Am Ausgang Gesucht: Sinus mit bis zu 150kHz, 1kVss ca 250Veff. um die 1,5kW. Was ich bisher realisiert habe: 4 Kanal PWM Erzeugung mit 800kHz moduliert über eine Sinustabelle mit 36.000 Stützen (sprich 1/100 Grad Auflösung), potentialtrennugn durch HF Trafo ca 30kHz und anschließende Gleichrichtung (Ausgang ca 250V Eff. 100Hz pulsierende Gleichspannung) dieses "SNT" liefert mir meine Potentialgetrennte Versorgungsspannung für eine H-Brücke aus SiC MOSFETS die mit den besagten 800kHz PWM angesteuert werden. Soweit erstmal alles Prima. Als Tiefpassfilter dienen mir 2 LC Filter (3,9µH, 330nF je einen pro Halbbrücke) Der Ausgangssinus ist Ausreichend glatt/rauscharm, soll ja keine Audio Endstufe werden ;) lastunabhängig ist der Ausgang auch. Die Flankensteilheit an den SiC Gates sind ca. 65ns. Mein Problem was ich aber schon erwartet habe, durch die 800kHz und der hohen Versorgungsspannung habe ich eine wahnsinnig hohe Verlustleistung an den SiC MOSFETS, EMV habe ich einigermaßen unter Kontrolle bzw wird noch nachgebessert. jetzt habe ich ein paar Möglichkeiten: 1. ich könnte die SiCs noch härter ansteuern sagen wir mal mit 15ns Flanken was meiner Meinung nach schon an der grenze des teschn. machbaren liegt in diesem Leistungsbereich, einhergehen wird das sicher mit massievsten EMV Störungen denen ich nicht mehr Herr werden kann. möglichkeit 2: Ich könnte die Trägerfrequenz von 800 auf sagen wir mal 250kHz absenken und damit die Verlustleistung um den Faktor 3,2 verringern, jedoch müsste dann auch der LC Tiefpass deutlich aufwendiger Ausfallen, wofür mir einfach der Platz fehlt.. Tja verzwickte Situation, kennt ihr noch andere Möglichkeiten? Die gewünschen 0-150 kHz analog verstärken fällt ja wohl auch flach da dort dann der Wirkungsgrad theor. nur 62,5% betragen würde. PS: sry wenn hier udn da ein paar Rechtschreibfehlerchen sind ;)
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Hallo, auch wenn es dir nicht weiter hilft. Ich muss gerade einen Sinus per PWM erzeugen. Kannst du ein paar Daten zu deiner Lösung schicken? Jst
@ Re Né (re_n) >Am Ausgang Gesucht: Sinus mit bis zu 150kHz, 1kVss ca 250Veff. um die >1,5kW. Puh! Was macht man damit? >Was ich bisher realisiert habe: 4 Kanal PWM Erzeugung mit 800kHz >moduliert über eine Sinustabelle mit 36.000 Stützen (sprich 1/100 Grad >Auflösung), High Power und Super Präzision? Wozu das? > potentialtrennugn durch HF Trafo ca 30kHz und anschließende >Gleichrichtung (Ausgang ca 250V Eff. 100Hz pulsierende Gleichspannung) >dieses "SNT" liefert mir meine Potentialgetrennte Versorgungsspannung >für eine H-Brücke aus SiC MOSFETS die mit den besagten 800kHz PWM >angesteuert werden. Soweit erstmal alles Prima. Als Tiefpassfilter >dienen mir 2 LC Filter (3,9µH, 330nF je einen pro Halbbrücke) Der >Ausgangssinus ist Ausreichend glatt/rauscharm, soll ja keine Audio >Endstufe werden ;) Wozu dann 36.000 Stützstellen? >Tja verzwickte Situation, kennt ihr noch andere Möglichkeiten? Die >gewünschen 0-150 kHz analog verstärken fällt ja wohl auch flach da dort >dann der Wirkungsgrad theor. nur 62,5% betragen würde. There is no such thing as free lunch.
@Jonas G. (jstjst) >Ich muss gerade einen Sinus per PWM erzeugen. Kannst du ein paar Daten >zu deiner Lösung schicken? Wo ist das Problem? Sinustabelle als Array anlegen und einfach nacheinander per PWM ausgeben.
Re Né Re Né schrieb: > Ich könnte die Trägerfrequenz von 800 auf sagen wir mal > 250kHz absenken Damit kriegst du aber kein 150kHz Signal mehr raus, sagt Nyquist.
Jonas G. schrieb: > Hallo, > > auch wenn es dir nicht weiter hilft. > > Ich muss gerade einen Sinus per PWM erzeugen. Kannst du ein paar Daten > zu deiner Lösung schicken? > > Jst Ja kann ich machen aber nicht mehr heute
Eric B. schrieb: > Re Né Re Né schrieb: >> Ich könnte die Trägerfrequenz von 800 auf sagen wir mal >> 250kHz absenken > > Damit kriegst du aber kein 150kHz Signal mehr raus, sagt Nyquist. Aber ganz sicher bekomme ich die 150kHz da raus. Ich muss sogar bis auf 200 hoch gehen bevor der Tiefpass greift und der Sinus kleiner wird ;)
> High Power und Super Präzision? Wozu das? > > > Wozu dann 36.000 Stützstellen? > >>Tja verzwickte Situation, kennt ihr noch andere Möglichkeiten? Die >>gewünschen 0-150 kHz analog verstärken fällt ja wohl auch flach da dort >>dann der Wirkungsgrad theor. nur 62,5% betragen würde. > > There is no such thing as free lunch. "High Power und Super Precision" du sagst es ;) Und wenn ich nen 32 Bit PIC hätte mit 10 fachem Speicher würde ich auch 360.000 Stützen nehmen :P. Nur leider ist die Tabelle jetzt schon um die 400kbyte groß.
Jetzt Nicht schrieb: > Nochmals... und das Ganze soll? Das möchte ich nicht sagen und es tut auch nix zur Sache. Sry das ich deine Neugierde nicht befriedigen kann ;)
@ Re Né (re_n) >"High Power und Super Precision" du sagst es ;) Und wenn ich nen 32 Bit >PIC hätte mit 10 fachem Speicher würde ich auch 360.000 Stützen nehmen >:P. Nur leider ist die Tabelle jetzt schon um die 400kbyte groß. [ ] Dir ist klar, dass eine riesige Tabelle alles andere als sinnvoll ist, wenn man sich der oberen grenzfrequenz nähert. [ ] Dir ist klar, dass die endliche Auflösung der PWM eine riesige Tabelle sinnlos macht.
Falk Brunner schrieb: > @ Re Né (re_n) > >>"High Power und Super Precision" du sagst es ;) Und wenn ich nen 32 Bit >>PIC hätte mit 10 fachem Speicher würde ich auch 360.000 Stützen nehmen >>:P. Nur leider ist die Tabelle jetzt schon um die 400kbyte groß. > > [ ] Dir ist klar, dass eine riesige Tabelle alles andere als sinnvoll > ist, wenn man sich der oberen grenzfrequenz nähert. > [ ] Dir ist klar, dass die endliche Auflösung der PWM eine riesige > Tabelle sinnlos macht. Die größe einer Sinustabelle hat nix aber auch gar-überhaupt-nix mit der OGF des TPF zutun, wie kommst du darauf? Sie bestimmt ausschlieslich meine Schritt Auflösung und die ist in meinem Fall zum Glück schon ausreichend hoch (gerade so). Ich vermute du hast mich falsch verstanden: Meine SINE TAB hat nur desshalb so viele Stützen weil ich im Bereich von 20kHz-120 oder 150kHz den Ausgangssinus in Schritten von einigen 10Hz bis 100Hz variiren will. Ansonsten würde mir auch ne 8er SINE TAB reichen ;) Mein Prozi läd prakisch alle 1,25µs nen neuen Wert aus der Sinetab und schreibt ihn ins PWM Dutycycle Register.
Re Né schrieb: > Eric B. schrieb: >> Re Né Re Né schrieb: >>> Ich könnte die Trägerfrequenz von 800 auf sagen wir mal >>> 250kHz absenken >> >> Damit kriegst du aber kein 150kHz Signal mehr raus, sagt Nyquist. > > Aber ganz sicher bekomme ich die 150kHz da raus. Ich muss sogar bis auf > 200 hoch gehen bevor der Tiefpass greift und der Sinus kleiner wird ;) Und das bei 250kHz PWM Frequenz? Das will ich sehen.
Also irgendwie versteh ich deine herangehensweise nicht. Du hast 800kHz PWM Frequenz. Möchtest damit einen 150kHz Sinus modulieren. Somit ergeben sich also bei 150kHz etwas mehr als 5PWM Perioden. Okay?! Mit 36.000 Werten, die mit 800kHz durchlaufen werden komme ich auf 22,2Hz. Was treibst du da? Normalerweise nimmt man sich eine Tabelle, z.B. mit 360 Werten und hat somit 1Grad Auflösung. Wenn ich jetzt 50Hz haben will brauche ich also 18kHz Timerfrequenz der meine Tabelle durchläuft. Somit ergibt sich für deine 150kHz und 36.000 Werten 5,4GHz Timerfrequenz. Was hab ich hier falsch verstanden?
Re Né schrieb: > Eric B. schrieb: >> Re Né Re Né schrieb: >>> Ich könnte die Trägerfrequenz von 800 auf sagen wir mal >>> 250kHz absenken >> >> Damit kriegst du aber kein 150kHz Signal mehr raus, sagt Nyquist. > > Aber ganz sicher bekomme ich die 150kHz da raus. Ich muss sogar bis auf > 200 hoch gehen bevor der Tiefpass greift und der Sinus kleiner wird ;) Du bekommst aber auch noch ein 100 kHz Signal raus. Gib testweise mal einen 125 kHz Sinus mit einer PWM Frequenz von 250 kHz aus, da wartet eine Überraschung auf dich. Bei einer Abtastrate von 250 kHz braucht man einen Tiifpass der bei 125 kHz dicht macht. Es gibt zwar die Möglichkeit mit Unterabtastung zu arbeiten, aber dann braucht es hier einen Bandpass von 130 bis 240 kHz. Ausserdem reduziert das auf die Signalstärke. Re Né schrieb: > Falk Brunner schrieb: >> @ Re Né (re_n) >> >>>"High Power und Super Precision" du sagst es ;) Und wenn ich nen 32 Bit >>>PIC hätte mit 10 fachem Speicher würde ich auch 360.000 Stützen nehmen >>>:P. Nur leider ist die Tabelle jetzt schon um die 400kbyte groß. >> >> [ ] Dir ist klar, dass eine riesige Tabelle alles andere als sinnvoll >> ist, wenn man sich der oberen grenzfrequenz nähert. >> [ ] Dir ist klar, dass die endliche Auflösung der PWM eine riesige >> Tabelle sinnlos macht. > > Die größe einer Sinustabelle hat nix aber auch gar-überhaupt-nix mit der > OGF des TPF zutun, wie kommst du darauf? Sie bestimmt ausschlieslich > meine Schritt Auflösung und die ist in meinem Fall zum Glück schon > ausreichend hoch (gerade so). > > Ich vermute du hast mich falsch verstanden: Meine SINE TAB hat nur > desshalb so viele Stützen weil ich im Bereich von 20kHz-120 oder 150kHz > den Ausgangssinus in Schritten von einigen 10Hz bis 100Hz variiren will. > Ansonsten würde mir auch ne 8er SINE TAB reichen ;) > > Mein Prozi läd prakisch alle 1,25µs nen neuen Wert aus der Sinetab und > schreibt ihn ins PWM Dutycycle Register. Deine Tabelle braucht trotzdem nicht so riesig zu sein. Lies dich mal in DDS ein. Es reicht die oberen n Bits einen n+x Bits Phassenakkus zum indizieren der Sinustabelle zu benutzen. Als n sind 2 Bit mehr als die Auflösung deines mit PWM realiserten DAC völlig ausreichend.
Re Né schrieb: > Das möchte ich nicht sagen und es tut auch nix zur Sache. Spätestens jetzt ist alles klar: Ein Troll (ich hatte das schon beim OP ganz stark vermutetet). Einfach ignorieren ist das Beste, was man machen kann.
12345678 schrieb: > Re Né schrieb: >> Eric B. schrieb: >>> Re Né Re Né schrieb: >>>> Ich könnte die Trägerfrequenz von 800 auf sagen wir mal >>>> 250kHz absenken >>> >>> Damit kriegst du aber kein 150kHz Signal mehr raus, sagt Nyquist. >> >> Aber ganz sicher bekomme ich die 150kHz da raus. Ich muss sogar bis auf >> 200 hoch gehen bevor der Tiefpass greift und der Sinus kleiner wird ;) > Und das bei 250kHz PWM Frequenz? Das will ich sehen. Das war noch auf die 800kHz bezogen. Bei 250 isses auch machbar die Trägerfrequenz muss min doppelt so hoch sein (siehe Audio CD). Man müsste in dem Fall den LC Filter start erweitern und das ist zugegebener Maßen recht schwierig aber nicht unmöglich ;)
c-hater schrieb: > Re Né schrieb: > >> Das möchte ich nicht sagen und es tut auch nix zur Sache. > > Spätestens jetzt ist alles klar: Ein Troll (ich hatte das schon beim OP > ganz stark vermutetet). > > Einfach ignorieren ist das Beste, was man machen kann. Ein Troll währe ich nur wenn ich das Thema nur aus lauter langer Weile gestartet hätte. Aber hierbei handelt es sich um ein ernsthaftes und reales Projekt. Schluss mit Offtopic jetzt.
Re Né schrieb: > Das war noch auf die 800kHz bezogen. Bei 250 isses auch machbar die > Trägerfrequenz muss min doppelt so hoch sein (siehe Audio CD). Man > müsste in dem Fall den LC Filter start erweitern und das ist zugegebener > Maßen recht schwierig aber nicht unmöglich ;) Bei 800kHz PWM hat Nyquist auch noch nichts dagegen. Bei 250kHz PWM wird das mit dem 150kHz Sinus aber nicht mehr möglich sein.
12345678 schrieb: > Re Né schrieb: >> Das war noch auf die 800kHz bezogen. Bei 250 isses auch machbar die >> Trägerfrequenz muss min doppelt so hoch sein (siehe Audio CD). Man >> müsste in dem Fall den LC Filter start erweitern und das ist zugegebener >> Maßen recht schwierig aber nicht unmöglich ;) > Bei 800kHz PWM hat Nyquist auch noch nichts dagegen. Bei 250kHz PWM wird > das mit dem 150kHz Sinus aber nicht mehr möglich sein. Richtig ja.. ich würde dann auf die höheren Frequenzen verzichten und mich auf bis zu 125kHz beschränken ;)
@ Re Né (re_n) >Die größe einer Sinustabelle hat nix aber auch gar-überhaupt-nix mit der >OGF des TPF zutun, wie kommst du darauf? Was sollen diese selbsterfundenen Abkürzungen? Obere Grenzfrequenz, Tiefpassfunktion. Zu viel zum tippen? Natürlich haben sie nicht viel mit der Grenzfrequenz des Tiefpasses zu tun, mit dem Klirrfaktor bzw. der spektralen Reihneit aber wohl! Und es soll ja angeblich super päzise werden. > Sie bestimmt ausschlieslich >meine Schritt Auflösung und die ist in meinem Fall zum Glück schon >ausreichend hoch (gerade so). [ ] Du hast di Quantisierung und den Klirrfakto verstanden. >Ich vermute du hast mich falsch verstanden: Meine SINE TAB hat nur >desshalb so viele Stützen weil ich im Bereich von 20kHz-120 oder 150kHz >den Ausgangssinus in Schritten von einigen 10Hz bis 100Hz variiren will. Dazu braucht man keine Tabelle mit 36.000 Werten. DDS und deren Theorie zeigt das. >Ansonsten würde mir auch ne 8er SINE TAB reichen ;) Bla. >Mein Prozi läd prakisch alle 1,25µs nen neuen Wert aus der Sinetab und >schreibt ihn ins PWM Dutycycle Register. Und? 800 kHz PWM erzeugen ist heute Standard. Welche Auflösung hat deine PWM? 10 Bit?
> Und? 800 kHz PWM erzeugen ist heute Standard. Welche Auflösung hat deine > PWM? 10 Bit? 800kHz Standart? In dem Leistunsbereich? Mit so einer hohen Versorgungsspannung der MOSFETS? Fällt mir schwer zu glauben. Nenne mir bitte ein paar Beispiele. 16Bit theor, aber effektiv stehen mir bei der Frequenz nur 10Bit zur verfügung, stimmt. Aber darum gehts mir nicht! Mit dem Signal bin ich top zufrieden. Es geht nur um eine möglichst "Verlustfreie" Verstärkung. Oder von mir aus kann es auch eine Vollkommen andere Methode/Prinzip sein an die/das ich bis jetzt einfach noch nicht gedacht habe, Hauptsache der Ausgang erfüllt meine Rahmenbedingunen.
@ Re Né (re_n) >> Und? 800 kHz PWM erzeugen ist heute Standard. Welche Auflösung hat deine >> PWM? 10 Bit? >800kHz Standart? In dem Leistunsbereich? Mit so einer hohen >Versorgungsspannung der MOSFETS? Fällt mir schwer zu glauben. So war es auch nicht gemeint ;-) Ich meinte die PWM-ERZEUGUNG, nicht den Leistungsteil. >16Bit theor, Bei 800kHz, das wären 19ps Zeitauflösung. Naja, die besten ICs mögen das theoretisch können. Die Endstufe kaum, die macht garantiert mehr Jitter und andere Störungen. > aber effektiv stehen mir bei der Frequenz nur 10Bit zur >verfügung, stimmt. Aber darum gehts mir nicht! Mit dem Signal bin ich >top zufrieden. Ja, aber deine Tabelle spuckt viel mehr als 10 Bit aus. Das bringt aber nichts, weil dein Generator das gar nicht umsetzen kann. Ähnlich wie bei der DDS, wo nur ein Teil des Phasenakkus in die Tabelle geschoben wird und auch dort nur eine endliche Auflösung rauskommt, eben weil der DAC Grenzen hat. >Es geht nur um eine möglichst "Verlustfreie" Verstärkung. Nenn es doch einfach so, wie der Rest der Welt. Signalerzeugung mit möglichst geringem Klirrfaktor.
Wenn ich ""Verlustfreie" Verstärkung" schreibe geht es mir nicht um die Signalverzerrung sondern um die Abwärme der MOSFETs sry wenn ich mich unklar ausgedrückt habe ;) Wie gesagt die Signalqualität ist hier zweitrangig das wird keine Audioendstufe. Generelles Problem ist das Schalten unter den genannten Bedingungen. Mosfet ist übrigends dieser hier: http://www.farnell.com/datasheets/1725495.pdf Gatesignale sind wie aus dem Bilderbuch, sehr sauber und ohne Spikes. Deadtime ist ebenfalls korrekt. Externe Diode verwende ich nicht, da die interne Body Diode mit 22ns schnell genug ist. Rise und Fall times wie gesagt 65ns aktuell. Nach 1-2 min gehen die aber schon in Richtung 90° (ohne Last, mal abgesehen vom Tiefpassfilter)
Ein Supertroll mit absolut marginalem Wissen. Eine veraenderlich Frequenz macht man mit 256 Stuetzstellen. Mehr braucht man nicht. Dazu muesste man das Prinzip DDS begriffen haben. Das Projekt wird so nichts.
Bastler schrieb: > Ein Supertroll mit absolut marginalem Wissen. Eine veraenderlich > Frequenz macht man mit 256 Stuetzstellen. Mehr braucht man nicht. Dazu > muesste man das Prinzip DDS begriffen haben. Das Projekt wird so nichts. Ahh, Hallo Mr. ich-bleibe-lieber-unerkannt-super-schlau. Genau auf dich habe ich gewartet! Wo warst du denn die ganze Zeit? Erklär mir doch bitte mal wie ne DDS funktioniert ich habe nähmlich keinen Dunst! Und überhaupt.. Außerdem schön weit am Thema vorbei.. Lassen wir das lieber, Thema kann closed werden. Hier kommen keine (mit wenigen Außnahmen) sinnvollen Kommentare
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Gibt das ne Teslaspulenansteuerung? Einstellbar in der Resonanzfrequenz?
Re Né schrieb: > 12345678 schrieb: >> Re Né schrieb: >>> Das war noch auf die 800kHz bezogen. Bei 250 isses auch machbar die >>> Trägerfrequenz muss min doppelt so hoch sein (siehe Audio CD). Man >>> müsste in dem Fall den LC Filter start erweitern und das ist zugegebener >>> Maßen recht schwierig aber nicht unmöglich ;) >> Bei 800kHz PWM hat Nyquist auch noch nichts dagegen. Bei 250kHz PWM wird >> das mit dem 150kHz Sinus aber nicht mehr möglich sein. > > Richtig ja.. ich würde dann auf die höheren Frequenzen verzichten und > mich auf bis zu 125kHz beschränken ;) 125kHz ist die theoretische Grenze. Wenn du einen 120 kHz Sinus mit einer Abtastrate von 250 kHz erzeugst, gibt es eine Spiegelsignal bei 130 kHz. Damit du die 10 bit Auflösung erhalten kannst, muss dein Tiefpass eine Dämpfung von 50-60 dB zwischen 120 und 130 kHz haben. Du betrachtest bisher nur den Tiefpass als Methode um die PWM Frequenz auszufiltern, das reicht hier aber nicht. Bei deinen bisherigen 800 kHz PWM, hat es geklappt, weil der Spiegel zu deinen 150 kHz bei 650 kHz liegt. Immer daran denken, du baust hier nichts anderes als einen DAC mit Leistungsausgang.
@Re Né (re_n): Hast Du dir schon mal Class-D Verstärker mit Delta-Sigma-Modulation angesehen, da werden deutlich weniger Pegelwechsel an der Endstufe erzeugt, als bei PWM. Mit einem guten Ausgangs-Tiefpass kommt man auch da auf eine gute Qualität des Ausgangssignals. Die Störungen verteilen sich auch auf ein breiteres Band, könnte also auch von der EMV besser sein. Wie weit musst Du die Ausgangsfrequenz verstellen können? (Ist mir aus dem Geschriebenen nicht klar geworden) Wenn die Verstellung nur gering ist, könnte man einen Resonanzkreis als 'Ausgangsfilter' verwenden, dann könnte sogar ein Rechteck in Wunschfrequenz als Anregung genügen. Mit freundlichen Grüßen - Martin
@ Re Né (re_n) >Wenn ich ""Verlustfreie" Verstärkung" schreibe geht es mir nicht um die >Signalverzerrung sondern um die Abwärme der MOSFETs sry wenn ich mich >unklar ausgedrückt habe ;) AHA! Na ganz andere Baustelle! >zweitrangig das wird keine Audioendstufe. Generelles Problem ist das >Schalten unter den genannten Bedingungen. Mosfet ist übrigends dieser >hier: http://www.farnell.com/datasheets/1725495.pdf Naja, schon ein fixes Kerlchen! >Gatesignale sind wie aus dem Bilderbuch, sehr sauber und ohne Spikes. >Deadtime ist ebenfalls korrekt. Externe Diode verwende ich nicht, da die >interne Body Diode mit 22ns schnell genug ist. Rise und Fall times wie >gesagt 65ns aktuell. Nach 1-2 min gehen die aber schon in Richtung 90° >(ohne Last, mal abgesehen vom Tiefpassfilter) Naja, 800kHz sind HEFTIG, bei den Spannungen dreifach! Vielleicht ist ein Klasse AB-Verstärker da doch verlustärmer ;-)
Martin Schlüter schrieb: > @Re Né (re_n): > > Hast Du dir schon mal Class-D Verstärker mit Delta-Sigma-Modulation > angesehen, da werden deutlich weniger Pegelwechsel an der Endstufe > erzeugt, als bei PWM. Mit einem guten Ausgangs-Tiefpass kommt man auch > da auf eine gute Qualität des Ausgangssignals. Die Störungen verteilen > sich auch auf ein breiteres Band, könnte also auch von der EMV besser > sein. Ja mit diesem Prinzip bin ich vertraut, aber hier ist das Problem das ich die PWM dann nicht mehr über den PIC ausgeben kann. Da er eben diese Modulation nicht beherscht. Und die Externen ICs nicht Leistungsfähig genug sind, da sie ja für den Audio Bereich konzipiert sind. Hinzu kommt noch das ich eine wahnwizig schnelle SPI Verbindung zwischen PIC und ext. IC herstellen müsste. (Bitte korrigier mich falls ich was übersehe) > Wie weit musst Du die Ausgangsfrequenz verstellen können? (Ist mir aus > dem Geschriebenen nicht klar geworden) Stufenlos (oder max. in 100Hz, besser 10Hz Schritten Linear über das gesamte Band) zwischen 20kHz und 150kHz währe schon optimal viel höher muss es nicht. >Wenn die Verstellung nur gering > ist, könnte man einen Resonanzkreis als 'Ausgangsfilter' verwenden, dann > könnte sogar ein Rechteck in Wunschfrequenz als Anregung genügen. Resonanzkreis fällt leider flach da die Last rein Kapazitv ist und zudem auch variiert. Ich benötige also einen "harten" Sinusausgang der zudem innerhalb gewisser Grenzen Laststabiel sein muss. (90% Stabilität reichen mir schon)
Re Né schrieb: > Mein Problem was ich > aber schon erwartet habe, durch die 800kHz und der hohen > Versorgungsspannung habe ich eine wahnsinnig hohe Verlustleistung an den > SiC MOSFETS, EMV habe ich einigermaßen unter Kontrolle bzw wird noch > nachgebessert. Wenn deine Ausgangsspannung ein reiner Sinus ist -> Stichwort Optimierte Pulsmuster (Unterdrückung von Oberwellen durch geschickte Auswahl von Schaltzeitpunkten), natürlich vorausberechnet ;)
Georg H schrieb im Beitrag #4065952: > Re Né schrieb: >> Jetzt Nicht schrieb: >>> Nochmals... und das Ganze soll? >> >> Das möchte ich nicht sagen und es tut auch nix zur Sache. Sry das ich >> deine Neugierde nicht befriedigen kann ;) > > Du möchtest Hilfe, kannst oder möchtest aber nicht sagen für was? Hört > sich nach nem Hochstapler an, der in einem ihm aufgetragenen Projekt in > der Firma nicht weiterkommt ;D Denk von mir aus was du willst, das ist mein eigenes Projekt und mir sitzt niemand im Nacken. Und ich habs auch nicht eilig ;) Aber ich diskutiere gern mit Gleichgesinnten. Bissl Erfahrungsaustausch hat noch keinem geschadet
Re Né schrieb: > Ja mit diesem Prinzip bin ich vertraut, aber hier ist das Problem das > ich die PWM dann nicht mehr über den PIC ausgeben kann. Da er eben diese > Modulation nicht beherscht. Auch wenn ich auf den AVRs zuhause bin, könnte ich mir voerstellen, daß der PIC da was bietet. Bei den meisten AVRs kann man den UART als SPI Master konfigurieren, und der kann dann, dank Pufferung des Senderegisters, lückenlose Bitfolgen ausgeben, das lässt sich gut für solche Dinge zweckentfremden. Hat der PIC eine SPI mit Pufferung, die SPI der AVRs hat keine Pufferung, und kann damit nicht lückenlos ausgeben. Die auszugebenden Muster kann man vorausberechnen. Ein, an einen kompletten 8-Bit Port angeschlossenes, Schieberegister, getaktet von einem Timer-Ausgang, könnte die Bitfolgen-Ausgabe auch übernehmen. Daß die Audio ICs nicht unbedingt geeignet sind, kann ich mir denken, die spielen ja auch etwa eine Zehnerpotenz weiter unten, bei der Frequenz. Den Kern eines Class-D Verstärkers kann man aber auch mit Komparator, ein paar 74HCxx, und ein Bisschen Kleinkram diskret aufbauen, da sind dann solche Frequenzen erreichbar. Re Né schrieb: > Stufenlos (oder max. in 100Hz, besser 10Hz Schritten Linear über das > gesamte Band) zwischen 20kHz und 150kHz währe schon optimal viel höher > muss es nicht. Auch damit ist der Resonanzkreis raus. Mit freundlichen Grüßen - Martin
Das ganze Konzept ist für den Arsch. Ist doch klar, dass du egal wie durch die Schaltverluste alleine die Hufen hochmachst. Mach die Spannung kleiner, gib weniger geld aus und Häng hinten einen Trafo ran. Da musst du höhere ströme schalten.. aber das tut mosfets wesentlich weniger weh als die hohe spannung. Ich glaube, du hast komplett am ziel vorbeientwickelt oder bist derartig in deiner lösung festgefahren, dass nichts anderes mehr denkbar ist. Ich gebe zu, dass ich auch nicht fan davon bin, hier im Forum die Projekte zu duskutieren, weil die quasi sofortig zerrissen, schlechtgeredet und beneidet und lächerlich gemacht werden. Hier treiben sich erartig viele degenerierte Leute rum, deren horizont nicht über das grundlegenste rausgeht.. aber zum egopushen die fresse aufreisen als wären sie die geilsten. ....aber vielleicht wär eine Konzeptüberarbeitung bei dir durchaus sinnvoll. Letztlich war die Idee mit dem Class-D schon sinnvoll. Die PWM ist evtl wirklich nicht nötig. Man kann einen ClassD aber auch selbst aufbauen.. da ist man nicht auf fertige Audio-chips angewiesen. ...tut mir echt leid für dich. Das schreit nach einem Redesign. Vielleicht solltest du dich mal mit LT-Spice vertraut machen... da muss man nicht sinnlos Prototypen zerschießen.
Und wenn der OP endlich mal sagen würde, wozu man sowas braucht, würde man bestimmt als Forum eine bessere und einfachere Lösung finden!
Es gibt durchaus PIC die das koennen. zB dsPIC30F2023, mit einer PLL bis 480MHz, speziell fuer solche Anwendungen. PWM mit erhoehter Frequenz, und/oder Aufloesung.
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reine Kapazitive Last, hohe Spannung -> Piezo, Ultraschallschweissen?
Christian Müller schrieb: > Und wenn der OP endlich mal sagen würde, wozu man sowas braucht, würde > man bestimmt als Forum eine bessere und einfachere Lösung finden! blablabla. Der TE hat eine konkrete Frage gestellt - fertig. Wer sich berufen fühlt darf darauf antworten. Die Erfahrung zeigt: in dem Moment in dem der TE sein komplettes Projekt offen legt, kommen tausend Leute die - eh alles anders machen würden - erwähnen, sowas gäbe es doch fertig zum Kaufen - Ein ARM besser geeignet wär als ein Pic, aber nur unter Verwendung von C++ - Die Elektor vor 30 Jahren eine ähnliche Schaltung drin hatte, mit kleinen Änderungen da, da und da, die, wenn man drüber nachdenkt, eigentlich doch was ganz anderes macht. BTDT, und leider nicht nur einmal.
Ich finde die 360.000 Stützstellen auch abwegig. Die größte Steigung der Kurve hat der Sinus bei 0° und max. Aussteuerung. Der Schritt von 0 zu 0.01 (1/100stel Grad) ergibt 0,000174 und damit 5,6mal weniger als eine Stufe deiner 10Bit Auflösung. Mit anderen Worten: Du fütterst die PWM im Minimum 5 mal hintereinander mit dem gleichen Wert. Bei kleinerer Aussteuerung und an anderen Stellen der Kurve noch viel häufiger. Bei 10bit Auflösung kannst du also getrost auf 1/4 gehen. 90000 Stützellen ist immer noch heftig. Hab ich mich verrechnet? Wenn nicht, dann ist dein Konzept schon noch mal überarbeitungsbedürftig. Mehr als 10bit dürften bei den PICs nicht drin sein. Die arbeiten max. mit 960MHz Takt für die PWM Timer. Schneller ist lt. meinem Kenntnisstand zur Zeit nur der STM32F334 mit 4.608 GHz.
@ temp (Gast) >Mehr als 10bit dürften bei den PICs nicht drin sein. Die arbeiten max. >mit 960MHz Takt für die PWM Timer. >Schneller ist lt. meinem Kenntnisstand zur Zeit nur der STM32F334 mit >4.608 GHz. Ich kenn weder den PIC noch den STM im Detail, glaube aber nicht, dass dort wirklich 0,96 bzw. 4,6 GHz drinstecken. Solche hohen Zeitauflösungen werden in den meisten (allen?) Fällen über Laufzeiten von Gattern gemacht. Da hat man halt mal 1000 Gatter a 200ps in Reihe geschaltet und zapft dort das richtige Gatter an, um die passende Verzögerung zu erhalten.
Falk Brunner schrieb: > Da hat man halt mal 1000 Gatter a 200ps in Reihe > geschaltet und zapft dort das richtige Gatter an, um die passende > Verzögerung zu erhalten. Das mag schon sein, trotzdem dienen diese als Eingang für die PWM Timer. Der HRTIM des STM32F334 hat eine Auflösung von min. 217ps!
@ temp (Gast) >> Da hat man halt mal 1000 Gatter a 200ps in Reihe >> geschaltet und zapft dort das richtige Gatter an, um die passende >> Verzögerung zu erhalten. >Das mag schon sein, trotzdem dienen diese als Eingang für die PWM Timer. >Der HRTIM des STM32F334 hat eine Auflösung von min. 217ps! Ja, alles gut, aber der TAKT liegt NICHT bei 5 GHz, sondern max. bei 100-200 MHz. Dazwischen liegt mehr als 1 Größenordnung.
.... schrieb: > Das ganze Konzept ist für den Arsch. Ist doch klar, dass du egal wie > durch die Schaltverluste alleine die Hufen hochmachst. > Mach die Spannung kleiner, gib weniger geld aus und Häng hinten einen > Trafo ran. Da musst du höhere ströme schalten.. aber das tut mosfets > wesentlich weniger weh als die hohe spannung. > Ich glaube, du hast komplett am ziel vorbeientwickelt oder bist derartig > in deiner lösung festgefahren, dass nichts anderes mehr denkbar ist. > > Ich gebe zu, dass ich auch nicht fan davon bin, hier im Forum die > Projekte zu duskutieren, weil die quasi sofortig zerrissen, > schlechtgeredet und beneidet und lächerlich gemacht werden. Hier treiben > sich erartig viele degenerierte Leute rum, deren horizont nicht über das > grundlegenste rausgeht.. aber zum egopushen die fresse aufreisen als > wären sie die geilsten. > ....aber vielleicht wär eine Konzeptüberarbeitung bei dir durchaus > sinnvoll. > > Letztlich war die Idee mit dem Class-D schon sinnvoll. Die PWM ist evtl > wirklich nicht nötig. Man kann einen ClassD aber auch selbst aufbauen.. > da ist man nicht auf fertige Audio-chips angewiesen. > > ...tut mir echt leid für dich. Das schreit nach einem Redesign. > Vielleicht solltest du dich mal mit LT-Spice vertraut machen... da muss > man nicht sinnlos Prototypen zerschießen. >hinten einen Trafo ran Das geht nicht, die Vorgängerversion hatte ich mit einen Ausgangstrafo realisiert. Die neue Variante soll ohne Auskommen und direkt einen Sinus Liefern sowie Laststabil sein. Das würde viele Vorteile haben. Mit Class D kenne ich mich bestens aus (Oh Wunder von der Ausgangsstufe her ist es ja wie Class D) habe mir vor Jahren mal einen 8 kanal Class D verstärker gebaut der läuft bei mir privat im täglichen Dauerbetrieb - feines Teil. Das heutzutage alles im Forum zerissen wird stimmt natürlich aber da steh ich drüber ;) Hier und da sind schon mal gute zielführende Kommies gekommen :) Festgefahren in meiner Lösugn bin ich nicht, ich bin gerne bereit alles über den Haufen zu werfen und anders an mein Ziel zu kommen, das mache ich aber erst wenn ich alle Möglichkeiten ausgeschöpft habe und merke es geht wirklich nicht. Aber ich bin niemand der schnell Aufgibt, sollte man in dieser Branche auch nicht.
temp schrieb: > Ich finde die 360.000 Stützstellen auch abwegig. > > Die größte Steigung der Kurve hat der Sinus bei 0° und max. > Aussteuerung. Der Schritt von 0 zu 0.01 (1/100stel Grad) ergibt 0,000174 > und damit 5,6mal weniger als eine Stufe deiner 10Bit Auflösung. Mit > anderen Worten: Du fütterst die PWM im Minimum 5 mal hintereinander mit > dem gleichen Wert. Bei kleinerer Aussteuerung und an anderen Stellen der > Kurve noch viel häufiger. Bei 10bit Auflösung kannst du also getrost auf > 1/4 gehen. 90000 Stützellen ist immer noch heftig. > > Hab ich mich verrechnet? Wenn nicht, dann ist dein Konzept schon noch > mal überarbeitungsbedürftig. > > Mehr als 10bit dürften bei den PICs nicht drin sein. Die arbeiten max. > mit 960MHz Takt für die PWM Timer. > Schneller ist lt. meinem Kenntnisstand zur Zeit nur der STM32F334 mit > 4.608 GHz. Folgendes: Ich merke das einige nicht verstanden haben warum ich mit einer derart großen Tabelle arbeite. Ich lade keineswegs jeden einzelnen Wert aus der Tabelle und gebe ihn auf die PWM, das macht wie du schon erkannt hast keinen Sinn und so würde ich auch nie auf meine 150kHz (im Maximum) kommen weil der PIC mit seinen 70MIPS dafür viel zu langsam ist. Statdessen berechne ich (oder besser der PIC) wieviele Stellen in der Tabelle incrementiert werden müssen. Um so höher die Frequenz umso mehr stellen werden in der SINETAB übersprungen. Und die PWM wird getriggert mit jeder Periode aktualisiert mit dem zugewiesen Wert aus der SINETAB. Das klappt ganz vorzüglich :D Er ist allein durch diese prozedur aber schon zu 100% Ausgelastet also gerade so machbar, so das er nur diese eine Aufgabe übernehmen kann. Die Vorgabe Frequenz erhält er dann von einem anderen PIC über SPI.
Falk Brunner schrieb: > Ja, alles gut, aber der TAKT liegt NICHT bei 5 GHz, sondern max. bei > 100-200 MHz. Dazwischen liegt mehr als 1 Größenordnung. Ja, wirklich alles gut. Der Takt selbst ist 144MHz und wird wie auch immer in 32 "Häppchen" geteilt. Wie die interne Logic aufgebaut ist, interessiert mich weniger. Für mich als Programmierer verhält sich der PWM-Timer aber so, als ob er einen Takt von ca. 5GHz hat. Bei den dsPics zählen die PWM Timer aber real an beiden Flanken der 480MHz PLL um auf 1.02ns Auflösung zu kommen.
Re Né schrieb: > Folgendes: Ich merke das einige nicht verstanden haben warum ich mit > einer derart großen Tabelle arbeite. Doch, das wurde schon verstanden, und es wurde auch erklärt, warum die Stützstellenzahl trotzdem viel zu groß gewählt ist: temp schrieb: > Die größte Steigung der Kurve hat der Sinus bei 0° und max. > Aussteuerung. Der Schritt von 0 zu 0.01 (1/100stel Grad) ergibt 0,000174 > und damit 5,6mal weniger als eine Stufe deiner 10Bit Auflösung. Mit > anderen Worten: Du fütterst die PWM im Minimum 5 mal hintereinander mit > dem gleichen Wert. Nochmal in meinen Worten: wenn du deine Stützstellen anschaust, dann wirst du feststellen, dass immer mindestens 5 benachbarte Werte den identischen Inhalt haben. Zumindest dann, wenn man sich nur die obersten 10 Bit des Inhalts anschaut (denn mehr als diese 10 Bit löst deine PWM nicht auf). Wenn du also ein Viertel der Stützstellen nutzen würdest, dann kämen immer noch exakt die gleichen Werte bei der PWM an. (PS: ich glaube, bei temps Rechnung fehlt noch ein Faktor 2, weil nicht die einfache sondern die doppelte Amplitude des Sinus mit 10 Bit aufgelöst wird. Also: auch ein Faktor 8 weniger an Stützstellen liefert dir immer noch das identische PWM-Programm)
> Nochmal in meinen Worten: wenn du deine Stützstellen anschaust, dann > wirst du feststellen, dass immer mindestens 5 benachbarte Werte den > identischen Inhalt haben. Ja logisch stimmt das! Aber nein tut mir Leid du hast es trotzdem nicht verstanden. Ich sagte bereits das ich nicht jeden Wert aus der Tabelle lese. Sagen wir mal so wenn ich jeden 35. zB nur nehme dann habe ich NIEMALS 2 mal den selben Wert hintereinander!! Mit der übergroßen Sinustabelle kompensiere ich die viel zu geringe Timerauflösung des PICs. Denk mal genau drüber nach.
Warum hier vorallem die Stützstellen-Anzahl der Tabelle diskutiert wird, es ist vielleicht nicht optimal, aber es funktioniert, und der Flash-Speicher scheint wohl vorhanden zu sein. Das Problem, und auch die Fragestellung, sind die kochenden MOSFETs, und die EMV. @Re Né (re_n): Hast Du bedacht, daß die kapzitive Last die Grenzfrequenz des Ausgangsfilters ändert? Wenn die Grenzfrequenz in der Nähe der Arbeitsfrequenz ist, wird eine Änderung der Last sich auf die Amplitude auswirken. Ist die Spule des LC-Ausgangsfilters kapazitätsarm genug? Kapazitive Last an der Brücke bringt die Transistoren auch zum schwitzen. Mit freundlichen Grüßen - Martin Edit: Rechtschreibfehler
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@ Re Né (re_n) >Aber nein tut mir Leid du hast es trotzdem nicht verstanden. Das sagt der Richtige ;-) > Ich sagte >bereits das ich nicht jeden Wert aus der Tabelle lese. Sagen wir mal so >wenn ich jeden 35. zB nur nehme dann habe ich NIEMALS 2 mal den selben >Wert hintereinander!! Falsch! Du greifst zwar bei jedem Zugriff auf einen anderen TabellenINDEX zu, aber die Werte IN der Tabelle sind oft gleich! Damit ist das Ergebnis das Gleiche. > Mit der übergroßen Sinustabelle kompensiere ich >die viel zu geringe Timerauflösung des PICs. Denk mal genau drüber nach. Das solltest vor allem DU mal tun. Die Auflösung eines DACs, was hier die PWM ist, kann man damit NICHT erhöhen!
Martin Schlüter schrieb: > Hast Du bedacht, daß die kapzitive Last die Grenzfrequenz des > Ausgangsfilters ändert? jap alles Bedacht und mit einberechnet. Ich habe die LC Glieder so dimensioniert das C um ein vielfaches größer ist als das Last C. Praktisch auch verifiziert es funzt auserordentlich gut!
Falk Brunner schrieb: > @ Re Né (re_n) > >>blablabla Du meinst sicherlich das Richtige.. und was du sagst stimmt auch aber wir reden an einander Vorbei. Kein Thema lass es gut sein. Es geht mir nicht um das erzeugen des PWM das ist Abgehakt :)
Re Né schrieb: > Es geht mir > nicht um das erzeugen des PWM das ist Abgehakt Stimmt darum ging es nicht, trotzdem, wenn du an diesen Zusammenhängen scheiterst, nimmt dir keiner das Verständnis für den Rest ab.
Re Né schrieb: > jap alles Bedacht und mit einberechnet. Ich habe die LC Glieder so > dimensioniert das C um ein vielfaches größer ist als das Last C. Damit hast Du natürlich eine gute Stabiltät, schon vom Design her, aber auch das X-fache des Last-Stroms durch den Filter-C. Dieser Strom muß auch durch die Transistoren. Vielleicht sollte man da etwas Schaltungs-Stabilität aufgeben, und durch Regelungs-Intelligenz ersetzen. Nur so als Idee. Irgendwie habe ich das Gefühl, daß man von den 800 kHz PWM runterkommen muß, das ist, gerade in der Leistungselektronik, seeeehr viel Holz. Es hat schon seine Gründe, daß mancher Frequenzumrichter, wenn er mal richtig Strom geben soll, von 16 kHz PWM auf ohrenunfreundliche 8 kHz wechselt. Vielleicht wären ja auch mehrere Endstufen, die mit langsamerer, aber zeitversetzer, PWM arbeiten eine Idee, so wie bei mehrphasigen Schaltreglern. Mit freundlichen Grüßen - Martin
Re Né schrieb: > Denk mal genau drüber nach. Hab ich getan. Und ich bleib dabei: mit einem Bruchteil an Stützstellen würdest du die identischen PWM-Werte ausgeben. Vielleicht denkst du ja auch mal darüber nach ;-) Zur Erwärmung der Transistoren: dein LC-Filter (3,9µH, 330nF) hat rechnerisch eine Resonanz bei 140kHz, die Serienschaltung wird bei Resonanz niederohmig. Ich weiß, dass deine Transistoren nicht mit 140kHz schalten sondern mit 800kHz, aber trozdem die Frage: heizen sie gleichermaßen, wenn du einen 10kHz Sinus erzeugst wie wenn du einen 140kHz Sinus erzeugst?
Achim S. schrieb: > Re Né schrieb: >> Denk mal genau drüber nach. > > Hab ich getan. Und ich bleib dabei: mit einem Bruchteil an Stützstellen > würdest du die identischen PWM-Werte ausgeben. Vielleicht denkst du ja > auch mal darüber nach ;-) > > Zur Erwärmung der Transistoren: dein LC-Filter (3,9µH, 330nF) hat > rechnerisch eine Resonanz bei 140kHz, die Serienschaltung wird bei > Resonanz niederohmig. Ich weiß, dass deine Transistoren nicht mit 140kHz > schalten sondern mit 800kHz, aber trozdem die Frage: heizen sie > gleichermaßen, wenn du einen 10kHz Sinus erzeugst wie wenn du einen > 140kHz Sinus erzeugst? Zur SINETAB: die vielen Stützen ermöglichen mir Programmbedingt eine Frequenzänderung um einige 10Hz bis 100Hz. Wenn ich zB mit eienr 256er Tabelle arbeiten würde hätte ich eine wesentlich höhere Schrittweite sagen wir mal von einigen kHz. Ich hoffe jetzt kommt der AHA Effect bei dir ;) Sprich bei sehr hohen Ausgangsfrequenzen nutze ich effektiv nur noch eine Handvoll sagen wir mal 5-8 Stützen aus der gesamten Sinetab, diese Variieren aber fortlaufen von Periode zu Periode (Stichwort SINETAB-Adress-Zähler-Überlauf). Bei der untersten Frequenz (20kHz) hingegen werden natürlich viel mehr Stützen genutzt. Und dennoch habe ich über den gesamten Bereich (20-120/150kHz) die selbe Schrittweite von ca 100Hz +/- (ich weis jetzt nicht mehr ganz genau wie viel es waren aber auf jeden Fall für meine Bedürfnisse ausreichend) Ja bei einer höheren Ausgangsfrequenz erwährmen sich die MOSFETs stärker. Das ist natürlich ungewollt und dafür will ich auch noch eine Lösung finden. Ist aber jetzt erstmal Sekundär
Re Né schrieb: > Ich hoffe jetzt kommt der AHA Effect bei > dir ;) Leider liegst du immer noch daneben: die Frequenzauflösung der DDS ergibt sich aus der Abtastfrequenz (800kHz) und aus der Auflösung des Phasenakkumulators. Bei vielen DDS-Chips hat der Phasenakkumulator 32 Bit, aber die nutzen trotzdem keine 4 Milliarden Stützstellen. Denn du musst nicht für jeden möglichen Wert des Phasenakkumulators auch eine Stützstelle vorhalten. Es reicht, wenn du genügend Stützstellen vorhältst, um auch bei der schnellsten Flanke noch jeden möglichen Wert des DAC zu treffen. Was darüber hinaus geht ist und bleibt Verschwendung von Speicherplatz durch das Abspeichern von redundanter Information. Re Né schrieb: > Ja bei einer höheren Ausgangsfrequenz erwährmen sich die MOSFETs > stärker. Das ist natürlich ungewollt und dafür will ich auch noch eine > Lösung finden. Ist aber jetzt erstmal Sekundär Heißt das, dass sie bei einem 10kHz Sinus kalt bleiben oder heißt das, dass sie bei einem 10kHz Sinus auf 83° statt auf 95° hochheizen?
@ Re Né (re_n) >Zur SINETAB: die vielen Stützen ermöglichen mir Programmbedingt eine >Frequenzänderung um einige 10Hz bis 100Hz. Nö, weil schon mehrfach erklärt. Eine DDS hat z.B. 32 Bit Phasenakku (virtuelle Tabelle mit 4e9 Eiunträgen), davon werden aber nur je nach Chip 10-14 der oberen Bits benutzt (1024-16384 Tabelleneinträge), um die Sinustabelle zu addressieren. Dort kommen dann 8-10 Bit breite Werte raus, die an den DAC gehen. > Wenn ich zB mit eienr 256er >Tabelle arbeiten würde hätte ich eine wesentlich höhere Schrittweite >sagen wir mal von einigen kHz. Nein. >SINETAB-Adress-Zähler-Überlauf). Bei der untersten Frequenz (20kHz) Warum schreibst du dann was von 0-150kHz? >Ja bei einer höheren Ausgangsfrequenz erwährmen sich die MOSFETs >stärker. Das ist natürlich ungewollt und dafür will ich auch noch eine >Lösung finden. Ist aber jetzt erstmal Sekundär Was ist denn dann primär? Ich dachte das war die Erwärmung der Endstufe?
Re Né schrieb: > Zur SINETAB: die vielen Stützen ermöglichen mir Programmbedingt eine > Frequenzänderung um einige 10Hz bis 100Hz. Wenn ich zB mit eienr 256er > Tabelle arbeiten würde hätte ich eine wesentlich höhere Schrittweite > sagen wir mal von einigen kHz. Ich hoffe jetzt kommt der AHA Effect bei > dir ;) Man, du stehst ganz schön auf der Leitung. Wenn in deiner langen Tabelle immer wenigstens 4 gleiche Einträge hintereinander kommen, kannst du auch ein 4tel benutzen und den Index auch durch 4 teilen. Ist das so schwer zu verstehen?
Achim S. schrieb: > Re Né schrieb: >> Ich hoffe jetzt kommt der AHA Effect bei >> dir ;) > > Leider liegst du immer noch daneben: die Frequenzauflösung der DDS > ergibt sich aus der Abtastfrequenz (800kHz) und aus der Auflösung des > Phasenakkumulators. Bei vielen DDS-Chips hat der Phasenakkumulator 32 > Bit, aber die nutzen trotzdem keine 4 Milliarden Stützstellen. Denn du > musst nicht für jeden möglichen Wert des Phasenakkumulators auch eine > Stützstelle vorhalten. Es reicht, wenn du genügend Stützstellen > vorhältst, um auch bei der schnellsten Flanke noch jeden möglichen Wert > des DAC zu treffen. Was darüber hinaus geht ist und bleibt Verschwendung > von Speicherplatz durch das Abspeichern von redundanter Information. > > Re Né schrieb: >> Ja bei einer höheren Ausgangsfrequenz erwährmen sich die MOSFETs >> stärker. Das ist natürlich ungewollt und dafür will ich auch noch eine >> Lösung finden. Ist aber jetzt erstmal Sekundär > > Heißt das, dass sie bei einem 10kHz Sinus kalt bleiben oder heißt das, > dass sie bei einem 10kHz Sinus auf 83° statt auf 95° hochheizen? Ein integrierter DSS zB gibt es sehr schöne von Analog Devices (die haben nur leider keine mit PWM Ausgang, oder doch?) hat eine sehr preziese Timerauflösung die mir der PIC bei 800kHz nicht mehr liefern kann. Wenn ich den Timerpreload auch nur um "1" verändere habe ich gleich eine gewaltige Frequenzänderung. Ergo -> ich musste das anders lösen. Stell dir mal vor die SINETAB hat 256 Stützen und ich lade für Frequenz A aller 1,25µs jeden 3. Wert dann habe ich zB jetzt meine Frequenz A=20kHz. So udn nun will ich aber einen Step höher gehen, ich lade also aller 1,25µs jeden 4. Wert. Die Frequenz B die ich jetzt habe ist in jedem Fall um einiges höher als die Frequenz die ich mit meiner 36k Tabelle haben würde. oder anders gesagt wenn ich auf einen Pool aus 36.000 Stützen zurück greiben kann habe ich ebensoviele Schritte die ich zwischen meinen 20 udn 150kHz variieren kann. Nähmlich theor. 3,6Hz (die ich in der Praxis natürlich nie erreiche, weil noch andere Faktoren einfließen). Bei einer 256er Tabelle sind das theor. 508Hz Schrittauflösung. Nochmal ich generiere die hohe Schrittauflösung nicht über einen Timer (dieser müsste im ps bereich zählen und das auch noch linear über den gesamten Bereich). Sondern über eine überdimensionierte Sinustabelle die aller 1,25µs Abgefragt wird. Daraus entnehme ich mir dann je nach Frquenz die ich am Ausgang möchte jeden 40. oder 76 oder 4 Wert udn habe somit eine Wunderbar hohe Schritt Auflösung am Ausang. Mit einer kleinem Tabelle ist das nach diesem Prinziep so wie ich es mache nicht möglich
Jürgen Liegner schrieb: > Re Né schrieb: >> Zur SINETAB: die vielen Stützen ermöglichen mir Programmbedingt eine >> Frequenzänderung um einige 10Hz bis 100Hz. Wenn ich zB mit eienr 256er >> Tabelle arbeiten würde hätte ich eine wesentlich höhere Schrittweite >> sagen wir mal von einigen kHz. Ich hoffe jetzt kommt der AHA Effect bei >> dir ;) > > Man, du stehst ganz schön auf der Leitung. Wenn in deiner langen Tabelle > immer wenigstens 4 gleiche Einträge hintereinander kommen, kannst du > auch ein 4tel benutzen und den Index auch durch 4 teilen. Ist das so > schwer zu verstehen? Du checkst es ebenfalls nicht XD ICH WILL KEINE FESTE UNVERÄNDERBARE Ausgangsfrequenz dann kann ich auch ne 8er Tabelle nehmen. Ich möchte zwischen 20 und 150kHz in zB 100Hz schritten JEDE Beliebige Frequenz fahren!
Falk Brunner schrieb: > @ Re Né (re_n) > >>SINETAB-Adress-Zähler-Überlauf). Bei der untersten Frequenz (20kHz) > > Warum schreibst du dann was von 0-150kHz? > >>Ja bei einer höheren Ausgangsfrequenz erwährmen sich die MOSFETs >>stärker. Das ist natürlich ungewollt und dafür will ich auch noch eine >>Lösung finden. Ist aber jetzt erstmal Sekundär. ich habe nie 0-150kHz geschrieben. Es ist immer die Rede von 20-150 gewesen > > Was ist denn dann primär? Ich dachte das war die Erwärmung der Endstufe? Weil die Erwährmung primär nicht vom Filter kommt. (Auch wenn ich den Filter Abhänge erwährmen sich die MOSFETs sehr schnell) Das sind reinweg die Schaltverluste
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Ach Kollege, zieh doch mal wenigstens als theoretische Möglichkeit in Betracht, dass temp und Falk und Jürgen und ich wissen, wie eine DDS funktioniert. Und - noch schlimmer - dass wir evtl. vielleicht sogar recht haben könnten. Dann löst sich vielleicht der Knoten in deinem Kopf, dass die Auflösung des Phasenakkumulators und die Anzahl der Stützstellen gleich groß sein müssten. Re Né schrieb: >> Was ist denn dann primär? Ich dachte das war die Erwärmung der Endstufe? > > Weil die Erwährmung primär nicht vom Filter kommt. (Auch wenn ich den > Filter Abhänge erwährmen sich die MOSFETs sehr schnell) Danke, dass du es immerhin auf Falks Nachfrage hin begründest. Wenn du völlig ohne Last (und ohne Filter) heiße MOSFETs bekommst, dann liegt der Grund im Aufbau deiner Halbbrücke und in ihrer Ansteuerung. Ein Schaltplan und Oszi-Aufnahmen der Ansteuerung wären hilfreich...
@ Re Né (re_n) >Ein integrierter DSS zB gibt es sehr schöne von Analog Devices (die >haben nur leider keine mit PWM Ausgang, oder doch?) Nein. > hat eine sehr >preziese Timerauflösung die mir der PIC bei 800kHz nicht mehr liefern >kann. Wenn ich den Timerpreload auch nur um "1" verändere habe ich MÖÖP! There is your problem! An der ABTASTFREEQUENZ, sprich, deiner Timerperiode, wird GAR NICHTS geändert! Du muss den Phasenakku in Software nachbilden! >gleich eine gewaltige Frequenzänderung. Ergo -> ich musste das anders >lösen. Ja, mit DDS!
1 | uin16_t sinus[1024]={etc.} |
2 | volatile dds_inc; |
3 | |
4 | timer_isr() { |
5 | static uint32_t phase; |
6 | |
7 | phase += dds_inc; |
8 | pwm = sinus[phase>>20]; |
9 | }
|
Dann klappts auch mit der feinen Frequenzauflösung. >gesamten Bereich). Sondern über eine überdimensionierte Sinustabelle die Welche du nicht brauchst. Lass dir einfach mal die Zahlen auf den UART oder so ausgeben und staune. >aller 1,25µs Abgefragt wird. Daraus entnehme ich mir dann je nach >Frquenz die ich am Ausgang möchte jeden 40. oder 76 oder 4 Wert udn habe >somit eine Wunderbar hohe Schritt Auflösung am Ausang. Mit einer kleinem >Tabelle ist das nach diesem Prinziep so wie ich es mache nicht möglich Doch. Siehe oben. Macht jede DDS so. Ob nun 1024 oder 2048 muss man mal durchrechnen bzw. probieren. Deine 36.000 bringen rein gar nichts. Schau dir die Werte in der Ausgabe an!
Re Né schrieb: > Nochmal ich generiere die hohe Schrittauflösung nicht über einen Timer > (dieser müsste im ps bereich zählen und das auch noch linear über den > gesamten Bereich). Sondern über eine überdimensionierte Sinustabelle die > aller 1,25µs Abgefragt wird. Daraus entnehme ich mir dann je nach > Frquenz die ich am Ausgang möchte jeden 40. oder 76 oder 4 Wert udn habe > somit eine Wunderbar hohe Schritt Auflösung am Ausang. Mit einer kleinem > Tabelle ist das nach diesem Prinziep so wie ich es mache nicht möglich Das haben glaub ich alle verstanden. Wenn der Speicher da ist kannst Du die Tabelle so groß machen wie Du willst. Der Punkt ist, dass die Stützstellen eine extrem hohe Auflösung haben. Die 10 Bit PWM-Auflösung gibt die Auflösung schon lange nicht mehr her und die Schaltzeiten sind auch noch leicht variabel. Ist schön für die "Feature-Liste", du könntest aber 75% der Stützstellen erst mal ohne mit der Wimper zu zucken wegwerfen. Die Auflösung des Phasenakkumulators meinetwegen so lassen wie er ist und fürs nachschlagen in der Tabelle um 2 Bit shiften. Allerdings darfst Du genaugenommen nicht die Tabelle einfach so für eine Andere Ausgangsfrequenz bei unveränderter PWM-Frequenz verwenden. Du müsstest über die Stützstellen integrieren. Und dann kosten die zusätzlichen Stützstellen viel Zeit.
@ Re Né (re_n) >Du checkst es ebenfalls nicht XD ICH WILL KEINE FESTE UNVERÄNDERBARE >Ausgangsfrequenz dann kann ich auch ne 8er Tabelle nehmen. Ich möchte >zwischen 20 und 150kHz in zB 100Hz schritten JEDE Beliebige Frequenz >fahren! Das schafft eine DDS mit deutlich weniger als 36.000 Sinusstützstellen. OK, 8 sind etwas zu wenig ;-) Grob gesagt reicht eine Anzahl, die der effektiven Bitbreite des DACs entspricht, vielleicht einen Tick mehr.
Achim S. schrieb: > Ach Kollege, zieh doch mal wenigstens als theoretische Möglichkeit in > Betracht, dass temp und Falk und Jürgen und ich wissen, wie eine DDS > funktioniert. Und - noch schlimmer - dass wir evtl. vielleicht sogar > recht haben könnten. Dann löst sich vielleicht der Knoten in deinem > Kopf, dass die Auflösung des Phasenakkumulators und die Anzahl der > Stützstellen gleich groß sein müssten. > > Re Né schrieb: >>> Was ist denn dann primär? Ich dachte das war die Erwärmung der Endstufe? >> >> Weil die Erwährmung primär nicht vom Filter kommt. (Auch wenn ich den >> Filter Abhänge erwährmen sich die MOSFETs sehr schnell) > > Danke, dass du es immerhin auf Falks Nachfrage hin begründest. Wenn du > völlig ohne Last (und ohne Filter) heiße MOSFETs bekommst, dann liegt > der Grund im Aufbau deiner Halbbrücke und in ihrer Ansteuerung. Ein > Schaltplan und Oszi-Aufnahmen der Ansteuerung wären hilfreich... Ich möchte mich erstmal für meine Wortwahl entschuldigen die nicht immer Angemessen ist, ich wollte niemanden auf den Schlips treten. Und keiner Bezweifelt das ihr wisst wie eine DDS funktioniert. Nur mein Programm arbeitet nicht nach dem Konventionellen Prinziep von dem ihr Ausgeht... Zur Ansteuerung: Wie ich weiter oben schon gesagt hatte, die MOSFETs werden mit extrem sauberen 65ns Flanken angesteuert die Treiber sitzt gerade mal 1cm vom MOSFET entfernt. Sie schalten wirklich extrem sauber ohne Spikes und gegenseitige Beeinflussung. Die Totzeit ist ebenfalls korrekt.
@ Re Né (re_n) >Lösung finden. Ist aber jetzt erstmal Sekundär. ich habe nie 0-150kHz >geschrieben. Es ist immer die Rede von 20-150 gewesen Wollen wir wetten? Im Eröffnungsbeitrag! Beitrag "Sinus bis 150kHz mit Leistung aus PWM" "Tja verzwickte Situation, kennt ihr noch andere Möglichkeiten? Die gewünschen 0-150 kHz analog verstärken fällt ja wohl auch flach da dort dann der Wirkungsgrad theor. nur 62,5% betragen würde." >Das sind reinweg die Schaltverluste Sicher. Hast du mal grob gerechnet oder gemessen, wieviel Schaltenergie pro Schaltvorgang verheizt wird?
Re Né schrieb: > Zur Ansteuerung: Wie ich weiter oben schon gesagt hatte, die MOSFETs > werden mit extrem sauberen 65ns Flanken angesteuert die Treiber sitzt > gerade mal 1cm vom MOSFET entfernt. Sie schalten wirklich extrem sauber > ohne Spikes und gegenseitige Beeinflussung. Die Totzeit ist ebenfalls > korrekt. kannst du uns dazu Messungen zeigen? Wenn wir einfach nur daran glauben sollen, dass "eigentlich alles perfekt läuft", dann können wir dem Grund der Erwärmung nicht auf die Spur kommen.
@ Re Né (re_n) >Nur mein Programm arbeitet nicht nach dem Konventionellen Prinziep von >dem ihr Ausgeht... Ok, aber dann könne man das vielleicht. Ist aber nebensächlich, das interssiert die Endstufe keine Sekunde ;-) >Zur Ansteuerung: Wie ich weiter oben schon gesagt hatte, die MOSFETs >werden mit extrem sauberen 65ns Flanken angesteuert die Treiber sitzt >gerade mal 1cm vom MOSFET entfernt. Sie schalten wirklich extrem sauber >ohne Spikes und gegenseitige Beeinflussung. Die Totzeit ist ebenfalls >korrekt. Schön, aber dadurch verschwindet nicht die minimal nötige Verlustleistung. Bei ~500V Spitzenspannung ein ein paar pF Streukapazität kommt da schon was zusammen. Hast du mal gemessen, ob vielleicht DOCH kurz ein Querstom fließt?
Falk Brunner schrieb: > @ Re Né (re_n) > >>Lösung finden. Ist aber jetzt erstmal Sekundär. ich habe nie 0-150kHz >>geschrieben. Es ist immer die Rede von 20-150 gewesen > > Wollen wir wetten? Im Eröffnungsbeitrag! Ach echt? Tja dann habe ich das nur zur Verdeutlichung des Prinzieps geschreiben, denn Theor könnte ich auch jede Beliebige Gleichspannung damit ausgeben. > > Beitrag "Sinus bis 150kHz mit Leistung aus PWM" > > "Tja verzwickte Situation, kennt ihr noch andere Möglichkeiten? Die > gewünschen 0-150 kHz analog verstärken fällt ja wohl auch flach da dort > dann der Wirkungsgrad theor. nur 62,5% betragen würde." > >>Das sind reinweg die Schaltverluste > > Sicher. Hast du mal grob gerechnet oder gemessen, wieviel Schaltenergie > pro Schaltvorgang verheizt wird? Nein. Aber sicher würde ich da auf einen beachtlichen Heizwert Wert kommen. Und dann steh ich weider am Anfang. Wiegesagt ich habe schon bei der Erstellung des Konzepts damit gerechnet das die Verlustleistung viel zu hoch sein wird. Und genau darum geht es jetzt.
Achim S. schrieb: > Re Né schrieb: >> Zur Ansteuerung: Wie ich weiter oben schon gesagt hatte, die MOSFETs >> werden mit extrem sauberen 65ns Flanken angesteuert die Treiber sitzt >> gerade mal 1cm vom MOSFET entfernt. Sie schalten wirklich extrem sauber >> ohne Spikes und gegenseitige Beeinflussung. Die Totzeit ist ebenfalls >> korrekt. > > kannst du uns dazu Messungen zeigen? Wenn wir einfach nur daran glauben > sollen, dass "eigentlich alles perfekt läuft", dann können wir dem Grund > der Erwärmung nicht auf die Spur kommen. Nicht heute und vlei nicht morgen aber wenn es die Zeit zu lässt gerne
Falk Brunner schrieb: > @ Re Né (re_n) > > > Schön, aber dadurch verschwindet nicht die minimal nötige > Verlustleistung. Bei ~500V Spitzenspannung ein ein paar pF > Streukapazität kommt da schon was zusammen. Hast du mal gemessen, ob > vielleicht DOCH kurz ein Querstom fließt? Ja das werde ich auf jeden Fall auch noch Untersuchen :)
Re Né schrieb: > Nein. Aber sicher würde ich da auf einen beachtlichen Heizwert Wert > kommen. Nicht vermuten, rechnen (wenigstens mal grob)! 10pF Aufladen auf 500V macht eine Energie von 1,25µJ, genau so viel Energie bleibt auch im Transistor hängen. Das 800000 mal pro s macht genau 1W. 1W heizt zwar etwas, ist aber für einen Leistungstransistor keine wirkliche Sache. Also: reden wir davon, dass die Teile sich mit 1W etwas erwärmen? Oder davon, dass sie mit zig Watt kaputt geheizt werden?
@ Re Né (re_n) >> Sicher. Hast du mal grob gerechnet oder gemessen, wieviel Schaltenergie >> pro Schaltvorgang verheizt wird? >Nein. Aber sicher würde ich da auf einen beachtlichen Heizwert Wert >kommen. Und dann steh ich weider am Anfang. Wiegesagt ich habe schon bei >der Erstellung des Konzepts damit gerechnet das die Verlustleistung viel >zu hoch sein wird. Und genau darum geht es jetzt. Nein, GERECHNET hast du eben NICHT, sondern nur angenommen! Man hätte WENIGSTENS mal die Daten aus dem Datenblatt nehmen können. Dort steht Eon = 57uJ, Eoff = 20uJ. Macht bei 800 kHz mindestens 61,6W pro MOSFET! (wenn die Schaltbedingungen vergleichbar sind) Prost Mahlzeit!
Achim S. schrieb: > Re Né schrieb: >> Nein. Aber sicher würde ich da auf einen beachtlichen Heizwert Wert >> kommen. > > Nicht vermuten, rechnen (wenigstens mal grob)! > > 10pF Aufladen auf 500V macht eine Energie von 1,25µJ, genau so viel > Energie bleibt auch im Transistor hängen. Das 800000 mal pro s macht > genau 1W. 1W heizt zwar etwas, ist aber für einen Leistungstransistor > keine wirkliche Sache. Also: reden wir davon, dass die Teile sich mit 1W > etwas erwärmen? Oder davon, dass sie mit zig Watt kaputt geheizt werden? Letzteres, wobei ich noch keinen geschrottet habe, ich schalte rechtzeitig ab
Falk Brunner schrieb: > @ Re Né (re_n) > > Eon = 57uJ, Eoff = 20uJ. > > Macht bei 800 kHz mindestens 61,6W pro MOSFET! (wenn die > Schaltbedingungen vergleichbar sind) > > Prost Mahlzeit! Jap und da sind diese MOSFETS sogar noch gut. Aber wenn du einen geeigneteren kennst kannst du mir ihn gerne mitteilen. Nur TO-247
Wie schnell schalten die FETs denn? Die 65ns sind am Gate. Interessant sind aber dI/dt und dU/dt am Ausgang, sprich drain-source. Wie sieht die Ansteuerung aus? 0V für aus und 20V für ein?
al3ko schrieb: > Wie schnell schalten die FETs denn? Die 65ns sind am Gate. Interessant > sind aber dI/dt und dU/dt am Ausgang, sprich drain-source. Wie sieht die > Ansteuerung aus? 0V für aus und 20V für ein? Die FETS schalten auch tatsächlich so schnell. Im Moment bekommen die: AUS=0V EIN=18V (wie es auch im Datenblatt steht) Im nächsten Schritt sehe ich vor: für AUS= -9V und EIN=18V
Re Né schrieb: > al3ko schrieb: >> Wie schnell schalten die FETs denn? Die 65ns sind am Gate. Interessant >> sind aber dI/dt und dU/dt am Ausgang, sprich drain-source. Wie sieht die >> Ansteuerung aus? 0V für aus und 20V für ein? > > Die FETS schalten auch tatsächlich so schnell. > > Im Moment bekommen die: AUS=0V EIN=18V (wie es auch im Datenblatt steht) > > Im nächsten Schritt sehe ich vor: für AUS= -9V und EIN=18V Also 65ns für 500V? Finde ich relativ langsam für SiC. Ich schalte 400V in weniger als 30ns. Darüber hinaus können 800kHz auch den Gate-Treiber ziemlich belasten. Hast du die Temperatur des Treiber-ICs mal überwacht?
al3ko schrieb: > Re Né schrieb: >> al3ko schrieb: >>> Wie schnell schalten die FETs denn? Die 65ns sind am Gate. Interessant >>> sind aber dI/dt und dU/dt am Ausgang, sprich drain-source. Wie sieht die >>> Ansteuerung aus? 0V für aus und 20V für ein? >> >> Die FETS schalten auch tatsächlich so schnell. >> >> Im Moment bekommen die: AUS=0V EIN=18V (wie es auch im Datenblatt steht) >> >> Im nächsten Schritt sehe ich vor: für AUS= -9V und EIN=18V > > Also 65ns für 500V? Finde ich relativ langsam für SiC. Ich schalte 400V > in weniger als 30ns. Darüber hinaus können 800kHz auch den Gate-Treiber > ziemlich belasten. Hast du die Temperatur des Treiber-ICs mal überwacht? Ich bin mir bewusst das die Schaltzeiten runter müssen. Die jetzigen Treiber leisten 4A Spitze. Aber mit nem Rg von 6,8R kommen die im Moment noch zurecht. Habe den RG auch schon auf 0 gesetzt und wie erwartet hat es den Treiber dann zerlegt ^^ Der neue Treiber leistet 40A Spitze und schaltet bis 35V. Mal sehen was da so geht.
Re Né schrieb: > Ich bin mir bewusst das die Schaltzeiten runter müssen. Die jetzigen > Treiber leisten 4A Spitze. Aber mit nem Rg von 6,8R kommen die im Moment > noch zurecht. Habe den RG auch schon auf 0 gesetzt und wie erwartet hat > es den Treiber dann zerlegt ^^ Der neue Treiber leistet 40A Spitze und > schaltet bis 35V. Mal sehen was da so geht. Ich frage schlichtweg, weil: 280mOhm sind nicht gerade wenig für SiC. Cree hat m.E. eine wesentlich bessere Auswahl. Wenn du einen FET mit niedrigerem R_DS bekommst, könntest du die Leitverluste reduzieren und somit ggf. dem thermischen Tod entkommen. Das setzt aber voraus, dass deine Treiber-ICs die höhere Eingangskapazität aushalten. Die IXDN609 Treiber sind ganz okay. Dort gibt es ein Modell, dass auf der Unterseite eine Kühlplatte besitzt. Ggf. könntest du damit die größere Eingangskapaztität aushalten. Ferner ist interessant zu erfahren, wie du die FETs in deine Schaltung integriert hast. Vor allem die common-source Induktivität spukt dir bei den Transienten in die Suppe. Auch wenn du sagst, dass die Transienten astrein und sauber aussehen, glaube ich dir nicht so ganz. Denn dann hättest du kein EMV Problem ;)
@al3ko (Gast) >280mOhm sind nicht gerade wenig für SiC. Cree hat m.E. eine wesentlich >bessere Auswahl. Wenn du einen FET mit niedrigerem R_DS bekommst, >könntest du die Leitverluste reduzieren und somit ggf. dem thermischen >Tod entkommen. Was haben Leitverluste mit Leerlauf zu tun?
al3ko schrieb: > Re Né schrieb: >> Ich bin mir bewusst das die Schaltzeiten runter müssen. Die jetzigen >> Treiber leisten 4A Spitze. Aber mit nem Rg von 6,8R kommen die im Moment >> noch zurecht. Habe den RG auch schon auf 0 gesetzt und wie erwartet hat >> es den Treiber dann zerlegt ^^ Der neue Treiber leistet 40A Spitze und >> schaltet bis 35V. Mal sehen was da so geht. > > Ich frage schlichtweg, weil: > 280mOhm sind nicht gerade wenig für SiC. Cree hat m.E. eine wesentlich > bessere Auswahl. Wenn du einen FET mit niedrigerem R_DS bekommst, > könntest du die Leitverluste reduzieren und somit ggf. dem thermischen > Tod entkommen. Das setzt aber voraus, dass deine Treiber-ICs die höhere > Eingangskapazität aushalten. > > Die IXDN609 Treiber sind ganz okay. Dort gibt es ein Modell, dass auf > der Unterseite eine Kühlplatte besitzt. Ggf. könntest du damit die > größere Eingangskapaztität aushalten. > > Ferner ist interessant zu erfahren, wie du die FETs in deine Schaltung > integriert hast. Vor allem die common-source Induktivität spukt dir bei > den Transienten in die Suppe. > > Auch wenn du sagst, dass die Transienten astrein und sauber aussehen, > glaube ich dir nicht so ganz. Denn dann hättest du kein EMV Problem ;) Die geringe Eingangskapazität war ein Kriterium bei der Wahl des passenden FETs. Im Moment habe ich auch kein EMV Problem (kommt vlei im Ausgangspost anders rüber). Aber ich erwarte heftige Probleme wenn ich die SiCs mit maximaler Härte ansteuere (sprich Rg=0R). Die Leitungszüge auf die es ankommt sind alle so kurz wie möglich gehalten. Wenn ich schätzen müsste würde ich sagen beim Com-Source unterer 2 stelliger nH Bereich. Aber Nagel mich jetzt bitte nicht auf die Zahl fest ;) Abblockkondis sind nicht mal 5mm vom Bestimmungsort entfernt.
Falk Brunner schrieb: > @al3ko (Gast) > >>280mOhm sind nicht gerade wenig für SiC. Cree hat m.E. eine wesentlich >>bessere Auswahl. Wenn du einen FET mit niedrigerem R_DS bekommst, >>könntest du die Leitverluste reduzieren und somit ggf. dem thermischen >>Tod entkommen. > > Was haben Leitverluste mit Leerlauf zu tun? Nichts. Leerlauf muss ich wohl in der ganzen Diskussion über die DDS überlesen haben. Magst du mir bitte die Stelle in diesem ellenlangen Thread zeigen? Ich habe mich darauf bezogen: >Am Ausgang Gesucht: Sinus mit bis zu 150kHz, 1kVss ca 250Veff. um die >1,5kW. Und dann stand noch irgendwo 800kHz Schaltfrequenz. Und wenn man bereits im Leerlauf in thermische Schwierigkeiten kommt, wirds mit 1.5kW sowieso nichts bei 800kHz.
> Und wenn man bereits im Leerlauf in thermische Schwierigkeiten kommt, > wirds mit 1.5kW sowieso nichts bei 800kHz. Das ist der springende Punkt, darumgehts hier.
@ al3ko (Gast) >> Was haben Leitverluste mit Leerlauf zu tun? >Nichts. Leerlauf muss ich wohl in der ganzen Diskussion über die DDS >überlesen haben. Passiert. > Magst du mir bitte die Stelle in diesem ellenlangen >Thread zeigen? Beitrag "Re: Sinus bis 150kHz mit Leistung aus PWM" "Nach 1-2 min gehen die aber schon in Richtung 90° (ohne Last, mal abgesehen vom Tiefpassfilter)"
Re Né schrieb: > Im Moment habe ich auch kein EMV Problem (kommt vlei im Ausgangspost > anders rüber). Aber ich erwarte heftige Probleme wenn ich die SiCs mit > maximaler Härte ansteuere (sprich Rg=0R). Die Leitungszüge auf die es > ankommt sind alle so kurz wie möglich gehalten. Wenn ich schätzen müsste > würde ich sagen beim Com-Source unterer 2 stelliger nH Bereich. Aber > Nagel mich jetzt bitte nicht auf die Zahl fest ;) > Abblockkondis sind nicht mal 5mm vom Bestimmungsort entfernt. Ich spreche auch eher von den zahlreichen nH im TO-247 Package. Ich habe viele Wechselrichter mit SiC FETs gesehen, bei denen die drei Beinchen der diskreten Bauteile zuviel nH in die Schaltung eingebracht haben und Störungen verursachten. Was bei IGBTs alles noch okay ist, ist bei SiC bereits zu viel. Hart aber wahr. Eigentlich sollte man sogar TO-247 für SiC grundsätzlich verbieten. Weil aber die Industrie eine 1:1 Alternative zu deren IGBTs will, liefern ROHM und co. SiC in den beschissenen TO-247 Gehäusen.
al3ko schrieb: > Ich spreche auch eher von den zahlreichen nH im TO-247 Package. Darauf habe ich leider keinen Einfluss, ich kann nur schauen ob ich einen geeigneteren FET finde, sollte das dass Problem sein. > Ich habe viele Wechselrichter mit SiC FETs gesehen, bei denen die drei > Beinchen der diskreten Bauteile zuviel nH in die Schaltung eingebracht > haben und Störungen verursachten. Glaube ich gern > Was bei IGBTs alles noch okay ist, ist bei SiC bereits zu viel. Hart > aber wahr. Eigentlich sollte man sogar TO-247 für SiC grundsätzlich > verbieten. Weil aber die Industrie eine 1:1 Alternative zu deren IGBTs > will, liefern ROHM und co. SiC in den beschissenen TO-247 Gehäusen. Jetzt hast du aber wieder ein Thema angesprochen ^^ Will das jetzt hier nicht vertiefen
Falk Brunner schrieb: > Beitrag "Re: Sinus bis 150kHz mit Leistung aus PWM" > > "Nach 1-2 min gehen die aber schon in Richtung 90° > (ohne Last, mal abgesehen vom Tiefpassfilter)" Okay, hatte ich tatsächlich übersehen. Danke für die Aufklärung. Bevor wir hier weiterreden, sollte man tatsächlich mal die Bilder vom Scope reinstellen.
Ich werde versuchen in den kommenden Tagen die Scopes zu posten
Angehängte Dateien:
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Oszi_Gate.png
670 KB
Auf dem Bild ist das Gate Signal dargestellt, weis jetzt nicht mehr genau ob das die High oder Low Side war - sahen beide gleich aus. Es machte ebenfalls keinen Unterschied ob mit oder ohne Last. Das war noch mit dem "alten" Treiber und Rg=6,8R. Habe jetzt einen neuen Treiber genommen der ca.9-12A Spitze liefert (müsste ich jetzt nach schauen). Rg=0R Damit erreiche ich Rise/Fall Times zwischen 10-15ns (das Oszi löst "nur" bis auf 5ns auf) das ist schon ganz ordentlich, allerdings habe ich erwartungsgemäß jetzt kleine Spikes drauf (+/-5V Ohne Last) und sobald ich die Versorgung für die SiCs langsam aufdrehe werden sie schlimmer sowie auch die Oberwellen. Mein nächster Schritt wird es sein einen diskreten Treiber aufzubauen, da ich auch nach längerer Recherche keinen für mich passenden Treiber finden konnte. Der neue Treiber soll das Gate mit -5/+18V ansteuern. Dessweiteren will ich noch die Querströme messen, ich habe den verdacht das die SiCs nicht immer sauber Ausschalten was auch ein Grund dafür ist das gate mit -5V anzusteuern.
Unabhängig von Deinen eigentlichen Problemen, muss ich Falk Recht geben: eine derart große Auflösung der Tabelle ist nicht nötig. Ich habe in meinem Sinusartikel gezeigt, wie man das einfacher machen kann: Kleine Tabelle, virtueller steiler Filter in Software per IIR und Phasenkompensation, damit die Verschiebung durch den Filter stimmt. Du bekommst dann einen sehr viel exakteren Sinuswert als Vorgabe, wenn du DDS betreibst, also die Frequenz dynamisch verstellst. Ok, das hilft Dir jetzt erstmal nicht weiter. Was ich zu der Problematik beisteuern würde: Man kann Trasistoren im Schaltvorgang beschleunigen, wenn man einen kleinen Hochpass parallel zu den Rs vor dem Gate setzt. Hast Du wahrscheinlich aber schon optimiert. Dann wäre die Frage ob man wirklich PWM machen sollte, oder nicht eine selbstlaufende PDM?
Das Gate dermassen zu uebersteuern bringt ausser Problemen bei mehr Gatestrom wenig. Was wir bisher noch nicht sahen war ein Layout. Sind wir immer noch bei Streifenleiter oder Steckbrett?
Ge E. schrieb: > Oszi_Gate.png > 2,53 MB Ich frage mich, warum man ein Foto zum PNG umwandelt... Hier mal die Kurzfassung von Bildformate: Screenshots: PNG Fotos: JPEG (dazu zählen auch Fotos von verstaubten Bildschirmen!)
Die Ansteuerung dieses einen Gates sieht nicht verkehrt aus. Notwendig wäre aber immer noch eine Schaltbild und eine klare Aussage, zwischen welchen beiden Punkten das Scope angeschlossen war. Außerdem eine Aussage dazu, was bei der Messung alles als Last angeschlossen war (Filter, Lastkapazität oder völlig offen?) Innerhalb der Off-Phase erkennt man an einem kleinen kapazitiv-gekoppelten Wackler, wann der andere Transistor in der Halbbrücke angesteuert wird (ca. 300ns nach der fallenden Flanke). Der entsprechende Wackler beim Ausschalten des anderen Transistors fehlt mir in der Aufnahme. Eine mögliche Erklärung wäre, dass das Ausschalten des anderen Transistors erst erfolgt, wenn dieser hier schon wieder leitet. Dann hättest du wider Erwarten doch eine Überschneidung und das Aufheizen der FETs wäre erklärt. Deshalb die neuen Messaufträge ;-) a) werden beide Transistoren der Halbbrücke gleichermaßen heiß (low und highside)? Das würde zu Überschneidung passen. b) das Gate des High-Side lässt sich evtl nicht so ohne weiteres messen, weil es in Richtung der Hochspannung springt. Aber beim Low-Side kannst du einfach parallel zu U_GS auch mal U_DS aufzeichnen und uns zeigen. Ach ja: dass ein integrierter Treiber es nicht schafft, die Transistoren im Leerlauf kühl zu halten, glaube ich nicht. Mach lieber mehr Messungen am bestehenden System um zu verstehen, woher die Heizleistung kommt, statt Aufwand in die Eigenentwicklung eines Treibers zu stecken. Und zeig uns mehr von deinem Aufbau: vielleicht springt hier jemandem sofort ein Problem ins Auge, dass du seit Tagen übersiehst.
Achim S. schrieb: > Innerhalb der Off-Phase erkennt man an einem kleinen > kapazitiv-gekoppelten Wackler, wann der andere Transistor in der > Halbbrücke angesteuert wird (ca. 300ns nach der fallenden Flanke). Sorry, es sind weniger als 300ns: ich habe erst beim zweite Hinschauen erkannt, dass du die Darstellung des Oszis nach dem Anhalten der Messung gezoomt hast.
Jürgen Schuhmacher schrieb: > Ich habe in > meinem Sinusartikel gezeigt, wie man das einfacher machen kann Link?
Eric B. schrieb: > Jürgen Schuhmacher schrieb: >> Ich habe in >> meinem Sinusartikel gezeigt, wie man das einfacher machen kann > > Link? Ja der würde mich auch mal interresieren. Bildformat? Wayne ich arbeite ausschließlich mit png und es wird auch direkt als solches gespeichert und nicht erst konvertiert. Aber wenn der Herr MOD daruf besteht werde ich mich nat. in Zukunft dran halten, zumindest hier im Forum.
Achim S. schrieb: > Die Ansteuerung dieses einen Gates sieht nicht verkehrt aus. > > Notwendig wäre aber immer noch eine Schaltbild und eine klare Aussage, > zwischen welchen beiden Punkten das Scope angeschlossen war. Außerdem > eine Aussage dazu, was bei der Messung alles als Last angeschlossen war > (Filter, Lastkapazität oder völlig offen?) Nur der Filter als Last. Ich will erst diese Probleme beseitigen bevor ich admit Anfange die eigentliche Last anzuhängen. > Innerhalb der Off-Phase erkennt man an einem kleinen > kapazitiv-gekoppelten Wackler, wann der andere Transistor in der > Halbbrücke angesteuert wird (ca. 300ns nach der fallenden Flanke). Zu diesem Zeitpunkt ist der gegenüberliegende MOSi schon längt voll durchgesteuert. Dieser Wackler muss also wo anders herkommen. Das Gate springt sofort auf hing NACHDEM das andere Gate KOMPLETT auf 0 ist. > entsprechende Wackler beim Ausschalten des anderen Transistors fehlt mir > in der Aufnahme. Eine mögliche Erklärung wäre, dass das Ausschalten des > anderen Transistors erst erfolgt, wenn dieser hier schon wieder leitet. > Dann hättest du wider Erwarten doch eine Überschneidung und das > Aufheizen der FETs wäre erklärt. Erwährmung ist gleichmäßig auf High und Low Side. Ich gehe bisher davon aus das die hohe Verlustleistung eine Foge der sehr hohen Frequenz ist verbunden mit der hohen Spannung. Aber ganz Sicher wird sich das in den nächsten Tagen noch herausstellen. > Deshalb die neuen Messaufträge ;-) > a) werden beide Transistoren der Halbbrücke gleichermaßen heiß (low und > highside)? Das würde zu Überschneidung passen. > b) das Gate des High-Side lässt sich evtl nicht so ohne weiteres messen, Doch dafür habe ich extra aktive Differential Tastköfpe (feine Sache das ;) > weil es in Richtung der Hochspannung springt. Aber beim Low-Side kannst > du einfach parallel zu U_GS auch mal U_DS aufzeichnen und uns zeigen. > > Ach ja: dass ein integrierter Treiber es nicht schafft, die Transistoren > im Leerlauf kühl zu halten, glaube ich nicht. Mach lieber mehr Messungen > am bestehenden System um zu verstehen, woher die Heizleistung kommt, > statt Aufwand in die Eigenentwicklung eines Treibers zu stecken. Und > zeig uns mehr von deinem Aufbau: vielleicht springt hier jemandem sofort > ein Problem ins Auge, dass du seit Tagen übersiehst.
Jetzt Nicht schrieb: > Das Gate dermassen zu uebersteuern bringt ausser Problemen bei mehr > Gatestrom wenig. Was wir bisher noch nicht sahen war ein Layout. Sind > wir immer noch bei Streifenleiter oder Steckbrett? Nope bei diesen Leistungen / Frequenzen arbeite ich direkt mit Prototypen. Mit fliegender Verdrahtung würde das Gate Signal sicher nicht so sauber aus sehen bei der Frequenz/Impulsstrom
Ge E. schrieb: > Bildformat? Wayne ich arbeite ausschließlich mit png und es wird auch > direkt als solches gespeichert und nicht erst konvertiert. Klar, für Bilder png Format. Und deinen Fussboden putzt du auch mit einer Zahnbürste, oder deine Zähne mit nem Wischmob? Du nimmst ein Rennrad für Waldwege und Querfeldein, egal obs Sinn macht oder nicht? http://www.stupidedia.org/stupi/Wayne Passt auch.
Ge E. schrieb: > Ja der würde mich auch mal interresieren. Dieser hier wird es wohl sein: Digitale Sinusfunktion
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Ge E. schrieb: > Bildformat? Wayne ich arbeite ausschließlich mit png und es wird auch > direkt als solches gespeichert und nicht erst konvertiert. Wer nur einen Hammer hat, für den sieht die ganze Welt wie ein Nagel aus. > Aber wenn der Herr MOD daruf besteht werde ich mich nat. in Zukunft > dran halten, zumindest hier im Forum. Das ist mir prinzipiell herzlich egal. Die meisten Bilder werden inzwischen automatisch verkleinert. Und die 10 Bilder pro Woche, die dann noch irrtümlich oder ignorant übrig sind, kann man locker noch per Tastendruck verkleinern. Ohne jeglichen Informationsverlust...
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Dieter Frohnapfel schrieb: > Ge E. schrieb: >> Ja der würde mich auch mal interresieren. > > Dieser hier wird es wohl sein: Ja und mit Bezug zum Thema wäre auch noch der interessant: Pulsdichtemodulation Anbei ein Bild eines Audiosignals mit 20kHz, erzeugt mit einer PDM mit GF ca. 400kHz und einfachem Doppel-T Filter. Kommt schon auf besser als 10Bit.
Mal ne kurze Frage Zwischendurch, haltet mich ruhig für bekloppt aber ich habe im Netz keine Antwort darauf gefunden ^^ Steigt der vom Treiber zu liefernde Spitzenstrom wenn man die Versorgungsspannung an der zu treibenden Halbbrücke erhöht? Als Stichwort sei hier veilleicht die Millerkapazität erwähnt. An der Versorgung vom Treiber ändert sich nix.
>Steigt der vom Treiber zu liefernde Spitzenstrom wenn man die >Versorgungsspannung an der zu treibenden Halbbrücke erhöht? Nein. Der Spitzenstrom liegt da dann an, wenn der Treiber beginnt an- oder abzuschalten. In diesem Moment ist der Strom nur durch den Rgate (im Mosfet), ggf. dem externen Gatewiderstand und dem Ausgangswiderstand der Treibers bestimmt. Der Millereffekt vergrößert deinen Cgs virtuell beim Schalten, und macht das Ein- und Ausschalten langsamer. Da du ja offenbar einen SiC Mosfet nimmst sind die Ströme ins Gate auch eher überschaubar (1A - 3A Spitze würde ich mal schätzen).
Ge E. schrieb: > 1,5kW. > > Was ich bisher realisiert habe: 4 Kanal PWM Wenn einem nichts anderes einfällt... Gerüchteweise ist man mittlerweile aber auch bei ADCs über das Stadium der Sägezahnconverter hinaus gekommen.
lrep schrieb: > Ge E. schrieb: >> 1,5kW. >> >> Was ich bisher realisiert habe: 4 Kanal PWM > > Wenn einem nichts anderes einfällt... > > Gerüchteweise ist man mittlerweile aber auch bei ADCs über das Stadium > der Sägezahnconverter hinaus gekommen. Was laberst du für eine gequirllte Scheiße XD Du hast keinen Dunst worum es hier geht, aber Danke du zauberst mir ein Lächeln ins Gesicht
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Bearbeitet durch User
@Ge E. (re_n): Schade, daß Du die, hier reichlich gekommenen, Hinweise auf andere Modulationsarten ignorierst. Wenn ich soetwas lese (Selbst nicht nachgerechnet): Falk Brunner schrieb: > Eon = 57uJ, Eoff = 20uJ. > > Macht bei 800 kHz mindestens 61,6W pro MOSFET! (wenn die > Schaltbedingungen vergleichbar sind) > > Prost Mahlzeit! Dann ist für mich klar, daß man die Anzahl der Schaltvorgänge deutlich reduzieren muß. Frage: Braucht die Last Massebezug? Wenn nein, könnte man Ausgangsfilter, und Last an eine Vollbrücke hängen, da hätte man 3 Spannungs-Zustände +V -V und zusätzlich 0. Dazu noch ein Ausgangsfilter höherer Ordnung (Jetzt hast Du 2. Ordnung), und man könnte mit einem Viertel der Schaltvorgänge auskommen. Wie 'gut' muß eigentlich der Sinus, an der Last, sein? Die Leistung der Treiber immer weiter zu erhöhen, bringt irgendwann nur mehr Probleme, bei geringem Nutzen. Mit freundlichen Grüßen - Martin
Hi, jetzt bin ich doch mal neugierig geworden. Martin Schlüter schrieb: > @Ge E. (re_n): > > Schade, daß Du die, hier reichlich gekommenen, Hinweise auf andere > Modulationsarten ignorierst. Wenn ich soetwas lese (Selbst nicht > nachgerechnet): Delta Sigma Modulation ist doch im Prinzip dasselbe wie Hysteris-modulation, oder? Der große Nachteil dieser Modulationsart ist doch, dass die Frequenz nicht konstant ist, was wiederrum das Filterdesign erschwert. So sehe ich es jedenfalls für die Antriebstechnik und Netzanwendungen wie Photovoltaik. Der Vorteil ist die geringe Komplexität hinsichtlich der Regelung. Inwiefern seht ihr Vorteile der Delta Sigma Modulation in seiner Anwendung? Martin ist schon ein wenig darauf eingegangen: Martin Schlüter schrieb: > @Re Né (re_n): > PWM. Mit einem guten Ausgangs-Tiefpass kommt man auch > da auf eine gute Qualität des Ausgangssignals. Die Störungen verteilen > sich auch auf ein breiteres Band, könnte also auch von der EMV besser > sein. Ab welchen Schaltfrequenzen macht Delta Sigma Sinn? Wie gesagt, ich kenne mich nur mit Netzanwendungen aus und da sehe ich Hysteresis selten bis kaum, weil das Filtern am Ende die große Hürde darstellt bei Schaltfrequenzen von ca. 16kHz.
Martin Schlüter schrieb: > Frage: > Braucht die Last Massebezug? Wenn nein, könnte man Ausgangsfilter, und > Last an eine Vollbrücke hängen, da hätte man 3 Spannungs-Zustände +V -V > und zusätzlich 0. Dazu noch ein Ausgangsfilter höherer Ordnung (Jetzt > hast Du 2. Ordnung), und man könnte mit einem Viertel der Schaltvorgänge > auskommen. Ein viertel der Schaltvorgänge klingt erstmal (sehr) interresant, ich verstehe nur leider nicht wie du das meinst. Ich benutze ja jetzt schon eine Vollbrücke. Die Last braucht keinen Massebezug. > Wie 'gut' muß eigentlich der Sinus, an der Last, sein? Muss nicht perfekt sein. Der Ausgang sollte nur rel. niederohmig sein. > Die Leistung der Treiber immer weiter zu erhöhen, bringt irgendwann nur > mehr Probleme, bei geringem Nutzen. Ich habe die Rg´s wieder etwas erhöht, die Gates werden sauber geschaltet. Ist aber in Sachen Verlustleistung noch nicht das gelbe vom Ei. > Mit freundlichen Grüßen - Martin
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Bearbeitet durch User
Die H-Brücke (manche verwechseln das mit Halb Brücke, gemeint ist aber eine Vollbrücke) bewirkt doch nur eine Spannungsverdopplung und das die Last symmetrisch aufgehangen ist. Aber eine Reduzierung der Schaltvorgänge bringt sie nicht mit sich. Erkläre mir bitte wie du das meinst.
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So, jetzt habe ich endlich Zeit, hier zu schreiben. @Ge E. (re_n): Direkt verringert die Vollbrücke die Anzahl der Schaltvorgänge nicht. Wenn man die zweite Halbbrücke mit dem invertierten Signal der Ersten ansteuert hat man tatsächlich nur die Spannung verdoppelt, und für Symmetrie gesorgt. Interessant wird die Sache, wenn man beide Halbbrücken getrennt ansteuert, dann bekommt man einen dritten Zustand, beide Halbbrücken auf GND oder Beide auf VCC ergibt 0V am Filtereingang. Dann kann man solche Signale, wie in der schnellen Handskizze angedeutet (Ja, ist etas krumm geraten) erzeugen. U1 ist die erste Halbbrücke, U2 die Zweite. So ein Signal, wie bei a) ist einem Sinus schon deutlich näher, als ein Rechteck. Mit einem guten Ausgangsfilter sollte man da dem Sinus schon ausreichend nahe kommen. Da hat man dann 4 Schaltvorgänge pro Periode (2 pro Halbbrücke). Bei 800kHz PWM und 150kHz Signal sind es schon mehr als 10 pro Halbbrücke. Das macht man dann z.B. bis zu 120kHz Signal runter, bei kleineren Signalfrequenzen macht man es wie bei b), und verfeinert das zu kleineren Frequenzen weiter. In diesem Fall wird dem Filter die Arbeit deutlich leichter gemacht, da die ganze Schalterei nur bei der halben Amplitude gemacht wird. @al3ko (Gast): Es gibt natürlich nicht die beste Modulationsart, da muß man je nach Anwendung und verfügbaren Komponenten entscheiden. Bei Schrittmotor-Endstufen ist Hysteris-Modulation recht verbreitet. Aber auch Modulationsarten mit fester ON- und variabler OFF-Zeit, oder umgekehrt, sind in der Leistungselekrtonik (Schaltregler) sehr verbreitet. Ob es für's Filterdesign gut ist, richtet sich danach, was man erreichen will. Geht es um die Energie innerhalb eines bestimmten Frequenzbandes, bringt die sich ständig ändernde Frequenz keinen Vorteil, geht es aber um Maximalamplituden im Spektrum, bringt es was, die Energie auf ein Frequenzband zu verteilen (Manche Prozessoren wobbeln ihren Systemtakt um ein paar %, damit es keine so ausgeprägten Peaks im Spektrum gibt). Durch die, ohnehin nötige, Festlegung von minimalen ON- oder OFF-Zeiten ist die Frequenz nach oben hin limitiert. Auch im akustischen Bereich kann eine Modulation abseits der PWM gut sein, eine Motoransteuerung die rauscht (Delta-Sigma-Modulation) ist weniger unangenehm als eine die pfeift (PWM). Mit freundlichen Grüßen - Martin
hmmm klingt fast nach einem 61000-4-16/-4-19 verstärker... naja fast zumindest... was hast du für klirrfaktor anforderungen... amplituden/phasengang egal??? (regelschleife um ein schmalbandiges signal oder einfach nur breitbandig verstärken?) möglicherweise reichts dir ja schon mit 150kHz zwischen 2 versorgungsspannungen für einen class B verstärker hin- und herzuschalten damit die verluste erträglich werden... bei der leistung und variabler frequenz halte ich rein digital für aktuell nicht möglich... ein hybrides konzept dagegen schon... wobei da eben die oben genannte parameter reinspielen... 73
al3ko schrieb: > Delta Sigma Modulation ... > Der große Nachteil dieser Modulationsart ist > doch, dass die Frequenz nicht konstant ist, was wiederrum das > Filterdesign erschwert. Nun ja, es gibt ja eine untere Grenzfrequenz und die entspricht im Groben der, die man mit einer equivalenten PWM hinbekommt würde. Von daher ist der Filter entsprechen darauf zu dimensionieren und man nimmt die in der Regel geringeren Verzerrungen dankend mit.
Hast du schon mal ausgerechnet was für ein Strom in dem 330nF Kondensator vom LC-Filter fließt? Bei 150kHz und 250Veff komm ich da auf 78Aeff !
Hans Wilhelm schrieb: > hmmm klingt fast nach einem 61000-4-16/-4-19 verstärker... naja fast > zumindest... sagt mir nix > was hast du für klirrfaktor anforderungen... amplituden/phasengang > egal??? (regelschleife um ein schmalbandiges signal oder einfach nur > breitbandig verstärken?) Klirrfaktor ziehmlich Wurst. Amplitide sollte von 20kHz-120kHz einigermaßen (+/-10%) Konstant sein über besagtem Frqeuenzbereich. > möglicherweise reichts dir ja schon mit 150kHz zwischen 2 > versorgungsspannungen für einen class B verstärker hin- und > herzuschalten damit die verluste erträglich werden... lass mich drüber nachdenken > bei der leistung und variabler frequenz halte ich rein digital für > aktuell nicht möglich... ein hybrides konzept dagegen schon... wobei da > eben die oben genannte parameter reinspielen... das sehe ich ähnlich / hart an der Grenze des realisierbaren, vielleicht sogar schon darüber MFG
jens schrieb: > Hast du schon mal ausgerechnet was für ein Strom in dem 330nF > Kondensator vom LC-Filter fließt? Bei 150kHz und 250Veff komm ich da auf > 78Aeff ! Das mit der Spule ist noch so ein Thema. Der Kondi (MP-Typ) macht das mit, allerdings wird die Spule schon bei 20kHz (Ausgangsfrequenz) schon sehr heiß. Ich suche gerade ein passenderes Kernmaterial. Von der Theorie her sollte die Permeabilität ja möglichst gering sein und ich sollte eher mehr Windungen statt einen größeren AL Wert bevorzugen, richtig?
Martin Schlüter schrieb: > So, jetzt habe ich endlich Zeit, hier zu schreiben. Danke ich werde mal darüber nachdenken. Könnte das ja rein softwareteschnich ändern da ich ja jetzt schon jeden einzelnen MOSFET mit unabhängigen PWM Ausgängen ansteuere.
>> Hast du schon mal ausgerechnet was für ein Strom in dem 330nF >> Kondensator vom LC-Filter fließt? Bei 150kHz und 250Veff komm >> ich da auf 78Aeff ! >Das mit der Spule ist noch so ein Thema. Der Kondi (MP-Typ) macht das >mit, allerdings wird die Spule schon bei 20kHz (Ausgangsfrequenz) schon >sehr heiß. Ich suche gerade ein passenderes Kernmaterial. Wenn die Schaltung so ist wie ich denke fließt der Strom auch noch durch die SiC Mosfet. Bei 280mOhm RDSon ist das sicher ein Problem.
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