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FET

2017-08-10T15:32:16Z

92.213.9.29: /* Siehe auch */

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

Ein FET (engl. '''F'''ield '''E'''ffect '''T'''ransistor) ist ein Feldeffekttransistor. Der FET ist ein Bauelement, das im Gegensatz zum Bipolartransistor (engl. '''B'''ipolar '''J'''unction '''T'''ransistor, BJT) mit Spannung und nicht mit Strom gesteuert wird. Unterschieden werden
* MOSFET = engl. '''M'''etall '''O'''xide '''S'''emiconductor '''F'''ield '''E'''ffect '''T'''ransistor; Metalloxidschicht-FET, größte Teilgruppe der FETs mit isoliertem Gate
* JFET = engl. '''J'''unction '''F'''ield '''E'''ffect '''T'''ransistor, Übergangszonen FET, der steuerbare Kanal wird durch einen PN-Übergang wie in einer Diode gebildet

Die drei Anschlüsse eines FETs werden ''Gate'', ''Drain'' und ''Source'' genannt. Unter Umständen ist ein vierter Anschluß vorhanden, der ''Bulk'' genannt wird. Normalerweise ist Bulk intern mit Source verbunden. Wenn dies nicht der Fall ist, muss diese Verbindung durch den Designer in der Schaltung hergestellt werden.

== FET-Typen ==

FETs werden hauptsächlich unterschieden in N-Kanal und P-Kanal, sowie "selbst sperrend = Anreicherungstyp" (engl. enhancement type) und "selbst leitend = Verarmungstyp" (engl. depletion type). Beim selbstleitenden FET ist der Transistor bei 0V Gate-Source Spannung maximal leitend (durchgesteuert) und wird durch Anlegen einer Spannung ans Gate gesperrt. Beim selbstsperrenden FET (größte Gruppe) ist der Transistor bei 0V Gate-Source Spannung gesperrt und wird durch Anlegen einer Spannung ans Gate leitend. Ist die Linie zwischen Drain und Source durchgezogen handelt es sich um einen selbstleitenden, bei einer gestrichelten Linie um einen selbstsperrenden FET. JFETs gibt es nur als Verarmungstyp. Im weiteren Artikel wird nur mehr der "selbstsperrende" MOSFET betrachtet.

{| class="wikitable"
|+ '''Typen von Feldeffekttransistoren  '''
|-
! Typ || N-Kanal || P-Kanal
|- valign="top"
| JFET || [[bild:JFET-N.png|center]]
* drittgrößte Gruppe
* bislang nur für kleine Leistungen verfügbar
* JFETs mit hoher Leistung sind im Kommen
* Eingangsstufen von OPVs
* Eingangsstufen von HF-Verstärkern bis in den GHz-Bereich
* als einfache [[Konstantstromquelle]] geeignet
| [[bild:JFET-P.png|center]]
* selten
|- valign="top"
| MOSFET Anreicherungstyp (selbst sperrend) || [[bild:MOS-EN.png|center]]
* größte Gruppe
* sehr viele Typen erhältlich
| [[bild:MOS-EP.png|center]]
* zweitgrößte Gruppe
* bei gleicher Geometrie etwas schlechter als ein N-Kanal Typ
|- valign="top"
| MOSFET Verarmungstyp (selbst leitend) || [[bild:MOS-DN.png|center]]
* selten
| [[bild:MOS-DP.png|center]]
* sehr selten
|}

=== Vorteile des FET ===

* Niedrigere Verluste als bei Bipolartransistoren.
* Sehr schnelles Schalten möglich, daher für sehr hohe Frequenzen geeignet (keine Speicherzeit wie beim BJT).
* Einfaches Parallelschalten im Schaltbetrieb, da Unterschiede im <math>R_{DS,on}</math> durch den positiven Temperaturkoeffizienten ausgeglichen werden.
* Leistungslose Ansteuerung im statischen Fall, jedoch hohe Umladeverluste am Gate!
* oft preiswerter als vergleichbare Bipolartransistoren (engl. '''B'''ipolar '''J'''unction '''T'''ransistor, BJT)
* Relativ unempfindlich gegen Überspannung zwischen Drain und Source. Bei Überschreitung der Maximalspannung zwischen Drain und Source findet ein sogenannter "Durchbruch" statt. Dies ist vergleichbar mit dem Zener-Effekt. Ist die Energiemenge begrenzt, ist dieser Durchbruch reversibel und der FET wird NICHT zerstört, im Gegensatz zum BJT.

=== Nachteile des FET ===

* Nur bedingt für hohe Spannungen [[Transistor#Wann setzt man einen MOSFET, Bipolartransistor, IGBT oder Thyristor ein ? |geeignet]], die ON-Verluste sind ab ca. 250V höher als bei einem [[IGBT]].
* Parasitäre Diode parallel zur Drain-Source Strecke ist immer enthalten, das (Ab-)Schaltverhalten dieser Dioden ist meist schlechter als separate Dioden, was häufig zu unerwünschten Schwingungen führt.
* Empfindlicher gegen ESD am Gate als BJT
* Positiver Temperaturkoeffizient (TK), der <math>R_{DS,on}</math> ist stark temperaturabhängig und steigt von 25°C (Datenblattangabe) auf 150°C ungefähr um den Faktor 2. Dadurch steigen auch die Verluste und damit die Erwärmung des Bauteiles.

=== Erklärung der wichtigsten Datenblattwerte ===

{| class="wikitable"
|-
! '''Parameter''' || '''Symbol''' || '''Wert''' (Beispiel)|| '''Erklärung'''
|-
| Drain Source (Breakdown) Voltage || V(BR)_DSS oder V_DS || 75V || Maximale Spannungsfestigkeit des Bauteiles zwischen Drain und Source
|-
| Continuous Drain current || I_D(on) || 55A @125°C || Maximaler Dauerstrom bei 125°C Gehäusetemperatur
|-
| Pulsed Drain Current || ID_pulse oder I_CD(on) || 240A || Maximaler Pulsstrom (Achtung die zulässige Zeitdauer des Pulses kann nur über die maximale Junctiontemperatur ermittelt werden)
|-
| Repetetive Avalanche Energy || t_sc || 280mJ || Maximale Energie, welche beim Avalanche Durchbruch bei Überschreiten der maximalen Drain-Source Spannung im MOSFET bei z. B. 1% Puls/Pausen Verhältnis regelmäßig auftreten darf, ohne den FET zu schädigen
|-
| Drain-Source ON Resistance || R_DS_ON || 0,01Ω || Widerstand des eingeschalteten FETs bei '''25°C''', V_GS = 10V und ID = 30A
|-
| Drain-Source ON Resistance || R_DS_on || 0,021Ω || Widerstand des eingeschalteten FETs bei '''175°C''', V_GS = 10V und ID = 30A
|-
| Thermal Resistance (junction-case) || R_th_JC || 0,8K/W || Thermischer Widerstand im Transistor vom eigentlichen Chip im Inneren (junction) bis zur Rückseite des Transistorgehäuses (case)
|-
| Gate-Source Threshold Voltage || V_GS(th) || 2,0-4,5V || Gatespannung, ab welcher der Transistor minimal leitend wird (I_D typisch 100-200µA), große Toleranz, typisch 1:2 zwischen Minimum und Maximum
|-
| Turn-on Delay || t_d(on) || 40ns || Verzögerung zwischen dem Einschalten am Gate bis zur Reaktion im Drainstrom
|-
| Rise Time || t_r || 200ns || Anstiegszeit des Transistorstromes am Drain
|-
| Turn-off Delay || t_d(off) || 120ns || Verzögerung zwischen Abschalten am Gate bis zur Reaktion im Drainstrom
|-
| Fall Time || t_f || 60ns || Abfallzeit des Transistorstromes am Drain
|}

Die oben genannten Zeiten gelten ausschließlich unter den angegebenen Messbedingungen (Gatewiderstand, Treiberspannung, sowie einer '''FET-Teperatur von 25°C!''') und müssen für die eigene Anwendung ggf. neu berechnet werden. Meist wird man sie eher messen, weil die Rechung zu aufwändig und bisweilen unmöglich ist.

==== Gate-Source Threshold Voltage ====
Gerade bei der '''Gate-Source Threshold Voltage <math>V_{GS}(th)</math>''' gibt es hier immer wieder Verwirrung. Sie gibt an, ab welcher Spannung der MOSFET anfängt, minimal leitfähig zu werden. Diese Spannung ist technologisch bedingt auch heute noch einer starken Toleranz unterworfen, typischerweise hat der Bereich bei dem der FET zu leiten beginnt eine Spreizung von etwa 1:2 zwischen Minimum und Maximum. Welche Spannung man nun wirklich anlegen muss, um den gewünschten sehr kleinen <math>R_{DS}(on)</math> zu erreichen kann der Tabelle im jeweiligen Datenblatt entnommen werden. Dabei unbedingt die angegebene Gatespannung beachten, nur dieser Wert ist garantiert!. Die Kurvenschar von ID über UGS stellt immer nur typische Werte dar, keine garantierten Extremwerte (engl. worst case). Als Standardwerte kann man typisch 10-15V für einen Standardtypen und ca. 3-5V für einen Logic Level Mosfet (LL-FET) ansetzen. Kleinsignal-FETs leiten schon ab ca 1..1,2V. Bei Ansteuerung mit 5V benötigt man also einen Typen, der '''sicher''' bei 4,5V voll durchgesteuert ist, z.B. IRLZ34N. Bei 3,3V ist er bereits nicht mehr zuverlässig nutzbar. Es gibt auch Typen mit noch geringerer Spannung für Vollaussteuerung. Wer einen BUZ11 (<math>V_{GS}(th)</math> 4V max.) mit 5V ansteuert riskiert ein Abfackeln des MOSFETs, denn je nach Toleranz kann er bereit ganz gut aufgesteuert sein oder auch nicht.

[[bild: IRLZ34N_R_DS_ON.png | thumb | 800px | R_DS_ON im Datenblatt des IRLZ34N]]

{{Clear}}

==== Parasitäre Diode ====

Der Schwerpunkt in der FET-Entwicklung liegt auf den geringst-möglichen <math>R_{DS}(on)</math>, die Diode entsteht auf Grund des Herstellungsprozesses, und wird nur nachrangig verbessert, da viele Optimierungsversuche auch einen Einfluss auf wichtige Kennwerte des FETs hatten und haben.
Daher muss sorgfältig geprüft werden, ob die Schaltgeschwindigkeit, die Recovery-Time und die damit verbundenen Verluste sowie die dabei erzeugte unerwünschte EMV-Abstahlung tolerierbar ist, oder nicht.
Hier hilft es oft eine optimierte Diode / Schottky-Diode zum FET parallel zu schalten. Ganz ausblenden läßt sich die parasitäre Diode jedoch nicht, jedoch kann man den Anteil des Stromes beeinflussen, der über die intere Diode fliest.

{| class="wikitable"
|+ ''' Parasitäre Diode des FETs '''
|-
! '''Parameter''' || '''Symbol''' || '''Value''' (Beispiel)|| '''Erklärung'''
|-
| Continuous Current (Diode) || I_S || 75A || Maximaler Dauerstrom der parasitären Diode, meist identisch zum maximalen Dauerstrom des MOSFETs
|-
| Forward Voltage (Diode)|| V_SD || 1,0..1,3V || Spannungsfall an der parasitären Diode
|-
| Reverse Recovery Time || t_rr || 80..120ns || Zeit, die die Elektronen brauchen um aus der leitenden Diode vollständig abzufließen. Während dieser Zeit fließt der Strom in '''Rückwärtsrichtung''' durch die Diode.
|-
| Reverse Recovery Charge || Q_rr || 60nC || Ladungsmenge, die während t_rr rückwärts durch die Diode fließt.
|}

== Haupttypen und Gatespannungslevel ==

===Unterschied N-Kanal / P-Kanal FET===

Im Schaltsymbol werden die MOSFET-Typen meist durch die Pfeilrichtung in der Mitte des Symbols (eigentlich "Bulk") vom oder zum Gate unterschieden. Zeigt der Pfeil zum Gate hin, handelt es sich um einen N-Kanal-FET, zeigt der Pfeil vom Gate weg um einen P-Kanal FET.

Der große Vorteil des N-Kanal FETs (Elektronenleitung) ist, daß er immer niederohmiger ist, als ein gleich großer P-Kanal FET (Löcherleitung). Daher sind P-Kanal Typen bei vergleichbaren Werten auch immer größer = teuerer da weniger Chips auf einem Wafer Platz haben.

Beim N-Kanal FET muss die Gatespannung positiv gegenüber Source sein. Dabei wird der FET dann leitend, wenn die sogenannte "threshold voltage" (Schwellenspannung) erreicht wird. Eine typische Anwendung ist z. B. ein '''Low-Side Schalter''': Source an GND, Drain an die Last, Ansteuerung des N-Kanal FETs mit 12V gleichbedeutend mit 12V ÜBER den Source = GND Potential.

Beim P-Kanal FET als HS-Schalter muss die Gatespannung negativer=niedriger als das Sourcepotential sein.Beispiel.
Beispiel:
Lastspannung = 400V d.h. Source an 400V, Last zwischen Drain und GND, Ansteuerung des P-Kanal FETs mit 388V, also 12V UNTER dem Sourcepotential.

Beim N-Kanal FET als HS-Schalter muss die Gatespannung positver=höher als das Sourcepotential sein.
Beispiel:
Lastspannung = 400V d.h. Drain an 400V, die Last zwischen Source und GND, Ansteuerung des N-Kanal FETs mit 412V, also 12V ÜBER dem Sourcepotential.
In diesem Fall ist aber eine zusätzliche Spannungsquelle erforderlich, denn der FET wird mit einer Spannung über der Lastspannung eingeschaltet.

'''Weblinks'''
* [http://www.eetimes.com/General/DisplayPrintViewContent?contentItemId=4009943 A primer on high-side FET load switches (Part 1 of 2)], Qi Deng, Senior Product Marketing Manager, Mixed-Signal Products, Micrel, Inc., 5/3/2007 4:14 PM EDT, www.eetimes.com
* [http://www.eetimes.com/General/DisplayPrintViewContent?contentItemId=4009944 A primer on high-side FET load switches (Part 2 of 2)], Qi Deng, Senior Product Marketing Manager, Mixed-Signal Products. Micrel, Inc., 5/7/2007 1:36 PM EDT, www.eetimes.com
* [http://www.vishay.com/docs/70611/70611.pdf AN804 P-Channel MOSFETs, the Best Choice for High-Side Switching (PDF)] von Vishay Siliconix

===Unterschied Logic-Level / "Normal"-Level===

Den meisten FETs ist gemein, daß sie mit einer Spannung von 10..15V angesteuert werden müssen, um den minimalen Einschaltwiderstand zu erreichen. Diese FETs lassen sich nicht ohne weiteres mit einem CMOS-Pegel von 5V ansteuern. Es gibt jedoch für diesen Anwendungsfall sogenannte "Logic Level" (LL) FETs, die schon bei einer Gatespannung von etwa 4,5V voll durchgesteuert sind. Einige Kleinsignal-FETs sind schon ab ca. 1,2V voll durchgesteuert.

== Beispiel zur Bauteiledimensionierung ==

=== Spannungsfestigkeit ===

Die höchste vorkommende Betriebsspannung + Abschaltüberspannung soll kleiner als ca. 80% der Spannungsfestigkeit des Bauteiles sein.

Achtung: Zwischen dem je nach Anwendungsfall erforderlichen Pufferkondensator und dem FET wird es immer eine parasitäre Induktivität geben.
Abhängig von Schaltgeschwindigkeit und Induktivität wird im Schaltmoment eine mehr oder weniger große Übrspannungsspitze produziert. Dieser Peak
addiert sich auf die aktuelle Versorgungsspannung.

Überschlagsrechnung als Beispiel:
* Schaltgeschwindigkeit: dI/dt = -100A/µs (= Abschalten von 5A innerhalb 50ns),
* Induktivität: L = 1µH (~ 1 m loses, ungebündeltes Kabel)
* dU=-L*dI/dt = -1µH * (-100A / 1µs) = 100V

Dies bedeutet, daß an der "Induktivität" zwischen Transistor und Kondensator - Aufgrund von Selbstinduktion im Schaltmoment - ein Überspannungspuls von ca. 100V entsteht, der auf die Betriebsspannung aufzuschlagen ist, also lieber die Leitung kürzer machen, und - sofern möglich - nicht ganz so schnell schalten.

=== Stromtragfähigkeit ===

In jedem Datenblatt ist eine Stromtragfähigkeit bei 25°C, und meist noch bei einer höheren Temperatur z.B. 125°C, 150°C oder 175°C Kühlfahnentemperatur angegeben. Dieser Wert ist als ERSTE Entscheidungsgrundlage ausreichend, aber aus der theoretisch abführbaren Verlustleistung errechnet, und
* dient zum qualitativen Vergleich von Transistoren bezüglich ihres R_ds(on) und ihres Wärmewiderstands.
* ist für die Dimensionierung einer Schaltung nur als Richtwert zu interpretieren.
* ist ohne Schaltverluste genannt, und daher nur für einen Schaltbetrieb von wenigen Hz gültig. Außerdem wird ein annähernd idealer Kühlkörper unterstellt, der trotz der Verlustleistung das Gehäuse des Transistors auf der angegebenen Temperatur halten kann.
* entbindet einen nicht davon den Kopf einzuschalten... siehe die nachfolgenden Zeilen.
* Liegt der Strom für den die Schaltung entwickelt wird mit ca. 10..20% Abstand unter dem Datenblattwert von 125°C ist dieses Bauteil vermutlich verwendbar (siehe Detailberechnungen unten !).
* Ist der benötigte Strom im Bereich oder größer als der zulässige bei 125°C sollte entweder ein anderer Typ eingesetzt oder mehrere FETs ''des gleichen Typs'' parallelgeschaltet werden.

== Verlustleistung ==

Hier wird eine Näherung für eine getaktete Anwendung betrachtet. In einem Transistor treten sowohl beim Ein- und Ausschalten, als auch während der Einschaltphase Verluste im Bauteil auf. Diese Verluste führen zu einer Bauteilerwärmung. Die dabei entstehende Temperatur darf die maximal zulässige Bauteiletemperatur nie überschreiten. Bei den ersten Projekten ist zu empfehlen eine berechnete Chiptemperatur von ca. 125°C nicht zu überschreiten. Fast alle aktuell verfügbaren FETs nennen im Datenblatt eine Temperatur von 175°C als ihre maximale Chiptemperatur.

{| class="wikitable"
|+ '''Beispiel'''
|-
! Parameter || Symbol ||Wert
|-
| Betriebsspannung || UN || 70 V
|-
| Nennstrom || IN || 30 A
|-
| Drain-Source Widerstand bei einer Chiptemperatur von 125°C und einer Gatespannung von 10V || RDSon || 17 mΩ
|-
| on-Zeit || ton || 150 µs
|-
| Schaltfrequenz || ƒschalt || 5 kHz, (T = 200µs)
|-
| Einschaltzeit (risetime) || tr || 500 ns
|-
| Ausschaltzeit (falltime) || tƒ || 800 ns
|-
|}

==== Leitend-Verluste ====

Während der FET bei [[PWM]]-Ansteuerung eingeschaltet ist, erzeugt er Verlustleistung.

<math>
P_\text{ON}
= I_\mathrm{N}^2 \cdot R_\mathrm{DS_\mathrm{ON}} \cdot \frac{t_\mathrm{ON}}{T}
= 30^2A^2 \cdot 17m\Omega \cdot \frac{150\mu s}{200\mu s} = 11{,}5W
</math>

==== Schalt-Verluste ====

Vereinfachter Ansatz.

Einschalten:

:<math>\begin{align}
P_\mathrm{SW_r}
&= \tfrac14 \cdot U_N \cdot I_N \cdot \frac{t_r}{T} \\
&= \tfrac14 \cdot 70V \cdot 30A \cdot \frac{500ns}{200\mu s}=1{,}3W
\end{align}</math>

Ausschalten:

:<math>\begin{align}
P_\mathrm{SW_f}
&=\tfrac14 \cdot U_N \cdot I_N \cdot \frac{t_f}{T}\\
&=\tfrac14 \cdot 70V \cdot 30A \cdot \frac{800ns}{200\mu s}=2{,}1W
\end{align}</math>

Alternativ und genauer kann man rechnen, wenn die Ein- Ausschaltenergie im Datenblatt angegeben ist. Aber Achtung! Die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde, müssen genau so zutreffen.
:<math>\begin{align}
P_{SW_f} = f_{schalt} \cdot E_{ON}
\end{align}</math>
:<math>\begin{align}
P_{SW_r} = f_{schalt} \cdot E_{OFF}
\end{align}</math>

Die Gesamtverlustleistung beträgt also in etwa 15W.

Damit muß ein entsprechender [[Kühlkörper]] ausgelegt und die Chiptemperatur berechnet werden. z. B.:
* Kühlkörper mit einem R_th von 0,2K/W
* max. Umgebungstemperatur +60°C
* R_th "junction-case" des FETs 0,8K/W
* R_th der Wärmeleitfolie zwischen FET und Kühlkörper ca. 2,0K/W
* R_th gesamt: 3,0K/W 
* Bei einer Verlustleistung von 18W und einer Umgebungstemperatur von 60°C hat der Chip eine Temperatur von ca. 18W * 3,0K/W +60°C = 114°C. ==> o.k.!

Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß hier viele Vereinfachungen vorgenommen, und die Art der Last nicht beachtet wurde ist es sinnvoll, einen gewissen Sicherheitsabstand zu den zulässigen Maximalwerten einzuhalten. Daher ist es empfehlenswert, die Chiptemperatur auf ca. 125°C zu beschränken.

Des Weiteren ist hier die parasitäre Diode im FET nicht berücksichtigt.
Wenn während der "off" Zeit ein Strom über die Diode fließt (Reverse recovery current oder Freilaufstrom), muß die dadurch '''zusätzlich''' entstehende Verlustleistung in die obige Berechnung der maximalen Chiptemperatur mit einfließen.

==Treiberleistung==

Auch wenn der MOSFET ein spannungsgesteuertes Bauelement ist, muss trotzdem bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten die Gatekapazität umgeladen werden. Bei älteren Leistungs-FET - oder bei einem schlechten Design (!) - muss sogar teilweise mit negativer Spannung am Gate gearbeitet werden, um eine vollständige Sperrung zu erreichen.
Diese Umladung muss möglichst schnell erfolgen, um die Verluste im FET während der Umschaltphase zu minimieren. Dazu findet ein [[Mosfet-Übersicht#MOSFET-Treiber|MOSFET-Treiber]] Verwendung. Hier eine detaillierte Beschreibung zum [[Treiber]].

Da die Gatekapazität nicht direkt im Datenblatt enthalten ist kann man sich mit der Eingangskapazität Ciss behelfen. Im Arbeitspunkt ist die Gatekapazität ungefähr 5x größer als der im Datenblatt für Ciss angegebene Wert.
Daher berechnet sich die Treiberleistung wie folgt:

:<math>P_\text{Treiber} = C \cdot U^2 \cdot f = 5 \cdot C_\text{íss} \cdot U_\text{Gate}^2 \cdot f_\text{schalt}</math>

1.Beispiel, kleine MOSFET-Steuerung mit niedriger Leistung und Frequenz.

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot 4{,}8\,\text{nF} \cdot 15\,\text{V}^2 \cdot 10\,\text{kHz} = 54\,\text{mW}</math>

2.Beispiel, sehr große MOSFET-Steuerung für Induktionsheizung mit sehr hoher Leistung und Frequenz.

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot 24\,\text{nF} \cdot 15\,\text{V}^2 \cdot 250\,\text{kHz} = 6{,}75\,\text{W}</math>

Aber Achtung, so ein MOSFET-Treiber hat auch einen Eigenverbrauch, der leicht zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Bei niedrigen PWM-Frequenzen kann man Logic Level MOSFETs auch direkt per CMOS-Ausgang ansteuern, z.B. mit einem [[AVR]], wie in diesem [http://www.mikrocontroller.net/topic/246449#2519459 Forumsbeitrag] zu sehen ist.

== Low- und High-Side ==

Definition LS- und HS:

;Low-Side Schalter: Der FET schaltet eine Last gegen GND - auch als LS-Schalter bezeichnet.
;High-Side Schalter: Der FET schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als HS-Schalter bezeichnet.

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== SOA Diagramm ==

SOA-Diagramm (engl. '''S'''afe '''O'''perating '''A'''rea, sicherer Arbeitsbereich) beschreibt die zulässige Verlustleistung eines Transistors in Anhängigkeit des Drainstroms (I_D), der Drain-Source Spannung (U_DS) und der Pulsbreite. Als Beispiel sei hier der BUZ 11 genannt. Im nachfolgenden Diagramm ist das SOA-Diagramm dargestellt. Wie ist es zu verstehen? Zunächst gibt es eine Grenze auf der linken Seite, die schräge, dunkelblaue Line. Diese wird durch den minimalen R_DS_ON festgelegt, hier wirkt der MOSFET wie ein ohmscher Widerstand. Mehr Strom kann bei einer bestimmten Spannung nicht fließen. Die zweite Grenzlinie ist ganz rechts die pinkfarbene Linie, sie stellt die maximale Sperrspannung des MOSFET dar. Die dritte Grenze ist der maximal zulässige Drainstrom, hier im Beispiel 120A, dargestellt durch die gelbe Linie. Die maximale Spannung zwischen Drain und Source sowie der Drainstrom sind abhängig von der Pulsbreite, mit welcher der MOSFET betrieben wird. Bei nur 2,5µs Pulsbreite (Rechteckimpuls) müssen die beiden Parameter sich innerhalb der Fläche bewegen, welche durch die dunkelblaue, gelbe und die pinkfarbene Line begrenzt wird. Im Extremfall dürfen 50V anliegen und 120A fließen, das sind satte 6kW Pulsleistung! Werden die Pulse breiter, so sinken die zulässigen Ströme und Spannungen, bei 1ms (dunkelblaue Linie bis zur braunen Linie, dann zur pinkfarbenen Linie) sind maximal noch 50V und 7A zulässig, also nur noch 350W. Die letzte Linie stellt den Fall für Gleichstrom (engl. '''D'''irect '''C'''urrent), also Dauerbelastung dar, hier sind bei 50V maximal 1,5A zulässig, was einer Dauerverlustleistung von 75W entspricht. MOSFETs, welche nur für Schaltbetrieb und nicht für [[#Linearbetrieb von MOSFETs | Linearbetrieb]] geeignet sind, haben keine Kennlinie für DC. Im normalen Schaltbetrieb liegt der Arbeitspunkt auf der linken Grenzlinie R_DS_ON_MIN. Nur im Linearbetrieb liegt der Arbeitspunkt innerhalb der Fläche, welche durch die Außenlinien begrenzt wird.

[[bild: SOA-BUZ11.png | thumb | 300px| SOA-Diagramm]]

Bei der Anwendung des Diagramms gilt es einiges zu beachten. Die Pulsleistungen sind nur zulässig, wenn der MOSFET vorher kalt ist, sprich ca. 25°C Sperrschichttemperatur hat. War er vorher schon heiß, reduziert sich die zulässige Belastung deutlich. Ebenso dürfen die Pulse nicht zu schnell wiederholt werden, denn dann ist der MOSFET noch vom vorherigen Puls aufgeheizt. Im Fall von DC sind 75W Verlustleistung auch eher ein theoretischer Wert, welcher real nur schwer erreicht werden kann, wenn der MOSFET auf einem sehr großen [[Kühlkörper]] optimal montiert ist. Praktisch liegen die erreichbaren Werte eher bei der Hälfte.

(Anm. Eigentlich müsste für die R_DS_ON Grenzlinie R = U / I der minimale R_DS_ON rauskommen, hier ~40mOhm, es kommen aber ~80mOhm raus. Die Ursache dafür ist unklar, möglicherweise liegt hier ein Sicherheitsfaktor zu grunde).

{{Clear}}

== Linearbetrieb von MOSFETs ==

Der Großteil der Anwendungen nutzt MOSFETs als Schalter, d.h. der MOSFET ist entweder voll gesperrt oder voll durchgesteuert. Dafür gelten auch all die Hinweise in diesem Artikel. In bestimmten Anwendungen werden MOSFETs aber auch im Linearbetrieb eingesetzt, z.B in linearen Endstufen für Audio, Video, elektronischen Lasten und Stromquellen. Hier muss man einiges beachten. Ein verbreiteter Irrtum besteht darin zu glauben, MOSFETs könne man im Linearbetrieb einfach parallel schalten, weil der positive Temperaturkoeffizient von <math>R_{DS(ON)}</math> eine Symmetrierung bewirkt, ähnlich den Emitterwiderständen bei parallelgeschalteten Bipolartransistoren. Das ist ''ausschließlich'' im Schaltbetrieb möglich, und daher falsch! Im Linearbetrieb spielt der Temperaturkoeffizient von <math>R_{DS(ON)}</math> keine Rolle, weil der MOSFET selten bis nie komplett durchgesteuert ist. Eben darum ist beim Linearbetrieb der minimale <math>R_{DS(ON)}</math> in den meisten Fällen unwichtig und man kann auch eher hochohmige, ältere MOSFETs verwenden, wie z.B. den BUZ11.

Hier wirkt vielmehr der negative Temperaturkoeffizient (TK) der Thresholdspannung <math>U_{GS(thr)}</math>, vergleichbar dem negativen TK der Basis-Emitter-Spannung von Bipolartransistoren. D.h. mit steigender Temperatur und konstanter Gate-Source-Spannung steigt der Stromfluss der Drain-Source Strecke. In einer Parallelschaltung von MOSFETs würde dies bedeuten, dass der MOSFET mit dem geringfügig größeren Drainstrom (Fertigungstoleranzen) wärmer wird, was zu einem weiter steigenden Drainstrom und damit noch mehr Wärme führt. Damit ist die Schaltung thermisch instabil und würde zum Durchbrennen der MOSFETs führen, einer nach dem Anderen.

Um das zu verhindern muss man relativ große Ausgleichswiderstände in die Source-Leitung der einzelnen MOSFETs schalten, um diese Drift zu kompensieren. Dadurch verschlechtert sich natürlich der Wirkungsgrad des Verstärkers. MOSFETs haben einen TK von typisch -5mV/K für <math>U_{GS(thr)}</math>, das ist mehr als das doppelte von Bipolartransistoren mit typisch -2mV/K, weshalb die Symmetrierungswiderstände mehr als doppelt so groß sein müssen. Weiterhin muss man beachten, dass die Toleranzen von <math>U_{GS(thr)}</math> sehr groß sind, im Bereich von Volt! Das kann man sinnvoll nicht mehr mit Gatewiderständen symmetrieren, hier muss man die MOSFETs ausmessen und Gruppen mit geringen Toleranzen in einer Schaltung verwenden (engl. matching).

Eine andere Möglichkeit ist die getrennte Ansteuerung der einzelnen MOSFETs, das wird oft in elektronischen Lasten bzw. [[Konstantstromquelle#Konstantstromquelle mit Operationsverstärker und Transistor | Konstantstromquellen]] gemacht. Hier treten keine zusätzlichen Verluste auf und der Mehraufwand in der Ansteuerung ist meist unkritisch.

Weiterhin muss man beachten, dass viele der heutigen HochleistungsMOSFETs intern eine Parallelschaltung vieler kleiner MOSFET-Zellen (z.B. sogenannte Trench-FET) sind, und somit oft für den Linearbetrieb ungeeignet sind. Denn auch dort können einzelne Zellen überhitzen und durchbrennen (Hot Spot). Ob ein MOSFET für den Linearbetrieb tauglich ist steht manchmal im Datenblatt, oft aber eher nicht, eben weil die meisten MOSFETs als Schalter entwickelt und gebaut sind. Typische Vertreter für Linearbetrieb findet man in der [[MOSFET-Übersicht]]. Ein wichtiges Indiz für Linearbetrieb ist eine Kurve für DC im [[#SOA_Diagramm | SOA-Diagramm]]. Meist geht es dort nur bis 10ms, DC fehlt, eben weil DC (engl. '''D'''irect '''C'''urrent = Gleichstrom = Linearbetrieb) nicht zulässig ist. Manchmal hat der Hersteller auch "vergessen", die Kennlinie für DC mit reinzuschreiben, wie z.B. bei [http://www.irf.com/product-info/hi-rel/alerts/fv5-p-09-01-A.pdf IRF], wie in diesem [http://www.mikrocontroller.net/topic/291760#3106758 Beitrag] zu erfahren ist.
Ein recht gutes Indiz dafür, ob ein FET für den Linearbetrieb taugt, ist die Vorwärtssteilheit. Diese kennzeichnet die Abhängigkeit des Drainstromes von der Ansteuerung am Gate als <math>S = \Delta i_d/\Delta u_{gs}</math>. Moderne Trench-FET erreichen heute Steilheiten im dreistelligen Bereich und sind für Linearanwendungen völlig unbrauchbar. Zum Vergleich: Der BUZ11 kommt mit gerade einmal 4 bis 5 Siemens daher.

In diesem Beitrag wird die DC-Linie im SOA-Diagramm noch genauer erklärt: [http://www.mikrocontroller.net/topic/319961#3473567 Re: MOSFET Linearbetrieb möglich?]

== Siehe auch ==

* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[Treiber]]
* [[Snippets#Wie_schlie.C3.9Fe_ich_einen_MOSFET_an_einen_Mikrocontroller_an.3F|Wie schließe ich einen Mosfet an einen Mikrocontroller an?]]
* [http://www.mikrocontroller.net/articles/H-Br%C3%BCcken_%C3%9Cbersicht Übersicht H-Brücken]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/168218#1609684 Forumsbeitrag]: MOSFETs im Linearbetrieb
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/186785#new Forumsbeitrag]: nochmal MOSFETs im Linearbetrieb
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/319961#3473567 Forumsbeitrag]: sehr ausführlicher Forumsbeitrag über MOSFETs im Linearbetrieb. Berücksichtigt auch den Spirito-Effekt.
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/143324#new Forumsbeitrag]: Über eine elektronische Last, sehr lang
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/246449#2519459 Forumsbeitrag]: Logic Level MOSFETs direkt mit einem [[AVR]] treiben.
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/267254#2787855 Forumsbeitrag]: MOSFETs im Linearbetrieb, Laborerfahrungen
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/267254#2787945 Forumsbeitrag]: MOSFETs für Linearbetrieb
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/269642?goto=2820617#2820617 Forumsbeitrag]: Verpol- und Überspannungsschutz mit MOSFETs
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/425414#4981611 Forumsbeitrag]: Linearbetrieb von MOSFETs

== Weblinks ==

* [http://www.elektronikinfo.de/strom/feldeffekttransistoren.htm Feldeffekttransistoren bei elektronikinfo.de]
* [http://www.elektronik-kompendium.de/sites/bau/0207011.htm FET im ELKO]
* [http://www.elektronik-kompendium.de/sites/bau/0510161.htm MOSFET im ELKO]
* [http://www.sprut.de/electronic/switch/nkanal/nkanal.html MOSFET bei sprut.de]
* [http://sound.westhost.com/articles/hexfet.htm#51 MOSFETs in Audioendstufen, engl.]
* [http://irf.custhelp.com/cgi-bin/irf.cfg/php/enduser/std_adp.php?p_faqid=214&p_created=1019728945&p_sid=pt9ITiCj&p_accessibility=0&p_redirect=&p_lva=&p_sp=cF9zcmNoPTEmcF9zb3J0X2J5PSZwX2dyaWRzb3J0PSZwX3Jvd19jbnQ9MTQsMTQmcF9wcm9kcz0mcF9jYXRzPSZwX3B2PSZwX2N2PSZwX3BhZ2U9MSZwX3NlYXJjaF90ZXh0PWxpbmVhcg**&p_li=&p_topview=1 FAQ Answer ID 214 bei IRF zum Linearbetrieb]
* [http://www.nxp.com/documents/application_note/AN11158.pdf AN11158 - Understanding power MOSFET data sheet parameters] von NXP (PDF)
* [http://www.infineon.com/dgdl/Infineon+-+Application+Note+-+PowerMOSFETs+-+OptiMOS%E2%84%A2+-+Linear+Mode+Operation+and+SOA+Power+MOSFETs.pdf?fileId=db3a30433e30e4bf013e3646e9381200 AN: Linear Mode Operation andSafe Operating Diagram of Power-MOSFETs] von Infineon (PDF)
* [http://www.ixys.com/Documents/Articles/Article_Linear_Power_MOSFETs.pdf MOSFETs Withstand Stress of Linear-Mode Operation] Neuentwickelte MOSFETs für Linearbetrieb (PDF)

[[Kategorie:Bauteile]] [[Kategorie:Leistungselektronik]]

Leistungselektronik

2017-08-10T15:31:51Z

92.213.9.29: zufügung link zum Thema H-Brücken

Dieser Artikel ist der Einstiegspunkt zu einer Reihe von weiteren Beiträgen, die alle das Thema "Leistungselektronische Systeme" als Hintergrund besitzen. Weiterführende Details und Ergänzungen findet man in den verlinkten Artikeln wie [[IGBT]], [[FET]], [[TRIAC]], [[Kühlkörper]], [[Treiber]], [[Zwischenkreiskapazität]], [[Mosfet-Übersicht]].

In diesem Artikel geht es hauptsächlich darum einen Überblick über das "System" zu schaffen und diverse Grundlagen und Begriffe zu definieren.

== Was versteht man unter "Leistungselektronik"? ==
Unter dem Begriff "Leistungselektronik" versteht man alles, was mit Steuerung, Umformung oder dem Schalten von elektrischer Energie mit elektronischen Bauelementen zu tun hat. Dies beginnt bereits bei wenigen 100mA und wenigen Volt, reicht aber bis zu mehreren 100kV und mehreren 1000A. Bei kleineren Spannungen und Strömen besteht die Herausforderung nicht in den absoluten Werten selbst, sondern in der Umformung mit einem besonders hohen Wirkungsgrad und mit möglichst geringen EMV-Abstrahlungen.

Leistungselektronik bzw. leistungselektronische Systeme bestehen immer aus einem Steuerungs- bzw. Regelteil, und dem Leistungsteil selbst. Dieses Leistungsteil - oft auch als "Leistungselektronik" bezeichnet - besteht selbst wieder aus mehreren Komponenten, die aber '''immer''' aufeinander abgestimmt sein müssen.

== Sicherheitsvorkehrungen ==
Jeder der in diesem Bereich arbeitet muss sich über die Gefahren, die von hohen Spannungen (ab 50V_ac und ca. 60V_dc {offiziell 120V_dc}), hohen Strömen oder hohen Energien (z.B. aus einem Kondensator) ausgehen, informieren und entsprechende Sicherheitsvorkehrungen treffen.
Ab ca 12V zündet ein Lichtbogen und verlischt anschließend.
Ab ca. 20V bleibt ein Lichtbogen nach der Zündung stehen, bis die Spannung unter die Lichtbogenbrennspannung - die abhängig von der Lichtbogenlänge ist - fällt.
Auch bei einer einmaligen Entladung (z.B. aus einem Kondensator) kann so viel Energie in dem Brennmoment enthalten sein, daß flüssiges Metall durch die Gegend geschleudert wird.
Die Verwendung eines Trenntrafos und einer Schutzbrille - letzteres speziell für Messungen mit dem Oszi direkt am Testobjekt - sollte auch schon bei geringen Leistungen zur Standardausrüstung gehören, bei größeren Leistung auch ein Gehörschutz.

== Bestandteile eines leistungselektronischen Systems ==
Zum Leistungsteil gehören immer:
# Leistungshalbleiter ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]])
# Kühlung für den Leistungshalbleiter über [[Kühlkörper]]
# [[Zwischenkreiskapazität]]
# Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter
# Ansteuerschaltung = [[Treiber]]
# Spannungsversorgung für den Treiber

Optional können noch eine separaten HS-Energieversorgung, ein Strom- bzw. Spannungssensor, sowie ggf. eine Potentialtrennung der Ansteuersignale von der Regeleineheit zum Treiber mit dazugehören.

'''Warum sind diese Komponenten immer Bestandteil einer leistungselektronischen Anwendung, und auf was ist zu achten?'''

=== Leistungshalbleiter ===
Der Leistungshalbleiter selbst ist der eigentliche Schalter. Hier gibt es verschiedene Typen/Arten von Halbleitern, die wichtigsten werden in den entsprechenden Kapiteln ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]]) genau erläutert.
Als kleine Zusammenfassung kann gesagt werden, daß sich ''nicht abschaltbare'' Bauteile wie TRIACs normalerweise ausschließlich für das Schalten von Wechselstrom (AC) eignen, und ''abschaltbare'' Bauteile wie [[FET]] und [[IGBT]] ihre Stärken bei Gleichstrom (DC) ausspielen. FETs werden meist für Spannungen bis zu ca. 200V, und schnelles und häufiges Schalten >30..50kHz eingesetzt. IGBTs hingegen sind für Schaltfrequenzen bis zu typisch 10..12kHz, (selten bis zu 30kHz) und für Spannungen größer ca. 150V optimal eingesetzt. (FETs und IGBTs können auch schneller schalten, jedoch sinkt dann der Wirkungsgrad.)Vom FET existieren im Bereich Leistungselektronik zwei Haupttypen, der N-Kanal- und der P-Kanal FET. Details im entsprechenden Kapitel nur soviel Vorweg: Bei Anwendungen über ca. 30-40V oder mit hohen Strömen ist es sowohl bezüglich Kosten, als auch bezüglich Verluste und Auswahlmöglichkeiten sinnvoll zu prüfen, ob ein N-Kanal Typ mit seiner etwas aufwändigeren Ansteuerung bzw. Energieversorgung nicht doch Sinn macht. In industriellen Anwendungen wird der P-Kanal Typ nur relativ selten verwendet.
-

=== Kühlung für den Leistungshalbleiter ===
Leider läßt sich Energie nicht zu 100% verlustfrei konvertieren. Diese Verluste werden hauptsächlich in Form von Wärme abgestrahlt. Damit der (teure) Leistungshalbleiter die gewünschte Lebensdauer erreicht bzw. nicht überhitzt und damit zerstört wird, muß die Verlustenergie in irgend einer Art und Weise über einen [[Kühlkörper]] abgeführt werden.

Nur zum Vergleich: Eine 17cm durchmessende Herdplatte mit einer Leistung von 1000W hat eine Leistungsdichte von ca. 4,5W/cm². In unseren PCs - zur Kühlung der CPU - sind 50..70W/cm² übliche Werte. Die meisten Applikationen mit Leistungshalbleitern übersteigen die Leistungsdichte unserer Herdplatten bei weitem.

Diese Kühlung von nennenswerten Leistungen erfolgt fast ausschließlich durch Wärmeleitung und immer auch in Form von Wärmestrahlung. Bei sehr kleinen Verlustleistungen und hohen Temperaturdifferenzen vom Halbleiter zur Umgebungsluft ist die Ableitung durch Abstrahlung in die Luft (natürliche Konvektion) und Ableitung durch Wärmeleitung in die Platine ohne einen zusätzlichen Kühlkörper oft ausreichend. In Datenblättern findet man 50..75 K/W (ja = junction to ambient) vom Halbleiter zur Umgebungsluft, was bedeutet, daß man ca. 1W ohne Kühlkörper abführen könnte, da sich der Kühlkörper pro Watt um die genantnen 50..75K erwärmt. Für höhere Leistungen muß der Halbleiter auf einen Luftkühler z.B. [[Kühlkörper]] bzw. bei höchsten Leistungsdichten auf einem Wasserkühler montiert werden. Dies wird genauer im Kapitel "Kühlung von Leistungshalbleitern" beschrieben.

=== Zwischenkreiskapazität ===
Die [[Zwischenkreiskapazität]] ist der Energiepuffer der Anwendung, und muß mindestens ein Umschalten der Leistungsendstufe puffern können.
Jede Leitung/Verbindung stellt eine Induktivität dar. Die Energiequelle ist in 99,9% aller Fälle nicht ''direkt'' an der Leistungselektronik, sondern über je eine Induktivität in Hin- und Rückleitung, mit dem Schalter verbunden. Daher ist technisch gesehen die Quelle "weit" von der Last entfernt. Diese Induktivitäten führen sowohl zu einem Spannungseinbruch beim EINschalten, aus auch zu einer Spannungsüberhöhung beim AUSschalten, und genau '''dies''' muß durch den Zwischenkreis minimiert werden.
Die Zwischenkreiskapazität dient also der Kompensation der Leitungsinduktivitäten.
Die Anbindung des Kondensators mit ''geringst möglichen Abstand'' zum Leistungsschalter - d.h. mit geringst möglicher Induktivität - ist entscheidend über die Funktion der Leistungselektronik. Je besser diese Anbindung, desto näher kann man mit der Spannungsfestigkeit des Leistungsschalters an die maximale Spannung der Energiequelle heran. Anders gesagt: Die Spannungsreserve ist umgekehrt proportional zum technischen Niveau des Entwicklers ;-).

=== Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter ===
Da eine zu hohe Leitungsinduktivitäten zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensatoren beim Schaltbetrieb zu hohen Spannungsspitzen führt - die gegebenenfalls den Leistungshalbleiter zerstört - muss der Abstand und damit die ''Induktivität'' zwischen Zwischenkreiskondensator und Halbleiter so kurz wie möglich gehalten werden. Natürlich ist dies nicht immer optimal möglich, daher sind Möglichkeiten wie verdrillen von + und GND sowie das Parallelschalten von mehreren, gegeneinander isolierten Litzen mit geringerem Durchmesser oft sinnvoll. An dieser Stelle ist ein technisch optimales Design die erste Priorität, und erst dann Bauraum oder Kosten. Aus diesem Grund ist diese so simpel kingende Verbindung zwischen Zwischenkreis und Leistungsschalter hier als separates Bauteil aufgeführt

=== Ansteuerschaltung = Treiber ===
Um den Leistungshalbeiter kontrollieren zu können ist eine Ansteuerschaltung, der [[Treiber]], erforderlich. Der Treiber hat die Aufgabe das Ansteuersignal mit Logikpegel zum Schalten des Leistungshalbleiters umzusetzen. Hierbei sind verschiedene Anforderungen einzuhalten. Das Ansteuersignal besitzt einen fast beliebigen Logikpegel und könnte eine beliebige Flankensteilheit aufweisen. Gängige Treiber-ICs verfügen also über einen weiten Eingansspannungsbereich - z.B. 3-15V - und einer Schmidt-Trigger Funktionalität um das Signal aufzubereiten. Des Weiteren darf ein GND-Versatz von einigen, wenigen Volt zwischen Ansteuer-Controller und Leistungs-Ground - der von hohen Strömen hervorgerufen wird - nicht zu plötzlichen und ungeplanten Umschaltungen - oder zur Verhinderung von Umschaltungen - führen. Dieser Ground-Versatz ist übrigens eine der häufigsten "Herausforderungen" im Schaltungsdesign von Leistungeelektronik. Die wichtigste Aufgabe des Treibers ist jedoch das Ein- und Ausschalten des Leistungshalbleiters innerhalb einer definierten Zeit. Dazu muss der Treiber den zum Schalten erforderlichen Strom liefern können, und dies auch noch auf dem Potential, das der Leistungshalbleiter benötigt.
Damit der [[Treiber]] diese Aufgabe erfüllen kann, benötigt er die zum Schalten erforderliche Energiemenge. Diese Energie wird normalerweise aus einer anderen Quelle als der Leistungsstromversorgung bezogen und sinnvollerweise in einem Keramikkondensator gespeichert. Ist nur eine Quelle vorhanden ist auf eine gute Entkopplung der Treiberspannungsversorgung von der Leistungsquelle zu sorgen, z.B. durch einen Vorwiderstand von wenige Ohm und einem schnellen Kondensator, gegebenenfalls auch gestaffelt.
{{Absatz}}

== Schaltungstopologien ==
In diesem Kapitel werden die am häufigsten verwendeten Schaltungstopologien in der Leistungselektronik dargestellt, und kurz besprochen:

[[Bild:Beispiel_Schaltungstopologien.png|miniatur|left|900px|Darstellung der wichtigsten Schaltungstopologien]]

;Low-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit der Versorgungsspannung verbunden. Der Treiber kann hier zwar direkt an GND geschaltet werden, jedoch ist bis zum Verbindungspunkt auf eine strikte Trennung zwischen Leistungs-GND und Signal-GND, genauso wie an möglichst direkte Anbindung an den Bezugspunkt (direkt an Source bzw. Emitter) zu achten.

;High-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit GND verbunden. Hier wird der Treiber nicht mit GND verbunden, jedoch trotzdem möglichst direkt mit der Source/Emitter des Bauteiles. Die Energieversorgung für den HS-Treiber erfolgt entweder über Bootstrap, oder über einen isolierten DCDC Wandler. Diese Art eines Schalters findet sehr häufig Anwendung z.B. im Kfz, da dort GND praktisch überall vorhanden ist, und keinen separaten Rückleiter erfordert.

;Halbbrücke: Eine Kombination aus LS-Schalter und HS-Schalter, die an der Verbindungsstelle zwischen LS- und HS-Schalter einen gemeinsamen Anschluß, den "Mittelpunkt" aufweist. Dadurch ist es möglich die Last entweder mit der Energiequelle, oder mit der Leistungs-GND zu verbinden. Besonders wichtig ist hier, daß zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes eine minimale Zeit vergehen muß. Diese Zeit muss absolut sicherstellen, daß zu keinem Zeitpunkt BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;H-Brücke: Zwei Halbbrücken mit gleicher Energiequelle. Die Last ist hier zwischen den beiden Mittelpunkten der Halbbrücken geschaltet, und kann dadurch sowohl in der eine, als auch in der andere Richtung durchflossen werden. Diese Anordnung wird oft verwendet um DC-Motoren zu steuern, und die Richtung zu wählen. Bezüglich der Treiber ist zu beachten, daß die beiden HS-Treiber jeweils eine getrennte Stromversorgung erfordern, was durch Bootstrap automatisch gegeben wäre. Das Bezugspotential der LS-Schalter ist zwar - wenn beim Design berücksichtigt - halbwegs gleich, der Sourceanschluß des linken HS-FETs liegt jedoch im Wechsel mit dem Sourceanschluß des rechten HS-FETs abwechslend auf GND und der Ausgangsspannung der Energiequelle. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke.

;Vollbrücke: Drei Halbbrücken mit gemeinsamer Leistungsquelle die eine dreiphasige Last - meist einen Motor - ansteuern. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke oder der H-Brücke.

Eines haben diese Schaltungsanordnungen gemeinsam: Durch PWM kann die fliesende Leistung (fast) stufenlos zwischen 0% und 100% geregelt werden. Bei einer 8-Bit PWM z.B. in 256 Stufen.
{{Absatz}}

== GND ist nicht gleich GND ==
So mancher kennt vermutlich das Problem einer Mikrocontrollerschaltung mit einem AD-Wandler. Wenn das Ergebnis der AD-Wandlung noch halbwegs der Realität entsprechen soll, dann müssen einige Vorsichtsmaßnahmen ergriffen werden, damit z.B. etwaige Negative- oder Überspannungen aus diesem oder parallelen Kanälen die Potentiale über die internen Klemmdioden nicht verschieben, und damit jegliche Genauigkeit verhindert. Neben der Abschirmungsproblematik ist es auch sinnvoll auf eine sorgfältige Trennung von Analog-GND zu Digital-GND zu achten. (Jaa Hubert L., aber hier reicht es noch ;-) )
Natürlich gibt es vielfältige Maßnahmen dies sicherzustellen, das zu diskutieren bzw. die "Beste Lösung" zu finden ist jedoch nicht Ziel dieses Artikels.

Ein sehr ähnliches Problem gibt es hier im Leistungsteil mit der Signal-GND (Signal vom und zum Treiber) und der Leistungs-GND (Hauptstrompfad).
Diese zwei GNDs (Signal-GND vom Treiber und Leistungs-GND vom Halbleiter) dürfen nur an einem Punkt miteinander verbunden werden, und zwar direkt am Anschlußpunkt von Source bzw. Emitter des Leistungsbauteiles selbst. In den Stromlaufplänen des Artikels "Treiber" wird auffallen, daß der GND Anschluß des Treibers nicht irgendwo an Leistungs-GND angebunden ist, sondern möglichst direkt am Halbleiter.

Der Grund ist sehr einfach erklärt: '''GND-Versatz.'''

Hier geht es jetzt nicht um den ohmschen d.h. statisch, dem Strom folgenden, Spannungsabfall zwischen Source bzw. Emitter und dem Verbindungspunkt der beiden GNDs, sondern um den dynamischen durch die Induktivität von ein paar '''ZENTIMETER''' Leitung. Dieser Spannungsabfall steht dann nicht mehr zur Verfügung, um den [[FET]] / [[IGBT]] anzusteuern, da er der U_GS entgegen wirkt. {{Absatz}}
Bezüglich "ohmscher Anteil": bei 500A und 1mOhm sind das nur 0,5V, eigentlich vernachlässigbar, und ein guter Entwickler läßt sowieso etwas Luft.
Nehmen wir jetzt aber den induktiven Spannungsabfall, den wir gemäß dU = -L * dI / dt berechnen.
Drei Zentimeter Leiterbahn haben eine Aufbau abhängige parasitäre Induktivität von ca. 20..30nH.
Werden 125A in 250ns geschaltet bedeutet dies eine Stromsteilheit von 500A/µs. (Auch 6..10kA/µs sind keine Seltenheit!). Bei 500A/µs und 20nH entsteht in ''drei Zentimeter'' Leiterbahn bei ''jedem'' Schalten eine Selbstinduktionsspannung von -20nH·500A/1µs = ''-10V.''
Was das bedeutet, wenn die GS-Ansteuerspannung ''um'' 10V reduziert wird, kann sich sicher jeder denken, der Halbleiter schaltet überhaupt nicht mehr, bzw. schaltet nur sehr kurz und wird von dU wieder abgeschaltet. Des Weiteren verkraften die meisten, guten Treiber-ICs am Gateausgang eine Spannung von maximal 5V unter dem Bezugs-GND-Potential. Wird die Spannungsdifferenz etwas größer, tritt "magischer Rauch" aus, und wir brauchen wieder einen "neuen Timmy".

Das Thema der "parasitären Induktivitäten" begegnet uns wieder beim Thema ''"Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter"''. Dort tritt eine vergleichbare Stromsteilheit auf, die Induktivität der Verbindungen zwischen Kondensator und Leistungsschalter ist jedoch höchsten größer, aber nicht so einfach zu beheben wie bei der [[Treiber]]-GND durch Anschluss an der richtigen Stelle.
{{Absatz}}

== Begriffsdefinitionen ==
;Stromsteilheit: dI/dt = Änderung des Stromes über der Zeit z.B. 100A in 1µs = 100A/µs

;PWM: [[Pulsweitenmodulation]]: Durch Variation des Verhältnisses der Ein- und Ausschaltzeit entsteht bei gleicher Grundfrequenz ein Rechtecksignal mit variablem Verhältnis der Ein =1 zur Aus = 0 Zeit. Dies nennt man auch das "Tastverhältnis". Dieses Signal kann auch zur Leistungssteuerung verwendet werden, indem z.B. eine 1000W Heizung die auf 400W laufen soll zu 40% ein-, und zu 60% ausgeschaltet ist. Mit dieser Ansteuerung können beliebige Signalformen realisiert werden, sofern eine für die Schaltfrequenz geeignete Filterung erfolgt. Beim Motor (H-Brücke oder Vollbrücke) wird diese Filterung durch die Induktivität der Motorwicklung erreicht, sodaß der Strom nur mehr einen kleineren Stromrippel in etwa in Form eines Dreiecks aufweist.

;Tastverhältnis: Das Verhältnis t_ein / (t_ein + t_aus) bezeichnet man als Tastverhältnis. (engl. Duty Cycle, daher oft abgekürzt DC, Achtung: bitte nicht mit Direct Current = Gleichstrom verwechseln). Das Tastverhältnis ist eine Zahl zwischen '0' und '1'.

;Brückenkurzschluss: Siehe ''Querstrom''
;Querstrom: Dies wird meist verursacht durch gleichzeitiges oder überlappendes Schalten von HS- und LS-Schalter (oder einem defekten Schalter auf den "aufgeschaltet" wird). Moderne integrierte Treiber stellen durch eine intern erzeugte "Totzeit" sicher, daß dieser Fall des überlappenden Schaltens im Umschaltmoment nie eintritt. Bei einem Selbstbau-Treiber ist diese Funktionalität Pflicht.
Gibt es diese "Totzeit" nicht, oder liegt in einem der Leistungshalbleiter ein Defekt vor steigt der Strom Aufgrund der geringen Induktivität in einem solchen Lastkreis leicht auf mehrere 1000A, und kommt einem Kurzschluß der Leistungsquelle gleich. Wird ein solcher Kurzschluß wie üblich schnell abgeschaltet, zerstören die dabei entstehenden Überspannungen die Schalter meist sofort.

Im Kleinleistungsbereich (Modellbau) lassen sich auch brückenkurzschluss-sichere Endstufen aus emittergekoppelten Komplementärtransistoren aufbauen. So ähnlich wie bei Lautsprecher-Endstufen. Stichwort: "Digitale Komplementärendstufe mit Potenzialversatz", dies bietet jedoch schaltungstechnisch keinen wirklichen Vorteil. Eine "echte" Treiberstufe mit Totzeit - egal ob diskret aufgebaut (Laufzeitverzögerung mit RC), mit RCD-Bestückung am Gate, oder im Treiber-IC integriert - ist "State of the Art".

== Parallelschalten von Leistungstransistoren==
FETs und IGBTs lassen sich relativ einfach parallelschalten, wenn ein paar wenige Grundsätze beachtet werden:
# Jeder Transistor bekommt einen eigenen Gate-Vorwiderstand bzw. eine eigene R||RD Beschaltung (Gatebeschaltung).
# Die Leistungsanbindung an Drain und Source – hier zählt "mOhm" und "nH" - wird symmetrisch aufgebaut, ähnlich einem "hydraulischen Abgleich" bei Heizungssystemen.
# Die Schleife "Kondensator — FET — Kondensator" wird minimiert.
# Die Gatebeschaltung wird möglichst nahe am Gate- und Source-Anschluß angebracht und bezüglich Induktivität (Leitungslänge)bis auf ca +/-20% symmetriert. Die Zuleitung zu den Gatebeschaltungen ist unkritisch''er''.
# Jedes Bauteil wird bezüglich Spannungsfestigkeit und Stromtragfähigkeit mit größerer Sicherheitsreserve als sonst üblich dimensioniert, denn trotz der hier genannten Maßnahmen können Asymmetrieen auftreten.

Sollten auf den Gateleitungen Schwingungen zu beobachten sein, kann es helfen, in ''jede'' Verbindung von Gatetreiber-Source zum Sourceanschluß des Schalters je einen Widerstand zu integrieren. Der Wert kann ist stark vom geschalteten Strom abhängig, und kann in erster Näherung so dimensioniert werden, daß an diesem Widerstand eine Spannung von ca. 1V abfällt. Dieser Spannungsabfall wirkt einer steigenden Gatespannung entgegen, und reduziert damit dI/dt am jeweils schnellsten Transistor. Achtung auf die Verlustleistung dieses Widerstandes.
Sinnvoller ist jedoch das Design hinsichtlich parasitäer Induktivitäten und Kapazitäten zu prüfen und ggf zu optimieren.
{{Absatz}}

== Kühlung der Leistungshalbleiter ==
''Anmerkung: Sollte ein Kenner dieses Thema (Falk?) die Zeit und Muse haben diesen Teil des Artikels '''sinnvoll''' in den wirklich schon guten Artikel [[Kühlkörper]] zu integrieren und hier zu verlinken, wäre ich dankbar ;-) die Zeit dafür habe ich im Moment nicht'' --[[Benutzerseite:Powerfreak|Powerfreak]]

Beim Betrieb von Leistungshalbleitern wird Wärme erzeugt. Dies geschieht sowohl im eingeschalteten Zustand, als auch bei jedem Ein- und Ausschalten.
Um eine Überhitzung und damit eine Zerstörung des Bauteiles zu verhindern muss diese Wärmeenergie entsprechend abgeführt werden. Ab einer Verlustleistung von ca. 1W ist es nicht mehr ausreichend wenn das Bauteil diese Energie nur abstrahlt, bzw. über Leitungen abführt. Am häufigsten werden diese Bauteile auf einen [[Kühlkörper]] geschraubt oder geklemmt, selten geklebt.

Sowohl die Oberfläche des Kühlkörpers als auch des wärmeerzeugende Bauteiles sind nicht eben und weisen eine gewisse Rauhigkeit auf. Dies bedeutet, dass sich die zwei Oberflächen nur punktuell berühren (meist nur mit wenigen Prozent der Gesamtfläche) und nicht auf der gesamten Fläche, für eine wirklsame Kühlung ist "Fläche" jedoch das "A und O".

Luft hat eine sehr schlechte Wärmeleitfähigkeit und die Luft, die zwischen den zwei Oberflächen liegt, verhindert eine Wärmeleitung zwischen den zwei Teilen sehr effektiv. Als Daumenwert kann man sagen, dass 1µm Luft in etwa einem absoluten Wärmewiderstand von ca. 1K/W entspricht... jedoch wird es sich nur in den seltensten Fällen nur um einen Mikrometer handeln, sondern meistens deutlich mehr.

=== Wärmeleitmaterialien ===
Diese Materialien verbessern die thermische Anbindung zwischen einem Bauteil, das Wärme erzeugt, und dem Bauteil, das diese Wärme durch Wärmeleitung in ein Kühlmittel (Luft oder Wasser) abführt. Diese Materialien werden zwar "Wärmeleit" -Folie bzw. -Paste genannt, leiten die Wärme jedoch nicht besonders gut...aber immer noch um mindestens den Faktor 100 besser als Luft... und genau das ist der Grund, warum diese verwendet werden müssen. (Kupfer leitet Wärme um den Faktor 15400 besser als Luft) Die Pasten enthalten meist Öle bzw. Wachse und Fette als Bindemittel und zur besseren Wärmeleitung Metalloxide bzw. Metall- oder Kohlenstoffpartikel als wärmeleitende Füllstoffe.
Der "''vielfach'' punktuelle" Kontakt von Bauteil und Kühlkörperoberfläche ist für eine optimale Anbindung sehr wichtig, da über diese kleinsten Kontaktpunke sehr viel Energie abgeführt werden kann. Daher ist es bei Verwendung von Paste essentiell, die Paste "möglichst dünn" aufzutragen, und den Überschuß, der den direkten Kontakt von Bauteil und Kühlkörper möglicherweise verhindern könnte, herauszupressen. Die Paste soll nur die Luft dazwischen ersetzen, und nicht eine durchgehende Schicht erzeugen(!).

Besondere Beachtung finden die Wärmeleitfolien, die auf beiden Seiten eine thermisch leitfähige, wachsartige Beschichtung aufweisen. Diese Beschichtung schmilzt unter Wärmeeinwirkung auf und füllt die Spalten zwischen den Oberflächen besonders gut. Folien dieser Art werden ''Phase Change Material'' genannt. Auf Grund der Tatsache, daß das Material aufschmilzt, ist es erforderlich nach dem ersten Schmelzprozess den ursprünglich Anpressdruck des Bauteiles auf dem Kühlkörper durch nachspannen wieder herzustellen. Achtung: ''Vor'' dem Aufheizen und Nachspannen hat die Wärmeleitfähigkeit noch nicht die möglichen Minimalwerte erreicht. Zum Teil ist die Wärmeanbindung noch um Faktoren schlechter, daher beim ersten Einschalten noch nicht voll belasten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von verschiedenen Materialien:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Kommentar
|-
|Kupfer || 370 || schwankt zwischen ca. 350..400
|-
|Aluminium || 220 ||
|-
|Stahl || 50 || hochlegierte Stähle <20
|-
|Eisen || 80||
|-
|Silber || 430 ||
|-
|Zinn || 67 ||
|-
|Blei || 35||
|-
|Wärmeleitpasten || 3..10 ||
|-
|Luft || 0,024 ||
|-
|Wasser || 0,6||
|-
|Öl || 0,15||
|-
|}

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Isolierfolien. Wenn jemand gute und bezahlbare Folien findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|WÄRMELEITFOL.86/82 ROT ||6,5 ||100×;100×0,25mm || C|| 14€
|-
|}
;Hinweis: Die Wärmeleitfähigkeit von Folien bezieht sich ausschließlich auf die Folie selbst. Selbst unter besten Bedingungen wird man die genannten Werte nicht erreichen, da durch den Übergang vom Bauteil in die Folie und von dort in den Kühlkörper ein zusätzlicher Wärmewiderstand entsteht. Eine Verschlechterung von ca. 30% oder mindestens 0,5K/W bei einem TO220-Bauteil ist zu erwarten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Wärmeleitpasten. Wenn jemand gute und bezahlbare Pasten findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|Artic Silver ||8,9 || 3,5g || C || 13,95€
|-
|Standard Pasten auf Silikonbasis ||3,0|| 3g..150g|| C / Rei / ... || wenige €/g
|-
|}

Montagerichtlinien:
Die so beliebten Bohrungen in eine blanken Kühlfahne des Transistors wie z. B. beim TO-220 Gehäuse suggerieren eine fantastisch einfache Montierbarkteit. Wird die Schraube aber nur ein klein wenig zu fest angezogen, verformt sich das Kupfer der Kühlfahne und sorgt dafür, dass sich der Kunststoff umpresste Teil des Transistors ein klein wenig abhebt. Dies hat eine deutlich schlechtere Wärmeanbindung zur Folge. Die isolierte Bohrung bei vollständig umspritzten – nicht zu verwechseln mit auch auf der Rückseite isolierten – Bauteilen umgeht dieses Risiko, genauso wie der nachfolgende Montagevorschlag.
* Bei hohen Verlustleistungen ist zu empfehlen, das Bauteil gegenüber der Stelle aufzupressen, an der die Verlustleistung entsteht, also direkt auf dem Kunststoff des Transistors über dem Chip.
* Werden mehrere Bauteile parallel auf dem Kühlkörper montiert sollte zwischen den Bauteilen ''mindestend'' soviel Abstand vorgesehen werden, wie die Breite des Bauteiles beträgt. Dies vermindert die gegenseitige, thermische Beeinflussing der Bauteile und ermöglicht eine bessere Wärmeabfuhr
* Zur Montage mehrerer Bauteile eignet sich eine Metallschiene die direkt auf den Kunststoff drückt sehr gut. Zwischen ''jedem'' Bauteil ist ein Verschraubungspunkt vorzusehen, damit jedes Bauteil gleichmäßig aufgedrückt wird.
* Vor dem Aufbringen der Paste/Folie sowohl Bauteil als auch Kühlkörper mit Alkohol reinigen.
* Die Wärmeleitwerte für eine Paste beziehen sich auf eine meist nicht genannte aber trotzdem ''minimale'' Schichtdicke. Diese gelingt relativ reproduzierbar, wenn die Paste mit einem flachen Gegenstand (Rasierklinge, Lineal, ...) aufgebracht, verteilt und vorsichtig abgezogen wird, sodass nur eine ''dünne'' Schicht auf dem [[Kühlkörper]] verbleibt. Dies erfordert einige Übung. Paste aufhäufeln, Bauteil eindrücken und befestigen erzielt bei weitem nicht die optimale Kühlleistung.
{{Absatz}}

== Zusätzliche Hinweise ==
Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.
{{Absatz}}

== Siehe auch ==
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [http://www.mikrocontroller.net/articles/H-Br%C3%BCcken_%C3%9Cbersicht Übersicht H-Brücken]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:!Hauptkategorie]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

FET

2017-08-10T15:29:13Z

92.213.9.29: /* Siehe auch */

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

Ein FET (engl. '''F'''ield '''E'''ffect '''T'''ransistor) ist ein Feldeffekttransistor. Der FET ist ein Bauelement, das im Gegensatz zum Bipolartransistor (engl. '''B'''ipolar '''J'''unction '''T'''ransistor, BJT) mit Spannung und nicht mit Strom gesteuert wird. Unterschieden werden
* MOSFET = engl. '''M'''etall '''O'''xide '''S'''emiconductor '''F'''ield '''E'''ffect '''T'''ransistor; Metalloxidschicht-FET, größte Teilgruppe der FETs mit isoliertem Gate
* JFET = engl. '''J'''unction '''F'''ield '''E'''ffect '''T'''ransistor, Übergangszonen FET, der steuerbare Kanal wird durch einen PN-Übergang wie in einer Diode gebildet

Die drei Anschlüsse eines FETs werden ''Gate'', ''Drain'' und ''Source'' genannt. Unter Umständen ist ein vierter Anschluß vorhanden, der ''Bulk'' genannt wird. Normalerweise ist Bulk intern mit Source verbunden. Wenn dies nicht der Fall ist, muss diese Verbindung durch den Designer in der Schaltung hergestellt werden.

== FET-Typen ==

FETs werden hauptsächlich unterschieden in N-Kanal und P-Kanal, sowie "selbst sperrend = Anreicherungstyp" (engl. enhancement type) und "selbst leitend = Verarmungstyp" (engl. depletion type). Beim selbstleitenden FET ist der Transistor bei 0V Gate-Source Spannung maximal leitend (durchgesteuert) und wird durch Anlegen einer Spannung ans Gate gesperrt. Beim selbstsperrenden FET (größte Gruppe) ist der Transistor bei 0V Gate-Source Spannung gesperrt und wird durch Anlegen einer Spannung ans Gate leitend. Ist die Linie zwischen Drain und Source durchgezogen handelt es sich um einen selbstleitenden, bei einer gestrichelten Linie um einen selbstsperrenden FET. JFETs gibt es nur als Verarmungstyp. Im weiteren Artikel wird nur mehr der "selbstsperrende" MOSFET betrachtet.

{| class="wikitable"
|+ '''Typen von Feldeffekttransistoren  '''
|-
! Typ || N-Kanal || P-Kanal
|- valign="top"
| JFET || [[bild:JFET-N.png|center]]
* drittgrößte Gruppe
* bislang nur für kleine Leistungen verfügbar
* JFETs mit hoher Leistung sind im Kommen
* Eingangsstufen von OPVs
* Eingangsstufen von HF-Verstärkern bis in den GHz-Bereich
* als einfache [[Konstantstromquelle]] geeignet
| [[bild:JFET-P.png|center]]
* selten
|- valign="top"
| MOSFET Anreicherungstyp (selbst sperrend) || [[bild:MOS-EN.png|center]]
* größte Gruppe
* sehr viele Typen erhältlich
| [[bild:MOS-EP.png|center]]
* zweitgrößte Gruppe
* bei gleicher Geometrie etwas schlechter als ein N-Kanal Typ
|- valign="top"
| MOSFET Verarmungstyp (selbst leitend) || [[bild:MOS-DN.png|center]]
* selten
| [[bild:MOS-DP.png|center]]
* sehr selten
|}

=== Vorteile des FET ===

* Niedrigere Verluste als bei Bipolartransistoren.
* Sehr schnelles Schalten möglich, daher für sehr hohe Frequenzen geeignet (keine Speicherzeit wie beim BJT).
* Einfaches Parallelschalten im Schaltbetrieb, da Unterschiede im <math>R_{DS,on}</math> durch den positiven Temperaturkoeffizienten ausgeglichen werden.
* Leistungslose Ansteuerung im statischen Fall, jedoch hohe Umladeverluste am Gate!
* oft preiswerter als vergleichbare Bipolartransistoren (engl. '''B'''ipolar '''J'''unction '''T'''ransistor, BJT)
* Relativ unempfindlich gegen Überspannung zwischen Drain und Source. Bei Überschreitung der Maximalspannung zwischen Drain und Source findet ein sogenannter "Durchbruch" statt. Dies ist vergleichbar mit dem Zener-Effekt. Ist die Energiemenge begrenzt, ist dieser Durchbruch reversibel und der FET wird NICHT zerstört, im Gegensatz zum BJT.

=== Nachteile des FET ===

* Nur bedingt für hohe Spannungen [[Transistor#Wann setzt man einen MOSFET, Bipolartransistor, IGBT oder Thyristor ein ? |geeignet]], die ON-Verluste sind ab ca. 250V höher als bei einem [[IGBT]].
* Parasitäre Diode parallel zur Drain-Source Strecke ist immer enthalten, das (Ab-)Schaltverhalten dieser Dioden ist meist schlechter als separate Dioden, was häufig zu unerwünschten Schwingungen führt.
* Empfindlicher gegen ESD am Gate als BJT
* Positiver Temperaturkoeffizient (TK), der <math>R_{DS,on}</math> ist stark temperaturabhängig und steigt von 25°C (Datenblattangabe) auf 150°C ungefähr um den Faktor 2. Dadurch steigen auch die Verluste und damit die Erwärmung des Bauteiles.

=== Erklärung der wichtigsten Datenblattwerte ===

{| class="wikitable"
|-
! '''Parameter''' || '''Symbol''' || '''Wert''' (Beispiel)|| '''Erklärung'''
|-
| Drain Source (Breakdown) Voltage || V(BR)_DSS oder V_DS || 75V || Maximale Spannungsfestigkeit des Bauteiles zwischen Drain und Source
|-
| Continuous Drain current || I_D(on) || 55A @125°C || Maximaler Dauerstrom bei 125°C Gehäusetemperatur
|-
| Pulsed Drain Current || ID_pulse oder I_CD(on) || 240A || Maximaler Pulsstrom (Achtung die zulässige Zeitdauer des Pulses kann nur über die maximale Junctiontemperatur ermittelt werden)
|-
| Repetetive Avalanche Energy || t_sc || 280mJ || Maximale Energie, welche beim Avalanche Durchbruch bei Überschreiten der maximalen Drain-Source Spannung im MOSFET bei z. B. 1% Puls/Pausen Verhältnis regelmäßig auftreten darf, ohne den FET zu schädigen
|-
| Drain-Source ON Resistance || R_DS_ON || 0,01Ω || Widerstand des eingeschalteten FETs bei '''25°C''', V_GS = 10V und ID = 30A
|-
| Drain-Source ON Resistance || R_DS_on || 0,021Ω || Widerstand des eingeschalteten FETs bei '''175°C''', V_GS = 10V und ID = 30A
|-
| Thermal Resistance (junction-case) || R_th_JC || 0,8K/W || Thermischer Widerstand im Transistor vom eigentlichen Chip im Inneren (junction) bis zur Rückseite des Transistorgehäuses (case)
|-
| Gate-Source Threshold Voltage || V_GS(th) || 2,0-4,5V || Gatespannung, ab welcher der Transistor minimal leitend wird (I_D typisch 100-200µA), große Toleranz, typisch 1:2 zwischen Minimum und Maximum
|-
| Turn-on Delay || t_d(on) || 40ns || Verzögerung zwischen dem Einschalten am Gate bis zur Reaktion im Drainstrom
|-
| Rise Time || t_r || 200ns || Anstiegszeit des Transistorstromes am Drain
|-
| Turn-off Delay || t_d(off) || 120ns || Verzögerung zwischen Abschalten am Gate bis zur Reaktion im Drainstrom
|-
| Fall Time || t_f || 60ns || Abfallzeit des Transistorstromes am Drain
|}

Die oben genannten Zeiten gelten ausschließlich unter den angegebenen Messbedingungen (Gatewiderstand, Treiberspannung, sowie einer '''FET-Teperatur von 25°C!''') und müssen für die eigene Anwendung ggf. neu berechnet werden. Meist wird man sie eher messen, weil die Rechung zu aufwändig und bisweilen unmöglich ist.

==== Gate-Source Threshold Voltage ====
Gerade bei der '''Gate-Source Threshold Voltage <math>V_{GS}(th)</math>''' gibt es hier immer wieder Verwirrung. Sie gibt an, ab welcher Spannung der MOSFET anfängt, minimal leitfähig zu werden. Diese Spannung ist technologisch bedingt auch heute noch einer starken Toleranz unterworfen, typischerweise hat der Bereich bei dem der FET zu leiten beginnt eine Spreizung von etwa 1:2 zwischen Minimum und Maximum. Welche Spannung man nun wirklich anlegen muss, um den gewünschten sehr kleinen <math>R_{DS}(on)</math> zu erreichen kann der Tabelle im jeweiligen Datenblatt entnommen werden. Dabei unbedingt die angegebene Gatespannung beachten, nur dieser Wert ist garantiert!. Die Kurvenschar von ID über UGS stellt immer nur typische Werte dar, keine garantierten Extremwerte (engl. worst case). Als Standardwerte kann man typisch 10-15V für einen Standardtypen und ca. 3-5V für einen Logic Level Mosfet (LL-FET) ansetzen. Kleinsignal-FETs leiten schon ab ca 1..1,2V. Bei Ansteuerung mit 5V benötigt man also einen Typen, der '''sicher''' bei 4,5V voll durchgesteuert ist, z.B. IRLZ34N. Bei 3,3V ist er bereits nicht mehr zuverlässig nutzbar. Es gibt auch Typen mit noch geringerer Spannung für Vollaussteuerung. Wer einen BUZ11 (<math>V_{GS}(th)</math> 4V max.) mit 5V ansteuert riskiert ein Abfackeln des MOSFETs, denn je nach Toleranz kann er bereit ganz gut aufgesteuert sein oder auch nicht.

[[bild: IRLZ34N_R_DS_ON.png | thumb | 800px | R_DS_ON im Datenblatt des IRLZ34N]]

{{Clear}}

==== Parasitäre Diode ====

Der Schwerpunkt in der FET-Entwicklung liegt auf den geringst-möglichen <math>R_{DS}(on)</math>, die Diode entsteht auf Grund des Herstellungsprozesses, und wird nur nachrangig verbessert, da viele Optimierungsversuche auch einen Einfluss auf wichtige Kennwerte des FETs hatten und haben.
Daher muss sorgfältig geprüft werden, ob die Schaltgeschwindigkeit, die Recovery-Time und die damit verbundenen Verluste sowie die dabei erzeugte unerwünschte EMV-Abstahlung tolerierbar ist, oder nicht.
Hier hilft es oft eine optimierte Diode / Schottky-Diode zum FET parallel zu schalten. Ganz ausblenden läßt sich die parasitäre Diode jedoch nicht, jedoch kann man den Anteil des Stromes beeinflussen, der über die intere Diode fliest.

{| class="wikitable"
|+ ''' Parasitäre Diode des FETs '''
|-
! '''Parameter''' || '''Symbol''' || '''Value''' (Beispiel)|| '''Erklärung'''
|-
| Continuous Current (Diode) || I_S || 75A || Maximaler Dauerstrom der parasitären Diode, meist identisch zum maximalen Dauerstrom des MOSFETs
|-
| Forward Voltage (Diode)|| V_SD || 1,0..1,3V || Spannungsfall an der parasitären Diode
|-
| Reverse Recovery Time || t_rr || 80..120ns || Zeit, die die Elektronen brauchen um aus der leitenden Diode vollständig abzufließen. Während dieser Zeit fließt der Strom in '''Rückwärtsrichtung''' durch die Diode.
|-
| Reverse Recovery Charge || Q_rr || 60nC || Ladungsmenge, die während t_rr rückwärts durch die Diode fließt.
|}

== Haupttypen und Gatespannungslevel ==

===Unterschied N-Kanal / P-Kanal FET===

Im Schaltsymbol werden die MOSFET-Typen meist durch die Pfeilrichtung in der Mitte des Symbols (eigentlich "Bulk") vom oder zum Gate unterschieden. Zeigt der Pfeil zum Gate hin, handelt es sich um einen N-Kanal-FET, zeigt der Pfeil vom Gate weg um einen P-Kanal FET.

Der große Vorteil des N-Kanal FETs (Elektronenleitung) ist, daß er immer niederohmiger ist, als ein gleich großer P-Kanal FET (Löcherleitung). Daher sind P-Kanal Typen bei vergleichbaren Werten auch immer größer = teuerer da weniger Chips auf einem Wafer Platz haben.

Beim N-Kanal FET muss die Gatespannung positiv gegenüber Source sein. Dabei wird der FET dann leitend, wenn die sogenannte "threshold voltage" (Schwellenspannung) erreicht wird. Eine typische Anwendung ist z. B. ein '''Low-Side Schalter''': Source an GND, Drain an die Last, Ansteuerung des N-Kanal FETs mit 12V gleichbedeutend mit 12V ÜBER den Source = GND Potential.

Beim P-Kanal FET als HS-Schalter muss die Gatespannung negativer=niedriger als das Sourcepotential sein.Beispiel.
Beispiel:
Lastspannung = 400V d.h. Source an 400V, Last zwischen Drain und GND, Ansteuerung des P-Kanal FETs mit 388V, also 12V UNTER dem Sourcepotential.

Beim N-Kanal FET als HS-Schalter muss die Gatespannung positver=höher als das Sourcepotential sein.
Beispiel:
Lastspannung = 400V d.h. Drain an 400V, die Last zwischen Source und GND, Ansteuerung des N-Kanal FETs mit 412V, also 12V ÜBER dem Sourcepotential.
In diesem Fall ist aber eine zusätzliche Spannungsquelle erforderlich, denn der FET wird mit einer Spannung über der Lastspannung eingeschaltet.

'''Weblinks'''
* [http://www.eetimes.com/General/DisplayPrintViewContent?contentItemId=4009943 A primer on high-side FET load switches (Part 1 of 2)], Qi Deng, Senior Product Marketing Manager, Mixed-Signal Products, Micrel, Inc., 5/3/2007 4:14 PM EDT, www.eetimes.com
* [http://www.eetimes.com/General/DisplayPrintViewContent?contentItemId=4009944 A primer on high-side FET load switches (Part 2 of 2)], Qi Deng, Senior Product Marketing Manager, Mixed-Signal Products. Micrel, Inc., 5/7/2007 1:36 PM EDT, www.eetimes.com
* [http://www.vishay.com/docs/70611/70611.pdf AN804 P-Channel MOSFETs, the Best Choice for High-Side Switching (PDF)] von Vishay Siliconix

===Unterschied Logic-Level / "Normal"-Level===

Den meisten FETs ist gemein, daß sie mit einer Spannung von 10..15V angesteuert werden müssen, um den minimalen Einschaltwiderstand zu erreichen. Diese FETs lassen sich nicht ohne weiteres mit einem CMOS-Pegel von 5V ansteuern. Es gibt jedoch für diesen Anwendungsfall sogenannte "Logic Level" (LL) FETs, die schon bei einer Gatespannung von etwa 4,5V voll durchgesteuert sind. Einige Kleinsignal-FETs sind schon ab ca. 1,2V voll durchgesteuert.

== Beispiel zur Bauteiledimensionierung ==

=== Spannungsfestigkeit ===

Die höchste vorkommende Betriebsspannung + Abschaltüberspannung soll kleiner als ca. 80% der Spannungsfestigkeit des Bauteiles sein.

Achtung: Zwischen dem je nach Anwendungsfall erforderlichen Pufferkondensator und dem FET wird es immer eine parasitäre Induktivität geben.
Abhängig von Schaltgeschwindigkeit und Induktivität wird im Schaltmoment eine mehr oder weniger große Übrspannungsspitze produziert. Dieser Peak
addiert sich auf die aktuelle Versorgungsspannung.

Überschlagsrechnung als Beispiel:
* Schaltgeschwindigkeit: dI/dt = -100A/µs (= Abschalten von 5A innerhalb 50ns),
* Induktivität: L = 1µH (~ 1 m loses, ungebündeltes Kabel)
* dU=-L*dI/dt = -1µH * (-100A / 1µs) = 100V

Dies bedeutet, daß an der "Induktivität" zwischen Transistor und Kondensator - Aufgrund von Selbstinduktion im Schaltmoment - ein Überspannungspuls von ca. 100V entsteht, der auf die Betriebsspannung aufzuschlagen ist, also lieber die Leitung kürzer machen, und - sofern möglich - nicht ganz so schnell schalten.

=== Stromtragfähigkeit ===

In jedem Datenblatt ist eine Stromtragfähigkeit bei 25°C, und meist noch bei einer höheren Temperatur z.B. 125°C, 150°C oder 175°C Kühlfahnentemperatur angegeben. Dieser Wert ist als ERSTE Entscheidungsgrundlage ausreichend, aber aus der theoretisch abführbaren Verlustleistung errechnet, und
* dient zum qualitativen Vergleich von Transistoren bezüglich ihres R_ds(on) und ihres Wärmewiderstands.
* ist für die Dimensionierung einer Schaltung nur als Richtwert zu interpretieren.
* ist ohne Schaltverluste genannt, und daher nur für einen Schaltbetrieb von wenigen Hz gültig. Außerdem wird ein annähernd idealer Kühlkörper unterstellt, der trotz der Verlustleistung das Gehäuse des Transistors auf der angegebenen Temperatur halten kann.
* entbindet einen nicht davon den Kopf einzuschalten... siehe die nachfolgenden Zeilen.
* Liegt der Strom für den die Schaltung entwickelt wird mit ca. 10..20% Abstand unter dem Datenblattwert von 125°C ist dieses Bauteil vermutlich verwendbar (siehe Detailberechnungen unten !).
* Ist der benötigte Strom im Bereich oder größer als der zulässige bei 125°C sollte entweder ein anderer Typ eingesetzt oder mehrere FETs ''des gleichen Typs'' parallelgeschaltet werden.

== Verlustleistung ==

Hier wird eine Näherung für eine getaktete Anwendung betrachtet. In einem Transistor treten sowohl beim Ein- und Ausschalten, als auch während der Einschaltphase Verluste im Bauteil auf. Diese Verluste führen zu einer Bauteilerwärmung. Die dabei entstehende Temperatur darf die maximal zulässige Bauteiletemperatur nie überschreiten. Bei den ersten Projekten ist zu empfehlen eine berechnete Chiptemperatur von ca. 125°C nicht zu überschreiten. Fast alle aktuell verfügbaren FETs nennen im Datenblatt eine Temperatur von 175°C als ihre maximale Chiptemperatur.

{| class="wikitable"
|+ '''Beispiel'''
|-
! Parameter || Symbol ||Wert
|-
| Betriebsspannung || UN || 70 V
|-
| Nennstrom || IN || 30 A
|-
| Drain-Source Widerstand bei einer Chiptemperatur von 125°C und einer Gatespannung von 10V || RDSon || 17 mΩ
|-
| on-Zeit || ton || 150 µs
|-
| Schaltfrequenz || ƒschalt || 5 kHz, (T = 200µs)
|-
| Einschaltzeit (risetime) || tr || 500 ns
|-
| Ausschaltzeit (falltime) || tƒ || 800 ns
|-
|}

==== Leitend-Verluste ====

Während der FET bei [[PWM]]-Ansteuerung eingeschaltet ist, erzeugt er Verlustleistung.

<math>
P_\text{ON}
= I_\mathrm{N}^2 \cdot R_\mathrm{DS_\mathrm{ON}} \cdot \frac{t_\mathrm{ON}}{T}
= 30^2A^2 \cdot 17m\Omega \cdot \frac{150\mu s}{200\mu s} = 11{,}5W
</math>

==== Schalt-Verluste ====

Vereinfachter Ansatz.

Einschalten:

:<math>\begin{align}
P_\mathrm{SW_r}
&= \tfrac14 \cdot U_N \cdot I_N \cdot \frac{t_r}{T} \\
&= \tfrac14 \cdot 70V \cdot 30A \cdot \frac{500ns}{200\mu s}=1{,}3W
\end{align}</math>

Ausschalten:

:<math>\begin{align}
P_\mathrm{SW_f}
&=\tfrac14 \cdot U_N \cdot I_N \cdot \frac{t_f}{T}\\
&=\tfrac14 \cdot 70V \cdot 30A \cdot \frac{800ns}{200\mu s}=2{,}1W
\end{align}</math>

Alternativ und genauer kann man rechnen, wenn die Ein- Ausschaltenergie im Datenblatt angegeben ist. Aber Achtung! Die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde, müssen genau so zutreffen.
:<math>\begin{align}
P_{SW_f} = f_{schalt} \cdot E_{ON}
\end{align}</math>
:<math>\begin{align}
P_{SW_r} = f_{schalt} \cdot E_{OFF}
\end{align}</math>

Die Gesamtverlustleistung beträgt also in etwa 15W.

Damit muß ein entsprechender [[Kühlkörper]] ausgelegt und die Chiptemperatur berechnet werden. z. B.:
* Kühlkörper mit einem R_th von 0,2K/W
* max. Umgebungstemperatur +60°C
* R_th "junction-case" des FETs 0,8K/W
* R_th der Wärmeleitfolie zwischen FET und Kühlkörper ca. 2,0K/W
* R_th gesamt: 3,0K/W 
* Bei einer Verlustleistung von 18W und einer Umgebungstemperatur von 60°C hat der Chip eine Temperatur von ca. 18W * 3,0K/W +60°C = 114°C. ==> o.k.!

Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß hier viele Vereinfachungen vorgenommen, und die Art der Last nicht beachtet wurde ist es sinnvoll, einen gewissen Sicherheitsabstand zu den zulässigen Maximalwerten einzuhalten. Daher ist es empfehlenswert, die Chiptemperatur auf ca. 125°C zu beschränken.

Des Weiteren ist hier die parasitäre Diode im FET nicht berücksichtigt.
Wenn während der "off" Zeit ein Strom über die Diode fließt (Reverse recovery current oder Freilaufstrom), muß die dadurch '''zusätzlich''' entstehende Verlustleistung in die obige Berechnung der maximalen Chiptemperatur mit einfließen.

==Treiberleistung==

Auch wenn der MOSFET ein spannungsgesteuertes Bauelement ist, muss trotzdem bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten die Gatekapazität umgeladen werden. Bei älteren Leistungs-FET - oder bei einem schlechten Design (!) - muss sogar teilweise mit negativer Spannung am Gate gearbeitet werden, um eine vollständige Sperrung zu erreichen.
Diese Umladung muss möglichst schnell erfolgen, um die Verluste im FET während der Umschaltphase zu minimieren. Dazu findet ein [[Mosfet-Übersicht#MOSFET-Treiber|MOSFET-Treiber]] Verwendung. Hier eine detaillierte Beschreibung zum [[Treiber]].

Da die Gatekapazität nicht direkt im Datenblatt enthalten ist kann man sich mit der Eingangskapazität Ciss behelfen. Im Arbeitspunkt ist die Gatekapazität ungefähr 5x größer als der im Datenblatt für Ciss angegebene Wert.
Daher berechnet sich die Treiberleistung wie folgt:

:<math>P_\text{Treiber} = C \cdot U^2 \cdot f = 5 \cdot C_\text{íss} \cdot U_\text{Gate}^2 \cdot f_\text{schalt}</math>

1.Beispiel, kleine MOSFET-Steuerung mit niedriger Leistung und Frequenz.

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot 4{,}8\,\text{nF} \cdot 15\,\text{V}^2 \cdot 10\,\text{kHz} = 54\,\text{mW}</math>

2.Beispiel, sehr große MOSFET-Steuerung für Induktionsheizung mit sehr hoher Leistung und Frequenz.

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot 24\,\text{nF} \cdot 15\,\text{V}^2 \cdot 250\,\text{kHz} = 6{,}75\,\text{W}</math>

Aber Achtung, so ein MOSFET-Treiber hat auch einen Eigenverbrauch, der leicht zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Bei niedrigen PWM-Frequenzen kann man Logic Level MOSFETs auch direkt per CMOS-Ausgang ansteuern, z.B. mit einem [[AVR]], wie in diesem [http://www.mikrocontroller.net/topic/246449#2519459 Forumsbeitrag] zu sehen ist.

== Low- und High-Side ==

Definition LS- und HS:

;Low-Side Schalter: Der FET schaltet eine Last gegen GND - auch als LS-Schalter bezeichnet.
;High-Side Schalter: Der FET schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als HS-Schalter bezeichnet.

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== SOA Diagramm ==

SOA-Diagramm (engl. '''S'''afe '''O'''perating '''A'''rea, sicherer Arbeitsbereich) beschreibt die zulässige Verlustleistung eines Transistors in Anhängigkeit des Drainstroms (I_D), der Drain-Source Spannung (U_DS) und der Pulsbreite. Als Beispiel sei hier der BUZ 11 genannt. Im nachfolgenden Diagramm ist das SOA-Diagramm dargestellt. Wie ist es zu verstehen? Zunächst gibt es eine Grenze auf der linken Seite, die schräge, dunkelblaue Line. Diese wird durch den minimalen R_DS_ON festgelegt, hier wirkt der MOSFET wie ein ohmscher Widerstand. Mehr Strom kann bei einer bestimmten Spannung nicht fließen. Die zweite Grenzlinie ist ganz rechts die pinkfarbene Linie, sie stellt die maximale Sperrspannung des MOSFET dar. Die dritte Grenze ist der maximal zulässige Drainstrom, hier im Beispiel 120A, dargestellt durch die gelbe Linie. Die maximale Spannung zwischen Drain und Source sowie der Drainstrom sind abhängig von der Pulsbreite, mit welcher der MOSFET betrieben wird. Bei nur 2,5µs Pulsbreite (Rechteckimpuls) müssen die beiden Parameter sich innerhalb der Fläche bewegen, welche durch die dunkelblaue, gelbe und die pinkfarbene Line begrenzt wird. Im Extremfall dürfen 50V anliegen und 120A fließen, das sind satte 6kW Pulsleistung! Werden die Pulse breiter, so sinken die zulässigen Ströme und Spannungen, bei 1ms (dunkelblaue Linie bis zur braunen Linie, dann zur pinkfarbenen Linie) sind maximal noch 50V und 7A zulässig, also nur noch 350W. Die letzte Linie stellt den Fall für Gleichstrom (engl. '''D'''irect '''C'''urrent), also Dauerbelastung dar, hier sind bei 50V maximal 1,5A zulässig, was einer Dauerverlustleistung von 75W entspricht. MOSFETs, welche nur für Schaltbetrieb und nicht für [[#Linearbetrieb von MOSFETs | Linearbetrieb]] geeignet sind, haben keine Kennlinie für DC. Im normalen Schaltbetrieb liegt der Arbeitspunkt auf der linken Grenzlinie R_DS_ON_MIN. Nur im Linearbetrieb liegt der Arbeitspunkt innerhalb der Fläche, welche durch die Außenlinien begrenzt wird.

[[bild: SOA-BUZ11.png | thumb | 300px| SOA-Diagramm]]

Bei der Anwendung des Diagramms gilt es einiges zu beachten. Die Pulsleistungen sind nur zulässig, wenn der MOSFET vorher kalt ist, sprich ca. 25°C Sperrschichttemperatur hat. War er vorher schon heiß, reduziert sich die zulässige Belastung deutlich. Ebenso dürfen die Pulse nicht zu schnell wiederholt werden, denn dann ist der MOSFET noch vom vorherigen Puls aufgeheizt. Im Fall von DC sind 75W Verlustleistung auch eher ein theoretischer Wert, welcher real nur schwer erreicht werden kann, wenn der MOSFET auf einem sehr großen [[Kühlkörper]] optimal montiert ist. Praktisch liegen die erreichbaren Werte eher bei der Hälfte.

(Anm. Eigentlich müsste für die R_DS_ON Grenzlinie R = U / I der minimale R_DS_ON rauskommen, hier ~40mOhm, es kommen aber ~80mOhm raus. Die Ursache dafür ist unklar, möglicherweise liegt hier ein Sicherheitsfaktor zu grunde).

{{Clear}}

== Linearbetrieb von MOSFETs ==

Der Großteil der Anwendungen nutzt MOSFETs als Schalter, d.h. der MOSFET ist entweder voll gesperrt oder voll durchgesteuert. Dafür gelten auch all die Hinweise in diesem Artikel. In bestimmten Anwendungen werden MOSFETs aber auch im Linearbetrieb eingesetzt, z.B in linearen Endstufen für Audio, Video, elektronischen Lasten und Stromquellen. Hier muss man einiges beachten. Ein verbreiteter Irrtum besteht darin zu glauben, MOSFETs könne man im Linearbetrieb einfach parallel schalten, weil der positive Temperaturkoeffizient von <math>R_{DS(ON)}</math> eine Symmetrierung bewirkt, ähnlich den Emitterwiderständen bei parallelgeschalteten Bipolartransistoren. Das ist ''ausschließlich'' im Schaltbetrieb möglich, und daher falsch! Im Linearbetrieb spielt der Temperaturkoeffizient von <math>R_{DS(ON)}</math> keine Rolle, weil der MOSFET selten bis nie komplett durchgesteuert ist. Eben darum ist beim Linearbetrieb der minimale <math>R_{DS(ON)}</math> in den meisten Fällen unwichtig und man kann auch eher hochohmige, ältere MOSFETs verwenden, wie z.B. den BUZ11.

Hier wirkt vielmehr der negative Temperaturkoeffizient (TK) der Thresholdspannung <math>U_{GS(thr)}</math>, vergleichbar dem negativen TK der Basis-Emitter-Spannung von Bipolartransistoren. D.h. mit steigender Temperatur und konstanter Gate-Source-Spannung steigt der Stromfluss der Drain-Source Strecke. In einer Parallelschaltung von MOSFETs würde dies bedeuten, dass der MOSFET mit dem geringfügig größeren Drainstrom (Fertigungstoleranzen) wärmer wird, was zu einem weiter steigenden Drainstrom und damit noch mehr Wärme führt. Damit ist die Schaltung thermisch instabil und würde zum Durchbrennen der MOSFETs führen, einer nach dem Anderen.

Um das zu verhindern muss man relativ große Ausgleichswiderstände in die Source-Leitung der einzelnen MOSFETs schalten, um diese Drift zu kompensieren. Dadurch verschlechtert sich natürlich der Wirkungsgrad des Verstärkers. MOSFETs haben einen TK von typisch -5mV/K für <math>U_{GS(thr)}</math>, das ist mehr als das doppelte von Bipolartransistoren mit typisch -2mV/K, weshalb die Symmetrierungswiderstände mehr als doppelt so groß sein müssen. Weiterhin muss man beachten, dass die Toleranzen von <math>U_{GS(thr)}</math> sehr groß sind, im Bereich von Volt! Das kann man sinnvoll nicht mehr mit Gatewiderständen symmetrieren, hier muss man die MOSFETs ausmessen und Gruppen mit geringen Toleranzen in einer Schaltung verwenden (engl. matching).

Eine andere Möglichkeit ist die getrennte Ansteuerung der einzelnen MOSFETs, das wird oft in elektronischen Lasten bzw. [[Konstantstromquelle#Konstantstromquelle mit Operationsverstärker und Transistor | Konstantstromquellen]] gemacht. Hier treten keine zusätzlichen Verluste auf und der Mehraufwand in der Ansteuerung ist meist unkritisch.

Weiterhin muss man beachten, dass viele der heutigen HochleistungsMOSFETs intern eine Parallelschaltung vieler kleiner MOSFET-Zellen (z.B. sogenannte Trench-FET) sind, und somit oft für den Linearbetrieb ungeeignet sind. Denn auch dort können einzelne Zellen überhitzen und durchbrennen (Hot Spot). Ob ein MOSFET für den Linearbetrieb tauglich ist steht manchmal im Datenblatt, oft aber eher nicht, eben weil die meisten MOSFETs als Schalter entwickelt und gebaut sind. Typische Vertreter für Linearbetrieb findet man in der [[MOSFET-Übersicht]]. Ein wichtiges Indiz für Linearbetrieb ist eine Kurve für DC im [[#SOA_Diagramm | SOA-Diagramm]]. Meist geht es dort nur bis 10ms, DC fehlt, eben weil DC (engl. '''D'''irect '''C'''urrent = Gleichstrom = Linearbetrieb) nicht zulässig ist. Manchmal hat der Hersteller auch "vergessen", die Kennlinie für DC mit reinzuschreiben, wie z.B. bei [http://www.irf.com/product-info/hi-rel/alerts/fv5-p-09-01-A.pdf IRF], wie in diesem [http://www.mikrocontroller.net/topic/291760#3106758 Beitrag] zu erfahren ist.
Ein recht gutes Indiz dafür, ob ein FET für den Linearbetrieb taugt, ist die Vorwärtssteilheit. Diese kennzeichnet die Abhängigkeit des Drainstromes von der Ansteuerung am Gate als <math>S = \Delta i_d/\Delta u_{gs}</math>. Moderne Trench-FET erreichen heute Steilheiten im dreistelligen Bereich und sind für Linearanwendungen völlig unbrauchbar. Zum Vergleich: Der BUZ11 kommt mit gerade einmal 4 bis 5 Siemens daher.

In diesem Beitrag wird die DC-Linie im SOA-Diagramm noch genauer erklärt: [http://www.mikrocontroller.net/topic/319961#3473567 Re: MOSFET Linearbetrieb möglich?]

== Siehe auch ==

* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[Treiber]]
* [[Snippets#Wie_schlie.C3.9Fe_ich_einen_MOSFET_an_einen_Mikrocontroller_an.3F|Wie schließe ich einen Mosfet an einen Mikrocontroller an?]]
* [http://www.mikrocontroller.net/articles/H-Br%C3%BCcken_%C3%9Cbersicht Übersicht H-Brücke]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/168218#1609684 Forumsbeitrag]: MOSFETs im Linearbetrieb
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/186785#new Forumsbeitrag]: nochmal MOSFETs im Linearbetrieb
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/319961#3473567 Forumsbeitrag]: sehr ausführlicher Forumsbeitrag über MOSFETs im Linearbetrieb. Berücksichtigt auch den Spirito-Effekt.
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/143324#new Forumsbeitrag]: Über eine elektronische Last, sehr lang
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/246449#2519459 Forumsbeitrag]: Logic Level MOSFETs direkt mit einem [[AVR]] treiben.
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/267254#2787855 Forumsbeitrag]: MOSFETs im Linearbetrieb, Laborerfahrungen
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/267254#2787945 Forumsbeitrag]: MOSFETs für Linearbetrieb
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/269642?goto=2820617#2820617 Forumsbeitrag]: Verpol- und Überspannungsschutz mit MOSFETs
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/425414#4981611 Forumsbeitrag]: Linearbetrieb von MOSFETs

== Weblinks ==

* [http://www.elektronikinfo.de/strom/feldeffekttransistoren.htm Feldeffekttransistoren bei elektronikinfo.de]
* [http://www.elektronik-kompendium.de/sites/bau/0207011.htm FET im ELKO]
* [http://www.elektronik-kompendium.de/sites/bau/0510161.htm MOSFET im ELKO]
* [http://www.sprut.de/electronic/switch/nkanal/nkanal.html MOSFET bei sprut.de]
* [http://sound.westhost.com/articles/hexfet.htm#51 MOSFETs in Audioendstufen, engl.]
* [http://irf.custhelp.com/cgi-bin/irf.cfg/php/enduser/std_adp.php?p_faqid=214&p_created=1019728945&p_sid=pt9ITiCj&p_accessibility=0&p_redirect=&p_lva=&p_sp=cF9zcmNoPTEmcF9zb3J0X2J5PSZwX2dyaWRzb3J0PSZwX3Jvd19jbnQ9MTQsMTQmcF9wcm9kcz0mcF9jYXRzPSZwX3B2PSZwX2N2PSZwX3BhZ2U9MSZwX3NlYXJjaF90ZXh0PWxpbmVhcg**&p_li=&p_topview=1 FAQ Answer ID 214 bei IRF zum Linearbetrieb]
* [http://www.nxp.com/documents/application_note/AN11158.pdf AN11158 - Understanding power MOSFET data sheet parameters] von NXP (PDF)
* [http://www.infineon.com/dgdl/Infineon+-+Application+Note+-+PowerMOSFETs+-+OptiMOS%E2%84%A2+-+Linear+Mode+Operation+and+SOA+Power+MOSFETs.pdf?fileId=db3a30433e30e4bf013e3646e9381200 AN: Linear Mode Operation andSafe Operating Diagram of Power-MOSFETs] von Infineon (PDF)
* [http://www.ixys.com/Documents/Articles/Article_Linear_Power_MOSFETs.pdf MOSFETs Withstand Stress of Linear-Mode Operation] Neuentwickelte MOSFETs für Linearbetrieb (PDF)

[[Kategorie:Bauteile]] [[Kategorie:Leistungselektronik]]