Mikrocontroller.net - Benutzerbeiträge [de]

Pulsdichtemodulation

2016-12-13T14:52:03Z

217.110.38.73: /* Funktion */ verlinkt

Die Pulsedichtemodulation ist eine Methode, einen zunächst digitalen Wert über einen einzelnen Port-Pin eines PLDs auszugeben und in der Folge mittels einer analogen Filterung einen Analogwert zu erzeugen.

== Funktion ==
Sie beruht auf der Methode der s.g. [[Delta-Sigma-Modulation]], bei der das Verhalten des Ausgangs (meist ein idealer [[Integrator]]) vorrausgerechnet und permanent die Differenz zu dem steuernden Eingangssignal, der Sollgröße, gebildet wird. Ist der vorausberechnete Wert grösser, als der Eingang, wird das 1-Bit-Signal auf low geschaltet, im umgekehrten Fall auf high. Das so erzeugte 1-Bit-Signal ist der Eingang für diesen virtuellen Integrator.

Hierdurch entsteht eine Art Blindregelung, die das Tastverhältnis des Ausgangssignals so einstellt, dass der spätere gefilterte Wert dem Eingangssignal theoretisch exakt folgt. Im Idealfall (siehe erstes Bild) bewegt die Regelung den Istwert somit permanent um den Sollwert herum und zeichnet das eingeprägte Signal (hier ein Sinus) nach.
{{Absatz}}

[[Datei:PDM-image1-ideal-case.gif|thumb|right|350px|Theoretisch ideales PDM-Signal]]
Praktisch gibt es aber einige Probleme: Infolge der Verluste der Schaltung und des teilweise nichtlinearen Verhaltens der Bauelemente (speziell des nachgeschalteten Filters) sowie des prinzipiellen Verschluckens des DC-Anteils bei typischen Filtern, driftet der reale Analogwert vom erzeugten virtuellen Wert mehr oder weniger weit weg. Zudem gibt es durch die Filterdämpfung nachfolgender RC-Glieder (grüne Kurve) wie auch bei aktiven Verstärkern (rail-to-rail-Problem) eine Amplitudenverzerrung und eine Phasenverschiebung. Diese lassen sich schätzen und in die Steuerung der PDM mit einbeziehen, indem die [[Amplitude]] linear (bzw. wie bei der "non-linear-predistortion" auch durchaus nichtlinear) vorkorrigiert wird. Ferner lassen sich die Ungenaugigkeiten aktiv wegregeln, indem das erzeugte Signal gemessen- und digital rückgeführt wird, wobei es relevant ist, *wo* das Signal abgegriffen wird.
{{Absatz}}

[[Datei:PDM-image2-real-case.gif|thumb|right|350px|Verlustbehaftetes PDM-Signal]]
Im zweiten Bild wird deutlich, dass die Phasen, in welchen extreme duty cycle Werte vorliegen, eigentlich überproportional steigen müssten, um vor allem die zeitabhängigen Verluste auszugleichen, d.h. kurze An-Phasen wären noch kürzer, lange An-Phasen noch länger. Auch das prinzipielle stark nichtlineare Verhalten eines einfachen RC-Dämpungsgliedes erfordert ein Aufdehnen der Phasen. Dies alles kann man beim virtuellen Integrator modellieren und auf diese Weise mit in die Regelung einfließen lassen. Damit wird dann auch der BIAS passend korrigiert, sofern das Modell genau genug ist. Zusätzlich wird in diesem Beispiel im Vergleich zum vorherigen Bild auch die Dämpfung des nachgeschalteten Filters erhöht, wodurch sich die Kurve besser glättet und ein noch besserer Sinus entsteht, bei den nur die Phase dem Ideal noch hinterher läuft.
{{Absatz}}

[[Datei:PDM-image3-feedback-control-case.gif|thumb|right|350px|Geregeltes PDM-Signal]]
Um die phasenverzögernde Filterwirkung zu kompensieren, muss das Signal hinter dem Filter abgegriffen und von dort in die Regelung rückgeführt werden. tut man dies, folgt die Kurve (hier grün) viel genauer dem blau dargestellten Sollwert. Wenn man bei bestimmten Anwendungen einen exakten Gleichanteil bzw. eine präzise Phase ausgeben will, muss demnach so oder ähnlich kompensiert und geregelt werden. Dies hat dann aber leider den Nachteil von mehr niederfrequenten Regelanteilen im Signal mit dem Ergebnis des insgesamt grösseren Rauschens. Die Verbesserung des DC-Aspekts führt also zu einer verschlechterten AC-Qualität.
{{Absatz}}

== Einsatzoptionen ==
Für Audio-Applikationen habe ich gefunden, dass es besser ist, das System im Wesentlichen zu steuern, also mehr oder weniger "stur" die ideale PDM auszugeben und dabei die Verluste zu schätzen und in den Integrator miteinzuberechnen. Konkret muss dabei das nichtlineare Kondensatorladeverhalten in Delta-Sigma-Regler abgebildet werden. Den DC-Anteil kann man dann langsam und träge regeln, indem die angenommenen Verluste angepasst werden. Damit ist es möglich, auch mit einem sehr simplen Filter eine erstaunliche Audio-Qualität zu erhalten.

=== Einfache Anwendungen ===
[[Datei:Simple direct pulse density modulated sinus .gif|right|350px|Einfacher Sinus durch PDM]]
Für die Erzeugung eines einfachen Sinus ohne Regelung bietet sich das Abspielen eines festen Musters aus einem internen Wertespeichers an. Die Zahlenfolge im Beispiel ist voll symmetrisch und besteht aus 40 zyklisch auszugebenden 1-Bit-Werten. Am Ausgang reicht ein einfaches, analoges 2-stufiges-Tiefpassfilter, um einen recht ansehnlichen Sinus zu generieren. Im FPGA sind damit über einen Ausgang z.B. 200MHz/40 = 5MHz direkt zu erzielen.

== Siehe auch ==
* [[PWM]]
* [[Diskussion:Soft-PWM|Diskussionseite zu Soft-PWM]] - Diskussion über PDM

== Weblinks==

[[Kategorie:Grundlagen]]
[[Kategorie:Messtechnik]]
[[Kategorie:Signalverarbeitung]]

Oversampling

2016-12-13T14:49:51Z

217.110.38.73: /* Noise shaping */ erklärt

Unter dem sogenannten 'oversampling' versteht man eine [[Überabtastung]] eines Signals, jenseits der nach dem Abtasttheorem minimal benötigten [[Abtastfrequenz]] des Signals.

=Anwendungen=
==Digitale Datenübertragung==
Kommt ein stark [[jitter]]-belastetes Signal an einem Signaleingang an, so muss dieses mit mehr als dem Faktor 2 abgetastet werden, da die tatsächliche minimale Periode infolge des Jitters geringer als Faktor 1/2 ist. Theoretisch ist zumindest Faktor 2 nötig um beide Flanken eines Rechtecksignals zu sehen, jedoch haben beide Signale infolge des Jitters höhere Frequenzen als nominal. Daher wird das Signal gerne mit der dreifachen Frequenz abgetastet, um es sehr einfach in die Zieltaktdomain überführen und verarbeiten zu können.

==Signalverarbeitung==
Mathematische [[Filter]] arbeiten um so genauer, je mehr TAPs - also Stützstellen - sie verwenden. Um Schwingungen und Phasenverläufe möglichst genau verarbeiten- und kumulierende Fehler reduzieren zu können, werden Daten bei hohen Anspüchen auf höheren Abtastraten verarbeitet, als sie am Eingang anliegen. Dabei ist zu beachten, dass die Zahl der Filter-TAPs bereits aufgrund der Abtastratenerhöhung linear mitwachsen muss, um wieder die gleiche Frequenzraum erfassen zu können und andererseits auch deshalb vergrössert werden muss, um den Filter selber qualitativ zu verbessern.

==A/D bzw. D/A Wandler==

=== Genauigkeit ===

Vor einem A/D-Wandler, bzw. nach einem D/A-Wandler braucht man normalerweise einen Filter, um Frequenzen jenseits des Nyquist Limits (1/2 Samplingfrequenz) zu unterdrücken. Ein steiler analoger Filter ist aufwendig und braucht präzise Bauteile. Als Alternative wird oft Oversampling genutzt und der Wandler mit einer höheren Frequenz (z.B. 4 fach) betrieben, und dann ein digitaler Filter für den steilen Übergang genutzt - der analoge Filter für die höhere Samplingfrequenz ist deutlich einfacher, da er flacher ausfallen darf. Nebenbei ergibt das Oversampling noch eine Erhöhung der Auflösung : für die 4-fach höhere Frequenz wird theoretisch 1 Bit gewonnen. Die Genauigkeit erhöht sich dabei allerdings nicht wesentlich. Reale AD-Wandler z.B. im Bereich Multimedia arbeiten mit bis zu 256-facher Überabtastung.

=== Sinx/x-Korrektur ===

Außerdem ist mit einer höheren Abtastrate weniger oder keine "sinx/x"-Korrektur mehr nötig, ein Filter, dass im analogen Bereich unmöglich zu entwerfen ist und im Digitalen zumindest etwas von der maximalen Amplitude verschenkt.

=== Noise shaping ===
Die Methode des noise shapings wird angewendet, um Quantisierungsrauschen zu verringern. Konkret wird das Rauschspektrum gleichmäßig verteilt. Eine Methode dazu ist die [[Sigma-Delta-Modulation]], die das letzte Bit zittern lässt. Je höher die Überabtastung des Signals desto genauer funktioniert dies Abbildung des analogen Wertes durch das zitternde Bit.

[[Kategorie:Grundlagen]]
[[Kategorie:Datenübertragung]]
[[Kategorie:Signalverarbeitung]]
[[Kategorie:DSP]]

AD-Wandler

2016-12-13T14:43:11Z

217.110.38.73: /* Verfahren */

Die Abkürzung AD-Wandler steht für '''A'''nalog-'''D'''igital-'''W'''andler (teilweise auch ADU, Analog-Digital-Umsetzer; im Englischen ADC Analog-Digital-Converter). Dieser wandelt eine [[analog|analoge]] Größe, meist eine Spannung, in einen [[digital|digitalen]] Wert um. Das Gegenstück ist der [[DA-Wandler]].

== Eigenschaften ==

Die Auflösung, mit der die analoge Größe darsgestellt wird, bewegt sich typisch zwischen 1 (einfacher Komparator, Ein-Bit-Audio, PDC) und 24 [[Digitaltechnik|Bit]] - ein Sonderfällen noch mehr. Den, durch die Wandlung entstehenden Fehler zwischen dem tatsächlichen Wert und dem ausgegebenen (gewandelten) Wert, nennt man [[Quantisierung|Quantisierungsfehler]]. Er entsteht durch die unvermeidbare Rundung und die Art der Wandlung. So entstehen durch die Nichtlinearität der Bauteile ebenfalls Fehler, wodurch die theoretisch möglichen Auflösungen der Messprinzipien niemals erreicht werden.

Der Wandlungsvorgang benötigt immer eine gewisse Zeit, während der die Eingangsgröße konstant bleiben muss. Des gilt insbesondere für alle iterativen Wandlungsprinzipien. Aber selbst für den direkt wandelnden Flash-ADC, da nicht alle dort benutzten Komparatoren gleich schnell sind. Hierfür werden sogenannte 'Track and Hold' bzw. 'Sample and Hold' Schaltungen verwendet, welche das Eingangssignal "einfrieren" während die AD-Wandlung läuft.

== Verfahren ==

* '''Flash- oder Parallel-Wandler:''' verwenden für jeden Ausgangswert einen Komparator. Dadurch sind sie sehr schnell, aber auch teuer und stromhungrig. Flash-Wandler werden unter anderem in [[Oszilloskop#Digitale Oszilloskope|Digitalen Oszilloskopen]] eingesetzt.

* '''Sukzessive Approximation (SAR)''': Stufenweise Annäherung, Wägeverfahren. Benötigt einen [[DA-Wandler]], mit dem man sich Bit für Bit an die zu messende Spannung herantastet.

** Der interne AD-Wandler eines [[AVR]] verwendet diese Methode
* '''Single Slope, Dual Slope Verfahren:''' Werden meist in Multimetern oder ähnlichen Messgeräten verwendet da sie billig sind, wenig Strom brauchen und gute Linearitäten besitzen. Im Prinzip wird hier die Spannungsmessung über eine Zeitmessung realisiert (Zeitmessung des Auf- und Entladen eines Kondensators).

* '''Delta Sigma''': Vor allem für sehr genaue Messungen (24 Bit). Preisgünstig herstellbar, da im einfachsten Fall nur ein [[Komparator]] und Logik-Elemente benötigt werden, dafür recht langsam. Werden vor allem im Audio-Bereich eingesetzt. Siehe [[Delta-Sigma-Modulation]]

* '''Spannungs-Frequenz-Umsetzer''': Hier steuert die Eingangsspannung einen Oszillator, dessen Ausgangsfrequenz möglichst linear von der Eingangsspannung abhängt (Frequenzmodulation).

* '''Nachlauf-Verfahren''': Es wird auch hier ein [[DAC]] benötigt, der von einem Auf-Abwärtszähler gesteuert wird. Ein Komparator steuert ob auf- oder abwärts gezählt wird.

== Kenngrößen ==

Als Kenngrößen gibt es bei einem ADC bedeutend mehr als nur die [[Auflösung und Genauigkeit | Auflösung]]. Z.B. wäre es nicht schlecht, wenn er keine sogenannten 'Missing-Codes' hätte. Hier fehlen einfach gewisse Ausgangswerte, die Kennline hat Sprünge.

Weiters wichtig ist die Linearität. Es kann sein, dass die Kennlinie nichtlinear ist (Kennlinie Ausgangscode-Eingangsspannung gebogen) oder aber die einzelnen Stufen sind nicht gleich groß.

Außerdem wichtig sind: Eingangsrauschen, Samplingzeit und Stromverbrauch.

==Praxis==

=== Hohe Spannungen messen ===

Will man einen AD-Wandler dazu nutzen große Spannungen zu messen, so behilft man sich mit einem [[Spannungsteiler]] nach Masse. So wird erreicht, dass die maximale Eingangsspannung bzw. Referenzspannung des AD-Wandlers nicht überschritten werden. Über das bekannte Widerstandsverhältnis kann dann per Software vom AD-Wert auf die gemessene Spannung zurückgeschlossen werden.

=== Negative Spannungen messen ===

Will man nun negative Spannungen messen, steht man vor dem Problem, den AD-Wandler keinen negativen Spannungen aussetzen zu dürfen. Hier hilft auch ein [[Spannungsteiler]] nach Masse nicht weiter. Es ist jedoch genausogut möglich, einen Spannungsteiler auf eine positive Spannung, z. B. die Betriebsspannung des AD-Wandlers zu beziehen. Um verlässliche Messwerte zu erhalten, darf die Bezugsspannung nicht schwanken, sollte also z. B. von einem Spannungsregler oder besser noch von einer [[Spannungsreferenz]] wie z. B. LM336 erzeugt werden.

<pre>
Vcc
---
|
+-+
| | R1
+-+
|
+---o Uadc
|
+-+
| | R2
+-+
|
Uin- o---+
</pre>

<math>\mathrm{U_{adc}=(V_{CC}-U_{in-}) \cdot \frac{R_2}{R_1+R_2} + U_{in-}}</math>

<math>\mathrm{U_{in-}=\frac{U_{adc}-V_{CC} \cdot \frac{R_2}{R_1+R_2}}{1-\frac{R_2}{R_1+R_2}}}</math>

Bei differentieller Messung sind Bezugsspannungsschwankungen theoretisch kein Problem, praktisch bildet man aber eine Art Wheatstone-Brücke nach, sodass durch die Toleranzen der Widerstände große Abweichungen auftreten können, wenn sich die Bezugsspannung ändert (z. B. Batteriebetrieb).

Siehe auch im Forum:
*[http://www.mikrocontroller.net/forum/read-1-173727.html Mit AD-Wandler negative Spannungen messen]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/78480 Vcc gegen interne Referenz messen] (AVR)
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/214334#2131984 Forumsbeitrag]: Berechung der Auflösung und des Messwerts, immer durch 2^N und nicht 2^N-1
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/261692#2715803 Forumsbeitrag] Warum man manchmal auch durch 2^N-1 dividieren will

=== Wechselspannung mit AC-Kopplung messen ===

In manchen Fällen, zum Beispiel bei Audio-Signalen, interessiert man sich nicht für den Gleichspannungsanteil (DC), sondern nur für den Wechselspannungsanteil (AC) eines Signals. In diesem Fall kann man durch einen Kondensator in Reihe eine sogenannte AC-Kopplung herstellen. Näheres dazu im Beitrag [http://www.mikrocontroller.net/topic/90989#new AC Kopplung wie groß muss der Kondensator sein?].

=== Genaues Messen und Fixed-Point Arithmetik ===

Siehe Forumsbeitrag [http://www.mikrocontroller.net/topic/170454#1630106 ADC und Fixed-Point Arithmetik] von Bernd N. und den Artikel [[Festkommaarithmetik]].

Zitierte Appnotes:
* [http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc2559.pdf AVR120: Characterization and Calibration of the ADC on an AVR] (PDF)
* [http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc8003.pdf AVR121: Enhancing ADC resolution by oversampling] (PDF)

== Externe AD-Wandler Bausteine ==
=== ADC I2C/TWI BUS ===
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/182614 12x12 Bit ADC MAX1238]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/182614 12x10 Bit ADC MAX1138]
* [http://www.jtronics.de/platinen.html 12x8 Bit ADC MAX1038]
* [http://www.maxim-ic.com/datasheet/index.mvp/id/1890 8 x 12bit ADC MAX127]

=== ADC SPI BUS ===
* [http://www.mikrocontroller.net/part/TLC549 1x8 Bit TLC549], sukzessive Approximation
* [http://www.mikrocontroller.net/part/MCP3551 1x22 Bit MCP3551], Delta Sigma

=== ADC UART BUS ===
*

=== ADC CAN BUS ===
*

== Weblinks ==

* [http://www.tu-ilmenau.de/mhe/lehre/interfacetechnik/ Vorlesung Interfacetechnik] von Dr.-Ing. Norbert Hirt an der TU Ilmenau
* [http://www.ti.com/tool/adcpro Simulationssoftware für AD Wandler]

[[Category:Bauteile]]
* [http://www.embedded.com/design/212101523 The ABC's of A-D converter latency] by Bonnie Baker, Texas Instruments (via Embedded.com)
* [http://www.embedded.com/design/multicore/217700911?printable=true Writing software drivers for analog to digital converters], By Mark Thoren and Leo Chen, Linear Technology Corp., Embedded.com, ([[I2C]])

AD-Wandler

2016-12-13T14:41:39Z

217.110.38.73: verfeinert

Die Abkürzung AD-Wandler steht für '''A'''nalog-'''D'''igital-'''W'''andler (teilweise auch ADU, Analog-Digital-Umsetzer; im Englischen ADC Analog-Digital-Converter). Dieser wandelt eine [[analog|analoge]] Größe, meist eine Spannung, in einen [[digital|digitalen]] Wert um. Das Gegenstück ist der [[DA-Wandler]].

== Eigenschaften ==

Die Auflösung, mit der die analoge Größe darsgestellt wird, bewegt sich typisch zwischen 1 (einfacher Komparator, Ein-Bit-Audio, PDC) und 24 [[Digitaltechnik|Bit]] - ein Sonderfällen noch mehr. Den, durch die Wandlung entstehenden Fehler zwischen dem tatsächlichen Wert und dem ausgegebenen (gewandelten) Wert, nennt man [[Quantisierung|Quantisierungsfehler]]. Er entsteht durch die unvermeidbare Rundung und die Art der Wandlung. So entstehen durch die Nichtlinearität der Bauteile ebenfalls Fehler, wodurch die theoretisch möglichen Auflösungen der Messprinzipien niemals erreicht werden.

Der Wandlungsvorgang benötigt immer eine gewisse Zeit, während der die Eingangsgröße konstant bleiben muss. Des gilt insbesondere für alle iterativen Wandlungsprinzipien. Aber selbst für den direkt wandelnden Flash-ADC, da nicht alle dort benutzten Komparatoren gleich schnell sind. Hierfür werden sogenannte 'Track and Hold' bzw. 'Sample and Hold' Schaltungen verwendet, welche das Eingangssignal "einfrieren" während die AD-Wandlung läuft.

== Verfahren ==

* '''Flash- oder Parallel-Wandler:''' verwenden für jeden Ausgangswert einen Komparator. Dadurch sind sie sehr schnell, aber auch teuer und stromhungrig. Flash-Wandler werden unter anderem in [[Oszilloskop#Digitale Oszilloskope|Digitalen Oszilloskopen]] eingesetzt.
* '''Sukzessive Approximation (SAR)''': Stufenweise Annäherung, Wägeverfahren. Benötigt einen [[DA-Wandler]], mit dem man sich Bit für Bit an die zu messende Spannung herantastet.
** Der interne AD-Wandler eines [[AVR]] verwendet diese Methode
* '''Single Slope, Dual Slope Verfahren:''' Werden meist in Multimetern oder ähnlichen Messgeräten verwendet da sie billig sind, wenig Strom brauchen und gute Linearitäten besitzen. Im Prinzip wird hier die Spannungsmessung über eine Zeitmessung realisiert (Zeitmessung des Auf- und Entladen eines Kondensators).
* '''Delta Sigma''': Vor allem für sehr genaue Messungen (24 Bit). Preisgünstig herstellbar, da im einfachsten Fall nur ein Komparator und Logik-Elemente benötigt werden, dafür recht langsam. Werden vor allem im Audio-Bereich eingesetzt. Siehe [Delta-Sigma-Modulation]
* '''Spannungs-Frequenz-Umsetzer''': Hier steuert die Eingangsspannung einen Oszillator, dessen Ausgangsfrequenz möglichst linear von der Eingangsspannung abhängt (Frequenzmodulation).
* '''Nachlauf-Verfahren''': Es wird auch hier ein DAC benötigt, der von einem Auf-Abwärtszähler gesteuert wird. Ein Komparator steuert ob auf- oder abwärts gezählt wird.

== Kenngrößen ==

Als Kenngrößen gibt es bei einem ADC bedeutend mehr als nur die [[Auflösung und Genauigkeit | Auflösung]]. Z.B. wäre es nicht schlecht, wenn er keine sogenannten 'Missing-Codes' hätte. Hier fehlen einfach gewisse Ausgangswerte, die Kennline hat Sprünge.

Weiters wichtig ist die Linearität. Es kann sein, dass die Kennlinie nichtlinear ist (Kennlinie Ausgangscode-Eingangsspannung gebogen) oder aber die einzelnen Stufen sind nicht gleich groß.

Außerdem wichtig sind: Eingangsrauschen, Samplingzeit und Stromverbrauch.

==Praxis==

=== Hohe Spannungen messen ===

Will man einen AD-Wandler dazu nutzen große Spannungen zu messen, so behilft man sich mit einem [[Spannungsteiler]] nach Masse. So wird erreicht, dass die maximale Eingangsspannung bzw. Referenzspannung des AD-Wandlers nicht überschritten werden. Über das bekannte Widerstandsverhältnis kann dann per Software vom AD-Wert auf die gemessene Spannung zurückgeschlossen werden.

=== Negative Spannungen messen ===

Will man nun negative Spannungen messen, steht man vor dem Problem, den AD-Wandler keinen negativen Spannungen aussetzen zu dürfen. Hier hilft auch ein [[Spannungsteiler]] nach Masse nicht weiter. Es ist jedoch genausogut möglich, einen Spannungsteiler auf eine positive Spannung, z. B. die Betriebsspannung des AD-Wandlers zu beziehen. Um verlässliche Messwerte zu erhalten, darf die Bezugsspannung nicht schwanken, sollte also z. B. von einem Spannungsregler oder besser noch von einer [[Spannungsreferenz]] wie z. B. LM336 erzeugt werden.

<pre>
Vcc
---
|
+-+
| | R1
+-+
|
+---o Uadc
|
+-+
| | R2
+-+
|
Uin- o---+
</pre>

<math>\mathrm{U_{adc}=(V_{CC}-U_{in-}) \cdot \frac{R_2}{R_1+R_2} + U_{in-}}</math>

<math>\mathrm{U_{in-}=\frac{U_{adc}-V_{CC} \cdot \frac{R_2}{R_1+R_2}}{1-\frac{R_2}{R_1+R_2}}}</math>

Bei differentieller Messung sind Bezugsspannungsschwankungen theoretisch kein Problem, praktisch bildet man aber eine Art Wheatstone-Brücke nach, sodass durch die Toleranzen der Widerstände große Abweichungen auftreten können, wenn sich die Bezugsspannung ändert (z. B. Batteriebetrieb).

Siehe auch im Forum:
*[http://www.mikrocontroller.net/forum/read-1-173727.html Mit AD-Wandler negative Spannungen messen]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/78480 Vcc gegen interne Referenz messen] (AVR)
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/214334#2131984 Forumsbeitrag]: Berechung der Auflösung und des Messwerts, immer durch 2^N und nicht 2^N-1
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/261692#2715803 Forumsbeitrag] Warum man manchmal auch durch 2^N-1 dividieren will

=== Wechselspannung mit AC-Kopplung messen ===

In manchen Fällen, zum Beispiel bei Audio-Signalen, interessiert man sich nicht für den Gleichspannungsanteil (DC), sondern nur für den Wechselspannungsanteil (AC) eines Signals. In diesem Fall kann man durch einen Kondensator in Reihe eine sogenannte AC-Kopplung herstellen. Näheres dazu im Beitrag [http://www.mikrocontroller.net/topic/90989#new AC Kopplung wie groß muss der Kondensator sein?].

=== Genaues Messen und Fixed-Point Arithmetik ===

Siehe Forumsbeitrag [http://www.mikrocontroller.net/topic/170454#1630106 ADC und Fixed-Point Arithmetik] von Bernd N. und den Artikel [[Festkommaarithmetik]].

Zitierte Appnotes:
* [http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc2559.pdf AVR120: Characterization and Calibration of the ADC on an AVR] (PDF)
* [http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc8003.pdf AVR121: Enhancing ADC resolution by oversampling] (PDF)

== Externe AD-Wandler Bausteine ==
=== ADC I2C/TWI BUS ===
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/182614 12x12 Bit ADC MAX1238]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/182614 12x10 Bit ADC MAX1138]
* [http://www.jtronics.de/platinen.html 12x8 Bit ADC MAX1038]
* [http://www.maxim-ic.com/datasheet/index.mvp/id/1890 8 x 12bit ADC MAX127]

=== ADC SPI BUS ===
* [http://www.mikrocontroller.net/part/TLC549 1x8 Bit TLC549], sukzessive Approximation
* [http://www.mikrocontroller.net/part/MCP3551 1x22 Bit MCP3551], Delta Sigma

=== ADC UART BUS ===
*

=== ADC CAN BUS ===
*

== Weblinks ==

* [http://www.tu-ilmenau.de/mhe/lehre/interfacetechnik/ Vorlesung Interfacetechnik] von Dr.-Ing. Norbert Hirt an der TU Ilmenau
* [http://www.ti.com/tool/adcpro Simulationssoftware für AD Wandler]

[[Category:Bauteile]]
* [http://www.embedded.com/design/212101523 The ABC's of A-D converter latency] by Bonnie Baker, Texas Instruments (via Embedded.com)
* [http://www.embedded.com/design/multicore/217700911?printable=true Writing software drivers for analog to digital converters], By Mark Thoren and Leo Chen, Linear Technology Corp., Embedded.com, ([[I2C]])

Pulsweitenmodulation

2016-09-22T09:05:31Z

217.110.38.73: /* Motorsteuerung (ohmsch-Induktiv) */ Rechtschreibung

== Einleitung ==

Bei der '''Pulsweitenmodulation''' (engl. Pulse Width Modulation, abgekürzt '''PWM''') wird das Verhältnis zwischen der Einschaltzeit und Periodendauer eines Rechtecksignals bei fester Grundfrequenz variiert. Das Verhältnis zwischen der Einschaltzeit <math>t_{ein}</math> und der Periodendauer <math> T = t_{ein} + t_{aus} </math> wird als das Tastverhältnis '''p''' bezeichnet. (laut DIN IEC 60469-1: Tastgrad) (engl. Duty Cycle, meist abgekürzt DC, nicht zu verwechseln mit Direct Current = Gleichstrom ).

Die Pulsweitenmodulation für ein Signal <math> x(t) </math> ist für die Dauer einer Periode im Intervall [0,T] wie folgt definiert:

<math> x(t) = \left\{\begin{array}{l l}
0 & \quad t < t_1 \\
1 & \quad t \ge t_1 \\
0 & \quad t > T
\end{array} \right.
</math>

[[Bild:pwmdoc.png]]

<math> p = \dfrac{t_{ein}}{T} = \dfrac{t_{ein}}{t_{ein}+t_{aus}} </math>

Der Wert des Tastverhältnis '''p''' kann dabei Werte zwischen 0 und 1 annehmen.

Der zeitliche '''Mittelwert''' der Spannung <math>U(t)</math> innerhalb eines Intervalls [0,T] ist unten stehend beschrieben.

:<math>U_m = \frac{1}{T} \int_0^T u(t)dt = \frac{1}{T}\int_0^{t_{ein}} U_{ein}dt + \frac{1}{T} \int_{t_{ein}}^T U_{aus}dt</math>

:<math>U_m = U_{aus} + (U_{ein} - U_{aus}) \cdot \frac{t_{ein}}{t_{ein}+t_{aus}}</math>

<math>U_{aus}</math> ist dabei normalerweise 0V, <math>U_{ein}</math> die Betriebsspannung <math>V_{CC}</math>, z. B. 5V. Deshalb kann man vereinfacht schreiben:

:<math>U_m = V_{CC} \cdot \frac{t_{ein}}{t_{ein}+t_{aus}} = V_{CC} \cdot DC</math>.

=== Beispiele ===

Die folgenden Beispiele zeigen PWM-Signale mit einem Tastverhältnis von 75% bzw. 25%.

<table border="1"><tr><td style="padding: 10px;">
'''Beispiel 1'''

<math>U_{ein}=5\,\mathrm{V}</math><br>
<math>U_{aus}=0\,\mathrm{V}</math><br>
<math>t_{ein}=3\,\mathrm{ms}</math><br>
<math>t_{aus}=1\,\mathrm{ms}</math><br>

:<math>U_m = 0\,\mathrm{V} + (5\,\mathrm{V} - 0\,\mathrm{V}) \cdot \frac{3\,\mathrm{ms}}{3\,\mathrm{ms}+1\,\mathrm{ms}} = 3,75\,\mathrm{V}</math>

[[Bild:Pwm1.png]]

</td></tr><tr><td style="padding: 10px;">

'''Beispiel 2'''

<math>U_{ein}=5\,\mathrm{V}</math><br>
<math>U_{aus}=0\,\mathrm{V}</math><br>
<math>t_{ein}=1\,\mathrm{ms}</math><br>
<math>t_{aus}=3\,\mathrm{ms}</math><br>

:<math>U_m = 0\,\mathrm{V} + (5\,\mathrm{V} - 0\,\mathrm{V}) \cdot \frac{1\,\mathrm{ms}}{1\,\mathrm{ms}+3\,\mathrm{ms}} = 1,25\,\mathrm{V}</math><br>

[[Bild:Pwm2.png]]
</td></tr></table>
<br>

=== Leistungsberechnung ===

Steuert man mit einem pulsweitenmodulierten Signal direkt einen ohmschen Verbraucher an (z. B. Heizdraht), so ist darauf zu achten, dass man zur Bestimmung der Leistung '''nicht''' einfach

:<math>P = \frac{{U_m}^2}{R}</math>

rechnen darf, sondern die Leistung während der Ein- und Ausschaltzeit getrennt betrachten muss:

:<math>P = \frac{{U_{ein}}^2}{R} \cdot \frac{t_{ein}}{t_{ein} + t_{aus}} +
\frac{{U_{aus}}^2}{R} \cdot \frac{t_{aus}}{t_{ein} + t_{aus}}</math>.

Da praktisch fast immer gilt <math>U_{aus}=0V</math> sowie <math>U_{ein}=V_{CC}</math>

kann man vereinfacht schreiben und damit rechnen.

:<math>P = \frac {{V_{CC}}^2}{R} \cdot DC</math>.

<table border="1"><tr><td style="padding: 10px;">
=== Beispiel ===

<math>U_{ein} = 4\,\mathrm{V}</math><br>
<math>U_{aus} = 0\,\mathrm{V}</math><br>
<math>t_{ein} = 1\,\mathrm{ms}</math><br>
<math>t_{aus} = 3\,\mathrm{ms}</math><br>
<math>R = 10\,\mathrm{\Omega}</math><br>

Der Mittelwert dieser Spannung ist
:<math>U_m = 1\,\mathrm{V}</math>.
Würde man mit diesem Wert die Leistung berechnen, so käme man auf
:<math>P = \frac{{U_m}^2}{R} = \frac{(1\,\mathrm{V})^2}{10\,\mathrm{\Omega}} = 0{,}1\,\mathrm{W}</math>.

Der richtige Wert ist jedoch

:<math>P = \frac{(4\,\mathrm{V})^2}{10\,\mathrm{\Omega}} \cdot \frac{1\,\mathrm{ms}}{4\,\mathrm{ms}} +
\frac{(0\,\mathrm{V})^2}{10\,\mathrm{\Omega}} \cdot \frac{3\,\mathrm{ms}}{4\,\mathrm{ms}} =
0{,}4\,\mathrm{W}
</math>.

Bei 0V lässt sich kürzen:
:<math>P = \frac{(4\,\mathrm{V})^2}{10\,\mathrm{\Omega}} \cdot \frac{1\,\mathrm{ms}}{4\,\mathrm{ms}}
=
0{,}4\,\mathrm{W}
</math>.

</td></tr></table>

== Anwendungen (Kleinsignal) ==

=== AD-Wandlung mit PWM ===
Der folgende Tipp stammt noch aus der Zeit, als es keinen Mikroprozessor mit AD-Wandler gab.

Einen recht billigen und einfachen AD-Wandler mit "1-Draht Kommunikation" kann man mit dem IC 556 (NE556 o.ä.) realisieren: der eine Timer des 556 arbeitet als 50% duty-cycle Rechteckgenerator bei beispielsweise 1 kHz und steuert den zweiten Timer an. Dieser besitzt einen Steuereingang zu Beeinflussung des Tastverhältnisses und auf diesen Pin gibt man das analoge Signal. Ein angeschlossener µC oder PC misst bei jedem Impuls die Impulslänge und man erhält so das Messergebnis. Bei einer Frequenz von >10 kHz liesse sich sogar Sprache digital übertragen oder speichern. Allerdings ist dafür eine Auflösung von wenigstens 8 Bit nötig, wodurch 256 Stufen und eine entsprechemde Abstatfrequenz durch den Chip gefordert sind. Ohne Chip lässt sich dies nur mit eimem Logikbaustein und etwas Signalverarbeitung lösen, siehe [[Analog-IO mit digitalen Bausteinen]].

Für anspruchsvollere Aufgaben verwendet man jedoch besser die [[Pulsdichtemodulation]].

=== DA-Wandlung mit PWM ===

Die meisten Mikrocontroller haben keine DA-Wandler integriert, da diese relativ aufwändig sind. Allerdings kann man mittels eines PWM-Ausgangs auch eine DA-Wandlung vornehmen und eine Gleichspannung bereitstellen. Wird ein PWM-Signal über einen Tiefpass gefiltert (geglättet), entsteht eine Gleichspannung mit Wechselanteil, deren Mittelwert dem des PWM-Signals entspricht und dessen Wechselanteil von der Beschaltung abhängig ist. Nun bleibt das Problem der Dimensionierung des Tiefpasses. Ein Beispiel:

PWM-Takt 1 MHz, 8 Bit Auflösung (256 Stufen), 0/5V.
-> 3906 Hz PWM Frequenz

RC-Tiefpass 22nF, 100kΩ
-> 72 Hz Grenzfrequenz

(Die Grenzfrequenz errechnet sich über <math>f_c=\frac{1}{2\,\pi\,R\cdot C}</math> .)

[[bild:pwm_filter_1.png]]

Bei diesem Tiefpass mit 72 Hz Bandbreite verbleibt am Ausgang noch ein Ripple auf der Gleichspannung, da die PWM nie ideal gefiltert werden kann. Eine Rechnung bzw. Simulation in PSPICE zeigen ca. 150mV Ripple. Das ist ziemlich viel, da ein idealer 8-Bit DA-Wandler bei 5V Referenzspannung eine Auflösung von 20mV hat. Wir haben hier also ein Störsignal von 150mV/20mv=7,5 LSB. Um den Ripple bis auf die Auflösungsgrenze von 20mV zu reduzieren, muss die Grenzfrequenz auf ca. 10 Hz reduziert werden. Es ist somit effektiv nur ein 390tel der PWM-Frequenz nutzbar. Das ist für einige Anwendungen ausreichend, wo praktisch nur statische Gleichspannungen erzeugt werden sollen, z. B. für programmierbare Netzteile. Für Anwendungen, in denen schneller ändernde Gleichspannungen generiert werden sollen, muss die PWM-Frequenz entsprechend erhöht werden oder ein steilerer Tiefpaß verwendet werden.

==== RC-Filter dimensionieren ====

Allgemein kann man den Ripple eines einfachen RC-Tiefpasses so abschätzen:

Kritischster Punkt ist eine PWM mit 50% Tastverhältnis. Dabei tritt der
stärkste absolute Ripple auf, weil hier die - am weinigsten gefilterte - Grundschwigung die höchste Amplitude besitzt. Bei diesem Tastverhältnis ist der Kondensator auf 1/2 VCC aufgeladen. Somit liegt auch 1/2 VCC über dem R an und lädt C annähernd mit Konstantstrom.

<math>I = \frac{\frac{1}{2}Vcc}{R}</math>

Über die Definition des Kondensators kann man den Ripple berechnen.

<math>C = \frac{I \cdot t}{U}; [F = \frac{As}{V}]</math>

<math>U = \frac{I \cdot t}{C}</math>

Die Ladung in As (Amperesekunden) ergeben sich aus der halben PWM-Periode mal I. Damit kann man brauchbar den Ripple abschätzen.

<math>V_{Ripple} = \frac{\frac {\frac{1}{2}Vcc}{R} \cdot \frac{1}{2}T_{PWM}}{C} = \frac{ Vcc \cdot T_{PWM}}{4RC}</math>

Die Einschwingzeit <math>\!\,t_S</math> des Signals bei einem neuen PWM-Wert beträgt etwa <math>\!\,5RC</math>.

Die Abschätzung gilt aber nur dann, wenn der Ausgang des RC-Filter kaum belastet ist, wie z. B. durch einen Operationsverstärker oder einen andern hochohmigen IC-Eingang.

Beispiel:

100 Hz PWM Frequenz(T_PWM=10ms), R=100kΩ, C=1μF, Vcc=5V

<math>V_{Ripple} = \frac{5V \cdot 10ms}{4 \cdot 100k\Omega \cdot 1 \mu F} = 125 mV</math><BR><BR>
<math>t_s=5RC=5 \cdot 100k \Omega \cdot 1 \mu F = 500ms</math>

Um die Bandbreite besser auszunutzen wird ein besseres Filter benötigt. Das Problem des einfachen RC-Tiefpasses ist der relativ langsame Anstieg der Dämpfung oberhalb der Grenzfrequenz. Genauer gesagt steigt die Dämpfung mit 20dB/Dekade. Das heisst, dass ein Signal mit der 10fachen Frequenz (Dekade) um den Faktor 10 (20dB) gedämpft wird. Will man nun eine höhere Dämpfung ereichen, müssen mehrere Tiefpässe in Reihe geschaltet werden. Bei dem gleichen Beispiel erreicht man mit zwei Tiefpässen mit 6,8nF/100kΩ eine Grenzfrequenz von ca. 70 Hz, bei gleicher Dämpfung des Ripples auf 20mV. Die Dämpfung dieses sogenannten Tiefpasses 2. Ordnung beträgt 40dB/Dekade. Das heisst, ein Signal mit zehnfacher Frequenz (Dekade) wird um den Faktor 100 (40dB) gedämpft! Damit erzielt man hier bereits die 7fache Bandbreite! Zum Schluss muss beachtet werden, dass die passiven Tiefpässe nur sehr schwach belastet werden können. Hier ist fast immer ein Operationsverstärker als Spannungsfolger nötig, falls der Eingangswiderstand der nachfolgenden Schaltung in der Größenordnung der beiden Widerstände des Filters ist. Der kann auch genutzt werden, um das gefilterte Signal weiter zu verstärken (nichtinvertierender Verstärker).

[[bild:pwm_filter_2.png]]

Geschickter wäre hier eine Widerstandsdimensionierung, bei der R2 etwas größer ist als R3, da somit das zweite RC-Gleid das erste weniger belastet.

Mehr Informationen zur Restwelligkeit bei RC Tiefpässen kann man [http://www.mikrocontroller.net/topic/181033#1747063 diesem] Thread entnehmen.

Das Spiel kann noch um einiges gesteigert werden, wenn man Tiefpässe dritter, vierter und noch höherer Ordung einsetzt. Das wird vor allem im Audiobereich gemacht. Dazu werden praktisch Operationsverstärker eingesetzt. In der [[AVR]] Application-Note [http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc1456.pdf AVR335: Digital Sound Recorder with AVR and DataFlash] wird zum Beispiel ein mit Operationsverstärkern aufgebauter Chebychev-Tiefpass fünfter Ordnung verwendet. Man findet im Audiobereich gelegentlich auch Schaltungen ohne expliziten Tiefpass. Dabei wird der Ausgang eines Class-D Verstärkers (der nichts anderes als ein PWM-Signal erzeugt) über einen Widerstand auf einen Lautsprecher gegeben. Die mechanische Trägheit und die Induktivität der Lautsprecherspule bilden mit dem Widerstand einen Tiefpass.

==== Vollintegrierte Lösungen ====

Wer all den Aufwand nicht betreiben will kauft einen fix und fertigen IC wie z.B.

*[http://www.linear.com/product/LTC2644 LTC2644] von Linear Technology
*[http://www.linear.com/product/LTC2644 LTC2645] von Linear Technology

== Anwendungen (Leistung) ==
Bei geeigneten Verstärkerstufen können PWM-Signale auch direkt zur Versorgung und Steuerung von Verbrauchern genutzt werden:

=== Schaltnetzteil (Generator)===
PWM-Stufen sind ein integraler Bestandteil praktisch aller heute verfügbarer Schaltnetzteile. Nur durch die digitale, pulsartige Entnahme der Ladung aus dem Versorgungsnetz lassen sich mittlere und höhere Leistungen noch effektiv und verlustarm beziehen. Die PWM wird dabei von einer Steuereinheit getrieben, welche die aktuelle Versorgungspannung in Betracht zieht, bzw. auch den Strombedarf des angeschlossenen Verbrauchers berücksichtigt. Damit lassen sich sowohl einfach passive und aktive Phasenanschnittversorgungen realisieren, aber auch voll geregelte Leistungsnetzteile mit sehr geringen effektiven Innenwiderständen aufbauen.

=== Heizung (ohmscher Verbraucher)===
Eine Heizung (Beispiel) mit 10Ω-Widerstand soll mit bis zu 12 V angesteuert werden. Dazu wird ein 13 V-Netzteil sowie ein linearer Verstärker verwendet (ein linearer Verstärker braucht immer eine etwas höhere Betriebsspannung als die maximale Ausgangsspannung).

Sollen nun 12 V auf die Heizung gegeben werden, fällt (fast) die gesamte Spannung über der Heizung selber ab, der Verstärker "verbraucht" nur 1 V. Es fließen ca. 1,2 A, es werden ca. 14,4 W in der Heizung in Wärme umgesetzt, im Verstärker ca. 1,2 W, der Wirkungsgrad beträgt 92%.

Wenn jetzt aber nur noch 6 V an der Heizung anliegen sollen, muss der lineare Verstärker die "übrigen" 7 V verbrauchen, d.h. von den 13 V, welche konstant vom Netzteil geliefert werden, fallen 7 V über dem Verstärker und 6 V über der Heizung ab. Die Transistoren des linearen Verstärkers sind nur halb durchgesteuert. Es fließt ein Strom von ca. 600 mA, in der Heizung werden ca. 3,6 W in Wärme umgesetzt. Allerdings werden auch 4,2 W im Verstärker in Wärme umgesetzt! Der Wirkungsgrad ist nur noch 46%!

Im Gegensatz dazu sind bei einer PWM die Transistoren des digitalen Verstärkers immer nur entweder voll durchgesteuert oder gar nicht durchgesteuert. Im ersteren Fall fällt nur eine geringe Verlustleistung über dem Transistor ab, da die Sättigungsspannung <math>V_{SAT}</math> sehr gering ist (meist weniger als 1 V). Im zweiten Fall fällt gar keine Verlustleistung über dem Transistor ab, da kein Strom fließt (P=U*I). Im Fall der 6 V an der Heizung beträgt das notwendige Tastverhältnis 0,23. D.h. nur während 23% der PWM-Periode wird Verlustleistung im digitalen Verstärker erzeugt und zwar ca.

:<math>P_V=DC \cdot \frac {V_{CC}}{R} \cdot V_{SAT} = 0{,}23 \cdot \frac {12V}{10\Omega} \cdot 1V = 0{,}28 W</math>

Der Wirkungsgrad liegt bei 92%!

=== Lautsprecher (induktiv) ===
In jüngster Zeit werden immer häufiger Lautsprechersysteme direkt aus digitalen Leistungsverstärkern betrieben. Dabei wird die Induktivität des Verbrauchers, die im Wesentlichen die Impedanz bestimmt, in Verbindung mit den kleinen ohmschen Widerständen des Ausgangstreibers, der Leitungen und des Lautsprechers als Tiefpass verwendet. Bei PWM-Signalen müssen hierbei jedoch sehr hohe Frequenzen gewählt werden, um Audiosignale in akzeptabler Qualität zu repräsentieren. Auch muss das Signal entsprechend nichtlinear vorverzerrt werden, um zu einem letzlich linearen Verhalten des Verbrauchers zu führen. Siehe 1-Bit-Audio. Für einfache Applikationen und geringen Leistungen ist dies aber eine sehr interessante Option. Für professionelle Audioanwendungen greift man bei digitalen Verstärkern jedoch auf andere Modulationsverfahren wie COM oder PDM zurück.

=== Motorsteuerung (ohmsch-Induktiv) ===
Eine der wichtigsten Anwendungen für PWM-Stufen ist die direkte Ansteuerung von Motoren. Der große Vorteil von PWM ist auch hier wieder der hohe Wirkungsgrad. Würde man stattdessen einen Digital-Analog-Wandler mit einem nachgeschalteten analogen Verstärker zur Ansteuerung verwenden, würde im Verstärker eine höhere Verlustleistung in Wärme umgewandelt werden. Ein digitaler Verstärker mit PWM hat dagegen geringere Verluste. Die Nachteile der Oberwellen im Signal spielen bei der Motorentechnik in der Regel keine Rolle, da hier noch mechanische Trägheiten zur effektiven Glättung beitragen. Die verwendete Frequenz liegt meist im Bereich von einigen 10kHz. Zur Berechnung der Drehzahl eines Motors kann im Normalfall der Mittelwert der PWM-Spannung als Betriebsspannung angenommen werden.

=== Dimmen von Leuchtmitteln (ohmsch - kapazitiv) ===
Eine spezielle Form der PWM-Anwendung ist die Helligkeitssteuerung. Bei kapazitiven Verbauchern wie Leuchtstoffröhren müssen besondere Randbedingungen beachtet werden, um ein Dimmen zu erzielen. So sind besondere Frequenzen und Anlaufphasen zu applizieren. Mache Verbaucher lassen sich trotzdem überhaupt nicht dimmen. Bei überwiegend ohmschen Verbrauchen wie z.B. Glühbirnen oder Halbleiter-Leuchtdioden, sind die PWM-Signale aber ohne große Regelung anwendbar.

Siehe Artikel:
* [[LED-Fading]] - LED dimmen mit PWM

== Oft gestellte Fragen (FAQ) ==

=== Mit welcher Frequenz dimmt man? ===

Eine gegebene Antwort dazu war: Bei Glühlampen kannst Du alles über 20Hz nehmen. Die sind derart träge... Über 9kHz sollte man wegen [[EMV]] nicht gehen. Für [[LED]]s ist alles über 1kHz und unter 9kHz gut. (Autor: Travel Rec. (travelrec), Datum: 27.12.2008 11:32)

Dazu ist jedoch zu sagen, daß PWM-Steuerungen bei Glühlampen meisten verwendet werden, um die 50Hz-Thematik zu umgehen. Dabei ist das Brummen relevant und auch ein Blinken bei sehr geringen Frequenzen. Typischerweise wird man daher eher 200Hz aufwärts verwenden. Umgekehrt sind Stromkabel nicht geschirmt und besitzen eine gewisse Kapazität, was Frequenzen im kHz-Bereich nicht sinnvoll erscheinen läßt. Auch LEDs wirken bei hohen Frequenzen kapazitiv, was zu einer unnötigen Strombelastung führt. Ist die LED für Belichtungsaufgaben relevant ist die Dimmungsfrequenz genügend hoch zu wählen, um gegenüber kurzen Belichtungen irrelvant zu sein. Dies ist in der Regel ab 10kHz der Fall. Um bei hohen Strömen einen unnötigen Stossstrom zu vermeiden und damit die LEDs besser ausnutzen zu können - kann eine Drossel mit geringer Induktivität sinnvoll sein, die die Anstiege begrenzt.

=== Wie schätze ich die Verlustleistung am MOSFET im PWM Betrieb ab? ===

[http://www.mikrocontroller.net/topic/190878#1862634 Beitrag von Falk]:

Vereinfacht kann man sagen, dass während der Umschaltzeit die Verlustleistung am MOSFET = 1/4 der Verlustleistung am Verbraucher ist, wenn der eingeschaltet ist (Leistungsanpassung).

Beispiel: 150 Hz PWM = 6,6ms, Schaltzeit 500ns, Verbraucher 60W. Macht 15W Verlust während der zwei Umschaltungen pro Takt, sprich 2x500ns = 1µs. Aber das nur alle 6,6ms, Im Mittel macht das 1us/6,6ms*15W = 2,2mW. Glück gehabt ;-) Bei hohen PWM-Frequenzen im Bereich 20-500kHz, wie sie heute bei Schaltnetzteilen üblich sind, kommt da aber schon richtig viel zusammen.

Etwas genauer: [https://www.mikrocontroller.net/articles/FET#Schalt-Verluste Schaltverluste beim FET]

== Siehe auch ==
* [[Pulsdichtemodulation]]
* [[AVR-Tutorial: PWM]]
* [[AVR-GCC-Tutorial#PWM (Pulsweitenmodulation)|AVR-GCC-Tutorial: PWM]]
* [[Soft-PWM]]
* [[Motoransteuerung mit PWM]]
* [[LED-Fading]]
* [[AVR PWM]]
* [[Ambilight in Hardware]]
* [[Glättungsfilter für 1-Bit DA-Wandlung|1-Bit Digital-Analog-Wandlung]]
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/361429#4054456 Forumsbeitrag]: Audioausgabe mit PWM
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/397337?goto=4590784#4575721 Forumsbeitrag]: H-Bridge 50Hz Sinus - LC Filter dimensionieren

[[Kategorie:Signalverarbeitung]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

== Weblinks ==
*[http://www.solar-webshop.de/blog/pwm-puls-weiten-modulation-solar/ Was bedeutet PWM?]

*[http://pic-projekte.de/wiki/index.php?title=PIC_Tutorial#Pulsweitenmodulation_.28PWM.29 PWM Modul am PIC]

*[http://www.batsocks.co.uk/readme/art_bcm_1.htm Binary Code Modulation] - Eine Alternative zu PWM?