Hallo! Ich habe eine Frage zum Thema Modulation/Demodulation im Zusammenhang mit Phasenrauschen. Wenn mein LO-Signal, das ich für die Modulation verwende, mit Phasenrauschen behaftet ist, sinkt natürlich das SNR (im Spektrum in der HF-Lage). Nun habe ich gelesen, dass die Störungen durch das Phasenrauschen komplett "rückgängig" gemacht werden können, wenn zur Demodulation das exakt gleiche LO-Signal aus dem Sender (phasenrichtig) verwendet wird. Also wenn man im Empfänger das LO-Signal zur Abwärtsmischung des Senders zur Verfügung hat, mit dem gleichen Phasenrauschen. In einem Kommunikationssystem ist diese Möglichkeit zwar eher selten gegeben, im Bereich der Sensorik hingegen schon. Ein solches System habe ich heute in Matlab mal simuliert, wobei sich die Störungen durch das Phasenrauschen durch die phasensynchrone Demodulation mit dem LO des Senders nicht reduziert haben. Hat jemand schonmal sowas in der Praxis gesehen/benutzt oder hat eine Literaturangabe, wo dazu etwas steht? Ich habe das nämlich nur in einem Nebensatz irgendwo gelesen, wo nicht weiter darauf eingegangen wurde. Vielen Dank und viele Grüße Klaus!
Hi, Klaus, > Wenn mein LO-Signal, das ich für die Modulation verwende, mit > Phasenrauschen behaftet ist, sinkt natürlich das SNR (im Spektrum in der > HF-Lage). Nicht unbedingt. Große Schwierigkeiten gibt es, wenn das Spektrum Deines LO vom schlanken Strich zur breiten Glocke entartet ist und sich neben Deinem gewünschten Signal ein Störsignal befindet, das infolge der Breite des LO auch in die ZF passt. Thermisches Rauschen von der Empfangsantenne hat auch auf den Nachbarkanälen diesele Rauschdichte. Wie sehr die Breited des LO dann stört, das hängt von der Modulationsart ab: Bei A1 weniger als bei F3. > Nun habe ich gelesen, dass die Störungen durch das > Phasenrauschen komplett "rückgängig" gemacht werden können, wenn zur > Demodulation das exakt gleiche LO-Signal aus dem Sender (phasenrichtig) > verwendet wird. Sollte der Übertragungskanal dazwischen Filter enthalten mit einer Gruppenlaufzeitverzerrung, klappt das mit dem Rückmischen weniger gut. > wobei sich die Störungen > durch das Phasenrauschen durch die phasensynchrone Demodulation mit dem > LO des Senders nicht reduziert haben. Rätselhaft. Ciao Wolfgang Horn
> mit einer Gruppenlaufzeitverzerrung
IMO reicht schon eine ausreichende Laufzeit, dann korreliert das
Rauschen nicht mehr.
B e r n d W. schrieb: >> mit einer Gruppenlaufzeitverzerrung > > IMO reicht schon eine ausreichende Laufzeit, dann korreliert das > Rauschen nicht mehr. Die Laufzeiten könnte man ja anpassen. Sobald irgendein irgendwie schwingfähiges Gebilde, und sei es nur die Antenne/Leitung selber, beteiligt ist ist das gesendete Signal nicht das was beim Empfänger/Kompensator ankommt. Darum kann dann auch keine gute/perfekte Kompensation mehr erfolgen. Kurt
> Wenn mein LO-Signal, das ich für die Modulation verwende, > mit Phasenrauschen behaftet ist Welche Frequenz, läßt sich das filtern?
Hi, B e r n d W. schrieb: >> Wenn mein LO-Signal, das ich für die Modulation verwende, >> mit Phasenrauschen behaftet ist > > Welche Frequenz, läßt sich das filtern? So zufällig das Rauschen - im Gegensatz zu Spred-Spectrum-Techniken - so gut geht das Filtern wie die Rekonstruktion zerschlagener Hühnereier. Ein Phasenfehler von 180° wirkt absolut desaströs. Ich kenne das Verfahren aus Homodyn-Empfängern. Im Gegensatz zum Superheterodyn-Empfänger folgt auf die ZF kein Demodulator, sondern das LO-Signal setzt die ZF auf die ursprüngliche Frequenz zurück. Ciao Wolfgang Horn
Angehängte Dateien:
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phasenoise.PNG
730 KB
Hallo, vielen Dank schonmal für eure Ideen. Tatsächlich liegt die Anwendung eher im Bereich der Sensorik, weshalb keine Antenne o.ä. im Spiel sind. Um das ganze zu veranschulichen habe ich mal eine Skizze beigefügt. Der LO schiwngt im Bereich 1 kHz und wird prinzipbedingt mit dem zu messenden Signal überlagert, das äußerst niederfrequent ist (0-30 Hz). Durch eine nichtlineare Kennlinie im System kommt es zu einer (gewollten) Aufwärtsmischung, so dass die beiden Seitenbänder des zu messenden Signals rund um 1 kHz liegen. Wie ich es skizziert habe, sind die Seitenbänder so natürlich vom Phasenrauschen des Trägers betroffen. Wie gesagt soll nun am Ende wieder demoduliert, also abwärtsgemischt werden. Irgendeine Chance, das Phasenrauschen wieder wegzubekommen?
@Wolfgang Horn Sorry, ich hab mich nicht genau genug ausgedrückt. Gemeint war, das LO-Signal mit einem Quarzfilter zu säubern, bevor der Schaden angerichtet wird. Voraussetzung wäre aber eine sich nicht verändernde Frequenz. Nachtrag Das hat sich überschnitten. LO=1kHz, das wird einem Quarzfilter schwierig. @Klaus Hängt die LO-Frequenz von irgendwas ab oder ist die konstannt?
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B e r n d W. schrieb: > @Klaus > Hängt die LO-Frequenz von irgendwas ab oder ist die konstannt? Die Frequenz ist konstant
Eine 1kHz Linie sollte man doch auf eine Art und Weise erzeugen können dass man mit gängigen Messgeräten das Phasenrauschen nicht mal nachweisen kann. Wie erzeugst du die jetzt? Ist ein Rechteck ok? Dann (guter) Quarzoszillator mit ein paar MHz, und mit Flipflops auf 1kHz runter teilen.
asd schrieb: > Eine 1kHz Linie sollte man doch auf eine Art und Weise erzeugen können > dass man mit gängigen Messgeräten das Phasenrauschen nicht mal > nachweisen kann. Das stimmt, dennoch ist das (äußerst geringe) Phasenrauschen in der Messtechnik ein Problem. asd schrieb: > Wie erzeugst du die jetzt? Ist ein Rechteck ok? Leider muss es ein reines sinusförmiges Signal sein.
> Leider muss es ein reines sinusförmiges Signal sein.
Kann man relativ einfach wegfiltern.
Es wäre aber hilfreich, wenn die maximal zulässigen Fremdanteile am
LO-Signal bekannt wären. Reicht ein Sinus mit einem Klirrfaktor von 1%
oder 0,1% oder noch besser?
Möglicherweise ginge auch ein Hartley- oder Colpitts-Oszillator.
Jedenfalls würde ich keinen Funktionsgenerator-IC XR2206 oder eine
Wien-Brücke verwenden, denn da wird das Phasenrauschen gleich kostenlos
mitgeliefert.
Klaus schrieb: > Irgendeine Chance, das Phasenrauschen wieder wegzubekommen? Evtl. durch eine geringfügig andere Frequenzeinstellung bzw. ein anderes FTW. Das Phasenrauschen der DDS-Oszillatoren hängt auch von den Inkrementen des Phasenakkumulators ab und der Lage der Stützstellen, die evtl. sogar auf der Kurve wandern. Wenn du mit einer konstanten Frequenz arbeitest, dürfte es sinnvoll sein einen ordentlichen Quarzoszillator zu verwenden, und diesen mit einem relativ schnellen Binärteiler auf die gewünschte Frequenz herunterzuteilen und dann zu filtern. HC- oder AC-Logik sollte besser sein als Standard CMOS, weil die Lage der steileren Flanken naturgemäß genauer definiert ist, als bei der langsameren Logik. IQ-Signale bekommst du so auch sehr einfach.
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Danke für die zwischenzeitlichen Informationen, Klaus, die Anordnung nach Bild ist unverständlich, weil nach der nicht-linearen Kennlinie sofort wieder "Demodulation" kommt - und unbekannt ist, was in diesem Modul passiert. Lediglich das deltaphi lässt erkennen, der Demodulator sei phasensensitiv. Egal. Ein DDS wie der AD9850 ist bekannt für das Phaenrauschen als Folge des Quantisierungsrauschens. Das entsteht, wenn ein Sinus angenähert wird durch eine Treppenkurve. Zum Hochmischen aber braucht man keine Treppenkurce, dafür genügt 1 Bit. Legst Du den Ausgang des DAC auf den Komparator im IC, verschwindet das Phasenrauschen. (Wenn der Komparator keines mehr erzeugt, aber dessen Offset sollte sich wegtrimmen lassen.) Ciao Wolfgang Horn
> Legst Du den Ausgang des DAC auf den Komparator im IC, > verschwindet das Phasenrauschen. Da wäre ich mir nicht so sicher. Wenn der Nulldurchgang des Sinussignals einen Jitter aufweist, überträgt sich das auch auf den Rechteck. > Phasenrauschen als Folge des Quantisierungsrauschens Regelmäßige Treppenstufen erzeugen nur Harmonische, das Durchschieben des Phasenakkus ist das Problem. > Lage der Stützstellen, die evtl. sogar auf der Kurve wandern. Wie Hp M. schon schrieb, muss ein Teilfaktor verwendet werden, bei dem die Stützstellen sich bei jeder Schwingung wiederholen. Ansonsten ist die Variante eines Quarzoszillators mit Teiler und anschließendem Tiefpass vorzuziehen.
Hi, B e r n d, >> Legst Du den Ausgang des DAC auf den Komparator im IC, >> verschwindet das Phasenrauschen. > Da wäre ich mir nicht so sicher. Wenn der Nulldurchgang des Sinussignals > einen Jitter aufweist, überträgt sich das auch auf den Rechteck. Deshalb habe ich klar definiert, dass ich den DDS-IC wie AD9850 meine. Wenn keine Fremdsignale einstreuen und der Offset des Komparators weggetrimmt ist, dann haben wir ein klares Signal im Nulldurchgang. Natürlich wäre es besser, hätte der AD9850 das höchstwertige Adressbit als Ausgang verfügbar, aber wenn das nicht, ist die zweitbeste Lösung die Beste der Machbaren. Eiwände gern, Bernd, aber bitte klar und deutlich genug für eine sachliche Antwort. Ciao Wolfgang Horn
> dass ich den DDS-IC wie AD9850 meine
Genau dieses Signal hab ich hier schon selber auf dem Oszilloskop
rumwackeln sehen, besonders den Nulldurchgang.
Allerdings sieht so eine niedrige Frequenz deutlich ruhiger aus.
Falls ich mich nicht verrechnet habe, bekommt eine Welle aufgrund des
Frequenzverhältnisses 125MHz/1kHz = 125000 Stützpunkte.
Im Gegensatz dazu wären es bei 10MHz nur 12,5 Stufen. Das Signal
wechselt deshalb zwischen einer Kurve mit 12 Stützpunkten und einer
zweiten mit 13 Stützpunkten hin und her.
Hi, B e r n d, > Genau dieses Signal hab ich hier schon selber auf dem Oszilloskop > rumwackeln sehen, besonders den Nulldurchgang. Worauf hast Du denn dabei getriggert? Was wackelt da gegenüber wem? Der AD9850 hat ja leider keinen Trigger mit einer Bedeutung wie: "Hier Nulldurchgang!" Wenn Du den Analogausgang des AD9850 durch ein Tiefpass filterst, dann ergibt sich die Spannung an dessen Ausgang durch die Akkumulation einer Vielzahl von Amplitudenwerten vorher. (Ich vermute, in der Größenordnung der Gruppenlaufzeitverzerrung sind die schrittweisen Ampltudenwerte am Eingang in den aktuellen Wert am Ausgang eingegangen.) Solltest Du mit dem Nulldurchgang des gefilterten Signals triggern, dann sieht Deine Probe am Analogausgang des AD9850 das Quantisierungsrauschen des DDS, und zwar das in der Frequenz: Am Scope siehst Du keinen klaren, strichförmigen Nullduchgang, sondern in der Mittelung der Bilder vieler Durchgänge siehst Du ein Band. Das ist so breit, wie der DDS einen winzigen Phasenrest in die nächste Periode schieben musste, damit er dort abgearbeitet werde. Wäre die Referenzfrequenz ein ganzzahliges Vielfaches der Ausgangsfrequenz, wäre der Phasenrest Null und das Band verdichtet sich zum Strich. (Allerdings haben wir da noch die Rückwirkung vom Tiefpass am Ausgang.) > Im Gegensatz dazu wären es bei 10MHz nur 12,5 Stufen. Das Signal > wechselt deshalb zwischen einer Kurve mit 12 Stützpunkten und einer > zweiten mit 13 Stützpunkten hin und her. Genau. Vielleicht braucht dies Quantenrauschen in der Zeit aus auch sehr viel mehr Perioden, bis das Wewchselspiel mit den Stutzpunkten wieder vorn beginnt. Du merkst das: Je näher die Ausgangsfrequenz am ganzzahligen Teile der Referenzfrequenz, deso schmaler das erwähnte Band. Darin müssten dann auch meherere parallele Streifen zu sehen -ich habe mir das Jitter z zwischen Analogausgang AD9850 und Ausgang Tiefpass nie so genau angeschaut. Ciao Wolfgang Horn, "den Geheimnissen des AD9850 auf der Spur!"
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