Hallo, kennt sich jemand mit der Berechnung von Eingangsfiltern für Kurzwellenempfänger aus? In der Zeichnung ist ein Eingangsfilter für 3,5MHz bis 3,8MHz aufgezeichnet. Die beiden Übertrager sollen auf Ringkerne gewickelt werden. Ich verstehe leider nicht, wie man die Induktivitäten und die Kondensatoren berechnet. Die beiden Eingänge 50 Ohm und 450 Ohm sollen auf einer Wicklung sein. Der NE602 hat ungefähr einen Eingangswiderstand von 3 kOhm. Das Übertragungsverhältnis ist allgemein Ü = ( R1 / R2 ) ^ 0.5 So weit, so gut. Jetzt muss man aber noch wissen, wo welche Induktivität bzw. Impedanz günstig ist. Aus dem schwächsten Glied müsste man den Rest dann berechnen können. Kann man so vorgehen und wenn ja, wo ist das schwächste Glied in der Kette (die Wicklung am Eingang vom NE602)?
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Sven schrieb: > kennt sich jemand mit der Berechnung von Eingangsfiltern > für Kurzwellenempfänger aus? Nein :-) > In der Zeichnung ist ein Eingangsfilter für 3,5MHz bis 3,8MHz > aufgezeichnet. Ziemlich breit. - Du musst Dir über den an den Bandgrenzen zulässigen Abfall klarwerden. Die üblichen 3dB Dämpfung willst Du vermutlich nicht hinnehmen, also müssen die 3dB-Grenzen weiter auseinanderliegen. Aber wieviel? Wenn Du eine leichte Einsattelung in der Bandmitte hinnimmst, entspannen sich die Verhältnisse (überkritische Kopplung). > Die beiden Übertrager sollen auf Ringkerne gewickelt werden. > > Ich verstehe leider nicht, wie man die Induktivitäten und die > Kondensatoren berechnet. Iterativ. 1. Annahme: C1 und C3 sollen ungefähr 300pF haben (das ist groß genug, damit die Streukapazitäten nichts ausmachen, und klein genug, um es mit Luftdrehkos bzw. C0G/NP0 hinzubekommen). Daraus folgt für 3.5MHz mit Thomson eine Induktivität von ca. 7µH. Das klingt machbar. 2. Annahme: Die Übertragerwicklungen sollen ungefähr 10 Windungen haben. Daraus folgt ein AL-Wert von 70. Wenns etwas weniger ist, hast Du halt ein paar Windungen mehr. Unter Umständen sollte man das L/C-Verhältnis etwas kleiner wählen, d.h. L verkleinern und C vergrößern (kleines L/C-Verhältnis bei Parallelschwingkreisen verbessert die Selektion). > Die beiden Eingänge 50 Ohm und 450 Ohm sollen auf einer Wicklung > sein. Logisch. Anzapfung. > Jetzt muss man aber noch wissen, wo welche Induktivität > bzw. Impedanz günstig ist. Jein. Transformatoren (=Übertrager) haben - wie der Name sagt - die Eigenschaft, dass sie transformieren. Auf den ersten Blick kannst Du also die Impedanz (das L/C-Verhältnis) der Schwingkreise frei wählen, weil die Übertrager eingangs- und ausgangsseitig für die passende Impedanz sorgen. Du musst nur das Windungszahlverhältnis passend herstellen. Mir ist übrigens nicht klar, warum keine Spartrafos (=Spulen mit Anzapfung) statt der Übertrager verwendet werden. > Aus dem schwächsten Glied müsste man den Rest dann berechnen > können. Wie oben: Jein. Auf den zweiten Blick ist die Überlegung oben (Impedanz frei wählbar) Quatsch, denn eine Kreiskapazität von 1pF nützt Dir genausowenig wie eine Spule mit 1nH, weil solche Schwingkreise (für 3.5MHz) mit normalen Mitteln technisch nicht realisierbar sind. Du musst somit beide Schwingkreiselemente so wählen, dass sie gut realisierbar sind. > Aus dem schwächsten Glied müsste man den Rest dann berechnen > können. Das klappt nicht, denn Du hast zwei schwächste Elemente: L und C. > Kann man so vorgehen Nein :-) Auslegung von LC-Filtern erfordert viel Erfahrung; es kommt auf technische Kleinigkeiten an. Luftspulen haben andere Eigenschaften als Ringkernspulen, und ein fest abgestimmtes Filter kann anders ausgelegt werden als ein abstimmbares. > und wenn ja, wo ist das schwächste Glied in der Kette (die > Wicklung am Eingang vom NE602)? Nö. Die 3kOhm werden in die Kreise transformiert und beeinflussen die Güte. Da Du die Transformation (in Grenzen) frei wählen kannst, weißt Du immer noch nicht, welche Ls und Cs Du in den Schwingkreisen verwenden sollst. Ich würde mich an bewährten, d.h. vielfach nachgebauten und besprochenen Schaltungen orientieren. Die Werte oben liegen meiner Meinung nach nicht völlig daneben und sind als Startwerte für die Rechnung geeignet. Ach so, Nachtrag: Das 1k-Poti im Eingang scheint mir nicht clever; Drehen am Poti verändert die Dämpfung der Schwingkreise und damit die Durchlasskurve. Umschaltbare Dämpfungsglieder bzw. eine Schaltung mit ungefähr konstantem Widerstand (ja, das gibt es!) wären besser.
Possetitjel schrieb: > Wenn Du eine leichte Einsattelung in der Bandmitte hinnimmst, > entspannen sich die Verhältnisse (überkritische Kopplung). Eine leichte Einbuchtung wäre ok. > Mir ist übrigens nicht klar, warum keine Spartrafos (=Spulen mit > Anzapfung) statt der Übertrager verwendet werden. Erster Trafo zur elektrischen Entkopplung, zweiter Trafo zur symmetrischen Auskopplung in den NE602. >> und wenn ja, wo ist das schwächste Glied in der Kette (die >> Wicklung am Eingang vom NE602)? > > Nö. Die 3kOhm werden in die Kreise transformiert und beeinflussen > die Güte. Da Du die Transformation (in Grenzen) frei wählen kannst, > weißt Du immer noch nicht, welche Ls und Cs Du in den Schwingkreisen > verwenden sollst. Die Impedanz der Wicklung (bei Nutzfrequenz) sollte wohl theoretisch mind. 5x größer sein, als der Eingangswiderstand der folgenden Stufe, also mind. 5x 3k Ohm. In der Praxis scheint mir das etwas hoch. Genau, welche Impedanz haben die beiden Schwingkreise!?!! > Ich würde mich an bewährten, d.h. vielfach nachgebauten und > besprochenen Schaltungen orientieren. Die Werte oben liegen > meiner Meinung nach nicht völlig daneben und sind als Startwerte > für die Rechnung geeignet. Habe beim Googeln nicht viel für 80m gefunden. In einem alten AFU-Buch habe ich gefunden (für 3,5 bis 3,8MHz): L1 und L2: 4,6uH - 30Wdg, Anzapfungen zur Ein- und Auskopplung jeweils bei 4 Wdg C1 und C3: 390pF C2 (der in der Mitte): 15pf Deine Schätzungen waren also schon nah daran. Wenn ich es für 10k Ohm oder 100k Ohm simuliere, ist das Ergebnis aber eher mäßig. > Ach so, Nachtrag: Das 1k-Poti im Eingang scheint mir nicht clever; > Drehen am Poti verändert die Dämpfung der Schwingkreise und damit > die Durchlasskurve. Stimmt. Werde ihn "reverse" einbauen, Schleifer an Antenne.
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Habe grade noch etwas rumprobiert. Um die Breite hinzubekommen, benötigt man eine relativ niedrige Impedanz (hier 5kOhm). Sieht eigentlich ganz gut aus, denke ich...
http://www.electronicdeveloper.de/LL_FilterPassiv.aspx Schau mal da, da ist das ausrechnen recht einfach... die Seite ist Top wenn es um Rechnereien im Amateurfunk geht.
herbert schrieb: > http://www.electronicdeveloper.de/LL_FilterPassiv.aspx > > Schau mal da, da ist das ausrechnen recht einfach... die Seite ist Top > wenn es um Rechnereien im Amateurfunk geht. Meinst du dieses Filter hier? http://www.electronicdeveloper.de/FilterPassivBandpassLCPi_Vollglied_3O.aspx Da bekomme ich etwas merkwürdige Werte, der Koppel-C wird < 1pf.
Sven schrieb: > Possetitjel schrieb: >> Wenn Du eine leichte Einsattelung in der Bandmitte >> hinnimmst, entspannen sich die Verhältnisse >> (überkritische Kopplung). > > Eine leichte Einbuchtung wäre ok. Wenn Du die Schaltung ohnehin simulierst (was ich vermute), kannst Du die Werte ja ausprobieren. Man kann das auch analytisch vorausberechnen, aber die Formeln muss ich erst heraussuchen. Ich denke mal, 1dB Einsattelung in Bandmitte bzw. Abfall an den Bandgrenzen spielt noch keine Rolle. >> Mir ist übrigens nicht klar, warum keine Spartrafos >> (=Spulen mit Anzapfung) statt der Übertrager verwendet >> werden. > > Erster Trafo zur elektrischen Entkopplung, Okay, gibt Sinn. > zweiter Trafo zur symmetrischen Auskopplung in den NE602. Hmmm... dann müsstest Du aber den 10nF weglassen. Oder besser noch eine Sekundärwicklung mit Mittelanzapfung nehmen und die erden. - Ach so: Geht das überhaupt so, wie Du das gemacht hast? Oder braucht man einen Gleichstrompfad für die Basisströme? >> Nö. Die 3kOhm werden in die Kreise transformiert und >> beeinflussen die Güte. Da Du die Transformation (in >> Grenzen) frei wählen kannst, weißt Du immer noch nicht, >> welche Ls und Cs Du in den Schwingkreisen verwenden >> sollst. > > Die Impedanz der Wicklung (bei Nutzfrequenz) sollte wohl > theoretisch mind. 5x größer sein, als der Eingangswiderstand > der folgenden Stufe, also mind. 5x 3k Ohm. In der Praxis > scheint mir das etwas hoch. Hmmm. > Genau, welche Impedanz haben die beiden Schwingkreise!?!! Das ist genau die richtige Frage. Folgendes: Mit idealen Bauteilen wäre bei Resonanz die Impedanz unendlich (es gibt keine Verluste, sondern die Energie pendelt nur zwischen Spule und Kondensator). Für die Realität, also reale Bauteile und endliche Quell- und Lastimpedanz, ist die Güte maßgebend. - Hier geht häufig der Murx los, weil begrifflich nicht zwischen Betriebsgüte und Leerlaufgüte unterschieden wird. Die Leerlaufgüte der Kreise soll möglichst hoch sein, weil die (endliche) Güte für die Verluste verantwortlich ist (je höher die Leerlaufgüte, desto geringer die Verluste). Die Impedanz des Kreises bei Resonanz ist der Resonanzwiderstand R_res, und der ist einfach R_res = Q_leer *omega *L = Q_leer / (omega * C) Anschaulich: Der Resonanzwiderstand des Kreises ist Leerlaufgüte mal Scheinwiderstand eines Elementes (L oder C). 7µH und 3.5MHz gibt einen Scheinwiderstand von 150Ohm; mit einer geschätzten (Leerlauf-)Güte von 100 ergibt sich ein Resonanzwiderstand von... *TUSCH!* ... 15kOhm. :-) Jetzt zur Betriebsgüte: Die ist natürlich niedriger als die Leerlaufgüte, weil die Belastung durch Quell- und Lastwiderstand dämpfend wirkt. Von der Grundrichtung her gilt auch wieder R = Q_betrieb *omega *L = Q_betrieb / (omega * C) aber dafür lege ich meine Hand nicht ins Feuer. Es mag sein, dass hier oder da ein Faktor 2 fehlt ;-) Die Betriebsgüte hängt (zusammen mit dem Kopplungsfaktor) mit der Bandbereite zusammen und kann daher nicht frei gewählt werden. >> Ich würde mich an bewährten, d.h. vielfach nachgebauten und >> besprochenen Schaltungen orientieren. Die Werte oben liegen >> meiner Meinung nach nicht völlig daneben und sind als Startwerte >> für die Rechnung geeignet. > > Habe beim Googeln nicht viel für 80m gefunden. In einem alten > AFU-Buch habe ich gefunden (für 3,5 bis 3,8MHz): > > L1 und L2: 4,6uH - 30Wdg, Anzapfungen zur Ein- und Auskopplung > jeweils bei 4 Wdg > C1 und C3: 390pF > C2 (der in der Mitte): 15pf > > Deine Schätzungen waren also schon nah daran. Bin begeistert :-) > Wenn ich es für 10k Ohm oder 100k Ohm simuliere, ist das Ergebnis > aber eher mäßig. Was meinst Du mit "für 10 kOhm oder 100 kOhm"? Und inwiefern ist das Ergebnis mäßig? Zu hohe Durchgangsdämpfung? Zu große Bandbreite? Die Anzapfung wird für einen üblichen Wellenwiderstand vorgesehen sein, irgendwo bei 50 Ohm ... 200 Ohm. 4 Windungen zu 30 Windungen ist ziemlich krass; das ist eine Impedanztransformation von Faktor 50. Mit 10kOhm Quellwiderstand wird das mMn nix. Die Last (3kOhm) müsstest Du fast direkt ankoppeln können. Kennwiderstand (Scheinwiderstand eines Schwingkreis-Elementes) ist ungfähr 100 Ohm; mit Betriebsgüte 10 bzw. 20 kommen 1 kOhm bzw. 2 kOhm heraus. Direkt ankoppeln sollte also gehen. - Am Eingang mal mit 10, 15, 20 Windungen probieren.
Sven schrieb: > Habe grade noch etwas rumprobiert. > > Um die Breite hinzubekommen, benötigt man eine relativ niedrige > Impedanz (hier 5kOhm). Das kommt hin, ja. - Wobei 5 kOhm, gemessen an den üblichen Wellenwiderständen von 50 Ohm, eine relativ hohe Impedanz ist :-)
Sven schrieb: > herbert schrieb: >> http://www.electronicdeveloper.de/LL_FilterPassiv.aspx >> >> Schau mal da, da ist das ausrechnen recht einfach... die Seite >> ist Top wenn es um Rechnereien im Amateurfunk geht. Nun ja. Man sollte schon mit einem Minimum an Sachkenntnis heran- gehen. > Meinst du dieses Filter hier? [...] > Da bekomme ich etwas merkwürdige Werte, der Koppel-C wird < 1pf. Rechnerisch sicherlich korrekt, praktisch aber nutzlos. Serienschwingkreise sind nicht als Koppelelemente in breitbandigen Filtern geeignet. Für f_u = 3,5MHz f_o = 3,8MHz Z = 5000Ohm erhält man für den Serienkreis 0.36pF und 5.3mH (!!). Was soll das? --> Wertlos.
Vielen Dank für die super ausführlichen Erklärungen!!! Possetitjel schrieb: > Die Last (3kOhm) müsstest Du fast direkt ankoppeln können. > Kennwiderstand (Scheinwiderstand eines Schwingkreis-Elementes) ist > ungfähr 100 Ohm; mit Betriebsgüte 10 bzw. 20 kommen 1 kOhm bzw. > 2 kOhm heraus. Direkt ankoppeln sollte also gehen. - Am Eingang > mal mit 10, 15, 20 Windungen probieren. Wenn man unsymmetrisch einkoppelt, liegt der Lastwiderstand bei der Hälfte, also bei 1,5k. Die zweite Wicklung ist vom Aufwand her auch kaum der Rede wert. > Das kommt hin, ja. - Wobei 5 kOhm, gemessen an den üblichen > Wellenwiderständen von 50 Ohm, eine relativ hohe Impedanz > ist :-) Es soll ja auf die Endimpedanz von 5k hochtransformiert werden :O) Wahrscheinlich werde ich für erste Versuche erst mal zwei Bandfilterspulen umwickeln und dann schauen. Würde man mit 4 statt 2 Schwingkreisen im Eingangsfilter einen günstigeren Verlauf im Durchlassbereich (kleinere Welligkeit) hinbekommen? Oder bringt die Erhöhung der Anzahl der Schwingkreise nur steilere Verläufe?
Possetitjel schrieb: > Was meinst Du mit "für 10 kOhm oder 100 kOhm"? Und inwiefern ist das > Ergebnis mäßig? Zu hohe Durchgangsdämpfung? Zu große Bandbreite? Die Bandbreite wird schmaler, die beiden Resonanzspitzen steiler. Die Welligkeit wächst enorm.
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Hallo, das geht auch ohne Trafos. Wenn man den NE602 unsymmetrisch anschließt, hat er ca. 1,5kOhm Eingangs-Z. Das Filter habe ich mit dem Freeware-Programm "Elsie" (Download bei Tonne-Software) mit einer Abshlussimpedanz von 1500 Ohm berechnet und in den Simulator gepackt (geht auch im RFSim99). Habe möglichst Normwerte für die C's genommen. Die 1db Bandbreite geht von 3,5 bis 3,8MHz, wobei ich die Kreis-Leerlaufgüte mit Qu=150 angesetzt habe (locker erreichbar mit z.B. T68-2). Natürlich ist evtl. noch ein Feinabgleich nötig. Damit so ein Filter die gezeigte Kurve beibehält, müssen die Abshlusswiderstände (hier mit 50 Ohm am Eingang und 1500 Ohm am Ausgang) konstant gehalten werden. Daher solltest du statt des Potis am Eingang 50Ohm-Abschwächer einschalten (z.B. 10db und 20db). Bei dieser Filter-Anordnung bekommst du auch einen Spannungsgewinn von ca. 15db durch die Transformation 50-->1500 Ohm. Die effektive Leistungsdämpfung liegt natürlich durch die Verluste bei ca. 1,5db (siehe Bild). Als Masochist kann man so etwas auch "barfuß" berechnen - siehe das pdf. Horst
http://www.dl3ukh.de/Bastel-Programme.htm Hier habe ich noch ein DOS Prog. (Win +Dos Spulen-Berechnungs-Prge)auf dieser Seite gefunden wo man alle Parameter händisch setzen kann (auch unterschiedliche Zin/Za). Ist halt Dos aber immer noch besser als Barfuß rechnen :-)
Beim Berechnungsbeispiel ging es mir auch nur um das Verständnis, wie ein solches Ergebnis zustandekommt. Eine schöne Zusammenfassung darüber ist auch im "EMRFD"-Buch auf Seite 3.14 zu finden. Das o.g. interessante DOS-Programm erlaubt leider nicht die Berechnung von relativ schmalen Bandfiltern mit definierter Durchlasscharakteristik (Welligkeit, usw.). Fertige, komfortable Windows-Programme (Grafik!) für HF-Filter aller Art gibt's wie Sand am Meer (wie "Elsie" oder "AADE", aber auch auf der CD dieses Buchs - im "LADPAC"-Paket). Dazu der einfach zu benutzende Simulator "RFSim99", alles Freeware.
HST schrieb: > Das o.g. interessante DOS-Programm erlaubt leider nicht die Berechnung > von relativ schmalen Bandfiltern mit definierter Durchlasscharakteristik Über die Güte des Filters lässt sich der Durchlass bestimmen. Wie der Autor schon beschrieben hat basiert sein Programm auf unterschiedliche Berechnungsquellen bzw. Literatur. Über die F -Tasten lassen sich die alle aufrufen. Da wird ein nicht Mathematiker wie ich schon etwas unsicherbei der Vielfalt...:-( Barfuß mag ich das nicht mehr rechnen.
Hallo Leute, Danke für die Antworten und Vorschläge! AADE habe ich mittlerweile auch entdeckt. Das Projekt ist übrigens ein DC-Empfänger für meinen 8-jährigen Neffen, der sich überraschend für Funkempfang interessiert. Meine Idee ist, dass er über einen RF-Regler eine Langdrahtantenne anschließen kann. So kann er bequem Störer ausblenden. Mit Dämpfungsgliedern wird er vermutlich eher weniger zurecht kommen. Später könnte man bei Interesse über den 50-Ohm-Anschluss statt der Langdrahtantenne eine abstimmbare Loopantenne mit Koppelwicklung anschließen. Das Eingangsfilter muss also nicht höchsten Ansprüchen genügen. Der Rest der Schaltung ist so weit schon fertig, der LC-VFO mit Kapazitätsdioden-Abstimmung bleibt weitgehend temperaturstabil und man kann auch ohne Vorfilter schon so einige Stationen in SSB und CW aufnehmen. Dazwischen sind leider immer wieder irgendwelche AM-Stationen hörbar, die wahrscheinlich aus dem MW-Bereich durchschlagen. Ich denke aber mal, mit RF-Regler und einem halbwegs funktionierenden Eingangsfilter müsste man diese schon wegbekommen. Viele Grüße und ein schönes Wochenende!
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Hier noch kurz die funktionierenden und in der Praxis ermittelten Bauteilwerte. Im Bereich von 3,5 bis 3,8MHz sind quasi keine Einbrüche messbar (müssen < 1dB sein).
Hallo Sven Der Kondensator (10nF?) kommt nur rein, wenn asymetrisch gespeist wird. In diesem Fall sollte er raus, da neben der Asymetrie die Eingangsimpedanz wieder auf 1,5k fallen würde. Das Poti würde ich andersrum anschließen, mit dem Schleifer zur Antenne. Dann bleibt beim Zurückregeln die Filterkurve erhalten. Gruß, Bernd
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Hallo, Danke für die Antwort! Ich habe es auf der Zeichnung korrigiert. Die Bandfilterspulen, die ich umgewickelt habe, hatten vorher 2x 52 Windungen eine Eigenresonanz von 3,8MHz bis 4,8MHz je nach Topfstellung (kein Kondensator). Keine Ahnung, wofür sie ursprünglich benutzt wurden. Viele Grüße!
Lass die "Langdraht hochohmig" weg, auch wenn man dort am "lautesten" empfängt ist die Durchlasskurve des Filters wieder hin.
Btw: Ein lauter Empfnag auf 80m oder anderen AFU-Bändern ist sekundär. Primiär geht es um Verständlichkeit und SNR.
Bernd F. schrieb: > Lass die "Langdraht hochohmig" weg, auch wenn man dort am "lautesten" > empfängt ist die Durchlasskurve des Filters wieder hin. Die Langdrahtantenne hochohmig (5k) ist im Endgerät aus o.g. Gründen auch nicht mehr vorgesehen. Danke für das Posting!
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