Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Labornetzteil mit getakteter Vorregelung - Überschwinger


von Luca E. (derlucae98)


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Hallo,

ich bastle gerade an einem Labornetzteil mit getakteter Vorregelung 
(24V, 2A). Das Ganze basiert auf einer Schaltung aus der Linear 
Technology Appnote 29, S. 25
http://cds.linear.com/docs/en/application-note/an29f.pdf

Es funktioniert bereits recht gut, allerdings gibt es beim Lastwechsel 
massive Überschwinger, sowohl bei der Spannung, als auch beim Strom. Der 
Spannungsüberschwinger ist erst nach 100ms ausgeregelt. Der 
Stromüberschwinger bereits nach 1ms.
Wenn ich den Ausgangskondensator extrem groß wähle (3300µF) ist der 
Überschwinger der Spannung verschwunden. Das ist aber natürlich keine 
Option.

Zudem befindet sich am Ausgang im Konstantstrombetrieb unterhalb 300mA 
ein Sägezahn von etwa 40mV auf dem Ausgang. Zwischen R11 und R12 ist die 
Spannung, wie erwartet, absolut sauber. Der selbe Sägezahn findet sich 
aber auch an der Basis von T2 (Oszibild 1, Gelb: Basis T2, Blau: 
Ausgang).
Die Regelung scheint aber nicht zu schwingen, denn sowohl an der Basis 
von T3, als auch an den OPamp-Ausgängen ist die Spannung sauber 
(Oszibild 2, Gelb: Basis T2, Blau: Basis T3).
Meine nächste Vermutung war, dass die Vorregelung einstreut. Das passt 
aber nicht wirklich zusammen (Oszibild 3, Gelb: Spannung an C10, Blau: 
Basis T2).

Ich vermute mal, dass mein Layout nicht wirklich optimal ist. Was kann 
man hier verbessern?
Wie bekomme ich die Überschwinger weg?

Vielen Dank!

von MiWi (Gast)


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Luca E. schrieb:
> Hallo,

> Ich vermute mal, dass mein Layout nicht wirklich optimal ist. Was kann
> man hier verbessern?

es gibt schlimmeres..
>
> Vielen Dank!

Kann IC5 eine solche kapazitive Last treiben ohne das IC5 zum Schwingen 
anfängt?

die Beschaltung um T3 ist ein bischen... obskur. Warum hast Du die so 
gewählt?

Q1 ist im Destruktions-mode beschalten. Warum?

Überlege einmal was Vcc bei einem Lastsprung macht und überlege Dir, wie 
sich das auf T2 und die Ausgangsspannung auswirkt

Grüße

MiWi

von Luca E. (derlucae98)


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MiWi schrieb:
> Kann IC5 eine solche kapazitive Last treiben ohne das IC5 zum Schwingen
> anfängt?

Laut Datenblatt, ja. "Select a very low capacitance, or alternatively a 
high capacitance (10uF) will avoid this issue altogether"
http://cdn-reichelt.de/documents/datenblatt/A200/DS_TS431.pdf S.3 
"Additional Information"
Die Referenzspannung schwingt nicht.

Edit: Oder meintest du IC4, bzw. C14 und C16? Da das Problem sowohl mit 
100pF als auch 1,33nF gleichermaßen auftritt, denke ich, dass das kein 
Problem ist. Wie auf dem Oszibild oben zu sehen, schwingt der Ausgang ja 
nicht.

MiWi schrieb:
> die Beschaltung um T3 ist ein bischen... obskur. Warum hast Du die so
> gewählt?

Nun, mit dem Spannungsteiler versuche ich die Schleifenverstärkung der 
Regelung zu reduzieren.

MiWi schrieb:
> Q1 ist im Destruktions-mode beschalten. Warum?

Q1 wird nur geöffnet, wenn der Ausgang von IC3B auf Low geht. Das 
passiert, wenn die positive Versorgungsspannung unter etwa 8V fällt. 
Ziel des ganzen ist es, bei einem Ausfall der Versorgungsspannung ein 
hochspringen der Ausgangsspannung zu verhindern. Ziehe ich nur die Basis 
von T2 runter, baut sich über den Optokoppler eine Spannung von 15V am 
Ausgang auf. Q1 schließt den Ausgang dann kurz. Der Strom wird dann von 
R10 begrenzt.

MiWi schrieb:
> Überlege einmal was Vcc bei einem Lastsprung macht und überlege Dir, wie
> sich das auf T2 und die Ausgangsspannung auswirkt

VCC sinkt bei Belastung um einige Millivolt.

Ich habe mir nun mal die Spannung an der Basis von T2 und die 
Ausgangsspannung am Oszi anzeigen lassen. Dabei fällt auf, dass die 
Basisspannung während dem Lastsprung auf 0V fällt. Der Transistor müsste 
also sperren.
Interessant ist auch, dass der Überschwinger ab einer Ausgangsspannung 
von etwa 15V verschwindet.
Sehe ich das richtig, dass der Strom innerhalb dieser Zeit über den 
Optokoppler fließt?
Das würde auch zu oben genannter Beobachtung passen: "Ziehe ich nur die 
Basis von T2 runter, baut sich über den Optokoppler eine Spannung von 
15V am Ausgang auf."
Wie kann ich dem entgegenwirken?

: Bearbeitet durch User
von MiWi (Gast)


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Luca E. schrieb:
> MiWi schrieb:
>> Kann IC5 eine solche kapazitive Last treiben ohne das IC5 zum Schwingen
>> anfängt?
>
> Laut Datenblatt, ja. "Select a very low capacitance, or alternatively a
> high capacitance (10uF) will avoid this issue altogether"
> http://cdn-reichelt.de/documents/datenblatt/A200/DS_TS431.pdf S.3
> "Additional Information"
> Die Referenzspannung schwingt nicht.

Gut, ich hab da schon so meine anderen Erfahrungen mit unspezifizierten 
TL431 gemacht...

>
> MiWi schrieb:
>> die Beschaltung um T3 ist ein bischen... obskur. Warum hast Du die so
>> gewählt?
>
> Nun, mit dem Spannungsteiler versuche ich die Schleifenverstärkung der
> Regelung zu reduzieren.
>

Der T3 reagiiert auf Basisstrom. Und der ändert sich nicht wirklich 
durch die 6k6, denn die Spannung an der Basis ist immer ~0,6V gegenüber 
GND, also nix mit Spannungsteiler. Die OPVs müsssen halt zusätzlich 90uA 
für die 6k6 liefern aber das führt zu keiner Reduktion der 
Schleifenverstärkung.

Wenn Du die Schleifenverstärung an der Stelle in den Griff bekommen 
willst schalte einen Widerstand zw. Emmiter und GND, dann hast Du eine 
lokale Gegenkopplung. Ob das hilft darfst Du selber ausprobieren.


zu dem um T2 - keine Ahnung, es ist ein wunderschönder Samstag, ich geh 
wieder in den Garten und ich vermute, Du wirst es schon herausfinden.

mM nach passieren da im Lastsprung ein paar Grauslichkeiten, die mitsamt 
der endlichen Reglergeschwindigkeit und harten Schalten in T3 zu diesen 
Problemen führen.

Grüße

Miwi

von Lurchi (Gast)


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Ich fürchte das Problem ist nicht so sehr das Layout sondern der 
Schaltplan von Linearregler. Die Regelung ist zwar langsam hat aber nur 
im wesentlichen nur den Integral-Term, ohne Abgleich für einen 
Proportionalteil.
T3 bringt eine ziemlich nichtlineare Funktion rein, so das es schwer 
wird bei kleinen und großen Strömen eine stabile Regelung zu erreichen.

So wie ich es sehe wird der Spannungsabfall am Shunt auch noch nicht 
ausgeregelt. Das macht die Regelung dann noch einmal schwieriger.

Q1 läuft auch Gefahr ggf. überlastet zu werden.

IC4 wäre besser mit nur GND und den 12 V versrogt.

T3 sollte noch wenigstens einen kleinen Widerstand am Emitter haben - 
viel geht leider nicht, weil sonst die Spannung nicht mehr ganz runter 
kommt. Dafür müsste dann schon R12 durch eine Stromquelle ersetzt werde. 
Das sollte man aber alles noch einmal simulieren, auch um zu sehen ob 
man in Reihe zu C14 / C16 ggf. noch Widerstände braucht.

Mit etwas Überschwinger beim Strom für den Übergang Spannungsregelung 
zur Strombegrenzung muss man bei der Schaltung rechnen, das kann für 
einen harten Kurzschluss schon heftig werden. Wenn R12 nicht zu klein 
ist geht aber nicht unbedingt was kaputt.

von Luca E. (derlucae98)


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Lurchi schrieb:
> So wie ich es sehe wird der Spannungsabfall am Shunt auch noch nicht
> ausgeregelt. Das macht die Regelung dann noch einmal schwieriger.

Da die Referenzspannung auf AGND bezogen ist, schwimmt sie auf dem 
Spannungsabfall des Shunts. Dadurch sollte dieser nicht mehr ins Gewicht 
fallen.

Lurchi schrieb:
> Q1 läuft auch Gefahr ggf. überlastet zu werden.

Ja, ihm kann ich noch nen Emitterwiderstand spendieren.

Lurchi schrieb:
> IC4 wäre besser mit nur GND und den 12 V versrogt.

Gut, dann muss ich nur meine Mindestlast anders ausführen. Eine 
Konstantstromsenke ist für diese Aufgabe ja auch schon ziemlich 
oversized...

Lurchi schrieb:
> T3 sollte noch wenigstens einen kleinen Widerstand am Emitter haben -

So hatte ich es anfangs auch simuliert,...

Lurchi schrieb:
> viel geht leider nicht, weil sonst die Spannung nicht mehr ganz runter
> kommt.

...mich dann aber für die obere Variante entschieden - eben aus diesem 
Grund. Ich werde mal ein paar Werte durchprobieren.

von Wolfgang (Gast)


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Luca E. schrieb:
> Ich vermute mal, dass mein Layout nicht wirklich optimal ist. Was kann
> man hier verbessern?

Treten die Effekte so auch bei Simulation in LTSpice auf?

von Harald W. (wilhelms)


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Luca E. schrieb:

> ich bastle gerade an einem Labornetzteil mit getakteter Vorregelung
> (24V, 2A).

M.E. lohnt sich eine Vorregelung bei einer derart kleinen Leistung
nicht wirklich. Da reicht es, die Eingangsspannung in ein bis zwei
Stufen umzuschalten.

von Luca E. (derlucae98)


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Harald W. schrieb:
> M.E. lohnt sich eine Vorregelung bei einer derart kleinen Leistung
> nicht wirklich. Da reicht es, die Eingangsspannung in ein bis zwei
> Stufen umzuschalten.

Da hast du recht, aber ich wollte mich mal an einer solchen Vorregelung 
versuchen.


Ich habe nun mal R10 auf 3k3 erhöht, um zu testen, ob der Effekt etwas 
mit der Optokopplerbeschaltung zu tun.
Das hat nicht viel gebracht.
Danach habe ich als Emitterwiderstand für T3 einen 500Ω Trimmer 
eingebaut. Ergebnis: Ab 63Ω steigt die minimale Ausgangsspannung rasant 
an.
Der Überschwinger bleibt trotz Emitterwiderstand.

Wolfgang schrieb:
> Treten die Effekte so auch bei Simulation in LTSpice auf?

Mit LTSpice kenne ich mich leider nicht aus. Ich simuliere die Schaltung 
mal in Multisim.

von M. K. (sylaina)


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Harald W. schrieb:
> M.E. lohnt sich eine Vorregelung bei einer derart kleinen Leistung
> nicht wirklich. Da reicht es, die Eingangsspannung in ein bis zwei
> Stufen umzuschalten.

Kommt drauf an. Mein Netzteil mit Vorregelung hat den Vorteil, dass es 
vergleichsweise klein ist (160*100*50 mm). Bei einer Umschaltung in 
ein/zwei Stufen hätte ich mit dieser Baugröße sicher nicht mal 20 W 
verheizen können. So muss mein Netzteil im Worst Case nicht mal 10 W 
verheizen.

von Harald W. (wilhelms)


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M. K. schrieb:

> Mein Netzteil mit Vorregelung hat den Vorteil, dass es
> vergleichsweise klein ist (160*100*50 mm). Bei einer Umschaltung in
> ein/zwei Stufen hätte ich mit dieser Baugröße sicher nicht mal 20 W
> verheizen können. So muss mein Netzteil im Worst Case nicht mal 10 W
> verheizen.

Also baust Du eher ein Schaltnetzteil mit analoger Nachregelung. :-)
Für viele, empfindliche Messschsltungen möchte man aber eher ein
Netzteil mit konventionellem Trafo und ohne HF.

von MiWi (Gast)


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Harald W. schrieb:
> M. K. schrieb:
>
>> Mein Netzteil mit Vorregelung hat den Vorteil, dass es
>> vergleichsweise klein ist (160*100*50 mm). Bei einer Umschaltung in
>> ein/zwei Stufen hätte ich mit dieser Baugröße sicher nicht mal 20 W
>> verheizen können. So muss mein Netzteil im Worst Case nicht mal 10 W
>> verheizen.

Gut so.

>
> Also baust Du eher ein Schaltnetzteil mit analoger Nachregelung. :-)
> Für viele, empfindliche Messschsltungen möchte man aber eher ein
> Netzteil mit konventionellem Trafo und ohne HF.

Sorry, wer heute Schaltungen aufbaut die sich durch ein halbwegs 
brauchbares SNT außer Tritt bringen lassen hat es nicht besser verdient.

Diese Geschichten mit "SNT böse weil Störungen" stammen aus dem Holozän 
der SNTs, wo niemad gewußt hat wie das geht, LM723, 2N3055 und LM741 
State of the Art waren und Ferrite höchstens für den MW-Empfang einer 
breiteren Masse an Menschen bekannt war.

Wenn Du heute ein normales SNT im Bereich bis zu 100W Pout hast sind da 
1-4mV an Störungen drauf und die sind lokal leicht durch entsprechende 
Ferrite und Kerkos auf einen Wert reduzierbar daß er für 
Otto-Normalschaltung nicht mehr relevant ist.

Also - mach einen Realitiycheck und vergeß das diese Opagschichten aus 
den frühen 80er was SNTs betrifft, die sind nicht mehr relevant..

MiWi

von Luca E. (derlucae98)


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Ich habe mir dieses 
(https://www.mikrocontroller.net/attachment/292184/DS0020.BMP) Oszibild 
nochmal angesehen und festgestellt, dass die Basisspannung an T2 im 
Übergang von Konstantstrom zu Konstantspannung einen kurzen Spike 
erzeugt. Dieser lädt den Ausgangskondendsator auf 15V auf. Da der 
Ausgang mit etwa 5,8mA belastet wird, kommt das mit den 100ms 
Abklingzeit am Ausgang gut hin.

Ich habe mir also überlegt, wie der Spike entsteht. Im Umschaltpunkt CC 
-> CV hängen wohl beide Regler in der negativen Sättigung, sodass T3 
sperrt und T2 öffnet.
Danach habe ich C13-C16 entfernt um die Regelung zu beschleunigen und 
mir den Ausgang bei Pulslast und ohmscher Last angesehen. Der 
Überschwinger ist fast vollständig verschwunden. Damit die Regelung 
stabil ist, habe ich C15 auf 56p geändert. C14 und C16 sind raus 
geflogen.
C13 habe ich auf 100p geändert.
Damit scheint das Ganze vorerst recht gut zu funktionieren.
Bei U_set < 15V hat der Überschwinger etwa 0,4V, bei U_set > 15V braucht 
die Spannung etwas um wieder anzusteigen.
Der Stromüberschwinger wird in 1ms ausgeregelt.

Im CC-Betrieb ist am Ausgang immer noch ein Ripple von ca. 60mVpp. Im 
CV-Betrieb liegen nur etwas Rauschen und kleinere Spikes drauf. Die 
könnte man ja noch mit einem kleinen LC-Tiefpass am Ausgang filter.

Was meint ihr? Kann man so lassen?

Danke.

von analog66 (Gast)


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Ich denke Du willst die Platine nicht neu designen... daher nur kleine 
Vorschläge ;-)
Spannungsteiler um R15 16 17 zur Zeit etwa 1/3 würde ich verkleinern. 
Z.b.statt R15 16 17 nur ein 3k3.

R12 würde ich durch stromquelle ersetzen z.b. 5 facher Basis-Strom.z.b. 
bei 2,1A max/beta 1000 *5 = 10 mA
Als Stromquelle z.b. ein LM334 mit Widerstand

Dein Schaltregler würde ich vorsichtig schneller machen. Z.B. C9 470p 
Hysterese verkleinern R5 auf 4M7. Must mal gucken ob er dann noch in 
allen Lebenslagen schwingt und der Darlington sauber angesteuert wird.
Evtl. P-kanal Fet statt Darlington Endstufe, bedeutet allerdings wieder 
mehr Aufwand.

Alles Andere würde ich so lassen...

von M. K. (sylaina)


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Harald W. schrieb:
> Also baust Du eher ein Schaltnetzteil mit analoger Nachregelung. :-)
> Für viele, empfindliche Messschsltungen möchte man aber eher ein
> Netzteil mit konventionellem Trafo und ohne HF.

Nicht eher, es ist ein Schaltnetzteil mit analoger Nachregelung ;)

Aber HF hab ich damit nicht. Meine extremste Messschaltung bisher, die 
daraus versorgt wurde: TIA mit einer Verstärkung von 1e11 V/A. Vom 
Schaltregler ist nix zu sehen.
Allerdings, wenn ich z.B. den TIA aus dem Schaltnetzteil einer S7 
versorge dann sehe ich das angehangene Bild. Da wird der Schaltregler 
anscheinend mit ca. 30 kHz getaktet (wenn ich mich recht entsinne). Das 
war "damals" vor ca. zwei Jahren meine Intention mir mal selbst ein 
Netzteil zu bauen. OK, und weil ich einen LT1076HV in der Schublade 
hatte mit dem ich nicht wusste was ich damit noch anfangen sollte :D

: Bearbeitet durch User
von Luca E. (derlucae98)


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Ich denke, das Ergebnis ist nun akzeptabel. Den Ausgangskondensator habe 
ich auf 220µF vergrößert, am Ausgang habe ich einen LC-Filter, bestehend 
aus 2,2µF und 91µH (7 Windungen auf einem Ferritringkern) hinzugefügt.
Der Ausgang ist nun im CV-Betrieb, zumindest bei ohmscher Last, absolut 
sauber, bei CC-Betrieb ist der Ripple mit 30mVpp akzeptabel.
Der Überschwinger der Spannung ist verschwunden. Der Anstieg sieht zwar 
etwas unschön aus, aber damit kann ich leben.
Der Stromüberschwinger lässt sich wegen der Ausgangskapazität leider 
nicht vermeiden.

Jetzt hoffe ich nur, dass das Ding keine Störungen abstrahlt. Nicht, 
dass irgendwann mal die BNetzA vorfährt... ;-)

Vielen Dank für die Antworten!

von M. K. (sylaina)


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Luca E. schrieb:
> bei CC-Betrieb ist der Ripple mit 30mVpp

Ist das das Bild DS0034.BMP? Wenn ja: Dein Stromregler ist zu schnell 
und schwingt (so schauts zumindest für mich aus). Vergrößere hierbei mal 
einen der beiden Kondensatoren vom Ausgang zum invertierenden Eingang. 
Ist das so wie oben im Plan? Dann mach mal anstelle des 1 nF einen 2.2 
nF oder größer rein. Dann dürfte der Ripple im CC-Mode sinken.

von Luca E. (derlucae98)


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M. K. schrieb:
> Ist das das Bild DS0034.BMP?

Ja.

M. K. schrieb:
> Ist das so wie oben im Plan?

Mittlerweile ist C14 ausgeflogen und C13 durch 100p ersetz worden.

M. K. schrieb:
> Dann mach mal anstelle des 1 nF einen 2.2
> nF oder größer rein.

Das werde ich morgen mal versuchen.
Ich hatte allerdings auch mal 10n und 1n mit 100Ω in Serie (parallel 
dazu noch C13 mit 100p) dran. Hat beides nicht viel gebracht.
Bei 1n mit 100Ω war der Ripple sogar noch heftiger.

von M. K. (sylaina)


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Luca E. schrieb:
> Bei 1n mit 100Ω war der Ripple sogar noch heftiger.

Den 100Ω würde ich auch weg lassen. Wie gesagt, schaut für mich so aus 
als würde der Stromregler schwingen. Das Problem hatte ich bei meinem 
Netzteil auch. Bei mir half ein 2.2n
Ich denke, wenn du schaust wirst du auch sehen, dass der Stromregler 
auch schwingt.

: Bearbeitet durch User
von Luca E. (derlucae98)


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M. K. schrieb:
> Wie gesagt, schaut für mich so aus
> als würde der Stromregler schwingen. Das Problem hatte ich bei meinem
> Netzteil auch. Bei mir half ein 2.2n

Ich habe nun mal verschiedene Werte durchprobiert. Je höher der Wert 
ist, desto geringer wird der Ripple. Bei 100nF war der Ripple fast 
verschwunden. Die Regelung ist dann aber unerträglich langsam.
Ich belasse es dann vorerst bei den 100pF.

von M. K. (sylaina)


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Luca E. schrieb:
> Bei 100nF war der Ripple fast
> verschwunden.

Oh, 100 nF ist dafür aber dann auch sehr viel. Schwingt denn die 
Eingangsspannung deines Stromreglers? Ich hab jetzt nicht geschaut aber 
im Prinzip ist das Netzteil ja nur ein Verstärker. Wenn deine Regler 
eine Verstärkung von 10 haben würde eine Schwingung am Eingang des 
Reglers von 1 mV zu einer Schwingung am Ausgang von 10 mV führen. Ich 
hab nur mal auf deine Hilfsspannung geschaut aber mir scheinen die 10 uF 
hier etwas zu schwach zu sein. Ich selbst hab bei mir die Hilfsspannung 
mit 1000 uF gepuffert da sie mir mit 470 uF auch zu schwach war. Bei mir 
muss diese Hilfsspannung aber auch einen Atmega328 und ein OLED-Display 
versorgen, einen Zusatzlast von rund 30 mA. Und wenn bei mir der Lüfter 
zugeschaltet wird kommen fast 100 mA zum Fließen.

von Luca E. (derlucae98)


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M. K. schrieb:
> Schwingt denn die
> Eingangsspannung deines Stromreglers?

Nein, die ist absolut sauber.

M. K. schrieb:
> Ich
> hab nur mal auf deine Hilfsspannung geschaut aber mir scheinen die 10 uF
> hier etwas zu schwach zu sein.

Auch hier ist kein Ripple zu sehen.

von M. K. (sylaina)


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Luca E. schrieb:
> Nein, die ist absolut sauber.

Wenn du also einen 100 uF vom Schleifer von R31 nach GND machst ändert 
sich der beobachtete Ripple nicht?

von Luca E. (derlucae98)


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M. K. schrieb:
> Wenn du also einen 100 uF vom Schleifer von R31 nach GND machst ändert
> sich der beobachtete Ripple nicht?

Er ändert sich überhaupt nicht, um genau zu sein.

von M. K. (sylaina)


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Luca E. schrieb:
> Er ändert sich überhaupt nicht, um genau zu sein.

Hm, dann kann es ja nur noch vom Shunt kommen. Uh, das ist interessant. 
Vielleicht ein Effekt der Vorregelung. Oder T3 ist zu schnell (mal einen 
10 nF zwischen Kollektor und Basis testweise hängen).

von Luca E. (derlucae98)


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M. K. schrieb:
> Oder T3 ist zu schnell (mal einen
> 10 nF zwischen Kollektor und Basis testweise hängen).

Das hat das Problem leider nur verschlimmert. Im CV-Betrieb liegt am 
Ausgang ein Sägezahn mit 1Vpp Amplitude. Im CC-Betreib hat sich nichts 
verändert.

Auch mit anderen Werten von 22pF bis 22nF wird das Problem nicht besser. 
Es schwingt immer noch wie in DS0034.BMP zu sehen.

analog66 schrieb:
> Dein Schaltregler würde ich vorsichtig schneller machen. Z.B. C9 470p
> Hysterese verkleinern R5 auf 4M7.

Das werde ich nochmal versuchen.

Dann sind aber wohl alle Möglichkeiten ausgeschöpft.

von Luca E. (derlucae98)


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Im Anhang nun die Schaltpläne des fertigen Designs. Die Spannung- und 
Stromeinstellung geschieht über einen Drehencoder und 12-Bit DACs.
Damit erreiche ich rechnerisch eine Auflösung von 5,8mV und 0,49mA.
Die Genauigkeit ist dann natürlich von den Referenzen abhängig.

Da die Schaltung mit 2 verschiedenen GND-Potentialen arbeitet, wird der 
Mikrocontroller, sowie der ADC und der DAC für die Spannungseinstellung 
galvanisch getrennt versorgt.
Den Recom REC1.5-0512 habe ich noch hier und bevor ich einen neuen 
DC/DC-Konverter kaufe, möchte ich diesen erstmal verbauen.

Ob die Schaltung weniger als die erlaubten 63mA zieht, habe ich noch 
nicht durchgerechnet. Wenn nicht, muss halt ein stärkerer 
DC/DC-Konverter her.
https://www.pollin.de/shop/downloads/D351292D.PDF

Die Strommessung geschieht über einen weiteren Shunt, der high-side 
gemessen wird und in der Regelschleife hängt, damit sein Spannungsabfall 
ausgeregelt wird.
Dadurch spare ich mir 2 weiter Optokoppler in der Controlschaltung, für 
den ADC.

Die Spannung am Shunt wird um knapp 28dB verstärkt und mit einem 
Tiefpass (f_g=100Hz) gefiltert, um eventuellen HF-Dreck zu entfernen.

Die Mindestlast mit der Konstantstromsenke ist einem LM334 gewichen. Das 
spart 2 OPVs.
Sie ist für 6,8mA dimensioniert. Passt das so?

Statt der 12V für die OPs verwende ich nun 9V. Damit bin ich nicht mehr 
knapp unterhalb der maximalen Versorgungsspannung des TLC272. Die 
Schaltung funktioniert auch noch mit 5V problemlos, deshalb wird die 
Regelung erst beim Unterschreiten dieser durch IC2B außer Kraft gesetzt.
Q1 hat einen Emitterwiderstand bekommen, damit er sich nicht selbst 
zerstört. Ob die Ausgangsspannung beim Ausfall der positiven Rail dann 
auch auf 0V fällt, muss ich noch testen.

Wenn alles soweit passt, werde ich mich ans layouten machen.

: Bearbeitet durch User
von Gerald D. (analog66)


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Den Schaltregler schneller machen verbessert nur allgemein den Rippel 
vor Deinen Analog-Regler, nicht den Analog-Regler selber. Im cv-Betrieb 
hast Du 2,5V max im Gegensatz zu cc wo es etwa nur ein zwanzigstel ist. 
1k/(1k+22k) Also muss Dein cc OP mehr verstärken um an T3 die gleiche 
Wirkung zu erzielen. Um das Verhältnis open-loop zu closed-loop zu 
vergrößern bzw. die Phasenreserve zu vergrößer müsste man sich alle 
Baueile in der Regelschleife angucken.
 Eine Möglichkeit wäre einen 4 fach OP mit mehr Bandbreite und 
Leerlaufverstärung zu nehmen. Z.B. TL084 statt TLC274. Eine andere 
Möglichkeit wäre Deinen 1/3 (R13 ... R17) Spannungsteiler raus zu 
werfen. Also statt R13 R14 eine Diode in Sperr-Richtung. R17 verkleinern 
auf z.B. 3k3. R16 (ich glaube es waren 47k) hochkant nur noch an den 
Kathoden von D6 D7 angeschlossen und das dann offene Ende an -5V. R15 
kann dann entfallen.

Man könnte auch den 10k vor dem Shunt R23 ersetzen durch einen OP mit 
Verstärkung ca. 10, aber das sprengt glaube ich die Schaltung...

Ein weiterer Ansatz wäre den langsamen Darlington durch eine diskrete 
Darlington Schaltung oder einen schlechten noch analog betreibbaren 
TTL-FET zu ersetzen. Z.B. haben die Hochspannungstypen meist nicht so 
eine hohe Steilheit. uGS Schutz aber nicht vergessen...

Wunder sind allerdings nicht zu erwarten und Deine Integratoren 
benötigen unter Umständen andere Zeitkonstanten. Besser noch schalte 
noch einen Widerstand parallel zu den C's C13 C14 C15 C16. Also statt 
C14 und C16 einen Wid. der die DC Verstärkung begrenzt. Also für hohe 
Freq. I-Regelung für niedrige Freq. P-Regelung.

Ich denke Du hast schon viel raus geholt aus der jetzigen Schaltung. 
Weitere Vorschläge gehen kaum noch bei Beibehaltung des jetzigen 
Layouts.

Einen hab ich noch...
Statt R16 nach -5V zu legen, was extra Draht bedeutet, kann man auch R16 
weg lassen und stattdessen über die Dioden D6 D7 jeweils parallel einen 
Wid. z.B. 47k löten - Wert ziemlich unkritisch, da nur dafür benötigt 
wird die Basis von T13 leer zu räumen...

von Luca E. (derlucae98)


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Hallo Gerald,

das ist ja schon mal ziemlich viel Input.
Da ich das Layout sowieso noch mal neu gestalte, kann ich die Schaltung 
noch ändern.

Ich werde deine Tipps mal umsetzen und berichten.

von Gerald D. (analog66)


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Nun habe ich Deine neue Schaltung gesehen und war etwas verduzt über 
Dein Problem. Lasse doch einfach den Shunt zwischen AGND und GND. Gehe 
mit R24 vom Inv Eingang zu GND statt zum DAC. Veringere R23 auf 1k und 
lege einen neuen Wid. vom Pos Eingang (Pin 5) zu Deinen DAC z.B 22k.
Für cv benötigst Du dann 0v..2,5V und für cc 0V...-2,5V beides bezogen 
auf AGND. Kannst ja noch cc Soll invertieren ;-)

von Gerald D. (analog66)


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Hallo Luca,

dann habe ich noch Chancen Dinge einfließen zu lassen ;-)
Eigentlich müsste man den Schaltregler auch überarbeiten, aber es macht 
wenig Sinn alles in Frage zu stellen. Aber eine physikalische Trennung 
von Schaltregler wo gut 30V geschaltet werden von der analogen 
Nachregelung wo mV vorkommen macht schon Sinn und teilt Dein Projekt in 
zwei Teilprojekte, die für sich unabhängig funktionieren und gelöst 
werden können.

Bei dem Analogregler habe ich mich nocheinmal ausgetobt. Zunächst habe 
ich den Eingangswert für I mit IC5 verstärkt und negiert, damit für U 
und I eine fast identische Dimensionierung erfolgen kann.
Mit den Comparatoren IC6 IC7 erfasse ich den Arbeitsmodus cc, cv.
IC1...IC5 sollte möglichst gut sein. Ich fand einen recht günstigen 
MCP660, welcher bei +-2,5V Versorgung bis rail to rail geht, bei 60 MHz 
wohlgemerkt.
Als Diode T1 T2 T6 verwende ich überall die gleichen Transistoren wie 
bei T3.
T4 ist leider ein PNP ;-)
Alle Spannungen beziehen sich komfortabel auf den neg Ausgang = Gnd
Die CPU-Versorgung ist dann allerdings um -2,5V versetzt.
Bei jetziger Dimensionierung entsprechen dann +2V entweder 40V oder 2A.
R_x oder R_y bzw. C_x C_y würde ich erst einmal raus lassen (auch wenn 
es schwingt).

Nun kann ich T5 entweder im oberen Zeig einbauen, mit den Nachteil UGS 
muss noch irgendwo her kommen (Siehe U_H) oder im unteren Zweig.
Befindet sich T5 im oberen Zweig. würde ich ein TTL ansteuerbaren FET 
empfehlen um die Regelbarkeit nach oben, sprich Richtung 30V nicht 
unnötig einzuschränken.

Befindet sich T5 im unteren Zweig habe ich mehr Auswahl.
U_H ist dann an +Out angeschlossen. Verlustleistung von T4 sollte noch 
einmal gescheckt werden...

Beispielrechnung:
Z.B. IRLI 540N ist isoliert und verträgt 40W bei bis zu 100V oder bis zu 
23A. Mit einer entsetzlichen Steilheit von 14A/V. Ab 1V UGS schaltet der 
FET ein. Also R_GS z.B. 330R -> 3mA zum aus-schalten.
6 mA sind dann schon 1 Volt mehr, entsprechend 14A.
D2 würde ich so bei 5V6 ansiedeln, das reicht dicke und eine höhere 
Spannung bedeutet auch eine höhere Verlustleistung für D2 (UGS max sind 
16V). D1 ist dafür da, weil Z-Dioden nicht schnell sind, kann aber 
glaube ich hier entfallen ;-)
R4 ca. 330R  und R5 (1V+0,7V)/3mA*5 = 2k8 entsprechend 600µA Ruhestrom. 
Wird der Strom größer, wird T4 und T5 geöffnet. R3 mit 150R erzeugt noch 
100mV Gegenkopplung bei Ruhestrom. Weitere 10mV sind dann etwa 1,4A an 
T5. IC1 und IC2 müssen also nicht mehr viel Verstärken...
z.B. versuche mal R_x = 1M
Entsprechend 1M/39k = ca. 25 Verstärkung von IC1.
Ach ja, ganz vergessen, "Emitterfolger" T5 mag gerne schwingen, daher 
würde ich noch einen Widerstand z.B. 22R zwischen R_GS und Gate 
schalten. Ein paar pF parallel zu R_GS helfen zusätzlich...

Die oben genannte Berechnung ist natürlich eine Überschlagsrechnung wo 
der FET und andere Teile gnadenlos lienearisiert wurden, aber ich wollte 
nicht noch Spice anschmeissen...

Nun reichts aber - es ist Bettgehzeit ;-)

von Luca E. (derlucae98)


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Hallo Gerald,

vielen Dank für Deine Mühe! Bitte habe aber Verständnis dafür, dass ich 
nicht die gesamte Schaltung nochmal umwerfen möchte.

Gerald D. schrieb:
> Lasse doch einfach den Shunt zwischen AGND und GND. Gehe
> mit R24 vom Inv Eingang zu GND statt zum DAC. Veringere R23 auf 1k und
> lege einen neuen Wid. vom Pos Eingang (Pin 5) zu Deinen DAC z.B 22k.
> Für cv benötigst Du dann 0v..2,5V und für cc 0V...-2,5V beides bezogen
> auf AGND. Kannst ja noch cc Soll invertieren ;-)

Das verstehe ich nicht so ganz. Ich habe den Stromregler mal mit 
Multisim simuliert, aber das funktioniert nicht so wirklich. Bei V1 > 0V 
hängt der OPV in der negativen Sättigung (Spannungsregelung aktiv), bei 
V1 < 0V hängt er in der positiven Sättigung (Ausgangsspannung = 0).

Entweder habe ich dich falsch verstanden oder die Simu spinnt...

Gerald D. schrieb:
> Eine Möglichkeit wäre einen 4 fach OP mit mehr Bandbreite und
> Leerlaufverstärung zu nehmen. Z.B. TL084 statt TLC274.

TL084 habe ich nicht da, höchstens LM324.

Gerald D. schrieb:
> Eine andere
> Möglichkeit wäre Deinen 1/3 (R13 ... R17) Spannungsteiler raus zu
> werfen. Also statt R13 R14 eine Diode in Sperr-Richtung. R17 verkleinern
> auf z.B. 3k3. R16 (ich glaube es waren 47k) hochkant nur noch an den
> Kathoden von D6 D7 angeschlossen und das dann offene Ende an -5V. R15
> kann dann entfallen.

Das werde ich in der real aufgebauten Schaltung nochmal testen.

von Luca E. (derlucae98)


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Ich habe die Beschaltung der Basis von T3 nun so wie in der Simulation 
in der aufgebauten Schaltung geändert.
Ergebnis: Der Ripple ist exakt gleich geblieben.

Ein Widerstand parallel zu R18, egal welcher Größe (100Ω ... 1M), setzt 
den Stromregler außer Kraft.

Ich denke, ich gebe mich mit den 30mVpp Ripple zufrieden.

von Peter D. (peda)


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Die unnötig hohe Verstärkung und die starke Phasendrehung durch T3 ist 
recht suboptimal. Kein Wunder, daß alles schwingt.
Dicke Kondensatoren am Ausgang möchte man auch nicht, da deren Ladung 
schon die angeschlossenen Schaltung zerstören können. 1µF..10µF sollte 
man besser nicht überschreiten.

Ich treibe daher direkt den Leistungstransistor aus dem OPV, dann ist 
man auch Einschaltspitzen los. D.h. der Spannungsregler treibt über 
einen Widerstand und der Stromregler regelt ihn über eine Diode ab.
Die nötige höhere Spannung für den OPV macht man entweder über eine 
extra Wicklung oder über Spannungsverdoppler aus der Hauptwicklung. 
Übliche OPVs vertragen ja 36V, d.h. bis 30V reichen die.

Den Vorregler mache ich mit einem ATtiny261, der die Spannung vor und 
hinter dem Regeltransistor mißt. Und auch den Strom, bis 100mA bleibt er 
ausgeschaltet, d.h. auf 100%. Damit vermeidet man bei kleinen Leistungen 
den lückenden Betrieb und hat weniger Ripple.
Die PWM-Frequenz beträgt bei 16MHz internem CPU-Takt und 7Bit dann 
125kHz.

von Luca E. (derlucae98)


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Peter D. schrieb:
> Kein Wunder, daß alles schwingt.

Naja, alles schwingt ja nicht. Nur etwas Ripple bei CC.

Ich habe noch etwas experimentiert und als neuen Basiswiderstand für T3 
390k angesetzt. In Verbindung mit 10nF für den Stromregler habe ich 
einigermaßen akzeptable Ergebnisse.

Der Ripple beträgt jetzt nur noch etwa 15mVpp, dafür wird der 
Stromüberschwinger beim Lastwechsel erst nach 7,5ms ausgeregelt.

Das ist für mich aber in Ordnung. Für empfindliche Schaltungen habe ich 
immer noch mein linear geregeltes Labornetzteil.


Statt des Encoders habe ich mich jetzt doch für 2 10-Gang Potis 
entschieden. Ist dann doch weniger Aufwand und auch wesentlich 
Bedienfreundlicher.
Der Controller + ADC ist auf AGND bezogen, sodass ich die Spannung über 
dem Shunt an GND abnehme. Diese ist dann zwar negativ ggü. AGND, aber 
IC9 invertiert die Spannung wieder.
Der Tiefpass bleibt drin, da die Shuntspannung mit kleinen Spikes 
überlagert ist. Kann aber auch sein, dass die durch zu lange 
Masseleitung des Tastkopfes entstehen. Das muss ich nächste Woche mal 
prüfen.
Die Spannung "I_SET-FB" dient der Anzeige der aktuell eingestellten 
Strombegrenzung. Da ich diese gegenüber AGND messe, ist die Spannung des 
Shunts überlagert. Die Liegt dem Controller ja vor, also kann er die 
beiden Spannungen einfach subtrahieren.

Die OPVs auf Seite 2 "Control" hängen direkt an den +/- 12V des 
DC/DC-Konverters. Hier gibt es keinen Grund, diese mit Spannungsreglern 
auf +9V bzw. -5V zu bringen.

Die Verpolschutzdiode sitzt nun auf der Filterplatine nahe an den 
Ausgangsbuchsen - da wo sie hingehört.

Als Quelle soll ein HP 0957-2137 (32V, 2,3A Druckernetzteil) dienen. Die 
Versorgung der OPs soll auch aus dieser Spannung kommen.

Nächste Woche liefere ich die Layouts nach.

von Gerald D. (analog66)


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Hallo Luca,

ich habe keinen Stress, wenn Du nicht alles so machst wie ich glaube es 
wäre besser. Denn schließlich kenne ich weder Deine Restriktionen z.B. 
Geld, Zeit,etc. noch gibt es wirklich die "beste Lösung".
Es ist stets ein Kompromiss, wo letztendlich Du (und nicht ich) mit den 
Konsequenzen Deiner Entscheidung leben musst. Daher greife auf was Du 
überprüfen kannst und deiner Überprüfung stand hält. Wenn, nicht war es 
halt Quark!

Nun zu Deiner Simulation Stromregler-neu-sim.pdf
Erst dachte ich da sind ein paar Massen vertauscht worden, doch das 
macht nicht wirklich etwas aus.
Zur Beruhigung, die Simulation passt schon -sprich hat richtig 
simuliert.
Um sie besser zu verstehen und Konsequenzen abzuleiten, habe ich die 
Arbeitsbereiche in 4 Teilbereiche aufgeteilt.

a) V5 < U R7 ; V1 < U R3 * k
b) V5 > U R7 ; V1 < U R3 * k
c) V5 < U R7 ; V1 > U R3 * k
d) V5 > U R7 ; V1 > U R3 * k

Zunächst betrachte ich nur den Spannungsregler.

Wenn V5 = 0V und etwas an den Ausgangsbuchsen parallel zu R13 
eingespeist wird, haben wir den ersten Fall a) oder c).
z.B. Akku ist angeschlossen und eingestellte Spannung ist kleiner als 
Akkuspannung.
Also ist V5 = V_Soll (neg. OP Eingang) < V R7 = V_Ist (pos. OP Eingang).
Was macht der OP U2?
Er erhöht so lange seine Spannung am Ausgang, bis der neg. Eingang die 
gleiche Spannung hat wie der pos. Eingang. Das geschieht zum Einen über 
C3 wo ein Strom fließt solange sich die Ausgangsspannung des OPs ändert.
Und zum anderen nichtlinear über D3, R1 wird Q1 aktiv und sperrt Q2.
Sobald über D3 Q1 aktiv ist, ist der Stromregler egal (Fall a) oder c) 
), da über die Dioden D2 D3 eine ODER-Verknüpfung existiert.
Wenn Q2 geschlossen ist, klemmt aber keiner den Akku am Ausgang ab. Also 
geht der Integrator gebildet aus R2 C3 und OP weiter an den positiven 
Anschlag.
Da es sich um einen Integrator handelt, passiert das nicht sofort, 
sondern allmählich.

Einen Widerstand parallel zu C3 zu schalten, begrenzt nur die 
Verstärkung im Gleichspannungsfall.Für  freq. = 0 Hz hat C3 keine 
Wirkung und nur noch der parallel Wid. wirkt. Also sorry, das war keine 
gute Idee von mir.

Die Serienschaltung von C3 und einen Wid. ist da schon besser.
Also für freq → sehr groß hat der OP eine nicht mehr zu 
vernachlässigende Phasendrehung. Die Verstärkung (nicht nur vom OP) mit 
der Phasendrehung wirkt wie ein Oszillator.
Da für hohe freq. C3 fast ein Kurzschluss darstellt wirkt nur noch der 
Wid. Er begrenzt die Verstärkung wenn die Phase zu groß wird, damit es 
nicht schwingt.
Und für freq → 0 ist die Verstärkung groß ca. 23.000 lt. Datenblatt high 
Bias angenommen.

Eine Diode zwischen pos. und neg. Eingang begrenzt zwar die Differenz, 
aber nicht das zuvor genannte Problem. Hatte ich auch skizziert, bringt 
aber nichts.
Was hilft ist parallel zu C3 eine Reihenschaltung aus Z-Diode und Diode 
zu schalten um OP Ausgang auf z.B. 5,4V zu begrenzen. Q1 benötigt ja nur 
+0,7V und dann (5,4V-0,7V)/3,3k = 1,4 mA reichen dicke.

Nun zum anderen Fall des Spannungsreglers. Wir stellen z.B. V5 auf 2,5V. 
Also der neg. Eingang des OP is positiver als der pos. Eingang U R7
Über R2 C3 integriert nun OP U2 so lange runter, bis Q1 eine Spannung 
unter +0,7V hat und sperrt. Als Folge öffnet Q2 und erhöht die Spannung.

Wenn die Stromregelung nicht eingreift (siehe Fall d) ), steigt die 
Spannung an R7 bis sie gleich V5 ist. Also ist die Gesamtspannung an R13 
wie folgt U_R13 = 2,5V/10k * (10k+38k) = 12V.

Fall b) haben wir wenn die Stromregelung eingreift. Dann versucht U2 Q1 
abzuschalten, wass allerdings nicht gelingt, da Q1 über U1 angesteuert 
wird. Folglich geht U2 in die neg. Sättigung.

Was hilft ist parallel zu C3 eine Reihenschaltung aus zwei Z-Dioden zu 
schalten, statt wie weiter oben nur eine Richtung zu begrenzen.


Für die Fälle b) und d) betrachte ich analog zur Spannungsregelung die 
Stromregelung.
Nehmen wir an I_R3 = 0A und V1 =2,3V, dann liegen am pos. Eingang 2,3V/ 
(22k+1k) x 1k = +100mV und am neg. Eingang 0V, was dazu führt das Q1 
pos. angesteuert wird und Q2 abgeschaltet wird. Nur dann kann der Strom 
nicht größer werden. Also es passiert nicht das gewünschte, weil die 
Eingänge vertauscht sind. Vertausche ich noch die Massen von R11 von 
Gnd_In zu Gnd_Out und die beiden Massen an R3, komme ich zur gewünschten 
Schaltung. C1 ist wieder zwischen neg. Eingang und Ausgang.

Mit dieser veränderten Schaltung spiele ich die Stromregelung noch 
einmal durch. Wieder gleiche Annahme  I_R3 = 0A und V1 =2,2V. Nun liegt 
am neg. Eingang +95mV und am pos. Eingang 0V.
Der Integrator senkt also seinen Ausgang allmählich bis Q1 sperrt und Q2 
öffnet. Der Strom steigt so lange bis an R2 folgende Spannung abfällt 
-100mV. Denn dann ist die Spannung am neg. Eingang wieder 0V (wie am 
pos. Eingang). Also 2,2V/22k -100mV/1k = 0V.

Die Überlegungen mit den Dioden und der Widerstands Kondensator 
Kombination sind identisch anwendbar wie bei der Spannungsregelung.
Einziger Unterschied ist bei der Spannungsregelung sind es 10k am neg. 
Eingang und 0,95k = (22k parallel zu 1k) in der Stromregelung.

Ich hoffe nun ist klarer warum man das eine oder andere macht.

Einen habe ich aber noch da, Du Dich ja nicht von der Ansteuerung von Q2 
abbringen lässt ;-)
Also folgendes Szenario:
Versorgung von U1 U2 fehlt oder ICs sind gehimmelt.
Folge ist Q1 wird nicht angesteuert und Q2 nicht begrenzt. Damit geht 
die Ausgangsspannung an Poller und Strombegrenzung ist deaktiviert...

Eine Möglichkeit ist in Reihe zu R12 noch einen Optokoppler zu schalten 
und den erst aktivieren wenn alles anliegt z.B. V3, V4, Temp. von Q2 ok, 
etc.
Wenn Du schon eine Strom und Spannungsmessung machst, könnte man auch 
noch eine Leistungs-Begrenzung einprogrammieren.

Oder andere Möglichkeit ist noch einen PNP Transistor (mit 2 Wid. als 
Stromspiegel) statt R12 zu spendieren und Q2 über einen 
Basis-Emitter-Wid. Ausschalten. Siehe vorherige Skizze.
Dann ist jedoch der Rest der Schaltung auch zu invertieren (Dioden D2, 
D3, Ops etc.).

Übrigends LM324 ist leider nicht wirklich besser...

Und ich habe ja schon gedacht, ich baue mir just for fun auch noch 
einmal ein Netzteil (zu den vielen anderen)
Allerdings mit den Mean Well PLF-90D-48 oder dem NPF-120D-48 
Schaltnetzteil... Das erspart viel Arbeit und ist recht kompakt.

von Gerald D. (analog66)


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Ähm, ein Bild sagt mehr als tausend Worte...
Die Stromquelle habe ich statt dem LM334 günstiger mit zwei schnöden 
NPN's und einen PNP aufgebaut. Wenn die LED nicht leuchtet fehlt -5V 
oder +5V oder die CPU hat den PNP noch nicht angesteuert.
Da dann der Optokoppler in Reihe zur LED ist, ist sowohl die LED als 
auch dann Q2 off.

Und die Schaltung war etwas voreilig dahin geklatscht und funktioniert 
nicht wie geplant.
Warum und was muss ich ändern?
Ich hoffe nun beteiligen sich noch ein paar andere?
Tipp U_Out geht von 0V...z.B. 30V

von Luca E. (derlucae98)


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Hallo Gerald,

vielen Dank!

Gerald D. schrieb:
> Die Serienschaltung von C3 und einen Wid. ist da schon besser.
> Also für freq → sehr groß hat der OP eine nicht mehr zu
> vernachlässigende Phasendrehung. Die Verstärkung (nicht nur vom OP) mit
> der Phasendrehung wirkt wie ein Oszillator.

Das hatte ich bereits probiert, allerdings lagen dazu noch 100pF 
parallel. Das brachte ja nicht viel.
Ich teste es jetzt nochmal nur mit der RC-Reihenschaltung und berichte 
dann.

Gerald D. schrieb:
> Was hilft ist parallel zu C3 eine Reihenschaltung aus Z-Diode und Diode
> zu schalten um OP Ausgang auf z.B. 5,4V zu begrenzen.

Leider habe ich keine 4,7V Z-Diode hier. Ich probiere mal 2 LEDs in 
Reihe.

Gerald D. schrieb:
> Einen habe ich aber noch da, Du Dich ja nicht von der Ansteuerung von Q2
> abbringen lässt ;-)

Peter hat ja schon eine andere Schaltungsvariante vorgeschlagen:

Peter D. schrieb:
> Ich treibe daher direkt den Leistungstransistor aus dem OPV, dann ist
> man auch Einschaltspitzen los. D.h. der Spannungsregler treibt über
> einen Widerstand und der Stromregler regelt ihn über eine Diode ab.

Die werde ich mal auf dem Steckbrett testen.

Gerald D. schrieb:
> Eine Möglichkeit ist in Reihe zu R12 noch einen Optokoppler zu schalten
> und den erst aktivieren wenn alles anliegt z.B. V3, V4, Temp. von Q2 ok,
> etc.

Das klingt logisch. Wird im nächsten Schaltplan hinzugefügt.

von lizenzierter Funkloch Bohrspezialist (Gast)


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Das Layout zuoberst is katastophal. Wo ist der GND ? Aber nicht die kaum 
verbundene Flaeche, die mehr als Koppelschleife als daempfender 
Kondenser wirkt.

von Luca E. (derlucae98)


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Ich wollte die Schaltung gerade wieder in Betrieb nehmen, aber sie hat 
nicht mehr funktioniert. Originalzustand wie vor einer Woche, hat die 
Zeit unverändert nur rumgelegen.
Die Ausgangsspannung pumpt mit einem Sägezahn bei 6,6Hz zwischen 1V und 
3V, egal bei welcher Strom- oder Spannungseinstellung.

Es sind alle Spannungen da, den OPV habe ich mal auf Verdacht getauscht: 
nichts.

Da die Schaltung mittlerweile ziemlich aufwändig und der riesige 
Ausgangskondensator nicht wirklich schön ist, habe ich mal Peters 
Schaltung (Beitrag "Re: Labornetzteil mit getakteter Vorregelung - Überschwinger") 
simuliert.
Laut Simulation gibt es mit dieser Dimensionierung im Anhang nur einen 
sehr kleinen Überschwinger vom Übergang CC -> CV.

Da ich der Simulation aber nicht wirklich traue und ich noch genügend 
Material für einen neuen Prototyp habe, baue ich sie mal real auf.

T3 steuert die CC-LED im CC-Betrieb an. Das funktioniert so zumindest 
laut Simulation. Eine extra CV-LED brauche ich nicht unbedingt.

Die positive Versorgungsspannung der OPVs beträgt 28V, die negative 
erzeuge ich per Ladungspumpe und beträgt -3V.
Damit bleibe ich unterhalb der max. 36V für die OP07, liege aber im 
Arbeitsbereich der OPs.

Rx1, Rx2, Cx1 und Cx2 sind Buchsenleisten zum einfachen herausfinden der 
passenden Dimensionierung.

Ich hoffe, mein Layout ist dieses mal besser. Verbesserungsvorschläge 
nehme ich gerne entgegen.

: Bearbeitet durch User
von Gerald D. (analog66)


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Erst einmal wollte ich meinen Senf zu diesen "LFB...spezialist" geben. 
Tun wir so als hätten wir es nicht bemerkt. Wer nicht in der Lage ist 
konstruktive Hilfe zu geben, den sollte man gleich löschen.

Und zu Peter Dannegger muss ich leider auch noch etwas schreiben.
Fangen wir erst einmal mit den positiven an.
Ich kann zustimmen, keiner möchte dicke Kondensatoren am Ausgang. So 
viel wie nötig, so wenig wie möglich.
Von den 4 Betriebszuständen (a..d) haben wir ja schon festgestellt, dass 
nicht alle benötigt werden. Daraus kann man Peters Ansatz entsprechend 
schlussfolgern, für die Spannungsregelung einen Widerstand zu verwenden 
und über eine Diode den Strom ab zu regeln.

Die Argumentation um T3 hinkt jedoch etwas, was man schön über die 
Simulation herausbekommen kann.
Dafür habe ich mal wieder eine Skizze gemacht, welche aber nur das 
Wesentlichste zeigt.
R4 ist übrigens ein wenig zu groß geworden...
Die Restriktion mit der OP Spannung rührte daher dass der Transistor als 
Spannungfolger keine Spannungsverstärkung hat. Also muss die 
Ausgangsspannung des OP's etwa der gewünschten Ausgangsspannung des 
Transistors entsprechen. Unglücklich war dann noch die Strommessung im 
negativen Zweig zu lassen.
Also im Unterschied zur Peters Schaltung ,ist in der Skizze keine 
Begrenzung der maximalen Spannung durch die OP's mehr.
Und baut man die Schaltung prinzipiell noch ein zweites Mal Komplementär 
dazu auf, hat man z.B. einen Audioverstärker. Also eine 
Spannungs-/Stromquelle, welche sowohl pos. wie auch neg. Spannungen 
liefern kann. Aber das führt hier zu weit...

Was mich gewundert hat, ist das geringe Vertrauen in die Simulation...
Ich hätte bis zum Erbrechen das mit verschiedenen Lasten durch-simuliert 
um zu erkennen was große und was kleine Wirkung hat ohne Bauteile zu 
verbrauchen. Die Möglichkeit gab es vor ca. 30 Jahren nur sehr 
begrenzt...

An den U-Eingang würde ich einen 1Vpp Sinus mit 1V Offset bezogen auf 
Gnd als Soll-Größe legen. Entsprechend die Strombegrenzung deaktivieren 
indem der I-Eingang z.B. 5V entsprechend 5A bekommt.
Dann kann man sich die Ausgangsspannung von U2, Basis-Spannung Q2 und - 
Out dazu angucken.
Das Bauteil mit der größten Phasenverschiebung dürfte Q2 sein. In keinem 
Datenblatt ist eine Bandbreite angegeben. Was ich fand, war die 
Bestimmung der Ausgangskapazität von 250pF mit 100kHz oder 300µs Pulse – 
was recht lang ist.
Das nächst bessere Bauteil ist U1, U2. Im high Bias mode haben die OP's 
eine Bandbreite von 1,7 MHz. Und der Transistor Q1 = BC 847C hat eine 
Transitfrequenz von mind. 100 MHz, was dann eine zu vernachlässigbaren 
Phasendrehung im Vergleich zu den anderen Bauteilen bedeutet...

Mit Rechteck am Eingang und einer Last von z.B. 10 Ohm am Ausgang kann 
man schön simulieren was passiert wenn man zwischen neg. Eingang und 
Ausgang von U2 R-, C- oder RC-Glieder einbaut.

Ebenso würde ich mal einen schnelleren Q2 durch zwei Einzel-Transistoren 
und Widerstände simulieren.

Ebenso würde ich mit der Strom-Regelung spielen.

Was passiert wenn R16 = 0 Ohm ist (Q1 Stromverstärkung ca. 400)?
Viel Spaß beim Parameter ändern, das gibt Dir ein Gefühl was Vorteilhaft 
und was Nachteilig ist, ohne Bauteile zu zerstören/ zu verbrauchen.
Bin gespannt auf die Ergebnisse...

von Luca E. (derlucae98)


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Gerald D. schrieb:
> Was mich gewundert hat, ist das geringe Vertrauen in die Simulation...

Ich habe mit Multisim in der Hinsicht schlechte Erfahrungen. LTSpice ist 
für mich keine Alternative, weil ich die Bedienung grauenhaft finde.

Die Bauteile kosten ja nix, da kann ich das auch mal real testen.

Gerald D. schrieb:
> Ich hätte bis zum Erbrechen das mit verschiedenen Lasten durch-simuliert
> um zu erkennen was große und was kleine Wirkung hat

Laut Simulation habe ich so keine Überschwinger und keine Oszillation.
Ich habe aber bisher nur eine ohmsche Last und hartes ein-/ausschalten 
simuliert.

Gerald D. schrieb:
> Was passiert wenn R16 = 0 Ohm ist (Q1 Stromverstärkung ca. 400)?

Laut Simu einen heftigen Überschwinger beim Übergang CC->CV.

Gerald D. schrieb:
> Ebenso würde ich mal einen schnelleren Q2 durch zwei Einzel-Transistoren
> und Widerstände simulieren.

Mal sehen, was ich noch an Transistoren da habe. Eventuell 2 (oder 3) 
BD139 parallel + BC547 als Treiber?

Gerald D. schrieb:
> Bin gespannt auf die Ergebnisse

Die Platine ist bereits geätzt.

von Lurchi (Gast)


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Die Schaltung sollte noch einen Widerstand zwischen R20 und dem inv. 
Eingang des OPs haben. Auch ein Widerstand in der Emitterleitung des 
Leistungstransistors ist ggf. nötig, damit die Schaltung nicht schwingt.

Der OP07 ist recht langsam, so dass bei einem Kurzschluss ein sehr hoher 
Strompeak entstehen kann, der ggf. sogar die Transistoren zerstören 
könnt. Einfach über die Slew rate braucht der OP07 einige Zeit um von 
der vollen Ausgangsspannung bis auf fast 0 runter zu kommen. Der 
Überstrom bei einem plötzlichen Kurzschluss ist eines der Problem bei 
der Art Schaltung. Man kann zwar den Kondensator am Ausgang sehr klein 
machen (geht ggf. auch ganz ohne), aber bis die Schaltung auf Überstrom 
reagiert vergeht leider relativ viel Zeit und in der Zeit geht der Strom 
ggf. deutlich nach oben. Man hat damit eine Art simulierten Kondensator 
am Ausgang statt des realen.

Die Simulation macht man eigentlich vor allem dafür um zu sehen wie sich 
der Regler auch bei ungünstiger Last verhält. Der Fall für rein ohmsche 
Last ist ja noch relativ einfach und sollte auch noch im Kopf zu machen 
sein. Die Schwierigkeit ist die Kapazitive Last mit wenig ESR. Da hat 
man es real ggf. schwer den ungünstigsten Lastfall auch wirklich zu 
realisieren.

Die Probleme bei der Simulation sind vor allem, dass man die parasitären 
Effekte ggf. vernachlässigt, etwa Induktivitäten oder ESR von 
Kondensatoren. Es ist auch etwas die Gefahr, das man die Teile zu genau 
abstimmt und dann mit realen Teilen und Toleranzen nichts mehr geht.

von M. K. (sylaina)


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Lurchi schrieb:
> Die Probleme bei der Simulation sind vor allem, dass man die parasitären
> Effekte ggf. vernachlässigt, etwa Induktivitäten oder ESR von
> Kondensatoren. Es ist auch etwas die Gefahr, das man die Teile zu genau
> abstimmt und dann mit realen Teilen und Toleranzen nichts mehr geht.

Diese Probleme sind insbesondere bei Labornetzteilentwicklungen bekannt. 
Auch ein Problem dabei ist, dass OPVs diesbezüglich relativ unschön nur 
in Spice simuliert werden können. Simulationen sind daher immer nur mit 
Vorsicht zu genießen.

von Luca E. (derlucae98)


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Die Platine ist fertig bestückt und ich habe einige Tests gemacht. Zu 
Anfang hat die Schaltung ein seltsames Verhalten gezeigt. Grund dafür 
war ein Zusammenbruch der negativen Spannung. Die negative Rail wird mit 
max. 30mA belastet - zuviel für den TC7660. Mit extern eingespeisten -5V 
funktioniert es.

Die Ergebnisse sehen ziemlich gut aus! Bestückung wie im Plan, nur haben 
R16 und R18 0R, C15 hat 100p und zwischen Shunt und Pin 2 von IC7 liegen 
10k.

Lurchi schrieb:
> Der OP07 ist recht langsam, so dass bei einem Kurzschluss ein sehr hoher
> Strompeak entstehen kann, der ggf. sogar die Transistoren zerstören
> könnt.

Ja, eine Slew Rate von 100mV/µs ist recht wenig. Ich habe statt den OP07 
LF356 bestückt (12V/µs).


Dank des kleinen Ausgangs-C ist der Stromüberschwinger nach etwa 270µs 
ausgeregelt (DS0049.bmp). Im Vergleich dazu die 7,5ms mit der alten 
Schaltung...
Spannungsüberschwinger gibt es keine, der Anstieg von 2V auf 14V dauert 
etwa 375µs (DS0051.bmp).
Im Konstantstrombetrieb bei ohmscher Last schwingt der Ausgang mit 
60mVpp (DS0054.bmp)
Mit einem PC-Lüfter als Last gibt es im CV-Betrieb nur kleine Spikes 
(DS0055.bmp). Das sind aber wahrscheinlich nur Störungen vom Lüfter.
Im CC-Betrieb sieht das ganze dann schon etwas unschöner aus 
(DS0056.bmp).



Gerald D. schrieb:
> Die Argumentation um T3 hinkt jedoch etwas, was man schön über die
> Simulation herausbekommen kann.

Die CC-Anzeige mit T3 funktioniert wie geplant. Im CV-Betrieb hängt der 
Stromregler in der pos. Sättigung -> PNP sperrt, im CC-Betrieb hängt der 
Spannungsregler in der pos. Sättigung -> PNP öffnet, LED leuchtet.

Gerald D. schrieb:
> Mit Rechteck am Eingang und einer Last von z.B. 10 Ohm am Ausgang kann
> man schön simulieren was passiert wenn man zwischen neg. Eingang und
> Ausgang von U2 R-, C- oder RC-Glieder einbaut.

Das Bild "Oszi.jpg" zeigt die Ausgangsspannung, den nicht-inv. Eingang 
von IC6 und den inv. Eingang von IC6 bei 200Hz. Lastwiderstand = 33Ω

: Bearbeitet durch User
von M. K. (sylaina)


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Luca E. schrieb:
> Dank des kleinen Ausgangs-C ist der Stromüberschwinger nach etwa 270µs
> ausgeregelt (DS0049.bmp). Im Vergleich dazu die 7,5ms mit der alten
> Schaltung...

Was waren denn deine Testparameter? Ich hab ein wenig den Überblick 
verloren aber mir scheinen 270 us für 22 uF am Ausgang eigentlich zu 
schnell zu sein.

von Luca E. (derlucae98)


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M. K. schrieb:
> Was waren denn deine Testparameter? Ich hab ein wenig den Überblick
> verloren aber mir scheinen 270 us für 22 uF am Ausgang eigentlich zu
> schnell zu sein.

Lastwechsel zwischen 0A und 2A bei 2Hz.


Das HP Netzteil (0957-2137) kam heute an, ich habe aber nicht beachtet, 
dass der PE mit dem Minuspol verbunden ist.
Auch wenn ich testweise den PE abgeklebt habe, hatte ich noch eine 
Masseschleife zwischen Oszi und Netzteil (Störungen bei 
kurzgeschlossenem Oszieingang.)
Mit diesem Netzteil habe ich am Ausgang der Schaltung eine Oszillation 
von etwa 3MHz.
Da das Labornetzteil netzgetrennt sein soll und ich natürlich nicht 
einfach den PE entfernen kann, muss nun ein Tafo her.
Das vereinfacht auch die Bereitstellung der Hilfsspannungen.

von Lurchi (Gast)


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Die Spikes mit dem Lüfter im CV mode sind schon noch recht groß. Da wäre 
ggf. doch ein größerer (low ESR) Elko am Ausgang angebracht. Ggf. reicht 
auch schon ein etwas größerer Kondensator zu den 100 nF dazu.

Die Stromregelung scheint noch nicht ganz zu funktionieren. An sich 
sollte die Schaltung aber mit 100 pF und 10 K am OP recht stabil sein. 
Da wäre ggf. noch Luft den Widerstand (vom Shunt zum OP) zu verkleinern 
und so die Stromregelung noch schneller zu machen.  60 mV Amplitude sind 
auch nicht so wirklich viel. Da stell sich die Frage ob das eine 
Schwingung der Regelung ist, oder ggf. einfach nur eine nicht so gute 
Unterdrückung der Störungen von der Vorregelung.


Die Wellenform bei der Strombegrenzung für den Lüfte sieht nicht 
schlecht aus. In dem Modus hat das Netzteil ja eine hohe 
Ausgangskapazität und die Schwankungen vom Lüfter sollen sichtbar sein. 
Die relativ vielen Struckturen sind sogar eher ein gutes Zeichen.

von Lurchi (Gast)


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Für den Feedback zum Vorregler ist ein relativ großer Druchgriff vom 
Vorregler zu erwarten. Da sind die 60 mV Störungen um CC Modus keine so 
wirklich Überraschung. Da könnte man sich überlegen eine der Diode durch 
einen PNP Transistor zu ersetzen und so die Belastung am Ausgang zu 
reduzieren.

von M. K. (sylaina)


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Lurchi schrieb:
> Die Spikes mit dem Lüfter im CV mode sind schon noch recht groß. Da wäre
> ggf. doch ein größerer (low ESR) Elko am Ausgang angebracht.

Würde ich nicht machen. Die Spikes sind, je nach Lüfter, eigentlich zu 
erwarten gewesen. Ein größerer Elko reduziert vielleicht die Spikes, 
macht aber vor allem auch die Regelung langsamer. Das wäre wie segeln 
mit geworfenen Anker.

Luca E. schrieb:
> Lastwechsel zwischen 0A und 2A bei 2Hz.

Ah, OK. Ja, das scheint dann wirklich nur am Ausgangselko zu liegen. Ich 
hatte irgendwie nur einen Lastwechsel von 1 A im Kopf aber mit 2 A 
Lastwechsel bei 22 uF dürfte man so in der Größenordnung 270 us landen.

von Luca E. (derlucae98)


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Lurchi schrieb:
> Da könnte man sich überlegen eine der Diode durch
> einen PNP Transistor zu ersetzen und so die Belastung am Ausgang zu
> reduzieren.

Du meinst so wie im Anhang?



Ich bin mal meine Trafosammlung durchgegangen und habe den Trafo eines 
Commodore 1702 Monitor gefunden. Spannungsmäßig hätte er gepasst, doch 
als ich mein Oszi an die Sekundärwicklung hängen wollte, machte der 
Trafo sehr unangenehme Geräusche und das Licht wurde dunkler.
Ergebnis: 10Ω zwischen Primär- und Sekundärspule.
Aus Interesse habe ich den Trafo mal geöffnet. Zwischen den beiden 
Wicklungen gab es keine Isolierung. Man hat einfach die Sekundärwicklung 
über die Primärwicklung gewickelt....
Das Oszi hat zum Glück überlebt.

: Bearbeitet durch User
von M. K. (sylaina)


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Luca E. schrieb:
> Im Konstantstrombetrieb bei ohmscher Last schwingt der Ausgang mit
> 60mVpp (DS0054.bmp)

Ich hab mir grad mal deinen Vorregler angeschaut und den Strompfad ins 
Layout eingezeichnet. So ne Kreuzung sollte man in der Regel vermeiden, 
das ging bei dir recht einfach wenn du den Massepunkt entsprechend 
umlegst. Das hilft wahrscheinlich nicht gegen dein Schwingproblem (ich 
finde ja 60 mVpp im CV-Mode für recht viel) aber es ist sicher nicht 
verkehrt mal drüber nachzudenken.

von Lurchi (Gast)


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Die 60 mV sind im CC Mode, je nach Lastwiderstand muss das auch nicht 
viel Strom sein. Wegen der relativ niedrigen Frequenz und relativ 
kleinen Amplitude gehe ich davon aus dass dies keine Schwingung des 
Reglers ist, sondern eher ein Rest vom Vorregler. Das sollte man der 
Frequenz gut sehen können. Auch die negative Versorgung vom 7660 ist 
ggf. eine Störquelle.

Die Schaltung mit dem Transistor kann so funktionieren. Wobei man so 
ähnlich auch gleich den Optokoppler ersetzen kann (Widerstand am Emitter 
und Kollektor zur Rückkopplung).


Der Strompfad für den Vorregler sieht nicht so schlimm aus: der lange 
Weg ist vor allem bei der Induktivität, da wo es nicht stört. Der 
kritische Weg von der Diode zurück zu C4 (besser wäre C5 dichter dran, 
ein extra Kondensator dichter am Transistor könnte das noch verbessern) 
ist schon ganz gut. Nur die Masse zurück von C10 / ggf. C11 sieht nicht 
so gut aus. Das ist bei einer Massefläche aber leicht das Problem. Wenn 
man die Masse auf beiden Seiten von C4 anschließt, könnte man auch da 
noch ein wenig besser werden.

Für eine wirklich schnelle Regelung ist die Position des Shunts recht 
ungünstig. Weil die Schleife über C10 (bzw. den irgendwo verstecken 
C11), den Ausgangstransistor, die Ausgangskondensatoren und den Shunt 
schon recht groß ist.

von Luca E. (derlucae98)


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Lurchi schrieb:
> Die 60 mV sind im CC Mode, je nach Lastwiderstand muss das auch nicht
> viel Strom sein.

Ich muss mich hier korrigieren. Der Ripple tritt nur im 
Konstantspannungsbetrieb auf. Wie ich nun herausgefunden kommt er 
tatsächlich von der Vorregelung.
Ich habe meine elektronische Last mal fit gemacht und den Ausgang mit 2A 
belastet (die Tests davor waren nur hartes kurzschließen des Ausgangs 
bei aktivierter Strombegrenzung).
Der Ripple am Ausgang beträgt dann 630mVpp!
Siehe DS0059.bmp, Gelb: Ausgangsspannung, Blau: Spannung an Kollektor 
T2.

Als erstes habe ich C10 auf 440µF vergrößert. Jetzt tritt der Ripple nur 
noch bei maximaler Ausgangsspannung auf und beträgt 150mVpp. 
(DS0060.bmp, Kanäle wie oben)

Interessant ist auch, dass ich 34V reinstecken muss, um 24V bei 2A zu 
erhalten. Eine Dropoutspannung von 10V...


Als Trafo würde ich diesen verwenden: 
http://www.reichelt.de/?ARTICLE=15263 (Beide Sekundärwicklungen in 
Reihe)
Brauche ich bei 120VA schon eine Einschaltstrombegrenzung?

Spannungsmäßig müsste er passen. Im ungünstigsten Fall 
(Netzunterspannung: -10%, 2V Diodenverlust) hätte ich nach der 
Gleichrichtung 36V. An dem Glättungskondensator darf die Spannung also 
nur um 2V absinken.
Der Kondensator müsste dann 10.000µF haben.

Bei Netzüberspannung und 10% Leerlaufüberhöhung hätte ich 50V, der 
Kondensator muss also mindestens 63V aushalten.
Einen 15mF 63V Elko habe ich hier.

Passt das?

: Bearbeitet durch User
von Lurchi (Gast)


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60 mV ripple im CV modus sind allerdings wirklich zu viel. Etwas mehr 
Kapazität für C10 ist schon richtig. Allerdings reduziert sich damit 
wohl auch die Frequenz des Wandlers etwas.

Eine Ursache für den hohen Dropout dürfte der Widerstand R14 sein. Für 2 
A am Ausgang braucht der Darlington Transistor schon bis zu etwa 1 mA 
als Basis-Strom und entsprechend viel Spannung geht da verloren. Dazu 
kommt der Verlust vom Spannungsregler für V+ und den OP. Etwas kleiner 
könnte man den Widerstand noch machen (bis etwa 2 K, damit die 
Stromregelung noch funktioniert).
Als Abhilfe könnte man R14 durch eine Diode ersetzen und dann eine 
Konstantstromquelle (z.B. mit 2 Transistoren) von der positiven Seite 
(vor der Regelung)hinzufügen.
So viel Spannung sollte eigentlich nicht verloren gehen. An sich etwa 
1,5 V für den Transistor, vielleicht 0,5 V in der Spule und dann noch 
einmal 2 V für die Lineare Stufe, also eher so 4 V. Wenn es viel mehr 
ist würde ich nachmessen wo es hängt und da ggf. Nachsteuern.

Beim 120 VA Ringkern fängt es so langsam an, dass man ggf. an 
Einschaltstrombegrenzung denken sollte. Es hängt von der Auslegung des 
Trafos und der Sicherung ab das nötig ist.

Mit einer Vorregelung will man den Glättungselko eher nicht so groß 
haben, denn ein großer Elko reduziert unnötigerweise den 
Leistungsfaktor. Gegen Rippel bei der zur Zeit kritischen Spannung V+ 
könnte man da separate Gleichrichterdioden und einen extra Elko vorsehen 
- damit hätte man dann für den LM317 wenig Rippel und der Rest käme mit 
einem kleineren Elko aus. 10000 µF sind schon recht viel, auch 4700 µF 
sollten ausreichen. An sich sollte der Trafo dann bis knapp 30 V 
Ausgangsspannung ausreichen, sofern V+ und der OP das mitmachen.

von Luca E. (derlucae98)


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Lurchi schrieb:
> Eine Ursache für den hohen Dropout dürfte der Widerstand R14 sein. Für 2
> A am Ausgang braucht der Darlington Transistor schon bis zu etwa 1 mA
> als Basis-Strom und entsprechend viel Spannung geht da verloren. Dazu
> kommt der Verlust vom Spannungsregler für V+ und den OP. Etwas kleiner
> könnte man den Widerstand noch machen (bis etwa 2 K, damit die
> Stromregelung noch funktioniert).

Eben mal getestet: Mit 2k2 ändert sich die Dropoutspannung nicht 
wirklich und der Ausgang schwingt im CC-Betrieb mit 1,5MHz.

Lurchi schrieb:
> So viel Spannung sollte eigentlich nicht verloren gehen. An sich etwa
> 1,5 V für den Transistor, vielleicht 0,5 V in der Spule und dann noch
> einmal 2 V für die Lineare Stufe, also eher so 4 V. Wenn es viel mehr
> ist würde ich nachmessen wo es hängt und da ggf. Nachsteuern.

An T1 fallen 4V ab, an der Spule 0,8V, an T2 1,5V und am Shunt 0,2V.
Alle Werte mit dem Multimeter gemessen.

Könnte ich T1 durch einen P-Fet ersetzen, um den Drop zu verringern?


Ich habe nun mit einem Widerstand vor dem Spannungspoti (SV1) die 
Ausgangsspannung auf 23,6V begrenzt. Unter Last (1,8A) sinkt die 
Spannung auf 23,4V ab. Auf dem Ausgang liegen dann nur noch kleine 
Spikes mit 40mVpp Amplitude. (DS0071 und DS0072)

von Lurchi (Gast)


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So viel Spannung sollte an T1 eigentlich nicht verloren gehen. Nach dem 
Datenblatt sollten es eigentlich nur etwa 2 V (bei 4 A) sein, bei 2 A 
eigentlich weniger. Ein P-Kanal MOSFET bräuchte auch noch etwas 
Treiberschaltung dazu, damit schnell genug geschaltet wird. Damit käme 
man wohl auf rund 0,2-0,5 V runter.

von Luca E. (derlucae98)


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Lurchi schrieb:
> Ein P-Kanal MOSFET bräuchte auch noch etwas
> Treiberschaltung dazu, damit schnell genug geschaltet wird. Damit käme
> man wohl auf rund 0,2-0,5 V runter.

Ich habe den Schaltplan mal angepasst. Passt das so?

Wie viel Verlustleistung ist bei dem Mosfet zu erwarten? Bei einem 
R_DSon von 60mΩ und 2A hätte ich theoretisch 0,24W. Da sollte doch das 
D²Pak mit Kupferfläche an der Lasche ausreichen?
Die Z-Diode D1 soll das überschreiten der max. Gate-Source-Spannung von 
T1 verhindern.
Beim Ausfall der negativen Spannung schießt die Ausgangsspannung in die 
Höhe. Die Schaltung um T7 soll das verhindern.

Beim Layout werde ich versuchen, die oben genannten Punkte zu beachten.

von Lurchi (Gast)


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Einen extra Treibertransistor braucht man vor allem zu Ausschalten - 
beim Ausschalten ist der Strom höher als beim Einschalten. Bein 
einschalten kommt man ggf. auch ohne extra Transistor aus. Eine 
Zenerdiode zum Begrenzen der Gate Spannung passt auch schon.

Für die Verluste wären 60 mOhm und 2 A dann die genannten 0,24 W  - für 
den Fall dass der Strom gleichmäßig fließt. Wenn geschaltet wird sollte 
man wenigstens noch einmal mit dem selben Verlust rechnen - sofern der 
Gate Treiber wirklich gut gewählt ist. Wenn langsamer geschaltet wird, 
etwas für weniger Störungen, könnten die Verluste auch höher liegen. Je 
nach Auslegung ist auch bei gepulstem Strom der Verlust etwas höher weil 
der RMS wert vom Strom auch etwas höher werden kann, auch den der DC 
Strom kleiner wird.

So ganz viel Erfahrung habe ich da nicht. Eine Simulation des Teils wäre 
da schon zu empfehlen.

Wenn es eine neues Layout sein soll und nicht nur kleine Änderungen auf 
der Bestehenden Platine, sollte man ggf. noch eine LC Filterstufe 
zwischen Vorregler und der linearen Stufe einplanen. So ganz groß muss 
die Induktivität nicht sein, es geht um die steilen Flanken, nicht um 
die Grundwelle.

von Luca E. (derlucae98)


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Lurchi schrieb:
> Einen extra Treibertransistor braucht man vor allem zu Ausschalten -
> beim Ausschalten ist der Strom höher als beim Einschalten. Bein
> einschalten kommt man ggf. auch ohne extra Transistor aus. Eine
> Zenerdiode zum Begrenzen der Gate Spannung passt auch schon.

Ich habe den Treiber nochmal angepasst. Ich habe ihn auch versucht zu 
simulieren, aber Multisim meckert mit Konvergenzfehlern, die nicht 
behoben werden können. Vielleicht sollte ich mich doch mal in LTSpice 
einarbeiten...
D9 habe ich hinzugefügt, weil die Gate-Source-Spannung sonst 
überschritten wird.
Ich habe leider keinen P-Fet zum testen da.

Lurchi schrieb:
> Wenn langsamer geschaltet wird,
> etwas für weniger Störungen, könnten die Verluste auch höher liegen. Je
> nach Auslegung ist auch bei gepulstem Strom der Verlust etwas höher weil
> der RMS wert vom Strom auch etwas höher werden kann, auch den der DC
> Strom kleiner wird.

Dann bestücke ich doch lieber gleich die TO220-Version, um den Fet bei 
Bedarf kühlen zu können.

Lurchi schrieb:
> sollte man ggf. noch eine LC Filterstufe
> zwischen Vorregler und der linearen Stufe einplanen.

Habe ich gerade mal in der aufgebauten Schaltung getestet (L=100µH, 
C=220µF): Die Spikes werden nicht gedämpft und gerade im Übergang CV->CC 
(also bei Strombegrenzung = 2A und mit 2A belastet) schwingt der Ausgang 
wild.

: Bearbeitet durch User
von Lurchi (Gast)


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Ein zusätzlicher Filter mit 100 µH ist schon eine Menge. Ich hatte mehr 
so an 10 µH gedacht. Mit noch dem PNP Transistor sind die Flanken auch 
noch nicht so steil - das kann mit dem MOSFET aber sehr hilfreich 
werden. Mit MOSFET und Treiber dazu könnte man ggf. die Frequenz für den 
Schaltwandler höher wählen und so mit einer kleineren Induktivität 
auskommen.

Die Treiberstufe sieht besser aus. Ein kleine Reihenwiderstand vor dem 
Gate ist ggf. nötig um da HF Schwingungen zu vermeiden. Die Zenerdiode 
D9 sollte sich durch passende Widerstände für R1/R3 (etwa 5 K / 10 K) 
einsparen lassen.

D4 und die LED in der Rückkopplung kann man einsparen indem man R7 
anpasst. 1 bis 4 mal R6 ist oft die passende Größenordnung. So wie 
gezeichnet hat man da zusätzlichen Gain, was ggf. nicht so ideal für die 
Stabilität ist. Mit dem einfachen Schaltregler kann es aber noch passen.

Die Stromsenke für den Grundstrom kann man noch etwas vereinfachen: die 
Basis kann auch auf GND, wenn man R21 anpasst. Zumindest kann R23 nach 
GND statt V-, wenn die minimale Spannung begrenzt werden soll.

Die ggf. etwas störende Ladungspumpe per 7660 für V- könnte man auch 
durch eine mit der Netzfrequenz ersetzen. Über den Kondensator kann man 
den Strom festlegen und dann einfach per RC glätten und per Zenerdiode 
die Spannung begrenzen. Da man nicht viel negative Spannung braucht (-3 
V könnten ausreichen) kann das sogar von der Leistung her sparsamer 
sein.

Zum Schutz der Ausgangsstufe für zu negativer U_BE sollte da noch eine 
kleine Diode parallel. T7 braucht dann ggf. eine Strombegrenzung. An 
sich sollte es da auch ohne Optokoppler gehen. Einfache eine LED / 
Zenerdiode nach V- sollte ausreichen.

von Gerald D. (analog66)


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Hallo Luca,

es freut mich dass Du mit Lurchi einen guten Ratgeber gefunden hast. 
Jedoch machst Du Dir meiner Meinung nach das Leben an mind. 2 Stellen 
schwer.

1. Statt einen High-side Driver mühsam diskret aufzubauen hätte ich 
gleich ein fertigen Treiber wie z.B. IR2101 verwendet. Damit 
gewährleistest Du ein rel. schnelles verlustarmes Abschalten des FETs 
über z.B. einen 100 Ohm Gate-Widerstand. Aber es geht noch einfacher...

2. Dein Schaltregler hat eine galvanisch getrennte Rückkopplung. Also 
funktioniert dieser Regler völlig eigenständig und kann ein gänzlich 
anderes Masse-Potential haben als Deine danach folgende Schaltung. 
Entsprechend ist es auch egal wo Dein FET ist. Also hätte ich FET Source 
auf V_In- gelegt und mit einen Low-Side-Treiber z.B. IR2101 den FET 
angesteuert. Oder noch einfacher...

3. Statt Comparator und Gate-Treiber, würde ich gleich ein dafür 
designten PWM-Controller nutzen wie z.B. HV9123 (PWM bis 99%). Es is 
dann meistens schon ein soft-on, eine Überstrom-Erkennung, etc. 
enthalten. Die Schaltung müsste in etwa so aussehen wie in AN-H13 Seite 
14 beschrieben. Mit der Schaltfrequenz würde ich jedoch nicht bei 500kHz 
arbeiten (das ist recht anspruchsvoll vom Layout) sondern vielleicht bei 
20kHz.
Siehe wieder eingescannte Prinzipskizze...

Die Kreise sollen ein wenig den Stromverlauf beim Ein- und Aus-schalten 
darstellen. Ziel sollte es vom Layout sein, die 4 Flächen der 
Kreise/Kringel möglichst klein zu halten.
- Eingangskondensator, Shunt-Wid., FET U_DS, Spule, Ausgangskondensator.
- Ausgangskodensator, Spule, Diode
- FET U_GS, Shunt-Widerstand, Block-Kondensator, IC, Gate-Widerstand
- FET U_GS, Shunt-Widerstand, GND, IC, Gate-Widerstand

Am Fußpunkt FET Drain, Spule und Diode-Anode habe ich dann eine 
hochfrequente Wechselspannung, welche ich für Hilfsspannungsgenerierung 
nutzen kann. Aber daran denken, das das auch ein breitbandiges 
Störsignal ist...
Daher hatte ich schon angeregt den Schaltregler incl. 
Hilfsspannungs-Erzeugung vom Analog-Regler physikalisch zu trennen.

Nun noch etwas zum Analog-Regler...
4. Ich finde es unglücklich wenn der Strom-Meß-Widerstand nicht den 
gleichen Bezugspunkt wie der Spannungs-Teiler für die Spannungsmessung 
hat. Und wenn die Steuerschaltung (OP's) die Basis des Emitterfolger- 
Transistors direkt ansteuern, komme ich nur so weit, wie die 
Versorgungsspannung der OP's es zulässt.
Daher bevorzuge ich eine Schaltung wie in Prinzipskizze dargestellt.
Ist der gemeinsame Bezugspunkt GND am pos. Ausgang, benötige ich 
lediglich 200mV Shunt + 3V U_Basis_Emitter + 3 V für Basis-Stromquelle = 
+7V bezogen auf GND.  Für die neg. Hilfspannung reicht wahrscheinlich 
-5V (-20V/10 – 3V Reserve).
Wie Lurchi bereits beschrieb, kann mein Shunt-Widerstand bei größeren 
Werten gleichzeitig durch Spannungsgegenkopplung die Schwingneigung 
Deines Emitterfolgers zähmen.

Da ich auch ein wenig spielen wollte, habe ich mich an einen 
Analog-Regler mit FET statt Emitterfolger versucht. Da der FET verdammt 
schnell und eine große Steilheit besitzt, war es nicht so einfach die 
Schaltung ruhig zu bekommen. Also kann ich das im Nachhinein nicht für 
Luca empfehlen. Der Vollständigkeit halber die LT-Spice Schaltung zum 
Spielen. Das Eine oder Andere lässt sich sicherlich optimieren, aber 
dann müsste ich wohl einen eigenen thread aufmachen ;-)
Die Bauteilauswahl richtete sich eher nachdem was zur Verfügung stand...

von Luca E. (derlucae98)


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Lurchi schrieb:
> Ein zusätzlicher Filter mit 100 µH ist schon eine Menge. Ich hatte mehr
> so an 10 µH gedacht. Mit noch dem PNP Transistor sind die Flanken auch
> noch nicht so steil - das kann mit dem MOSFET aber sehr hilfreich
> werden. Mit MOSFET und Treiber dazu könnte man ggf. die Frequenz für den
> Schaltwandler höher wählen und so mit einer kleineren Induktivität
> auskommen.

In Ordnung.

Lurchi schrieb:
> Die Treiberstufe sieht besser aus. Ein kleine Reihenwiderstand vor dem
> Gate ist ggf. nötig um da HF Schwingungen zu vermeiden. Die Zenerdiode
> D9 sollte sich durch passende Widerstände für R1/R3 (etwa 5 K / 10 K)
> einsparen lassen.

Ich werde mir mal Fets und Z-Dioden zum testen besorgen.

Lurchi schrieb:
> D4 und die LED in der Rückkopplung kann man einsparen indem man R7
> anpasst. 1 bis 4 mal R6 ist oft die passende Größenordnung.

Gerade getestet: Mit 47k und 10k passt es optimal.

Lurchi schrieb:
> Die Stromsenke für den Grundstrom kann man noch etwas vereinfachen: die
> Basis kann auch auf GND, wenn man R21 anpasst. Zumindest kann R23 nach
> GND statt V-, wenn die minimale Spannung begrenzt werden soll.

Habe ich angepasst. Habe ich dich da richtig verstanden?

Lurchi schrieb:
> Die ggf. etwas störende Ladungspumpe per 7660 für V- könnte man auch
> durch eine mit der Netzfrequenz ersetzen.

Die Ladungspumpe ist schon längst raus geflogen. Siehe: 
https://www.mikrocontroller.net/attachment/294194/Schaltplan_neu_22-05-16.pdf 
(Seite 2)

Lurchi schrieb:
> Zum Schutz der Ausgangsstufe für zu negativer U_BE sollte da noch eine
> kleine Diode parallel. T7 braucht dann ggf. eine Strombegrenzung.

Das verstehe ich nicht so wirklich. Zum Schutz vor negativer Spannung 
ist doch die Diode D8 vorhanden?

Lurchi schrieb:
> An
> sich sollte es da auch ohne Optokoppler gehen. Einfache eine LED /
> Zenerdiode nach V- sollte ausreichen.

Ja, das macht Sinn.

Gerald D. schrieb:
> Hallo Luca,

Hallo Gerlad,

Gerald D. schrieb:
> Statt einen High-side Driver mühsam diskret aufzubauen hätte ich
> gleich ein fertigen Treiber wie z.B. IR2101 verwendet. Damit
> gewährleistest Du ein rel. schnelles verlustarmes Abschalten des FETs
> über z.B. einen 100 Ohm Gate-Widerstand.

Gut. Kommt mit auf die Bestellliste. Dann werde ich mal ein bisschen 
testen.

Gerald D. schrieb:
> Aber es geht noch einfacher...

Uff... Da würde ich aber nicht um weitere Testaufbauten drumherum 
kommen.
Die jetzige Schaltung funktioniert ja eigentlich schon recht gut.

Gerald D. schrieb:
> Statt Comparator und Gate-Treiber, würde ich gleich ein dafür
> designten PWM-Controller nutzen wie z.B. HV9123 (PWM bis 99%). Es is
> dann meistens schon ein soft-on, eine Überstrom-Erkennung, etc.
> enthalten. Die Schaltung müsste in etwa so aussehen wie in AN-H13 Seite
> 14 beschrieben.

Das nächste Netzteil kommt bestimmt. Da kann man ja mal über diese 
Schaltung nachdenken.

von Lurchi (Gast)


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Mit dem zusätzlichen LC Filter sollte die Rückkopplung von vor dem 
Filter kommen. Ansonsten kann es wirklich leicht instabil werden. Also 
R7 auf die andere Seite der Spule L2. In der Regel sollte der Widerstand 
von L2 ja recht klein sein.

Das mit der Stromquelle hatte ich so gemeint.

Beim Schutz für den Ausgangstransistor von zu negativer 
Basis-Emitterspannung geht es nicht um eine negative Spannung an 
Eingang, sondern im Gegenteil um den Fall das ein zu hohe Spannung am 
Ausgang anliegt (etwa ein noch geladener Kondensator oder als 
Induktionsspannung von einer Spule. In dem Fall kann dann die Reglung 
versuchen die Spannung senken und damit etwa 0 V an die Basis zu legen. 
In dem Fall könnte damit die zulässige negative Basis Emitter-Spannung 
(meist ca. -7 V) über schritten werden. Dies ließe sich per Diode 
vermeiden, so dass dann zusätzlicher Strom zum entladen der 
Ausgangskapazität zur Verfügung steht. Kein Problem für die OPs, aber 
für T7. Der bräuchte also ein Limit, etwa per Emitterwiderstand und 2 
Dioden an der Basis.

Mit der Vorregelung hat Gerald schon recht - das ginge ggf. mit weniger 
Teilen und N_Kanal MOSFET. Einfach nur ein High side Treiber geht aber 
nicht, weil die keine 100 % Tastverhältnis vertragen.

von Luca E. (derlucae98)


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Lurchi schrieb:
> aber
> für T7. Der bräuchte also ein Limit, etwa per Emitterwiderstand und 2
> Dioden an der Basis.

T7 ist aber doch im Idealfall immer aus. Für ihn wird es doch erst 
gefährlich, wenn seine maximale Kollektor-Basis-Spannung überschritten 
wird oder wenn die negative Versorgung ausfällt. Der Emitterwiderstand 
soll also die Zerstörung des Transistors verhindern, aber wozu die 2 
Dioden an der Basis?
Wäre ich nicht sogar ein Kollektorwiderstand besser, damit der 
Transistor immer voll durchschaltet und im Falle eines CB-Durchbruchs 
der Strom begrenzt wird?

Ich habe mich mal einem Layout versucht.

von Gerald D. (analog66)


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Hallo Luca,

nur eine kleine Note...
Überlege bitte mal was passiert wenn der Ausgang kurzgeschlossen wird.
Der Kollektor von T4 liegt dann unter 0,7V und T9 bleibt dauernd 
eingeschaltet...

Also besser noch einen Basis-Spannungsteiler für T4 einbauen.
Also zusätzlicher Widerstand Rx von Basis T4 zu C4 einbauen.
z.B Rx = 470 Ohm
R7 kann dann kleiner gewählt werden z.B. 1K
-> Spannung über T3:   0,7V / 470Ohm * (470 + 3k3) = 6V

Wie Lurchi bereits bemerkte, D1 kann übrigens überbrückt werden, da R1 
R3 Spannungsteiler das vorgibt.

Wenn Du schon kein Schaltregler IC verwenden möchtest, verwende doch 
bitte einen Oszillator mit definierter Frequenz, der PWM erzeugt.

Siehe z.B. LT-Spice Anhang Osz01.asc

Mehr die nächsten Tage

von Luca E. (derlucae98)


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Gerald D. schrieb:
> nur eine kleine Note...
> Überlege bitte mal was passiert wenn der Ausgang kurzgeschlossen wird.
> Der Kollektor von T4 liegt dann unter 0,7V und T9 bleibt dauernd
> eingeschaltet...

Kann ich so nicht nachvollziehen. Wenn der Ausgang kurzgeschlossen wird, 
hängt die Basis von T4 auf Masse und sobald die Spannung am Kollektor 
von T3 größer als etwa 3V ist, ist die Spannung an Pin 3 von IC1A größer 
als etwa 0,7V (Flussspannung von D3). Der Ausgang von IC1A ist dann High 
und T9 sperrt.
Wenn T9 dauerhaft leiten würde, wäre die Spannung am Kollektor von T3 so 
groß wie die Eingangsspannung, T4 leitet also und an Pin 3 von IC1A 
steigt die Spannung, was dazu führt, dass T9 sperrt.

Der reale Aufbau zeigt, dass zwar die Dropoutspannung über T3 etwas 
steigt (ca. 4,5V, im oberen Bereich 2,5V) aber T9 bleibt nicht dauerhaft 
eingeschaltet.


Gerald D. schrieb:
> Wie Lurchi bereits bemerkte, D1 kann übrigens überbrückt werden, da R1
> R3 Spannungsteiler das vorgibt.

Ok.

Gerald D. schrieb:
> Wenn Du schon kein Schaltregler IC verwenden möchtest, verwende doch
> bitte einen Oszillator mit definierter Frequenz, der PWM erzeugt.

Welche Vorteile bietet das ggü. dem freischwingenden Oszillator?

von Lurchi (Gast)


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Eine feste Frequenz macht die Entstörung ggf. etwas einfacher. Außerdem 
kann man einfacher vermeiden in den hörbaren Bereich zu kommen, wobei 
man mit Pulse-skipping da auch hinkommen kann. Auch kritische Frequenzen 
kann man besser vermeiden, so das Störungen anderer Dienste weniger 
wahrscheinlich werden.
Es ist auch später günstiger wenn man weiß auf welcher Frequenz das 
Netzteil ggf. stört und nicht eine Störfrequenz hat, die von der Last 
abhängt.


Wenn bei einem Kurzschluss am Ausgang die Basis von T4 praktisch auf GND 
gezogen ist, kann es schon knapp werden: der Emitter und Kollektor 
werden dann kaum über etwa 0,6-0,7 V kommen. Es hängt vom Type der Diode 
D3 und dem Basis Widerstand an T4 ab, ob es reicht zu schalten, oder 
nicht. Ein etwas größerer Wert für R9 sollte ausreichen, denn auch von 
R9/R7 kommt da noch eine kleiner Beitrag. Mit etwas mehr Spannung im 
Zwischenkreis reicht es dann - ganz an wird T9 also nicht bleiben, nur 
etwas länger als nötig.

von analog66 (Gast)


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Ich seh schon - klappt auch ohne mich ;-)

Wenn ich nach diesem Wochenende und wahrscheinlich kommender Woche 
wieder rein schaue, sind wir wahrscheinlich schon 2 Layouts weiter...
Ich wollte jedenfalls noch einmal den Analogteil moderat überarbeiten 
und gebrauchsfertig simulieren. Solange drücke ich mal die Daumen, dass 
nichts ab-raucht.
P.S. Denke bitte beim nächsten Layout daran die Fläche 
(Ausgangskodensator C4, Spule L1, Diode D2) schwarz möglichst klein zu 
halten.

von Luca E. (derlucae98)


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analog66 schrieb:
> sind wir wahrscheinlich schon 2 Layouts weiter...

Ein weiteres Layout hätte ich noch anzubieten. ;-)
Ich habe es noch etwas kompakter gemacht.

analog66 schrieb:
> P.S. Denke bitte beim nächsten Layout daran die Fläche
> (Ausgangskodensator C4, Spule L1, Diode D2) schwarz möglichst klein zu
> halten.

Habe ich mal versucht. Viel kleiner bekomme ich sie nicht.

von Luca E. (derlucae98)


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Gerald D. schrieb:
> Wenn Du schon kein Schaltregler IC verwenden möchtest, verwende doch
> bitte einen Oszillator mit definierter Frequenz, der PWM erzeugt.

Lurchi schrieb:
> Außerdem
> kann man einfacher vermeiden in den hörbaren Bereich zu kommen, wobei
> man mit Pulse-skipping da auch hinkommen kann. Auch kritische Frequenzen
> kann man besser vermeiden, so das Störungen anderer Dienste weniger
> wahrscheinlich werden.

Ich habe mich mal mit dem TL494 befasst und obige Schaltung entworfen. 
Sie nutzt einen der beiden OPVs des TL494 als Komparator wie in der 
aktuellen Schaltung. Der andere OPV ist deaktiviert.
Ich habe mit dem TL494 jedoch keine Erfahrung und kein Exemplar zum 
testen hier.
Unschlüssig bin ich mir bei der Beschaltung des 
Dead-Time-Control-Eingangs.
Wenn ich das Datenblatt richtig verstehe, ist der maximale duty cycle 
45%, wenn der DTC-Eingang auf GND liegt.
http://www.ti.com/lit/ds/symlink/tl494.pdf (S. 6 (7.9))

Der maximale duty cycle liegt wohl bei 97%.
(S. 12 (9.3.5))

Die Frequenz ist so hoch gewählt, dass sie außerhalb des hörbaren 
Bereiches liegt.

Würde das so funktionieren oder ist das kompletter Schwachsinn?

von Lurchi (Gast)


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Das neue Layout ist nicht so gut. Eine kleine Fläche für 
Ausgangskodensator C4, Spule L1, Diode D2 ist schon eine kleiner 
Vorteil. Aber die eigentlich kritische Schleife ist der Kreis mit 
Eingangskondensator (C1+C2), Transistor und der Diode D2. Das ist der 
Kreis wo sich der Strom wirklich schnell ändert. Da war das alten Layout 
schon recht gut.
Der Kreis mit der Induktivität ist deutlich weniger kritisch - was man 
schon an der Induktivität erkennt. Längere Bahnen geben vor allem ein 
wenig Induktivität, was aber gegen L1 nicht wirklich auffällt.

Beim Kondensator C1 müsste man sehen, ob der so ausreichend groß ist. 
Ggf. wäre da mehr Kapazität auf der Platine besser, denn C1 sieht 
einiges an Rippelstrom, sowohl als 100 Hz vom Netz als auf die 
Schaltfrequenz. Der Kondensator liegt auch parallel zum Ladeelko am 
Gleichrichter - mehr Kapazität auf der Platine könnte man dort 
reduzieren. Eine Füllfläche für Masse ist da schon nicht so ideal um die 
Rippelströme von Empfindlichen teilen fern zu halten. Die Masseseite von 
C13 kriegt da ggf. einiges an Störungen.

Wenn ein kleiner Ausgangswiderstand gewollt ist sollte man den DC Pegel 
für die Rückkopplung direkt am Ausgang abnehmen, also etwa direkt an den 
Buchsen, und nicht auf der Platine. Vom Prinzip also Sense Leitungen 
Vorsehen, nur ohne viel extra Schutz gegen Fehlbedienung, weil der 
Verbindung im Gerät ist.

von Luca E. (derlucae98)


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Lurchi schrieb:
> ber die eigentlich kritische Schleife ist der Kreis mit
> Eingangskondensator (C1+C2), Transistor und der Diode D2. Das ist der
> Kreis wo sich der Strom wirklich schnell ändert.

Ich habe nochmal etwas geschoben...

von Lurchi (Gast)


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Das sieht schon deutlich besser aus. Die Diode D2 könnte man noch 
dichter an den MOSFET ran bekommen: etwa rechts neben den MOSFET (um 180 
Grad gedreht) und C2 um 90 Grad gedreht. Es ist nicht nötig dass die 
Diode direkt zur Induktivität geht, der kritische Fall ist, das der 
Strom den Weg wechselt zwischen dem Weg über den Transistor oder die 
Diode und C2. Ein lange Zuleitung zu L1 ist dagegen unkritisch, auf ein 
paar 100 nH mehr oder weniger kommt es da wirklich nicht an.

von Luca E. (derlucae98)


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Gut, ich habe D2 und C2 jetzt so dicht wie möglich an den Mosfet 
gepackt.

von Lurchi (Gast)


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Der Platz direkt unter dem Elko wäre jetzt nicht meine erste Wahl für 
die Diode, die ja auch einiges an Wärme produziert. Ich hätte die eher 
rechts neben den MOSFET gelegt. Die Leitung zur Spule darf ruhig einen 
größeren Umweg machen.

Als SMD Bauform sollte die Diode auch genügend Kupferfläche zur Kühlung 
haben. Das ist da eine Gewisse Abwägung zwischen Kühlung und 
Abstrahlung.

von analog66 (Gast)


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Hallo Luca,

ich habe nun mal Zeit gefunden Deinen Schaltregler anzugucken.

Zunächst zu Deinen Dead-Time DTC Eingang:

Den hast Du richtig auf minimal gestellt, da Du keine Halbbrücke 
(push-pull-Betrieb) betreibst.
Nur dann wird es interessant, da nicht oberer und unterer Transistor 
gleichzeitig aktiv sein sollte.

Evtl. interessant finde ich die Soft-on Schaltung in der 
Beispielapplikation.

Output control OC ist für parallel-Betrieb ebenso richtig auf GND.

Durch das Flip-Flop bleibst Du je Transistor unter 50%. Möchst Du eine 
PWM bis nahe 100% erreichen, müssen die Transistoren parallel geschaltet 
werden. siehe Kapitel "10.2 Typical Application".

Die Referenzspannung an IN1- würde ich statt über R1 und D1 mit zwei 
Widerständen gespeist aus Vref realisieren.
z.B. wie in der Applikation 2x 5,1K -> 2,5V

Vref selber würde ich noch einen kleinen Kondensator spendieren.

 An IN1- (nicht IN1+) kommt auch noch Deinen Rückkopplungs-Widerstand 
R6, jedoch ohne C3. Schließlich möchtest Du keinen Schmitt-Trigger mit 
Hysterese realisieren, sondern die Verstärkung des int. OP's 
verkleinern.
Entsprechend R6 = 51K

R5 hätte ich an IN1+ gelassen, ebenso den Kollektor von T1.
Den Emitter hätte ich jedoch an FB+ angeschlossen und mit R2 und R3 
einen Spannungsteiler zwischen FB+ und FB- aufgebaut.
Z.B. R2 = 680Ohm (0,7V) zwischen FB+ und Basis
und  R3 = 2k8    (2,9V) zwischen FB- und Basis.

Also im worst case Fall wenn FB- nahe 0V ist, fällt über R2 + R3 = 3,6V 
ab.
Da Deine OP Schwelle bei 2,5V liegt kann die Emitter -Kollektorspannung 
1,1V betragen (was kein Problem darstellen sollte)
z.B. V_CE_sat = 300mV bei 10mA BC856.

Entsprechend würde ich die Stromquellen-Last am Ausgang Deines 
Analog-Netzteils auch ändern...

Neben den Klassiker TL494 gibt es noch einen weiteren Klassiker SG 3524.
Da würde ich nocheinmal reingucken um Schaltungsbeispiele zu haben.

von Luca E. (derlucae98)


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analog66 schrieb:
> Evtl. interessant finde ich die Soft-on Schaltung in der
> Beispielapplikation.

Habe ich mit eingebaut.

analog66 schrieb:
> Die Referenzspannung an IN1- würde ich statt über R1 und D1 mit zwei
> Widerständen gespeist aus Vref realisieren.
> z.B. wie in der Applikation 2x 5,1K -> 2,5V

Gut. Müssen es hier unbedingt 5,1k / 51k sein, oder tun es hier auch 
4,7k bzw 47k? Reichelt hat leider nur die E-12 Reihe in 0805. Wenn 
nicht, muss ich halt 1206 nehmen.

analog66 schrieb:
> Entsprechend würde ich die Stromquellen-Last am Ausgang Deines
> Analog-Netzteils auch ändern...

Als PNP ausgeführt? Kann ich mir gerade nicht vorstellen, wie dazu die 
Schaltung aussieht.

Lurchi schrieb:
> Der Platz direkt unter dem Elko wäre jetzt nicht meine erste Wahl für
> die Diode, die ja auch einiges an Wärme produziert. Ich hätte die eher
> rechts neben den MOSFET gelegt. Die Leitung zur Spule darf ruhig einen
> größeren Umweg machen.

Ich hoffe, das passt nun so.

von Lurchi (Gast)


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Das Layout um den MOSFET sieht gut aus. Die Leitung MOSFET - Spule darf 
dabei auch ruhig an der Diode vorbei gehen. Die müssen sich nicht am 
Mosfet treffen. Das würde auch gleich etwas mehr Kühlung für die Diode 
bringen.
Bei mehr als 2 A könnte es sonst ggf. mit der Kühlung knapp werden.

Der Feeedback Teil mit dem Transistor war vorher irgendwie besser. So 
klappt das noch nicht, weil der Strom nicht nach GND abfließen kann. 
Über R18/R9 fließt auch einiges an Strom am Regler vorbei - das ist 
nicht schon schön fürs PSRR. So bekommt man leicht Gain im teil um den 
Transistor - die Schaltergler ICs sind aber eher für ein Schaltung ohne 
Gain ausgelegt.

Den Feedback für den Schaltregler würde ich auch eher nicht über die 
Sense Verbindung legen, sondern direkt am Transistor.

Den 2. Reglerverstärker im Schaltregler könnte man ggf. als 
Notabsschaltung / Regelung nutzen, so dass man noch eine gewisse 
Strombegrenzung hat, auch wenn der Transistor vom Linearregler 
durchlegiert sein sollte.

Mit einem Schaltregler IC und entsprechen höherer Frequenz darf L1 ggf. 
kleiner ausfallen. 470 µH sind schon recht viel und auch relativ groß.

von analog66 (Gast)


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Hallo Luca,

ob nun 4k7 oder 5k1 ist ziemlich egal, da das Verhältnis (eh unkritisch) 
gleich ist. Laut Applikation ist noch ein 510 Ohm Widerstand drin, den 
ich schon gestrichen habe.
Also wenn Du alles berücksichtigst und 4k7 verwendest müsste der andere 
Widerstand etwa 51K/(510+5k1/2)*(4k7/2) = 39K sein.

Das Thema Stromquellen-Last hatte Lurchi schon dementiert und finde ich 
sparen am falschen Ende. Das ist Dein NPN T6 mit R21.
Ich habe in der Beispielskizze zwei Dioden (1,4V) verwendet. Eine rote 
LED (1,6V) tut es stattdessen auch.

Den Aspekt mit der Diode nicht so nah am Kondensator, wegen 
Alterungsgründe, kann ich nachvollziehen.

Im Feedbackteil fehlt noch ein Widerstand von IN1+ nach GND. Über R18 + 
R9 oder T3 fallen ca. 4V ab. Das macht bei (680 + 2k8) → 1,1 mA parallel 
zu T3. Sollte das zu viel sein, einfach die Werte im Verhältnis 
vergrößern (alles unkritisch z.B. 6k8 + 28k).

Obwohl im Datenblatt IN1+ max = Vcc +0,3V angegeben ist, würde ich das 
Glück nicht unbedingt herausfordern. Daher habe ich noch einen 
Widerstand am IN1+ ein designed.

Warum der Emitter von T4 am Fußpunkt von L1 und L2 gelandet ist, 
erschließt sich mir nicht mehr. Ich würde die Schaltung um T4 direkt 
parallel zu T3 schalten.

Mit den Notiz von Lurchi mit der Sense Verbindung, vermute ich mal fehlt 
ein Knoten zwischen R15 und Emitter T3.

Ansonsten habe ich die Spule unten gelassen. Dann ist bei einer kleinen 
Ausgangsspannung genug negative Hilfsspannung zur Verfügung um mit T6 
eine Last zu haben und die OP's zu betreiben.
Geht es hin zur maximalen Spannung ist jedoch T9 nahezu nur aktiv und 
erzeugt im Mittel keinen nennenswerten Spannungsabfall. Also vielleicht 
noch nicht so optimal für V- für die OP's.

V+ von IC4 Pin 12 kann ruhig an X2 L2 angeschlossen werden (<40V).
Das V+ für die OP's welche T3 ansteuern, muss nach jetziger Beschaltung 
(< 36V bleiben), bezogen auf Ausgangs-ground AGND.

von Lurchi (Gast)


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Mit dem Emitter von T4 zwischen L1 und L2 ist in der Regel schon 
richtig. Das Feedback sollte schon relativ schnell kommen, L2 ist zwar 
relativ klein, bringt aber trotzdem zusätzliche Phase. Je nach Regler IC 
geht es ggf. auch hinter L2, wenn die Regelschleife nicht so schnell 
ist.

Die Verbindung bei der Sense Leitung soll wohl extern, direkt an der 
Buchse erfolgen.

von Luca E. (derlucae98)


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analog66 schrieb:
> Das Thema Stromquellen-Last hatte Lurchi schon dementiert und finde ich
> sparen am falschen Ende. Das ist Dein NPN T6 mit R21.
> Ich habe in der Beispielskizze zwei Dioden (1,4V) verwendet. Eine rote
> LED (1,6V) tut es stattdessen auch.

Achso, ja. So ähnlich hatten wir es ja schon in 
https://www.mikrocontroller.net/attachment/293446/Labornetzteil-Prototyp-4-neue-Schaltung.pdf
Statt der 2 Dioden nur eben einen Widerstand.

analog66 schrieb:
> V+ von IC4 Pin 12 kann ruhig an X2 L2 angeschlossen werden (<40V).

Würde ich eher nicht machen. Im Extremfall (+10% Netzüberspannung, +10% 
Leerlauf) liegen bei einer Trafospannung von 30V circa 49V 
Gleichspannung an. Das wird der TL494 nicht unbedingt mögen...

Lurchi schrieb:
> Die Verbindung bei der Sense Leitung soll wohl extern, direkt an der
> Buchse erfolgen.

So ist es. Wobei die Verbindung zu T4 ja eigentlich nicht an den Buchsen 
abgenommen werden muss. Auf die paar 100mV kommt es da ja jetzt auch 
nicht an.

Lurchi schrieb:
> Den 2. Reglerverstärker im Schaltregler könnte man ggf. als
> Notabsschaltung / Regelung nutzen, so dass man noch eine gewisse
> Strombegrenzung hat, auch wenn der Transistor vom Linearregler
> durchlegiert sein sollte.

Das ist sinnvoll. Kann ich den Shunt des Linearreglers mitbenutzen wie 
im Schaltplan?
Mit dieser Dimensionierung müsste der TL494 bei 3,8A abregeln. Das 
RC-Glied aus R28 und C8 (vgl. 
https://www.mikrocontroller.net/attachment/295101/supply0005.jpg)
soll dafür sorgen, dass die TL494-Strombegrenzung nicht auf kurze 
Strompeaks reagiert, richtig?

Lurchi schrieb:
> Mit einem Schaltregler IC und entsprechen höherer Frequenz darf L1 ggf.
> kleiner ausfallen. 470 µH sind schon recht viel und auch relativ groß.

Das stimmt, die Spule ist ziemlich unhandlich. Wie kann ich denn die 
Induktivität bei gegebener Schaltfrequenz bestimmen?
Prinzipiell ist das ja nur ein LC-Filter, der die PWM glättet. Kann ich 
hier einfach die Grenzfrequenz des Filters wesentlich kleiner als die 
Schaltfreqenz wählen?
Bsp: Ich setze die Schaltfrequenz auf 60kHz. Die Grenzfrequenz des 
LC-Filters setze ich bei 600Hz an.
bei C = 440µF muss L = 159µH haben (der nächste passende Wert wäre 
100µH).

Passt die Rechnung?

von Lurchi (Gast)


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Zur Auslegung von Induktivität und Kapazität am Schaltregler sind da in 
der Regel Formeln oder Graphiken im Datenblatt zum Regler IC. Nur 
einfach nach der Filterformel geht es nicht. Über die Frequenz und Peak 
Strom wird in der Regel erst einmal die Induktivität festgelegt. Die 
Kapazität legt dann fest wie schnell die Regelschleife wird, bzw. wie 
viel Rest Rippel man hat. Je nach Größe der Kapazität muss man die 
Kompensation am Regler ggf. anpassen.

In der Regel wird die Grenzfrequenz als LC Fitler schon etwas niedriger 
als die Taktfrequenz sein.

Für die Strombegrenzung könnte man den Shunt nutzen. Ob das direkt geht 
( wegen Gleichtaktbereich) müsste man noch sehen.

Der TL494 wird nicht so viel Strom brauchen, da wäre eine Begrenzung der 
Spannung noch relativ einfach, ggf. per Widerstand und Zenerdiode. Die 
OPs werden auch eine Begrenzte Spannung brauchen - da könnte eine 
gemeinsame Versorgung passen.

von Luca E. (derlucae98)


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Lurchi schrieb:
> sind da in
> der Regel Formeln oder Graphiken im Datenblatt zum Regler IC.

Wenn ich zur Berechnung die Formel(n) auf Seite 17 des TI-Dateblattes 
nehme, komme ich bei einer Ein-Ausgangsdifferenzspannung ΔU=36V 
(Entsprechend 40V Eingans- und 4V Ausgangsspannung), bei einer Frequenz 
von 60kHz und einem Strom von 2A auf eine Induktivität von 30µH.

Bei ΔU = 12V komme ich auf 70µH.

Also nehme ich die 100µH Spule?

Der Kondensator müsste laut Formel für eine Ripplespannung von 0,5V nur 
8,3µF haben. Das kommt mir etwas wenig vor. Ich wähle ihn am besten 
etwas höher.
2 180µF (63V) Elkos (Panasonic FC-Serie) parallel halten denn auch den 
Ripplestrom aus. Zwischen die beiden Elkos kommt wie gehabt die 10µH 
Spule.

Lurchi schrieb:
> Für die Strombegrenzung könnte man den Shunt nutzen. Ob das direkt geht
> ( wegen Gleichtaktbereich) müsste man noch sehen.

Die beiden OPVs des TL494 kommen laut Datenblatt am Eingang bis auf die 
untere Rail heran.
Sollte also passen.


Lurchi schrieb:
> Der TL494 wird nicht so viel Strom brauchen, da wäre eine Begrenzung der
> Spannung noch relativ einfach, ggf. per Widerstand und Zenerdiode. Die
> OPs werden auch eine Begrenzte Spannung brauchen - da könnte eine
> gemeinsame Versorgung passen.

Die OPVs hängen an einer geregelten 28V Versorgung. Daraus wird auch der 
TL494 gespeist.
Der Spannungsregler befindet sich nur nicht auf der Platine, sondern ich 
erzeuge alle benötigten Spannungen auf einer extra Platine.
Ebenso sitzt die Spannungsreferenz auf der selben Platine, auf der auch 
der ADC sitzt.
Ich überlege, ob ich auf dem Ringkern noch eine weitere Hilfswicklung 
zur Versorgung der ADC-Platine aufbringe.
Das spart einen Printtrafo.

: Bearbeitet durch User
von Lurchi (Gast)


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Die Induktivität müsste eigentlich bei kleinerer Spannungsdifferenz 
kleiner werden, nicht größer. 100 µH klingen ungefähr richtig, auch wenn 
ich das Datenblatt jetzt nicht genau nach der Formel durchsucht haben. 
Etwas mehr Platz, so dass ggf. auch ein 150 µH Spule hin geht könnte man 
aber schon lassen, auch wenn man zur Not auch die Frequenz anpassen 
könnte.
8 µF für den Ausgangskondensator kommen mir auch zu klein vor. 0,5 V 
Rippel wären aber auch reichlich viel. 2 mal 180 µF könnten schon 
passen, schon damit man mit dem Rippelstrom hinkommt. Der 2. Kondensator 
wird dabei auch schon weniger abbekommen.

Ich würde den Schaltregler Teil zur Sicherheit noch einmal in der 
Simulation laufen lassen. Auch um zu sehen ob die Kompensation hinkommt. 
Aus der Zeit die der Schaltregler zum nach regeln braucht, bzw. den 
Spannungseinbruch bei einem etwa 1%-100 Lastsprung kann man auch sehen 
wie viel Reserve man für die lineare Stufen braucht. Ggf. müsste man 
auch dafür die Kondensatoren noch größer wählen. So groß überschlagen 
sollte es aber hinkommen.

von analog66 (Gast)


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Hallo Luca,

wie Lurchi es bereits beschrieb, lässt sich das nur Überschlags mäßig 
berechnen. Eine Simulation sagt da schon mehr aus, vor allen was 
Einschaltvorgang und Lastwechsel anbelangt.
Gehen wir mal von U_ein = 30V; I_in = 1A; U_aus=15V; I_aus = 2A 
entsprechend 30W umgesetzt und 50 kHz entsprechend 20µs aus.
Die Spule nehmen wir mal mit 100µH an und den Ausgangselko mit 200µF.
Als Tastverhältnis nehme ich mal halbe maximal Last an, also 10µs 
(U_ein-U_aus) an der Spule und 10µs U_aus an der Spule.
Zur Vereinfachung gehen wir mal vom eingeschwungenen Zustand aus. C_aus 
= 200µ ist mit 15V geladen und die Spannung-Schwankungen sind bezogen 
auf die 15V vernachlässigbar.
Der Strom durch die Spule ist der Anfangsstrom (kurz bevor FET 
eingeschaltet wird)+ Welligkeit (durch Stromanstieg, bis FET wieder 
ausgeschaltet wird).
Die Welligkeit ist grob das Stromintegral 15V * 10µs / 100µH = 1,5A 
peak-peak.
Da am Ausgang im Durchschnitt 2A fließen, schwankt der Strom in der 
Spule von 1,25A bis 2,75A.
Sollte die Strom-Welligkeit größer als der Durchschnitt sein, ist die 
Spule kurz Stromlos und der entnommene Strom kann nur aus den 
Ausgangselko kommen.
Für den max. Strom (+Sicherheit & ca. 99% Tastverhältnist 3A pp / 2 + 2A 
+x = 5A) sollten alle Komponenten ausgelegt sein.
Hier ist der Strom durch den FET ein Sägezahn der nicht bei 0A anfängt, 
sondern bei 1,25A startet und im Maximum bei 2,75A abgeschaltet wird.
Der Strom durch Spule und Ausgangs-Kondensator ist ein Dreieckstrom mit 
gleicher Amplitude.
Also wie vorher der Strom bestimmt wurde, lässt sich die End-Spannung am 
Kondensator durch integrieren bestimmen, nur dass der Strom nicht 
konstant ist sondern ein Dreieck bildet.
Also U_C = Q / C = 0,5 * 1,5A * 10µs / 200µF (low ESR) = 75mVpp.
Recht wenig nicht?
Ich würde mal mit L-PISR 33µ starten...
Deine 2. Induktivität ist wahrscheinlich nicht nötig, würde ich aber 
drin lassen

Jedenfalls habe ich den Analogteil mit einer Eingangswelligkeit von 2Vpp 
simuliert.
Der Analogteil hat „oben den NPN-Darlington“ und unten den Stromshunt. 
Zwischen OP und Basis des NPN's liegt jedoch noch eine Schaltung aus 
zwei Stromquellen. Die obere ist konstant um die Endstufe zu aktivieren 
und die untere, zum abschalten, wird durch den OP gesteuert. Damit ist 
keine Spannungsabhängigkeit mehr in der Schaltung. Also die 
Regeleigenschaften ändern sich nicht wenn die Ausgangsspannung sich 
ändert und die Versorgungsspannung der OP's begrenzt nicht die 
Ausgangsspannung. Da ich einige Bauteile nicht vorfand, musste ich sie 
mir erst definieren.
Anbei die Schaltung samt definierter Bauteile zum simulieren.
Voreingestellt ist am Ausgang 5V und ein recht harter Lastwechsel auf 
5A.

von Luca E. (derlucae98)


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Hallo,

danke für die Antworten!
Ich habe nun wieder etwas Zeit um mich mit dem Projekt zu beschäftigen.

Lurchi schrieb:
> Etwas mehr Platz, so dass ggf. auch ein 150 µH Spule hin geht könnte man
> aber schon lassen, auch wenn man zur Not auch die Frequenz anpassen
> könnte.

150µH gibt es leider bei Reichelt nicht. Man könnte also entweder 47µ 
und 100µ in Reihe schalten oder die Frequenz erhöhen. Ich würde dann 
eher die Frequenz erhöhen. ;-)

Lurchi schrieb:
> Ich würde den Schaltregler Teil zur Sicherheit noch einmal in der
> Simulation laufen lassen.

Ich habe die Schaltung mal in LTSpice gezeichnet aber bekomme sie 
einfach nicht zum laufen. LTSpice ist nur am rechnen.
Als TL494 Modell habe ich dieses genommen: 
Beitrag "Re: LTSpice Model TL494 PWM-Controller"

Lurchi schrieb:
> Auch um zu sehen ob die Kompensation hinkommt.

Die Kompensation erfolgt über einen Kondensator parallel zu R5? 
https://www.mikrocontroller.net/attachment/295261/Schaltplan_02-06-16.pdf

analog66 schrieb:
> Für den max. Strom (+Sicherheit & ca. 99% Tastverhältnist 3A pp / 2 + 2A
> +x = 5A) sollten alle Komponenten ausgelegt sein.

Ok, statt der 2,5A Spule sollte es also eher eine 5A Spule sein. Die 
Kondensatoren müssen dann auch für 5A Ripplestrom ausgelegt werden?

von Lurchi (Gast)


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Die Induktivität sollte schon für mehr als den mittleren Strom ausgelegt 
sein, denn der Strom fließt nicht konstant. In den Spitzen kann man 
schon mal auf den 1,5 fachen, oft auch 2 fachen Strom kommen, vor allem 
wenn die Induktivität vom Wert her eher klein ist. Der bei den Spulen 
angegebene Strom ist i.A. der Sättigungsstrom. Das ist der Spitzenstrom 
den man nicht überschreiten sollte, vor allem nicht, wenn der Regler 
keine Begrenzung des Spitzenstromes hat. Für geplante 2 A am Ausgang 
sollte die Spule also schon für mindestens 3 A besser 4 oder 5 A 
ausgelegt sein.

Der bei den Kondensatoren angegeben Rippelstrom ist der Effektivwert. 
Der Ungünstigste Fall ist etwa 50% Tastverhältnis. Da ist der 
Wechselstrom dann aber immer noch eher kleiner als der DC Strom. Den 
größeren Rippel hat man auf der Eingangsseite, vor dem Regler. Auch da 
muss / sollte man auf den Rippelstrom achten. Der ggf. größere Ladeelko 
am Gleichrichter hilft da nur begrenzt und es kommt ggf. noch 100 Hz 
Rippel dazu.

Für die Simulation würde ich erst einmal nur den SMPS Teil simulieren, 
mit klassischer Spannungsregelung. Das Feedback auf die 
Differenzspannung am Transistor ist dann erst der 2. Schritt. Da fällt 
mir jetzt gerade kein ganz einfache Version ein. Komplizierter als eine 
konstante Spannung an der Basis, und dann 1 Transistor als Emitterfolger 
sollte aber nicht nötig sein.

So ähnlich kann man auch den Linearregler separat optimieren, ohne den 
Vorregler.

von analog66 (Gast)


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Hallo Luca,

da kann ich mich nur Lurchi anschließen.
Thermisch ist das Überschreiten der Spitzen-Strom's nicht so tragisch 
auch wenn die Verlustleistung R_L x I x I ist.
Anders sieht das mit der Sättigung aus. Ist die Energie der Spule im 
Luftspalt gespeichert, statt im Ferrit (was in die Sättigung gehen kann) 
ist das auch nicht so schlimm. Daher habe ich eine Reichelt-Spule mit 
Luftspalt vorgeschlagen. Ich hoffe Deine Ringkernspule ist keine 
Entsörspule, welche ungeeignet ist.
Ansonsten, kann bei Deiner Schaltung nicht wirklich viel passieren.

Gesetzt der Fall, Sättigung tritt ein, dann verhält sich die 
Induktivität so als ob sie ihre Induktivität verlieren würde. Also 
Stromanstieg wird ab einen best. Strom-Wert höher. Mit der Konsequenz 
der Ausgangselko hinter der Spule wird schneller aufgeladen (evtl. zu 
viel). Beschriebene Gegenmaßnahme -> Strombegrenzung (1n aus Skizze vom 
31.05.16 unbestückt lassen und erst mal gucken).

Evtl. Regeleigenschaften des Schaltreglers verlangsamen um bei 
Lastwechsel die PWM nicht zu stark "auf zu reißen".
Das hat aber neg. Konsequenzen auf Deine Analogregelung, die dann nicht 
schnell genug genügend Spannung bekommt.

Beispiel: 5V 3A war eingestellt und es herrschte Kurzschluss am Ausgang.
Nun wird der Kurzschluss aufgehoben und der Spannungsabfall über Q3 
bricht zusammen, da Q3 plötzlich 5,6V an der Basis hat.
Der Schaltregler muss nun möglichst schnell Q3 die nötige Spannung 
liefern und C1 aufladen.
Sollte da kurzzeitig die PWM auf nahe 100% gehen, kann kurzfristig 
schnell mal mehr als der doppelte Strom fließen.

Kannst ja abschätzen über z.B.
5V + 6V über Q3 - 36V = 25V an L1 20µsec lang
I = 25V x 20µs / 100µH = 5A

Also, da Dein SNT kein 100mV Ripple haben muß, ist es kein Problem C1 
stark zu verkleinern und L1 ebenso zu verkleinern zugunsten der 
Stromtragfähigkeit und Baugröße. Zur Not einfach zwei Spulen parallel 
schalten.
Im Schlimmsten Fall gibt es einen "hörbaren, tickenden" Betrieb, der 
sowieso im Teillast-Betrieb auftritt.
Also, erstes Einschalten schafft zu viel Energie in C1 sodass folgende 
Schwingungen des 50kHz Oszillators vom SNT ignoriert werden, bis die 
Spannung an C1 bzw. Q3 wieder genügend gefallen ist.
Ansonsten habe ich noch Lektüre bei Linear Technology gefunden...
Siehe AN73 - LT1339

von Lurchi (Gast)


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Auch bei einer Spule mit Luftspalt kann es zur Sättigung kommen. Bei der 
Form des Reglers, ohne schnelle Strombegrenzung (so wie etwa beim 
34063), ist die Sättigung auch ein Problem, denn der Strom steigt dann 
sehr viel schneller und kann zu hoch werden, so dass die Belastung für 
den FET und die Elkos deutlich ansteigt, ggf. bis zum Rauchzeichen. Auch 
bei den Spulen mit Luftspalt ist der Kern schon noch wesentlich für die 
Induktivität.

von analog66 (Gast)


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Ja, hast ja Recht - auch eine Spule mit Luftspalt bekommt man in die 
Sättigung - wirkt sich aus als ob der Luftspalt sich vergrößert. Was ich 
damit sagen wollte ist, dass der Knick B = f(H) sanfter ist und damit 
sich das bei zu viel Strom gutmütiger zeigt. Und ist natürlich auch 
wieder nicht allgemein gültig, sondern bezog sich auf dieses Beispiel.
Also Entschuldigung, dass ich so ungenau war ;-)

Ansonsten ist das recht akademisch, da selbst wenn man die Spule durch 
ein Stück Draht ersetzt die 220µF am Ausgang des SNT nicht reichen den 
FET zu töten.
Und dass das SNT noch eine Strommessung bekommt, war glaube ich schon 
beschlossen (Lurchis Argument, wenn Analog Endstufe gehimmelt wird).

von Luca E. (derlucae98)


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Hallo nochmal,

Neue Bauteile sind bestellt, ich melde mich sobald es neues gibt...

von Luca E. (derlucae98)


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Hier nochmal eine Rückmeldung von mir.

Ich habe nun alle 5 Platinen fertig bestückt und getestet.
Das Labornetzteil funktioniert nun sehr gut.

Anbei die Messergebnisse. DS0005.bmp zeigt die Störungen im CC-Betrieb 
bei vollen 2A.
Im CV-Betrieb sind keine Störungen messbar.
DS0006.bmp zeigt die Spannung beim Lastwechsel 0A->2A.
DS0007.bmp zeigt die Spannung beim Lastwechsel 2A->0A.

Die Dropoutspannung beträgt nur noch 3V.
Alle Hilfsspannungen sind als zusätzliche Wicklungen auf den 
Ringkerntrafo aufgebracht.

Nochmals Danke an alle für die Hilfe!

von Lurchi (Gast)


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Der Lastwechsel scheint bis in der Strombegrenzung zu gehen. Interessant 
ist aber auch der Lastwechsel ohne dass die Strombegrenzung anspricht. 
Also etwa 10 mA -> 1 A und zurück. Wenn man es der Regelung schwer 
machen will, dann noch mit zusätzlicher Kapazität von etwa 2000µF mit 
eher kleinem ESR.

von Luca E. (derlucae98)


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Lurchi schrieb:
> Interessant
> ist aber auch der Lastwechsel ohne dass die Strombegrenzung anspricht.
> Also etwa 10 mA -> 1 A und zurück.

Die Spannung ändert sich nicht und es gibt keine Stromüberschwinger. Die 
lange Anstiegszeit liegt eher an meiner elektronischen Last als an der 
Regelung.

Lurchi schrieb:
> Wenn man es der Regelung schwer
> machen will, dann noch mit zusätzlicher Kapazität von etwa 2000µF mit
> eher kleinem ESR.

Auch mit 1800µF (LowESR) ändert sich nicht viel.

Blau ist jeweils die Spannung am 100mΩ Shunt. Gelb ist die 
Ausgangsspannung.

: Bearbeitet durch User
von Lurchi (Gast)


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Soweit man es an den Bildern sehen kann, sehen die Lastwechsel nicht 
schlecht aus. Für ein gutes Netzteil ist aber auch nicht zu erwarten, 
dass man bei 10 V und 500 µs Skalierung was an der Spannung sieht. Zu 
erwarten wäre eine Störung so irgendwo in der Größenordnung 50-500 mV 
für eine Zeit von vielleicht 10-100 µs bzw. 1 ms (mit extra Kapazität). 
Durch den langsamen Lastwechsel kann es aber auch noch weniger werden 
(vor allem ohne den Kondensator).

P.S.  Graphiken wie die Bilder von Scope besser in .PNG of GIF 
Datenformat. Dann dürfen die Bilder auch etwas größer werden. .BMP ist 
wegen der relativ großen Files nicht so beliebt.

von Luca E. (derlucae98)



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Lurchi schrieb:
> Zu
> erwarten wäre eine Störung so irgendwo in der Größenordnung 50-500 mV
> für eine Zeit von vielleicht 10-100 µs bzw. 1 ms (mit extra Kapazität).

Selbe Messung wie oben, nur diesmal mit Massefeder direkt über dem 
Ausgangskondensator. Gemessen wird die Ausgangsspannung.

Lurchi schrieb:
> P.S.  Graphiken wie die Bilder von Scope besser in .PNG of GIF
> Datenformat. Dann dürfen die Bilder auch etwas größer werden. .BMP ist
> wegen der relativ großen Files nicht so beliebt.

Das Oszi spuckt leider nur die geringe Auflösung aus. 15kB finde ich 
jetzt aber auch nicht wirklich viel.

: Bearbeitet durch User
von Lurchi (Gast)


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Jetzt sieht man die zu erwartende Form. Die Ausregelung scheint wirklich 
gut zu sein, wenn der Tastkopf bei der Skala schon berücksichtigt ist. 
Auch wenn da noch der Faktor 10 dazu kommt, ist es noch OK.

Ohne extra Kapazität ist da noch etwas Rippel zu erkennen.

von Pfupp (Gast)


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Kann man davon auch noch den finalen Schaltplan bekommen - ggf. auch mit 
BOM?
Das wäre cool!

von Luca E. (derlucae98)



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Lurchi schrieb:
> Die Ausregelung scheint wirklich
> gut zu sein, wenn der Tastkopf bei der Skala schon berücksichtigt ist.

Der Tastkopf ist bereits berücksichtigt.

Pfupp schrieb:
> Kann man davon auch noch den finalen Schaltplan bekommen - ggf. auch mit
> BOM?

Gerne. Das ZIP im Anhang enthält die Schaltpläne und Layouts der 4 
Platinen im Eagle-Format, die Firmware des Tiny26 und die BOMs im 
PDF-Format.

von M. K. (sylaina)


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Luca E. schrieb:
> Lurchi schrieb:
>> Die Ausregelung scheint wirklich
>> gut zu sein, wenn der Tastkopf bei der Skala schon berücksichtigt ist.
>
> Der Tastkopf ist bereits berücksichtigt.
>
> Pfupp schrieb:
>> Kann man davon auch noch den finalen Schaltplan bekommen - ggf. auch mit
>> BOM?
>
> Gerne. Das ZIP im Anhang enthält die Schaltpläne und Layouts der 4
> Platinen im Eagle-Format, die Firmware des Tiny26 und die BOMs im
> PDF-Format.

Da hast du noch soo viele ADCs frei und nutzt sie nicht…ich habe bei mir 
auch die Potis von den ADCs genutzt und die Sollwerte mittels PWM 
vorgeben lassen, dadurch kann ich nun auch mein Netzteil via serieller 
Schnittstelle steuern ;)

: Bearbeitet durch User
von Luca E. (derlucae98)


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Hallo nochmal,

ich habe jetzt mal einen Belastungstest bei 2A (Strombegrenzung aktiv) 
gemacht, um die Temperaturen der Bauteile zu prüfen.

L301 wird nach kurzer Zeit extrem heiß (~70°C). Die Verlustleistung des 
Drahtes liegt ja bei unter einem halben Watt. Interessanterweise wird 
der Kern heiß. Zudem ist im CC-Modus ein Rauschen, ausgehend von der 
Spule) zu hören (etwa 16kHz).
Ist die Spule in der Sättigung?
Datenblatt: http://cdn-reichelt.de/documents/datenblatt/B400/TLC5A.pdf


IC101 wird auch etwa 70°C heiß. Er könnte also auch einen kleinen 
Kühlkörper vertragen.
Ebenso der Mosfet T302. Er hat bereits ein kleines Kühlblech und wird 
etwa 50°C warm.

Alle Temperaturen nach 15min Belastung gemessen.

von analog66 (Gast)


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Hallo Luca,
bin schon im Bett ;-)
L301 sieht nach Entstördrossel aus. Die ist dafür nicht geeignet.
Bei einer selbst gewickelten Spule wird es besser.
Da Reichelt keine blauen Kerne ab 500kHz hat, wäre das Nächste ein roter 
Kern z.B. T106-2 mit 27 mm Außendurchmesser. N = 100 x SQR(47μ/135μH) = 
60 Wdg. Um den Skineffekt zu reduzieren würde ich auch nicht 1mm 
Drahtquerschnitt nehmen -> F = D x D x Pi / 4 = ,8 mm^2 = 8A, sondern 
mehrere Litzen parallel nehmen. Z.B. 3x 0,6 mm.
Ob das dann alles noch auf den Kern passt, würde ich bei der Arbeit 
vorher ausrechnen.

IC 101 hat mind. 30V x SQR(2) = 42V am Eingang und 28V am Ausgang. Die 
Differenz muss verbraten werden...

T302 wird primär warm wenn der Strom durch L301 am höchsten ist und dann 
der Fet zu langsam abgeschaltet wird (RDS on vernachlässigt, Umladen der 
Gate-Kapazität vernachlässigt).
Sollte der Vorgang zu langsam sein, ist die Frage wodurch. Z.B. 
Spannungteiler R301, R302 zu hochohmig oder R303 zu hochohmig.
Kannst ja mal den Spannungsverlauf über R301 posten...

nun Schlafe ich aber erst einmal ,-)

von Luca E. (derlucae98)


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analog66 schrieb:
> L301 sieht nach Entstördrossel aus. Die ist dafür nicht geeignet.

Ja, jetzt sehe ich auch das "Toroid Line Chokes" im Datenblatt...

analog66 schrieb:
> wäre das Nächste ein roter
> Kern z.B. T106-2 mit 27 mm Außendurchmesser. N = 100 x SQR(47μ/135μH) =
> 60 Wdg.

Das ist natürlich ganz schön viel Arbeit... Da hänge ich mich lieber an 
die Digikey Sammelbestellung dran.

Wie wäre es mit dieser Spule?
http://www.digikey.de/product-detail/de/bourns-inc/2209-V-RC/M8871-ND/775410
http://www.bourns.com/docs/Product-Datasheets/2200_series.pdf

Als "Special Feature" ist DC/DC-Converters angegeben.

analog66 schrieb:
> Kannst ja mal den Spannungsverlauf über R301 posten...

Liefere ich später nach.

von Luca E. (derlucae98)


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Anbei die Messergebnisse.
R302 habe ich auf 6.8k herabgesetzt.
Das Gate des Mosfets wird auf etwa 29V gezogen. Das entspricht einer 
Gate-Source-Spannung von 15V.

R301-R302.png zeigt die Spannung an der Basis von T301 und T302.

Wie das Bild Drain-T302.png zeigt, scheint der Mosfet ca. 35µs je 
Periode im linearen Bereich zu hängen, oder wo kommt dieser 
treppenförmige Spannungsverlauf her?

Edit: Bilder vergessen, "Mosfet-Gate.png" doppelt.

: Bearbeitet durch User
von Lurchi (Gast)


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Der Treppenförmige Verlauf mit 3 Stufen kommt vom Miller Effekt: die 
Sinkende Drain-Source Spannung beim Einschalten verursacht über die 
Drain-Gate Kapazität einen Strom, der der Ansteuerung entgegenwirkt. Da 
sollte eine niederohmigere Ansteuerung (R301 auch noch kleiner machen) 
ein schnelleres Schalten erlauben. Auch ein kleinerer MOSFET hilf.
Der Effekt ist bei der Gate Spannung so gerade so zu erkennen, aber für 
deutlich weniger als 30 µs, eher so 1 µs, also nicht unbedingt zu lang.

Die Spannung vom Drain zeigt dagegen einen anderen Effekt: Der Strom 
durch die Drossel geht nach etwa 25 µs bis auf 0 zurück. Die 3 Phasen 
sind da also 1) FET an (ca. 40 V), 2) FET aus (ca. -0,5 V von der Diode) 
und 3) FET aus und Strom durch die Drossel auf 0 (Spannung ca. 7 V, wie 
am Ausgang).

Das ist eigentlich ein recht normales Verhalten für einen Buck Wandler 
mit geringer Last und kleiner Spannung.

von Luca E. (derlucae98)


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Lurchi schrieb:
> Das ist eigentlich ein recht normales Verhalten für einen Buck Wandler
> mit geringer Last und kleiner Spannung.

Gut.

Ich habe jetzt mal die 47µH Spule durch die 100µH Spule ersetzt. Jetzt 
sieht es schon besser aus.
Der Mosfet wird jetzt nur noch etwa 40°C warm. Ebenso der Spulenkern.

DS0016.png ist die Spannung am Drain unter Volllast, DS0017.png die 
Spannung am Gate.

: Bearbeitet durch User
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