Hallo zusammen. Ich versuche derzeit ein Peltierelement über einen AVR (Atmega 2560) zu regeln. Den fraglichen Teil meiner Schaltung habe ich einmal skizziert und angehängt(Ich hoffe, man kann erkennen, was ich da verbrochen habe) Um die Spannung zu invertieren nutze ich eine H-Brücke (VNH2SP30) in Form eines Arduino Breakoutboards. Der PWM Takt liegt bei ~19kHz. Für die Spannungsglättung habe ich den LC Filter gebastelt, der in der Zeichnung zu sehen ist. Diversen App Notes habe ich entnommen, dass die Spannungsrippel möglichst klein sein sollten. Aus diesem Grund habe ich die Grenzfrequenz für den Filter mit 1kHz angenommen und die Werte für L und C mit einem online tool berechnet. Bei der Spule handelt es sich um eine einfache Entstördrossel, die Kondensatoren stammen aus dem Audiobereich und sind bipolar. Wenn ich die Grenzfrequenz des Filters nun auf ~1/10 des PWM Takts lege, sollten die Rippel dann ja nur noch 1/100 (-40dB/Dekade) der ursprünglichen Spannung betragen, oder bin ich da schief gewickelt? In der Praxis habe ich nämlich leider ziemlich heftige Spannungsrippel und auch das Ausgansignal an der H-Brücke ist verzerrt. Darüber hinaus wir das IC bei einem duty cycle <90% sehr schnell heiss. Ich bin mit meinem Hobbylatein am Ende und hatte gehofft, dass mir hier jemand auf die Sprünge helfen könnte. LG André
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André B. schrieb: > Bei der Spule handelt es sich um eine einfache Entstördrossel, die Das ist nicht zufällig eine stromkompensierte Drossel? Wenn die beiden Wicklungen gegensinnig vom Strom durchflossen werden, ist nur die Streuinduktivität wirksam. Wenn gleichsinnig geht der Kern in die Sättigung. Wie auch immer, deine wirksame Induktivität ist wesentlich geringer als berechnet.
umang hat m.M.n. den richtigen Verdacht: Ich halte es bei der Kombination "(2x) 1mH bei 16A" für sicher, daß es sich um besagte Art von Drossel handelt. Diese Art (in dieser Beschaltung auch "Gleichtaktdrossel", oder "Common-Mode-Choke" genannt) ist für den Einsatz in Netzfiltern da, wo die besondere Beschaltung dafür sorgt, daß speziell *dem* Gleichtakt-Störstrom auf jeder Leitung eine sehr hohe Impedanz im Weg liegt. (Gleichtakt-Störungen sind hochfrequente Wechselströme, die gleichzeitig auf beiden Leitungen "in die gleiche Richtung wirken/fließen". Also immer gleichzeitig auf die Quelle zu oder von dieser weg, zum Beispiel. Ganz anders als der Laststrom, der z.B. "oben v. Quelle weg" und "unten zu Quelle hin" fließt.) umang schrieb: > Wenn die beiden Wicklungen gegensinnig vom Strom durchflossen werden, ...werden sie ja auch, wenn man die Drossel "wie im Datenblatt", also wie in jedem (wofür die gedacht wären) Netzfilter, verschaltet. umang schrieb: > ist nur die Streuinduktivität wirksam. ...also nur die "parasitäre", sozusagen die "nebenbei-auch-noch-da"-Induktivität - mit verschwindend kleinem Wert, also für Dich praktisch nutzlos. Aber auch, wenn Du die Drossel - Wicklungen nun gleichsinnig angeschlossen - sozusagen "für Deinen Fall richtig herum" anschließen u. betreiben wollen würdest, hast Du ein Problem: Das Kernmaterial ist recht hochpermeabel (gibt zwar leicht unterschiedliche Drosseln, aber nur leicht), und dabei geht noch dazu schon bei geringen Flußdichten (Originalanwendung kein Problem) in Sättigung. Auch/deshalb ist die D. zwar mit 16A max. recht hoch spezifiziert - aber das wird Dir bestimmt nichts (oder zumindest kaum etwas) nützen - die geht schnellstens "in die Knie", schon bei geringsten Strömen. Und natürlich sinkt auch bei - schon bei beginnender - Sättigung die Induktivität schnell ab. (Und das, obwohl die Drossel recht groß ist... also, wer weiß - evtl. würde sie ja funktionieren. Aber nur mit viel Glück, und jedenfalls ginge das alles mit einem/zwei passenden Drossel/n weit sicherer und v. allem viel kleiner.) Also: Die... umang schrieb: > wirksame Induktivität ist ... - wie auch immer Du diese Drossel anschließen wollen würdest - umang schrieb: ... wesentlich geringer als berechnet. Das liegt halt daran, daß für diese Drosseln der Wert gilt/aufgedruckt ist, den sie - "korrekt" angeschlossen - für die Gleichtakt-Störung haben/hätten. Dieser Wert ist ja bei Deiner "mißbräuchlichen" Verwendung bedeutunglos. Du bräuchtest also entweder eine (reicht für LC-Filter) "ganz normale" Mini-Power-Drossel, oder zwei davon/#/, oder aber eine "Differential-Mode-Ckoke"/#/. (/#/: An die "gewohnte Stelle".) Wenn Du zwei einzelne (gleiche), oder die Differential Mode Drossel, verwendest, kannst Du die beiden einzelnen L-Werte für Deine Formel einfach addieren. MfG
Hallo, vielen lieben Dank für die schnellen Antworten! Es handelt sich um keine common mode Drossel, sondern um zwei einzelne Spulen. Allerdings sind diese, wie ihr schon gemutmaßt habt, für die Filterung von Netzspannung vorgesehen. Ich habe einmal das Datenblatt angehängt. Dann liegt das Problem also dort begraben... Inzwischen überlege ich, ob es sinnvoll wäre, eine diskrete H-Brücke aufzubauen, um diesen unsäglichen VNH2SP30 loszuwerden. Eine diskrete Lösung würde es mir ja erlauben die Schaltfrequenz deutlich anzuheben und auf kleinere Bauteile zurückzugreifen. Hättet ihr eventuell Vorschläge bezüglich geeigneter Spulen bzw. worauf ich bei der Auswahl zu achten habe? Meine Bemühungen eine Powerinduktivität mit einer Belastbarkeit von ~10A zu finden waren bislang erfolglos (zumindest wenn man den finanziellen Ruin vermeiden möchte ;-)) MfG André
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André B. schrieb: > Dann liegt das Problem also dort begraben... Vermutlich zumindest zum (Groß-)Teil. Mit anständigen Drosseln (am besten wäre Ferrit mit Luftspalt - hätte die niedrigsten Verluste; wichtig bei Peltier? ...es gehen auch Pulverkerne, brauchen aber mehr Wicklungen, und das bei niedriger Spannung + hohem Strom... naja, lieber nicht - schon gar nicht bei höherer Frequenz...) sollte das schon besser sein. Auch platziert man - wenn man schon mehrere macht - die kleineren in richtung Ripple-Quelle. Noch dazu (obwohl das wohl das Problem nicht löst, nur weiter "entschärft") würde ich zusätzlich einen weiteren Kondensator parallel mit um die 100nF dazu setzen - die vorhandenen sind wert- und eigenschaftsmäßig etwas zu nahe beeinander. Oder, da Du eh mit der Freq. rauf willst, gleich drei andere nehmen: 100nF, 1µF, 10µF, z.B. Übrigens sollte man immer die Anschlüsse so weit wie möglich kürzen, die Drähte sind ein großer Teil des ESL solcher FoKos - moment, es SIND doch FoKos, und keine ELKOs??? Mir fiel grade der explizite Hinweis "bipolar" auf - was sich bei FoKos von selbst verstünde, warum also dieser Hinweis? Wenn das Tonfrequenz-ELKOs sind, dann liegt das Problem eher DA. Und wird mit steigender Frequenz nicht wirklich besser...
..."mehrere Kondensatoren parallel macht"... sch. copy a. paste.
André B. schrieb: > Eine diskrete Lösung würde es mir ja erlauben die Schaltfrequenz > deutlich anzuheben und auf kleinere Bauteile zurückzugreifen. Egentlich nimmt man für "Pelztiere" eher geringe Frequenzen zur Regelung. So ca. 1/60 Hz oder weniger...
André B. schrieb: > Hättet ihr eventuell Vorschläge bezüglich geeigneter Spulen bzw. worauf > ich bei der Auswahl zu achten habe? > Meine Bemühungen eine Powerinduktivität mit einer Belastbarkeit von ~10A > zu finden waren bislang erfolglos (zumindest wenn man den finanziellen > Ruin vermeiden möchte ;-)) Ich will mal ein Beispiel bringen. http://www.ti.com/lit/ds/symlink/tas5630b.pdf Der TAS5630B ist ein Class-D Verstärker. Er hat vier Kanäle. Wenn man 100W an 8 Ohm bei 0,1% Klirr haben will, schaltet man zwei Kanäle in Brücke. Im Mode "Mono Parallel Bridge-Tied Load" (PBTL) macht er an 3 Ohm auch 450 W bei 50 V Versorgungsspannung. Die PWM-Frequenz liegt bei 400 kHz. Je Kanal setzt man Induktivitäten von 7µH bis 10µH ein. http://www.mouser.com/ds/2/597/ma5172-463483.pdf Kostet 5,50€. Im Filter nimmt man im wesentlichen 680 nF/MKP4/250 V. mfg klaus
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Hallo, vielen Dank für eure ausführlichen Beiträge. Homo Habilis schrieb: > Mir fiel grade der explizite Hinweis "bipolar" auf - was sich bei FoKos > von selbst verstünde, warum also dieser Hinweis? > > Wenn das Tonfrequenz-ELKOs sind, dann liegt das Problem eher DA. Oh! Ja es handelt sich um Tonfrequenz-ELKOs. Meinst Du ich sollte die Teile einmal austauschen? Harald W. schrieb: > Egentlich nimmt man für "Pelztiere" eher geringe Frequenzen zur > Regelung. So ca. 1/60 Hz oder weniger... Im Sinne einer 2-Punkt Regelung, oder wie ist das gemeint? Ich dachte idealerweise regelt man Peltierelemente über den Strom. Da es sich dabei ja vorwiegend um einen ohmschen Widerstand handelt, kann auch die Spannung herhalten (kaum Verschiebung zwischen Spannung und Strom, oder wie war das...?) Klaus R. schrieb: > Ich will mal ein Beispiel bringen. > > http://www.ti.com/lit/ds/symlink/tas5630b.pdf > > Der TAS5630B ist ein Class-D Verstärker. Er hat vier Kanäle. Wenn man > 100W an 8 Ohm bei 0,1% Klirr haben will, schaltet man zwei Kanäle in > Brücke. Im Mode "Mono Parallel Bridge-Tied Load" (PBTL) macht er an 3 > Ohm auch 450 W bei 50 V Versorgungsspannung. > > Die PWM-Frequenz liegt bei 400 kHz. Je Kanal setzt man Induktivitäten > von 7µH bis 10µH ein. > > http://www.mouser.com/ds/2/597/ma5172-463483.pdf > Kostet 5,50€. > > Im Filter nimmt man im wesentlichen 680 nF/MKP4/250 V. > mfg klaus Danke für den Tipp! Es wäre natürlich reizvoll eine solche Lösung zu verwenden, allerdings stehen mir keine 50V zur Verfügung. Ein weiterer Nachteil des IC ist, dass die Highsides der Halbbrücken offenbar aus N-Fets bestehen und mit einer bootstrap Schaltung angesteuert werden. Dauerhaftes Durchsteuern bzw. PWM jenseits der 10-90% fallen damit dann flach, oder? Ich versuche alternativ auch gerade eine Vollbrücke mit P-Fets in der Highside zu basteln, da ich einige Teile dafür schon im Fundus habe. Die Idee ist es eine Frequenz von 100kHz zu verwenden. Ich muss allerdings gestehen, dass ich so etwas noch nie gemacht habe. Könnte ich den Schaltplan, wenn er denn fertig ist, einmal hier posten, sodass sich ein Fachmann das Ganze mal ansieht? Käme dieser Spulentyp für meine Anwendung in Frage? http://www.produktinfo.conrad.com/datenblaetter/425000-449999/438087-da-01-en-RINGK_DR_TLC_10A_101M_00_100myH_10A.pdf MfG André
André B. schrieb: > Käme dieser Spulentyp für meine Anwendung in Frage? > http://www.produktinfo.conrad.com/datenblaetter/425000-449999/438087-da-01-en-RINGK_DR_TLC_10A_101M_00_100myH_10A.pdf Da wäre ich vorsichtig. Selbst auf Fastron's Internetauftritt habe ich keine vernünftige Angaben zum Frequenzbereich gefunden. Und mit 1 kHz kommst Du ja nicht weit. http://fastrongroup.com/series/81/findProducts Die Angaben von Coilcraft sind dagegen schon konkret. http://www.mouser.com/ds/2/597/ma5172-463483.pdf MA5173-AE: 7 µH, 21.5 mOhm, 32.8 MHz, Isat= 54A Die Induktivität PA6331-AE mit 15 µH kostet übrigens 5,57 €. Bei Mouser kannst Du übrigens gut bestellen. Die Suche ist ziemlich gut. mfg klaus
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Sorry, wenn ich mich einmische. Die Peltierelemente sind so träge, dass eine einfache Zweipunktregelung völlig ausreicht. PWM ist eigentlich Overkill und schädlich. Ich war mal auf dem gleichen Holzweg.
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Klaus R. schrieb: > André B. schrieb: >> Käme dieser Spulentyp für meine Anwendung in Frage? >> > http://www.produktinfo.conrad.com/datenblaetter/425000-449999/438087-da-01-en-RINGK_DR_TLC_10A_101M_00_100myH_10A.pdf > > Da wäre ich vorsichtig. Selbst auf Fastron's Internetauftritt habe ich > keine vernünftige Angaben zum Frequenzbereich gefunden. Und mit 1 kHz > kommst Du ja nicht weit. > > http://fastrongroup.com/series/81/findProducts > > Die Angaben von Coilcraft sind dagegen schon konkret. > > http://www.mouser.com/ds/2/597/ma5172-463483.pdf > MA5173-AE: 7 µH, 21.5 mOhm, 32.8 MHz, Isat= 54A > > Die Induktivität PA6331-AE mit 15 µH kostet übrigens 5,57 €. > > Bei Mouser kannst Du übrigens gut bestellen. Die Suche ist ziemlich gut. > mfg klaus Da hast Du natürlich Recht. Wenn ich jetzt eine Frequenz von 100 kHz nehmen würde, dann müsste die Induktivität aber größer sein als 15 µH, oder? Ich habe mal mit verschiedenen L & C Kombinationen in LtSpice herumprobiert. Die besten Ergebnisse im Hinblick auf Überschwinger und Restwelligkeit hatte ich mit Werten von 100 µH und einer Kapazität von 4.7 / 6.8 µF. Thomas B. schrieb: > Sorry, wenn ich mich einmische. > Die Peltierelemente sind so träge, dass eine einfache Zweipunktregelung > völlig ausreicht. So langsam hege ich auch Zweifel, ob der Aufwand überhaupt lohnt. Zumal die Sache mit dem Filter meinen Horizont etwas übersteigt ;-) Die Temperaturregelung sollte halt möglichst präzise sein, deshalb wollte ich ursprünglich einen stetigen Regler verwenden. Thomas B. schrieb: > PWM ist eigentlich Overkill und schädlich. Durch den Filter würde ich das Element ja mit annähernd Gleichspannung betreiben. Mit einer genügend kleinen Restwelligkeit sollte das dann eigentlich nicht schaden. Inzwischen habe ich mich am Entwurf einer H-Brücke versucht. Damit wäre ich ja in Bezug auf die Betriebsweise(stetig/unstetig) auch flexibel. Die Schaltung basiert auf diesem Beispiel: http://www.talkingelectronics.com/projects/MOSFET/images/H-Bridge.gif In meiner Schaltung habe ich für jede Halbbrücke noch einen Treiber IC vorgesehen (IR2110 nicht 2112 wie im Bild). Damit hätte ich zum einen das Levelshifting für die Lowside abgehakt und zum anderen hat der Treiber eine eingebaute Totzeit. Die Pull-Up/Pull-Down Widerstände an den Gates habe ich mit je 1K Ohm angenommen. Beide Fet Typen haben eine Gate Ladung von 63 nC. Das müsste dann einer Ausschaltzeit von 5,25 µs entsprechen, oder? Der Widerstand zwischen Kollektor und P-Fet Gate beträgt 150 Ohm, um den CE Strom auf 92 mA zu begrenzen. Den Basiswiderstand habe ich mit einer Verstärkung von 25 berechnet. Da ich ja leider nicht vom Fach bin, habe ich mit analogen Schaltungen leider keinerlei Erfahrung. Es wäre toll, wenn ihr mir sagen könntet, ob das Ganze so funktionieren kann und ob meine Rechnungen/Annahmen überhaupt stimmen. MfG André
André B. schrieb: > Es wäre toll, wenn ihr mir sagen könntet, ob > das Ganze so funktionieren kann leider nicht. Du kannst beim IR2110 nicht einfach VS und VB offen lassen. Das ist die Versorgung des Highside-Ausgangs. Bei deiner Schaltung kann HO kein Ausgangssignal treiben. Eigentlich ist der IR2110 für den Bootstrap Betrieb gedacht, der aber bei deiner Schaltung nicht benötigt wird. Wenn du trotzdem den IR2110 nutzen willst, musst du VB an 12V und VS an GND anschließen. Der Bipolartransistor als Levelshifter hinter dem IR2110 ist auch nicht sinnvoll: das Gate des FETs treibt der IR2110 besser selbst also nochmal einen solche Stufe dazwischen zu schalten. André B. schrieb: > Damit hätte ich zum einen das Levelshifting für die Lowside abgehakt und > zum anderen hat der Treiber eine eingebaute Totzeit. Äh: nö, hat er nicht. Er hat auf der Lowside ein Delay eingebaut damit beide Schalter (high und low) gleich schnell schalten. Aber für die Totzeit bist du in der Ansteuerung zuständig. Wenn du HIN und LIN falsch schaltest, dann schließen deine FETs die Versorgung kurz.
André B. schrieb: >> Die Peltierelemente sind so träge, dass eine einfache Zweipunktregelung >> völlig ausreicht. > > So langsam hege ich auch Zweifel, ob der Aufwand überhaupt lohnt. Ja, mit einer Zweipunktregelung wird der Aufwand deutlich geringer. > Die Temperaturregelung sollte halt möglichst präzise sein, deshalb > wollte ich ursprünglich einen stetigen Regler verwenden. Das dürfte auf die Regelungsgenauigkeit keinen Einfluss haben > Mit einer genügend kleinen Restwelligkeit sollte das dann > eigentlich nicht schaden. Peltiers können nur mit Gleichstrom kühlen. Wechselstrom wird in zusätzliche Wärme umgewandelt. > Inzwischen habe ich mich am Entwurf einer H-Brücke versucht. Brauchst Du die überhaupt? Von Kühlen auf Wärmen kannst Du auch per Relais umschalten.
Hallo Achim, Achim S. schrieb: > leider nicht. Du kannst beim IR2110 nicht einfach VS und VB offen > lassen. Das ist die Versorgung des Highside-Ausgangs. Bei deiner > Schaltung kann HO kein Ausgangssignal treiben. > > Eigentlich ist der IR2110 für den Bootstrap Betrieb gedacht, der aber > bei deiner Schaltung nicht benötigt wird. Wenn du trotzdem den IR2110 > nutzen willst, musst du VB an 12V und VS an GND anschließen. danke für den Hinweis, wird sofort erledigt. Achim S. schrieb: > Der Bipolartransistor als Levelshifter hinter dem IR2110 ist auch nicht > sinnvoll: das Gate des FETs treibt der IR2110 besser selbst also nochmal > einen solche Stufe dazwischen zu schalten. Ich dachte der Transistor dient nur dazu das Steuersignal zu invertieren und den P-Fet mit einem High anzusteuern? Achim S. schrieb: > Äh: nö, hat er nicht. Er hat auf der Lowside ein Delay eingebaut damit > beide Schalter (high und low) gleich schnell schalten. Aber für die > Totzeit bist du in der Ansteuerung zuständig. Wenn du HIN und LIN falsch > schaltest, dann schließen deine FETs die Versorgung kurz. Gut zu wissen, dann würde ich in der Software nochmal extra Sorge dafür tragen. MfG André
PWM mit LC Filter ist schon nicht so falsch. Auch die Anfangs genannten 19 kHz sind nicht schlecht. Der Kondensatoren sind allerdings recht klein - wegen der Bipolaren Ansteuerung ist es mit den Kondensatoren auch nicht so einfach eine große Kapazität zusammen zu bekommen. Das Filter entartet so von einem LC Filter schon in Richtung LR filter. Mit 1 KHz Grenzfrequenz hat man dann mit gut 40 dB Dämpfung sondern nur gut 20 dB. Die PWM Frequenz sollte zum Kernmaterial für die Induktivitäten passen: Für Ferritekern eher noch höher, weil die Induktivitäten da eher klein sein. Für Eisenpulver und ähnlichen kommen die 19 kHz in etwa hin. Für Trafoblechkerne müsste man eine niedrigere Frequenz haben, so eher im 100-500 Hz Bereich - das zu unschönen Tönen führt und auch große Spulen bräuchte. Solange der Spitzenstrom nicht zu hoch ist (der Test mit 90% lässt darauf schließen, dass dies nicht der Fall ist), ist das für das Peltierelement aber auch nicht so schlimm. Ein wenig Rest-rippel bei hoher Frequenz ist für das Peltierelement kein wirkliches Problem. Die Dämpfung von 20dB sollte gut ausreichen. Die Rippelspannung muss nicht so super klein sein - was wirklich stört ist wenn der Spitzenstrom deutlich über dem mittleren Strom liegt. Je nach Bürcke läßt sich die tatsächliche Spannung am Pletier-element nicht gut messen, weil beide Seiten Moduliert sind. Die Spannung an den beiden Seiten sieht ggf. auch Komisch aus, je nachdem wie die Brücke angesteuert wird. Dass die Brücke Heiß wird, konnte der Relativ hohen Frequenz liegen. Mit dem Filter hat es eher wenig zu tun. Einige Brücken sind nicht für so hohen Frequenzen ausgelegt und werden dann durch Rückströme in den Parasitären Dioden oder Schaltverluste recht warm. Ggf. könnte auch ein Problem beim Bootstraping vorliegen (zu kleine Kapazität, Dioden), so dass es mit mehr als etwa 90% Tastverhältnis dann Probleme gibt. Ggf. helfen auch zusätzliche Schottky Dioden gegen Verluste an den internen Dioden.
Harald W. schrieb: > Ja, mit einer Zweipunktregelung wird der Aufwand deutlich geringer. Ich denke ich werde auch erst einmal damit beginnen. Harald W. schrieb: >> Inzwischen habe ich mich am Entwurf einer H-Brücke versucht. > > Brauchst Du die überhaupt? Von Kühlen auf Wärmen kannst Du auch > per Relais umschalten. Also quasi eine mechanische H-Brücke, oder? Ich müsste die Relais allerdings extra anschaffen, wohingegen ich für die Halbleiterlösung schon viele Teile in der Bastelkiste habe (außer dem Treiber IC). Ich würde daher gerne eine solche Brücke aufbauen (Falls ich eine vernünftige Schaltung zu Stande bringe). MfG André
André B. schrieb: > Ich dachte der Transistor dient nur dazu das Steuersignal zu invertieren > und den P-Fet mit einem High anzusteuern? bei deiner Beschaltung invertiert er das Signal nicht: wenn HO auf low geht, dann steuert auch der pnp das Gate mit low an und schaltet so den pFET an. Ohne den Bipolar wäre das genau so (-> dieser Transistor invertiert nicht). Wenn du damit invertieren wolltest, dann müsstest du einen pnp mit Emitter an Masse nehmen. Aber lass ihn ganz weg: wenn invertieren nötig ist, dann machst du das am besten in der Software. Wenn du es dort aus welchen Gründen auch immer nicht willst, dann am Eingang des IR2110, nicht an dessen Ausgang.
Achim S. schrieb: > dann müsstest du einen pnp mit Grr: sollte heißen "dann müsstest du statt des pnp einen npn ..."
Harald W. schrieb: > Brauchst Du die überhaupt? Von Kühlen auf Wärmen kannst Du auch > per Relais umschalten. Und nicht vergessen: vor jedem Umpolen das Peltier ca 5 Minuten abkühlen lassen. Auch beim Pulsen im Minutentakt ergibt sich ein jämmerlicher Wirkungsgrad für die Kühlung. Ich habe inzwischen einen anderen Ansatz: Das Peltier kontinuierlich mit DC laufen lassen (außer wenn der Setpoint höher ist als Umgebungstemperatur), und dann per Heizfolie mit PWM die Feinregelung durchführen. Gruß Anja
Achim S. schrieb: > Wenn du damit invertieren wolltest, dann müsstest du einen pnp mit > Emitter an Masse nehmen. Aber lass ihn ganz weg: wenn invertieren nötig > ist, dann machst du das am besten in der Software. Wenn du es dort aus > welchen Gründen auch immer nicht willst, dann am Eingang des IR2110, > nicht an dessen Ausgang. Oh, das sehe ich jetzt auch. Es sollte eigentlich auch ein NPN Transistor sein. Aber wenn die Beschaltung eh nicht notwendig ist, dann ist das natürlich umso besser. Das heißt, ich kann den P-Fet einfach über ein HIGH am IR2110 sperren? Das hatte ich Anfangs auch angedacht, aber dann war ich total verunsichert, weil ich in einer der vielen App Notes aufgeschnappt habe, dass für das Treiben eines P-Fets eine negative Spannung notwendig wäre. MfG André
André B. schrieb: > Das heißt, ich kann den P-Fet einfach > über ein HIGH am IR2110 sperren? ja, über ein High am Ausgang (also +12V am Gate des pFET), welches du mit einem High am Eingang bekommst. Wobei, da fällt mir ein: der IR2110 hat am Eingang keine üblichen Logikpegel. Für ein High musst du den Eingang auf > 9,5V treiben - das wird dein Controller kaum schaffen. Einfache Mehrkanal-Gatetreiber mit Standard-Logikeingängen wären wohl besser für dich (Bootstrap benutzt du ja nicht). André B. schrieb: > dass für das Treiben eines P-Fets eine negative Spannung notwendig wäre. negativ bezogen auf die Source, die auf 12V liegt. 0V passen dafür perfekt.
Hallo Lurchi, danke für die auführlichen Erklärungen. Lurchi schrieb: > Der Kondensatoren sind allerdings recht > klein - wegen der Bipolaren Ansteuerung ist es mit den Kondensatoren > auch nicht so einfach eine große Kapazität zusammen zu bekommen. Demnach sind die 25 µF zu gering gewählt? Ich muss dazu sagen, dass ich noch nicht so ganz geblickt habe, wie man die Induktivität und die Kapazität aufeinander abstimmt. Ich bin einfach von der 1 mH Spule ausgegangen, habe die Grenzfrequenz zu 1kHz gewählt und dann die Kapazität berechnet. Lurchi schrieb: > Die PWM Frequenz sollte zum Kernmaterial für die Induktivitäten passen: > Für Ferritekern eher noch höher, weil die Induktivitäten da eher klein > sein. Für Eisenpulver und ähnlichen kommen die 19 kHz in etwa hin. Für > Trafoblechkerne müsste man eine niedrigere Frequenz haben, so eher im > 100-500 Hz Bereich - das zu unschönen Tönen führt und auch große Spulen > bräuchte. Bei dem Kernmaterial handelt es sich wohl um Ferrite (µi-6000). Also müsste ich bei Verwendung dieser Spulen mit der Frequenz eher nach oben? Lurchi schrieb: > Je nach Bürcke läßt sich die tatsächliche Spannung am Pletier-element > nicht gut messen, weil beide Seiten Moduliert sind. Die Spannung an den > beiden Seiten sieht ggf. auch Komisch aus, je nachdem wie die Brücke > angesteuert wird. > > Dass die Brücke Heiß wird, konnte der Relativ hohen Frequenz liegen. Mit > dem Filter hat es eher wenig zu tun. Einige Brücken sind nicht für so > hohen Frequenzen ausgelegt und werden dann durch Rückströme in den > Parasitären Dioden oder Schaltverluste recht warm. Ggf. könnte auch ein > Problem beim Bootstraping vorliegen (zu kleine Kapazität, Dioden), so > dass es mit mehr als etwa 90% Tastverhältnis dann Probleme gibt. Ggf. > helfen auch zusätzliche Schottky Dioden gegen Verluste an den internen > Dioden. Zu Testzwecken hatte ich einfach eine 12V Glühbirne angehängt. Bei einem hohen bzw. niedrigen Tastverhältnis ist das IC aber nicht heiss geworden, sondern eher bei den Werten dazwischen. Ich habe es alternativ auch mit niedrigeren Grundfrequenzen (bis runter auf 5 kHz) probiert, weil ich ebenfalls dachte, der VNH2SP30 kommt trotz seiner angegebenen max. Frequenz von 20 kHz nicht nach. Aber der unschöne Spannungsverlauf auf dem Oszilloskop ist geblieben. MfG André
Achim S. schrieb: > André B. schrieb: >> Das heißt, ich kann den P-Fet einfach >> über ein HIGH am IR2110 sperren? > > ja, über ein High am Ausgang (also +12V am Gate des pFET), welches du > mit einem High am Eingang bekommst. > > Wobei, da fällt mir ein: der IR2110 hat am Eingang keine üblichen > Logikpegel. Für ein High musst du den Eingang auf > 9,5V treiben - das > wird dein Controller kaum schaffen. > > Einfache Mehrkanal-Gatetreiber mit Standard-Logikeingängen wären wohl > besser für dich (Bootstrap benutzt du ja nicht). > > André B. schrieb: >> dass für das Treiben eines P-Fets eine negative Spannung notwendig wäre. > > negativ bezogen auf die Source, die auf 12V liegt. 0V passen dafür > perfekt. Wär natürlich Klasse wenn das so geht. Laut Datenblatt ist der IR2110 aber sogar 3.3 V Logik kompatibel. Das hängt doch von der Spannung an VDD ab, oder? MfG André
Anja schrieb: > Und nicht vergessen: vor jedem Umpolen das Peltier ca 5 Minuten abkühlen > lassen. Auch beim Pulsen im Minutentakt ergibt sich ein jämmerlicher > Wirkungsgrad für die Kühlung. Danke für den Tipp, werde ich beherzigen. Anja schrieb: > Ich habe inzwischen einen anderen Ansatz: Das Peltier kontinuierlich mit > DC laufen lassen (außer wenn der Setpoint höher ist als > Umgebungstemperatur), und dann per Heizfolie mit PWM die Feinregelung > durchführen. Das klingt auch gut. Im Grunde arbeiten richtige Thermostate (also mit Kompressor und Heizwendel) ja nach dem gleichen Prinzip. MfG André
André B. schrieb: > Laut Datenblatt ist der IR2110 > aber sogar 3.3 V Logik kompatibel. Das hängt doch von der Spannung an > VDD ab, oder? Stimmt natürlich, ich hatte Unsinn geschrieben...
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André B. schrieb: > Harald W. schrieb: >> Brauchst Du die überhaupt? Von Kühlen auf Wärmen kannst Du auch >> per Relais umschalten. > Ich müsste die Relais allerdings extra anschaffen... Ist auf jeden Fall weniger Aufwand, da man mit einer einfachen Lowside-Ansteuerung, einer Diode und einer Induktivität auskommt. Die Schaltung um L2 ist nur eine Spielerei, wenn du die Spannung messen möchtest. Zusätzlichen Wicklung (~3*N1, 15µH/40²*120²) aus dünnem Draht. Da aber noch ein OPV als Spannungsfolger erforderlich ist, könnte man auch eine direkte Highside-Messung verwenden. Die Teile sind ebenfalls nur als Beispiel gedacht - in LTspice (und auch bei Mouser) verfügbar. So ist z.B. D1 eine hier unnötige Doppeldiode, und der für die Verlustleistung relevante Parallelwiderstand f. L1 stammt von einer Coilcraft SER2918H-153. Pv mit Tastgrad 70% bei 24V-Versorgung (wollt ich nicht mehr ändern) im eingeschwungenen Zustand (700-1000µs).
Hallo zusammen! Ich wollte mich noch mal für Eure Hilfe, Ratschläge und die Bereitschaft einem fachfremden noob auf die Sprünge zu helfen bedanken. Hier ein kleines update bezüglich meines Projekts. Ich habe mir die Sache nochmal durch den Kopf gehen lassen und bin zu dem Schluss gekommen, dass eine 2-Punkt Regelung zum Betrieb eines Peltierelements keine gute Idee ist. Wie Anja ja schon erwähnt hat, geht der Wirkungsgrad bei einem getakteten Betrieb gnadenlos in die Knie, was auch Sinn macht, wenn man sich das Prinzip einmal vor Augen führt. Sobald man die Versorgung kappt, heizt sich die kalte Seite sofort wieder auf (angeregter Zustand -> Grundzustand + Wärmegradient). Ein großer Teil des zuvor geleisteten Wärmetransports geht damit bei jedem Takt verloren, dabei spielt die Schaltfrequenz im Grunde keine große Rolle. Entsprechend mies ist die (ohnehin schlechte) Effizienz. Aus diesem Grund habe ich weiter an meiner ursprünglichen Idee (stetige Regelung mit PWM Glättung) festgehalten. Ich habe zur Ansteuerung meines Peltierelements inzwischen die H-Brücke mit p-Fet highside aufgebaut, um auch die Zustände on/off zu ermöglichen(Dank an Achim). Wegen des größeren Rds-on wird jeweils der p-Fet getaktet(Ich hoffe das macht Sinn?!) Den Filter habe ich soweit unverändert gelassen (Ich hatte damals bereits eine Platine geätzt und alles verlötet). Da ich ja nun nicht mehr auf den leidigen VNH2SP30 und seine 20 kHz max. angewiesen war, habe ich auch mit den Grundfrequenzen experimentiert. Bei einer Frequenz von 100 kHz und einem worst-case Tastgrad von 50 % ergibt sich ein Restrippel von 114 mV, was einer Dämpfung von 20 dB/Dekade und damit ziemlich genau dem entspricht, was Lurchi bereits prophezeit hatte ;-) Die Schaltung wird im Gegensatz zum VNH2SP30 nicht mehr heiß und ein fiepen der Spulen, bei gleicher Frequenz, ist auch nicht mehr zu hören. Die Kühlung/Heizung soll in einem experimentellen Airconditioner verbaut werden, der in der Lage ist Temperatur und rel. Luftfeuchtigkeit in einem kleinen Raumvolumen zu regeln. Die Peltierelemente befinden sich dabei zwischen zwei Wasserkühlern, was für ein kleines delta-T und einen guten Wirkungsgrad sorgen sollte. Langzeittests stehen noch aus. LG André
Ob man den N oder P-Kanal FET taktet ist ein Abwägungsfrage: Für den P-FEt spricht der O-Widerstand, weil auch der Strom, der über die Freilaufdiode geht noch über den FET fließt. Gegen die Verluste an der Diode sollten die On-Verluste am FET aber eher nicht ins Gewicht fallen. Da könnte man ggf. beide FETs an einer Seite Takten - also aktive Gleichrichtung nutzen. Der N-FET hat in der Regel die kleinere Kapazität, hätte also eher weniger Schaltverluste.
Lurchi schrieb: > Da könnte man ggf. beide FETs an einer Seite Takten - also aktive > Gleichrichtung nutzen. Ich vermute die Ansteuerung ist nicht ganz trivial, oder? Lurchi schrieb: > Der N-FET hat in der Regel die kleinere Kapazität, hätte also eher > weniger Schaltverluste. Hängt das mit der Zeit zusammen, die notwendig ist um das Gate zu laden/entladen? Eine Sache würde mich noch brennend interessieren: Wie kommt es, dass der LC-Filter nur mit 20dB/Dekade dämpft, statt mit 40dB. Du hattest ja bereits erwähnt, dass er sich eher wie ein LR Filter verhalten würde. Wär es möglich, dass Du mir das Ganze einmal erklärst? LG André
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Hallo zusammen. Tut mir leid, wenn ich euch schon wieder belästige, aber ich hätte da nochmal ein Frage. Wie ich ja bereits geschrieben hatte, funktioniert die neue Schaltung soweit. Soll heißen, dass das Peltierelemnt kühlt und sich über den µC steuern lässt. Ich habe das Peltierelement nun aber vor Kurzem etwas länger laufen lassen. Dabei ist mir aufgefallen, dass der jeweils nicht aktive Mosfet einer Halbbrücke warm wird, während die anderen deutlich kühler bleiben. Es ist immer der Mosfet, der sich mit dem jeweils getakteten Mosfet einen Treiber IC teilt. Es spielt dabei keine Rolle, ob ich den P-Fet oder den N-Fet per PWM anspreche. Pole ich das Peltier um, so ergibt sich der selbe Effekt, nur das dann halt die anderen Bauteile betroffen sind. Offenbar hängt dies mit dem LC Filter zusammen, da sich das Problem nicht ergibt, wenn ich eine einfache Glühbirne (als Ersatz für das Peltier) ohne den Filter betreibe. Inzwischen habe ich auch ein weiteres Filter mit kleineren Bauteilen gebastelt (10 µH / 10µF Keramikkondensatoren). Die neuen Spulen sind geschirmt, für hohe Frequenzen (getestet bei 100 kHz) und hohe Ströme (Isat = 15 A) ausgelegt. Auch mit diesem Filter besteht das Problem. Ich habe meinen Code schon zig mal durchgesehen und bin mir sicher, dass das timing soweit stimmt. Einen shootthrough aufgrund falscher Ansteuerung kann ich somit ausschließen (ansonsten würde der normale pwm betrieb ja auch nicht funktionieren). Da es aber irgendiwe danach aussieht, als würde der "gesperrte" Fet sporadisch leiten,habe ich mit dem Oszi ein paar Messungen durchgeführt. Das Signal, das den Treiber verlässt ist sauber. Messe ich jedoch hinter dem Gatewiderstand, so sind Spannungspitzen zu erkennen, die zusammen mit den Flanken des pwm Signals auftreten. Eventuell sind es diese Spitzen, die den eigentlich gesperrten Fet leiten lassen? Komisch wäre dann nur, dass alle anderen Fets kühl bleiben. Ich habe einmal den Schaltplan der H-Brücke angehängt. Eventuell verbirgt sich hier ja schon ein Fehler. Wenn jemand etwas Licht ins Dunkel bringen könnte, wäre ich sehr dankbar. LG André
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André B. schrieb: > Aus diesem Grund habe ich weiter an meiner ursprünglichen Idee (stetige > Regelung mit PWM Glättung) festgehalten. Der Wirkungsgrad der Peltiers wird umso schlechter, je höher der Strom, da die interne Verlustleistung im Quadrat mit dem Strom zunimmt, der Wärmetransport aber nur linear (beides in erster Näherung). Aus dem Grund ist eine schnelle oder auch langsame PWM oder Zweipunktregelung ungünstig. Statt jetzt aber anzufangen eine PWM mit LC Filter zu sieben könnte man genausogut eine geschaltete steuerbare Konstantstromquelle nehmen. (Die man natürlich analog steuern sollte und nicht wieder über PWM ein und ausschalten)
Der Andere schrieb: > Der Wirkungsgrad der Peltiers wird umso schlechter, je höher der Strom, > da die interne Verlustleistung im Quadrat mit dem Strom zunimmt, der > Wärmetransport aber nur linear (beides in erster Näherung). Das ist mir bewusst, ich habe deshalb auch eine Strommessung vorgesehen, die ich später für die Regelung nutzen wollte. Der Andere schrieb: > Statt jetzt aber anzufangen eine PWM mit LC Filter zu sieben könnte man > genausogut eine geschaltete steuerbare Konstantstromquelle nehmen. Das wäre eventuell auch eine Option. Ich habe sogar noch einen alten LED Treiber, der sich dafür eignen würde... Allerdings wüsste ich zugern, warum sich meine Schaltung mit Filter so merkwürdig verhält.
>> Statt jetzt aber anzufangen eine PWM mit LC Filter zu sieben könnte man genausogut eine geschaltete steuerbare Konstantstromquelle nehmen. >(Die man natürlich analog steuern sollte und nicht wieder über PWM ein und ausschalten) Was soll das ? Ein Peltier ist eine Ohmsche Last, daher ist eine PWM Konstantspannungsquelle aequivalent zu einer Stromquelle, ausser, dass die Regelung einfacher ist. Aus PWM mach DC ist das Optimale oberhalb einer gewissen Leistung, wo man noch linear verheizen mag. Und sinnvollerweise schaltet man den P-Fet in der Speisung permanent durch, und taktet den N-Fet mit irgendwas in den mehreren Duzend kHz. Wenn ein kleiner Ripple in den kleineren mV auf das Peltier kommt, was soll's. Man kriegt sie auch so auf ein paar mK stabil. Den Strom sollte man messen, sonst laeuft das System weg, weil die Thermospannungen in einer langsamen Zeitkonstante doch reinkommen. Auch wenn die P-Fet schlechter sind, kann man ja mehrere parallel nehmen, zB 2..4 Stueck im im SO8 Gehaeuse. Wenn man die statisch schaltet ist deren Kapazitaet unwichtig. Alles andere halte ich fuer keine so gute Idee.
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Dampf T. schrieb: > Und sinnvollerweise schaltet man den P-Fet in der Speisung permanent > durch, und taktet den N-Fet mit irgendwas in den mehreren Duzend kHz. Genauso betreibe ich die Schaltung gerade. Der Takt liegt bei 100 kHz. Dampf T. schrieb: > Auch wenn die P-Fet schlechter sind, kann man ja mehrere parallel > nehmen, zB 2..4 Stueck im im SO8 Gehaeuse. Wenn man die statisch > schaltet ist deren Kapazitaet unwichtig. Die Kapazität schlägt sich doch in der Gateladung nieder? Die ist nämlich bei den verbauten Fets (siehe Schaltplan) exakt gleich und liegt bei 63 nC. Von daher wäre es doch fast egal, welchen Fet man taktet, oder?
Dampf T. schrieb: > Was soll das ? Du plenkst und hast mein Posting nicht mal im Ansatz verstanden. Les es einfach nochmal durch.
Die Schaltung mit FET Brücke und Induktivität zum glätten ist eine Art Schaltwandler, nur halt noch ohne eine Rückkopplung zur Regelung des Strom, sondern mit vorgegebenem PWM-Wert. Die Regelung des Stromes erfolgt dann später ggf. indirekt über die Temperaturregelung oder halt ggf. auch über einen extra Regelkreis für den Strom (erlaubt exaktere Regelung, weil man nichtlineare Effekte besser berücksichtigen kann). Der MOSFET gegenüber dem aktiv getaktetem MOSFET arbeitet als Freilaufdiode und hat dabei Verluste, die durchaus höher werden können als beim geschalteten FET. Man hat zumindest die Verluste von der Vorwärtsspannung (z.B. 0.7 V) und dann ggf. noch zusätzliche beim Ausschalten, denn die Dioden in den MOSFETs sind i.A. nicht besonders schnell. Wenn es sein muss könnte man diese Verluste noch per Schottky-diode parallel zum FET reduzieren. Der Abfall mit -20dB/Dekade kommt daher dass man näherungsweise einen RL filter hat. Der Kondensator ist einfach relativ kleine im Vergleich zum Widerstand des Peltierelements.
Hallo Lurchi, vielen Dank für Deine Antwort! (Insgeheim hatte ich ja schon auf einen Beitrag von Dir gehofft ;-) Lurchi schrieb: > Der MOSFET gegenüber dem aktiv getaktetem MOSFET arbeitet als > Freilaufdiode und hat dabei Verluste, die durchaus höher werden können > als beim geschalteten FET. Man hat zumindest die Verluste von der > Vorwärtsspannung (z.B. 0.7 V) und dann ggf. noch zusätzliche beim > Ausschalten, denn die Dioden in den MOSFETs sind i.A. nicht besonders > schnell. Wenn es sein muss könnte man diese Verluste noch per > Schottky-diode parallel zum FET reduzieren. Ah okay, das macht natürlich Sinn. Dann brauche ich mir also keine Sorgen zu machen? Ich war nur verunsichert, weil mir der Zusammenhang nicht klar war. Die Erwärmung lässt sich mit einem entsprechenden Kühlkörper sicherlich abführen, allerdings ist der FET schon um einiges wärmer als die anderen. Ich habe in der neuen Schaltung bereits zusätzliche Dioden vorgesehen. Es handelt sich um schnelle Dioden vom Typ UF4007. Macht es Sinn noch weitere Dioden parallel zu schalten, oder ist ein anderer Typ eventuell besser geeignet? Lurchi schrieb: > Der Abfall mit -20dB/Dekade kommt daher dass man näherungsweise einen RL > filter hat. Der Kondensator ist einfach relativ kleine im Vergleich zum > Widerstand des Peltierelements. Längeres Grübeln hat mich dann auch auf den Trichter gebracht ;-). In einer neueren Schaltung habe ich die Kapazität erhöht und konnte die Dämpfung damit auch noch ein wenig steigern. Lurchi schrieb: > Die Regelung des Stromes > erfolgt dann später ggf. indirekt über die Temperaturregelung oder halt > ggf. auch über einen extra Regelkreis für den Strom (erlaubt exaktere > Regelung, weil man nichtlineare Effekte besser berücksichtigen kann). Für die Zukunft plane ich auch einen solchen "inneren" Stromregelkreis zu implementieren. Das Thema ist noch nicht ganz zu Ende gedacht, aber prinzipiell schwebt mir dafür ein einfacher Proportionalregler vor. Eventuell reicht das ja schon aus. Auf der neuen Platine habe ich zu diesem Zweck einen ACS712 verbaut. Blöd ist nur, dass die Auflösung mit einem 10 bit ADC relativ mager ist (ich habe die 20 A Version gewählt), was sich vor allem bei der Regelung von kleineren Peltierelementen negativ auswirken könnte. Ursprünglich wollte ich auch je einen Shunt an der Source der N-Fets platzieren und einen INA 169 benutzen. Den hätte man dann genauer auf die anfallenden Ströme einstellen können. Gescheitert ist das Ganze dann letztlich daran, dass der Platz auf dem board knapp wurde und ich ADC Pins hätte frei machen müssen, die ich schon mit einer anderen Funktion bedacht hatte. Was die Nichtlinearität angeht, so könnte man vielleicht eine Kalibrierfunktion und einen passenden look-up table nutzen, oder wie würdest Du so etwas angehen? Stellt sich nur die Frage, wie man eine solche Funktion bestimmt...
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Mach mal einen P-Regler, der direkt auf den PWM wirkt. Dann nimmst du dessen Verhalten als Openloop (linear angesteuert) und Closed loop auf. Nach ein paar Versuchen kommst du auf einen Regler.
André B. schrieb: > Die Erwärmung lässt sich mit einem entsprechenden Kühlkörper sicherlich > abführen, allerdings ist der FET schon um einiges wärmer als die > anderen. > Ich habe in der neuen Schaltung bereits zusätzliche Dioden vorgesehen. > Es handelt sich um schnelle Dioden vom Typ UF4007. > Macht es Sinn noch weitere Dioden parallel zu schalten, oder ist ein > anderer Typ eventuell besser geeignet? Du könntest die Verluste deutlich verringern, indem Du den FET für die Zeit, die er als Freilaufdiode arbeitet, einfach einschalten würdest. Die Arbeitsweise nennt man "synchron" und wird bei Buck/Boost Konvertern und bei Gleichrichtern verwendet. Ansonsten wäre eine Schottky-Diode sicher besser als Freilaufdiode geeignet, als die UF4007. Wie hoch ist Dein Strom? Die 1A Diode scheint mir auch etwas knapp zu sein.
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Hallo zusammen, vielen Dank für Eure Antworten! Noch nicht Rentner schrieb: > Mach mal einen P-Regler, der direkt auf den PWM wirkt. Dann nimmst du > dessen Verhalten als Openloop (linear angesteuert) und Closed loop auf. > Nach ein paar Versuchen kommst du auf einen Regler. So ähnlich hatte ich mir das auch gedacht. Mal sehen, ob´s was wird :-) Thomas E. schrieb: > Du könntest die Verluste deutlich verringern, indem Du den FET für die > Zeit, die er als Freilaufdiode arbeitet, einfach einschalten würdest. > Die Arbeitsweise nennt man "synchron" und wird bei Buck/Boost Konvertern > und bei Gleichrichtern verwendet. Würde ich das erreichen, wenn ich High- und Lowside eine Halbbrücke mit komplementärer PWM ansteuere, während die gegenüberliegende Highside durgeschaltet ist? Oder wie muss ich mir das vorstellen? Thomas E. schrieb: > Ansonsten wäre eine Schottky-Diode sicher besser als Freilaufdiode > geeignet, als die UF4007. Wie hoch ist Dein Strom? Die 1A Diode scheint > mir auch etwas knapp zu sein. Derzeit betreibe ich nur ein kleines Peltierelement und der Strom liegt bei ca. 3A. Später möchte ich natürlich gerne größere Elemente ansteuern. Ich habe hier noch zwei MBR1045 Dioden gefunden. Ich werde mal versuchen diese nachträglich auf die Platine zu löten.
André B. schrieb: > Würde ich das erreichen, wenn ich High- und Lowside eine Halbbrücke mit > komplementärer PWM ansteuere, während die gegenüberliegende Highside > durgeschaltet ist? Oder wie muss ich mir das vorstellen? Ja, genau so. André B. schrieb: > der Strom liegt > bei ca. 3A. Später möchte ich natürlich gerne größere Elemente > ansteuern. Dann sollte auch die Freilaufdiode diesen Strom leiten können! Wenn die Spannung vom Netzteil viel höher ist, als am Peltierelement, fließt der volle Strom die meiste Zeit durch die Freilaufdiode (bzw. über den FET gegenüber dem Einschalt-FET). Die MBR1045 ist schonmal deutlich besser, als eine 1A "normale" Gleichrichterdiode.
Hallo Thomas. Vielen Danke für Deine Ratschläge. Ich habe die Dioden ausgetauscht und der betroffene FET wird, auch ohne Kühlkörper, nur noch lauwarm bzw. es ist kein Unterschied mehr zu seinen aktiven Kollegen zu spüren. Ich glaube jetzt verstehe ich auch wo mein Denkfehler lag. Wenn z.B. die Eingangsspannung doppelt so hoch ist wie die Ausgangsspannung, dann geht ja die Hälfte der Zeit der Strom über die Diode, die dann natürlich auch für selbigen ausgelegt sein muss. Wenn ich dann eine komplementäre Steuerung verwende, habe ich während dieser Zeit einen Weg parallel zur Diode und reduziere so die dort enstehenden Verluste, oder? Die komplementäre Steuerung werde ich auf jedenfall einmal programmieren, auch wenn sie in diesem Projekt wohl nicht zum Einsatz kommen kann, da mir nicht genügend 16bit Timer zur Verfügung stehen. Danke nochmals für die tolle Hilfe
André B. schrieb: > Wenn ich dann eine komplementäre Steuerung verwende, habe ich während > dieser Zeit einen Weg parallel zur Diode und reduziere so die dort > enstehenden Verluste, oder? Der wesentliche Punkt ist, daß über der Freilaufdiode, selbst wenn es eine Schottky-Diode ist, eine Flußspannung im Bereich von mehreren 100 mV abfällt, multipliziert mit ein paar Ampere Strom gibt das eine ordentliche Verlustleistung. Ein eingeschalteter FET hat aber nur ein paar Milliohm, wodurch hier viel weniger Spannung abfällt. Oft braucht man dann gar keine separaten Freilaufdioden mehr, denn die Verlustleistung der "schlechten" FET-Bodydiode fällt nur kurz im Umschaltmoment an und ist dann im Mittel nur noch gering. Es gibt auch (Halb)Brückentreiber, die die FETs im Gegentakt ansteuern, wofür dann nur ein einzelner, "normaler" PWM-Ausgang notwenig ist (z.B. MIC4605). Der Treiber sorgt auch für korrektes Timing beim Umschalten, denn beide FETs dürfen natürlich nie gleichzeitig eingeschaltet sein, aber auf der anderen Seite sollte die Totzeit bei Umschalten so kurz wie möglich sein.
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