V Netzeingang ist die
Wäre das früher erwähnt worden, hätte man sich die Mosfet Diskussion
schenken können...
@ Fralla (Gast) >> Bei 480V Netzeingang ist die >Wäre das früher erwähnt worden, hätte man sich die Mosfet Diskussion >schenken können... Ach was, wer will den schon sachlich und kompakt diskutieren . . . Netiquette? Fehlanzeige.
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