Guten Abend :) Ich grübel grad wie man einen Vollbrücken Class D Amp nach dem Filter analog "feedbackt"?. Am Ausgang hat man ja die halbe Betriebsspannung als Offset, sagen wir mal 30V bei 60V Betriebsspannung. Am Eingang hat man einen OP Amp mit dem man über zwei Widerstände die Verstärkung einstellt. Normalerweise würde man jetzt einen der beiden Widerstände nicht zum Ausgang des OPs sondern zum Ausgang des Amps führen um die Regelschleife über den kompletten Amp zu erstrecken. Mach ich das mit einem Vollbrücken Class D Amp funktioniert das nicht weil der Offset den OP total durcheinander bringt. Wie wird das normal gemacht? Über einen Kondensator einkoppeln? Glaub ich fast nicht weil man dann ja eine Art Integrator bauen würde. Mit einem Differentiellen OP Amp (z.b. OPA1632) erst den Offset ausmerzen? Aber wie verheirate ich dann den Ausgang des OPA1632 mit dem Feedbackpfad des Eingangs-OPs? Ihr seht schon, mich quälen grad einige Fragen und ich hoffe ihr könnt mir weiterhelfen. Danke :)
Die Regelschleife eines Class-D Verstärker kann man zwar im Prinzip nach dem Filter schliessen, das macht man aber nicht weil man sich durch das Filter ne ordentliche Phasenverschiebung in die Regelschleife einbaut, was selten zu Erfolg führt. Das Filter ist "linear" genug. > Mit einem Differentiellen OP Amp (z.b. OPA1632) erst den Offset > ausmerzen? Aber wie verheirate ich dann den Ausgang des OPA1632 > mit dem Feedbackpfad des Eingangs-OPs? Je nach Spannungslage brauchst du keinen DiffAmp, normaler OP als DiffAmp verschaltet reicht. Signal der beiden Brückenhälften vor dem Filter abgreifen, über Spannungsteiler mit leichter TP-Charakteristik dem Diffamp zuführen und dessen Ausgangssignal dem Eingangs-OP zuführen. Phasenlage beachten.
Sascha schrieb: > Je nach Spannungslage brauchst du keinen DiffAmp, normaler OP als > DiffAmp verschaltet reicht. Signal der beiden Brückenhälften vor dem > Filter abgreifen, über Spannungsteiler mit leichter TP-Charakteristik > dem Diffamp zuführen und dessen Ausgangssignal dem Eingangs-OP zuführen. > Phasenlage beachten. Ok, dann aber direkt an den Eingang des OP Amps und die Regelschleife sozusagen schließen? Also nicht den Ausgang des Amps als Fragment vom Eingang abziehen sondern der Spannungsteiler bestimmt dann mit seinem Verhältnis auch die Verstärkung, korrekt?
Matthias Machmal schrieb: > analog "feedbackt"?. Feed darf man nicht backen! Das Wort, was Du suchst, heißt je nach Polarität rückkoppeln oder gegenkoppeln.
Ein normaler Klasse-D-Amp ist keine Regelschleife. Die Brücke ist gesteuert und nicht geregelt. Demnach gibts keine Rückkopplung / kein Feedback. Aus den oben genannten Gründen. Eventuelle Lautstärkeanpassungen macht man durch Pegelveränderungen des Eingangssignals. Viele Klasse-D-Amps haben dazu einen Eingangsvorverstärker. Da kann man das so einstellen. Siehe zum Beispiel hier: http://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX9737.pdf Da ist gibts eingene Pins für den Vorverstärker. Pins IN und PE wären hier relevant. Man möge mich bitte korrigieren, falls das so allgemein nicht stimmt.
WehOhWeh schrieb: > Eventuelle Lautstärkeanpassungen macht man durch Pegelveränderungen des > Eingangssignals. Viele Klasse-D-Amps haben dazu einen > Eingangsvorverstärker. Da kann man das so einstellen. Ja aber ich will ja einen fixen Gain von z.B. 30. Das kann ich doch nur erreichen indem ich eine Regelschleife einbaue?
Matthias Machmal schrieb: > WehOhWeh schrieb: >> Eventuelle Lautstärkeanpassungen macht man durch Pegelveränderungen des >> Eingangssignals. Viele Klasse-D-Amps haben dazu einen >> Eingangsvorverstärker. Da kann man das so einstellen. > > Ja aber ich will ja einen fixen Gain von z.B. 30. Das kann ich doch nur > erreichen indem ich eine Regelschleife einbaue? Naja, der Klasse-D-"Verstärker" ist kein klassischer Verstärker. Das ist eine Art Modulator, kein Verstärker, den man mittels Gegenkopplung ausbremsen muss. Im Endeffekt wird die "Spannungsverstärkung" (haha...) vom Verhältnis Eingangsspannung zu Duty Cycle bestimmt. Dieses ist fixiert, und damit die "Spannungsverstärkung". Und das dürfte relativ konstant sein - womit die Notwendigkeit einer Gegenkopplung sowieso wegfällt. Die verwendete Versorgungsspannung für die Brücke ist natürlich ein Faktor. Kann man sich in etwa so vorstellen: 2,5V = DC 50%, 0V = DC 100%, 5V = DC 0% Wobei die 2,5V die DC-Vorspannung wären. Die einzige Eingriffsmöglichkeit besteht im Eingangspegel.
WehOhWeh schrieb: > Im Endeffekt wird die "Spannungsverstärkung" (haha...) vom Verhältnis > Eingangsspannung zu Duty Cycle bestimmt. Dieses ist fixiert, und damit > die "Spannungsverstärkung". Und das dürfte relativ konstant sein - womit > die Notwendigkeit einer Gegenkopplung sowieso wegfällt. Naja in der Theorie stimmt das schon, ABER in der Praxis ist die Versorgungsspannung ja nicht konstant. Sie schwankt und man möchte ja auch einen fixen Gain bei mehreren Werten für die Versorgung. z.B. einen Gain für VCC=50-60V oder einen Gain von 35 bei VCC=60-70V. Nur als Beispiel. Das muss sich doch fix regeln lassen?
Matthias Machmal schrieb: > Naja in der Theorie stimmt das schon, ABER in der Praxis ist die > Versorgungsspannung ja nicht konstant. Sie schwankt und man möchte ja > auch einen fixen Gain bei mehreren Werten für die Versorgung. z.B. einen > Gain für VCC=50-60V oder einen Gain von 35 bei VCC=60-70V. > > Nur als Beispiel. Das muss sich doch fix regeln lassen? Ich habe das bisher immer umschifft, indem ich die Spannung aus einem Regler bezogen habe. Der von mir genannte MAX9737 macht das (irgendwie) selber. Wie genau, weiß ich leider nicht. Muss ich leider passen :-(
Matthias: Kommt auf die Topologie deines Verstärkers an. Class-D Verstärker können durchaus eine hohe PSRR haben, was bedeutet dass sie Schwankungen der Versorgungsspannung ausregeln können. Die klassische Dreiecksgenerator - Komparator - Halbbrücke Schaltung kann man mit einem Integrator (und einem DiffAmp für Vollbrücke) aufrüsten. http://users.ece.gatech.edu/mleach/ece4435/f01/ClassD2.pdf
Sascha schrieb: > Die klassische > Dreiecksgenerator - Komparator - Halbbrücke Schaltung kann man mit einem > Integrator (und einem DiffAmp für Vollbrücke) aufrüsten. > http://users.ece.gatech.edu/mleach/ece4435/f01/ClassD2.pdf Ui, top ich glaub damit komm ich ein wenig weiter. Kann mir jemand etwas beim Berechnen der Schaltung für die Vollbrücke helfen? Also Seite 4/5... Vo1 und Vo2 sind die halbe Betriebsspannung, also der Offset des Amps, oder? s ist glaub ich die SlewRate? Wie gebe ich die an? Angenommen ich hab 7V/µS, schreib ich dann einfach 7/w1? Was ist k? Mir würde es wirklich sehr helfen wenn jemand mir die Rechnung anhand eines Beispiels erklärt und mal durchrechnet. Vielen, vielen Dank schon mal dafür :)
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Ich gehe davon aus, dass du mit PWM arbeitest. Hast du mal Delta Sigma in Betracht gezogen? Die Endstufe kann bei einem Modulator 1. Ordnung ganz natürlich als Teil des DS-Modulators eingesetzt werden, also ist die PSSR groß. Die Schaltung ist, wenn überhaupt, kaum komplizierter als bei PWM und die erreichbare Signalqualität ist deutlich größer.
Uwe Beis schrieb: > Hast du mal Delta Sigma > in Betracht gezogen? Ich arbeite sogar schon mit Delta Sigma, also Integrator, Komparator und D-Type FlipFlop (Quantisierer). Der Feedback passiert hier direkt nach dem D-Type FlipFlop zurück auf den Integrator. Wenn ich den Feedback nach den Fets abgreife versau ich mir total meinen THD und SNR. Vielleicht muss ich aber bei einer Vollbrücke auch erst wie oben beschrieben eine Differenz bilden und damit dann zurück auf den Integrator?
> Vielleicht muss ich aber bei einer Vollbrücke auch erst wie > oben beschrieben eine Differenz bilden und damit dann zurück > auf den Integrator? Ich kann mich nicht mehr an die genaue Kausalkette erinnern, aber wenn du bei einer Vollbrücke das Feedback nur von einer Halbbrücke holst, hast du praktisch keine PSRR mehr. Du brauchst also einen DiffAmp. Ich hab mal vor einer Weile einen eigenen Verstärker entwickelt, unten sind einige hilfreiche PDFs verlinkt. http://www.fingers-welt.de/wiki/index.php?title=Class-D_Verst%C3%A4rker
Sascha schrieb: > Ich hab mal vor einer Weile einen eigenen Verstärker entwickelt, unten > sind einige hilfreiche PDFs verlinkt. > http://www.fingers-welt.de/wiki/index.php?title=Class-D_Verst%C3%A4rker Ok, vielen Dank! Werde ich mir anschauen. Ich würde gern nochmal auf die Berechnung aus meinem vorherigen Post zurückkommen. Mag mir jemand helfen das einmal beispielhaft durchzurechnen? Vielen Dank :)
Matthias Machmal schrieb: > Wenn ich den Feedback nach den Fets abgreife versau ich mir total meinen > THD und SNR. Nein, es ist doch umgekehrt: Ohne Rückkopplung (bzw. Gegenkopplung) vom Ausgang ist die Ausgangsspannung direkt von der Betriebsspannung abhängig. > Vielleicht muss ich aber bei einer Vollbrücke auch erst wie oben > beschrieben eine Differenz bilden und damit dann zurück auf den > Integrator? Ja, natürlich, genau so. Anders ist Unsinn, das hat Sascha auch geschrieben. Der Integrator erfasst ja den Mittelwert der tatsächlichen Ausgangsspannung und sorgt dafür, dass er genau so groß wie die Eingangsspannung ist.
Matthias Machmal schrieb: > Vo1 und Vo2 sind die halbe Betriebsspannung, also der Offset des Amps, > oder? Nein, Vo1 - Vo2 ist die tatsächliche Ausgangsspannung an dem Ausgang der Vollbrücke. > s ist glaub ich die SlewRate? Wie gebe ich die an? Angenommen ich hab > 7V/µS, schreib ich dann einfach 7/w1? Auch nicht, aber ganz sicher bin ich mir nicht: Was mit "slewing" hier gemeint ist, erahne ich als ein möglicherweise instabiles Verhalten, dass durch Einfügen eines Tiefpasses in die Strecke verhindert wird. > Was ist k? Könnte die Schleifenverstärkung sein. Oder der Faktor in der Rückkopplung, denn dafür wird oft k verwendet. > Mir würde es wirklich sehr helfen wenn jemand mir die Rechnung anhand > eines Beispiels erklärt und mal durchrechnet. Ich muss jetzt zugeben, dass ich die Rechnung bestenfalls dann verstehen würde, wenn ich mich da langwierig rein vertiefen würde. Das ist mir aber zu aufwändig. Sollte es mein Projekt sein, würde ich anfangen zu Simulieren oder sogar einen praktischen Aufbau versuchen und dabei die Erfahrung machen, was nicht klappt und was man dagegen tun kann und muss. Danach würde ich die Mathematik auch einsehen. Umgekehrt ist nicht so mein Ding. Nachtrag: Der Artikel beschreibt einen PWM-Endstufe, keine DS-Endstufe, wie du meinst, dass sie bei dir vorliegt. Und auch bei diesem Konzept wird, wie in meiner Antwort vorher, die Ausgangsspannung der Vollbrücke zur Gegenkopplung genommen, so dass PSRR und Nichtlinearitäten in der Endstufe kompensiert werden.
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Aaaaalso wenn ich den PWM Differenz OP mal simuliere komm ich leider auf keinen grünen Weg. Leider sieht das Ergebnis in real genauso seltsam aus. Nimm ich die beiden PWM Signale an mein Oszi und bilde die Differenz über die MATH Funktion passt es. Simulation siehe Anhang... Die Differenz müsste doch genauso aussehen wie die zwei PWM Signale, nur eben mit doppelter Amplitude? So ist es zumindest am Oszi. 30V - 0V = 30V 0V - 30V = -30V Folglich hab ich in der Differenz ein Signal von 60Vpp. (bzw. einem Bruchteil davon wegen Spannungsteiler etc.) Das was in der Simulation aus dem OP kommt ist leider etwas anderes. Den Spannungsteiler hab ich übrigens nur testweise so klein gewählt.
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Macht sie doch. Sehe keinen Fehler in der Sim.
Hmm aber muss die Differenz nicht auch wie ein Rechteck und nicht wie ein Dreieck aussehen?
Du mußt die Parameter passend einstellen im OpAmp-Modell. hier slew-rate
Hallo Matthias, soweit ich erkennen kann, ist das Simulationsergebnis doch perfekt, vorausgesetzt, dass ich die Signalzuordnung richtig interpretiere: Oben der OP-Ausgang, Mitte einer der 47 Ohm-Knoten, unten einer der OP-Eingänge. Am Ausgang ist 1/11 der Eingangsspannung zu sehen, durch die Slew Rate des OPs trapezförmig. Was erwartest du anders? Nachtrag: Sorry, in meinem Browser hatte ich noch nicht auf die aktuellen 3 Antworten aktualisiert. Der Abdul hat Recht. Noch ein Nachtrag: Damit sind die Kondensatoren C3 in Bild 7 zu erklären: Weil ein realer OPV kaum mit der Flankensteilheit der Brücke mithalten kann und dadurch eine starke Nichtlinearität eintritt, wird durch R3/C3 die Flankensteilheit für den OPV reduziert, ohne dass der Mittelwert seiner Ausgangsspannung verfälscht wird. Genau das ist mit "The capacitors labeled C3 act as low-pass filters to limit the rise time of the signals applied to the op amp to prevent slewing." gemeint. Allerdings müssen die negativen Konsequenzen dieser Maßnahme berücksichtigt werden, wie es im Folgenden auch geschieht.
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So, nun glaube ich, in http://users.ece.gatech.edu/mleach/ece4435/f01/ClassD2.pdf durchzublicken. k ist die Verstärkung der PWM-Stufe, d.h., vom neg. Komparatoreingang zum Ausgang der Brücke, siehe Seite 2: It follows that the effective gain k is given by ... (Formel 2) Zur Dimensionierung: Die Zeitkonstante durch C3 soll möglichst klein sein, damit deren Nachteile klein bleiben. Das erfordert einen ausreichend schnellen OPV. Die Verstärkung der PWM-Stufe multipliziert mit der Verstärkung (oder hier: Abschwächung) des Differenzverstärkers und dem Integrator aus dem OPV, RF und CF, bildet in der Regelschleife einen weiteren Tiefpass, der zusammen mit der C3-Geschichte zu einem konjugiert komplexen Pol und damit zum Schwingen des Systems führen kann. Um das zu verhindern, muss der Integrator "langsam" genug sein, wobei ein Q-Faktor von <= 0,5 für das System empfohlen wird. Dementsprechend werden RF und CF berechnet, und dadurch ergibt sich auch die obere Grenzfrequenz des Verstärkers. Jetzt bin ich auch ein bisschen schlauer. Über die Simulation hätte ich es wahrscheinlich auch heraus gefunden, aber das hätte länger gedauert.
Danke Uwe, wirklich, vielen Dank für deine Unterstützung :)
Dadurch wurde es auch mir klarer.
Was mich aktuell noch total verwundert ist folgendes:
Ich z.B. folgende Schaltung:
Rfb
|--|==|---------< von D-Typ Flip Flop 0/5V
|
| Cint
|--[==]-----|
| ___ |
R1 | | | |
--|==|---|- | |
| >|---------> zu Komparator und dann D-Type Flip Flop
VDD1/2 --|+ |
|_____|
U1
VDD=5V
Typischer Integrator halt mit Cint als Integrationskondensator.
Das Rechtecksignal, das über Rfb vom Eingang abgezogen wird muss exakt
VDD entsprechen da sonst das Tastverhältnis nicht stimmt. Sprich wenn
das Signal vom FlipFlop 0/5V hat, hab ich genau 50% Duty. Hab ich am
FlipFlop nur 0/4V dann resultiert daraus ein Duty von z.B. 40/60%.
Wenn ich jetzt den Feedback nicht über den FlipFlop führe sondern direkt
von der Brücke hole ist das ja mords aufwendig genau 50% Duty zu
bekommen, oder? Bei der kleinsten Schwankung der Versorgungsspannung
stimmt dann ja das Arbeitsverhältnis der beiden Halbbrücken nicht
mehr....
Hab ich da einen Knopf im Kopf?
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Matthias Machmal schrieb: > Das Rechtecksignal, das über Rfb vom Eingang abgezogen wird muss exakt > VDD entsprechen da sonst das Tastverhältnis nicht stimmt. Sprich wenn > das Signal vom FlipFlop 0/5V hat, hab ich genau 50% Duty. Hab ich am > FlipFlop nur 0/4V dann resultiert daraus ein Duty von z.B. 40/60%. Ziemlich korrekt. Aber ich fürchte, du bringst DS und PWM durcheinander. Das von dir beschriebene D-FF braucht einen Takt, und das impliziert, dass das Ganze ein DS-Modulator ist. Es gibt dann kein Tastverhältnis von z.B. 40/60%, sondern 40% der Bits des Bitstroms sind high. > Wenn ich jetzt den Feedback nicht über den FlipFlop führe sondern direkt > von der Brücke hole ist ... ... ist das dann immer noch ein DS-Modulator, wie du soeben beschrieben hast? Ist immer noch ein FF in der Schaltung oder ist statt dessen irgendwo ein PWM-Modulator mit einem Dreieckssignal, wie in dem PDF-Artikel beschrieben? > das ja mords aufwendig genau 50% Duty zu > bekommen, oder? Bei der kleinsten Schwankung der Versorgungsspannung > stimmt dann ja das Arbeitsverhältnis der beiden Halbbrücken nicht > mehr.... Wie auch immer, DS oder PWM, so muss es doch auch sein! Wenn die Versorgungsspannung unsymmetrisch wird, der Ausgangs(mittel)wert aber konstant bleiben soll, muss sich doch auch das Tastverhältnis entsprechend ändern. (Ich kann mich erst spät heute Nachmittag wieder melden)
Ok, melde mich nun nach ein paar Praxiserfahrungen zurück :) Grundlegend verwende ich einen DeltaSigma Wandler mit Integrator, Komparator und D Type Flip Flop. Das mit dem Diff.-OP und der SlewRate konnte ich nun auch nachstellen und hab eingesehen dass es einen sehr schnellen OP braucht um steile Flanken zu erhalten. Hab das auch mit verschiedenen OPs durchprobiert. Nun zum eigentlichen Thema. Wenn ich den Feedback mittels Differenz der zwei Halbbrücken zurück zum Integrator führe dann funktioniert das prinzipiell schon mal. Problematisch ist es allerdings wenn die zwei Referenzspannungen, die ich als Feedback zum Integrator führe, nicht der Betriebsspannung des Integrators entsprechen. Dann resultiert daraus ein ungleiches Arbeitsverhältnis der Halbbrücken und ein DC Offset am Ausgang. Es ist also zwingend notwendig dass die Referenz des Feedbackpfades nicht unterhalb der Versorgungsspannung liegt. In meinem Fall sind das 0/5V. Nun stellt sich mir aber die Frage warum man einen OP Amp. zur Diff. Bildung verwendet und keinen Komparator? Der könnte sehr viel sauberer schalten. Nun allerdings die Frage ob das mit der PSSR noch hinhaut wenn man statt eines OP Amps einen Komparator nimmt?!
Jetzt wird es schwierig: Es kann leicht sein, dass ich dich missverstehe. Am besten, du machst mal eine vollständige Schaltung, denn ich fürchte, dass da Fehler drin sind, die ich so nicht erkennen kann. Matthias Machmal schrieb: > Problematisch ist es allerdings wenn die zwei > Referenzspannungen, die ich als Feedback zum Integrator führe, nicht der > Betriebsspannung des Integrators entsprechen. Das verstehe ich nicht. Es gibt keine "Referenzspannungen". Aber ich ahne: Du meinst die beiden Pegel, die am Ausgang des Differenzverstärker entstehen? Und dass die nicht unter 0V gehen dürfen? Doch, das müssen sie, natürlich! Diese Signale müssen bipolar sein, denn dein Eingangssignal ist es auch. Also muss der Differenzverstärker mit +/-UB betrieben werden, genauso wie der Integrator und der Komparator. Der Komparator darf aber nur Logiksignale zum D-FF liefern. > Nun stellt sich mir aber die Frage warum man einen OP Amp. zur Diff. > Bildung verwendet und keinen Komparator? Der könnte sehr viel sauberer > schalten. Weil der Differenzverstärker eine echte Differenz der Ausgangsspannung liefern soll, sonst kannst du gleich vom D-FF zurückführen, wobei die PSSR der Endstufe wieder minimal werden würde. Das hatten wir aber schon. Sollte ich dich missverstehen: Über Schaltungen zu reden, die unterschiedlich und nur imaginär in unseren Köpfen existieren, ist ziemlich unbefriedigend und extrem fehleranfällig. Nachtrag: Die Berechnung des dynamischen Verhaltens (der RC-Kombinationen) lt. dem PDF-File gilt nicht für das DS-Konzept!
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Ok, anbei ein Schaltplan, teils vereinfacht aber die Teile auf die es ankommt sind zu sehen. Auf +/- Spannung will ich eigentlich verzichten, deshalb hab ich den nicht invertierten Eingang der OPs auf eine 2.5V Ref. Spannung gelegt und den beiden Diff. Amps mit je einem 10µF Kerko einen Offset verpasst. Umso steiler die Flanken vom Feedback sind (grün) desto besser sind die Werte für SNR und THD. Nimm ich einen langsamen OP Amp dann wird der Feedback dreieckig bzw. dreiecksähnlich (rot) und THD sowie SNR werden drastisch schlechter. Jedoch hab ich das Gefühl das bei Zweiterem der PSSR besser wird. Wenn ich jetzt nicht exakt mit 0/5V im Feedback arbeite dann verrutscht mein DutyCycle und ich hab DC Offset am Ausgang. > Nachtrag: Die Berechnung des dynamischen Verhaltens (der > RC-Kombinationen) lt. dem PDF-File gilt nicht für das DS-Konzept! ist klar, sonst hab ich ja keine Schaltflanken mehr. Wollte nur trotzdem wissen wie man es berechnet, brauch das sicher noch öfter :)
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Moin Matthias, das ist allerdings alles völlig anders, als ich erwartet bzw. vorausgesetzt habe. Und es entspricht in keiner Weise dem, was ich als ein gültiges Schaltungskonzept für eine DS-Endstufe erachten würde. Zwei ganz wesentliche Punkte: Zum Ersten hast du mit den zwei Integratoren einen Modulator 2. Ordnung konstruiert. Das geht aber nicht so einfach, jedenfalls nicht mit zwei identischen Integratoren. Zum Zweiten sind deine beiden Differenzverstärker keine Differenzverstärker, weil sie völlig übersteuert sind. Im Prinzip hattest du das ja vorher immer schon durchblicken lassen, aber jetzt sehe ich das ganz klar. "Kleinigkeiten" gibt es noch: 25 MHz Takt? (Ein k sieht bei dir ganz anders aus.) Welche Halbbrücke kann denn damit arbeiten? 22k Pull-up im Komparator: Das ergibt extrem langsame Anstiegszeiten! Wohl möglich hast du sogar nur ein langsamen LM393 (LM339) eingesetzt? Da gehört ein schneller mit bipolarem Ausgang hin. Ref 25: Wo wird welche Spannung erzeugt? (alle 3 auf 2,5V vermute ich.) Kondensatoren in den Differenzverstärkern: Wenn es Differenzverstärker sein sollten, wäre es absolutes No-go, aber es sind ja gar keine (und das nicht nur wegen der Elkos). Dass diese Schaltung irgendwie funktioniert, will ich dir glauben. Aber ich kann oder will ihre Funktion nicht theoretisch erfassen oder verstehen und auch damit auch nichts erklären, korrigieren oder verbessern. Vielleicht hast du ja ein völlig neues Schaltungskonzept für Class-D-Endstufen, dass in optimierter Form mal als die "Machmal-Schaltung" in die Annalen eingeht ;-) Grüße, Uwe
Oha soviel Kritik hätte ich gar nicht erwartet, aber ich nehme es natürlich auf und will meine Schaltung ändern. Zu den zwei Integratoren, was muss am zweiten denn anders sein als am ersten? Ok, das dass mit den Differenzverstärkern so nicht klappt war mir nicht klar. Wollte mit den zwei 10µF Kerkos den Offset auf 2.5V heben. 25MHz Takt sind doch üblich bei einem Delta Sigma Wandler? Daraus resultiert aktuell ein Takt für die Halbbrücken von ca. 250kHz. Die 2.5V Referenz kommt aus einem LT1004-2.5 und stellt die Referenz für die beiden Integratoren und den Komparator bereit. ich wollte die Referenz nicht direkt aus der Versorgungsspannung über Spannungsteiler holen. OP Amps sind übrigens alle MCP6022 und der Komparator ist ein MCP6562. Warum brauch ich am Komparator einen bipolaren Ausgang? Der D-Type FlipFlop hat ja bereits bipolare Ausgänge...
Verdammte Sch... Ich hatte schon die gesamte Antwort fertig, wollte nur noch den Link für MCP6562 zufügen, da war meine Antwort futsch. Alles noch mal. Frust. Wut. Matthias Machmal schrieb: > Oha soviel Kritik hätte ich gar nicht erwartet, aber ich nehme es > natürlich auf und will meine Schaltung ändern. Ich will dir auch nicht vor's Schienenbein treten. > Zu den zwei Integratoren, was muss am zweiten denn anders sein als am > ersten? Ich habe mich zwar mal intensiv mit DS befasst, habe auch einen Artikel dazu geschrieben, aber bei 2. Ordnung bin ich bisher an meine Grenzen gestoßen. Allerdings erahne ich jetzt, u. A. wegen des PDF-Artikels zu PWM und eigenen Simulationen, was passiert. Danach müssen die beiden Zeitkonstanten mindestens um den Faktor 4 auseinander liegen, was zu Q < 0,5 führt. Oder so ähnlich. Oder ganz anders? > Ok, das dass mit den Differenzverstärkern so nicht klappt war mir nicht > klar. Wollte mit den zwei 10µF Kerkos den Offset auf 2.5V heben. Damit hast du einen völlig falsche Verstärkung bzw. Gleichtaktunterdrückung bei kleinen Frequenzen und insbesondere bei DC. Wie sich das in einer korrekten Schaltung auswirkt, weiß ich nicht, und in dieser erst recht nicht. Prinzipiell müsstest du die Widerstände nicht über Elkos an Masse, sondern direkt an die Referenz anschließen (soweit ich das auf die Schnelle erkennen kann). > 25MHz Takt sind doch üblich bei einem Delta Sigma Wandler? Daraus Damit sprichst du etwas an, was mir kürzlich auch durch den Kopf ging, und was DS in diesem Fall undurchführbar machen müsste. 25 MHz für Audio und DS ist natürlich ok, aber für MOSFETs ist das ein Faktor von mindestens 10, wenn nicht sogar 100, zu viel. > resultiert aktuell ein Takt für die Halbbrücken von ca. 250kHz. Wieso? Das FF geht direkt auf die Treiber, das ergibt 12,5 MHz?!? Wie gesagt, ich halte jetzt einen DS-Endstufe für einen Audioverstärker, insbesondere eine hochwertige Leistungsendstufe, für völlig ungeeignet. Ich sehe auch keinen Ausweg. Ergo: Zurück zu PWM. Vielleicht hat hier jemand mehr Erfahrung und kann das widerlegen oder bestätigen. > Die 2.5V Referenz kommt aus einem LT1004-2.5 und stellt die Referenz für > die beiden Integratoren und den Komparator bereit. ich wollte die > Referenz nicht direkt aus der Versorgungsspannung über Spannungsteiler > holen. Das hatte ich so vermutet. Eine einzige Versorgungsspannung sollte natürlich möglich sein, aber ich halte sie für unglücklich, weil die eine Versorgungsspannung und deren hohe Ströme mit der Signalmasse gleich sind, sodass da sauber gearbeitet und getrennt werden muss. Stichwort "sternförmige Masse", was im Prinzip stimmt, aber in der Praxis halte ich allerdings wenig davon. Da muss man mit mehr Grips 'ran. > OP Amps sind übrigens alle MCP6022 und der Komparator ist ein MCP6562. > Warum brauch ich am Komparator einen bipolaren Ausgang? 1. Dein Komparator hat schon einen bipolaren Ausgang, der Pull-Up ist überflüssig. 2. Der Komparator muss schnell sein, er muss innerhalb eines Taktes eine neue Entscheidung treffen. Erschwerend kommen die Verzögerungen in den Analogstufen hinzu. Das wären bei dir << 40 ns. Ein Pull-Up, dann noch 22 kOhm, wäre dafür um eine oder zwei Größenordnung zu langsam. Zugegeben: Wie sich Verzögerungen im Komparator genau auswirken, weiß ich, ehrlich gesagt, gar nicht, aber sie müssen nach meiner Überzeugung eine große Rolle spielen. Es gibt noch einiges, worüber ich nachdenken muss... > Der D-Type > FlipFlop hat ja bereits bipolare Ausgänge... Was damit aber gar nichts zu tun hat.
Uwe Beis schrieb: > Verdammte Sch... Ich hatte schon die gesamte Antwort fertig, wollte nur > noch den Link für MCP6562 zufügen, da war meine Antwort futsch. Alles > noch mal. Frust. Wut. Kenn ich, trotzdem finde ich das Forum hier im Vergleich zu anderen von der Handhabung ziemlich gelungen und ich will mich auch hiermit nochmal ausdrücklich bei dir für deine Unterstützung bedanken. Sollte es je zu einem fertigen und funktionierenden Amp kommen würde ich mich freuen dir einen zukommen lassen zu dürfen :) Bevor ich jetzt auf deinen Post von soeben eingehe: Schau dir mal die Simulation im Anhang an. Hab ich grad erstellt und dort ist zu sehen wie aus den 25MHz Clock ein Takt von ca. 238kHz wird. Das mit der Referenz ist sicher richtig, jedoch für einen ersten Test glaub ich erstmal irrelevant. Da hätte es aber vermutlich auch ein einfacher Spannungsteiler getan... Das mit dem Komparator und den bipolaren Ausgängen hatte ich jetzt mit komplementären Ausgängen verwechselt. Dass der MCP6562 bipolar ist und dadurch gar keinen Pullup braucht hab ich ganz ehrlich einfach nicht beachtet bzw. das Datenblatt nicht korrekt gelesen. Aber bevor wir weiter reden, schau dir mal die Simulation an ;-) EDIT: im Zip findest du auch die fehlende Datei für den Brückentreiber.
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Matthias Machmal schrieb: > Uwe Beis schrieb: >> Verdammte Sch... Ich hatte schon die gesamte Antwort fertig, wollte nur >> noch den Link für MCP6562 zufügen, da war meine Antwort futsch. Alles >> noch mal. Frust. Wut. > > Kenn ich, trotzdem finde ich das Forum hier im Vergleich zu anderen von > der Handhabung ziemlich gelungen Kann ich bestätigen. Warum das dieses Mal passiert ist, weiß ich nicht. Meistens klappt es ja. > und ich will mich auch hiermit nochmal > ausdrücklich bei dir für deine Unterstützung bedanken. Sollte es je zu > einem fertigen und funktionierenden Amp kommen würde ich mich freuen dir > einen zukommen lassen zu dürfen :) Ui. Das tut aber nicht Not, Eckkehardt (Zitat). Mich prickelt diese Thematik. > Bevor ich jetzt auf deinen Post von soeben eingehe: > > Schau dir mal die Simulation im Anhang an. Hab ich grad erstellt und > dort ist zu sehen wie aus den 25MHz Clock ein Takt von ca. 238kHz wird. Zu meiner Überraschung habe ich tatsächlich LTspice auf dem PC, der muss jetzt aber kräftig updaten - viele Teile kennt er noch nicht. Ich habe nur Versuche damit gemacht, kenne ihn wenig. Ich arbeite mit SiMetrix Intro. 33% bis jetzt...
Uwe Beis schrieb: > Zu meiner Überraschung habe ich tatsächlich LTspice auf dem PC, der muss > jetzt aber kräftig updaten - viele Teile kennt er noch nicht. Ich habe > nur Versuche damit gemacht, kenne ihn wenig. Ich arbeite mit SiMetrix > Intro. > > 33% bis jetzt... Oh ok, na hoffentlich kommst du klar damit. Wichtig ist: Die ZIP herunterladen die ich nachträglich noch angehängt habe und entpacken. Die drei Dateien müssen im selben Ordner sein. Vermutlich wirst du auch unter Simulate -> Control Panel -> Spice unter Engine den Solver auf Alternate stellen müssen. Ich kenne SiMetrix nicht aber ich denke der Rest sollte Ähnlich sein. Oben in der Toolbar das rennende Männchen anklicken und zurücklehnen. Mit dem Mauszeiger kann man dann die Signale ansehen.
100%. 1. IRS20954 bekomme ich importiert und dargestellt, aber LM339 kennt der Simulator (noch) nicht. Ich will mich nicht in die Installation von Bauteilen vertiefen (IRS20954 war allerdings einfach), also bitte ich um ein "Kochrezept" und die Datei(en) zur Installation von LM339. 3. LM339 ist mit einigen 100ns ein grottenlangsamer Komparator, der auch einen Pull-up baucht. Auch ohne Simulation ist klar, dass da sich nicht alle 40ns der Ausgang ändern kann.
LM339.asy -> C:\Program Files (x86)\LTC\LTspiceIV\lib\sym\Comparators LM339.sub C:\Program Files (x86)\LTC\LTspiceIV\lib\Sub LT Spice neustarten. Vielleicht erkennt er das Bauteil automatisch, ansonsten oben in der Toolbar auf Component -> Comparators und den LM339 manuell einfügen. Uwe Beis schrieb: > LM339 ist mit einigen 100ns ein grottenlangsamer Komparator, der auch > einen Pull-up baucht. Auch ohne Simulation ist klar, dass da sich nicht > alle 40ns der Ausgang ändern kann. Ich weiß, in der Simulation läuft er aber stabil und das ist erstmal wichtig.
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DeltaSigma_ClassD_.GIF
41 KB
Schau dir das Ergebnis mal im Detail an: V(n012) -Eingang Komp, V(n016) +Eingang Komp, V(n13) Ausgang Komp, V(n017) Takt Der Eingang vom Komparator beginnt sich erst ca. 10 Takte, nachdem der Ausgang sich geändert hat, zu ändern. Der Eingang vom Komparator ändert sich auch erst ca. 10 Takte, nachdem der Eingang die Polarität gewechselt hat. Die Simulation scheint mir plausibel. In diesem Zustand (UIn = 0) sollte sich jeden Takt der Ausgang ändern, er tut es aber nur jeden 80sten(!) Takt. Was das in der Praxis bedeutet, welche Fehler und Schwächen das ergibt, mag ich jetzt nicht versuchen, herauszufinden. Vielleicht geht das prinzipiell ja viel besser, als ich mir im Moment vorstelle? Wie auch immer, die Sache mit dem Differenzverstärker muss trotzdem geklärt werden.
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Uwe Beis schrieb: > In diesem Zustand (UIn = 0) sollte sich jeden Takt der Ausgang ändern, > er tut es aber nur jeden 80sten(!) Takt. Was das in der Praxis bedeutet, > welche Fehler und Schwächen das ergibt, mag ich jetzt nicht versuchen, > herauszufinden. Fraglich ob das in der Topologie wirklich so sein muss... Uwe Beis schrieb: > Vielleicht geht das prinzipiell ja viel besser, als ich mir im Moment > vorstelle? Wie auch immer, die Sache mit dem Differenzverstärker muss > trotzdem geklärt werden. Ich setz mich heute Abend mal hin und versuch das real nachzustellen. So wie ich den Diff Amp simuliert hab passt es aber, oder?
Matthias Machmal schrieb: > So > wie ich den Diff Amp simuliert hab passt es aber, oder? Ja, das meine ich auch. Aber seine Irrtümer merkt man oft erst in der Praxis. Die Simulation mit 0,3 V Sinus (fast Vollaussteuerung) zeigt auch etwas Sinnvolles, allerdings sieht das PWM weitaus ähnlicher als DS.
Ich habe mal über das Funktionsprinzip der gegebenen Schaltung nachgedacht: Sie funktioniert im Wesentlichen wie eine PWM-Schaltung, allerdings variiert ihre Frequenz so, dass der kürzere der beiden Pulse immer eine bestimmte Länge hat. Die höchste Frequenz ergibt sich also bei 0V Ausgangsspannung. Bei 90 bis 95% Aussteuerung kommt (in diesem Beispiel) die Frequenz in den hörbaren Bereich. Bestimmt wird die Pulslänge bzw. Frequenz von der Verzögerung des Komparators und von den Durchlaufzeiten von Endstufe und den analogen Schaltungsteilen. Das D-FF spielt keine nennenswerte Rolle in diesem System. Es verzögert mehr oder weniger zufällig das Signal des Komparators noch ein paar ns, wodurch meines Erachtens nach nur noch etwas zusätzliches Rauschen oder irgendwelche anderen Störungen entstehen. Der Integrator sorgt dafür, dass die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers im Mittel immer exakt gleich der des Eingangssignals ist Wenn der Differenzverstärker jetzt noch korrekt dimensioniert wird und linear arbeitet (Stichwort C3), sollte sich sogar eine vernünftige Qualität ergeben können.
Uwe Beis schrieb: > Der Integrator sorgt dafür, dass die Ausgangsspannung des > Differenzverstärkers im Mittel immer exakt gleich der des > Eingangssignals ist Wenn der Differenzverstärker jetzt noch korrekt > dimensioniert wird und linear arbeitet (Stichwort C3), sollte sich sogar > eine vernünftige Qualität ergeben können. Uwe Beis schrieb: > Ich habe mal über das Funktionsprinzip der gegebenen Schaltung > nachgedacht: Ich auch, mir war irgendwie noch gar nicht so klar was ich da überhaupt baue. War immer der Meinung dass ich bereits PWM verwende... > Sie funktioniert im Wesentlichen wie eine PWM-Schaltung, allerdings > variiert ihre Frequenz so, dass der kürzere der beiden Pulse immer eine > bestimmte Länge hat. Die höchste Frequenz ergibt sich also bei 0V > Ausgangsspannung. Bei 90 bis 95% Aussteuerung kommt (in diesem Beispiel) > die Frequenz in den hörbaren Bereich. Bestimmt wird die Pulslänge bzw. > Frequenz von der Verzögerung des Komparators und von den Durchlaufzeiten > von Endstufe und den analogen Schaltungsteilen. Ja, genau das mit der Frequenz in den hörbaren Bereich ist ein riesen Problem weil man auch den Ausgangsfilter nicht vernünftig dimensionieren kann. > Das D-FF spielt keine nennenswerte Rolle in diesem System. Hmm, doch. Weil die selbe Schaltung ohne den D-FF ist eine normale PWM Schaltung, oder Irre ich mich da? > Es verzögert > mehr oder weniger zufällig das Signal des Komparators noch ein paar ns, > wodurch meines Erachtens nach nur noch etwas zusätzliches Rauschen oder > irgendwelche anderen Störungen entstehen. Richtig, weiterer Nachteil. Man holt sich unglaublich viele Timing Errors ins System. > Der Integrator sorgt dafür, dass die Ausgangsspannung des > Differenzverstärkers im Mittel immer exakt gleich der des > Eingangssignals ist Wenn der Differenzverstärker jetzt noch korrekt > dimensioniert wird und linear arbeitet (Stichwort C3), sollte sich sogar > eine vernünftige Qualität ergeben können. Das mit dem Diff-Amp und der PSSR hab ich jetzt sogar verstanden und erfolgreich simuliert. Das brauchbarste Ergebnis dass ich aktuell mit diesem Amp erbracht hab waren etwa 60db SNR und 0.1% THD bei 1W.
Matthias Machmal schrieb: >> Das D-FF spielt keine nennenswerte Rolle in diesem System. > > Hmm, doch. Weil die selbe Schaltung ohne den D-FF ist eine normale PWM > Schaltung, oder Irre ich mich da? Ääähhh... jein... Weder wäre es eine normale PWM, noch macht das FF irgendwas mit DS daraus. Die Endstufe arbeitet immer mit minimalen Pulslängen, lediglich das Tastverhältnis und damit die Frequenz ändert sich. Das PWM zu nennen ist, sagen wir mal, "gewagt". Bei getakteten Spannungsreglern hab ich so etwas auch schon mal gesehen. Je geringer die Last, desto kleiner die Frequenz. Für dieses Verfahren gibt es wahrscheinlich auch einen Fachausdruck, den ich aber nicht kenne. Wie gesagt, das FF sorgt nur für eine zeitliche Quantisierung = Abtastung des Pseudo-PWM-Signals und verbessert sicherlich gar nichts. Und wie auch gesagt, nur weil es eine Eigenschaft von DS hat, nämlich ein zeitdiskretes Signal ist, ist es noch lange kein kein DS-Signal. Matthias Machmal schrieb: > Das brauchbarste Ergebnis dass ich aktuell mit diesem Amp erbracht hab > waren etwa 60db SNR und 0.1% THD bei 1W. Klingt doch gar nicht so schlecht. Ich vermute, wenn du das FF durch einen Gegentakt-Treiber ersetzt, wird es noch etwas besser. Ich hoffe, dass du nicht SNR mit Dynamic Range (Störspannungsabstand) verwechselst. Viel Erfolg. Wenn es was Neues gibt, kannst du es ja noch mal hier berichten.
Uwe Beis schrieb: > Ääähhh... jein... Weder wäre es eine normale PWM, noch macht das FF > irgendwas mit DS daraus. Die Endstufe arbeitet immer mit minimalen > Pulslängen, lediglich das Tastverhältnis und damit die Frequenz ändert > sich. Das PWM zu nennen ist, sagen wir mal, "gewagt". Bei getakteten > Spannungsreglern hab ich so etwas auch schon mal gesehen. Je geringer > die Last, desto kleiner die Frequenz. Für dieses Verfahren gibt es > wahrscheinlich auch einen Fachausdruck, den ich aber nicht kenne. > > Wie gesagt, das FF sorgt nur für eine zeitliche Quantisierung = > Abtastung des Pseudo-PWM-Signals und verbessert sicherlich gar nichts. > Und wie auch gesagt, nur weil es eine Eigenschaft von DS hat, nämlich > ein zeitdiskretes Signal ist, ist es noch lange kein kein DS-Signal. Ok, das muss ich mir nochmal durch den Kopf gehen lassen. So ganz versteh ich es nämlich noch nicht. Aber ich grübel darüber mal eine Nacht :-P Uwe Beis schrieb: > Klingt doch gar nicht so schlecht. Ich vermute, wenn du das FF durch > einen Gegentakt-Treiber ersetzt, wird es noch etwas besser. Ich hoffe, > dass du nicht SNR mit Dynamic Range (Störspannungsabstand) verwechselst. Nein, die Dynamic Range liegt darüber. So bei ca. 80db. Das sagt mir zumindest mein Audiomessplatz. Guck dir mal bitte die Simulation an: Das basiert auf dem Demoamp von IRF (http://www.irf.com/technical-info/refdesigns/iraudamp1.pdf), fast identisch nur mit Voll- statt Halbbrücke. http://83.169.18.237/downloads/dsamp/class_d.zip IRF selbst redet dabei von einem DeltaSigma Wandler 2ter Ordnung... Nur weil sie den Integrator mit zwei Kondensatoren in Reihe realisiert haben? Das, was da rauskommst sieht ja schon sehr, sehr nach PWM aus. Zumindest bleibt die Frequenz nahezu konstant und die Pulsbreiten ändern sich. Danke übrigens nochmals für deine Unterstützung, ich möchte dem Thema jetzt schon auf den Grund gehen.
Angehängte Dateien:
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ClassD_.GIF
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ClassD_.GIF
40 KB
IRF redet sowohl von einem Delta Sigma-Wandler 2ter Ordnung als auch PWM. Für mich klingt das wie ein Dieselmotor mit Zündkerzen. Ein entscheidendes Merkmal von DS, die Erzeugung eines zeitdiskreten Bitstroms, kommt bei IRF aber nicht vor. IRF redet aber auch von einem selbstoszillierenden PWM Modulator. Bis darauf, dass die auch von DS sprechen und das statt des einfachen Integrators irgend ein Tiefpass / Integrator 2ter Ordnung verwendet wird, ist alles exakt genau so, wie ich es beschrieb, wenn man dein FF und den Takt entfernt. Wie ich schon sagte, das FF ist offensichtlich nicht nur überflüssig, es ist sogar kontraproduktiv. Was ich mir jetzt durch den Kopf gehen lassen müsste, ist das, was IRF einen DS-PWM-Modulator 2ter Ordnung nennt. So etwas ist mir als Schaltung noch nicht vorgekommen. Mit einem erster Ordnung, also ähnlich deinem, habe ich kein Problem. Was durch die 2te Ordnung genau für Signale erzeugt werden bzw. wie die sich die erster Ordnung unterscheiden, würde ich gerne wissen. Dazu werde ich mich deiner Simulation widmen oder vielleicht eine eigene machen, denn für das Prinzip brauche ich ja keine FET-Endstufe. Leider schreibt IRF weder etwas über die von mir erwartete Frequenz"modulation" noch über das Signal bzw. dessen Frequenz bei Eingangsspannungen ungleich 0 oder gar bei Ausgangsspannungen nahe den Betriebsspannungen. Nachtrag: Die hochfrequenten Schwingungen sind Gleichtaktschwingungen und klingen ab. Die niederfrequenten Schwingungen sind Gegentaktschwingungen und klingen nicht. Siehe neuen Anhang. In deiner neuen Schaltung scheint mir jetzt alles sinnvoll: Der Differenzverstärker, der Integrator, der Komparator mit Gegentaktausgängen, kein FF - alles so, wie ich es mir im Prinzip vorgestellt hatte. Ob es in der Praxis stimmt, kann ich natürlich nicht erkennen. Der Differenzverstärker bringt einen zusätzlichen Tiefpass, von dem zu verifizieren ist, dass er nicht stört oder ggf. geeignete Maßnahmen zu treffen. In der ersten Simulation fiel mir auf, dass die Pulsbreite nicht 50% war, zumindest nicht dort, wo ich es mir angesehen hatte. Der Grund könnte ein Schwingen sein: Auf den Ausgängen "OUT" sind zwei überlagerte, abklingende Schwingungen (einige -zig kHz und ca. 1 kHz) zu sehen. Vielleicht der Tiefpass im Differenzverstärker? Das wäre zumindest plausibel. Nachtrag: Die hochfrequenten Schwingungen sind Gleichtaktschwingungen und klingen ab. Sie stammen von L1/C7 bzw. L2/C10 (45 kHz) und sind normal. Die niederfrequenten Schwingungen sind Gegentaktschwingungen und klingen nicht ab. 2. Nachtrag: Aua! Du hast ja die Sinusquelle enabled! Also alles ok.
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