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Offline-Spracherkennung

2022-02-23T22:17:57Z

172.26.42.30: Google VoiceFilter-Lite

Spracherkennung ohne Cloud, englisch ''speech recognition'' oder ''speech-to-text'' (STT).

Oft wird keine echte Spracherkennung benötigt, also Diktat von freiem Text, sondern es reichen wenige vorher festgelegte Sprachbefehle, auch Sprachsteuerung genannt, engl. ''intent'' (z.B. Licht an, Jalousien herunterfahren).

Daneben gibt es noch das Aktivierungswort um die Spracherkennung aufzuwecken engl. ''wake-word'' (z.B. Hey Mercedes). Die nötige Rechenleistung muss gering sein und oft wird die Funktion offline auf dem Endgerät ausgeführt, teilweise von einem spezialisierten Prozessor. [https://de.wikipedia.org/wiki/Aktivierungswort Wikipedia:Aktivierungswort]

Theoretische Grundlagen gibt es auf [https://de.wikipedia.org/wiki/Spracherkennung Wikipedia:Spracherkennung].

===Sprachassistenten für Raspberry Pi===
Natürlich lauffähig auf jedem Linux-System.
* [https://rhasspy.readthedocs.io/en/latest/ Rhasspy-Doku] und [https://community.rhasspy.org/ Rhasspy-Forum]
* [https://jasperproject.github.io/ Jasper]
* [https://www.mycroft.ai/ Mycroft.ai] Nur mit Aufwand Offline, siehe [https://mycroft-ai.gitbook.io/docs/about-mycroft-ai/faq FAQ]
* [https://www.home-assistant.io Home Assistant]
* <s>[https://www.home-assistant.io/components/snips/ Snips]</s> bei [https://www.heise.de/ratgeber/Snips-Raspi-Sprachassistent-ganz-ohne-Cloud-4415247.html c't] und [https://www.elektormagazine.de/news/review-snips-spracherkennung-auf-dem-raspberry-pi Elektor] ''(übernommen von Sonos)''
* [https://getleon.ai Leon] ([https://github.com/leon-ai/leon/issues/37#issuecomment-803709534 Anleitung])

===Windows-Software===
* Windows Spracherkennung (Start -> Einstellungen -> Sprecherkennung)
* Dragon NaturallySpeaking ([https://de.wikipedia.org/wiki/Dragon_NaturallySpeaking#cite_ref-3 Wikipedia])

===Hardwaremodul===
Hardwaremodule in Form von ICs oder Libraries für Controller bieten meist nur vorher definierte Sprachbefehle.

* [https://picovoice.ai PicoVoice.AI] - Library für große Mikrocontroller, also ARM Cortex-M4...M7 [https://www.mikrocontroller.net/topic/520570 Anleitung Arduino]
** Wakeword-Engine Porcupine
** Sprachbefehl-System Rhino für English, Deutsch, Français, Español, Português, Italiano, 日本語, 한국어
** Spracherkennung PicoX (STT) Alpha-Stadium
* [https://www.st.com/en/embedded-software/trulyhandsfree.html ST Sensory’s TrulyHandsfree Voice Control] STM32 Library
* [https://www.voiceinterconnect.de/de/Sprachsteuerung_Ueberblick vicControl] bei [https://www.heise.de/ratgeber/Sprecher-unabhaengige-Spracherkennungsloesung-mit-vicControl-5045009.html heise.de Make: Sprecher-unabhängige Spracherkennung], siehe auch [https://cc2.tv/daten/20210130100000.php cc2.tv: vicCONTROL go] (DevKit)
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/503717 µc.net Diskussion: Sprachsteuerung / Spracherkennung] mit vielen ICs. (2020)
** [https://www.audeme.com/movi.html Audeme MOVI Arduino Shield] 75$ Sprecherunabhängig, "requires no voice samples for training and is speaker independent"
** [https://www.geeetech.com/wiki/index.php/Arduino_Voice_Recognition_Module GeeeTech Arduino Voice Recognition Module] 20$ Unterscheidet ein paar Befehle, die vorher aufgenommen wurden.
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/481315 µc.net Diskussion: Spracherkennungs-chip low-power] (2019)
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/293777 µc.net Diskussion: Welcher Mikrocontroller für Spracherkennung?] (2017)
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/521186 µc.net Diskussion: Spracherkennung auf dem uC] (2021)
** [https://www.nxp.com/design/designs/nxp-edgeready-mcu-based-solution-for-local-voice-control:MCU-LOCAL2-VOICE NXP EdgeReady MCU Based Solution for Local Voice Control]
** [https://www.voiceinterconnect.de voice INTER connect GmbH, Dresden] Sprachsteuerung, Mikrofonarrays, Intercom-Produkte, VoIP-Telefone
** [https://os.mbed.com/docs/mbed-os/v6.12/mbed-os-pelion/machine-learning-with-tensorflow-and-mbed-os.html Library Machine learning with TensorFlow and Mbed OS]
** [https://github.com/espressif/esp-sr Framework esp_sr] für wake word, command recognition, acoustic algorithm (Echo Cancellation, Automatic Gain Control, Noise Suppression)
** [https://direct.nuvoton.com/de/nt-isd9160 Nuvoton ISD9160] IC
* [https://www.mikroe.com/speakup-click SpeakUp click] IC, sprecherabhängig, vorher aufgenommene Befehle

===Open-Source===
* [https://de.wikipedia.org/wiki/Common_Voice Mozilla Common Voice] und [https://github.com/mozilla/DeepSpeech DeepSpeech]
** [https://coqui.ai 🐸Coqui.ai]
*** Blogpost [https://coqui.ai/blog/stt/deepspeech-0-6-speech-to-text-engine STT Fast, Lean, and Ubiquitous]
*** Blogpost [https://coqui.ai/blog/stt/a-journey-to-10-word-error-rate A Journey to <10% Word Error Rate]
*** [https://discourse.mozilla.org/t/coqui-ai-is-here/77027 Mozilla-Forum]
*** [https://github.com/coqui-ai/STT Github]
* [https://en.wikipedia.org/wiki/List_of_speech_recognition_software Wikipedia: Software-Liste], davon Open-Source:
** Julius: [https://de.wikipedia.org/wiki/Julius_(Software) Wikipedia] und [https://wiki.ubuntuusers.de/Simon/ Ubuntu-Wiki Simon (Frontend)]
** CMU Sphinx ([https://en.wikipedia.org/wiki/CMU_Sphinx Wikipedia]) und [https://github.com/cmusphinx/pocketsphinx PocketSphinx]
** [https://kaldi-asr.org Kaldi] (auch [https://github.com/kaldi-asr/kaldi auf GitHub])
* [https://de.wikipedia.org/wiki/Janus_Recognition_Toolkit Wikipedia: Janus Recognition Toolkit]
* [https://www.bishoph.org SOPARE] in Python
* [https://alphacephei.com/vosk/ Vosk] ist ein ''speech recognition toolkit'' mit 20 Sprachen, darunter Deutsch, Englisch, Chinesisch, Russisch; 50 MB je Sprache. Läuft auf Raspberry Pi, Android, iOS.
** [https://github.com/alphacep/vosk-android-demo/releases vosk-android-demo-0.3.23.apk] offline Spracherkennung mit Kaldi (s.o) und Vosk
** [https://f-droid.org/packages/org.dicio.dicio_android F-Droid: Dicio Voice assistant] mit offline Vosk Spracherkennung

==Siehe auch==
* [[Offline-Sprachausgabe (TTS)]]
* [https://openvoice-tech.net OpenVoice-Tech Wiki]
* [https://ai.googleblog.com/2020/11/improving-on-device-speech-recognition.html Google: Improving On-Device Speech Recognition with VoiceFilter-Lite 2020] filter overlapping speech and focus on selected speaker only

Standardbauelemente

2022-02-21T09:06:42Z

172.26.42.30:

Gerade Neulinge kennen das Problem: Man hat eine tolle Schaltung mit vielen Operationsverstärkern, Spannungsreglern, Logikbausteinen, ADCs, was auch immer entwickelt und jetzt geht's an die Realisierung.

Aber welche Bausteine nehmen in dem Wust der Angebote? Also erstmal auf die Seiten der Hersteller und die Produktpalette durchforsten. Nach einigen Stunden gewissenhafter Recherche hat man dann endlich alle Bauteile beisammen und will bestellen. Und dann kommt das böse Erwachen: Einige Bauelemente gibt's nur bei Reichelt, andere nur bei Conrad. Farnell hat zwar das meiste, aber da kann man als Privatperson leider nicht bestellen. Manche ICs bekommt man nur in 1000er Stückzahlen oder sind halt einfach nur viel zu teuer.

Nach einigen Jahren praktischer Erfahrung hat man dann seine "Standardbauelemente", die man immer wieder verwendet. Dieser Artikel soll helfen andere von dieser Erfahrung profitieren zu lassen. Ähnliche Anregungen findet man auch in der [http://dse-faq.elektronik-kompendium.de/dse-faq.htm#F.2 de.sci.electronics-FAQ: Grundausstattung des Bastlers].

== Hinweise ==
Hier soll eine Liste von häufig anzutreffenden, preiswerten und verfügbaren Standardbauelementen entstehen. Diese Liste soll knapp und bündig sein, für technische Daten wird auf die Datenblätter verwiesen. Hier gilt: "weniger ist mehr", exotische Bauelemente sind also unerwünscht. Für hier gelistete Typen sollte gelten:
* für Privatpersonen verfügbar
* preiswert (nicht billig)

Nicht gelistet werden sollen:
* hunderte Typen, die alle den gleichen Zweck erfüllen, aber keinen Mehrwert bringen. Stattdessen auf die bekanntesten / preiswertesten beschränken.
* Details. Stattdessen die Felder "Besonderheiten" und "Anwendungen" benutzen, z. B. "I²C, 12bit" bei Besonderheiten für einen ADC oder "Präzision, Audio" bei Anwendungen für einen OpAmp.

Wer eine Sparte, oder eine Anwendung vermisst, aber selber nichts dazu beitragen kann: Einfach hinzufügen. Wer z. B. einen HF OpAmp sucht und hier nicht fündig wird sollte also eine neue Zeile einfügen und in die Spalte Anwendungen "HF" eintragen. Vielleicht kann ja jemand den Rest der Zeile füllen.

Immer den Grundtypen listen und nicht eine der Varianten, und schon gar nicht alle Varianten einzeln! Also z. B. "LM324" statt "LM324N".

Wenn möglich Direktlinks auf Datenblätter vermeiden und eine Suchmaschine befragen: "http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=lm324_also_zumindest_so_ähnlich_denn_die_suchmaschine_sucht_hier_nicht_mehr_nach_lm324"
* so werden alle Varianten gefunden
* und tote Links vermieden

Die wichtigsten, allgemeinen Standard-Typen ganz oben in der Tabelle listen, danach erst die Spezialtypen für bestimmte Anwendungen.

Und weil es mir so wichtig ist nochmal: Ich rufe geradezu dazu auf, überflüssige, unverfügbare Typen zu löschen!

= Aktive Bauelemente =
== Analog ==

=== Transistoren ===
''Siehe auch:'' '''[[Transistor-Übersicht#NPN|Transistor-Übersicht]]'''
====NPN====
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="transistors-npn"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BC337 BC337]
| 0,04
| Standardtyp (SMD: [http://www.mikrocontroller.net/part/BC817 BC817])
| bis ~300mA sinnvoll
| R,D,P,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.google.de/search?num=100&hl=de&q=datasheet+bc337+filetype%3Apdf&btnG=Suche&meta=lr%3Dlang_de%7Clang_en PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MMBT2222A MMBT2222A]
| 0,05
| SMD Standardtyp
| bis ~ 300mA sinnvoll
| R,D
| [http://www.reichelt.de/?;ACTION=7;LA=6;OPEN=1;INDEX=0;FILENAME=A100%252F2N2222ASMD%2523FAI.pdf;SID=29Jo9LE6wQAR0AADnPx904c70c3257c398b8b92e44b2052e44b2f PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BC547 BC547]
| 0,03
| Standardtyp, [http://www.mikrocontroller.net/part/BC847 (SMD BC847)]
| bis ~50mA sinnvoll
| R,D,[https://www.IT-WNS.de/ I], P
| [http://www.semiconductors.philips.com/acrobat_download/datasheets/BC847_BC547_SER_6.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BC635 BC635]/[http://www.mikrocontroller.net/part/BC639 BC639]
| 0,07
| andere Pinbelegung als BC547 (= BD135 in anderem Gehäuse)
| bis ~500mA sinnvoll
| R,D
| [http://www.semiconductors.philips.com/acrobat/datasheets/BC635_BCP54_BCX54_6.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BD433 BD433]/[http://www.mikrocontroller.net/part/BD437 BD437]
| 0,19
| niedrige Sättigungsspannung
| bis ~2A sinnvoll
| R
| [http://www.fairchildsemi.com/ds/BD%2FBD435.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TIP41C TIP41C]
| 0,24
| Ptot: 65W, geringe Stromverstärkung (max.75)
| Grenzwert 10A
| R
| [http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/fairchild/TIP41C.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TIP102 TIP102]
| 0,42
| Ptot bis 80W mit Kühlkörper, hohe Stromverstärkung von über 1000 über einen sehr großen Bereich (Darlington).
| Grenzwert 8A
| R
| [http://www.fairchildsemi.com/ds/TI%2FTIP102.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TIP3055 TIP3055]
| 0,75
| Ptot bis 90W mit Kühlkörper, Stromverstärkung sehr niedrig (bei großen Strömen << 100)
| Grenzwert 15A
| R
| [http://www.ortodoxism.ro/datasheets/PowerInnovations/mXvutwr.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/2N6284 2N6284]
| 4,50
| Lin. NPN-PowerDarlington, Ptot bis 160W, Stromverstärkung ~ 750
| 100V Ic 20A
| R
| [http://www.ortodoxism.ro/datasheets/SGSThomsonMicroelectronics/mXvsruq.pdf PDF]
|-
|}

====PNP====
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="transistors-npn"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BC327 BC327]
| 0,04
| Komplementärtyp zu [http://www.mikrocontroller.net/part/BC337 BC337]
| bis ~300mA sinnvoll
| R,D,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.google.de/search?num=100&hl=de&q=datasheet+bc327+filetype%3Apdf&btnG=Suche&meta=lr%3Dlang_de%7Clang_en PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BC557 BC557]
| 0,03
| Komplementärtyp zu [http://www.mikrocontroller.net/part/BC547 BC547]
| bis ~50mA sinnvoll
| R,D,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.semiconductors.philips.com/acrobat_download/datasheets/BC556_557_4.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BC636 BC636]/[http://www.mikrocontroller.net/part/BC640 BC640]
| 0,07
| Komplementärtyp zu [http://www.mikrocontroller.net/part/BC635 BC635]
| bis ~500mA sinnvoll
| R,D
| [http://www.semiconductors.philips.com/acrobat/datasheets/BC640_BCP53_BCX53_6.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TIP2955 TIP2955]
| 0,75
| Ptot bis 90W mit Kühlkörper
| Grenzwert 15A
| R
| [http://www.ortodoxism.ro/datasheets/motorola/TIP2955.pdf PDF]
|-
|}

====N-MOSFET====
''Siehe auch:'' '''[[MOSFET-Übersicht#N-Kanal_MOSFET|MOSFET-Übersicht]]'''

BUZ10, BUZ11 etc. sind wie alle BUZ Typen ziemlich veraltet. Bitte nicht listen; es gibt fast immer was besseres von IRF.
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="transistors-npn"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRF1010N IRF1010N]
| 0,78
| max 50V, max 85A, 11 mOhm On-Widerstand
| Alles, was mit POWER zu tun hat ...
| R
| [http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irf1010n.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRF1404 IRF1404]
| 0,96
| max 40V, max 162A, 4 mOhm, 200W
| sehr geringer Rds, TO-220
| R
| [http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irf1404.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRLZ34N IRLZ34N]
| 0,41
| max 55V, max 30A, 35 mOhm On-Widerstand
| Gatespannung kompatibel mit 5V-Controllern.
| R, D, [https://www.IT-WNS.de/ I], C
| [http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irlz34n.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRLML2502 IRLML2502]
| 0,17
| max 20V, max 4,2A (cont.), 45 mOhm On-Widerstand
| SOT23 SMD-FET, extrem niedrige V_GS_th, bei niedrigem R_DS_on
| R, D
| [http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irlml2502.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BS170 BS170]
| 0,10
| max 60V, bis 500mA, 5Ω On-Widerstand
| veraltete Technik, aber in bastelfreundlichem TO-92 Gehäuse
| R,D
| [http://www.fairchildsemi.com/ds/BS/BS170.pdf PDF] (Fairchild)
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BSS123 BSS123]
| 0,05
| max 100V, max 170mA (cont.), Thresholdspannung 1,7V, On-Widerstand 1,3Ω
| SOT23 SMD-FET, auch für 3V3-versorgte Schaltungen bestens geeignet
| R,D
| [http://www.fairchildsemi.com/ds/BS/BSS123.pdf PDF] (Fairchild)
|-
| BUK100-50GL
| 1,15
| Logic-Level Power
|
| R
| [http://www.nxp.com/pip/BUK100-50GL_1.html PDF] (NXP)
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRLIZ44N IRLIZ44N]
| 1,45
| Logic-Level Power 30A 55V 22mohm
| TO-220
| R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
|
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRLR2905 IRLR2905]/[http://www.mikrocontroller.net/part/IRLU2905 IRLU2905]
| 0,60
| Logic-Level Power 36A 55V RDS=27 mOhm
| D-Pak
| R, C, P
|
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRLU3410 IRLU3410]
| 0,71
| Logic-Level Power, 100V, 17A, 105mOhm RDS(on), I-PAK
|
| R
| [http://www.datasheetarchive.com/pdf-datasheets/Datasheets-303/37622.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRF7301 IRF7301]
| 0,91
| Dual N-MOSFET mit nur 70mOhm RDS(on) bei 2.7 V, SO-8
| Laststromschaltung bei kleinen Spannungen, z. B. an Akkus
| C, R
| [http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irf7301.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/PMV30UN PMV30UN]
| 0,35
| max 20V, 5.7A (5s), <36mOhm(@4.5V), <63mOhm(@1.8V) On-Widerstand, Ultra-Low-Level: 1.8V.
| SOT-23 SMD, Treiber für Microcontroller-Ausgänge, Motortreiber, Verpolschutz.
| D
| (NXP)
|}

====P-MOSFET====
''Siehe auch:'' '''[[MOSFET-Übersicht#P-Kanal_MOSFET|MOSFET-Übersicht]]'''

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="transistors-npn"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRLML6401 IRLML6401]
| 0,20
| max -12V, ca -4,3A (cont.), ca. 0,05Ω On-Widerstand (bei VGS -4,5V)
| SOT-23 SMD FET, extrem niedrige V_GS_th, bei niedrigem R_DS_on
| R, D
| [https://www.infineon.com/dgdl/irlml6401pbf.pdf?fileId=5546d462533600a401535668b96d2634 PDF] Infineon
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRLML6402 IRLML6402]
| 0,21
| max -20V, ca -3,7A (cont.), ca. 0,05Ω On-Widerstand (bei VGS -4,5V)
| SOT-23 SMD FET, extrem niedrige V_GS_th, bei niedrigem R_DS_on
| R
| [https://www.infineon.com/dgdl/irlml6402pbf.pdf?fileId=5546d462533600a401535668d5c2263c PDF] Infineon
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRF7220 IRF7220]
| 0,50
| max -14V, ca -10A (cont.), ca. 0,02Ω On-Widerstand
| Gehäuse SO-8, brauchbar in 3,3V Systemen
| R
| [http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irf7220.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRFR5305 IRF5305]
| 0,56
| max -55V, -31A (cont.), ca. 0,065Ω On-Widerstand
| Gehäuse D-Pak (SMD, TO-252AA), Uth=-2 bis -4V
| R
| [http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irfr5305.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BS250 BS250]
| 0,26
| max -45V, bis -230mA (cont.), 14 (und mehr) Ohm On-Widerstand
| veraltete Technik aber in bastelfreundlichem TO-92 Gehäuse von R lieferbar
| R
| [http://www.vishay.com/docs/70209/70209.pdf PDF] (Vishay)
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/NDS0610 NDS0610]
| 0,07
| max -60V, bis -120mA (cont.), 20 (und mehr) Ohm On-Widerstand
| SOT-23 SMD Gehäuse Anwendung z. B. als [http://www.mikrocontroller.net/topic/42113#317220 Verpolschutz mit geringem Spannungsabfall]
| R, D DK
| [http://www.fairchildsemi.com/ds/ND%2FNDS0610.pdf PDF] (Fairchild)
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/PMV33UPE PMV33UPE]
| 0.52
| max -20V, 5.3A (5s), <36mOhm(@4.5V), <65mOhm(@1.8V) On-Widerstand, Ultra-Low-Level: 1.8V.
| SOT-23 SMD, Treiber für Microcontroller-Ausgänge, Motortreiber, Verpolschutz.
| D
| (NXP)
|-
|}

====MOSFET-Pärchen====

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="transistors-npn"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRF7389 IRF7389]
| 0,51
| 30 V, >2,5 A, 30/60 mOhm On-Widerstand
| Gehäuse SO-8
| D,R
| [http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irf7389.pdf PDF]
|-
|}

=== Dioden ===
==== Standarddioden ====
''Siehe auch:'' '''[[Dioden-Übersicht]]'''

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="transistors-npn"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/1N4148 1N4148]
| 0,02
| Kleinsignal-Gleichrichterdiode
| 75V/150mA
| R,D,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.fairchildsemi.com/ds/1N/1N4148.pdf D]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/1N4007 1N4001]..[http://www.mikrocontroller.net/part/1N4007 1N4007]
| 0,02
| Mehrzweck-Gleichrichterdiode, 1N4001..1N4007 mit gestaffelter Sperrspannung
| 1A 50..1000V
| R,D,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.fairchildsemi.com/ds/1N/1N4001.pdf D]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/UF4001 UF4001]..[http://www.mikrocontroller.net/part/UF4007 UF4007]
| 0,06 - 0,07
| UltraFast-Gleichrichterdiode, gestaffelte Sperrspannung, trr<50ns bzw 75ns
| 1A
| R, D
| [http://www.ortodoxism.ro/datasheets/vishay/uf4001.pdf Datenblatt]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/1N5400 1N5400]..[http://www.mikrocontroller.net/part/1N5408 1N5408]
| 0,06
| Mehrzweck-Gleichrichterdiode, 1N5400..1N5408 mit gestaffelter Sperrspannung
| 3A, 50..1000V
| R, D
| [http://www.ortodoxism.ro/datasheets/fairchild/1N5401.pdf D]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/UF5404 UF5404], [http://www.mikrocontroller.net/part/UF5408 UF5408]
| 0,11 bzw 0,22
| UltraFast-Gleichrichterdiode, gestaffelte Sperrspannung, trr<50ns bzw 75ns
| 3A, 50..1000V
| R
| [http://www.vishay.com/docs/88756/uf5400.pdf D]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BAT46 BAT46]
| 0,10
| Kleinsignal-Schottky-Diode
| 150mA
| D,R
| [http://www.alldatasheet.com/view.jsp?Searchword=BAT46 D]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BAT54 BAT54(A/C/S)]
| 0,04
| sehr schnelle Kleinsignal-(Doppel-)Schottky-Diode
| 200mA
| R,D,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.alldatasheet.com/view.jsp?Searchword=BAT54 D]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/SB120 SB120]..[http://www.mikrocontroller.net/part/SB160 SB160]
| 0,13
| Schottky-Diode
| 1A 20-60V
| R,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.alldatasheet.com/view.jsp?Searchword=SB140 D]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/1N5817 1N5817]..[http://www.mikrocontroller.net/part/1N5819 1N5819]
| 0,15
| Schottky-Diode, sehr ähnlich zu SB120-140
| 1A 20/30/40V
| R, D, C, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.alldatasheet.com/view.jsp?Searchword=1N5819 D]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/1N5822 1N5822]
| 0,16
| Schottky-Diode
| 3A 40V
| R
| [http://www.alldatasheet.com/view.jsp?Searchword=1N5822 D]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BA159 BA159]
| 0,051
| Standard-Diode
| HF 1A 1000V
| R
| [http://www.alldatasheet.com/view.jsp?Searchword=BA159 D]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BAV99 BAV99]
| 0,041
| Standard-Doppeldiode, SOT-23
| ESD-Schutz
| R
| [http://www.alldatasheet.com/view.jsp?Searchword=BAV99 D]
|-
|}

==== Z-Dioden ====
Nahezu jeder Lieferant von Elektronikbauteilen hat [[Diode#Z-Diode|Z-Dioden]] im Sortiment. Meist gliedert sich das Angebot in die 0,5W und 1,3W-Typen. Für den Handapparat sind fertig gefüllte Sortierkästen eine gute Wahl. Sie enthalten 10-20 Stück jeder Spannung einer Leistungsklasse. Wer weniger braucht, dem seien einige Standardanwendungsfälle angeraten:
* Querregler für kleinste Leistungen, typ. Spannungen 3.3V, 5,1V, 9V, 12V
* Spannungsbegrenzung an MOSFET-Gates 10V
* Bereitstellung von Referenzspannungen 2,4V-15V (bis 10V in 0,3V-Schritten, darüber 1V-Schritte)
* Die Spannung von Z-Dioden unterhalb von 5V ist stark vom Strom abhängig und die Nennspannung wird je nach Typ bei unterschiedlichem Strom spezifiziert, so dass bei verschiedenen 3,3V Typen recht verschiedene Spannungen auftreten können

==== Suppressordioden ====
Suppressordioden sind praktisch Z-Dioden mit hoher Pulsleistung bei kleiner Bauform. Es gibt diese für Kleinspannung und Hochspannung (Netzanwendungen), wo sie in einigen Fällen Varistoren zur Spannungsbegrenzung ersetzen können. Die Kennlinie von Varistoren ist „weicher“ und erlaubt keine so präzise Spannungsbegrenzung wie mit Suppressordioden. Für Wechselspannungsanwendungen gibt es auch solche mit zwei antiseriellen Z-Dioden gleicher Durchbruchsspannung.

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="suppressordioden"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| P6KExxxA
|
| THT, 600W, 6,8-440V, unidirektional
|
|
|-
| P6KExxxCA
|
| THT, 600W, 6,8-440V, bidirektional
|
|
|-
| 1V5KExxxA
|
| THT, 1500W, 6,8-440V, unidirektional
|
|
|-
| 1V5KExxxCA
|
| THT, 1500W, 6,8-440V, bidirektional
|
|
|-
| SMAJxxxA
|
| SMD, 400W, 5-440V, unidirektional
|
|
|-
| SMAJxxxCA
|
| SMD, 400W, 5-440V, biidirektional
|
|
|-
| SMBJxxxA
|
| SMD, 600W, 5-440V, unidirektional
|
|
|-
| SMBJxxxCA
|
| SMD, 600W, 5-440V, biidirektional
|
|
|}

==== Leuchtdioden====
Die Auswahl an [[LED|Leuchtdioden]] übersteigt die 2000 Typen. Sie unterscheiden sich nicht nur in der Farbe, der Form und den Bauweisen, auch die Leuchtstärke und der dafür notwendige Strom sind Auswahlkriterien. Wie bei den Z-Dioden sind Sortimente im Fall von Unsicherheit die beste Wahl. Ansonsten sind:
* für Anzeigezwecke Leuchtstärken von 2-50 mcd ausreichend, zumal die Abstrahlwinkel über 90° liegen.
* Bis 2000 mcd sind bereits Schutzmaßnahmen notwendig, denn bei 30° Abstrahlwinkel ist es fürs Auge bereits gefährlich
* Mehr als 4000 mcd sind schon sehr hell, selten sind die Abstrahlwinkel allerdings größer als 15°

RGB-LEDs gibt es in drei Grundkonfigurationen. Die gemeinsame Anode (common anode) erlaubt die Open-Collector-Ansteuerung der einzelnen Farben per NPN-Transistor. Für die gemeinsame Katode (common cathode) muss man dann einen PNP-Transistor einsetzen oder spezielle Anzeigentreiber. Letztere setzen zu einem wesentlichen Teil auf gemeinsame Katode. Die Ansteuerung mit Logik-Ausgängen hängt davon ab, wieviel Strom der Ausgang verträgt (sink, common anode) oder liefert (source, common cathode).
Die dritte Version enthält einen Deserialisierungs- und PWM-Ansteuerchip, am bekanntesten ist WS8212.
Alle RGB-LEDs sind ''Hybridschaltungen'', bestehen also aus mehreren Chips.
Wegen der verschiedenen Halbleitermaterialien, etwa GaP, GaN und InGaN.
Man braucht sich daher über „schielende“ Billig-RGB-LEDs nicht zu wundern.

Leistungs-LEDs, die 0,3 A und mehr vertragen, gehören nicht zu den Standardbauteilen, erfreuen sich aber großer Beliebtheit. Da sie grundsätzlich der Kühlung bedürfen und in SMD-Bauweise gefertigt werden, ist der Kauf auf fertigen Kühlträgern empfehlenswert. Diese lassen sich auf größere Kühlkörper schrauben und bieten gut lötbare Anschlussflächen. Die früher beliebten sternförmigen Träger sind inzwischen nicht mehr erhältlich.

Eine Sammlung aus je 10 LEDs der Farben rot, grün, gelb und weiß, 5 mm Durchmesser und ca. 30 mcd, zzgl. 20 Widerstände 330 Ohm (1/4 W) sind für 5 V und das Steckbrett völlig ausreichend. Für die Unterstützung (warm-)weißer Leistungs-LEDs (je ca. 90 lm) müssen schon Typen mit >2000 mcd (bevorzugt gelb oder orange) vorgesehen werden.

=== Instrumentenverstärker ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="transistors-npn"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/INA128 INA128]
| 6,37
| Verstärkung über 1 Widerstand einstellbar
| Brückenverstärker , Datenerfassung
| F
| [http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/ina128.pdf#search=%22ina128%22 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/INA326 INA326]
| 3
| Low Power, läuft an 3.3 oder 5 V
| Medizintechnik (EKG), Sensoren
| DK, C
| [http://www.ti.com/lit/gpn/ina326 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/AD620 AD620]
| 8
| Standardtyp
| EKG, EEG, Brückenverstärker
| R, RS, DK
| [http://www.analog.com/UploadedFiles/Data_Sheets/37793330023930AD620_e.pdf PDF]
|-
|}

=== Operationsverstärker ===

Es sind die ''typical values'' bei ''25°C'' angegeben. Falls es selektierte Versionen gibt (z. B. LM358'''A''') ist der schlechtere Wert des Standardteils angegeben.

Bei den R2R output Werten immer die Last RL in Ohm mitangeben, ansonsten sind die Werte relativ sinnlos. Teilweise steht auch dabei für welche Versorgungsspannung dies gilt.
Vcc ist Versorgungs-Plus. Vee ist Versorgungs-Minus.

Bei der Stromaufnahme (supply current) ist der Strom pro IC angegeben. Weil es besser aussieht, ist sie in den Datenblättern oft pro OPV angegeben und muss z. B. bei einem Quad noch mit vier multipliziert werden.

Der Preis ist für Einzelstücke angegeben und entspricht meistens dem bei Reichelt.

''' ''Siehe auch:'' [http://www.rn-wissen.de/index.php/Operationsverst%C3%A4rker#Liste_g.C3.A4ngiger_Typen_von_Operationsverst.C3.A4rkern RN - Liste gängiger Typen von Operationsverstärkern]'''

<center>Die Tabelle lässt sich mit einem Klick auf die Überschriften '''sortieren'''.</center>
{| {{Tabelle}} style="font-size:80%" class="wikitable sortable" id="opamps"
|- style="writing-mode:sideways-lr"
! Bezeichnung
! OPVs
! Unity- Gain in MHz
! Slew-Rate in V/µs
! Input Offset Spannung in mV
! Input Offset Strom
! Input Bias Strom
! R2R in
! R2R out @RL Vcc
! Strom- aufnahme in mA
! Bemerkung
! Daten- blatt
! Lieferant
! Preis (€)
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM358 LM358] / [http://www.mikrocontroller.net/part/LM324 LM324]
| 2 / 4
| 1
| 0,5
| 3
| 5 nA
| 45 nA
| Vcc-2V Vee-0,1V
| Vcc-1,5V Vee+5mV @10kΩ 5V
| 0,8
| Standard-OP, Vcc=3V-30V, Isink=15mA Isource=30mA Isink-max=40mA
| [http://www.ti.com/lit/gpn/lm358 PDF(358)] / [http://www.ti.com/lit/gpn/lm324 PDF(324)]
| alle
| 0,19
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TL072 TL072]
| 2
| 3
| 13
| 3
| 5 pA
| 65 pA
| Vcc-0V Vee+3V
| Vcc-1,5V Vee+1,5V @10kΩ 30V
| 2,8
| Standard Audio, Low Noise/JFET Eingang, Quad-Version: TL074, single: TL071(mit Offsetkorr.)
| [http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/tl072.pdf PDF]
| alle
| 0,17
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/NE5532 NE5532]
| 2
| 10
| 9
| 0,5
| 10 nA
| 500 nA
|
| Vcc-2V Vee+2V @600Ω 30V
| 8
| Standard Audio OP, treibt 600Ω, Iout=35mA
| [http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/ne5532.pdf PDF]
| alle
| 0,23
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MAX4238 MAX4238/4239]
| 1
| MAX4238: 1.0, MAX4239: 6.5
| MAX4238: 0.35, MAX4239: 1.6
| 0,0001
| 2 pA
| 1 pA
| Vcc+0.3V Vee-0.3V
| Vcc-4mV Vee+4mV @10kΩ / Vcc-35mV Vee+35mV @1kΩ
| 0.6 @Vcc=5.5V
| very low offset ("zero offset") 0.1µV, Rail2Rail, Vcc=2.7-5.5V, MAX4239: min. Gain x10
| [http://datasheets.maxim-ic.com/en/ds/MAX4238-MAX4239.pdf PDF]
| F, (R MAX4238)
| 2,55 (1,45)
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/OPA333 OPA333]
| 1
| 0.350
| 0.16
| 0.002
| 140 pA
| 70 pA
| Vcc+0.1V Vee-0.1V
| Vcc-30mV Vee+30mV @10kΩ
| 0.017
| micro power, low offset 2µV, Rail2Rail, Vcc=1.8-5.5V, SOT23-5 SO-8, Dual:OPA2333
| [http://focus.ti.com/general/docs/lit/getliterature.tsp?genericPartNumber=opa333&fileType=pdf PDF]
| F
| 3,60
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/OPA335 OPA335]
| 1
| 2
| 1.6
| 0.001
| 120 pA
| 70 pA
| Vcc-1.5V Vee-0.1V
| Vcc-15mV Vee+15mV @10kΩ, Vcc-1mV Vee+1mV @100kΩ
| 0.285
| low offset 1µV, Rail2Rail, Vcc=2.7-5.5V, SOT23-5 SO-8, Dual:OPA2335
| [http://focus.ti.com/general/docs/lit/getliterature.tsp?genericPartNumber=opa335&fileType=pdf PDF]
| F
| 3,50

|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TL062 TL062]
| 2
| 1
| 3
| 3
| 5 pA
| 30 pA
|
|
| 0,4
| Low Power/JFET Eingang, veraltet
| [http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/tl062.pdf PDF]
| alle
| 0,17
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TS912 TS912]
| 2
| 1 @5V
| 0,8 @5V
| 2-10
| 1 pA
| 1 pA
| Vcc+0,2V Vee-0,2V over the rail
| Vcc-0,05V Vee+0,04V @10kΩ 5V
| 0,4
| Standard Rail2Rail Typ, Vcc=2,7-16V, Iout=40mA, Quad: TS914
| [http://www.st.com/stonline/products/literature/ds/2325/ts912.pdf PDF]
| alle
| 0,80
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LMC6484 LMC6484]
| 4
| 1,5
| 0,9
| 3
| 2 pA
| 4 pA
| Vcc+0,2V Vee-0,2V over the rail
| Vcc-0,2V Vee+0,2V @2kΩ 5V
| 3
| Iout=16mA@5V Iout=28mA@15V
| [http://www.national.com/ds.cgi/LM/LMC6484.pdf PDF]
| R
| 2,35
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/OPA2340 OPA2340]
| 2
| 5,5
| 6
| 0,150
| 1 pA
| 1 pA
| Vcc+0,5V Vee-0,5V over the rail
| Vcc-0,04V Vee+0,04V @2kΩ
| 1,5
| CMOS Vcc=2,5V - 5,5V
| [http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/opa4340.pdf PDF]
| R
| 1,65
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LF356 LF356]
| 1
| 5
| 12
| 3
| 3 pA
| 30 pA
| Vcc'''+'''0,1V Vee+3V
| Vcc-2V Vee+2V @10kΩ 30V
| 5
| high bandwidth J-FET, Settling-Time = 1,5µs @0.01% error-voltage, Eingang knapp über Vcc,
| [http://www.reichelt.de/?;ACTION=7;LA=6;OPEN=0;INDEX=0;FILENAME=A200%252FLF355_LF356_LF357%2523STM.pdf; PDF]
| alle
| 0,50
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/OP07 OP07]
| 1
| 0,6
| 0,3
| 0,030
| 0,4 nA
| 1 nA
| Vcc-1,5V Vee+1,5V
| Vcc-2,2V Vee+2,2V @2kΩ 15V
| 0,7 - 2,5
| geringer Offset <80µV je nach Hersteller
| [http://www.reichelt.de/?;ACTION=7;LA=6;OPEN=1;INDEX=0;FILENAME=A200%252FOP07%2523AD.pdf; PDF]
| alle
| 0,25
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LMC6062 LMC6062]
| 2
| 0,1
| 0,015
| 0,1
| 0,01 pA max:2pA
| 0,01 pA max:4pA
|
| Vcc-0,05V Vee+0,05V @25kΩ 5V
| 0,045
| Precision, Micropower, CMOS, Is~40µA (typ.), Iout=8mA
| [http://www.national.com/ds.cgi/LM/LMC6062.pdf PDF]
| R
| 2,05
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM4250 LM4250]
| 1
| 0,3-0,01
| 1-0,001
| 3-5
| 3-10 nA
| 8-50 nA
| Vcc-0,6V Vee+0,6V
| Vcc-0,6V Vee+0,6V @10kΩ 3V
| 0,008 - 0,09
| Micropower, "programmierbar", Werte jeweils für Is=8µA und 90µA
| [http://www.national.com/ds.cgi/LM/LM4250.pdf PDF]
| R
| 0,98
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/ICL7621 ICL7621]
| 2
| 0,5
| 0,15
| 15
| 30 pA
| 1 pA
| Vcc-0,3V Vee+0,3V unklar 
| Vcc-0,1V Vee+0,1V @100kΩ
| 0,2
| Micropower CMOS Vcc=2V - 16V
| [http://datasheets.maxim-ic.com/en/ds/ICL7611-ICL764X.pdf PDF]
| R
| 1,10
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/ICL7611 ICL7611] / [http://www.mikrocontroller.net/part/ICL7612 ICL7612]
| 1
| 0,5
| 0,15
| 15
| 30 pA
| 1 pA
| Vcc-0,3V Vee+0,3V unklar 
| Vcc-0,1V Vee+0,1V @100kΩ
| 0,010 - 1
| gleich mit ICL7621, aber nur 1 OPV und dafür programmierbar: Is= 10µA, 100µA, 1mA
| [http://datasheets.maxim-ic.com/en/ds/ICL7611-ICL764X.pdf PDF]
| R
| 0,82
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM13700 LM13700]
| 2
| 2
| 50
| 0,5
| 0,1 µA
| 0,4 µA
|
| Vcc-0,8V Vee+0,6V
| 2,6
| OTA - Steilheits-OP 50V/µs
| [http://www.national.com/ds.cgi/LM/LM13700.pdf PDF]
| R
| 0,90
|-

| [http://www.mikrocontroller.net/part/µA733 µA733]
| 1
| 1200*
|
|
| 6 µA
| 40 µA
|
| Vcc-3,5V Vee+3,5V @2kΩ
| 25
| Video OP, Vcc=12V, Isink=2mA; Gains of 10, 100, 400; Rin=8kΩ; VOutput offset=0,6V;
| [http://www.national.com/ds.cgi/LM/µA733 PDF]
| R
| 0,50
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/NE592 NE592]
| 1
| 1200*
|
|
| 1 µA
| 9 µA
|
| Vcc-4V Vee+4V @2kΩ
| 20
| Video OP, Vcc=12V, Isink=15mA; Rin=4-30kΩ; VOutput offset=1,5V;
| [http://www.national.com/ds.cgi/LM/NE592 PDF]
| R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| 0,40
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LT1363 LT1363]
| 1
| 70
| 1000
| 1,5
| 120 nA
| 0,6 µA
| Vcc-1,6V Vee+1,8V
| Vcc-0,9V Vee+0,9V @500Ω 10V
| 7
| Steilheits OP, Vcc=5-15V, Isink/source=30-60mA; Rin=5MΩ*;
| [http://www.linear.com/docs/3603 PDF]
| R
| 3,80
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/CA3140 CA3140]
| 1
| 4,5
| 9
| 5
| 0,5 pA
| 10 pA
| Vee-0,5V
| Vcc-2V Vee+0,6V @2kΩ 15V
| 4
| BIMOS-OP - kleiner Eingangsstrom, ideal für Single-Supply, Vcc-min=4V
| [http://www.intersil.com/data/fn/fn957.pdf PDF]
| R
| 0,47
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TCA0372 TCA0372]
| 2
| 1,1
| 1,3
| 1
| 10 nA
| 100 nA
| Vee to Vcc-1,0V
| Vcc-0,8V Vee+0,8V @0,1A 30V Vcc-1,3V Vee+1,3V @1A 24V
| 5
| Power-OPV, Thermal Shutdown, Io=1A Io(max)=1.5A
| [http://www.reichelt.de/?;ACTION=7;LA=6;OPEN=0;INDEX=0;FILENAME=A200%252FTCA0372%2523MOT.pdf; PDF]
| alle, R
| 0,70
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LA6510 LA6510]
| 2
|
| 0,15
| 2
| 10 nA
| 100 nA
| Vcc-2V Vee+0V
| Vcc-2V Vee+2V @33Ω 30V
| 12
| Power-OPV, current limiter pin, Imax=1A P=2,5W, Gehäuse:SIP10F
| [http://www.reichelt.de/?;ACTION=7;LA=6;OPEN=0;INDEX=0;FILENAME=A200%252FLA6510%2523SAN.pdf; PDF]
| R
| 0,80
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/L272 L272]
| 2
| 0,35
| 1
| 15
| 50 nA
| 300 nA
|
| Vcc-1V Vee+0,3V @0,1A 24V Vcc-1,5V Vee+0,6V @0,5A 24V
| 8
| Power-OPV, Vcc=4V-28V, Io=0,7A P=1W, Thermal Shutdown @160°C
| [http://www.reichelt.de/?;ACTION=7;LA=6;OPEN=0;INDEX=0;FILENAME=A200%252FL272fai.pdf; PDF]
| R
| 0,70
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TLC272 TLC272]
| 2
| 1,7
| 2,9
| 1,1
| 0,1 pA
| 0,7 pA
| Vcc-0.8V Vee-0.3V
| Vcc-1.2V Vee+0V @10kΩ
| 5
| Precision OPV, für hochohmige Messanwendungen, Single: TLC271, Quad: TLC274, weniger Offset: TLC277
| [http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/tlc272.pdf PDF]
| R, CSD
| 0,26
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MCP602 MCP602-I/P]
| 2
| 2,8
| 2,3
| 1
| 1 pA
| 1 pA
| Vcc-1,2V Vee-0,2V
| Vcc-0,1V Vee+0,1V @5kΩ
| 0,5
| Vcc=2,7V-5,5V Vout=20mA
| [http://www.chipcatalog.com/Doc/88306CED2FD891755A0736169A8D31C1.pdf PDF]
| R
| 0,55
|-

|}

Warum findet sich in obiger Liste kein [http://www.mikrocontroller.net/part/LM741 741], war er doch lange Zeit "der" OPV schlechthin? Nun, er wird allgemein als "veraltet" angesehen, da er aus den 60er Jahren stammt (1968 von Fairchild vorgestellt, etwa ab 1969 kommerziell erhältlich) und keine besonderen technischen Daten aufweist. Der immerhin etwa fünf Jahre jüngere 324 (von 1974) kostet häufig ein paar Cent weniger, enthält dafür aber vier statt einen OPV mit besseren Daten.

=== Lineare NF-Verstärker ===

{| {{Tabelle}} style="font-size:80%" class="wikitable sortable" id="NFAmps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeich- nung
! Kanäle
! Ausgangs- strom [A}
! Ausgangs- leistung [W]
! Bemerkung
! Datenblatt
! Lieferant
! Preis [€]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TDA2030 TDA2030]
| 1
| 3,5
| 14
|
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=TDA2030 PDF]
| alle
| 0,73
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TDA2050 TDA2050]
| 1
| 5
| 32
|
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=TDA2050 PDF]
| alle
| 1,00
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TDA7294 TDA7294]
| 1
| 10
| 100
|
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=TDA7294 PDF]
| alle
| 2,10
|}

=== HF-taugliche Verstärker ===
Für HF-Anwendungen eigenen sich besonders:

[http://www.mikrocontroller.net/part/LT1222 LT1222]

=== Komparatoren ===

Komparatoren sind im Vergleich zu OPVs deutlich schneller. Man sollte sie immer nur als Komparatoren benutzen und nicht als lineare Verstärker. OPVs sollte man nur als Komparatoren beschalten, wenn es nicht um hohe Schaltgeschwindigkeiten geht, siehe [[Schmitt-Trigger]].

<center>Die Tabelle lässt sich mit einem Klick auf die Überschriften '''sortieren'''.</center>
{| style="font-size:80%" class="wikitable sortable" id="Komparatoren"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Name
! Kanäle
! Schalt- zeit
! Input Offset Spannung [mV]
! Input Bias Strom 
! R2R in
! Aus- gang
! Strom- aufnahme [mA]
! Bemerkung
! Daten- blatt
! Liefer- ant
! Preis (€)
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM393 LM393]
| 2
| 1,5us
| 1
| 65 nA
| Vcc-2V Vee+0V
| Open- Collector
| 1,6
| Standard
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=lm393 PDF]
| alle
| 0,10
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM339 LM339]
| 4
| 1,5us
| 1,4
| 60 nA
| Vcc-2V Vee+0V
| Open- Collector
| 1,1
| Standard
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=lm339 PDF]
| alle
| 0,10
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TLC3702 TLC3702]
| 2
| 1,1us
| 1,2
| 5pA
| Vcc-1,5V Vee-0,2V
| PushPull
| 0,02
| Micro- power
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=tlc3702 PDF]
| F, C, R
| 0,80
|-
| MAX9601
| 2
| 0,5ns
| 1
| 6µA
| Vcc-2V Vee+3V
| PECL
| 30
| High Speed
| [https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX9600-MAX9602.pdf PDF]
| F, U
| 7
|-


|}

=== Spannungsregler ===
==== Linearregler ====
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="linearregler"
|- bgcolor="#eeeeee" style="writing-mode:sideways-lr"
! Bezeichnung
! Beschreibung
! Eingangs- spannung [V]
! Ausgangs- spannung [V]
! Ausgangs- strom [mA]
! Anwendungen
! Lieferant
! Preis [€]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LP2950 LP2950]
| LDO
| 30
| 2,5, 3, 3,3, 3,6, 5
| 100
| TO-92, Iq=120µA
| R, D
| 0,39 - 0,53
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM2940 LM2940]
| LDO
| 26
| 5, 8, 9, 10, 12, 15
| 1000
| Verpolschutz, TO-220, SOT-223.
| R, D
| 0,40
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM1117 LM1117]
| LDO
| 20
| 1,8, 2,5, 2,85, 3,3, 5
| 800
| SOT-223. 3V3 oder einstellbar
| D, R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| 0,65
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM317 LM317]
| einstellbar
| 40 (Uein-Uaus)
| 1,2 - 37
| 1500
| TO220
| alle
| 0,22
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM337 LM337]
| einstellbar, negativ
| -40 (Uein-Uaus)
| -1,2 - -37
| 1500
| TO220
| alle
| 0,22
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MAX663 MAX663]
| einstellbar, niedriger Iq
| 2-16,5
| 5V, 1,3-16
| 40
|
|
| 1,80
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM7805 LM78xx]
| Fest
| 35
| 5, 6, 8, 9, 10, 12, 15, 18, 24
| 1000
|
| alle
| <1,00
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM7905 LM79xx]
| Fest, negativ
| -35
| -5, -6, -8, -9, -10, -12, -15, -18, -24
| 1000
|
| alle
| <1,00
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LF33 LF33], LFxx
| LDO
| 18
| 1,25, 1,5, 1,8, 2,5, 2,7, 3, 3,3, 3,5, 4, 4,5, 4,7 5, 5,2, 5,5, 6, 8, 8,5, 9, 12V
| 1000
| TO-220
| R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| <1,00
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MCP1700 MCP1700]
| LDO, niedriger Iq
| 13,2
| 1,2, 1,5, 1,8, 2,5, 2,8, 3,0, 3,3, 4,0, 5,0
| 200
| TO-92, SOT-89, SOT-23
| R, F, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| <1,00
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM2931 LM2931]
| LDO
| 26
| 3,3, 5, 3-24
| 100
| TO-220, TO-92, SMD, Automotive, Iq=0,4mA
| R
| ~0,30 - 0,40
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM723 μA723] LM723
|
| 40
| 2-37
| 150
| Labornetzteile, DIP-14, SO-14
| alle
| ~0,35
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TL783 TL783]
| hohe Eingangsspannung
| 125
| 1,25-125
| 700
| TO-220
| R
| ~2,00
|}

Siehe auch:
* [http://www.ti.com/litv/pdf/snva020b AN-1148: Application Note 1148 Linear Regulators: Theory of Operation and Compensation] von National Semiconductor Corporation (PDF)

==== Schaltregler ====
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="schaltregler"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:7em" | Bezeich- nung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:6em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM2576 LM2576] LM2575 LM2574
| 0,90
| Step-Down (einstellbar/"ADJ" oder Festspannung)
| max 40Vin -> 1,2 - 37Vout, TO220-5 u.a., LM2576 bis 3A, LM2575 bis 1A, LM2574 bis 0,5A, als HV-Typen Vin bis 63V
| alle - Achtung: R liefert u.U. den nur zum LM2596 äquivalenten P3596
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LM2576 PDF] [http://www.mikrocontroller.net/topic/58094#450561 Beitrag]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM2577 LM2577] LM1577
|
| Step-Up (ADJ oder Festsp.), auch als Step-Up/-Down ([http://www.mikrocontroller.net/topic/262140 "buck boost" bzw. SEPIC]) betreibbar
| 3,5 - 40Vin -> 0 - 60Vout, TO220-5 u.a.,
|
| [http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm2577.pdf PDF]
|-
| [[MC34063 | MC34063A]]
| 0,29
| Step-Up ~0,3A / Step-Down 0,7A / Inverter 0,2A-0,6A
| SO-8/DIP-8; Tool zum Berechnen auf [http://www.nomad.ee/micros/mc34063a/index.shtml www.nomad.ee]
| R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.onsemi.com/pub/Collateral/MC34063A-D.PDF PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/PR4401 PR4401]
| 0,50
| Led-Treiber, Step-Up, Batteriebetrieb mit einer Zelle (bis 0,9 V)
| SO-23
| R, [http://www.ak-modul-bus.de/ AK Modul-Bus], [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.prema.com/images/downloads/Datenblatt_PR4401_PR4402.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LT1930 LT1930] [http://www.mikrocontroller.net/part/LT1932 LT1932]
| 3
| Leistungs-Led-Treiber, Step-Up
| SO-23
| R
| [http://www.linear.com/pc/productDetail.jsp?navId=H0,C1,C1003,C1042,C1031,C1061,P1813 PDF]

|-
|}

==== Shuntregler/[[Spannungsreferenz]] ====
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="U_ref"
|- bgcolor="#eeeeee" style="text-align:center;writing-mode:sideways-lr"
! style="width:6em" | Bezeichnung
! style="width:3em" | Preis [€]
! style="width:4em" | Spannung [V]
! style="width:5em" | Strom [mA]
! style="width:3em" | Fehler [%]
! style="width:5em" | Temperaturkoeffizient typ/max [ppm/K]
! Anwendungen
! style="width:5em" | Lieferant
! style="width:3em" | Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TL431 TL431]
| 0,15
| 2,5-36
| 1-100
| 2
| 20/70
| Präzise Alternative zur Z-Diode; SO8; TO92
| C, R, DK
|[http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=TL431 PDF]
|-
| TLV431A
| 0,30
| 1,25-6
| 0,1-15
| 1
| 70
| Low Current, low Voltage Version des TL431; SOT23
| R, DK
|[http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=TLV431 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LT1021 LT1021]
| 5,00
| 5; 7; 10
| 10
| 1; 0,05
| 2/5
| Präzisionsreferenz, +/-10mA Ausgangsstrom
| C, R, DK
|[http://www.datasheetarchive.com/pdf/getfile.php?dir=Datasheets-17&file=DSA-321686.pdf&scan= PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LT1004 LT1004]
| 1,90
| 1,235; 2,5
| 0.01-20
| 0,8
| 20/50
| niedriger Stromverbrauch, ab 20 µA; 1,2V bessere Eigenschaften; TI != LT
| R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
|[http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LT1004 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LT1009 LT1009]
| 1,95
| 2,5
| 1-10
| 0,2
| 20/30
| verbesserter Ersatz für LM336
| R
|[http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LT1009 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM336-2.5 LM336-2.5]
| 0,20
| 2,5; 5,0
| 0,6-10
| 4
| 70/230
| TO92; SO8; 1% erhältlich
| C, R, DK
|[http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LM336 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM385 LM385]
| 0,35
| 1,2V; 2,5
| 0,015-20
| 2
| 30/150
| Präzise Alternative zur Z-Diode; SO8; TO92
| C, R, DK
|[http://www.reichelt.de/?;ACTION=7;LA=6;OPEN=0;INDEX=0;FILENAME=A200%252FLM385Z1%252C2%2523TEX.pdf; PDF]
|-
| LM 4041 CIDBZT
| 0,35
| 1,22V-10,0
| 0,045-12
| 0,5
| 20/100
| Battery Powered Equipment
| elpro.org
|[http://www.google.de/url?sa=t&rct=j&q=&esrc=s&source=web&cd=5&ved=0CEYQFjAE&url=http%3A%2F%2Fwww.farnell.com%2Fdatasheets%2F36982.pdf&ei=MCbJU9ShJajy7Ab41YDIBw&usg=AFQjCNEhAH7BdMUd-YWQB1HRbdUNmvzA_Q&bvm=bv.71198958,d.ZGU]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LT1029 LT1029]
| 2,20
| 5,0
| 0,6-10
| 1
| 8/40
| Bandgap TO92; 0,2% erhältlich
| C, R, DK
|[http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LT1029 PDF]
|-
| ADR36x
| 2,20
| 2,048; 2,5; 3; 3,3; 4,096; 5
| -1, +5
| 0,1
| 3/9
| Bandgap; SOT23
| DK, RS, FAR
|[http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=ADR363 PDF]
|-
|}

[http://www.maxim-ic.com/products/references/ Maxim] und [http://focus.ti.com/paramsearch/docs/parametricsearch.tsp?family=analog&familyId=401&uiTemplateId=NODE_STRY_PGE_T TI] haben viele Spannungsreferenzen im Programm.

=== Stromquelle ===
==== Referenzstromquelle ====
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="referenzstromquelle"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| LM134
| 0,58 - 1,84
| Referenzstromquelle, 1µA...10mA, TO-92
| Referenzstromquelle Temperatursensor
| R, C
| [http://www.ti.com.cn/general/cn/docs/lit/getliterature.tsp?genericPartNumber=lm134&fileType=pdf]
|-
| REF200
| 7,94
| Referenzstromquelle, 2 x 100µA
| Referenzstromquelle
| F
| [http://www.ti.com/general/docs/lit/getliterature.tsp?genericPartNumber=ref200&fileType=pdf]
|-
|}

=== Timer ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="can"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/NE555 NE555]
| 0,15
| Universeller Zeitgeber mit starker Endstufe
| Für alles, wirklich alles. CMOS-Versionen lassen sich aufgrund ihrer niedrigeren Betriebsspannung besser mit µCs verbinden.
| alle
| [http://www.google.de/search?q=555+Datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/DS1307 DS1307]
| 1,95
| 64 X 8 Serial Real Time Clock. Quarzuhr / Kalender Baustein mit serieller TWI-Schnittstelle.
| Uhrenfunktion, unabhängig vom µC, aber µC-Steuerbar. Batteriepufferbar (3V-Knopfzelle wie CR2032) um die Zeit bei ausgeschalteter Board-Betriebsspannung weiter zu zählen.
| D, R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.google.de/search?q=DS1307 Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/PCF8583 PCF8583]
| 1,50
| I²C/TWI Real Time Clock, Calendar, SRAM, Alarm, Timer, Eventcounter
| Auf Basis eines SRAM-chips, deshalb kann ein großer Teil als SRAM genutzt werden (ca 240 bytes). Berechnet Datum (4 Jahre, Jahr 0 = Schaltjahr), Uhrzeit (12/24), Wochentag. ein 32-kHz-Uhrenquarz ist nötig, sonst als Uhr unbrauchbar da störempfindlich. Möglichkeit eines Interruptausganges bei voreingestellter Alarmzeit. Bemerkenswert einfaches Protokoll. Kann umgeschaltet werden in einen Timer-Modus (einfacher Counter mit bestimmter Timebase) oder Event-Counter-Modus (Eingangssignale zählen).
| R
| [http://www.alldatasheet.com/view.jsp?Searchword=PCF8583]
|-
|}

=== Analogschalter und Multiplexer ===
Die DG2xx DG3xx DG4xx, teilweise auch DG5xx bezeichnen Analogschalter und Multiplexer die sich zum Industriestandard entwickelt haben. Es gibt sie von vielen Herstellern und zahlreichen Ausführungen in allen R(on) Bereichen und sind Pinkompatibel. Anstelle von "DGxxx" benutzen Hersteller für verbesserte/moderne Versionen ihre eigenen Präfixe wie "ADGxxx" von Analog Devices oder "MAXxxx" von Maxim. Für einfache Schalter werden häufig die letzten zwei Ziffern 01 bis 05 und 11-13 benutzt, 06/07/08/09 bezeichnet 16:1 8:1 und 4:1 Multiplexer in Single Ended und Differential Ended. Spannungsbereich geht bis +/-12 oder +/-15 V, die Steuereingänge haben zum Teil TTL-Kompatibilität, andernfalls einen Pin der den Logikpegel definiert (z. B. VCC).
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="can"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/DG201 DG201]/[http://www.mikrocontroller.net/part/DG202 DG202]/[http://www.mikrocontroller.net/part/DG212 DG212]
| 2-3
| Vierfach Einzelschalter in SPST, SPDT,
| Zum µC-gesteuerten schalten von Analogsignalen, in Audio, Video, und Messschaltungen, in OP-Schaltungen für programmierbare Verstärkungen
| Maxim, Analog Devices
| [http://search.datasheetcatalog.net/cgi-bin/helo.pl?text=DG202&action=Search]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/DG306 DG306]/[http://www.mikrocontroller.net/part/DG406 DG406]
| 4-10
| 16:1 Analog-Multiplexer
| Zum Multiplexen von Analogsignalen, Kanalauswahl für ADC-Messschaltungen.
| Maxim, Analog Devices
| [http://search.datasheetcatalog.net/cgi-bin/helo.pl?text=DG306&action=Search]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/DG307 DG307]/[http://www.mikrocontroller.net/part/DG408 DG408]
| 4-10
| Zweifach 8:1 bzw Einfach 8:1 differential ended (8 Doppelkanäle)
| Zum Multiplexen von Analogsignalen, Kanalauswahl für ADC-Messschaltungen auch für differentielle Eingänge.
| Maxim, Analog Devices
| [http://search.datasheetcatalog.net/cgi-bin/helo.pl?text=DG308&action=Search]
|-
| 4051 [http://www.mikrocontroller.net/part/74HC4051 74HC4051]
| 0,25
| 1:8 Multiplexer, R_on <100Ω, auch 2:4, 1:16 usw
| Zum µC-gesteuerten schalten von Analogsignalen, in Audio, Video, und Messschaltungen, in OP-Schaltungen für programmierbare Verstärkungen
|
| [http://search.datasheetcatalog.net/cgi-bin/helo.pl?text=74HC4051&action=Search]
|}

== Digital ==

=== CAN ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="can"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MCP2515 MCP2515]
| 2,55
| CAN 2.0B, [[SPI]]
|
| D,F,R,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q= PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/SJA1000 SJA1000]
| 4,55
| PeliCAN 2.0B 8 Bit parallele Schnittstelle
|
| F,R
|
|-
|}

=== Logik ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/74HC4050 74HC4050]
| 0,27
| z. B. 5V => 3V
| Pegelwandler unidirektional abwärts
| alle
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=74hc4050 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/HEF4104B HEF4104B]
| 0,77
| z. B. 5V => 12V
| Pegelwandler unidirektional aufwärts
| alle
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=HEF4104B PDF]
|-

|}

=== USB ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="usb"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/FT232 FT232]
| 3,59
| USB <-> RS232 Wandler
| Virtueller COM Port
| D, R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.ftdichip.com/Support/Documents/DataSheets/ICs/DS_FT232BL_BQ.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/FT245 FT245]
| 4,79
| USB <-> Seriell Wandler mit paralleler Schnittstelle
| Virtueller COM Port
| D, R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=ft245 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TUSB3410 TUSB3410]
| 3,50
| USB <-> RS232 mit 8052 CPU
| Virtueller COM Port
| DK
| [http://focus.ti.com/docs/prod/folders/print/tusb3410.html PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MCP2200 MCP2200]
| 1,90
| USB <-> UART per fest-vorprogrammiertem PIC
| Virtueller COM Port
| R, RS, F, M, DK, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/22228B.pdf PDF]
|-
|}

=== GPS ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="usb"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| NL-552ETTL (uBlox5)
| 25,43
| GPS-Empfänger
| NMEA Protokoll, TTL
| [http://www.mercateo.com mercato]
| [http://www.navilock.de/produkte/gruppen/13/Boards_und_Module/60721_NL-552ETTL_ublox5.html HTML]
|-
| NL-550ERS (uBlox5)
| 24,95
| GPS-Empfänger
| NMEA Protokoll, RS232
| [http://www.mercateo.com mercato]
| [http://www.navilock.de/produkte/gruppen/13/Boards_und_Module/60418_NL-550ERS_ublox5.html HTML]
|-
| NL-551EUSB (uBlox5)
| 22,56
| GPS-Empfänger
| NMEA Protokoll, USB
| [http://www.mercateo.com mercato]
| [http://www.navilock.de/produkt/60419/pdf.html?sprache=de PDF]
|-
| EM-406A (Sirf III)
| 35
| GPS-Empfänger mit 1PPS-Ausgang
| NMEA Protokoll, TTL
|
| [http://www.navilock.de/produkte/G_60407/merkmale.html HTML]
|-
| CW25-TIM
| 35
| zusätzlicher Frequenz- ausgang (10Hz-30MHz)
| Sehr interesant wenn man einen präzisen Takt braucht (AD-Wandler, Datenlogger, Frequenzzähler etc.)
| [http://www.navsync.com navsync.com]
|
|-
| Timing Multi-GNSS Receiver Module Typ Furuno GT-87
| 48,67
| zusätzlicher Frequenz- ausgang; für alle Satelliten (GPS,GLONASS,usw).
| Interresant für simultane AD-Wandlung an verschiendenen Orten, da zwei Empfänger sehr präzise im Gleichlauf sind.
| Bürklin 64S3190
| [http://www.furuno.com Furuno]
|}

=== Treiber ===
==== Diverse Treiber ====
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/ULN2003A ULN2003A]
| 0,29
| 7-fach Low-Side Treiber
| 50V/500mA
| R, D, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=ULN2003 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/ULN2803A ULN2803A]
| 0,31
| 8-fach Low-Side Treiber
| 50V/500mA
| alle
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=ULN2803 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TBD62083A TBD62083A]
| 0,31
| 8-fach Low-Side Treiber (DMOS) 2 Ohm RDS ON
| 50V/500mA
| alle
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=TBD62083A PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TPIC6B595 TPIC6B595]
| 1,00
| 8-fach Low-Side Treiber mit integriertem Schieberegister
| 45V/250mA
| F
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=TPIC6B595 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/UDN2981 UDN2981]
| 1,50
| 8-fach High-Side Treiber
| 50V/500mA
| R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=UDN2981 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/ICL7667 ICL7667]
| 1
| Dual inverting MOSFET Treiber
| 18V, 20ns@1nF
| R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=ICL7667 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/HCPL3120 HCPL3120]
| 3.70
| Optokoppler mit integriertem MOSFET-Treiber
| Schaltnetzteile, etc.
| C
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=HCPL3120 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/SN75179B SN75179B]
| 0.36
| RS-485/422 Receiver/Transmitter, alter IC mit hohem Stromverbrauch (60mA!)
| Serielle Daten (z. B.UART) über weite Strecken
| R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=SN75174 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MAX485 MAX485]
| 1.50
| RS-485/422 Receiver/Transmitter, moderner CMOS IC mit geringem Stromverbrauch (0,3mA!)
| Serielle Daten (z. B.UART) über weite Strecken
| R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=MAX485 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LTC1480 LTC1480]
|
| RS-485 Transceiver
| Betriebsspannung 3,3V, "Ultralow Power"
| R, C u.a.
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LTC1480 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MAX3232 MAX3232]
|
| RS-232 Transceiver
| Betriebsspannung 3V bis 5,5V
| R, D, C, [https://www.IT-WNS.de/ I] u.a.
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=MAX3232 PDF]
|-

|}

==== 7-Segment LED-Treiber ====
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="led"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MAX6950 MAX6950 (MAX6951)]
| 9
| 5 (8) Stellen Treiber mit [[SPI]]
| Unterstützt 2.7 bis 5.5 V Versorgungsspannung, für LEDs mit gemeinsamer Kathode, minimierte Anzahl von Ausgangs-PINs - trotzdem alle Segmente/LEDs einzeln angsteuerbar, nur QSOP Package
| Mouser
| [http://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX6950-MAX6951.pdf MAX]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/STLED316S STLED316S], [http://www.mikrocontroller.net/part/STLED316SMTR STLED316SMTR]
| 2
| Sechs-Stellen Treiber mit [[SPI]]-ähnlicher Busschnittstelle
| Sechs-Stellen Treiber, der zusätzlich noch ein 8x2 Tastaturdekoder enthält. Die Busschnittstelle ist [[SPI]]-ähnlich, MOSI und MISO liegen auf einem gemeinsamen PIN als DIN/DOUT (SISO). Nur 5 Volt.
| Mouser
| [http://www.st.com/web/en/resource/technical/document/datasheet/CD00181714.pdf ST]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/ICM7218 ICM7218C]
| 6
| Acht-Stellen Treiber mit paralleler Busschnittstelle
| Alt, teuer, benötigt viele µC-Pins für die parallele Schnittstelle
| Reichelt
| [http://www.intersil.com/data/fn/FN3159.pdf Intersil]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MAX7221 MAX7221]
| 6
| Acht-Stellen Treiber mit [[SPI]]
| Mit BCD-Dekoder, kann auch beliebige 8x8 LED-Matrix ansteuern, nur 5 Volt
| Reichelt
| [http://datasheets.maxim-ic.com/en/ds/MAX7219-MAX7221.pdf Maxim]
|}

==== Punkt/Streifen (Dot/Bar) LED-Treiber ====
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="bar"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM3914 LM3914]
| 1,20
| 10-Stellen Balkenanzeigetreiber mit Analogeingang
| Lineare A/D-Wandlung
| Reichelt
| [http://www.national.com/pf/LM/LM3914.html National]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM3915 LM3915]
| 1,40
| 10-Stellen Balkenanzeigetreiber mit Analogeingang
| Logarithmische A/D-Wandlung
| Reichelt
| [http://www.national.com/pf/LM/LM3915.html National]
|}

=== Analogschalter aus der 4000 Logikreihe ===
Die folgenden Schalter werden digital gesteuert, daher sind sie im Kapitel [[#Digital|Digital]] einsortiert. Sie basieren auf Standard CMOS-Technologien, sind daher weit verbreitet, günstig, haben aber daher auch nur mäßige Eigenschaften und begrenzte Anwendungsbereiche. Analogschalter für Präzisionsanwendungen sind im Kapitel [[#Analog|Analog]]. Zum Schalten Analog- oder Digitalsignalen. Je nach Typ sind Analogsignale bis in den 100 MHz Bereich mit einer Schaltfrequenz bis mehrere 10 MHz möglich. Das gilt aber nur für sehr moderne Analogschalter. Die hier aufgelisteten Klassiker vertragen eher nur einige wenige MHz.

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="can"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/CD4051 4051]
| 0,25
| 1x 8:1 Analogmultiplexer
|
| alle
| [http://www.google.de/search?q=4051+datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/CD4052 4052]
| 0,11
| 2x 4:1 Analogmultiplexer/ -demultiplexer
|
| alle
| [http://www.google.de/search?q=4052+datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/CD4053 4053]
| 0,16
| 3x 2:1 Analogmultiplexer/ -demultiplexer
|
| alle
| [http://www.google.de/search?q=4053+datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/CD4066 4066]
| 0,15
| 4x Analogschalter
|
| alle
| [http://www.datasheets.org.uk/pdf/347282.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/CD4067 4067]
| 0,60
| 1x 16:1 Analogmultiplexer/ -demultiplexer
|
| alle
| [http://www.google.de/search?q=4067+datasheet Google]
|-
|}

=== Galvanische Trennelemente ===

Siehe auch [[Optokoppler]].

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/CNY17 CNY17]
| 0,28
| Optisch, Standardtyp
| 3,7kV 50-100kHz
| R,C
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=CNY17 PDF], [http://www.reichelt.de/?;ACTION=7;LA=6;OPEN=0;INDEX=0;FILENAME=A500%252FCNY17-I_CNY17-II_CNY17-III.pdf; PDF Temic]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/6N137 6N137]
| 0,49
| Optisch, Logikausgang (5V)
| sehr schnell 14MHz
| R,D,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.reichelt.de/?;ACTION=7;LA=6;OPEN=0;INDEX=0;FILENAME=A500%252F6N137.pdf; PDF]
|-
| ADUM240*
| 10
| Induktiv, 3V/5V Logik
| extrem schnell, EN90650, 5kV
| F
| [http://www.analog.com/en/products/interface-isolation/isolation.html www]
|-
| ISO72*
| 1,25
| Kapazitiv, 3V/5V
| 6kV, bis zu 150MHz
| DK,F
| [http://focus.ti.com/paramsearch/docs/parametricsearch.tsp?family=analog&familyId=897&uiTemplateId=NODE_STRY_PGE_T PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/PC817 PC817]/827/837/847
| 0,3
| Optisch
| 8x7, x=Anzahl der Optokoppler
| C, R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://focus.ti.com/paramsearch/docs/parametricsearch.tsp?family=analog&familyId=897&uiTemplateId=NODE_STRY_PGE_T PDF]
|-
| HCNR201
| 4,50
| Optisch
| Linear Optokoppler wie IL300
| F
| [http://www.avagotech.com/docs/AV02-0886EN PDF]
|-
|}

=== Displays ===
Bei den Textdisplays eignet sich praktisch jedes [[HD44780]] kompatible Display.
Praktisch jeder Elektronikversender hat eine Auswahl an verschiedenen Größen zu bieten.
Wer keinen besonderen Anforderungen an die Größe der Displays hat sollte sich bei Pollin und in Ebay umschauen.

=== Speicher ===

==== [[RAM]] ====

==== [[EEPROM]] ====

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="EEPROMmemory"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| ST 24C01 BN6, ST 24C02 BN6, ST 24C256 BN6 (allgemein 24C## mit ## Größe in kbit)
| 0,14 - 1,50
| EEPROM Speicher mit seriellem ([[I2C]]) Interface, 1kbit bis 512 kbit Speicher. Viele verschiedene Hersteller.
| Speichern von Konfigurationsdaten
| R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=24C PDF]
|-
|}

== Converter ==
=== ADC ===

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! style="width:8em" | max. Abtastrate [Smps]
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/ADC830 ADC830]
| 6
| 8-Bit-ADC, Differentiell, Parallel, (DIL-20)
| 8770
| C,R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=adc830 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LTC2400 LTC2400CS8]
| 8,30
| 24-Bit-ADC, Single Ended, Seriell (SPI), (SO-8)
| 6
| R
| [https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/2400fa.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/CS5381 CS5381]
| 37,50
| 24 Bit Stereo-Audio-ADC (SOIC-24)
| 192k
|
| [http://www.cirrus.com/en/products/cs5381.html HTML]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/ADS830 ADS830]
| 6,10
| 8 Bit ADC Parallel (SSOP-20)
| 60M
| R
| [http://www.datasheetcatalog.com/datasheets_pdf/A/D/S/8/ADS830.shtml PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MCP3204 MCP3204]
| 2,65
| 12-Bit-SAR-ADC, Single Ended, 4 Kanäle mit MUX, Seriell (SPI), (DIL-14/SO-14)
| 100k
| C,R
| [http://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/21298c.pdf PDF]
|-
| [https://www.ti.com/product/ads1100 ADS1100]
| 5,45
| ratiometrischer ADC 16-bit, PGA, I2C, SOT23-6
| 128
| Mouser
| [https://www.ti.com/lit/ds/symlink/ads1100.pdf PDF]
|-
| [https://www.ti.com/product/ads1115 ADS1115]
| 2,40
| Quad 16-Bit-ADC, Seriell (i2C), (X2QFN)
| 3400
| Mouser
| [http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ads1113.pdf PDF]
|-
| [https://www.ti.com/product/ads1119 ADS1119]
| 5,50
| Quad 16-Bit-ADC, Seriell (i2C), Vref int und ext, auch ratiometr. Messung möglich
| 1000
| Mouser
| [https://www.ti.com/lit/ds/symlink/ads1119.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LTC2440 LTC2440CGN]
| 8,40
| 24-Bit-ADC, Differentiell, Seriell (SPI), (SSOP-16)
| 3500
| R
| [http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/2440fe.pdf PDF]
|-
|}

=== DAC ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/DAC08 DAC08]
| 0,90
| 8-Bit DAC mit parallelem Businterface.
| Alt, preiswert. Benötigt viele µC Pins (min. 8, paralleler Bus) und eine doppelte Spannungsversorgung. Langsamere Version: 0808.
| alle
| [http://www.google.de/search?q=DAC08+Datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/AD7524 AD7524]
| 3,00
| 8-Bit DAC mit parallelem Businterface
| Benötigt viele µC Pins. Single-Supply (5V bis 15V).
| alle
| [http://www.google.de/search?q=7524+Datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TDA8444 TDA8444]
| 1,20
| Achtfach 6-Bit DAC mit [[I2C]]. Bezahlbarer sechsfach-DAC, allerdings mit geringer Auflösung.
| Dort wo µC gesteuert viele Ausgangskanäle mit geringer, ungenauer Auflösung benötigt werden.
| R
| [http://www.google.de/search?q=TDA8444+Datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/PCF8591 PCF8591]
| 2,50
| 8-Bit DAC, 8-Bit ADC mit [[I2C]].
| Z.B. in Regelkreisen wo sowohl ein DAC, als auch ein ADC benötigt wird.
| R
| [http://www.google.de/search?q=PFC8591+Datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TDA8702 TDA8702]
| 2,50
| 8-Bit Video DAC mit parallelem Businterface und Clock-Eingang.
| Schnelle Wandlung bis 30 MHz. Benötigt viele µC Pins.
| R
| [http://www.google.de/search?q=TDA8702+Datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LTC1661 LTC1661]
| 2,45
| Dual 10-bit DAC mit [[SPI]]
| Guter Kompromiss aus Preis und Leistung. (Achtung, Micro-SO8-Gehäuse)
| F, C (Suchfunktion weigert sich manchmal ihn im Conrad-Shop zu finden), R
| [http://www.google.de/search?q=LTC1661+Datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LTC1257 LTC1257]
| 6,20
| 12-bit DAC mit kaskadierbarem [[SPI]]
| Genauer µC-steuerbarer DAC.
| C, F, R
| [http://www.google.de/search?q=LTC1257+Datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LTC1456 LTC1456]
| 10,-
| 12-bit DAC mit kaskadierbarem[[SPI]]
| Genauer µC-steuerbarer DAC.
| C
| [http://www.google.de/search?q=LTC1456+Datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MCP4922 MCP4922]
| 2,25
| 2Kanal 12-bit DAC mit SPI
| Genauer µC-steuerbarer DAC von Microchip.
| R
| [http://ww1.microchip.com/downloads/en/devicedoc/21897a.pdf Datenblatt]
|-
|}

== Sensoren (aktiv) ==
=== [[Temperatursensor|Temperatur]] ===

Siehe auch [[Temperatursensor]].

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM75 LM75]
| 1,75
| Temperatursensor mit [[I2C]] (3.3V und 5V Version) (SMD)
| D, R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LM75 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/DS1621 DS1621]
| ~5
| Temperatursensor mit [[I2C]] (wie LM75, kein SMD)
| C, D
|
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/DS18B20 DS18B20]
| 2,95
| Temperatursensor mit 1-Wire Interface
| D, R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=DS18B20 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM35 LM35]
| 1,19
| Analoger Temperatursensor
| D, R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LM35 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM335 LM335]
| 0,87
| Analoger Temperatursensor
| R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LM335 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TSIC306 TSIC306]
| 6
| Digitaler Temperatursensor (auch analog oder ratiometrisch)
| R,C
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=TSIC306 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TSIC506 TSIC506]
| 6
| Digitaler Temperatursensor (fertig kalibriert bis zu 0,1K zwischen 0-45°C)
| F
| [http://www.zmd.de/pdf/ZMD%20TSic%20Data%20Sheet%20V3%207.pdf PDF]
|-
|}

Wenn man z. B. einen Übertemperaturschutz bauen will, bei der es nur eine Schaltschwelle gibt, dann empfiehlt sich die Verwendung eines NTCs. Dessen Kennlinie ist gegenüber den Kennlinien von z. B. LM335 dahingehend im Vorteil, dass eine geringe Temperaturänderung besser messbar ist. Eine detailliertere Übersicht findet sich im Artikel [[Temperatursensor]]en, andere Sensoren sind in der [[:Category:Sensorik|Kategorie Sensorik]] zu finden.

= Passive Bauelemente =
== Sensoren (passiv)==
=== Licht ===

Siehe auch [[Lichtsensor / Helligkeitssensor]].

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="Lichtsensor"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! style="width:10em" | Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BPX65 BPX65]
| 4,25
| Fotodiode 10µA, 350-1000nm
| schnelle Lichtmessungen (bis MHz Bereich), großer Wellenlängenbereich
| R
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BPW34 BPW34]
| 0,59
| Fotodiode 80µA, 400-1100nm
| großer Wellenlängenbereich, preiswert, große Fläche, große Verfügbarkeit
| R
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BPW21 BPW21]
| 5,25
| Fotodiode 10µA, 550nm
| Lichtspektrum des menschlichen Auges
| R
|-
|}

=== [[Temperatursensor|Temperatur]] ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="T-sensor"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/KTY81 KTY81]
| 0,50
| nichtlinear(*), bis 150°C
| in μC Schaltungen
| R, D
| [http://www.semiconductors.philips.com/acrobat/datasheets/KTY84_SERIES_5.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/KTY84 KTY84]
| 0,72
| nichtlinear(*), bis 300°C
| in μC Schaltungen
| R
| [http://www.datasheetcatalog.org/datasheet2/e/0l2lc3p1dl8e5dgghsfh2oee43py.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/PT100 Pt100] / [http://www.mikrocontroller.net/part/PT1000 Pt1000]
| ab 3,00
| lineare Kennlinie
| analoge Messschaltungen
| F C R
|
|-
|}

(*) Verschaltet man den Sensor als Spannungsteiler (Abgriff an den ADC), so erhält man dadurch eine meist ausreichende Linearisierung!

== Widerstände ==
Mit einem Widerstandssortiment, welches die E12-Werte enthält, kann man normalerweise nicht falsch liegen. Denn früher oder später benötigt man jeden Widerstandswert der E12-Reihe einmal. Für einen Einstieg eignen sich die Sortimente vom Pollin. Auch ein Blick in Ebay kann sich lohnen, um ein Einstiegssortiment zu bekommen. Wer Schaltungen an Netzspannung entwickelt, sollte auf die ''Operation Voltage'' achten, denn nicht alle Typen weisen die nötige Spannungsfestigkeit auf. Als Daumenregel gilt: ½-Watt-Widerstände oder größer passen immer, zwei bis drei in Reihe geschaltete ¼-Watt-Widerständen tun es auch.

== Kondensatoren ==
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| 100nF Keramik
| ~0.05
|
| [[Kondensator#Entkoppelkondensator | Abblockkondensator]] zwischen VCC und GND vor allem bei Digital-ICs
| alle
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q= PDF]
|-
| 100nF Keramik SMD 0603
| ~0.01 (bei 100 Stück)
| SMD 0603
| [[Kondensator#Entkoppelkondensator | Abblockkondensator]] zwischen VCC und GND vor allem bei Digital-ICs
| D
| [http://www.google.de/search?num=100&hl=de&q=datasheet+0603+chip-capacitors+filetype%3Apdf&btnG=Suche&meta=lr%3Dlang_de%7Clang_en PDF]
|-
|}

= Mechanische Bauelemente =

== Taster / Schalter ==

== Steckverbinder ==

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:9em" | Bezeichnung
! style="width:5em" | Preis [€]
! Beschreibung
! Anwendungen
! style="width:7em" | Lieferant
! style="width:5em" | Daten- blatt
|-
| WSL 10G
| 0,07
| Wannenstecker, 10-polig, gerade, Raster 2,54 mm
| Verbindung zwischen zwei Platinen mit Flachbandkabel
| R, alle
| -
|-
| PFL 10
| 0,09
| Pfostenleiste, 10-polig, Schneidklemmtechnik, Raster 2,54 mm
| Verbindung zwischen zwei Platinen mit Flachbandkabel
| R,alle
| -
|-
| AWG 28-10G
| 0,70€/m
| Flachbandkabel, 10-polig, 3 Meter, Raster 1,27 mm
| Verbindung zwischen zwei Platinen mit Flachbandkabel
| R,alle
| -
|-
| D-SUB BU 09FB
| 0,50
| D-Sub 9-polig auf 10-polig Pfostenleiste mit Flachbandkabel
| Anschluss für serielle Schnittstelle am PC
| R
| -
|-
| KKxx025C
| 0,35 - 1,20
| Flachkabel-IC-Sockelverbinder, xx-polig (08, 14, 16, 18, 20, 28 erhältlich)
| Übergang von Leiterplatte auf Steckbrett
| R
| -
|-
| Anreihklemmen
| 0,30
| Reihenklemme/Anreihklemme (verschieden Typen, für Lochraster: Raster 5.08)
| Anschluss der Spannungsversorung, leistungsstarke Verbraucher
| alle
| -
|-
|
| 0,30
| Hohlstecker/DC-Stecker
| siehe englische Wikipedia [http://en.wikipedia.org/wiki/Coaxial_power_connector Coaxial power connector]
| -
| -
|-
| SL 1X40G 2,54
| 0,20
| 40-pol. Stiftleiste ("Jumperleiste"), Raster 2,54mm (auch in anderen Polzahlen)
| z.B. mit Jumper als "Schalter", für DuPont-Kabel, teilbar
| R, alle
| -
|-
| Buchsenleiste
| ca 0,20
| Buchsenleiste, Raster 2,54mm, in versch. Polzahlen erhältlich
| z.B. als Sockel für Stiftleisten ("Jumperleisten"), teilbar (wenn man eine Buchse opfert)
| R, alle
| -
|-
| präzisions Buchsenleiste
| ca 0,40
| präzisions Buchsenleiste, Raster 2,54mm, in versch. Polzahlen erhältlich
| für Jumperkabel oder Drähte, man kann sie anstatt IC-Sockel verwenden, meist teilbar, nicht geignet als Sockel für Stiftleisten ("Jumperleisten")
| R, alle
| -
|-
|}

= Lieferanten =

'''Lokale Lieferanten: [[Lokale Anbieter]]'''
 
Allgemeine Lieferantenliste: [[Elektronikversender]] 
Metallteile/Mechanik Lieferantenliste: [[Eisenwarenversender]] 

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! style="width:5em" | Kürzel
! style="width:9em" | Name
! style="width:12em" | Webseite
! Kommentar
|-
|B
|Bürklin
|[http://www.buerklin.de www.buerklin.de]
|Ladengeschäft in Oberhaching
|-
|C
|Conrad
|[http://www.conrad.de www.conrad.de]
|Gigantisches Sortiment, aber sehr hohe Preise. Nur zu empfehlen, wenn die benötigten Teile nirgendwo anders aufzutreiben sind. Trotzdem kann man auch hier gelegentlich ein Schnäppchen machen. Filialen haben nicht alle Katalogartikel auf Lager
|-
|D
|CSD-Electronics
|[http://www.csd-electronics.de www.csd-electronics.de]
|Kleiner Shop mit überschaubarem Sortiment und akzeptablen Preisen. Ladengeschäft in Bonn
|-
|DK
|Digikey
|[http://de.digikey.com www.de.digikey.com]
|Mindestbestellmenge von 50€, sonst 18€ Versandkosten
|-
|e
|elpro
|[http://www.elpro.org/shop/shop.php http://www.elpro.org/shop/shop.php]
|großes Sortiment, sehr preiswert
|-
|F
|Farnell
|[http://www.farnell.de www.farnell.de]
|Versand nur Firmen & Studenten. Farnell-Zwischenhändler für Privatkunden: HBE-Shop [http://www.hbe-shop.de] (wenn Ware im Shop nicht gelistet, einfach Farnell-Bestellnummer eingeben)
|-
|I
|IT-WNS
|[http://www.it-wns.de www.it-wns.de]
|Kein Mindestbestellwert, geringe Versandkosten ab 2,45€
|-
|K
|Kessler electronic
|[https://www.kessler-electronic.de/ www.kessler-electronic.de]
|Kein Mindestbestellwert, geringe Versandkosten ab 2,50€
|-
|M
|Meilhaus
|[http://www.meilhaus.de www.meilhaus.de]
|Nur gewerbliche Kunden
|-
|
|Mouser
|[http://www.mouser.com www.mouser.com]
| 20€ Versand, ab 65€ Versandkostenfrei. Großes Sortiment und meist die niedrigsten Preise wenn man größere Stückzahlen benötigt.
|-
|P
|Pollin
|[http://www.pollin.de www.pollin.de]
|Hier finden sich viele Schnäppchen und Industrierestposten
|-
|R
|Reichelt
|[http://www.reichelt.de www.reichelt.de]
| Mindestbestellmenge von 10€, sonst Zuschlag von 3€, 5,60€ Versand, großes Sortiment und meist gute Preise
|-
|}

[[Kategorie:Bauteile| ]]
[[Kategorie:Lieferanten]]
[[Kategorie:Liste mit Bauteilen]]

Treiber

2022-02-20T08:36:26Z

172.26.42.30: /* Links */ Link ergänzt

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

Ein '''Transistor-Treiber''' ist eine Schaltung, welche den nötigen Strom zur Verfügung stellt, um einen großen [[Transistor]] in der erforderlichen Zeit ein- bzw. auszuschalten. Es handelt sich dabei meist um einen Verstärker mit zusätzlichem [[Pegelwandler]]. Dadurch ist es möglich, mit einem Logikausgang, welcher meist mit 5 oder 3,3V betrieben wird, große Lasten mit [[FET|MOSFETs]] bzw. [[IGBT|IGBTs]] zu schalten. Dieser Treiber kann analog (linear) oder digital arbeiten.

In diesem Artikel wird hauptsächlich auf die Besonderheiten zur Ansteuerung von MOSFETs und IGBTs in der Leistungselektronik Bezug genommen, welche geschaltet betrieben werden. Diese Treiber sind digitale [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]]

==Anwendung ==

[[FET | MOSFETs]] und [[IGBT]]s werden mit einer Spannung gesteuert. Bei einer Gate-Source bzw. Gate-Emitter Spannung von 0V ist das Bauteil gesperrt bzw. hochohmig. Steigt die Spannung über die sogenannte "Schwellenspannung" (engl. threshold voltage) – die für Leistungsbauteile zwischen ca. 3 und 4,5V liegt –
geht das Bauteil langsam vom gesperrten in den leitenden Zustand über. Bei einem weiteren Spannungsanstieg bis zu einem Level von ca. 12V verringert sich der Einschaltwiderstand beim MOSFET bzw. der Kollektor-Emitter Spannungsabfall beim IGBT auf den im Datenblatt angegebenen minimalen Wert. Eine weitere Erhöhung führt nur zu einer vergleichsweise geringen Reduktion des Widerstandes bzw. Spannungsabfalls und erhöht die Energiemenge, die beim Schalten durch den Treiber
umgeladen werden muss dramatisch (P~U² !). Praktisch beschränkt man sich daher meist auf Gatespannungen zwischen 12...15V. Aufgrund von unvermeidbaren, sehr kleinen parasitären Effekten tritt meist ein geringes Überschwingen der Gatespannung auf. Zusammen mit diesem Überschwingen darf die Gatespannung bei nicht "Logic-Level" FETs 20V nie überschreiten, bei "Logic-Level" wird meist eine maximale Gatespannung von 10V angegeben.

Im Betrieb fällt an einem Leistungstransistor immer eine bestimmte Verlustleistung an. Diese Verluste teilen sich auf in "Schaltverluste" und "Leitend- bzw. ON-Verluste". Die ON-Verluste sind hauptsächlich vom Leistungsschalter selbst abhängig, die Schaltverluste hingegen von der Schaltgeschwindigkeit. Je schneller ein FET/IGBT ein- bzw. ausgeschaltet wird, desto geringer sind die Schaltverluste.

Leider gibt es hier neben physikalischen Grenzen insbesondere unerwünschte Nebenwirkungen, nämlich die EMV ('''E'''lektro '''M'''agnetische '''V'''erträglichkeit). Je schneller geschaltet wird, desto stärker sind die Störungen die dadurch erzeugt werden. Diese Störungen sind sehr schnell so stark, dass andere Schaltungen im Umkreis von einigen Metern beeinflußt werden d.h. die USB Maus leuchtet plötzlich auf, ohne dass sie bewegt wurde bzw. der eigene Mikrocontroller macht nicht mehr was er eigentlich sollte. EMV ist Heute eines der wichtigsten "Krisenthemen" während der Entwicklungsphase, daher nicht auf die leichte Schulter nehmen.

=== Gatebeschaltung ===

Zwischen Treiberstufe und Schalter sind in fast allen Fällen einige passive Bauteile vorhanden. Dies wird hier im Weiteren als "Gatebeschaltung" bezeichnet.
 Hier ein Beispiel mit "Vollausstattung" und die dazugehörige Erklärung:
[[Bild:Gatebeschaltung.png|miniatur|ohne|Gatebeschaltung]]

# '''Gatewiderstand "R1"''', um die Schaltgeschwindigkeit den Erfordernissen anzupassen. Je schneller die Schaltflanke, desto geringer die Schaltverluste. ABER Je schneller die Schaltflanke, desto größer die erzeugten Störungen (EMV). Gleichzeitig hat ein schnelles "Abschalten" auch einen starken Überschwinger (snap-off einer Diode und/oder Selbstinduktion (inductive kick)) zur Folge. Aus diesem Grund wird häufig
# ein '''Widerstand "R2"''' und eine '''Diode "D1"''' in Serienschaltung dem o.g. Gatewiderstand "R1" parallelgeschaltet, und zwar so, dass ein langsames ausschalten (D1 gesperrt) aber ein schnelles einschalten (D1 leitend und damit R1 parallel zu R2) ermöglicht wird, d.h. R || (R2+D1). In Schaltplänen bei denen der Mosfet mit viel Power angesteuert wird, sieht man oft einen Gate-Vorwiderstand im Bereich von ca. 2-30 Ohm. Dieser dient zwar auch zum Begrenzen des Gate-Stroms, allerdings bildet die Gate-Kapazität mit der Leiterbahninduktivität einen Schwingkreis mit einer Resonanzfrequenz im höheren MHz-Bereich. Um die Anregung dieses Schwingkreises zu verringern und so die Schwingung zu dämpfen, wird der Widerstand benötigt. Der Widerstandswert ist hier durchaus kritisch, da ein hoher Widerstand zwar die Schwingung begrenzt, dafür jedoch die Verluste im FET erhöht. Hier ist eine exake Abstimmung zwischen "zulässigem Schwingungsverhalten" und "zulässiger Verlustleistung" erforderlich.
# Um das empfindliche Gate zu schützen, wird oft eine '''Z-Diode "D2"''', besser eine schnellere Transil-Diode (Transient Suppressor Diode) so zwischen "Gate" und "Source" bzw. "Emitter" geschaltet ("Kathode" am "Gate"), dass das "Gate" vor Spannungen > 20V geschützt wird. Bei einem sauberen Aufbau kann diese Sicherheitsfunktion normalerweise entfallen. Bei Testaufbauten ist eine 16V Transil-Diode Aufgrund der dort häufig vorkommenden Induktivitäten (Drahtverhau ;-) SEHR zu empfehlen. Das gleiche gilt für die
# '''Klemmdiodenkombination "D3" ''' (Z- bzw. Transil Diode, antiseriell mit einer normalen Diode) zwischen "Drain" bzw. "Kollektor" und Gate so ("Kathode" der Z-Diode an "Drain" bzw. "Kollektor"), dass die Diode das Gatepotential anhebt, wenn das "Drain-Source" bzw. "Kollektor-Emitter" Potential in die Nähe der maximalen Blockierspannung (Spannungsfestigkeit) des Schalters kommt bzw. den vom Entwickler definierten, maximalen Spannungslevel erreicht. Dieses "anheben" führt dann zu einem vergleichsweise hochohmigen Einschalten des Schalters und damit zum VERLUSTBEHAFTETEN Energieabbau. Bei einem 30V FET verwendet man üblicherweise z. B. eine 24V Transil-Diode, bei 150V FET z. B. eine 130V Transil-Diode und bei einem 600V IGBT z. B. eine 540V Transil-Diode. Die antiserielle Diode, die verhindert, dass die Gatespannung bei fehlender Leistungsversorgung über die Transildiode abfließt, muss die gleiche Spannungsfestigkeit wie der Schalter aufweisen.

=== Treiberleistung ===

IGBT und FET sind zwar spannungsgesteuerte Bauelemente, trotzdem muss bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten die Gatekapazität umgeladen werden, wozu ''Strom'' erforderlich ist. Der Energiegehalt eines Kondensators wird mit

:<math>E= \frac{1}{2} \cdot C \cdot U^2</math>

berechnet. Es ist jedoch der Energiebedarf bei jedem Aufladen und Entladen zu berücksichtigen. Die Gateladung ist jedoch nicht in jedem Datenblatt angegeben. Statt dessen kann - zur Ermittlung der wirksamen Kapazität - die Datenblattangabe für "Cies" beim IGBT, bzw. der Datenblattwert für "Ciss" beim FET mit dem Faktor 5 multipliziert werden. Dies stellt eine sehr gute Näherung dar.

Daher ergibt sich die Treiberleistung wie folgt:

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot Cx \cdot U_g^2 \cdot f_\text{schalt}</math>

Zum Beispiel bei Ug=18V, Cies=4nF und ƒschalt=5kHz beträgt Ptreiber=32mW.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz – z. B. Induktionsheizung – wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant, z. B. Ug = 18V, Cies=20nF und ƒschalt=250kHz, hier beträgt Ptreiber=8,1W. Zusätzlich muss der Eigenverbrauch des Treibers berücksichtigt werden, der durchaus zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Eine weitere Möglichkeit zur exakten Berechnung der Treiberleistung von IGBTs und MOSFETs (z.B. 1200V) kann durch die notwendige Gateladung ''Qgate'' erfolgen. Häufig existieren Angaben der gesamten Gateladung in Datenblättern als Gateladekurve oder Ladungsmenge. Aus dem Spannungshub des Treibers ''Udriver'' (z.B 20V), der gesamten Gateladung ''Qgate'' (z.B. 2150nC) und der geforderten Schaltfrequenz des Treibers ''fswitch'' (z.B. 8kHz) ergibt sich die erforderliche Treiberleistung:

:<math>P_\text{driver} = f_\text{switch} \cdot Q_\text{gate} \cdot U_\text{driver}</math>

Somit beträgt die Leistung ''Pdriver''=0,344W. Der Eigenverbrauch des Treibers ist von der eingesetzten Technologie abhängig und kann bis zu 1W betragen.

Abschließend ist zu erwähnen, dass die Gesamtladung ''Qgate'' von IGBTs und MOSFETs stark vom verwendeten Spannungshub des Treibers abhängt. Im Datenblatt werden typischerweise Maximalwerte angegeben, so dass die tatsächliche Gesamtladung ''Qgate'' etwas geringer ausfällt.

Nun ist aber auch interessant, wieviel Strom man braucht, um einen FET/IGBT in einer bestimmten Zeit einschalten zu können. Hier hilft uns die Formel

:<math>Q = I \cdot t</math>

Umgeformt nach "Strom" erhält man

:<math>I = Q / t</math>

Wenn also z.B. ein FET eine Gateladung von 2150nC als ''Qgate(on)'' hat und man in 1µs schalten möchte, benötigt man
:<math>I = 2150nC/1us = 2150mA</math>

und dieser Strom muss für den genannten Zeitraum von 1µs fließen. Soll der FET hingegen in 100ns schalten, ist ein Gatestrom von 21,5A erforderlich. Dieser Strom fließt nur für die genannte Zeit von 100ns, die Treiberschaltung muß also so gut aufgebaut sein, dass der Strom in einer Zeitspanne deutlich kürzer als die 100ns zur Verfügung gestellt werden kann (Puffer-Kondensator + niederinduktive Anbindung), und ''darin'' liegt dann "die Kunst" eines guten Treibers... wobei auch gut 1A für 1µs schon eine Herausforderung darstellen kann.

=== Definition zu Low- und High-Side Schalter===

;Low-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet.

;High-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet.

===Beispiele zu Low-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Achtung! Auch wenn bei FETs eine Diode (Bodydiode) implementiert ist, muss bei induktiven Lasten oder langen Zuleitungen sowohl bei FETs als auch bei IGBTs eine schnelle Diode parallel geschaltet werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepasst werden muss.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_1_2.png|miniatur|ohne|900px|Beispiele zu diskreten LS-Treibern ]]

Treiber-1 eignet sich eher dazu langsamere Schaltvorgänge mit Kleinsignal-FETs durchzuführen, aber auch höhere Leistungen sind prinzipiell so machbar, wenn man sich die höhere Verluste durch die langsame Ansteuerung erlauben kann.
Der Widerstand R26 sollte an das gewünschte Schaltverhalten angepasst werden, weniger als ca. 100 Ohm ist wegen der Stromtragfähigkeit des gewählten T4 nicht zu empfehlen. Das Schaltverhalten ist hier sehr unsymmetrisch (langsam "ein", sehr schnell "aus"). Sollten größere Ströme geschaltet werden wird eine andere Ansteuermöglichkeit empfohlen.

Treiber-2a und 2b sind durchaus in der Lage höhere Impulsleistungen an den Leistungstransistor zu liefern.
Letztendlich ist der maximale Strom von der Stromtragfähigkeit von T1 und T2 abhängig. Die Kombination aus zwei Gate-Widerständen und einer Diode sind für schnelles Einschalten und etwas langsameres Ausschalten ausgelegt. Das oben gezeigte Beispiel kann so angepasst werden, dass beim Ausschalten nur ein kleiner Spannungsüberschwinger (10..20% der Betriebsspannung) zu sehen ist. Die Anbindung von C1 ist relativ kritisch, auf kürzest mögliche Anbindung ist zu achten

Zu beachten ist, dass Treiber 2a am Eingang vor R4 ein Signal erwartet, welches für "An" bereits auf der Spannungsebene der Treiberschaltung, oder zumindest auf der benötigten Gate-Spannung des FETs (typischerweise 12V) liegt. Steht dagegen nur ein Logik-Signal mit 5V oder 3,3V zur Verfügung, so muss diese zuerst über eine weitere Stufe erhöht werden. Dies erledigt die Erweiterung in 2b.

Eine andere Variante eines diskreten Treibers der von Haus aus mit unterschiedlichen Spannungsniveaus auskommt, ist [http://www.mikrocontroller.net/topic/261315#2710777 in diesem Thread] beschrieben. Diese Variante kann auch als HS-Treiber verwendet werden.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines LS-Treibers mit Logikbausteinen]]

Dieses Schaltungsbeispiel mit Logikgattern ist gut geeignet, um Leistungs-FETs mit einer mittleren Leistung anzusteuern. Es ist zu empfehlen einen Leistungsschalter mit geringer Gateladung (Qg) auszusuchen. Achtung auf den Maximalstrom, den der Inverter liefern kann. Der 4069 sollte mit ca. 12V, max. 15V betrieben werden. Wenn ein Logik-Level Schalter ausgesucht wird, ist ein auch 74AC14 (kein AHC) zu empfehlen.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_4.png|miniatur|ohne|600px|Beispiele eines LS-Treibers mit einem fertigen IC]]

Oben im Bild ist ein kommerzieller Treiber-IC zu sehen – hier im Beispiel 2127 von IR. Hierzu gibt es jedoch sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich, siehe dazu [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]].

Achtung:
Der GND-Zweig des Leistungskreises hat auch bei bestem Aufbau einen recht großen Einfluss auf die beim Schalter ankommende Gate-Spannung. Auf einen niederinduktiven Aufbau des Ansteuerkreises ist zu achten. Je nach Aufbau führt das sonst zu einer zu geringen Gate-Spannung im Schaltmoment – Ugs direkt am Schalter bricht beim Einschalten ein – oder zu einer Überspannung am Gate – Ugs schwingt über die Gatetreiberversorgung hinaus. Beides führt vermutlich früher oder später zu einer Zerstörung des Leistungsschalters. Letzteres kann oft durch eine 15V Z-Diode direkt am Schalter zwischen Gate und Source bzw. Emitter verhindert werden, eine Optimierung des Layouts bzw. der Verdrahtung ist jedoch zielführender. Beschreibungen hierzu im weiteren Verlauf des Artikels.

Die oben gezeigte Masseführung ist nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Masseführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluss der Treiber-Masse direkt am GND-Symbol statt direkt am Schalter – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Masse gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
Ein 10cm langer Draht besitzt eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH · 50A/1µs = 5V.

===Beispiele zu High-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele zu HS-Treibern, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepaßt werden muss.
High-Side Treiber sind etwas komplexer aufgebaut. Der Versorgungsspannungskreis muss isoliert zur restlichen Beschaltung aufgebaut werden. Auf die Isolationsabstände ist besonders zu achten.

Achtung: Auch wenn bei FETs eine – meist unzureichende – Diode implementiert ist, sollte bei induktiven Lasten (oder langen Zuleitungen) sowohl bei FETs, als auch bei IGBTs eine zusätzliche Diode eingesetzt werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_1.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines diskreten HS-Treibers ]]

Hier im ersten Beispiel eine diskrete Ansteuerschaltung für einen HS-Schalter. Achtung, das Signal wird durch die Push-Pull-Stufe invertiert. Statt Q5/Q6 muss - wie im Schaltbild im Text genannt - ein integrierter high speed Treiber wie z. B. der sehr preisgünstigen MC34151 oder MC34152 verwendet werden, da sonst je nach FET-Typ zu hohe Querströme im Umschaltzeitpunkt fließen könnten.
Die hier abgebildete Beschaltung – die ohne weitere Veränderung bei geringerer Schaltleistung auch ohne die Push-Pull Stufe betrieben werden kann – ist für eine Betriebsspannung von ca. 400V ausgelegt. Der Widerstand R12 (hier 4k7) muss an eine geänderte Spannung angepaßt werden. Für 40V beträgt er in dieser Beschaltung 3k3. Diese Schaltung kann auch sehr einfach simuliert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_2.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit einem fertigen IC ]]

Das zweite Beispiel verwendet einen integrierten HS-Schalter von International Rectifier (IR) und eine separate, isolierte Versorgungsspannung. Zum IC gibt es sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich. Eine Übersicht über verschiedene Treiber-ICs findet man hier [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber|MOSFET-Treiber]].

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit Bootstrap Versorgung ]]

Das dritte Beispiel unterscheidet sich zum vorhergehenden nur dadurch, dass die Versorgungsspannung für den Treiber über eine Bootstrap-Schaltung gewonnen wird. Näheres im weiteren Verlauf dieses Artikels.

Die oben gezeigte Leitungsführung für Treiberbezugspotential und GND-Potential ist auch hier nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Leitungsführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluß des Treiber-Bezugspotentials nicht direkt an Emitter bzw. Source – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Bezugspotential gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
10cm Kabel besitzen eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH*50A/1µs = 5V.

=== Stromversorgung eines High-Side Treibers ===

Jede Treiberstufe benötigt eine entsprechende Spannungsversorgung.
Bei einem LS-Schalter gestaltet sich dies relativ einfach, da die Versorgungsspannung im Bereich von 12..15V über dem GND Potential
liegt.

Bei einem High Side N-Kanal Schalter ist deutlich mehr Aufwand nötig, da hier die Treiberspannung 12..15V über dem Sourcepotential des HS-Schalters liegen muss. Das Source-Potential liegt beim HS-Schalter je nach Anwendungsfall auf 12V bis 400V, manchmal sogar noch höher.

==== Versorgung über isolierte DC/DC Wandler ====

Die Versorgung hierfür kann relativ einfach mit integrierten DC/DC-Wandlermodulen aufgebaut werden, wie sie für wenig Geld bei Conrad oder Reichelt verfügbar sind. Dabei muss neben der Leistung und Isolationsspannung vor allem die parasitäre Koppelkapazität zwischen Ein- und Ausgang beachtet werden (engl. isolation capacity). Denn diese wird bei jedem Schaltvorgang umgeladen und erzeugt Störströme. DC/DC Wandler für Leistungssschalter mit mehreren kHz sollten weniger als 100pF Koppelkapazität haben (grober Richtwert).

==== Versorgung durch eine Bootstrap Schaltung====

Wenn es sich bei der Applikation um eine Halbbrücke handelt und der HS-Schalter nicht dauerhaft eingeschaltet sein muss (Tastverhältnis <100%), sondern regelmäßig getaktet wird ([[PWM]]), kann die Versorgung des HS-Schalters auch aus der massebezogenen Versorgung des LS-Schalters generiert werden. Diese Schaltung nennt sich ''Bootstrap''.

Immer wenn der LS einer Halbbrücke eingeschaltet ist, liegt das Source Potential des High Side Schalters auf GND. In diesem Zeitraum kann der Kondensator am Treiber des HS-Schalters über eine Diode aufgeladen werden. Energiequelle ist hierbei die Spannungsversorgung des LS-Schalters. Siehe dazu eines der Beispiele oben.

Wenn man 100% Tastverhältnis benötigt, kann man die Speisung des Bootstrapkondensators über eine Ladungspumpe erreichen, wie es in [https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-HV_Floating_MOS_Gate_Drivers-ApplicationNotes-v01_00-EN.pdf?fileId=5546d4626c1f3dc3016c47de609d140a AN978] von IRF dargestellt ist (Seite 18, Figure 16).

=====Bootstrapkondensator=====

Der Bootstrapkondensator soll eine niederinduktive und niederohmige Pufferung des Energiebedarfes für einen Schaltvorgang bereitstellen, daher ist ein Keramikkondensator oder auch ein Folienkondensator erforderlich. Der Energiebedarf eines Schaltvorganges ergibt sich recht einfach:

:<math> C = \frac{Q_\text{gate}}{\Delta U}</math>

Beispiel: Als erlaubten Spannungseinbruch während der Energieentnahme wird hier 0,5V festgelegt. Die gesamte Gateladung Qgate (Total gate charge) ist hier z. B. 58nC bei Ug=10V. Daraus errechnet sich eine Minimalkapazität von 58nC / 0,5V = 116nF. Die Erfahrung zeigt, dass ein großzügiges erhöhen um den Faktor 3..8 sinnvoll ist, da in der Rechnung weder Leckströme des FETs und des Kondensators noch der Energieverbrauch der Treiberschaltung selbst berücksichtigt wird. Des Weiteren ist die Gateladung nur für 10V angegeben. Höhere Gatespannungen erfordern eine höhere Energiemenge. Achtung: je größer der Kondensator gewählt wird, desto mehr Zeit wird zum Laden des Kondensators über die strombegrenzende Bootstrapdiode benötigt.

Auch wenn der Kerko für die Pufferung der Schaltenergie ausreichend ist, ist es meist sinnvoll einen Elko/Tako parallel zu schalten. Die dort gespeicherte Energie hilft z. B. wenn eine längere "on" Zeit erforderlich ist. Genauso verringert der zusätzliche Energiespeicher den zum Ladungsausgleich erforderlichen Strompuls des Kerkos. Dadurch verbessert sich das EMV-Verhalten des Treibers meßbar.

=====Auslegung des Bootstrapdiodenzweiges =====

# Die Spannungsfestigkeit der Diode muss größer sein, als die auftretende Maximalspannung des Lastkreises.
# Im ersten Ansatz muss die Recovery-Zeit der Diode (trr) mindestens um den Faktor 10 kürzer sein, als die minimale "on" Zeit des LS-FETs. Ist z. B. der LS-FET immer für mindestens 10ms ein, ist eine 1N4007 (trr ca. 1µs) ausreichend. Bei höheren Schaltfrequenzen genügt oft eine UF4007 (trr ca. 75ns). In einer Halbbrücke bedeutet eine längere trr-Zeit jedoch, dass der Bootstrapkondensator des HS-Treibers beim Einschalten solange entladen wird, bis die Diode wieder sperrt. In diesem Fall muss die schnellere Diode unabhängig von der "on" Zeit ausgewählt werden
#Der zulässige Strom durch die Diode ist das letzte Auswahlkriterium. Da der Strom kaum kontrollierbar ist muss er mit einem Widerstand begrenzt werden. Bei einer 1N4007 beträgt der wiederholbare Maximalstrom 1A. Die Diode hat als sogenannten ''Single pulse'' aber eine deutlich größere Strombelastung (Datenblattangabe UF4007 = 30A). Da der Kondensator nur beim ersten Einschalten komplett vollgeladen, im Betrieb aber wie hier im Beispiel berechnet nur um <0,5V aufgeladen wird, kann der Widerstand kleiner ausfallen. Daher ist in diesem Beispiel bei 15V Versorgungsspannung und Ausnutzung eines 50% = 15A Peaks für das erste Aufladen ein Minimalwiderstand von (15V – 1,5V) / 15A = 0,9Ω erforderlich. Der Widerstand wird auf 1Ω festgelegt. Die 1,5V stammen vom Spannungsabfall an der Diode bei 1A, bei höheren Strömen steigt der Spannungsabfall an.

Aus dem Wert des Bootstrap-Kondensators, des -widerstandes und des Tastverhältnisses (hier im Beispiel auf 2% festgelegt) ergibt sich eine minimale "on" Zeit für den LS-Schalter von
: t = Rbt · Cbt / D
d.h. 1Ω · 470nF / 0,02 = 23,5µs. Schneller als gut 40kHz sollte in diesem Beispiel also nicht geschaltet werden, da sonst der Bootstrapkondensator nur unzureichend nachgeladen werden kann.

==Besonderheiten beim Treiberaufbau==

[[Bild:Gatekreis_Bild1.png|miniatur|rechts|300px|Gatekreis, wie im Schaltplan gezeichnet]]
Fast jeder, der schon einmal eine geschaltete Leistungsendstufe in Betrieb genommen hat, musste feststellen, dass der Leistungsschalter nicht immer genau das macht, was man vorher geplant hatte. Die Hauptursache ist meist – neben Problemen mit der Leistungsversorgung selbst, siehe weiter unten – der Gatekreis.

Die abgebildete Schaltung zeigt einen Aufbau wie er – unabhängig wie die Treiberstufe selbst umgesetzt wird – standardmäßig im Schaltplan implementiert ist.

{{Absatz}}

[[Bild:Gatekreis_Bild2.png|miniatur|rechts|350px|Gatekreis, wie er real auf der PCB vorhanden ist]]

Rechts ist der Gatekreis so gezeichnet, wie er sich unter realen Bedingungen wirklich darstellt.

Es ist hier nicht die Frage, ob diese parasitären Einflüsse wirklich vorhanden sind oder nicht, sondern nur wie groß die Werte sind. Hier sind unterschiedliche Einflüsse dargestellt, die sich teilweise gegenseitig beeinflussen.

# R & L zwischen Source und GND: Das "Treiber GND" Signal ist wie deutlich zu sehen DIREKT am Source Anschluß des FETs angeschlossen, und nicht am GND-Fußpunkt des Leistungspfades von "Vcc" zu "GND".Jeder Zentimeter der Leitung zwischen Source und GND beeinflußt den Gatekreis. Sobald der FET durchschaltet entsteht an den o.g. parasitären Bauteilen (Induktivität und Widerstand) ein Spannungsabfall, der dem Gatesignal entgegenwirkt, und damit z. B. beim Einschalten die am FET anliegende Gatespannung reduziert.
# R & L zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND": Da der Widerstand im unteren mΩ-Bereich liegt kann dieser Einfluß hier ignoriert werden. Die Induktivität im Gatekreis bremst jedoch den Signalanstieg am Gate, sodass auch das Schaltverhalten beeinflußt wird. Dieser Effekt ist jedoch normalerweise nicht sehr stark wirksam. Hier besteht aber die Gefahr, dass die Induktivität mit der Gatekapazität einen Schwingkreis bildet.
# Überkopplung über Ciss: Wenn das Drainpotential z. B. beim abschalten plötzlich von "GND" auf "Vcc" springt, findet über Ciss eine überkopplung vom Drain auf das Gatesignal statt. Diese führt zu einer Potentialanhebung die im schlimmsten Fall sogar die"turn on" Schwelle überschreiten, und zum wiedereinschalten des FETs oder zu Oszillationen führen kann.

;Fazit: Die Schleife zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND" muss klein wie möglich gehalten werden. Sitzt der Treiber nicht nahe am Leistungs-FET, ist es empfehlenswert die zwei Kabel so kurz wie möglich halten und zu verdrillen. Auf einer PBC die Leitungen direkt nebeneinander führen. Auf eine direkte Anbindung an Source bzw. Emitter ist zu achten!

=== Shoot-Through ===
Unter "Shoot-Through" versteht man einen "verbotenen" Zustand (in Halb- bzw. Voll-Brücken und 3-Phasigen Endstufen) bei dem sowohl der HS-Schalter, als auch der LS-Schalter '''einer''' Halbbrücke gleichzeitig eingeschaltet sind. Dies hätte zur Folge, daß die Energiequelle und der Zwischenkreiskondensator der Endstufe kurzgeschlossen werden. Dabei wird unweigerlich der "magische Rauch" aus den Halbleitern entweichen, und die Endstufe mit einem lauten Knall ihr Leben aushauchen.
Zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes muß zwingend eine minimale Zeit vergehen, die so lange ist, daß der ausschaltende Schalter sicher aus ist, bevor durch Einschalten des anderen Schalters Strom zu fließen beginnt. Zu keinem Zeitpunkt dürfen BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;FAQ:

FET wird zu heiß:
*Verlustleistung zu hoch, Ursache könnte sein dass
**die Gatespannung zu niedrig ist,
**die Schaltgeschwindigkeit und damit die Treiberleistung zu gering ist, oder
**Der Treiber am Source/Emitter nicht direkt angebunden ist, und durch die dadurch entstehende parasitäre Induktivität die Spannung im kritischen Schaltmoment kurzzeitig einbricht, oder
**Schwingungen auf der Gateleitung oder im Leistungszweig vorhanden sind.
*Die Kühlung ist unzureichend
**da keine oder falsche Isolierfolie / Paste, oder
**ein zu kleiner Kühlkörper verwendet wird.

== Zusätzliche Hinweise ==

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Fußnoten ==
<references/>

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/280480#2960070 Forumsbeitrag]: Clevere MOSFET-Treiber mit kleinsten Trafos
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/283585#3004839 Forumsbeitrag]: Galvanisch getrennte Ansteuerung eines MOSFETs mittels Übertrager und 100% Tastverhältnis
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/246449#2519459 Forumsbeitrag]: Logic Level MOSFETs direkt mit einem AVR treiben
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/84802#718419 Forumsbeitrag]: Diskreter MOSFET-Treiber auf Standardtransistoren

== Links ==
* [http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/ferrite.txt Tips for making a good Gate Drive Transformer] und [http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/ferrite2.txt Gate Drive Transformer Design] ([http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/gdt1.html Fotos])
* [http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/gdt2.html Gate Drive Transformer Waveforms & Troubleshooting]
* [https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-HV_Floating_MOS_Gate_Drivers-ApplicationNotes-v01_00-EN.pdf?fileId=5546d4626c1f3dc3016c47de609d140a AN978] von IRF: HV Floating MOS-Gate Driver ICs , engl.
* [https://www.youtube.com/watch?v=MiiMun66f78 Deep dive into the discrete design of a static charge-pump high-side gate-driver], Youtube-Video (englisch)

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Operationsverstärker-Grundschaltungen

2022-02-19T18:13:55Z

172.26.42.30: /* Weblinks */

== Idealisiertes Modell eines OPV==

[[Bild:Opamp-symbol.png]]

=== Anschlüsse ===
Ein Operationsverstärker hat zwei Eingänge (+) und (-) und einen Ausgang
(UA). Außerdem verfügt er über eine positive und eine negative
Spannungsversorgung (V+) und (V-).

=== Spannungsversorgungen ===
Die Spannungsversorgungen sollen zunächst nicht interessieren. Sie
werden in Schaltungen oft nicht eingezeichnet.
In der Praxis ist es jedoch wichtig zu wissen, dass die Ausgangsspannung immer zwischen (V+) und (V-) liegt. Die Ausgangsspannung des OPV kommt schließlich dadurch zustande, dass der Ausgang über einen Transistor mehr oder weniger hochohmig mit den beiden Versorgungsspannungen verbunden wird.

Wenn man einen OPV also mit +5V versorgt, so kann der OPV im besten Fall am Ausgang +5V erzeugen. Man würde in diesem Fall von einem "Rail-to-Rail" Operationsverstärker sprechen.
Bei vielen Operationsverstärkern ist die maximal mögliche Ausgangsspannung geringer als die Versorgungsspannung. Ein mit +5V Spannungsversorgung beschalteter OPV kann dann beispielsweise nur +4V Ausgangsspannung erzeugen.

=== Ausgang ===
Der Ausgang des OPV ist eine ideale Spannungsquelle. Das bedeutet, dass die
Ausgangsspannung unabhängig davon ist, was ausgangsseitig an den OPV
angeschlossen wird.
In der Praxis gilt dieses Modell häufig nur bei "sinnvollen Anwendungen". So ist beispielsweise der Ausgangsstrom des OPV nach oben begrenzt (typischerweise im mA-Bereich), und manche OPV schwingen sehr leicht, wenn man sie kapazitiv belastet.

=== Eingänge ===
Die Eingänge eines OPV sind hochohmig, d. h., es handelt sich nur um "Messfühler", die keinen Strom führen.
Achtung: Die Eingangsschutzbeschaltung (Dioden von GND und gegen VCC) bei manchen OPVs kann jedoch dazu führen, dass Strom in den Eingang fliesst, wenn dessen Betriebsspannung z.B. abgeschaltet ist.

=== Funktionsweise ===
Der OPV mißt zu jeder Zeit die Differenz <math>U_D = U(+) - U(-)</math> der
Eingangsspannungen.

Ist die Spannung an (+) größer als an (-), so erhöht der OPV die
Ausgangsspannung.
Ist die Spannung an (+) niedriger als an (-), so vermindert der OPV die
Ausgangsspannung.

Das Ergebnis dieses Vorgangs wird häufig über die Gleichung:

<math>U_a = v \cdot U_D</math>

beschrieben, wobei <math>v</math> eine sehr große Zahl (10^4...10^6) ist.

Mit Hilfe der beschriebenen Funktionsweise lassen sich alle grundlegenden Schaltungen herleiten.

=== Beispiel ===

Betrachtet wird die invertierende Grundschaltung nach Abbildung a) im Abschnitt [[Operationsverstärker-Grundschaltungen#Verstärkergrundschaltungen|Verstärkergrundschaltungen]].

[[Bild:Op-verstaerker-a.png]]

Für die Pfeilrichtungen der Spannungen und Ströme gilt:
* <math>U_e</math>: von oben nach unten
* <math>I_{R3}</math>: von links nach rechts

Die Spannung am (+)Eingang ist gleich Null. Die Spannung am (-)Eingang wird durch die Spannungsquelle <math>U_e</math> und durch die im OPV befindliche und mit dem Ausgang verbundene Spannungsquelle des OPV manipuliert.

* Ist die Spannung am (-)Eingang negativ, so erhöht der Operationsverstärker die Ausgangsspannung. Dadurch wird durch die Rückführung über den Widerstand auch die Spannung am (-)Eingang positiver. Und zwar so lange, bis die Spannung am (-)Eingang gleich groß ist, wie die Spannung am (+)Eingang, also U(-)=0V.
* Ist die Spannung am (-)Eingang positiv, so vermindert der Operationsverstärker die Ausgangsspannung. Dadurch wird durch die Rückführung über den Widerstand auch die Spannung am (-)Eingang negativer. Und zwar so lange, bis die Spannung am (-)Eingang gleich groß ist, wie die Spannung am (+)Eingang, also U(-)=0V.

Der Operationsverstärker wird also die Spannungen an (+) und (-) angleichen. Das passiert immer dann, wenn der Ausgang mit dem (-)Eingang verbunden ist. Der Trick in dieser Schaltung besteht darin, dass von der Ausgangsspannung nur ein Teil wieder rückgeführt wird. Die Spannung U_e ist daher höher, als der Teil der benötigt wird, um die Spannungen an den Eingängen aneinander anzugleichen.
Man nennt das Prinzip "Gegenkopplung". Auf diese Art und Weise funktionieren alle analogen OPV-Schaltungen.

Da an (+) Massepotential anliegt, wird somit auch (-) daran angeglichen, und so liegt an <math>R_3</math> die Spannung <math>U_e</math> an. Daher gilt:
<math>I_{R3}=\frac{U_e}{R_3}.</math>

Da der (-)Eingang hochohmig ist, fließt <math>I_{R3}</math> über <math>R_4</math> weiter zum OPV-Ausgang.

Ua ist die Spannung vom Ausgang zur (virtuellen) Masse am (-)Eingang.
(--> Pfeil einzeichnen und klarmachen, daß es egal ist, ob der Pfeil vom
Ausgang zur Masse geht oder vom Ausgang "entgegen der Stromrichtung" zur
virtuellen Masse an (-)!)

Mit Hilfe von <math>I_{R3}=\frac{U_e}{R_3}</math> ergibt sich:

<math>U_a = -R_4 \cdot I_{R3} = -{{R_4} \over {R_3}} \cdot U_e.</math>

Die Energie für den Stromtransport über <math>R_4</math> stammt vom OPV! Sobald die Ladungen ausgehend von der Spannungsquelle <math>U_e</math> die virtuelle Masse an (-) erreicht haben, hat <math>U_e</math> seine gesamte Energie abgegeben.

== Reale OPVs / Kennwerte ==
Abweichend vom idealen OPV besitzen reale OPVs diverse Einschränkungen und Kennwerte, die sie für verschiedene Einsätze mehr oder weniger prädestinieren.

=== Leerlaufverstärkung ===
Die Leerlaufverstärkung gibt an, wie stark sich das Ausgangssignal i.A. der Änderung eines Eingangsignals statisch ändert, bzw nach dem Einschwingen erreichen könnte, wenn es nicht durch die Betriebsgrenzen limitiert wäre.

=== Verstärkungs-Bandbreiteprodukt ===
Das Verstärkungs-Bandbreiteprodukt gibt an, bei welcher Verstärkung welche Bandbreite erreicht werden kann. Durch Rückkopplung kann die Verstärkung eingestellt werden. Bei kleinerer Verstärkung ergibt sich somit eine höhere Bandbreite, wenn das Produkt aus beiden konstant ist. Die Bandbreite bei der Verstärkung eins heißt Transitfrequenz (englisch "Unity Gain Frequency"). Das Verstärkungs-Bandbreiteprodukt ist entscheidend für das Kleinsignalverhalten.

=== Anstiegsgeschwindigkeit ===
Bestimmend für das Großsignalverhalten ist neben dem Verstärkungs-Bandbreiteprodukt die Anstiegsgeschwindigkeit (slew rate), da bei hohen Ausgangsamplituden die Ausgangskurve eventuell zu steil wird, um richtig wiedergegeben zu werden.

=== Gleichtaktverstärkung ===
Infolge des inhomogenen Aufbaus der internen Verstärkerstufen werden die beiden Eingangssignale nicht exakt gleich verstärkt, was in einen Gleichanteil und einen Differenzanteil aufgeteilt werden kann. Die nicht erwünschte Gleichtaktverstärkung bzw. ihr Gegenstück, die Gleichtaktunterdrückung (engl. ''common mode rejection ratio, CMRR'') ist dabei ein Maß für die Qualität des OPVs. Klassische (VFB) OPV haben immer ein mit der Frequenz fallendes (-20 dB/Dekade) CMRR.

=== Ein- und Ausgangsbereich ===
Wie weiter oben schon angesprochen ist die Ausgangsspannung eines OPVs begrenzt von der Versorgungsspannung und dem internen Aufbau des OPVs. Standard-OPV erreichen meist einen Ausgangsbereich, der bis circa 1-2 V an Versorgungsspannungen heran reicht, während sogenannte Rail-to-Rail (R2R) OPV sehr nah (bei niedriger Last bist auf wenige mV) an die Versorgungsspannungen herankommt. Das ist jedoch mit Abstrichen verbunden, sodass es in der Regel besser ist R2R OPV nur wenn nötig zu verwenden.

Ähnliche Beschränkungen gibt es auch für die Eingänge eines OPVs, hier werden im Wesentlichen drei Arten unterschieden:

* Klassisch: Eingangsspannung darf nur bis wenige Volt an die Versorgung herankommen.
* Ground-Sensing: Die Eingangsspannung darf bis zur negativen Versorgung heruntergehen, klassische Vertreter sind LM324/LM358.
* Rail-to-Rail Input/Output (RRIO): R2R OPV, wo sowohl Eingänge als auch Ausgänge bis an die Versorgungsspannungen reichen.

Bei klassischen Operationsverstärkern ist zu beachten, dass manche ein Verhalten namens ''phase reversal'' (Phasenumkehr) zeigen, wenn die Eingangsspannung den zulässigen Bereich überschreitet. Bei der Phasenumkehr dreht sich die Phase in der Eingangsstufe des OPVs um 180° und Rückkopplung wird zur Mitkopplung. Ein bekannter Vertreter dieser Art ist die TL06x/TL07x/TL08x Familie von OPV.

== Verstärkergrundschaltungen ==
=== Grundbeschaltung mit Berechnung ===
[[Bild:Op-verstaerker-a.png]] [[Bild:Op-verstaerker-b.png]]

In a) und b) verwenden wir den OPV als Verstärker und nutzen hier die Möglichkeit der Gegenkopplung, um definierte Verstärkungen zu erhalten. Wir gehen wieder davon aus, dass der OPV ein ideales Bauteil ist und daher seine Leerlaufverstärkung unendlich ist. Ebenso betrachten wir den Eingangswiderstand als unendlich.

In '''a)''' ist ein invertierender Verstärker mit einem OPV dargestellt. Durch die Widerstände R3 und R4 wird die Verstärkung bestimmt:

:<math>V = \frac{U_a}{U_e} = -\frac{R_4}{R_3}</math>

Das Verhältnis der beiden Widerstände bestimmt also die Verstärkung und somit die Ausgangsspannung:

:<math>U_a = -\frac{R_4}{R_3} \cdot U_e </math>

oder auch

:<math>U_a = V \cdot U_e</math>

Das negative Vorzeichen drückt aus, dass es sich um einen invertierenden Verstärker handelt.

Beim nichtinvertierenden Verstärker '''b)''' finden wir auch eine Rückkopplung über R6 zum invertierenden Eingang des OPVs. Die Verstärkung wird durch das Gegenkopplungsnetzwerk R6 und R7 bestimmt. Hier ist:

:<math>V = 1 + \frac{R_6}{R_7}</math>

Eine Verstärkung von 1 ist sinnvoll, wenn eingangsseitig eine Spannungsquelle mit hohem Innenwiderstand verwendet wird. Für <math>\frac{R_6}{R_7} \to 0</math> heißt die Schaltung "Spannungsfolger".

Kleinere Werte als 1 lassen sich nicht realisieren. Die Ausgangsspannung errechnet sich also so:

:<math>U_a = U_e \cdot \left (1 + \frac{R_6}{R_7}\right )</math>

Beispiel: Eine Eingangsspannung von 0,5 V soll auf den Wert 5 V verstärkt werden, es ist also eine Verstärkung V von 10 benötigt. R7 ist mit 10 kΩ vorgegeben. Also ist das Verhältnis

:<math>\frac{R_6}{R_7} = V - 1</math>

Bei einem Wert von 10 kΩ für R7 errechnet sich R6 zu

:<math>
R_6 = (V - 1) \cdot R_7
= (10 - 1) \cdot 10\,\mathrm{k\Omega}
= 90\,\mathrm{k\Omega}
</math>

Die Ausgangsspannung Ua wird also:

:<math>
U_a = U_e \cdot \left (1 + \frac{R_6}{R_7}\right )
= 0{,}5\,\mathrm{V} \cdot \left (1 + \frac{90\,\mathrm{k\Omega}}{10\,\mathrm{k\Omega}}\right)
= 5\,\mathrm{V}
</math>

=== Nichtinvertierender Verstärker mit Offset ===
Eine Abwandlung des nichtinvertierenden Verstärkers erlaubt es, einen konstanten Offset vorzugeben. D.h. von der zu verstärkenden Eingangsspannung U(e) wird eine konstante Spannung U(o) abgezogen und die Differenz verstärkt. Auf der Ausgangsspannung U(a) findet sich die Offsetspannung U(o) allerdings wieder.

[[Bild:Op-verstaerker-offset.png]]

Es gilt:

Offsetspannung:
:<math>
U_o = U_V \cdot \frac{R_2}{R_1 + R_2}
</math>
mit U(V) = Versorgungsspannung an R1

Verstärkung:
:<math>
V = 1 + \frac{R_3}{\frac{R_1 \cdot R_2}{R_1 + R_2}}
</math>

Ausgangsspannung:
:<math>
U_a = (U_e - U_o) \cdot V + U_o
</math>

Der Vorteil dieser Schaltung ist, daß nur die Differenz verstärkt wird. Damit kann eine größere Verstärkung gewählt werden. Zu berücksichtigen ist dabei, daß die Ausgangsspannung U(a) um die Offsetspannung U(o) überlagert ist.

=== Spannungsfolger (Impedanzwandler) ===

[[Bild:Op-spannungsfolger1.png]]

Eine Abart des nichtinvertierenden Verstärkers stellt der Spannungsfolger dar. Beim nichtinvertierenden Verstärker errechnet sich die Ausgangsspannung aus:

:<math>U_a = U_e \cdot \left (1 + \frac{R_2}{R_1}\right )</math>

Wenn wir R2 auf 0Ω (mit R1 > 0) oder R1 auf unendlich (mit R2 < ∞) ändern, erhalten wir daher:

:<math>V = 1 + \frac{R_2}{R_1} = 1</math>

Ein Spannungsfolger hat also eine Verstärkung V von 1.

Umgezeichnet sieht die Schaltung so aus:

[[Bild:Op-spannungsfolger2.png]]

Was soll das nun? Wir nutzen die Eigenschaft, dass ein idealer OP einen unendlichen Eingangswiderstand und einen Ausgangswiderstand von 0Ω hat. Real sieht das natürlich anders aus: so liegt der Eingangswiderstand Re bei normalen OPs in der Größenordnung von 1MOhm bis <math>10^{15} \Omega</math>, der Ausgangswiderstand Ra im Bereich 20Ω bis 1kOhm. Deshalb spricht man bei dieser Schaltung von einem Impedanzwandler. Eine solche Schaltung kann also aus einer relativ hochohmigen Spannungsquelle eine niederohmige, durch Folgeschaltungen belastbare Spannungsquelle machen.

[[Bild:Op-spannungsfolger3.png|left]]

In dem nebenstehenden Beispiel ist eine einfache Möglichkeit zur Erzeugung einer Referenzspannung gezeigt. Es kommt eine normale Stabilisierungsschaltung mit einer Zenerdiode zur Anwendung, die aber nicht mehr die schlechten Eigenschaften der Standardbeschaltung mit lediglich Widerstand und Zenerdiode hat. Bei einer Zenerdiode hängt die genaue Spannung davon ab, welcher Strom durch sie fliesst. Dieser Strom (und damit auch die Höhe der Zenerspannung) würde sich aber ändern, wenn ein Verbraucher die Zenerdiode direkt mit seinem Stromfluss belasten würde. Als Folge davon würde die Spannungslage der Zenerdiode je nach Verbraucher leicht schwanken. Durch den Spannungsfolger wird das verhindert, weil der jetzt den vom Verbraucher gezogenen Strom bereitstellt.

{{Clear}}

[[Bild:Op-spannungsfolger4.png|left]]

Eine weitere Anwendungsmöglichkeit wäre das hochohmige Auskoppeln einer Brückenspannung. Die Brückenschaltung selbst wird durch Folgeschaltungen nicht mehr belastet, alle anderen Eigenschaften bleiben erhalten.

{{Clear}}

=== Der Komparator ===

[[Bild:Op-komp-a.png]] [[Bild:Op-komp-b.png]]

In der einfachsten Beschaltung des Operationsverstärkers erhält man einen Komparator. Es fällt auf, dass kein Gegenkopplungsnetzwerk vorhanden ist. Der OP arbeitet daher mit seiner vollen Leerlaufverstärkung Vo. Dies bedeutet, dass bereits eine kleine Eingangsspannung genügt, um den OP in die Begrenzung zu treiben. Das heißt, die Ausgangsspannung Ua wird annähernd die Betriebsspannung erreichen.

Achtung: nicht jeder OP ist als Komparator verwendbar! Manche haben Schutzdioden zwischen invertierendem und nichtinvertierendem Eingang, die bei einem zu großen Spannungsunterschied das Signal kurzschließen. Ob das bei einem konkreten OP-Typ der Fall ist, findet man im Datenblatt: bei den absolute maximum ratings ist die "Differential Input Voltage" angegeben. Wenn dort nur 1 bis 2 Volt stehen, ist der OP nicht als Komparator einsetzbar.
Die sichere Alternative ist jedoch, einen speziellen Komparator-IC zu verwenden. Diese sind im Grunde auch nur OPs, aber für den Komparator-Betrieb optimiert.

Beim Komparator gibt es zwei Möglichkeiten der Beschaltung: die invertierende nach a) und die nichtinvertierende Beschaltung nach b).

'''Berechnungsbeispiel für Schaltung b)'''

Angenommen die Leerlaufverstärkung Vo von 40000 und eine Eingangsspannung von 0,1 Volt. Die Betriebsspannungen Vcc und Vee legen wir auf +/- 24 V fest. Damit ergibt sich theoretisch für Ua:

:<math>U_a = V_0 \cdot U_e = 40000 \cdot 0{,}1\,\mathrm{V} = 4000\,\mathrm{V}</math>

Das ist natürlich ein unrealistischer Wert, da Ua nicht höher sein kann als die Betriebsspannung. Also anders ausgedrückt: Bei welcher Spannung Ue erreicht der OP seine Aussteuerungsgrenze?

:<math>U_e = V_{cc} / V_0 = 24\,\mathrm{V} / 40000 = 0{,}6\,\mathrm{mV}</math>

Das bedeutet, dass eine Spannung von 0,6 mV ausreicht um den Komparator in die Begrenzung zu treiben.

Das gleiche gilt auch für den invertierenden Komparator, allerdings wird hier der OP in die negative Begrenzung gebracht.

:<math>-U_a = V_0 \cdot U_e</math>

Diese beiden einfachsten Komparatorschaltungen werden so nur sehr selten verwendet, weil sie keine Hysterese haben. D.h. es gibt nur eine Umschaltschwelle. Dadurch kann der Ausgang schwingen, wenn das Eingangssignal sehr nah an der Umschaltschwelle liegt, weil kleinste Störungen im Signal den Komparator mehrfach schalten lassen (dafür reichen wenige mV!). Ausserdem sind Operationsverstärker als Komparator relativ langsam, das liegt am inneren Aufbau. Echte Komparatoren sind deutlich schneller und sie haben auch kein Problem damit, wenn der Ausgang in die Sättigung geht. Darum beschaltet man einen OPV bzw. Komparator meistens mit Hysterese. Das nennt man dann einen [[Schmitt-Trigger]].

=== Der Addierer (Summierverstärker) ===

[[Bild:Op-addierer.png]]

Ein als invertierender Verstärker beschalteter OP lässt sich so beschalten, dass ein Summensignal aus den Eingangsspannungen gebildet wird. Um die Funktion deutlich zu machen, ist eine Betrachtung der einzelnen Ströme nötig.

In einem invertierenden Verstärker wird sich die Ausgangsspannung immer so einstellen, dass der invertierende Eingang Massepotential hat. Die virtuelle Masse (VM) unterscheidet sich von einer "normalen" Masse dadurch, dass das Potential durch einen Regelungsvorgang zustande kommt.
An der virtuellen Masse (VM) gilt die Knotenpunktregel, wonach die Summe der zufließenden Ströme gleich der Summe der abfließenden Ströme ist.

:<math>I_1 + I_2 = -I_3</math>

Sofern <math>U_{e1}</math> und <math>U_{e2}</math> bekannt sind, lässt sich die Gleichung umformen in:

:<math>\frac{U_{e1}}{R_1} + \frac{U_{e2}}{R_2} = -\frac{U_a}{R_3}</math>

Nach Ua aufgelöst ergibt sich:

:<math>-U_a = \left (U_{e1} \cdot \frac{R_3}{R_1}\right ) + \left (U_{e2} \cdot \frac{R_3}{R_2}\right ) + ... + \left (U_{en} \cdot \frac{R_3}{R_n}\right )</math>

Einen Sonderfall gibt es, wenn die Widerstände R1 und R2 gleich sind. Dann gilt

:<math>R_1 = R_2 = R_x</math>

und damit

:<math>-U_a = \frac{R_3}{R_x} \cdot (U_{e1} + U_{e2})</math>.

=== Der Subtrahierer (Differenzverstärker) ===

[[Bild:Op-subtrahierer.png]]

Ein Subtrahierer ist die Zusammenschaltung eines invertierenden und eines nichtinvertierenden Verstärkers. Schliessen wir Punkt Ue1 nach Masse kurz und steuern Ue2 an, arbeitet die Schaltung als nichtinvertierender Verstärker. Wird Ue2 nach Masse verbunden und Ue1 angesteuert, verhält sich die Schaltung als invertierender Verstärker (R7 vorerst nicht beachten).

Für den 1. Fall (nichtinvertierender Verstärker) gilt:

:Ua = Ue2 (1 + R6\R4 )

Für den 2. Fall (invertierender Verstärker) gilt:

:Ua = -Ue1 R6\R4

Der dritte Fall ist die Ansteuerung beider Eingänge:

:Ua = -Ue1 R6\R4 + Ue2 (1 + R6\R4 )

Diese Schaltung ist gut für eine Erklärung, praktisch aber taugt sie nichts. Denn liegen an den Eingängen gleiche Spannungen an, ist die Ausgangsspannung nicht 0, wie eigentlich zu vermuten wäre. Deshalb ändern wir die Schaltung und fügen R7 ein. Jetzt stellt sich am Punkt + des OPs die Spannung

:Ue2+ = Ue2 R7\(R5 + R7)

ein. Wenn wir das berücksichtigen, erhalten wir endlich einen richtigen Subtrahierer:

:Ua = Ue2 (1 + R6\R4 ) R7\(R5 + R7) - R6\R4 Ue1

Dies gilt für alle Subtrahierer, obwohl es natürlich auch hier wieder zwei Sonderfälle gibt; nämlich a) wenn alle Gegenkopplungswiderstände gleich sind:

:R6 = R7 = R4 = R5

dann ist

:Ua = Ue2 - Ue1

oder b) wenn die Widerstandsverhältnisse gleich sind :

:R6\R4 = R7\R5

Dann ergibt sich für Ua:

:Ua = (Ue2 R7\R5 ) - (Ue1 R6\R4 )

oder noch einfacher:

:Ua = (Ue2 -Ue1) R6\R4

=== Addierer/Subtrahierer mit unterschiedlichen Faktoren ===
Legt man nicht den + sondern den - Eingang des Operationsverstärkers als Bezugspunkt zur Masse mit einem Widerstand fest, übernimmt der Vorwiderstand vom - Eingang, R4 die Aufgabe von R5.

[[Bild:Op-addsub.png]]

Hier die Schaltung die addieren und subtrahieren kann, mit unterschiedlichen Faktoren.
Sie kann verwendet werden für Aufgaben wie: Gesucht ist eine Schaltung, die aus 0...2.56 V eine Spannung von -10V...10V macht. Für dieses Beispiel wird hier die Dimensionierung durchgeführt:

{| class="wikitable" style="text-align: left"
|<math>U_{e1} = 5\,\mathrm{V}</math>
|Einfach festgelegt, muss nur ein positiver Wert sein
|-
|<math>R_6 = 200\,\mathrm{k\Omega}</math>
|Einfach festgelegt, könnte auch 100k oder 500k sein
|-
|<math>U_{e2i} = 0\,\mathrm{V},\, U_{ai} = -10\,\mathrm{V}</math>
|gewählter momentaner ''Zustand 1'', Ue2 = 0V ist günstig für Berechnung, Ua ist die dazupassende Ausgangsspannung
|-
|<math>U_{e2ii} = 2{,}56\,\mathrm{V},\, U_{aii} = 10\,\mathrm{V}</math>
|gewählter beliebiger ''Zustand 2''
|-
|<math>U_m = U_{e2}</math>
|Gleichgewicht am Eingang
|-
|<math>I_a + I_b = I_c</math>
|In den Eingang fließt "kein" Strom
|-
|<math>\frac{U_a-U_{e2}}{R_6} + \frac{U_{e1}-U_{e2}}{R_4} = \frac{U_{e2}}{R_c}</math>
|Gleichung mit den Unbekannten R4 und Rc
|-
|<math>\frac{U_{ai}-U_{e2i}}{R_6} + \frac{U_{e1}-U_{e2i}}{R_4} = \frac{U_{e2i}}{R_c}</math>
|Variablen für ''Zustand 1'' eingesetzt, bildet 1. Gleichung
|-
|<math>\frac{U_{aii}-U_{e2ii}}{R_6} + \frac{U_{e1}-U_{e2ii}}{R_4} = \frac{U_{e2ii}}{R_c}</math>
|Variablen für ''Zustand 2'' eingesetzt, bildet 2. Gleichung
|-
|<math>R_4=-\frac{R_6\cdot U_{e1}}{U_{ai}}</math>
|2 Gleichungen mit 2 Unbekannten, Lösung durch Umformen der 1. Gleichung nach R4 und einsetzen von Ue2i=0 (freundlicherweise fällt die 2. Unbekannte dabei raus)
|-
|<math>R_4 = 100\,\mathrm{k\Omega}</math>
|restliche Werte eingesetzt
|-
|<math>R_c=\frac{R_6\cdot U_{e1}\cdot U_{e2ii}}{U_{aii}\cdot U_{e1}-U_{ai}\cdot (U_{e1}-U_{e2ii})-U_{e1}\cdot U_{e2ii}}</math>
|Ergebnis für R4 in die 2. Gleichung einsetzen und Umformen nach Rc
|-
|<math>R_c = 41{,}6\,\mathrm{k\Omega}</math>
|Werte eingesetzt
|}

=== Der Instrumenten-Verstärker ===

[[Bild:Instrument.png]]

Ein Nachteil des Subtrahierers ist sein geringer Eingangswiderstand. Um den nahezu unendlichen Eingangswiderstand des verwendeten Operationsverstärkers zu erreichen, kann man einfach vor beide Eingänge je einen Impedanzwandler vorschalten.
Die hier beschriebene Schaltung ist um drei Widerstände erweitert und ermöglicht die Einstellung der Differenz-Verstärkung über nur einen Widerstand, nämlich R2.

Am invertierenden Eingang von IC1A gilt (Knotenregel):

:<math>\frac{U_{a1}-U_{e1}}{R_1}-\frac{U_{e1}-U_{e2}}{R_2}=0</math>

Am invertierenden Eingang von IC1C gilt (Knotenregel):

:<math>\frac{U_{a2}-U_{e2}}{R_1}+\frac{U_{e1}-U_{e2}}{R_2}=0</math>

Subtrahiert man die beiden Gleichungen voneinander, erhält man:

:<math>U_{a2}-U_{a1}=(U_{e2}-U_{e1})\cdot\left (1+\frac{2\cdot R_1}{R_2}\right )</math>

Letztere Differenz ist die Eingangsspannung eines normalen Subtrahierers mit der Verstärkung 1.

Also ergibt sich als Ausgangsspannung:

:<math>U_a=(U_{e2}-U_{e1}) \cdot \left (1+\frac{2\cdot R_1}{R_2}\right )</math>

Die Differenzverstärkung beträgt demnach:

:<math>V=\left (1+\frac{2\cdot R_1}{R_2} \right )</math>

Anwendung: Auswertung von Brückenschaltungen, wie Drucksensoren oder Dehnungsmessstreifen, die durch den Eingangswiderstand der Messschaltung nicht belastet werden dürfen. 
Instrumenten-Verstärker kann man auch fertig kaufen. Im INA102 ist die komplette Schaltung integriert. Für R2 sind 3 verschiedene Werte eingebaut, die bei passender Verschaltung eine Verstärkung von 1, 10, 100 oder 1000 ermöglichen.

Da die Gleichtaktunterdrückung hauptsächlich von der Übereinstimmung der Widerstände abhängt, sind für viele Standardanwendungen, insbesondere solche mit niedriger erforderlicher Bandbreite, integrierte Instrumentenverstärker zu bevorzugen.

=== Der Multiplizierer (Mischer) ===

=== Der Potentialdifferenzverstärker ===

[[Datei:Potentialdifferenzverstärker.png|400px]]

Der Potentialdifferenzverstärker ist eine OPV-Schaltung zum gewichteten Addieren und Subtrahieren beliebiger Spannungen.

Falls die Bedingung
<math>
\sum\frac{R_{0}}{R_{i}}=\sum\frac{R_{0}^{'}}{R_{i}^{'}}
</math>
erfüllt ist, vereinfacht sich der Term für die Ausgangsspannung zu folgendem Term:

<math>
U_{a}=\sum\frac{R_{0}^{'}}{R_{i}^{'}}U_{i}^{'}-\sum\frac{R_{0}}{R_{i}}U_{i}
</math>

=== Der Logarithmierer ===
Logarithmierer werden mit der Kennlinie einer Diode konstruiert, die einen eingeprägten Strom in eine Spannung übersetzt.

= Spannungsversorgung und Beschaltung =

== Betrieb mit einfacher Versorgungsspannung ==

Häufig möchte man eine Wechselspannung wie z.B. ein Audiosignal, das auch negative Spannungen enthält, mit einem Opamp verstärken, hat aber nur eine einfache, in Bezug zu Masse positive Versorgungsspannung zur Verfügung. Dafür bieten sich folgende Schaltungen an, die in der Literatur leider häufig vernachlässigt werden.

Durch die Kondensatoren können die Operationsverstärker in geeigneten Arbeitspunkten betrieben werden, obwohl die Eingangs- und Ausgangsspannungen echte Wechselspannungen sind. Nachteil ist die Hochpasswirkung der Kondensatoren in Verbindung mit den verwendeten Widerständen. Die Grenzfrequenz der Hochpässe muss tief genung gewählt werden, um den gewünschten Frequenzbereich verstärken zu können. Zur Verstärkung von Gleichspannungen (z.B. aus Temperatursensoren) sind diese Schaltungen nicht geeignet.

=== Nichtinvertierender Verstärker ===

[[Bild: Ss_opamp1.png]]

Der positive Eingang wird mit einem Spannungsteiler (R3 und R5) auf die halbe Betriebsspannung gelegt. Dieser Spannung wird dann die zu verstärkende Eingangswechselspannung überlagert. Mit den Kondensatoren am Eingang (C1) und Ausgang (C2) wird der Gleichspannungsanteil abgekoppelt.

Die Verstärkung hat in diesem Beispiel für Wechselspannung den Wert 11 (Formel wie oben), für Gleichspannung aber den Wert 1, da C4 für Gleichspannung einen unendlichen Widerstand darstellt. C3 sollte dorthin führen, wo das Eingangssignal seinen Bezugspunkt hat, also die Abschirmung der Cinch-Buchse, während R5 dorthin führt, von wo der Operationsverstärker seine negative Versorgungsspannung bekommt, falls das nicht die gleichen Potentiale, hier GND, sein sollten.

=== Invertierender Verstärker ===

Das Prinzip funktioniert analog auch für die invertierende Beschaltung:

[[Bild: Ss_opamp2.png]]

== Betrieb mit negativer Hilfsspannung ==

Alternativ lässt sich auch eine negative Hilfsspannung erzeugen. Damit bekommt der Operationsverstärker seine "Plus-Minus"-Versorgung, und er kann Wechselspannungen um das Ground-Potential herum problemlos verstärken.

Die negative Hilfsspannung erzeugt man zweckmässigerweise mit einer Ladungspumpe. Dazu bieten sich zwei Möglichkeiten an:

* einen speziellen IC nach der Art eines ICL 7660
* eine Rechteckspannung auf einen Spannungsverdoppler geben. Dieser besteht aus 2 Dioden und 2 Kondensatoren. Die Konfiguration sollte natürlich so sein, dass eine negative Hilfsspannung erzeugt wird. Schaltbeispiele gibt's im Netz. Als Rechteckspannung kann ein unbenutzter PWM-Ausgang dienen, der mit 50% Tastverhältnis läuft.

Ein Ripple auf der negativen Hilfsspannung wird von modernen Operationsverstärkern wirkungsvoll unterdrückt. Die PSRR (power supply rejection ratio) weist oft Werte um 120 dB auf (bei 120 Hz, darüber fällt sie meist mit 20 dB/Dekade).

Siehe auch http://de.wikipedia.org/wiki/Ladungspumpe#Negative_Ausgangsspannungen

= Kaufempfehlung =
LM358 2 OPs in einem Gehäuse oder
LM324 4 OPs in einem Gehäuse

MCP6001/6004 CMOS OPs mit Rail to Rail Input und Output, tiefem Stromverbrauch, und geringer Versorgungsspannung

Preis jeweils ca. 0,30€ aus Deutschland oder ca. 2 bis 4 cent aus China (AliExpress, ebay, …).

Siehe auch [[Standardbauelemente#Operationsverst.C3.A4rker|Standardbauelemente - Operationsverstärker]].

Wer Audio OpAmps sucht - tangentsoft.net hat mal welche unter die Lupe genommen: [http://www.tangentsoft.net/audio/opamps.html Notes on Audio OpAmps]

= Siehe auch =
* [[Schmitt-Trigger]]
* [[Aktiver RC-Bandpass]]
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/396747#4567112 Forumsbeitrag]: Pegelanpassung 0 bis 3V auf -15 bis +20V
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/466046?goto=5686087#5686087 Forumsbeitrag]: Strommessung an der Versorgungsspannung, Fehlerbetrachtung und verbesserte Schaltung
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/510652?goto=6542833#6542656 Forumsbeitrag]: "bouncing ball" Schaltung gesucht
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/512469#6575560 Forumsbeitrag]: Maximum von zwei 4-20mA Eingängen auf einen 4-20mA Ausgang bilden
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/514936#new Forumsbeitrag]: 1500V Linearverstärker
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/519089#6704061 Forumsbeitrag]: Suche OpAmp RRIO bis 36V out
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/524737?goto=6822386#6820279 Forumsbeitrag]: Sinusgenerator mit HV-Endstufe gesucht

= Weblinks =
*[http://www.ti.com/ww/en/bobpease/assets/AN-31.pdf AN-31] - National Semiconductor Application Note 31 mit vielen weiteren OP-Schaltungen
*[https://e2echina.ti.com/cfs-file/__key/telligent-evolution-components-attachments/00-52-01-00-00-04-59-46/OP-amp-for-everyone.pdf Op Amps for Everyone], sehr umfangreiches Dokument zu OPV und deren Anwendung, englisch 
* [http://www.elektronik-kompendium.de/sites/bau/0209092.htm Operationsverstärker im ElKo]
*[http://www.inf.fu-berlin.de/lehre/WS00/peg/folien/Peg_v7a.pdf OP Teil 1], [http://www.inf.fu-berlin.de/lehre/WS00/peg/folien/Peg_v7b.pdf OP Teil 2] - OP-Schaltungen (deutsch)
* [http://www.roboternetz.de/wissen/index.php/Operationsverst%C3%A4rker RN-Wissen Operationsverstärker]
* [http://www.national.com/AU/design/0,4706,268_0_,00.html Online Seminar] von National Semiconductor
* [http://www.franzis.de/elo-das-magazin/grundlagen-und-ausbildung/operationsverstaerker/der-operationsverstaerker ELO-Online-Magazin, Franzis-Verlag], [http://www.franzis.de/online-shop/elektronik/lernpakete-elektronik/lernpaket-elektronik-mit-ics Lernpaket Elektronik mit ICs] "Elektronische Experimente mit integriertem Schaltkreis", Kasten mit Steckbrett/Bauelementen (ca. 40EUR),
* [https://web.archive.org/web/20130828131053/http://elektronikwissen.net/opamp/9-opamp-wissen.html OpAmp Praxis], Praktikertipps + schwingende Operationsverstärker in den Griff bekommen 
* [https://en.wikipedia.org/wiki/Frequency_multiplier Frequenzvervielfacher]
* [https://sound-au.com/appnotes/an001.htm Präzisionsgleichrichter], engl.
* [https://play.google.com/store/apps/details?id=com.wdcreative.elektropro ElektroEasy-App], Berechnung von OPVs
* [http://www.elektronikinfo.de/strom/operationsverstaerker.htm Grundlagen Operationsverstärker]
* [http://www.elektronikinfo.de/strom/op_rauschen.htm Rauschverhalten von OpAmps]
* [https://www.edn.com/class-ab-inverting-amp-uses-two-floating-amplifier-cells/ Class AB inverting amp uses two floating-amplifier cells], HV-Verstärker mit +/-500V Ausgangsspannung
* [https://www.youtube.com/watch?v=qNeOWJz2oUw#t=21m11s A deeper insight into Differential Amplifiers with high common mode voltage], Youtube-Video

[[Category:Grundlagen]]
[[Category:Bauteile]]

Auflösung und Genauigkeit

2022-02-17T10:46:27Z

172.26.42.30: /* Eichen, Kalibrieren, Justieren */

Immer wieder werden die beiden Parameter ''Auflösung'' und ''Genauigkeit'' verwechselt. Oft werden Meßgeräte oder Sensoren mit einer hohen Auflösung beworben. Wenn man jedoch genauer nachliest, oder manchmal auch genauer nachmißt, stellt man fest, daß zwar viel Auflösung vorhanden ist, aber die Genauigkeit doch eher zu wünschen übrig läßt. Dieser Artikel soll Klarheit schaffen.

== Auflösung ==

Auflösung ist das Vermögen eines Messgerätes (z. B. [[AD-Wandler]]), zwischen zwei geringfügig verschiedenen Messwerten reproduzierbar einen Unterschied zu erkennen. Dabei spielt der absolute Betrag keine Rolle. Es werden nur relative Unterschiede betrachtet. Ein 8 Bit Wandler mit 5V Referenzspannung kann beispielsweise die Eingangsspannung in 20mV Schritten auflösen. Wenn die Eingangsspannungen zwischen zwei Messungen näher als 20 mV zusammen liegen kann der AD-Wandler keinen Unterschied messen (Es sei denn, es liegt zufällig eine Grenze zwischen zwei [[Quantisierung | Quantisierungsstufen]] dazwischen). Mit einem 16 Bit AD-Wandler und 5V Referenzspannung kann man die Eingangsspannung bereits auf 76 μV auflösen, 256 mal besser als mit dem 8-Bit Wandler.

== Genauigkeit ==

Genauigkeit gibt an, wie weit das Messergebnis vom physikalisch absolut wahren Ergebnis abweicht (egal ob digital oder analog). Es werden dabei absolute Meßwerte betrachtet und mit einem genaueren Meßgerät verglichen. Z.B. zeigen zwei Armbanduhren die Zeit mit einer 1 Sekunde Auflösung an (hier wird bewußt die umgangssprachliche Formulierung „auf eine Sekunde genau“ vermieden). Wenn eine davon eine [[Funkuhr]] ist , wird diese immer die absolut richtige Zeit anzeigen, wie sie im Moment physikalisch exakt generiert werden kann. Die Zweite ist eine normale Quarzuhr und wird nach einem Monat vielleicht 10 Sekunden Abweichung anzeigen. Sie ist dann ungenau.

== Eichen, Kalibrieren, Justieren ==

Die meisten Meßgeräte müssen nach der Herstellung vor der Verwendung noch eingestellt werden, um das Maximum an Genauigkeit zu erreichen, welches durch die Schaltung möglich ist. Hierbei spricht man von justieren.

Um jedoch ein Meßgerät justieren zu können, muß der Fehler, die sog. Meßungenauigkeit bekannt sein. Diese kann durch ''Kalibrieren'' oder ''Eichen'' ermittelt werden.

Von ''Eichen'' spricht man, wenn die sog. ''Kalibrierung'' durch das Eichamt durchgeführt wird.

Zum Eichen oder Kalibrieren benötigt man ein Referenzmaß (bei Waagen z. B. ein "Gewicht" mit genau bekannter Masse). Diese nennt man Eichmaß oder Referenz oder auch nationale Normale. Mit solchen Normalen wird auch im Eichamt ein Meßgerät kalibriert. Das ist sowohl ein technisch sehr aufwendiger als auch amtlich beglaubigter Vorgang und dementsprechend teuer. Das zu eichende Meßgerät wird während einer Messung über den gesamten Meßbereich mit dem Eichmaß verglichen und die Meßunsicherheit des Prüflings ermittelt. Das Eichen ist normalerweise nur für Meßgeräte vorgeschrieben, die für den Handel o.ä. verwendet werden, wie z. B. Waagen, Zapfsäulen, Portowaagen etc.

Normalerweise spricht man aber von ''Kalibrieren''. Der Vorgang ist physikalisch der gleiche. Dabei gibt es in Deutschland eine sog. Kalibrierpyramide. Dessen oberste Stelle ist die PTB, also die Physikalisch-Technische Bundesanstalt in Braunschweig. Die PTB kalibriert die "Normale" oder Referenzen der einzelnen Kalibrierlaboratorien. Darunter ist der DKD angesiedelt, dieser wiederum kalibriert Meßgeräte und Normale, die für Werkskalibrierungen verwendet werden. Mit den vom DKD kalibrierten Meßgeräten und Normalen werden dann Werkskalibrierungen durchgeführt, wie z. B. die Kalibrierung von Multimetern, Waagen, Messuhren ect. Kalibrieren kann man auch selber, indem man ein genaues Meßgerät mit seiner selbstgebauten Schaltung vergleicht und diese dementsprechend den Fehler bzw. die Abweichung seiner Schaltung ermittelt.

Ist der Fehler zu groß, so muss bzw. kann die Schaltung oder das Meßgerät neu justiert werden, um den Fehler zu minimieren.

== Veranschaulichung ==

[[bild:kennlinien.png|thumb|right|300px|Messkurven]]
Wenn einem der Unterschied zwischen Genauigkeit und Auflösung langsam klar wird, dann versteht man auch, wie z. B. Multimeter Spannungen mit 40000 Schritten anzeigen (0,0025% = 25ppm Auflösung) aber „nur“ auf 0,1 bis 0,3% Genauigkeit kalibriert sind.

Nachfolgend sind die prinzipiellen Kennlinien einiger Meßgeräte dargestellt, um den Unterschied zwischen Auflösung und Genauigkeit bildlich darzustellen. Auf der X-Achse ist dabei der wahre Meßwert dargestellt, die Y-Achse zeigt das Meßergebnis. Die Kennlinien sind bewußt extrem dargestellt um das Prinzip zu veranschaulichen.

* K1 ist die Kennlinie eines idealen Meßgerätes. Es verfügt über eine unendlich hohe Auflösung, hat keinerlei Meßfehler (Genauigkeit) und ist vollkommen linear.
* K2 ist die Kennlinie eines AD-Wandlers mit hoher Genauigkeit. Die Auflösung ist zwar relativ niedrig (große Treppenstufen der Kennlinie), dafür liegen die Meßergebnisse nah an der idealen Kennlinie (hohe Genauigkeit).
* K3 ist die Kennlinie eines AD-Wandlers mit geringer Genauigkeit. Die Meßwerte weichen stark von der idealen Kennlinie ab, die hohe Auflösung nützt hier eher wenig.
* K4 ist ein weiterer Fall einer realen Kennlinie mit nichtlinearem Verlauf, resultierend in geringer Genauigkeit.
{{Absatz}}

== Zusammenfassung ==

Auflösung und Genauigkeit sind zwei verschiedene Parameter. Eine hohe Auflösung bedeutet nicht automatisch eine hohe Genauigkeit und umgekehrt. Bei manchen Messungen braucht man nur eine hohe Auflösung mit geringer Genauigkeit, wenn beispielsweise vergleichende Messungen durchgeführt werden.

== Forum ==

* [http://www.mikrocontroller.net/topic/179966#1734002 Was bedeutet Grundgenauigkeit?]
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/466046#5686087 zwei Spannungen bei etwa 50 Volt vergleichen ], Fehlerbetrachtung bei Strommessung auf der Versorgungsspannung

== Weblinks ==

* [http://www.ptb.de www.ptb.de]

[[Kategorie:Grundlagen]]
[[Kategorie:Signalverarbeitung]]

Include-Files (C)

2022-02-16T05:35:03Z

172.26.42.30:

Include-Files in C/C++ enthalten typischerweise Informationen, die im Rahmen der Kompilierung verschiedener anderer Quelltexte (mehrfach) benötigt werden.

Wer bisher hauptsächlich kleinere (Assembler-) Programme für Mikrocontroller realisiert hat und sich nun langsam an größere Projekte heranwagt und deshalb auf C umsteigt, ist gut beraten, die Möglichkeiten sinnvoll einzusetzen, die Include-Files in C bieten. Dabei gilt es allerdings auch, einige Fallgruben zu vermeiden - mehr dazu in diesem Artikel.

== Verwendung von Include-Files ==

Die Verwendung von Include-Files in [[C]] und [[C-Plusplus|C++]] führt in der Regel zu besser strukturierten und damit besser wartbaren Programmen. Indem bestimmte, zentrale Informationen nur ein einziges Mal hinterlegt werden, fällt insbesondere bei Änderungen weniger Aufwand an.

Der übliche Suffix für Include-Files ist "<tt>.h</tt>", manchmal auch "<tt>.hpp</tt>" (für C++), und die ''Verwendung'' eines Include-Files ist sehr einfach:
<syntaxhighlight lang="c">
#include "xyz.h"
</syntaxhighlight>
Wird der Dateiname in spitze Klammern gesetzt, dann sucht der Präprozessor die Datei nicht im aktuellen Verzeichnis, sondern im Standard-Include-Pfad des Compilers:
<syntaxhighlight lang="c">
#include <io.h>
</syntaxhighlight>
Dabei sind auch relative Verzeichnisangaben erlaubt:
<syntaxhighlight lang="c">
#include <avr/timer.h>
</syntaxhighlight>

== Welches Problem lösen Include-Files? ==

[[C]] und [[C-Plusplus|C++]] sind insofern sehr einfache Sprachen, als der Compiler sich den Quelltext nur ein einziges mal von oben nach unten durchliest. Insbesondere sieht der Compiler auch nicht nach links oder rechts in andere Dateien und er benutzt auch keine Informationen, die er durch die Compililierung anderer Quellcode Dateien gewonnen hat. All diese Einschränkungen haben nur den einen Zweck, dafür zu sorgen, dass jede Quellcode-Datei immer unabhängig von allen anderen Code-Dateien, die zum selben Projekt gehören, compilierbar ist. So eine Datei nennt man auch eine Übersetzungseinheit, weil sie für sich übersetzbar, also compilierbar, ist.

Allerdings folgen daraus auch ein paar Einschränkungen. Die wichtigste davon ist: ''Man kann nur verwenden, was in dieser Übersetzungseinheit an vorhergehender Stelle deklariert wurde''
Die zweit wichtigste davon ist: ''Jede Übersetzungseinheit muss in sich geschlossen sein, also alle benötigten Informationen beinhalten''

Insbesonders letzteres kann in der Praxis zu Problemen führen.

Angenommen ein komplettes Projekt besteht aus 2 Übersetzungseinheiten, '''a.c''' und '''b.c'''. In '''b.c''' sind dabei Funktionen enthalten, die auf einer speziellen Datenstruktur operieren.

b.c
<syntaxhighlight lang="c">
struct DateTime {
unsigned int Year;
unsigned char Month;
unsigned char Day;
};

void InitDate( struct DateTime* Date,
unsigned char Day, unsigned char Month, unsigned int Year )
{
Date->Year = Year;
Date->Month = Month;
Date->Day = Day;
}
</syntaxhighlight>

und diese Funktionalität soll in '''a.c''' benutzt werden

a.c
<syntaxhighlight lang="c">
struct DateTime {
unsigned int Year;
unsigned char Month;
unsigned char Day;
};

void InitDate( struct DateTime* Date, unsigned char Day, unsigned char Month, unsigned int Year );

int main(void)
{
struct DateTime myDate;

InitDate( &myDate, 22, 3, 63 );
}
</syntaxhighlight>

dann fällt sofort auf, dass die Deklaration der Struktur DateTime sowohl in '''b.c''' als auch in '''a.c''' enthalten ist. Das muss auch so sein! Denn damit der Compiler in '''a.c''' die Variable ''myDate'' erzeugen kann, muss er wissen, wieviel Speicherplatz dafür benötigt wird. Und um dies herauszufinden muss er wiederum den Aufbau der Struktur kennen. Auch wenn diese Informationen in '''b.c''' enthalten sind, so reicht dies nicht, dann wenn '''a.c''' compiliert wird, steht die Information aus '''b.c''' nicht zur Verfügung (''Der Compiler sieht nicht nach links oder rechts'').

Auf der anderen Seite muss die Strukturdeklaration aber auch in '''b.c''' enthalten sein. Denn wenn in der Funktion ''InitDate'' an die Elemente der Struktur zugewiesen wird, muss der Compiler ebenfalls den Aufbau der Struktur kennen.

Nun ist es aber unschön, unpraktisch und letzten Endes auch fehleranfällig, in zwei Übersetzungseinheiten dieselbe Information zu duplizieren. Es besteht immer die Gefahr, dass bei einer Änderung an der Struktur dieselbe innerhalb eine Übersetzungseinheit vergessen wird, und dann haben verschiedene Programmteile unterschiedliche Vorstellungen davon, wie die Datenstruktur aufgebaut ist. Redundanz ist hier unerwünscht.

Die Lösung aus diesem Dilemma besteht darin, dass dieser gemeinsame Code-Anteil in eine sog. Header-Datei ausgelagert wird und danach in beide Übersetzungseinheiten in Form eines #include wieder hereingezogen wird.

DateTime.h:
<syntaxhighlight lang="c">
struct DateTime {
unsigned int Year;
unsigned char Month;
unsigned char Day;
};

void InitDate( struct DateTime* Date, unsigned char Day, unsigned char Month, unsigned int Year );
</syntaxhighlight>

b.c:
<syntaxhighlight lang="c">
#include "DateTime.h"

void InitDate( struct DateTime* Date,
unsigned char Day, unsigned char Month, unsigned int Year )
{
Date->Year = Year;
Date->Month = Month;
Date->Day = Day;
}
</syntaxhighlight>

a.c:
<syntaxhighlight lang="c">
#include "DateTime.h"

int main(void)
{
struct DateTime myDate;

InitDate( &myDate, 22, 3, 63 );
}
</syntaxhighlight>

Jetzt gibt es nur noch eine Datei, nämlich '''DateTime.h''', in der die Strukturdeklaration aufgeführt ist. Bei einer Änderung wird auch nur diese eine Datei geändert. Durch die Verwendung dieser Datei in '''a.c''' und '''b.c''' ist damit sichergestellt, dass die Deklaration immer in beiden Übersetzungseinheiten übereinstimmt. Es muss lediglich dafür gesorgt werden, dass bei einer Änderung in '''DateTime.h''' sowohl '''a.c''' als auch '''b.c''' neu compiliert werden.

== Probleme bei Include-Files ==
In Include-Files werden mitunter Informationen aus anderen Include-Files benötigt und es ist an der Verwendungsstelle eines Include-Files oft nicht das Wissen über die möglicherweise sehr komplexen Abhängigkeiten vorhanden. Nachfolgend wird ausgehend von einer typischen Problemstellung eine Standardtechnik erläutert, die hilft, das Wissen um Abhängigkeiten an der Verwendungsstelle überflüssig zu machen:

Angenommen, es existieren zwei Datenstrukturen für die es die Typdefinitionen <tt>s1_t</tt> und <tt>s2_t</tt> gibt, die jeweils in entsprechenden Include-Files hinterlegt sind, also
<tt>s1.h</tt>:

<syntaxhighlight lang="c">
/* Definition der Datenstruktur s1 */
struct s1 {
...
};
typedef struct s1 s1_t;
...
/* Funktions-Deklarationen */
void foo(s1_t);
...

</syntaxhighlight>
Die Datei <tt>s2.h</tt> sieht so aus:

<syntaxhighlight lang="c">
/* Definition der Datenstruktur s2 */
struct s2 {
...
};
typedef struct s2 s2_t;
...
/* Funktions-Deklarationen */
s2_t *bar();
...
</syntaxhighlight>

Eine bestimmte Applikation benötigt nun beide Struktur- und Funktions-Definitionen und inkludiert entsprechend beide Dateien, es gibt also eine kompilierbare Datei (z. B. <tt>main.c</tt>) die wie folgt aussieht:

<syntaxhighlight lang="c">
#include "s1.h"
#include "s2.h"
...
int main(void) {
s1_t a;
s2_t *b;
...
foo(a);
b = bar();
...
}
</syntaxhighlight>

So weit, so gut.

Nun kommt es eines Tages zu einer Änderung, die darauf hinausläuft, dass die erste Struktur die zweite als Element enthält. Das heißt die Datei <tt>s1.h</tt> sieht nun wie folgt aus:

<syntaxhighlight lang="c">
struct s1 {
s2_t x;
...
}
...
/* Funktions-Deklarationen */
void foo(s2_t);
...
</syntaxhighlight>

Daraufhin wird sich <tt>main.c</tt>(!) nicht mehr kompilieren lassen, da bei der Verarbeitung von <tt>s1.h</tt> (noch) nicht bekannt ist, worum es sich um bei <tt>s2_t</tt> handelt. (Es könnte ja auch einfach nur ein Tippfehler sein!). Erinnern sie sich: Der Compiler liest den Quelltext von oben nach unten durch und durch die Reihenfolge der #include sieht er die Strukturdeklaration von s1_t noch bevor s2_t deklaraiert wurde.

Da es in der Praxis einen immensen Pflegeaufwand auslösen kann, wenn Änderungen in Include-Files Änderungen in vielen weiteren Dateien erfordern (dem Wesen nach soll ja eine Include-Dateien eine Information zentral für viele andere Dateien bereitstellen), muss nach einem Ausweg gesucht werden.

Dieser könnte so aussehen, dass man "vorsorglich" die Beschreibung der verwendeten Datenstruktur in <tt>s1.h</tt> inkludiert:
<syntaxhighlight lang="c">
#include "s2.h"
struct s1 {
s2_t x;
...
};
...
/* Funktions-Deklarationen */
void foo(s2_t);
...
</syntaxhighlight>

Inkludiert das Hauptprogramm lediglich <tt>s1.h</tt>, wäre nun alles in Ordnung, wenn aber beide Dateien inkludiert werden, beschwert sich der Compiler über die doppelte Definition der Datentypen. (Die doppelte Deklaration von Funktionen ist kein Fehler, wenn sie übereinstimmend erfolgt.)

== Problemlösung mit Makros ==
Die übliche und - fast - perfekte Lösung des Problems besteht darin, den eigentlichen Inhalt eines Include-Files vor einer zweiten Verarbeitung durch eine ''bedingte Kompilierung'' zu schützen.
Bei der bedingten Kompilierung handelt es sich ebenfalls um ein Feature des [[C-Präprozessor]]s und es wird hier wie folgt auf die Datei <tt>s2.h</tt> angewendet:
<syntaxhighlight lang="c">
#ifndef S2_h
#define S2_h
struct s2 {
...
};
...
/* Funktions-Deklarationen */
s2_t *bar();
...
#endif
</syntaxhighlight>
Da das beschriebene Problem in größeren Programmsystemen auch in Bezug auf die andere Struktur auftreten könnte, sollte man die Datei <tt>s1.h</tt> vorsorglich mit einem ähnlichen Schutz ausstatten:
<syntaxhighlight lang="c">
#ifndef S1_h
#define S1_h
#include "s2.h"
struct s1 {
s2_t x;
...
};
...
/* Funktions-Deklarationen */
void foo(s2_t);
...
#endif
</syntaxhighlight>
Der nette Nebeneffekt ist, dass es damit auch keine Rolle spielt, in welcher Reihenfolge beide Dateien in <tt>main.c</tt> inkludiert werden.

== Zusammenfassung der Regeln ==
Kochrezeptartig kann man beim Schreiben und Verwenden von Include-Files auch einfach die folgenden Regeln anwenden:
* Wird die externe Schnittstelle (Datenstrukturen, Funktions-Deklarationen) eines Moduls ''XYZ'' in einem Include-File <tt>xyz.h</tt> beschrieben, so sollte ein bestimmter Makroname (z. B. <tt>XYZ_h</tt>) für die Steuerung der tatsächlichen Verarbeitung des Include-Files reserviert werden.<ref>Die genaue Beziehung zwischen dem Makro-Namen und dem Modul- (oder Struktur-) Namen ist dabei nicht so bedeutend. Die übliche Konvention, solche "Steuer-Makros" mit "<tt>_h</tt>" oder "<tt>_H</tt>" zu beenden, soll nur helfen, "zufällige" Kollissionen mit Makros zu vermeiden, die einen anderen Zweck haben.</ref>
* Der Include-File selbst testet (und definiert anschließend) diesen Makro, um so eine doppelte Verarbeitung zu vermeiden.
* Wird in einer Kompilierung das Modul ''XYZ'' verwendet (= eine seiner Datenstrukturen oder Funktionen), wird auch der Include-File <tt>xyz.h</tt> in diese Kompilierung eingeschlossen.
* Verwenden die externen Schnittstellen (was im Header steht) von Modul ''XYZ'' ein weiteres Modul ''UVW'', so wird '''dessen''' Include-File <tt>uvw.h</tt> im Include-File <tt>xyz.h</tt> eingeschlossen.
* Verwendet ein Modul ''XYZ'' in der Implementierung (c-File) ein weiteres Modul ''UVW'', so wird '''dessen''' Include-File <tt>uvw.h</tt> nur im Source-File <tt>xyz.c</tt> eingeschlossen.

Die beschriebenen Regeln funktionieren zufriedenstellend und entlasten vor allem Programm-Code, welcher Include-Files lediglich einschließt, vom Wissen über komplexe Zusammenhänge zwischen einzelnen Modulen. Ferner spielt die Reihenfolge, in der man Include-Files verwendet, keine Rolle und man kann sie beliebig gruppieren und ordnen, so wie es am übersichtlichsten ist. <ref>Eine alphabetische Sortierung ist z. B. hilfreich, um bei einem Kompilierfehler schnell überprüfen zu können, ob vielleicht nur ein bestimmter Include-File vergessen wurde.</ref>

== Gegenseitige Bezugnahme ==
Eine Ausnahme von der allgemeinen Regel liegt vor, wenn sich zwei Datenstrukturen gegenseitig verwenden (was nur über Zeiger der Fall sein kann).
Alle wie auch immer gearteten Versuche, diese beiden Strukturdefinitionen und Funktionsprototypen in zwei verschiedene Include-Files aufzuteilen, also z. B. <tt>s1.h</tt>
<syntaxhighlight lang="c">
#ifndef S1_h
#define S1_h
#include "s2.h"
struct s1 {
struct s2 *px;
...
};
typedef struct s1 s1_t;
...
s2_t *bar(s1_t);
#endif
</syntaxhighlight>
und <tt>s2.h</tt>
<syntaxhighlight lang="c">
#ifndef S2_h
#define S2_h
#include "s1.h"
struct s2 {
struct s1 *yp;
....
};
...
void foo(s2_t);
#endif
</syntaxhighlight>
werden scheitern - mit und ohne dem beschriebenen Schutz vor doppelter Verarbeitung!

Die pragmatische Lösung ist hier, alles in einem '''gemeinsamen''' Include-File <tt>s1_s2.h</tt> zu hinterlegen:
<syntaxhighlight lang="c">
#ifndef S1_S2_h
#define S1_S2_h
struct s1 {
struct s2 *px;
....
};
typedef struct s1 s1_t;

struct s2 {
struct s1 *yp;
....
};
typedef struct s2 s2_t;
...
void foo(s2_t);
s2_t *bar(s1_t);
#endif
</syntaxhighlight>
Das ist insofern sinnvoll, als ein Programm, welches die eine Struktur kennen muss, stets auch die andere benötigt. Die Aufteilung in zwei Include-Files würde also keinen echten Vorteil bringen.

Eine Ausnahme kann lediglich gemacht werden, wenn auf die jeweils andere Struktur ausschließlich über Zeiger<ref>Bei der Verwendung von C++ gilt das zusätzlich für die Bezugnahme über Referenzen.</ref> zugegriffen wird, dann sind auch zwei Include-Files möglich, nämlich <tt>s1.h</tt>
<syntaxhighlight lang="c">
#ifndef S1_h
#define S1_h
struct s2; /* Vorausdeklaration */
struct s1 {
struct s2 *px;
...
};
typedef struct s1 s1_t;
...
struct s2 *bar(s1_t);
</syntaxhighlight>
und <tt>s2.h</tt>
<syntaxhighlight lang="c">
#ifndef S2_h
#define S2_h
struct s1; /* Vorausdeklaration */
struct s2 {
struct s1 *py;
...
};
typedef struct s2 s2_t;
...
void bar(struct s1 *);
</syntaxhighlight>
Anstatt den jeweils anderen Include-File einzuschließen, sind nun die oben gezeigten Vorausdeklarationen vorzumehmen. (Allerdings sind damit die Typdefinitionen <tt>s1_t</tt> und <tt>s2_t</tt> nicht verfügbar, die Bezugnahme auf die jeweils andere Struktur kann nur über <tt>struct s1</tt> und <tt>struct s2</tt> erfolgen.)

Eine weitere Möglichkeit besteht darin, die Vorausdeklaration in der selben Headerdatei vorzunehmen, aber außerhalb des Include-Guards.

Damit wird <tt>s1.h</tt> zu
<syntaxhighlight lang="c">
// struct s1; obsolet
typedef struct s1 s1_t;
#ifndef S1_h
#define S1_h
struct s1 {
struct s2 *px;
...
};
...
struct s2 *bar(s1_t);
</syntaxhighlight>
und <tt>s2.h</tt>
<syntaxhighlight lang="c">
typedef struct s2 s2_t;
#ifndef S2_h
#define S2_h
struct s2 {
struct s1 *py;
...
};
...
void bar(struct s1 *);
</syntaxhighlight>

== Weblinks ==
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/80956#676650 sehr ausführliches Forumsthema zur Thematik]

== Anmerkungen ==
<references/>

[[Kategorie:C]]