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Treiber

2016-05-03T17:30:40Z

At90s2313: /* Siehe auch */ GDT-Fotos verlinkt

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

Ein '''Transistor-Treiber''' ist eine Schaltung, welche den nötigen Strom zur Verfügung stellt, um einen großen [[Transistor]] in der erforderlichen Zeit ein- bzw. auszuschalten. Es handelt sich dabei meist um einen Verstärker mit zusätzlichem [[Pegelwandler]]. Dadurch ist es möglich, mit einem Logikausgang, welcher meist mit 5 oder 3,3V betrieben wird, große Lasten mit [[FET|MOSFETs]] bzw. [[IGBT|IGBTs]] zu schalten. Dieser Treiber kann analog (linear) oder digital arbeiten.

In diesem Artikel wird hauptsächlich auf die Besonderheiten zur Ansteuerung von MOSFETs und IGBTs in der Leistungselektronik Bezug genommen, welche geschaltet betrieben werden. Diese Treiber sind digitale [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]]

==Anwendung ==

[[FET | MOSFETs]] und [[IGBT]]s werden mit einer Spannung gesteuert. Bei einer Gate-Source bzw. Gate-Emitter Spannung von 0V ist das Bauteil gesperrt bzw. hochohmig. Steigt die Spannung über die sogenannte "Schwellenspannung" (engl. threshold voltage) – die für Leistungsbauteile zwischen ca. 3 und 4,5V liegt –
geht das Bauteil langsam vom gesperrten in den leitenden Zustand über. Bei einem weiteren Spannungsanstieg bis zu einem Level von ca. 12V verringert sich der Einschaltwiderstand beim MOSFET bzw. der Kollektor-Emitter Spannungsabfall beim IGBT auf den im Datenblatt angegebenen minimalen Wert. Eine weitere Erhöhung führt nur zu einer vergleichsweise geringen Reduktion des Widerstandes bzw. Spannungsabfalls und erhöht die Energiemenge, die beim Schalten durch den Treiber
umgeladen werden muss dramatisch (P~U² !). Praktisch beschränkt man sich daher meist auf Gatespannungen zwischen 12...15V. Aufgrund von unvermeidbaren, sehr kleinen parasitären Effekten tritt meist ein geringes Überschwingen der Gatespannung auf. Zusammen mit diesem Überschwingen darf die Gatespannung bei nicht "Logic-Level" FETs 20V nie überschreiten, bei "Logic-Level" wird meist eine maximale Gatespannung von 10V angegeben.

Im Betrieb fällt an einem Leistungstransistor immer eine bestimmte Verlustleistung an. Diese Verluste teilen sich auf in "Schaltverluste" und "Leitend- bzw. ON-Verluste". Die ON-Verluste sind hauptsächlich vom Leistungsschalter selbst abhängig, die Schaltverluste hingegen von der Schaltgeschwindigkeit. Je schneller ein FET/IGBT ein- bzw. ausgeschaltet wird, desto geringer sind die Schaltverluste.

Leider gibt es hier neben physikalischen Grenzen insbesondere unerwünschte Nebenwirkungen, nämlich die EMV ('''E'''lektro '''M'''agnetische '''V'''erträglichkeit). Je schneller geschaltet wird, desto stärker sind die Störungen die dadurch erzeugt werden. Diese Störungen sind sehr schnell so stark, dass andere Schaltungen im Umkreis von einigen Metern beeinflußt werden d.h. die USB Maus leuchtet plötzlich auf, ohne dass sie bewegt wurde bzw. der eigene Mikrocontroller macht nicht mehr was er eigentlich sollte. EMV ist Heute eines der wichtigsten "Krisenthemen" während der Entwicklungsphase, daher nicht auf die leichte Schulter nehmen.

=== Gatebeschaltung ===

Zwischen Treiberstufe und Schalter sind in fast allen Fällen einige passive Bauteile vorhanden. Dies wird hier im Weiteren als "Gatebeschaltung" bezeichnet.
 Hier ein Beispiel mit "Vollausstattung" und die dazugehörige Erklärung:
[[Bild:Gatebeschaltung.png|miniatur|ohne|Gatebeschaltung]]

# '''Gatewiderstand "R1"''', um die Schaltgeschwindigkeit den Erfordernissen anzupassen. Je schneller die Schaltflanke, desto geringer die Schaltverluste. ABER Je schneller die Schaltflanke, desto größer die erzeugten Störungen (EMV). Gleichzeitig hat ein schnelles "Abschalten" auch einen starken Überschwinger (snap-off einer Diode und/oder Selbstinduktion (inductive kick)) zur Folge. Aus diesem Grund wird häufig
# ein '''Widerstand "R2"''' und eine '''Diode "D1"''' in Serienschaltung dem o.g. Gatewiderstand "R1" parallelgeschaltet, und zwar so, dass ein langsames ausschalten (D1 gesperrt) aber ein schnelles einschalten (D1 leitend und damit R1 parallel zu R2) ermöglicht wird, d.h. R || (R2+D1). In Schaltplänen bei denen der Mosfet mit viel Power angesteuert wird, sieht man oft einen Gate-Vorwiderstand im Bereich von ca. 2-30 Ohm. Dieser dient zwar auch zum Begrenzen des Gate-Stroms, allerdings bildet die Gate-Kapazität mit der Leiterbahninduktivität einen Schwingkreis mit einer Resonanzfrequenz im höheren MHz-Bereich. Um die Anregung dieses Schwingkreises zu verringern und so die Schwingung zu dämpfen, wird der Widerstand benötigt. Der Widerstandswert ist hier durchaus kritisch, da ein hoher Widerstand zwar die Schwingung begrenzt, dafür jedoch die Verluste im FET erhöht. Hier ist eine exake Abstimmung zwischen "zulässigem Schwingungsverhalten" und "zulässiger Verlustleistung" erforderlich.
# Um das empfindliche Gate zu schützen, wird oft eine '''Z-Diode "D2"''', besser eine schnellere Transil-Diode (Transient Suppressor Diode) so zwischen "Gate" und "Source" bzw. "Emitter" geschaltet ("Kathode" am "Gate"), dass das "Gate" vor Spannungen > 20V geschützt wird. Bei einem sauberen Aufbau kann diese Sicherheitsfunktion normalerweise entfallen. Bei Testaufbauten ist eine 16V Transil-Diode Aufgrund der dort häufig vorkommenden Induktivitäten (Drahtverhau ;-) SEHR zu empfehlen. Das gleiche gilt für die
# '''Klemmdiodenkombination "D3" ''' (Z- bzw. Transil Diode, antiseriell mit einer normalen Diode) zwischen "Drain" bzw. "Kollektor" und Gate so ("Kathode" der Z-Diode an "Drain" bzw. "Kollektor"), dass die Diode das Gatepotential anhebt, wenn die "Drain-Source" bzw. "Kollektor-Emitter" Potential in die Nähe der maximalen Blockierspannung (Spannungsfestigkeit) des Schalters kommt bzw. den vom Entwickler definierten, maximalen Spannungslevel erreicht. Dieses "anheben" führt dann zu einem vergleichsweise hochohmigen Einschalten des Schalters und damit zum VERLUSTBEHAFTETEN Energieabbau. Bei einem 30V FET verwendet man üblicherweise z. B. eine 24V Transil-Diode, bei 150V FET z. B. eine 130V Transil-Diode und bei einem 600V IGBT z. B. eine 540V Transil-Diode. Die antiserielle Diode, die verhindert, dass die Gatespannung bei fehlender Leistungsversorgung über die Transildiode abfließt, muss die gleiche Spannungsfestigkeit wie der Schalter aufweisen.

=== Treiberleistung ===

IGBT und FET sind zwar spannungsgesteuerte Bauelemente, trotzdem muss bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten die Gatekapazität umgeladen werden, wozu ''Strom'' erforderlich ist. Der Energiegehalt eines Kondensators wird mit

:<math>E= \frac{1}{2} \cdot C \cdot U^2</math>

berechnet. Es ist jedoch der Energiebedarf bei jedem Aufladen und Entladen zu berücksichtigen. Die Gateladung ist jedoch nicht in jedem Datenblatt angegeben. Statt dessen kann - zur Ermittlung der wirksamen Kapazität - die Datenblattangabe für "Cies" beim IGBT, bzw. der Datenblattwert für "Ciss" beim FET mit dem Faktor 5 multipliziert werden. Dies stellt eine sehr gute Näherung dar.

Daher ergibt sich die Treiberleistung wie folgt:

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot Cx \cdot U_g^2 \cdot f_\text{schalt}</math>

Zum Beispiel bei Ug=18V, Cies=4nF und ƒschalt=5kHz beträgt Ptreiber=32mW.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz – z. B. Induktionsheizung – wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant, z. B. Ug = 18V, Cies=20nF und ƒschalt=250kHz, hier beträgt Ptreiber=8,1W. Zusätzlich muss der Eigenverbrauch des Treibers berücksichtigt werden, der durchaus zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Eine weitere Möglichkeit zur exakten Berechnung der Treiberleistung von IGBTs und MOSFETs (z.B. 1200V) kann durch die notwendige Gateladung ''Qgate'' erfolgen. Häufig existieren Angaben der gesamten Gateladung in Datenblättern als Gateladekurve oder Ladungsmenge. Aus dem Spannungshub des Treibers ''Udriver'' (z.B 20V), der gesamten Gateladung ''Qgate'' (z.B. 2150nC) und der geforderten Schaltfrequenz des Treibers ''fswitch'' (z.B. 8kHz) ergibt sich die erforderliche Treiberleistung:

:<math>P_\text{driver} = f_\text{switch} \cdot Q_\text{gate} \cdot U_\text{driver}</math>

Somit beträgt die Leistung ''Pdriver''=0,344W. Der Eigenverbrauch des Treibers ist von der eingesetzten Technologie abhängig und kann bis zu 1W betragen.

Abschließend ist zu erwähnen, dass die Gesamtladung ''Qgate'' von IGBTs und MOSFETs stark vom verwendeten Spannungshub des Treibers abhängt. Im Datenblatt werden typischerweise Maximalwerte angegeben, so dass die tatsächliche Gesamtladung ''Qgate'' etwas geringer ausfällt.

Nun ist aber auch interessant, wieviel Strom man braucht, um einen FET/IGBT in einer bestimmten Zeit einschalten zu können. Hier hilft uns die Formel

:<math>Q = I \cdot t</math>

Umgeformt nach "Strom" erhält man

:<math>I = Q / t</math>

Wenn also z.B. ein FET eine Gateladung von 2150nC als ''Qgate(on)'' hat und man in 1µs schalten möchte, benötigt man
:<math>I = 2150nC/1us = 2150mA</math>

und dieser Strom muss für den genannten Zeitraum von 1µs fließen. Soll der FET hingegen in 100ns schalten, ist ein Gatestrom von 21,5A erforderlich. Dieser Strom fließt nur für die genannte Zeit von 100ns, die Treiberschaltung muß also so gut aufgebaut sein, dass der Strom in einer Zeitspanne deutlich kürzer als die 100ns zur Verfügung gestellt werden kann (Puffer-Kondensator + niederinduktive Anbindung), und ''darin'' liegt dann "die Kunst" eines guten Treibers... wobei auch gut 1A für 1µs schon eine Herausforderung darstellen kann.

=== Definition zu Low- und High-Side Schalter===

;Low-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet.

;High-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet.

===Beispiele zu Low-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Achtung! Auch wenn bei FETs eine Diode (Bodydiode) implementiert ist, muss bei induktiven Lasten oder langen Zuleitungen sowohl bei FETs als auch bei IGBTs eine schnelle Diode parallel geschaltet werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepasst werden muss.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_1_2.png|miniatur|ohne|900px|Beispiele zu diskreten LS-Treibern ]]

Treiber-1 eignet sich eher dazu langsamere Schaltvorgänge mit Kleinsignal-FETs durchzuführen, aber auch höhere Leistungen sind prinzipiell so machbar, wenn man sich die höhere Verluste durch die langsame Ansteuerung erlauben kann.
Der Widerstand R26 sollte an das gewünschte Schaltverhalten angepasst werden, weniger als ca. 100 Ohm ist wegen der Stromtragfähigkeit des gewählten T4 nicht zu empfehlen. Das Schaltverhalten ist hier sehr unsymmetrisch (langsam "ein", sehr schnell "aus"). Sollten größere Ströme geschaltet werden wird eine andere Ansteuermöglichkeit empfohlen.

Treiber-2a und 2b sind durchaus in der Lage höhere Impulsleistungen an den Leistungstransistor zu liefern.
Letztendlich ist der maximale Strom von der Stromtragfähigkeit von T1 und T2 abhängig. Die Kombination aus zwei Gate-Widerständen und einer Diode sind für schnelles Einschalten und etwas langsameres Ausschalten ausgelegt. Das oben gezeigte Beispiel kann so angepasst werden, dass beim Ausschalten nur ein kleiner Spannungsüberschwinger (10..20% der Betriebsspannung) zu sehen ist. Die Anbindung von C1 ist relativ kritisch, auf kürzest mögliche Anbindung ist zu achten

Zu beachten ist, dass Treiber 2a am Eingang vor R4 ein Signal erwartet, welches für "An" bereits auf der Spannungsebene der Treiberschaltung, oder zumindest auf der benötigten Gate-Spannung des FETs (typischerweise 12V) liegt. Steht dagegen nur ein Logik-Signal mit 5V oder 3,3V zur Verfügung, so muss diese zuerst über eine weitere Stufe erhöht werden. Dies erledigt die Erweiterung in 2b.

Eine andere Variante eines diskreten Treibers der von Haus aus mit unterschiedlichen Spannungsniveaus auskommt, ist [http://www.mikrocontroller.net/topic/261315#2710777 in diesem Thread] beschrieben. Diese Variante kann auch als HS-Treiber verwendet werden.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines LS-Treibers mit Logikbausteinen]]

Dieses Schaltungsbeispiel mit Logikgattern ist gut geeignet, um Leistungs-FETs mit einer mittleren Leistung anzusteuern. Es ist zu empfehlen einen Leistungsschalter mit geringer Gateladung (Qg) auszusuchen. Achtung auf den Maximalstrom, den der Inverter liefern kann. Der 4069 sollte mit ca. 12V, max. 15V betrieben werden. Wenn ein Logik-Level Schalter ausgesucht wird, ist ein auch 74AC14 (kein AHC) zu empfehlen.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_4.png|miniatur|ohne|600px|Beispiele eines LS-Treibers mit einem fertigen IC]]

Oben im Bild ist ein kommerzieller Treiber-IC zu sehen – hier im Beispiel 2127 von IR. Hierzu gibt es jedoch sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich, siehe dazu [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]].

Achtung:
Der GND-Zweig des Leistungskreises hat auch bei bestem Aufbau einen recht großen Einfluss auf die beim Schalter ankommende Gate-Spannung. Auf einen niederinduktiven Aufbau des Ansteuerkreises ist zu achten. Je nach Aufbau führt das sonst zu einer zu geringen Gate-Spannung im Schaltmoment – Ugs direkt am Schalter bricht beim Einschalten ein – oder zu einer Überspannung am Gate – Ugs schwingt über die Gatetreiberversorgung hinaus. Beides führt vermutlich früher oder später zu einer Zerstörung des Leistungsschalters. Letzteres kann oft durch eine 15V Z-Diode direkt am Schalter zwischen Gate und Source bzw. Emitter verhindert werden, eine Optimierung des Layouts bzw. der Verdrahtung ist jedoch zielführender. Beschreibungen hierzu im weiteren Verlauf des Artikels.

Die oben gezeigte Masseführung ist nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Masseführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluss der Treiber-Masse direkt am GND-Symbol statt direkt am Schalter – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Masse gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
Ein 10cm langer Draht besitzt eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH · 50A/1µs = 5V.

===Beispiele zu High-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele zu HS-Treibern, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepaßt werden muss.
High-Side Treiber sind etwas komplexer aufgebaut. Der Versorgungsspannungskreis muss isoliert zur restlichen Beschaltung aufgebaut werden. Auf die Isolationsabstände ist besonders zu achten.

Achtung: Auch wenn bei FETs eine – meist unzureichende – Diode implementiert ist, sollte bei induktiven Lasten (oder langen Zuleitungen) sowohl bei FETs, als auch bei IGBTs eine zusätzliche Diode eingesetzt werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_1.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines diskreten HS-Treibers ]]

Hier im ersten Beispiel eine diskrete Ansteuerschaltung für einen HS-Schalter. Achtung, das Signal wird durch die Push-Pull-Stufe invertiert. Statt Q5/Q6 muss - wie im Schaltbild im Text genannt - ein integrierter high speed Treiber wie z. B. der sehr preisgünstigen MC34151 oder MC34152 verwendet werden, da sonst je nach FET-Typ zu hohe Querströme im Umschaltzeitpunkt fließen könnten.
Die hier abgebildete Beschaltung – die ohne weitere Veränderung bei geringerer Schaltleistung auch ohne die Push-Pull Stufe betrieben werden kann – ist für eine Betriebsspannung von ca. 400V ausgelegt. Der Widerstand R12 (hier 4k7) muss an eine geänderte Spannung angepaßt werden. Für 40V beträgt er in dieser Beschaltung 3k3. Diese Schaltung kann auch sehr einfach simuliert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_2.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit einem fertigen IC ]]

Das zweite Beispiel verwendet einen integrierten HS-Schalter von International Rectifier (IR) und eine separate, isolierte Versorgungsspannung. Zum IC gibt es sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich. Eine Übersicht über verschiedene Treiber-ICs findet man hier [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber|MOSFET-Treiber]].

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit Bootstrap Versorgung ]]

Das dritte Beispiel unterscheidet sich zum vorhergehenden nur dadurch, dass die Versorgungsspannung für den Treiber über eine Bootstrap-Schaltung gewonnen wird. Näheres im weiteren Verlauf dieses Artikels.

Die oben gezeigte Leitungsführung für Treiberbezugspotential und GND-Potential ist auch hier nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Leitungsführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluß des Treiber-Bezugspotentials nicht direkt an Emitter bzw. Source – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Bezugspotential gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
10cm Kabel besitzen eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH*50A/1µs = 5V.

=== Stromversorgung eines High-Side Treibers ===

Jede Treiberstufe benötigt eine entsprechende Spannungsversorgung.
Bei einem LS-Schalter gestaltet sich dies relativ einfach, da die Versorgungsspannung im Bereich von 12..15V über dem GND Potential
liegt.

Bei einem High Side N-Kanal Schalter ist deutlich mehr Aufwand nötig, da hier die Treiberspannung 12..15V über dem Sourcepotential des HS-Schalters liegen muss. Das Source-Potential liegt beim HS-Schalter je nach Anwendungsfall auf 12V bis 400V, manchmal sogar noch höher.

==== Versorgung über isolierte DC/DC Wandler ====

Die Versorgung hierfür kann relativ einfach mit integrierten DC/DC-Wandlermodulen aufgebaut werden, wie sie für wenig Geld bei Conrad oder Reichelt verfügbar sind. Dabei muss neben der Leistung und Isolationsspannung vor allem die parasitäre Koppelkapazität zwischen Ein- und Ausgang beachtet werden (engl. isolation capacity). Denn diese wird bei jedem Schaltvorgang umgeladen und erzeugt Störströme. DC/DC Wandler für Leistungssschalter mit mehreren kHz sollten weniger als 100pF Koppelkapazität haben (grober Richtwert).

==== Versorgung durch eine Bootstrap Schaltung====

Wenn es sich bei der Applikation um eine Halbbrücke handelt und der HS-Schalter nicht dauerhaft eingeschaltet sein muss (Tastverhältnis <100%), sondern regelmäßig getaktet wird ([[PWM]]), kann die Versorgung des HS-Schalters auch aus der massebezogenen Versorgung des LS-Schalters generiert werden. Diese Schaltung nennt sich ''Bootstrap''.

Immer wenn der LS einer Halbbrücke eingeschaltet ist, liegt das Source Potential des High Side Schalters auf GND. In diesem Zeitraum kann der Kondensator am Treiber des HS-Schalters über eine Diode aufgeladen werden. Energiequelle ist hierbei die Spannungsversorgung des LS-Schalters. Siehe dazu eines der Beispiele oben.

Wenn man 100% Tastverhältnis benötigt, kann man die Speisung des Bootstrapkondensators über eine Ladungspumpe erreichen, wie es in [http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-978.pdf AN978] von IRF dargestellt ist (Seite 18, Figure 16).

=====Bootstrapkondensator=====

Der Bootstrapkondensator soll eine niederinduktive und niederohmige Pufferung des Energiebedarfes für einen Schaltvorgang bereitstellen, daher ist ein Keramikkondensator oder auch ein Folienkondensator erforderlich. Der Energiebedarf eines Schaltvorganges ergibt sich recht einfach:

:<math> C = \frac{Q_\text{gate}}{\Delta U}</math>

Beispiel: Als erlaubten Spannungseinbruch während der Energieentnahme wird hier 0,5V festgelegt. Die gesamte Gateladung Qgate (Total gate charge) ist hier z. B. 58nC bei Ug=10V. Daraus errechnet sich eine Minimalkapazität von 58nC / 0,5V = 116nF. Die Erfahrung zeigt, dass ein großzügiges erhöhen um den Faktor 3..8 sinnvoll ist, da in der Rechnung weder Leckströme des FETs und des Kondensators noch der Energieverbrauch der Treiberschaltung selbst berücksichtigt wird. Des Weiteren ist die Gateladung nur für 10V angegeben. Höhere Gatespannungen erfordern eine höhere Energiemenge. Achtung: je größer der Kondensator gewählt wird, desto mehr Zeit wird zum Laden des Kondensators über die strombegrenzende Bootstrapdiode benötigt.

Auch wenn der Kerko für die Pufferung der Schaltenergie ausreichend ist, ist es meist sinnvoll einen Elko/Tako parallel zu schalten. Die dort gespeicherte Energie hilft z. B. wenn eine längere "on" Zeit erforderlich ist. Genauso verringert der zusätzliche Energiespeicher den zum Ladungsausgleich erforderlichen Strompuls des Kerkos. Dadurch verbessert sich das EMV-Verhalten des Treibers meßbar.

=====Auslegung des Bootstrapdiodenzweiges =====

# Die Spannungsfestigkeit der Diode muss größer sein, als die auftretende Maximalspannung des Lastkreises.
# Im ersten Ansatz muss die Recovery-Zeit der Diode (trr) mindestens um den Faktor 10 kürzer sein, als die minimale "on" Zeit des LS-FETs. Ist z. B. der LS-FET immer für mindestens 10ms ein, ist eine 1N4007 (trr ca. 1µs) ausreichend. Bei höheren Schaltfrequenzen genügt oft eine UF4007 (trr ca. 75ns). In einer Halbbrücke bedeutet eine längere trr-Zeit jedoch, dass der Bootstrapkondensator des HS-Treibers beim Einschalten solange entladen wird, bis die Diode wieder sperrt. In diesem Fall muss die schnellere Diode unabhängig von der "on" Zeit ausgewählt werden
#Der zulässige Strom durch die Diode ist das letzte Auswahlkriterium. Da der Strom kaum kontrollierbar ist muss er mit einem Widerstand begrenzt werden. Bei einer 1N4007 beträgt der wiederholbare Maximalstrom 1A. Die Diode hat als sogenannten ''Single pulse'' aber eine deutlich größere Strombelastung (Datenblattangabe UF4007 = 30A). Da der Kondensator nur beim ersten Einschalten komplett vollgeladen, im Betrieb aber wie hier im Beispiel berechnet nur um <0,5V aufgeladen wird, kann der Widerstand kleiner ausfallen. Daher ist in diesem Beispiel bei 15V Versorgungsspannung und Ausnutzung eines 50% = 15A Peaks für das erste Aufladen ein Minimalwiderstand von (15V – 1,5V) / 15A = 0,9Ω erforderlich. Der Widerstand wird auf 1Ω festgelegt. Die 1,5V stammen vom Spannungsabfall an der Diode bei 1A, bei höheren Strömen steigt der Spannungsabfall an.

Aus dem Wert des Bootstrap-Kondensators, des -widerstandes und des Tastverhältnisses (hier im Beispiel auf 2% festgelegt) ergibt sich eine minimale "on" Zeit für den LS-Schalter von
: t = Rbt · Cbt / D
d.h. 1Ω · 470nF / 0,02 = 23,5µs. Schneller als gut 40kHz sollte in diesem Beispiel also nicht geschaltet werden, da sonst der Bootstrapkondensator nur unzureichend nachgeladen werden kann.

==Besonderheiten beim Treiberaufbau==

[[Bild:Gatekreis_Bild1.png|miniatur|rechts|300px|Gatekreis, wie im Schaltplan gezeichnet]]
Fast jeder, der schon einmal eine geschaltete Leistungsendstufe in Betrieb genommen hat, musste feststellen, dass der Leistungsschalter nicht immer genau das macht, was man vorher geplant hatte. Die Hauptursache ist meist – neben Problemen mit der Leistungsversorgung selbst, siehe weiter unten – der Gatekreis.

Die abgebildete Schaltung zeigt einen Aufbau wie er – unabhängig wie die Treiberstufe selbst umgesetzt wird – standardmäßig im Schaltplan implementiert ist.

{{Absatz}}

[[Bild:Gatekreis_Bild2.png|miniatur|rechts|350px|Gatekreis, wie er real auf der PCB vorhanden ist]]

Rechts ist der Gatekreis so gezeichnet, wie er sich unter realen Bedingungen wirklich darstellt.

Es ist hier nicht die Frage, ob diese parasitären Einflüsse wirklich vorhanden sind oder nicht, sondern nur wie groß die Werte sind. Hier sind unterschiedliche Einflüsse dargestellt, die sich teilweise gegenseitig beeinflussen.

# R & L zwischen Source und GND: Das "Treiber GND" Signal ist wie deutlich zu sehen DIREKT am Source Anschluß des FETs angeschlossen, und nicht am GND-Fußpunkt des Leistungspfades von "Vcc" zu "GND".Jeder Zentimeter der Leitung zwischen Source und GND beeinflußt den Gatekreis. Sobald der FET durchschaltet entsteht an den o.g. parasitären Bauteilen (Induktivität und Widerstand) ein Spannungsabfall, der dem Gatesignal entgegenwirkt, und damit z. B. beim Einschalten die am FET anliegende Gatespannung reduziert.
# R & L zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND": Da der Widerstand im unteren mΩ-Bereich liegt kann dieser Einfluß hier ignoriert werden. Die Induktivität im Gatekreis bremst jedoch den Signalanstieg am Gate, sodass auch das Schaltverhalten beeinflußt wird. Dieser Effekt ist jedoch normalerweise nicht sehr stark wirksam. Hier besteht aber die Gefahr, dass die Induktivität mit der Gatekapazität einen Schwingkreis bildet.
# Überkopplung über Ciss: Wenn das Drainpotential z. B. beim abschalten plötzlich von "GND" auf "Vcc" springt, findet über Ciss eine überkopplung vom Drain auf das Gatesignal statt. Diese führt zu einer Potentialanhebung die im schlimmsten Fall sogar die"turn on" Schwelle überschreiten, und zum wiedereinschalten des FETs oder zu Oszillationen führen kann.

;Fazit: Die Schleife zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND" muss klein wie möglich gehalten werden. Sitzt der Treiber nicht nahe am Leistungs-FET, ist es empfehlenswert die zwei Kabel so kurz wie möglich halten und zu verdrillen. Auf einer PBC die Leitungen direkt nebeneinander führen. Auf eine direkte Anbindung an Source bzw. Emitter ist zu achten!

=== Shoot-Through ===
Unter "Shoot-Through" versteht man einen "verbotenen" Zustand (in Halb- bzw. Voll-Brücken und 3-Phasigen Endstufen) bei dem sowohl der HS-Schalter, als auch der LS-Schalter '''einer''' Halbbrücke gleichzeitig eingeschaltet sind. Dies hätte zur Folge, daß die Energiequelle und der Zwischenkreiskondensator der Endstufe kurzgeschlossen werden. Dabei wird unweigerlich der "magische Rauch" aus den Halbleitern entweichen, und die Endstufe mit einem lauten Knall ihr Leben aushauchen.
Zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes muß zwingend eine minimale Zeit vergehen, die so lange ist, daß der ausschaltende Schalter sicher aus ist, bevor durch Einschalten des anderen Schalters Strom zu fließen beginnt. Zu keinem Zeitpunkt dürfen BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;FAQ:

FET wird zu heiß:
*Verlustleistung zu hoch, Ursache könnte sein dass
**die Gatespannung zu niedrig ist,
**die Schaltgeschwindigkeit und damit die Treiberleistung zu gering ist, oder
**Der Treiber am Source/Emitter nicht direkt angebunden ist, und durch die dadurch entstehende parasitäre Induktivität die Spannung im kritischen Schaltmoment kurzzeitig einbricht, oder
**Schwingungen auf der Gateleitung oder im Leistungszweig vorhanden sind.
*Die Kühlung ist unzureichend
**da keine oder falsche Isolierfolie / Paste, oder
**ein zu kleiner Kühlkörper verwendet wird.

== Zusätzliche Hinweise ==

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Fußnoten ==
<references/>

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/280480#2960070 Forumsbeitrag]: Clevere MOSFET-Treiber mit kleinsten Trafos
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/283585#3004839 Forumsbeitrag]: Galvanisch getrennte Ansteuerung eines MOSFETs mittels Übertrager und 100% Tastverhältnis
* [http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/ferrite.txt Tips for making a good Gate Drive Transformer] und [http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/ferrite2.txt Gate Drive Transformer Design] ([http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/gdt1.html Fotos])
* [http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/gdt2.html Gate Drive Transformer Waveforms & Troubleshooting]
* [http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-978.pdf AN978] von IRF: HV Floating MOS-Gate Driver ICs , engl.
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/246449#2519459 Forumsbeitrag]: Logic Level MOSFETs direkt mit einem AVR treiben
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/84802#718419 Forumsbeitrag]: Diskreter MOSFET-Treiber auf Standardtransistoren

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Treiber

2016-05-01T20:04:34Z

At90s2313: /* Siehe auch */ Gate Drive Transformer

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

Ein '''Transistor-Treiber''' ist eine Schaltung, welche den nötigen Strom zur Verfügung stellt, um einen großen [[Transistor]] in der erforderlichen Zeit ein- bzw. auszuschalten. Es handelt sich dabei meist um einen Verstärker mit zusätzlichem [[Pegelwandler]]. Dadurch ist es möglich, mit einem Logikausgang, welcher meist mit 5 oder 3,3V betrieben wird, große Lasten mit [[FET|MOSFETs]] bzw. [[IGBT|IGBTs]] zu schalten. Dieser Treiber kann analog (linear) oder digital arbeiten.

In diesem Artikel wird hauptsächlich auf die Besonderheiten zur Ansteuerung von MOSFETs und IGBTs in der Leistungselektronik Bezug genommen, welche geschaltet betrieben werden. Diese Treiber sind digitale [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]]

==Anwendung ==

[[FET | MOSFETs]] und [[IGBT]]s werden mit einer Spannung gesteuert. Bei einer Gate-Source bzw. Gate-Emitter Spannung von 0V ist das Bauteil gesperrt bzw. hochohmig. Steigt die Spannung über die sogenannte "Schwellenspannung" (engl. threshold voltage) – die für Leistungsbauteile zwischen ca. 3 und 4,5V liegt –
geht das Bauteil langsam vom gesperrten in den leitenden Zustand über. Bei einem weiteren Spannungsanstieg bis zu einem Level von ca. 12V verringert sich der Einschaltwiderstand beim MOSFET bzw. der Kollektor-Emitter Spannungsabfall beim IGBT auf den im Datenblatt angegebenen minimalen Wert. Eine weitere Erhöhung führt nur zu einer vergleichsweise geringen Reduktion des Widerstandes bzw. Spannungsabfalls und erhöht die Energiemenge, die beim Schalten durch den Treiber
umgeladen werden muss dramatisch (P~U² !). Praktisch beschränkt man sich daher meist auf Gatespannungen zwischen 12...15V. Aufgrund von unvermeidbaren, sehr kleinen parasitären Effekten tritt meist ein geringes Überschwingen der Gatespannung auf. Zusammen mit diesem Überschwingen darf die Gatespannung bei nicht "Logic-Level" FETs 20V nie überschreiten, bei "Logic-Level" wird meist eine maximale Gatespannung von 10V angegeben.

Im Betrieb fällt an einem Leistungstransistor immer eine bestimmte Verlustleistung an. Diese Verluste teilen sich auf in "Schaltverluste" und "Leitend- bzw. ON-Verluste". Die ON-Verluste sind hauptsächlich vom Leistungsschalter selbst abhängig, die Schaltverluste hingegen von der Schaltgeschwindigkeit. Je schneller ein FET/IGBT ein- bzw. ausgeschaltet wird, desto geringer sind die Schaltverluste.

Leider gibt es hier neben physikalischen Grenzen insbesondere unerwünschte Nebenwirkungen, nämlich die EMV ('''E'''lektro '''M'''agnetische '''V'''erträglichkeit). Je schneller geschaltet wird, desto stärker sind die Störungen die dadurch erzeugt werden. Diese Störungen sind sehr schnell so stark, dass andere Schaltungen im Umkreis von einigen Metern beeinflußt werden d.h. die USB Maus leuchtet plötzlich auf, ohne dass sie bewegt wurde bzw. der eigene Mikrocontroller macht nicht mehr was er eigentlich sollte. EMV ist Heute eines der wichtigsten "Krisenthemen" während der Entwicklungsphase, daher nicht auf die leichte Schulter nehmen.

=== Gatebeschaltung ===

Zwischen Treiberstufe und Schalter sind in fast allen Fällen einige passive Bauteile vorhanden. Dies wird hier im Weiteren als "Gatebeschaltung" bezeichnet.
 Hier ein Beispiel mit "Vollausstattung" und die dazugehörige Erklärung:
[[Bild:Gatebeschaltung.png|miniatur|ohne|Gatebeschaltung]]

# '''Gatewiderstand "R1"''', um die Schaltgeschwindigkeit den Erfordernissen anzupassen. Je schneller die Schaltflanke, desto geringer die Schaltverluste. ABER Je schneller die Schaltflanke, desto größer die erzeugten Störungen (EMV). Gleichzeitig hat ein schnelles "Abschalten" auch einen starken Überschwinger (snap-off einer Diode und/oder Selbstinduktion (inductive kick)) zur Folge. Aus diesem Grund wird häufig
# ein '''Widerstand "R2"''' und eine '''Diode "D1"''' in Serienschaltung dem o.g. Gatewiderstand "R1" parallelgeschaltet, und zwar so, dass ein langsames ausschalten (D1 gesperrt) aber ein schnelles einschalten (D1 leitend und damit R1 parallel zu R2) ermöglicht wird, d.h. R || (R2+D1). In Schaltplänen bei denen der Mosfet mit viel Power angesteuert wird, sieht man oft einen Gate-Vorwiderstand im Bereich von ca. 2-30 Ohm. Dieser dient zwar auch zum Begrenzen des Gate-Stroms, allerdings bildet die Gate-Kapazität mit der Leiterbahninduktivität einen Schwingkreis mit einer Resonanzfrequenz im höheren MHz-Bereich. Um die Anregung dieses Schwingkreises zu verringern und so die Schwingung zu dämpfen, wird der Widerstand benötigt. Der Widerstandswert ist hier durchaus kritisch, da ein hoher Widerstand zwar die Schwingung begrenzt, dafür jedoch die Verluste im FET erhöht. Hier ist eine exake Abstimmung zwischen "zulässigem Schwingungsverhalten" und "zulässiger Verlustleistung" erforderlich.
# Um das empfindliche Gate zu schützen, wird oft eine '''Z-Diode "D2"''', besser eine schnellere Transil-Diode (Transient Suppressor Diode) so zwischen "Gate" und "Source" bzw. "Emitter" geschaltet ("Kathode" am "Gate"), dass das "Gate" vor Spannungen > 20V geschützt wird. Bei einem sauberen Aufbau kann diese Sicherheitsfunktion normalerweise entfallen. Bei Testaufbauten ist eine 16V Transil-Diode Aufgrund der dort häufig vorkommenden Induktivitäten (Drahtverhau ;-) SEHR zu empfehlen. Das gleiche gilt für die
# '''Klemmdiodenkombination "D3" ''' (Z- bzw. Transil Diode, antiseriell mit einer normalen Diode) zwischen "Drain" bzw. "Kollektor" und Gate so ("Kathode" der Z-Diode an "Drain" bzw. "Kollektor"), dass die Diode das Gatepotential anhebt, wenn die "Drain-Source" bzw. "Kollektor-Emitter" Potential in die Nähe der maximalen Blockierspannung (Spannungsfestigkeit) des Schalters kommt bzw. den vom Entwickler definierten, maximalen Spannungslevel erreicht. Dieses "anheben" führt dann zu einem vergleichsweise hochohmigen Einschalten des Schalters und damit zum VERLUSTBEHAFTETEN Energieabbau. Bei einem 30V FET verwendet man üblicherweise z. B. eine 24V Transil-Diode, bei 150V FET z. B. eine 130V Transil-Diode und bei einem 600V IGBT z. B. eine 540V Transil-Diode. Die antiserielle Diode, die verhindert, dass die Gatespannung bei fehlender Leistungsversorgung über die Transildiode abfließt, muss die gleiche Spannungsfestigkeit wie der Schalter aufweisen.

=== Treiberleistung ===

IGBT und FET sind zwar spannungsgesteuerte Bauelemente, trotzdem muss bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten die Gatekapazität umgeladen werden, wozu ''Strom'' erforderlich ist. Der Energiegehalt eines Kondensators wird mit

:<math>E= \frac{1}{2} \cdot C \cdot U^2</math>

berechnet. Es ist jedoch der Energiebedarf bei jedem Aufladen und Entladen zu berücksichtigen. Die Gateladung ist jedoch nicht in jedem Datenblatt angegeben. Statt dessen kann - zur Ermittlung der wirksamen Kapazität - die Datenblattangabe für "Cies" beim IGBT, bzw. der Datenblattwert für "Ciss" beim FET mit dem Faktor 5 multipliziert werden. Dies stellt eine sehr gute Näherung dar.

Daher ergibt sich die Treiberleistung wie folgt:

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot Cx \cdot U_g^2 \cdot f_\text{schalt}</math>

Zum Beispiel bei Ug=18V, Cies=4nF und ƒschalt=5kHz beträgt Ptreiber=32mW.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz – z. B. Induktionsheizung – wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant, z. B. Ug = 18V, Cies=20nF und ƒschalt=250kHz, hier beträgt Ptreiber=8,1W. Zusätzlich muss der Eigenverbrauch des Treibers berücksichtigt werden, der durchaus zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Eine weitere Möglichkeit zur exakten Berechnung der Treiberleistung von IGBTs und MOSFETs (z.B. 1200V) kann durch die notwendige Gateladung ''Qgate'' erfolgen. Häufig existieren Angaben der gesamten Gateladung in Datenblättern als Gateladekurve oder Ladungsmenge. Aus dem Spannungshub des Treibers ''Udriver'' (z.B 20V), der gesamten Gateladung ''Qgate'' (z.B. 2150nC) und der geforderten Schaltfrequenz des Treibers ''fswitch'' (z.B. 8kHz) ergibt sich die erforderliche Treiberleistung:

:<math>P_\text{driver} = f_\text{switch} \cdot Q_\text{gate} \cdot U_\text{driver}</math>

Somit beträgt die Leistung ''Pdriver''=0,344W. Der Eigenverbrauch des Treibers ist von der eingesetzten Technologie abhängig und kann bis zu 1W betragen.

Abschließend ist zu erwähnen, dass die Gesamtladung ''Qgate'' von IGBTs und MOSFETs stark vom verwendeten Spannungshub des Treibers abhängt. Im Datenblatt werden typischerweise Maximalwerte angegeben, so dass die tatsächliche Gesamtladung ''Qgate'' etwas geringer ausfällt.

Nun ist aber auch interessant, wieviel Strom man braucht, um einen FET/IGBT in einer bestimmten Zeit einschalten zu können. Hier hilft uns die Formel

:<math>Q = I \cdot t</math>

Umgeformt nach "Strom" erhält man

:<math>I = Q / t</math>

Wenn also z.B. ein FET eine Gateladung von 2150nC als ''Qgate(on)'' hat und man in 1µs schalten möchte, benötigt man
:<math>I = 2150nC/1us = 2150mA</math>

und dieser Strom muss für den genannten Zeitraum von 1µs fließen. Soll der FET hingegen in 100ns schalten, ist ein Gatestrom von 21,5A erforderlich. Dieser Strom fließt nur für die genannte Zeit von 100ns, die Treiberschaltung muß also so gut aufgebaut sein, dass der Strom in einer Zeitspanne deutlich kürzer als die 100ns zur Verfügung gestellt werden kann (Puffer-Kondensator + niederinduktive Anbindung), und ''darin'' liegt dann "die Kunst" eines guten Treibers... wobei auch gut 1A für 1µs schon eine Herausforderung darstellen kann.

=== Definition zu Low- und High-Side Schalter===

;Low-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet.

;High-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet.

===Beispiele zu Low-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Achtung! Auch wenn bei FETs eine Diode (Bodydiode) implementiert ist, muss bei induktiven Lasten oder langen Zuleitungen sowohl bei FETs als auch bei IGBTs eine schnelle Diode parallel geschaltet werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepasst werden muss.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_1_2.png|miniatur|ohne|900px|Beispiele zu diskreten LS-Treibern ]]

Treiber-1 eignet sich eher dazu langsamere Schaltvorgänge mit Kleinsignal-FETs durchzuführen, aber auch höhere Leistungen sind prinzipiell so machbar, wenn man sich die höhere Verluste durch die langsame Ansteuerung erlauben kann.
Der Widerstand R26 sollte an das gewünschte Schaltverhalten angepasst werden, weniger als ca. 100 Ohm ist wegen der Stromtragfähigkeit des gewählten T4 nicht zu empfehlen. Das Schaltverhalten ist hier sehr unsymmetrisch (langsam "ein", sehr schnell "aus"). Sollten größere Ströme geschaltet werden wird eine andere Ansteuermöglichkeit empfohlen.

Treiber-2a und 2b sind durchaus in der Lage höhere Impulsleistungen an den Leistungstransistor zu liefern.
Letztendlich ist der maximale Strom von der Stromtragfähigkeit von T1 und T2 abhängig. Die Kombination aus zwei Gate-Widerständen und einer Diode sind für schnelles Einschalten und etwas langsameres Ausschalten ausgelegt. Das oben gezeigte Beispiel kann so angepasst werden, dass beim Ausschalten nur ein kleiner Spannungsüberschwinger (10..20% der Betriebsspannung) zu sehen ist. Die Anbindung von C1 ist relativ kritisch, auf kürzest mögliche Anbindung ist zu achten

Zu beachten ist, dass Treiber 2a am Eingang vor R4 ein Signal erwartet, welches für "An" bereits auf der Spannungsebene der Treiberschaltung, oder zumindest auf der benötigten Gate-Spannung des FETs (typischerweise 12V) liegt. Steht dagegen nur ein Logik-Signal mit 5V oder 3,3V zur Verfügung, so muss diese zuerst über eine weitere Stufe erhöht werden. Dies erledigt die Erweiterung in 2b.

Eine andere Variante eines diskreten Treibers der von Haus aus mit unterschiedlichen Spannungsniveaus auskommt, ist [http://www.mikrocontroller.net/topic/261315#2710777 in diesem Thread] beschrieben. Diese Variante kann auch als HS-Treiber verwendet werden.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines LS-Treibers mit Logikbausteinen]]

Dieses Schaltungsbeispiel mit Logikgattern ist gut geeignet, um Leistungs-FETs mit einer mittleren Leistung anzusteuern. Es ist zu empfehlen einen Leistungsschalter mit geringer Gateladung (Qg) auszusuchen. Achtung auf den Maximalstrom, den der Inverter liefern kann. Der 4069 sollte mit ca. 12V, max. 15V betrieben werden. Wenn ein Logik-Level Schalter ausgesucht wird, ist ein auch 74AC14 (kein AHC) zu empfehlen.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_4.png|miniatur|ohne|600px|Beispiele eines LS-Treibers mit einem fertigen IC]]

Oben im Bild ist ein kommerzieller Treiber-IC zu sehen – hier im Beispiel 2127 von IR. Hierzu gibt es jedoch sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich, siehe dazu [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]].

Achtung:
Der GND-Zweig des Leistungskreises hat auch bei bestem Aufbau einen recht großen Einfluss auf die beim Schalter ankommende Gate-Spannung. Auf einen niederinduktiven Aufbau des Ansteuerkreises ist zu achten. Je nach Aufbau führt das sonst zu einer zu geringen Gate-Spannung im Schaltmoment – Ugs direkt am Schalter bricht beim Einschalten ein – oder zu einer Überspannung am Gate – Ugs schwingt über die Gatetreiberversorgung hinaus. Beides führt vermutlich früher oder später zu einer Zerstörung des Leistungsschalters. Letzteres kann oft durch eine 15V Z-Diode direkt am Schalter zwischen Gate und Source bzw. Emitter verhindert werden, eine Optimierung des Layouts bzw. der Verdrahtung ist jedoch zielführender. Beschreibungen hierzu im weiteren Verlauf des Artikels.

Die oben gezeigte Masseführung ist nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Masseführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluss der Treiber-Masse direkt am GND-Symbol statt direkt am Schalter – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Masse gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
Ein 10cm langer Draht besitzt eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH · 50A/1µs = 5V.

===Beispiele zu High-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele zu HS-Treibern, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepaßt werden muss.
High-Side Treiber sind etwas komplexer aufgebaut. Der Versorgungsspannungskreis muss isoliert zur restlichen Beschaltung aufgebaut werden. Auf die Isolationsabstände ist besonders zu achten.

Achtung: Auch wenn bei FETs eine – meist unzureichende – Diode implementiert ist, sollte bei induktiven Lasten (oder langen Zuleitungen) sowohl bei FETs, als auch bei IGBTs eine zusätzliche Diode eingesetzt werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_1.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines diskreten HS-Treibers ]]

Hier im ersten Beispiel eine diskrete Ansteuerschaltung für einen HS-Schalter. Achtung, das Signal wird durch die Push-Pull-Stufe invertiert. Statt Q5/Q6 muss - wie im Schaltbild im Text genannt - ein integrierter high speed Treiber wie z. B. der sehr preisgünstigen MC34151 oder MC34152 verwendet werden, da sonst je nach FET-Typ zu hohe Querströme im Umschaltzeitpunkt fließen könnten.
Die hier abgebildete Beschaltung – die ohne weitere Veränderung bei geringerer Schaltleistung auch ohne die Push-Pull Stufe betrieben werden kann – ist für eine Betriebsspannung von ca. 400V ausgelegt. Der Widerstand R12 (hier 4k7) muss an eine geänderte Spannung angepaßt werden. Für 40V beträgt er in dieser Beschaltung 3k3. Diese Schaltung kann auch sehr einfach simuliert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_2.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit einem fertigen IC ]]

Das zweite Beispiel verwendet einen integrierten HS-Schalter von International Rectifier (IR) und eine separate, isolierte Versorgungsspannung. Zum IC gibt es sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich. Eine Übersicht über verschiedene Treiber-ICs findet man hier [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber|MOSFET-Treiber]].

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit Bootstrap Versorgung ]]

Das dritte Beispiel unterscheidet sich zum vorhergehenden nur dadurch, dass die Versorgungsspannung für den Treiber über eine Bootstrap-Schaltung gewonnen wird. Näheres im weiteren Verlauf dieses Artikels.

Die oben gezeigte Leitungsführung für Treiberbezugspotential und GND-Potential ist auch hier nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Leitungsführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluß des Treiber-Bezugspotentials nicht direkt an Emitter bzw. Source – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Bezugspotential gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
10cm Kabel besitzen eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH*50A/1µs = 5V.

=== Stromversorgung eines High-Side Treibers ===

Jede Treiberstufe benötigt eine entsprechende Spannungsversorgung.
Bei einem LS-Schalter gestaltet sich dies relativ einfach, da die Versorgungsspannung im Bereich von 12..15V über dem GND Potential
liegt.

Bei einem High Side N-Kanal Schalter ist deutlich mehr Aufwand nötig, da hier die Treiberspannung 12..15V über dem Sourcepotential des HS-Schalters liegen muss. Das Source-Potential liegt beim HS-Schalter je nach Anwendungsfall auf 12V bis 400V, manchmal sogar noch höher.

==== Versorgung über isolierte DC/DC Wandler ====

Die Versorgung hierfür kann relativ einfach mit integrierten DC/DC-Wandlermodulen aufgebaut werden, wie sie für wenig Geld bei Conrad oder Reichelt verfügbar sind. Dabei muss neben der Leistung und Isolationsspannung vor allem die parasitäre Koppelkapazität zwischen Ein- und Ausgang beachtet werden (engl. isolation capacity). Denn diese wird bei jedem Schaltvorgang umgeladen und erzeugt Störströme. DC/DC Wandler für Leistungssschalter mit mehreren kHz sollten weniger als 100pF Koppelkapazität haben (grober Richtwert).

==== Versorgung durch eine Bootstrap Schaltung====

Wenn es sich bei der Applikation um eine Halbbrücke handelt und der HS-Schalter nicht dauerhaft eingeschaltet sein muss (Tastverhältnis <100%), sondern regelmäßig getaktet wird ([[PWM]]), kann die Versorgung des HS-Schalters auch aus der massebezogenen Versorgung des LS-Schalters generiert werden. Diese Schaltung nennt sich ''Bootstrap''.

Immer wenn der LS einer Halbbrücke eingeschaltet ist, liegt das Source Potential des High Side Schalters auf GND. In diesem Zeitraum kann der Kondensator am Treiber des HS-Schalters über eine Diode aufgeladen werden. Energiequelle ist hierbei die Spannungsversorgung des LS-Schalters. Siehe dazu eines der Beispiele oben.

Wenn man 100% Tastverhältnis benötigt, kann man die Speisung des Bootstrapkondensators über eine Ladungspumpe erreichen, wie es in [http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-978.pdf AN978] von IRF dargestellt ist (Seite 18, Figure 16).

=====Bootstrapkondensator=====

Der Bootstrapkondensator soll eine niederinduktive und niederohmige Pufferung des Energiebedarfes für einen Schaltvorgang bereitstellen, daher ist ein Keramikkondensator oder auch ein Folienkondensator erforderlich. Der Energiebedarf eines Schaltvorganges ergibt sich recht einfach:

:<math> C = \frac{Q_\text{gate}}{\Delta U}</math>

Beispiel: Als erlaubten Spannungseinbruch während der Energieentnahme wird hier 0,5V festgelegt. Die gesamte Gateladung Qgate (Total gate charge) ist hier z. B. 58nC bei Ug=10V. Daraus errechnet sich eine Minimalkapazität von 58nC / 0,5V = 116nF. Die Erfahrung zeigt, dass ein großzügiges erhöhen um den Faktor 3..8 sinnvoll ist, da in der Rechnung weder Leckströme des FETs und des Kondensators noch der Energieverbrauch der Treiberschaltung selbst berücksichtigt wird. Des Weiteren ist die Gateladung nur für 10V angegeben. Höhere Gatespannungen erfordern eine höhere Energiemenge. Achtung: je größer der Kondensator gewählt wird, desto mehr Zeit wird zum Laden des Kondensators über die strombegrenzende Bootstrapdiode benötigt.

Auch wenn der Kerko für die Pufferung der Schaltenergie ausreichend ist, ist es meist sinnvoll einen Elko/Tako parallel zu schalten. Die dort gespeicherte Energie hilft z. B. wenn eine längere "on" Zeit erforderlich ist. Genauso verringert der zusätzliche Energiespeicher den zum Ladungsausgleich erforderlichen Strompuls des Kerkos. Dadurch verbessert sich das EMV-Verhalten des Treibers meßbar.

=====Auslegung des Bootstrapdiodenzweiges =====

# Die Spannungsfestigkeit der Diode muss größer sein, als die auftretende Maximalspannung des Lastkreises.
# Im ersten Ansatz muss die Recovery-Zeit der Diode (trr) mindestens um den Faktor 10 kürzer sein, als die minimale "on" Zeit des LS-FETs. Ist z. B. der LS-FET immer für mindestens 10ms ein, ist eine 1N4007 (trr ca. 1µs) ausreichend. Bei höheren Schaltfrequenzen genügt oft eine UF4007 (trr ca. 75ns). In einer Halbbrücke bedeutet eine längere trr-Zeit jedoch, dass der Bootstrapkondensator des HS-Treibers beim Einschalten solange entladen wird, bis die Diode wieder sperrt. In diesem Fall muss die schnellere Diode unabhängig von der "on" Zeit ausgewählt werden
#Der zulässige Strom durch die Diode ist das letzte Auswahlkriterium. Da der Strom kaum kontrollierbar ist muss er mit einem Widerstand begrenzt werden. Bei einer 1N4007 beträgt der wiederholbare Maximalstrom 1A. Die Diode hat als sogenannten ''Single pulse'' aber eine deutlich größere Strombelastung (Datenblattangabe UF4007 = 30A). Da der Kondensator nur beim ersten Einschalten komplett vollgeladen, im Betrieb aber wie hier im Beispiel berechnet nur um <0,5V aufgeladen wird, kann der Widerstand kleiner ausfallen. Daher ist in diesem Beispiel bei 15V Versorgungsspannung und Ausnutzung eines 50% = 15A Peaks für das erste Aufladen ein Minimalwiderstand von (15V – 1,5V) / 15A = 0,9Ω erforderlich. Der Widerstand wird auf 1Ω festgelegt. Die 1,5V stammen vom Spannungsabfall an der Diode bei 1A, bei höheren Strömen steigt der Spannungsabfall an.

Aus dem Wert des Bootstrap-Kondensators, des -widerstandes und des Tastverhältnisses (hier im Beispiel auf 2% festgelegt) ergibt sich eine minimale "on" Zeit für den LS-Schalter von
: t = Rbt · Cbt / D
d.h. 1Ω · 470nF / 0,02 = 23,5µs. Schneller als gut 40kHz sollte in diesem Beispiel also nicht geschaltet werden, da sonst der Bootstrapkondensator nur unzureichend nachgeladen werden kann.

==Besonderheiten beim Treiberaufbau==

[[Bild:Gatekreis_Bild1.png|miniatur|rechts|300px|Gatekreis, wie im Schaltplan gezeichnet]]
Fast jeder, der schon einmal eine geschaltete Leistungsendstufe in Betrieb genommen hat, musste feststellen, dass der Leistungsschalter nicht immer genau das macht, was man vorher geplant hatte. Die Hauptursache ist meist – neben Problemen mit der Leistungsversorgung selbst, siehe weiter unten – der Gatekreis.

Die abgebildete Schaltung zeigt einen Aufbau wie er – unabhängig wie die Treiberstufe selbst umgesetzt wird – standardmäßig im Schaltplan implementiert ist.

{{Absatz}}

[[Bild:Gatekreis_Bild2.png|miniatur|rechts|350px|Gatekreis, wie er real auf der PCB vorhanden ist]]

Rechts ist der Gatekreis so gezeichnet, wie er sich unter realen Bedingungen wirklich darstellt.

Es ist hier nicht die Frage, ob diese parasitären Einflüsse wirklich vorhanden sind oder nicht, sondern nur wie groß die Werte sind. Hier sind unterschiedliche Einflüsse dargestellt, die sich teilweise gegenseitig beeinflussen.

# R & L zwischen Source und GND: Das "Treiber GND" Signal ist wie deutlich zu sehen DIREKT am Source Anschluß des FETs angeschlossen, und nicht am GND-Fußpunkt des Leistungspfades von "Vcc" zu "GND".Jeder Zentimeter der Leitung zwischen Source und GND beeinflußt den Gatekreis. Sobald der FET durchschaltet entsteht an den o.g. parasitären Bauteilen (Induktivität und Widerstand) ein Spannungsabfall, der dem Gatesignal entgegenwirkt, und damit z. B. beim Einschalten die am FET anliegende Gatespannung reduziert.
# R & L zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND": Da der Widerstand im unteren mΩ-Bereich liegt kann dieser Einfluß hier ignoriert werden. Die Induktivität im Gatekreis bremst jedoch den Signalanstieg am Gate, sodass auch das Schaltverhalten beeinflußt wird. Dieser Effekt ist jedoch normalerweise nicht sehr stark wirksam. Hier besteht aber die Gefahr, dass die Induktivität mit der Gatekapazität einen Schwingkreis bildet.
# Überkopplung über Ciss: Wenn das Drainpotential z. B. beim abschalten plötzlich von "GND" auf "Vcc" springt, findet über Ciss eine überkopplung vom Drain auf das Gatesignal statt. Diese führt zu einer Potentialanhebung die im schlimmsten Fall sogar die"turn on" Schwelle überschreiten, und zum wiedereinschalten des FETs oder zu Oszillationen führen kann.

;Fazit: Die Schleife zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND" muss klein wie möglich gehalten werden. Sitzt der Treiber nicht nahe am Leistungs-FET, ist es empfehlenswert die zwei Kabel so kurz wie möglich halten und zu verdrillen. Auf einer PBC die Leitungen direkt nebeneinander führen. Auf eine direkte Anbindung an Source bzw. Emitter ist zu achten!

=== Shoot-Through ===
Unter "Shoot-Through" versteht man einen "verbotenen" Zustand (in Halb- bzw. Voll-Brücken und 3-Phasigen Endstufen) bei dem sowohl der HS-Schalter, als auch der LS-Schalter '''einer''' Halbbrücke gleichzeitig eingeschaltet sind. Dies hätte zur Folge, daß die Energiequelle und der Zwischenkreiskondensator der Endstufe kurzgeschlossen werden. Dabei wird unweigerlich der "magische Rauch" aus den Halbleitern entweichen, und die Endstufe mit einem lauten Knall ihr Leben aushauchen.
Zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes muß zwingend eine minimale Zeit vergehen, die so lange ist, daß der ausschaltende Schalter sicher aus ist, bevor durch Einschalten des anderen Schalters Strom zu fließen beginnt. Zu keinem Zeitpunkt dürfen BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;FAQ:

FET wird zu heiß:
*Verlustleistung zu hoch, Ursache könnte sein dass
**die Gatespannung zu niedrig ist,
**die Schaltgeschwindigkeit und damit die Treiberleistung zu gering ist, oder
**Der Treiber am Source/Emitter nicht direkt angebunden ist, und durch die dadurch entstehende parasitäre Induktivität die Spannung im kritischen Schaltmoment kurzzeitig einbricht, oder
**Schwingungen auf der Gateleitung oder im Leistungszweig vorhanden sind.
*Die Kühlung ist unzureichend
**da keine oder falsche Isolierfolie / Paste, oder
**ein zu kleiner Kühlkörper verwendet wird.

== Zusätzliche Hinweise ==

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Fußnoten ==
<references/>

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/280480#2960070 Forumsbeitrag]: Clevere MOSFET-Treiber mit kleinsten Trafos
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/283585#3004839 Forumsbeitrag]: Galvanisch getrennte Ansteuerung eines MOSFETs mittels Übertrager und 100% Tastverhältnis
* [http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/ferrite.txt Tips for making a good Gate Drive Transformer] und [http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/ferrite2.txt Gate Drive Transformer Design]
* [http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/gdt2.html Gate Drive Transformer Waveforms & Troubleshooting]
* [http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-978.pdf AN978] von IRF: HV Floating MOS-Gate Driver ICs , engl.
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/246449#2519459 Forumsbeitrag]: Logic Level MOSFETs direkt mit einem AVR treiben
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/84802#718419 Forumsbeitrag]: Diskreter MOSFET-Treiber auf Standardtransistoren

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

IGBT

2016-04-20T15:04:31Z

At90s2313: /* Schaltverluste (vereinfachter Ansatz) */ Korrektur Ausschaltverlustenergie

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]].

== Einleitung ==

'''I'''nsulated '''G'''ate '''B'''ipolar '''T'''ransistor

Ein IGBT kann im ersten Ansatz wie eine Kombination aus [[FET | Feldeffekt]]-Transistor und [[Transistor|Bipolarem Transistor]] betrachtet werden, bei der ein N-Kanal FET einen PNP Bipolartransistor ansteuert. Daher ist der IGBT bezüglich der Ansteuereigenschaften wie der FET als spannungsgesteuertes Bauelement (Achtung Treiberleistung!) zu betrachten, und hat ein "Gate". Die weiteren Eigenschaften ähneln aber einem Bipolartransistor (Sättigungsverhalten), daher werden diese Anschlüsse mit "Kollektor" und "Emitter" bezeichnet.

=== Vorteile des IGBT ===

* Leistungslose Ansteuerung wie beim FET im statischen Betrieb
* Verfügbarkeit für deutlich höhere Betriebsspannungen gegenüber FET Aufgrund des internen Aufbaus.
* Niedrigere Verluste als die eines FETs ab einer Spannungsfestigkeit von derzeit (2014) ca. 250V .
* Höhere Impulsbelastbarkeit (Faktor 4..5 für sehr kurze Pulse <5..10µs, bei neuster Chiptechnologie <3..5µs).
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Es kann eine Diode verwendet werden, die auf den Anwendungsfall optimiert ist. Diese wird teilweise schon im selben Gehäuse platziert.
* Geringe Erhöhung der Verluste bei steigender Temperatur. (Beim FET steigt der <math>R_{DS(on)}</math> mit der Temperatur).

=== Nachteile des IGBT ===

* Zum schnellen Schalten wird wie beim MOSFET ein starker [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Gatetreiber]] benötigt.
* Kann unter bestimmten Umständen (zu großes dU/dt) wie ein [[TRIAC|Tyristor]] zünden (Latch-Up Effekt). Der Strom ist hier nicht mehr kontrollierbar. Das wird bei modernen Typen durch strukturelle Maßnahmen im Aufbau effektiv verhindert.
* Schaltverluste beim Abschalten sind vergleichsweise hoch, bedingt durch den sogenannten "Tail current". Dieser wird verursacht durch Ladungsträger, die nach dem eigentlichen Ausschalten noch vollständig abgeführt werden, was zu einem langsam abklingenden Strom führt.
* Nur für relativ geringe Schaltfrequenzen einsetzbar ("hart schaltend", je nach Typ bis ca. 50kHz, Spezialtypen auch bis ca. 300kHz)
* Nicht rückwärts leitfähig
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Zum Schalten von induktiven Lasten in Halb- und Vollbrücken ist eine externe Freilaufdiode zwingend erforderlich.
* Kein Durchbruch zweiter Art wie beim FET. Vorgänge dieser Art führen beim IGBT im Allgemeinen zur sofortigen Zerstörung.

=== Erklärung der wichtigsten Datenblattwerte ===

{| class="wikitable"
|-
! Parameter || Symbol || Wert (Beispiel) || Erklärung
|-
| Collector Emitter (Breakdown) Voltage || <math>BV_\mathrm{CES}</math> oder <math>V_\mathrm{CE}</math> || 600V || Maximale Sperrspannung zwischen Kollektor und Emitter
|-
| DC collector current || <math>I_\mathrm{C}</math> || 60A @90°C || Maximaler, dauerhaft zulässiger Kollektorstrom bei 90°C
|-
| Pulsed Collector Current || <math>C_\mathrm{pulse}</math> oder <math>I_\mathrm{CM}</math> || 150A || Maximaler Pulsstrom (Achtung die zulässige Zeitdauer des Pulses kann nur über die maximale Junctiontemperatur ermittelt werden)
|-
| Short Circuit Withstand Time || <math>t_\mathrm{sc}</math> || 10µs || Maximale Zeit, nach der ein Kurzschluß abgeschaltet sein muß
|-
| Thermal Resistance (junction-case) || <math>R_\mathrm{th,JC}</math> || 0,33K/W || [[Kühlkörper|Thermischer Widerstand]] vom Siliziumchip bis zur Rückseite des Transistorgehäuses
|-
| Gate-Emitter Threshold Voltage || <math>V_\mathrm{GE(th)}</math> || 4,8V || Gatespannung, ab welcher der Transistor minimal leitend wird
|-
| Turn-on Delay || <math>t_\mathrm{d(on)}</math> || 50ns || Verzögerung zwischen einschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Rise Time || <math>t_\mathrm{r}</math> || 45ns || Anstiegszeit des Kollektorstromes
|-
| Turn-off Delay || <math>t_\mathrm{d(off)}</math> || 600ns || Verzögerung zwischen Abschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Fall Time || <math>t_\mathrm{f}</math> || 130ns || Abfallzeit des Kollektorstromes
|}
Für die oben genannten Werte gibt es exakte Definitionen unter denen diese Werte richtig sind. Oft wird dies auch in den Datenblättern grafisch dargestellt, unter Berücksichtigung der Abhängigkeiten. Die Angaben im Datenblatt bzw. dieser Tabelle sind auch SEHR stark von den Ansteuerbedingungen abhängig. In den Datenblättern werden die Werte immer für 25°C angegeben, soweit dort nicht anders vermerkt.

== Beispiel zur Bauteiledimensionierung ==

=== Spannungsfestigkeit ===

Die höchste vorkommende Betriebsspannung plus Abschaltüberspannung soll kleiner als ca. 80% der Spannungsfestigkeit des Bauteiles sein. Achtung: Zwischen dem je nach Anwendungsfall erforderlichen Pufferkondensator und dem IGBT wird es immer eine parasitäre Induktivität geben. Abhängig von Schaltgeschwindigkeit und Induktivität wird im Schaltmoment eine mehr oder weniger große Überspannungsspitze produziert. Dieser Peak addiert sich auf die aktuelle Versorgungsspannung. Die dabei entstehende Spannungsspitze darf die maximale Spannungsfestigkeit zu '''keinem''' Zeitpunkt überschreiten.

Überschlagsrechnung mit fiktiven Werten als Beispiel:
* Schaltgeschwindigkeit im Kurzschlußfall: dI/dt = 100A/µs,
* Induktivität: L = 1µH
* dU=-L*dI/dt = -1µH * 100A / 1µs = 100V

Dies bedeutet, daß an der parasitären Induktivität zwischen IGBT und Kondensator - auf Grund von Selbstinduktion im Schaltmoment - ein Überspannungspuls von bis zu 100V entstehen kann, der auf die Betriebsspannung aufzuschlagen ist. Wie hoch der Puls wirklich wird, hängt von der Verteilung der Induktivitäten, Kapazitäten, und der Steifigkeit des Systems ab. Also zuerst rechnen, dann einen guten Testaufbau anfertigen, und letztendlich messen.
 
'''Zielführend und absolut wichtig ist die Minimalisierung der parasitären Induktivität zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensator.'''

=== Stromtragfähigkeit ===

Welchen Strom muß der IGBT wie lange leiten? In jedem Datenblatt ist eine Stromtragfähigkeit bei 25°C und bei meist 100°C angegeben. Warm wird es dem IGBT im Betrieb von alleine, daher unbedingt den Wert bei z. B. 100°C verwenden. Dieser Wert ist als ERSTE Entscheidungsgrundlage ausreichend.
* Liegt dieser Wert mit ca. 30% Abstand darunter ist das OK.
* Ist der benötigte Strom im Bereich oder größer als der zulässige bei 100°C muß entweder ein anderer Typ eingesetzt oder mehrere IGBTs parallel geschaltet werden.
Achtung: Verlustleistung und Kühlanbindung prüfen. Gegebenenfalls einen weiteren IGBT parallel schalten, um die Verlustleistung auf zwei Bauteile zu verteilt.

=== Verlustleistung ===

Hier wird eine Näherung für die getaktete Anwendung dargestellt. In einem Transistor treten sowohl beim Ein- und Ausschalten, als auch während der eingeschalteten Zeit Verluste im Bauteil auf. Diese Verluste führen zu einer Bauteilerwärmung. Die dabei entstehende Temperatur darf die maximal zulässige Bauteiletemperatur nie überschreiten. Bei den ersten Projekten ist zu empfehlen, eine berechnete Chiptemperatur von ca. 125°C nicht zu überschreiten. Fast alle aktuell verfügbaren IGBTs nennen im Datenblatt eine Temperatur von 150°C als ihre maximale Chiptemperatur, manchmal auch schon 175°C.

{| class="wikitable"
|+ '''Beispiel'''
|-
! Parameter || Symbol ||Wert
|-
| Betriebsspannung || U_N || 400V
|-
| Nennstrom || I_N || 5A
|-
| Spannungsabfall bei I_N, Chiptemperatur = 150°C und einer Gatespannung von 15V || V_CE_sat || 2,0V
|-
| Taktfrequenz || f_schalt || 5kHz, (T=200µs)
|-
| on-Zeit || t_on || 150µs,
|-
| Einschaltzeit (risetime) || t_r || 1,5µs
|-
| Ausschaltzeit (falltime) || t_f || 1µs
|-
| Überhöhungsfaktor Einschalten || F_üein || 1,2
|-
| Überhöhungsfaktor Ausschalten || F_üaus || 1,4
|}

(Hintergrund für diese Überhöhungsfaktoren sind das übliche Überschwingen beim Schalten, sowie der Einfluß des Tailstromes. Diese Werte sind Erfahrungswerte.)

==== On-Verluste ====

<math>
P_\mathrm{on} = V_\mathrm{CE,sat} \cdot I_\mathrm{N} \cdot t_\mathrm{on}/T = 2,0\,\mathrm{V} \cdot 5\,\mathrm{A} \cdot 150\,\mathrm{\mu s} / 200\,\mathrm{\mu s} = 7,5\,\mathrm{W}
</math>

==== Schaltverluste (vereinfachter Ansatz) ====

Einschalten:
P_sw_on = 0,5 * U_N * I_N * F_üein * t_r/T
= 0,5 * 400V * 5A *1,2 * 1,5µs / 200µs = 9W
(Oder alternativ und genauer, wenn bekannt, P_sw_r=f_schalt * E_on d.h. Schaltfrequenz mal Einschaltverlustenergie. Aber Achtung... die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde müssen genau so zutreffen.)

Ausschalten:
P_sw_off = 0,5 * U_N * I_N * F_üaus * t_f/T
= 0,5 * 400V * 5A *1,4 * 1µs / 200µs = 7W
(Oder alternativ und genauer, wenn bekannt, P_sw_f=f_schalt * E_off d.h. Schaltfrequenz mal Ausschaltverlustenergie. Aber Achtung... die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde müssen genau so zutreffen.)

Die Gesamtverlustleistung beträgt also in etwa 23,5W.

Damit muß ein entsprechender [[Kühlkörper]] ausgelegt, und die Chiptemperatur berechnet werden. Z.B.:
* Kühlkörper mit einem R_th von 0,2K/W
* max. Umgebungstemperatur +60°C
* R_th "junction-case" des IGBTs 0,7K/W
* R_th der Wärmeleitfolie zwischen IGBT und Kühlkörper ca. 2,0K/W
* R_th gesamt: 2,9K/W 
* Bei einer Verlustleistung von 23,5W und einer Umgebungstemperatur von 60°C hat der Chip eine Temperatur von ca. 23,5W * 2,9K/W +60°C = 128°C. ==> o.k.!

Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß hier viele Vereinfachungen vorgenommen und die Art der Last nicht beachtet wurde, ist es sinnvoll einigen
Sicherheitsabstand zu den zulässigen Maximalwerten einzuhalten. Daher ist es empfehlenswert, die Chiptemperatur auf einen Bereich von ca. 125°C zu beschränken. Darüberhinaus sollte der Entwickler wissen was er tut.

=== Treiberleistung ===

Auch wenn der IGBT wie der MOSFET ein spannungsgesteuertes Bauelement ist, muß trotzdem bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten
die Gatekapazität von z. B. -8V auf +15V (dUg beträgt in diesem Beispiel 23V) und zurück umgeladen werden. Dafür benötigt man einen starken und schnellen [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Treiber]]. Da die Gatekapazität nicht im Datenblatt enthalten ist kann man sich mit der Eingangskapazität (Cies) behelfen. Im Arbeitspunkt ist die Gatekapazität ungefähr 5x größer als der im Datenblatt für Cies angegebene Wert. Daher berechnet sich die Treiberleistung wie folgt:

P_treiber = 2 x 0,5 x 5 x Cies x dUg² x f_schalt
= 5 x Cies x dUg² x f_schalt

Bei dUg = 23V, Cies=4nF und f_schalt=5kHz beträgt P_treiber = 53mW.
Aber Achtung, jeder Treiber hat auch einen Eigenverbrauch der leicht zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz - z. B. Induktionsheizung - wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant: z. B. dUg = 23V, Cies=20nF und f_schalt=250kHz, hier beträgt P_treiber = 13,3W (zuzüglich Eigenverbrauch).

== Zusätzliche Hinweise ==

* Bei IGBTs mit im Gehäuse integrierter Diode muß die Verlustleistung an der Diode separat berechnet und in obige Verlustleistungs- und Temperaturberechnung mit einbezogen werden. In erster Näherung genügt die Berechnung mit Strom und Spannungsfall beim entsprechenden Strom lt. Datenblatt d.h. (P_D = V_0*I_AV). Wenn mans genau haben will, kann zusätzlich noch die Verlusteistung am internen Diodenwiderstand in leitendem Zustand in die Berechnung mit einbezogen werden, d.h.
(P_D = V_D*i_D = (V_0+r_on*i_D)*i_D = V_0*i_D+r_on*i_D^2). In manchem Datenblatt sucht man den r_on jedoch vergeblich, da er vom Strom abhängig ist. Den Wert kann man aus der Diodenkennlinie ablesen. Achtung: Die Verluste in der Diode treten NUR in leitendem Zustand auf, das Tastverhältnis ist also zu beachten.
* Bei Spannungen > 60V unbedingt die einschlägigen Normen und Vorschriften beachten. (Potentialtrennung für Ansteuerung und Hilfsspannungsversorgung, [[Leiterbahnabstände]], Berührschutz,...)
* Prüfen, ob der IGBT wirklich abgeschaltet ist und bleibt (Gatespannung deutlich unter Schwellenspannung bzw. KEIN Stromfluß im ausgeschalteten Zustand)! Ansonsten muß zum sicheren Sperren des IGBTs eine negative Gatespannung (-5..-8V) angelegt werden. Hintergrund: In einer geschalteten Anwendung treten große Spannungssteilheiten z. B. am Kollektor auf. Aufgrund der internen parasitären Kapazitäten zwischen Gate, Emitter und Kollektor findet eine Überkopplung des Schaltpulses - z. B. beim Schalter gegen GND - vom Kollektoranschluß auf den Gateanschluß (kapazitiver Spannungsteiler zwischen K_G und G_E) statt. Dadurch wird das Gatepotential um einige Volt angehoben. Dies führt unter Umständen zu einem ungewollten Einschalten bzw. in einer Halbbrückenapplikation zu einem Brückenkurzschluß.
* Um einen Leistungstransistor richtig ein- bzw. auszuschalten wird der Einsatz eines [[Treiber|Treiberbausteines]] unbedingt empfohlen. Um den IGBT vor Schaden durch Kurzschluß zu schützen, sollte ein Treiber mit einer sogenannten Entsättigungsüberwachung (schnelle Überwachung von U_CE) verwendet werden. Des Weiteren sollte der Strom im Betrieb ständig gemessen werden um im Fehlerfalle eine Zerstörung zu verhindern.
* Zum Einschalten eines IGBTs ist eine Spannung von ca. 12..15V zu empfehlen. Eine größere Spannung führt zu höheren Umladeverlusten, bei einer geringeren Spannung verschenkt man meist Leistungsfähigkeit.
* Die Fläche in der Verbindung zwischen Treiber und Leistungsschalter ist unbedingt klein zu halten (verdrillte Kabel bzw. dicht nebeneinander bzw. übereinander geführte Leiterbahnen). Bei der Auswahl des Leitungsdurchmessers bzw. der Leiterbahnbreite beachten, daß die Ansteuerströme durchaus im Bereich von einigen Ampere liegen können.
* Die Schaltgeschwindigkeit und damit die Verluste und EMV-Abstrahlung wird stark durch die Gatebeschaltung beeinflußt. Im Datenblatt sind bei der Beschreibung der Ein- bzw. Ausschaltzeiten (meist bei "Test Conditions") Widerstandswerte im einstelligen Ohmbereich angegeben, für die diese dort genannten Schaltzeiten gültig sind. Es wird im Allgemeinen empfohlen die dort genannten Widerstandswerte NICHT zu UNTERschreiten. Die Wahl des Gatewiderstandes ist eine Wissenschalft für sich und immer ein zweischneidiges Schwert. Einerseits möchte man geringste Schalt- Verlustleistungen, d.h. eine kleine Schaltzeit = geringen Gatewiderstand, (1..15Ω). Achtung auf die Höhe der Ströme! Andererseits jedoch ein gutmütiges EMV-Verhalten und weniger hohe Ströme in der Gateleitung, d.h. größere Schaltzeit = höherer Gatewiderstand (evtl. bis zu 10..25Ω). Der Widerstandswert ist sehr stark von den Anforderungen abhängig. Meist ist ein asymmetrische Ansteuerung das Mittel der Wahl, d.h. R_g1 PARALLEL zu einer Serienschaltung aus D und R_g2. Ausschalten: Wahl eines größerer Widerstandswertes R_g1 direkt zwischen Gate und Treiberausgang. Einschalten: Wahl eines geringerer Wertes R_g2 + Seriendiode. R_g2 sorgt für ein zügiges Einschalten bei geringen Verlusten, R_g1 reduziert die durch parasitäre Induktivitäten hervorgerufene Abschaltüberspannung auf ein erträgliches Maß.
* Speziell in der Entwicklungsphase sollten die Ströme über '''Shunt''' oder einen schnellen Stromsensor überwacht werden. Eine Schnellabschaltung bei Überstrom ist für die Schaltung "Lebensnotwendig".

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Royer Converter

2014-12-22T09:55:54Z

At90s2313: /* Weblinks */ URL aktualisiert

Ein Royer-Converter ist ein Sinus-Leistungsoszillator. Er wird im Wesentlichen als Schaltnetzteil verwendet.

== Geschichtliches ==

Der Name geht auf George Howard Royer zurück, welcher diese Schaltung im Jahr 1954 entwickelte (siehe US-Patent [http://www.google.com/patents/US2783384 2783384]). Die originale Schaltung arbeitet mit einem [http://de.wikipedia.org/wiki/Trafo Trafo] mit [http://de.wikipedia.org/wiki/Ferrite Ferritkern], welcher zum Umschalten in die Sättigung getrieben wird. Das Ausgangssignal ist rechteckförmig. Die hier vorgestellte Version, die auf Peter James Baxandall zurückgeht (siehe IEE-Paper [http://sophia-elektronica.com/0344_001_Baxandal.pdf Transistor Sine-Wave LC Oscillators], 1959), arbeitet jedoch mit einem Trafo, welcher nicht in die Sättigung geht und mittels LC-[http://de.wikipedia.org/wiki/Schwingkreis Schwingkreis] ein Sinussignal erzeugt. Der Trafo kann sogar als Luftspule ohne Kern ausgeführt werden.

== Aufbau und Eigenschaften ==

Der Aufbau ist sehr einfach und robust. Zwei Transistoren ([[FET|MOSFETs]] oder [[Transistor|Bipolar]]) werden wechselseitig geschaltet (Gegentaktbetrieb, engl. push pull), und damit abwechselnd die eine und die andere Spulenhälfte der Primärwicklung von Strom durchflossen. Die Schaltung ist selbstschwingend, d.h. das Steuersignal wird direkt aus dem Trafo zurückgewonnen. Damit schwingt sie immer optimal auf Resonanz, ohne Abgleich von Bauteiltoleranzen und auch bei Alterung oder Temperaturänderung. Allerdings ändert sich damit die Frequenz des [[Schwingkreis]]es und damit geringfügig die Effizienz. Die Frequenz wird durch die Induktivität der Primärwicklung und den Kondensator C2 bestimmt (Parallelschwingkreis). Die Drosselspule L1 sorgt dafür, dass die Betriebsspannung wechselspannungsmäßig von der Mittelanzapfung von TR1 entkoppelt wird, sie wirkt als [[Konstantstromquelle]].

[[bild:royer_bipolar.png | thumb | 670px | left | Schaltplan des Royer Converters]]

{{Clear}}

*Einfacher, robuster Aufbau
*Sinusförmige Strom- und Spannungsverläufe
*Transistoren schalten im Nulldurchgang der Spannung, dadurch geringe Schaltverluste und Störstrahlung
*Bei ausreichend großer Streuinduktivität zwischen Primär- und Sekundärwicklung ist die Schaltung kurzschlussfest.
*Vollkommen unempfindlich gegenüber Streuinduktivitäten des Trafos (im Gegensatz zu den meisten anderen Schaltnetzteiltopologien)

Besonders der letzte Punkt ist sehr interessant. Auf Grund des Aufbaus und der Funktion wird sämtliche Energie im Magnetfeld, welche nicht über die Sekundärspule ausgekoppelt wird, wieder in den Schwingkreis zurückgeführt. Damit geht nur sehr wenig Energie verloren, egal wie gut die Kopplung zwischen Sekundär- und Primärspule ist.

Der Trafo TR1 kann sehr verschieden aufgebaut sein. In einem Inverter für [http://de.wikipedia.org/wiki/Leuchtr%C3%B6hre CCFLs] ist es ein normaler Trafo mit Ferritkern. In anderen Anwendungen kann es aber auch ein kernloser Trafo sein, bei dem es zwischen Primärspule und Sekundärspule einen großen Abstand gibt ([http://de.wikipedia.org/wiki/Induktive_%C3%9Cbertragung Kontaktlose Energieübertragung]).

== Ein praktisches Beispiel ==

Auf Grund der Unempfindlichkeit der Schaltung gegenüber Streuinduktivitäten ist diese Schaltung ideal für einen Trafo ohne Kern und mit grossem Abstand zwischen Primär- und Sekundärspule. Damit kann kontaktlos recht viel Energie übertragen werden. Anwendungen sind z. B. die Ladestation elektrischer Zahnbürsten oder ein Rotationstrafo für eine [http://www.google.de/cse?q=propelleruhr Propelleruhr]. Für Letzteres soll dieses Beispiel hier dargestellt werden.

Die Schaltung benutzt einfach beschaffbare Bauteile. Der Trafo wird selber gewickelt, ist aber auch vollkommen unkritisch. Wie im Bild zu sehen, wurde absichtlich ein recht grosser Luftspalt zwischen Primär- und Sekundärspule gelassen, um die Leistungsfähigkeit der Schaltung zu demonstrieren. Die Primärwicklung ist [http://de.wikipedia.org/wiki/Bifilar bifilar] gewickelt, d.h. man nimmt den Draht doppelt und wickelt damit gleichzeitig beide Spulenhälften, das geschlossene Ende trennt man danach auf und verschaltet phasenrichtig. Es entstehen zwei verschachtelte Wicklungen (engl. interleaved windings), dadurch verbessert sich die Kopplung. Der Trafo hat folgende Parameter.
{| class="wikitable" style="text-align:center"
|+ '''Wickeldaten'''
|-
! Wicklung || Windungszahl || Drahtdurchmesser [mm] || Durchmesser [mm] || Induktivität [µH]
|-
| Primär || 2x10 || 0,55 || 80 || 70
|-
| Steuer || 1 || 0,2 || 80 || ---
|-
| Sekundär || 13 || 0,55 || 65 || 23
|}
{| class="wikitable"
|+ '''Stückliste'''
|-
! Bauteil || Wert || Reichelt Bestellnummer
|-
| T1, T2 || BC337 || [http://www.reichelt.de/?;ARTICLE=4986; 337-25]
|-
| L1 || 330µH; 0,5A|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=1123; 09P 330µ]
|-
| C1 || 100µF, 25V|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=15102; RAD 100/25]
|-
| C2 || 33nF, 100V|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=31975; MKP-10-630 33N]
|-
| C3 || 6,8µF, 50V|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=31926; MKS-2 6,8µ]
|-
| R1 || 2k2, 1/4W|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=11586; METALL 2,21K]
|-
| R2 || 22R, 5W|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=2611; 5W AXIAL 22]
|-
| D1-4 || 1N5818|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=41849; 1N 5818]
|-
| TR1 || CuL, 0,5mm || [http://www.reichelt.de/?;ARTICLE=57182 CUL 100/0,50]
|}
[[bild:royer_prop_aufbau.jpg | thumb | 640px | left | Praktischer Aufbau]]
{{Clear}}
Mit 12V Eingangsspannung beträgt die Spannungsamplitude im Primärkreis ziemlich genau 38V. Der Leerlaufstrom der Schaltung beträgt 36mA. ABER! Der Leerlaufstrom im Schwingkreis beträgt 580mA(eff), die Blindleistung 15,6VA! Hier wird klar, warum sowohl die Primärspule als auch C2 sehr verlustarm sein müssen. Die Resonanzfrequenz beträgt 105 kHz. Damit wurden folgende Messwerte erreicht.
{| class="wikitable" style="text-align:center"
|-
!Belastung || Eingangsstrom [mA] || Ausgangsstrom [mA] || Ausgangsspannung [Veff] || Ausgangsleistung [W] || Wirkungsgrad [%]
|-
| Leerlauf || 36 || 0 || 7,8 || 0 || 0
|-
| 22 Ω || 220 || 320 || 7 || 2,2 || 84
|-
| Gleichrichter + 22 Ω || 190 || 270 || 6 || 1,6 || 71
|-
| 10 Ω || 250 || 490 || 4,9 || 2,4 || 80
|-
| Kurzschluß || 60 || 650 || 0 || 0 || 0
|}
Nach Gleichrichtung mit schnellen Schottkydioden und Filterung bleiben bei 22Ω Last noch ca. 6V Gleichspannung übrig, genug um mit einem Low Drop Spannungsregler stabile 5V für einen Mikrocontroller bereitzustellen. Selbst bei der recht hohen Ausgangsleistung bleiben alle Bauteile kühl. Dabei werden nur recht kleine Transistoren verwendet. Das zeigt umso mehr die Leistungsfähigkeit der Schaltung. Bei optimaler Leistungsanpassung mit 10 Ω Last kann man 2,4W aus dem Trafo entnehmen. Diese Leistung wird vor allem durch den recht geringen Koppelfaktor von nur 0,45 begrenzt. Dieser kommt allerdings dem Kurzschlussfall zu gute, hier beträgt die Stromaufnahme der Schaltung nur 60mA, die Resonanzfrequenz steigt nur mässig auf 123kHz. Prinzipiell ist diese Schaltung bis in den Bereich von mehreren kW Leistung skalierbar.

== Hinweise ==

* Beim ersten Einschalten unbedingt die Strombegrenzung am Netzteil einstellen! Für die Beispielschaltung reichen 100mA.
*Schwingt die Schaltung nicht an, ist in den meisten Fällen die Steuerwicklung verpolt.
* Manchmal ist auch die Primärwicklung falsch angeschlossen. Beim [http://de.wikipedia.org/wiki/Bifilar bifilaren] Wickeln muss man das geschlossene Ende aufschneiden und das linke Ende der nun entstandenen Teilwicklung mit dem rechten Ende der zweiten Teilwicklung zur [http://www.mikrocontroller.net/topic/152785#1605883 Mittelanzapfung] verbinden.
*Der Kondensator C2 wird auch im Leerlauf von einem recht hohen Strom durchflossen. Deshalb muss hier auf jeden Fall ein verlustarmer Typ eingesetzt werden. Entweder ein [http://de.wikipedia.org/wiki/Folienkondensator Folienkondensator] mit Polypropylen als Dielektrikum (MKP oder FKP) oder ein [http://de.wikipedia.org/wiki/Keramikkondensator Keramikkondensator] aus C0G oder NP0. Andere Typen (Folie MKS, Keramik X7R, Z5U etc.) gehen '''nicht''', denn hier werden zu hohe dielektrische Veluste im Kondensator erzeugt, welche diesen erhitzen und irgendwann zerstören. Die Verluste von X7R sind ca. 20mal höher als von NP0!
*Die Transistoren sollten nur mässig überdimensioniert sein, denn Transistoren mit sehr hohen Kollektorströmen sind meist auch recht langsam.
*Die Transistoren müssen mindestens eine Sperrspannung von <math>\pi \cdot U_{ein}</math> aushalten, denn das ist die exakte Amplitude der Schwingung im Primärkreis. Praktisch sollte man aber mindestens 20% und mehr Reserve einplanen.
*Der [[Basiswiderstand]] muss experimentell ermittelt werden. Er muss so ausgelegt sein, dass die Transistoren beim Schalten nur '''schwach''' in die Sättigung gehen, um schneller wieder abschalten zu können (Stichwort Speicherzeit, engl. storage time).
*Die Drossel L1 sollte ca. den 2..3fachen Induktivitätswert der Primärwicklung haben. Je mehr, umso besser. Sie darf bei vollem Laststrom nicht in die Sättigung gehen, da dann ihre Induktivität stark absinkt.
* Man sollte '''keine''' [[Potentiometer | Drahtpotis]] zur Lastvariation nutzen. Die haben soviel Induktivität (im Test 12µH, =8Ω bei 105kHz), dass die dadurch den Maximalstrom ungewollt verringern. Selbst einfache Drahtwiderstände sind mit 3µH/2Ω induktivem Anteil schon ungünstig.
*Die Spitzenspannung der Steuerwicklung darf ca. 5V nicht überschreiten, weil diese als Sperrspannung für die Transistoren wirksam wird. Die meisten Bipolartransistoren verkraften max. 5V Sperrspannung zwischen Basis und Emitter.
*Im Kurzschlussfall der Sekundärwicklung reduziert sich die Induktivität der Primärwicklung auf die Streuinduktivität, was zu einer Frequenzerhöhung führt. Durch die höhere Frequenz stellt die Streuinduktivität einen höheren Blindwiderstand dar, welcher den Strom wirkungsvoll begrenzt. Aufgrund der höheren Frequenz fließt allerdings ein größerer Strom im Schwingkreis. Verwendet man also diesen Zustand, dann muss die Schaltung für die höheren Belastungen ausgelegt sein. Je kleiner der Koppelfaktor, umso besser die Kurzschlussfestigkeit. Die nachfolgende Tabelle gibt die Erhöhung des Eingangsstroms sowie der Resonanzfrequenz beim Kurzschluss in Abhängigkeit des Koppelfaktors an.

{| class="wikitable" style="text-align:center"
|-
! rowspan="2" | Koppelfaktor
! colspan="2" | Faktor gegenüber Leerlauf
|-
! Resonanzfrequenz || Eingangsstrom
|-
|0,01 || 1,0 || 1,0
|-
|0,1 || 1,1 || 1,1
|-
|0,2 || 1,1 || 1,3
|-
|0,5 || 1,4 || 2,0
|-
|0,6 || 1,6 || 2,5
|-
|0,7 || 1,8 || 3,3
|-
|0,8 || 2,2 || 5
|-
|0,9 || 3,2 || 10
|-
|0,95 || 4,5 || 20
|-
|0,99 || 10 || 100
|}

== Formeln zum Royer Converter ==

*<math>f_r=\frac{1}{2 \pi \sqrt{L_{pri} C_2}}</math>

*<math>U_p = \pi \cdot U_{ein}</math>

*<math>I_p = U_{ein} \cdot \pi \sqrt{\frac{C}{L}}</math>

*<math>k = \frac {U_{aus}}{\pi \cdot U_{ein}} \cdot \frac {N_{pri}}{N_{sek}}</math> (im Leerlauf gemessen)

*<math>k = \sqrt{1-\frac{L_{Pri-K}}{L_{Pri-0}}}</math> (mit L-Meter gemessen)

*<math>R1 \sim \frac{\beta _{I_N} \cdot U_{ein}}{I_N}</math>

*<math>N_{steu} \le \frac{5}{\pi \cdot U_{ein}}\cdot N_{Pri}</math>

*<math>P_{max}=\frac{(\pi \cdot U_{ein} \cdot k)^2 \sqrt{L_{pri} \cdot C_2 (1-k^2)}}{4 \cdot L_{pri} \cdot (1-k^2)}</math> (Näherungsformel)

*<math>R_{opt}=(1-k^2)(\frac{N_{sek}}{N_{pri}})^2 L_{pri} \cdot 2\pi \cdot f</math>

{| class="wikitable"
|-
! Formelzeichen || Bedeutung
|-
|<math>\!\, f_r</math> || Resonanzfrequenz im Leerlauf
|-
|<math>\!\, L_{Pri}</math> || Induktivität der Primärwicklung
|-
|<math>\!\, C2</math> || Kapazität des Primärschwingkreises
|-
|<math>\!\, U_p</math> || Spitzenspannung im Resonanzkreis
|-
|<math>\!\, I_p</math> || Spitzenstrom im Resonanzkreis
|-
|<math>\!\, k</math> || Koppelfaktor zwischen Primär- und Sekundärwicklung
|-
|<math>\!\, L_{Pri-0}</math> || Primärinduktivität bei Leerlauf der Sekundärwicklung
|-
|<math>\!\, L_{Pri-K}</math> || Primärinduktivität bei Kurzschluss der Sekundärwicklung
|-
|<math>\!\, U_{ein}</math> || Eingangsspannung des Royer Converters (Gleichspannung)
|-
|<math>\!\, U_{aus}</math> || Ausgangsspannung des Royer Converters (Wechselspannung, Spitzenwert)
|-
|<math>\!\, R1</math> || Basiswiderstand
|-
|<math>\!\, I_N</math> || Nennstrom des Royer Converters am Eingang
|-
|<math>\!\, \beta _{I_N}</math> || Stromverstärkung der Transistoren bei Nennstrom Achung! Die Stromverstärkung sinkt bei höheren Strömen deutlich, ins Datenblatt schauen.
|-
|<math>\!\, N_{steu}</math> || Windungszahl der Steuerwicklung
|-
|<math>\!\, P_{max}</math> || Maximale Ausgangsleistung bei Leistungsanpassung
|-
|<math>\!\, R_{opt}</math> || Optimaler Lastwiderstand für Leistungsanpassung
|}

Das Ganze ist auch als [[media:Royer_Converter.xls | Exceltabelle]] zur leichten Anwendung verfügbar.

== Leistungsoptimierung ==

Wie kann ich den Wirkungsgrad sowie die Ausgangsleistung für meine Anwendung optimieren?

* Die Eingangsspannung soll möglichst hoch sein.
* Der Koppelfaktor soll möglichst hoch sein. Das erreicht man durch
** Flache Spulen mit grossem Durchmesser und kleinem Abstand (parallele Spulen)
** Konzentrische (ineinandergestapelte) Spulen mit geringem Luftspalt zwischen den Spulen
** Einsatz von Ferritkernen (Schalenkerne, Stäbe etc.) zur Bündelung des Magnetfeldes
* Wenn man die Sekundärwicklung mit einem parallel oder in Reihe geschalteten Kondensator auf Resonanz mit der Primärwicklung abgleicht, kann die Ausgangsleistung deutlich erhöht werden, weil dadurch die Streuinduktivität der Sekundärseite kompensiert wird. Man muss dabei beachten, dass bei Parallelschaltung die Ausgangsspannung ohne Last stark ansteigt (Prinzip der [http://de.wikipedia.org/wiki/Teslaspule Teslaspule]). Unter Last verhält sich der Ausgang dann nahezu wie eine [[Konstantstromquelle]]. Bei Reihenschaltung ist das nicht der Fall, hier bleibt die Leerlaufspannung niedrig. Auch für diesen zusätzlichen Kondensator gilt das Gleiche wie C2, er muss sehr verlustarm sein. Es gilt

:<math>C_{sek} = \frac{1}{(2 \pi f)^2 L_{sek}\sqrt{1-k^2}}</math>

* Das Verhältnis <math>C/L</math> soll möglichst hoch sein. Verdoppelt man die Kapazität und reduziert gleichzeitig die Primärinduktivität um den Faktor zwei (Windungszahl * 0,7), verdoppelt sich die maximal verfügbare Leistung. Der Preis dafür sind doppelt so hohe Leerlaufströme im Schwingkreis und damit ca. 2,8mal so hohe Leerlaufverluste (bei gleichem Drahtquerschnitt, P = I^2 * R).
* Die Resonanzfrequenz soll möglichst niedrig sein, daduch veringern sich die induktiven Widerstände der Streuinduktivitäten, welche den Strom und damit die Leistung begrenzen.
* Der Drahtquerschnitt der Primärwicklung muss möglichst gross sein, denn hier fließen sehr hohe Ströme. Allerdings bewirkt die meist recht hohe Resonanzfrequenz auf grund des [http://de.wikipedia.org/wiki/Skineffekt Skineffekts] eine Verringerung des effektiven Drahtquerschnitts. Ausserdem lassen sich dicke, massive Kupferdrähte eher schlecht wickeln. Darum verwendet man oft [http://de.wikipedia.org/wiki/Hochfrequenzlitze HF-Litze], welche aus sehr vielen, sehr dünnen, gegeneinander isolierten Drähten besteht. Diese lässt sich deutlich besser wickeln und wirkt dem Skineffekt entgegen.
* Bei einem 1:1 Transformator kann die Sekundärseite gleich aufgebaut werden wie die Primärseite (zwei kreuzgekoppelte Schalttransistoren). Die Transistoren arbeiten dann als Synchrongleichrichter und der Spannungsabfall der Gleichrichterdioden fällt weg (steigert den Wirkungsgrad). Achtung! Durch den symmetrischen Aufbau kann Energie in beide Richtungen übertragen werden.

== MOSFET-Variante ==
[[Datei:WurthWE-WPCC.png| thumb | 300px | right | Auswahl bestimmter Würth WE-WPCC Ladespulen. Links unten die kleinste Ladespule mit 10µH, mittig oben 6.3µH, rechts unten 6.3µH mit einem Neodym-Magnet in der Mitte.]]

Man kann die Primärseite des Trafos mit Mittelanzapfung und Steuerwicklung auch durch eine einfache Spule ersetzen, wenn man MOSFETs statt Bipolartransistoren nutzt und die Betriebsspannung über zwei Spulen an den Enden der Primärwicklung einspeist. Das vereinfacht den Aufbau der Primärspule deutlich, was u.a. bei höheren Leistungen günstig ist. Der Preis dafür ist, daß man zwei Spulen mit etwa der doppelten Induktivität benötigt. Ebenfalls werden dazu geeignete Flachspulen von Herstellern wie Würth, TDK, .. (siehe Abbildung rechts) produziert (Stichwort: Ladespule bzw. charging coil).

Die unten abgebildete Mosfet-Schaltung baut auf [http://www.mikrocontroller.net/topic/278961#2948009 einem Beitrag aus dem Forum] auf, in dem auch weitere Erklärungen der Funktionsweise sowie zahlreiche Dimensionierungs-Beispiele enthalten sind. Eine dazugehörige Simulation in LTSpice kann unter [[Datei:LTSpiceRoyerMosfet.asc]] gefunden werden. Die Effizienz scheint in der Simulation niedriger als in der Realität zu liegen, jedoch eignet sich die Simulation ideal zum Verstehen sowie dem schnellem Testen der Auswirkungen unterschiedlicher Bauteilvarianten wie bspw. der Ermittlung der optimalen Eingangsinduktivität oder Gate-Widerstände.
[[Datei:Royer MOSFET.png| thumb | 600px | left | MOSFET-Schaltung des Royer Converters]]

[[Datei:Royer_MOSFET_Aufbau.jpg| thumb | 300px | right | Der beschriebene Aufbau mit Logic-Level MOSFETs. Von links nach rechts: Die Royer-Converter Schaltung an welche die kleine Würth Ladespule mit 10µH angeschlossen ist. Darüber die selbst gewickelte Empfangsspule sowie der Ferritkern welcher im Betrieb hinter die Empfangsspule befestigt wird. Die Empfangsspule ist mit dem Gleichrichter verbunden welcher den DC-DC Buck-Converter speist. Der Lastwiderstand ist rechts außen sichtbar. Im Betrieb sind beide Spulen parallel übereinander ausgerichtet im Abstand von 3mm, getrennt durch eine Acrylplatte. ]]

{{Clear}}

Beispieleinsatz:

Die in obiger Schaltung verwendeten Bauteile sind für eine drahtlose Energieübertragung mit einer Eingangsspannung von 5V, einer Ausgangsspannung von 5V und Ausgangsleistung von 2.2W bei einem Abstand von 3mm ausgelegt. Als Primärspule wird eine Würth 10µH Ladespule verwendet, als Sekundärspule eine selbstgewickelte Flachspule mit 14mm Durchmesser und 14 Wicklungen auf deren Rückseite ein Pot Core Ferritkern (3H1) zur Leistungsverbesserung plaziert ist. Die hier verwendeten Mosfets sind Logic-Level-Mosfets und nicht für hohe Eingangsspannungen ausgelegt (im oben genannten Beitrag finden sich Beispiele für Eingangsspannungen >10V). Um die ungeregelte Ausgangsspannung auf 5V zu stabilisieren wird der Texas Instruments TPS54331 Buck-Converter verwendet (nicht in der Schaltung aufgeführt), der eine Ein-/Ausschalthysterese besitzt um nur bei geeigneter Orientierung der Spulen einzuschalten und dadurch stabile 5V erzeugen kann. Die komplette Schaltung ist mit SMD Bauteilen und 0.1µF NP0 50V Kondensatoren in der Bauform 1206 aufgebaut worden (siehe rechte Abbildung). Bei den Spulen L1 und L2 muss ein Mittelmaß zwischen Baugröße, Induktivität und Widerstand gefunden werden. Bei gleichbleibender Baugröße stellte 100µH die optimale Wahl im Vergleich zu 47µH (zu geringe Induktivität) und 220µH (zu hoher Widerstand) dar. Die so aufgebaute Schaltung arbeitet bei 115kHz und es wird momentan ein Wirkungsgrad von ca. 58% erreicht mit einer Last von 450mA am 5V Ausgang.

Wie im Artikel beschrieben, kann die Effizienz gesteigert werden, indem die Fläche der Sekundärspule vergrößert wird, Lastanpassung vorgenommen wird, optimierte Ferritkerne verwendet werden etc. Bei identischer Primär- und Sekundärspule (Würth WE-WPCC 10µH) im Abstand von 5mm und einem Lastwiderstand von 68 Ω direkt am Delon-Brückengleichrichter angeschlossen (ohne DC-DC Converter) wurde in einem kurzen Versuch eine Effizienz von ca. 70% gemessen, bei einer Ausgangsleistung von ca. 4W (19V @ 220mA) mit sonst unveränderten Parametern (5V @ 1.2A Eingang). Da an der Schaltung nichts verändert wurde und auch der Lastwiderstand eher zufällig gewählt wurde ist es offensichtlich, dass der maximale Wirkungsgrad noch nicht erreicht ist und somit weiteres Potenzial im Aufbau steckt.

Ein schneller Lochraster-Laboraufbau eines "Doppel Royer Converters" (gleicher Aufbau für die Sekundärseite wie für die Primärseite => Synchrongleichrichtung) erreichte einen Wirkungsgrad von 92% bei einer übertragenen Leistung von 300W (R_Last = 2,1Ohm). Als Übertrager wurde ein PM87/70 N87 Ferritkern mit 6 Windungen 0,1mm*240 Hochfrequenzlitze verwendet. Der Abstand der beiden Ferritkerne betrug dabei 4mm (=> Luftspalt von 8mm). Die Resonanzkapazität von 1,2µF wurde auf Primär- und Sekundärseite gleichmässig aufgeteilt. Mit optimierten Aufbau erscheint ein Wirkungsgrad von ~95% möglich zu sein.

== Siehe auch ==

* [[Spule]]
* [[Transformatoren und Spulen]]

== Diskussionen im Forum ==

*[http://www.mikrocontroller.net/topic/118124#new Verwendung in einem Induktionsofen, MOSFETs als Schalter]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/151538#new Verwendung in einem Induktionsofen, neuer Thread]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/263161#2734278 Dokumente über Induktionskochfelder]
*[http://www.mikrocontroller.net/attachment/61266/Induktive_Energie_bertragung.pdf Dokument über drahtlose Energieübertragung]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/80808#675198 Komplettes Projekt einer Propelleruhr und lange Diskussion]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/61706#489279 Noch eine Propelleruhr]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/155778#1529891 Royer Converter mit Schalenkernen und 20W Ausgangsleistung]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/152785#1540938 Royer Converter mit Luftspulen und 14W Ausgangsleistung]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/152785#1712213 Kleiner Royer Converter für einen Propellerglobus]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/214735#new Herleitung der Formeln im Artikel Royer Converter]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/219148?goto=2195298#2195298 berührungslos Bleigel Akku laden, 12V/1,6W]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/221845?goto=2238458#2238458 Kleiner Wandler für 5V/250mW]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/152785#2447793 Automatische Lasterkennung und Steuerung für den Royer Converter]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/278961#2948009 RFID Spulen für Leistungsübertragung?]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/goto_post/2937446 Flachspule 1 mH -- wie selbst herstellen?]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/297295 Leistungsverbesserung Royer Converter]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/263068#new WiTricity heute]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/322461?goto=3508850#3508850 Forumsbeitrag] Ferritplatten

== Weblinks ==

*[http://www.serious-technology.de/kleiner-wandler.htm Kleiner Wandler]: Sehr ausführliche Beschreibung des Aufbaus und Berechnung der Komponenten
*[http://digitalcommons.calpoly.edu/theses/112/ Parallel-Resonant Push-Pull Converter] Jonathan David Paolucci - Master Thesis
*[http://www.serious-technology.de/ernsthafter_wandler.htm Ernsthafter Wandler]: Das Ganze nochmal in Groß
* [http://www.google.de/url?url=http://www.rrc-wireless-power.com/fileadmin/website_wireless_power/Dokumente/Whitepapers/RRC_WirelessPower_Kontaktlose_Energie___Datenuebertragung_D_E_Entwicklerforum_2008.pdf&rct=j&sa=U&ei=Fx7CUJXXJqSl4ASniIHoBg&ved=0CCUQFjACOAo&q=kontaktlose+energie%C3%BCbertragung&usg=AFQjCNE6dSlRmsaMDw8EnvLmJ3ovOZe2EA Dokument] zur kontaktlosen Energieübertragung
*[[media: an14.pdf | AN14]]: Application Note von Zetex, englisch
*[[media: dn164f.pdf | DN164]]: Design Note von Linear Technology, englisch
*[http://www.linear.com/docs/26421 Linear Technology Application Note 118:] High Voltage, Low Noise, DC/DC Converters (mit primärgeregeltem Royer-Converter)
*[http://4hv.org/e107_plugins/forum/forum_viewtopic.php?74096.0 Schönes Projekt zur kontaktlosen Energieübertragung] <---- Achtung: Seite hat einen Virus!!!
*[http://www.youtube.com/watch?v=2ODW-ntPHSU Video zum Projekt]
*[http://www.joretronik.de/Oszillatoren/Oszillatoren.html Royer-Hochleistungsoszillatoren mit MOSFETs und IGBTs]
*[http://www.joretronik.de/Web_NT_Buch/Kap11_2/Kapitel11_2.html Diverse Schaltungsbeispiele]
*[http://www.joretronik.de/Web_NT_Buch/Kap13_2/Kapitel13_2.html#13.2.2 Royer Oszillator für CCFL-Lampen]
* [http://men39server.men39.wien.funkfeuer.at/lvane/js_code/loop/loop.html Induktivität einer Kreisringspule]
* [http://sophia-elektronica.com/Baxandall_parallel-resonant_Class-D_oscillator1.htm The Baxandall parallel-resonant Class-D oscillator]
* [http://www.ti.com/ww/de/analog/wireless_power_solutions/index.shtml?DCMP=hpa_pmp_bq51013_de&HQS=Other+BA+bq51013-bpde bq51013], IC zur kontaklosen Energieübertragung von [http://www.ti.com TI], Evaluationboard verfügbar
* [http://www.wirelesspowerconsortium.com/ Wireless Power Consortium], definiert einen Standard zur kontaktlosen Energieübertragung (Qi)
* Kontaktlose Energieübertragungslösungen von Firmen
** [http://www.schleifring.de/de/Produkte/Technologien/Kontaktlose._.Uebertragung/energie.uebertragung.php Schleifring], 100W - 200kW
** [http://www.j-lasslop.de/produkte/kontaktlose-energie-und-datenuebertragung.html J-Lasselop], Mikrowatt bis 500kW
** [http://www.enasys.de/de/produkte/kontaktlose-energieuebertragung.html EnASYS], 60W-500kW
** [http://www.kontenda.de KONTENDA], 1W-2kW
** [http://www.mesa-systemtechnik.de MESA Systemtechnik], Power- und Sensortelemetrie
** [http://www.wirelesspower.cn Wirelesspower], Anbieter von verschiedenen ICs und Modulen von 1W-3kW
** [http://www.rrc-ps.de/de/produkte/kabellose-energieuebertragung/plattformen.html RRC Power Solutions] - Plattform Kabellose Energie- / Datenübertragung, 5W, Qi kompatibel

[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]

Royer Converter

2014-12-22T09:54:12Z

At90s2313: /* Geschichtliches */ Patent und Paper verlinkt

Ein Royer-Converter ist ein Sinus-Leistungsoszillator. Er wird im Wesentlichen als Schaltnetzteil verwendet.

== Geschichtliches ==

Der Name geht auf George Howard Royer zurück, welcher diese Schaltung im Jahr 1954 entwickelte (siehe US-Patent [http://www.google.com/patents/US2783384 2783384]). Die originale Schaltung arbeitet mit einem [http://de.wikipedia.org/wiki/Trafo Trafo] mit [http://de.wikipedia.org/wiki/Ferrite Ferritkern], welcher zum Umschalten in die Sättigung getrieben wird. Das Ausgangssignal ist rechteckförmig. Die hier vorgestellte Version, die auf Peter James Baxandall zurückgeht (siehe IEE-Paper [http://sophia-elektronica.com/0344_001_Baxandal.pdf Transistor Sine-Wave LC Oscillators], 1959), arbeitet jedoch mit einem Trafo, welcher nicht in die Sättigung geht und mittels LC-[http://de.wikipedia.org/wiki/Schwingkreis Schwingkreis] ein Sinussignal erzeugt. Der Trafo kann sogar als Luftspule ohne Kern ausgeführt werden.

== Aufbau und Eigenschaften ==

Der Aufbau ist sehr einfach und robust. Zwei Transistoren ([[FET|MOSFETs]] oder [[Transistor|Bipolar]]) werden wechselseitig geschaltet (Gegentaktbetrieb, engl. push pull), und damit abwechselnd die eine und die andere Spulenhälfte der Primärwicklung von Strom durchflossen. Die Schaltung ist selbstschwingend, d.h. das Steuersignal wird direkt aus dem Trafo zurückgewonnen. Damit schwingt sie immer optimal auf Resonanz, ohne Abgleich von Bauteiltoleranzen und auch bei Alterung oder Temperaturänderung. Allerdings ändert sich damit die Frequenz des [[Schwingkreis]]es und damit geringfügig die Effizienz. Die Frequenz wird durch die Induktivität der Primärwicklung und den Kondensator C2 bestimmt (Parallelschwingkreis). Die Drosselspule L1 sorgt dafür, dass die Betriebsspannung wechselspannungsmäßig von der Mittelanzapfung von TR1 entkoppelt wird, sie wirkt als [[Konstantstromquelle]].

[[bild:royer_bipolar.png | thumb | 670px | left | Schaltplan des Royer Converters]]

{{Clear}}

*Einfacher, robuster Aufbau
*Sinusförmige Strom- und Spannungsverläufe
*Transistoren schalten im Nulldurchgang der Spannung, dadurch geringe Schaltverluste und Störstrahlung
*Bei ausreichend großer Streuinduktivität zwischen Primär- und Sekundärwicklung ist die Schaltung kurzschlussfest.
*Vollkommen unempfindlich gegenüber Streuinduktivitäten des Trafos (im Gegensatz zu den meisten anderen Schaltnetzteiltopologien)

Besonders der letzte Punkt ist sehr interessant. Auf Grund des Aufbaus und der Funktion wird sämtliche Energie im Magnetfeld, welche nicht über die Sekundärspule ausgekoppelt wird, wieder in den Schwingkreis zurückgeführt. Damit geht nur sehr wenig Energie verloren, egal wie gut die Kopplung zwischen Sekundär- und Primärspule ist.

Der Trafo TR1 kann sehr verschieden aufgebaut sein. In einem Inverter für [http://de.wikipedia.org/wiki/Leuchtr%C3%B6hre CCFLs] ist es ein normaler Trafo mit Ferritkern. In anderen Anwendungen kann es aber auch ein kernloser Trafo sein, bei dem es zwischen Primärspule und Sekundärspule einen großen Abstand gibt ([http://de.wikipedia.org/wiki/Induktive_%C3%9Cbertragung Kontaktlose Energieübertragung]).

== Ein praktisches Beispiel ==

Auf Grund der Unempfindlichkeit der Schaltung gegenüber Streuinduktivitäten ist diese Schaltung ideal für einen Trafo ohne Kern und mit grossem Abstand zwischen Primär- und Sekundärspule. Damit kann kontaktlos recht viel Energie übertragen werden. Anwendungen sind z. B. die Ladestation elektrischer Zahnbürsten oder ein Rotationstrafo für eine [http://www.google.de/cse?q=propelleruhr Propelleruhr]. Für Letzteres soll dieses Beispiel hier dargestellt werden.

Die Schaltung benutzt einfach beschaffbare Bauteile. Der Trafo wird selber gewickelt, ist aber auch vollkommen unkritisch. Wie im Bild zu sehen, wurde absichtlich ein recht grosser Luftspalt zwischen Primär- und Sekundärspule gelassen, um die Leistungsfähigkeit der Schaltung zu demonstrieren. Die Primärwicklung ist [http://de.wikipedia.org/wiki/Bifilar bifilar] gewickelt, d.h. man nimmt den Draht doppelt und wickelt damit gleichzeitig beide Spulenhälften, das geschlossene Ende trennt man danach auf und verschaltet phasenrichtig. Es entstehen zwei verschachtelte Wicklungen (engl. interleaved windings), dadurch verbessert sich die Kopplung. Der Trafo hat folgende Parameter.
{| class="wikitable" style="text-align:center"
|+ '''Wickeldaten'''
|-
! Wicklung || Windungszahl || Drahtdurchmesser [mm] || Durchmesser [mm] || Induktivität [µH]
|-
| Primär || 2x10 || 0,55 || 80 || 70
|-
| Steuer || 1 || 0,2 || 80 || ---
|-
| Sekundär || 13 || 0,55 || 65 || 23
|}
{| class="wikitable"
|+ '''Stückliste'''
|-
! Bauteil || Wert || Reichelt Bestellnummer
|-
| T1, T2 || BC337 || [http://www.reichelt.de/?;ARTICLE=4986; 337-25]
|-
| L1 || 330µH; 0,5A|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=1123; 09P 330µ]
|-
| C1 || 100µF, 25V|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=15102; RAD 100/25]
|-
| C2 || 33nF, 100V|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=31975; MKP-10-630 33N]
|-
| C3 || 6,8µF, 50V|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=31926; MKS-2 6,8µ]
|-
| R1 || 2k2, 1/4W|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=11586; METALL 2,21K]
|-
| R2 || 22R, 5W|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=2611; 5W AXIAL 22]
|-
| D1-4 || 1N5818|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=41849; 1N 5818]
|-
| TR1 || CuL, 0,5mm || [http://www.reichelt.de/?;ARTICLE=57182 CUL 100/0,50]
|}
[[bild:royer_prop_aufbau.jpg | thumb | 640px | left | Praktischer Aufbau]]
{{Clear}}
Mit 12V Eingangsspannung beträgt die Spannungsamplitude im Primärkreis ziemlich genau 38V. Der Leerlaufstrom der Schaltung beträgt 36mA. ABER! Der Leerlaufstrom im Schwingkreis beträgt 580mA(eff), die Blindleistung 15,6VA! Hier wird klar, warum sowohl die Primärspule als auch C2 sehr verlustarm sein müssen. Die Resonanzfrequenz beträgt 105 kHz. Damit wurden folgende Messwerte erreicht.
{| class="wikitable" style="text-align:center"
|-
!Belastung || Eingangsstrom [mA] || Ausgangsstrom [mA] || Ausgangsspannung [Veff] || Ausgangsleistung [W] || Wirkungsgrad [%]
|-
| Leerlauf || 36 || 0 || 7,8 || 0 || 0
|-
| 22 Ω || 220 || 320 || 7 || 2,2 || 84
|-
| Gleichrichter + 22 Ω || 190 || 270 || 6 || 1,6 || 71
|-
| 10 Ω || 250 || 490 || 4,9 || 2,4 || 80
|-
| Kurzschluß || 60 || 650 || 0 || 0 || 0
|}
Nach Gleichrichtung mit schnellen Schottkydioden und Filterung bleiben bei 22Ω Last noch ca. 6V Gleichspannung übrig, genug um mit einem Low Drop Spannungsregler stabile 5V für einen Mikrocontroller bereitzustellen. Selbst bei der recht hohen Ausgangsleistung bleiben alle Bauteile kühl. Dabei werden nur recht kleine Transistoren verwendet. Das zeigt umso mehr die Leistungsfähigkeit der Schaltung. Bei optimaler Leistungsanpassung mit 10 Ω Last kann man 2,4W aus dem Trafo entnehmen. Diese Leistung wird vor allem durch den recht geringen Koppelfaktor von nur 0,45 begrenzt. Dieser kommt allerdings dem Kurzschlussfall zu gute, hier beträgt die Stromaufnahme der Schaltung nur 60mA, die Resonanzfrequenz steigt nur mässig auf 123kHz. Prinzipiell ist diese Schaltung bis in den Bereich von mehreren kW Leistung skalierbar.

== Hinweise ==

* Beim ersten Einschalten unbedingt die Strombegrenzung am Netzteil einstellen! Für die Beispielschaltung reichen 100mA.
*Schwingt die Schaltung nicht an, ist in den meisten Fällen die Steuerwicklung verpolt.
* Manchmal ist auch die Primärwicklung falsch angeschlossen. Beim [http://de.wikipedia.org/wiki/Bifilar bifilaren] Wickeln muss man das geschlossene Ende aufschneiden und das linke Ende der nun entstandenen Teilwicklung mit dem rechten Ende der zweiten Teilwicklung zur [http://www.mikrocontroller.net/topic/152785#1605883 Mittelanzapfung] verbinden.
*Der Kondensator C2 wird auch im Leerlauf von einem recht hohen Strom durchflossen. Deshalb muss hier auf jeden Fall ein verlustarmer Typ eingesetzt werden. Entweder ein [http://de.wikipedia.org/wiki/Folienkondensator Folienkondensator] mit Polypropylen als Dielektrikum (MKP oder FKP) oder ein [http://de.wikipedia.org/wiki/Keramikkondensator Keramikkondensator] aus C0G oder NP0. Andere Typen (Folie MKS, Keramik X7R, Z5U etc.) gehen '''nicht''', denn hier werden zu hohe dielektrische Veluste im Kondensator erzeugt, welche diesen erhitzen und irgendwann zerstören. Die Verluste von X7R sind ca. 20mal höher als von NP0!
*Die Transistoren sollten nur mässig überdimensioniert sein, denn Transistoren mit sehr hohen Kollektorströmen sind meist auch recht langsam.
*Die Transistoren müssen mindestens eine Sperrspannung von <math>\pi \cdot U_{ein}</math> aushalten, denn das ist die exakte Amplitude der Schwingung im Primärkreis. Praktisch sollte man aber mindestens 20% und mehr Reserve einplanen.
*Der [[Basiswiderstand]] muss experimentell ermittelt werden. Er muss so ausgelegt sein, dass die Transistoren beim Schalten nur '''schwach''' in die Sättigung gehen, um schneller wieder abschalten zu können (Stichwort Speicherzeit, engl. storage time).
*Die Drossel L1 sollte ca. den 2..3fachen Induktivitätswert der Primärwicklung haben. Je mehr, umso besser. Sie darf bei vollem Laststrom nicht in die Sättigung gehen, da dann ihre Induktivität stark absinkt.
* Man sollte '''keine''' [[Potentiometer | Drahtpotis]] zur Lastvariation nutzen. Die haben soviel Induktivität (im Test 12µH, =8Ω bei 105kHz), dass die dadurch den Maximalstrom ungewollt verringern. Selbst einfache Drahtwiderstände sind mit 3µH/2Ω induktivem Anteil schon ungünstig.
*Die Spitzenspannung der Steuerwicklung darf ca. 5V nicht überschreiten, weil diese als Sperrspannung für die Transistoren wirksam wird. Die meisten Bipolartransistoren verkraften max. 5V Sperrspannung zwischen Basis und Emitter.
*Im Kurzschlussfall der Sekundärwicklung reduziert sich die Induktivität der Primärwicklung auf die Streuinduktivität, was zu einer Frequenzerhöhung führt. Durch die höhere Frequenz stellt die Streuinduktivität einen höheren Blindwiderstand dar, welcher den Strom wirkungsvoll begrenzt. Aufgrund der höheren Frequenz fließt allerdings ein größerer Strom im Schwingkreis. Verwendet man also diesen Zustand, dann muss die Schaltung für die höheren Belastungen ausgelegt sein. Je kleiner der Koppelfaktor, umso besser die Kurzschlussfestigkeit. Die nachfolgende Tabelle gibt die Erhöhung des Eingangsstroms sowie der Resonanzfrequenz beim Kurzschluss in Abhängigkeit des Koppelfaktors an.

{| class="wikitable" style="text-align:center"
|-
! rowspan="2" | Koppelfaktor
! colspan="2" | Faktor gegenüber Leerlauf
|-
! Resonanzfrequenz || Eingangsstrom
|-
|0,01 || 1,0 || 1,0
|-
|0,1 || 1,1 || 1,1
|-
|0,2 || 1,1 || 1,3
|-
|0,5 || 1,4 || 2,0
|-
|0,6 || 1,6 || 2,5
|-
|0,7 || 1,8 || 3,3
|-
|0,8 || 2,2 || 5
|-
|0,9 || 3,2 || 10
|-
|0,95 || 4,5 || 20
|-
|0,99 || 10 || 100
|}

== Formeln zum Royer Converter ==

*<math>f_r=\frac{1}{2 \pi \sqrt{L_{pri} C_2}}</math>

*<math>U_p = \pi \cdot U_{ein}</math>

*<math>I_p = U_{ein} \cdot \pi \sqrt{\frac{C}{L}}</math>

*<math>k = \frac {U_{aus}}{\pi \cdot U_{ein}} \cdot \frac {N_{pri}}{N_{sek}}</math> (im Leerlauf gemessen)

*<math>k = \sqrt{1-\frac{L_{Pri-K}}{L_{Pri-0}}}</math> (mit L-Meter gemessen)

*<math>R1 \sim \frac{\beta _{I_N} \cdot U_{ein}}{I_N}</math>

*<math>N_{steu} \le \frac{5}{\pi \cdot U_{ein}}\cdot N_{Pri}</math>

*<math>P_{max}=\frac{(\pi \cdot U_{ein} \cdot k)^2 \sqrt{L_{pri} \cdot C_2 (1-k^2)}}{4 \cdot L_{pri} \cdot (1-k^2)}</math> (Näherungsformel)

*<math>R_{opt}=(1-k^2)(\frac{N_{sek}}{N_{pri}})^2 L_{pri} \cdot 2\pi \cdot f</math>

{| class="wikitable"
|-
! Formelzeichen || Bedeutung
|-
|<math>\!\, f_r</math> || Resonanzfrequenz im Leerlauf
|-
|<math>\!\, L_{Pri}</math> || Induktivität der Primärwicklung
|-
|<math>\!\, C2</math> || Kapazität des Primärschwingkreises
|-
|<math>\!\, U_p</math> || Spitzenspannung im Resonanzkreis
|-
|<math>\!\, I_p</math> || Spitzenstrom im Resonanzkreis
|-
|<math>\!\, k</math> || Koppelfaktor zwischen Primär- und Sekundärwicklung
|-
|<math>\!\, L_{Pri-0}</math> || Primärinduktivität bei Leerlauf der Sekundärwicklung
|-
|<math>\!\, L_{Pri-K}</math> || Primärinduktivität bei Kurzschluss der Sekundärwicklung
|-
|<math>\!\, U_{ein}</math> || Eingangsspannung des Royer Converters (Gleichspannung)
|-
|<math>\!\, U_{aus}</math> || Ausgangsspannung des Royer Converters (Wechselspannung, Spitzenwert)
|-
|<math>\!\, R1</math> || Basiswiderstand
|-
|<math>\!\, I_N</math> || Nennstrom des Royer Converters am Eingang
|-
|<math>\!\, \beta _{I_N}</math> || Stromverstärkung der Transistoren bei Nennstrom Achung! Die Stromverstärkung sinkt bei höheren Strömen deutlich, ins Datenblatt schauen.
|-
|<math>\!\, N_{steu}</math> || Windungszahl der Steuerwicklung
|-
|<math>\!\, P_{max}</math> || Maximale Ausgangsleistung bei Leistungsanpassung
|-
|<math>\!\, R_{opt}</math> || Optimaler Lastwiderstand für Leistungsanpassung
|}

Das Ganze ist auch als [[media:Royer_Converter.xls | Exceltabelle]] zur leichten Anwendung verfügbar.

== Leistungsoptimierung ==

Wie kann ich den Wirkungsgrad sowie die Ausgangsleistung für meine Anwendung optimieren?

* Die Eingangsspannung soll möglichst hoch sein.
* Der Koppelfaktor soll möglichst hoch sein. Das erreicht man durch
** Flache Spulen mit grossem Durchmesser und kleinem Abstand (parallele Spulen)
** Konzentrische (ineinandergestapelte) Spulen mit geringem Luftspalt zwischen den Spulen
** Einsatz von Ferritkernen (Schalenkerne, Stäbe etc.) zur Bündelung des Magnetfeldes
* Wenn man die Sekundärwicklung mit einem parallel oder in Reihe geschalteten Kondensator auf Resonanz mit der Primärwicklung abgleicht, kann die Ausgangsleistung deutlich erhöht werden, weil dadurch die Streuinduktivität der Sekundärseite kompensiert wird. Man muss dabei beachten, dass bei Parallelschaltung die Ausgangsspannung ohne Last stark ansteigt (Prinzip der [http://de.wikipedia.org/wiki/Teslaspule Teslaspule]). Unter Last verhält sich der Ausgang dann nahezu wie eine [[Konstantstromquelle]]. Bei Reihenschaltung ist das nicht der Fall, hier bleibt die Leerlaufspannung niedrig. Auch für diesen zusätzlichen Kondensator gilt das Gleiche wie C2, er muss sehr verlustarm sein. Es gilt

:<math>C_{sek} = \frac{1}{(2 \pi f)^2 L_{sek}\sqrt{1-k^2}}</math>

* Das Verhältnis <math>C/L</math> soll möglichst hoch sein. Verdoppelt man die Kapazität und reduziert gleichzeitig die Primärinduktivität um den Faktor zwei (Windungszahl * 0,7), verdoppelt sich die maximal verfügbare Leistung. Der Preis dafür sind doppelt so hohe Leerlaufströme im Schwingkreis und damit ca. 2,8mal so hohe Leerlaufverluste (bei gleichem Drahtquerschnitt, P = I^2 * R).
* Die Resonanzfrequenz soll möglichst niedrig sein, daduch veringern sich die induktiven Widerstände der Streuinduktivitäten, welche den Strom und damit die Leistung begrenzen.
* Der Drahtquerschnitt der Primärwicklung muss möglichst gross sein, denn hier fließen sehr hohe Ströme. Allerdings bewirkt die meist recht hohe Resonanzfrequenz auf grund des [http://de.wikipedia.org/wiki/Skineffekt Skineffekts] eine Verringerung des effektiven Drahtquerschnitts. Ausserdem lassen sich dicke, massive Kupferdrähte eher schlecht wickeln. Darum verwendet man oft [http://de.wikipedia.org/wiki/Hochfrequenzlitze HF-Litze], welche aus sehr vielen, sehr dünnen, gegeneinander isolierten Drähten besteht. Diese lässt sich deutlich besser wickeln und wirkt dem Skineffekt entgegen.
* Bei einem 1:1 Transformator kann die Sekundärseite gleich aufgebaut werden wie die Primärseite (zwei kreuzgekoppelte Schalttransistoren). Die Transistoren arbeiten dann als Synchrongleichrichter und der Spannungsabfall der Gleichrichterdioden fällt weg (steigert den Wirkungsgrad). Achtung! Durch den symmetrischen Aufbau kann Energie in beide Richtungen übertragen werden.

== MOSFET-Variante ==
[[Datei:WurthWE-WPCC.png| thumb | 300px | right | Auswahl bestimmter Würth WE-WPCC Ladespulen. Links unten die kleinste Ladespule mit 10µH, mittig oben 6.3µH, rechts unten 6.3µH mit einem Neodym-Magnet in der Mitte.]]

Man kann die Primärseite des Trafos mit Mittelanzapfung und Steuerwicklung auch durch eine einfache Spule ersetzen, wenn man MOSFETs statt Bipolartransistoren nutzt und die Betriebsspannung über zwei Spulen an den Enden der Primärwicklung einspeist. Das vereinfacht den Aufbau der Primärspule deutlich, was u.a. bei höheren Leistungen günstig ist. Der Preis dafür ist, daß man zwei Spulen mit etwa der doppelten Induktivität benötigt. Ebenfalls werden dazu geeignete Flachspulen von Herstellern wie Würth, TDK, .. (siehe Abbildung rechts) produziert (Stichwort: Ladespule bzw. charging coil).

Die unten abgebildete Mosfet-Schaltung baut auf [http://www.mikrocontroller.net/topic/278961#2948009 einem Beitrag aus dem Forum] auf, in dem auch weitere Erklärungen der Funktionsweise sowie zahlreiche Dimensionierungs-Beispiele enthalten sind. Eine dazugehörige Simulation in LTSpice kann unter [[Datei:LTSpiceRoyerMosfet.asc]] gefunden werden. Die Effizienz scheint in der Simulation niedriger als in der Realität zu liegen, jedoch eignet sich die Simulation ideal zum Verstehen sowie dem schnellem Testen der Auswirkungen unterschiedlicher Bauteilvarianten wie bspw. der Ermittlung der optimalen Eingangsinduktivität oder Gate-Widerstände.
[[Datei:Royer MOSFET.png| thumb | 600px | left | MOSFET-Schaltung des Royer Converters]]

[[Datei:Royer_MOSFET_Aufbau.jpg| thumb | 300px | right | Der beschriebene Aufbau mit Logic-Level MOSFETs. Von links nach rechts: Die Royer-Converter Schaltung an welche die kleine Würth Ladespule mit 10µH angeschlossen ist. Darüber die selbst gewickelte Empfangsspule sowie der Ferritkern welcher im Betrieb hinter die Empfangsspule befestigt wird. Die Empfangsspule ist mit dem Gleichrichter verbunden welcher den DC-DC Buck-Converter speist. Der Lastwiderstand ist rechts außen sichtbar. Im Betrieb sind beide Spulen parallel übereinander ausgerichtet im Abstand von 3mm, getrennt durch eine Acrylplatte. ]]

{{Clear}}

Beispieleinsatz:

Die in obiger Schaltung verwendeten Bauteile sind für eine drahtlose Energieübertragung mit einer Eingangsspannung von 5V, einer Ausgangsspannung von 5V und Ausgangsleistung von 2.2W bei einem Abstand von 3mm ausgelegt. Als Primärspule wird eine Würth 10µH Ladespule verwendet, als Sekundärspule eine selbstgewickelte Flachspule mit 14mm Durchmesser und 14 Wicklungen auf deren Rückseite ein Pot Core Ferritkern (3H1) zur Leistungsverbesserung plaziert ist. Die hier verwendeten Mosfets sind Logic-Level-Mosfets und nicht für hohe Eingangsspannungen ausgelegt (im oben genannten Beitrag finden sich Beispiele für Eingangsspannungen >10V). Um die ungeregelte Ausgangsspannung auf 5V zu stabilisieren wird der Texas Instruments TPS54331 Buck-Converter verwendet (nicht in der Schaltung aufgeführt), der eine Ein-/Ausschalthysterese besitzt um nur bei geeigneter Orientierung der Spulen einzuschalten und dadurch stabile 5V erzeugen kann. Die komplette Schaltung ist mit SMD Bauteilen und 0.1µF NP0 50V Kondensatoren in der Bauform 1206 aufgebaut worden (siehe rechte Abbildung). Bei den Spulen L1 und L2 muss ein Mittelmaß zwischen Baugröße, Induktivität und Widerstand gefunden werden. Bei gleichbleibender Baugröße stellte 100µH die optimale Wahl im Vergleich zu 47µH (zu geringe Induktivität) und 220µH (zu hoher Widerstand) dar. Die so aufgebaute Schaltung arbeitet bei 115kHz und es wird momentan ein Wirkungsgrad von ca. 58% erreicht mit einer Last von 450mA am 5V Ausgang.

Wie im Artikel beschrieben, kann die Effizienz gesteigert werden, indem die Fläche der Sekundärspule vergrößert wird, Lastanpassung vorgenommen wird, optimierte Ferritkerne verwendet werden etc. Bei identischer Primär- und Sekundärspule (Würth WE-WPCC 10µH) im Abstand von 5mm und einem Lastwiderstand von 68 Ω direkt am Delon-Brückengleichrichter angeschlossen (ohne DC-DC Converter) wurde in einem kurzen Versuch eine Effizienz von ca. 70% gemessen, bei einer Ausgangsleistung von ca. 4W (19V @ 220mA) mit sonst unveränderten Parametern (5V @ 1.2A Eingang). Da an der Schaltung nichts verändert wurde und auch der Lastwiderstand eher zufällig gewählt wurde ist es offensichtlich, dass der maximale Wirkungsgrad noch nicht erreicht ist und somit weiteres Potenzial im Aufbau steckt.

Ein schneller Lochraster-Laboraufbau eines "Doppel Royer Converters" (gleicher Aufbau für die Sekundärseite wie für die Primärseite => Synchrongleichrichtung) erreichte einen Wirkungsgrad von 92% bei einer übertragenen Leistung von 300W (R_Last = 2,1Ohm). Als Übertrager wurde ein PM87/70 N87 Ferritkern mit 6 Windungen 0,1mm*240 Hochfrequenzlitze verwendet. Der Abstand der beiden Ferritkerne betrug dabei 4mm (=> Luftspalt von 8mm). Die Resonanzkapazität von 1,2µF wurde auf Primär- und Sekundärseite gleichmässig aufgeteilt. Mit optimierten Aufbau erscheint ein Wirkungsgrad von ~95% möglich zu sein.

== Siehe auch ==

* [[Spule]]
* [[Transformatoren und Spulen]]

== Diskussionen im Forum ==

*[http://www.mikrocontroller.net/topic/118124#new Verwendung in einem Induktionsofen, MOSFETs als Schalter]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/151538#new Verwendung in einem Induktionsofen, neuer Thread]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/263161#2734278 Dokumente über Induktionskochfelder]
*[http://www.mikrocontroller.net/attachment/61266/Induktive_Energie_bertragung.pdf Dokument über drahtlose Energieübertragung]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/80808#675198 Komplettes Projekt einer Propelleruhr und lange Diskussion]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/61706#489279 Noch eine Propelleruhr]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/155778#1529891 Royer Converter mit Schalenkernen und 20W Ausgangsleistung]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/152785#1540938 Royer Converter mit Luftspulen und 14W Ausgangsleistung]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/152785#1712213 Kleiner Royer Converter für einen Propellerglobus]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/214735#new Herleitung der Formeln im Artikel Royer Converter]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/219148?goto=2195298#2195298 berührungslos Bleigel Akku laden, 12V/1,6W]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/221845?goto=2238458#2238458 Kleiner Wandler für 5V/250mW]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/152785#2447793 Automatische Lasterkennung und Steuerung für den Royer Converter]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/278961#2948009 RFID Spulen für Leistungsübertragung?]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/goto_post/2937446 Flachspule 1 mH -- wie selbst herstellen?]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/297295 Leistungsverbesserung Royer Converter]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/263068#new WiTricity heute]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/322461?goto=3508850#3508850 Forumsbeitrag] Ferritplatten

== Weblinks ==

*[http://www.serious-technology.de/kleiner-wandler.htm Kleiner Wandler]: Sehr ausführliche Beschreibung des Aufbaus und Berechnung der Komponenten
*[http://digitalcommons.calpoly.edu/theses/112/ Parallel-Resonant Push-Pull Converter] Jonathan David Paolucci - Master Thesis
*[http://www.serious-technology.de/ernsthafter_wandler.htm Ernsthafter Wandler]: Das Ganze nochmal in Groß
* [http://www.google.de/url?url=http://www.rrc-wireless-power.com/fileadmin/website_wireless_power/Dokumente/Whitepapers/RRC_WirelessPower_Kontaktlose_Energie___Datenuebertragung_D_E_Entwicklerforum_2008.pdf&rct=j&sa=U&ei=Fx7CUJXXJqSl4ASniIHoBg&ved=0CCUQFjACOAo&q=kontaktlose+energie%C3%BCbertragung&usg=AFQjCNE6dSlRmsaMDw8EnvLmJ3ovOZe2EA Dokument] zur kontaktlosen Energieübertragung
*[[media: an14.pdf | AN14]]: Application Note von Zetex, englisch
*[[media: dn164f.pdf | DN164]]: Design Note von Linear Technology, englisch
*[http://www.linear.com/docs/26421 Linear Technology Application Note 118:] High Voltage, Low Noise, DC/DC Converters (mit primärgeregeltem Royer-Converter)
*[http://4hv.org/e107_plugins/forum/forum_viewtopic.php?74096.0 Schönes Projekt zur kontaktlosen Energieübertragung] <---- Achtung: Seite hat einen Virus!!!
*[http://www.youtube.com/watch?v=2ODW-ntPHSU Video zum Projekt]
*[http://www.joretronik.de/Oszillatoren/Oszillatoren.html Royer-Hochleistungsoszillatoren mit MOSFETs und IGBTs]
*[http://www.joretronik.de/Web_NT_Buch/Kap11_2/Kapitel11_2.html Diverse Schaltungsbeispiele]
*[http://www.joretronik.de/Web_NT_Buch/Kap13_2/Kapitel13_2.html#13.2.2 Royer Oszillator für CCFL-Lampen]
* [http://men39server.men39.wien.funkfeuer.at/lvane/js_code/loop/loop.html Induktivität einer Kreisringspule]
* [http://home.planet.nl/~sloma000/Baxandall%20parallel-resonant%20Class-D%20oscillator1.htm The Baxandall parallel-resonant Class-D oscillator]
* [http://www.ti.com/ww/de/analog/wireless_power_solutions/index.shtml?DCMP=hpa_pmp_bq51013_de&HQS=Other+BA+bq51013-bpde bq51013], IC zur kontaklosen Energieübertragung von [http://www.ti.com TI], Evaluationboard verfügbar
* [http://www.wirelesspowerconsortium.com/ Wireless Power Consortium], definiert einen Standard zur kontaktlosen Energieübertragung (Qi)
* Kontaktlose Energieübertragungslösungen von Firmen
** [http://www.schleifring.de/de/Produkte/Technologien/Kontaktlose._.Uebertragung/energie.uebertragung.php Schleifring], 100W - 200kW
** [http://www.j-lasslop.de/produkte/kontaktlose-energie-und-datenuebertragung.html J-Lasselop], Mikrowatt bis 500kW
** [http://www.enasys.de/de/produkte/kontaktlose-energieuebertragung.html EnASYS], 60W-500kW
** [http://www.kontenda.de KONTENDA], 1W-2kW
** [http://www.mesa-systemtechnik.de MESA Systemtechnik], Power- und Sensortelemetrie
** [http://www.wirelesspower.cn Wirelesspower], Anbieter von verschiedenen ICs und Modulen von 1W-3kW
** [http://www.rrc-ps.de/de/produkte/kabellose-energieuebertragung/plattformen.html RRC Power Solutions] - Plattform Kabellose Energie- / Datenübertragung, 5W, Qi kompatibel

[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]

Drucker und Material für Platinenlayouts

2012-06-02T19:00:08Z

At90s2313: /* Hewlett Packard */ Website mit Hinweisen zu LaserJet-Druckern

== Einleitung ==
Steht man vor der Entscheidung sich einen Drucker anzuschaffen, mit dem man auch Layouts für die eigene Platinenherstellung erstellen möchte, stellt sich die grundlegende Frage, welche Geräte überhaupt geeignet sind. Auch wer schon im Besitz eines Druckers ist, erlebt nicht selten Überraschungen wenn es an das Testen neuer Materialien wie Folie, Papier, Toner oder Tinte geht.

Dieser Artikel soll eine Plattform für diejenigen darstellen, die schon die ein oder anderen positiven wie auch negativen Erfahrungen gesammelt haben und diese weitergeben möchten. Dies können Empfehlungen für Drucker, Kombinationen von Drucker und Material oder auch Erfahrungen bei der Vorgehensweise sein.
Allein die Suche nach der perfekten Treibereinstellung ist oft lästig und kann hier durch niedergeschriebene Erfahrungswerte für andere vereinfacht werden.

Jeder kann/soll seinen Beitrag leisten, d.h. wenn man selbst gute oder schlechte Erfahrungen mit bestimmten Geräten, Einstellungen, Materialien oder deren Kombination gesammelt hat, sollte man keine Scheu zeigen diese hier niederzuschreiben.
Auch Fotos von Ergebnissen sind natürlich erwünscht.

Die optimale Aufteilung und Struktur wird sich sicherlich mit der Zeit noch ergeben.

== Tintenstrahldrucker nach Hersteller ==

=== Allg. (Forum) ===
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/148901 welcher tintenpisser schafft Leiterzüge 0.254mm?]

=== Canon ===
==== Pixma IP5200 ====
{| border=1
| '''Tinte'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltinte
| Zweckform 2503 Inkjet Folie
|
*Folie
*Druckqualität = Hoch
*Farbe = Automatisch
| sehr gut
| sehr gut
| Getestet anhand eines TQFP100 Adapters. Die SMD-Pads sehen beim Schwarzweißdruck etwas unscharf aus. Ich empfehle den Druck mit Farbtinte. Diese lieferte definitiv das bessere Ergebnis.
|}
==== Pixma IP4200 ====
{| border=1
| '''Tinte'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltinte
| Canon Inkjet Folie
|
*Folie
*Druckqualität = Hoch
*Farbe = manuell (alles auf Maximum, Foto dunkel), Graustufen
| sehr gut
| sehr gut
| Einfach bedruckt schon fast perfekt blickdicht. Perfekte Ergebnisse mit Bungardmaterial und Lötstop. Für Teinting Resist doppelt bedrucken. Einzug arbeitet perfekt, kein Versatz erkennbar (auch nicht mit Lupe).
|-
| Originaltinte
| Conrad OH1
|
*Professional Fotopapier
*Druckqualität = Hoch
*Farbe = manuell (alles auf Maximum, Foto dunkel)
| sehr gut
| sehr gut
| Einfach bedruckt schon fast perfekt blickdicht.
|-
| komp. Tinte CLC500B
| HP 51630S Folie
|
*Folie
*Druckqualität = Hoch
| sehr gut
| sehr gut
| Einfach bedruckt leider nicht blickdicht. Da der Einzung jedoch perfekt arbeitet, bedrucke ich einfach jede Folie 3x. Dabei ist kein Versatz erkennbar und das Ergebnis wird absolut blickdicht. Auch feinste Strukturen werden perfekt (getestet 0,05mm !!!). Es kann auch etwas länger belichtet werden, als eigendlich nötig. Selbst dabei entstehen beim Ätzen keine Löcher in der Kupferschicht.
|}
==== Pixma MG5250 (Multifunktionsgerät) ====
{| border=1
| '''Tinte'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltinte
| Zweckform 2503 Inkjet Folie
|
*Fotoglanzpapier Plus II
*Druckqualität = Hoch
*Farbe = Manuell, Intensität "dunkel"
| gut - sehr gut
| sehr gut
| Getestet mit 0,3mm Leiterbahen, 0,3mm Abstand, auch mit Lupe betrachtet noch scharf. Erster Ausdruck nicht perfekt Lichtdicht, jedoch völlig ausreichend für Belichtungen (wie sehr stark getönte Sonnenbrille). Falls das jemanden stört: Der Einzug arbeitet perfekt und mehrmaliges drucken ist absolut kein Problem. Kanten bleiben nach 2fachem Druck auch unter der Lupe noch scharf.
|}

=== Epson ===
==== Epson Stylus C62 ====
{| border=1
| '''Tinte'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| MVCD www.mvcd.com
| HP Premium Transparentfolien inkjet 0,13mm
|
*Premium Glossy Photo Paper
*Optimales Foto
*Nur schwarze Tinte
*Gamma 2,2
*Helligkeit -25
*Sättigung +25
| sehr gut
| sehr gut
| Getestet bis 0,2 mm Breite/Abstand. Kleiner sicherlich möglich. Foto liegt leider nicht vor.
|}
==== Epson Stylus C70 ====
{| border=1
| '''Tinte'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Original und Billignachbau
| Zweckform Inkjetfolien 2503
|
*Premium Glossy Photo Paper
*Optimales Foto
*Nur schwarze Tinte
*Gamma 2,2
*Helligkeit -25
*Sättigung +25
| befriedigend
| sehr gut
| Für Bungard Platinenmaterial gut allerdings für Lötstop oder Teinting-Resist einfach zu durchlässig.
|}
==== Epson Stylus D88 ====
{| border=1
| '''Tinte'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Billignachbau (Die-Patrone)
| Sattelford OHP Folie
|
*Epson Matte
*Optimales Foto
*Nur schwarze Tinte
*Schnell: Aus
*Gamma 2,2
*Helligkeit -25
*Kontrast +25
| gut-sehr gut
| sehr gut
| Sehr gute Ergebnisse
|}

==== (Epson Stylus Photo 750) ====

* http://www.mikrocontroller.net/topic/93261#801235

=== HP ===
==== (HP Deskjet 970Cxi) ====

* http://www.mikrocontroller.net/topic/93261#800835
** sehr erfolgreich
** Zweckform Inkjet-Folien 1440 Dpi
** 1 Druckgang, 1200x1200 Dpi, schwarz, aus Eagle 4.16.
** Bisher feinste Struktur war SOT553-5 Package
** Bei 600x600 Dpi ist die Deckung der Farbe nicht mehr gesichert. Man sieht auch feine Streifen.

==== HP C4580 ====
{| border=1
| '''Tinte'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Original 350 Tinte schwarz
| Normales Transparent(paus)papier aus dem Schreibwarenhandel
|
* Anderes Spezialpapier (oder so ähnlich)
* Druck: Optimal (600dpi)
* Tintenmenge +1 erhöhen
* schwarz/weiß Druck (keine Farbe!!!)
| sehr gut
| sehr gut
|
* Mit Bungard Basismaterial probiert (2 Minuten mit LED UV-Belichter)
* Das Papier vorher gut trocknen lassen (mind. 20 Minuten!)
|}

==== HP 980Cxi ====
{| border=1
| '''Tinte'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Original 45er Tinte schwarz
| Normales Transparent(paus)papier aus dem Schreibwarenhandel
|
* HP Premium Photo Paper (oder so ähnlich)
* Druck: Optimal
* schwarz/weiß Druck (keine Farbe!!!)
| sehr gut (10 mil Bahnen bei 8 mil Abstand ohne Probleme)
| sehr gut
|
* Mit Bungard Grundmaterial probiert
* Sollte mit jedem HP Drucker funktionieren, der die 45er Tinte verwendet
* Evtl. mit der Belichtung etwas übertreiben (bei mir waren es 30 statt 20 Minuten), damit die Zwischenräume sauber belichtet werden
* Unbedingt auf den "seitenverkehrten" Druck achten, so daß die bedruckte Seite direkt auf der Platine sitzt
* Das Papier vorher gut trocknen lassen (mind. 30 Minuten!)
|}

==== HP PSC 2105 ====
{| border=1
| '''Tinte'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Original 56er Tinte schwarz und 57er Tinte Farbe
| Normales Transparentpapier 110g/m² (beginnt sich nicht so stark zu wellen) aus dem Schreibwarenhandel
|
* HP Inkjetpapier, Hochweiß
* Druck: Optimal
Zusätzliche Einstellungen (holt noch das letzte Quäntchen heraus)
in "Digiale Fotografie":
*Kontrastverbesserung: Hoch
*Digitaler Blitz: Aus
*Schärfe: Hoch
*Glätten: Aus
*Smart Focus: Ein
in Reiter "Farbe":
*Sättigung: Leuchtend (Schieberegler max)
*Helligkeit: Dunkler (Schieberegler min)
*Farbton: mitte

| sehr gut (getestet bis auf 8 mil Bahnen und 8 mil Abstand ohne Probleme, geht vielleicht noch kleiner)

| sehr gut
|
*Zuvor habe ich mit Laser (Kyocera FS1000) und Tonerverdichter gedruckt, nicht vergleichbar, bezüglich Auflösung und Blickdichte. Hier ist der Tintenspritzer klar im Vorteil.
* Mit Bungard Grundmaterial probiert
* Sollte mit jedem HP Drucker funktionieren, der die 56er Tinte verwendet
* Farbtinte ist vielleicht nicht unbedingt nötig
* Unbedingt auf den "Seitenverkehrten" Druck achten, so daß die bedruckte Seite direkt auf der Platine sitzt
* Das Papier vorher gut trocknen lassen (mind. 30 Minuten!)
*Belichtet mit 6 UV-Röhren (Gesichtsbräuner Phillips) 12cm Abstand 130sec, durch 4mm Glasplatte (Beschwerung)
|}

==== (HP Deskjet F380) ====

* http://www.mikrocontroller.net/topic/93261#801047
* 0,18mm Strukturen mit 0,2mm Clearance, siehe [[STK500USB-Adapter]]

=== Brother MFC260C ===

*bisher nichts brauchbares erzielt.
*Getestet: Zweckform Inkjetfolie, nahezu alle Einstellungen.Nie annähernd blickdicht, größere Flächen stellenweise fast durchsichtig.

== Laserdrucker nach Hersteller ==

===Hewlett Packard===

* [http://www.atx-netzteil.de/anfertigung_platinenlayout.htm#Drucker Website mit Hinweisen zu LaserJet-Druckern]

==== HP Laserjet 2200 ====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| Laserfolie von Geha und Staples
| 600dpi
| schlecht
| sehr gut
| Leiterbahnen ok, Flächen angeätzt wegen fehlender Blickdichte (Geätzt wurde mit HCL+H2O2)
|}

==== HP LaserJet P2055d ====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| Laserfolie Zweckform 3491
| ProRes 1200, Transparentfolie, leiser (langsamer) Modus
| befriedigend
| sehr gut
|
|-
| Originaltoner
| Laserfolie Zweckform 3491
| ProRes 1200, Transparentfolie, leiser (langsamer) Modus
| sehr gut
| sehr gut
| mit Huber Tonerverdichter LF-A
|}

===Kyocera===
==== Kyocera Mita FS1000+ ====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| Tonermethode:Reicheltpapier oder billiges Papier von MM (Gelbe Verpackung "Copy Extra")
Belichtung: Laserfolie von Octamex.de, Probleme mit großen GND Feldern ansonsten TOP.
| 600dpi, kein Sparmodus (ausschalten nur per ETH oder extra SW für WindowsNT 4.0 möglich)
| sehr gut
| sehr gut
| Keine Probleme bis 0,1er Leiterbahnen,Cups Standardtreiber, Keine Erfahrung mit Windows.
|}

===Brother===

====HL-1430====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| Overheadfolie Zweckform
| Folie, nicht Graustufen verbessern
| sehr gut*
| sehr gut
|Belichten: 4 UV-Röhren 300s, Leiterbahnabstand 0,2mm kein Problem. *Tonerverdichtung mit Etikettenlöser "Solvent 50"
|-
| Originaltoner
| Reichelt-Katalogpapier
| Normalpapier, nicht Graustufen verbessern
| -
| mittel
| Toner breitet sich beim Aufbügeln sehr auf
|}

====HL-5030====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| Overheadfolie Zweckform 3491
| 600dpi, Schwärzungsgrad hoch
| gut
| sehr gut
| Belichten: 4 UV-Röhren 45s, Leiterbahnen mit 0,4mm kein Problem, mit ein wenig Erfahrung sind auch 0,3mm möglich.
|}
====HL-2040====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| Transparentpapier 85g/m^2
| 600dpi, Schwärzungsgrad: Maximum, Einstellung: Dickes Papier
| gut
| sehr gut
| Belichten: 4 UV-Röhren 110s, Leiterbahnen mit 8mil kein Problem, mit ein wenig Erfahrung sind auch 6mil möglich. Auch gut für die Tonertransfermetode geeignet (Katalogpapier auf Normalpapier aufgeklebt).
|}
====HL-2030====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| Sigel Transparent-Folie für S/W-Laser
| 600dpi, Schwärzungsgrad: Maximum, Einstellung: Folie
| gut
| sehr gut
| Belichten: 4 UV-Röhren 120s, [http://s207.photobucket.com/albums/bb49/higedigdag/Videos/?action=view&current=pcbdoublesided.flv Video einer doppelseitigen Platine]
|-
| Originaltoner
| No Name Folie für S/W-Laser
| 1200dpi, Einstellung: Folie
| schlecht
| gut
|
|-
| Original & Nachbau
| PEARL-Folie für S/W-Laser
| 600dpi, Einstellung: Folie
| sehr schlecht
| gut
|
|-
|}

====HL-2140====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| S/W-Laser Folie von Octamex.de, Hahnemühle FineArt Glatt,Hochtransparent(Ebay 50Blatt/5eur inkl.)
| HQ1200, Schwärzungsgrad: HQ, Einstellung: Normal Papier
| gut
| sehr gut
| Getestet unter Linux (Treiber auf der CD)
|}

===Epson===
==== C1100 (Farblaser) ====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| Normalpapier, mit Öl transparent gemacht
| Druckqualität = Hoch
| gut
| sehr gut
| Bei 4x15W UV Belichtungszeit über 4 Minuten. Abstände von 0,635mm/25mil sind kein Problem, 16mil geht gerade noch. Daher vor allem für bedrahtete Sachen geeignet, wo sich so sehr niedrige Druckkosten ergeben.
[http://img47.imageshack.us/img47/8416/uwegwminbotplatinefertig0az.jpg Foto meiner ersten Platine]
--[[Benutzer:Uwegw|Uwegw]] 11:35, 19. Mai 2006 (CEST)

Platinenbelichtung mit einem auf Folie gedruckten Entwurf klappt auch bei mir sehr gut. Das Toner-Direktverfahren habe ich jedoch nicht hinbekommen. - PJ
|
|-
| Originaltoner
| Overheadfolie
| fein 600dpi
| sehr 8gut
| sehr gut
| Bei 8x15W UV Belichtungszeit 90sek; 12mil Leiterbahnen und 8mil Abstand, wenn man ordentlich arbeitet
--[[Benutzer:pw-sys|pw-sys]]

|}

===Samsung===
==== ML1610 ====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| billiges (=ziemlich dünnes) Fotopapier, mit Öl transparent gemacht
| 600dpi, kein Sparmodus, CUPS mit Treiber "Samsung ML-1510 Foomatic/gdi"
| sehr gut
| sehr gut
| TQFP64 kein Problem, allerdings die Pads etwas schmaler machen als norma (so 10mil Breite), da sonst die Abstände zu klein werden. Linien bis 3 mil gut aufgelöst. Der Linux-Treiber von der CD liefert schlechtere Ergebnisse als der bei CUPS mitgelieferte für den ML1510. Keine Erfahrung mit Windows.

Sehr günstiger Drucker (neu <90EUR), mittlerweile ersetzt durch den Nachfolger ML2010.

--[[Benutzer:R2D2|R2D2]] 17:50, 22. Sep 2007 (CEST)
|}
==== CLP-321/315 ====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| Overheadfolie
| Graustufen, Höchste Qualität"
| schlecht (durchscheinend mit Löchern)
| gut
| -

Zur Platinenherstellung nicht empfehlenswert, bei Farbdruck etwas besser, dafür Versatz und dadurch fehlende Kantenschärfe.
|}

===IBM===
====PagePrinter 3116====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
|Originaltoner
|Tonermethode auf Reicheltpapier
|1200dpi
|sehr gut, große Masseflächen einwandfrei
|sehr gut
|4mil Leiterbahn mit 8mil Abstand sind gut machbar, gedruckt mit cups und ps2 Treiber. Belichten durch Normalpapier+Öl ging auch ganz gut (TSSOP ohne Probleme).
|}

[[Category:Platinen]]

Drucker und Material für Platinenlayouts

2012-06-02T17:24:59Z

At90s2313: /* Hewlett Packard */ HP LaserJet P2055d

== Einleitung ==
Steht man vor der Entscheidung sich einen Drucker anzuschaffen, mit dem man auch Layouts für die eigene Platinenherstellung erstellen möchte, stellt sich die grundlegende Frage, welche Geräte überhaupt geeignet sind. Auch wer schon im Besitz eines Druckers ist, erlebt nicht selten Überraschungen wenn es an das Testen neuer Materialien wie Folie, Papier, Toner oder Tinte geht.

Dieser Artikel soll eine Plattform für diejenigen darstellen, die schon die ein oder anderen positiven wie auch negativen Erfahrungen gesammelt haben und diese weitergeben möchten. Dies können Empfehlungen für Drucker, Kombinationen von Drucker und Material oder auch Erfahrungen bei der Vorgehensweise sein.
Allein die Suche nach der perfekten Treibereinstellung ist oft lästig und kann hier durch niedergeschriebene Erfahrungswerte für andere vereinfacht werden.

Jeder kann/soll seinen Beitrag leisten, d.h. wenn man selbst gute oder schlechte Erfahrungen mit bestimmten Geräten, Einstellungen, Materialien oder deren Kombination gesammelt hat, sollte man keine Scheu zeigen diese hier niederzuschreiben.
Auch Fotos von Ergebnissen sind natürlich erwünscht.

Die optimale Aufteilung und Struktur wird sich sicherlich mit der Zeit noch ergeben.

== Tintenstrahldrucker nach Hersteller ==

=== Allg. (Forum) ===
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/148901 welcher tintenpisser schafft Leiterzüge 0.254mm?]

=== Canon ===
==== Pixma IP5200 ====
{| border=1
| '''Tinte'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltinte
| Zweckform 2503 Inkjet Folie
|
*Folie
*Druckqualität = Hoch
*Farbe = Automatisch
| sehr gut
| sehr gut
| Getestet anhand eines TQFP100 Adapters. Die SMD-Pads sehen beim Schwarzweißdruck etwas unscharf aus. Ich empfehle den Druck mit Farbtinte. Diese lieferte definitiv das bessere Ergebnis.
|}
==== Pixma IP4200 ====
{| border=1
| '''Tinte'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltinte
| Canon Inkjet Folie
|
*Folie
*Druckqualität = Hoch
*Farbe = manuell (alles auf Maximum, Foto dunkel), Graustufen
| sehr gut
| sehr gut
| Einfach bedruckt schon fast perfekt blickdicht. Perfekte Ergebnisse mit Bungardmaterial und Lötstop. Für Teinting Resist doppelt bedrucken. Einzug arbeitet perfekt, kein Versatz erkennbar (auch nicht mit Lupe).
|-
| Originaltinte
| Conrad OH1
|
*Professional Fotopapier
*Druckqualität = Hoch
*Farbe = manuell (alles auf Maximum, Foto dunkel)
| sehr gut
| sehr gut
| Einfach bedruckt schon fast perfekt blickdicht.
|-
| komp. Tinte CLC500B
| HP 51630S Folie
|
*Folie
*Druckqualität = Hoch
| sehr gut
| sehr gut
| Einfach bedruckt leider nicht blickdicht. Da der Einzung jedoch perfekt arbeitet, bedrucke ich einfach jede Folie 3x. Dabei ist kein Versatz erkennbar und das Ergebnis wird absolut blickdicht. Auch feinste Strukturen werden perfekt (getestet 0,05mm !!!). Es kann auch etwas länger belichtet werden, als eigendlich nötig. Selbst dabei entstehen beim Ätzen keine Löcher in der Kupferschicht.
|}
==== Pixma MG5250 (Multifunktionsgerät) ====
{| border=1
| '''Tinte'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltinte
| Zweckform 2503 Inkjet Folie
|
*Fotoglanzpapier Plus II
*Druckqualität = Hoch
*Farbe = Manuell, Intensität "dunkel"
| gut - sehr gut
| sehr gut
| Getestet mit 0,3mm Leiterbahen, 0,3mm Abstand, auch mit Lupe betrachtet noch scharf. Erster Ausdruck nicht perfekt Lichtdicht, jedoch völlig ausreichend für Belichtungen (wie sehr stark getönte Sonnenbrille). Falls das jemanden stört: Der Einzug arbeitet perfekt und mehrmaliges drucken ist absolut kein Problem. Kanten bleiben nach 2fachem Druck auch unter der Lupe noch scharf.
|}

=== Epson ===
==== Epson Stylus C62 ====
{| border=1
| '''Tinte'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| MVCD www.mvcd.com
| HP Premium Transparentfolien inkjet 0,13mm
|
*Premium Glossy Photo Paper
*Optimales Foto
*Nur schwarze Tinte
*Gamma 2,2
*Helligkeit -25
*Sättigung +25
| sehr gut
| sehr gut
| Getestet bis 0,2 mm Breite/Abstand. Kleiner sicherlich möglich. Foto liegt leider nicht vor.
|}
==== Epson Stylus C70 ====
{| border=1
| '''Tinte'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Original und Billignachbau
| Zweckform Inkjetfolien 2503
|
*Premium Glossy Photo Paper
*Optimales Foto
*Nur schwarze Tinte
*Gamma 2,2
*Helligkeit -25
*Sättigung +25
| befriedigend
| sehr gut
| Für Bungard Platinenmaterial gut allerdings für Lötstop oder Teinting-Resist einfach zu durchlässig.
|}
==== Epson Stylus D88 ====
{| border=1
| '''Tinte'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Billignachbau (Die-Patrone)
| Sattelford OHP Folie
|
*Epson Matte
*Optimales Foto
*Nur schwarze Tinte
*Schnell: Aus
*Gamma 2,2
*Helligkeit -25
*Kontrast +25
| gut-sehr gut
| sehr gut
| Sehr gute Ergebnisse
|}

==== (Epson Stylus Photo 750) ====

* http://www.mikrocontroller.net/topic/93261#801235

=== HP ===
==== (HP Deskjet 970Cxi) ====

* http://www.mikrocontroller.net/topic/93261#800835
** sehr erfolgreich
** Zweckform Inkjet-Folien 1440 Dpi
** 1 Druckgang, 1200x1200 Dpi, schwarz, aus Eagle 4.16.
** Bisher feinste Struktur war SOT553-5 Package
** Bei 600x600 Dpi ist die Deckung der Farbe nicht mehr gesichert. Man sieht auch feine Streifen.

==== HP C4580 ====
{| border=1
| '''Tinte'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Original 350 Tinte schwarz
| Normales Transparent(paus)papier aus dem Schreibwarenhandel
|
* Anderes Spezialpapier (oder so ähnlich)
* Druck: Optimal (600dpi)
* Tintenmenge +1 erhöhen
* schwarz/weiß Druck (keine Farbe!!!)
| sehr gut
| sehr gut
|
* Mit Bungard Basismaterial probiert (2 Minuten mit LED UV-Belichter)
* Das Papier vorher gut trocknen lassen (mind. 20 Minuten!)
|}

==== HP 980Cxi ====
{| border=1
| '''Tinte'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Original 45er Tinte schwarz
| Normales Transparent(paus)papier aus dem Schreibwarenhandel
|
* HP Premium Photo Paper (oder so ähnlich)
* Druck: Optimal
* schwarz/weiß Druck (keine Farbe!!!)
| sehr gut (10 mil Bahnen bei 8 mil Abstand ohne Probleme)
| sehr gut
|
* Mit Bungard Grundmaterial probiert
* Sollte mit jedem HP Drucker funktionieren, der die 45er Tinte verwendet
* Evtl. mit der Belichtung etwas übertreiben (bei mir waren es 30 statt 20 Minuten), damit die Zwischenräume sauber belichtet werden
* Unbedingt auf den "seitenverkehrten" Druck achten, so daß die bedruckte Seite direkt auf der Platine sitzt
* Das Papier vorher gut trocknen lassen (mind. 30 Minuten!)
|}

==== HP PSC 2105 ====
{| border=1
| '''Tinte'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Original 56er Tinte schwarz und 57er Tinte Farbe
| Normales Transparentpapier 110g/m² (beginnt sich nicht so stark zu wellen) aus dem Schreibwarenhandel
|
* HP Inkjetpapier, Hochweiß
* Druck: Optimal
Zusätzliche Einstellungen (holt noch das letzte Quäntchen heraus)
in "Digiale Fotografie":
*Kontrastverbesserung: Hoch
*Digitaler Blitz: Aus
*Schärfe: Hoch
*Glätten: Aus
*Smart Focus: Ein
in Reiter "Farbe":
*Sättigung: Leuchtend (Schieberegler max)
*Helligkeit: Dunkler (Schieberegler min)
*Farbton: mitte

| sehr gut (getestet bis auf 8 mil Bahnen und 8 mil Abstand ohne Probleme, geht vielleicht noch kleiner)

| sehr gut
|
*Zuvor habe ich mit Laser (Kyocera FS1000) und Tonerverdichter gedruckt, nicht vergleichbar, bezüglich Auflösung und Blickdichte. Hier ist der Tintenspritzer klar im Vorteil.
* Mit Bungard Grundmaterial probiert
* Sollte mit jedem HP Drucker funktionieren, der die 56er Tinte verwendet
* Farbtinte ist vielleicht nicht unbedingt nötig
* Unbedingt auf den "Seitenverkehrten" Druck achten, so daß die bedruckte Seite direkt auf der Platine sitzt
* Das Papier vorher gut trocknen lassen (mind. 30 Minuten!)
*Belichtet mit 6 UV-Röhren (Gesichtsbräuner Phillips) 12cm Abstand 130sec, durch 4mm Glasplatte (Beschwerung)
|}

==== (HP Deskjet F380) ====

* http://www.mikrocontroller.net/topic/93261#801047
* 0,18mm Strukturen mit 0,2mm Clearance, siehe [[STK500USB-Adapter]]

=== Brother MFC260C ===

*bisher nichts brauchbares erzielt.
*Getestet: Zweckform Inkjetfolie, nahezu alle Einstellungen.Nie annähernd blickdicht, größere Flächen stellenweise fast durchsichtig.

== Laserdrucker nach Hersteller ==

===Hewlett Packard===
==== HP Laserjet 2200 ====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| Laserfolie von Geha und Staples
| 600dpi
| schlecht
| sehr gut
| Leiterbahnen ok, Flächen angeätzt wegen fehlender Blickdichte (Geätzt wurde mit HCL+H2O2)
|}

==== HP LaserJet P2055d ====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| Laserfolie Zweckform 3491
| ProRes 1200, Transparentfolie, leiser (langsamer) Modus
| befriedigend
| sehr gut
|
|-
| Originaltoner
| Laserfolie Zweckform 3491
| ProRes 1200, Transparentfolie, leiser (langsamer) Modus
| sehr gut
| sehr gut
| mit Huber Tonerverdichter LF-A
|}

===Kyocera===
==== Kyocera Mita FS1000+ ====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| Tonermethode:Reicheltpapier oder billiges Papier von MM (Gelbe Verpackung "Copy Extra")
Belichtung: Laserfolie von Octamex.de, Probleme mit großen GND Feldern ansonsten TOP.
| 600dpi, kein Sparmodus (ausschalten nur per ETH oder extra SW für WindowsNT 4.0 möglich)
| sehr gut
| sehr gut
| Keine Probleme bis 0,1er Leiterbahnen,Cups Standardtreiber, Keine Erfahrung mit Windows.
|}

===Brother===

====HL-1430====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| Overheadfolie Zweckform
| Folie, nicht Graustufen verbessern
| sehr gut*
| sehr gut
|Belichten: 4 UV-Röhren 300s, Leiterbahnabstand 0,2mm kein Problem. *Tonerverdichtung mit Etikettenlöser "Solvent 50"
|-
| Originaltoner
| Reichelt-Katalogpapier
| Normalpapier, nicht Graustufen verbessern
| -
| mittel
| Toner breitet sich beim Aufbügeln sehr auf
|}

====HL-5030====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| Overheadfolie Zweckform 3491
| 600dpi, Schwärzungsgrad hoch
| gut
| sehr gut
| Belichten: 4 UV-Röhren 45s, Leiterbahnen mit 0,4mm kein Problem, mit ein wenig Erfahrung sind auch 0,3mm möglich.
|}
====HL-2040====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| Transparentpapier 85g/m^2
| 600dpi, Schwärzungsgrad: Maximum, Einstellung: Dickes Papier
| gut
| sehr gut
| Belichten: 4 UV-Röhren 110s, Leiterbahnen mit 8mil kein Problem, mit ein wenig Erfahrung sind auch 6mil möglich. Auch gut für die Tonertransfermetode geeignet (Katalogpapier auf Normalpapier aufgeklebt).
|}
====HL-2030====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| Sigel Transparent-Folie für S/W-Laser
| 600dpi, Schwärzungsgrad: Maximum, Einstellung: Folie
| gut
| sehr gut
| Belichten: 4 UV-Röhren 120s, [http://s207.photobucket.com/albums/bb49/higedigdag/Videos/?action=view&current=pcbdoublesided.flv Video einer doppelseitigen Platine]
|-
| Originaltoner
| No Name Folie für S/W-Laser
| 1200dpi, Einstellung: Folie
| schlecht
| gut
|
|-
| Original & Nachbau
| PEARL-Folie für S/W-Laser
| 600dpi, Einstellung: Folie
| sehr schlecht
| gut
|
|-
|}

====HL-2140====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| S/W-Laser Folie von Octamex.de, Hahnemühle FineArt Glatt,Hochtransparent(Ebay 50Blatt/5eur inkl.)
| HQ1200, Schwärzungsgrad: HQ, Einstellung: Normal Papier
| gut
| sehr gut
| Getestet unter Linux (Treiber auf der CD)
|}

===Epson===
==== C1100 (Farblaser) ====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| Normalpapier, mit Öl transparent gemacht
| Druckqualität = Hoch
| gut
| sehr gut
| Bei 4x15W UV Belichtungszeit über 4 Minuten. Abstände von 0,635mm/25mil sind kein Problem, 16mil geht gerade noch. Daher vor allem für bedrahtete Sachen geeignet, wo sich so sehr niedrige Druckkosten ergeben.
[http://img47.imageshack.us/img47/8416/uwegwminbotplatinefertig0az.jpg Foto meiner ersten Platine]
--[[Benutzer:Uwegw|Uwegw]] 11:35, 19. Mai 2006 (CEST)

Platinenbelichtung mit einem auf Folie gedruckten Entwurf klappt auch bei mir sehr gut. Das Toner-Direktverfahren habe ich jedoch nicht hinbekommen. - PJ
|
|-
| Originaltoner
| Overheadfolie
| fein 600dpi
| sehr 8gut
| sehr gut
| Bei 8x15W UV Belichtungszeit 90sek; 12mil Leiterbahnen und 8mil Abstand, wenn man ordentlich arbeitet
--[[Benutzer:pw-sys|pw-sys]]

|}

===Samsung===
==== ML1610 ====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| billiges (=ziemlich dünnes) Fotopapier, mit Öl transparent gemacht
| 600dpi, kein Sparmodus, CUPS mit Treiber "Samsung ML-1510 Foomatic/gdi"
| sehr gut
| sehr gut
| TQFP64 kein Problem, allerdings die Pads etwas schmaler machen als norma (so 10mil Breite), da sonst die Abstände zu klein werden. Linien bis 3 mil gut aufgelöst. Der Linux-Treiber von der CD liefert schlechtere Ergebnisse als der bei CUPS mitgelieferte für den ML1510. Keine Erfahrung mit Windows.

Sehr günstiger Drucker (neu <90EUR), mittlerweile ersetzt durch den Nachfolger ML2010.

--[[Benutzer:R2D2|R2D2]] 17:50, 22. Sep 2007 (CEST)
|}
==== CLP-321/315 ====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
| Originaltoner
| Overheadfolie
| Graustufen, Höchste Qualität"
| schlecht (durchscheinend mit Löchern)
| gut
| -

Zur Platinenherstellung nicht empfehlenswert, bei Farbdruck etwas besser, dafür Versatz und dadurch fehlende Kantenschärfe.
|}

===IBM===
====PagePrinter 3116====
{| border=1
| '''Toner'''
| '''Druckmedium'''
| '''Treibereinstellung'''
| '''Lichtdichtheit'''
| '''Schärfe'''
| '''Kommentar'''
|-
|Originaltoner
|Tonermethode auf Reicheltpapier
|1200dpi
|sehr gut, große Masseflächen einwandfrei
|sehr gut
|4mil Leiterbahn mit 8mil Abstand sind gut machbar, gedruckt mit cups und ps2 Treiber. Belichten durch Normalpapier+Öl ging auch ganz gut (TSSOP ohne Probleme).
|}

[[Category:Platinen]]

AVR-Studio

2012-06-02T08:20:54Z

At90s2313: /* Direktlinks Zusatzsoftware */ AVR Toolchain 3.3.2

Das '''AVR-Studio''' ist eine kostenlose Entwicklungsumgebung ([[Editoren/IDEs|IDE]]) für die Programmierung der [[AVR]]-[[Mikrocontroller]] von Atmel. Sie basiert ab Version 5 auf der Visual Studio Shell von Microsoft und besteht aus einer Projektverwaltung, einem [[Editoren/IDEs#Texteditoren für Programmierer|Editor]], einem [[AVR-Studio#Debugger|Debugger]] und Werkzeugen zum beschreiben der Mikrocontroller.

Mit dem AVR Studio kann in [[Assembler]] sowie in [[C]]/[[C-Plusplus|C++]] programmiert werden. Für die Unterstützung von C/C++ musste bis einschließlich Version 4 vor der Installation des AVR Studio der GNU C Compiler für AVRs [[WinAVR]] installiert werden. Ab AVR Studio 5 ist eine vollständige Toolchain zur Entwicklung von C-Projekten enthalten. Atmel bietet weiterhin eine Erweiterung zwecks Erstellung von Projekten mit eingeschränkter C++-Unterstützung an (siehe [[AVR_Studio#Tipps_.26_Tricks|Tipps & Tricks]]).

== Debugger ==
Die AVR-Studio-Umgebung sieht unabhängig von der speziellen Debug-Plattform größtenteils identisch aus. Es existieren folgende Debug-Möglichkeiten:
# [[AVR-Simulation#AVR_Studio|AVR Simulator]]
# AVR In-Circuit Emulator / [[JTAG]]-Adapter: AVR Dragon, AVR ONE!, JTAGICE3, JTAGICE mkII
'''Simulation'''
* die meisten AVR-Mikrocontroller werden unterstützt
* z.T langsamer als eine Emulation (insbesondere bei größeren Projekten)
* Wechselwirkung mit Peripherie nur über vordefinierte Stimuli möglich
* Anzeige aller Register zu jeder Zeit möglich
'''Emulation'''
* Unterstützung von Mikrocontrollern plattformabhängig eingeschränkt
* z.T. schneller als Simulation
* Debugging in tatsächlicher Hardwareumgebung
* Register nicht uneingeschränkt lesbar

== Tipps & Tricks ==

* [[AVR-Studio Bugs]]

* [[AVR-Simulation]]

* [http://www.mikrocontroller.net/topic/193587#1894280 Pfad zum Hexfile]

* [http://www.mikrocontroller.net/topic/237681#2411339 Anzeige der Größe benutzter Speicherbereiche in AVR Studio 5]

* [http://www.mikrocontroller.net/topic/236601#2413654 C++ Templates (beta) für AVR Studio 5] (Vorsicht: kein vollständiger Funktionsumfang, siehe [http://support.atmel.no/bin/customer.exe?=&action=viewKbEntry&id=1001 FAQ])

* [http://www.rn-wissen.de/index.php/AVR_Studio_5#Eigene_Templates_erzeugen Erstellung eigener Templates in AVR Studio 5]

== Downloads ==

=== Offizielle Seite ===
* http://www.atmel.com/avrstudio
* http://www.atmel.no/beta_ware/ (gelegentlich Aktualisierungen und Testversionen)

=== Direktlinks Installer ===

Anm.: Die MD5 Checksumme dient zum Überprüfen der Downloads auf Vollständigkeit. Die aktuelle Version ist '''fett''' markiert.

Im Falle nicht eingepflegter Updates hier der Direktlink-Präfix (entsprechenden Dateinamen aus dem Formularlink kopieren und hinter dem letzten Schrägstrich einfügen):

http://www.atmel.com/Images/

*[http://www.atmel.com/Images/as6installer-6.0.1843.exe as6installer-6.0.1843.exe] '''Atmel Studio 6 Release installer (743MB, updated 2012/05)'''

*[http://www.atmel.com/Images/as6installer-6.0.1843.noVSSnoDotNet.exe as6installer-6.0.1843.noVSSnoDotNet.exe] '''Atmel Studio 6 Release installer (528MB, updated 2012/05)'''

*[http://www.atmel.com/Images/as6installer-6.0.1703-full.exe as6installer-6.0.1703-full.exe] Atmel Studio 6 BETA installer (731MB, updated 2012/03)

*[http://www.atmel.com/Images/as6installer-6.0.1703-small.exe as6installer-6.0.1703-small.exe] Atmel Studio 6 BETA installer (516MB, updated 2012/03)

*[http://www.atmel.com/Images/as5installer-stable-5.1.208-full.exe as5installer-stable-5.1.208-full.exe] AVR Studio 5.1 installer (includes VSS, .NET4.0, ASF 2.11.0 and Toolchain 3.3.1) (616MB, updated 2012/02)

*<s> [http://www.atmel.com/Images/as5installer-stable-5.1.208-small.exe as5installer-stable-5.1.208-small.exe] AVR Studio 5.1 installer (includes ASF 2.11.0 and Toolchain 3.3.1) (396 MB, updated 2012/02)</s>

*[http://www.atmel.com/Images/as5installer-5.1.148.beta-full.exe as5installer-5.1.148.beta-full.exe] AVR Studio 5.1 Beta installer (includes VSS and .NET) (523 MB, updated 2011/12)

*[http://www.atmel.com/Images/as5installer-5.1.148.beta-small.exe as5installer-5.1.148.beta-small.exe] AVR Studio 5.1 Beta installer (308 MB, updated 2011/12)

*[http://www.atmel.com/Images/AvrStudio4Setup.exe AvrStudio4Setup.exe] '''AVR Studio 4.19 (build 730) (124 MB, updated 2011/09/11)''' MD5:609209DB9A1C6191945421299101DC15

*[http://www.atmel.com/Images/AvrStudio417Setup.exe AvrStudio417Setup.exe] AVR Studio 4.17 (build 666) (112 MB, updated 07/09)

*[http://www.atmel.com/Images/AvrStudio416Setup.exe AvrStudio416Setup.exe] AVR Studio 4.16 (build 628) (126 MB, updated 02/09) (last version for Win98)

*[http://www.atmel.com/Images/aStudio4b589.exe aStudio4b589.exe] AVR Studio 4.14 (build 589) (89 MB, updated 04/08)

*[http://www.atmel.com/Images/aStudio4b528.exe aStudio4b528.exe] AVR Studio 4.13 (build 528) (73 MB, updated 03/07)

=== Direktlinks Zusatzsoftware ===

* [http://www.atmel.com/Images/AVRQTouchStudioSetup_VSS_dotNET.exe AVRQTouchStudioSetup_VSS_dotNET.exe] AVR QTouch Studio mit .NET (373 MB, updated 03/10)

* [http://www.atmel.com/Images/Atmel_QTouch_Libraries_5.0.exe Atmel_QTouch_Libraries_5.0.exe] Atmel QTouch Library 5.0 (34.3MB, updated April 2011)

* [http://www.atmel.com/Images/avr-toolchain-installer-3.3.1.1020-win32.win32.x86.exe avr-toolchain-installer-3.3.1.1020-win32.win32.x86.exe] '''AVR Toolchain 3.3.2 (94 MB, updated 04/2012, AVR-GCC: 4.5.1, AVR-LIBC: 1.7.1)'''

* [http://www.atmel.com/Images/avr-toolchain-installer-3.3.0.710-win32.win32.x86.exe avr-toolchain-installer-3.3.0.710-win32.win32.x86.exe] AVR Toolchain 3.3.0 (94 MB, updated 2011/09/11, AVR-GCC: 4.5.1, AVR-LIBC: 1.7.1) MD5: 1c43bac156cb1e4cb77dfc7a833cf237

* [http://www.atmel.com/Images/avr-toolchain-installer-3.2.3.579-win32.win32.x86.exe avr-toolchain-installer-3.2.3.579-win32.win32.x86.exe] AVR Toolchain 3.2.3 (95 MB, updated 06/11, AVR-GCC: 4.5.1, AVR-LIBC: 1.7.1)

* [http://www.atmel.com/Images/avr-toolchain-installer-3.0.0.240-win32.win32.x86.exe avr-toolchain-installer-3.0.0.240-win32.win32.x86.exe] AVR Toolchain 3.0.0 (87 MB, updated 09/10, AVR-GCC: 4.4.3, AVR-LIBC: 1.7.0) Update util/delay.h [http://www.mikrocontroller.net/topic/196738#1943039] beachten.

* [http://www.atmel.com/Images/asf-standalone-archive-2.10.0.zip asf-standalone-archive-2.10.0.zip] '''AVR SoftwareFramework 2.10.0 - drivers and libraries (87 MB, revision 2.10.0, updated 2012/1/12)'''

* [http://www.atmel.com/Images/asf-standalone-archive-2.9.0.zip asf-standalone-archive-2.9.0.zip] AVR SoftwareFramework 2.9.0 - drivers and libraries (79 MB, revision 2.9.0, updated 12/11)

* [http://www.atmel.com/Images/as5.1-asf-vsix-stable-2.11.1.30-win32.win32.x86.zip as5.1-asf-vsix-stable-2.11.1.30-win32.win32.x86.zip] '''AVRStudio5-ASF-Update-2.11.1.30 (174 MB, revision 2.11.1, updated 2012/02/)'''

* [http://www.atmel.com/Images/AVRStudio5-ASF-Update-2.8.1.76.exe AVRStudio5-ASF-Update-2.8.1.76.exe] AVRStudio5-ASF-Update-2.8.1.76 (222 MB, revision 2.8.1, updated 2011/10/11)

== Weblinks ==
* [http://www.youtube.com/user/AtmelCorporation#g/c/8F325BE889E62E50 YouTube-Playlist: AVR Studio 5 Tutorial]

* [http://www.avrfreaks.net/index.php?name=PNphpBB2&file=viewtopic&t=82994 How to install JTAGICE mkII (and AVR Dragon and AVRISP mkII) on Windows 7 x64] auf avrfreaks.net (ggf. kostenlos registrieren). Siehe auch Hinweis von Denny [http://www.mikrocontroller.net/topic/146857#1476962] im Forum.

*[http://avr-eclipse.sourceforge.net/wiki/index.php/The_AVR_Eclipse_Plugin AVR Eclipse Plugin]

*[http://avrstudio5.wordpress.com/ AVR Studio 5 Blog] - Useful hints and tips for installation troubleshooting with the new AVR Studio 5

[[Category:AVR]]
[[Kategorie:Entwicklungstools]]

AD-Wandler

2012-05-15T14:51:33Z

At90s2313: /* ADC SPI BUS */ Tippfehler

Die Abkürzung AD-Wandler steht für einen Analog-Digital-Wandler (teilweise auch ADU, Analog-Digital-Umsetzer; im Englischen ADC Analog-Digital-Converter). Dieser wandelt eine [[analog|analoge]] Größe, meist eine Spannung, in einen [[digital|digitalen]] Wert um. Das Gegenstück ist der [[DA-Wandler]].

Die Auflösung mit der die analoge Größe gemessen wird bewegt sich zwischen 1 (Komparator) und 24 [[Digitaltechnik|Bit]]. Den durch die Wandlung entstehenden Fehler zwischen dem tatsächlichen Wert und dem ausgegebenen (gewandelten) Wert nennt man [[Quantisierung|Quantisierungsfehler]]. Er entsteht durch die unvermeidbare Rundung. Ferner entsteht durch die Nichtlinearität des Bauteils ebenfalls ein Fehler.

Der Wandlungsvorgang benötigt immer eine gewisse Zeit, während der die Eingangsgröße konstant bleiben muss. Das gilt auch für den Flash-ADC, da nicht alle Komparatoren gleich schnell sind. Hierfür werden sogenannte 'Track and Hold' bzw. 'Sample and Hold' Schaltungen verwendet, welche das Eingangssignal "einfrieren" während die AD-Wandlung läuft.

== Verfahren ==

* '''Flash'''- oder Parallel-Wandler verwenden für jeden Ausgangswert einen Komparator. Dadurch sind sie sehr schnell, aber auch teuer und stromhungrig. Flash-Wandler werden unter anderem in [[Oszilloskop#Digitale Oszilloskope|Digitalen Oszilloskopen]] eingesetzt.
* '''Sukzessive Approximation (SAR)''': Stufenweise Annäherung, Wägeverfahren. Benötigt einen [[DA-Wandler]], mit dem man sich Bit für Bit an die zu messende Spannung herantastet.
** Der interne AD-Wandler eines [[AVR]] verwendet diese Methode
* '''Single Slope, Dual Slope''' Verfahren: Werden meist in Multimetern oder ähnlichen Messgeräten verwendet da sie billig sind, wenig Strom brauchen und gute Linearitäten besitzen. Im Prinzip wird hier die Spannungsmessung über eine Zeitmessung realisiert (Zeitmessung des Auf- und Entladen eines Kondensators).
* '''Delta Sigma''': Vor allem für sehr genaue Messungen (24 Bit). Preisgünstig herstellbar, da nur ein Komparator und Logik-Elemente benötigt werden, dafür recht langsam. Werden vor allem im Audio-Bereich eingesetzt.
* '''Spannungs-Frequenz-Umsetzer''': Hier steuert die Eingangsspannung einen Oszillator, dessen Ausgangsfrequenz möglichst linear von der Eingangsspannung abhängt (Frequenzmodulation).
* '''Nachlauf-Verfahren''': Es wird auch hier ein DAC benötigt, der von einem Auf-Abwärtszähler gesteuert wird. Ein Komparator steuert ob auf- oder abwärts gezählt wird.

== Kenngrößen ==

Als Kenngrößen gibt es bei einem ADC bedeutend mehr als nur die [[Auflösung und Genauigkeit | Auflösung]]. Z.B. wäre es nicht schlecht, wenn er keine sogenannten 'Missing-Codes' hätte. Hier fehlen einfach gewisse Ausgangswerte, die Kennline hat Sprünge.

Weiters wichtig ist die Linearität. Es kann sein, dass die Kennlinie nichtlinear ist (Kennlinie Ausgangscode-Eingangsspannung gebogen) oder aber die einzelnen Stufen sind nicht gleich groß.

Außerdem wichtig sind Eingangsrauschen, Samplingzeit und Stromverbrauch.

==Praxis==

=== Große Spannungen messen ===

Will man einen AD-Wandler dazu nutzen große Spannungen zu messen, so behilft man sich mit einem [[Spannungsteiler]] nach Masse. So wird erreicht, dass die maximale Eingangsspannung bzw. Referenzspannung des AD-Wandlers nicht überschritten werden. Über das bekannte Widerstandsverhältnis kann dann per Software vom AD-Wert auf die gemessene Spannung zurückgeschlossen werden.

=== Negative Spannungen messen ===

Will man nun negative Spannungen messen, steht man vor dem Problem, den AD-Wandler keinen negativen Spannungen aussetzen zu dürfen. Hier hilft auch ein [[Spannungsteiler]] nach Masse nicht weiter. Es ist jedoch genausogut möglich, einen Spannungsteiler auf eine positive Spannung, z. B. die Betriebsspannung des AD-Wandlers zu beziehen. Um verlässliche Messwerte zu erhalten, darf die Bezugsspannung nicht schwanken, sollte also z. B. von einem Spannungsregler oder besser noch von einer [[Spannungsreferenz]] wie z. B. LM336 erzeugt werden.

<pre>
Vcc
---
|
+-+
| | R1
+-+
|
+---o Uadc
|
+-+
| | R2
+-+
|
Uin- o---+
</pre>

<math>\mathrm{U_{adc}=(V_{CC}-U_{in-}) \cdot \frac{R_2}{R_1+R_2} + U_{in-}}</math>

<math>\mathrm{U_{in-}=\frac{U_{adc}-V_{CC} \cdot \frac{R_2}{R_1+R_2}}{1-\frac{R_2}{R_1+R_2}}}</math>

Bei differentieller Messung sind Bezugsspannugsschwankungen theoretisch kein Problem, praktisch bildet man aber eine Art Wheatstone-Brücke nach, sodass durch die Toleranzen der Widerstände große Abweichungen auftreten können, wenn sich die Bezugsspannung ändert (z. B. Batteriebetrieb).

Siehe auch im Forum:
*[http://www.mikrocontroller.net/forum/read-1-173727.html Mit AD-Wandler negative Spannungen messen]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/78480 Vcc gegen interne Referenz messen] (AVR)
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/214334?goto=2131995#2131984 Forumsbeitrag]: Berechung der Auflösung und des Messwerts, immer <math>\frac{1}{2^n}</math> und nicht <math>\frac{1}{2^n-1}</math>

=== Wechselspannung mit AC-Kopplung messen ===

In manchen Fällen, zum Beispiel bei Audio-Signalen, interessiert man sich nicht für den Gleichspannungsanteil (DC), sondern nur für den Wechselspannungsanteil (AC) eines Signals. In diesem Fall kann man durch einen Kondensator in Reihe eine sogenannte AC-Kopplung herstellen. Näheres dazu im Beitrag [http://www.mikrocontroller.net/topic/90989#new AC Kopplung wie groß muss der Kondesator sein?].

=== Genaues Messen und Fixed-Point Arithmetik ===

Siehe Forumsbeitrag [http://www.mikrocontroller.net/topic/170454#1630106 ADC und Fixed-Point Arithmetik] von Bernd N. und den Artikel [[Festkommaarithmetik]].

Zitierte Appnotes:
* [http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc2559.pdf AVR120: Characterization and Calibration of the ADC on an AVR] (PDF)
* [http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc8003.pdf AVR121: Enhancing ADC resolution by oversampling] (PDF)

== Externe AD-Wandler Bausteine ==
=== ADC I2C/TWI BUS ===
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/182614 12x12 Bit ADC MAX1238]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/182614 12x10 Bit ADC MAX1138]
* [http://www.jtronics.de/platinen.html 12x8 Bit ADC MAX1038]
* [http://www.maxim-ic.com/datasheet/index.mvp/id/1890 8 x 12bit ADC MAX127]

=== ADC SPI BUS ===
* [http://www.mikrocontroller.net/part/TLC549 1x8 Bit TLC549], sukzessive Approximation
* [http://www.mikrocontroller.net/part/MCP3551 1x22 Bit MCP3551], Delta Sigma

=== ADC UART BUS ===
*

=== ADC CAN BUS ===
*

== Weblinks ==

* [http://www.tu-ilmenau.de/fakia/Interfacetechnik.5279.0.html Vorlesung Interfacetechnik] von Dr.-Ing. Norbert Hirt an der TU Ilmenau
* [http://focus.ti.com/docs/toolsw/folders/print/adcpro.html Simulationssoftware für AD Wandler]

[[Category:Bauteile]]
* [http://www.embedded.com/design/212101523 The ABC's of A-D converter latency] by Bonnie Baker, Texas Instruments (via Embedded.com)
* [http://www.embedded.com/design/multicore/217700911?printable=true Writing software drivers for analog to digital converters], By Mark Thoren and Leo Chen, Linear Technology Corp., Embedded.com, ([[I2C]])

AD-Wandler

2012-05-15T14:50:56Z

At90s2313: /* ADC SPI BUS */ URLs ergänzt

Die Abkürzung AD-Wandler steht für einen Analog-Digital-Wandler (teilweise auch ADU, Analog-Digital-Umsetzer; im Englischen ADC Analog-Digital-Converter). Dieser wandelt eine [[analog|analoge]] Größe, meist eine Spannung, in einen [[digital|digitalen]] Wert um. Das Gegenstück ist der [[DA-Wandler]].

Die Auflösung mit der die analoge Größe gemessen wird bewegt sich zwischen 1 (Komparator) und 24 [[Digitaltechnik|Bit]]. Den durch die Wandlung entstehenden Fehler zwischen dem tatsächlichen Wert und dem ausgegebenen (gewandelten) Wert nennt man [[Quantisierung|Quantisierungsfehler]]. Er entsteht durch die unvermeidbare Rundung. Ferner entsteht durch die Nichtlinearität des Bauteils ebenfalls ein Fehler.

Der Wandlungsvorgang benötigt immer eine gewisse Zeit, während der die Eingangsgröße konstant bleiben muss. Das gilt auch für den Flash-ADC, da nicht alle Komparatoren gleich schnell sind. Hierfür werden sogenannte 'Track and Hold' bzw. 'Sample and Hold' Schaltungen verwendet, welche das Eingangssignal "einfrieren" während die AD-Wandlung läuft.

== Verfahren ==

* '''Flash'''- oder Parallel-Wandler verwenden für jeden Ausgangswert einen Komparator. Dadurch sind sie sehr schnell, aber auch teuer und stromhungrig. Flash-Wandler werden unter anderem in [[Oszilloskop#Digitale Oszilloskope|Digitalen Oszilloskopen]] eingesetzt.
* '''Sukzessive Approximation (SAR)''': Stufenweise Annäherung, Wägeverfahren. Benötigt einen [[DA-Wandler]], mit dem man sich Bit für Bit an die zu messende Spannung herantastet.
** Der interne AD-Wandler eines [[AVR]] verwendet diese Methode
* '''Single Slope, Dual Slope''' Verfahren: Werden meist in Multimetern oder ähnlichen Messgeräten verwendet da sie billig sind, wenig Strom brauchen und gute Linearitäten besitzen. Im Prinzip wird hier die Spannungsmessung über eine Zeitmessung realisiert (Zeitmessung des Auf- und Entladen eines Kondensators).
* '''Delta Sigma''': Vor allem für sehr genaue Messungen (24 Bit). Preisgünstig herstellbar, da nur ein Komparator und Logik-Elemente benötigt werden, dafür recht langsam. Werden vor allem im Audio-Bereich eingesetzt.
* '''Spannungs-Frequenz-Umsetzer''': Hier steuert die Eingangsspannung einen Oszillator, dessen Ausgangsfrequenz möglichst linear von der Eingangsspannung abhängt (Frequenzmodulation).
* '''Nachlauf-Verfahren''': Es wird auch hier ein DAC benötigt, der von einem Auf-Abwärtszähler gesteuert wird. Ein Komparator steuert ob auf- oder abwärts gezählt wird.

== Kenngrößen ==

Als Kenngrößen gibt es bei einem ADC bedeutend mehr als nur die [[Auflösung und Genauigkeit | Auflösung]]. Z.B. wäre es nicht schlecht, wenn er keine sogenannten 'Missing-Codes' hätte. Hier fehlen einfach gewisse Ausgangswerte, die Kennline hat Sprünge.

Weiters wichtig ist die Linearität. Es kann sein, dass die Kennlinie nichtlinear ist (Kennlinie Ausgangscode-Eingangsspannung gebogen) oder aber die einzelnen Stufen sind nicht gleich groß.

Außerdem wichtig sind Eingangsrauschen, Samplingzeit und Stromverbrauch.

==Praxis==

=== Große Spannungen messen ===

Will man einen AD-Wandler dazu nutzen große Spannungen zu messen, so behilft man sich mit einem [[Spannungsteiler]] nach Masse. So wird erreicht, dass die maximale Eingangsspannung bzw. Referenzspannung des AD-Wandlers nicht überschritten werden. Über das bekannte Widerstandsverhältnis kann dann per Software vom AD-Wert auf die gemessene Spannung zurückgeschlossen werden.

=== Negative Spannungen messen ===

Will man nun negative Spannungen messen, steht man vor dem Problem, den AD-Wandler keinen negativen Spannungen aussetzen zu dürfen. Hier hilft auch ein [[Spannungsteiler]] nach Masse nicht weiter. Es ist jedoch genausogut möglich, einen Spannungsteiler auf eine positive Spannung, z. B. die Betriebsspannung des AD-Wandlers zu beziehen. Um verlässliche Messwerte zu erhalten, darf die Bezugsspannung nicht schwanken, sollte also z. B. von einem Spannungsregler oder besser noch von einer [[Spannungsreferenz]] wie z. B. LM336 erzeugt werden.

<pre>
Vcc
---
|
+-+
| | R1
+-+
|
+---o Uadc
|
+-+
| | R2
+-+
|
Uin- o---+
</pre>

<math>\mathrm{U_{adc}=(V_{CC}-U_{in-}) \cdot \frac{R_2}{R_1+R_2} + U_{in-}}</math>

<math>\mathrm{U_{in-}=\frac{U_{adc}-V_{CC} \cdot \frac{R_2}{R_1+R_2}}{1-\frac{R_2}{R_1+R_2}}}</math>

Bei differentieller Messung sind Bezugsspannugsschwankungen theoretisch kein Problem, praktisch bildet man aber eine Art Wheatstone-Brücke nach, sodass durch die Toleranzen der Widerstände große Abweichungen auftreten können, wenn sich die Bezugsspannung ändert (z. B. Batteriebetrieb).

Siehe auch im Forum:
*[http://www.mikrocontroller.net/forum/read-1-173727.html Mit AD-Wandler negative Spannungen messen]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/78480 Vcc gegen interne Referenz messen] (AVR)
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/214334?goto=2131995#2131984 Forumsbeitrag]: Berechung der Auflösung und des Messwerts, immer <math>\frac{1}{2^n}</math> und nicht <math>\frac{1}{2^n-1}</math>

=== Wechselspannung mit AC-Kopplung messen ===

In manchen Fällen, zum Beispiel bei Audio-Signalen, interessiert man sich nicht für den Gleichspannungsanteil (DC), sondern nur für den Wechselspannungsanteil (AC) eines Signals. In diesem Fall kann man durch einen Kondensator in Reihe eine sogenannte AC-Kopplung herstellen. Näheres dazu im Beitrag [http://www.mikrocontroller.net/topic/90989#new AC Kopplung wie groß muss der Kondesator sein?].

=== Genaues Messen und Fixed-Point Arithmetik ===

Siehe Forumsbeitrag [http://www.mikrocontroller.net/topic/170454#1630106 ADC und Fixed-Point Arithmetik] von Bernd N. und den Artikel [[Festkommaarithmetik]].

Zitierte Appnotes:
* [http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc2559.pdf AVR120: Characterization and Calibration of the ADC on an AVR] (PDF)
* [http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc8003.pdf AVR121: Enhancing ADC resolution by oversampling] (PDF)

== Externe AD-Wandler Bausteine ==
=== ADC I2C/TWI BUS ===
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/182614 12x12 Bit ADC MAX1238]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/182614 12x10 Bit ADC MAX1138]
* [http://www.jtronics.de/platinen.html 12x8 Bit ADC MAX1038]
* [http://www.maxim-ic.com/datasheet/index.mvp/id/1890 8 x 12bit ADC MAX127]

=== ADC SPI BUS ===
* [http://www.mikrocontroller.net/part/TLC549 1x8 Bit TLC549], sukzessive Approximation
* [http://www.mikrocontroller.net/part/MCP3551 1x22 Bit MCP3351], Delta Sigma

=== ADC UART BUS ===
*

=== ADC CAN BUS ===
*

== Weblinks ==

* [http://www.tu-ilmenau.de/fakia/Interfacetechnik.5279.0.html Vorlesung Interfacetechnik] von Dr.-Ing. Norbert Hirt an der TU Ilmenau
* [http://focus.ti.com/docs/toolsw/folders/print/adcpro.html Simulationssoftware für AD Wandler]

[[Category:Bauteile]]
* [http://www.embedded.com/design/212101523 The ABC's of A-D converter latency] by Bonnie Baker, Texas Instruments (via Embedded.com)
* [http://www.embedded.com/design/multicore/217700911?printable=true Writing software drivers for analog to digital converters], By Mark Thoren and Leo Chen, Linear Technology Corp., Embedded.com, ([[I2C]])

AVR-GCC-Codeoptimierung

2012-04-16T20:15:26Z

At90s2313: /* Links */ URL korrigiert

Entstanden aus diesem [http://www.mikrocontroller.net/topic/66690 Thread] sollen hier ein paar Hinweise/Erfahrungen gegeben werden, um den Quellcode in Punkto Größe und Geschwindigkeit zu optimieren. ''En detail'' ist das Thema komplex, da es stark von der Codeoptimierung des Compilers abhängt. Es ist im Einzelfall ratsam zu prüfen, ob die eigenen Maßnahmen auch erfolgreich waren. Die Diskussionen [http://www.mikrocontroller.net/topic/132624] bzw. [http://www.mikrocontroller.net/topic/180800#new] können als Anhaltspunkte dienen, wie eine solche Prüfung ablaufen kann.

== Prinzipien der Optimierung ==

Wie so oft sollte man nicht einfach wild drauf los optimieren und sich zunächst ein paar Dinge klar machen.

* Warum will ich optimieren?
* Was kann man sinnvoll optimieren?
* Wieviel Rechenzeit oder Speicher soll dabei gespart werden?
* Wie kann optimiert werden?
* "Verfrühte Optimierung ist die Wurzel allen Übels"

Viele Optimierungen sind "Angst-Optimierungen", die nicht wirklich nötig sind. Die Gefahr mit Optimierungen ist, den Code tot zu optimieren, sprich Lesbarkeit, Portierbarkeit und ggf. Fehlerfreiheit sinken massgeblich. Kurz und knapp in diesem [http://blogs.msdn.com/b/audiofool/archive/2007/06/14/the-rules-of-code-optimization.aspx BLOG] formuliert.

=== Warum ===

Optimieren sollte man nur, wenn
* der Speicher nicht mehr ausreicht (RAM, Flash)
* Die Laufzeit für bestimmte Programmteile zu groß wird und somit bestimmte (Echtzeit-)Ausgaben nicht im erforderlichen Zeitrahmen erledigt werden

Weiter sollte man folgende Punkte gegeneinander abwägen:

* Codeverbrauch
* Datenverbrauch. Statisch/Stack/Heap
* Mittlere Laufzeit/maximale Laufzeit
* Entwicklungszeit
* Portabilität (Compiler, Hardware, ...)
* Verständlichkeit der Quelle, siehe [[Strukturierte Programmierung auf Mikrocontrollern]]
* ABI-Konformität

=== Was ===

Die goldene Regle lautet: 90% der Rechenleistung werden in 10% des Codes verbraucht. Diese 10% muss man finden und zum richtigen Zeitpunkt optimieren. Der Rest muss nur sauber und lesbar geschrieben sein. Was jedoch nichts bringt, ist eine Funktion, die von 1 Minute Programmlaufzeit lediglich 1 Sekunde verbraucht, um den Faktor 10 schneller zu machen. Die Programmlaufzeit sinkt dann von 60 Sekunden auf 59.1 Sekunden. Der Aufwand, die Funktion um einen Faktor 10 schneller zu machen ist aber meistens beträchtlich! Kann ich aber den Code, der für die 59 Sekunden verantwortlich ist um einen Faktor 10 schneller machen, dann sinkt die Gesamtlaufzeit von 60 Sekunden auf 6.9 Sekunden. Dort bringt Optimieren augenscheinlich viel mehr!

Um die optimierungswürdigen Stellen zu finden, muss man sein Programm analysieren. Dazu gibt es verschiedene Möglichkeiten.

====Speicherverbrauch nach Funktionen aufschlüsseln====

;map-File:
:dort sind alle globalen und statischen Variablen enthalten. Eine Map-Datei kann mit den GNU-Tools während des Linkens angelegt werden:
::<pre>> avr-gcc ... -Wl,-Map,foo.map</pre>
: Die Option -Wl bewirkt, daß avr-gcc die angehängen Optionen unverändert an den Linker weiterreicht. Dieser erzeugt dann das Mapfile "foo.map", eine Textdatei.
;avr-size: Mit Tools wie avr-size kann die Platzbelegung einzelner Module ermittelt werden:
::<pre>> avr-size -x foo1.o foo2.o ...</pre>
:bzw. die Platzbelegung der elf-Datei:
::<pre>> avr-size -C --mcu=atmega8 foo.elf</pre>
;avr-nm:
::<pre>> avr-nm --size-sort -S foo.elf</pre>
:ergibt eine Liste mit der Größe aller Objekte: der erste Spalte enthälte die Adresse, die zweite Spalte die Größe, die dritte den Typ und die vierte Spalte den zugehörigen Symbolnamen. Der Typ ergibt sich aus der folgenden Zuordnung, wobei Großbuchstaben globale Symbole kennzeichnen und Kleinbuchstaben Symbole, die Modul-lokal sind:
:;T/t: Objekte in der text-Section: Funktionen, Daten im Flash
:;D/d: Objekte im data-Segment (initialisierte Daten)
:;B/b: Objekte im bss-Segment (Null-initialisierte Daten)

;avr-gcc: Der Compiler hat bereits Informationen über die übersetzten Funktionen, die man direkt zur Analyse verwenden kann. Dazu lässt man avr-gcc die Assembler-Ausgabe, die ohne weiteres Zutun nur als temporäre Datei angelegt wird, abspeichern. Etwa für die Quelldatei foo.c:
::<pre>> avr-gcc -save-temps foo.c -c ...</pre>
:Die Assembler-Datei wird damit als foo.s angelegt und nicht gelöscht. (Das ebenfalls angelegte Präcompilat foo.i wird nicht benötigt). Für jede Funktion gibt avr-gcc 3.4.x im Prolog einen Kommentar der Form<ref>Für avr-gcc 4.x sehen die Kommentare anders aus oder fehlen je nach Compilerversion ganz</ref>
::<pre>/* prologue: frame size=0 */</pre>
:aus, was die Größe des aktuellen Frames angibt. Dies ist der Platz auf dem Stack, der für lokale Variablen benötigt wird. Am besten ist es, wenn die Frame-Size wie im Beispiel gleich 0 ist. Ansonsten sollte man versuchen, diese Größe auf Null zu bringen. Für Variablen, die nicht in Registern gehalten werden können, müssen Speicherzugriffe in den Stack erzeugt werden. Diese machen das Programm sowohl größer aus auch langsamer. Zudem reserviert avr-gcc bei solche Funktionen das Y-Register als Frame-Pointer; das Y-Register steht damit nicht mehr für lokale Variablen zur Verfügung was sich ebenfalls ungünstig auf die Codegüte auswirkt. Ein Grund für das Anlegen eines Frames können zu viele lokale Variablen sein (zB lokale Puffer/Arrays) oder lokale Variablen/Strukturen/Parameter mit ungünstigen Größen, etwa eine 3-Byte große Struktur.

: Neben dieser Information gibt avr-gcc Kommentare der Gestalt
::<pre>/* prologue end (size=2) */</pre>
:aus die darüber informieren, wie viele Register auf dem Stack gesichert wurden.

: Zusammen mit Werkzeugen wie grep, die in jedem Linux und jeder WinAVR-Distribution enthalten sind, findet man schnell Übeltäter wie Funktionen mit Frame.

;Assembler-Code sichten: Ein kurzer Blick auf den erzeugten Assembler-Code zeigt oft, wie gut der Compiler den Code umgesetzt hat. Den erzeugten Assembler-Code zu überfliegen ist wesentlich zeitsparender als selbst in Assembler zu programmieren. Je nach Gusto verwendet man zur Einsicht den Assembler-Code, den avr-gcc ausgibt (s.o.), Assembler-Dumps des Assemblers, List-Files oder HEX-Dumps. Siehe auch<ref>[http://rn-wissen.de/index.php/Assembler-Dump_erstellen_mit_avr-gcc roboternetz.de: Assembler-Dump erstellen mit avr-gcc]</ref>

;Hilfsmittel: einkaufen oder selber bauen. Es gilt herauszufinden, welche Funktion massig Stack durch lokale Variablen verbraucht. Stacktracer können das. Wenn man keinen hat, dann muss man sich eben selber einen bauen, indem man den Stackpointer mitloggt. Zur Not einen Code-Review machen: Alle Funktionen optisch durchgehen und die identifizieren, die viele Variablen anlegen. Dann die Aufrufhierarchie der Funktion feststellen: Wirken sich die vielen Variablen überhaupt aus oder entsteht mein Problem durch eine tiefe Funktionsaufrufhierarchie, bei der zwar wenige Variablen pro Funktion im Spiel sind, aber die Menge der ineinandergeschachtelten Aufrufe 'das Kraut fett macht'
;Profitools: können das alles fast auf Knopfdruck, kosten aber viel Geld

====Laufzeit messen====

*Simulator
*In Echtzeit mittels Testpin, welche an Anfang einer Funktion/Blocks gesetzt wird und am Ende wieder gelöscht wird. Mit einem [[Oszilloskop]] kann man so sehr einfach die Laufzeit messen.

; Anmerkung: Solche Messverfahren liefern immer nur eine ''untere'' Schranke für die Laufzeit, niemals eine obere Schranke. Eine obere Schranke, wie man sie etwa in sicherheitsktitischen Systemen benötigt, liefert eine statische Codeanalyse.

=== Wieviel ===

Der Aufwand von Optimierungen wächst exponentiell. Die letzten paar Prozent brauchen überproportional viel Aufwand.

=== Wie ===

Meist muss man die Wahl treffen ob man Speicher oder Rechenzeit sparen will, beides gleichzeitg geht meist nicht. Das Konzept heißt 'Space for Time' und kann in beide Richtungen verwendet werden. Als Beispiel soll eine komplizierte Berechnung dienen. Diese kann man relativ kompakt in eine Funktion packen, welche dann aber eher langsam ist. Oder man benutzt eine sehr große Tabelle, in welcher die Ergebnisse schon für jeden Eingangswert vorausberechnet wurden. Diese Lösung ist sehr schnell, verbraucht aber sehr viel Speicher.

* Inlining von Funktionen erhöht den Speicherverbrauch, senkt aber die Laufzeit. Beispiel: Funktion A ist 50 Byte groß und wird 10 mal im Programm aufgerufen. Ein Aufruf kostet 10 Byte:
** Ohne Inline: 10 * 10Byte + 50 Byte = 150 Byte Platzverbrauch
** Mit Inline: 10 * 50 Byte = 500 Byte
* Optimierer einschalten
* möglichst keine Floating Point Operationen, besser ist meist [[Festkommaarithmetik]]
* Formeln umstellen und zusammenfassen
* Variablen so klein wie möglich, uint8_t wo's nur geht.
* Wirklich zeitkritische Funktionen und Interrupts als Assemblercode in separater Datei

==Optimierung der Größe==

===GCC-interne Optimierung===

avr-gcc kennt mehrere Optimierungsstufen:
;<tt>-O0</tt>: Keine Optimierung. Alle lokalen Variablen werden auf dem Stack angelegt und nicht in Registern gehalten. Es werden keine komplexen Optimierungsalgorithmen angewandt; lediglich Konstanten wie 1+2 werden zu 3 gefaltet. Diese Optimierungsstufe erzeugt zusammen mit Debug-Information Code, der sehr gut in einem Debugger nachvollzogen werden kann.
;<tt>-O1</tt>: Je höher die Optimierungsstufe, desto schwieriger ist der erzeugte Code nachvollziehbar — auch mit Debugger. Diese O-Stufe ist ein Kompromiss zwischen aggressiver Optimierung und Nachvollziehbarkeit des erzeugten Codes. Ein ehernes Gesetz in GCC ist, dass er den gleichen Code erzeugen muss unabhängig davon, ob Debug-Information erzeugt wird oder nicht. Im Umkehrschluss erlaubt volle Debug-Unterstützung nicht alle Optimierungen, wozu diese Optimierungsstufe dient.

;<tt>-O2</tt>: Optimierung auf Geschwindigkeit. Für AVR nur mässig sinnvoll, da sich der Codezuwachs nicht in einen entsprechenden Geschwindigkeitszuwachs transformiert. Dies liegt vor allem daran, daß Sprünge und Funktionsaufrufe auf AVR im Vergleich zu anderen Architekturen sehr billig sind. Es bringt also kaum einen Geschwindigkeitszuwachs, einen Block zu kopieren um einen Sprung zu sparen. Hingegen vergrößert dies den Code deutlich.

;<tt>-O3</tt>: Ditto. Auf Teufel-komm-raus Funktionen zu inlinen, Schleifen aufzurollen oder gar Funktionen mehrfach für unterschiedliche Aufruf-Szenarien zu implementieren, ist auf einem kleinen µC wie AVR der Overkill.

;<tt>-Os</tt>: Optimierung auf Codegröße. Die bevorzugte Optimierungsstufe für AVR und viele andere µC.

Jede O-Option ist ein Sammlung von verschiedenen Schaltern, welche bestimmte Optimierungsstrategien aktivieren. Um zu sehen, welche Schalter dies genau sind, erzeugt man wie oben beschrieben mit den Schalten
-fsave-temps -fverbose-asm
die Assembler-Ausgabe von gcc und schaut die Optionen im s-File nach. Einzelne Optionen lassen sich gezielt aktivieren bzw. deaktivieren und damit zum Beispiel zum <tt>-Os</tt>-Paket hinzufügen.

Eine Ausnahme bildet <tt>-O0</tt>: Hier ist Code-Optimierung generell deaktiviert, und Optimierungsschalter bleiben ohne Wirkung. <tt>-O0</tt> optimiert auf Resourcenverbrauch des ''Compilers'' und auf Nachvollziehbarkeit per Debug-Info (so diese erzeugt wird).

Kandidaten dafür für Optimierungsoptionen sind folgende Schalter. <tt>-m</tt> kennzeichnet maschinenspezifische Schalter, die nur für AVR gültig sind. <tt>-f</tt> bzw. <tt>-fno-</tt> sind maschinenunabhängige Schalter, die auch für andere Architekturen verfügbar sind.

;<tt>-fno-split-wide-types</tt>: Je nach Quelle kann die Deaktivierung von -fsplit-wide-types besseren Code ergeben.

;<tt>-fno-inline-small-functions</tt>: Relativ kleine Funktionen /immer/ zu inlinen kann den Code unnötig vergrößern, dieser Schalter unterbindet das automatische Inlinen kleiner Funktionen.

;<tt>-finline-limit=<n></tt>: Maximale Wert für automatisch geinlinte Funktionen. In einschlägigen Foren werden kleine Werte für den Parameter vorgeschlagem, z.B. 1...3

;<tt>-mcall-prologues</tt>: Die für aufwändige Funktionen mitunter recht langen push/pop-Sequenzen werden durch Hilfsfunktionen ersetzt. Das kann vor allem bei grossen Programmen Platz sparen. Die Ausführungszeit steigt an.

;<tt>-fno-jump-tables</tt>: Switch-Statements werden hierdurch mitunter deutlich kürzer.

;<tt>-fno-move-loop-invariants -fno-tree-loop-optimize</tt>: einige Schleifenoptimierungen, welche die Registerlast erhöhen und für AVR kaum zu einem Geschwindigkeitszuwachs führen, unterbleiben

Generall gilt für all diese Optionen, daß sie abhängig vom Projekt zu einer Codeverbesserung oder -verschlechterung führen können — dies ist i.d.R. vom Projektcode abhängig.

=== Attribute noreturn, OS_main und OS_task ===
Mikrocontroller-Programme laufen normalerweise in einer Endlosschleife, so dass die main-Routine nie verlassen wird.
Teilt man dies dem Compiler mit, kann er bestimmte Optimierungen durchführen.
So ist es zum Beispiel unnötig, Code zum Sichern und Zurücklesen von Registern zu erzeugen.

Das Mitteilen funktioniert beim gcc über attribute, die man der Deklaration oder bei der Implementierung einer Funktion anhängt:
<c>static void main_loop (void) __attribute__((noreturn));
void main_loop (void)
{
for(;;)
{
// Hauptschleife
}
}</c>
oder
<c>static void __attribute__((noreturn))
main_loop (void)
{
for(;;)
{
// Hauptschleife
}
}</c>

Die Funktion <tt>main_loop</tt> kann dann in <tt>main</tt> aufgerufen werden:

<c>int main()
{
main_loop();

return 0;
}</c>
Das abschließende <tt>return</tt> wird vom Compiler wegoptimiert und belegt keinen Speicher.

<tt>avr-gcc</tt> kennt weiterhin die Attribute <tt>OS_main</tt> und <tt>OS_task</tt>, die leider nicht dokumentiert sind (Stand 07/2011).
Die Verwendung von <tt>OS_main</tt> kann etwa aussehen wie folgt. Natürlich kann auch wie oben die Hauptschleife in einer eigenen Funktion implementiert werden, und das <tt>return</tt> verursacht keinen zusätzlichen Code:
<c>int __attribute__((OS_main))
main(void)
{
for(;;)
{
// Hauptschleife
}

return 0;
}</c>

===Statische (globale) Variablen in einer Struktur sammeln===

Das erleichtert dem Compiler die Adressierung, da er den Basiszeiger wiederverwenden kann. Die Codegröße kann dann noch von der Reihenfolge der struct-Member abhängen. Die häufigst benutzte Variable sollte am Anfang stehen, dann kann sie ohne Offset direkt mit dem Basiszeiger adressiert werden. Ansonsten in Gruppen, wie die Variablen auch gebraucht werden. Hier kann man viel rumprobieren.

Beispiel:
<c>
typedef struct
{
uint16_t sec; // Meistbenutze Variable an den Anfang
uint16_t minute;
uint16_t hour;
} time_t;

time_t global; // Globale Struktur definieren
uint8_t min; // Als Vergleich: einzelne globale Variable

int main(void)
{
time_t *time = &global; // Zeiger auf die globale Struktur
// LDI R30,LOW(global) ; Init Z pointer
// LDI R31,(global >> 8) ; Init Z high byte
if (++time->sec == 60)
{
// LDD R16,Z+2 ; Load with displacement
// INC R16 ; Increment
// STD Z+2,R16 ; Store with displacement
// CPI R16,LOW(60) ; Compare
// BRNE ?0005 ; Branch if not equal
}
if ( ++min == 60)
{
// LDS R16,LWRD(min) ; Load direct from SRAM
// INC R16 ; Increment
// STS LWRD(min),R16 ; Store direct to SRAM
// CPI R16,LOW(60) ; Compare
// BRNE ?0005 ; Branch if not equal
}
return 0;
}
</c>

Dadurch, dass die Strukturvariable über LDD/STD (LDD/STD 2 Bytes; LDS/STS 4 Bytes) angesprochen werden kann, werden an dieser Stelle 4 Bytes eingespart.
Hinzu kommen jedoch noch einmal die 4 Bytes für die Initialisierung des Z-pointers, sodass die Einsparung erst bei mehreren Globalvariablen zum Tragen kommt.

; Anmerkung: Dieses Beispiel zeigt sehr schön, daß solcherlei "Optimierung" ohne Wissen um die Arbeitsweise des eingesetzten Compilers nach hinten losgehen können oder ins Leere laufen. Der erzeugte Code (avr-gcc 4.3.3 -Os) ist:
::{|
|<pre>
main:
/* prologue: function */
lds r24,global
lds r25,(global)+1
adiw r24,1
sts (global)+1,r25
sts global,r24
lds r24,min
subi r24,lo8(-(1))
sts min,r24
ldi r24,lo8(0)
ldi r25,hi8(0)
/* epilogue start */
ret
</pre>
|}
: D.h. es wird ''nicht'' indirekt auf die Daten zugegriffen. Grund ist, daß gcc die Adresse zur Compilzeit ermitteln kann und dieses Wissen ausnutzt. Angemerkt sei noch, daß der Code im Beispiel von oben entweder gefaket ist und nicht von einem Compiler stammt (die wahrscheinlichere Variante), oder der Compiler inkorrekten Code erzeugte: Das INC erhöht nur die unteren 8 Bit der Komponenten, welche jedoch 16-Bit Werte sind.

: Dennoch ist die angedeutete Zusammenfassung von ''inhaltlich zusammengehörenden'' Variablen sinnvoll und besser als ein Schwarm frei-flottierender int-Variablen.

===Multiplikationen mit Konstanten===

Der Compiler instanziiert sofort eine teure allgemeine Bibliotheksfunktion, auch wenn es anders ginge. Ich hatte eine einzige 32-bit Multiplikation mit 10 drin, die mir ein mulsi3 beschert hat. Mit a = (b<<3) + (b<<1) geht es in dem Fall kürzer. Wie gesagt, map-File beobachten.

;Anmerkung: Variablen als unsigned definieren, dann sollte der Compiler das selbst machen.

;Anmerkung: Auch Schieben ist teuer auf AVR. Schauen wir uns also mal an, was aus folgendem Code wird:

<c>
uint32_t foo (uint32_t i)
{
return i*10;
}

uint32_t bar (uint32_t i)
{
return (i << 1) + (i << 3);
}
</c>

{{Scrollbox|18ex;|
<pre>
00000032 <foo>:
32: 2a e0 ldi r18, 0x0A ; 10
34: 30 e0 ldi r19, 0x00 ; 0
36: 40 e0 ldi r20, 0x00 ; 0
38: 50 e0 ldi r21, 0x00 ; 0
3a: 19 d0 rcall .+50 ; 0x6e <__mulsi3>
3c: 08 95 ret

0000003e <bar>:
3e: 26 2f mov r18, r22
40: 37 2f mov r19, r23
42: 48 2f mov r20, r24
44: 59 2f mov r21, r25
46: 22 0f add r18, r18
48: 33 1f adc r19, r19
4a: 44 1f adc r20, r20
4c: 55 1f adc r21, r21
4e: e3 e0 ldi r30, 0x03 ; 3
50: 66 0f add r22, r22
52: 77 1f adc r23, r23
54: 88 1f adc r24, r24
56: 99 1f adc r25, r25
58: ea 95 dec r30
5a: d1 f7 brne .-12 ; 0x50 <__SREG__+0x11>
5c: 26 0f add r18, r22
5e: 37 1f adc r19, r23
60: 48 1f adc r20, r24
62: 59 1f adc r21, r25
64: 95 2f mov r25, r21
66: 84 2f mov r24, r20
68: 73 2f mov r23, r19
6a: 62 2f mov r22, r18
6c: 08 95 ret

0000006e <__mulsi3>:
6e: ff 27 eor r31, r31
70: ee 27 eor r30, r30
72: bb 27 eor r27, r27
74: aa 27 eor r26, r26

00000076 <__mulsi3_loop>:
76: 60 ff sbrs r22, 0
78: 04 c0 rjmp .+8 ; 0x82 <__mulsi3_skip1>
7a: a2 0f add r26, r18
7c: b3 1f adc r27, r19
7e: e4 1f adc r30, r20
80: f5 1f adc r31, r21

00000082 <__mulsi3_skip1>:
82: 22 0f add r18, r18
84: 33 1f adc r19, r19
86: 44 1f adc r20, r20
88: 55 1f adc r21, r21
8a: 96 95 lsr r25
8c: 87 95 ror r24
8e: 77 95 ror r23
90: 67 95 ror r22
92: 89 f7 brne .-30 ; 0x76 <__mulsi3_loop>
94: 00 97 sbiw r24, 0x00 ; 0
96: 76 07 cpc r23, r22
98: 71 f7 brne .-36 ; 0x76 <__mulsi3_loop>

0000009a <__mulsi3_exit>:
9a: 9f 2f mov r25, r31
9c: 8e 2f mov r24, r30
9e: 7b 2f mov r23, r27
a0: 6a 2f mov r22, r26
a2: 08 95 ret

</pre>
}}

: Der Funktionsaufruf samt Lib-Funktion ist garnicht sooo teuer. Bereits mit zwei Multiplikationen im Programm — auch einer Multiplikation mit einer anderen Konstanten oder einer Variablen — gewinnt die lib-Version, da der Code wiederverwendet wird. Übrigens sind diese Multiplikationsroutinen und auch die in die libgcc enthaltenen Divisionen keine "normalen" Funktionen wie sie von C erzeugt werden. avr-gcc weiß genau, welche Register diese Routinen belegen und welche nicht. Damit ist der Aufruf einer solchen Funktion billiger als ein herkömmlicher Funktionsaufruf, bei dem die Funktion als Blackbox behandelt werden muss, die alle call-clobbered Register zerstört.

===Alle Variablen nur so breit wie nötig===

Hatte ich eigentlich schon, nur an einigen wenigen Stellen war ich da etwas nachlässig. Mitunter reicht ein kleinerer Typ doch, wenn man z. B. vorher geeignet skaliert. Am besten nur die skalaren Typen aus <stdint.h> verwenden, das erleichtert auch das Folgende. Bei RAM Knappheit: kann ich Strings sinnvollerweise aus dem RAM ins Flash verbannen? Kann ich es mir leisten mehrere Flag-Variablen in ein Byte zusammenzufassen, auch wenn dann die Zugriffe möglicherweise etwas langsamer werden.

===Logische Operatoren werden auf int-Größe erweitert===

Obwohl der AVR ein 8-Bit Controller ist, weitet der AVR-GCC an manchen Stellen Vergleiche von zwei 8-Bit Variablen auf 16-Bit auf.
Als Beispiel sei dabei folgendes gezeigt:

<c>
void foo (uint8_t a, uint8_t b)
{
if (a == ~b)
{
// clr r19 ; clear register
// mov r24,r22 ; copy register
// clr r25 ; clear register
// com r24 ; one's complement
// com r25 ; one's complement
// cp r18,r24 ; compare registers
// cpc r19,r25 ; compare registers with carry
// brne .L1 ; branch if not equal
}
}
</c>
Den zweiten Vergleich mit der Negation weitet der Compiler auf 16 Bit auf.
Ein Cast verhindert dieses:
<c>
void foo(uint8_t a, uint8_t b)
{
if (a == (uint8_t) ~b)
{
// com r22 ; one's complement
// cp r25,r22 ; compare registers
// brne .L1 ; branch if not equal
}
}
</c>
Die Einsparung an Speicher zwischen den beiden Versionen beträgt 12 Bytes. Außerdem ist die zweite Version um 6 Takte schneller.

;Achtung: Tatsächlich handelt es sich dabei nicht um ein Optimierungsproblem, sondern einen typischen Programmierfehler. Die beiden Varianten sind keineswegs identisch. Bei Variablen vom Typ uint8_t wird der Ausdruck (a == ~b) immer falsch sein: a=0x0000...0x00ff, ~b=0xff00...0xffff.

===Compileroption -mint8 für 8-Bit Arithmetik als Default===

Mit obigen casts überall sähe der Code ziemlich schlimm aus. Blöd auch, wenn man mal einen Type ändert, dann muß man sorgsam nach den zugehörigen casts
suchen. Mit dem Compilerschalter -mint8 wird das zum Standard. Bei mir
hat das etwa 200 Byte gespart! Man sollte dafür aber keine ints mehr im
Code haben, nur noch Typen definierter Größe aus <stdint.h>.
Literal-Werte muß man ggf. anpassen (z. B. mit postfix L long machen)
damit sie nicht überlaufen, Compiler-Warnings beachten. Ist anscheinend
noch etwas experimentell(?), mit dem aktuellen gcc 4.1.1 gibt es eine
Unverträglichkeit in <stdint.h>, der kriegt ein Problem mit den 64-bit Typen. Ist aber wohl in Arbeit, ich habe einen Patch gesehen.

{{Warnung|
;Warnung:Diese Option verändert das Binärinterface! Funktionen, die nicht mit dieser Option übersetzt wurden, sind nicht unbedingt kompatiablen mit solchen, die mit dem Schalter erzeugt wurden. Da die Bibliotheken — auch die Compiler-interne libgcc — ohne diesen Schalter generiert werden, ist mit Problemen zu rechnen. Weiterhin sind bestimmte Typen nicht mehr verfügbar bzw. werden mit anderer Semantik belegt, etwa int und long. Für die Option gibt es in avr-gcc 4.x kein Support mehr.}}

===Stack auf 256 Bytes begrenzen===

Mit dem Compileflag -mtiny-stack wird für den Stack eine einfachere Adressierung möglich, die aber "nur" 256 Byte Stacktiefe erlaubt. Wenn man nicht exzessiv automatische Variablen benutzt (Arrays!) oder eine hohe
Verschachtelungstiefe hat, sollte das ausreichen. Hat mir nochmal knapp 100 Byte (!) kleineren Code erzeugt.

===Speichern von globalen Flags===

Oft werden in den Programmen Flags verwendet um beispielsweise eingetroffene Interrupts in der main-Routine auszuwerten. Hierzu wird üblicherweise eine globale Variable verwendet.

Um den Wert dieser Variable abzufragen, muss sie jedoch erst aus dem SRAM in ein Register geladen werden, und kann dann erst auf ihren Status hin überprüft werden. Eine Möglichkeit ist, der globalen Variablen ein einziges Register fest zuzuordnen:
<c>
register uint8_t counter8_1 asm("r2");
register uint8_t counter8_2 asm("r3");
register uint16_t counter16_1 asm("r4"); // r4:r5
register uint16_t counter16_2 asm("r6"); // r6:r7
</c>
siehe auch: http://www.nongnu.org/avr-libc/user-manual/FAQ.html#faq_regbind

Als Alternative kann man ein nicht verwendetes Register des I/O-Bereichs verwenden. Dabei würde sich z. B. das Register eines zweiten UARTs, oder das EEPROM-Register anbieten, falls diese nicht benötigt werden.

Neuere AVR-Modelle besitzen für diesen Zweck 3 frei verwendbare Bytes im bitadressierbaren I/O-Bereich: GPIOR0-2.

{{Warnung|
;Warnung: Dieses Vorgehen verändert das ABI! Um dieses Feature fehlerfrei anzuwenden, ist einiges an Wissen über die Interna von GCC notwendig. Auch ein korrekt funktionierendes Programm ist keine Garantie dafür, daß die globalen Register fehlerfrei implementiert wurden. Unter Umständen bringen erst spätere Codeänderungen/-erweiterung den Fehler zum Vorschein, und weil der Fehler vorher nicht akut war, sucht man sich den Wolf an der falschen Stelle im Code anstatt bei der globalen Registern. Siehe auch [[Globale Register]].}}

===Puffern von volatile-Variablen===

Der Compiler behandelt volatile-Variablen bei mehreren Manipulationen wie heiße Kartoffeln. Für jeden einzelnen Vorgang wiederholt sich das Spiel:

* aus dem Speicher holen
* bearbeiten
* zurückspeichern

Unter Umständen ist dieses Verhalten unsinnig. Ein Minimalbeispiel:

<c>
volatile char var;

ISR()
{
var++;

if (var > 100)
var = 0;
}

void main (void)
{
while (1)
printf (var);
}
</c>

Hier wird '''var''' pro [[ISR]]-Ausführung zwei mal aus dem RAM geholt und zurückgeschrieben. Das ist überflüssig, weil die Interruptrountine nicht unterbrochen werden kann. Aus Sicht der ISR bräuchte man eigentlich kein volatile, kann es aber wegen des Zugriffs aus main heraus nicht weglassen. Eine Lösung findet sich im folgenden Schnipsel:

<c>
volatile char var;

ISR()
{
char temp = var;

if (++temp > 100)
temp=0;

var = temp;
}

void main (void)
{
while (1)
printf (var);
}
</c>

Hier wird die globale Variable '''var''' in der lokalen Variable '''temp''' gepuffert. Ein Nachteil durch das Anlegen von '''temp''' ergibt sich nicht, da das dafür verwendete Register für die Manipulation sowieso benötigt wird.

Wie alle Optimierungen kann dieses Vorgehen auch nach hinten losgehen: Wenn Laden und Zurückspeichern von '''var''' weit auseinanderliegen (extrem lange ISR), müllt man sich die Register zu. Im schlimmsten Fall wird '''temp''' sogar zwischenzeitlich auf dem Stack ausgelagert.

===Schleifen===

Bei Schleifen, die eine bestimmte Anzahl an Durchläufen ausgeführt werden sollen, ist es besser den Schleifenzähler vorher auf einen Wert zu setzen, und am Ende einer Do-While Schleife diesen zu dekrementieren.
So beschränkt sich die Sprungbedingung auf ein brne (branch if not equal).

Beispiel:
<c>
uint8_t counter;
counter = 100;
do
{
// mach irgendetwas
} while (--counter);
</c>

===Unbenutzte Funktionen und/oder Variablen entfernen===

F: Mir ist aufgefallen, dass der Linker nicht benutzte Funktionen trotzdem mit linkt und Speicherplatz belegt. Gibt es eine Möglichkeit diese Funktionen automatisch weg zu lassen?

A: Dem GNU Linker sagt man mit ''--gc-sections'', dass er unbenutzte Sektionen rauswirft. Mit ''--print-gc-sections'' listet er die rausgeworfenen auch auf. Dem GCC kann man mit ''-ffunction-sections'' sagen, dass er jede Funktion in eine eigene Sektion legt, damit funktioniert das auch unterhalb der Ebene einer Quellcodedatei (also eine Funktion rausschmeissen obwohl fünf andere in derselben Datei gebraucht werden). Mit der Option ''-fdata-sections'' geht das auch für statische Variablen ([http://www.mikrocontroller.net/topic/210453#2084822 Forumsbeitrag von Andreas B.]).

Vorsicht: Je nach Implementierung der Interruptsprung- bzw. Vektorleiste kann es dazu führen, dass alle eigenen Interrupt-Handler ebenfalls wegoptimiert werden. Dies passiert dann, wenn es im Code keinen Verweis (typisch: Ermittlung der Adresse zum Eintrag in eine Interrupt-Vektortabelle oder in Hardwareregister eines Interrupt-Controllers) auf die Handler-Funktion gibt oder die Funktion, in der der Verweis auf eine ISR enthalten ist, nie aufgerufen wird. In solchen Fällen kann es notwendig sein, die Handler mit __attribute__((used)) zu versehen. Bei Verwendung der Makros aus der avr-libc (in WinAVR enthalten, z.B. ISR()) ist dies nicht erforderlich, da das Attribut bereits in den Makro-Definitionen enthalten ist (avr-libc/interrupt.h/ __INTR_ATTRS). In manch anderer Umgebung, wie bei einigen Quellcodes für ARM-basierte Controller, ist das Attribut jedoch zu ergänzen.

==Optimierung der Ausführungsgeschwindigkeit==

Hierzu gibt es schon eine Application-Note von Atmel. Diese AppNote bezieht sich auf den IAR-Compiler. Die darin genannten "Optimierungen" sind für avr-gcc größtenteils obsolet oder bleiben bestenfalls ohne Effekt.

* [http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc1497.pdf AVR035]: Efficient C Coding for AVR
*[http://en.wikipedia.org/wiki/Program_optimization Program optimization] auf Wikipedia, engl.

== Fußnoten ==
<references/>

== Links ==
[http://www.atmel.com/Images/doc8453.pdf Atmel AVR4027]: Tips and Tricks to Optimize Your C Code for 8-bit AVR Microcontrollers ([http://www.atmel.com/Images/AVR4027.zip Beispiel-Code])

[[Category:avr-gcc]]

AVR-GCC-Codeoptimierung

2012-04-16T20:14:11Z

At90s2313: Atmel AVR4027: Tips and Tricks to Optimize Your C Code for 8-bit AVR Microcontrollers

Entstanden aus diesem [http://www.mikrocontroller.net/topic/66690 Thread] sollen hier ein paar Hinweise/Erfahrungen gegeben werden, um den Quellcode in Punkto Größe und Geschwindigkeit zu optimieren. ''En detail'' ist das Thema komplex, da es stark von der Codeoptimierung des Compilers abhängt. Es ist im Einzelfall ratsam zu prüfen, ob die eigenen Maßnahmen auch erfolgreich waren. Die Diskussionen [http://www.mikrocontroller.net/topic/132624] bzw. [http://www.mikrocontroller.net/topic/180800#new] können als Anhaltspunkte dienen, wie eine solche Prüfung ablaufen kann.

== Prinzipien der Optimierung ==

Wie so oft sollte man nicht einfach wild drauf los optimieren und sich zunächst ein paar Dinge klar machen.

* Warum will ich optimieren?
* Was kann man sinnvoll optimieren?
* Wieviel Rechenzeit oder Speicher soll dabei gespart werden?
* Wie kann optimiert werden?
* "Verfrühte Optimierung ist die Wurzel allen Übels"

Viele Optimierungen sind "Angst-Optimierungen", die nicht wirklich nötig sind. Die Gefahr mit Optimierungen ist, den Code tot zu optimieren, sprich Lesbarkeit, Portierbarkeit und ggf. Fehlerfreiheit sinken massgeblich. Kurz und knapp in diesem [http://blogs.msdn.com/b/audiofool/archive/2007/06/14/the-rules-of-code-optimization.aspx BLOG] formuliert.

=== Warum ===

Optimieren sollte man nur, wenn
* der Speicher nicht mehr ausreicht (RAM, Flash)
* Die Laufzeit für bestimmte Programmteile zu groß wird und somit bestimmte (Echtzeit-)Ausgaben nicht im erforderlichen Zeitrahmen erledigt werden

Weiter sollte man folgende Punkte gegeneinander abwägen:

* Codeverbrauch
* Datenverbrauch. Statisch/Stack/Heap
* Mittlere Laufzeit/maximale Laufzeit
* Entwicklungszeit
* Portabilität (Compiler, Hardware, ...)
* Verständlichkeit der Quelle, siehe [[Strukturierte Programmierung auf Mikrocontrollern]]
* ABI-Konformität

=== Was ===

Die goldene Regle lautet: 90% der Rechenleistung werden in 10% des Codes verbraucht. Diese 10% muss man finden und zum richtigen Zeitpunkt optimieren. Der Rest muss nur sauber und lesbar geschrieben sein. Was jedoch nichts bringt, ist eine Funktion, die von 1 Minute Programmlaufzeit lediglich 1 Sekunde verbraucht, um den Faktor 10 schneller zu machen. Die Programmlaufzeit sinkt dann von 60 Sekunden auf 59.1 Sekunden. Der Aufwand, die Funktion um einen Faktor 10 schneller zu machen ist aber meistens beträchtlich! Kann ich aber den Code, der für die 59 Sekunden verantwortlich ist um einen Faktor 10 schneller machen, dann sinkt die Gesamtlaufzeit von 60 Sekunden auf 6.9 Sekunden. Dort bringt Optimieren augenscheinlich viel mehr!

Um die optimierungswürdigen Stellen zu finden, muss man sein Programm analysieren. Dazu gibt es verschiedene Möglichkeiten.

====Speicherverbrauch nach Funktionen aufschlüsseln====

;map-File:
:dort sind alle globalen und statischen Variablen enthalten. Eine Map-Datei kann mit den GNU-Tools während des Linkens angelegt werden:
::<pre>> avr-gcc ... -Wl,-Map,foo.map</pre>
: Die Option -Wl bewirkt, daß avr-gcc die angehängen Optionen unverändert an den Linker weiterreicht. Dieser erzeugt dann das Mapfile "foo.map", eine Textdatei.
;avr-size: Mit Tools wie avr-size kann die Platzbelegung einzelner Module ermittelt werden:
::<pre>> avr-size -x foo1.o foo2.o ...</pre>
:bzw. die Platzbelegung der elf-Datei:
::<pre>> avr-size -C --mcu=atmega8 foo.elf</pre>
;avr-nm:
::<pre>> avr-nm --size-sort -S foo.elf</pre>
:ergibt eine Liste mit der Größe aller Objekte: der erste Spalte enthälte die Adresse, die zweite Spalte die Größe, die dritte den Typ und die vierte Spalte den zugehörigen Symbolnamen. Der Typ ergibt sich aus der folgenden Zuordnung, wobei Großbuchstaben globale Symbole kennzeichnen und Kleinbuchstaben Symbole, die Modul-lokal sind:
:;T/t: Objekte in der text-Section: Funktionen, Daten im Flash
:;D/d: Objekte im data-Segment (initialisierte Daten)
:;B/b: Objekte im bss-Segment (Null-initialisierte Daten)

;avr-gcc: Der Compiler hat bereits Informationen über die übersetzten Funktionen, die man direkt zur Analyse verwenden kann. Dazu lässt man avr-gcc die Assembler-Ausgabe, die ohne weiteres Zutun nur als temporäre Datei angelegt wird, abspeichern. Etwa für die Quelldatei foo.c:
::<pre>> avr-gcc -save-temps foo.c -c ...</pre>
:Die Assembler-Datei wird damit als foo.s angelegt und nicht gelöscht. (Das ebenfalls angelegte Präcompilat foo.i wird nicht benötigt). Für jede Funktion gibt avr-gcc 3.4.x im Prolog einen Kommentar der Form<ref>Für avr-gcc 4.x sehen die Kommentare anders aus oder fehlen je nach Compilerversion ganz</ref>
::<pre>/* prologue: frame size=0 */</pre>
:aus, was die Größe des aktuellen Frames angibt. Dies ist der Platz auf dem Stack, der für lokale Variablen benötigt wird. Am besten ist es, wenn die Frame-Size wie im Beispiel gleich 0 ist. Ansonsten sollte man versuchen, diese Größe auf Null zu bringen. Für Variablen, die nicht in Registern gehalten werden können, müssen Speicherzugriffe in den Stack erzeugt werden. Diese machen das Programm sowohl größer aus auch langsamer. Zudem reserviert avr-gcc bei solche Funktionen das Y-Register als Frame-Pointer; das Y-Register steht damit nicht mehr für lokale Variablen zur Verfügung was sich ebenfalls ungünstig auf die Codegüte auswirkt. Ein Grund für das Anlegen eines Frames können zu viele lokale Variablen sein (zB lokale Puffer/Arrays) oder lokale Variablen/Strukturen/Parameter mit ungünstigen Größen, etwa eine 3-Byte große Struktur.

: Neben dieser Information gibt avr-gcc Kommentare der Gestalt
::<pre>/* prologue end (size=2) */</pre>
:aus die darüber informieren, wie viele Register auf dem Stack gesichert wurden.

: Zusammen mit Werkzeugen wie grep, die in jedem Linux und jeder WinAVR-Distribution enthalten sind, findet man schnell Übeltäter wie Funktionen mit Frame.

;Assembler-Code sichten: Ein kurzer Blick auf den erzeugten Assembler-Code zeigt oft, wie gut der Compiler den Code umgesetzt hat. Den erzeugten Assembler-Code zu überfliegen ist wesentlich zeitsparender als selbst in Assembler zu programmieren. Je nach Gusto verwendet man zur Einsicht den Assembler-Code, den avr-gcc ausgibt (s.o.), Assembler-Dumps des Assemblers, List-Files oder HEX-Dumps. Siehe auch<ref>[http://rn-wissen.de/index.php/Assembler-Dump_erstellen_mit_avr-gcc roboternetz.de: Assembler-Dump erstellen mit avr-gcc]</ref>

;Hilfsmittel: einkaufen oder selber bauen. Es gilt herauszufinden, welche Funktion massig Stack durch lokale Variablen verbraucht. Stacktracer können das. Wenn man keinen hat, dann muss man sich eben selber einen bauen, indem man den Stackpointer mitloggt. Zur Not einen Code-Review machen: Alle Funktionen optisch durchgehen und die identifizieren, die viele Variablen anlegen. Dann die Aufrufhierarchie der Funktion feststellen: Wirken sich die vielen Variablen überhaupt aus oder entsteht mein Problem durch eine tiefe Funktionsaufrufhierarchie, bei der zwar wenige Variablen pro Funktion im Spiel sind, aber die Menge der ineinandergeschachtelten Aufrufe 'das Kraut fett macht'
;Profitools: können das alles fast auf Knopfdruck, kosten aber viel Geld

====Laufzeit messen====

*Simulator
*In Echtzeit mittels Testpin, welche an Anfang einer Funktion/Blocks gesetzt wird und am Ende wieder gelöscht wird. Mit einem [[Oszilloskop]] kann man so sehr einfach die Laufzeit messen.

; Anmerkung: Solche Messverfahren liefern immer nur eine ''untere'' Schranke für die Laufzeit, niemals eine obere Schranke. Eine obere Schranke, wie man sie etwa in sicherheitsktitischen Systemen benötigt, liefert eine statische Codeanalyse.

=== Wieviel ===

Der Aufwand von Optimierungen wächst exponentiell. Die letzten paar Prozent brauchen überproportional viel Aufwand.

=== Wie ===

Meist muss man die Wahl treffen ob man Speicher oder Rechenzeit sparen will, beides gleichzeitg geht meist nicht. Das Konzept heißt 'Space for Time' und kann in beide Richtungen verwendet werden. Als Beispiel soll eine komplizierte Berechnung dienen. Diese kann man relativ kompakt in eine Funktion packen, welche dann aber eher langsam ist. Oder man benutzt eine sehr große Tabelle, in welcher die Ergebnisse schon für jeden Eingangswert vorausberechnet wurden. Diese Lösung ist sehr schnell, verbraucht aber sehr viel Speicher.

* Inlining von Funktionen erhöht den Speicherverbrauch, senkt aber die Laufzeit. Beispiel: Funktion A ist 50 Byte groß und wird 10 mal im Programm aufgerufen. Ein Aufruf kostet 10 Byte:
** Ohne Inline: 10 * 10Byte + 50 Byte = 150 Byte Platzverbrauch
** Mit Inline: 10 * 50 Byte = 500 Byte
* Optimierer einschalten
* möglichst keine Floating Point Operationen, besser ist meist [[Festkommaarithmetik]]
* Formeln umstellen und zusammenfassen
* Variablen so klein wie möglich, uint8_t wo's nur geht.
* Wirklich zeitkritische Funktionen und Interrupts als Assemblercode in separater Datei

==Optimierung der Größe==

===GCC-interne Optimierung===

avr-gcc kennt mehrere Optimierungsstufen:
;<tt>-O0</tt>: Keine Optimierung. Alle lokalen Variablen werden auf dem Stack angelegt und nicht in Registern gehalten. Es werden keine komplexen Optimierungsalgorithmen angewandt; lediglich Konstanten wie 1+2 werden zu 3 gefaltet. Diese Optimierungsstufe erzeugt zusammen mit Debug-Information Code, der sehr gut in einem Debugger nachvollzogen werden kann.
;<tt>-O1</tt>: Je höher die Optimierungsstufe, desto schwieriger ist der erzeugte Code nachvollziehbar — auch mit Debugger. Diese O-Stufe ist ein Kompromiss zwischen aggressiver Optimierung und Nachvollziehbarkeit des erzeugten Codes. Ein ehernes Gesetz in GCC ist, dass er den gleichen Code erzeugen muss unabhängig davon, ob Debug-Information erzeugt wird oder nicht. Im Umkehrschluss erlaubt volle Debug-Unterstützung nicht alle Optimierungen, wozu diese Optimierungsstufe dient.

;<tt>-O2</tt>: Optimierung auf Geschwindigkeit. Für AVR nur mässig sinnvoll, da sich der Codezuwachs nicht in einen entsprechenden Geschwindigkeitszuwachs transformiert. Dies liegt vor allem daran, daß Sprünge und Funktionsaufrufe auf AVR im Vergleich zu anderen Architekturen sehr billig sind. Es bringt also kaum einen Geschwindigkeitszuwachs, einen Block zu kopieren um einen Sprung zu sparen. Hingegen vergrößert dies den Code deutlich.

;<tt>-O3</tt>: Ditto. Auf Teufel-komm-raus Funktionen zu inlinen, Schleifen aufzurollen oder gar Funktionen mehrfach für unterschiedliche Aufruf-Szenarien zu implementieren, ist auf einem kleinen µC wie AVR der Overkill.

;<tt>-Os</tt>: Optimierung auf Codegröße. Die bevorzugte Optimierungsstufe für AVR und viele andere µC.

Jede O-Option ist ein Sammlung von verschiedenen Schaltern, welche bestimmte Optimierungsstrategien aktivieren. Um zu sehen, welche Schalter dies genau sind, erzeugt man wie oben beschrieben mit den Schalten
-fsave-temps -fverbose-asm
die Assembler-Ausgabe von gcc und schaut die Optionen im s-File nach. Einzelne Optionen lassen sich gezielt aktivieren bzw. deaktivieren und damit zum Beispiel zum <tt>-Os</tt>-Paket hinzufügen.

Eine Ausnahme bildet <tt>-O0</tt>: Hier ist Code-Optimierung generell deaktiviert, und Optimierungsschalter bleiben ohne Wirkung. <tt>-O0</tt> optimiert auf Resourcenverbrauch des ''Compilers'' und auf Nachvollziehbarkeit per Debug-Info (so diese erzeugt wird).

Kandidaten dafür für Optimierungsoptionen sind folgende Schalter. <tt>-m</tt> kennzeichnet maschinenspezifische Schalter, die nur für AVR gültig sind. <tt>-f</tt> bzw. <tt>-fno-</tt> sind maschinenunabhängige Schalter, die auch für andere Architekturen verfügbar sind.

;<tt>-fno-split-wide-types</tt>: Je nach Quelle kann die Deaktivierung von -fsplit-wide-types besseren Code ergeben.

;<tt>-fno-inline-small-functions</tt>: Relativ kleine Funktionen /immer/ zu inlinen kann den Code unnötig vergrößern, dieser Schalter unterbindet das automatische Inlinen kleiner Funktionen.

;<tt>-finline-limit=<n></tt>: Maximale Wert für automatisch geinlinte Funktionen. In einschlägigen Foren werden kleine Werte für den Parameter vorgeschlagem, z.B. 1...3

;<tt>-mcall-prologues</tt>: Die für aufwändige Funktionen mitunter recht langen push/pop-Sequenzen werden durch Hilfsfunktionen ersetzt. Das kann vor allem bei grossen Programmen Platz sparen. Die Ausführungszeit steigt an.

;<tt>-fno-jump-tables</tt>: Switch-Statements werden hierdurch mitunter deutlich kürzer.

;<tt>-fno-move-loop-invariants -fno-tree-loop-optimize</tt>: einige Schleifenoptimierungen, welche die Registerlast erhöhen und für AVR kaum zu einem Geschwindigkeitszuwachs führen, unterbleiben

Generall gilt für all diese Optionen, daß sie abhängig vom Projekt zu einer Codeverbesserung oder -verschlechterung führen können — dies ist i.d.R. vom Projektcode abhängig.

=== Attribute noreturn, OS_main und OS_task ===
Mikrocontroller-Programme laufen normalerweise in einer Endlosschleife, so dass die main-Routine nie verlassen wird.
Teilt man dies dem Compiler mit, kann er bestimmte Optimierungen durchführen.
So ist es zum Beispiel unnötig, Code zum Sichern und Zurücklesen von Registern zu erzeugen.

Das Mitteilen funktioniert beim gcc über attribute, die man der Deklaration oder bei der Implementierung einer Funktion anhängt:
<c>static void main_loop (void) __attribute__((noreturn));
void main_loop (void)
{
for(;;)
{
// Hauptschleife
}
}</c>
oder
<c>static void __attribute__((noreturn))
main_loop (void)
{
for(;;)
{
// Hauptschleife
}
}</c>

Die Funktion <tt>main_loop</tt> kann dann in <tt>main</tt> aufgerufen werden:

<c>int main()
{
main_loop();

return 0;
}</c>
Das abschließende <tt>return</tt> wird vom Compiler wegoptimiert und belegt keinen Speicher.

<tt>avr-gcc</tt> kennt weiterhin die Attribute <tt>OS_main</tt> und <tt>OS_task</tt>, die leider nicht dokumentiert sind (Stand 07/2011).
Die Verwendung von <tt>OS_main</tt> kann etwa aussehen wie folgt. Natürlich kann auch wie oben die Hauptschleife in einer eigenen Funktion implementiert werden, und das <tt>return</tt> verursacht keinen zusätzlichen Code:
<c>int __attribute__((OS_main))
main(void)
{
for(;;)
{
// Hauptschleife
}

return 0;
}</c>

===Statische (globale) Variablen in einer Struktur sammeln===

Das erleichtert dem Compiler die Adressierung, da er den Basiszeiger wiederverwenden kann. Die Codegröße kann dann noch von der Reihenfolge der struct-Member abhängen. Die häufigst benutzte Variable sollte am Anfang stehen, dann kann sie ohne Offset direkt mit dem Basiszeiger adressiert werden. Ansonsten in Gruppen, wie die Variablen auch gebraucht werden. Hier kann man viel rumprobieren.

Beispiel:
<c>
typedef struct
{
uint16_t sec; // Meistbenutze Variable an den Anfang
uint16_t minute;
uint16_t hour;
} time_t;

time_t global; // Globale Struktur definieren
uint8_t min; // Als Vergleich: einzelne globale Variable

int main(void)
{
time_t *time = &global; // Zeiger auf die globale Struktur
// LDI R30,LOW(global) ; Init Z pointer
// LDI R31,(global >> 8) ; Init Z high byte
if (++time->sec == 60)
{
// LDD R16,Z+2 ; Load with displacement
// INC R16 ; Increment
// STD Z+2,R16 ; Store with displacement
// CPI R16,LOW(60) ; Compare
// BRNE ?0005 ; Branch if not equal
}
if ( ++min == 60)
{
// LDS R16,LWRD(min) ; Load direct from SRAM
// INC R16 ; Increment
// STS LWRD(min),R16 ; Store direct to SRAM
// CPI R16,LOW(60) ; Compare
// BRNE ?0005 ; Branch if not equal
}
return 0;
}
</c>

Dadurch, dass die Strukturvariable über LDD/STD (LDD/STD 2 Bytes; LDS/STS 4 Bytes) angesprochen werden kann, werden an dieser Stelle 4 Bytes eingespart.
Hinzu kommen jedoch noch einmal die 4 Bytes für die Initialisierung des Z-pointers, sodass die Einsparung erst bei mehreren Globalvariablen zum Tragen kommt.

; Anmerkung: Dieses Beispiel zeigt sehr schön, daß solcherlei "Optimierung" ohne Wissen um die Arbeitsweise des eingesetzten Compilers nach hinten losgehen können oder ins Leere laufen. Der erzeugte Code (avr-gcc 4.3.3 -Os) ist:
::{|
|<pre>
main:
/* prologue: function */
lds r24,global
lds r25,(global)+1
adiw r24,1
sts (global)+1,r25
sts global,r24
lds r24,min
subi r24,lo8(-(1))
sts min,r24
ldi r24,lo8(0)
ldi r25,hi8(0)
/* epilogue start */
ret
</pre>
|}
: D.h. es wird ''nicht'' indirekt auf die Daten zugegriffen. Grund ist, daß gcc die Adresse zur Compilzeit ermitteln kann und dieses Wissen ausnutzt. Angemerkt sei noch, daß der Code im Beispiel von oben entweder gefaket ist und nicht von einem Compiler stammt (die wahrscheinlichere Variante), oder der Compiler inkorrekten Code erzeugte: Das INC erhöht nur die unteren 8 Bit der Komponenten, welche jedoch 16-Bit Werte sind.

: Dennoch ist die angedeutete Zusammenfassung von ''inhaltlich zusammengehörenden'' Variablen sinnvoll und besser als ein Schwarm frei-flottierender int-Variablen.

===Multiplikationen mit Konstanten===

Der Compiler instanziiert sofort eine teure allgemeine Bibliotheksfunktion, auch wenn es anders ginge. Ich hatte eine einzige 32-bit Multiplikation mit 10 drin, die mir ein mulsi3 beschert hat. Mit a = (b<<3) + (b<<1) geht es in dem Fall kürzer. Wie gesagt, map-File beobachten.

;Anmerkung: Variablen als unsigned definieren, dann sollte der Compiler das selbst machen.

;Anmerkung: Auch Schieben ist teuer auf AVR. Schauen wir uns also mal an, was aus folgendem Code wird:

<c>
uint32_t foo (uint32_t i)
{
return i*10;
}

uint32_t bar (uint32_t i)
{
return (i << 1) + (i << 3);
}
</c>

{{Scrollbox|18ex;|
<pre>
00000032 <foo>:
32: 2a e0 ldi r18, 0x0A ; 10
34: 30 e0 ldi r19, 0x00 ; 0
36: 40 e0 ldi r20, 0x00 ; 0
38: 50 e0 ldi r21, 0x00 ; 0
3a: 19 d0 rcall .+50 ; 0x6e <__mulsi3>
3c: 08 95 ret

0000003e <bar>:
3e: 26 2f mov r18, r22
40: 37 2f mov r19, r23
42: 48 2f mov r20, r24
44: 59 2f mov r21, r25
46: 22 0f add r18, r18
48: 33 1f adc r19, r19
4a: 44 1f adc r20, r20
4c: 55 1f adc r21, r21
4e: e3 e0 ldi r30, 0x03 ; 3
50: 66 0f add r22, r22
52: 77 1f adc r23, r23
54: 88 1f adc r24, r24
56: 99 1f adc r25, r25
58: ea 95 dec r30
5a: d1 f7 brne .-12 ; 0x50 <__SREG__+0x11>
5c: 26 0f add r18, r22
5e: 37 1f adc r19, r23
60: 48 1f adc r20, r24
62: 59 1f adc r21, r25
64: 95 2f mov r25, r21
66: 84 2f mov r24, r20
68: 73 2f mov r23, r19
6a: 62 2f mov r22, r18
6c: 08 95 ret

0000006e <__mulsi3>:
6e: ff 27 eor r31, r31
70: ee 27 eor r30, r30
72: bb 27 eor r27, r27
74: aa 27 eor r26, r26

00000076 <__mulsi3_loop>:
76: 60 ff sbrs r22, 0
78: 04 c0 rjmp .+8 ; 0x82 <__mulsi3_skip1>
7a: a2 0f add r26, r18
7c: b3 1f adc r27, r19
7e: e4 1f adc r30, r20
80: f5 1f adc r31, r21

00000082 <__mulsi3_skip1>:
82: 22 0f add r18, r18
84: 33 1f adc r19, r19
86: 44 1f adc r20, r20
88: 55 1f adc r21, r21
8a: 96 95 lsr r25
8c: 87 95 ror r24
8e: 77 95 ror r23
90: 67 95 ror r22
92: 89 f7 brne .-30 ; 0x76 <__mulsi3_loop>
94: 00 97 sbiw r24, 0x00 ; 0
96: 76 07 cpc r23, r22
98: 71 f7 brne .-36 ; 0x76 <__mulsi3_loop>

0000009a <__mulsi3_exit>:
9a: 9f 2f mov r25, r31
9c: 8e 2f mov r24, r30
9e: 7b 2f mov r23, r27
a0: 6a 2f mov r22, r26
a2: 08 95 ret

</pre>
}}

: Der Funktionsaufruf samt Lib-Funktion ist garnicht sooo teuer. Bereits mit zwei Multiplikationen im Programm — auch einer Multiplikation mit einer anderen Konstanten oder einer Variablen — gewinnt die lib-Version, da der Code wiederverwendet wird. Übrigens sind diese Multiplikationsroutinen und auch die in die libgcc enthaltenen Divisionen keine "normalen" Funktionen wie sie von C erzeugt werden. avr-gcc weiß genau, welche Register diese Routinen belegen und welche nicht. Damit ist der Aufruf einer solchen Funktion billiger als ein herkömmlicher Funktionsaufruf, bei dem die Funktion als Blackbox behandelt werden muss, die alle call-clobbered Register zerstört.

===Alle Variablen nur so breit wie nötig===

Hatte ich eigentlich schon, nur an einigen wenigen Stellen war ich da etwas nachlässig. Mitunter reicht ein kleinerer Typ doch, wenn man z. B. vorher geeignet skaliert. Am besten nur die skalaren Typen aus <stdint.h> verwenden, das erleichtert auch das Folgende. Bei RAM Knappheit: kann ich Strings sinnvollerweise aus dem RAM ins Flash verbannen? Kann ich es mir leisten mehrere Flag-Variablen in ein Byte zusammenzufassen, auch wenn dann die Zugriffe möglicherweise etwas langsamer werden.

===Logische Operatoren werden auf int-Größe erweitert===

Obwohl der AVR ein 8-Bit Controller ist, weitet der AVR-GCC an manchen Stellen Vergleiche von zwei 8-Bit Variablen auf 16-Bit auf.
Als Beispiel sei dabei folgendes gezeigt:

<c>
void foo (uint8_t a, uint8_t b)
{
if (a == ~b)
{
// clr r19 ; clear register
// mov r24,r22 ; copy register
// clr r25 ; clear register
// com r24 ; one's complement
// com r25 ; one's complement
// cp r18,r24 ; compare registers
// cpc r19,r25 ; compare registers with carry
// brne .L1 ; branch if not equal
}
}
</c>
Den zweiten Vergleich mit der Negation weitet der Compiler auf 16 Bit auf.
Ein Cast verhindert dieses:
<c>
void foo(uint8_t a, uint8_t b)
{
if (a == (uint8_t) ~b)
{
// com r22 ; one's complement
// cp r25,r22 ; compare registers
// brne .L1 ; branch if not equal
}
}
</c>
Die Einsparung an Speicher zwischen den beiden Versionen beträgt 12 Bytes. Außerdem ist die zweite Version um 6 Takte schneller.

;Achtung: Tatsächlich handelt es sich dabei nicht um ein Optimierungsproblem, sondern einen typischen Programmierfehler. Die beiden Varianten sind keineswegs identisch. Bei Variablen vom Typ uint8_t wird der Ausdruck (a == ~b) immer falsch sein: a=0x0000...0x00ff, ~b=0xff00...0xffff.

===Compileroption -mint8 für 8-Bit Arithmetik als Default===

Mit obigen casts überall sähe der Code ziemlich schlimm aus. Blöd auch, wenn man mal einen Type ändert, dann muß man sorgsam nach den zugehörigen casts
suchen. Mit dem Compilerschalter -mint8 wird das zum Standard. Bei mir
hat das etwa 200 Byte gespart! Man sollte dafür aber keine ints mehr im
Code haben, nur noch Typen definierter Größe aus <stdint.h>.
Literal-Werte muß man ggf. anpassen (z. B. mit postfix L long machen)
damit sie nicht überlaufen, Compiler-Warnings beachten. Ist anscheinend
noch etwas experimentell(?), mit dem aktuellen gcc 4.1.1 gibt es eine
Unverträglichkeit in <stdint.h>, der kriegt ein Problem mit den 64-bit Typen. Ist aber wohl in Arbeit, ich habe einen Patch gesehen.

{{Warnung|
;Warnung:Diese Option verändert das Binärinterface! Funktionen, die nicht mit dieser Option übersetzt wurden, sind nicht unbedingt kompatiablen mit solchen, die mit dem Schalter erzeugt wurden. Da die Bibliotheken — auch die Compiler-interne libgcc — ohne diesen Schalter generiert werden, ist mit Problemen zu rechnen. Weiterhin sind bestimmte Typen nicht mehr verfügbar bzw. werden mit anderer Semantik belegt, etwa int und long. Für die Option gibt es in avr-gcc 4.x kein Support mehr.}}

===Stack auf 256 Bytes begrenzen===

Mit dem Compileflag -mtiny-stack wird für den Stack eine einfachere Adressierung möglich, die aber "nur" 256 Byte Stacktiefe erlaubt. Wenn man nicht exzessiv automatische Variablen benutzt (Arrays!) oder eine hohe
Verschachtelungstiefe hat, sollte das ausreichen. Hat mir nochmal knapp 100 Byte (!) kleineren Code erzeugt.

===Speichern von globalen Flags===

Oft werden in den Programmen Flags verwendet um beispielsweise eingetroffene Interrupts in der main-Routine auszuwerten. Hierzu wird üblicherweise eine globale Variable verwendet.

Um den Wert dieser Variable abzufragen, muss sie jedoch erst aus dem SRAM in ein Register geladen werden, und kann dann erst auf ihren Status hin überprüft werden. Eine Möglichkeit ist, der globalen Variablen ein einziges Register fest zuzuordnen:
<c>
register uint8_t counter8_1 asm("r2");
register uint8_t counter8_2 asm("r3");
register uint16_t counter16_1 asm("r4"); // r4:r5
register uint16_t counter16_2 asm("r6"); // r6:r7
</c>
siehe auch: http://www.nongnu.org/avr-libc/user-manual/FAQ.html#faq_regbind

Als Alternative kann man ein nicht verwendetes Register des I/O-Bereichs verwenden. Dabei würde sich z. B. das Register eines zweiten UARTs, oder das EEPROM-Register anbieten, falls diese nicht benötigt werden.

Neuere AVR-Modelle besitzen für diesen Zweck 3 frei verwendbare Bytes im bitadressierbaren I/O-Bereich: GPIOR0-2.

{{Warnung|
;Warnung: Dieses Vorgehen verändert das ABI! Um dieses Feature fehlerfrei anzuwenden, ist einiges an Wissen über die Interna von GCC notwendig. Auch ein korrekt funktionierendes Programm ist keine Garantie dafür, daß die globalen Register fehlerfrei implementiert wurden. Unter Umständen bringen erst spätere Codeänderungen/-erweiterung den Fehler zum Vorschein, und weil der Fehler vorher nicht akut war, sucht man sich den Wolf an der falschen Stelle im Code anstatt bei der globalen Registern. Siehe auch [[Globale Register]].}}

===Puffern von volatile-Variablen===

Der Compiler behandelt volatile-Variablen bei mehreren Manipulationen wie heiße Kartoffeln. Für jeden einzelnen Vorgang wiederholt sich das Spiel:

* aus dem Speicher holen
* bearbeiten
* zurückspeichern

Unter Umständen ist dieses Verhalten unsinnig. Ein Minimalbeispiel:

<c>
volatile char var;

ISR()
{
var++;

if (var > 100)
var = 0;
}

void main (void)
{
while (1)
printf (var);
}
</c>

Hier wird '''var''' pro [[ISR]]-Ausführung zwei mal aus dem RAM geholt und zurückgeschrieben. Das ist überflüssig, weil die Interruptrountine nicht unterbrochen werden kann. Aus Sicht der ISR bräuchte man eigentlich kein volatile, kann es aber wegen des Zugriffs aus main heraus nicht weglassen. Eine Lösung findet sich im folgenden Schnipsel:

<c>
volatile char var;

ISR()
{
char temp = var;

if (++temp > 100)
temp=0;

var = temp;
}

void main (void)
{
while (1)
printf (var);
}
</c>

Hier wird die globale Variable '''var''' in der lokalen Variable '''temp''' gepuffert. Ein Nachteil durch das Anlegen von '''temp''' ergibt sich nicht, da das dafür verwendete Register für die Manipulation sowieso benötigt wird.

Wie alle Optimierungen kann dieses Vorgehen auch nach hinten losgehen: Wenn Laden und Zurückspeichern von '''var''' weit auseinanderliegen (extrem lange ISR), müllt man sich die Register zu. Im schlimmsten Fall wird '''temp''' sogar zwischenzeitlich auf dem Stack ausgelagert.

===Schleifen===

Bei Schleifen, die eine bestimmte Anzahl an Durchläufen ausgeführt werden sollen, ist es besser den Schleifenzähler vorher auf einen Wert zu setzen, und am Ende einer Do-While Schleife diesen zu dekrementieren.
So beschränkt sich die Sprungbedingung auf ein brne (branch if not equal).

Beispiel:
<c>
uint8_t counter;
counter = 100;
do
{
// mach irgendetwas
} while (--counter);
</c>

===Unbenutzte Funktionen und/oder Variablen entfernen===

F: Mir ist aufgefallen, dass der Linker nicht benutzte Funktionen trotzdem mit linkt und Speicherplatz belegt. Gibt es eine Möglichkeit diese Funktionen automatisch weg zu lassen?

A: Dem GNU Linker sagt man mit ''--gc-sections'', dass er unbenutzte Sektionen rauswirft. Mit ''--print-gc-sections'' listet er die rausgeworfenen auch auf. Dem GCC kann man mit ''-ffunction-sections'' sagen, dass er jede Funktion in eine eigene Sektion legt, damit funktioniert das auch unterhalb der Ebene einer Quellcodedatei (also eine Funktion rausschmeissen obwohl fünf andere in derselben Datei gebraucht werden). Mit der Option ''-fdata-sections'' geht das auch für statische Variablen ([http://www.mikrocontroller.net/topic/210453#2084822 Forumsbeitrag von Andreas B.]).

Vorsicht: Je nach Implementierung der Interruptsprung- bzw. Vektorleiste kann es dazu führen, dass alle eigenen Interrupt-Handler ebenfalls wegoptimiert werden. Dies passiert dann, wenn es im Code keinen Verweis (typisch: Ermittlung der Adresse zum Eintrag in eine Interrupt-Vektortabelle oder in Hardwareregister eines Interrupt-Controllers) auf die Handler-Funktion gibt oder die Funktion, in der der Verweis auf eine ISR enthalten ist, nie aufgerufen wird. In solchen Fällen kann es notwendig sein, die Handler mit __attribute__((used)) zu versehen. Bei Verwendung der Makros aus der avr-libc (in WinAVR enthalten, z.B. ISR()) ist dies nicht erforderlich, da das Attribut bereits in den Makro-Definitionen enthalten ist (avr-libc/interrupt.h/ __INTR_ATTRS). In manch anderer Umgebung, wie bei einigen Quellcodes für ARM-basierte Controller, ist das Attribut jedoch zu ergänzen.

==Optimierung der Ausführungsgeschwindigkeit==

Hierzu gibt es schon eine Application-Note von Atmel. Diese AppNote bezieht sich auf den IAR-Compiler. Die darin genannten "Optimierungen" sind für avr-gcc größtenteils obsolet oder bleiben bestenfalls ohne Effekt.

* [http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc1497.pdf AVR035]: Efficient C Coding for AVR
*[http://en.wikipedia.org/wiki/Program_optimization Program optimization] auf Wikipedia, engl.

== Fußnoten ==
<references/>

== Links ==
[http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc1497.pdf Atmel AVR4027]: Tips and Tricks to Optimize Your C Code for 8-bit AVR Microcontrollers ([http://www.atmel.com/Images/AVR4027.zip Beispiel-Code])

[[Category:avr-gcc]]

Temperatursensor

2012-03-29T17:22:52Z

At90s2313: /* PT100 */ Doppelung entfernt

Will man mit einem [[Mikrocontroller]] Temperaturen messen, dann braucht man
* einen [[Sensor]], der die Temperatur z. B. in eine Spannung oder einen Strom umsetzt
* einen [[ADC | AD-Wandler]], der das Signal digitalisiert. Der kann auf dem Sensor oder dem Mikrocontroller integriert sein.

Temperatursensoren gibt es nun in allen möglichen Varianten. Vom temperaturabhängigen [[Widerstand]] bis zum fertig abgeglichenen All-in-one-Bauteil mit digitalem Ausgang. Wie bei allen Sensoren sollte man auch hier genau hinschauen und [[Auflösung und Genauigkeit]] unterscheiden.

== Analoge Temperatursensoren ==

=== PT100 ===

Unter einem PT100 versteht man einen Platinwiderstand, der bei 0°C einen Widerstand von 100Ω hat.
Platinwiderstände sind temperaturabhängige Widerstände mit hoher Wiederholgenauigkeit und Konstanz[http://de.wikipedia.org/wiki/Konstante]. Wegen der relativ geringen Widerstandsänderung von nur ca. 0,4Ω pro Grad ist etwas mehr Schaltungsaufwand erforderlich als bei anderen Sensoren. Genauere Formeln zur Temperaturbestimmung gibt es u.a. bei der [http://de.wikipedia.org/wiki/Pt100 Wikipedia]. Ein Schaltplan findet sich bei der [http://www.heise.de/ct/artikel/Sensibelchen-289608.html c't].

Die Sensoren gibt es auch mit anderen Widerstandswerten, z. B. mit 1000Ω und heißen dann entsprechend PT1000.

Vorteil:
* genormt
* großer Meßbereich
* hohe Linearität
* hohe Wiederholgenauigkeit
* einfach austauschbar

Nachteil:
* relativ teuer (bei segor.de ab 3,80€)
* brauchen aufwendigere Auswerteschaltung

Links:
* [http://de.wikibooks.org/wiki/Linearisierung_von_resistiven_Sensoren/_Pt100 Wikibooks: Linearisierung von resistiven Sensoren - PT100]
* [http://www.heise.de/ct/04/22/236/ c't-Artikel: Mikrocontroller-Programmierung: Timer, Sensoren und Drehgeber (mit PT100 Schaltung)]
* [http://www.maxim-ic.com/app-notes/index.mvp/id/3450 Maxim AN3450 Positive Analog Feedback Compensates PT100 Transducer]
* [http://www.maxim-ic.com/app-notes/index.mvp/id/4875 Maxim AN4875 High-Accuracy Temperature Measurements Call for Platinum Resistance Temperature Detectors (PRTDs) and Precision Delta-Sigma ADCs]
* [http://ww1.microchip.com/downloads/en/AppNotes/01154a.pdf Microchip AN1154 Precision RTD Instrumentation for Temperature Sensing]
* [http://www.analog.com/static/imported-files/application_notes/AN709_0.pdf Analog Devices AN709 RTD Interfacing and Linearization Using an ADuC8xx MicroConverter]

=== NTC/PTC ===

NTC und PTC sind temperaturabhängige Widerstände.

* NTC (engl. '''N'''egative '''T'''emperature '''C'''oefficient, Heißleiter), hat bei hohen Temperaturen seinen niedrigsten Widerstand, z. B. Silizium
* PTC (engl. '''P'''ositive '''T'''emperature '''C'''oefficient, Kaltleiter), hat bei niedrigen Temperaturen seinen geringsten Widerstand, z. B. Glühlampe

Um den Widerstandswert zu messen schaltet man sie mit einem normalen Widerstand oder einer [[Konstantstromquelle]] in Reihe zu einem [[Spannungsteiler]] und misst den Spannungsabfall. Eine Beispielschaltung findet sich [http://www.mathar.com/msp_thermo1.html hier].

Vorteil:
* billig (z.B. [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=9594 KTY81-110] bei Reichelt ~0,60€)

Nachteil:
* müssen für höhere Genauigkeiten abgeglichen werden
* brauchen A/D-Wandler
* sind nichtlinear

Beispiele:
* KTY10-5
* KTY13-6
* KTY81-121
* KTY81-122

Links:
* [http://www.sprut.de/electronic/temeratur/temp.htm Temperaturabhängige Stromquelle und NTC/PTC inclusive Linearisierung]
*[http://www.umnicom.de/Elektronik/Mikrokontroller/Atmel/AtFan/AtFan.html#2.2.2 Berechnung des Linearisierungswiderstandes für gewünschten Temperaturbereich] der fällt sonst immer vom Himmel
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/208587#2065880 KTY 10-5 Formelprobleme]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/225563 Codesammlung: Beispiel mit 0,5°C Auflösung]

=== LMx35 ===

Eine IC-Familie, die pro Kelvin Temperaturänderung ihre Ausgangsspannung um 10 mV ändert. Die ICs gibt es in verschiedenen Genauigkeiten und Temperaturbereichen mit den Bezeichnungen LM135(A), LM235(A) und LM335(A). Der günstigste ist der LM335 mit einem Temperaturbereich von −40 … +100°C.
In verschiedenen Bauformen erhältlich. Beispielschaltungen finden sich im [http://www.national.com/ds.cgi/LM/LM135.pdf Datenblatt] und [http://www.suessbrich.info/elek/elektherm1.html hier]

Vorteile:
* hat auch ohne Kalibrierung eine Genauigkeit von einem Grad (bei 25°C)
* relativ billig (LM335 bei Reichelt ab 0,50 €)

Nachteile:
* benötigt A/D-Wandler
* bei längerer Anschlussleitung störanfällig

Links:
* [http://www.schramm-software.de/tipps/temperaturmessung/analogsensoren.htm Test-Schaltungen und -Code zur Auswertung mit ADC (AVR-Assembler)]

=== LM334 ===

Ein IC ähnlich dem LM335 mit dem Unterschied, dass der durch das IC fließende Strom proportional von der Temperatur abhängt. Mit einer einfachen Schaltung aus nur zwei Widerständen kann man dann den Strom in einer Weise wandeln, dass pro Kelvin eine Spannungsänderung von 10mV ausgegeben wird. Da die Strom-Spannungswandlung auf der Platine (und damit nahe am AD-Wandler) stattfindet und die Übertragung des Messwerts durch einen Strom stattfindet, sind Störungen durch Netzbrumm etc. viel geringer als beim LM335

Vorteile:

* relativ billig ([http://www.reichelt.de/?ARTICLE=10468 Reichelt 0,54 €])

Nachteile:
* benötigt A/D-Wandler
* Bereich 0°C-70°C

Ähnliche ICs:
* AD592 (Ausgangsstrom 1µA pro Kelvin, absolute Temperatur) [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=3825 Reichelt: 3,75 €], Conrad 174912 8,50 €

=== SMT160-30 ===

Ist ein Zwischending zwischen Digital und Analog. Sein Ausgangssignal ist ein digitales PWM-Signal, zu dessen Messung man am besten den Input-Capture-Eingang eines Mikrocontrollers verwendet. Man kann ihn also wie einen analogen Sensor nur indirekt auslesen, anstatt über einen AD-Wandler hier über einen Timer.

Vorteile:
* Digitales PWM-Signal ist unempfindlich gegen Störeinflüsse
* gibt es in SO8, TO18, TO92 und TO220, gut befestigbar, z.B am Kühlkörper
* linear
* kein Abgleich nötig

Nachteile (viele):
* benötigt Timer
* jittert extrem, genaue Messungen nur über Mittelung / Filterung möglich
* nicht nur das PWM-Verhältnis, sondern auf die Frequenz ist temp-abhängig (1-4kHz)
* teuer (Farnell 10,90€ +16%, Conrad 9,xx€ , www.hy-line.de ??).
* TO92 Gehäuse ist günstiger, dafür weniger genau

Links:
* http://www.hy-line.de/co/sensor-tec/hersteller/smartec/smt-160-30/index.html

=== Thermoelement ===

Ein Thermoelement besteht im einfachsten Fall aus zwei ungleichen Metallendrähten, die an einem Punkt miteinander verbunden sind und bei dem die Verbindungsstelle einer anderen Temperatur ausgesetzt ist als die offenen Enden der Drähte. An den offenen Enden der Drähten entsteht eine Spannung (Thermospannung). Dieser Effekt wurde 1821 von Thomas Seebeck entdeckt ([http://de.wikipedia.org/wiki/Seebeck-Effekt Seebeck-Effekt] bei Wikipedia). Eine weitere Anwendung ist der thermoelektrische Generator ("Thermogenerator").

Vorteil:
* über einen sehr weiten Temperaturbereich einsetzbar

Nachteil:
* die sehr geringen Temperaturspannungen im Mikrovoltbereich benötigen eine sehr gute Auswertelektronik (guter Analogteil + AD-Wandler).

Links:

* [http://www.sensorwell.at/fileadmin/templates/images/data_sheets/temperatur_messtechnik.pdf Warum Thermoelemente Relativtemperaturen messen! oder Was ist eine Kaltstelle?] - Technische Information von www.sensorwell.at (PDF, ca. 600kB)

== Digitale Temperatursensoren ==

=== DS1621 ===

Der DS1621 ist Temperatursensor und A/D-Wandler in einem. Er gibt seine Daten per [[I²C]]-[[Bus]] aus. Ein Schaltplan für einen elektronischen Thermometer mit diesem IC findet sich [http://www.myplace.nu/avr/thermo/ hier].

Vorteile:
* bereits kalibriert
* kein A/D-Wandler nötig
* da I²C ein Bus ist, kann man mehrere DS1621 und andere I²C-Bausteine zusammen anschließen und braucht dafür trotzdem nur zwei I/O-Ports.
* Messbereich -55°C to +125°C
* Genauigkeit +-0,5°C
* Auflösung besser 0,01°C, wenn man die beiden Zählerregister (Count-Remain und Count-per-C) auswertet

Nachteile:
* teuer (Segor 5,80€; RS 3,95€; Conrad 5,22€)
* obwohl die meisten Register [[Speicher#NVRAM | nichtflüchtig]] sind, kann man ihn nicht als Stand-Alone-Thermostat einsetzen, da er erst nach einem Start-Conversion-Befehl zu messen beginnt.

Nachfolger:
* DS1631, DS1631A (Auto-Start-> Stand-Alone-Thermostat), DS1731
* weitere Stand-Alone-Thermostaten: DS1821, DS1629

=== LM75 ===

Der LM75 ist so ähnlich wie der DS1621, allerdings nur in SMD erhältlich und nicht so genau. Er ist aber öfters mal auf PC-Mainboards zu finden, so dass man beim Schlachten eines solchen günstig an einen Temperatursensor kommen kann. Eine Beispiel Schaltplan mit einem ATmega8 findet man [http://www.ucblog.de/2010/09/mikrocontroller-thermometer-schaltplan/ hier]

Vorteile:
* bereits kalibriert
* kein A/D-Wandler nötig
* I²C-Bus Ausgang
* billiger als DS1621 (Reichelt 1,45 €; RS 3V: 3,75€; 5V: 2,72€)
* Auflösung +-0,5°C

Nachteile:
* nur im SMD-Gehäuse erhältlich
* relativ ungenau (+-2°C), kann man jedoch kalibrieren / kompensieren

Kompatible Typen:
* AD7415ART
* DS7505S+

=== LM76 ===

Der LM76 ähnlich dem LM75, bietet aber eine 8-fach höhere Auflösung und eine Genauigkeit von 0.5 bzw. 1°C.

Vorteile:
* höhere Auflösung
* höhere Genauigkeit

Nachteil:
* schwerer zu beschaffen

=== TMP175 / TMP75 ===

Ähnelt dem LM75 stark! Temperatursensor von Texas Instruments.

=== DS18S20 / DS18B20 ===

Der DS18S20 (Nachfolger des DS1820) und DS18B20 sind scheinbar Temperatursensoren und A/D-Wandler in einem. Wenn man genauer hinschaut, stellt man fest, dass es sich um direktwandelnde Sensoren handelt. Die Temperatur wird ohne Umweg über eine analoge Zwischengröße (Spannung oder Strom) in ein digitales Signal überführt.

Die Datenkommunikation erfolgt über ein 1-Wire-Interface, wodurch man am [[Mikrocontroller]] mit nur einem einzigen I/O-Pin auskommen kann. Außerdem beherrschen sie die parasitäre Stromversorgung, d.h., man braucht für Daten und Stromversorgung zusammen nur zwei Leitungen.

Beim DS18B20 sind Auflösungen von 9, 10, 11 und 12 Bits konfigurierbar. Je kleiner die Auflösung, desto kürzer ist die Messzeit. Der DS18S20 hat eine feste Auflösung von 12 Bits, wobei die unteren 3 Bits aufwändiger auszuwerten sind als beim DS18B20. Der DS18S20 ist als Ersatz für den DS1820 gedacht. Der Hersteller empfiehlt den DS18B20 für Neuentwicklungen.

Vorteile:
* bereits kalibriert
* Genauigkeit +-0,5°C
* 1-Wire-Ausgang

Nachteil:
* relativ teuer: Reichelt: 2,50€ / CSD: 1,85€ / Conrad 5,08€

Links:
* [http://pic-projekte.de/wiki/index.php?title=Ansteuerung_eines_DS18S20 Ansteuern eines DS18S20 in C (PIC)]
* [http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/DS18S20.pdf Datenblatt DS18S20]
* [http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/DS18B20.pdf Datenblatt DS18B20]
* [http://www.maxim-ic.com/app-notes/index.mvp/id/4377 Vergleich DS18B20 <-> DS18S20]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/6505 Code zur Ansteuerung (ASM ATTiny12)]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/14792 Code zur Ansteuerung (AVR-GCC)]
* [http://gandalf.arubi.uni-kl.de/avr_projects/tempsensor/ Code zur Ansteuerung mit CRC-Prüfung (AVR-GCC)]
* [http://www.schramm-software.de/tipps/temperaturmessung/digitalsensoren.htm Code zur Ansteuerung mit CRC-Prüfung (AVR-Assembler)]
* [http://chaokhun.kmitl.ac.th/~kswichit/avrthermo/avrthermo.html LED-Thermometer mit AT90S2313 (C)]
* [http://www.mikrocontroller.net/forum/read-4-248219.html Webserver zur Ansteuerung von bis zu 63 Bausteinen]
* [http://www.teslabs.com/openplayer/docs/docs/other/ds18b20_pre1.pdf PDF Anleitung zur Beschaltung und Programmierung (C)]
*[http://www.digitemp.com/building.shtml Anleitung Sensorfühleraufbau (DigiTemp)]
* http://www.mikrocontroller.net/topic/14792
* http://www.mikrocontroller.net/topic/232156 (Timing der parasitären Versorgung)

=== DS1822 ===

Ähnlich wie DS18S20, aber weniger genau (+-2°) und in großen Stückzahlen billiger. Wegen der geringeren Verbreitung kommt der Preisvorteil aber bei Einzelstücken nicht beim Kunden an. So kostet er bei Reichelt mit 3,50€ mehr als der DS18S20.

=== DS1921 / DS1922 ===

Sind wie die DS1821 1-wire-Sensoren mit zusätzlicher Logging-Funktion.
Im iButton-Gehäuse befindet sich eine Lithium-Zelle, eine RTC, CMOS-RAM und der Temp-Sensor. Nach umfangreicher Progammierung startet der Button seine Mission (Aufzeichnung des Temperaturverlaufs).
Gibt es auch mit zusätzlicher Feuchtemessung (DS1923).

=== TSic ===

Die TSic Sensoren werden baugleich von 3 Herstellern angeboten:
* ZMD ([http://www.zmd.biz/temp.php?group=temp&content=products Homepage]) ([http://tarr.uspto.gov/servlet/tarr?regser=serial&entry=78673282 Trademark])
* IST AG ([http://www.ist-ag.com/eh/ist-ag/de/home.nsf/contentview/8F5D32432CAC53C2C1257405003C2433 Homepage])
* Hygrosens ([http://www.hygrosens.de/english/shop/list.html?tx_ttproducts_pi1%5Bcat%5D=11&cHash=dcd89b823b Homepage])

Die TSic Sensoren ([http://www.zmd.biz/pdf/ZMD%20TSic%20Data%20Sheet%20V3%207.pdf Datenblatt]) geben ihre Temperaturmessdaten automatisch in einem festen Intervall aus. Daher muss der Host nur warten bis die nächsten Messdaten rausgeschickt werden. Die TSic Sensoren die es im freien Handel gibt, geben ihre Messdaten alle 100ms (10Hz) aus.
Zur Übertragung wird das [http://www.zmd.biz/pdf/IST_TSic_ZACwire_V2.3%20Digital%20Output_17-Oct-06.pdf ZACwire] Protokoll benutzt. Es handelt sich um eine einfach zwei Byte Übertragung per Manchester-Code. Diese zwei Byte repräsentieren den digital gewandelten Temperaturwert. Im Gegensatz zu Sensoren wie den DS18xxx von Dallas muss dieser Wert aber erst auf einen dezimalen Wert umgerechnet werden.
Die Sensoren kommen mit 3 Pins aus (VCC, GND, Dout).

Vorteile:
* Bereits kalibriert
* Verschiedene Genauigkeiten lieferbar
* Sehr einfaches Kommunikationsprotokoll
* Geringer Stromverbrauch
* Hochgenau: bis zu +/- 0.1°C (TSic 50x)

Nachteil:
* Recht teuer (Reichelt: 4,70€ für den TSic206)
* Nur ein Sensor an einem I/O nutzbar (Kein Bussystem)

Achtung!
Die TSic Sensoren gibt es auch als Version mit analog Ausgang. Bei der Typenbezeichnung gibt die 3. Stelle an ob es sich um die analog- oder Digitalversion handelt (1 = analog, 6 = digital).
Der TSic201 ist also analog, wärend der TSic206 ein digitaler ist.

Links:
* [http://www.avr-projekte.de/zacwireasm.htm Zacwire Protokoll, AVR-Assembler]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/45573#347765 Ansatz zum Empfang der Daten]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/225554# Beispiel mit Strobe ohne Interrupt]
* [http://ethersex.de/index.php/Zacwire Fertige Ansteuerung durch AVR in Ethersex]
* [http://www.zmd.biz/temp.php?group=temp&content=products Herstellerseite mit Datenblättern und FAQ]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/82087 Diskussion mit Beispielcode (MSP430, AVR, PIC) blockierend]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/144424#1367539 C++ Interrupt]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/88847 noch mehr C, problematisch Interrupt]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/151791#1426974 C für ATmega8]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/159149#1510455 auch problematisch]
* [http://www.sinc.sunysb.edu/Stu/maman/ESE_381.htm Projekt mit tsic sensor, evtl. code]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/188462#1837622 fertiger Code zum Einlesen des Zacwire-Protokolls für PIC in ASM]
* [http://www.roboternetz.de/phpBB2/zeigebeitrag.php?t=55103 RN: Bascom]
* [http://www.mikrocontroller.net/search?query=tsic* Suche in den Foren]
* [http://www.avr-projekte.de/tinyclock.htm TSIC206 Thermometer mit Uhr und Kalender. Komplette Bauanleitung mit ASM Quellcode für AT-Tiny2313]

=== SHT1x/SHT7x ===

Der SHT1x/SHT7x (SHT10, SHT11, SHT15, STH71, SHT75) sind kombinierte Temperatur- und Feuchtesensoren von [http://www.sensirion.com Sensirion]. Sie unterscheiden sich in Bauform und Genauigkeit.

Vorteile:
* digitale Schnittstelle mit einfacher [[I²C]]-''ähnlicher'' Ansteuerung
* keine Kalibrierung notwendig
* Beispielcode (C, MC51) auf der Sensirion-Seite verfügbar (relativ leicht portierbar)
* interne Heizelemente (Funktionsprüfung, "rauhe" Umgebung)
* Spannungsmonitor ("Battery fail")
* sehr hohe Genauigkeit

Nachteile:
* kann nicht am [[I²C]] Bus betrieben werden, theoretisch gleiche Clockleitung möglich, fixe Adresse
* relativ teuer (Farnell 18,60€)(SHT11 bei CSD 14€)

[http://www.sensirion.com/en/01_humidity_sensors/00_humidity_sensors.htm Übersicht] der Temperatur- /Feutchtigkeitssensoren von Sensirion.

=== SHT21 ===

[http://www.sensirion.com Sensirion] bietet auch den SHT21 Feuchtigkeits- und Temperatursensor an, welcher wesentlich genauer ist.

Vorteile:
* I2C digital, PWM and SDM/analog Volt Ausgabe
* Maximal 5 Messungen/s @ 14bit
* Temperaturbereich von -40 – +125°C
* Feuchtigkeit mit einer Genauigkeit von +-3%RH

Nachteile:
* teuer (Farnell 23 €, Segor 29 €)
* nur als SMD-Package

Application Notes und Datenblätter findet man [http://www.sensirion.com/en/01_humidity_sensors/10_Overview.htm hier].

=== ADT7310 ===

Der [http://www.analog.com/en/sensors/digital-temperature-sensors/adt7310/products/product.html ADT7310] von [http://www.analog.com/ Analog Devices] besitzt eine Auflösung von 16 Bit und eine Genauigkeit von ±0.5°C im Bereich von −40°C bis +105°C.

Vorteile:
* Ansteuerung per [[SPI]] (für [[I2C]] siehe [http://www.analog.com/en/sensors/digital-temperature-sensors/adt7410/products/product.html ADT7410])
* keine Kalibrierung notwendig
* hohe [[Auflösung und Genauigkeit]]
* programmierbarer [[Interrupt]]ausgang für Unter- und Übertemperatur
* relativ günstig (ca. 3€ bei Digi-Key, Stand 12/2011)

Nachteile:
* TBD

=== SE95 ===

Der [http://www.nxp.com/documents/data_sheet/SE95.pdf SE95] von NXP hat 13 Bit Auflösung, Genauigkeit ±2°C im Messbereich von -55°C bis +125°C, I²C, Gehäuse SO8 und TSSOP8. Einzelstück-Preis bei Segor 1,50€ (2012/I)

[[Category:Sensorik]]
[[Category:Bauteile]]

Temperatursensor

2012-03-29T17:21:17Z

At90s2313: /* PT100 */ Link ergänzt

Will man mit einem [[Mikrocontroller]] Temperaturen messen, dann braucht man
* einen [[Sensor]], der die Temperatur z. B. in eine Spannung oder einen Strom umsetzt
* einen [[ADC | AD-Wandler]], der das Signal digitalisiert. Der kann auf dem Sensor oder dem Mikrocontroller integriert sein.

Temperatursensoren gibt es nun in allen möglichen Varianten. Vom temperaturabhängigen [[Widerstand]] bis zum fertig abgeglichenen All-in-one-Bauteil mit digitalem Ausgang. Wie bei allen Sensoren sollte man auch hier genau hinschauen und [[Auflösung und Genauigkeit]] unterscheiden.

== Analoge Temperatursensoren ==

=== PT100 ===

Unter einem PT100 versteht man einen Platinwiderstand, der bei 0°C einen Widerstand von 100Ω hat.
Platinwiderstände sind temperaturabhängige Widerstände mit hoher Wiederholgenauigkeit und Konstanz[http://de.wikipedia.org/wiki/Konstante]. Wegen der relativ geringen Widerstandsänderung von nur ca. 0,4Ω pro Grad ist etwas mehr Schaltungsaufwand erforderlich als bei anderen Sensoren. Genauere Formeln zur Temperaturbestimmung gibt es u.a. bei der [http://de.wikipedia.org/wiki/Pt100 Wikipedia]. Ein Schaltplan findet sich bei der [http://www.heise.de/ct/artikel/Sensibelchen-289608.html c't].

Die Sensoren gibt es auch mit anderen Widerstandswerten, z. B. mit 1000Ω und heißen dann entsprechend PT1000.

Vorteil:
* genormt
* großer Meßbereich
* hohe Linearität
* hohe Wiederholgenauigkeit
* einfach austauschbar

Nachteil:
* relativ teuer (bei segor.de ab 3,80€)
* brauchen aufwendigere Auswerteschaltung

Links:
* [http://de.wikibooks.org/wiki/Linearisierung_von_resistiven_Sensoren/_Pt100 Wikibooks: Linearisierung von resistiven Sensoren - PT100]
* [http://www.heise.de/ct/04/22/236/ c't-Artikel: Mikrocontroller-Programmierung: Timer, Sensoren und Drehgeber (mit PT100 Schaltung)]
* [http://www.maxim-ic.com/app-notes/index.mvp/id/3450 Maxim AN3450 Positive Analog Feedback Compensates PT100 Transducer]
* [http://www.maxim-ic.com/app-notes/index.mvp/id/4875 Maxim AN4875 High-Accuracy Temperature Measurements Call for Platinum Resistance Temperature Detectors (PRTDs) and Precision Delta-Sigma ADCs]
* [http://de.wikibooks.org/wiki/Linearisierung_von_resistiven_Sensoren/_Pt100 Wikibooks: Linearisierung von resistiven Sensoren]
* [http://ww1.microchip.com/downloads/en/AppNotes/01154a.pdf Microchip AN1154 Precision RTD Instrumentation for Temperature Sensing]
* [http://www.analog.com/static/imported-files/application_notes/AN709_0.pdf Analog Devices AN709 RTD Interfacing and Linearization Using an ADuC8xx MicroConverter]

=== NTC/PTC ===

NTC und PTC sind temperaturabhängige Widerstände.

* NTC (engl. '''N'''egative '''T'''emperature '''C'''oefficient, Heißleiter), hat bei hohen Temperaturen seinen niedrigsten Widerstand, z. B. Silizium
* PTC (engl. '''P'''ositive '''T'''emperature '''C'''oefficient, Kaltleiter), hat bei niedrigen Temperaturen seinen geringsten Widerstand, z. B. Glühlampe

Um den Widerstandswert zu messen schaltet man sie mit einem normalen Widerstand oder einer [[Konstantstromquelle]] in Reihe zu einem [[Spannungsteiler]] und misst den Spannungsabfall. Eine Beispielschaltung findet sich [http://www.mathar.com/msp_thermo1.html hier].

Vorteil:
* billig (z.B. [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=9594 KTY81-110] bei Reichelt ~0,60€)

Nachteil:
* müssen für höhere Genauigkeiten abgeglichen werden
* brauchen A/D-Wandler
* sind nichtlinear

Beispiele:
* KTY10-5
* KTY13-6
* KTY81-121
* KTY81-122

Links:
* [http://www.sprut.de/electronic/temeratur/temp.htm Temperaturabhängige Stromquelle und NTC/PTC inclusive Linearisierung]
*[http://www.umnicom.de/Elektronik/Mikrokontroller/Atmel/AtFan/AtFan.html#2.2.2 Berechnung des Linearisierungswiderstandes für gewünschten Temperaturbereich] der fällt sonst immer vom Himmel
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/208587#2065880 KTY 10-5 Formelprobleme]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/225563 Codesammlung: Beispiel mit 0,5°C Auflösung]

=== LMx35 ===

Eine IC-Familie, die pro Kelvin Temperaturänderung ihre Ausgangsspannung um 10 mV ändert. Die ICs gibt es in verschiedenen Genauigkeiten und Temperaturbereichen mit den Bezeichnungen LM135(A), LM235(A) und LM335(A). Der günstigste ist der LM335 mit einem Temperaturbereich von −40 … +100°C.
In verschiedenen Bauformen erhältlich. Beispielschaltungen finden sich im [http://www.national.com/ds.cgi/LM/LM135.pdf Datenblatt] und [http://www.suessbrich.info/elek/elektherm1.html hier]

Vorteile:
* hat auch ohne Kalibrierung eine Genauigkeit von einem Grad (bei 25°C)
* relativ billig (LM335 bei Reichelt ab 0,50 €)

Nachteile:
* benötigt A/D-Wandler
* bei längerer Anschlussleitung störanfällig

Links:
* [http://www.schramm-software.de/tipps/temperaturmessung/analogsensoren.htm Test-Schaltungen und -Code zur Auswertung mit ADC (AVR-Assembler)]

=== LM334 ===

Ein IC ähnlich dem LM335 mit dem Unterschied, dass der durch das IC fließende Strom proportional von der Temperatur abhängt. Mit einer einfachen Schaltung aus nur zwei Widerständen kann man dann den Strom in einer Weise wandeln, dass pro Kelvin eine Spannungsänderung von 10mV ausgegeben wird. Da die Strom-Spannungswandlung auf der Platine (und damit nahe am AD-Wandler) stattfindet und die Übertragung des Messwerts durch einen Strom stattfindet, sind Störungen durch Netzbrumm etc. viel geringer als beim LM335

Vorteile:

* relativ billig ([http://www.reichelt.de/?ARTICLE=10468 Reichelt 0,54 €])

Nachteile:
* benötigt A/D-Wandler
* Bereich 0°C-70°C

Ähnliche ICs:
* AD592 (Ausgangsstrom 1µA pro Kelvin, absolute Temperatur) [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=3825 Reichelt: 3,75 €], Conrad 174912 8,50 €

=== SMT160-30 ===

Ist ein Zwischending zwischen Digital und Analog. Sein Ausgangssignal ist ein digitales PWM-Signal, zu dessen Messung man am besten den Input-Capture-Eingang eines Mikrocontrollers verwendet. Man kann ihn also wie einen analogen Sensor nur indirekt auslesen, anstatt über einen AD-Wandler hier über einen Timer.

Vorteile:
* Digitales PWM-Signal ist unempfindlich gegen Störeinflüsse
* gibt es in SO8, TO18, TO92 und TO220, gut befestigbar, z.B am Kühlkörper
* linear
* kein Abgleich nötig

Nachteile (viele):
* benötigt Timer
* jittert extrem, genaue Messungen nur über Mittelung / Filterung möglich
* nicht nur das PWM-Verhältnis, sondern auf die Frequenz ist temp-abhängig (1-4kHz)
* teuer (Farnell 10,90€ +16%, Conrad 9,xx€ , www.hy-line.de ??).
* TO92 Gehäuse ist günstiger, dafür weniger genau

Links:
* http://www.hy-line.de/co/sensor-tec/hersteller/smartec/smt-160-30/index.html

=== Thermoelement ===

Ein Thermoelement besteht im einfachsten Fall aus zwei ungleichen Metallendrähten, die an einem Punkt miteinander verbunden sind und bei dem die Verbindungsstelle einer anderen Temperatur ausgesetzt ist als die offenen Enden der Drähte. An den offenen Enden der Drähten entsteht eine Spannung (Thermospannung). Dieser Effekt wurde 1821 von Thomas Seebeck entdeckt ([http://de.wikipedia.org/wiki/Seebeck-Effekt Seebeck-Effekt] bei Wikipedia). Eine weitere Anwendung ist der thermoelektrische Generator ("Thermogenerator").

Vorteil:
* über einen sehr weiten Temperaturbereich einsetzbar

Nachteil:
* die sehr geringen Temperaturspannungen im Mikrovoltbereich benötigen eine sehr gute Auswertelektronik (guter Analogteil + AD-Wandler).

Links:

* [http://www.sensorwell.at/fileadmin/templates/images/data_sheets/temperatur_messtechnik.pdf Warum Thermoelemente Relativtemperaturen messen! oder Was ist eine Kaltstelle?] - Technische Information von www.sensorwell.at (PDF, ca. 600kB)

== Digitale Temperatursensoren ==

=== DS1621 ===

Der DS1621 ist Temperatursensor und A/D-Wandler in einem. Er gibt seine Daten per [[I²C]]-[[Bus]] aus. Ein Schaltplan für einen elektronischen Thermometer mit diesem IC findet sich [http://www.myplace.nu/avr/thermo/ hier].

Vorteile:
* bereits kalibriert
* kein A/D-Wandler nötig
* da I²C ein Bus ist, kann man mehrere DS1621 und andere I²C-Bausteine zusammen anschließen und braucht dafür trotzdem nur zwei I/O-Ports.
* Messbereich -55°C to +125°C
* Genauigkeit +-0,5°C
* Auflösung besser 0,01°C, wenn man die beiden Zählerregister (Count-Remain und Count-per-C) auswertet

Nachteile:
* teuer (Segor 5,80€; RS 3,95€; Conrad 5,22€)
* obwohl die meisten Register [[Speicher#NVRAM | nichtflüchtig]] sind, kann man ihn nicht als Stand-Alone-Thermostat einsetzen, da er erst nach einem Start-Conversion-Befehl zu messen beginnt.

Nachfolger:
* DS1631, DS1631A (Auto-Start-> Stand-Alone-Thermostat), DS1731
* weitere Stand-Alone-Thermostaten: DS1821, DS1629

=== LM75 ===

Der LM75 ist so ähnlich wie der DS1621, allerdings nur in SMD erhältlich und nicht so genau. Er ist aber öfters mal auf PC-Mainboards zu finden, so dass man beim Schlachten eines solchen günstig an einen Temperatursensor kommen kann. Eine Beispiel Schaltplan mit einem ATmega8 findet man [http://www.ucblog.de/2010/09/mikrocontroller-thermometer-schaltplan/ hier]

Vorteile:
* bereits kalibriert
* kein A/D-Wandler nötig
* I²C-Bus Ausgang
* billiger als DS1621 (Reichelt 1,45 €; RS 3V: 3,75€; 5V: 2,72€)
* Auflösung +-0,5°C

Nachteile:
* nur im SMD-Gehäuse erhältlich
* relativ ungenau (+-2°C), kann man jedoch kalibrieren / kompensieren

Kompatible Typen:
* AD7415ART
* DS7505S+

=== LM76 ===

Der LM76 ähnlich dem LM75, bietet aber eine 8-fach höhere Auflösung und eine Genauigkeit von 0.5 bzw. 1°C.

Vorteile:
* höhere Auflösung
* höhere Genauigkeit

Nachteil:
* schwerer zu beschaffen

=== TMP175 / TMP75 ===

Ähnelt dem LM75 stark! Temperatursensor von Texas Instruments.

=== DS18S20 / DS18B20 ===

Der DS18S20 (Nachfolger des DS1820) und DS18B20 sind scheinbar Temperatursensoren und A/D-Wandler in einem. Wenn man genauer hinschaut, stellt man fest, dass es sich um direktwandelnde Sensoren handelt. Die Temperatur wird ohne Umweg über eine analoge Zwischengröße (Spannung oder Strom) in ein digitales Signal überführt.

Die Datenkommunikation erfolgt über ein 1-Wire-Interface, wodurch man am [[Mikrocontroller]] mit nur einem einzigen I/O-Pin auskommen kann. Außerdem beherrschen sie die parasitäre Stromversorgung, d.h., man braucht für Daten und Stromversorgung zusammen nur zwei Leitungen.

Beim DS18B20 sind Auflösungen von 9, 10, 11 und 12 Bits konfigurierbar. Je kleiner die Auflösung, desto kürzer ist die Messzeit. Der DS18S20 hat eine feste Auflösung von 12 Bits, wobei die unteren 3 Bits aufwändiger auszuwerten sind als beim DS18B20. Der DS18S20 ist als Ersatz für den DS1820 gedacht. Der Hersteller empfiehlt den DS18B20 für Neuentwicklungen.

Vorteile:
* bereits kalibriert
* Genauigkeit +-0,5°C
* 1-Wire-Ausgang

Nachteil:
* relativ teuer: Reichelt: 2,50€ / CSD: 1,85€ / Conrad 5,08€

Links:
* [http://pic-projekte.de/wiki/index.php?title=Ansteuerung_eines_DS18S20 Ansteuern eines DS18S20 in C (PIC)]
* [http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/DS18S20.pdf Datenblatt DS18S20]
* [http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/DS18B20.pdf Datenblatt DS18B20]
* [http://www.maxim-ic.com/app-notes/index.mvp/id/4377 Vergleich DS18B20 <-> DS18S20]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/6505 Code zur Ansteuerung (ASM ATTiny12)]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/14792 Code zur Ansteuerung (AVR-GCC)]
* [http://gandalf.arubi.uni-kl.de/avr_projects/tempsensor/ Code zur Ansteuerung mit CRC-Prüfung (AVR-GCC)]
* [http://www.schramm-software.de/tipps/temperaturmessung/digitalsensoren.htm Code zur Ansteuerung mit CRC-Prüfung (AVR-Assembler)]
* [http://chaokhun.kmitl.ac.th/~kswichit/avrthermo/avrthermo.html LED-Thermometer mit AT90S2313 (C)]
* [http://www.mikrocontroller.net/forum/read-4-248219.html Webserver zur Ansteuerung von bis zu 63 Bausteinen]
* [http://www.teslabs.com/openplayer/docs/docs/other/ds18b20_pre1.pdf PDF Anleitung zur Beschaltung und Programmierung (C)]
*[http://www.digitemp.com/building.shtml Anleitung Sensorfühleraufbau (DigiTemp)]
* http://www.mikrocontroller.net/topic/14792
* http://www.mikrocontroller.net/topic/232156 (Timing der parasitären Versorgung)

=== DS1822 ===

Ähnlich wie DS18S20, aber weniger genau (+-2°) und in großen Stückzahlen billiger. Wegen der geringeren Verbreitung kommt der Preisvorteil aber bei Einzelstücken nicht beim Kunden an. So kostet er bei Reichelt mit 3,50€ mehr als der DS18S20.

=== DS1921 / DS1922 ===

Sind wie die DS1821 1-wire-Sensoren mit zusätzlicher Logging-Funktion.
Im iButton-Gehäuse befindet sich eine Lithium-Zelle, eine RTC, CMOS-RAM und der Temp-Sensor. Nach umfangreicher Progammierung startet der Button seine Mission (Aufzeichnung des Temperaturverlaufs).
Gibt es auch mit zusätzlicher Feuchtemessung (DS1923).

=== TSic ===

Die TSic Sensoren werden baugleich von 3 Herstellern angeboten:
* ZMD ([http://www.zmd.biz/temp.php?group=temp&content=products Homepage]) ([http://tarr.uspto.gov/servlet/tarr?regser=serial&entry=78673282 Trademark])
* IST AG ([http://www.ist-ag.com/eh/ist-ag/de/home.nsf/contentview/8F5D32432CAC53C2C1257405003C2433 Homepage])
* Hygrosens ([http://www.hygrosens.de/english/shop/list.html?tx_ttproducts_pi1%5Bcat%5D=11&cHash=dcd89b823b Homepage])

Die TSic Sensoren ([http://www.zmd.biz/pdf/ZMD%20TSic%20Data%20Sheet%20V3%207.pdf Datenblatt]) geben ihre Temperaturmessdaten automatisch in einem festen Intervall aus. Daher muss der Host nur warten bis die nächsten Messdaten rausgeschickt werden. Die TSic Sensoren die es im freien Handel gibt, geben ihre Messdaten alle 100ms (10Hz) aus.
Zur Übertragung wird das [http://www.zmd.biz/pdf/IST_TSic_ZACwire_V2.3%20Digital%20Output_17-Oct-06.pdf ZACwire] Protokoll benutzt. Es handelt sich um eine einfach zwei Byte Übertragung per Manchester-Code. Diese zwei Byte repräsentieren den digital gewandelten Temperaturwert. Im Gegensatz zu Sensoren wie den DS18xxx von Dallas muss dieser Wert aber erst auf einen dezimalen Wert umgerechnet werden.
Die Sensoren kommen mit 3 Pins aus (VCC, GND, Dout).

Vorteile:
* Bereits kalibriert
* Verschiedene Genauigkeiten lieferbar
* Sehr einfaches Kommunikationsprotokoll
* Geringer Stromverbrauch
* Hochgenau: bis zu +/- 0.1°C (TSic 50x)

Nachteil:
* Recht teuer (Reichelt: 4,70€ für den TSic206)
* Nur ein Sensor an einem I/O nutzbar (Kein Bussystem)

Achtung!
Die TSic Sensoren gibt es auch als Version mit analog Ausgang. Bei der Typenbezeichnung gibt die 3. Stelle an ob es sich um die analog- oder Digitalversion handelt (1 = analog, 6 = digital).
Der TSic201 ist also analog, wärend der TSic206 ein digitaler ist.

Links:
* [http://www.avr-projekte.de/zacwireasm.htm Zacwire Protokoll, AVR-Assembler]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/45573#347765 Ansatz zum Empfang der Daten]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/225554# Beispiel mit Strobe ohne Interrupt]
* [http://ethersex.de/index.php/Zacwire Fertige Ansteuerung durch AVR in Ethersex]
* [http://www.zmd.biz/temp.php?group=temp&content=products Herstellerseite mit Datenblättern und FAQ]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/82087 Diskussion mit Beispielcode (MSP430, AVR, PIC) blockierend]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/144424#1367539 C++ Interrupt]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/88847 noch mehr C, problematisch Interrupt]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/151791#1426974 C für ATmega8]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/159149#1510455 auch problematisch]
* [http://www.sinc.sunysb.edu/Stu/maman/ESE_381.htm Projekt mit tsic sensor, evtl. code]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/188462#1837622 fertiger Code zum Einlesen des Zacwire-Protokolls für PIC in ASM]
* [http://www.roboternetz.de/phpBB2/zeigebeitrag.php?t=55103 RN: Bascom]
* [http://www.mikrocontroller.net/search?query=tsic* Suche in den Foren]
* [http://www.avr-projekte.de/tinyclock.htm TSIC206 Thermometer mit Uhr und Kalender. Komplette Bauanleitung mit ASM Quellcode für AT-Tiny2313]

=== SHT1x/SHT7x ===

Der SHT1x/SHT7x (SHT10, SHT11, SHT15, STH71, SHT75) sind kombinierte Temperatur- und Feuchtesensoren von [http://www.sensirion.com Sensirion]. Sie unterscheiden sich in Bauform und Genauigkeit.

Vorteile:
* digitale Schnittstelle mit einfacher [[I²C]]-''ähnlicher'' Ansteuerung
* keine Kalibrierung notwendig
* Beispielcode (C, MC51) auf der Sensirion-Seite verfügbar (relativ leicht portierbar)
* interne Heizelemente (Funktionsprüfung, "rauhe" Umgebung)
* Spannungsmonitor ("Battery fail")
* sehr hohe Genauigkeit

Nachteile:
* kann nicht am [[I²C]] Bus betrieben werden, theoretisch gleiche Clockleitung möglich, fixe Adresse
* relativ teuer (Farnell 18,60€)(SHT11 bei CSD 14€)

[http://www.sensirion.com/en/01_humidity_sensors/00_humidity_sensors.htm Übersicht] der Temperatur- /Feutchtigkeitssensoren von Sensirion.

=== SHT21 ===

[http://www.sensirion.com Sensirion] bietet auch den SHT21 Feuchtigkeits- und Temperatursensor an, welcher wesentlich genauer ist.

Vorteile:
* I2C digital, PWM and SDM/analog Volt Ausgabe
* Maximal 5 Messungen/s @ 14bit
* Temperaturbereich von -40 – +125°C
* Feuchtigkeit mit einer Genauigkeit von +-3%RH

Nachteile:
* teuer (Farnell 23 €, Segor 29 €)
* nur als SMD-Package

Application Notes und Datenblätter findet man [http://www.sensirion.com/en/01_humidity_sensors/10_Overview.htm hier].

=== ADT7310 ===

Der [http://www.analog.com/en/sensors/digital-temperature-sensors/adt7310/products/product.html ADT7310] von [http://www.analog.com/ Analog Devices] besitzt eine Auflösung von 16 Bit und eine Genauigkeit von ±0.5°C im Bereich von −40°C bis +105°C.

Vorteile:
* Ansteuerung per [[SPI]] (für [[I2C]] siehe [http://www.analog.com/en/sensors/digital-temperature-sensors/adt7410/products/product.html ADT7410])
* keine Kalibrierung notwendig
* hohe [[Auflösung und Genauigkeit]]
* programmierbarer [[Interrupt]]ausgang für Unter- und Übertemperatur
* relativ günstig (ca. 3€ bei Digi-Key, Stand 12/2011)

Nachteile:
* TBD

=== SE95 ===

Der [http://www.nxp.com/documents/data_sheet/SE95.pdf SE95] von NXP hat 13 Bit Auflösung, Genauigkeit ±2°C im Messbereich von -55°C bis +125°C, I²C, Gehäuse SO8 und TSSOP8. Einzelstück-Preis bei Segor 1,50€ (2012/I)

[[Category:Sensorik]]
[[Category:Bauteile]]

Temperatursensor

2012-03-29T16:52:53Z

At90s2313: /* PT100 */ Links ergänzt

Will man mit einem [[Mikrocontroller]] Temperaturen messen, dann braucht man
* einen [[Sensor]], der die Temperatur z. B. in eine Spannung oder einen Strom umsetzt
* einen [[ADC | AD-Wandler]], der das Signal digitalisiert. Der kann auf dem Sensor oder dem Mikrocontroller integriert sein.

Temperatursensoren gibt es nun in allen möglichen Varianten. Vom temperaturabhängigen [[Widerstand]] bis zum fertig abgeglichenen All-in-one-Bauteil mit digitalem Ausgang. Wie bei allen Sensoren sollte man auch hier genau hinschauen und [[Auflösung und Genauigkeit]] unterscheiden.

== Analoge Temperatursensoren ==

=== PT100 ===

Unter einem PT100 versteht man einen Platinwiderstand, der bei 0°C einen Widerstand von 100Ω hat.
Platinwiderstände sind temperaturabhängige Widerstände mit hoher Wiederholgenauigkeit und Konstanz[http://de.wikipedia.org/wiki/Konstante]. Wegen der relativ geringen Widerstandsänderung von nur ca. 0,4Ω pro Grad ist etwas mehr Schaltungsaufwand erforderlich als bei anderen Sensoren. Genauere Formeln zur Temperaturbestimmung gibt es u.a. bei der [http://de.wikipedia.org/wiki/Pt100 Wikipedia]. Ein Schaltplan findet sich bei der [http://www.heise.de/ct/artikel/Sensibelchen-289608.html c't].

Die Sensoren gibt es auch mit anderen Widerstandswerten, z. B. mit 1000Ω und heißen dann entsprechend PT1000.

Vorteil:
* genormt
* großer Meßbereich
* hohe Linearität
* hohe Wiederholgenauigkeit
* einfach austauschbar

Nachteil:
* relativ teuer (bei segor.de ab 3,80€)
* brauchen aufwendigere Auswerteschaltung

Links:
* [http://www.heise.de/ct/04/22/236/ c't-Artikel: Mikrocontroller-Programmierung: Timer, Sensoren und Drehgeber (mit PT100 Schaltung)]
* [http://pdfserv.maxim-ic.com/en/an/AN3450.pdf Maxim AN3450 Positive Analog Feedback Compensates PT100 Transducer]
* [http://de.wikibooks.org/wiki/Linearisierung_von_resistiven_Sensoren/_Pt100 Wikibooks: Linearisierung von resistiven Sensoren]
* [http://ww1.microchip.com/downloads/en/AppNotes/01154a.pdf Microchip AN1154 Precision RTD Instrumentation for Temperature Sensing]
* [http://www.analog.com/static/imported-files/application_notes/AN709_0.pdf Analog Devices AN709 RTD Interfacing and Linearization Using an ADuC8xx MicroConverter]

=== NTC/PTC ===

NTC und PTC sind temperaturabhängige Widerstände.

* NTC (engl. '''N'''egative '''T'''emperature '''C'''oefficient, Heißleiter), hat bei hohen Temperaturen seinen niedrigsten Widerstand, z. B. Silizium
* PTC (engl. '''P'''ositive '''T'''emperature '''C'''oefficient, Kaltleiter), hat bei niedrigen Temperaturen seinen geringsten Widerstand, z. B. Glühlampe

Um den Widerstandswert zu messen schaltet man sie mit einem normalen Widerstand oder einer [[Konstantstromquelle]] in Reihe zu einem [[Spannungsteiler]] und misst den Spannungsabfall. Eine Beispielschaltung findet sich [http://www.mathar.com/msp_thermo1.html hier].

Vorteil:
* billig (z.B. [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=9594 KTY81-110] bei Reichelt ~0,60€)

Nachteil:
* müssen für höhere Genauigkeiten abgeglichen werden
* brauchen A/D-Wandler
* sind nichtlinear

Beispiele:
* KTY10-5
* KTY13-6
* KTY81-121
* KTY81-122

Links:
* [http://www.sprut.de/electronic/temeratur/temp.htm Temperaturabhängige Stromquelle und NTC/PTC inclusive Linearisierung]
*[http://www.umnicom.de/Elektronik/Mikrokontroller/Atmel/AtFan/AtFan.html#2.2.2 Berechnung des Linearisierungswiderstandes für gewünschten Temperaturbereich] der fällt sonst immer vom Himmel
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/208587#2065880 KTY 10-5 Formelprobleme]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/225563 Codesammlung: Beispiel mit 0,5°C Auflösung]

=== LMx35 ===

Eine IC-Familie, die pro Kelvin Temperaturänderung ihre Ausgangsspannung um 10 mV ändert. Die ICs gibt es in verschiedenen Genauigkeiten und Temperaturbereichen mit den Bezeichnungen LM135(A), LM235(A) und LM335(A). Der günstigste ist der LM335 mit einem Temperaturbereich von −40 … +100°C.
In verschiedenen Bauformen erhältlich. Beispielschaltungen finden sich im [http://www.national.com/ds.cgi/LM/LM135.pdf Datenblatt] und [http://www.suessbrich.info/elek/elektherm1.html hier]

Vorteile:
* hat auch ohne Kalibrierung eine Genauigkeit von einem Grad (bei 25°C)
* relativ billig (LM335 bei Reichelt ab 0,50 €)

Nachteile:
* benötigt A/D-Wandler
* bei längerer Anschlussleitung störanfällig

Links:
* [http://www.schramm-software.de/tipps/temperaturmessung/analogsensoren.htm Test-Schaltungen und -Code zur Auswertung mit ADC (AVR-Assembler)]

=== LM334 ===

Ein IC ähnlich dem LM335 mit dem Unterschied, dass der durch das IC fließende Strom proportional von der Temperatur abhängt. Mit einer einfachen Schaltung aus nur zwei Widerständen kann man dann den Strom in einer Weise wandeln, dass pro Kelvin eine Spannungsänderung von 10mV ausgegeben wird. Da die Strom-Spannungswandlung auf der Platine (und damit nahe am AD-Wandler) stattfindet und die Übertragung des Messwerts durch einen Strom stattfindet, sind Störungen durch Netzbrumm etc. viel geringer als beim LM335

Vorteile:

* relativ billig ([http://www.reichelt.de/?ARTICLE=10468 Reichelt 0,54 €])

Nachteile:
* benötigt A/D-Wandler
* Bereich 0°C-70°C

Ähnliche ICs:
* AD592 (Ausgangsstrom 1µA pro Kelvin, absolute Temperatur) [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=3825 Reichelt: 3,75 €], Conrad 174912 8,50 €

=== SMT160-30 ===

Ist ein Zwischending zwischen Digital und Analog. Sein Ausgangssignal ist ein digitales PWM-Signal, zu dessen Messung man am besten den Input-Capture-Eingang eines Mikrocontrollers verwendet. Man kann ihn also wie einen analogen Sensor nur indirekt auslesen, anstatt über einen AD-Wandler hier über einen Timer.

Vorteile:
* Digitales PWM-Signal ist unempfindlich gegen Störeinflüsse
* gibt es in SO8, TO18, TO92 und TO220, gut befestigbar, z.B am Kühlkörper
* linear
* kein Abgleich nötig

Nachteile (viele):
* benötigt Timer
* jittert extrem, genaue Messungen nur über Mittelung / Filterung möglich
* nicht nur das PWM-Verhältnis, sondern auf die Frequenz ist temp-abhängig (1-4kHz)
* teuer (Farnell 10,90€ +16%, Conrad 9,xx€ , www.hy-line.de ??).
* TO92 Gehäuse ist günstiger, dafür weniger genau

Links:
* http://www.hy-line.de/co/sensor-tec/hersteller/smartec/smt-160-30/index.html

=== Thermoelement ===

Ein Thermoelement besteht im einfachsten Fall aus zwei ungleichen Metallendrähten, die an einem Punkt miteinander verbunden sind und bei dem die Verbindungsstelle einer anderen Temperatur ausgesetzt ist als die offenen Enden der Drähte. An den offenen Enden der Drähten entsteht eine Spannung (Thermospannung). Dieser Effekt wurde 1821 von Thomas Seebeck entdeckt ([http://de.wikipedia.org/wiki/Seebeck-Effekt Seebeck-Effekt] bei Wikipedia). Eine weitere Anwendung ist der thermoelektrische Generator ("Thermogenerator").

Vorteil:
* über einen sehr weiten Temperaturbereich einsetzbar

Nachteil:
* die sehr geringen Temperaturspannungen im Mikrovoltbereich benötigen eine sehr gute Auswertelektronik (guter Analogteil + AD-Wandler).

Links:

* [http://www.sensorwell.at/fileadmin/templates/images/data_sheets/temperatur_messtechnik.pdf Warum Thermoelemente Relativtemperaturen messen! oder Was ist eine Kaltstelle?] - Technische Information von www.sensorwell.at (PDF, ca. 600kB)

== Digitale Temperatursensoren ==

=== DS1621 ===

Der DS1621 ist Temperatursensor und A/D-Wandler in einem. Er gibt seine Daten per [[I²C]]-[[Bus]] aus. Ein Schaltplan für einen elektronischen Thermometer mit diesem IC findet sich [http://www.myplace.nu/avr/thermo/ hier].

Vorteile:
* bereits kalibriert
* kein A/D-Wandler nötig
* da I²C ein Bus ist, kann man mehrere DS1621 und andere I²C-Bausteine zusammen anschließen und braucht dafür trotzdem nur zwei I/O-Ports.
* Messbereich -55°C to +125°C
* Genauigkeit +-0,5°C
* Auflösung besser 0,01°C, wenn man die beiden Zählerregister (Count-Remain und Count-per-C) auswertet

Nachteile:
* teuer (Segor 5,80€; RS 3,95€; Conrad 5,22€)
* obwohl die meisten Register [[Speicher#NVRAM | nichtflüchtig]] sind, kann man ihn nicht als Stand-Alone-Thermostat einsetzen, da er erst nach einem Start-Conversion-Befehl zu messen beginnt.

Nachfolger:
* DS1631, DS1631A (Auto-Start-> Stand-Alone-Thermostat), DS1731
* weitere Stand-Alone-Thermostaten: DS1821, DS1629

=== LM75 ===

Der LM75 ist so ähnlich wie der DS1621, allerdings nur in SMD erhältlich und nicht so genau. Er ist aber öfters mal auf PC-Mainboards zu finden, so dass man beim Schlachten eines solchen günstig an einen Temperatursensor kommen kann. Eine Beispiel Schaltplan mit einem ATmega8 findet man [http://www.ucblog.de/2010/09/mikrocontroller-thermometer-schaltplan/ hier]

Vorteile:
* bereits kalibriert
* kein A/D-Wandler nötig
* I²C-Bus Ausgang
* billiger als DS1621 (Reichelt 1,45 €; RS 3V: 3,75€; 5V: 2,72€)
* Auflösung +-0,5°C

Nachteile:
* nur im SMD-Gehäuse erhältlich
* relativ ungenau (+-2°C), kann man jedoch kalibrieren / kompensieren

Kompatible Typen:
* AD7415ART
* DS7505S+

=== LM76 ===

Der LM76 ähnlich dem LM75, bietet aber eine 8-fach höhere Auflösung und eine Genauigkeit von 0.5 bzw. 1°C.

Vorteile:
* höhere Auflösung
* höhere Genauigkeit

Nachteil:
* schwerer zu beschaffen

=== TMP175 / TMP75 ===

Ähnelt dem LM75 stark! Temperatursensor von Texas Instruments.

=== DS18S20 / DS18B20 ===

Der DS18S20 (Nachfolger des DS1820) und DS18B20 sind scheinbar Temperatursensoren und A/D-Wandler in einem. Wenn man genauer hinschaut, stellt man fest, dass es sich um direktwandelnde Sensoren handelt. Die Temperatur wird ohne Umweg über eine analoge Zwischengröße (Spannung oder Strom) in ein digitales Signal überführt.

Die Datenkommunikation erfolgt über ein 1-Wire-Interface, wodurch man am [[Mikrocontroller]] mit nur einem einzigen I/O-Pin auskommen kann. Außerdem beherrschen sie die parasitäre Stromversorgung, d.h., man braucht für Daten und Stromversorgung zusammen nur zwei Leitungen.

Beim DS18B20 sind Auflösungen von 9, 10, 11 und 12 Bits konfigurierbar. Je kleiner die Auflösung, desto kürzer ist die Messzeit. Der DS18S20 hat eine feste Auflösung von 12 Bits, wobei die unteren 3 Bits aufwändiger auszuwerten sind als beim DS18B20. Der DS18S20 ist als Ersatz für den DS1820 gedacht. Der Hersteller empfiehlt den DS18B20 für Neuentwicklungen.

Vorteile:
* bereits kalibriert
* Genauigkeit +-0,5°C
* 1-Wire-Ausgang

Nachteil:
* relativ teuer: Reichelt: 2,50€ / CSD: 1,85€ / Conrad 5,08€

Links:
* [http://pic-projekte.de/wiki/index.php?title=Ansteuerung_eines_DS18S20 Ansteuern eines DS18S20 in C (PIC)]
* [http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/DS18S20.pdf Datenblatt DS18S20]
* [http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/DS18B20.pdf Datenblatt DS18B20]
* [http://www.maxim-ic.com/app-notes/index.mvp/id/4377 Vergleich DS18B20 <-> DS18S20]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/6505 Code zur Ansteuerung (ASM ATTiny12)]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/14792 Code zur Ansteuerung (AVR-GCC)]
* [http://gandalf.arubi.uni-kl.de/avr_projects/tempsensor/ Code zur Ansteuerung mit CRC-Prüfung (AVR-GCC)]
* [http://www.schramm-software.de/tipps/temperaturmessung/digitalsensoren.htm Code zur Ansteuerung mit CRC-Prüfung (AVR-Assembler)]
* [http://chaokhun.kmitl.ac.th/~kswichit/avrthermo/avrthermo.html LED-Thermometer mit AT90S2313 (C)]
* [http://www.mikrocontroller.net/forum/read-4-248219.html Webserver zur Ansteuerung von bis zu 63 Bausteinen]
* [http://www.teslabs.com/openplayer/docs/docs/other/ds18b20_pre1.pdf PDF Anleitung zur Beschaltung und Programmierung (C)]
*[http://www.digitemp.com/building.shtml Anleitung Sensorfühleraufbau (DigiTemp)]
* http://www.mikrocontroller.net/topic/14792
* http://www.mikrocontroller.net/topic/232156 (Timing der parasitären Versorgung)

=== DS1822 ===

Ähnlich wie DS18S20, aber weniger genau (+-2°) und in großen Stückzahlen billiger. Wegen der geringeren Verbreitung kommt der Preisvorteil aber bei Einzelstücken nicht beim Kunden an. So kostet er bei Reichelt mit 3,50€ mehr als der DS18S20.

=== DS1921 / DS1922 ===

Sind wie die DS1821 1-wire-Sensoren mit zusätzlicher Logging-Funktion.
Im iButton-Gehäuse befindet sich eine Lithium-Zelle, eine RTC, CMOS-RAM und der Temp-Sensor. Nach umfangreicher Progammierung startet der Button seine Mission (Aufzeichnung des Temperaturverlaufs).
Gibt es auch mit zusätzlicher Feuchtemessung (DS1923).

=== TSic ===

Die TSic Sensoren werden baugleich von 3 Herstellern angeboten:
* ZMD ([http://www.zmd.biz/temp.php?group=temp&content=products Homepage]) ([http://tarr.uspto.gov/servlet/tarr?regser=serial&entry=78673282 Trademark])
* IST AG ([http://www.ist-ag.com/eh/ist-ag/de/home.nsf/contentview/8F5D32432CAC53C2C1257405003C2433 Homepage])
* Hygrosens ([http://www.hygrosens.de/english/shop/list.html?tx_ttproducts_pi1%5Bcat%5D=11&cHash=dcd89b823b Homepage])

Die TSic Sensoren ([http://www.zmd.biz/pdf/ZMD%20TSic%20Data%20Sheet%20V3%207.pdf Datenblatt]) geben ihre Temperaturmessdaten automatisch in einem festen Intervall aus. Daher muss der Host nur warten bis die nächsten Messdaten rausgeschickt werden. Die TSic Sensoren die es im freien Handel gibt, geben ihre Messdaten alle 100ms (10Hz) aus.
Zur Übertragung wird das [http://www.zmd.biz/pdf/IST_TSic_ZACwire_V2.3%20Digital%20Output_17-Oct-06.pdf ZACwire] Protokoll benutzt. Es handelt sich um eine einfach zwei Byte Übertragung per Manchester-Code. Diese zwei Byte repräsentieren den digital gewandelten Temperaturwert. Im Gegensatz zu Sensoren wie den DS18xxx von Dallas muss dieser Wert aber erst auf einen dezimalen Wert umgerechnet werden.
Die Sensoren kommen mit 3 Pins aus (VCC, GND, Dout).

Vorteile:
* Bereits kalibriert
* Verschiedene Genauigkeiten lieferbar
* Sehr einfaches Kommunikationsprotokoll
* Geringer Stromverbrauch
* Hochgenau: bis zu +/- 0.1°C (TSic 50x)

Nachteil:
* Recht teuer (Reichelt: 4,70€ für den TSic206)
* Nur ein Sensor an einem I/O nutzbar (Kein Bussystem)

Achtung!
Die TSic Sensoren gibt es auch als Version mit analog Ausgang. Bei der Typenbezeichnung gibt die 3. Stelle an ob es sich um die analog- oder Digitalversion handelt (1 = analog, 6 = digital).
Der TSic201 ist also analog, wärend der TSic206 ein digitaler ist.

Links:
* [http://www.avr-projekte.de/zacwireasm.htm Zacwire Protokoll, AVR-Assembler]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/45573#347765 Ansatz zum Empfang der Daten]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/225554# Beispiel mit Strobe ohne Interrupt]
* [http://ethersex.de/index.php/Zacwire Fertige Ansteuerung durch AVR in Ethersex]
* [http://www.zmd.biz/temp.php?group=temp&content=products Herstellerseite mit Datenblättern und FAQ]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/82087 Diskussion mit Beispielcode (MSP430, AVR, PIC) blockierend]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/144424#1367539 C++ Interrupt]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/88847 noch mehr C, problematisch Interrupt]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/151791#1426974 C für ATmega8]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/159149#1510455 auch problematisch]
* [http://www.sinc.sunysb.edu/Stu/maman/ESE_381.htm Projekt mit tsic sensor, evtl. code]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/188462#1837622 fertiger Code zum Einlesen des Zacwire-Protokolls für PIC in ASM]
* [http://www.roboternetz.de/phpBB2/zeigebeitrag.php?t=55103 RN: Bascom]
* [http://www.mikrocontroller.net/search?query=tsic* Suche in den Foren]
* [http://www.avr-projekte.de/tinyclock.htm TSIC206 Thermometer mit Uhr und Kalender. Komplette Bauanleitung mit ASM Quellcode für AT-Tiny2313]

=== SHT1x/SHT7x ===

Der SHT1x/SHT7x (SHT10, SHT11, SHT15, STH71, SHT75) sind kombinierte Temperatur- und Feuchtesensoren von [http://www.sensirion.com Sensirion]. Sie unterscheiden sich in Bauform und Genauigkeit.

Vorteile:
* digitale Schnittstelle mit einfacher [[I²C]]-''ähnlicher'' Ansteuerung
* keine Kalibrierung notwendig
* Beispielcode (C, MC51) auf der Sensirion-Seite verfügbar (relativ leicht portierbar)
* interne Heizelemente (Funktionsprüfung, "rauhe" Umgebung)
* Spannungsmonitor ("Battery fail")
* sehr hohe Genauigkeit

Nachteile:
* kann nicht am [[I²C]] Bus betrieben werden, theoretisch gleiche Clockleitung möglich, fixe Adresse
* relativ teuer (Farnell 18,60€)(SHT11 bei CSD 14€)

[http://www.sensirion.com/en/01_humidity_sensors/00_humidity_sensors.htm Übersicht] der Temperatur- /Feutchtigkeitssensoren von Sensirion.

=== SHT21 ===

[http://www.sensirion.com Sensirion] bietet auch den SHT21 Feuchtigkeits- und Temperatursensor an, welcher wesentlich genauer ist.

Vorteile:
* I2C digital, PWM and SDM/analog Volt Ausgabe
* Maximal 5 Messungen/s @ 14bit
* Temperaturbereich von -40 – +125°C
* Feuchtigkeit mit einer Genauigkeit von +-3%RH

Nachteile:
* teuer (Farnell 23 €, Segor 29 €)
* nur als SMD-Package

Application Notes und Datenblätter findet man [http://www.sensirion.com/en/01_humidity_sensors/10_Overview.htm hier].

=== ADT7310 ===

Der [http://www.analog.com/en/sensors/digital-temperature-sensors/adt7310/products/product.html ADT7310] von [http://www.analog.com/ Analog Devices] besitzt eine Auflösung von 16 Bit und eine Genauigkeit von ±0.5°C im Bereich von −40°C bis +105°C.

Vorteile:
* Ansteuerung per [[SPI]] (für [[I2C]] siehe [http://www.analog.com/en/sensors/digital-temperature-sensors/adt7410/products/product.html ADT7410])
* keine Kalibrierung notwendig
* hohe [[Auflösung und Genauigkeit]]
* programmierbarer [[Interrupt]]ausgang für Unter- und Übertemperatur
* relativ günstig (ca. 3€ bei Digi-Key, Stand 12/2011)

Nachteile:
* TBD

=== SE95 ===

Der [http://www.nxp.com/documents/data_sheet/SE95.pdf SE95] von NXP hat 13 Bit Auflösung, Genauigkeit ±2°C im Messbereich von -55°C bis +125°C, I²C, Gehäuse SO8 und TSSOP8. Einzelstück-Preis bei Segor 1,50€ (2012/I)

[[Category:Sensorik]]
[[Category:Bauteile]]

Leiterbahnabstände

2012-02-28T08:26:39Z

At90s2313: /* Gängige Normen */ DIN EN 61800-5-1 ergänzt

==Vorsicht bei Arbeiten mit Netzspannung!==

'''Sicherungen nicht vergessen, Berührungsschutz nicht vergessen, euer Versicherungsschutz erlischt bei Arbeiten mit Netzspannung.'''

'''Alle Angaben ohne Gewähr!'''

Die angegebenen Abstände sind '''Mindest'''abstände, mehr ist besser.

Es sind in der Tabelle die Abstände für Leiterplatten angegeben, diese können u.U. direkt am Bauteil kleiner sein. Eventuell müssen beim Einlöten die Anschlusspins auseinander gebogen sein. Bei Steckern, bei denen dies nicht möglich ist, ist sofort vom Anschlusspin auf den erforderlichen Mindestabstand auseinander zu routen. Lötstopplack ist '''keine''' Isolierung. Zusätzlicher Isolierlack schadet nicht, vorher Platine gründlich reinigen und ''entfetten''. Wer lackiert o.ä. sollte unten angegebene Abstände nicht verringern. Es heißt schließlich '''Mindest'''abstände.
Auch ist zu beachten, daß u.U. andere, ''höhere'' als in der Tabelle angegebene Werte gültig sein können. Dies ist von einer Vielzahl weiterer Faktoren abhängig. Beispielsweise hängt die Mindest-Luftstrecke u.a. von der Höhe über Normal-Null ab. Prinzipiell gilt, dass ab ca. 2000m andere, ''höhere'' Werte gelten. Auch kennen verschiedene Normen unterschiedliche Verschmutzungsgrade, mal nur drei, mal aber vier. Es ist gegebenenfalls sehr schwierig, zu ermitteln, welche Norm/Tabelle im konkreten Anwendungsfall die gültige ist. Die Abstände gelten, wenn nicht anders angegeben, zwischen den Leitern, nicht gegen Erde, Gehäuse, PE. Auch hier gelten ''höhere'' Werte. Die Abstände gelten auch in Innenlagen bei mehrlagigen Boards, es sei denn, man kann durch Temperaturwechseltests nachweisen...

Falls ihr jetzt denkt: "Da steigt doch keiner mehr durch!", kann euch mindestens einer der Autoren dieses Artikels versichern, dass auch gestandene Prüfer in offiziellen Normeninstituten erst einmal einen Moment innehalten müssen und überlegen, was denn jetzt gerade zutrifft. Manche Sachen sind ganz einfach interpretationsabhängig (eigentlich unglaublich bei diesem Thema).

Die Werte in den Tabellen gelten ''nicht'' für 'Papier'platinen.

==Gängige Normen==

Allgemein gilt:

*DIN - Deutsches Institut für Normung
*EN - Europäische Norm
*IEC - Norm der International Electrotechnical Commission

Dabei sind zumindest bei den neueren Normen die Nummern identisch, d.h. "DIN 60071" entspricht "EN 60071" entspricht "IEC 60071". Das ist aber nicht immer so.

*MIL-Std 275 B - US Standard, eigentlich fürs Militär, wird aber auch sonst oft herangezogen/zitiert, wichtigste US-Norm, auch oft für Industrie gefordert, enthält auch Angaben über Mindestleiterbahnbreiten etc.

*DIN EN 60071 (VDE 0111) - Begriffe und Grundsätze der Isolationskoordination

*DIN EN 60664 (VDE 0110) - Isolationskoordination für elektrische Betriebsmittel in Niederspannungsanlagen

*DIN 7735 (VDE 0318) - VDE-Bestimmung für die Schichtpreßstoff-Erzeugnisse Hartpapier, Hartgewebe und Hartmatte; enthält Mindestwerte für die Spannungsfestigkeit; zurückgezogen

*DIN 53480 (VDE 0303-1) - Bestimmung der Kriechstromfestigkeit; zurückgezogen

*DIN 53481 (VDE 0303-2) - Bestimmung der Durchschlagsfestigkeit; zurückgezogen

*DIN EN 60112 (VDE 0303-11) - Verfahren zur Bestimmung der Prüfzahl und der Vergleichszahl der Kriechwegbildung von festen, isolierenden Werkstoffen

*DIN EN 60243 (VDE 0303-21,22,23) - Elektrische Durchschlagfestigkeit von isolierenden Werkstoffen

*DIN EN 60893 (VDE 0318) - Isolierstoffe - Tafeln aus technischen Schichtpressstoffen auf der Basis warmhärtender Harze für elektrotechnische Zwecke

*DIN EN 50124 (VDE 0115-107) - Bahnanwendungen - Isolationskoordination; Zusammenhang zwischen Isolierstoffgruppen und CTI-Wert

*DIN EN 50178 (VDE 0160) - Ausrüstung von Starkstromanlagen mit elektronischen Betriebsmitteln

*DIN EN 60065 (VDE 0860) - Audio-, Video- und ähnliche elektronische Geräte - Sicherheitsanforderungen

*DIN EN 60204 (VDE 0113) - Sicherheit von Maschinen - Elektrische Ausrüstung von Maschinen

*DIN EN 60335 (VDE 0700) - Sicherheit elektrischer Geräte für den Hausgebrauch und ähnliche Zwecke; u.a. Batterieladegeräte

*DIN EN 60601 (VDE 0750) - Medizinische elektrische Geräte

*DIN EN 60730 (VDE 0631) - Automatische elektrische Regel- und Steuergeräte für den Hausgebrauch und ähnliche Anwendungen

*DIN EN 60950 (VDE 0805)- Einrichtungen der Informationstechnik; sie sollte bei Schaltungen mit Microcontrollern zuständig sein. Diese Norm greift aber in Ermangelung anderer, spezifischerer Normen oft, z. B. bei Schaltnetzteilen! Warum gerade SNT keine extra Norm haben, ist mir ein Rätsel.

*DIN EN 61010 (VDE 0411) - Sicherheitsbestimmungen für elektrische Mess-, Steuer-, Regel- und Laborgeräte

*DIN EN 61800-5-1 (VDE 0160-105-1) - Elektrische Leistungsantriebssysteme mit einstellbarer Drehzahl - Anforderungen an die Sicherheit - Elektrische, thermische und energetische Anforderungen

==Verlage für Normen==

*Beuth Verlag

*VDE Verlag

Obige Normen käuflich zu erwerben lohnt sich im Normalfall für Privatanwender nicht. Sie sind leider richtig teuer. Man kann im Internet aber herausfinden, welche Inhalte die Normen haben und wofür sie prinzipiell zuständig sind.

Es gibt auch benannte Auslegestellen, wo die Normen kostenfrei eingesehen werden können. http://www.beuth.de/scr/auslegestellen
Dies sind meist Hochschulbibliotheken.
Beachten: hier können nur Kopien einzelner Seiten gemacht werden, wenn überhaupt.

==Begriffe==

*Betriebs-Scheitelspannung: bei jeder Wellenform ist das der Scheitelwert. Bei überlagerter Gleich~ & Wechselspannung wird der Maximalwert des Wechselspannungsanteils eingerechnet.

*Effektive Betriebsspannng: gemessener Effektivwert, ohne transiente Überspannungen, diese Transienten fließen in die Überspannungskategorie ein

*Luftstrecke: kürzeste Verbindung, nicht entlang einer Oberfläche. Die Luftstrecke ist abhängig von der Betriebs-''Scheitelspannung'' (!).

*Zusatz-Luftstrecken in Primärstromkreisen:'''<<<---zu vervollständigen

*Kriechstrecke: kürzeste Verbindung entlang einer Oberfläche. Kriechstrecken können auf Platinen leicht durch Bohrungen/Schlitze erhöht werden. Gern gemacht bei SNTen. Die Kriechstrecke ist abhänging von der ''effektiven'' (!) Betriebsspannung.

Luft- & Kriechstrecken dürfen durch leitfähige Teile (ohne Potentialbezug!) unterbrochen sein. Dann wird jedoch die Summe der Teilabschnitte (die Strecken ohne leitfähige Unterbrechungen) zusammen gerechnet. Die Teilabschnitte dürfen dabei bestimmte Mindestmaße nicht unterschreiten, siehe DIN EN 60664-1 Abschnitt 6.2 Messung der Luft- und Kriechstrecken.

* Verschmutzungsgrad:
** Verschmutzungsgrad 1 - keine oder nur trockene , '''nichtleitfähige''' Verschmutzung
** Verschmutzungsgrad 2 - nur nichtleitfähige verschmutzung, die nur '''zeitweise''' leitfähig wird durch Kondensation, wird in den Innenlagen von Leiterplatten angenommen, Verschmutzungsgad 1 nur nach Temperaturwechseltests
** Verschmutzungsgrad 3 - leitfähige Verschmutzung oder nichtleitfähige, welche durch zu erwartende Kondensation leitfähig wird.

*Funktionsisolierung: Isolierung nur für ordnungsgemäße Funktion, bietet keinen Schutz

*Basisisolierung: Isolierung zum grundlegenden Schutz

*Verstärkte Isolierung: eine einzige Isolierung die den gleichen Schutz bietet wie doppelte Isolierung (muß keine homogene Isolierung sein, darf aus mehreren Schichten bestehen)

*Betriebsisolierung: veralteter Begriff für Funktionsisolierung

*doppelte Isolierung: besteht aus Basis~ und zusätzlicher Isolierung

*zusätzliche Isolierung: unabhängige (von der Bsais~) zusätzliche Isolierung, zusätzlich zur Basisisolierung, die Schutz bietet bei versagen der Basisisolierung (z.b. vorgeschrieben bei Schutztrafos)

*Transiente Überspannung: Hiermit werden vor allem kurzzeitige Spannungsspitzen durch Schaltvorgänge (oder Blitzeinschläge) bezeichnet. Diese Transienten sind für manche Tests genormt. Es macht einen Unterschied, ob ein Gerät in einem Haushalt (hinter relativ langen Leitungen, Zähler, Sicherungverteilung) oder direkt in der Versorgung des EVU angeschlossen ist. Beim EVU sind die Transienten viel höher, dort gelten dann höhere Werte (z. B. 6,8 mm Abstand zu PE, 2,5mm Leiter-Leiter bei normaler Netzspannung).

*Interpolation zwischen den Spannungen: Teilweise darf zwischen den Spannungswerten interpoliert werden, aber nicht immer. Dann ist der nächsthöhere Wert aus der Tabelle zu nehmen. Meist darf erst bei höheren Spannungen interpoliert werden. Es wird dabei grundsätzlich auf volle Millimeter aufgerundet.

==Überspannungskategorien==

DIN EN 60664/VDE 0110 klassifiziert bestimmte Bereiche, an die ein elektrisches Gerät angeschlossen werden
kann, nach ihrer Gefährdung bezüglich möglicher auftretender Überspannungen (Transienten). Dabei werden
vier Kategorien festgelegt, die man häufig auch bei Messgeräten wiederfindet (CAT I ... CAT IV) um
anzugeben, in welchem Bereich diese Messgeräte benutzt werden dürfen.

===Kategorie I===

Kategorie mit der niedrigsten Absicherung gegen Überspannung. Geräte, die an feste elektrische Installation
angeschlossen werden und bei denen (entweder in der festen Installation oder dazwischen geschaltet)
Maßnahmen getroffen wurden, um Überspannungen zu begrenzen.

Beispiel: ein Gerät, das an ein Labornetzteil angeschlossen ist.

===Kategorie II===

Geräte, die an die feste elektrische Installation angeschlossen werden und die selbst Vorkehrungen gegen
Überspannungen in dieser Installation treffen.

Beispiel: praktisch alle Haushaltgeräte; das Labornetzteil des vorigen Beispiels

===Kategorie III===

Geräte, die Bestandteil der festen Installation sind. Diese Kategorie soll ebenfalls angewendet werden
für Geräte, deren Funktion wie bei Kategorie II definiert ist, aber die eine erhöhte Ausfallsicherheit
gegen Überspannungen erreichen sollen.

Beispiel: Steckdosen, Schalter, Leitungsschutzschalter, fest montierte elektrische Maschinen

===Kategorie IV===

Geräte, die an oder in der Nähe der Einspeisung der festen elektrischen Installation eines Gebäudes
eingesetzt werden.

Beispiel: Elektrizitätszähler, Überstromschutzschalter

==Schutzklassen von Geräten==

===Schutzklasse 0===

Schutz nur durch Basisisolierung, d.h. i.a. Gehäuse aus Isolierwerkstoff mit Mindestdicke überall mindestens Basisisolierung

===Schutzklasse 0I===

Gehäuse aus Isolierwerkstoff, welches die Basisisolierung bildet, + schutzleiteranschlussklemme aber ohne Schutzleiter in der Anschlussleitung

===Schutzklasse I===

Schutz hängt nicht nur von der Basisisolierung ab, sondern zusätlicher Schutz durch Schutzleiter in der Anschlußleitung

===Schutzklasse II===

kein Schutzleiter, aber doppelte oder verstärkte Isolierung zusätzlich zur Basisisolierung

==Isolierstoffgruppen==

{| class="wikitable"
|+ '''Ermittlung der Isolierstoffgruppe'''

|-

!Isolierstoffgruppe||Einteilung nach CTI
|-
|I ||CTI >= 600
|-
|II ||600 > CTI >= 400
|-
|IIIa ||400 > CTI >= 175
|-
|IIIb ||175 > CTI >= 100

|}

CTI – comparative tracking index - Vergleichszahl der Kriechwegbildung

Die Isolierstoffgruppe/CTI wird nach IEC 60112 ermittelt (mittels Tropftest). Ist diese unbekannt, ist grundsätzlich IIIb anzunehmen.

===Isolierstoffgruppen verschiedener Materialien===
* FR4 - 175-200
**Sofern nicht explizit aus einem Datenblatt eines Herstellers ein genauerer Wert hervor geht, sollte man von 170 und damit Gruppe IIIb ausgehen, um auf der sicheren Seite zu bleiben. Bungard gibt für sein Material 205 an. (Quelle: http://www.bungard.de/downloads/ipc4101d.pdf)
* PTFE - >600
* Phenolharz ("Pertinax"): 125
* Polyimid, Kapton: 150
* FR4 Typ KF: 400
* PE-LD, PE-HD (Polyethylen): 600
* Polyesterharz: 600

(Quelle: http://de.wikipedia.org/wiki/Kriechstromfestigkeit)

== Mindestkriechstrecken bei Leiterplatten==

angelehnt an IEC60950, Angaben in V (Volt) und mm (Millimeter)

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestkriechstrecken'''

! || Isolierstoffgruppe|| Isolierstoffgruppe
|-
! || I, II, IIIa, IIIb ||I, II, IIIa
|-
! Effektive Betriebspannung || Verschmutzungsgrad|| Verschmutzungsgrad

|-
! || 1 ||2
|-
|10|| 0,025|| 0,04
|-

|12,5|| 0,025 ||0,04
|-

|16|| 0,025 ||0,04
|-

|20|| 0,025 ||0,04
|-

|25|| 0,025 ||0,04
|-

|32|| 0,025 ||0,04
|-

|40|| 0,025 ||0,04
|-

|50|| 0,025 ||0,04
|-

|63|| 0,040 ||0,063
|-

|80|| 0,063 ||0,10
|-

|100|| 0,10 ||0,16
|-

|125|| 0,16 ||0,25
|-

|160|| 0,25 ||0,40
|-

|200|| 0,4 ||0,63
|-
|250|| 0,56 ||1,0
|-

|320|| 0,75 ||1,6
|-

|400|| 1,0 ||2,0
|-

|500|| 1,3 ||2,5
|-

|630|| 1,8 ||3,2
|-
|800|| 2,4 ||4,0
|-
|1000|| 3,2 ||5,0
|}

Zur Tabelle Mindestkriechstrecke:

Ist die Mindestkriechstrecke kleiner als die zugehörige Mindest-Luftstrecke, ist Letztere zu benutzen.

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestabstände nach MIL Std 275 B'''

!Spannung||1A||1B||II||III||IV
|-
|50||0,381||2,032||0,660||0,381||0,559
|-
|51-100|| || ||1,575|| ||0,762
|-
|51-150||0,660||2,032|| ||0,559||
|-
|101-170|| || ||3,17|| ||1,524
|-
|171-250|| || ||6,35|| ||3,17
|-
|151-300||1,575||3,17|| ||0,762||
|-
|251-500|| || ||12,70|| ||6,35
|-
|301-500||3,17||7,62|| ||1,524||
|-
|über500||0,0076/Volt||0,0152/Volt||0,025/Volt||0,0051/Volt||0,0127/Volt
|}
Hierbei gilt:

I - ohne Schutzüberzug bis 3048m

II - ohne Schutzüberzug über 3048m

III - mit Schutzüberzug bis 3048m

IV - mit Schutzüberzug ab 3048m

A - saubere Umgebung

B - schmutzige/staubige Umgebung

Als anerkannter Schutzüberzug ist in den DIN-Normen nur Epoxydharz angegeben. Wie es sich beim MIL Std verhält, ist noch zu ermitteln.

== Praktische Anwendung ==

'''In Arbeit, Angaben ohne Gewähr!'''

Grundlage: DIN EN 60664-1

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestabstände'''

!Spannung||Überspannungskategorie||Verschmutzungsgrad||Isolierstoffgruppe||Luftstrecke||Kriechstrecke||Hinweis
|-
|230V~ Netz||II||2||III||1,5mm zwischen L und N, 3mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung||2,3mm zwischen L und N, 5mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung|| ohne Schutzlack, bis 2000m über NN
|-
|230V~ Netz||III||2||III||3mm zwischen L und N, 6mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung||3mm zwischen L und N, 6mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung|| ohne Schutzlack, bis 2000m über NN
|}

== Links ==

*[http://www.johansondielectrics.com/images/stories/product-training/jdi_training-arc-prevention_2008-01.pdf High Voltage PCB Design for Arc Prevention, Johanson Dielectrics] (danke an Guido: [https://www.mikrocontroller.net/topic/239351#2430969 Artikel ''Re: SMD Kondensatoren bis 1kV?''])
*[http://www.creepage.com/ Luft- und Kriechstreckenrechner] auf Grundlage IEC 60950 und Überspannungskategorie II

[[Category:Platinen]]
[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]
[[Kategorie:Schaltplaneditoren]]

Diskussion:Leiterbahnabstände

2012-02-27T20:29:31Z

At90s2313:

Hallo Mitschreiber, wie wäre es mit einem zusammenfassenden Abschnitt im Artikel. Denn es wird zwar sehr weit und wissenschaftlich alles "erklärt", die praktische Konsequenz aber kann sich kein Normalsterblicher ableiten.

Also mal konkrete Antworten auf konkrete Fragen.

Abstand L-N bei Netzspannung, trocken und sauber bzw. dreckig und "nass"
Abstand L/N zu Schutzkleinspannung
etc.

Ich hab mal angefangen, die Zahlen sind mein HALBWISSEN! Also diskutieren und ggf. korrigieren.

MfG
Falk

:Ich habe ein paar Gerätenormen ergänzt und umgeordnet. Außerdem habe ich die praktische Anwendung erweitert. --[[Benutzer:At90s2313|At90s2313]] 20:29, 27. Feb. 2012 (UTC)

Leiterbahnabstände

2012-02-27T20:22:53Z

At90s2313: /* Praktische Anwendung */ Nennspannung für verstärkte Isolierung gemäß Abschnitt 5.2.4 und Tabelle F.3b der Norm

==Vorsicht bei Arbeiten mit Netzspannung!==

'''Sicherungen nicht vergessen, Berührungsschutz nicht vergessen, euer Versicherungsschutz erlischt bei Arbeiten mit Netzspannung.'''

'''Alle Angaben ohne Gewähr!'''

Die angegebenen Abstände sind '''Mindest'''abstände, mehr ist besser.

Es sind in der Tabelle die Abstände für Leiterplatten angegeben, diese können u.U. direkt am Bauteil kleiner sein. Eventuell müssen beim Einlöten die Anschlusspins auseinander gebogen sein. Bei Steckern, bei denen dies nicht möglich ist, ist sofort vom Anschlusspin auf den erforderlichen Mindestabstand auseinander zu routen. Lötstopplack ist '''keine''' Isolierung. Zusätzlicher Isolierlack schadet nicht, vorher Platine gründlich reinigen und ''entfetten''. Wer lackiert o.ä. sollte unten angegebene Abstände nicht verringern. Es heißt schließlich '''Mindest'''abstände.
Auch ist zu beachten, daß u.U. andere, ''höhere'' als in der Tabelle angegebene Werte gültig sein können. Dies ist von einer Vielzahl weiterer Faktoren abhängig. Beispielsweise hängt die Mindest-Luftstrecke u.a. von der Höhe über Normal-Null ab. Prinzipiell gilt, dass ab ca. 2000m andere, ''höhere'' Werte gelten. Auch kennen verschiedene Normen unterschiedliche Verschmutzungsgrade, mal nur drei, mal aber vier. Es ist gegebenenfalls sehr schwierig, zu ermitteln, welche Norm/Tabelle im konkreten Anwendungsfall die gültige ist. Die Abstände gelten, wenn nicht anders angegeben, zwischen den Leitern, nicht gegen Erde, Gehäuse, PE. Auch hier gelten ''höhere'' Werte. Die Abstände gelten auch in Innenlagen bei mehrlagigen Boards, es sei denn, man kann durch Temperaturwechseltests nachweisen...

Falls ihr jetzt denkt: "Da steigt doch keiner mehr durch!", kann euch mindestens einer der Autoren dieses Artikels versichern, dass auch gestandene Prüfer in offiziellen Normeninstituten erst einmal einen Moment innehalten müssen und überlegen, was denn jetzt gerade zutrifft. Manche Sachen sind ganz einfach interpretationsabhängig (eigentlich unglaublich bei diesem Thema).

Die Werte in den Tabellen gelten ''nicht'' für 'Papier'platinen.

==Gängige Normen==

Allgemein gilt:

*DIN - Deutsches Institut für Normung
*EN - Europäische Norm
*IEC - Norm der International Electrotechnical Commission

Dabei sind zumindest bei den neueren Normen die Nummern identisch, d.h. "DIN 60071" entspricht "EN 60071" entspricht "IEC 60071". Das ist aber nicht immer so.

*MIL-Std 275 B - US Standard, eigentlich fürs Militär, wird aber auch sonst oft herangezogen/zitiert, wichtigste US-Norm, auch oft für Industrie gefordert, enthält auch Angaben über Mindestleiterbahnbreiten etc.

*DIN EN 60071 (VDE 0111) - Begriffe und Grundsätze der Isolationskoordination

*DIN EN 60664 (VDE 0110) - Isolationskoordination für elektrische Betriebsmittel in Niederspannungsanlagen

*DIN 7735 (VDE 0318) - VDE-Bestimmung für die Schichtpreßstoff-Erzeugnisse Hartpapier, Hartgewebe und Hartmatte; enthält Mindestwerte für die Spannungsfestigkeit; zurückgezogen

*DIN 53480 (VDE 0303-1) - Bestimmung der Kriechstromfestigkeit; zurückgezogen

*DIN 53481 (VDE 0303-2) - Bestimmung der Durchschlagsfestigkeit; zurückgezogen

*DIN EN 60112 (VDE 0303-11) - Verfahren zur Bestimmung der Prüfzahl und der Vergleichszahl der Kriechwegbildung von festen, isolierenden Werkstoffen

*DIN EN 60243 (VDE 0303-21,22,23) - Elektrische Durchschlagfestigkeit von isolierenden Werkstoffen

*DIN EN 60893 (VDE 0318) - Isolierstoffe - Tafeln aus technischen Schichtpressstoffen auf der Basis warmhärtender Harze für elektrotechnische Zwecke

*DIN EN 50124 (VDE 0115-107) - Bahnanwendungen - Isolationskoordination; Zusammenhang zwischen Isolierstoffgruppen und CTI-Wert

*DIN EN 50178 (VDE 0160) - Ausrüstung von Starkstromanlagen mit elektronischen Betriebsmitteln

*DIN EN 60065 (VDE 0860) - Audio-, Video- und ähnliche elektronische Geräte - Sicherheitsanforderungen

*DIN EN 60204 (VDE 0113) - Sicherheit von Maschinen - Elektrische Ausrüstung von Maschinen

*DIN EN 60335 (VDE 0700) - Sicherheit elektrischer Geräte für den Hausgebrauch und ähnliche Zwecke; u.a. Batterieladegeräte

*DIN EN 60601 (VDE 0750) - Medizinische elektrische Geräte

*DIN EN 60730 (VDE 0631) - Automatische elektrische Regel- und Steuergeräte für den Hausgebrauch und ähnliche Anwendungen

*DIN EN 60950 (VDE 0805)- Einrichtungen der Informationstechnik; sie sollte bei Schaltungen mit Microcontrollern zuständig sein. Diese Norm greift aber in Ermangelung anderer, spezifischerer Normen oft, z. B. bei Schaltnetzteilen! Warum gerade SNT keine extra Norm haben ist mir ein Rätsel.

*DIN EN 61010 (VDE 0411) - Sicherheitsbestimmungen für elektrische Mess-, Steuer-, Regel- und Laborgeräte

==Verlage für Normen==

*Beuth Verlag

*VDE Verlag

Obige Normen käuflich zu erwerben lohnt sich im Normalfall für Privatanwender nicht. Sie sind leider richtig teuer. Man kann im Internet aber herausfinden, welche Inhalte die Normen haben und wofür sie prinzipiell zuständig sind.

Es gibt auch benannte Auslegestellen, wo die Normen kostenfrei eingesehen werden können. http://www.beuth.de/scr/auslegestellen
Dies sind meist Hochschulbibliotheken.
Beachten: hier können nur Kopien einzelner Seiten gemacht werden, wenn überhaupt.

==Begriffe==

*Betriebs-Scheitelspannung: bei jeder Wellenform ist das der Scheitelwert. Bei überlagerter Gleich~ & Wechselspannung wird der Maximalwert des Wechselspannungsanteils eingerechnet.

*Effektive Betriebsspannng: gemessener Effektivwert, ohne transiente Überspannungen, diese Transienten fließen in die Überspannungskategorie ein

*Luftstrecke: kürzeste Verbindung, nicht entlang einer Oberfläche. Die Luftstrecke ist abhängig von der Betriebs-''Scheitelspannung'' (!).

*Zusatz-Luftstrecken in Primärstromkreisen:'''<<<---zu vervollständigen

*Kriechstrecke: kürzeste Verbindung entlang einer Oberfläche. Kriechstrecken können auf Platinen leicht durch Bohrungen/Schlitze erhöht werden. Gern gemacht bei SNTen. Die Kriechstrecke ist abhänging von der ''effektiven'' (!) Betriebsspannung.

Luft- & Kriechstrecken dürfen durch leitfähige Teile (ohne Potentialbezug!) unterbrochen sein. Dann wird jedoch die Summe der Teilabschnitte (die Strecken ohne leitfähige Unterbrechungen) zusammen gerechnet. Die Teilabschnitte dürfen dabei bestimmte Mindestmaße nicht unterschreiten, siehe DIN EN 60664-1 Abschnitt 6.2 Messung der Luft- und Kriechstrecken.

* Verschmutzungsgrad:
** Verschmutzungsgrad 1 - keine oder nur trockene , '''nichtleitfähige''' Verschmutzung
** Verschmutzungsgrad 2 - nur nichtleitfähige verschmutzung, die nur '''zeitweise''' leitfähig wird durch Kondensation, wird in den Innenlagen von Leiterplatten angenommen, Verschmutzungsgad 1 nur nach Temperaturwechseltests
** Verschmutzungsgrad 3 - leitfähige Verschmutzung oder nichtleitfähige, welche durch zu erwartende Kondensation leitfähig wird.

*Funktionsisolierung: Isolierung nur für ordnungsgemäße Funktion, bietet keinen Schutz

*Basisisolierung: Isolierung zum grundlegenden Schutz

*Verstärkte Isolierung: eine einzige Isolierung die den gleichen Schutz bietet wie doppelte Isolierung (muß keine homogene Isolierung sein, darf aus mehreren Schichten bestehen)

*Betriebsisolierung: veralteter Begriff für Funktionsisolierung

*doppelte Isolierung: besteht aus Basis~ und zusätzlicher Isolierung

*zusätzliche Isolierung: unabhängige (von der Bsais~) zusätzliche Isolierung, zusätzlich zur Basisisolierung, die Schutz bietet bei versagen der Basisisolierung (z.b. vorgeschrieben bei Schutztrafos)

*Transiente Überspannung: Hiermit werden vor allem kurzzeitige Spannungsspitzen durch Schaltvorgänge (oder Blitzeinschläge) bezeichnet. Diese Transienten sind für manche Tests genormt. Es macht einen Unterschied, ob ein Gerät in einem Haushalt (hinter relativ langen Leitungen, Zähler, Sicherungverteilung) oder direkt in der Versorgung des EVU angeschlossen ist. Beim EVU sind die Transienten viel höher, dort gelten dann höhere Werte (z. B. 6,8 mm Abstand zu PE, 2,5mm Leiter-Leiter bei normaler Netzspannung).

*Interpolation zwischen den Spannungen: Teilweise darf zwischen den Spannungswerten interpoliert werden, aber nicht immer. Dann ist der nächsthöhere Wert aus der Tabelle zu nehmen. Meist darf erst bei höheren Spannungen interpoliert werden. Es wird dabei grundsätzlich auf volle Millimeter aufgerundet.

==Überspannungskategorien==

DIN EN 60664/VDE 0110 klassifiziert bestimmte Bereiche, an die ein elektrisches Gerät angeschlossen werden
kann, nach ihrer Gefährdung bezüglich möglicher auftretender Überspannungen (Transienten). Dabei werden
vier Kategorien festgelegt, die man häufig auch bei Messgeräten wiederfindet (CAT I ... CAT IV) um
anzugeben, in welchem Bereich diese Messgeräte benutzt werden dürfen.

===Kategorie I===

Kategorie mit der niedrigsten Absicherung gegen Überspannung. Geräte, die an feste elektrische Installation
angeschlossen werden und bei denen (entweder in der festen Installation oder dazwischen geschaltet)
Maßnahmen getroffen wurden, um Überspannungen zu begrenzen.

Beispiel: ein Gerät, das an ein Labornetzteil angeschlossen ist.

===Kategorie II===

Geräte, die an die feste elektrische Installation angeschlossen werden und die selbst Vorkehrungen gegen
Überspannungen in dieser Installation treffen.

Beispiel: praktisch alle Haushaltgeräte; das Labornetzteil des vorigen Beispiels

===Kategorie III===

Geräte, die Bestandteil der festen Installation sind. Diese Kategorie soll ebenfalls angewendet werden
für Geräte, deren Funktion wie bei Kategorie II definiert ist, aber die eine erhöhte Ausfallsicherheit
gegen Überspannungen erreichen sollen.

Beispiel: Steckdosen, Schalter, Leitungsschutzschalter, fest montierte elektrische Maschinen

===Kategorie IV===

Geräte, die an oder in der Nähe der Einspeisung der festen elektrischen Installation eines Gebäudes
eingesetzt werden.

Beispiel: Elektrizitätszähler, Überstromschutzschalter

==Schutzklassen von Geräten==

===Schutzklasse 0===

Schutz nur durch Basisisolierung, d.h. i.a. Gehäuse aus Isolierwerkstoff mit Mindestdicke überall mindestens Basisisolierung

===Schutzklasse 0I===

Gehäuse aus Isolierwerkstoff, welches die Basisisolierung bildet, + schutzleiteranschlussklemme aber ohne Schutzleiter in der Anschlussleitung

===Schutzklasse I===

Schutz hängt nicht nur von der Basisisolierung ab, sondern zusätlicher Schutz durch Schutzleiter in der Anschlußleitung

===Schutzklasse II===

kein Schutzleiter, aber doppelte oder verstärkte Isolierung zusätzlich zur Basisisolierung

==Isolierstoffgruppen==

{| class="wikitable"
|+ '''Ermittlung der Isolierstoffgruppe'''

|-

!Isolierstoffgruppe||Einteilung nach CTI
|-
|I ||CTI >= 600
|-
|II ||600 > CTI >= 400
|-
|IIIa ||400 > CTI >= 175
|-
|IIIb ||175 > CTI >= 100

|}

CTI – comparative tracking index - Vergleichszahl der Kriechwegbildung

Die Isolierstoffgruppe/CTI wird nach IEC 60112 ermittelt (mittels Tropftest). Ist diese unbekannt, ist grundsätzlich IIIb anzunehmen.

===Isolierstoffgruppen verschiedener Materialien===
* FR4 - 175-200
**Sofern nicht explizit aus einem Datenblatt eines Herstellers ein genauerer Wert hervor geht, sollte man von 170 und damit Gruppe IIIb ausgehen, um auf der sicheren Seite zu bleiben. Bungard gibt für sein Material 205 an. (Quelle: http://www.bungard.de/downloads/ipc4101d.pdf)
* PTFE - >600
* Phenolharz ("Pertinax"): 125
* Polyimid, Kapton: 150
* FR4 Typ KF: 400
* PE-LD, PE-HD (Polyethylen): 600
* Polyesterharz: 600

(Quelle: http://de.wikipedia.org/wiki/Kriechstromfestigkeit)

== Mindestkriechstrecken bei Leiterplatten==

angelehnt an IEC60950, Angaben in V (Volt) und mm (Millimeter)

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestkriechstrecken'''

! || Isolierstoffgruppe|| Isolierstoffgruppe
|-
! || I, II, IIIa, IIIb ||I, II, IIIa
|-
! Effektive Betriebspannung || Verschmutzungsgrad|| Verschmutzungsgrad

|-
! || 1 ||2
|-
|10|| 0,025|| 0,04
|-

|12,5|| 0,025 ||0,04
|-

|16|| 0,025 ||0,04
|-

|20|| 0,025 ||0,04
|-

|25|| 0,025 ||0,04
|-

|32|| 0,025 ||0,04
|-

|40|| 0,025 ||0,04
|-

|50|| 0,025 ||0,04
|-

|63|| 0,040 ||0,063
|-

|80|| 0,063 ||0,10
|-

|100|| 0,10 ||0,16
|-

|125|| 0,16 ||0,25
|-

|160|| 0,25 ||0,40
|-

|200|| 0,4 ||0,63
|-
|250|| 0,56 ||1,0
|-

|320|| 0,75 ||1,6
|-

|400|| 1,0 ||2,0
|-

|500|| 1,3 ||2,5
|-

|630|| 1,8 ||3,2
|-
|800|| 2,4 ||4,0
|-
|1000|| 3,2 ||5,0
|}

Zur Tabelle Mindestkriechstrecke:

Ist die Mindestkriechstrecke kleiner als die zugehörige Mindest-Luftstrecke, ist Letztere zu benutzen.

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestabstände nach MIL Std 275 B'''

!Spannung||1A||1B||II||III||IV
|-
|50||0,381||2,032||0,660||0,381||0,559
|-
|51-100|| || ||1,575|| ||0,762
|-
|51-150||0,660||2,032|| ||0,559||
|-
|101-170|| || ||3,17|| ||1,524
|-
|171-250|| || ||6,35|| ||3,17
|-
|151-300||1,575||3,17|| ||0,762||
|-
|251-500|| || ||12,70|| ||6,35
|-
|301-500||3,17||7,62|| ||1,524||
|-
|über500||0,0076/Volt||0,0152/Volt||0,025/Volt||0,0051/Volt||0,0127/Volt
|}
Hierbei gilt:

I - ohne Schutzüberzug bis 3048m

II - ohne Schutzüberzug über 3048m

III - mit Schutzüberzug bis 3048m

IV - mit Schutzüberzug ab 3048m

A - saubere Umgebung

B - schmutzige/staubige Umgebung

Als anerkannter Schutzüberzug ist in den DIN-Normen nur Epoxydharz angegeben. Wie es sich beim MIL Std verhält, ist noch zu ermitteln.

== Praktische Anwendung ==

'''In Arbeit, Angaben ohne Gewähr!'''

Grundlage: DIN EN 60664-1

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestabstände'''

!Spannung||Überspannungskategorie||Verschmutzungsgrad||Isolierstoffgruppe||Luftstrecke||Kriechstrecke||Hinweis
|-
|230V~ Netz||II||2||III||1,5mm zwischen L und N, 3mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung||2,3mm zwischen L und N, 5mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung|| ohne Schutzlack, bis 2000m über NN
|-
|230V~ Netz||III||2||III||3mm zwischen L und N, 6mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung||3mm zwischen L und N, 6mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung|| ohne Schutzlack, bis 2000m über NN
|}

== Links ==

*[http://www.johansondielectrics.com/images/stories/product-training/jdi_training-arc-prevention_2008-01.pdf High Voltage PCB Design for Arc Prevention, Johanson Dielectrics] (danke an Guido: [https://www.mikrocontroller.net/topic/239351#2430969 Artikel ''Re: SMD Kondensatoren bis 1kV?''])
*[http://www.creepage.com/ Luft- und Kriechstreckenrechner] auf Grundlage IEC 60950 und Überspannungskategorie II

[[Category:Platinen]]
[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]
[[Kategorie:Schaltplaneditoren]]

Leiterbahnabstände

2012-02-27T19:48:39Z

At90s2313: /* Vorsicht bei Arbeiten mit Netzspannung! */

==Vorsicht bei Arbeiten mit Netzspannung!==

'''Sicherungen nicht vergessen, Berührungsschutz nicht vergessen, euer Versicherungsschutz erlischt bei Arbeiten mit Netzspannung.'''

'''Alle Angaben ohne Gewähr!'''

Die angegebenen Abstände sind '''Mindest'''abstände, mehr ist besser.

Es sind in der Tabelle die Abstände für Leiterplatten angegeben, diese können u.U. direkt am Bauteil kleiner sein. Eventuell müssen beim Einlöten die Anschlusspins auseinander gebogen sein. Bei Steckern, bei denen dies nicht möglich ist, ist sofort vom Anschlusspin auf den erforderlichen Mindestabstand auseinander zu routen. Lötstopplack ist '''keine''' Isolierung. Zusätzlicher Isolierlack schadet nicht, vorher Platine gründlich reinigen und ''entfetten''. Wer lackiert o.ä. sollte unten angegebene Abstände nicht verringern. Es heißt schließlich '''Mindest'''abstände.
Auch ist zu beachten, daß u.U. andere, ''höhere'' als in der Tabelle angegebene Werte gültig sein können. Dies ist von einer Vielzahl weiterer Faktoren abhängig. Beispielsweise hängt die Mindest-Luftstrecke u.a. von der Höhe über Normal-Null ab. Prinzipiell gilt, dass ab ca. 2000m andere, ''höhere'' Werte gelten. Auch kennen verschiedene Normen unterschiedliche Verschmutzungsgrade, mal nur drei, mal aber vier. Es ist gegebenenfalls sehr schwierig, zu ermitteln, welche Norm/Tabelle im konkreten Anwendungsfall die gültige ist. Die Abstände gelten, wenn nicht anders angegeben, zwischen den Leitern, nicht gegen Erde, Gehäuse, PE. Auch hier gelten ''höhere'' Werte. Die Abstände gelten auch in Innenlagen bei mehrlagigen Boards, es sei denn, man kann durch Temperaturwechseltests nachweisen...

Falls ihr jetzt denkt: "Da steigt doch keiner mehr durch!", kann euch mindestens einer der Autoren dieses Artikels versichern, dass auch gestandene Prüfer in offiziellen Normeninstituten erst einmal einen Moment innehalten müssen und überlegen, was denn jetzt gerade zutrifft. Manche Sachen sind ganz einfach interpretationsabhängig (eigentlich unglaublich bei diesem Thema).

Die Werte in den Tabellen gelten ''nicht'' für 'Papier'platinen.

==Gängige Normen==

Allgemein gilt:

*DIN - Deutsches Institut für Normung
*EN - Europäische Norm
*IEC - Norm der International Electrotechnical Commission

Dabei sind zumindest bei den neueren Normen die Nummern identisch, d.h. "DIN 60071" entspricht "EN 60071" entspricht "IEC 60071". Das ist aber nicht immer so.

*MIL-Std 275 B - US Standard, eigentlich fürs Militär, wird aber auch sonst oft herangezogen/zitiert, wichtigste US-Norm, auch oft für Industrie gefordert, enthält auch Angaben über Mindestleiterbahnbreiten etc.

*DIN EN 60071 (VDE 0111) - Begriffe und Grundsätze der Isolationskoordination

*DIN EN 60664 (VDE 0110) - Isolationskoordination für elektrische Betriebsmittel in Niederspannungsanlagen

*DIN 7735 (VDE 0318) - VDE-Bestimmung für die Schichtpreßstoff-Erzeugnisse Hartpapier, Hartgewebe und Hartmatte; enthält Mindestwerte für die Spannungsfestigkeit; zurückgezogen

*DIN 53480 (VDE 0303-1) - Bestimmung der Kriechstromfestigkeit; zurückgezogen

*DIN 53481 (VDE 0303-2) - Bestimmung der Durchschlagsfestigkeit; zurückgezogen

*DIN EN 60112 (VDE 0303-11) - Verfahren zur Bestimmung der Prüfzahl und der Vergleichszahl der Kriechwegbildung von festen, isolierenden Werkstoffen

*DIN EN 60243 (VDE 0303-21,22,23) - Elektrische Durchschlagfestigkeit von isolierenden Werkstoffen

*DIN EN 60893 (VDE 0318) - Isolierstoffe - Tafeln aus technischen Schichtpressstoffen auf der Basis warmhärtender Harze für elektrotechnische Zwecke

*DIN EN 50124 (VDE 0115-107) - Bahnanwendungen - Isolationskoordination; Zusammenhang zwischen Isolierstoffgruppen und CTI-Wert

*DIN EN 50178 (VDE 0160) - Ausrüstung von Starkstromanlagen mit elektronischen Betriebsmitteln

*DIN EN 60065 (VDE 0860) - Audio-, Video- und ähnliche elektronische Geräte - Sicherheitsanforderungen

*DIN EN 60204 (VDE 0113) - Sicherheit von Maschinen - Elektrische Ausrüstung von Maschinen

*DIN EN 60335 (VDE 0700) - Sicherheit elektrischer Geräte für den Hausgebrauch und ähnliche Zwecke; u.a. Batterieladegeräte

*DIN EN 60601 (VDE 0750) - Medizinische elektrische Geräte

*DIN EN 60730 (VDE 0631) - Automatische elektrische Regel- und Steuergeräte für den Hausgebrauch und ähnliche Anwendungen

*DIN EN 60950 (VDE 0805)- Einrichtungen der Informationstechnik; sie sollte bei Schaltungen mit Microcontrollern zuständig sein. Diese Norm greift aber in Ermangelung anderer, spezifischerer Normen oft, z. B. bei Schaltnetzteilen! Warum gerade SNT keine extra Norm haben ist mir ein Rätsel.

*DIN EN 61010 (VDE 0411) - Sicherheitsbestimmungen für elektrische Mess-, Steuer-, Regel- und Laborgeräte

==Verlage für Normen==

*Beuth Verlag

*VDE Verlag

Obige Normen käuflich zu erwerben lohnt sich im Normalfall für Privatanwender nicht. Sie sind leider richtig teuer. Man kann im Internet aber herausfinden, welche Inhalte die Normen haben und wofür sie prinzipiell zuständig sind.

Es gibt auch benannte Auslegestellen, wo die Normen kostenfrei eingesehen werden können. http://www.beuth.de/scr/auslegestellen
Dies sind meist Hochschulbibliotheken.
Beachten: hier können nur Kopien einzelner Seiten gemacht werden, wenn überhaupt.

==Begriffe==

*Betriebs-Scheitelspannung: bei jeder Wellenform ist das der Scheitelwert. Bei überlagerter Gleich~ & Wechselspannung wird der Maximalwert des Wechselspannungsanteils eingerechnet.

*Effektive Betriebsspannng: gemessener Effektivwert, ohne transiente Überspannungen, diese Transienten fließen in die Überspannungskategorie ein

*Luftstrecke: kürzeste Verbindung, nicht entlang einer Oberfläche. Die Luftstrecke ist abhängig von der Betriebs-''Scheitelspannung'' (!).

*Zusatz-Luftstrecken in Primärstromkreisen:'''<<<---zu vervollständigen

*Kriechstrecke: kürzeste Verbindung entlang einer Oberfläche. Kriechstrecken können auf Platinen leicht durch Bohrungen/Schlitze erhöht werden. Gern gemacht bei SNTen. Die Kriechstrecke ist abhänging von der ''effektiven'' (!) Betriebsspannung.

Luft- & Kriechstrecken dürfen durch leitfähige Teile (ohne Potentialbezug!) unterbrochen sein. Dann wird jedoch die Summe der Teilabschnitte (die Strecken ohne leitfähige Unterbrechungen) zusammen gerechnet. Die Teilabschnitte dürfen dabei bestimmte Mindestmaße nicht unterschreiten, siehe DIN EN 60664-1 Abschnitt 6.2 Messung der Luft- und Kriechstrecken.

* Verschmutzungsgrad:
** Verschmutzungsgrad 1 - keine oder nur trockene , '''nichtleitfähige''' Verschmutzung
** Verschmutzungsgrad 2 - nur nichtleitfähige verschmutzung, die nur '''zeitweise''' leitfähig wird durch Kondensation, wird in den Innenlagen von Leiterplatten angenommen, Verschmutzungsgad 1 nur nach Temperaturwechseltests
** Verschmutzungsgrad 3 - leitfähige Verschmutzung oder nichtleitfähige, welche durch zu erwartende Kondensation leitfähig wird.

*Funktionsisolierung: Isolierung nur für ordnungsgemäße Funktion, bietet keinen Schutz

*Basisisolierung: Isolierung zum grundlegenden Schutz

*Verstärkte Isolierung: eine einzige Isolierung die den gleichen Schutz bietet wie doppelte Isolierung (muß keine homogene Isolierung sein, darf aus mehreren Schichten bestehen)

*Betriebsisolierung: veralteter Begriff für Funktionsisolierung

*doppelte Isolierung: besteht aus Basis~ und zusätzlicher Isolierung

*zusätzliche Isolierung: unabhängige (von der Bsais~) zusätzliche Isolierung, zusätzlich zur Basisisolierung, die Schutz bietet bei versagen der Basisisolierung (z.b. vorgeschrieben bei Schutztrafos)

*Transiente Überspannung: Hiermit werden vor allem kurzzeitige Spannungsspitzen durch Schaltvorgänge (oder Blitzeinschläge) bezeichnet. Diese Transienten sind für manche Tests genormt. Es macht einen Unterschied, ob ein Gerät in einem Haushalt (hinter relativ langen Leitungen, Zähler, Sicherungverteilung) oder direkt in der Versorgung des EVU angeschlossen ist. Beim EVU sind die Transienten viel höher, dort gelten dann höhere Werte (z. B. 6,8 mm Abstand zu PE, 2,5mm Leiter-Leiter bei normaler Netzspannung).

*Interpolation zwischen den Spannungen: Teilweise darf zwischen den Spannungswerten interpoliert werden, aber nicht immer. Dann ist der nächsthöhere Wert aus der Tabelle zu nehmen. Meist darf erst bei höheren Spannungen interpoliert werden. Es wird dabei grundsätzlich auf volle Millimeter aufgerundet.

==Überspannungskategorien==

DIN EN 60664/VDE 0110 klassifiziert bestimmte Bereiche, an die ein elektrisches Gerät angeschlossen werden
kann, nach ihrer Gefährdung bezüglich möglicher auftretender Überspannungen (Transienten). Dabei werden
vier Kategorien festgelegt, die man häufig auch bei Messgeräten wiederfindet (CAT I ... CAT IV) um
anzugeben, in welchem Bereich diese Messgeräte benutzt werden dürfen.

===Kategorie I===

Kategorie mit der niedrigsten Absicherung gegen Überspannung. Geräte, die an feste elektrische Installation
angeschlossen werden und bei denen (entweder in der festen Installation oder dazwischen geschaltet)
Maßnahmen getroffen wurden, um Überspannungen zu begrenzen.

Beispiel: ein Gerät, das an ein Labornetzteil angeschlossen ist.

===Kategorie II===

Geräte, die an die feste elektrische Installation angeschlossen werden und die selbst Vorkehrungen gegen
Überspannungen in dieser Installation treffen.

Beispiel: praktisch alle Haushaltgeräte; das Labornetzteil des vorigen Beispiels

===Kategorie III===

Geräte, die Bestandteil der festen Installation sind. Diese Kategorie soll ebenfalls angewendet werden
für Geräte, deren Funktion wie bei Kategorie II definiert ist, aber die eine erhöhte Ausfallsicherheit
gegen Überspannungen erreichen sollen.

Beispiel: Steckdosen, Schalter, Leitungsschutzschalter, fest montierte elektrische Maschinen

===Kategorie IV===

Geräte, die an oder in der Nähe der Einspeisung der festen elektrischen Installation eines Gebäudes
eingesetzt werden.

Beispiel: Elektrizitätszähler, Überstromschutzschalter

==Schutzklassen von Geräten==

===Schutzklasse 0===

Schutz nur durch Basisisolierung, d.h. i.a. Gehäuse aus Isolierwerkstoff mit Mindestdicke überall mindestens Basisisolierung

===Schutzklasse 0I===

Gehäuse aus Isolierwerkstoff, welches die Basisisolierung bildet, + schutzleiteranschlussklemme aber ohne Schutzleiter in der Anschlussleitung

===Schutzklasse I===

Schutz hängt nicht nur von der Basisisolierung ab, sondern zusätlicher Schutz durch Schutzleiter in der Anschlußleitung

===Schutzklasse II===

kein Schutzleiter, aber doppelte oder verstärkte Isolierung zusätzlich zur Basisisolierung

==Isolierstoffgruppen==

{| class="wikitable"
|+ '''Ermittlung der Isolierstoffgruppe'''

|-

!Isolierstoffgruppe||Einteilung nach CTI
|-
|I ||CTI >= 600
|-
|II ||600 > CTI >= 400
|-
|IIIa ||400 > CTI >= 175
|-
|IIIb ||175 > CTI >= 100

|}

CTI – comparative tracking index - Vergleichszahl der Kriechwegbildung

Die Isolierstoffgruppe/CTI wird nach IEC 60112 ermittelt (mittels Tropftest). Ist diese unbekannt, ist grundsätzlich IIIb anzunehmen.

===Isolierstoffgruppen verschiedener Materialien===
* FR4 - 175-200
**Sofern nicht explizit aus einem Datenblatt eines Herstellers ein genauerer Wert hervor geht, sollte man von 170 und damit Gruppe IIIb ausgehen, um auf der sicheren Seite zu bleiben. Bungard gibt für sein Material 205 an. (Quelle: http://www.bungard.de/downloads/ipc4101d.pdf)
* PTFE - >600
* Phenolharz ("Pertinax"): 125
* Polyimid, Kapton: 150
* FR4 Typ KF: 400
* PE-LD, PE-HD (Polyethylen): 600
* Polyesterharz: 600

(Quelle: http://de.wikipedia.org/wiki/Kriechstromfestigkeit)

== Mindestkriechstrecken bei Leiterplatten==

angelehnt an IEC60950, Angaben in V (Volt) und mm (Millimeter)

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestkriechstrecken'''

! || Isolierstoffgruppe|| Isolierstoffgruppe
|-
! || I, II, IIIa, IIIb ||I, II, IIIa
|-
! Effektive Betriebspannung || Verschmutzungsgrad|| Verschmutzungsgrad

|-
! || 1 ||2
|-
|10|| 0,025|| 0,04
|-

|12,5|| 0,025 ||0,04
|-

|16|| 0,025 ||0,04
|-

|20|| 0,025 ||0,04
|-

|25|| 0,025 ||0,04
|-

|32|| 0,025 ||0,04
|-

|40|| 0,025 ||0,04
|-

|50|| 0,025 ||0,04
|-

|63|| 0,040 ||0,063
|-

|80|| 0,063 ||0,10
|-

|100|| 0,10 ||0,16
|-

|125|| 0,16 ||0,25
|-

|160|| 0,25 ||0,40
|-

|200|| 0,4 ||0,63
|-
|250|| 0,56 ||1,0
|-

|320|| 0,75 ||1,6
|-

|400|| 1,0 ||2,0
|-

|500|| 1,3 ||2,5
|-

|630|| 1,8 ||3,2
|-
|800|| 2,4 ||4,0
|-
|1000|| 3,2 ||5,0
|}

Zur Tabelle Mindestkriechstrecke:

Ist die Mindestkriechstrecke kleiner als die zugehörige Mindest-Luftstrecke, ist Letztere zu benutzen.

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestabstände nach MIL Std 275 B'''

!Spannung||1A||1B||II||III||IV
|-
|50||0,381||2,032||0,660||0,381||0,559
|-
|51-100|| || ||1,575|| ||0,762
|-
|51-150||0,660||2,032|| ||0,559||
|-
|101-170|| || ||3,17|| ||1,524
|-
|171-250|| || ||6,35|| ||3,17
|-
|151-300||1,575||3,17|| ||0,762||
|-
|251-500|| || ||12,70|| ||6,35
|-
|301-500||3,17||7,62|| ||1,524||
|-
|über500||0,0076/Volt||0,0152/Volt||0,025/Volt||0,0051/Volt||0,0127/Volt
|}
Hierbei gilt:

I - ohne Schutzüberzug bis 3048m

II - ohne Schutzüberzug über 3048m

III - mit Schutzüberzug bis 3048m

IV - mit Schutzüberzug ab 3048m

A - saubere Umgebung

B - schmutzige/staubige Umgebung

Als anerkannter Schutzüberzug ist in den DIN-Normen nur Epoxydharz angegeben. Wie es sich beim MIL Std verhält, ist noch zu ermitteln.

== Praktische Anwendung ==

'''In Arbeit, Angaben ohne Gewähr!'''

Grundlage: DIN EN 60664-1

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestabstände'''

!Spannung||Überspannungskategorie||Verschmutzungsgrad||Isolierstoffgruppe||Luftstrecke||Kriechstrecke||Hinweis
|-
|230V~ Netz||II||2||III||1,5mm zwischen L und N, 3mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung||2,3mm zwischen L und N, 4,6mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung|| ohne Schutzlack, bis 2000m über NN
|-
|230V~ Netz||III||2||III||3mm zwischen L und N, 6mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung||3mm zwischen L und N, 6mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung|| ohne Schutzlack, bis 2000m über NN
|}

== Links ==

*[http://www.johansondielectrics.com/images/stories/product-training/jdi_training-arc-prevention_2008-01.pdf High Voltage PCB Design for Arc Prevention, Johanson Dielectrics] (danke an Guido: [https://www.mikrocontroller.net/topic/239351#2430969 Artikel ''Re: SMD Kondensatoren bis 1kV?''])
*[http://www.creepage.com/ Luft- und Kriechstreckenrechner] auf Grundlage IEC 60950 und Überspannungskategorie II

[[Category:Platinen]]
[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]
[[Kategorie:Schaltplaneditoren]]

Leiterbahnabstände

2012-02-27T19:45:17Z

At90s2313: /* Links */ http://www.creepage.com/ ergänzt

==Vorsicht bei Arbeiten mit Netzspannung!==

'''Sicherungen nicht vergessen, Berührungsschutz nicht vergessen, euer Versicherungsschutz erlischt bei Arbeiten mit Netzspannung.'''

'''Alle Angaben ohne Gewähr!'''

Die angegebenen Abstände sind '''Mindest'''abstände, mehr ist besser.

Es sind in der Tabelle die Abstände für Leiterplatten angegeben, diese können u.U. direkt am Bauteil kleiner sein. Eventuell müssen beim Einlöten die Anschlusspins auseinander gebogen sein. Bei Steckern, bei denen dies nicht möglich ist, ist sofort vom Anschlusspin auf den erforderlichen Mindestabstand auseinander zu routen. Lötstopplack ist '''keine''' Isolierung. Zusätzlicher Isolierlack schadet nicht, vorher Platine gründlich reinigen und ''entfetten''. Wer lackiert o.ä. sollte unten angegebene Abstände nicht verringern. Es heißt schließlich '''Mindest'''abstände.
Auch ist zu beachten, daß u.U. andere, ''höhere'' als in der Tabelle angegeben Werte gültig sein können. Dies ist von einer Vielzahl weiterer Faktoren abhängig. Beispielsweise hängt die Mindest-Luftsrecke u.a. von der Höhe über Normal-Null ab. Prinzipiell gilt, das ab ca. 2000m andere, ''höhere'' Werte gelten. Auch kennen verschieden Normen unterschiedliche Verschmutzungsgrade, mal nur drei, mal aber vier. Es ist gegebenenfalls sehr schwierig, zu ermitteln, welche Norm/Tabelle im konktreten Anwendungsfall die gültige ist. Die Abstände gelten, wenn nicht anders angegeben, zwischen den Leitern, nicht gegen Erde, Gehäuse, PE. Auch hier gelten ''höhere'' Werte. Die Abstände gelten auch in Innenlagen bei mehrlagigen Boards, es sei denn man kann durch Temperaturwechseltests nachweisen...

Falls Ihr jetzt denkt: "Da steigt doch keiner mehr durch!" kann Euch mindestens einer der Autoren dieses Artikels versichern, das auch gestande Prüfer in offiziellen Normeninstituten erst einmal einen Moment Innehalten müssen und überlegen, was denn jetzt gerade zutrifft. Manche Sachen sind ganz einfach interpretationsabhängig (eigentlich unglaublich bei diesem Thema).

Die Werte in den Tabellen gelten ''nicht'' für 'Papier'platinen.

==Gängige Normen==

Allgemein gilt:

*DIN - Deutsches Institut für Normung
*EN - Europäische Norm
*IEC - Norm der International Electrotechnical Commission

Dabei sind zumindest bei den neueren Normen die Nummern identisch, d.h. "DIN 60071" entspricht "EN 60071" entspricht "IEC 60071". Das ist aber nicht immer so.

*MIL-Std 275 B - US Standard, eigentlich fürs Militär, wird aber auch sonst oft herangezogen/zitiert, wichtigste US-Norm, auch oft für Industrie gefordert, enthält auch Angaben über Mindestleiterbahnbreiten etc.

*DIN EN 60071 (VDE 0111) - Begriffe und Grundsätze der Isolationskoordination

*DIN EN 60664 (VDE 0110) - Isolationskoordination für elektrische Betriebsmittel in Niederspannungsanlagen

*DIN 7735 (VDE 0318) - VDE-Bestimmung für die Schichtpreßstoff-Erzeugnisse Hartpapier, Hartgewebe und Hartmatte; enthält Mindestwerte für die Spannungsfestigkeit; zurückgezogen

*DIN 53480 (VDE 0303-1) - Bestimmung der Kriechstromfestigkeit; zurückgezogen

*DIN 53481 (VDE 0303-2) - Bestimmung der Durchschlagsfestigkeit; zurückgezogen

*DIN EN 60112 (VDE 0303-11) - Verfahren zur Bestimmung der Prüfzahl und der Vergleichszahl der Kriechwegbildung von festen, isolierenden Werkstoffen

*DIN EN 60243 (VDE 0303-21,22,23) - Elektrische Durchschlagfestigkeit von isolierenden Werkstoffen

*DIN EN 60893 (VDE 0318) - Isolierstoffe - Tafeln aus technischen Schichtpressstoffen auf der Basis warmhärtender Harze für elektrotechnische Zwecke

*DIN EN 50124 (VDE 0115-107) - Bahnanwendungen - Isolationskoordination; Zusammenhang zwischen Isolierstoffgruppen und CTI-Wert

*DIN EN 50178 (VDE 0160) - Ausrüstung von Starkstromanlagen mit elektronischen Betriebsmitteln

*DIN EN 60065 (VDE 0860) - Audio-, Video- und ähnliche elektronische Geräte - Sicherheitsanforderungen

*DIN EN 60204 (VDE 0113) - Sicherheit von Maschinen - Elektrische Ausrüstung von Maschinen

*DIN EN 60335 (VDE 0700) - Sicherheit elektrischer Geräte für den Hausgebrauch und ähnliche Zwecke; u.a. Batterieladegeräte

*DIN EN 60601 (VDE 0750) - Medizinische elektrische Geräte

*DIN EN 60730 (VDE 0631) - Automatische elektrische Regel- und Steuergeräte für den Hausgebrauch und ähnliche Anwendungen

*DIN EN 60950 (VDE 0805)- Einrichtungen der Informationstechnik; sie sollte bei Schaltungen mit Microcontrollern zuständig sein. Diese Norm greift aber in Ermangelung anderer, spezifischerer Normen oft, z. B. bei Schaltnetzteilen! Warum gerade SNT keine extra Norm haben ist mir ein Rätsel.

*DIN EN 61010 (VDE 0411) - Sicherheitsbestimmungen für elektrische Mess-, Steuer-, Regel- und Laborgeräte

==Verlage für Normen==

*Beuth Verlag

*VDE Verlag

Obige Normen käuflich zu erwerben lohnt sich im Normalfall für Privatanwender nicht. Sie sind leider richtig teuer. Man kann im Internet aber herausfinden, welche Inhalte die Normen haben und wofür sie prinzipiell zuständig sind.

Es gibt auch benannte Auslegestellen, wo die Normen kostenfrei eingesehen werden können. http://www.beuth.de/scr/auslegestellen
Dies sind meist Hochschulbibliotheken.
Beachten: hier können nur Kopien einzelner Seiten gemacht werden, wenn überhaupt.

==Begriffe==

*Betriebs-Scheitelspannung: bei jeder Wellenform ist das der Scheitelwert. Bei überlagerter Gleich~ & Wechselspannung wird der Maximalwert des Wechselspannungsanteils eingerechnet.

*Effektive Betriebsspannng: gemessener Effektivwert, ohne transiente Überspannungen, diese Transienten fließen in die Überspannungskategorie ein

*Luftstrecke: kürzeste Verbindung, nicht entlang einer Oberfläche. Die Luftstrecke ist abhängig von der Betriebs-''Scheitelspannung'' (!).

*Zusatz-Luftstrecken in Primärstromkreisen:'''<<<---zu vervollständigen

*Kriechstrecke: kürzeste Verbindung entlang einer Oberfläche. Kriechstrecken können auf Platinen leicht durch Bohrungen/Schlitze erhöht werden. Gern gemacht bei SNTen. Die Kriechstrecke ist abhänging von der ''effektiven'' (!) Betriebsspannung.

Luft- & Kriechstrecken dürfen durch leitfähige Teile (ohne Potentialbezug!) unterbrochen sein. Dann wird jedoch die Summe der Teilabschnitte (die Strecken ohne leitfähige Unterbrechungen) zusammen gerechnet. Die Teilabschnitte dürfen dabei bestimmte Mindestmaße nicht unterschreiten, siehe DIN EN 60664-1 Abschnitt 6.2 Messung der Luft- und Kriechstrecken.

* Verschmutzungsgrad:
** Verschmutzungsgrad 1 - keine oder nur trockene , '''nichtleitfähige''' Verschmutzung
** Verschmutzungsgrad 2 - nur nichtleitfähige verschmutzung, die nur '''zeitweise''' leitfähig wird durch Kondensation, wird in den Innenlagen von Leiterplatten angenommen, Verschmutzungsgad 1 nur nach Temperaturwechseltests
** Verschmutzungsgrad 3 - leitfähige Verschmutzung oder nichtleitfähige, welche durch zu erwartende Kondensation leitfähig wird.

*Funktionsisolierung: Isolierung nur für ordnungsgemäße Funktion, bietet keinen Schutz

*Basisisolierung: Isolierung zum grundlegenden Schutz

*Verstärkte Isolierung: eine einzige Isolierung die den gleichen Schutz bietet wie doppelte Isolierung (muß keine homogene Isolierung sein, darf aus mehreren Schichten bestehen)

*Betriebsisolierung: veralteter Begriff für Funktionsisolierung

*doppelte Isolierung: besteht aus Basis~ und zusätzlicher Isolierung

*zusätzliche Isolierung: unabhängige (von der Bsais~) zusätzliche Isolierung, zusätzlich zur Basisisolierung, die Schutz bietet bei versagen der Basisisolierung (z.b. vorgeschrieben bei Schutztrafos)

*Transiente Überspannung: Hiermit werden vor allem kurzzeitige Spannungsspitzen durch Schaltvorgänge (oder Blitzeinschläge) bezeichnet. Diese Transienten sind für manche Tests genormt. Es macht einen Unterschied, ob ein Gerät in einem Haushalt (hinter relativ langen Leitungen, Zähler, Sicherungverteilung) oder direkt in der Versorgung des EVU angeschlossen ist. Beim EVU sind die Transienten viel höher, dort gelten dann höhere Werte (z. B. 6,8 mm Abstand zu PE, 2,5mm Leiter-Leiter bei normaler Netzspannung).

*Interpolation zwischen den Spannungen: Teilweise darf zwischen den Spannungswerten interpoliert werden, aber nicht immer. Dann ist der nächsthöhere Wert aus der Tabelle zu nehmen. Meist darf erst bei höheren Spannungen interpoliert werden. Es wird dabei grundsätzlich auf volle Millimeter aufgerundet.

==Überspannungskategorien==

DIN EN 60664/VDE 0110 klassifiziert bestimmte Bereiche, an die ein elektrisches Gerät angeschlossen werden
kann, nach ihrer Gefährdung bezüglich möglicher auftretender Überspannungen (Transienten). Dabei werden
vier Kategorien festgelegt, die man häufig auch bei Messgeräten wiederfindet (CAT I ... CAT IV) um
anzugeben, in welchem Bereich diese Messgeräte benutzt werden dürfen.

===Kategorie I===

Kategorie mit der niedrigsten Absicherung gegen Überspannung. Geräte, die an feste elektrische Installation
angeschlossen werden und bei denen (entweder in der festen Installation oder dazwischen geschaltet)
Maßnahmen getroffen wurden, um Überspannungen zu begrenzen.

Beispiel: ein Gerät, das an ein Labornetzteil angeschlossen ist.

===Kategorie II===

Geräte, die an die feste elektrische Installation angeschlossen werden und die selbst Vorkehrungen gegen
Überspannungen in dieser Installation treffen.

Beispiel: praktisch alle Haushaltgeräte; das Labornetzteil des vorigen Beispiels

===Kategorie III===

Geräte, die Bestandteil der festen Installation sind. Diese Kategorie soll ebenfalls angewendet werden
für Geräte, deren Funktion wie bei Kategorie II definiert ist, aber die eine erhöhte Ausfallsicherheit
gegen Überspannungen erreichen sollen.

Beispiel: Steckdosen, Schalter, Leitungsschutzschalter, fest montierte elektrische Maschinen

===Kategorie IV===

Geräte, die an oder in der Nähe der Einspeisung der festen elektrischen Installation eines Gebäudes
eingesetzt werden.

Beispiel: Elektrizitätszähler, Überstromschutzschalter

==Schutzklassen von Geräten==

===Schutzklasse 0===

Schutz nur durch Basisisolierung, d.h. i.a. Gehäuse aus Isolierwerkstoff mit Mindestdicke überall mindestens Basisisolierung

===Schutzklasse 0I===

Gehäuse aus Isolierwerkstoff, welches die Basisisolierung bildet, + schutzleiteranschlussklemme aber ohne Schutzleiter in der Anschlussleitung

===Schutzklasse I===

Schutz hängt nicht nur von der Basisisolierung ab, sondern zusätlicher Schutz durch Schutzleiter in der Anschlußleitung

===Schutzklasse II===

kein Schutzleiter, aber doppelte oder verstärkte Isolierung zusätzlich zur Basisisolierung

==Isolierstoffgruppen==

{| class="wikitable"
|+ '''Ermittlung der Isolierstoffgruppe'''

|-

!Isolierstoffgruppe||Einteilung nach CTI
|-
|I ||CTI >= 600
|-
|II ||600 > CTI >= 400
|-
|IIIa ||400 > CTI >= 175
|-
|IIIb ||175 > CTI >= 100

|}

CTI – comparative tracking index - Vergleichszahl der Kriechwegbildung

Die Isolierstoffgruppe/CTI wird nach IEC 60112 ermittelt (mittels Tropftest). Ist diese unbekannt, ist grundsätzlich IIIb anzunehmen.

===Isolierstoffgruppen verschiedener Materialien===
* FR4 - 175-200
**Sofern nicht explizit aus einem Datenblatt eines Herstellers ein genauerer Wert hervor geht, sollte man von 170 und damit Gruppe IIIb ausgehen, um auf der sicheren Seite zu bleiben. Bungard gibt für sein Material 205 an. (Quelle: http://www.bungard.de/downloads/ipc4101d.pdf)
* PTFE - >600
* Phenolharz ("Pertinax"): 125
* Polyimid, Kapton: 150
* FR4 Typ KF: 400
* PE-LD, PE-HD (Polyethylen): 600
* Polyesterharz: 600

(Quelle: http://de.wikipedia.org/wiki/Kriechstromfestigkeit)

== Mindestkriechstrecken bei Leiterplatten==

angelehnt an IEC60950, Angaben in V (Volt) und mm (Millimeter)

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestkriechstrecken'''

! || Isolierstoffgruppe|| Isolierstoffgruppe
|-
! || I, II, IIIa, IIIb ||I, II, IIIa
|-
! Effektive Betriebspannung || Verschmutzungsgrad|| Verschmutzungsgrad

|-
! || 1 ||2
|-
|10|| 0,025|| 0,04
|-

|12,5|| 0,025 ||0,04
|-

|16|| 0,025 ||0,04
|-

|20|| 0,025 ||0,04
|-

|25|| 0,025 ||0,04
|-

|32|| 0,025 ||0,04
|-

|40|| 0,025 ||0,04
|-

|50|| 0,025 ||0,04
|-

|63|| 0,040 ||0,063
|-

|80|| 0,063 ||0,10
|-

|100|| 0,10 ||0,16
|-

|125|| 0,16 ||0,25
|-

|160|| 0,25 ||0,40
|-

|200|| 0,4 ||0,63
|-
|250|| 0,56 ||1,0
|-

|320|| 0,75 ||1,6
|-

|400|| 1,0 ||2,0
|-

|500|| 1,3 ||2,5
|-

|630|| 1,8 ||3,2
|-
|800|| 2,4 ||4,0
|-
|1000|| 3,2 ||5,0
|}

Zur Tabelle Mindestkriechstrecke:

Ist die Mindestkriechstrecke kleiner als die zugehörige Mindest-Luftstrecke, ist Letztere zu benutzen.

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestabstände nach MIL Std 275 B'''

!Spannung||1A||1B||II||III||IV
|-
|50||0,381||2,032||0,660||0,381||0,559
|-
|51-100|| || ||1,575|| ||0,762
|-
|51-150||0,660||2,032|| ||0,559||
|-
|101-170|| || ||3,17|| ||1,524
|-
|171-250|| || ||6,35|| ||3,17
|-
|151-300||1,575||3,17|| ||0,762||
|-
|251-500|| || ||12,70|| ||6,35
|-
|301-500||3,17||7,62|| ||1,524||
|-
|über500||0,0076/Volt||0,0152/Volt||0,025/Volt||0,0051/Volt||0,0127/Volt
|}
Hierbei gilt:

I - ohne Schutzüberzug bis 3048m

II - ohne Schutzüberzug über 3048m

III - mit Schutzüberzug bis 3048m

IV - mit Schutzüberzug ab 3048m

A - saubere Umgebung

B - schmutzige/staubige Umgebung

Als anerkannter Schutzüberzug ist in den DIN-Normen nur Epoxydharz angegeben. Wie es sich beim MIL Std verhält, ist noch zu ermitteln.

== Praktische Anwendung ==

'''In Arbeit, Angaben ohne Gewähr!'''

Grundlage: DIN EN 60664-1

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestabstände'''

!Spannung||Überspannungskategorie||Verschmutzungsgrad||Isolierstoffgruppe||Luftstrecke||Kriechstrecke||Hinweis
|-
|230V~ Netz||II||2||III||1,5mm zwischen L und N, 3mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung||2,3mm zwischen L und N, 4,6mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung|| ohne Schutzlack, bis 2000m über NN
|-
|230V~ Netz||III||2||III||3mm zwischen L und N, 6mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung||3mm zwischen L und N, 6mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung|| ohne Schutzlack, bis 2000m über NN
|}

== Links ==

*[http://www.johansondielectrics.com/images/stories/product-training/jdi_training-arc-prevention_2008-01.pdf High Voltage PCB Design for Arc Prevention, Johanson Dielectrics] (danke an Guido: [https://www.mikrocontroller.net/topic/239351#2430969 Artikel ''Re: SMD Kondensatoren bis 1kV?''])
*[http://www.creepage.com/ Luft- und Kriechstreckenrechner] auf Grundlage IEC 60950 und Überspannungskategorie II

[[Category:Platinen]]
[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]
[[Kategorie:Schaltplaneditoren]]

Leiterbahnabstände

2012-02-27T19:41:54Z

At90s2313: /* Praktische Anwendung */ ergänzt

==Vorsicht bei Arbeiten mit Netzspannung!==

'''Sicherungen nicht vergessen, Berührungsschutz nicht vergessen, euer Versicherungsschutz erlischt bei Arbeiten mit Netzspannung.'''

'''Alle Angaben ohne Gewähr!'''

Die angegebenen Abstände sind '''Mindest'''abstände, mehr ist besser.

Es sind in der Tabelle die Abstände für Leiterplatten angegeben, diese können u.U. direkt am Bauteil kleiner sein. Eventuell müssen beim Einlöten die Anschlusspins auseinander gebogen sein. Bei Steckern, bei denen dies nicht möglich ist, ist sofort vom Anschlusspin auf den erforderlichen Mindestabstand auseinander zu routen. Lötstopplack ist '''keine''' Isolierung. Zusätzlicher Isolierlack schadet nicht, vorher Platine gründlich reinigen und ''entfetten''. Wer lackiert o.ä. sollte unten angegebene Abstände nicht verringern. Es heißt schließlich '''Mindest'''abstände.
Auch ist zu beachten, daß u.U. andere, ''höhere'' als in der Tabelle angegeben Werte gültig sein können. Dies ist von einer Vielzahl weiterer Faktoren abhängig. Beispielsweise hängt die Mindest-Luftsrecke u.a. von der Höhe über Normal-Null ab. Prinzipiell gilt, das ab ca. 2000m andere, ''höhere'' Werte gelten. Auch kennen verschieden Normen unterschiedliche Verschmutzungsgrade, mal nur drei, mal aber vier. Es ist gegebenenfalls sehr schwierig, zu ermitteln, welche Norm/Tabelle im konktreten Anwendungsfall die gültige ist. Die Abstände gelten, wenn nicht anders angegeben, zwischen den Leitern, nicht gegen Erde, Gehäuse, PE. Auch hier gelten ''höhere'' Werte. Die Abstände gelten auch in Innenlagen bei mehrlagigen Boards, es sei denn man kann durch Temperaturwechseltests nachweisen...

Falls Ihr jetzt denkt: "Da steigt doch keiner mehr durch!" kann Euch mindestens einer der Autoren dieses Artikels versichern, das auch gestande Prüfer in offiziellen Normeninstituten erst einmal einen Moment Innehalten müssen und überlegen, was denn jetzt gerade zutrifft. Manche Sachen sind ganz einfach interpretationsabhängig (eigentlich unglaublich bei diesem Thema).

Die Werte in den Tabellen gelten ''nicht'' für 'Papier'platinen.

==Gängige Normen==

Allgemein gilt:

*DIN - Deutsches Institut für Normung
*EN - Europäische Norm
*IEC - Norm der International Electrotechnical Commission

Dabei sind zumindest bei den neueren Normen die Nummern identisch, d.h. "DIN 60071" entspricht "EN 60071" entspricht "IEC 60071". Das ist aber nicht immer so.

*MIL-Std 275 B - US Standard, eigentlich fürs Militär, wird aber auch sonst oft herangezogen/zitiert, wichtigste US-Norm, auch oft für Industrie gefordert, enthält auch Angaben über Mindestleiterbahnbreiten etc.

*DIN EN 60071 (VDE 0111) - Begriffe und Grundsätze der Isolationskoordination

*DIN EN 60664 (VDE 0110) - Isolationskoordination für elektrische Betriebsmittel in Niederspannungsanlagen

*DIN 7735 (VDE 0318) - VDE-Bestimmung für die Schichtpreßstoff-Erzeugnisse Hartpapier, Hartgewebe und Hartmatte; enthält Mindestwerte für die Spannungsfestigkeit; zurückgezogen

*DIN 53480 (VDE 0303-1) - Bestimmung der Kriechstromfestigkeit; zurückgezogen

*DIN 53481 (VDE 0303-2) - Bestimmung der Durchschlagsfestigkeit; zurückgezogen

*DIN EN 60112 (VDE 0303-11) - Verfahren zur Bestimmung der Prüfzahl und der Vergleichszahl der Kriechwegbildung von festen, isolierenden Werkstoffen

*DIN EN 60243 (VDE 0303-21,22,23) - Elektrische Durchschlagfestigkeit von isolierenden Werkstoffen

*DIN EN 60893 (VDE 0318) - Isolierstoffe - Tafeln aus technischen Schichtpressstoffen auf der Basis warmhärtender Harze für elektrotechnische Zwecke

*DIN EN 50124 (VDE 0115-107) - Bahnanwendungen - Isolationskoordination; Zusammenhang zwischen Isolierstoffgruppen und CTI-Wert

*DIN EN 50178 (VDE 0160) - Ausrüstung von Starkstromanlagen mit elektronischen Betriebsmitteln

*DIN EN 60065 (VDE 0860) - Audio-, Video- und ähnliche elektronische Geräte - Sicherheitsanforderungen

*DIN EN 60204 (VDE 0113) - Sicherheit von Maschinen - Elektrische Ausrüstung von Maschinen

*DIN EN 60335 (VDE 0700) - Sicherheit elektrischer Geräte für den Hausgebrauch und ähnliche Zwecke; u.a. Batterieladegeräte

*DIN EN 60601 (VDE 0750) - Medizinische elektrische Geräte

*DIN EN 60730 (VDE 0631) - Automatische elektrische Regel- und Steuergeräte für den Hausgebrauch und ähnliche Anwendungen

*DIN EN 60950 (VDE 0805)- Einrichtungen der Informationstechnik; sie sollte bei Schaltungen mit Microcontrollern zuständig sein. Diese Norm greift aber in Ermangelung anderer, spezifischerer Normen oft, z. B. bei Schaltnetzteilen! Warum gerade SNT keine extra Norm haben ist mir ein Rätsel.

*DIN EN 61010 (VDE 0411) - Sicherheitsbestimmungen für elektrische Mess-, Steuer-, Regel- und Laborgeräte

==Verlage für Normen==

*Beuth Verlag

*VDE Verlag

Obige Normen käuflich zu erwerben lohnt sich im Normalfall für Privatanwender nicht. Sie sind leider richtig teuer. Man kann im Internet aber herausfinden, welche Inhalte die Normen haben und wofür sie prinzipiell zuständig sind.

Es gibt auch benannte Auslegestellen, wo die Normen kostenfrei eingesehen werden können. http://www.beuth.de/scr/auslegestellen
Dies sind meist Hochschulbibliotheken.
Beachten: hier können nur Kopien einzelner Seiten gemacht werden, wenn überhaupt.

==Begriffe==

*Betriebs-Scheitelspannung: bei jeder Wellenform ist das der Scheitelwert. Bei überlagerter Gleich~ & Wechselspannung wird der Maximalwert des Wechselspannungsanteils eingerechnet.

*Effektive Betriebsspannng: gemessener Effektivwert, ohne transiente Überspannungen, diese Transienten fließen in die Überspannungskategorie ein

*Luftstrecke: kürzeste Verbindung, nicht entlang einer Oberfläche. Die Luftstrecke ist abhängig von der Betriebs-''Scheitelspannung'' (!).

*Zusatz-Luftstrecken in Primärstromkreisen:'''<<<---zu vervollständigen

*Kriechstrecke: kürzeste Verbindung entlang einer Oberfläche. Kriechstrecken können auf Platinen leicht durch Bohrungen/Schlitze erhöht werden. Gern gemacht bei SNTen. Die Kriechstrecke ist abhänging von der ''effektiven'' (!) Betriebsspannung.

Luft- & Kriechstrecken dürfen durch leitfähige Teile (ohne Potentialbezug!) unterbrochen sein. Dann wird jedoch die Summe der Teilabschnitte (die Strecken ohne leitfähige Unterbrechungen) zusammen gerechnet. Die Teilabschnitte dürfen dabei bestimmte Mindestmaße nicht unterschreiten, siehe DIN EN 60664-1 Abschnitt 6.2 Messung der Luft- und Kriechstrecken.

* Verschmutzungsgrad:
** Verschmutzungsgrad 1 - keine oder nur trockene , '''nichtleitfähige''' Verschmutzung
** Verschmutzungsgrad 2 - nur nichtleitfähige verschmutzung, die nur '''zeitweise''' leitfähig wird durch Kondensation, wird in den Innenlagen von Leiterplatten angenommen, Verschmutzungsgad 1 nur nach Temperaturwechseltests
** Verschmutzungsgrad 3 - leitfähige Verschmutzung oder nichtleitfähige, welche durch zu erwartende Kondensation leitfähig wird.

*Funktionsisolierung: Isolierung nur für ordnungsgemäße Funktion, bietet keinen Schutz

*Basisisolierung: Isolierung zum grundlegenden Schutz

*Verstärkte Isolierung: eine einzige Isolierung die den gleichen Schutz bietet wie doppelte Isolierung (muß keine homogene Isolierung sein, darf aus mehreren Schichten bestehen)

*Betriebsisolierung: veralteter Begriff für Funktionsisolierung

*doppelte Isolierung: besteht aus Basis~ und zusätzlicher Isolierung

*zusätzliche Isolierung: unabhängige (von der Bsais~) zusätzliche Isolierung, zusätzlich zur Basisisolierung, die Schutz bietet bei versagen der Basisisolierung (z.b. vorgeschrieben bei Schutztrafos)

*Transiente Überspannung: Hiermit werden vor allem kurzzeitige Spannungsspitzen durch Schaltvorgänge (oder Blitzeinschläge) bezeichnet. Diese Transienten sind für manche Tests genormt. Es macht einen Unterschied, ob ein Gerät in einem Haushalt (hinter relativ langen Leitungen, Zähler, Sicherungverteilung) oder direkt in der Versorgung des EVU angeschlossen ist. Beim EVU sind die Transienten viel höher, dort gelten dann höhere Werte (z. B. 6,8 mm Abstand zu PE, 2,5mm Leiter-Leiter bei normaler Netzspannung).

*Interpolation zwischen den Spannungen: Teilweise darf zwischen den Spannungswerten interpoliert werden, aber nicht immer. Dann ist der nächsthöhere Wert aus der Tabelle zu nehmen. Meist darf erst bei höheren Spannungen interpoliert werden. Es wird dabei grundsätzlich auf volle Millimeter aufgerundet.

==Überspannungskategorien==

DIN EN 60664/VDE 0110 klassifiziert bestimmte Bereiche, an die ein elektrisches Gerät angeschlossen werden
kann, nach ihrer Gefährdung bezüglich möglicher auftretender Überspannungen (Transienten). Dabei werden
vier Kategorien festgelegt, die man häufig auch bei Messgeräten wiederfindet (CAT I ... CAT IV) um
anzugeben, in welchem Bereich diese Messgeräte benutzt werden dürfen.

===Kategorie I===

Kategorie mit der niedrigsten Absicherung gegen Überspannung. Geräte, die an feste elektrische Installation
angeschlossen werden und bei denen (entweder in der festen Installation oder dazwischen geschaltet)
Maßnahmen getroffen wurden, um Überspannungen zu begrenzen.

Beispiel: ein Gerät, das an ein Labornetzteil angeschlossen ist.

===Kategorie II===

Geräte, die an die feste elektrische Installation angeschlossen werden und die selbst Vorkehrungen gegen
Überspannungen in dieser Installation treffen.

Beispiel: praktisch alle Haushaltgeräte; das Labornetzteil des vorigen Beispiels

===Kategorie III===

Geräte, die Bestandteil der festen Installation sind. Diese Kategorie soll ebenfalls angewendet werden
für Geräte, deren Funktion wie bei Kategorie II definiert ist, aber die eine erhöhte Ausfallsicherheit
gegen Überspannungen erreichen sollen.

Beispiel: Steckdosen, Schalter, Leitungsschutzschalter, fest montierte elektrische Maschinen

===Kategorie IV===

Geräte, die an oder in der Nähe der Einspeisung der festen elektrischen Installation eines Gebäudes
eingesetzt werden.

Beispiel: Elektrizitätszähler, Überstromschutzschalter

==Schutzklassen von Geräten==

===Schutzklasse 0===

Schutz nur durch Basisisolierung, d.h. i.a. Gehäuse aus Isolierwerkstoff mit Mindestdicke überall mindestens Basisisolierung

===Schutzklasse 0I===

Gehäuse aus Isolierwerkstoff, welches die Basisisolierung bildet, + schutzleiteranschlussklemme aber ohne Schutzleiter in der Anschlussleitung

===Schutzklasse I===

Schutz hängt nicht nur von der Basisisolierung ab, sondern zusätlicher Schutz durch Schutzleiter in der Anschlußleitung

===Schutzklasse II===

kein Schutzleiter, aber doppelte oder verstärkte Isolierung zusätzlich zur Basisisolierung

==Isolierstoffgruppen==

{| class="wikitable"
|+ '''Ermittlung der Isolierstoffgruppe'''

|-

!Isolierstoffgruppe||Einteilung nach CTI
|-
|I ||CTI >= 600
|-
|II ||600 > CTI >= 400
|-
|IIIa ||400 > CTI >= 175
|-
|IIIb ||175 > CTI >= 100

|}

CTI – comparative tracking index - Vergleichszahl der Kriechwegbildung

Die Isolierstoffgruppe/CTI wird nach IEC 60112 ermittelt (mittels Tropftest). Ist diese unbekannt, ist grundsätzlich IIIb anzunehmen.

===Isolierstoffgruppen verschiedener Materialien===
* FR4 - 175-200
**Sofern nicht explizit aus einem Datenblatt eines Herstellers ein genauerer Wert hervor geht, sollte man von 170 und damit Gruppe IIIb ausgehen, um auf der sicheren Seite zu bleiben. Bungard gibt für sein Material 205 an. (Quelle: http://www.bungard.de/downloads/ipc4101d.pdf)
* PTFE - >600
* Phenolharz ("Pertinax"): 125
* Polyimid, Kapton: 150
* FR4 Typ KF: 400
* PE-LD, PE-HD (Polyethylen): 600
* Polyesterharz: 600

(Quelle: http://de.wikipedia.org/wiki/Kriechstromfestigkeit)

== Mindestkriechstrecken bei Leiterplatten==

angelehnt an IEC60950, Angaben in V (Volt) und mm (Millimeter)

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestkriechstrecken'''

! || Isolierstoffgruppe|| Isolierstoffgruppe
|-
! || I, II, IIIa, IIIb ||I, II, IIIa
|-
! Effektive Betriebspannung || Verschmutzungsgrad|| Verschmutzungsgrad

|-
! || 1 ||2
|-
|10|| 0,025|| 0,04
|-

|12,5|| 0,025 ||0,04
|-

|16|| 0,025 ||0,04
|-

|20|| 0,025 ||0,04
|-

|25|| 0,025 ||0,04
|-

|32|| 0,025 ||0,04
|-

|40|| 0,025 ||0,04
|-

|50|| 0,025 ||0,04
|-

|63|| 0,040 ||0,063
|-

|80|| 0,063 ||0,10
|-

|100|| 0,10 ||0,16
|-

|125|| 0,16 ||0,25
|-

|160|| 0,25 ||0,40
|-

|200|| 0,4 ||0,63
|-
|250|| 0,56 ||1,0
|-

|320|| 0,75 ||1,6
|-

|400|| 1,0 ||2,0
|-

|500|| 1,3 ||2,5
|-

|630|| 1,8 ||3,2
|-
|800|| 2,4 ||4,0
|-
|1000|| 3,2 ||5,0
|}

Zur Tabelle Mindestkriechstrecke:

Ist die Mindestkriechstrecke kleiner als die zugehörige Mindest-Luftstrecke, ist Letztere zu benutzen.

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestabstände nach MIL Std 275 B'''

!Spannung||1A||1B||II||III||IV
|-
|50||0,381||2,032||0,660||0,381||0,559
|-
|51-100|| || ||1,575|| ||0,762
|-
|51-150||0,660||2,032|| ||0,559||
|-
|101-170|| || ||3,17|| ||1,524
|-
|171-250|| || ||6,35|| ||3,17
|-
|151-300||1,575||3,17|| ||0,762||
|-
|251-500|| || ||12,70|| ||6,35
|-
|301-500||3,17||7,62|| ||1,524||
|-
|über500||0,0076/Volt||0,0152/Volt||0,025/Volt||0,0051/Volt||0,0127/Volt
|}
Hierbei gilt:

I - ohne Schutzüberzug bis 3048m

II - ohne Schutzüberzug über 3048m

III - mit Schutzüberzug bis 3048m

IV - mit Schutzüberzug ab 3048m

A - saubere Umgebung

B - schmutzige/staubige Umgebung

Als anerkannter Schutzüberzug ist in den DIN-Normen nur Epoxydharz angegeben. Wie es sich beim MIL Std verhält, ist noch zu ermitteln.

== Praktische Anwendung ==

'''In Arbeit, Angaben ohne Gewähr!'''

Grundlage: DIN EN 60664-1

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestabstände'''

!Spannung||Überspannungskategorie||Verschmutzungsgrad||Isolierstoffgruppe||Luftstrecke||Kriechstrecke||Hinweis
|-
|230V~ Netz||II||2||III||1,5mm zwischen L und N, 3mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung||2,3mm zwischen L und N, 4,6mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung|| ohne Schutzlack, bis 2000m über NN
|-
|230V~ Netz||III||2||III||3mm zwischen L und N, 6mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung||3mm zwischen L und N, 6mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung|| ohne Schutzlack, bis 2000m über NN
|}

== Links ==

[http://www.johansondielectrics.com/images/stories/product-training/jdi_training-arc-prevention_2008-01.pdf High Voltage PCB Design for Arc Prevention, Johanson Dielectrics] (danke an Guido: [https://www.mikrocontroller.net/topic/239351#2430969 Artikel ''Re: SMD Kondensatoren bis 1kV?''])

[[Category:Platinen]]
[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]
[[Kategorie:Schaltplaneditoren]]

Leiterbahnabstände

2012-02-27T19:07:48Z

At90s2313: /* Begriffe */ kleine Ergänzungen

==Vorsicht bei Arbeiten mit Netzspannung!==

'''Sicherungen nicht vergessen, Berührungsschutz nicht vergessen, euer Versicherungsschutz erlischt bei Arbeiten mit Netzspannung.'''

'''Alle Angaben ohne Gewähr!'''

Die angegebenen Abstände sind '''Mindest'''abstände, mehr ist besser.

Es sind in der Tabelle die Abstände für Leiterplatten angegeben, diese können u.U. direkt am Bauteil kleiner sein. Eventuell müssen beim Einlöten die Anschlusspins auseinander gebogen sein. Bei Steckern, bei denen dies nicht möglich ist, ist sofort vom Anschlusspin auf den erforderlichen Mindestabstand auseinander zu routen. Lötstopplack ist '''keine''' Isolierung. Zusätzlicher Isolierlack schadet nicht, vorher Platine gründlich reinigen und ''entfetten''. Wer lackiert o.ä. sollte unten angegebene Abstände nicht verringern. Es heißt schließlich '''Mindest'''abstände.
Auch ist zu beachten, daß u.U. andere, ''höhere'' als in der Tabelle angegeben Werte gültig sein können. Dies ist von einer Vielzahl weiterer Faktoren abhängig. Beispielsweise hängt die Mindest-Luftsrecke u.a. von der Höhe über Normal-Null ab. Prinzipiell gilt, das ab ca. 2000m andere, ''höhere'' Werte gelten. Auch kennen verschieden Normen unterschiedliche Verschmutzungsgrade, mal nur drei, mal aber vier. Es ist gegebenenfalls sehr schwierig, zu ermitteln, welche Norm/Tabelle im konktreten Anwendungsfall die gültige ist. Die Abstände gelten, wenn nicht anders angegeben, zwischen den Leitern, nicht gegen Erde, Gehäuse, PE. Auch hier gelten ''höhere'' Werte. Die Abstände gelten auch in Innenlagen bei mehrlagigen Boards, es sei denn man kann durch Temperaturwechseltests nachweisen...

Falls Ihr jetzt denkt: "Da steigt doch keiner mehr durch!" kann Euch mindestens einer der Autoren dieses Artikels versichern, das auch gestande Prüfer in offiziellen Normeninstituten erst einmal einen Moment Innehalten müssen und überlegen, was denn jetzt gerade zutrifft. Manche Sachen sind ganz einfach interpretationsabhängig (eigentlich unglaublich bei diesem Thema).

Die Werte in den Tabellen gelten ''nicht'' für 'Papier'platinen.

==Gängige Normen==

Allgemein gilt:

*DIN - Deutsches Institut für Normung
*EN - Europäische Norm
*IEC - Norm der International Electrotechnical Commission

Dabei sind zumindest bei den neueren Normen die Nummern identisch, d.h. "DIN 60071" entspricht "EN 60071" entspricht "IEC 60071". Das ist aber nicht immer so.

*MIL-Std 275 B - US Standard, eigentlich fürs Militär, wird aber auch sonst oft herangezogen/zitiert, wichtigste US-Norm, auch oft für Industrie gefordert, enthält auch Angaben über Mindestleiterbahnbreiten etc.

*DIN EN 60071 (VDE 0111) - Begriffe und Grundsätze der Isolationskoordination

*DIN EN 60664 (VDE 0110) - Isolationskoordination für elektrische Betriebsmittel in Niederspannungsanlagen

*DIN 7735 (VDE 0318) - VDE-Bestimmung für die Schichtpreßstoff-Erzeugnisse Hartpapier, Hartgewebe und Hartmatte; enthält Mindestwerte für die Spannungsfestigkeit; zurückgezogen

*DIN 53480 (VDE 0303-1) - Bestimmung der Kriechstromfestigkeit; zurückgezogen

*DIN 53481 (VDE 0303-2) - Bestimmung der Durchschlagsfestigkeit; zurückgezogen

*DIN EN 60112 (VDE 0303-11) - Verfahren zur Bestimmung der Prüfzahl und der Vergleichszahl der Kriechwegbildung von festen, isolierenden Werkstoffen

*DIN EN 60243 (VDE 0303-21,22,23) - Elektrische Durchschlagfestigkeit von isolierenden Werkstoffen

*DIN EN 60893 (VDE 0318) - Isolierstoffe - Tafeln aus technischen Schichtpressstoffen auf der Basis warmhärtender Harze für elektrotechnische Zwecke

*DIN EN 50124 (VDE 0115-107) - Bahnanwendungen - Isolationskoordination; Zusammenhang zwischen Isolierstoffgruppen und CTI-Wert

*DIN EN 50178 (VDE 0160) - Ausrüstung von Starkstromanlagen mit elektronischen Betriebsmitteln

*DIN EN 60065 (VDE 0860) - Audio-, Video- und ähnliche elektronische Geräte - Sicherheitsanforderungen

*DIN EN 60204 (VDE 0113) - Sicherheit von Maschinen - Elektrische Ausrüstung von Maschinen

*DIN EN 60335 (VDE 0700) - Sicherheit elektrischer Geräte für den Hausgebrauch und ähnliche Zwecke; u.a. Batterieladegeräte

*DIN EN 60601 (VDE 0750) - Medizinische elektrische Geräte

*DIN EN 60730 (VDE 0631) - Automatische elektrische Regel- und Steuergeräte für den Hausgebrauch und ähnliche Anwendungen

*DIN EN 60950 (VDE 0805)- Einrichtungen der Informationstechnik; sie sollte bei Schaltungen mit Microcontrollern zuständig sein. Diese Norm greift aber in Ermangelung anderer, spezifischerer Normen oft, z. B. bei Schaltnetzteilen! Warum gerade SNT keine extra Norm haben ist mir ein Rätsel.

*DIN EN 61010 (VDE 0411) - Sicherheitsbestimmungen für elektrische Mess-, Steuer-, Regel- und Laborgeräte

==Verlage für Normen==

*Beuth Verlag

*VDE Verlag

Obige Normen käuflich zu erwerben lohnt sich im Normalfall für Privatanwender nicht. Sie sind leider richtig teuer. Man kann im Internet aber herausfinden, welche Inhalte die Normen haben und wofür sie prinzipiell zuständig sind.

Es gibt auch benannte Auslegestellen, wo die Normen kostenfrei eingesehen werden können. http://www.beuth.de/scr/auslegestellen
Dies sind meist Hochschulbibliotheken.
Beachten: hier können nur Kopien einzelner Seiten gemacht werden, wenn überhaupt.

==Begriffe==

*Betriebs-Scheitelspannung: bei jeder Wellenform ist das der Scheitelwert. Bei überlagerter Gleich~ & Wechselspannung wird der Maximalwert des Wechselspannungsanteils eingerechnet.

*Effektive Betriebsspannng: gemessener Effektivwert, ohne transiente Überspannungen, diese Transienten fließen in die Überspannungskategorie ein

*Luftstrecke: kürzeste Verbindung, nicht entlang einer Oberfläche. Die Luftstrecke ist abhängig von der Betriebs-''Scheitelspannung'' (!).

*Zusatz-Luftstrecken in Primärstromkreisen:'''<<<---zu vervollständigen

*Kriechstrecke: kürzeste Verbindung entlang einer Oberfläche. Kriechstrecken können auf Platinen leicht durch Bohrungen/Schlitze erhöht werden. Gern gemacht bei SNTen. Die Kriechstrecke ist abhänging von der ''effektiven'' (!) Betriebsspannung.

Luft- & Kriechstrecken dürfen durch leitfähige Teile (ohne Potentialbezug!) unterbrochen sein. Dann wird jedoch die Summe der Teilabschnitte (die Strecken ohne leitfähige Unterbrechungen) zusammen gerechnet. Die Teilabschnitte dürfen dabei bestimmte Mindestmaße nicht unterschreiten, siehe DIN EN 60664-1 Abschnitt 6.2 Messung der Luft- und Kriechstrecken.

* Verschmutzungsgrad:
** Verschmutzungsgrad 1 - keine oder nur trockene , '''nichtleitfähige''' Verschmutzung
** Verschmutzungsgrad 2 - nur nichtleitfähige verschmutzung, die nur '''zeitweise''' leitfähig wird durch Kondensation, wird in den Innenlagen von Leiterplatten angenommen, Verschmutzungsgad 1 nur nach Temperaturwechseltests
** Verschmutzungsgrad 3 - leitfähige Verschmutzung oder nichtleitfähige, welche durch zu erwartende Kondensation leitfähig wird.

*Funktionsisolierung: Isolierung nur für ordnungsgemäße Funktion, bietet keinen Schutz

*Basisisolierung: Isolierung zum grundlegenden Schutz

*Verstärkte Isolierung: eine einzige Isolierung die den gleichen Schutz bietet wie doppelte Isolierung (muß keine homogene Isolierung sein, darf aus mehreren Schichten bestehen)

*Betriebsisolierung: veralteter Begriff für Funktionsisolierung

*doppelte Isolierung: besteht aus Basis~ und zusätzlicher Isolierung

*zusätzliche Isolierung: unabhängige (von der Bsais~) zusätzliche Isolierung, zusätzlich zur Basisisolierung, die Schutz bietet bei versagen der Basisisolierung (z.b. vorgeschrieben bei Schutztrafos)

*Transiente Überspannung: Hiermit werden vor allem kurzzeitige Spannungsspitzen durch Schaltvorgänge (oder Blitzeinschläge) bezeichnet. Diese Transienten sind für manche Tests genormt. Es macht einen Unterschied, ob ein Gerät in einem Haushalt (hinter relativ langen Leitungen, Zähler, Sicherungverteilung) oder direkt in der Versorgung des EVU angeschlossen ist. Beim EVU sind die Transienten viel höher, dort gelten dann höhere Werte (z. B. 6,8 mm Abstand zu PE, 2,5mm Leiter-Leiter bei normaler Netzspannung).

*Interpolation zwischen den Spannungen: Teilweise darf zwischen den Spannungswerten interpoliert werden, aber nicht immer. Dann ist der nächsthöhere Wert aus der Tabelle zu nehmen. Meist darf erst bei höheren Spannungen interpoliert werden. Es wird dabei grundsätzlich auf volle Millimeter aufgerundet.

==Überspannungskategorien==

DIN EN 60664/VDE 0110 klassifiziert bestimmte Bereiche, an die ein elektrisches Gerät angeschlossen werden
kann, nach ihrer Gefährdung bezüglich möglicher auftretender Überspannungen (Transienten). Dabei werden
vier Kategorien festgelegt, die man häufig auch bei Messgeräten wiederfindet (CAT I ... CAT IV) um
anzugeben, in welchem Bereich diese Messgeräte benutzt werden dürfen.

===Kategorie I===

Kategorie mit der niedrigsten Absicherung gegen Überspannung. Geräte, die an feste elektrische Installation
angeschlossen werden und bei denen (entweder in der festen Installation oder dazwischen geschaltet)
Maßnahmen getroffen wurden, um Überspannungen zu begrenzen.

Beispiel: ein Gerät, das an ein Labornetzteil angeschlossen ist.

===Kategorie II===

Geräte, die an die feste elektrische Installation angeschlossen werden und die selbst Vorkehrungen gegen
Überspannungen in dieser Installation treffen.

Beispiel: praktisch alle Haushaltgeräte; das Labornetzteil des vorigen Beispiels

===Kategorie III===

Geräte, die Bestandteil der festen Installation sind. Diese Kategorie soll ebenfalls angewendet werden
für Geräte, deren Funktion wie bei Kategorie II definiert ist, aber die eine erhöhte Ausfallsicherheit
gegen Überspannungen erreichen sollen.

Beispiel: Steckdosen, Schalter, Leitungsschutzschalter, fest montierte elektrische Maschinen

===Kategorie IV===

Geräte, die an oder in der Nähe der Einspeisung der festen elektrischen Installation eines Gebäudes
eingesetzt werden.

Beispiel: Elektrizitätszähler, Überstromschutzschalter

==Schutzklassen von Geräten==

===Schutzklasse 0===

Schutz nur durch Basisisolierung, d.h. i.a. Gehäuse aus Isolierwerkstoff mit Mindestdicke überall mindestens Basisisolierung

===Schutzklasse 0I===

Gehäuse aus Isolierwerkstoff, welches die Basisisolierung bildet, + schutzleiteranschlussklemme aber ohne Schutzleiter in der Anschlussleitung

===Schutzklasse I===

Schutz hängt nicht nur von der Basisisolierung ab, sondern zusätlicher Schutz durch Schutzleiter in der Anschlußleitung

===Schutzklasse II===

kein Schutzleiter, aber doppelte oder verstärkte Isolierung zusätzlich zur Basisisolierung

==Isolierstoffgruppen==

{| class="wikitable"
|+ '''Ermittlung der Isolierstoffgruppe'''

|-

!Isolierstoffgruppe||Einteilung nach CTI
|-
|I ||CTI >= 600
|-
|II ||600 > CTI >= 400
|-
|IIIa ||400 > CTI >= 175
|-
|IIIb ||175 > CTI >= 100

|}

CTI – comparative tracking index - Vergleichszahl der Kriechwegbildung

Die Isolierstoffgruppe/CTI wird nach IEC 60112 ermittelt (mittels Tropftest). Ist diese unbekannt, ist grundsätzlich IIIb anzunehmen.

===Isolierstoffgruppen verschiedener Materialien===
* FR4 - 175-200
**Sofern nicht explizit aus einem Datenblatt eines Herstellers ein genauerer Wert hervor geht, sollte man von 170 und damit Gruppe IIIb ausgehen, um auf der sicheren Seite zu bleiben. Bungard gibt für sein Material 205 an. (Quelle: http://www.bungard.de/downloads/ipc4101d.pdf)
* PTFE - >600
* Phenolharz ("Pertinax"): 125
* Polyimid, Kapton: 150
* FR4 Typ KF: 400
* PE-LD, PE-HD (Polyethylen): 600
* Polyesterharz: 600

(Quelle: http://de.wikipedia.org/wiki/Kriechstromfestigkeit)

== Mindestkriechstrecken bei Leiterplatten==

angelehnt an IEC60950, Angaben in V (Volt) und mm (Millimeter)

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestkriechstrecken'''

! || Isolierstoffgruppe|| Isolierstoffgruppe
|-
! || I, II, IIIa, IIIb ||I, II, IIIa
|-
! Effektive Betriebspannung || Verschmutzungsgrad|| Verschmutzungsgrad

|-
! || 1 ||2
|-
|10|| 0,025|| 0,04
|-

|12,5|| 0,025 ||0,04
|-

|16|| 0,025 ||0,04
|-

|20|| 0,025 ||0,04
|-

|25|| 0,025 ||0,04
|-

|32|| 0,025 ||0,04
|-

|40|| 0,025 ||0,04
|-

|50|| 0,025 ||0,04
|-

|63|| 0,040 ||0,063
|-

|80|| 0,063 ||0,10
|-

|100|| 0,10 ||0,16
|-

|125|| 0,16 ||0,25
|-

|160|| 0,25 ||0,40
|-

|200|| 0,4 ||0,63
|-
|250|| 0,56 ||1,0
|-

|320|| 0,75 ||1,6
|-

|400|| 1,0 ||2,0
|-

|500|| 1,3 ||2,5
|-

|630|| 1,8 ||3,2
|-
|800|| 2,4 ||4,0
|-
|1000|| 3,2 ||5,0
|}

Zur Tabelle Mindestkriechstrecke:

Ist die Mindestkriechstrecke kleiner als die zugehörige Mindest-Luftstrecke, ist Letztere zu benutzen.

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestabstände nach MIL Std 275 B'''

!Spannung||1A||1B||II||III||IV
|-
|50||0,381||2,032||0,660||0,381||0,559
|-
|51-100|| || ||1,575|| ||0,762
|-
|51-150||0,660||2,032|| ||0,559||
|-
|101-170|| || ||3,17|| ||1,524
|-
|171-250|| || ||6,35|| ||3,17
|-
|151-300||1,575||3,17|| ||0,762||
|-
|251-500|| || ||12,70|| ||6,35
|-
|301-500||3,17||7,62|| ||1,524||
|-
|über500||0,0076/Volt||0,0152/Volt||0,025/Volt||0,0051/Volt||0,0127/Volt
|}
Hierbei gilt:

I - ohne Schutzüberzug bis 3048m

II - ohne Schutzüberzug über 3048m

III - mit Schutzüberzug bis 3048m

IV - mit Schutzüberzug ab 3048m

A - saubere Umgebung

B - schmutzige/staubige Umgebung

Als anerkannter Schutzüberzug ist in den DIN-Normen nur Epoxydharz angegeben. Wie es sich beim MIL Std verhält, ist noch zu ermitteln.

== Praktische Anwendung ==

'''In Arbeit, Daten nicht gesichert!'''

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestabstände'''

!Spannung||Kriechwege||Luftstrecken||Hinweis
|-
|230V Netz||3mm zwischen L und N 6mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung||?||Schmutzige Umgebung bis 3000m ohne Schutzlack
|}

== Links ==

[http://www.johansondielectrics.com/images/stories/product-training/jdi_training-arc-prevention_2008-01.pdf High Voltage PCB Design for Arc Prevention, Johanson Dielectrics] (danke an Guido: [https://www.mikrocontroller.net/topic/239351#2430969 Artikel ''Re: SMD Kondensatoren bis 1kV?''])

[[Category:Platinen]]
[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]
[[Kategorie:Schaltplaneditoren]]

Leiterbahnabstände

2012-02-27T18:51:19Z

At90s2313: /* Gängige Normen */ umgeordnet

==Vorsicht bei Arbeiten mit Netzspannung!==

'''Sicherungen nicht vergessen, Berührungsschutz nicht vergessen, euer Versicherungsschutz erlischt bei Arbeiten mit Netzspannung.'''

'''Alle Angaben ohne Gewähr!'''

Die angegebenen Abstände sind '''Mindest'''abstände, mehr ist besser.

Es sind in der Tabelle die Abstände für Leiterplatten angegeben, diese können u.U. direkt am Bauteil kleiner sein. Eventuell müssen beim Einlöten die Anschlusspins auseinander gebogen sein. Bei Steckern, bei denen dies nicht möglich ist, ist sofort vom Anschlusspin auf den erforderlichen Mindestabstand auseinander zu routen. Lötstopplack ist '''keine''' Isolierung. Zusätzlicher Isolierlack schadet nicht, vorher Platine gründlich reinigen und ''entfetten''. Wer lackiert o.ä. sollte unten angegebene Abstände nicht verringern. Es heißt schließlich '''Mindest'''abstände.
Auch ist zu beachten, daß u.U. andere, ''höhere'' als in der Tabelle angegeben Werte gültig sein können. Dies ist von einer Vielzahl weiterer Faktoren abhängig. Beispielsweise hängt die Mindest-Luftsrecke u.a. von der Höhe über Normal-Null ab. Prinzipiell gilt, das ab ca. 2000m andere, ''höhere'' Werte gelten. Auch kennen verschieden Normen unterschiedliche Verschmutzungsgrade, mal nur drei, mal aber vier. Es ist gegebenenfalls sehr schwierig, zu ermitteln, welche Norm/Tabelle im konktreten Anwendungsfall die gültige ist. Die Abstände gelten, wenn nicht anders angegeben, zwischen den Leitern, nicht gegen Erde, Gehäuse, PE. Auch hier gelten ''höhere'' Werte. Die Abstände gelten auch in Innenlagen bei mehrlagigen Boards, es sei denn man kann durch Temperaturwechseltests nachweisen...

Falls Ihr jetzt denkt: "Da steigt doch keiner mehr durch!" kann Euch mindestens einer der Autoren dieses Artikels versichern, das auch gestande Prüfer in offiziellen Normeninstituten erst einmal einen Moment Innehalten müssen und überlegen, was denn jetzt gerade zutrifft. Manche Sachen sind ganz einfach interpretationsabhängig (eigentlich unglaublich bei diesem Thema).

Die Werte in den Tabellen gelten ''nicht'' für 'Papier'platinen.

==Gängige Normen==

Allgemein gilt:

*DIN - Deutsches Institut für Normung
*EN - Europäische Norm
*IEC - Norm der International Electrotechnical Commission

Dabei sind zumindest bei den neueren Normen die Nummern identisch, d.h. "DIN 60071" entspricht "EN 60071" entspricht "IEC 60071". Das ist aber nicht immer so.

*MIL-Std 275 B - US Standard, eigentlich fürs Militär, wird aber auch sonst oft herangezogen/zitiert, wichtigste US-Norm, auch oft für Industrie gefordert, enthält auch Angaben über Mindestleiterbahnbreiten etc.

*DIN EN 60071 (VDE 0111) - Begriffe und Grundsätze der Isolationskoordination

*DIN EN 60664 (VDE 0110) - Isolationskoordination für elektrische Betriebsmittel in Niederspannungsanlagen

*DIN 7735 (VDE 0318) - VDE-Bestimmung für die Schichtpreßstoff-Erzeugnisse Hartpapier, Hartgewebe und Hartmatte; enthält Mindestwerte für die Spannungsfestigkeit; zurückgezogen

*DIN 53480 (VDE 0303-1) - Bestimmung der Kriechstromfestigkeit; zurückgezogen

*DIN 53481 (VDE 0303-2) - Bestimmung der Durchschlagsfestigkeit; zurückgezogen

*DIN EN 60112 (VDE 0303-11) - Verfahren zur Bestimmung der Prüfzahl und der Vergleichszahl der Kriechwegbildung von festen, isolierenden Werkstoffen

*DIN EN 60243 (VDE 0303-21,22,23) - Elektrische Durchschlagfestigkeit von isolierenden Werkstoffen

*DIN EN 60893 (VDE 0318) - Isolierstoffe - Tafeln aus technischen Schichtpressstoffen auf der Basis warmhärtender Harze für elektrotechnische Zwecke

*DIN EN 50124 (VDE 0115-107) - Bahnanwendungen - Isolationskoordination; Zusammenhang zwischen Isolierstoffgruppen und CTI-Wert

*DIN EN 50178 (VDE 0160) - Ausrüstung von Starkstromanlagen mit elektronischen Betriebsmitteln

*DIN EN 60065 (VDE 0860) - Audio-, Video- und ähnliche elektronische Geräte - Sicherheitsanforderungen

*DIN EN 60204 (VDE 0113) - Sicherheit von Maschinen - Elektrische Ausrüstung von Maschinen

*DIN EN 60335 (VDE 0700) - Sicherheit elektrischer Geräte für den Hausgebrauch und ähnliche Zwecke; u.a. Batterieladegeräte

*DIN EN 60601 (VDE 0750) - Medizinische elektrische Geräte

*DIN EN 60730 (VDE 0631) - Automatische elektrische Regel- und Steuergeräte für den Hausgebrauch und ähnliche Anwendungen

*DIN EN 60950 (VDE 0805)- Einrichtungen der Informationstechnik; sie sollte bei Schaltungen mit Microcontrollern zuständig sein. Diese Norm greift aber in Ermangelung anderer, spezifischerer Normen oft, z. B. bei Schaltnetzteilen! Warum gerade SNT keine extra Norm haben ist mir ein Rätsel.

*DIN EN 61010 (VDE 0411) - Sicherheitsbestimmungen für elektrische Mess-, Steuer-, Regel- und Laborgeräte

==Verlage für Normen==

*Beuth Verlag

*VDE Verlag

Obige Normen käuflich zu erwerben lohnt sich im Normalfall für Privatanwender nicht. Sie sind leider richtig teuer. Man kann im Internet aber herausfinden, welche Inhalte die Normen haben und wofür sie prinzipiell zuständig sind.

Es gibt auch benannte Auslegestellen, wo die Normen kostenfrei eingesehen werden können. http://www.beuth.de/scr/auslegestellen
Dies sind meist Hochschulbibliotheken.
Beachten: hier können nur Kopien einzelner Seiten gemacht werden, wenn überhaupt.

==Begriffe==

*Betriebs-Scheitelspannung: bei jeder Wellenform ist das der Scheitelwert. Bei überlagerter Gleich~ & Wechselspannung wird der Maximalwert des Wechselspannungsanteils eingerechnet.

*Effektive Betriebsspannng: gemessener Effektivwert, ohne transiente Überspannungen, diese Transienten fließen in die Überspannungskategorie ein

*Luftstrecke: kürzeste Verbindung, nicht entlang einer Oberfläche. Die Luftstrecke ist abhängig von der Betriebs-''Scheitelspannung'' (!).

*Zusatz-Luftstrecken in Primärstromkreisen:'''<<<---zu vervollständigen

*Kriechstrecke: kürzeste Verbindung entlang einer Oberfläche. Kriechstrecken können auf Platinen leicht durch Bohrungen/Schlitze erhöht werden. Gern gemacht bei SNTen. Die Kriechstrecke ist abhänging von der ''effektiven'' (!) Betriebsspannung.

Luft- & Kriechstrecken dürfen durch leitfähige Teile (ohne Potentialbezug!) unterbrochen sein. Dann wird jedoch die Summe der Teilabschnitte (die Strecken ohne leitfähige Unterbrechungen) zusammen gerechnet.

* Verschmutzungsgrad:
** Verschmutzungsgrad 1 - keine oder nur trockene , '''nichtleitfähige''' Verschmutzung
** Verschmutzungsgrad 2 - nur nichtleitfähige verschmutzung, die nur '''zeitweise''' leitfähig wird durch Kondensation, wird in den Innenlagen von Leiterplatten angenommen, Verschmutzungsgad 1 nur nach Temperaturwechseltests
** Verschmutzungsgrad 3 - leitfähige Verschmutzung oder nichtleitfähige, welche durch zu erwartende Kondensation leitfähig wird.

*Funktionsisolierung: Isolierung nur für ordnungsgemäße Funktion, bietet keinen Schutz

*Basisisolierung: Isolierung zum grundlegenden Schutz

*Verstärkte Isolierung: eine einzige Isolierung die den gleichen Schutz bietet wie doppelte Isolierung (muß keine homogene Isolierung sein, darf aus mehreren Schichten bestehen)

*Betriebsisolierung: ???entspricht Funktionsisolierung???

*doppelte Isolierung: besteht aus Basis~ und zusätzlicher Isolierung

*zusätzliche Isolierung: unabhängige (von der Bsais~) zusätzliche Isolierung, zusätzlich zur Basisisolierung, die Schutz bietet bei versagen der Basisisolierung (z.b. vorgeschrieben bei Schutztrafos)

*Transiente Überspannung: Hiermit werden vor allem kurzzeitige Spannungsspitzen durch Schaltvorgänge (oder Blitzeinschläge) bezeichnet. Diese Transienten sind für manche Tests genormt. Es macht einen Unterschied, ob ein Gerät in einem Haushalt (hinter relativ langen Leitungen, Zähler, Sicherungverteilung) oder direkt in der Versorgung des EVU angeschlossen ist. Beim EVU sind die Transienten viel höher, dort gelten dann höhere Werte (z. B. 6,8 mm Abstand zu PE, 2,5mm Leiter-Leiter bei normaler Netzspannung).

*Interpolation zwischen den Spannungen: Teilweise darf zwischen den Spannungswerten interpoliert werden, aber nicht immer. Dann ist der nächsthöhere Wert aus der Tabelle zu nehmen. Meist darf erst bei höheren Spannungen interpoliert werden. Es wird dabei grundsätzlich auf volle Millimeter aufgerundet.

==Überspannungskategorien==

DIN EN 60664/VDE 0110 klassifiziert bestimmte Bereiche, an die ein elektrisches Gerät angeschlossen werden
kann, nach ihrer Gefährdung bezüglich möglicher auftretender Überspannungen (Transienten). Dabei werden
vier Kategorien festgelegt, die man häufig auch bei Messgeräten wiederfindet (CAT I ... CAT IV) um
anzugeben, in welchem Bereich diese Messgeräte benutzt werden dürfen.

===Kategorie I===

Kategorie mit der niedrigsten Absicherung gegen Überspannung. Geräte, die an feste elektrische Installation
angeschlossen werden und bei denen (entweder in der festen Installation oder dazwischen geschaltet)
Maßnahmen getroffen wurden, um Überspannungen zu begrenzen.

Beispiel: ein Gerät, das an ein Labornetzteil angeschlossen ist.

===Kategorie II===

Geräte, die an die feste elektrische Installation angeschlossen werden und die selbst Vorkehrungen gegen
Überspannungen in dieser Installation treffen.

Beispiel: praktisch alle Haushaltgeräte; das Labornetzteil des vorigen Beispiels

===Kategorie III===

Geräte, die Bestandteil der festen Installation sind. Diese Kategorie soll ebenfalls angewendet werden
für Geräte, deren Funktion wie bei Kategorie II definiert ist, aber die eine erhöhte Ausfallsicherheit
gegen Überspannungen erreichen sollen.

Beispiel: Steckdosen, Schalter, Leitungsschutzschalter, fest montierte elektrische Maschinen

===Kategorie IV===

Geräte, die an oder in der Nähe der Einspeisung der festen elektrischen Installation eines Gebäudes
eingesetzt werden.

Beispiel: Elektrizitätszähler, Überstromschutzschalter

==Schutzklassen von Geräten==

===Schutzklasse 0===

Schutz nur durch Basisisolierung, d.h. i.a. Gehäuse aus Isolierwerkstoff mit Mindestdicke überall mindestens Basisisolierung

===Schutzklasse 0I===

Gehäuse aus Isolierwerkstoff, welches die Basisisolierung bildet, + schutzleiteranschlussklemme aber ohne Schutzleiter in der Anschlussleitung

===Schutzklasse I===

Schutz hängt nicht nur von der Basisisolierung ab, sondern zusätlicher Schutz durch Schutzleiter in der Anschlußleitung

===Schutzklasse II===

kein Schutzleiter, aber doppelte oder verstärkte Isolierung zusätzlich zur Basisisolierung

==Isolierstoffgruppen==

{| class="wikitable"
|+ '''Ermittlung der Isolierstoffgruppe'''

|-

!Isolierstoffgruppe||Einteilung nach CTI
|-
|I ||CTI >= 600
|-
|II ||600 > CTI >= 400
|-
|IIIa ||400 > CTI >= 175
|-
|IIIb ||175 > CTI >= 100

|}

CTI – comparative tracking index - Vergleichszahl der Kriechwegbildung

Die Isolierstoffgruppe/CTI wird nach IEC 60112 ermittelt (mittels Tropftest). Ist diese unbekannt, ist grundsätzlich IIIb anzunehmen.

===Isolierstoffgruppen verschiedener Materialien===
* FR4 - 175-200
**Sofern nicht explizit aus einem Datenblatt eines Herstellers ein genauerer Wert hervor geht, sollte man von 170 und damit Gruppe IIIb ausgehen, um auf der sicheren Seite zu bleiben. Bungard gibt für sein Material 205 an. (Quelle: http://www.bungard.de/downloads/ipc4101d.pdf)
* PTFE - >600
* Phenolharz ("Pertinax"): 125
* Polyimid, Kapton: 150
* FR4 Typ KF: 400
* PE-LD, PE-HD (Polyethylen): 600
* Polyesterharz: 600

(Quelle: http://de.wikipedia.org/wiki/Kriechstromfestigkeit)

== Mindestkriechstrecken bei Leiterplatten==

angelehnt an IEC60950, Angaben in V (Volt) und mm (Millimeter)

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestkriechstrecken'''

! || Isolierstoffgruppe|| Isolierstoffgruppe
|-
! || I, II, IIIa, IIIb ||I, II, IIIa
|-
! Effektive Betriebspannung || Verschmutzungsgrad|| Verschmutzungsgrad

|-
! || 1 ||2
|-
|10|| 0,025|| 0,04
|-

|12,5|| 0,025 ||0,04
|-

|16|| 0,025 ||0,04
|-

|20|| 0,025 ||0,04
|-

|25|| 0,025 ||0,04
|-

|32|| 0,025 ||0,04
|-

|40|| 0,025 ||0,04
|-

|50|| 0,025 ||0,04
|-

|63|| 0,040 ||0,063
|-

|80|| 0,063 ||0,10
|-

|100|| 0,10 ||0,16
|-

|125|| 0,16 ||0,25
|-

|160|| 0,25 ||0,40
|-

|200|| 0,4 ||0,63
|-
|250|| 0,56 ||1,0
|-

|320|| 0,75 ||1,6
|-

|400|| 1,0 ||2,0
|-

|500|| 1,3 ||2,5
|-

|630|| 1,8 ||3,2
|-
|800|| 2,4 ||4,0
|-
|1000|| 3,2 ||5,0
|}

Zur Tabelle Mindestkriechstrecke:

Ist die Mindestkriechstrecke kleiner als die zugehörige Mindest-Luftstrecke, ist Letztere zu benutzen.

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestabstände nach MIL Std 275 B'''

!Spannung||1A||1B||II||III||IV
|-
|50||0,381||2,032||0,660||0,381||0,559
|-
|51-100|| || ||1,575|| ||0,762
|-
|51-150||0,660||2,032|| ||0,559||
|-
|101-170|| || ||3,17|| ||1,524
|-
|171-250|| || ||6,35|| ||3,17
|-
|151-300||1,575||3,17|| ||0,762||
|-
|251-500|| || ||12,70|| ||6,35
|-
|301-500||3,17||7,62|| ||1,524||
|-
|über500||0,0076/Volt||0,0152/Volt||0,025/Volt||0,0051/Volt||0,0127/Volt
|}
Hierbei gilt:

I - ohne Schutzüberzug bis 3048m

II - ohne Schutzüberzug über 3048m

III - mit Schutzüberzug bis 3048m

IV - mit Schutzüberzug ab 3048m

A - saubere Umgebung

B - schmutzige/staubige Umgebung

Als anerkannter Schutzüberzug ist in den DIN-Normen nur Epoxydharz angegeben. Wie es sich beim MIL Std verhält, ist noch zu ermitteln.

== Praktische Anwendung ==

'''In Arbeit, Daten nicht gesichert!'''

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestabstände'''

!Spannung||Kriechwege||Luftstrecken||Hinweis
|-
|230V Netz||3mm zwischen L und N 6mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung||?||Schmutzige Umgebung bis 3000m ohne Schutzlack
|}

== Links ==

[http://www.johansondielectrics.com/images/stories/product-training/jdi_training-arc-prevention_2008-01.pdf High Voltage PCB Design for Arc Prevention, Johanson Dielectrics] (danke an Guido: [https://www.mikrocontroller.net/topic/239351#2430969 Artikel ''Re: SMD Kondensatoren bis 1kV?''])

[[Category:Platinen]]
[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]
[[Kategorie:Schaltplaneditoren]]

Leiterbahnabstände

2012-02-27T18:49:57Z

At90s2313: /* Gängige Normen */ ergänzt

==Vorsicht bei Arbeiten mit Netzspannung!==

'''Sicherungen nicht vergessen, Berührungsschutz nicht vergessen, euer Versicherungsschutz erlischt bei Arbeiten mit Netzspannung.'''

'''Alle Angaben ohne Gewähr!'''

Die angegebenen Abstände sind '''Mindest'''abstände, mehr ist besser.

Es sind in der Tabelle die Abstände für Leiterplatten angegeben, diese können u.U. direkt am Bauteil kleiner sein. Eventuell müssen beim Einlöten die Anschlusspins auseinander gebogen sein. Bei Steckern, bei denen dies nicht möglich ist, ist sofort vom Anschlusspin auf den erforderlichen Mindestabstand auseinander zu routen. Lötstopplack ist '''keine''' Isolierung. Zusätzlicher Isolierlack schadet nicht, vorher Platine gründlich reinigen und ''entfetten''. Wer lackiert o.ä. sollte unten angegebene Abstände nicht verringern. Es heißt schließlich '''Mindest'''abstände.
Auch ist zu beachten, daß u.U. andere, ''höhere'' als in der Tabelle angegeben Werte gültig sein können. Dies ist von einer Vielzahl weiterer Faktoren abhängig. Beispielsweise hängt die Mindest-Luftsrecke u.a. von der Höhe über Normal-Null ab. Prinzipiell gilt, das ab ca. 2000m andere, ''höhere'' Werte gelten. Auch kennen verschieden Normen unterschiedliche Verschmutzungsgrade, mal nur drei, mal aber vier. Es ist gegebenenfalls sehr schwierig, zu ermitteln, welche Norm/Tabelle im konktreten Anwendungsfall die gültige ist. Die Abstände gelten, wenn nicht anders angegeben, zwischen den Leitern, nicht gegen Erde, Gehäuse, PE. Auch hier gelten ''höhere'' Werte. Die Abstände gelten auch in Innenlagen bei mehrlagigen Boards, es sei denn man kann durch Temperaturwechseltests nachweisen...

Falls Ihr jetzt denkt: "Da steigt doch keiner mehr durch!" kann Euch mindestens einer der Autoren dieses Artikels versichern, das auch gestande Prüfer in offiziellen Normeninstituten erst einmal einen Moment Innehalten müssen und überlegen, was denn jetzt gerade zutrifft. Manche Sachen sind ganz einfach interpretationsabhängig (eigentlich unglaublich bei diesem Thema).

Die Werte in den Tabellen gelten ''nicht'' für 'Papier'platinen.

==Gängige Normen==

Allgemein gilt:

*DIN - Deutsches Institut für Normung
*EN - Europäische Norm
*IEC - Norm der International Electrotechnical Commission

Dabei sind zumindest bei den neueren Normen die Nummern identisch, d.h. "DIN 60071" entspricht "EN 60071" entspricht "IEC 60071". Das ist aber nicht immer so.

*MIL-Std 275 B - US Standard, eigentlich fürs Militär, wird aber auch sonst oft herangezogen/zitiert, wichtigste US-Norm, auch oft für Industrie gefordert, enthält auch Angaben über Mindestleiterbahnbreiten etc.

*DIN EN 60664 (VDE 0110) - Isolationskoordination für elektrische Betriebsmittel in Niederspannungsanlagen

*DIN EN 60071 (VDE 0111) - Begriffe und Grundsätze der Isolationskoordination

*DIN 7735 (VDE 0318) - VDE-Bestimmung für die Schichtpreßstoff-Erzeugnisse Hartpapier, Hartgewebe und Hartmatte; enthält Mindestwerte für die Spannungsfestigkeit; zurückgezogen

*DIN 53480 (VDE 0303-1) - Bestimmung der Kriechstromfestigkeit; zurückgezogen

*DIN 53481 (VDE 0303-2) - Bestimmung der Durchschlagsfestigkeit; zurückgezogen

*DIN EN 60112 (VDE 0303-11) - Verfahren zur Bestimmung der Prüfzahl und der Vergleichszahl der Kriechwegbildung von festen, isolierenden Werkstoffen

*DIN EN 60243 (VDE 0303-21,22,23) - Elektrische Durchschlagfestigkeit von isolierenden Werkstoffen

*DIN EN 60893 (VDE 0318) - Isolierstoffe - Tafeln aus technischen Schichtpressstoffen auf der Basis warmhärtender Harze für elektrotechnische Zwecke

*DIN EN 50124 (VDE 0115-107) - Bahnanwendungen - Isolationskoordination; Zusammenhang zwischen Isolierstoffgruppen und CTI-Wert

*DIN EN 50178 (VDE 0160) - Ausrüstung von Starkstromanlagen mit elektronischen Betriebsmitteln

*DIN EN 60065 (VDE 0860) - Audio-, Video- und ähnliche elektronische Geräte - Sicherheitsanforderungen

*DIN EN 60204 (VDE 0113) - Sicherheit von Maschinen - Elektrische Ausrüstung von Maschinen

*DIN EN 60335 (VDE 0700) - Sicherheit elektrischer Geräte für den Hausgebrauch und ähnliche Zwecke; u.a. Batterieladegeräte

*DIN EN 60601 (VDE 0750) - Medizinische elektrische Geräte

*DIN EN 60730 (VDE 0631) - Automatische elektrische Regel- und Steuergeräte für den Hausgebrauch und ähnliche Anwendungen

*DIN EN 60950 (VDE 0805)- Einrichtungen der Informationstechnik; sie sollte bei Schaltungen mit Microcontrollern zuständig sein. Diese Norm greift aber in Ermangelung anderer, spezifischerer Normen oft, z. B. bei Schaltnetzteilen! Warum gerade SNT keine extra Norm haben ist mir ein Rätsel.

*DIN EN 61010 (VDE 0411) - Sicherheitsbestimmungen für elektrische Mess-, Steuer-, Regel- und Laborgeräte

==Verlage für Normen==

*Beuth Verlag

*VDE Verlag

Obige Normen käuflich zu erwerben lohnt sich im Normalfall für Privatanwender nicht. Sie sind leider richtig teuer. Man kann im Internet aber herausfinden, welche Inhalte die Normen haben und wofür sie prinzipiell zuständig sind.

Es gibt auch benannte Auslegestellen, wo die Normen kostenfrei eingesehen werden können. http://www.beuth.de/scr/auslegestellen
Dies sind meist Hochschulbibliotheken.
Beachten: hier können nur Kopien einzelner Seiten gemacht werden, wenn überhaupt.

==Begriffe==

*Betriebs-Scheitelspannung: bei jeder Wellenform ist das der Scheitelwert. Bei überlagerter Gleich~ & Wechselspannung wird der Maximalwert des Wechselspannungsanteils eingerechnet.

*Effektive Betriebsspannng: gemessener Effektivwert, ohne transiente Überspannungen, diese Transienten fließen in die Überspannungskategorie ein

*Luftstrecke: kürzeste Verbindung, nicht entlang einer Oberfläche. Die Luftstrecke ist abhängig von der Betriebs-''Scheitelspannung'' (!).

*Zusatz-Luftstrecken in Primärstromkreisen:'''<<<---zu vervollständigen

*Kriechstrecke: kürzeste Verbindung entlang einer Oberfläche. Kriechstrecken können auf Platinen leicht durch Bohrungen/Schlitze erhöht werden. Gern gemacht bei SNTen. Die Kriechstrecke ist abhänging von der ''effektiven'' (!) Betriebsspannung.

Luft- & Kriechstrecken dürfen durch leitfähige Teile (ohne Potentialbezug!) unterbrochen sein. Dann wird jedoch die Summe der Teilabschnitte (die Strecken ohne leitfähige Unterbrechungen) zusammen gerechnet.

* Verschmutzungsgrad:
** Verschmutzungsgrad 1 - keine oder nur trockene , '''nichtleitfähige''' Verschmutzung
** Verschmutzungsgrad 2 - nur nichtleitfähige verschmutzung, die nur '''zeitweise''' leitfähig wird durch Kondensation, wird in den Innenlagen von Leiterplatten angenommen, Verschmutzungsgad 1 nur nach Temperaturwechseltests
** Verschmutzungsgrad 3 - leitfähige Verschmutzung oder nichtleitfähige, welche durch zu erwartende Kondensation leitfähig wird.

*Funktionsisolierung: Isolierung nur für ordnungsgemäße Funktion, bietet keinen Schutz

*Basisisolierung: Isolierung zum grundlegenden Schutz

*Verstärkte Isolierung: eine einzige Isolierung die den gleichen Schutz bietet wie doppelte Isolierung (muß keine homogene Isolierung sein, darf aus mehreren Schichten bestehen)

*Betriebsisolierung: ???entspricht Funktionsisolierung???

*doppelte Isolierung: besteht aus Basis~ und zusätzlicher Isolierung

*zusätzliche Isolierung: unabhängige (von der Bsais~) zusätzliche Isolierung, zusätzlich zur Basisisolierung, die Schutz bietet bei versagen der Basisisolierung (z.b. vorgeschrieben bei Schutztrafos)

*Transiente Überspannung: Hiermit werden vor allem kurzzeitige Spannungsspitzen durch Schaltvorgänge (oder Blitzeinschläge) bezeichnet. Diese Transienten sind für manche Tests genormt. Es macht einen Unterschied, ob ein Gerät in einem Haushalt (hinter relativ langen Leitungen, Zähler, Sicherungverteilung) oder direkt in der Versorgung des EVU angeschlossen ist. Beim EVU sind die Transienten viel höher, dort gelten dann höhere Werte (z. B. 6,8 mm Abstand zu PE, 2,5mm Leiter-Leiter bei normaler Netzspannung).

*Interpolation zwischen den Spannungen: Teilweise darf zwischen den Spannungswerten interpoliert werden, aber nicht immer. Dann ist der nächsthöhere Wert aus der Tabelle zu nehmen. Meist darf erst bei höheren Spannungen interpoliert werden. Es wird dabei grundsätzlich auf volle Millimeter aufgerundet.

==Überspannungskategorien==

DIN EN 60664/VDE 0110 klassifiziert bestimmte Bereiche, an die ein elektrisches Gerät angeschlossen werden
kann, nach ihrer Gefährdung bezüglich möglicher auftretender Überspannungen (Transienten). Dabei werden
vier Kategorien festgelegt, die man häufig auch bei Messgeräten wiederfindet (CAT I ... CAT IV) um
anzugeben, in welchem Bereich diese Messgeräte benutzt werden dürfen.

===Kategorie I===

Kategorie mit der niedrigsten Absicherung gegen Überspannung. Geräte, die an feste elektrische Installation
angeschlossen werden und bei denen (entweder in der festen Installation oder dazwischen geschaltet)
Maßnahmen getroffen wurden, um Überspannungen zu begrenzen.

Beispiel: ein Gerät, das an ein Labornetzteil angeschlossen ist.

===Kategorie II===

Geräte, die an die feste elektrische Installation angeschlossen werden und die selbst Vorkehrungen gegen
Überspannungen in dieser Installation treffen.

Beispiel: praktisch alle Haushaltgeräte; das Labornetzteil des vorigen Beispiels

===Kategorie III===

Geräte, die Bestandteil der festen Installation sind. Diese Kategorie soll ebenfalls angewendet werden
für Geräte, deren Funktion wie bei Kategorie II definiert ist, aber die eine erhöhte Ausfallsicherheit
gegen Überspannungen erreichen sollen.

Beispiel: Steckdosen, Schalter, Leitungsschutzschalter, fest montierte elektrische Maschinen

===Kategorie IV===

Geräte, die an oder in der Nähe der Einspeisung der festen elektrischen Installation eines Gebäudes
eingesetzt werden.

Beispiel: Elektrizitätszähler, Überstromschutzschalter

==Schutzklassen von Geräten==

===Schutzklasse 0===

Schutz nur durch Basisisolierung, d.h. i.a. Gehäuse aus Isolierwerkstoff mit Mindestdicke überall mindestens Basisisolierung

===Schutzklasse 0I===

Gehäuse aus Isolierwerkstoff, welches die Basisisolierung bildet, + schutzleiteranschlussklemme aber ohne Schutzleiter in der Anschlussleitung

===Schutzklasse I===

Schutz hängt nicht nur von der Basisisolierung ab, sondern zusätlicher Schutz durch Schutzleiter in der Anschlußleitung

===Schutzklasse II===

kein Schutzleiter, aber doppelte oder verstärkte Isolierung zusätzlich zur Basisisolierung

==Isolierstoffgruppen==

{| class="wikitable"
|+ '''Ermittlung der Isolierstoffgruppe'''

|-

!Isolierstoffgruppe||Einteilung nach CTI
|-
|I ||CTI >= 600
|-
|II ||600 > CTI >= 400
|-
|IIIa ||400 > CTI >= 175
|-
|IIIb ||175 > CTI >= 100

|}

CTI – comparative tracking index - Vergleichszahl der Kriechwegbildung

Die Isolierstoffgruppe/CTI wird nach IEC 60112 ermittelt (mittels Tropftest). Ist diese unbekannt, ist grundsätzlich IIIb anzunehmen.

===Isolierstoffgruppen verschiedener Materialien===
* FR4 - 175-200
**Sofern nicht explizit aus einem Datenblatt eines Herstellers ein genauerer Wert hervor geht, sollte man von 170 und damit Gruppe IIIb ausgehen, um auf der sicheren Seite zu bleiben. Bungard gibt für sein Material 205 an. (Quelle: http://www.bungard.de/downloads/ipc4101d.pdf)
* PTFE - >600
* Phenolharz ("Pertinax"): 125
* Polyimid, Kapton: 150
* FR4 Typ KF: 400
* PE-LD, PE-HD (Polyethylen): 600
* Polyesterharz: 600

(Quelle: http://de.wikipedia.org/wiki/Kriechstromfestigkeit)

== Mindestkriechstrecken bei Leiterplatten==

angelehnt an IEC60950, Angaben in V (Volt) und mm (Millimeter)

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestkriechstrecken'''

! || Isolierstoffgruppe|| Isolierstoffgruppe
|-
! || I, II, IIIa, IIIb ||I, II, IIIa
|-
! Effektive Betriebspannung || Verschmutzungsgrad|| Verschmutzungsgrad

|-
! || 1 ||2
|-
|10|| 0,025|| 0,04
|-

|12,5|| 0,025 ||0,04
|-

|16|| 0,025 ||0,04
|-

|20|| 0,025 ||0,04
|-

|25|| 0,025 ||0,04
|-

|32|| 0,025 ||0,04
|-

|40|| 0,025 ||0,04
|-

|50|| 0,025 ||0,04
|-

|63|| 0,040 ||0,063
|-

|80|| 0,063 ||0,10
|-

|100|| 0,10 ||0,16
|-

|125|| 0,16 ||0,25
|-

|160|| 0,25 ||0,40
|-

|200|| 0,4 ||0,63
|-
|250|| 0,56 ||1,0
|-

|320|| 0,75 ||1,6
|-

|400|| 1,0 ||2,0
|-

|500|| 1,3 ||2,5
|-

|630|| 1,8 ||3,2
|-
|800|| 2,4 ||4,0
|-
|1000|| 3,2 ||5,0
|}

Zur Tabelle Mindestkriechstrecke:

Ist die Mindestkriechstrecke kleiner als die zugehörige Mindest-Luftstrecke, ist Letztere zu benutzen.

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestabstände nach MIL Std 275 B'''

!Spannung||1A||1B||II||III||IV
|-
|50||0,381||2,032||0,660||0,381||0,559
|-
|51-100|| || ||1,575|| ||0,762
|-
|51-150||0,660||2,032|| ||0,559||
|-
|101-170|| || ||3,17|| ||1,524
|-
|171-250|| || ||6,35|| ||3,17
|-
|151-300||1,575||3,17|| ||0,762||
|-
|251-500|| || ||12,70|| ||6,35
|-
|301-500||3,17||7,62|| ||1,524||
|-
|über500||0,0076/Volt||0,0152/Volt||0,025/Volt||0,0051/Volt||0,0127/Volt
|}
Hierbei gilt:

I - ohne Schutzüberzug bis 3048m

II - ohne Schutzüberzug über 3048m

III - mit Schutzüberzug bis 3048m

IV - mit Schutzüberzug ab 3048m

A - saubere Umgebung

B - schmutzige/staubige Umgebung

Als anerkannter Schutzüberzug ist in den DIN-Normen nur Epoxydharz angegeben. Wie es sich beim MIL Std verhält, ist noch zu ermitteln.

== Praktische Anwendung ==

'''In Arbeit, Daten nicht gesichert!'''

{| class="wikitable"
|+ '''Mindestabstände'''

!Spannung||Kriechwege||Luftstrecken||Hinweis
|-
|230V Netz||3mm zwischen L und N 6mm zwischen L/N und Schutzkleinspannung||?||Schmutzige Umgebung bis 3000m ohne Schutzlack
|}

== Links ==

[http://www.johansondielectrics.com/images/stories/product-training/jdi_training-arc-prevention_2008-01.pdf High Voltage PCB Design for Arc Prevention, Johanson Dielectrics] (danke an Guido: [https://www.mikrocontroller.net/topic/239351#2430969 Artikel ''Re: SMD Kondensatoren bis 1kV?''])

[[Category:Platinen]]
[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]
[[Kategorie:Schaltplaneditoren]]

Platinen Fräsen

2012-01-22T10:25:28Z

At90s2313: /* Kommerzielle Hersteller */ Ingenieurbüro G. Kohlbecker

Platinen können mit '''maschineller Steuerung''' oder '''Freihand''' gefräst werden.

==Freihandfräsen==

Das Freihandfräsen ist für Platinen mit breiten Leiterbahnen und breiten (>1mm) Abständen zwischen Leiterbahnen und Bauteilanschlüssen geeignet. Für Feinleitertechnik ist Freihandfräsen nicht geeignet. Typische Anwendungen sind z. B. NF und HF Verstärkerschaltungen, Netzteile etc.

Das Freihandfräsen wird mit einem Graviergerät oder einer hochdrehenden sog. Minibohrmaschine (Proxxon, Dremel, etc.) und einem z. B. 1,0mm Diamant-Kugelfräskopf durchgeführt.

Wenn mit einem Layout gearbeitet wird, wird das Layout der Kupferseite auf Papier ausgedruckt. Auf dem Ausdruck sollte eine eventuell angebrachte Schrift auf der Kupferseite lesbar sein, d.h. es wird gespiegelt ausgedruckt. Der Ausdruck wird mit wasserlöslichem Kleber (''Prittstift'') auf die Kupferseite der Platine aufgeklebt. Das Trocknen des Klebers braucht seine Zeit ( 1-2h).

Dann werden durch das Papier die Bohrungen gemacht ([[Platinen bohren]]). Bei doppelseitigen Layouts können die beiden Seiten über die Bohrlöcher und durchgesteckte Nadeln justiert werden.

Anschliessend werden mit dem diamantbesetzten Kugelfräskopf die Leiterbahnen im Kupfer voneinander isoliert. Bei diesem ersten Fräsen ist noch nicht beabsichtigt, dass die Frässpur perfekt wird. Die Frässpur soll lediglich auf das Kupfer übertragen werden.

Vor dem eigentlichen Fräsen wird das Papier in warmem Wasser abgelöst. Dann wird die Frässpur sorgfältig nachgezogen. Wenn ein 1,0mm Kugelkopf verwendet wird, ist 0,5 mm Eindringtiefe genug, um eine 1,0mm breite Isolierspur zu bekommen.

Die Weiterverarbeitung der freihandgefrästen Platine erfolgt wie üblich (ggf. Verzinnen etc.).

Literatur:
* Dr. Richard Zierl, Platinen selbst entwicklen und herstellen, 2008 Franzis Verlag GmbH, 85586 Poing, ISBN 978-3772342691

==Maschinelle Steuerung==

===Kommerzielle Hersteller===

*[http://www.easgmbh.de/cnc/index-cnc.htm EAS]
*[http://www.step-four.at/ Step Four]
*[http://www.lewetz.de/ Lewetz]
*[http://www.isel-germany.de/ ISEL]
*[http://www.ibk-servus.de/din-a4.htm Ingenieurbüro G. Kohlbecker]

===Selbstbauprojekte===

*[http://www.thiemig.de/ Thiemig]
*[http://www.ostermann-net.de/electronic/ Eigenbau-Fräse]
*[http://www.selfmadecnc.de/ Dirk Haupt]
*[http://mitglied.lycos.de/ChFuchs/stepper.html Christian Fuchs Stepper-Controller]
*[http://www.meyer-eins.de/ Michael Meyer]
*[http://pcspeed.keyspace.de/ PC Speed]
*[http://www.tu-dresden.de/mw/ift/graul/fraese.htm Stefan Graul]
*[http://www.schulseiten.de/elektronik/bohrplotter/index2.htm Mayr Bernhard] mit Schaltplan im Eagle-Format, Software mit C-Code!
*[http://www.strippenstrolch.de/4-0-1-fraesplotter.html strippenstrolch] Schubladenauszüge beim Platinenfräsen
*[http://www.hanneslux.de/fraese/fraese.html Hannes]
*[http://andreas.franke.tripod.com/cnc_projekt.htm Andreas Franke]
*[http://www.simon-clemens.de/ Simon Clemens]
*[http://www.cnc-projects.de.vu/ CNC-Projects]
*[http://www.hobbycnc.hu/English.htm?Cache-Control=no-cache Billige Fräse aus Holz]
*[http://www.hammes24.de/ Hans-Jörg Hammes' Eigenbau-Fräse und SW fürs Fräsen und 3D-Scans]
*[http://multixmedia.homepage.t-online.de/cnc/mechanik.html Eigenbau-Fräse ohne teure Spezial-Teile]
*[http://www.piclist.com/techref/io/stepper/linistep/index.htm Komplette Steuereinheit für Schrittmotoren, nutzbar mit u.a. TurboCNC]

===Schaltpläne===
*[http://www.rn-wissen.de/index.php/Schrittmotoren#Schaltung_zum_Ansteuern_eines_Schrittmotors_mit_L298_und_L297 L29x Halb-/Vollschritt]
*[http://www.nc-step.de/ncstep.html nc-step.de] 20EUR Platine
*[http://www.shop.robotikhardware.de/shop/catalog/product_info.php?cPath=65&products_id=208 L29x Platine Fertigmodul]

===Software===

* [http://cstep.luberth.com/ cStep - OpenSource C program for stepper driven xyz engraving tables ]
*[http://www.cncplayer.de/ cncplayer]
*[http://www.lewetz.de/ WinPC-NC]
*[http://www.kellyware.com/kcam/index.htm KCam] kostenlos, englisch (Shareware, ca. 95 US-$, 31.12.2006)
*[http://www.jocomomola.de/CNC_Master/ CNC Master] '''(Website existiert nicht mehr, vielleicht kennt jemand die neue Seite oder einen Mirror)'''
*[http://linuxcnc.org/ EMC/EMC2]: freie Soft-CNC unter Echtzeit-Linux (RTAI)
*[http://www.gnu.org/software/hp2xx/hp2xx.html hp2xx]: Erzeugt mit der Option "-nc" G-Code Programme aus HP-GL Dateien
*[http://web.media.mit.edu/~neilg/fab/dist/cam.py cam.py]: Erzeugt G-Code aus *.svg, *.dxf, *.cmp,*.sol,*.plc,*.sts,*.stc,*.gtl (Gerber) und *.jpg Dateien
*[http://multixmedia.homepage.t-online.de/cnc/ecad.html ecad]: Zeichnen und Fräsen von Platinen-Layouts unter Linux
*[http://oliver.codingmonkey.de/cnc/index.html CNC-Suite]: Erzeugt G-Code aus 2D und 3D Daten (Frontend: GTK/OpenGL)
*[http://nc-frs.holgerlauer.de/ NC-FRS]
*[http://www.machsupport.com/ Mach3] Kommerzielle Soft-CNC Lösung.
*[http://pcbgcode.org/list.php?12 pcb-gcode]: Zum erzeugen von G-Code in Eagle, gute Konfiguration möglich.

===Infos===

====HPGL====
*[http://web.archive.org/web/20060628224220/http://www.we.fh-osnabrueck.de/fbwe/grafic/grundlagen/node3.html 2 HP-GL]

====Schrittmotoren====
*[http://www.roboternetz.de/wiki/pmwiki.php?n=Main.Schrittmotoren www.roboternetz.de]
*[http://www-users.rwth-aachen.de/thorsten.ostermann/schritt/sm_faq.htm Die Schrittmotor-FAQ:]
*[http://www.wolfgang-back.com/schrittmotor_demo.php Den Schrittmotor verstehen.]
*[http://www.cs.uiowa.edu/~jones/step/ Das meines Erachtens vollständigste Tutorial zu Schrittmotoren. Inklusive Berechnungen und allerhand Details. Leider nur Englisch.]
*[http://www.gamesquest.de/maik/Projekt_Plotter/Mein-Projekt/Elektronik/Elektronik_Die_Motoren_Grundlagen_Hauptframe.htm www.Maikvandervelde.de] Grundlagen der Ansteuerung von Schrittmotoren
*[http://www.linux-magazin.de/Artikel/ausgabe/1998/03/Schrittmotoren/schrittmotoren.html www.linux-magazin.de] Schrittmotoren steuern unter Linux - Schritt auf Schritt [http://www.linux-magazin.de/Artikel/ausgabe/1998/07/Schrittmotoren/schrittmotoren2.html teil 2]

===Material zum Bau einer Platinenfräse===

*[http://www.cnc-haus.com/de/ cnc-haus]
*[http://www.vakuumtische.de/ vakuumtische.de]
*[http://www.item-international.com/ alu-profile]
*[http://www.jetzt-aber-guenstig.de/ jetzt-aber-guenstig aluprofile]
*[http://aluverkauf.de aluverkauf.de]
*[http://www.metallstore.de www.metallstore.de]Führungen, Kugelumlaufspindeln, Aluprofile, Halbzeuge aus Alu, Stahl, Edelstahl, Kupfer etc.)
*[http://www.wilmsmetall.de www.wilmsmetall.de](Alu-, Stahl-, Edelstahl-, Silberstahl-, Messing, Kupfer-Halbzeuge)
*[http://www.alu-verkauf.de www.alu-verkauf.de](Alu und kupfer)
*[http://www.maedler.de www.maedler.de] Normteile, Trapezspindeln, Zahnräder, Lager etc.)
*[http://www.maschinenbau-kitz.de Maschinenbau Kitz]
* [http://www.drylin-w.de DryLin]
*[http://www.bastelrohr.de www.bastelrohr.de] (Edelstahlrohre / Kleinmengen)

===Hartmetallbohrer===

*[http://www.mikrocontroller.net/forum/read-6-194691.html#new]

===Foren===

*[http://www.mikrocontroller.net/forum/read-6-11016.html#59975 www.mikrocontroller.net]
*[http://cnczone.com CNCZone.com(EN)]
*[http://stsboard.de STSBoard]
*[http://5128.rapidforum.com Peters CNC Ecke]

===Linksammlungen===
* http://feinmechanik.freepage.de/links.htm

....
[[Category:Platinen]]

AVR Softwarepool

2011-12-26T17:07:18Z

At90s2313: /* Frequenzmesser */ Reziproker Frequenzzähler, GPS-stabilisiert, ATmega162

Die interessantesten Softwareprojekte aus der Codesammlung...

(A) ... Projekt ist in '''Assembler''' 
(C) ... Projekt ist in '''C''' 
(C++) ... Projekt ist in '''C++''' 
(B) ... Projekt ist in '''Bascom''' 
(PC) ... Projekt ist nicht für einen µC, sondern für den PC

==1-Wire==
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/14792 DS1820, DS18B20 in C]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/6505 Mehrere DS1820/DS18B20 auslesen]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/31408#536372 Mehrere DS1820/DS18B20/DS18S20/DS1822 über einen Webserver auslesbar]

==Akkulader==
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/72627#594587 Bleiakku-Lader 12/24V]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/99803#866081 Glühwürmchen in Rotkohlglas gefangen]

==Betriebssysteme und Scheduler==
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/190388#1856376 Nano OS] von Tobias W. ([http://sourceforge.net/projects/nanoos/ Sourceforge])
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/12176#79672 Wartezeiten effektiv (Scheduler)] von Peter Dannegger
* (C++) [http://www.mikrocontroller.net/topic/96977#837989 Einfacher Scheduler und Timer in C++ für ATMega] von S. Seegel
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/74026#609246 GOS: einfacher preemptive multitasking scheduler] von Günter Greschenz
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/articles/Monitorprogramm_Bamo128 Bamo128] Monitorprogramm und Bootloader

==Bootloader==
* (A,C,PC) [http://www.mikrocontroller.net/topic/12181#79866 AVR Bootloader]
* (A, PC) [http://www.mikrocontroller.net/topic/146638#1364260 AVR Bootloader für GCC-Toolchain]
* (A,PC) [http://www.mikrocontroller.net/topic/95839 AVR Bootloader mit Verschlüsselung]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/72308#591159 ATtiny45 Bootloader]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/67047#538510 MMC/SD Bootloader für ATMega16]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/56818#439359 SD/MMC Card Bootloader (passt in 2kb bootsection)]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/61170#480765 boofa - Bootloader für AVR über UART (AVR109)]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/53130#413058 Bootloader ATmega168]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/73196#600293 UART Bootloader ATtiny13 - ATmega644]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/99803#866081 Glühwürmchen in Rotkohlglas gefangen]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/150816#1414460 UART Bootloader AtMega644P @ 20MHz] (Eclipse Projekt)
* (C) [[AVR Bootloader in C - eine einfache Anleitung]]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/200645#1971295 LAN-Bootloader für ATmega1284p]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/articles/Monitorprogramm_Bamo128 Bamo128] Monitorprogramm und Bootloader
Siehe auch: [[Bootloader]]

==DCC==

(Digital Command Control, Standard zur digitalen Steuerung von Modelleisenbahnen)

* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/31397#241300 DCC Decoder]

==DCF77==

(Zeitsignaldienst für funkgesteuerte Uhren auf der Langwellen-Frequenz 77,5 kHz)

* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/38914#287867 DCF77 AVR-Assemblerbaustein ]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/6500#41738 DCF77-Uhr mit ATTINY12]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/31385#241104 DCF Digital Empfangsmodul - Korrelation - (Assembler)ATmega8 ]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/25071#186286 DCF 77 ]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/14788#101528 DCF-Uhr mit DotMatrix-Anzeige für avr-gcc]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/12154#79501 PC DCF Timer ( PC Zeitschaltuhr)]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/25116#187197 DCF 77 Uhr mit CodeVision ]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/58769#456232 DCF77 Uhr in C mit ATtiny26]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/48597#372164 DCF77 Uhr, zum X.ten Mal, jetzt mit SAF]
* (C,A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/31408#536372 DCF77 mit beliebig gepoltem Eingangssignal innerhalb eines Webservers]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/121049 DCF-Uhr, Sonnenstand, TWI-Port, Alarmfunktion für Atmega8]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/151260#1419218 DCF77 Uhr 7 Segment LED ATmega8 Assembler]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/168807#1614129 DCF-Uhr mit LCD in C]

== DRAM ==
* (A,C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/25053#186085 2MB DRAM an AVR] und Anwendung als [http://www.mikrocontroller.net/topic/25053#186089 Audiorekorder]

==Drehgeber==
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/6526#41978 Drehgeber auslesen]

==DTMF==
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/92444#792954 DTMF dekodieren]

==DMX==

* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/92350#new 20 Kanal Relaissteuerung per DMX]

==Entwicklungssysteme==
* (PC) [http://www.mikrocontroller.net/topic/74198#611404 AVR Code Wizard]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/30110#230503 Multitasking kernel für ATtinys in ASM]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/65156#521012 BASIC-Computer mit ATmega32]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/64129#511368 AVR TinyBASIC Anpassung für ATmega8]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/59189#460273 Mini-Computer mit BASIC]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/55807 Forth System für ATmegas in Assembler]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/94193 Forth-Computer mit ATmega32 und Videoausgabe] von Christian Berger
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/62500#493931 Fixpoint-Arithmetik in "C"]
* (C++) [http://www.mikrocontroller.net/topic/143537 Fixpoint-Arithmetik in "C++"]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/85256#717037 64 Bit float Emulator in C, IEEE754 kompatibel]
* (A,C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/92979#797957 AVR ATmega8TestBoard]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/94468#812992 Gleitkomma-Bibliothek für AVR]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/177481?page=1 AVR CP/M System]
* (PC) [http://www.mikrocontroller.net/topic/187390 EMACS Konfiguration]

==FFT==

(Fast Fourier Transformation, "schnelle" Fouriertransformation)

* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/25095#186536 FFT auf dem AVR]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/25062#186225 128point FFT in ASM]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/27001#203911 Schnelle FFT in Assembler]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/131525#1191497 AVR-Lichtorgel per FFT MEGA8 32 644 ]

==Funksteckdosen==
* (C,A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/31408#536372 Ansteuerung von Funksteckdosen mit einem Webserver]

==GPS==

(Global Positioning System, satellitengestütztes System zur weltweiten Positions- und Zeitbestimmung)

* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/48544#371717 GPS - MOUSE - MINI- NAVIGATOR (Assembler) ATmega8]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/72507#593252 GPS an mega8,88 oder 168]

==IR==
* siehe auch [[AVR Softwarepool#RC5|RC5]]
* (C) [[IRMP]] - Infrared Multi Protocol Decoder:
**[[IRMP| Wiki Seite]]
**[http://www.mikrocontroller.net/topic/162119#1545798 Thread im Forum]

==Kryptographie==
* (A,C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/73468 Verschiedene kryptographische Funktionen]

==LANC==

(Steuerprotokoll für Video- und Digitalfotokameras, auch als Control-L bekannt)

* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/40463#302754 Sony LANC Auswertung mit AVR] (Atmega 128 @ 16 MHz)

==LEDs und LED-Anzeigen==
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/76839#638278 Solarlicht Steuerung]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/77863#648213 Taster + LED am selben Draht (4*)]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/73776#606472 LED-Touch-Panel] (ARM)
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/74013#609097 RGB-Moodlight auf ATTiny2313 mit RC5-Fernbedienung]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/54561#421940 HSV RGB Led Dimmer, C Code & Video & Doku]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/67567#543492 Mini RGB Lichteffektgenerator mit Menü für Pic16F84]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/48464#370871 Ansteuerung einer RGB LED (PWM)]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/87149#737282 3x7 Segment und 1 I/O-Pin (Assembler)]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/31370#240843 ADC mit Multiplexanzeige] (vier 7-Segmentanzeigen)
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/31388#241192 AVR-Lauflicht]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/94746#815809 HSB->RGB Umrechnung rein in Assembler, auch für ATiny]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/99803#866081 Glühwürmchen in Rotkohlglas gefangen]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/110168 2x7-Segment an nur 3 Leitungen]
* (A) [[Ambilight in Hardware]]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/145156#1346531 µCke Microcontroller Mücke (Atmel Tiny13)]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/131525#1191497 AVR-Lichtorgel per FFT MEGA8 32 644 ]
* (B) [http://www.mikrocontroller.net/topic/182305 TLC5940 16-Kanal 12bit LED Treiber ansteuern und HighPower LEDs über MosFETs treiben]
* (PC) [http://www.mikrocontroller.net/topic/185730 7Segment Coder]

==LCD und VFD==
* (C) [http://bluematrixi.bl.funpic.de/index.php/elektronik-avr/lcd-display-nokia3310 Bibliothek für Nokia 3310 Lcd Ansteuerung in "C" - sehr gut]
*(C,A)[http://www.mikrocontroller.net/articles/Ansteuerung_Handy_Displays Ansteuerung_Handy_Displays]
* (PC) [http://www.mikrocontroller.net/topic/53137#413137 Programm zum Erstellen eigener Schriftarten (LCD)]
* (PC) [http://www.mikrocontroller.net/topic/54860#423255 LCD Schriftarten ( Fonts in veschiedenen Größen )]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/31403 The Siemens S65 132x176, 65536 color display with AVR]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/48501#371218 LCD Ansteuerung im 4bit-Modus]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/48456#370782 LCD Library T6963c]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/76399#633680 "Bessere" T6963c Library]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/25099#186569 LCD Controller für 640x480 LCD mit mega8515]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/38923#287939 LCD Controller KS0073 Support im 4-Bit Mode]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/79609#664268 KS0066U oder Ähnliche --- LCD Treiber]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/81793#683135 Pollin E0855-2 SED1530-Treiber]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/90449#772843 LCD über nur einen IO-Pin ansteuern]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/120475 VFD Library (Vacuum Fluorescent Display Library)]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/98321#851423 Grafikfähiger LCD Controller für 320x240 LCD mit 4 Graustufen]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/140369 Menüsystem für beliebige schwarz-weiß LCDs bis 4096x4096 Pixeln und grafischem Editor]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/194149 Schnelle SED1520 Funktionsbibliothek mit Bildkonverter und Fontgenerator]

==I2C==
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/98923#857451 Ultraschall Entfernungsmesser mit I2C, Eigenbau]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/83871#new I2C-Master realisiert in Software, ohne TWI für alle ATMEGAs]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/38919#new RS232 <-> TWI / I2C Interface für ATMega8 (ASM) inkl. Windows Software]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/67698#544930 USI TWI Master]

==Messgeräte==
===Drehzahlmesser===
* (B) [http://www.mikrocontroller.net/topic/1518#8469 Drehzahlmesser 4 mal 7-Segment mit 90S2313]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/articles/Drehzahlmesser Drehzahlmesser mit 4 mal 7-Segment anzeigen mit Tiny2313, Wiki-Artikel]

===Klopfsensormessgerät===
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/articles/Klopfsensormessgeraet Messgerät für Klopfgeräusche an Verbrennungsmotoren auf Basis des TPIC8101]

===Entfernungsmesser===
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/98923#857451 Ultraschall Entfernungsmesser mit I2C, Eigenbau]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/130834 3D Umgebungserfassung mit einem auf zwei Servors montiertem Sharp Distanzsensor, Eigenbau]

===Frequenzmesser===
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/62610#495030 Frequenzmesser bis 2Mhz -- mit AVR ATmega8]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/48582#372072 Frequenzmessung]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/62517#494146 Input Capture Pin (ICP) auslesen ( Frequenz messen)]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/25144#187587 Frequenzmessung und Impulszählung über den Parallelport-IR]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/31394#241251 einfacher 5 MHz Frequenzzähler (Assembler) ATmega8]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/69021#558098 Multimeter]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/173665#new sehr genauer Frequenzmesser Atmega8]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/186801#new Reziproker Frequenzzähler+ Optimierte 64bit uint Routinen]
* (C+A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/200279#new 6 Stellen von 1Hz bis 40MHz ATmega8]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/241150#2458079 Reziproker Frequenzzähler, GPS-stabilisiert, ATmega162]

===Frequenzgenerator===
* (B) [http://www.mikrocontroller.net/topic/152966#1438488 Einstellbarer Frequenzgenerator für 0.12 Hz - 8 MHz mit Atmega 8 und Bascom ]

===Kompass===
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/100239#870281 KOMPASS KMZ10A KMZ10B ATmega8 Assembler]

===Messgeräte für elektronische Bauteile===
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/69021#558098 Multimeter]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/60797#477026 LC-METER / LC-Messgerät ATmega8 Assembler]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/60591#474873 Widerstandstester]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/56770#438957 Ladungsmessgerät]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/31386#241139 Transistortester]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/131804#1194273 Transistortester]

===Spannungsmesser===
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/31370#240843 ADC mit Multiplexanzeige] - Voltmeter
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/69021#558098 Multimeter]

===Thermometer===
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/6516#41903 Zeit + Temperatur auf LCD mit AVR]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/53127#413006 Thermometer mit LED & LM35]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/31408#536372 Viele DS18x20-Thermometer in einem Webserver]

===Oszilloskop===
* (B) [http://www.mikrocontroller.net/topic/53129#413011 Einfaches Oszilloskop - Bascom]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/48586#372093 Oszi- & Logikanalyser mit LCD]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/31376#240880 einfaches DIGITAL- Oszilloskop (800 Datenpunkte) Assembler]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/56616#437772 Einfaches "Oszilloskop"]
* (C) [http://www.christoph-lauer.de/Homepage/Blog/Eintrage/2010/8/22_Embedded_C_based_Spectrumanalyzer.html ATXMega based Oscilloscope and Spectrumanalyzer]

==MIDI==

(Musical Instrument Digital Interface, Datenübertragungsstandard für Musikinstrumente)

* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/48542#371695 Mr.MidiPlayer - Spielt alle MIDI-Dateien von einer SD-Karte] (siehe auch: [[Midi_Rekorder_mit_MMC/SD-Karte]])
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/25035#185861 MIDI-Rekorder mit SD/MMC und AVR]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/106512# Drum-Trigger mit MIDI-Ausgabe]

==MMC==

(Multimedia Card, digitales Flash-Speichermedium)

* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/25056#186117 SourceCode MMC die Zweite]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/48481#370950 MMC/SD-Karte mit FAT16 an AVR]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/67047#538510 MMC/SD Bootloader füt ATMega16]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/14800#102024 MMC/SD ansteuern mit AVR]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/25035#185861 MIDI-Rekorder mit SD/MMC und AVR]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/articles/FAT32 MMC/SD - FAT16/32 Bibliothek für AVR mit Wiki]

==Netzgeräte==
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/60786#476904 Labornetzgerät]
* [[RADLAB-PS1]] [http://www.mikrocontroller.net/topic/124858#1138781 Netzteil um LM317 mit Strombegrenzung und Anzeige!]

==Netzwerk==
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/87517#new Kleiner ENC28J60 µWebserver von SimonK]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/82127#new Ulrich Radigs ENC28J60 mit leicht lötbaren/beschaffbaren Bauteilen]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/131825 Dirk Broßwick Webserver auf ENC28j60 Basis mit einem ATmega2561, es gibt auch einen Port auf das AVR-NET IO]

==Parser==
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/64763#517245 Zwei Parser für numerische Ausdrücke]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/76842#638283 uShell - ein universeller Parser für uCs]

==RFID==

(Radio Frequency Identification, Verfahren zur funkbasierten Identifizierung und Lokalisierung von Gegenständen)

* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/68442#552128 USB RFID Tag Leser]

==RC - Fernsteuerungen/Servos==
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/48529#371582 RC Summen Signal erzeugen ]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/192453 RC Summen Signal dekodieren ]

==RC5==

(verbreitetes Datenübertragungsprotokoll für Infrarot-Fernbedienungen)

* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/14789#101536 RC5 Sender auf einem Attiny11L]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/74013#609097 RGB-Moodlight auf ATTiny2313 mit RC5-Fernbedienung]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/12216#80856 Fernbedien RC5 Empfänger]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/59235#460765 RC5 Sender selber bauen ???]

==Ringpuffer==
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/66789#536189 Ringpuffer AVR]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/101472#882716 AVR-GCC: UART mit FIFO]

==SD==

(Secure Digital Memory Card; digitales Flash-Speichermedium)

* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/48542#371695 Mr.MidiPlayer - Spielt alle MIDI-Dateien von einer SD-Karte] (siehe auch: [[Midi_Rekorder_mit_MMC/SD-Karte]])
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/25035#185861 MIDI-Rekorder mit SD/MMC und AVR]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/68257#550336 Datenrekorder auf SD-Karte mit mega88]

==Sonstiges==

* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/111783#994358 Sonnenstandberechnung mit Atmega 8]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/articles/UAC_Mikrocontroller_ASCII_Console uAC Mikrocontroller ASCII Console]

==Spaßprojekte==
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/99803#866081 Glühwürmchen in Rotkohlglas gefangen]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/119876#1083044 Miniprojekt: Lagerfeuer-LED (ATtiny25)]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/120289#1087905 Klingel mit 100 Melodien - last minute Weihnachtsgeschenk]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/145156#1346531 µCke Microcontroller Mücke (Atmel Tiny13)]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/167528#1601077 Toastbrote zählen]

==Spiele==
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/48505#371259 Tetris auf dem AtMega8]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/187253# Atmega8 Schachuhr mit Max7219 ]

==Steuerungen==
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/123551 Aquarium Controller]

==Taster / Schalter==
===mechanisch===
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/6492#41625 Tasten entprellen - Bulletproof] (siehe auch: [[Entprellung]])
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/48465#370877 Universelle Tastenabfrage]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/6491#41624 Tasten-Matrix entprellen]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/64731#517001 Tastenmatrix auslesen über nur 2 Leitungen]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/64743#517105 Tasten Entprellen für N00bs]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/77863#648213 Taster + LED am selben Draht (4*)]
===kapazitiv===
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/38904 Sensor mit nur einer Kontaktfläche]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/25045 Einfache Sensortaste]

==Tonerzeugung==
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/66945#537624 ATMEGA8 Soundgenerator/Synthesizer]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/120289#1087905 Klingel mit 100 Melodien - last minute Weihnachtsgeschenk]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/134362 RTTTL Melodiegenerator mit ATTINY85]
* (B) [http://www.mikrocontroller.net/topic/232702#new RTTTL Melodiegenerator mit ATMEGA8]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/25051 Melodie ausgeben mit AVR ATTiny12]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/145156#1346531 µCke Microcontroller Mücke (Atmel Tiny13)]
* (B) [http://www.mikrocontroller.net/topic/137629#1259132 Melodieklingel BASCOM ATmega8]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/191596 2Kanal Synthesizer ATtiny 2313, 85, ..]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/232845 17 Kanal Avr Synthesizer]

==TWI==
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/87597#742070 AVR TWI Master und Slave Funtionen in C]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/31404#242081 TWI / I2C einf. MASTER SLAVE Beispiel(Assembler) ATmega8]

==USB==
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/75254#622120 USB Host Stack für Eingebettete Systeme (LGPL)]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/68442#552128 USB RFID Tag Leser]
* (A,C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/92979#797957 AVR ATmega8TestBoard]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/90791#776280 Relaiskarte für den USB Port]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/130381#1179352 USB-Stick am Mikrocontroller VNC1L]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/155241 PDIUSBD12 Treiber und micro USB-Device stack]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/192453 HID-Joystick mit V-USB ]

==UART==
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/101472#882716 AVR-GCC: UART mit FIFO]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/38928#287985 Software UART]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/125651#1147436 Software UART mit FIFO]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/175946#1690682 uParse] - ein kompakter und vielseitiger Parser (Atmega32) für [[RS232]]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/159753#1517744 Einfacher Interpreter für Komandozeilen/Befehlszeilen] (Atmega32) für [[RS232]]

==Video==
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/53140#413249 AVR ASCII Video Terminal - 40 x 25 - BAS Signal]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/53139#413225 TV VIDEO BILD BAS Frequenzzähler DVM Atmega8 Assembler]
* (A) [http://www.electronicspit.com/video/ Videosignal in Farbe aus dem ATMega32]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/25091#new VGA Testbildgenerator]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/101429#882288 ATmega8 erzeugt Video in C!]

==Zeitgeber und Uhren==
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/12185#80055 Die genaue Sekunde / RTC]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/74673#616226 LCD-Timer für Belichtungsgerät]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/119859#1082804 DS1307 Assembler-Code]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/31374#240878 AVR Library für RTC 12C887 in C]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/25136#187534 RTC DS1302 in C]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/25087#186454 RTC + Scheduler]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/53131#413059 Jumbo-LED Uhr]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/6516#41903 Zeit + Temperatur auf LCD mit AVR]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/25069 Sekunden in Zeit/Datum umwandeln (mit Sommerzeit/Schaltjahren)]
* (B) [http://www.mikrocontroller.net/topic/48560#371911 BASCOM Uhr mit Butterfly]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/48450#370765 Countdown timer für UV Belichter]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/98885 Countdown Timer mit ATtiny2313]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/12176#79672 Wartezeiten effektiv (Scheduler)]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/31408#536372 Schaltuhr mit DCF77-Referenz in einem Webserver, Steuerung von Funksteckdosen]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/100892#876549 Eieruhr mit ATtiny24V/ATtiny2313V]
* (B) [http://www.mikrocontroller.net/topic/151236 Zeitauslöser für Casio EX F1 mit Attiny2313]
* (A) [http://www.mikrocontroller.net/topic/151260#1419218 DCF77 Uhr 7 Segment LED ATmega8 Assembler]
* (C) [http://www.mikrocontroller.net/topic/177688# NIXIE Uhr mit vielen Funktionen in C mit ATTiny2313]

== Siehe auch ==

* [[AVR-Codesammlung Übersicht]]

[[Category:AVR| ]]
[[Kategorie:Forum]]

Temperatursensor

2011-11-18T21:31:57Z

At90s2313: /* DS18S20 / DS18B20 */

Will man mit einem [[Mikrocontroller]] Temperaturen messen, dann braucht man
* einen [[Sensor]], der die Temperatur z. B. in eine Spannung oder einen Strom umsetzt
* einen [[ADC | AD-Wandler]], der das Signal digitalisiert. Der kann auf dem Sensor oder dem Mikrocontroller integriert sein.

Temperatursensoren gibt es nun in allen möglichen Varianten. Vom temperaturabhängigen [[Widerstand]] bis zum fertig abgeglichenen All-in-one-Bauteil mit digitalem Ausgang. Wie bei allen Sensoren sollte man auch hier genau hinschauen und [[Auflösung und Genauigkeit]] unterscheiden.

== Analoge Temperatursensoren ==

=== PT100 ===

Unter einem PT100 versteht man einen Platinwiderstand, der bei 0°C einen Widerstand von 100 Ohm hat.
Platinwiderstände sind temperaturabhängige Widerstände mit hoher Wiederholgenauigkeit und Konstanz[http://de.wikipedia.org/wiki/Konstante]. Wegen der relativ geringen Widerstandsänderung von nur ca. 0,4 Ohm pro Grad ist etwas mehr Schaltungsaufwand erforderlich als bei anderen Sensoren. Genauere Formeln zur Temperaturbestimmung gibt es u.a. bei der [http://de.wikipedia.org/wiki/Pt100 Wikipedia]. Ein Schaltplan findet sich bei der [http://www.heise.de/ct/artikel/Sensibelchen-289608.html c't].

Die Sensoren gibt es auch mit anderen Widerstandswerten, z. B. mit 1000Ω und heißen dann entsprechend PT1000.

Vorteil:
* genormt
* großer Meßbereich
* hohe Linearität
* hohe Wiederholgenauigkeit
* einfach austauschbar

Nachteil:
* relativ teuer (bei segor.de ab 3,80€)
* brauchen aufwendigere Auswerteschaltung

Links:
* [http://www.heise.de/ct/04/22/236/ c't-Artikel: Mikrocontroller-Programmierung: Timer, Sensoren und Drehgeber (mit PT100 Schaltung)]
* [http://pdfserv.maxim-ic.com/en/an/AN3450.pdf Maxim AN3450 Positive Analog Feedback Compensates PT100 Transducer]

=== NTC/PTC ===

NTC und PTC sind temperaturabhängige Widerstände.

* NTC (engl. '''N'''egative '''T'''emperature '''C'''oefficient, Heißleiter), hat bei hohen Temperaturen seinen niedrigsten Widerstand, z. B. Silizium
* PTC (engl. '''P'''ositive '''T'''emperature '''C'''oefficient, Kaltleiter), hat bei niedrigen Temperaturen seinen geringsten Widerstand, z. B. Glühlampe

Um den Widerstandswert zu messen schaltet man sie mit einem normalen Widerstand oder einer [[Konstantstromquelle]] in Reihe zu einem [[Spannungsteiler]] und misst den Spannungsabfall. Eine Beispielschaltung findet sich [http://www.mathar.com/msp_thermo1.html hier].

Vorteil:
* billig (z.B. [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=9594 KTY81-110] bei Reichelt ~0,60€)

Nachteil:
* müssen für höhere Genauigkeiten abgeglichen werden
* brauchen A/D-Wandler
* sind nichtlinear

Beispiele:
* KTY10-5
* KTY13-6
* KTY81-121
* KTY81-122

Links:
* [http://www.sprut.de/electronic/temeratur/temp.htm Temperaturabhängige Stromquelle und NTC/PTC inclusive Linearisierung]
*[http://www.umnicom.de/Elektronik/Mikrokontroller/Atmel/AtFan/AtFan.html#2.2.2 Berechnung des Linearisierungswiderstandes für gewünschten Temperaturbereich] der fällt sonst immer vom Himmel
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/208587#2065880 KTY 10-5 Formelprobleme]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/225563 Codesammlung: Beispiel mit 0,5°C Auflösung]

=== LMx35 ===

Eine IC-Familie, die pro Kelvin Temperaturänderung ihre Ausgangsspannung um 10 mV ändert. Die ICs gibt es in verschiedenen Genauigkeiten und Temperaturbereichen mit den Bezeichnungen LM135(A), LM235(A) und LM335(A). Der günstigste ist der LM335 mit einem Temperaturbereich von −40 … +100°C.
In verschiedenen Bauformen erhältlich. Beispielschaltungen finden sich im [http://www.national.com/ds.cgi/LM/LM135.pdf Datenblatt] und [http://www.suessbrich.info/elek/elektherm1.html hier]

Vorteile:
* hat auch ohne Kalibrierung eine Genauigkeit von einem Grad (bei 25°C)
* relativ billig (LM335 bei Reichelt ab 0,50 €)

Nachteile:
* benötigt A/D-Wandler
* bei längerer Anschlussleitung störanfällig

=== LM334 ===

Ein IC ähnlich dem LM335 mit dem Unterschied, dass der durch das IC fließende Strom proportional von der Temperatur abhängt. Mit einer einfachen Schaltung aus nur zwei Widerständen kann man dann den Strom in einer Weise wandeln, dass pro Kelvin eine Spannungsänderung von 10mV ausgegeben wird. Da die Strom-Spannungswandlung auf der Platine (und damit nahe am AD-Wandler) stattfindet und die Übertragung des Messwerts durch einen Strom stattfindet, sind Störungen durch Netzbrumm etc. viel geringer als beim LM335

Vorteile:

* relativ billig ([http://www.reichelt.de/?ARTICLE=10468 Reichelt 0,54 €])

Nachteile:
* benötigt A/D-Wandler
* Bereich 0°C-70°C

Ähnliche ICs:
* AD592 (Ausgangsstrom 1µA pro Kelvin, absolute Temperatur) [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=3825 Reichelt: 3,75 €], Conrad 174912 8,50 €

=== SMT160-30 ===

Ist ein Zwischending zwischen Digital und Analog. Sein Ausgangssignal ist ein digitales PWM-Signal, zu dessen Messung man am besten den Input-Capture-Eingang eines Mikrocontrollers verwendet. Man kann ihn also wie einen analogen Sensor nur indirekt auslesen, anstatt über einen AD-Wandler hier über einen Timer.

Vorteile:
* Digitales PWM-Signal ist unempfindlich gegen Störeinflüsse
* gibt es in SO8, TO18, TO92 und TO220, gut befestigbar, z.B am Kühlkörper
* linear
* kein Abgleich nötig

Nachteile (viele):
* benötigt Timer
* jittert extrem, genaue Messungen nur über Mittelung / Filterung möglich
* nicht nur das PWM-Verhältnis, sondern auf die Frequenz ist temp-abhängig (1-4kHz)
* teuer (Farnell 10,90€ +16%, Conrad 9,xx€ , www.hy-line.de ??).
* TO92 Gehäuse ist günstiger, dafür weniger genau

Links:
* http://www.hy-line.de/co/sensor-tec/hersteller/smartec/smt-160-30/index.html

=== Thermoelement ===

Ein Thermoelement besteht im einfachsten Fall aus zwei ungleichen Metallendrähten, die an einem Punkt miteinander verbunden sind und bei dem die Verbindungsstelle einer anderen Temperatur ausgesetzt ist als die offenen Enden der Drähte. An den offenen Enden der Drähten entsteht eine Spannung (Thermospannung). Dieser Effekt wurde 1821 von Thomas Seebeck entdeckt ([http://de.wikipedia.org/wiki/Seebeck-Effekt Seebeck-Effekt] bei Wikipedia). Eine weitere Anwendung ist der thermoelektrische Generator ("Thermogenerator").

Vorteil:
* über einen sehr weiten Temperaturbereich einsetzbar

Nachteil:
* die sehr geringen Temperaturspannungen im Mikrovoltbereich benötigen eine sehr gute Auswertelektronik (guter Analogteil + AD-Wandler).

Links:
* [http://digital.ni.com/worldwide/germany.nsf/web/all/7A4F02BAEFEC22AC802567F6003E0D6E Temperaturmessung mit Thermoelementen] - Eine Einführung von David Potter (deutsche Überarbeitung: G.Sinkovic) (inkl. Erläuterung der Kaltstellenkompensation)
* [http://www.ipetronik.com/pdf/Newsletter/Ipetronik_NL2_2004_d.pdf Warum Thermoelemente Relativtemperaturen messen! oder Was ist eine Kaltstelle?] - Technische Information von www.ipetronik.com (PDF, 272 KB)

== Digitale Temperatursensoren ==

=== DS1621 ===

Der DS1621 ist Temperatursensor und A/D-Wandler in einem. Er gibt seine Daten per [[I²C]]-[[Bus]] aus. Ein Schaltplan für einen elektronischen Thermometer mit diesem IC findet sich [http://www.myplace.nu/avr/thermo/ hier].

Vorteile:
* bereits kalibriert
* kein A/D-Wandler nötig
* da I²C ein Bus ist, kann man mehrere DS1621 und andere I²C-Bausteine zusammen anschließen und braucht dafür trotzdem nur zwei I/O-Ports.
* Messbereich -55°C to +125°C
* Genauigkeit +-0,5°C
* Auflösung besser 0,01°C, wenn man die beiden Zählerregister (Count-Remain und Count-per-C) auswertet

Nachteile:
* teuer (Segor 5,80€; RS 3,95€; Conrad 5,22€)
* obwohl die meisten Register [[Speicher#NVRAM | nichtflüchtig]] sind, kann man ihn nicht als Stand-Alone-Thermostat einsetzen, da er erst nach einem Start-Conversion-Befehl zu messen beginnt.

Nachfolger:
* DS1631, DS1631A (Auto-Start-> Stand-Alone-Thermostat), DS1731
* weitere Stand-Alone-Thermostaten: DS1821, DS1629

=== LM75 ===

Der LM75 ist so ähnlich wie der DS1621, allerdings nur in SMD erhältlich und nicht so genau. Er ist aber öfters mal auf PC-Mainboards zu finden, so dass man beim Schlachten eines solchen günstig an einen Temperatursensor kommen kann. Eine Beispiel Schaltplan mit einem ATmega8 findet man [http://www.ucblog.de/2010/09/mikrocontroller-thermometer-schaltplan/ hier]

Vorteile:
* bereits kalibriert
* kein A/D-Wandler nötig
* I²C-Bus Ausgang
* billiger als DS1621 (Reichelt 1,45 €; RS 3V: 3,75€; 5V: 2,72€)
* Auflösung +-0,5°C

Nachteile:
* nur im SMD-Gehäuse erhältlich
* relativ ungenau (+-2°C), kann man jedoch kalibrieren / kompensieren

Kompatible Typen:
* AD7415ART
* DS7505S+

=== LM76 ===

Der LM76 ähnlich dem LM75, bietet aber eine 8-fach höhere Auflösung und eine Genauigkeit von 0.5 bzw. 1°C.

Vorteile:
* höhere Auflösung
* höhere Genauigkeit

Nachteil:
* schwerer zu beschaffen

=== TMP175 / TMP75 ===

Ähnelt dem LM75 stark! Temperatursensor von Texas Instruments.

=== DS18S20 / DS18B20 ===

Der DS18S20 (Nachfolger des DS1820) und DS18B20 sind scheinbar Temperatursensoren und A/D-Wandler in einem. Wenn man genauer hinschaut, stellt man fest, dass es sich um direktwandelnde Sensoren handelt. Die Temperatur wird ohne Umweg über eine analoge Zwischengröße (Spannung oder Strom) in ein digitales Signal überführt.

Die Datenkommunikation erfolgt über ein 1-Wire-Interface, wodurch man am [[Mikrocontroller]] mit nur einem einzigen I/O-Pin auskommen kann. Außerdem beherrschen sie die parasitäre Stromversorgung, d.h., man braucht für Daten und Stromversorgung zusammen nur zwei Leitungen.

Beim DS18B20 sind Auflösungen von 9, 10, 11 und 12 Bits konfigurierbar. Je kleiner die Auflösung, desto kürzer ist die Messzeit. Der DS18S20 hat eine feste Auflösung von 12 Bits, wobei die unteren 3 Bits aufwändiger auszuwerten sind als beim DS18B20. Der DS18S20 ist als Ersatz für den DS1820 gedacht. Der Hersteller empfiehlt den DS18B20 für Neuentwicklungen.

Vorteile:
* bereits kalibriert
* Genauigkeit +-0,5°C
* 1-Wire-Ausgang

Nachteil:
* relativ teuer: Reichelt: 2,50€ / CSD: 1,85€ / Conrad 5,08€

Links:
* [http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/DS18S20.pdf Datenblatt DS18S20]
* [http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/DS18B20.pdf Datenblatt DS18B20]
* [http://www.maxim-ic.com/app-notes/index.mvp/id/4377 Vergleich DS18B20 <-> DS18S20]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/6505 Code zur Ansteuerung (ASM ATTiny12)]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/14792 Code zur Ansteuerung (AVR-GCC)]
* [http://gandalf.arubi.uni-kl.de/avr_projects/tempsensor/ Code zur Ansteuerung mit CRC-Prüfung (AVR-GCC)]
* [http://chaokhun.kmitl.ac.th/~kswichit/avrthermo/avrthermo.html LED-Thermometer mit AT90S2313 (C)]
* [http://www.mikrocontroller.net/forum/read-4-248219.html Webserver zur Ansteuerung von bis zu 63 Bausteinen]
* [http://www.teslabs.com/openplayer/docs/docs/other/ds18b20_pre1.pdf PDF Anleitung zur Beschaltung und Programmierung (C)]
*[http://www.digitemp.com/building.shtml Anleitung Sensorfühleraufbau (DigiTemp)]
* http://www.mikrocontroller.net/topic/14792
* http://www.mikrocontroller.net/topic/232156 (Timing der parasitären Versorgung)

=== DS1822 ===

Ähnlich wie DS18S20, aber weniger genau (+-2°) und in großen Stückzahlen billiger. Wegen der geringeren Verbreitung kommt der Preisvorteil aber bei Einzelstücken nicht beim Kunden an. So kostet er bei Reichelt mit 3,50€ mehr als der DS18S20.

=== DS1921 / DS1922 ===

Sind wie die DS1821 1-wire-Sensoren mit zusätzlicher Logging-Funktion.
Im iButton-Gehäuse befindet sich eine Lithium-Zelle, eine RTC, CMOS-RAM und der Temp-Sensor. Nach umfangreicher Progammierung startet der Button seine Mission (Aufzeichnung des Temperaturverlaufs).
Gibt es auch mit zusätzlicher Feuchtemessung (DS1923).

=== TSic ===

Die TSic Sensoren werden baugleich von 3 Herstellern angeboten:
* ZMD ([http://www.zmd.biz/temp.php?group=temp&content=products Homepage]) ([http://tarr.uspto.gov/servlet/tarr?regser=serial&entry=78673282 Trademark])
* IST AG ([http://www.ist-ag.com/eh/ist-ag/de/home.nsf/contentview/8F5D32432CAC53C2C1257405003C2433 Homepage])
* Hygrosens ([http://www.hygrosens.de/english/shop/list.html?tx_ttproducts_pi1%5Bcat%5D=11&cHash=dcd89b823b Homepage])

Die TSic Sensoren ([http://www.zmd.biz/pdf/ZMD%20TSic%20Data%20Sheet%20V3%207.pdf Datenblatt]) geben ihre Temperaturmessdaten automatisch in einem festen Intervall aus. Daher muss der Host nur warten bis die nächsten Messdaten rausgeschickt werden. Die TSic Sensoren die es im freien Handel gibt, geben ihre Messdaten alle 100ms (10Hz) aus.
Zur Übertragung wird das [http://www.zmd.biz/pdf/IST_TSic_ZACwire_V2.3%20Digital%20Output_17-Oct-06.pdf ZACwire] Protokoll benutzt. Es handelt sich um eine einfach zwei Byte Übertragung per Manchester-Code. Diese zwei Byte repräsentieren den digital gewandelten Temperaturwert. Im Gegensatz zu Sensoren wie den DS18xxx von Dallas muss dieser Wert aber erst auf einen dezimalen Wert umgerechnet werden.
Die Sensoren kommen mit 3 Pins aus (VCC, GND, Dout).

Vorteile:
* Bereits kalibriert
* Verschiedene Genauigkeiten lieferbar
* Sehr einfaches Kommunikationsprotokoll
* Geringer Stromverbrauch
* Hochgenau: bis zu +/- 0.1°C (TSic 50x)

Nachteil:
* Recht teuer (Reichelt: 4,70€ für den TSic206)
* Nur ein Sensor an einem I/O nutzbar (Kein Bussystem)

Achtung!
Die TSic Sensoren gibt es auch als Version mit analog Ausgang. Bei der Typenbezeichnung gibt die 3. Stelle an ob es sich um die analog- oder Digitalversion handelt (1 = analog, 6 = digital).
Der TSic201 ist also analog, wärend der TSic206 ein digitaler ist.

Links:
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/45573#347765 Ansatz zum Empfang der Daten]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/225554# Beispiel mit Strobe ohne Interrupt]
* [http://ethersex.de/index.php/Zacwire Fertige Ansteuerung durch AVR in Ethersex]
* [http://www.zmd.biz/temp.php?group=temp&content=products Herstellerseite mit Datenblättern und FAQ]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/82087 Diskussion mit Beispielcode (MSP430, AVR, PIC) blockierend]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/144424#1367539 C++ Interrupt]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/88847 noch mehr C, problematisch Interrupt]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/151791#1426974 C für ATmega8]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/159149#1510455 auch problematisch]
* [http://www.sinc.sunysb.edu/Stu/maman/ESE_381.htm Projekt mit tsic sensor, evtl. code]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/188462#1837622 fertiger Code zum Einlesen des Zacwire-Protokolls für PIC in ASM]
* [http://www.roboternetz.de/phpBB2/zeigebeitrag.php?t=55103 RN: Bascom]
* [http://www.mikrocontroller.net/search?query=tsic* Suche in den Foren]
* [http://www.avr-projekte.de/tinyclock.htm TSIC206 Thermometer mit Uhr und Kalender. Komplette Bauanleitung mit ASM Quellcode für AT-Tiny2313]

=== SHT1x/SHT7x ===

Der SHT1x/SHT7x (SHT10, SHT11, SHT15, STH71, SHT75) sind kombinierte Temperatur- und Feuchtesensoren von [http://www.sensirion.com Sensirion]. Sie unterscheiden sich in Bauform und Genauigkeit.

Vorteile:
* digitale Schnittstelle mit einfacher [[I²C]]-''ähnlicher'' Ansteuerung
* keine Kalibrierung notwendig
* Beispielcode (C, MC51) auf der Sensirion-Seite verfügbar (relativ leicht portierbar)
* interne Heizelemente (Funktionsprüfung, "rauhe" Umgebung)
* Spannungsmonitor ("Battery fail")
* sehr hohe Genauigkeit

Nachteile:
* kann nicht am [[I²C]] Bus betrieben werden, theoretisch gleiche Clockleitung möglich, fixe Adresse
* relativ teuer (Farnell 18,60€)(SHT11 bei CSD 14€)

[http://www.sensirion.com/en/01_humidity_sensors/00_humidity_sensors.htm Übersicht] der Temperatur- /Feutchtigkeitssensoren von Sensirion.

=== SHT21 ===

[http://www.sensirion.com Sensirion] bietet auch den SHT21 Feuchtigkeits- und Temperatursensor an, welcher wesentlich genauer ist.

Vorteile:
* I2C digital, PWM and SDM/analog Volt Ausgabe
* Maximal 5 Messungen/s @ 14bit
* Temperaturbereich von -40 – +125°C
* Feuchtigkeit mit einer Genauigkeit von +-3%RH

Nachteile:
* teuer (Farnell 23 €, Segor 29 €)
* nur als SMD-Package

Application Notes und Datenblätter findet man [http://www.sensirion.com/en/01_humidity_sensors/10_Overview.htm hier].

=== ADT7310 ===

Der ADT7310 von [http://www.analog.com/en/sensors/digital-temperature-sensors/adt7310/products/product.html Analog Devices] besitzt eine Auflösung von 16 Bit und eine Genauigkeit von ±0.5°C im Bereich von −40°C bis +105°C.

Vorteile:
* Ansteuerung per [[SPI]] (für [[I2C]] siehe [http://www.analog.com/en/sensors/digital-temperature-sensors/adt7410/products/product.html ADT7410])
* keine Kalibrierung notwendig
* hohe [[Auflösung und Genauigkeit]]
* programmierbarer [[Interrupt]]ausgang für Unter- und Übertemperatur

Nachteile:
* zur Zeit noch schlecht erhältlich (z.B. bei Digikey für 3,15$)

[[Category:Sensorik]]

Temperatursensor

2011-11-18T21:31:07Z

At90s2313: /* DS18S20 / DS18B20 */

Will man mit einem [[Mikrocontroller]] Temperaturen messen, dann braucht man
* einen [[Sensor]], der die Temperatur z. B. in eine Spannung oder einen Strom umsetzt
* einen [[ADC | AD-Wandler]], der das Signal digitalisiert. Der kann auf dem Sensor oder dem Mikrocontroller integriert sein.

Temperatursensoren gibt es nun in allen möglichen Varianten. Vom temperaturabhängigen [[Widerstand]] bis zum fertig abgeglichenen All-in-one-Bauteil mit digitalem Ausgang. Wie bei allen Sensoren sollte man auch hier genau hinschauen und [[Auflösung und Genauigkeit]] unterscheiden.

== Analoge Temperatursensoren ==

=== PT100 ===

Unter einem PT100 versteht man einen Platinwiderstand, der bei 0°C einen Widerstand von 100 Ohm hat.
Platinwiderstände sind temperaturabhängige Widerstände mit hoher Wiederholgenauigkeit und Konstanz[http://de.wikipedia.org/wiki/Konstante]. Wegen der relativ geringen Widerstandsänderung von nur ca. 0,4 Ohm pro Grad ist etwas mehr Schaltungsaufwand erforderlich als bei anderen Sensoren. Genauere Formeln zur Temperaturbestimmung gibt es u.a. bei der [http://de.wikipedia.org/wiki/Pt100 Wikipedia]. Ein Schaltplan findet sich bei der [http://www.heise.de/ct/artikel/Sensibelchen-289608.html c't].

Die Sensoren gibt es auch mit anderen Widerstandswerten, z. B. mit 1000Ω und heißen dann entsprechend PT1000.

Vorteil:
* genormt
* großer Meßbereich
* hohe Linearität
* hohe Wiederholgenauigkeit
* einfach austauschbar

Nachteil:
* relativ teuer (bei segor.de ab 3,80€)
* brauchen aufwendigere Auswerteschaltung

Links:
* [http://www.heise.de/ct/04/22/236/ c't-Artikel: Mikrocontroller-Programmierung: Timer, Sensoren und Drehgeber (mit PT100 Schaltung)]
* [http://pdfserv.maxim-ic.com/en/an/AN3450.pdf Maxim AN3450 Positive Analog Feedback Compensates PT100 Transducer]

=== NTC/PTC ===

NTC und PTC sind temperaturabhängige Widerstände.

* NTC (engl. '''N'''egative '''T'''emperature '''C'''oefficient, Heißleiter), hat bei hohen Temperaturen seinen niedrigsten Widerstand, z. B. Silizium
* PTC (engl. '''P'''ositive '''T'''emperature '''C'''oefficient, Kaltleiter), hat bei niedrigen Temperaturen seinen geringsten Widerstand, z. B. Glühlampe

Um den Widerstandswert zu messen schaltet man sie mit einem normalen Widerstand oder einer [[Konstantstromquelle]] in Reihe zu einem [[Spannungsteiler]] und misst den Spannungsabfall. Eine Beispielschaltung findet sich [http://www.mathar.com/msp_thermo1.html hier].

Vorteil:
* billig (z.B. [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=9594 KTY81-110] bei Reichelt ~0,60€)

Nachteil:
* müssen für höhere Genauigkeiten abgeglichen werden
* brauchen A/D-Wandler
* sind nichtlinear

Beispiele:
* KTY10-5
* KTY13-6
* KTY81-121
* KTY81-122

Links:
* [http://www.sprut.de/electronic/temeratur/temp.htm Temperaturabhängige Stromquelle und NTC/PTC inclusive Linearisierung]
*[http://www.umnicom.de/Elektronik/Mikrokontroller/Atmel/AtFan/AtFan.html#2.2.2 Berechnung des Linearisierungswiderstandes für gewünschten Temperaturbereich] der fällt sonst immer vom Himmel
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/208587#2065880 KTY 10-5 Formelprobleme]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/225563 Codesammlung: Beispiel mit 0,5°C Auflösung]

=== LMx35 ===

Eine IC-Familie, die pro Kelvin Temperaturänderung ihre Ausgangsspannung um 10 mV ändert. Die ICs gibt es in verschiedenen Genauigkeiten und Temperaturbereichen mit den Bezeichnungen LM135(A), LM235(A) und LM335(A). Der günstigste ist der LM335 mit einem Temperaturbereich von −40 … +100°C.
In verschiedenen Bauformen erhältlich. Beispielschaltungen finden sich im [http://www.national.com/ds.cgi/LM/LM135.pdf Datenblatt] und [http://www.suessbrich.info/elek/elektherm1.html hier]

Vorteile:
* hat auch ohne Kalibrierung eine Genauigkeit von einem Grad (bei 25°C)
* relativ billig (LM335 bei Reichelt ab 0,50 €)

Nachteile:
* benötigt A/D-Wandler
* bei längerer Anschlussleitung störanfällig

=== LM334 ===

Ein IC ähnlich dem LM335 mit dem Unterschied, dass der durch das IC fließende Strom proportional von der Temperatur abhängt. Mit einer einfachen Schaltung aus nur zwei Widerständen kann man dann den Strom in einer Weise wandeln, dass pro Kelvin eine Spannungsänderung von 10mV ausgegeben wird. Da die Strom-Spannungswandlung auf der Platine (und damit nahe am AD-Wandler) stattfindet und die Übertragung des Messwerts durch einen Strom stattfindet, sind Störungen durch Netzbrumm etc. viel geringer als beim LM335

Vorteile:

* relativ billig ([http://www.reichelt.de/?ARTICLE=10468 Reichelt 0,54 €])

Nachteile:
* benötigt A/D-Wandler
* Bereich 0°C-70°C

Ähnliche ICs:
* AD592 (Ausgangsstrom 1µA pro Kelvin, absolute Temperatur) [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=3825 Reichelt: 3,75 €], Conrad 174912 8,50 €

=== SMT160-30 ===

Ist ein Zwischending zwischen Digital und Analog. Sein Ausgangssignal ist ein digitales PWM-Signal, zu dessen Messung man am besten den Input-Capture-Eingang eines Mikrocontrollers verwendet. Man kann ihn also wie einen analogen Sensor nur indirekt auslesen, anstatt über einen AD-Wandler hier über einen Timer.

Vorteile:
* Digitales PWM-Signal ist unempfindlich gegen Störeinflüsse
* gibt es in SO8, TO18, TO92 und TO220, gut befestigbar, z.B am Kühlkörper
* linear
* kein Abgleich nötig

Nachteile (viele):
* benötigt Timer
* jittert extrem, genaue Messungen nur über Mittelung / Filterung möglich
* nicht nur das PWM-Verhältnis, sondern auf die Frequenz ist temp-abhängig (1-4kHz)
* teuer (Farnell 10,90€ +16%, Conrad 9,xx€ , www.hy-line.de ??).
* TO92 Gehäuse ist günstiger, dafür weniger genau

Links:
* http://www.hy-line.de/co/sensor-tec/hersteller/smartec/smt-160-30/index.html

=== Thermoelement ===

Ein Thermoelement besteht im einfachsten Fall aus zwei ungleichen Metallendrähten, die an einem Punkt miteinander verbunden sind und bei dem die Verbindungsstelle einer anderen Temperatur ausgesetzt ist als die offenen Enden der Drähte. An den offenen Enden der Drähten entsteht eine Spannung (Thermospannung). Dieser Effekt wurde 1821 von Thomas Seebeck entdeckt ([http://de.wikipedia.org/wiki/Seebeck-Effekt Seebeck-Effekt] bei Wikipedia). Eine weitere Anwendung ist der thermoelektrische Generator ("Thermogenerator").

Vorteil:
* über einen sehr weiten Temperaturbereich einsetzbar

Nachteil:
* die sehr geringen Temperaturspannungen im Mikrovoltbereich benötigen eine sehr gute Auswertelektronik (guter Analogteil + AD-Wandler).

Links:
* [http://digital.ni.com/worldwide/germany.nsf/web/all/7A4F02BAEFEC22AC802567F6003E0D6E Temperaturmessung mit Thermoelementen] - Eine Einführung von David Potter (deutsche Überarbeitung: G.Sinkovic) (inkl. Erläuterung der Kaltstellenkompensation)
* [http://www.ipetronik.com/pdf/Newsletter/Ipetronik_NL2_2004_d.pdf Warum Thermoelemente Relativtemperaturen messen! oder Was ist eine Kaltstelle?] - Technische Information von www.ipetronik.com (PDF, 272 KB)

== Digitale Temperatursensoren ==

=== DS1621 ===

Der DS1621 ist Temperatursensor und A/D-Wandler in einem. Er gibt seine Daten per [[I²C]]-[[Bus]] aus. Ein Schaltplan für einen elektronischen Thermometer mit diesem IC findet sich [http://www.myplace.nu/avr/thermo/ hier].

Vorteile:
* bereits kalibriert
* kein A/D-Wandler nötig
* da I²C ein Bus ist, kann man mehrere DS1621 und andere I²C-Bausteine zusammen anschließen und braucht dafür trotzdem nur zwei I/O-Ports.
* Messbereich -55°C to +125°C
* Genauigkeit +-0,5°C
* Auflösung besser 0,01°C, wenn man die beiden Zählerregister (Count-Remain und Count-per-C) auswertet

Nachteile:
* teuer (Segor 5,80€; RS 3,95€; Conrad 5,22€)
* obwohl die meisten Register [[Speicher#NVRAM | nichtflüchtig]] sind, kann man ihn nicht als Stand-Alone-Thermostat einsetzen, da er erst nach einem Start-Conversion-Befehl zu messen beginnt.

Nachfolger:
* DS1631, DS1631A (Auto-Start-> Stand-Alone-Thermostat), DS1731
* weitere Stand-Alone-Thermostaten: DS1821, DS1629

=== LM75 ===

Der LM75 ist so ähnlich wie der DS1621, allerdings nur in SMD erhältlich und nicht so genau. Er ist aber öfters mal auf PC-Mainboards zu finden, so dass man beim Schlachten eines solchen günstig an einen Temperatursensor kommen kann. Eine Beispiel Schaltplan mit einem ATmega8 findet man [http://www.ucblog.de/2010/09/mikrocontroller-thermometer-schaltplan/ hier]

Vorteile:
* bereits kalibriert
* kein A/D-Wandler nötig
* I²C-Bus Ausgang
* billiger als DS1621 (Reichelt 1,45 €; RS 3V: 3,75€; 5V: 2,72€)
* Auflösung +-0,5°C

Nachteile:
* nur im SMD-Gehäuse erhältlich
* relativ ungenau (+-2°C), kann man jedoch kalibrieren / kompensieren

Kompatible Typen:
* AD7415ART
* DS7505S+

=== LM76 ===

Der LM76 ähnlich dem LM75, bietet aber eine 8-fach höhere Auflösung und eine Genauigkeit von 0.5 bzw. 1°C.

Vorteile:
* höhere Auflösung
* höhere Genauigkeit

Nachteil:
* schwerer zu beschaffen

=== TMP175 / TMP75 ===

Ähnelt dem LM75 stark! Temperatursensor von Texas Instruments.

=== DS18S20 / DS18B20 ===

Der DS18S20 (Nachfolger des DS1820) und DS18B20 sind scheinbar Temperatursensoren und A/D-Wandler in einem. Wenn man genauer hinschaut, stellt man fest, dass es sich um direktwandelnde Sensoren handelt. Die Temperatur wird ohne Umweg über eine analoge Zwischengröße (Spannung oder Strom) in ein digitales Signal überführt.

Die Datenkommunikation erfolgt über ein 1-Wire-Interface, wodurch man am [[Mikrocontroller]] mit nur einem einzigen I/O-Pin auskommen kann. Außerdem beherrschen sie die parasitäre Stromversorgung, d.h., man braucht für Daten und Stromversorgung zusammen nur zwei Leitungen.

Beim DS18B20 sind Auflösungen von 9, 10, 11 und 12 Bits konfigurierbar. Je kleiner die Auflösung, desto kürzer ist die Messzeit. Der DS18S20 hat eine feste Auflösung von 12 Bits, wobei die unteren 3 Bits aufwändiger auszuwerten sind, als beim DS18B20. Der DS18S20 ist als Ersatz für den DS1820 gedacht. Der Hersteller empfiehlt den DS18B20 für Neuentwicklungen.

Vorteile:
* bereits kalibriert
* Genauigkeit +-0,5°C
* 1-Wire-Ausgang

Nachteil:
* relativ teuer: Reichelt: 2,50€ / CSD: 1,85€ / Conrad 5,08€

Links:
* [http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/DS18S20.pdf Datenblatt DS18S20]
* [http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/DS18B20.pdf Datenblatt DS18B20]
* [http://www.maxim-ic.com/app-notes/index.mvp/id/4377 Vergleich DS18B20 <-> DS18S20]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/6505 Code zur Ansteuerung (ASM ATTiny12)]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/14792 Code zur Ansteuerung (AVR-GCC)]
* [http://gandalf.arubi.uni-kl.de/avr_projects/tempsensor/ Code zur Ansteuerung mit CRC-Prüfung (AVR-GCC)]
* [http://chaokhun.kmitl.ac.th/~kswichit/avrthermo/avrthermo.html LED-Thermometer mit AT90S2313 (C)]
* [http://www.mikrocontroller.net/forum/read-4-248219.html Webserver zur Ansteuerung von bis zu 63 Bausteinen]
* [http://www.teslabs.com/openplayer/docs/docs/other/ds18b20_pre1.pdf PDF Anleitung zur Beschaltung und Programmierung (C)]
*[http://www.digitemp.com/building.shtml Anleitung Sensorfühleraufbau (DigiTemp)]
* http://www.mikrocontroller.net/topic/14792
* http://www.mikrocontroller.net/topic/232156 (Timing der parasitären Versorgung)

=== DS1822 ===

Ähnlich wie DS18S20, aber weniger genau (+-2°) und in großen Stückzahlen billiger. Wegen der geringeren Verbreitung kommt der Preisvorteil aber bei Einzelstücken nicht beim Kunden an. So kostet er bei Reichelt mit 3,50€ mehr als der DS18S20.

=== DS1921 / DS1922 ===

Sind wie die DS1821 1-wire-Sensoren mit zusätzlicher Logging-Funktion.
Im iButton-Gehäuse befindet sich eine Lithium-Zelle, eine RTC, CMOS-RAM und der Temp-Sensor. Nach umfangreicher Progammierung startet der Button seine Mission (Aufzeichnung des Temperaturverlaufs).
Gibt es auch mit zusätzlicher Feuchtemessung (DS1923).

=== TSic ===

Die TSic Sensoren werden baugleich von 3 Herstellern angeboten:
* ZMD ([http://www.zmd.biz/temp.php?group=temp&content=products Homepage]) ([http://tarr.uspto.gov/servlet/tarr?regser=serial&entry=78673282 Trademark])
* IST AG ([http://www.ist-ag.com/eh/ist-ag/de/home.nsf/contentview/8F5D32432CAC53C2C1257405003C2433 Homepage])
* Hygrosens ([http://www.hygrosens.de/english/shop/list.html?tx_ttproducts_pi1%5Bcat%5D=11&cHash=dcd89b823b Homepage])

Die TSic Sensoren ([http://www.zmd.biz/pdf/ZMD%20TSic%20Data%20Sheet%20V3%207.pdf Datenblatt]) geben ihre Temperaturmessdaten automatisch in einem festen Intervall aus. Daher muss der Host nur warten bis die nächsten Messdaten rausgeschickt werden. Die TSic Sensoren die es im freien Handel gibt, geben ihre Messdaten alle 100ms (10Hz) aus.
Zur Übertragung wird das [http://www.zmd.biz/pdf/IST_TSic_ZACwire_V2.3%20Digital%20Output_17-Oct-06.pdf ZACwire] Protokoll benutzt. Es handelt sich um eine einfach zwei Byte Übertragung per Manchester-Code. Diese zwei Byte repräsentieren den digital gewandelten Temperaturwert. Im Gegensatz zu Sensoren wie den DS18xxx von Dallas muss dieser Wert aber erst auf einen dezimalen Wert umgerechnet werden.
Die Sensoren kommen mit 3 Pins aus (VCC, GND, Dout).

Vorteile:
* Bereits kalibriert
* Verschiedene Genauigkeiten lieferbar
* Sehr einfaches Kommunikationsprotokoll
* Geringer Stromverbrauch
* Hochgenau: bis zu +/- 0.1°C (TSic 50x)

Nachteil:
* Recht teuer (Reichelt: 4,70€ für den TSic206)
* Nur ein Sensor an einem I/O nutzbar (Kein Bussystem)

Achtung!
Die TSic Sensoren gibt es auch als Version mit analog Ausgang. Bei der Typenbezeichnung gibt die 3. Stelle an ob es sich um die analog- oder Digitalversion handelt (1 = analog, 6 = digital).
Der TSic201 ist also analog, wärend der TSic206 ein digitaler ist.

Links:
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/45573#347765 Ansatz zum Empfang der Daten]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/225554# Beispiel mit Strobe ohne Interrupt]
* [http://ethersex.de/index.php/Zacwire Fertige Ansteuerung durch AVR in Ethersex]
* [http://www.zmd.biz/temp.php?group=temp&content=products Herstellerseite mit Datenblättern und FAQ]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/82087 Diskussion mit Beispielcode (MSP430, AVR, PIC) blockierend]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/144424#1367539 C++ Interrupt]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/88847 noch mehr C, problematisch Interrupt]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/151791#1426974 C für ATmega8]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/159149#1510455 auch problematisch]
* [http://www.sinc.sunysb.edu/Stu/maman/ESE_381.htm Projekt mit tsic sensor, evtl. code]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/188462#1837622 fertiger Code zum Einlesen des Zacwire-Protokolls für PIC in ASM]
* [http://www.roboternetz.de/phpBB2/zeigebeitrag.php?t=55103 RN: Bascom]
* [http://www.mikrocontroller.net/search?query=tsic* Suche in den Foren]
* [http://www.avr-projekte.de/tinyclock.htm TSIC206 Thermometer mit Uhr und Kalender. Komplette Bauanleitung mit ASM Quellcode für AT-Tiny2313]

=== SHT1x/SHT7x ===

Der SHT1x/SHT7x (SHT10, SHT11, SHT15, STH71, SHT75) sind kombinierte Temperatur- und Feuchtesensoren von [http://www.sensirion.com Sensirion]. Sie unterscheiden sich in Bauform und Genauigkeit.

Vorteile:
* digitale Schnittstelle mit einfacher [[I²C]]-''ähnlicher'' Ansteuerung
* keine Kalibrierung notwendig
* Beispielcode (C, MC51) auf der Sensirion-Seite verfügbar (relativ leicht portierbar)
* interne Heizelemente (Funktionsprüfung, "rauhe" Umgebung)
* Spannungsmonitor ("Battery fail")
* sehr hohe Genauigkeit

Nachteile:
* kann nicht am [[I²C]] Bus betrieben werden, theoretisch gleiche Clockleitung möglich, fixe Adresse
* relativ teuer (Farnell 18,60€)(SHT11 bei CSD 14€)

[http://www.sensirion.com/en/01_humidity_sensors/00_humidity_sensors.htm Übersicht] der Temperatur- /Feutchtigkeitssensoren von Sensirion.

=== SHT21 ===

[http://www.sensirion.com Sensirion] bietet auch den SHT21 Feuchtigkeits- und Temperatursensor an, welcher wesentlich genauer ist.

Vorteile:
* I2C digital, PWM and SDM/analog Volt Ausgabe
* Maximal 5 Messungen/s @ 14bit
* Temperaturbereich von -40 – +125°C
* Feuchtigkeit mit einer Genauigkeit von +-3%RH

Nachteile:
* teuer (Farnell 23 €, Segor 29 €)
* nur als SMD-Package

Application Notes und Datenblätter findet man [http://www.sensirion.com/en/01_humidity_sensors/10_Overview.htm hier].

=== ADT7310 ===

Der ADT7310 von [http://www.analog.com/en/sensors/digital-temperature-sensors/adt7310/products/product.html Analog Devices] besitzt eine Auflösung von 16 Bit und eine Genauigkeit von ±0.5°C im Bereich von −40°C bis +105°C.

Vorteile:
* Ansteuerung per [[SPI]] (für [[I2C]] siehe [http://www.analog.com/en/sensors/digital-temperature-sensors/adt7410/products/product.html ADT7410])
* keine Kalibrierung notwendig
* hohe [[Auflösung und Genauigkeit]]
* programmierbarer [[Interrupt]]ausgang für Unter- und Übertemperatur

Nachteile:
* zur Zeit noch schlecht erhältlich (z.B. bei Digikey für 3,15$)

[[Category:Sensorik]]

Temperatursensor

2011-11-18T21:29:32Z

At90s2313: /* DS18S20 / DS18B20 */ Unterschiede zwischen beiden Sensoren konkretisiert

Will man mit einem [[Mikrocontroller]] Temperaturen messen, dann braucht man
* einen [[Sensor]], der die Temperatur z. B. in eine Spannung oder einen Strom umsetzt
* einen [[ADC | AD-Wandler]], der das Signal digitalisiert. Der kann auf dem Sensor oder dem Mikrocontroller integriert sein.

Temperatursensoren gibt es nun in allen möglichen Varianten. Vom temperaturabhängigen [[Widerstand]] bis zum fertig abgeglichenen All-in-one-Bauteil mit digitalem Ausgang. Wie bei allen Sensoren sollte man auch hier genau hinschauen und [[Auflösung und Genauigkeit]] unterscheiden.

== Analoge Temperatursensoren ==

=== PT100 ===

Unter einem PT100 versteht man einen Platinwiderstand, der bei 0°C einen Widerstand von 100 Ohm hat.
Platinwiderstände sind temperaturabhängige Widerstände mit hoher Wiederholgenauigkeit und Konstanz[http://de.wikipedia.org/wiki/Konstante]. Wegen der relativ geringen Widerstandsänderung von nur ca. 0,4 Ohm pro Grad ist etwas mehr Schaltungsaufwand erforderlich als bei anderen Sensoren. Genauere Formeln zur Temperaturbestimmung gibt es u.a. bei der [http://de.wikipedia.org/wiki/Pt100 Wikipedia]. Ein Schaltplan findet sich bei der [http://www.heise.de/ct/artikel/Sensibelchen-289608.html c't].

Die Sensoren gibt es auch mit anderen Widerstandswerten, z. B. mit 1000Ω und heißen dann entsprechend PT1000.

Vorteil:
* genormt
* großer Meßbereich
* hohe Linearität
* hohe Wiederholgenauigkeit
* einfach austauschbar

Nachteil:
* relativ teuer (bei segor.de ab 3,80€)
* brauchen aufwendigere Auswerteschaltung

Links:
* [http://www.heise.de/ct/04/22/236/ c't-Artikel: Mikrocontroller-Programmierung: Timer, Sensoren und Drehgeber (mit PT100 Schaltung)]
* [http://pdfserv.maxim-ic.com/en/an/AN3450.pdf Maxim AN3450 Positive Analog Feedback Compensates PT100 Transducer]

=== NTC/PTC ===

NTC und PTC sind temperaturabhängige Widerstände.

* NTC (engl. '''N'''egative '''T'''emperature '''C'''oefficient, Heißleiter), hat bei hohen Temperaturen seinen niedrigsten Widerstand, z. B. Silizium
* PTC (engl. '''P'''ositive '''T'''emperature '''C'''oefficient, Kaltleiter), hat bei niedrigen Temperaturen seinen geringsten Widerstand, z. B. Glühlampe

Um den Widerstandswert zu messen schaltet man sie mit einem normalen Widerstand oder einer [[Konstantstromquelle]] in Reihe zu einem [[Spannungsteiler]] und misst den Spannungsabfall. Eine Beispielschaltung findet sich [http://www.mathar.com/msp_thermo1.html hier].

Vorteil:
* billig (z.B. [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=9594 KTY81-110] bei Reichelt ~0,60€)

Nachteil:
* müssen für höhere Genauigkeiten abgeglichen werden
* brauchen A/D-Wandler
* sind nichtlinear

Beispiele:
* KTY10-5
* KTY13-6
* KTY81-121
* KTY81-122

Links:
* [http://www.sprut.de/electronic/temeratur/temp.htm Temperaturabhängige Stromquelle und NTC/PTC inclusive Linearisierung]
*[http://www.umnicom.de/Elektronik/Mikrokontroller/Atmel/AtFan/AtFan.html#2.2.2 Berechnung des Linearisierungswiderstandes für gewünschten Temperaturbereich] der fällt sonst immer vom Himmel
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/208587#2065880 KTY 10-5 Formelprobleme]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/225563 Codesammlung: Beispiel mit 0,5°C Auflösung]

=== LMx35 ===

Eine IC-Familie, die pro Kelvin Temperaturänderung ihre Ausgangsspannung um 10 mV ändert. Die ICs gibt es in verschiedenen Genauigkeiten und Temperaturbereichen mit den Bezeichnungen LM135(A), LM235(A) und LM335(A). Der günstigste ist der LM335 mit einem Temperaturbereich von −40 … +100°C.
In verschiedenen Bauformen erhältlich. Beispielschaltungen finden sich im [http://www.national.com/ds.cgi/LM/LM135.pdf Datenblatt] und [http://www.suessbrich.info/elek/elektherm1.html hier]

Vorteile:
* hat auch ohne Kalibrierung eine Genauigkeit von einem Grad (bei 25°C)
* relativ billig (LM335 bei Reichelt ab 0,50 €)

Nachteile:
* benötigt A/D-Wandler
* bei längerer Anschlussleitung störanfällig

=== LM334 ===

Ein IC ähnlich dem LM335 mit dem Unterschied, dass der durch das IC fließende Strom proportional von der Temperatur abhängt. Mit einer einfachen Schaltung aus nur zwei Widerständen kann man dann den Strom in einer Weise wandeln, dass pro Kelvin eine Spannungsänderung von 10mV ausgegeben wird. Da die Strom-Spannungswandlung auf der Platine (und damit nahe am AD-Wandler) stattfindet und die Übertragung des Messwerts durch einen Strom stattfindet, sind Störungen durch Netzbrumm etc. viel geringer als beim LM335

Vorteile:

* relativ billig ([http://www.reichelt.de/?ARTICLE=10468 Reichelt 0,54 €])

Nachteile:
* benötigt A/D-Wandler
* Bereich 0°C-70°C

Ähnliche ICs:
* AD592 (Ausgangsstrom 1µA pro Kelvin, absolute Temperatur) [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=3825 Reichelt: 3,75 €], Conrad 174912 8,50 €

=== SMT160-30 ===

Ist ein Zwischending zwischen Digital und Analog. Sein Ausgangssignal ist ein digitales PWM-Signal, zu dessen Messung man am besten den Input-Capture-Eingang eines Mikrocontrollers verwendet. Man kann ihn also wie einen analogen Sensor nur indirekt auslesen, anstatt über einen AD-Wandler hier über einen Timer.

Vorteile:
* Digitales PWM-Signal ist unempfindlich gegen Störeinflüsse
* gibt es in SO8, TO18, TO92 und TO220, gut befestigbar, z.B am Kühlkörper
* linear
* kein Abgleich nötig

Nachteile (viele):
* benötigt Timer
* jittert extrem, genaue Messungen nur über Mittelung / Filterung möglich
* nicht nur das PWM-Verhältnis, sondern auf die Frequenz ist temp-abhängig (1-4kHz)
* teuer (Farnell 10,90€ +16%, Conrad 9,xx€ , www.hy-line.de ??).
* TO92 Gehäuse ist günstiger, dafür weniger genau

Links:
* http://www.hy-line.de/co/sensor-tec/hersteller/smartec/smt-160-30/index.html

=== Thermoelement ===

Ein Thermoelement besteht im einfachsten Fall aus zwei ungleichen Metallendrähten, die an einem Punkt miteinander verbunden sind und bei dem die Verbindungsstelle einer anderen Temperatur ausgesetzt ist als die offenen Enden der Drähte. An den offenen Enden der Drähten entsteht eine Spannung (Thermospannung). Dieser Effekt wurde 1821 von Thomas Seebeck entdeckt ([http://de.wikipedia.org/wiki/Seebeck-Effekt Seebeck-Effekt] bei Wikipedia). Eine weitere Anwendung ist der thermoelektrische Generator ("Thermogenerator").

Vorteil:
* über einen sehr weiten Temperaturbereich einsetzbar

Nachteil:
* die sehr geringen Temperaturspannungen im Mikrovoltbereich benötigen eine sehr gute Auswertelektronik (guter Analogteil + AD-Wandler).

Links:
* [http://digital.ni.com/worldwide/germany.nsf/web/all/7A4F02BAEFEC22AC802567F6003E0D6E Temperaturmessung mit Thermoelementen] - Eine Einführung von David Potter (deutsche Überarbeitung: G.Sinkovic) (inkl. Erläuterung der Kaltstellenkompensation)
* [http://www.ipetronik.com/pdf/Newsletter/Ipetronik_NL2_2004_d.pdf Warum Thermoelemente Relativtemperaturen messen! oder Was ist eine Kaltstelle?] - Technische Information von www.ipetronik.com (PDF, 272 KB)

== Digitale Temperatursensoren ==

=== DS1621 ===

Der DS1621 ist Temperatursensor und A/D-Wandler in einem. Er gibt seine Daten per [[I²C]]-[[Bus]] aus. Ein Schaltplan für einen elektronischen Thermometer mit diesem IC findet sich [http://www.myplace.nu/avr/thermo/ hier].

Vorteile:
* bereits kalibriert
* kein A/D-Wandler nötig
* da I²C ein Bus ist, kann man mehrere DS1621 und andere I²C-Bausteine zusammen anschließen und braucht dafür trotzdem nur zwei I/O-Ports.
* Messbereich -55°C to +125°C
* Genauigkeit +-0,5°C
* Auflösung besser 0,01°C, wenn man die beiden Zählerregister (Count-Remain und Count-per-C) auswertet

Nachteile:
* teuer (Segor 5,80€; RS 3,95€; Conrad 5,22€)
* obwohl die meisten Register [[Speicher#NVRAM | nichtflüchtig]] sind, kann man ihn nicht als Stand-Alone-Thermostat einsetzen, da er erst nach einem Start-Conversion-Befehl zu messen beginnt.

Nachfolger:
* DS1631, DS1631A (Auto-Start-> Stand-Alone-Thermostat), DS1731
* weitere Stand-Alone-Thermostaten: DS1821, DS1629

=== LM75 ===

Der LM75 ist so ähnlich wie der DS1621, allerdings nur in SMD erhältlich und nicht so genau. Er ist aber öfters mal auf PC-Mainboards zu finden, so dass man beim Schlachten eines solchen günstig an einen Temperatursensor kommen kann. Eine Beispiel Schaltplan mit einem ATmega8 findet man [http://www.ucblog.de/2010/09/mikrocontroller-thermometer-schaltplan/ hier]

Vorteile:
* bereits kalibriert
* kein A/D-Wandler nötig
* I²C-Bus Ausgang
* billiger als DS1621 (Reichelt 1,45 €; RS 3V: 3,75€; 5V: 2,72€)
* Auflösung +-0,5°C

Nachteile:
* nur im SMD-Gehäuse erhältlich
* relativ ungenau (+-2°C), kann man jedoch kalibrieren / kompensieren

Kompatible Typen:
* AD7415ART
* DS7505S+

=== LM76 ===

Der LM76 ähnlich dem LM75, bietet aber eine 8-fach höhere Auflösung und eine Genauigkeit von 0.5 bzw. 1°C.

Vorteile:
* höhere Auflösung
* höhere Genauigkeit

Nachteil:
* schwerer zu beschaffen

=== TMP175 / TMP75 ===

Ähnelt dem LM75 stark! Temperatursensor von Texas Instruments.

=== DS18S20 / DS18B20 ===

Der DS18S20 (Nachfolger des DS1820) und DS18B20 sind scheinbar Temperatursensoren und A/D-Wandler in einem. Wenn man genauer hinschaut, stellt man fest, dass es sich um direktwandelnde Sensoren handelt. Die Temperatur wird ohne Umweg über eine analoge Zwischengröße (Spannung oder Strom) in ein digitales Signal überführt. Die Datenkommunikation erfolgt über ein 1-Wire-Interface, wodurch man am [[Mikrocontroller]] mit nur einen einzigen I/O-Pin auskommen kann. Außerdem beherrschen sie die parasitäre Stromversorgung, d.h. man braucht für Daten und Stromversorgung zusammen nur zwei Leitungen. Beim DS18B20 sind Auflösungen von 9, 10, 11 und 12 Bits konfigurierbar. Je kleiner die Auflösung, desto kürzer ist die Messzeit. Der DS18S20 hat eine feste Auflösung von 12 Bits, wobei die unteren 3 Bits aufwändiger auszuwerten sind, als beim DS18B20. Der DS18S20 ist als Ersatz für den DS1820 gedacht. Der Hersteller empfiehlt den DS18B20 für Neuentwicklungen.

Vorteile:
* bereits kalibriert
* Genauigkeit +-0,5°C
* 1-Wire-Ausgang

Nachteil:
* relativ teuer: Reichelt: 2,50€ / CSD: 1,85€ / Conrad 5,08€

Links:
* [http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/DS18S20.pdf Datenblatt DS18S20]
* [http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/DS18B20.pdf Datenblatt DS18B20]
* [http://www.maxim-ic.com/app-notes/index.mvp/id/4377 Vergleich DS18B20 <-> DS18S20]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/6505 Code zur Ansteuerung (ASM ATTiny12)]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/14792 Code zur Ansteuerung (AVR-GCC)]
* [http://gandalf.arubi.uni-kl.de/avr_projects/tempsensor/ Code zur Ansteuerung mit CRC-Prüfung (AVR-GCC)]
* [http://chaokhun.kmitl.ac.th/~kswichit/avrthermo/avrthermo.html LED-Thermometer mit AT90S2313 (C)]
* [http://www.mikrocontroller.net/forum/read-4-248219.html Webserver zur Ansteuerung von bis zu 63 Bausteinen]
* [http://www.teslabs.com/openplayer/docs/docs/other/ds18b20_pre1.pdf PDF Anleitung zur Beschaltung und Programmierung (C)]
*[http://www.digitemp.com/building.shtml Anleitung Sensorfühleraufbau (DigiTemp)]
* http://www.mikrocontroller.net/topic/14792
* http://www.mikrocontroller.net/topic/232156 (Timing der parasitären Versorgung)

=== DS1822 ===

Ähnlich wie DS18S20, aber weniger genau (+-2°) und in großen Stückzahlen billiger. Wegen der geringeren Verbreitung kommt der Preisvorteil aber bei Einzelstücken nicht beim Kunden an. So kostet er bei Reichelt mit 3,50€ mehr als der DS18S20.

=== DS1921 / DS1922 ===

Sind wie die DS1821 1-wire-Sensoren mit zusätzlicher Logging-Funktion.
Im iButton-Gehäuse befindet sich eine Lithium-Zelle, eine RTC, CMOS-RAM und der Temp-Sensor. Nach umfangreicher Progammierung startet der Button seine Mission (Aufzeichnung des Temperaturverlaufs).
Gibt es auch mit zusätzlicher Feuchtemessung (DS1923).

=== TSic ===

Die TSic Sensoren werden baugleich von 3 Herstellern angeboten:
* ZMD ([http://www.zmd.biz/temp.php?group=temp&content=products Homepage]) ([http://tarr.uspto.gov/servlet/tarr?regser=serial&entry=78673282 Trademark])
* IST AG ([http://www.ist-ag.com/eh/ist-ag/de/home.nsf/contentview/8F5D32432CAC53C2C1257405003C2433 Homepage])
* Hygrosens ([http://www.hygrosens.de/english/shop/list.html?tx_ttproducts_pi1%5Bcat%5D=11&cHash=dcd89b823b Homepage])

Die TSic Sensoren ([http://www.zmd.biz/pdf/ZMD%20TSic%20Data%20Sheet%20V3%207.pdf Datenblatt]) geben ihre Temperaturmessdaten automatisch in einem festen Intervall aus. Daher muss der Host nur warten bis die nächsten Messdaten rausgeschickt werden. Die TSic Sensoren die es im freien Handel gibt, geben ihre Messdaten alle 100ms (10Hz) aus.
Zur Übertragung wird das [http://www.zmd.biz/pdf/IST_TSic_ZACwire_V2.3%20Digital%20Output_17-Oct-06.pdf ZACwire] Protokoll benutzt. Es handelt sich um eine einfach zwei Byte Übertragung per Manchester-Code. Diese zwei Byte repräsentieren den digital gewandelten Temperaturwert. Im Gegensatz zu Sensoren wie den DS18xxx von Dallas muss dieser Wert aber erst auf einen dezimalen Wert umgerechnet werden.
Die Sensoren kommen mit 3 Pins aus (VCC, GND, Dout).

Vorteile:
* Bereits kalibriert
* Verschiedene Genauigkeiten lieferbar
* Sehr einfaches Kommunikationsprotokoll
* Geringer Stromverbrauch
* Hochgenau: bis zu +/- 0.1°C (TSic 50x)

Nachteil:
* Recht teuer (Reichelt: 4,70€ für den TSic206)
* Nur ein Sensor an einem I/O nutzbar (Kein Bussystem)

Achtung!
Die TSic Sensoren gibt es auch als Version mit analog Ausgang. Bei der Typenbezeichnung gibt die 3. Stelle an ob es sich um die analog- oder Digitalversion handelt (1 = analog, 6 = digital).
Der TSic201 ist also analog, wärend der TSic206 ein digitaler ist.

Links:
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/45573#347765 Ansatz zum Empfang der Daten]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/225554# Beispiel mit Strobe ohne Interrupt]
* [http://ethersex.de/index.php/Zacwire Fertige Ansteuerung durch AVR in Ethersex]
* [http://www.zmd.biz/temp.php?group=temp&content=products Herstellerseite mit Datenblättern und FAQ]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/82087 Diskussion mit Beispielcode (MSP430, AVR, PIC) blockierend]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/144424#1367539 C++ Interrupt]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/88847 noch mehr C, problematisch Interrupt]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/151791#1426974 C für ATmega8]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/159149#1510455 auch problematisch]
* [http://www.sinc.sunysb.edu/Stu/maman/ESE_381.htm Projekt mit tsic sensor, evtl. code]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/188462#1837622 fertiger Code zum Einlesen des Zacwire-Protokolls für PIC in ASM]
* [http://www.roboternetz.de/phpBB2/zeigebeitrag.php?t=55103 RN: Bascom]
* [http://www.mikrocontroller.net/search?query=tsic* Suche in den Foren]
* [http://www.avr-projekte.de/tinyclock.htm TSIC206 Thermometer mit Uhr und Kalender. Komplette Bauanleitung mit ASM Quellcode für AT-Tiny2313]

=== SHT1x/SHT7x ===

Der SHT1x/SHT7x (SHT10, SHT11, SHT15, STH71, SHT75) sind kombinierte Temperatur- und Feuchtesensoren von [http://www.sensirion.com Sensirion]. Sie unterscheiden sich in Bauform und Genauigkeit.

Vorteile:
* digitale Schnittstelle mit einfacher [[I²C]]-''ähnlicher'' Ansteuerung
* keine Kalibrierung notwendig
* Beispielcode (C, MC51) auf der Sensirion-Seite verfügbar (relativ leicht portierbar)
* interne Heizelemente (Funktionsprüfung, "rauhe" Umgebung)
* Spannungsmonitor ("Battery fail")
* sehr hohe Genauigkeit

Nachteile:
* kann nicht am [[I²C]] Bus betrieben werden, theoretisch gleiche Clockleitung möglich, fixe Adresse
* relativ teuer (Farnell 18,60€)(SHT11 bei CSD 14€)

[http://www.sensirion.com/en/01_humidity_sensors/00_humidity_sensors.htm Übersicht] der Temperatur- /Feutchtigkeitssensoren von Sensirion.

=== SHT21 ===

[http://www.sensirion.com Sensirion] bietet auch den SHT21 Feuchtigkeits- und Temperatursensor an, welcher wesentlich genauer ist.

Vorteile:
* I2C digital, PWM and SDM/analog Volt Ausgabe
* Maximal 5 Messungen/s @ 14bit
* Temperaturbereich von -40 – +125°C
* Feuchtigkeit mit einer Genauigkeit von +-3%RH

Nachteile:
* teuer (Farnell 23 €, Segor 29 €)
* nur als SMD-Package

Application Notes und Datenblätter findet man [http://www.sensirion.com/en/01_humidity_sensors/10_Overview.htm hier].

=== ADT7310 ===

Der ADT7310 von [http://www.analog.com/en/sensors/digital-temperature-sensors/adt7310/products/product.html Analog Devices] besitzt eine Auflösung von 16 Bit und eine Genauigkeit von ±0.5°C im Bereich von −40°C bis +105°C.

Vorteile:
* Ansteuerung per [[SPI]] (für [[I2C]] siehe [http://www.analog.com/en/sensors/digital-temperature-sensors/adt7410/products/product.html ADT7410])
* keine Kalibrierung notwendig
* hohe [[Auflösung und Genauigkeit]]
* programmierbarer [[Interrupt]]ausgang für Unter- und Übertemperatur

Nachteile:
* zur Zeit noch schlecht erhältlich (z.B. bei Digikey für 3,15$)

[[Category:Sensorik]]

Royer Converter

2011-05-29T12:16:59Z

At90s2313: /* Weblinks */ Baxandall resonant oscillator ergänzt

== Einleitung ==

Ein Royer-Converter ist ein Sinus-Leistungsoszillator. Er wird im Wesentlichen als Schaltnetzteil verwendet.

== Geschichtliches ==

Der Name geht auf George Howard Royer zurück, welcher diese Schaltung im Jahr 1954 entwickelte (siehe US-Patent 2783384). Die originale Schaltung arbeitet mit einem [http://de.wikipedia.org/wiki/Trafo Trafo] mit [http://de.wikipedia.org/wiki/Ferrite Ferritkern], welcher zum Umschalten in die Sättigung getrieben wird. Das Ausgangssignal ist rechteckförmig. Die hier vorgestellte Version, die auf Peter James Baxandall zurückgeht, arbeitet jedoch mit einem Trafo, welcher nicht in die Sättigung geht und mittels LC-[http://de.wikipedia.org/wiki/Schwingkreis Schwingkreis] ein Sinussignal erzeugt. Der Trafo kann sogar als Luftspule ohne Kern ausgeführt werden.

== Aufbau und Eigenschaften ==

Der Aufbau ist sehr einfach und robust. Zwei Transistoren ([[FET|MOSFETs]] oder [[Transistor|Bipolar]]) werden wechselseitig geschaltet (Gegentaktbetrieb, engl. push pull), und damit abwechselnd die eine und die andere Spulenhäfte der Primärwicklung von Strom durchflossen. Die Schaltung ist selbstschwingend, d.h. das Steuersignal wird direkt aus dem Trafo zurückgewonnen. Damit schwingt sie immer optimal auf Resonanz, ohne Abgleich von Bauteiltoleranzen und auch bei Alterung oder Temperaturänderung. Die Frequenz wird durch die Induktivität der Primärwicklung und den Kondensator C2 bestimmt (Parallelschwingkreis). Die Drosselspule L1 sorgt dafür, dass die Betriebsspannung wechselspannungsmäßig von der Mittelanzapfung von TR1 entkoppelt wird, sie wirkt als [[Konstantstromquelle]].

[[bild:royer_bipolar.png | thumb | 670px | left | Schaltplan des Royer Converters]]

{{Clear}}

*Einfacher, robuster Aufbau
*Sinusförmige Strom- und Spannungsverläufe
*Transistoren schalten im Nulldurchgang der Spannung, dadurch geringe Schaltverluste und Störstrahlung
*Bei ausreichend großer Streuinduktivität zwischen Primär- und Sekundärwicklung ist die Schaltung kurzschlussfest.
*Vollkommen unempfindlich gegenüber Streuinduktivitäten des Trafos (im Gegensatz zu den meisten anderen Schaltnetzteiltopologien)

Besonders der letzte Punkt ist sehr interessant. Auf Grund des Aufbaus und der Funktion wird sämtliche Energie im Magnetfeld, welche nicht über die Sekundärspule ausgekoppelt wird, wieder in den Schwingkreis zurückgeführt. Damit geht nur sehr wenig Energie verloren, egal wie gut die Kopplung zwischen Sekundär- und Primärspule ist.

Der Trafo TR1 kann sehr verschieden aufgebaut sein. In einem Inverter für [http://de.wikipedia.org/wiki/Leuchtr%C3%B6hre CCFLs] ist es ein normaler Trafo mit Ferritkern. In anderen Anwendungen kann es aber auch ein kernloser Trafo sein, bei dem es zwischen Primärspule und Sekundärspule einen großen Abstand gibt ([http://de.wikipedia.org/wiki/Induktive_%C3%9Cbertragung Kontaktlose Energieübertragung]).

== Ein praktisches Beispiel ==

Auf Grund der Unempfindlichkeit der Schaltung gegenüber Streuinduktivitäten ist diese Schaltung ideal für einen Trafo ohne Kern und mit grossem Abstand zwischen Primär- und Sekundärspule. Damit kann kontaktlos recht viel Energie übertragen werden. Anwendungen sind z. B. die Ladestation elektrischer Zahnbürsten oder ein Rotationstrafo für eine [http://www.google.de/cse?q=propelleruhr Propelleruhr]. Für Letzteres soll dieses Beispiel hier dargestellt werden.

Die Schaltung benutzt einfach beschaffbare Bauteile. Der Trafo wird selber gewickelt, ist aber auch vollkommen unkritisch. Wie im Bild zu sehen, wurde absichtlich ein recht grosser Luftspalt zwischen Primär- und Sekundärspule gelassen, um die Leistungsfähigkeit der Schaltung zu demonstrieren. Die Primärwicklung ist [http://de.wikipedia.org/wiki/Bifilar bifilar] gewickelt, d.h. man nimmt den Draht doppelt und wickelt damit gleichzeitig beide Spulenhälften, welche man dann phasenrichtig verschaltet. Dadurch verbessert sich die Kopplung, das ist hier wichtig. Der Trafo hat folgende Parameter.
{| class="wikitable" style="text-align:center"
|+ '''Wickeldaten'''
|-
! Wicklung || Windungszahl || Drahtdurchmesser [mm] || Durchmesser [mm] || Induktivität [µH]
|-
| Primär || 2x10 || 0,55 || 80 || 70
|-
| Steuer || 1 || 0,2 || 80 || ---
|-
| Sekundär || 13 || 0,55 || 65 || 23
|}
{| class="wikitable"
|+ '''Stückliste'''
|-
! Bauteil || Wert || Reichelt Bestellnummer
|-
| T1, T2 || BC337 || [http://www.reichelt.de/?;ARTICLE=4986; 337-25]
|-
| L1 || 330µH; 0,5A|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=1123; 09P 330µ]
|-
| C1 || 100µF, 25V|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=15102; RAD 100/25]
|-
| C2 || 33nF, 100V|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=31975; MKP-10-630 33N]
|-
| C3 || 6,8µF, 50V|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=31926; MKS-2 6,8µ]
|-
| R1 || 2k2, 1/4W|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=11586; METALL 2,21K]
|-
| R2 || 22R, 5W|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=2611; 5W AXIAL 22]
|-
| D1-4 || 1N5818|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=41849; 1N 5818]
|-
| TR1 || CuL, 0,5mm || [http://www.reichelt.de/?;ARTICLE=57182 CUL 100/0,50]
|}
[[bild:royer_prop_aufbau.jpg | thumb | 640px | left | Praktischer Aufbau]]
{{Clear}}
Mit 12V Eingangsspannung beträgt die Spannungsamplitude im Primärkreis ziemlich genau 38V. Der Leerlaufstrom der Schaltung beträgt 36mA. ABER! Der Leerlaufstrom im Schwingkreis beträgt 580mA(eff), die Blindleistung 15,6VA! Hier wird klar, warum sowohl die Primärspule als auch C2 sehr verlustarm sein müssen. Die Resonanzfrequenz beträgt 105 kHz. Damit wurden folgende Messwerte erreicht.
{| class="wikitable" style="text-align:center"
|-
!Belastung || Eingangsstrom [mA] || Ausgangsstrom [mA] || Ausgangsspannung [Veff] || Ausgangsleistung [W] || Wirkungsgrad [%]
|-
| Leerlauf || 36 || 0 || 7,8 || 0 || 0
|-
| 22 Ω || 220 || 320 || 7 || 2,2 || 84
|-
| Gleichrichter + 22 Ω || 190 || 270 || 6 || 1,6 || 71
|-
| 10 Ω || 250 || 490 || 4,9 || 2,4 || 80
|-
| Kurzschluß || 60 || 650 || 0 || 0 || 0
|}
Nach Gleichrichtung mit schnellen Schottkydioden und Filterung bleiben bei 22 Ohm Last noch ca. 6V Gleichspannung übrig, genug um mit einem Low Drop Spannungsregler stabile 5V für einen Mikrocontroller bereitzustellen. Selbst bei der recht hohen Ausgangsleistung bleiben alle Bauteile kühl. Dabei werden nur recht kleine Transistoren verwendet. Das zeigt umso mehr die Leistungsfähigkeit der Schaltung. Bei optimaler Leistungsanpassung mit 10 Ω Last kann man 2,4W aus dem Trafo entnehmen. Diese Leistung wird vor allem durch den recht geringen Koppelfaktor von nur 0,45 begrenzt. Dieser kommt allerdings dem Kurzschlussfall zu gute, hier beträgt die Stromaufnahme der Schaltung nur 60mA, die Resonanzfrequenz steigt nur mässig auf 123kHz. Prinzipiell ist diese Schaltung bis in den Bereich von mehreren kW Leistung skalierbar.

== Hinweise ==

*Der Kondensator C2 wird auch im Leerlauf von einem recht hohen Strom durchflossen. Deshalb muss hier auf jeden Fall ein verlustarmer Typ eingesetzt werden. Entweder ein [http://de.wikipedia.org/wiki/Folienkondensator Folienkondensator] mit Polypropylen als Dielektrikum (MKP oder FKP) oder ein [http://de.wikipedia.org/wiki/Keramikkondensator Keramikkondensator] aus COG oder NP0. Andere Typen (Folie MKS, Keramik X7R, Z5U etc.) gehen '''nicht''', denn hier werden zu hohe dielektrische Veluste im Kondensator erzeugt, welche diesen erhitzen und irgendwann zerstören. Die Verluste von X7R sind ca. 20mal höher als von NP0!
*Die Transistoren sollten nur mässig überdimensioniert sein, denn Transistoren mit sehr hohen Kollektorströmen sind meist auch recht langsam.
*Die Transistoren müssen mindestens eine Sperrspannung von <math>\pi \cdot U_{ein}</math> aushalten, denn das ist die exakte Amplitude der Schwingung im Primärkreis. Praktisch sollte man aber mindestens 20% und mehr Reserve einplanen.
*Der [[Basiswiderstand]] muss experimentell ermittelt werden. Er muss so ausgelegt sein, dass die Transistoren beim Schalten nur '''schwach''' in die Sättigung gehen, um schneller wieder abschalten zu können (Stichwort Speicherzeit, engl. storage time).
*Die Drossel L1 sollte ca. den 2..3fachen Induktivitätswert der Primärwicklung haben. Je mehr, umso besser. Sie darf bei vollem Laststrom nicht in die Sättigung gehen, da dann ihre Induktivität stark absinkt.
* Man sollte '''keine''' [[Potentiometer | Drahtpotis]] zur Lastvariation nutzen. Die haben soviel Induktivität (im Test 12µH, =8Ω bei 105kHz), dass die dadurch den Maximalstrom ungewollt verringern. Selbst einfache Drahtwiderstände sind mit 3µH/2Ω induktivem Anteil schon ungünstig.
*Die Spitze-Spitze-Spannung der Steuerwicklung darf ca. 5V nicht überschreiten, weil diese als Sperrspannung für die Transistoren wirksam wird. Die meisten Bipolartransistoren verkraften max. 5V Sperrspannung zwischen Basis und Emitter.
*Schwingt die Schaltung nicht an (Strombegrenzung am Netzteil einstellen!), ist in den meisten Fällen die Steuerwicklung verpolt.
*Im Kurzschlussfall der Sekundärwicklung reduziert sich die Induktivität der Primärwicklung auf die Streuinduktivität, was zu einer Frequenzerhöhung führt. Durch die höhere Frequenz stellt die Streuinduktivität einen höheren Blindwiderstand dar, welcher den Strom wirkungsvoll begrenzt. Aufgrund der höheren Frequenz fließt allerdings ein größerer Strom im Schwingkreis. Verwendet man also diesen Zustand, dann muss die Schaltung für die höheren Belastungen ausgelegt sein. Je kleiner der Koppelfaktor, umso besser die Kurzschlussfestigkeit. Die nachfolgende Tabelle gibt die Erhöhung des Eingangsstroms sowie der Resonanzfrequenz beim Kurzschluss in Abhängigkeit des Koppelfaktors an.

{| class="wikitable" style="text-align:center"
|-
! rowspan="2" | Koppelfaktor
! colspan="2" | Faktor gegenüber Leerlauf
|-
! Resonanzfrequenz || Eingangsstrom
|-
|0,01 || 1,0 || 1,0
|-
|0,1 || 1,1 || 1,1
|-
|0,2 || 1,1 || 1,3
|-
|0,5 || 1,4 || 2,0
|-
|0,6 || 1,6 || 2,5
|-
|0,7 || 1,8 || 3,3
|-
|0,8 || 2,2 || 5
|-
|0,9 || 3,2 || 10
|-
|0,95 || 4,5 || 20
|-
|0,99 || 10 || 100
|}

== Formeln zum Royer Converter ==

*<math>f_r=\frac{1}{2 \pi \sqrt{L_{pri} C_2}}</math>

*<math>U_p = \pi \cdot U_{ein}</math>

*<math>I_p = U_{ein} \cdot \pi \sqrt{\frac{C}{L}}</math>

*<math>k = \frac {U_{aus}}{\pi \cdot U_{ein}} \cdot \frac {N_{pri}}{N_{sek}}</math> (im Leerlauf gemessen)

*<math>k = \sqrt{1-\frac{L_{Pri-K}}{L_{Pri-0}}}</math> (mit L-Meter gemessen)

*<math>R1 \sim \frac{\beta _{I_N} \cdot U_{ein}}{I_N}</math>

*<math>N_{steu} \le \frac{5 \cdot N_{Pri}}{2\pi \cdot U_{ein}}</math>

*<math>P_{max}=\frac{(\pi \cdot U_{ein} \cdot k)^2 \sqrt{L_{pri} \cdot C_2 (1-k^2)}}{4 \cdot L_{pri} \cdot (1-k^2)}</math> (Näherungsformel)

*<math>R_{opt}=(1-k^2)(\frac{N_{sek}}{N_{pri}})^2 L_{pri} \cdot 2\pi \cdot f</math>

{| class="wikitable"
|-
! Formelzeichen || Bedeutung
|-
|<math>\!\, f_r</math> || Resonanzfrequenz im Leerlauf
|-
|<math>\!\, L_{Pri}</math> || Induktivität der Primärwicklung
|-
|<math>\!\, C2</math> || Kapazität des Primärschwingkreises
|-
|<math>\!\, U_p</math> || Spitzenspannung im Resonanzkreis
|-
|<math>\!\, I_p</math> || Spitzenstrom im Resonanzkreis
|-
|<math>\!\, k</math> || Koppelfaktor zwischen Primär- und Sekundärwicklung
|-
|<math>\!\, L_{Pri-0}</math> || Primärinduktivität bei Leerlauf der Sekundärwicklung
|-
|<math>\!\, L_{Pri-K}</math> || Primärinduktivität bei Kurzschluss der Sekundärwicklung
|-
|<math>\!\, U_{ein}</math> || Eingangsspannung des Royer Converters (Gleichspannung)
|-
|<math>\!\, U_{aus}</math> || Ausgangsspannung des Royer Converters (Wechselspannung, Spitzenwert)
|-
|<math>\!\, R1</math> || Basiswiderstand
|-
|<math>\!\, I_N</math> || Nennstrom des Royer Converters am Eingang
|-
|<math>\!\, \beta _{I_N}</math> || Stromverstärkung der Transistoren bei Nennstrom Achung! Die Stromverstärkung sinkt bei höheren Strömen deutlich, ins Datenblatt schauen.
|-
|<math>\!\, N_{steu}</math> || Windungszahl der Steuerwicklung
|-
|<math>\!\, P_{max}</math> || Maximale Ausgangsleistung bei Leistungsanpassung
|-
|<math>\!\, R_{opt}</math> || Optimaler Lastwiderstand für Leistungsanpassung
|}

Das Ganze ist auch als [[media:Royer_Converter.xls | Exceltabelle]] zur leichten Anwendung verfügbar.

== Leistungsoptimierung ==

Wie kann ich den Wirkungsgrad sowie die Ausgangsleistung für meine Anwendung optimieren?

* Die Eingangsspannung soll möglichst hoch sein.
* Der Koppelfaktor soll möglichst hoch sein. Das erreicht man durch
** Flache Spulen mit grossem Durchmesser und kleinem Abstand (parallele Spulen)
** Konzentrische (ineinandergestapelte) Spulen mit geringem Luftspalt zwischen den Spulen
** Einsatz von Ferritkernen (Schalenkerne, Stäbe etc.) zur Bündelung des Magnetfeldes
* Wenn man die Sekundärwicklung mit einem parallel geschalteten Kondensator auf Resonanz mit der Primärwicklung abgleicht, kann man den scheinbaren Kopplungsfaktor deutlich erhöhen. Man muss dabei beachten, dass die Ausgangsspannung ohne Last stark ansteigt (Prinzip der [http://de.wikipedia.org/wiki/Teslaspule Teslaspule]). Unter Last verhält sich der Ausgang dann nahezu wie eine [[Konstantstromquelle]]. Auch für diesen zusätzlichen Kondensator gilt das Gleiche wie C2, er muss sehr verlustarm sein. Es gilt

:<math>L_{Prim} \cdot C_2 = L_{Sek} \cdot C_{Sek}</math>

* Das Verhältnis <math>C/L</math> soll möglichst hoch sein. Verdoppelt man die Kapazität und reduziert gleichzeitig die Primärinduktivität um den Faktor zwei (Windungszahl * 0,7), verdoppelt sich die maximal verfügbare Leistung. Der Preis dafür sind doppelt so hohe Leerlaufströme im Schwingkreis und damit ca. 2,8mal so hohe Leerlaufverluste (bei gleichem Drahtquerschnitt, P = I^2 * R).
* Die Resonanzfrequenz soll möglichst niedrig sein, daduch veringern sich die induktiven Widerstände der Streuinduktivitäten, welche den Strom und damit die Leistung begrenzen.
* Der Drahtquerschnitt der Primärwicklung muss möglichst gross sein, denn hier fließen sehr hohe Ströme. Allerdings bewirkt die meist recht hohe Resonanzfrequenz auf grund des [http://de.wikipedia.org/wiki/Skineffekt Skineffekts] eine Verringerung des effektiven Drahtquerschnitts. Ausserdem lassen sich dicke, massive Kupferdrähte eher schlecht wickeln. Darum verwendet man oft [http://de.wikipedia.org/wiki/Hochfrequenzlitze HF-Litze], welche aus sehr vielen, sehr dünnen, gegeneinander isolierten Drähten besteht. Diese lässt sich deutlich besser wickeln und wirkt dem Skineffekt entgegen.

== Siehe auch ==

* [[Spule]]
* [[Transformatoren und Spulen]]

== Diskussionen im Forum ==

*[http://www.mikrocontroller.net/topic/118124#new Verwendung in einem Induktionsofen, MOSFETs als Schalter]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/151538#new Verwendung in einem Induktionsofen, neuer Thread]
*[http://www.mikrocontroller.net/attachment/61266/Induktive_Energie_bertragung.pdf Dokument über drahtlose Energieübertragung]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/80808#675198 Komplettes Projekt einer Propelleruhr und lange Diskussion]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/61706#489279 Noch eine Propelleruhr]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/155778#1529891 Royer Converter mit Schalenkernen und 20W Ausgangsleistung]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/152785#1540938 Royer Converter mit Luftspulen und 14W Ausgangsleistung]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/152785#1712213 Kleiner Royer Converter für einen Propellerglobus]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/214735#new Herleitung der Formeln im Artikel Royer Converter]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/219148?goto=2195298#2195298 berührungslos Bleigel Akku laden]

== Weblinks ==

*[http://www.serious-technology.de/kleiner-wandler.htm Sehr ausführliche Beschreibung des Aufbaus und Berechnung der Komponenten]
*[http://www.serious-technology.de/ernsthafter_wandler.htm Das Ganze nochmal in Groß]
*[http://www.epcos.de/web/generator/Web/Sections/Components/Page,locale=nn,r=263286,a=422456.html noch eine MOSFET-Variante, mit kleineren Fehlern im Text (geschrieben vom Marketing?)]
*[[media: an14.pdf | Application Note von Zetex, englisch]]
*[[media: dn164f.pdf | Design Note von Linear Technology, englisch]]
*[http://4hv.org/e107_plugins/forum/forum_viewtopic.php?74096.0 Schönes Projekt zur kontaktlosen Energieübertragung] <---- Achtung: Seite hat einen Virus!!!
*[http://www.youtube.com/watch?v=2ODW-ntPHSU Video zum Projekt]
*[http://www.joretronik.de/Oszillatoren/Oszillatoren.html Royer-Hochleistungsoszillatoren mit MOSFETs und IGBTs]
*[http://www.joretronik.de/Web_NT_Buch/Kap11_2/Kapitel11_2.html Diverse Schaltungsbeispiele]
*[http://www.joretronik.de/Web_NT_Buch/Kap13_2/Kapitel13_2.html#13.2.2 Royer Oszillator für CCFL-Lampen]
* [http://mitglied.multimania.de/lvane/js_code/loop/loop.html Induktivität einer Kreisringspule]
* [http://home.planet.nl/~sloma000/Baxandall%20parallel-resonant%20Class-D%20oscillator1.htm The Baxandall parallel-resonant Class-D oscillator]

[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]

Royer Converter

2011-05-29T12:15:06Z

At90s2313: /* Geschichtliches */ Royer-Patent und P.J. Baxandall ergänzt

== Einleitung ==

Ein Royer-Converter ist ein Sinus-Leistungsoszillator. Er wird im Wesentlichen als Schaltnetzteil verwendet.

== Geschichtliches ==

Der Name geht auf George Howard Royer zurück, welcher diese Schaltung im Jahr 1954 entwickelte (siehe US-Patent 2783384). Die originale Schaltung arbeitet mit einem [http://de.wikipedia.org/wiki/Trafo Trafo] mit [http://de.wikipedia.org/wiki/Ferrite Ferritkern], welcher zum Umschalten in die Sättigung getrieben wird. Das Ausgangssignal ist rechteckförmig. Die hier vorgestellte Version, die auf Peter James Baxandall zurückgeht, arbeitet jedoch mit einem Trafo, welcher nicht in die Sättigung geht und mittels LC-[http://de.wikipedia.org/wiki/Schwingkreis Schwingkreis] ein Sinussignal erzeugt. Der Trafo kann sogar als Luftspule ohne Kern ausgeführt werden.

== Aufbau und Eigenschaften ==

Der Aufbau ist sehr einfach und robust. Zwei Transistoren ([[FET|MOSFETs]] oder [[Transistor|Bipolar]]) werden wechselseitig geschaltet (Gegentaktbetrieb, engl. push pull), und damit abwechselnd die eine und die andere Spulenhäfte der Primärwicklung von Strom durchflossen. Die Schaltung ist selbstschwingend, d.h. das Steuersignal wird direkt aus dem Trafo zurückgewonnen. Damit schwingt sie immer optimal auf Resonanz, ohne Abgleich von Bauteiltoleranzen und auch bei Alterung oder Temperaturänderung. Die Frequenz wird durch die Induktivität der Primärwicklung und den Kondensator C2 bestimmt (Parallelschwingkreis). Die Drosselspule L1 sorgt dafür, dass die Betriebsspannung wechselspannungsmäßig von der Mittelanzapfung von TR1 entkoppelt wird, sie wirkt als [[Konstantstromquelle]].

[[bild:royer_bipolar.png | thumb | 670px | left | Schaltplan des Royer Converters]]

{{Clear}}

*Einfacher, robuster Aufbau
*Sinusförmige Strom- und Spannungsverläufe
*Transistoren schalten im Nulldurchgang der Spannung, dadurch geringe Schaltverluste und Störstrahlung
*Bei ausreichend großer Streuinduktivität zwischen Primär- und Sekundärwicklung ist die Schaltung kurzschlussfest.
*Vollkommen unempfindlich gegenüber Streuinduktivitäten des Trafos (im Gegensatz zu den meisten anderen Schaltnetzteiltopologien)

Besonders der letzte Punkt ist sehr interessant. Auf Grund des Aufbaus und der Funktion wird sämtliche Energie im Magnetfeld, welche nicht über die Sekundärspule ausgekoppelt wird, wieder in den Schwingkreis zurückgeführt. Damit geht nur sehr wenig Energie verloren, egal wie gut die Kopplung zwischen Sekundär- und Primärspule ist.

Der Trafo TR1 kann sehr verschieden aufgebaut sein. In einem Inverter für [http://de.wikipedia.org/wiki/Leuchtr%C3%B6hre CCFLs] ist es ein normaler Trafo mit Ferritkern. In anderen Anwendungen kann es aber auch ein kernloser Trafo sein, bei dem es zwischen Primärspule und Sekundärspule einen großen Abstand gibt ([http://de.wikipedia.org/wiki/Induktive_%C3%9Cbertragung Kontaktlose Energieübertragung]).

== Ein praktisches Beispiel ==

Auf Grund der Unempfindlichkeit der Schaltung gegenüber Streuinduktivitäten ist diese Schaltung ideal für einen Trafo ohne Kern und mit grossem Abstand zwischen Primär- und Sekundärspule. Damit kann kontaktlos recht viel Energie übertragen werden. Anwendungen sind z. B. die Ladestation elektrischer Zahnbürsten oder ein Rotationstrafo für eine [http://www.google.de/cse?q=propelleruhr Propelleruhr]. Für Letzteres soll dieses Beispiel hier dargestellt werden.

Die Schaltung benutzt einfach beschaffbare Bauteile. Der Trafo wird selber gewickelt, ist aber auch vollkommen unkritisch. Wie im Bild zu sehen, wurde absichtlich ein recht grosser Luftspalt zwischen Primär- und Sekundärspule gelassen, um die Leistungsfähigkeit der Schaltung zu demonstrieren. Die Primärwicklung ist [http://de.wikipedia.org/wiki/Bifilar bifilar] gewickelt, d.h. man nimmt den Draht doppelt und wickelt damit gleichzeitig beide Spulenhälften, welche man dann phasenrichtig verschaltet. Dadurch verbessert sich die Kopplung, das ist hier wichtig. Der Trafo hat folgende Parameter.
{| class="wikitable" style="text-align:center"
|+ '''Wickeldaten'''
|-
! Wicklung || Windungszahl || Drahtdurchmesser [mm] || Durchmesser [mm] || Induktivität [µH]
|-
| Primär || 2x10 || 0,55 || 80 || 70
|-
| Steuer || 1 || 0,2 || 80 || ---
|-
| Sekundär || 13 || 0,55 || 65 || 23
|}
{| class="wikitable"
|+ '''Stückliste'''
|-
! Bauteil || Wert || Reichelt Bestellnummer
|-
| T1, T2 || BC337 || [http://www.reichelt.de/?;ARTICLE=4986; 337-25]
|-
| L1 || 330µH; 0,5A|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=1123; 09P 330µ]
|-
| C1 || 100µF, 25V|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=15102; RAD 100/25]
|-
| C2 || 33nF, 100V|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=31975; MKP-10-630 33N]
|-
| C3 || 6,8µF, 50V|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=31926; MKS-2 6,8µ]
|-
| R1 || 2k2, 1/4W|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=11586; METALL 2,21K]
|-
| R2 || 22R, 5W|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=2611; 5W AXIAL 22]
|-
| D1-4 || 1N5818|| [http://www.reichelt.de/?ARTICLE=41849; 1N 5818]
|-
| TR1 || CuL, 0,5mm || [http://www.reichelt.de/?;ARTICLE=57182 CUL 100/0,50]
|}
[[bild:royer_prop_aufbau.jpg | thumb | 640px | left | Praktischer Aufbau]]
{{Clear}}
Mit 12V Eingangsspannung beträgt die Spannungsamplitude im Primärkreis ziemlich genau 38V. Der Leerlaufstrom der Schaltung beträgt 36mA. ABER! Der Leerlaufstrom im Schwingkreis beträgt 580mA(eff), die Blindleistung 15,6VA! Hier wird klar, warum sowohl die Primärspule als auch C2 sehr verlustarm sein müssen. Die Resonanzfrequenz beträgt 105 kHz. Damit wurden folgende Messwerte erreicht.
{| class="wikitable" style="text-align:center"
|-
!Belastung || Eingangsstrom [mA] || Ausgangsstrom [mA] || Ausgangsspannung [Veff] || Ausgangsleistung [W] || Wirkungsgrad [%]
|-
| Leerlauf || 36 || 0 || 7,8 || 0 || 0
|-
| 22 Ω || 220 || 320 || 7 || 2,2 || 84
|-
| Gleichrichter + 22 Ω || 190 || 270 || 6 || 1,6 || 71
|-
| 10 Ω || 250 || 490 || 4,9 || 2,4 || 80
|-
| Kurzschluß || 60 || 650 || 0 || 0 || 0
|}
Nach Gleichrichtung mit schnellen Schottkydioden und Filterung bleiben bei 22 Ohm Last noch ca. 6V Gleichspannung übrig, genug um mit einem Low Drop Spannungsregler stabile 5V für einen Mikrocontroller bereitzustellen. Selbst bei der recht hohen Ausgangsleistung bleiben alle Bauteile kühl. Dabei werden nur recht kleine Transistoren verwendet. Das zeigt umso mehr die Leistungsfähigkeit der Schaltung. Bei optimaler Leistungsanpassung mit 10 Ω Last kann man 2,4W aus dem Trafo entnehmen. Diese Leistung wird vor allem durch den recht geringen Koppelfaktor von nur 0,45 begrenzt. Dieser kommt allerdings dem Kurzschlussfall zu gute, hier beträgt die Stromaufnahme der Schaltung nur 60mA, die Resonanzfrequenz steigt nur mässig auf 123kHz. Prinzipiell ist diese Schaltung bis in den Bereich von mehreren kW Leistung skalierbar.

== Hinweise ==

*Der Kondensator C2 wird auch im Leerlauf von einem recht hohen Strom durchflossen. Deshalb muss hier auf jeden Fall ein verlustarmer Typ eingesetzt werden. Entweder ein [http://de.wikipedia.org/wiki/Folienkondensator Folienkondensator] mit Polypropylen als Dielektrikum (MKP oder FKP) oder ein [http://de.wikipedia.org/wiki/Keramikkondensator Keramikkondensator] aus COG oder NP0. Andere Typen (Folie MKS, Keramik X7R, Z5U etc.) gehen '''nicht''', denn hier werden zu hohe dielektrische Veluste im Kondensator erzeugt, welche diesen erhitzen und irgendwann zerstören. Die Verluste von X7R sind ca. 20mal höher als von NP0!
*Die Transistoren sollten nur mässig überdimensioniert sein, denn Transistoren mit sehr hohen Kollektorströmen sind meist auch recht langsam.
*Die Transistoren müssen mindestens eine Sperrspannung von <math>\pi \cdot U_{ein}</math> aushalten, denn das ist die exakte Amplitude der Schwingung im Primärkreis. Praktisch sollte man aber mindestens 20% und mehr Reserve einplanen.
*Der [[Basiswiderstand]] muss experimentell ermittelt werden. Er muss so ausgelegt sein, dass die Transistoren beim Schalten nur '''schwach''' in die Sättigung gehen, um schneller wieder abschalten zu können (Stichwort Speicherzeit, engl. storage time).
*Die Drossel L1 sollte ca. den 2..3fachen Induktivitätswert der Primärwicklung haben. Je mehr, umso besser. Sie darf bei vollem Laststrom nicht in die Sättigung gehen, da dann ihre Induktivität stark absinkt.
* Man sollte '''keine''' [[Potentiometer | Drahtpotis]] zur Lastvariation nutzen. Die haben soviel Induktivität (im Test 12µH, =8Ω bei 105kHz), dass die dadurch den Maximalstrom ungewollt verringern. Selbst einfache Drahtwiderstände sind mit 3µH/2Ω induktivem Anteil schon ungünstig.
*Die Spitze-Spitze-Spannung der Steuerwicklung darf ca. 5V nicht überschreiten, weil diese als Sperrspannung für die Transistoren wirksam wird. Die meisten Bipolartransistoren verkraften max. 5V Sperrspannung zwischen Basis und Emitter.
*Schwingt die Schaltung nicht an (Strombegrenzung am Netzteil einstellen!), ist in den meisten Fällen die Steuerwicklung verpolt.
*Im Kurzschlussfall der Sekundärwicklung reduziert sich die Induktivität der Primärwicklung auf die Streuinduktivität, was zu einer Frequenzerhöhung führt. Durch die höhere Frequenz stellt die Streuinduktivität einen höheren Blindwiderstand dar, welcher den Strom wirkungsvoll begrenzt. Aufgrund der höheren Frequenz fließt allerdings ein größerer Strom im Schwingkreis. Verwendet man also diesen Zustand, dann muss die Schaltung für die höheren Belastungen ausgelegt sein. Je kleiner der Koppelfaktor, umso besser die Kurzschlussfestigkeit. Die nachfolgende Tabelle gibt die Erhöhung des Eingangsstroms sowie der Resonanzfrequenz beim Kurzschluss in Abhängigkeit des Koppelfaktors an.

{| class="wikitable" style="text-align:center"
|-
! rowspan="2" | Koppelfaktor
! colspan="2" | Faktor gegenüber Leerlauf
|-
! Resonanzfrequenz || Eingangsstrom
|-
|0,01 || 1,0 || 1,0
|-
|0,1 || 1,1 || 1,1
|-
|0,2 || 1,1 || 1,3
|-
|0,5 || 1,4 || 2,0
|-
|0,6 || 1,6 || 2,5
|-
|0,7 || 1,8 || 3,3
|-
|0,8 || 2,2 || 5
|-
|0,9 || 3,2 || 10
|-
|0,95 || 4,5 || 20
|-
|0,99 || 10 || 100
|}

== Formeln zum Royer Converter ==

*<math>f_r=\frac{1}{2 \pi \sqrt{L_{pri} C_2}}</math>

*<math>U_p = \pi \cdot U_{ein}</math>

*<math>I_p = U_{ein} \cdot \pi \sqrt{\frac{C}{L}}</math>

*<math>k = \frac {U_{aus}}{\pi \cdot U_{ein}} \cdot \frac {N_{pri}}{N_{sek}}</math> (im Leerlauf gemessen)

*<math>k = \sqrt{1-\frac{L_{Pri-K}}{L_{Pri-0}}}</math> (mit L-Meter gemessen)

*<math>R1 \sim \frac{\beta _{I_N} \cdot U_{ein}}{I_N}</math>

*<math>N_{steu} \le \frac{5 \cdot N_{Pri}}{2\pi \cdot U_{ein}}</math>

*<math>P_{max}=\frac{(\pi \cdot U_{ein} \cdot k)^2 \sqrt{L_{pri} \cdot C_2 (1-k^2)}}{4 \cdot L_{pri} \cdot (1-k^2)}</math> (Näherungsformel)

*<math>R_{opt}=(1-k^2)(\frac{N_{sek}}{N_{pri}})^2 L_{pri} \cdot 2\pi \cdot f</math>

{| class="wikitable"
|-
! Formelzeichen || Bedeutung
|-
|<math>\!\, f_r</math> || Resonanzfrequenz im Leerlauf
|-
|<math>\!\, L_{Pri}</math> || Induktivität der Primärwicklung
|-
|<math>\!\, C2</math> || Kapazität des Primärschwingkreises
|-
|<math>\!\, U_p</math> || Spitzenspannung im Resonanzkreis
|-
|<math>\!\, I_p</math> || Spitzenstrom im Resonanzkreis
|-
|<math>\!\, k</math> || Koppelfaktor zwischen Primär- und Sekundärwicklung
|-
|<math>\!\, L_{Pri-0}</math> || Primärinduktivität bei Leerlauf der Sekundärwicklung
|-
|<math>\!\, L_{Pri-K}</math> || Primärinduktivität bei Kurzschluss der Sekundärwicklung
|-
|<math>\!\, U_{ein}</math> || Eingangsspannung des Royer Converters (Gleichspannung)
|-
|<math>\!\, U_{aus}</math> || Ausgangsspannung des Royer Converters (Wechselspannung, Spitzenwert)
|-
|<math>\!\, R1</math> || Basiswiderstand
|-
|<math>\!\, I_N</math> || Nennstrom des Royer Converters am Eingang
|-
|<math>\!\, \beta _{I_N}</math> || Stromverstärkung der Transistoren bei Nennstrom Achung! Die Stromverstärkung sinkt bei höheren Strömen deutlich, ins Datenblatt schauen.
|-
|<math>\!\, N_{steu}</math> || Windungszahl der Steuerwicklung
|-
|<math>\!\, P_{max}</math> || Maximale Ausgangsleistung bei Leistungsanpassung
|-
|<math>\!\, R_{opt}</math> || Optimaler Lastwiderstand für Leistungsanpassung
|}

Das Ganze ist auch als [[media:Royer_Converter.xls | Exceltabelle]] zur leichten Anwendung verfügbar.

== Leistungsoptimierung ==

Wie kann ich den Wirkungsgrad sowie die Ausgangsleistung für meine Anwendung optimieren?

* Die Eingangsspannung soll möglichst hoch sein.
* Der Koppelfaktor soll möglichst hoch sein. Das erreicht man durch
** Flache Spulen mit grossem Durchmesser und kleinem Abstand (parallele Spulen)
** Konzentrische (ineinandergestapelte) Spulen mit geringem Luftspalt zwischen den Spulen
** Einsatz von Ferritkernen (Schalenkerne, Stäbe etc.) zur Bündelung des Magnetfeldes
* Wenn man die Sekundärwicklung mit einem parallel geschalteten Kondensator auf Resonanz mit der Primärwicklung abgleicht, kann man den scheinbaren Kopplungsfaktor deutlich erhöhen. Man muss dabei beachten, dass die Ausgangsspannung ohne Last stark ansteigt (Prinzip der [http://de.wikipedia.org/wiki/Teslaspule Teslaspule]). Unter Last verhält sich der Ausgang dann nahezu wie eine [[Konstantstromquelle]]. Auch für diesen zusätzlichen Kondensator gilt das Gleiche wie C2, er muss sehr verlustarm sein. Es gilt

:<math>L_{Prim} \cdot C_2 = L_{Sek} \cdot C_{Sek}</math>

* Das Verhältnis <math>C/L</math> soll möglichst hoch sein. Verdoppelt man die Kapazität und reduziert gleichzeitig die Primärinduktivität um den Faktor zwei (Windungszahl * 0,7), verdoppelt sich die maximal verfügbare Leistung. Der Preis dafür sind doppelt so hohe Leerlaufströme im Schwingkreis und damit ca. 2,8mal so hohe Leerlaufverluste (bei gleichem Drahtquerschnitt, P = I^2 * R).
* Die Resonanzfrequenz soll möglichst niedrig sein, daduch veringern sich die induktiven Widerstände der Streuinduktivitäten, welche den Strom und damit die Leistung begrenzen.
* Der Drahtquerschnitt der Primärwicklung muss möglichst gross sein, denn hier fließen sehr hohe Ströme. Allerdings bewirkt die meist recht hohe Resonanzfrequenz auf grund des [http://de.wikipedia.org/wiki/Skineffekt Skineffekts] eine Verringerung des effektiven Drahtquerschnitts. Ausserdem lassen sich dicke, massive Kupferdrähte eher schlecht wickeln. Darum verwendet man oft [http://de.wikipedia.org/wiki/Hochfrequenzlitze HF-Litze], welche aus sehr vielen, sehr dünnen, gegeneinander isolierten Drähten besteht. Diese lässt sich deutlich besser wickeln und wirkt dem Skineffekt entgegen.

== Siehe auch ==

* [[Spule]]
* [[Transformatoren und Spulen]]

== Diskussionen im Forum ==

*[http://www.mikrocontroller.net/topic/118124#new Verwendung in einem Induktionsofen, MOSFETs als Schalter]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/151538#new Verwendung in einem Induktionsofen, neuer Thread]
*[http://www.mikrocontroller.net/attachment/61266/Induktive_Energie_bertragung.pdf Dokument über drahtlose Energieübertragung]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/80808#675198 Komplettes Projekt einer Propelleruhr und lange Diskussion]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/61706#489279 Noch eine Propelleruhr]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/155778#1529891 Royer Converter mit Schalenkernen und 20W Ausgangsleistung]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/152785#1540938 Royer Converter mit Luftspulen und 14W Ausgangsleistung]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/152785#1712213 Kleiner Royer Converter für einen Propellerglobus]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/214735#new Herleitung der Formeln im Artikel Royer Converter]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/219148?goto=2195298#2195298 berührungslos Bleigel Akku laden]

== Weblinks ==

*[http://www.serious-technology.de/kleiner-wandler.htm Sehr ausführliche Beschreibung des Aufbaus und Berechnung der Komponenten]
*[http://www.serious-technology.de/ernsthafter_wandler.htm Das Ganze nochmal in Groß]
*[http://www.epcos.de/web/generator/Web/Sections/Components/Page,locale=nn,r=263286,a=422456.html noch eine MOSFET-Variante, mit kleineren Fehlern im Text (geschrieben vom Marketing?)]
*[[media: an14.pdf | Application Note von Zetex, englisch]]
*[[media: dn164f.pdf | Design Note von Linear Technology, englisch]]
*[http://4hv.org/e107_plugins/forum/forum_viewtopic.php?74096.0 Schönes Projekt zur kontaktlosen Energieübertragung] <---- Achtung: Seite hat einen Virus!!!
*[http://www.youtube.com/watch?v=2ODW-ntPHSU Video zum Projekt]
*[http://www.joretronik.de/Oszillatoren/Oszillatoren.html Royer-Hochleistungsoszillatoren mit MOSFETs und IGBTs]
*[http://www.joretronik.de/Web_NT_Buch/Kap11_2/Kapitel11_2.html Diverse Schaltungsbeispiele]
*[http://www.joretronik.de/Web_NT_Buch/Kap13_2/Kapitel13_2.html#13.2.2 Royer Oszillator für CCFL-Lampen]
* [http://mitglied.multimania.de/lvane/js_code/loop/loop.html Induktivität einer Kreisringspule]

[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]

AVR Typen

2010-09-27T11:50:57Z

At90s2313: Suffix J für PLCC-Gehäuse ergänzt

=Baureihen=
== AT90S ==
Die "Basic Line" der Atmel [[AVR]]-Reihe. Sie beinhaltet die ersten [[AVR|AVRs]] die produziert wurden und deren Bezeichnung mit "AT90S" beginnt. Alle Typen wurden mit der Zeit von den beiden Nachfolgereihen ersetzt: ATmega bzw. ATtiny.

Einige neue AVR-Controller tragen eine mit AT90-''ohne S'' beginnende Bezeichnung, haben aber einen "moderneren" Kern. Z.B. sind die Typen AT90PWM2/3 und AT90CAN128 vom Funktionsumfang (interner RC, USART etc.) den ATmegas zuzuordnen.

== ATmega ==
Die ATmega-[[Mikrocontroller]] sind ein Teil der AVR-Controllerfamilie. Zusammen mit den ATtiny lösen die ATmega die AT90S-Serie schrittweise ab, wobei es in den meisten Fällen weitgehend pin- und funktionskompatiblen Ersatz für abgekündigte Controller gibt (ATmega8 statt AT90S4433, ATmega8515 statt AT90S8515 usw.).

Atmel ATmega AVRs werden mit aktiviertem internem Taktgeber ausgeliefert. Schließt man ein andere externe Taktquelle an (Quarz, Quarzoszillator o.ä), wird diese nicht automatisch genutzt. Zum Aktivieren müssen die Fuse-Bits des Controllers entsprechend eingestellt werden (siehe Datenblatt).

ATmegas mit integriertem [[JTAG]]-Interface (z.Zt. solche ab 16kB Flash-Speicher und mehr als 28 Pins) werden ab Werk mit aktiviertem JTAG-Interface ausgeliefert. Dieses Interface belegt vier Port-Pins (z. B. am PORTC bei ATmega16/32), die nicht für eigene Anwendungen genutzt werden können, solange das JTAG-Interface aktiviert ist. Das Interface lässt sich über ein Fuse-Bit (JTAGEN) dauerhaft und über ein Bit (JTD) in dem (oder einem der) MC-Kontroll-Register (Datenblatt nach JTD durchsuchen) per Software zur Laufzeit an- und abschalten. Weiteres im Datenblatt des jeweiligen Controllers in den Abschnitten Memory-Programming (Fuse) und JTAG/ICE (JTD).

Beim ATmega128 ist ab Werk die Mega103-Kompatibilitäts-fuse gesetzt. Um alle Erweiterungen des Mega128 gegenüber dem Mega103 zu nutzen muss diese deaktivert werden. Diese Fuse sorgt außerdem dafür, dass das SRAM in einem anderen Adressbereich liegt. Dadurch funktionieren C-Programme nur bis zum ersten Funktionsaufruf. Siehe auch [[AVR_Checkliste#Besonderheiten_bei_ATmega128_und_seinen_Derivaten_im_64-Pin-Gehäuse | AVR Checkliste: Besonderheiten bei ATmega64 / ATmega128]]

== ATtiny ==

Die ATtiny stellen das untere Ende der neuen AVR Linie von Atmel dar und waren zunächst durch das Fehlen von internem [[RAM#SRAM|SRAM]] gekennzeichnet. Mittlerweile gibt es aber so bemerkenswerte Controller wie den ATtiny2313, deren Möglichkeiten und Funktionen den ATmegas in nichts nachstehen.

Ein weiterer Unterschied zu den ATmegas ist der fehlende Hardwaremultiplizierer. Jede Multiplikation muss also in Software ausgeführt werden. Eine Übersicht über die Verfügbarkeit verschiedener Befehle bietet die [[AVR_Assembler_-_Vergleichstabelle|AVR-Assembler Befehlsvergleichstabelle]].

== XMega ==
Neueste Generation von AVR-Controllern mit neuem internen Aufbau, hoher Taktrate (32 MHz), niedriger Spannung (1,6 - 3,6V), 12 Bit ADC, vielen Schnittstellen, in 44 - 100 poligen SMD-Gehäusen

== Sonstiges ==

Die AT89-Familie gehört nicht zu den AVR-Typen mit dem AVR-RISC-Befehlssatz, sondern ist eine [[8051|Intel-8051]]-kompatible 8-Bit µC-Serie.

=Nomenklatur=
==Atmega==
Auch wenn die Namensgebung auf den ersten Blick bedingt durch die vielen verfügbaren Modelle kompliziert aussieht, so folgt sie doch immer (von wenigen Ausnahmen abgesehen) einem einfachen Schema.

Nehmen wir einen aktuellen Baustein als Beispiel: *Atmega48PA-AU*. Der Name besteht aus 5 Teilen:
# Der Baureihe (hier: "Atmega")
# Einer Nummer, immer eine Zweierpotenz (hier: 4). Diese Zahl gibt die Größe des Flashspeichers in Kibibyte an.
# Bis zu zwei weiteren Ziffern (hier: 8). Sie definieren die Zusatzfunktionen sowie Zahl der I/O-Ports.
# Bis zu zwei Buchstaben (hier: PA), die für die Revision sowie spezielle stromsparende Architekturen stehen.
# Einem Bindestrich und zwei weiteren Buchstaben, die die Bauform angeben (hier: AU).

===Baureihe===
Hier gibt es nur zwei Reihen: Den kleinen Attiny mit reduziertem Funktionsumfang und den großen Atmega.

===Speichergröße===
Während die Größe des Flashspeichers (Programmspeicher) direkt im Namen angegeben ist, ergibt sich die Größe von RAM und EEPROM nur indirekt aus dieser Nummer, wobei natürlich die Bausteine mit großem Flash auch mehr RAM und EEPROM haben als kleinere. Grob gilt diese Zuordnung:

{| class="wikitable"
|-
! Flash (kB) !! EEPROM (B) !! RAM (B)
|-
| 2 || tiny: 128 || tiny: 128
|-
| 4 || tiny: var., mega: 256 || tiny: 256, mega: 512
|-
| 8 || tiny: var., mega: 512 || tiny: 512, mega: 1024
|-
| 16 || 512 || 1024
|-
| 32 || 1024 || 2048
|-
| 64 || 2048*) || 4096*)
|-
| 128 - 256 || 4096 || 4K - 16K
|}
*)Atmega640 verfügt über den doppelten Speicher

===Zusatzfunktionen / Größe===
Die Ziffer(n) nach der Flashgröße geben die Ausstattungsmerkmale des Bausteins an. Die folgende Tabelle gilt für die Atmega-Reihe:
{| class="wikitable"
|-
! Ziffer !! Beschreibung
|-
| - || Keine Ziffer markiert die Bausteine der ersten Generation. Sie verfügen in der Regel über eine niedrigere maximale Taktrate (8/16 MHz anstatt 10/20 MHz), eine höhere Minimal-Spannung (2,7 anstatt 1,8 Volt), weniger Interrupt-Quellen und PWM-Kanäle
|-
| 0 || Reihe von 32 - 256 kB in einem größeren Gehäuse mit höherer Anzahl an I/O-Pins. Etwas älter als die aktuellen Reihen 4 und 8.
|-
| 1 || Kennzeichnet eine verbesserte Version des Atmega128 / 256, aber älter als aktuelle 4er Reihe
|-
| 4 || Reihe von 16 bis 128 kB Flash, alle pinkompatibel in 40-44 poligem Gehäuse. Neueste Baureihe, alle in pico-power-Technologie mit vielen verbesserten Funktionen wie externen Interrupts, Timern, USART...
|-
| 5 || Reihe von 16 bis 64 kB
|-
| 8 || Reihe von 4 bis 32 kB, alle pinkompatibel in 28-32 poligem Gehäuse. Neueste Baureihe, alle in pico-power-Technologie mit vielen verbesserten Funktionen wie externen Interrupts, Timern, USART.... (auch in der Attiny-Reihe vorhanden)
|-
| 9 || Reihe von 16 bis 64 kB mit integriertem Controller für LC-Displays, folglich in großen Gehäusen (64-/100-polig)
|}
Aus dieser Liste stechen einige Bausteine als Außenseiter hervor:
* Atmega8515 / Atmega8535
* Atmega640: Im Prinzip ein Atmega64 mit deutlich mehr Hardware-Ressourcen (4 UARTs, 16 ADC-Kanäle...) und doppelt soviel EEPROM / SRAM.

===Revision / Architektur===
Die (optionalen) Buchstaben vor dem Bindestrich geben Auskunft über den Stromverbrauch und Spannungsbereich
{| class="wikitable"
|-
! Buchstabe !! Beschreibung
|-
| A || Zweite Revision - meist nur eine Umstellung der internen Strukturen ohne Auswirkung für den Benutzer
|-
| L / V || "Low-Voltage": Speziell für niedrigere Taktraten (8 bzw. 10 MHz) sowie niedrigere Eingangsspannungen (1,8 bzw. 2,7V) selektierte Bausteine
|-
| P/PA || "Pico-Power": Reduzierter Stromaufnahme, besonders in tiefen Sleep-Modes (< 1uA); Manche Bausteine (z.B. Mega48) gibt es als P und PA
|}

=== Bauform===
Die beiden Buchstaben nach dem Bindestrich geben Auskunft über die Bauform. Die Zahl der Pins des jeweiligen Gehäusetyps hängt vom Baustein ab.
{| class="wikitable"
|-
! Buchstaben !! Beschreibung
|-
| A || TQFP-Gehäuse
|-
| C || BGA-Gehäuse
|-
| I || Bleihaltig - nicht mehr erhältlich
|-
| J || PLCC-Gehäuse
|-
| M || (V)QFN- / MLF- Gehäuse
|-
| P || DIP-Gehäuse (bastlerfreundlich!)
|-
| S || SOIC-Gehäuse
|-
| U || Bleifrei, RoHS-kompatibel
|}

==Attiny==
Bei den Attiny-Bausteinen ist die Nummerierung deutlich unübersichtlicher als in der Atmega-Reihe. Die erste Ziffer gibt wie auch bei Atmega die Größe des Flash-Speichers an. Die obenstehenden Tabellen für Baureihe, Bauform, Revision und Speichergröße gelten ebenfalls (Ausnahmen: tiny5 mit 0,5byte Flash sowie tiny4 und tiny9 mit 0,5 bzw. 1kB Flash). Die Zusatzfunktionen und Baugröße sind aber nicht deutlich

= Vergleichstabelle(n) / Ausstattung - von AVRs =
== AT90S - Reihe ==
{| class="wikitable" style="font-size:10px;" id="AVR_Features_AT90S"
|-
!Typ||Flash (Kbytes)||EEPROM (Bytes)||SRAM (Bytes)||Max I/O Pins||F.max (MHz)||Vcc (V)||A/D Channels||Analog Comparator||16-bit Timer||8-bit Timer||Brown Out Detector||On Chip Oscillator||PWM Channels||RTC||Self Program Memory||Boot Code||SPI||TWI (I2C)||UART||Watchdog||Bauform(en)||Preis<ref name="preis">Preise (in €) [http://www.reichelt.de Reichelt]-Katalog 01/2008</ref>


|-
|[http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc0839.pdf AT90S2313]
|2
|128
|128
|15
|10
|2.7-6.0
| --
|Ja
|1
|1
|Nein
|Nein
|1 Timer-PWM
|Nein
|Nein
|Nein
|Ja
|Nein
|Ja
|Ja
|20-pin PDIP SOIC
| -





|}

== ATtiny - Reihe ==
{| class="wikitable" style="font-size:10px;" id="AVR_Features_ATtiny"
|-
!Typ||Flash (Kbytes)||EEPROM (Bytes)||SRAM (Bytes)||Max I/O Pins||F.max (MHz)||Vcc (V)||A/D Channels||Analog Comparator||16-bit Timer||8-bit Timer||Brown Out Detector||On Chip Oscillator||PWM Channels||RTC||Self Program Memory||Boot Code||SPI||TWI (I2C)||UART||Watchdog||Bauform(en)||Preis<ref name="preis"/>


|-
|[http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc1006.pdf ATtiny11]
|1
| --
| --
|6
|6
|2.7-5.5
| --
|Ja
| --
|1
|Nein
|Nein
| --
|Nein
|Nein
|Nein
|Nein
|Nein
|Nein
|Ja
|8-pin PDIP SOIC
| 0.58-0.87



|-
|[http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc1006.pdf ATtiny12]
|1
|64
| --
|6
|8
|1.8-5.5
| --
|Ja
| --
|1
|Ja
|Ja
| --
|Nein
|Nein
|Nein
|Ja
|Nein
|Nein
|Ja
|8-pin PDIP SOIC
| 1.00-1.20



|-
|[http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc2535.pdf ATtiny13]
|1
|64
|64
|6
|24
|1.8-5.5
|4 10bit
|Ja
| --
|1
|Ja
|Ja
|1 Timer-PWM
|Nein
|Ja
|Ja
|Ja
|Nein
|Nein
|Ja
|8-pin PDIP SOIC
| 1.15-1.20



|-
|[http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc1187.pdf ATtiny15]
|1
|64
| --
|6
|1.6
|2.7-5.5
|4 10bit
|Ja
| --
|2
|Ja
|ONLY (no EXT)
|1 150kHz 8bit
|Nein
|Nein
|Nein
|Ja
|Nein
|Nein
|Ja
|8-pin PDIP SOIC
| 1.15



|-
|[http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc2543.pdf ATtiny2313]
|2
|128
|128
|15
|20
|1.8-5.5
| --
|Ja
|1
|1
|Ja
|Ja
|4
|Nein
|Ja
|Ja
|Ja
|Nein
|Ja USART + USI
|Ja
|20-pin PDIP SOIC QFN/MLF
| 1.30



|-
|[http://atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc8006.pdf ATtiny24]
|2
|128
|128
|12
|20
|1.8-5.5
|8 10bit
|Ja
|Ja
|Ja
|Ja
|Ja
|4
|Nein
|Ja
|Ja
|Ja
|Ja
|Ja USI
|Ja
|14-pin PDIP SOIC QFN/MLF
|1.45



|-
|[http://atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc2588.pdf ATtiny261]
|2
|128
|128
|16
|20
|1,8-5,5
|11
|1
|1
|1
|Ja
|Ja
|2
|Nein
|Ja
|Ja
|Ja
|Nein
|Ja USI
|Ja
|20-Pin PDIP SOIC MLF
|1,15



|-
|[http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc2586.pdf ATtiny85]
|8
|512
|512
|6
|20
|1.8-5.5
|4
|Ja
| --
|2
|Ja
|Ja
|4
|Nein
|Ja
|Nein
|Ja
|Nein
|Nein
|Ja
|8-pin PDIP SOIC
| 2


|}

== ATmega - Reihe ==
{| class="wikitable" style="font-size: 10px;" id="AVR_Features_ATMega"
|-
!Typ||Flash (Kbytes)||EEPROM (Bytes)||SRAM (Bytes)||Max I/O Pins||F.max (MHz)||Vcc (V)||A/D Channels||Analog Comparator||16-bit Timer||8-bit Timer||Brown Out Detector||On Chip Oscillator||PWM Channels||RTC||Self Program Memory||Boot Code||SPI||TWI (I2C)||UART||Watchdog||Bauform(en)||Preis<ref name="preis"/>


|-
|[http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/2486S.pdf ATmega8]
|8
|512
|1K
|23
|16
|2.7-5.5
|6 10bit PDIP 8 10bit TQFP QFN/MLF
|Ja
|1
|2
|Ja
|Ja
|3
|Ja
|Ja
|Ja
|Ja
|Ja
|Ja USART
|Ja
|28-pin PDIP 32-pin TQFP QFN/MLF
| 1.70-1.90



|-
|[http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc2466.pdf ATmega16]
|16
|512
|1K
|32
|16
|2.7-5.5
|8 10bit
|Ja
|1
|2
|Ja
|Ja
|4
|Ja
|Ja
|Ja
|Ja Master/Slave
|Ja
|Ja USART
|Ja
|40-pin PDIP 44-pin TQFP QFN/MLF
| 2.60-2.85



|-
|[http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc2513.pdf ATmega162]
|16
|512
|1K
|35
|16
|2.7-5.5
|8 10bit
|Ja
|2
|2
|Ja
|Ja
|6
|Ja
|Ja
|Ja
|Ja Master/Slave
|Ja
|Ja USART (2)
|Ja
|40-pin PDIP 44-pin TQFP QFN/MLF
| 2.70-3.80



|-
|[http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc2503.pdf ATmega32]
|32
|1024
|2K
|32
|16
|2.7-5.5
|8 10bit
|Ja
|1
|2
|Ja
|Ja
|4
|Ja
|Ja
|Ja
|Ja Master/Slave
|Ja
|Ja USART
|Ja
|40-pin PDIP 44-pin TQFP QFN/MLF
| 3.20-4.60



|-
|[http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc2593.pdf ATmega644]
|64
|2K
|4K
|32
|20
|1.8-5.5
|8 10bit
|Ja
|1
|2
|Ja
|Ja
|6
|Ja
|Ja
|Ja
|Ja Master/Slave
|Ja
|Ja USART (2 beim 644P)
|Ja
|40-pin PDIP 44-pin TQFP QFN/MLF
| 6.80-7.50



|-
|[http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc2467.pdf ATmega128]
|128
|4K
|4K
|53
|16
|2.7-5.5
|8 10bit
|Ja
|2
|2
|Ja
|Ja
|2 8bit 6 2-16bit
|Ja
|Ja
|Ja
|Ja Master/Slave
|Ja
|Ja 2 USART
|Ja
|64-pin TQFP QFN/MLF
|8.05-8.40


|-
|[http://www.atmel.com/dyn/products/product_card.asp?part_id=4331 ATmega1284P]
|128
|4K
|16K
|32
|20
|1.8-5.5
|8 10bit
|Ja
|2
|2
|Ja
|Ja
|6
|Ja
|Ja
|Ja
|Ja Master/Slave
|Ja
|Ja 2 USART
|Ja
|DIP-40 TQFP-44 MLF-44
|(6-8 EUR)


|-
|[http://www.atmel.com/dyn/resources/prod_documents/doc2549.pdf ATmega2560]
|256
|4K
|8K
|86
|16
|2.7-5.5
|16 10bit
|Ja
|4
|2
|Ja
|Ja
|16
|Ja
|Ja
|Ja
|Ja Master/Slave
|Ja
|Ja 4 USART
|Ja
|100-pin TQFP
|8-15





|}

== ATXMega - Reihe ==
{| class="wikitable" style="font-size: 10px;" id="AVR_Features_ATXMega"
|-
!Typ||Flash (Kbytes)||EEPROM (KBytes)||SRAM (KBytes)||Boot (Kbytes)||Max I/O Pins||F.max (MHz)||Vcc (V)||ADC||DAC||PWM Channels||16-Bit Timer||SPI||TWI (I2C)||UART||Bauform(en)
|-
|ATxmega16a4
|16
|1
|2
|4
|34
|32
|1,6 - 3,6
|12-CH @ 12-Bit
|2-CH @ 12-Bit
|16
|5
|2
|2
|5
|TQFP44
|-
|ATxmega32a4
|32
|1
|4
|4
|34
|32
|1,6 - 3,6
|12-CH @ 12-Bit
|2-CH @ 12-Bit
|16
|5
|2
|2
|5
|TQFP44
|-
|ATxmega64a4
|64
|2
|4
|4
|34
|32
|1,6 - 3,6
|12-CH @ 12-Bit
|2-CH @ 12-Bit
|16
|5
|2
|2
|5
|TQFP44
|-
|ATxmega128a4
|128
|2
|8
|8
|34
|32
|1,6 - 3,6
|12-CH @ 12-Bit
|2-CH @ 12-Bit
|16
|5
|2
|2
|5
|TQFP44
|-
|ATxmega64a3
|64
|2
|4
|4
|50
|32
|1,6 - 3,6
|2x 8-CH @ 12-Bit
|2-CH @ 12-Bit
|22
|7
|3
|2
|7
|TQFP64
|-
|ATxmega128a3
|128
|2
|8
|8
|50
|32
|1,6 - 3,6
|2x 8-CH @ 12-Bit
|2-CH @ 12-Bit
|22
|7
|3
|2
|7
|TQFP64
|-
|ATxmega192a3
|192
|2
|16
|8
|50
|32
|1,6 - 3,6
|2x 8-CH @ 12-Bit
|2-CH @ 12-Bit
|22
|7
|3
|2
|7
|TQFP64
|-
|ATxmega256a3
|256
|4
|16
|8
|50
|32
|1,6 - 3,6
|2x 8-CH @ 12-Bit
|2-CH @ 12-Bit
|22
|7
|3
|2
|7
|TQFP64
|-
|ATxmega64a1
|64
|2
|4
|4
|78
|32
|1,6 - 3,6
|2x 8-CH @ 12-Bit
|2x 2-CH @ 12-Bit
|24
|8
|4
|4
|8
|TQFP100
|-
|ATxmega128a1
|128
|2
|8
|8
|78
|32
|1,6 - 3,6
|2x 8-CH @ 12-Bit
|2x 2-CH @ 12-Bit
|24
|8
|4
|4
|8
|TQFP100
|-
|ATxmega192a1
|192
|2
|16
|8
|78
|32
|1,6 - 3,6
|2x 8-CH @ 12-Bit
|2x 2-CH @ 12-Bit
|24
|8
|4
|4
|8
|TQFP100
|-
|ATxmega256a1
|256
|4
|16
|8
|78
|32
|1,6 - 3,6
|2x 8-CH @ 12-Bit
|2x 2-CH @ 12-Bit
|24
|8
|4
|4
|8
|TQFP100
|-
|ATxmega384a1
|384
|4
|32
|8
|78
|32
|1,6 - 3,6
|2x 8-CH @ 12-Bit
|2x 2-CH @ 12-Bit
|24
|8
|4
|4
|8
|TQFP100
|-
|ATxmega16d4
|16
|1
|2
|4
|34
|32
|1,6 - 3,6
|12-CH @ 12-Bit
|0
|16
|4
|2
|2
|2
|TQFP44
|-
|ATxmega32d4
|32
|1
|4
|4
|34
|32
|1,6 - 3,6
|12-CH @ 12-Bit
|0
|16
|4
|2
|2
|2
|TQFP44
|-
|ATxmega64d4
|64
|2
|4
|4
|34
|32
|1,6 - 3,6
|12-CH @ 12-Bit
|0
|16
|4
|2
|2
|2
|TQFP44
|-
|ATxmega128d4
|128
|2
|8
|8
|34
|32
|1,6 - 3,6
|12-CH @ 12-Bit
|0
|16
|4
|2
|2
|2
|TQFP44
|-
|ATxmega64d3
|64
|2
|4
|4
|50
|32
|1,6 - 3,6
|16-CH @ 12-Bit
|0
|18
|5
|2
|2
|3
|TQFP64
|-
|ATxmega128d3
|128
|2
|8
|8
|50
|32
|1,6 - 3,6
|16-CH @ 12-Bit
|0
|18
|5
|2
|2
|3
|TQFP64
|-
|ATxmega192d3
|192
|2
|16
|8
|50
|32
|1,6 - 3,6
|16-CH @ 12-Bit
|0
|18
|5
|2
|2
|3
|TQFP64
|-
|ATxmega256d3
|256
|4
|16
|8
|50
|32
|1,6 - 3,6
|16-CH @ 12-Bit
|0
|18
|5
|2
|2
|3
|TQFP64
|}

= Referenzen =
<references/>

[http://www.avrfreaks.net/index.php?module=Freaks%20Devices&func=devCompare Vergleichstabelle] von AVRFreaks

[http://www.atmel.com/dyn/products/param_table.asp?family_id=607&OrderBy=part_no&Direction=ASC#760 Vergleichstabelle aller aktuellen AVR Controller bei Atmel]

[[Category:AVR]]