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Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T14:14:29Z

Benedikt: /* Wahl der PWM Frequenz */

==Allgemeines==

Bei der Dimensionierung der Strombelastbarkeit der Bauteile muss man vor allem 2 Werte betrachten:
* Stromaufnahme des Motors im normalen Betrieb (also mit der Last)
* Stromaufnahme bei blockiertem Motor, bzw. Anlaufstrom. Hier wird der Strom nur durch den ohmschen Widerstand im Stromkreis begrenzt, er kann also je nach Motor schnell den 2-3 stelligen Amperebereich erreichen.

Die übliche Dimensionierung richtet sich vor allem nach dem ersten Wert und plant entsprechende Reserven ein (für ein paar Sekunden Faktor 2-5 des Stromes), da der zweite Wert in der Praxis aus Kostengründen meist nur schwer realisierbar und unnötig ist. Daher umgeht man das Problem entweder über eine Strombegrenzung oder über einen Sanftanlauf indem man die PWM langsam hoch fährt.
Dadurch wird der maximale Strom auf einen deutlich niedrigeren Wert begrenzt, so dass die Bauteile schwächer und kostengünstiger ausfallen können.

Die Spannung die der Motor sieht, und somit näherungsweise die Leerlaufdrehzahl ist proportional zu dem Tastverhältnis:

<math>Motorspannung=Betriebsspannung \cdot Tastverhaeltnis</math>

==Schaltungsvarianten==

===Mosfet mit Freilaufdiode, 1-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_1.gif|thumb|1-Quadrantensteller]]
Die einfachste Schaltung besteht nur aus Transistor T1, dem Motor, der Freilaufdiode D1, dem Kondensator C1, sowie der eigentlichen PWM Erzeugung und dem Mosfettreiber.

In der Einschaltphase von T1 liegt am Motor die gesamte Betriebsspannung an. Die Differenz zwischen der vom sich drehenden Motor erzeugte Generatorspannung und der Betriebsspannung fällt am Wicklungswiderstand sowie der Wicklungsinduktivität ab. Man hat es also mit einer RL Reihenschaltung zu tun. Da der Wicklungswiderstand recht klein ist, steigt der Strom näherungsweise linear an, bis T1 abschaltet. Dann übernimmt D1 den Stromfluss und schließt den Stromkreis solange kurz, bis der Strom abgeklungen ist. Obwohl keine Energie mehr von außen zugeführt wird, wird der Motor weiterhin durch die in der Wicklung gespeicherten Energie versorgt. Der Strom fällt nun wieder linear ab, bis T1 wieder durchsteuert und wieder Energie zuführt. Der Strom durch die Diode D1 ist von der Spitzenamplitude her genauso groß wie der Strom durch T1, je nach Tastverhältnis ist der Effektivwert aber kleiner als der durch T1 (bei über 50% Tastverhältnis), gleich (bei 50% Tastverhältnis) oder sogar größer (bei einem Tastverhältnis kleiner 50%). Daher muss die Diode genauso stark dimensioniert werden wie der Transistor.
Der Kondensator C1 ist notwendig, um den durch die PWM gepulsten Strom zu glätten, da aufgrund der steilen Flanken ansonsten in den Zuleitungen ein Spannungsabfall, bzw. Spannungsspitzen auftreten würden.

===Synchrongleichrichtung, 2-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_2.gif|thumb|2-Quadrantensteller]]
Um die Verluste in der Freilaufdiode zu verringern kann man diese durch einen zweiten Mosfet ersetzen, der immer dann eingeschaltet wird, wenn der andere abgeschaltet ist.
Da dieser Mosfet, im Gegensatz zu einer Diode, in beide Richtungen leitet, ist es damit möglich, den Motor kurz zu schließen und so den Motor zu bremsen.
Allgemein kann man sagen: Ist die durch die PWM erzeugte Spannung größer als die Generatorspannung des Motors, wird dieser beschleunigt. Ist die Spannung kleiner, wird der Motor abgebremst. Durch T2 wird der Motor dabei kurzgeschlossen, so dass sich durch die Generatorspannung zunächst der Strom in der Motorwicklung ab- und dann in umgekehrter Richtung wieder aufbaut. Beim Abschalten von T2 und Einschalten von T1 fließt dieser Strom über T1 in C1 und somit die Spannungsquelle zurück. Die Energie wird beim Bremsen also nicht vernichtet sondern wieder in elektrische Energie zurückverwandelt. Dies sollte man bedenken wenn man eine große Masse abbremst, denn die Spannungsquelle muss die Energie aufnehmen können. Sollte die Spannungsquelle z.B. aus einem Transformator mit Gleichrichter bestehen, kann dieser die Energie nicht aufnehmen sondern nur C1, was dazu führt, dass die Betriebsspannung ansteigt bis eventuell einer der Transistoren zerstört wird. Um dies zu verhindern ist eine Überspannungsbegrenzung in Form eines Bremswiderstands vorzusehen.
Besteht die Spannungsquelle z.B. aus einem Akku dann nimmt dieser die Energie auf und wird beim Bremsen wieder etwas geladen.
Dies funktioniert allerdings nur, wenn das Tastverhältnis nicht 0% beträgt, also T2 und T1 abwechselnd schalten, so dass nicht die gesamte Energie in der Motorwicklung sowie T2 verheizt wird. Man sollte es daher vermeiden das Tastverhältnis schnell in eine der beiden Richtungen zu ändern, da dies zu einem hohen Strom führt.
Die Ansteuerschaltung muss weiterhin verhindern, dass T1 und T2 gleichzeitig leitend werden können, denn dies würde zu einem Kurzschluss führen.

===H-Brücke, 4-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_3.gif|thumb|4-Quadrantensteller]]
Die H-Brücke, bzw. der 4-Quadrantensteller ist eine Erweiterung des 2-Quadrantensteller durch eine zweite Halbbrücke. Diese ermöglicht neben dem Beschleunigen und Bremsen des Motors auch eine Umkehr der Drehrichtung.
Dafür gibt es mehrere Ansteuerverfahren:
Die effizienteste ist, eine Hälfte wie beim 2-Quadrantensteller zu betreiben und mit der anderen den zweiten Motoranschluss an die Betriebsspannung zu legen. Für die andere Drehrichtung wechselt man einfach die Hälften, legt also den anderen Anschluss an die Betriebsspannung und verwendet die andere Hälfte als 2-Quadrantensteller.
Das andere Verfahren steuert abwechselnd T1 und T4 oder T2 und T3 durch, legt also immer eine Spannung an den Motor. Ist das Tastverhältnis 50% fließt im Mittel ein Strom von 0A, da der Motor für jeweils die Hälfte der Zeit eine positive und eine negative Spannung erhält, der Motor steht also. Je nachdem ob man das Tastverhältnis darüber oder darunter wählt, legt man die Drehrichtung fest. Dieses Verfahren ist Ansteuertechnisch einfacher, erzeugt aber auch im Stillstand Schaltverluste in den Transistoren und Verluste im Motor.

==Beispielschaltungen==
===1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 10A Dauerstrom.
Q1 und Q2 zusammen mit deren Beschaltung dienen als Pegelwandler von 3,3 oder 5V Digitalsignalen auf 12V für das Mosfet Gate. Die Schaltung arbeitet dabei invertierend, der Mosfet schaltet also bei einem Low am Eingang ein.
Sperrt Q1, wird Q2 über R1 durchgesteuert und liefert etwa 11-11,5V ans Gate des Mosfets. R2 begrenzt dabei den Strom.
Das Abschalten des Mosfets geschieht über den Pfad Q1 und D1. Gleichzeitig wird Q2 die Basisspannung weggenommen, so dass dieser sperrt.
D2 zwischen Basis und Kollektor von Q1 verhindert, dass dieser in die Sättigung kommt, so dass dieser nahezu verzögerungsfrei sperrt, sobald der Eingang auf Low wechselt.
Ab ein paar Ampere benötigt die Freilaufdiode D3 einen kleinen Kühlkörper, ebenso Q3.
Sollte die Betriebsspannung V+ des Motors bei etwa 10-16V liegen, dann kann diese Spannung auch für die Mosfetansteuerung verwendet werden. Ansonsten sollte dafür eine getrennte Spannung mit etwa 12-15V verwendet werden.

===1-Quadrantensteller mit diskretem Highside-Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1b_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller mit P-Kanal Mosfet]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren mit etwa 15-40V Betriebsspannung und mit bis zu 10A Dauerstrom.
Schaltungen mit P-Kanal Mosfets sollte man vermeiden wenn möglich, da N-Kanal Mosfets prinzipbedingt um Faktor 3 bessere Werte aufweisen als P-Kanal Mosfets.
Allerdings wird manchmal ein auf Masse bezogener Ausgang gefordert, dann ist diese Schaltung hier die richtige.
Das Problem bei der Highsideansteuerung ist, dass man die Gate-Sourcespannung irgendwie auf max. 20V begrenzen muss, was hier durch eine zusätzliche Hilfsspannung von 12V wie bei der vorigen Schaltung, nicht so einfach geht.
Daher wird hier ein anderer Weg eingeschlagen:
Q1 und R2 bilden eine Konstantstromquelle: Dadurch dass an der Basis eine feste Logikspannung ansteht, steuert Q1 so stark durch, bis er sich durch den Spannungsabfall an R2 selbst die Basisspannung reduziert. Der fließende Strom beträgt dabei (Logikpegel am Eingang - 0,6V Basis-Emitterspannung)/R2.
Ein guter Wert für den Strom sind etwa 10-15mA. Bei der Dimensionierung sollte man auch die Verlustleistung beachten: 40V * 15mA = 0,6W. Dies ist für einen Transistor in TO92 deutlich zu viel.
Dadurch, dass Q1 im Linearbetrieb arbeitet, kommt er nicht in die Sättigung, und es kann auf die Diode wie in der vorherigen Schaltung verzichtet werden. Ebenso ist ein Basiswiderstand unnötig, bzw. sogar hier fehl am Platz.
Da nun bekannt ist, dass im durchgesteuerten Zustand von Q1 bei 5V Logikspannung (5V-0,6V)/330 Ohm= 13,3mA fließen, kann man damit den Spannungsabfall an R1 berechnen, bzw. aus der gewünschten Spannung R1:
U(R1)=13,3mA*1kOhm=13,3V.
Im eingeschalteten ist die Spannung am Kollektor von Q1 also um 13,3V negativer als V+ und das unabhängig von der Betriebsspannung! Da diese Spannung durch die als Emitterfolger geschalteten Transistor Q2 und Q3 gepuffert auch an das Gate des Mosfets gelegt werden, bekommt dieser also rund 13V Gatespannung im eingeschalteten Zustand. Dies passt gut, denn für die meisten Mosfets sollte man einen Wert zwischen 10 und 15V verwenden.
Durch den Spannungsteiler aus R1 und R2 ergibt sich allerdings auch eine untere Grenze der Betriebsspannung, damit die Schaltung sauber funktioniert:
Um die 13,3V über R2 zu erhalten, bzw. die 4,4V über R1 sind mindestens 17,7V für V+ notwendig.

===2-Quadrantensteller mit Halbbrücken Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM2_real.gif|thumb|Einfacher 2-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 20A. Dauerstrom.
Um den Aufwand zu minimieren, wird für die Halbbrücke ein fertiger Halbbrückentreiber IR2184 verwendet. Dieser besitzt eine integrierte Totzeit von 500ns zwischen dem Umschalten der Mosfets, so dass ein gleichzeitiges Einschalten beider Mosfets ausgeschlossen ist.
Da der Mosfet gegen V+ angeschlossen ist, arbeitet auch diese Schaltung invertierend. Der Grund, warum der Motor nicht gegenüber GND angeschlossen ist, ist folgender:
Für die Ansteuerung des Highside Mosfets Q2 ist eine Spannung von etwa 10V mehr als die Betriebsspannung V+ notwendig. Diese wird über die Bootstrapschaltung aus C2 und D1 erzeugt. Ist Q1 durchgesteuert, läd sich C2 über D1 auf. Schaltet anschließend Q1 ab und Q2 ein, wird dessen Ansteuerspannung aus C2 entnommen. Da Q2 nun VS mit V+ verbindet, steigt auch das Potential an C2 an. An dem VB Pin stehen nun etwa V+ + 12V-0,7V (12V Betriebsspannung-Flusspannung von D1) an. Aufgrund von Leckströmen, entläd sich C2 allerdings innerhalb einiger Millisekunden. Daher ist die maximale Einschaltdauer von Q2 begrenzt. 100% Einschaltdauer wären daher nicht möglich.
Um dieses Problem zu umgehen, ist der Motor gegen V+ geschaltet, so dass für 100% Einschaltdauer Q1 eingeschaltet werden muss, was kein Problem ist, denn dessen Treiber wird direkt auf den 12V versorgt.
Ist Q1 dagegen dauerhaft aus, Q2 also an, bremst der Motor, bzw. er steht, so dass kein Strom durch die Mosfets fließt. Daher ist es auch nicht weiter schlimm, wenn Q2 nach einer kurzen Zeit wieder abschaltet. Das einzige was nicht möglich ist, ist ein dauerhaftes Bremsen des Motors mittels Q2, aber dies wird in der Praxis auch nur in den seltensten Fällen benötigt.
Über den IN Pin, wird das invertierte PWM Signal mit Logikpegeln eingespeist. Über den SD\ Pin, lassen sich beide Mosfets gemeinsam abschalten. Damit ist ein ungebremstes Auslaufen lassen des Motors möglich.
Ab etwa 5Ampere benötigen die Mosfets einen kleinen Kühlkörper.

==Wahl der PWM Frequenz==
Bei der Wahl der PWM Frequenz muss man mehrere Faktoren berücksichtigen und einen Kompromiss eingehen:
* Die Motorinduktivität L glättet den Strom, der Wicklungswiderstand R führt zu einem Abfallen des Stromes, daraus ergibt sich die elektrische Zeitkonstante des Motors <math>t=\frac{L}{R}</math>. Bei vielen Motoren liegt diese um 1ms. Bei hochwertigen Motoren sollte diese Angabe im Datenblatt zu finden sein. Um den Stromripple gering, also das Drehmoment konstant zu halten, sollte die Periodendauer der PWM diese Zeit nicht überschreiten. Vor allem im 2 bzw. 4-Quadratentebetrieb ist dies wichtig, denn dort kann der Strom auch seine Richtung ändern, was zu einem Abbremsen, somit zu einem deutlichen Ruckeln und zu Vibrationen des Motors und zu unnötigen Verlusten führt.
* Frequenzen zwischen 100Hz und 10kHz erzeugen hörbare Pfeifgeräusche im Motor
* Mit zunehmender Frequenz steigen die Schaltverluste in den Transistoren sowie die Verluste in der Ankerwicklung sowie in derem Kern.

Die aus elektrischer Sicht ideale PWM Frequenz liegt daher meist bei 1-2kHz. Allerdings ist dies genau der Bereich, in dem das Gehör am empfindlichsten ist. Wenn das Pfeifen des Motors nicht stört, ist dies also der ideale Bereich.
Da die untere Frequenz durch die elektrische Zeitkonstante des Motors begrenzt ist, kann man nur nach oben ausweichen. Ein Kompromiss ist daher der Bereich 5-15kHz in dem das Gehör deutlich unempfindlicher ist, sich die Verluste noch in Grenzen halten.
Verwendet man die einfache Schaltung mit der Freilaufdiode und legt keinen Wert auf einen runden Lauf, bzw. hat eine hohe Masse am Motor, so dass dieser träge ist, dann kann man als Alternative zu den >5kHz die PWM Frequenz auch bis auf 200Hz reduzieren um das Geräusch erträglicher zu machen. Allerdings reduziert sich dann der Wirkungsgrad aufgrund des hohen Stromripples.

==Links==
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/103116#900247 Forenbeitrag: Highside Mosfetansteuerung mit diskretem Treiber]

*[http://de.wikipedia.org/wiki/Zweiquadrantensteller Zweiquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://de.wikipedia.org/wiki/Vierquadrantensteller Vierquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://homepages.which.net/~paul.hills/SpeedControl/SpeedControllersBody.html Grundlagen zum Thema Motoransteuerung (englisch)]

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T09:49:19Z

Benedikt: /* Wahl der PWM Frequenz */

==Allgemeines==

Bei der Dimensionierung der Strombelastbarkeit der Bauteile muss man vor allem 2 Werte betrachten:
* Stromaufnahme des Motors im normalen Betrieb (also mit der Last)
* Stromaufnahme bei blockiertem Motor, bzw. Anlaufstrom. Hier wird der Strom nur durch den ohmschen Widerstand im Stromkreis begrenzt, er kann also je nach Motor schnell den 2-3 stelligen Amperebereich erreichen.

Die übliche Dimensionierung richtet sich vor allem nach dem ersten Wert und plant entsprechende Reserven ein (für ein paar Sekunden Faktor 2-5 des Stromes), da der zweite Wert in der Praxis aus Kostengründen meist nur schwer realisierbar und unnötig ist. Daher umgeht man das Problem entweder über eine Strombegrenzung oder über einen Sanftanlauf indem man die PWM langsam hoch fährt.
Dadurch wird der maximale Strom auf einen deutlich niedrigeren Wert begrenzt, so dass die Bauteile schwächer und kostengünstiger ausfallen können.

Die Spannung die der Motor sieht, und somit näherungsweise die Leerlaufdrehzahl ist proportional zu dem Tastverhältnis:

<math>Motorspannung=Betriebsspannung \cdot Tastverhaeltnis</math>

==Schaltungsvarianten==

===Mosfet mit Freilaufdiode, 1-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_1.gif|thumb|1-Quadrantensteller]]
Die einfachste Schaltung besteht nur aus Transistor T1, dem Motor, der Freilaufdiode D1, dem Kondensator C1, sowie der eigentlichen PWM Erzeugung und dem Mosfettreiber.

In der Einschaltphase von T1 liegt am Motor die gesamte Betriebsspannung an. Die Differenz zwischen der vom sich drehenden Motor erzeugte Generatorspannung und der Betriebsspannung fällt am Wicklungswiderstand sowie der Wicklungsinduktivität ab. Man hat es also mit einer RL Reihenschaltung zu tun. Da der Wicklungswiderstand recht klein ist, steigt der Strom näherungsweise linear an, bis T1 abschaltet. Dann übernimmt D1 den Stromfluss und schließt den Stromkreis solange kurz, bis der Strom abgeklungen ist. Obwohl keine Energie mehr von außen zugeführt wird, wird der Motor weiterhin durch die in der Wicklung gespeicherten Energie versorgt. Der Strom fällt nun wieder linear ab, bis T1 wieder durchsteuert und wieder Energie zuführt. Der Strom durch die Diode D1 ist von der Spitzenamplitude her genauso groß wie der Strom durch T1, je nach Tastverhältnis ist der Effektivwert aber kleiner als der durch T1 (bei über 50% Tastverhältnis), gleich (bei 50% Tastverhältnis) oder sogar größer (bei einem Tastverhältnis kleiner 50%). Daher muss die Diode genauso stark dimensioniert werden wie der Transistor.
Der Kondensator C1 ist notwendig, um den durch die PWM gepulsten Strom zu glätten, da aufgrund der steilen Flanken ansonsten in den Zuleitungen ein Spannungsabfall, bzw. Spannungsspitzen auftreten würden.

===Synchrongleichrichtung, 2-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_2.gif|thumb|2-Quadrantensteller]]
Um die Verluste in der Freilaufdiode zu verringern kann man diese durch einen zweiten Mosfet ersetzen, der immer dann eingeschaltet wird, wenn der andere abgeschaltet ist.
Da dieser Mosfet, im Gegensatz zu einer Diode, in beide Richtungen leitet, ist es damit möglich, den Motor kurz zu schließen und so den Motor zu bremsen.
Allgemein kann man sagen: Ist die durch die PWM erzeugte Spannung größer als die Generatorspannung des Motors, wird dieser beschleunigt. Ist die Spannung kleiner, wird der Motor abgebremst. Durch T2 wird der Motor dabei kurzgeschlossen, so dass sich durch die Generatorspannung zunächst der Strom in der Motorwicklung ab- und dann in umgekehrter Richtung wieder aufbaut. Beim Abschalten von T2 und Einschalten von T1 fließt dieser Strom über T1 in C1 und somit die Spannungsquelle zurück. Die Energie wird beim Bremsen also nicht vernichtet sondern wieder in elektrische Energie zurückverwandelt. Dies sollte man bedenken wenn man eine große Masse abbremst, denn die Spannungsquelle muss die Energie aufnehmen können. Sollte die Spannungsquelle z.B. aus einem Transformator mit Gleichrichter bestehen, kann dieser die Energie nicht aufnehmen sondern nur C1, was dazu führt, dass die Betriebsspannung ansteigt bis eventuell einer der Transistoren zerstört wird. Um dies zu verhindern ist eine Überspannungsbegrenzung in Form eines Bremswiderstands vorzusehen.
Besteht die Spannungsquelle z.B. aus einem Akku dann nimmt dieser die Energie auf und wird beim Bremsen wieder etwas geladen.
Dies funktioniert allerdings nur, wenn das Tastverhältnis nicht 0% beträgt, also T2 und T1 abwechselnd schalten, so dass nicht die gesamte Energie in der Motorwicklung sowie T2 verheizt wird. Man sollte es daher vermeiden das Tastverhältnis schnell in eine der beiden Richtungen zu ändern, da dies zu einem hohen Strom führt.
Die Ansteuerschaltung muss weiterhin verhindern, dass T1 und T2 gleichzeitig leitend werden können, denn dies würde zu einem Kurzschluss führen.

===H-Brücke, 4-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_3.gif|thumb|4-Quadrantensteller]]
Die H-Brücke, bzw. der 4-Quadrantensteller ist eine Erweiterung des 2-Quadrantensteller durch eine zweite Halbbrücke. Diese ermöglicht neben dem Beschleunigen und Bremsen des Motors auch eine Umkehr der Drehrichtung.
Dafür gibt es mehrere Ansteuerverfahren:
Die effizienteste ist, eine Hälfte wie beim 2-Quadrantensteller zu betreiben und mit der anderen den zweiten Motoranschluss an die Betriebsspannung zu legen. Für die andere Drehrichtung wechselt man einfach die Hälften, legt also den anderen Anschluss an die Betriebsspannung und verwendet die andere Hälfte als 2-Quadrantensteller.
Das andere Verfahren steuert abwechselnd T1 und T4 oder T2 und T3 durch, legt also immer eine Spannung an den Motor. Ist das Tastverhältnis 50% fließt im Mittel ein Strom von 0A, da der Motor für jeweils die Hälfte der Zeit eine positive und eine negative Spannung erhält, der Motor steht also. Je nachdem ob man das Tastverhältnis darüber oder darunter wählt, legt man die Drehrichtung fest. Dieses Verfahren ist Ansteuertechnisch einfacher, erzeugt aber auch im Stillstand Schaltverluste in den Transistoren und Verluste im Motor.

==Beispielschaltungen==
===1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 10A Dauerstrom.
Q1 und Q2 zusammen mit deren Beschaltung dienen als Pegelwandler von 3,3 oder 5V Digitalsignalen auf 12V für das Mosfet Gate. Die Schaltung arbeitet dabei invertierend, der Mosfet schaltet also bei einem Low am Eingang ein.
Sperrt Q1, wird Q2 über R1 durchgesteuert und liefert etwa 11-11,5V ans Gate des Mosfets. R2 begrenzt dabei den Strom.
Das Abschalten des Mosfets geschieht über den Pfad Q1 und D1. Gleichzeitig wird Q2 die Basisspannung weggenommen, so dass dieser sperrt.
D2 zwischen Basis und Kollektor von Q1 verhindert, dass dieser in die Sättigung kommt, so dass dieser nahezu verzögerungsfrei sperrt, sobald der Eingang auf Low wechselt.
Ab ein paar Ampere benötigt die Freilaufdiode D3 einen kleinen Kühlkörper, ebenso Q3.
Sollte die Betriebsspannung V+ des Motors bei etwa 10-16V liegen, dann kann diese Spannung auch für die Mosfetansteuerung verwendet werden. Ansonsten sollte dafür eine getrennte Spannung mit etwa 12-15V verwendet werden.

===1-Quadrantensteller mit diskretem Highside-Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1b_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller mit P-Kanal Mosfet]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren mit etwa 15-40V Betriebsspannung und mit bis zu 10A Dauerstrom.
Schaltungen mit P-Kanal Mosfets sollte man vermeiden wenn möglich, da N-Kanal Mosfets prinzipbedingt um Faktor 3 bessere Werte aufweisen als P-Kanal Mosfets.
Allerdings wird manchmal ein auf Masse bezogener Ausgang gefordert, dann ist diese Schaltung hier die richtige.
Das Problem bei der Highsideansteuerung ist, dass man die Gate-Sourcespannung irgendwie auf max. 20V begrenzen muss, was hier durch eine zusätzliche Hilfsspannung von 12V wie bei der vorigen Schaltung, nicht so einfach geht.
Daher wird hier ein anderer Weg eingeschlagen:
Q1 und R2 bilden eine Konstantstromquelle: Dadurch dass an der Basis eine feste Logikspannung ansteht, steuert Q1 so stark durch, bis er sich durch den Spannungsabfall an R2 selbst die Basisspannung reduziert. Der fließende Strom beträgt dabei (Logikpegel am Eingang - 0,6V Basis-Emitterspannung)/R2.
Ein guter Wert für den Strom sind etwa 10-15mA. Bei der Dimensionierung sollte man auch die Verlustleistung beachten: 40V * 15mA = 0,6W. Dies ist für einen Transistor in TO92 deutlich zu viel.
Dadurch, dass Q1 im Linearbetrieb arbeitet, kommt er nicht in die Sättigung, und es kann auf die Diode wie in der vorherigen Schaltung verzichtet werden. Ebenso ist ein Basiswiderstand unnötig, bzw. sogar hier fehl am Platz.
Da nun bekannt ist, dass im durchgesteuerten Zustand von Q1 bei 5V Logikspannung (5V-0,6V)/330 Ohm= 13,3mA fließen, kann man damit den Spannungsabfall an R1 berechnen, bzw. aus der gewünschten Spannung R1:
U(R1)=13,3mA*1kOhm=13,3V.
Im eingeschalteten ist die Spannung am Kollektor von Q1 also um 13,3V negativer als V+ und das unabhängig von der Betriebsspannung! Da diese Spannung durch die als Emitterfolger geschalteten Transistor Q2 und Q3 gepuffert auch an das Gate des Mosfets gelegt werden, bekommt dieser also rund 13V Gatespannung im eingeschalteten Zustand. Dies passt gut, denn für die meisten Mosfets sollte man einen Wert zwischen 10 und 15V verwenden.
Durch den Spannungsteiler aus R1 und R2 ergibt sich allerdings auch eine untere Grenze der Betriebsspannung, damit die Schaltung sauber funktioniert:
Um die 13,3V über R2 zu erhalten, bzw. die 4,4V über R1 sind mindestens 17,7V für V+ notwendig.

===2-Quadrantensteller mit Halbbrücken Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM2_real.gif|thumb|Einfacher 2-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 20A. Dauerstrom.
Um den Aufwand zu minimieren, wird für die Halbbrücke ein fertiger Halbbrückentreiber IR2184 verwendet. Dieser besitzt eine integrierte Totzeit von 500ns zwischen dem Umschalten der Mosfets, so dass ein gleichzeitiges Einschalten beider Mosfets ausgeschlossen ist.
Da der Mosfet gegen V+ angeschlossen ist, arbeitet auch diese Schaltung invertierend. Der Grund, warum der Motor nicht gegenüber GND angeschlossen ist, ist folgender:
Für die Ansteuerung des Highside Mosfets Q2 ist eine Spannung von etwa 10V mehr als die Betriebsspannung V+ notwendig. Diese wird über die Bootstrapschaltung aus C2 und D1 erzeugt. Ist Q1 durchgesteuert, läd sich C2 über D1 auf. Schaltet anschließend Q1 ab und Q2 ein, wird dessen Ansteuerspannung aus C2 entnommen. Da Q2 nun VS mit V+ verbindet, steigt auch das Potential an C2 an. An dem VB Pin stehen nun etwa V+ + 12V-0,7V (12V Betriebsspannung-Flusspannung von D1) an. Aufgrund von Leckströmen, entläd sich C2 allerdings innerhalb einiger Millisekunden. Daher ist die maximale Einschaltdauer von Q2 begrenzt. 100% Einschaltdauer wären daher nicht möglich.
Um dieses Problem zu umgehen, ist der Motor gegen V+ geschaltet, so dass für 100% Einschaltdauer Q1 eingeschaltet werden muss, was kein Problem ist, denn dessen Treiber wird direkt auf den 12V versorgt.
Ist Q1 dagegen dauerhaft aus, Q2 also an, bremst der Motor, bzw. er steht, so dass kein Strom durch die Mosfets fließt. Daher ist es auch nicht weiter schlimm, wenn Q2 nach einer kurzen Zeit wieder abschaltet. Das einzige was nicht möglich ist, ist ein dauerhaftes Bremsen des Motors mittels Q2, aber dies wird in der Praxis auch nur in den seltensten Fällen benötigt.
Über den IN Pin, wird das invertierte PWM Signal mit Logikpegeln eingespeist. Über den SD\ Pin, lassen sich beide Mosfets gemeinsam abschalten. Damit ist ein ungebremstes Auslaufen lassen des Motors möglich.
Ab etwa 5Ampere benötigen die Mosfets einen kleinen Kühlkörper.

==Wahl der PWM Frequenz==
Bei der Wahl der PWM Frequenz muss man mehrere Faktoren berücksichtigen und einen Kompromiss eingehen:
* Die Motorinduktivität L glättet den Strom, der Wicklungswiderstand R führt zu einem Abfallen des Stromes, daraus ergibt sich die elektrische Zeitkonstante des Motors <math>t=\frac{L}{R}</math>. Bei vielen Motoren liegt diese um 1ms. Bei hochwertigen Motoren sollte diese Angabe im Datenblatt zu finden sein. Um den Stromripple gering, also das Drehmoment konstant zu halten, sollte die Periodendauer der PWM diese Zeit nicht überschreiten. Vor allem im 2 bzw. 4-Quadratentebetrieb ist dies wichtig, denn dort kann der Strom auch seine Richtung ändern, was zu einem Abbremsen, somit zu einem deutlichen Ruckeln und zu Vibrationen des Motors und zu unnötigen Verlusten führt.
* Frequenzen zwischen 100Hz und 10kHz erzeugen hörbare Pfeifgeräusche im Motor
* Mit zunehmender Frequenz steigen die Schaltverluste in den Transistoren sowie die Verluste in der Ankerwicklung sowie in derem Kern.

Die aus elektrischer Sicht ideale PWM Frequenz liegt daher meist bei 1-2kHz. Allerdings ist dies genau der Bereich, in dem das Gehör am empfindlichsten ist. Wenn das Pfeifen des Motors nicht stört, ist dies also der ideale Bereich.
Da die untere Frequenz durch die elektrische Zeitkonstante des Motors begrenzt ist, kann man nur nach oben ausweichen. Ein Kompromiss ist daher der Bereich 5-15kHz in dem das Gehör deutlich unempfindlicher ist, sich die Verluste noch in Grenzen halten.
Verwendet man die einfache Schaltung mit der Freilaufdiode und legt keinen Wert auf einen runden Lauf, bzw. hat eine hohe Masse am Motor, so dass dieser träge ist, dann kann man als Alternative zu den >5kHz die PWM Frequenz auch bis auf 200Hz reduzieren um das Geräusch erträglicher zu machen.

==Links==
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/103116#900247 Forenbeitrag: Highside Mosfetansteuerung mit diskretem Treiber]

*[http://de.wikipedia.org/wiki/Zweiquadrantensteller Zweiquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://de.wikipedia.org/wiki/Vierquadrantensteller Vierquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://homepages.which.net/~paul.hills/SpeedControl/SpeedControllersBody.html Grundlagen zum Thema Motoransteuerung (englisch)]

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T09:46:57Z

Benedikt: /* 1-Quadrantensteller mit diskretem Highside-Mosfettreiber */

==Allgemeines==

Bei der Dimensionierung der Strombelastbarkeit der Bauteile muss man vor allem 2 Werte betrachten:
* Stromaufnahme des Motors im normalen Betrieb (also mit der Last)
* Stromaufnahme bei blockiertem Motor, bzw. Anlaufstrom. Hier wird der Strom nur durch den ohmschen Widerstand im Stromkreis begrenzt, er kann also je nach Motor schnell den 2-3 stelligen Amperebereich erreichen.

Die übliche Dimensionierung richtet sich vor allem nach dem ersten Wert und plant entsprechende Reserven ein (für ein paar Sekunden Faktor 2-5 des Stromes), da der zweite Wert in der Praxis aus Kostengründen meist nur schwer realisierbar und unnötig ist. Daher umgeht man das Problem entweder über eine Strombegrenzung oder über einen Sanftanlauf indem man die PWM langsam hoch fährt.
Dadurch wird der maximale Strom auf einen deutlich niedrigeren Wert begrenzt, so dass die Bauteile schwächer und kostengünstiger ausfallen können.

Die Spannung die der Motor sieht, und somit näherungsweise die Leerlaufdrehzahl ist proportional zu dem Tastverhältnis:

<math>Motorspannung=Betriebsspannung \cdot Tastverhaeltnis</math>

==Schaltungsvarianten==

===Mosfet mit Freilaufdiode, 1-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_1.gif|thumb|1-Quadrantensteller]]
Die einfachste Schaltung besteht nur aus Transistor T1, dem Motor, der Freilaufdiode D1, dem Kondensator C1, sowie der eigentlichen PWM Erzeugung und dem Mosfettreiber.

In der Einschaltphase von T1 liegt am Motor die gesamte Betriebsspannung an. Die Differenz zwischen der vom sich drehenden Motor erzeugte Generatorspannung und der Betriebsspannung fällt am Wicklungswiderstand sowie der Wicklungsinduktivität ab. Man hat es also mit einer RL Reihenschaltung zu tun. Da der Wicklungswiderstand recht klein ist, steigt der Strom näherungsweise linear an, bis T1 abschaltet. Dann übernimmt D1 den Stromfluss und schließt den Stromkreis solange kurz, bis der Strom abgeklungen ist. Obwohl keine Energie mehr von außen zugeführt wird, wird der Motor weiterhin durch die in der Wicklung gespeicherten Energie versorgt. Der Strom fällt nun wieder linear ab, bis T1 wieder durchsteuert und wieder Energie zuführt. Der Strom durch die Diode D1 ist von der Spitzenamplitude her genauso groß wie der Strom durch T1, je nach Tastverhältnis ist der Effektivwert aber kleiner als der durch T1 (bei über 50% Tastverhältnis), gleich (bei 50% Tastverhältnis) oder sogar größer (bei einem Tastverhältnis kleiner 50%). Daher muss die Diode genauso stark dimensioniert werden wie der Transistor.
Der Kondensator C1 ist notwendig, um den durch die PWM gepulsten Strom zu glätten, da aufgrund der steilen Flanken ansonsten in den Zuleitungen ein Spannungsabfall, bzw. Spannungsspitzen auftreten würden.

===Synchrongleichrichtung, 2-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_2.gif|thumb|2-Quadrantensteller]]
Um die Verluste in der Freilaufdiode zu verringern kann man diese durch einen zweiten Mosfet ersetzen, der immer dann eingeschaltet wird, wenn der andere abgeschaltet ist.
Da dieser Mosfet, im Gegensatz zu einer Diode, in beide Richtungen leitet, ist es damit möglich, den Motor kurz zu schließen und so den Motor zu bremsen.
Allgemein kann man sagen: Ist die durch die PWM erzeugte Spannung größer als die Generatorspannung des Motors, wird dieser beschleunigt. Ist die Spannung kleiner, wird der Motor abgebremst. Durch T2 wird der Motor dabei kurzgeschlossen, so dass sich durch die Generatorspannung zunächst der Strom in der Motorwicklung ab- und dann in umgekehrter Richtung wieder aufbaut. Beim Abschalten von T2 und Einschalten von T1 fließt dieser Strom über T1 in C1 und somit die Spannungsquelle zurück. Die Energie wird beim Bremsen also nicht vernichtet sondern wieder in elektrische Energie zurückverwandelt. Dies sollte man bedenken wenn man eine große Masse abbremst, denn die Spannungsquelle muss die Energie aufnehmen können. Sollte die Spannungsquelle z.B. aus einem Transformator mit Gleichrichter bestehen, kann dieser die Energie nicht aufnehmen sondern nur C1, was dazu führt, dass die Betriebsspannung ansteigt bis eventuell einer der Transistoren zerstört wird. Um dies zu verhindern ist eine Überspannungsbegrenzung in Form eines Bremswiderstands vorzusehen.
Besteht die Spannungsquelle z.B. aus einem Akku dann nimmt dieser die Energie auf und wird beim Bremsen wieder etwas geladen.
Dies funktioniert allerdings nur, wenn das Tastverhältnis nicht 0% beträgt, also T2 und T1 abwechselnd schalten, so dass nicht die gesamte Energie in der Motorwicklung sowie T2 verheizt wird. Man sollte es daher vermeiden das Tastverhältnis schnell in eine der beiden Richtungen zu ändern, da dies zu einem hohen Strom führt.
Die Ansteuerschaltung muss weiterhin verhindern, dass T1 und T2 gleichzeitig leitend werden können, denn dies würde zu einem Kurzschluss führen.

===H-Brücke, 4-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_3.gif|thumb|4-Quadrantensteller]]
Die H-Brücke, bzw. der 4-Quadrantensteller ist eine Erweiterung des 2-Quadrantensteller durch eine zweite Halbbrücke. Diese ermöglicht neben dem Beschleunigen und Bremsen des Motors auch eine Umkehr der Drehrichtung.
Dafür gibt es mehrere Ansteuerverfahren:
Die effizienteste ist, eine Hälfte wie beim 2-Quadrantensteller zu betreiben und mit der anderen den zweiten Motoranschluss an die Betriebsspannung zu legen. Für die andere Drehrichtung wechselt man einfach die Hälften, legt also den anderen Anschluss an die Betriebsspannung und verwendet die andere Hälfte als 2-Quadrantensteller.
Das andere Verfahren steuert abwechselnd T1 und T4 oder T2 und T3 durch, legt also immer eine Spannung an den Motor. Ist das Tastverhältnis 50% fließt im Mittel ein Strom von 0A, da der Motor für jeweils die Hälfte der Zeit eine positive und eine negative Spannung erhält, der Motor steht also. Je nachdem ob man das Tastverhältnis darüber oder darunter wählt, legt man die Drehrichtung fest. Dieses Verfahren ist Ansteuertechnisch einfacher, erzeugt aber auch im Stillstand Schaltverluste in den Transistoren und Verluste im Motor.

==Beispielschaltungen==
===1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 10A Dauerstrom.
Q1 und Q2 zusammen mit deren Beschaltung dienen als Pegelwandler von 3,3 oder 5V Digitalsignalen auf 12V für das Mosfet Gate. Die Schaltung arbeitet dabei invertierend, der Mosfet schaltet also bei einem Low am Eingang ein.
Sperrt Q1, wird Q2 über R1 durchgesteuert und liefert etwa 11-11,5V ans Gate des Mosfets. R2 begrenzt dabei den Strom.
Das Abschalten des Mosfets geschieht über den Pfad Q1 und D1. Gleichzeitig wird Q2 die Basisspannung weggenommen, so dass dieser sperrt.
D2 zwischen Basis und Kollektor von Q1 verhindert, dass dieser in die Sättigung kommt, so dass dieser nahezu verzögerungsfrei sperrt, sobald der Eingang auf Low wechselt.
Ab ein paar Ampere benötigt die Freilaufdiode D3 einen kleinen Kühlkörper, ebenso Q3.
Sollte die Betriebsspannung V+ des Motors bei etwa 10-16V liegen, dann kann diese Spannung auch für die Mosfetansteuerung verwendet werden. Ansonsten sollte dafür eine getrennte Spannung mit etwa 12-15V verwendet werden.

===1-Quadrantensteller mit diskretem Highside-Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1b_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller mit P-Kanal Mosfet]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren mit etwa 15-40V Betriebsspannung und mit bis zu 10A Dauerstrom.
Schaltungen mit P-Kanal Mosfets sollte man vermeiden wenn möglich, da N-Kanal Mosfets prinzipbedingt um Faktor 3 bessere Werte aufweisen als P-Kanal Mosfets.
Allerdings wird manchmal ein auf Masse bezogener Ausgang gefordert, dann ist diese Schaltung hier die richtige.
Das Problem bei der Highsideansteuerung ist, dass man die Gate-Sourcespannung irgendwie auf max. 20V begrenzen muss, was hier durch eine zusätzliche Hilfsspannung von 12V wie bei der vorigen Schaltung, nicht so einfach geht.
Daher wird hier ein anderer Weg eingeschlagen:
Q1 und R2 bilden eine Konstantstromquelle: Dadurch dass an der Basis eine feste Logikspannung ansteht, steuert Q1 so stark durch, bis er sich durch den Spannungsabfall an R2 selbst die Basisspannung reduziert. Der fließende Strom beträgt dabei (Logikpegel am Eingang - 0,6V Basis-Emitterspannung)/R2.
Ein guter Wert für den Strom sind etwa 10-15mA. Bei der Dimensionierung sollte man auch die Verlustleistung beachten: 40V * 15mA = 0,6W. Dies ist für einen Transistor in TO92 deutlich zu viel.
Dadurch, dass Q1 im Linearbetrieb arbeitet, kommt er nicht in die Sättigung, und es kann auf die Diode wie in der vorherigen Schaltung verzichtet werden. Ebenso ist ein Basiswiderstand unnötig, bzw. sogar hier fehl am Platz.
Da nun bekannt ist, dass im durchgesteuerten Zustand von Q1 bei 5V Logikspannung (5V-0,6V)/330 Ohm= 13,3mA fließen, kann man damit den Spannungsabfall an R1 berechnen, bzw. aus der gewünschten Spannung R1:
U(R1)=13,3mA*1kOhm=13,3V.
Im eingeschalteten ist die Spannung am Kollektor von Q1 also um 13,3V negativer als V+ und das unabhängig von der Betriebsspannung! Da diese Spannung durch die als Emitterfolger geschalteten Transistor Q2 und Q3 gepuffert auch an das Gate des Mosfets gelegt werden, bekommt dieser also rund 13V Gatespannung im eingeschalteten Zustand. Dies passt gut, denn für die meisten Mosfets sollte man einen Wert zwischen 10 und 15V verwenden.
Durch den Spannungsteiler aus R1 und R2 ergibt sich allerdings auch eine untere Grenze der Betriebsspannung, damit die Schaltung sauber funktioniert:
Um die 13,3V über R2 zu erhalten, bzw. die 4,4V über R1 sind mindestens 17,7V für V+ notwendig.

===2-Quadrantensteller mit Halbbrücken Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM2_real.gif|thumb|Einfacher 2-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 20A. Dauerstrom.
Um den Aufwand zu minimieren, wird für die Halbbrücke ein fertiger Halbbrückentreiber IR2184 verwendet. Dieser besitzt eine integrierte Totzeit von 500ns zwischen dem Umschalten der Mosfets, so dass ein gleichzeitiges Einschalten beider Mosfets ausgeschlossen ist.
Da der Mosfet gegen V+ angeschlossen ist, arbeitet auch diese Schaltung invertierend. Der Grund, warum der Motor nicht gegenüber GND angeschlossen ist, ist folgender:
Für die Ansteuerung des Highside Mosfets Q2 ist eine Spannung von etwa 10V mehr als die Betriebsspannung V+ notwendig. Diese wird über die Bootstrapschaltung aus C2 und D1 erzeugt. Ist Q1 durchgesteuert, läd sich C2 über D1 auf. Schaltet anschließend Q1 ab und Q2 ein, wird dessen Ansteuerspannung aus C2 entnommen. Da Q2 nun VS mit V+ verbindet, steigt auch das Potential an C2 an. An dem VB Pin stehen nun etwa V+ + 12V-0,7V (12V Betriebsspannung-Flusspannung von D1) an. Aufgrund von Leckströmen, entläd sich C2 allerdings innerhalb einiger Millisekunden. Daher ist die maximale Einschaltdauer von Q2 begrenzt. 100% Einschaltdauer wären daher nicht möglich.
Um dieses Problem zu umgehen, ist der Motor gegen V+ geschaltet, so dass für 100% Einschaltdauer Q1 eingeschaltet werden muss, was kein Problem ist, denn dessen Treiber wird direkt auf den 12V versorgt.
Ist Q1 dagegen dauerhaft aus, Q2 also an, bremst der Motor, bzw. er steht, so dass kein Strom durch die Mosfets fließt. Daher ist es auch nicht weiter schlimm, wenn Q2 nach einer kurzen Zeit wieder abschaltet. Das einzige was nicht möglich ist, ist ein dauerhaftes Bremsen des Motors mittels Q2, aber dies wird in der Praxis auch nur in den seltensten Fällen benötigt.
Über den IN Pin, wird das invertierte PWM Signal mit Logikpegeln eingespeist. Über den SD\ Pin, lassen sich beide Mosfets gemeinsam abschalten. Damit ist ein ungebremstes Auslaufen lassen des Motors möglich.
Ab etwa 5Ampere benötigen die Mosfets einen kleinen Kühlkörper.

==Wahl der PWM Frequenz==
Bei der Wahl der PWM Frequenz muss man mehrere Faktoren berücksichtigen und einen Kompromiss eingehen:
* Die Motorinduktivität L glättet den Strom, der Wicklungswiderstand R führt zu einem Abfallen des Stromes, daraus ergibt sich die elektrische Zeitkonstante des Motors <math>t=\frac{L}{R}</math>. Bei vielen Motoren liegt diese um 1ms. Bei hochwertigen Motoren sollte diese Angabe im Datenblatt zu finden sein. Um den Stromripple gering, also das Drehmoment konstant zu halten, sollte die Periodendauer der PWM diese Zeit nicht überschreiten. Vor allem im 2 bzw. 4-Quadratentebetrieb ist dies wichtig, denn dort kann der Strom auch seine Richtung ändern, was zu einem Abbremsen, somit zu einem deutlichen Ruckeln und zu Vibrationen des Motors und zu unnötigen Verlusten führt.
* Frequenzen zwischen 100Hz und 10kHz erzeugen hörbare Pfeifgeräusche im Motor
* Mit zunehmender Frequenz steigen die Schaltverluste in den Transistoren sowie die Verluste in der Ankerwicklung sowie in derem Kern.

Die aus elektrischer Sicht ideale PWM Frequenz liegt daher meist bei 1-2kHz. Allerdings ist dies genau der Bereich, in dem das Gehör am empfindlichsten ist. Wenn das Pfeifen des Motors nicht stört, ist dies also der ideale Bereich.
Da die untere Frequenz durch die elektrische Zeitkonstante des Motors begrenzt ist, kann man nur nach oben ausweichen. Ein Kompromiss ist daher der Bereich 5-15kHz in dem das Gehör deutlich unempfindlicher ist, sich die Verluste noch in Grenzen halten.
Verwendet man die einfache Schaltung mit der Freilaufdiode und legt keinen Wert auf einen runden Lauf, bzw. hat eine hohe Masse am Motor, so dass dieser träge ist, dann kann man als Alternative zu den >5kHz die PWM Frequenz auch bis auf 100-200Hz reduzieren um das Geräusch erträglicher zu machen.

==Links==
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/103116#900247 Forenbeitrag: Highside Mosfetansteuerung mit diskretem Treiber]

*[http://de.wikipedia.org/wiki/Zweiquadrantensteller Zweiquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://de.wikipedia.org/wiki/Vierquadrantensteller Vierquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://homepages.which.net/~paul.hills/SpeedControl/SpeedControllersBody.html Grundlagen zum Thema Motoransteuerung (englisch)]

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T09:44:11Z

Benedikt: /* 1-Quadrantensteller mit diskretem Highside-Mosfettreiber */

==Allgemeines==

Bei der Dimensionierung der Strombelastbarkeit der Bauteile muss man vor allem 2 Werte betrachten:
* Stromaufnahme des Motors im normalen Betrieb (also mit der Last)
* Stromaufnahme bei blockiertem Motor, bzw. Anlaufstrom. Hier wird der Strom nur durch den ohmschen Widerstand im Stromkreis begrenzt, er kann also je nach Motor schnell den 2-3 stelligen Amperebereich erreichen.

Die übliche Dimensionierung richtet sich vor allem nach dem ersten Wert und plant entsprechende Reserven ein (für ein paar Sekunden Faktor 2-5 des Stromes), da der zweite Wert in der Praxis aus Kostengründen meist nur schwer realisierbar und unnötig ist. Daher umgeht man das Problem entweder über eine Strombegrenzung oder über einen Sanftanlauf indem man die PWM langsam hoch fährt.
Dadurch wird der maximale Strom auf einen deutlich niedrigeren Wert begrenzt, so dass die Bauteile schwächer und kostengünstiger ausfallen können.

Die Spannung die der Motor sieht, und somit näherungsweise die Leerlaufdrehzahl ist proportional zu dem Tastverhältnis:

<math>Motorspannung=Betriebsspannung \cdot Tastverhaeltnis</math>

==Schaltungsvarianten==

===Mosfet mit Freilaufdiode, 1-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_1.gif|thumb|1-Quadrantensteller]]
Die einfachste Schaltung besteht nur aus Transistor T1, dem Motor, der Freilaufdiode D1, dem Kondensator C1, sowie der eigentlichen PWM Erzeugung und dem Mosfettreiber.

In der Einschaltphase von T1 liegt am Motor die gesamte Betriebsspannung an. Die Differenz zwischen der vom sich drehenden Motor erzeugte Generatorspannung und der Betriebsspannung fällt am Wicklungswiderstand sowie der Wicklungsinduktivität ab. Man hat es also mit einer RL Reihenschaltung zu tun. Da der Wicklungswiderstand recht klein ist, steigt der Strom näherungsweise linear an, bis T1 abschaltet. Dann übernimmt D1 den Stromfluss und schließt den Stromkreis solange kurz, bis der Strom abgeklungen ist. Obwohl keine Energie mehr von außen zugeführt wird, wird der Motor weiterhin durch die in der Wicklung gespeicherten Energie versorgt. Der Strom fällt nun wieder linear ab, bis T1 wieder durchsteuert und wieder Energie zuführt. Der Strom durch die Diode D1 ist von der Spitzenamplitude her genauso groß wie der Strom durch T1, je nach Tastverhältnis ist der Effektivwert aber kleiner als der durch T1 (bei über 50% Tastverhältnis), gleich (bei 50% Tastverhältnis) oder sogar größer (bei einem Tastverhältnis kleiner 50%). Daher muss die Diode genauso stark dimensioniert werden wie der Transistor.
Der Kondensator C1 ist notwendig, um den durch die PWM gepulsten Strom zu glätten, da aufgrund der steilen Flanken ansonsten in den Zuleitungen ein Spannungsabfall, bzw. Spannungsspitzen auftreten würden.

===Synchrongleichrichtung, 2-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_2.gif|thumb|2-Quadrantensteller]]
Um die Verluste in der Freilaufdiode zu verringern kann man diese durch einen zweiten Mosfet ersetzen, der immer dann eingeschaltet wird, wenn der andere abgeschaltet ist.
Da dieser Mosfet, im Gegensatz zu einer Diode, in beide Richtungen leitet, ist es damit möglich, den Motor kurz zu schließen und so den Motor zu bremsen.
Allgemein kann man sagen: Ist die durch die PWM erzeugte Spannung größer als die Generatorspannung des Motors, wird dieser beschleunigt. Ist die Spannung kleiner, wird der Motor abgebremst. Durch T2 wird der Motor dabei kurzgeschlossen, so dass sich durch die Generatorspannung zunächst der Strom in der Motorwicklung ab- und dann in umgekehrter Richtung wieder aufbaut. Beim Abschalten von T2 und Einschalten von T1 fließt dieser Strom über T1 in C1 und somit die Spannungsquelle zurück. Die Energie wird beim Bremsen also nicht vernichtet sondern wieder in elektrische Energie zurückverwandelt. Dies sollte man bedenken wenn man eine große Masse abbremst, denn die Spannungsquelle muss die Energie aufnehmen können. Sollte die Spannungsquelle z.B. aus einem Transformator mit Gleichrichter bestehen, kann dieser die Energie nicht aufnehmen sondern nur C1, was dazu führt, dass die Betriebsspannung ansteigt bis eventuell einer der Transistoren zerstört wird. Um dies zu verhindern ist eine Überspannungsbegrenzung in Form eines Bremswiderstands vorzusehen.
Besteht die Spannungsquelle z.B. aus einem Akku dann nimmt dieser die Energie auf und wird beim Bremsen wieder etwas geladen.
Dies funktioniert allerdings nur, wenn das Tastverhältnis nicht 0% beträgt, also T2 und T1 abwechselnd schalten, so dass nicht die gesamte Energie in der Motorwicklung sowie T2 verheizt wird. Man sollte es daher vermeiden das Tastverhältnis schnell in eine der beiden Richtungen zu ändern, da dies zu einem hohen Strom führt.
Die Ansteuerschaltung muss weiterhin verhindern, dass T1 und T2 gleichzeitig leitend werden können, denn dies würde zu einem Kurzschluss führen.

===H-Brücke, 4-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_3.gif|thumb|4-Quadrantensteller]]
Die H-Brücke, bzw. der 4-Quadrantensteller ist eine Erweiterung des 2-Quadrantensteller durch eine zweite Halbbrücke. Diese ermöglicht neben dem Beschleunigen und Bremsen des Motors auch eine Umkehr der Drehrichtung.
Dafür gibt es mehrere Ansteuerverfahren:
Die effizienteste ist, eine Hälfte wie beim 2-Quadrantensteller zu betreiben und mit der anderen den zweiten Motoranschluss an die Betriebsspannung zu legen. Für die andere Drehrichtung wechselt man einfach die Hälften, legt also den anderen Anschluss an die Betriebsspannung und verwendet die andere Hälfte als 2-Quadrantensteller.
Das andere Verfahren steuert abwechselnd T1 und T4 oder T2 und T3 durch, legt also immer eine Spannung an den Motor. Ist das Tastverhältnis 50% fließt im Mittel ein Strom von 0A, da der Motor für jeweils die Hälfte der Zeit eine positive und eine negative Spannung erhält, der Motor steht also. Je nachdem ob man das Tastverhältnis darüber oder darunter wählt, legt man die Drehrichtung fest. Dieses Verfahren ist Ansteuertechnisch einfacher, erzeugt aber auch im Stillstand Schaltverluste in den Transistoren und Verluste im Motor.

==Beispielschaltungen==
===1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 10A Dauerstrom.
Q1 und Q2 zusammen mit deren Beschaltung dienen als Pegelwandler von 3,3 oder 5V Digitalsignalen auf 12V für das Mosfet Gate. Die Schaltung arbeitet dabei invertierend, der Mosfet schaltet also bei einem Low am Eingang ein.
Sperrt Q1, wird Q2 über R1 durchgesteuert und liefert etwa 11-11,5V ans Gate des Mosfets. R2 begrenzt dabei den Strom.
Das Abschalten des Mosfets geschieht über den Pfad Q1 und D1. Gleichzeitig wird Q2 die Basisspannung weggenommen, so dass dieser sperrt.
D2 zwischen Basis und Kollektor von Q1 verhindert, dass dieser in die Sättigung kommt, so dass dieser nahezu verzögerungsfrei sperrt, sobald der Eingang auf Low wechselt.
Ab ein paar Ampere benötigt die Freilaufdiode D3 einen kleinen Kühlkörper, ebenso Q3.
Sollte die Betriebsspannung V+ des Motors bei etwa 10-16V liegen, dann kann diese Spannung auch für die Mosfetansteuerung verwendet werden. Ansonsten sollte dafür eine getrennte Spannung mit etwa 12-15V verwendet werden.

===1-Quadrantensteller mit diskretem Highside-Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1b_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller mit P-Kanal Mosfet]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren mit etwa 15-40V Betriebsspannung und mit bis zu 10A Dauerstrom.
Schaltungen mit P-Kanal Mosfets sollte man vermeiden wenn möglich, da N-Kanal Mosfets prinzipbedingt um Faktor 3 bessere Werte aufweisen als P-Kanal Mosfets.
Allerdings wird manchmal ein auf Masse bezogener Ausgang gefordert, dann ist diese Schaltung hier die richtige.
Das Problem bei der Highsideansteuerung ist, dass man die Gate-Sourcespannung irgendwie auf max. 20V begrenzen muss, was hier durch eine zusätzliche Hilfsspannung von 12V wie bei der vorigen Schaltung, nicht so einfach geht.
Daher wird hier ein anderer Weg eingeschlagen:
Q1 und R2 bilden eine Konstantstromquelle: Dadurch dass an der Basis eine feste Logikspannung ansteht, steuert Q1 so stark durch, bis er sich durch den Spannungsabfall an R2 selbst die Basisspannung reduziert. Der fließende Strom beträgt dabei (Logikpegel am Eingang - 0,6V Basis-Emitterspannung)/R2.
Ein guter Wert für den Strom sind etwa 10-15mA. Bei der Dimensionierung sollte man auch die Verlustleistung beachten: 40V * 15mA = 0,6W. Dies ist für einen Transistor in TO92 deutlich zu viel.
Dadurch, dass Q1 im Linearbetrieb arbeitet, kommt er nicht in die Sättigung, und es kann auf die Diode wie in der vorherigen Schaltung verzichtet werden. Ebenso ist ein Basiswiderstand unnötig, bzw. sogar hier fehl am Platz.
Da nun bekannt ist, dass im durchgesteuerten Zustand von Q1 bei 5V Logikspannung (5V-0,6V)/330 Ohm= 13,3mA fließen, kann man damit den Spannungsabfall an R1 berechnen, bzw. aus der gewünschten Spannung R1:
U(R1)=13,3mA*1kOhm=13,3V.
Im eingeschalteten ist die Spannung am Kollektor von Q1 also um 13,3V negativer als V+ und das unabhängig von der Betriebsspannung! Da diese Spannung durch die als Emitterfolger geschalteten Transistor Q2 und Q3 gepuffert auch an das Gate des Mosfets gelegt werden, bekommt dieser also rund 13V Gatespannung im eingeschalteten Zustand.
Durch den Spannungsteiler aus R1 und R2 ergibt sich allerdings auch eine untere Grenze der Betriebsspannung, damit die Schaltung sauber funktioniert:
Um die 13,3V über R2 zu erhalten, bzw. die 4,4V über R1 sind mindestens 17,7V für V+ notwendig.

===2-Quadrantensteller mit Halbbrücken Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM2_real.gif|thumb|Einfacher 2-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 20A. Dauerstrom.
Um den Aufwand zu minimieren, wird für die Halbbrücke ein fertiger Halbbrückentreiber IR2184 verwendet. Dieser besitzt eine integrierte Totzeit von 500ns zwischen dem Umschalten der Mosfets, so dass ein gleichzeitiges Einschalten beider Mosfets ausgeschlossen ist.
Da der Mosfet gegen V+ angeschlossen ist, arbeitet auch diese Schaltung invertierend. Der Grund, warum der Motor nicht gegenüber GND angeschlossen ist, ist folgender:
Für die Ansteuerung des Highside Mosfets Q2 ist eine Spannung von etwa 10V mehr als die Betriebsspannung V+ notwendig. Diese wird über die Bootstrapschaltung aus C2 und D1 erzeugt. Ist Q1 durchgesteuert, läd sich C2 über D1 auf. Schaltet anschließend Q1 ab und Q2 ein, wird dessen Ansteuerspannung aus C2 entnommen. Da Q2 nun VS mit V+ verbindet, steigt auch das Potential an C2 an. An dem VB Pin stehen nun etwa V+ + 12V-0,7V (12V Betriebsspannung-Flusspannung von D1) an. Aufgrund von Leckströmen, entläd sich C2 allerdings innerhalb einiger Millisekunden. Daher ist die maximale Einschaltdauer von Q2 begrenzt. 100% Einschaltdauer wären daher nicht möglich.
Um dieses Problem zu umgehen, ist der Motor gegen V+ geschaltet, so dass für 100% Einschaltdauer Q1 eingeschaltet werden muss, was kein Problem ist, denn dessen Treiber wird direkt auf den 12V versorgt.
Ist Q1 dagegen dauerhaft aus, Q2 also an, bremst der Motor, bzw. er steht, so dass kein Strom durch die Mosfets fließt. Daher ist es auch nicht weiter schlimm, wenn Q2 nach einer kurzen Zeit wieder abschaltet. Das einzige was nicht möglich ist, ist ein dauerhaftes Bremsen des Motors mittels Q2, aber dies wird in der Praxis auch nur in den seltensten Fällen benötigt.
Über den IN Pin, wird das invertierte PWM Signal mit Logikpegeln eingespeist. Über den SD\ Pin, lassen sich beide Mosfets gemeinsam abschalten. Damit ist ein ungebremstes Auslaufen lassen des Motors möglich.
Ab etwa 5Ampere benötigen die Mosfets einen kleinen Kühlkörper.

==Wahl der PWM Frequenz==
Bei der Wahl der PWM Frequenz muss man mehrere Faktoren berücksichtigen und einen Kompromiss eingehen:
* Die Motorinduktivität L glättet den Strom, der Wicklungswiderstand R führt zu einem Abfallen des Stromes, daraus ergibt sich die elektrische Zeitkonstante des Motors <math>t=\frac{L}{R}</math>. Bei vielen Motoren liegt diese um 1ms. Bei hochwertigen Motoren sollte diese Angabe im Datenblatt zu finden sein. Um den Stromripple gering, also das Drehmoment konstant zu halten, sollte die Periodendauer der PWM diese Zeit nicht überschreiten. Vor allem im 2 bzw. 4-Quadratentebetrieb ist dies wichtig, denn dort kann der Strom auch seine Richtung ändern, was zu einem Abbremsen, somit zu einem deutlichen Ruckeln und zu Vibrationen des Motors und zu unnötigen Verlusten führt.
* Frequenzen zwischen 100Hz und 10kHz erzeugen hörbare Pfeifgeräusche im Motor
* Mit zunehmender Frequenz steigen die Schaltverluste in den Transistoren sowie die Verluste in der Ankerwicklung sowie in derem Kern.

Die aus elektrischer Sicht ideale PWM Frequenz liegt daher meist bei 1-2kHz. Allerdings ist dies genau der Bereich, in dem das Gehör am empfindlichsten ist. Wenn das Pfeifen des Motors nicht stört, ist dies also der ideale Bereich.
Da die untere Frequenz durch die elektrische Zeitkonstante des Motors begrenzt ist, kann man nur nach oben ausweichen. Ein Kompromiss ist daher der Bereich 5-15kHz in dem das Gehör deutlich unempfindlicher ist, sich die Verluste noch in Grenzen halten.
Verwendet man die einfache Schaltung mit der Freilaufdiode und legt keinen Wert auf einen runden Lauf, bzw. hat eine hohe Masse am Motor, so dass dieser träge ist, dann kann man als Alternative zu den >5kHz die PWM Frequenz auch bis auf 100-200Hz reduzieren um das Geräusch erträglicher zu machen.

==Links==
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/103116#900247 Forenbeitrag: Highside Mosfetansteuerung mit diskretem Treiber]

*[http://de.wikipedia.org/wiki/Zweiquadrantensteller Zweiquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://de.wikipedia.org/wiki/Vierquadrantensteller Vierquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://homepages.which.net/~paul.hills/SpeedControl/SpeedControllersBody.html Grundlagen zum Thema Motoransteuerung (englisch)]

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T09:43:45Z

Benedikt: /* 1-Quadrantensteller mit diskretem Highside-Mosfettreiber */

==Allgemeines==

Bei der Dimensionierung der Strombelastbarkeit der Bauteile muss man vor allem 2 Werte betrachten:
* Stromaufnahme des Motors im normalen Betrieb (also mit der Last)
* Stromaufnahme bei blockiertem Motor, bzw. Anlaufstrom. Hier wird der Strom nur durch den ohmschen Widerstand im Stromkreis begrenzt, er kann also je nach Motor schnell den 2-3 stelligen Amperebereich erreichen.

Die übliche Dimensionierung richtet sich vor allem nach dem ersten Wert und plant entsprechende Reserven ein (für ein paar Sekunden Faktor 2-5 des Stromes), da der zweite Wert in der Praxis aus Kostengründen meist nur schwer realisierbar und unnötig ist. Daher umgeht man das Problem entweder über eine Strombegrenzung oder über einen Sanftanlauf indem man die PWM langsam hoch fährt.
Dadurch wird der maximale Strom auf einen deutlich niedrigeren Wert begrenzt, so dass die Bauteile schwächer und kostengünstiger ausfallen können.

Die Spannung die der Motor sieht, und somit näherungsweise die Leerlaufdrehzahl ist proportional zu dem Tastverhältnis:

<math>Motorspannung=Betriebsspannung \cdot Tastverhaeltnis</math>

==Schaltungsvarianten==

===Mosfet mit Freilaufdiode, 1-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_1.gif|thumb|1-Quadrantensteller]]
Die einfachste Schaltung besteht nur aus Transistor T1, dem Motor, der Freilaufdiode D1, dem Kondensator C1, sowie der eigentlichen PWM Erzeugung und dem Mosfettreiber.

In der Einschaltphase von T1 liegt am Motor die gesamte Betriebsspannung an. Die Differenz zwischen der vom sich drehenden Motor erzeugte Generatorspannung und der Betriebsspannung fällt am Wicklungswiderstand sowie der Wicklungsinduktivität ab. Man hat es also mit einer RL Reihenschaltung zu tun. Da der Wicklungswiderstand recht klein ist, steigt der Strom näherungsweise linear an, bis T1 abschaltet. Dann übernimmt D1 den Stromfluss und schließt den Stromkreis solange kurz, bis der Strom abgeklungen ist. Obwohl keine Energie mehr von außen zugeführt wird, wird der Motor weiterhin durch die in der Wicklung gespeicherten Energie versorgt. Der Strom fällt nun wieder linear ab, bis T1 wieder durchsteuert und wieder Energie zuführt. Der Strom durch die Diode D1 ist von der Spitzenamplitude her genauso groß wie der Strom durch T1, je nach Tastverhältnis ist der Effektivwert aber kleiner als der durch T1 (bei über 50% Tastverhältnis), gleich (bei 50% Tastverhältnis) oder sogar größer (bei einem Tastverhältnis kleiner 50%). Daher muss die Diode genauso stark dimensioniert werden wie der Transistor.
Der Kondensator C1 ist notwendig, um den durch die PWM gepulsten Strom zu glätten, da aufgrund der steilen Flanken ansonsten in den Zuleitungen ein Spannungsabfall, bzw. Spannungsspitzen auftreten würden.

===Synchrongleichrichtung, 2-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_2.gif|thumb|2-Quadrantensteller]]
Um die Verluste in der Freilaufdiode zu verringern kann man diese durch einen zweiten Mosfet ersetzen, der immer dann eingeschaltet wird, wenn der andere abgeschaltet ist.
Da dieser Mosfet, im Gegensatz zu einer Diode, in beide Richtungen leitet, ist es damit möglich, den Motor kurz zu schließen und so den Motor zu bremsen.
Allgemein kann man sagen: Ist die durch die PWM erzeugte Spannung größer als die Generatorspannung des Motors, wird dieser beschleunigt. Ist die Spannung kleiner, wird der Motor abgebremst. Durch T2 wird der Motor dabei kurzgeschlossen, so dass sich durch die Generatorspannung zunächst der Strom in der Motorwicklung ab- und dann in umgekehrter Richtung wieder aufbaut. Beim Abschalten von T2 und Einschalten von T1 fließt dieser Strom über T1 in C1 und somit die Spannungsquelle zurück. Die Energie wird beim Bremsen also nicht vernichtet sondern wieder in elektrische Energie zurückverwandelt. Dies sollte man bedenken wenn man eine große Masse abbremst, denn die Spannungsquelle muss die Energie aufnehmen können. Sollte die Spannungsquelle z.B. aus einem Transformator mit Gleichrichter bestehen, kann dieser die Energie nicht aufnehmen sondern nur C1, was dazu führt, dass die Betriebsspannung ansteigt bis eventuell einer der Transistoren zerstört wird. Um dies zu verhindern ist eine Überspannungsbegrenzung in Form eines Bremswiderstands vorzusehen.
Besteht die Spannungsquelle z.B. aus einem Akku dann nimmt dieser die Energie auf und wird beim Bremsen wieder etwas geladen.
Dies funktioniert allerdings nur, wenn das Tastverhältnis nicht 0% beträgt, also T2 und T1 abwechselnd schalten, so dass nicht die gesamte Energie in der Motorwicklung sowie T2 verheizt wird. Man sollte es daher vermeiden das Tastverhältnis schnell in eine der beiden Richtungen zu ändern, da dies zu einem hohen Strom führt.
Die Ansteuerschaltung muss weiterhin verhindern, dass T1 und T2 gleichzeitig leitend werden können, denn dies würde zu einem Kurzschluss führen.

===H-Brücke, 4-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_3.gif|thumb|4-Quadrantensteller]]
Die H-Brücke, bzw. der 4-Quadrantensteller ist eine Erweiterung des 2-Quadrantensteller durch eine zweite Halbbrücke. Diese ermöglicht neben dem Beschleunigen und Bremsen des Motors auch eine Umkehr der Drehrichtung.
Dafür gibt es mehrere Ansteuerverfahren:
Die effizienteste ist, eine Hälfte wie beim 2-Quadrantensteller zu betreiben und mit der anderen den zweiten Motoranschluss an die Betriebsspannung zu legen. Für die andere Drehrichtung wechselt man einfach die Hälften, legt also den anderen Anschluss an die Betriebsspannung und verwendet die andere Hälfte als 2-Quadrantensteller.
Das andere Verfahren steuert abwechselnd T1 und T4 oder T2 und T3 durch, legt also immer eine Spannung an den Motor. Ist das Tastverhältnis 50% fließt im Mittel ein Strom von 0A, da der Motor für jeweils die Hälfte der Zeit eine positive und eine negative Spannung erhält, der Motor steht also. Je nachdem ob man das Tastverhältnis darüber oder darunter wählt, legt man die Drehrichtung fest. Dieses Verfahren ist Ansteuertechnisch einfacher, erzeugt aber auch im Stillstand Schaltverluste in den Transistoren und Verluste im Motor.

==Beispielschaltungen==
===1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 10A Dauerstrom.
Q1 und Q2 zusammen mit deren Beschaltung dienen als Pegelwandler von 3,3 oder 5V Digitalsignalen auf 12V für das Mosfet Gate. Die Schaltung arbeitet dabei invertierend, der Mosfet schaltet also bei einem Low am Eingang ein.
Sperrt Q1, wird Q2 über R1 durchgesteuert und liefert etwa 11-11,5V ans Gate des Mosfets. R2 begrenzt dabei den Strom.
Das Abschalten des Mosfets geschieht über den Pfad Q1 und D1. Gleichzeitig wird Q2 die Basisspannung weggenommen, so dass dieser sperrt.
D2 zwischen Basis und Kollektor von Q1 verhindert, dass dieser in die Sättigung kommt, so dass dieser nahezu verzögerungsfrei sperrt, sobald der Eingang auf Low wechselt.
Ab ein paar Ampere benötigt die Freilaufdiode D3 einen kleinen Kühlkörper, ebenso Q3.
Sollte die Betriebsspannung V+ des Motors bei etwa 10-16V liegen, dann kann diese Spannung auch für die Mosfetansteuerung verwendet werden. Ansonsten sollte dafür eine getrennte Spannung mit etwa 12-15V verwendet werden.

===1-Quadrantensteller mit diskretem Highside-Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1b_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller mit P-Kanal Mosfet]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren mit etwa 15-40V Betriebsspannung und mit bis zu 10A Dauerstrom.
Schaltungen mit P-Kanal Mosfets sollte man vermeiden wenn möglich, da N-Kanal Mosfets prinzipbedingt um Faktor 3 bessere Werte aufweisen als P-Kanal Mosfets.
Allerdings wird manchmal ein auf Masse bezogener Ausgang gefordert, dann ist diese Schaltung hier die richtige.
Das Problem bei der Highsideansteuerung ist, dass man die Gate-Sourcespannung irgendwie auf max. 20V begrenzen muss, was hier durch eine zusätzliche Hilfsspannung von 12V wie bei der vorigen Schaltung, nicht so einfach geht.
Daher wird hier ein anderer Weg eingeschlagen:
Q1 und R2 bilden eine Konstantstromquelle: Dadurch dass an der Basis eine feste Logikspannung ansteht, steuert Q1 so stark durch, bis er sich durch den Spannungsabfall an R2 selbst die Basisspannung reduziert. Der fließende Strom beträgt dabei (Logikpegel am Eingang - 0,6V Basis-Emitterspannung)/R2.
Ein guter Wert für den Strom sind etwa 10-15mA. Bei der Dimensionierung sollte man auch die Verlustleistung beachten: 40V * 15mA = 0,6W. Dies ist für einen Transistor in TO92 deutlich zu viel.
Dadurch, dass Q1 im Linearbetrieb arbeitet, kommt er nicht in die Sättigung, und es kann auf die Diode wie in der vorherigen Schaltung verzichtet werden. Ebenso ist ein Basiswiderstand unnötig, bzw. sogar hier fehl am Platz.
Da nun bekannt ist, dass im durchgesteuerten Zustand von Q1 bei 5V Logikspannung (5V-0,6V)/330 Ohm= 13,3mA fließen, kann man damit den Spannungsabfall an R1 berechnen, bzw. aus der gewünschten Spannung R1:
U(R1)=13,3mA*1kOhm=13,3V.
Im eingeschalteten ist die Spannung am Kollektor von Q1 also um 13,3V negativer als V+ und das unabhängig von der Betriebsspannung! Da diese Spannung durch die als Emitterfolger geschalteten Transistor Q2 und Q3 gepuffert auch an das Gate des Mosfets gelegt werden, bekommt dieser also rund 13V Gatespannung im eingeschalteten Zustand.
Durch den Spannungsteiler aus R1 und R2 ergibt sich allerdings auch eine untere Grenze der Betriebsspannung, damit die Schaltung sauber funktioniert:
Um die 13,3V über R2 zu erhalten, bzw. die 4,4V über R1 sind 17,7V notwendig.

===2-Quadrantensteller mit Halbbrücken Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM2_real.gif|thumb|Einfacher 2-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 20A. Dauerstrom.
Um den Aufwand zu minimieren, wird für die Halbbrücke ein fertiger Halbbrückentreiber IR2184 verwendet. Dieser besitzt eine integrierte Totzeit von 500ns zwischen dem Umschalten der Mosfets, so dass ein gleichzeitiges Einschalten beider Mosfets ausgeschlossen ist.
Da der Mosfet gegen V+ angeschlossen ist, arbeitet auch diese Schaltung invertierend. Der Grund, warum der Motor nicht gegenüber GND angeschlossen ist, ist folgender:
Für die Ansteuerung des Highside Mosfets Q2 ist eine Spannung von etwa 10V mehr als die Betriebsspannung V+ notwendig. Diese wird über die Bootstrapschaltung aus C2 und D1 erzeugt. Ist Q1 durchgesteuert, läd sich C2 über D1 auf. Schaltet anschließend Q1 ab und Q2 ein, wird dessen Ansteuerspannung aus C2 entnommen. Da Q2 nun VS mit V+ verbindet, steigt auch das Potential an C2 an. An dem VB Pin stehen nun etwa V+ + 12V-0,7V (12V Betriebsspannung-Flusspannung von D1) an. Aufgrund von Leckströmen, entläd sich C2 allerdings innerhalb einiger Millisekunden. Daher ist die maximale Einschaltdauer von Q2 begrenzt. 100% Einschaltdauer wären daher nicht möglich.
Um dieses Problem zu umgehen, ist der Motor gegen V+ geschaltet, so dass für 100% Einschaltdauer Q1 eingeschaltet werden muss, was kein Problem ist, denn dessen Treiber wird direkt auf den 12V versorgt.
Ist Q1 dagegen dauerhaft aus, Q2 also an, bremst der Motor, bzw. er steht, so dass kein Strom durch die Mosfets fließt. Daher ist es auch nicht weiter schlimm, wenn Q2 nach einer kurzen Zeit wieder abschaltet. Das einzige was nicht möglich ist, ist ein dauerhaftes Bremsen des Motors mittels Q2, aber dies wird in der Praxis auch nur in den seltensten Fällen benötigt.
Über den IN Pin, wird das invertierte PWM Signal mit Logikpegeln eingespeist. Über den SD\ Pin, lassen sich beide Mosfets gemeinsam abschalten. Damit ist ein ungebremstes Auslaufen lassen des Motors möglich.
Ab etwa 5Ampere benötigen die Mosfets einen kleinen Kühlkörper.

==Wahl der PWM Frequenz==
Bei der Wahl der PWM Frequenz muss man mehrere Faktoren berücksichtigen und einen Kompromiss eingehen:
* Die Motorinduktivität L glättet den Strom, der Wicklungswiderstand R führt zu einem Abfallen des Stromes, daraus ergibt sich die elektrische Zeitkonstante des Motors <math>t=\frac{L}{R}</math>. Bei vielen Motoren liegt diese um 1ms. Bei hochwertigen Motoren sollte diese Angabe im Datenblatt zu finden sein. Um den Stromripple gering, also das Drehmoment konstant zu halten, sollte die Periodendauer der PWM diese Zeit nicht überschreiten. Vor allem im 2 bzw. 4-Quadratentebetrieb ist dies wichtig, denn dort kann der Strom auch seine Richtung ändern, was zu einem Abbremsen, somit zu einem deutlichen Ruckeln und zu Vibrationen des Motors und zu unnötigen Verlusten führt.
* Frequenzen zwischen 100Hz und 10kHz erzeugen hörbare Pfeifgeräusche im Motor
* Mit zunehmender Frequenz steigen die Schaltverluste in den Transistoren sowie die Verluste in der Ankerwicklung sowie in derem Kern.

Die aus elektrischer Sicht ideale PWM Frequenz liegt daher meist bei 1-2kHz. Allerdings ist dies genau der Bereich, in dem das Gehör am empfindlichsten ist. Wenn das Pfeifen des Motors nicht stört, ist dies also der ideale Bereich.
Da die untere Frequenz durch die elektrische Zeitkonstante des Motors begrenzt ist, kann man nur nach oben ausweichen. Ein Kompromiss ist daher der Bereich 5-15kHz in dem das Gehör deutlich unempfindlicher ist, sich die Verluste noch in Grenzen halten.
Verwendet man die einfache Schaltung mit der Freilaufdiode und legt keinen Wert auf einen runden Lauf, bzw. hat eine hohe Masse am Motor, so dass dieser träge ist, dann kann man als Alternative zu den >5kHz die PWM Frequenz auch bis auf 100-200Hz reduzieren um das Geräusch erträglicher zu machen.

==Links==
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/103116#900247 Forenbeitrag: Highside Mosfetansteuerung mit diskretem Treiber]

*[http://de.wikipedia.org/wiki/Zweiquadrantensteller Zweiquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://de.wikipedia.org/wiki/Vierquadrantensteller Vierquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://homepages.which.net/~paul.hills/SpeedControl/SpeedControllersBody.html Grundlagen zum Thema Motoransteuerung (englisch)]

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T09:41:34Z

Benedikt: /* 1-Quadrantensteller mit diskretem Highside-Mosfettreiber */

==Allgemeines==

Bei der Dimensionierung der Strombelastbarkeit der Bauteile muss man vor allem 2 Werte betrachten:
* Stromaufnahme des Motors im normalen Betrieb (also mit der Last)
* Stromaufnahme bei blockiertem Motor, bzw. Anlaufstrom. Hier wird der Strom nur durch den ohmschen Widerstand im Stromkreis begrenzt, er kann also je nach Motor schnell den 2-3 stelligen Amperebereich erreichen.

Die übliche Dimensionierung richtet sich vor allem nach dem ersten Wert und plant entsprechende Reserven ein (für ein paar Sekunden Faktor 2-5 des Stromes), da der zweite Wert in der Praxis aus Kostengründen meist nur schwer realisierbar und unnötig ist. Daher umgeht man das Problem entweder über eine Strombegrenzung oder über einen Sanftanlauf indem man die PWM langsam hoch fährt.
Dadurch wird der maximale Strom auf einen deutlich niedrigeren Wert begrenzt, so dass die Bauteile schwächer und kostengünstiger ausfallen können.

Die Spannung die der Motor sieht, und somit näherungsweise die Leerlaufdrehzahl ist proportional zu dem Tastverhältnis:

<math>Motorspannung=Betriebsspannung \cdot Tastverhaeltnis</math>

==Schaltungsvarianten==

===Mosfet mit Freilaufdiode, 1-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_1.gif|thumb|1-Quadrantensteller]]
Die einfachste Schaltung besteht nur aus Transistor T1, dem Motor, der Freilaufdiode D1, dem Kondensator C1, sowie der eigentlichen PWM Erzeugung und dem Mosfettreiber.

In der Einschaltphase von T1 liegt am Motor die gesamte Betriebsspannung an. Die Differenz zwischen der vom sich drehenden Motor erzeugte Generatorspannung und der Betriebsspannung fällt am Wicklungswiderstand sowie der Wicklungsinduktivität ab. Man hat es also mit einer RL Reihenschaltung zu tun. Da der Wicklungswiderstand recht klein ist, steigt der Strom näherungsweise linear an, bis T1 abschaltet. Dann übernimmt D1 den Stromfluss und schließt den Stromkreis solange kurz, bis der Strom abgeklungen ist. Obwohl keine Energie mehr von außen zugeführt wird, wird der Motor weiterhin durch die in der Wicklung gespeicherten Energie versorgt. Der Strom fällt nun wieder linear ab, bis T1 wieder durchsteuert und wieder Energie zuführt. Der Strom durch die Diode D1 ist von der Spitzenamplitude her genauso groß wie der Strom durch T1, je nach Tastverhältnis ist der Effektivwert aber kleiner als der durch T1 (bei über 50% Tastverhältnis), gleich (bei 50% Tastverhältnis) oder sogar größer (bei einem Tastverhältnis kleiner 50%). Daher muss die Diode genauso stark dimensioniert werden wie der Transistor.
Der Kondensator C1 ist notwendig, um den durch die PWM gepulsten Strom zu glätten, da aufgrund der steilen Flanken ansonsten in den Zuleitungen ein Spannungsabfall, bzw. Spannungsspitzen auftreten würden.

===Synchrongleichrichtung, 2-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_2.gif|thumb|2-Quadrantensteller]]
Um die Verluste in der Freilaufdiode zu verringern kann man diese durch einen zweiten Mosfet ersetzen, der immer dann eingeschaltet wird, wenn der andere abgeschaltet ist.
Da dieser Mosfet, im Gegensatz zu einer Diode, in beide Richtungen leitet, ist es damit möglich, den Motor kurz zu schließen und so den Motor zu bremsen.
Allgemein kann man sagen: Ist die durch die PWM erzeugte Spannung größer als die Generatorspannung des Motors, wird dieser beschleunigt. Ist die Spannung kleiner, wird der Motor abgebremst. Durch T2 wird der Motor dabei kurzgeschlossen, so dass sich durch die Generatorspannung zunächst der Strom in der Motorwicklung ab- und dann in umgekehrter Richtung wieder aufbaut. Beim Abschalten von T2 und Einschalten von T1 fließt dieser Strom über T1 in C1 und somit die Spannungsquelle zurück. Die Energie wird beim Bremsen also nicht vernichtet sondern wieder in elektrische Energie zurückverwandelt. Dies sollte man bedenken wenn man eine große Masse abbremst, denn die Spannungsquelle muss die Energie aufnehmen können. Sollte die Spannungsquelle z.B. aus einem Transformator mit Gleichrichter bestehen, kann dieser die Energie nicht aufnehmen sondern nur C1, was dazu führt, dass die Betriebsspannung ansteigt bis eventuell einer der Transistoren zerstört wird. Um dies zu verhindern ist eine Überspannungsbegrenzung in Form eines Bremswiderstands vorzusehen.
Besteht die Spannungsquelle z.B. aus einem Akku dann nimmt dieser die Energie auf und wird beim Bremsen wieder etwas geladen.
Dies funktioniert allerdings nur, wenn das Tastverhältnis nicht 0% beträgt, also T2 und T1 abwechselnd schalten, so dass nicht die gesamte Energie in der Motorwicklung sowie T2 verheizt wird. Man sollte es daher vermeiden das Tastverhältnis schnell in eine der beiden Richtungen zu ändern, da dies zu einem hohen Strom führt.
Die Ansteuerschaltung muss weiterhin verhindern, dass T1 und T2 gleichzeitig leitend werden können, denn dies würde zu einem Kurzschluss führen.

===H-Brücke, 4-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_3.gif|thumb|4-Quadrantensteller]]
Die H-Brücke, bzw. der 4-Quadrantensteller ist eine Erweiterung des 2-Quadrantensteller durch eine zweite Halbbrücke. Diese ermöglicht neben dem Beschleunigen und Bremsen des Motors auch eine Umkehr der Drehrichtung.
Dafür gibt es mehrere Ansteuerverfahren:
Die effizienteste ist, eine Hälfte wie beim 2-Quadrantensteller zu betreiben und mit der anderen den zweiten Motoranschluss an die Betriebsspannung zu legen. Für die andere Drehrichtung wechselt man einfach die Hälften, legt also den anderen Anschluss an die Betriebsspannung und verwendet die andere Hälfte als 2-Quadrantensteller.
Das andere Verfahren steuert abwechselnd T1 und T4 oder T2 und T3 durch, legt also immer eine Spannung an den Motor. Ist das Tastverhältnis 50% fließt im Mittel ein Strom von 0A, da der Motor für jeweils die Hälfte der Zeit eine positive und eine negative Spannung erhält, der Motor steht also. Je nachdem ob man das Tastverhältnis darüber oder darunter wählt, legt man die Drehrichtung fest. Dieses Verfahren ist Ansteuertechnisch einfacher, erzeugt aber auch im Stillstand Schaltverluste in den Transistoren und Verluste im Motor.

==Beispielschaltungen==
===1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 10A Dauerstrom.
Q1 und Q2 zusammen mit deren Beschaltung dienen als Pegelwandler von 3,3 oder 5V Digitalsignalen auf 12V für das Mosfet Gate. Die Schaltung arbeitet dabei invertierend, der Mosfet schaltet also bei einem Low am Eingang ein.
Sperrt Q1, wird Q2 über R1 durchgesteuert und liefert etwa 11-11,5V ans Gate des Mosfets. R2 begrenzt dabei den Strom.
Das Abschalten des Mosfets geschieht über den Pfad Q1 und D1. Gleichzeitig wird Q2 die Basisspannung weggenommen, so dass dieser sperrt.
D2 zwischen Basis und Kollektor von Q1 verhindert, dass dieser in die Sättigung kommt, so dass dieser nahezu verzögerungsfrei sperrt, sobald der Eingang auf Low wechselt.
Ab ein paar Ampere benötigt die Freilaufdiode D3 einen kleinen Kühlkörper, ebenso Q3.
Sollte die Betriebsspannung V+ des Motors bei etwa 10-16V liegen, dann kann diese Spannung auch für die Mosfetansteuerung verwendet werden. Ansonsten sollte dafür eine getrennte Spannung mit etwa 12-15V verwendet werden.

===1-Quadrantensteller mit diskretem Highside-Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1b_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller mit P-Kanal Mosfet]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren mit etwa 15-40V Betriebsspannung und mit bis zu 10A Dauerstrom.
Schaltungen mit P-Kanal Mosfets sollte man vermeiden wenn möglich, da N-Kanal Mosfets prinzipbedingt um Faktor 3 bessere Werte aufweisen als P-Kanal Mosfets.
Allerdings wird manchmal ein auf Masse bezogener Ausgang gefordert, dann ist diese Schaltung hier die richtige.
Das Problem bei der Highsideansteuerung ist, dass man die Gate-Sourcespannung irgendwie auf max. 20V begrenzen muss, was hier durch eine zusätzliche Hilfsspannung von 12V wie bei der vorigen Schaltung, nicht so einfach geht.
Daher wird hier ein anderer Weg eingeschlagen:
Q1 und R2 bilden eine Konstantstromquelle: Dadurch dass an der Basis eine feste Logikspannung ansteht, steuert Q1 so stark durch, bis er sich durch den Spannungsabfall an R2 selbst die Basisspannung reduziert. Der fließende Strom beträgt dabei (Logikpegel am Eingang - 0,6V Basis-Emitterspannung)/R2.
Ein guter Wert für den Strom sind etwa 10-15mA. Bei der Dimensionierung sollte man auch die Verlustleistung beachten: 40V * 15mA = 0,6W. Dies ist für einen Transistor in TO92 deutlich zu viel.
Dadurch, dass Q1 im Linearbetrieb arbeitet, kommt er nicht in die Sättigung, und es kann auf die Diode wie in der vorherigen Schaltung verzichtet werden. Ebenso ist ein Basiswiderstand unnötig, bzw. sogar hier fehl am Platz.
Da nun bekannt ist, dass im durchgesteuerten Zustand von Q1 bei 5V Logikspannung (5V-0,6V)/330 Ohm= 13,3mA fließen, kann man damit den Spannungsabfall an R1 berechnen, bzw. aus der gewünschten Spannung R1:
U(R1)=13,3mA*1kOhm=13,3V.
Im eingeschalteten ist die Spannung am Kollektor von Q1 also um 13,3V negativer als V+ und das unabhängig von der Betriebsspannung! Da diese Spannung durch die als Emitterfolger geschalteten Transistor Q2 und Q3 gepuffert auch an das Gate des Mosfets gelegt werden, bekommt dieser also rund 13V Gatespannung im eingeschalteten Zustand.

===2-Quadrantensteller mit Halbbrücken Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM2_real.gif|thumb|Einfacher 2-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 20A. Dauerstrom.
Um den Aufwand zu minimieren, wird für die Halbbrücke ein fertiger Halbbrückentreiber IR2184 verwendet. Dieser besitzt eine integrierte Totzeit von 500ns zwischen dem Umschalten der Mosfets, so dass ein gleichzeitiges Einschalten beider Mosfets ausgeschlossen ist.
Da der Mosfet gegen V+ angeschlossen ist, arbeitet auch diese Schaltung invertierend. Der Grund, warum der Motor nicht gegenüber GND angeschlossen ist, ist folgender:
Für die Ansteuerung des Highside Mosfets Q2 ist eine Spannung von etwa 10V mehr als die Betriebsspannung V+ notwendig. Diese wird über die Bootstrapschaltung aus C2 und D1 erzeugt. Ist Q1 durchgesteuert, läd sich C2 über D1 auf. Schaltet anschließend Q1 ab und Q2 ein, wird dessen Ansteuerspannung aus C2 entnommen. Da Q2 nun VS mit V+ verbindet, steigt auch das Potential an C2 an. An dem VB Pin stehen nun etwa V+ + 12V-0,7V (12V Betriebsspannung-Flusspannung von D1) an. Aufgrund von Leckströmen, entläd sich C2 allerdings innerhalb einiger Millisekunden. Daher ist die maximale Einschaltdauer von Q2 begrenzt. 100% Einschaltdauer wären daher nicht möglich.
Um dieses Problem zu umgehen, ist der Motor gegen V+ geschaltet, so dass für 100% Einschaltdauer Q1 eingeschaltet werden muss, was kein Problem ist, denn dessen Treiber wird direkt auf den 12V versorgt.
Ist Q1 dagegen dauerhaft aus, Q2 also an, bremst der Motor, bzw. er steht, so dass kein Strom durch die Mosfets fließt. Daher ist es auch nicht weiter schlimm, wenn Q2 nach einer kurzen Zeit wieder abschaltet. Das einzige was nicht möglich ist, ist ein dauerhaftes Bremsen des Motors mittels Q2, aber dies wird in der Praxis auch nur in den seltensten Fällen benötigt.
Über den IN Pin, wird das invertierte PWM Signal mit Logikpegeln eingespeist. Über den SD\ Pin, lassen sich beide Mosfets gemeinsam abschalten. Damit ist ein ungebremstes Auslaufen lassen des Motors möglich.
Ab etwa 5Ampere benötigen die Mosfets einen kleinen Kühlkörper.

==Wahl der PWM Frequenz==
Bei der Wahl der PWM Frequenz muss man mehrere Faktoren berücksichtigen und einen Kompromiss eingehen:
* Die Motorinduktivität L glättet den Strom, der Wicklungswiderstand R führt zu einem Abfallen des Stromes, daraus ergibt sich die elektrische Zeitkonstante des Motors <math>t=\frac{L}{R}</math>. Bei vielen Motoren liegt diese um 1ms. Bei hochwertigen Motoren sollte diese Angabe im Datenblatt zu finden sein. Um den Stromripple gering, also das Drehmoment konstant zu halten, sollte die Periodendauer der PWM diese Zeit nicht überschreiten. Vor allem im 2 bzw. 4-Quadratentebetrieb ist dies wichtig, denn dort kann der Strom auch seine Richtung ändern, was zu einem Abbremsen, somit zu einem deutlichen Ruckeln und zu Vibrationen des Motors und zu unnötigen Verlusten führt.
* Frequenzen zwischen 100Hz und 10kHz erzeugen hörbare Pfeifgeräusche im Motor
* Mit zunehmender Frequenz steigen die Schaltverluste in den Transistoren sowie die Verluste in der Ankerwicklung sowie in derem Kern.

Die aus elektrischer Sicht ideale PWM Frequenz liegt daher meist bei 1-2kHz. Allerdings ist dies genau der Bereich, in dem das Gehör am empfindlichsten ist. Wenn das Pfeifen des Motors nicht stört, ist dies also der ideale Bereich.
Da die untere Frequenz durch die elektrische Zeitkonstante des Motors begrenzt ist, kann man nur nach oben ausweichen. Ein Kompromiss ist daher der Bereich 5-15kHz in dem das Gehör deutlich unempfindlicher ist, sich die Verluste noch in Grenzen halten.
Verwendet man die einfache Schaltung mit der Freilaufdiode und legt keinen Wert auf einen runden Lauf, bzw. hat eine hohe Masse am Motor, so dass dieser träge ist, dann kann man als Alternative zu den >5kHz die PWM Frequenz auch bis auf 100-200Hz reduzieren um das Geräusch erträglicher zu machen.

==Links==
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/103116#900247 Forenbeitrag: Highside Mosfetansteuerung mit diskretem Treiber]

*[http://de.wikipedia.org/wiki/Zweiquadrantensteller Zweiquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://de.wikipedia.org/wiki/Vierquadrantensteller Vierquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://homepages.which.net/~paul.hills/SpeedControl/SpeedControllersBody.html Grundlagen zum Thema Motoransteuerung (englisch)]

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T09:34:26Z

Benedikt: /* 1-Quadrantensteller mit diskretem Highside-Mosfettreiber */

==Allgemeines==

Bei der Dimensionierung der Strombelastbarkeit der Bauteile muss man vor allem 2 Werte betrachten:
* Stromaufnahme des Motors im normalen Betrieb (also mit der Last)
* Stromaufnahme bei blockiertem Motor, bzw. Anlaufstrom. Hier wird der Strom nur durch den ohmschen Widerstand im Stromkreis begrenzt, er kann also je nach Motor schnell den 2-3 stelligen Amperebereich erreichen.

Die übliche Dimensionierung richtet sich vor allem nach dem ersten Wert und plant entsprechende Reserven ein (für ein paar Sekunden Faktor 2-5 des Stromes), da der zweite Wert in der Praxis aus Kostengründen meist nur schwer realisierbar und unnötig ist. Daher umgeht man das Problem entweder über eine Strombegrenzung oder über einen Sanftanlauf indem man die PWM langsam hoch fährt.
Dadurch wird der maximale Strom auf einen deutlich niedrigeren Wert begrenzt, so dass die Bauteile schwächer und kostengünstiger ausfallen können.

Die Spannung die der Motor sieht, und somit näherungsweise die Leerlaufdrehzahl ist proportional zu dem Tastverhältnis:

<math>Motorspannung=Betriebsspannung \cdot Tastverhaeltnis</math>

==Schaltungsvarianten==

===Mosfet mit Freilaufdiode, 1-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_1.gif|thumb|1-Quadrantensteller]]
Die einfachste Schaltung besteht nur aus Transistor T1, dem Motor, der Freilaufdiode D1, dem Kondensator C1, sowie der eigentlichen PWM Erzeugung und dem Mosfettreiber.

In der Einschaltphase von T1 liegt am Motor die gesamte Betriebsspannung an. Die Differenz zwischen der vom sich drehenden Motor erzeugte Generatorspannung und der Betriebsspannung fällt am Wicklungswiderstand sowie der Wicklungsinduktivität ab. Man hat es also mit einer RL Reihenschaltung zu tun. Da der Wicklungswiderstand recht klein ist, steigt der Strom näherungsweise linear an, bis T1 abschaltet. Dann übernimmt D1 den Stromfluss und schließt den Stromkreis solange kurz, bis der Strom abgeklungen ist. Obwohl keine Energie mehr von außen zugeführt wird, wird der Motor weiterhin durch die in der Wicklung gespeicherten Energie versorgt. Der Strom fällt nun wieder linear ab, bis T1 wieder durchsteuert und wieder Energie zuführt. Der Strom durch die Diode D1 ist von der Spitzenamplitude her genauso groß wie der Strom durch T1, je nach Tastverhältnis ist der Effektivwert aber kleiner als der durch T1 (bei über 50% Tastverhältnis), gleich (bei 50% Tastverhältnis) oder sogar größer (bei einem Tastverhältnis kleiner 50%). Daher muss die Diode genauso stark dimensioniert werden wie der Transistor.
Der Kondensator C1 ist notwendig, um den durch die PWM gepulsten Strom zu glätten, da aufgrund der steilen Flanken ansonsten in den Zuleitungen ein Spannungsabfall, bzw. Spannungsspitzen auftreten würden.

===Synchrongleichrichtung, 2-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_2.gif|thumb|2-Quadrantensteller]]
Um die Verluste in der Freilaufdiode zu verringern kann man diese durch einen zweiten Mosfet ersetzen, der immer dann eingeschaltet wird, wenn der andere abgeschaltet ist.
Da dieser Mosfet, im Gegensatz zu einer Diode, in beide Richtungen leitet, ist es damit möglich, den Motor kurz zu schließen und so den Motor zu bremsen.
Allgemein kann man sagen: Ist die durch die PWM erzeugte Spannung größer als die Generatorspannung des Motors, wird dieser beschleunigt. Ist die Spannung kleiner, wird der Motor abgebremst. Durch T2 wird der Motor dabei kurzgeschlossen, so dass sich durch die Generatorspannung zunächst der Strom in der Motorwicklung ab- und dann in umgekehrter Richtung wieder aufbaut. Beim Abschalten von T2 und Einschalten von T1 fließt dieser Strom über T1 in C1 und somit die Spannungsquelle zurück. Die Energie wird beim Bremsen also nicht vernichtet sondern wieder in elektrische Energie zurückverwandelt. Dies sollte man bedenken wenn man eine große Masse abbremst, denn die Spannungsquelle muss die Energie aufnehmen können. Sollte die Spannungsquelle z.B. aus einem Transformator mit Gleichrichter bestehen, kann dieser die Energie nicht aufnehmen sondern nur C1, was dazu führt, dass die Betriebsspannung ansteigt bis eventuell einer der Transistoren zerstört wird. Um dies zu verhindern ist eine Überspannungsbegrenzung in Form eines Bremswiderstands vorzusehen.
Besteht die Spannungsquelle z.B. aus einem Akku dann nimmt dieser die Energie auf und wird beim Bremsen wieder etwas geladen.
Dies funktioniert allerdings nur, wenn das Tastverhältnis nicht 0% beträgt, also T2 und T1 abwechselnd schalten, so dass nicht die gesamte Energie in der Motorwicklung sowie T2 verheizt wird. Man sollte es daher vermeiden das Tastverhältnis schnell in eine der beiden Richtungen zu ändern, da dies zu einem hohen Strom führt.
Die Ansteuerschaltung muss weiterhin verhindern, dass T1 und T2 gleichzeitig leitend werden können, denn dies würde zu einem Kurzschluss führen.

===H-Brücke, 4-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_3.gif|thumb|4-Quadrantensteller]]
Die H-Brücke, bzw. der 4-Quadrantensteller ist eine Erweiterung des 2-Quadrantensteller durch eine zweite Halbbrücke. Diese ermöglicht neben dem Beschleunigen und Bremsen des Motors auch eine Umkehr der Drehrichtung.
Dafür gibt es mehrere Ansteuerverfahren:
Die effizienteste ist, eine Hälfte wie beim 2-Quadrantensteller zu betreiben und mit der anderen den zweiten Motoranschluss an die Betriebsspannung zu legen. Für die andere Drehrichtung wechselt man einfach die Hälften, legt also den anderen Anschluss an die Betriebsspannung und verwendet die andere Hälfte als 2-Quadrantensteller.
Das andere Verfahren steuert abwechselnd T1 und T4 oder T2 und T3 durch, legt also immer eine Spannung an den Motor. Ist das Tastverhältnis 50% fließt im Mittel ein Strom von 0A, da der Motor für jeweils die Hälfte der Zeit eine positive und eine negative Spannung erhält, der Motor steht also. Je nachdem ob man das Tastverhältnis darüber oder darunter wählt, legt man die Drehrichtung fest. Dieses Verfahren ist Ansteuertechnisch einfacher, erzeugt aber auch im Stillstand Schaltverluste in den Transistoren und Verluste im Motor.

==Beispielschaltungen==
===1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 10A Dauerstrom.
Q1 und Q2 zusammen mit deren Beschaltung dienen als Pegelwandler von 3,3 oder 5V Digitalsignalen auf 12V für das Mosfet Gate. Die Schaltung arbeitet dabei invertierend, der Mosfet schaltet also bei einem Low am Eingang ein.
Sperrt Q1, wird Q2 über R1 durchgesteuert und liefert etwa 11-11,5V ans Gate des Mosfets. R2 begrenzt dabei den Strom.
Das Abschalten des Mosfets geschieht über den Pfad Q1 und D1. Gleichzeitig wird Q2 die Basisspannung weggenommen, so dass dieser sperrt.
D2 zwischen Basis und Kollektor von Q1 verhindert, dass dieser in die Sättigung kommt, so dass dieser nahezu verzögerungsfrei sperrt, sobald der Eingang auf Low wechselt.
Ab ein paar Ampere benötigt die Freilaufdiode D3 einen kleinen Kühlkörper, ebenso Q3.
Sollte die Betriebsspannung V+ des Motors bei etwa 10-16V liegen, dann kann diese Spannung auch für die Mosfetansteuerung verwendet werden. Ansonsten sollte dafür eine getrennte Spannung mit etwa 12-15V verwendet werden.

===1-Quadrantensteller mit diskretem Highside-Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1b_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller mit P-Kanal Mosfet]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren mit etwa 15-40V Betriebsspannung und mit bis zu 10A Dauerstrom.
Schaltungen mit P-Kanal Mosfets sollte man vermeiden wenn möglich, da N-Kanal Mosfets prinzipbedingt um Faktor 3 bessere Werte aufweisen als P-Kanal Mosfets.
Allerdings wird manchmal ein auf Masse bezogener Ausgang gefordert, dann ist diese Schaltung hier die richtige.
Das Problem bei der Highsideansteuerung ist, dass man die Gate-Sourcespannung irgendwie auf max. 20V begrenzen muss, was hier durch eine zusätzliche Hilfsspannung von 12V wie bei der vorigen Schaltung, nicht so einfach geht.
Daher wird hier ein anderer Weg eingeschlagen:
Q1 und R2 bilden eine Konstantstromquelle: Dadurch dass an der Basis eine feste Logikspannung ansteht, steuert Q1 so stark durch, bis er sich durch den Spannungsabfall an R2 selbst die Basisspannung reduziert. Der fließende Strom beträgt dabei (Logikpegel am Eingang - 0,6V Basis-Emitterspannung)/R2.
Ein guter Wert für den Strom sind etwa 10-15mA. Bei der Dimensionierung sollte man auch die Verlustleistung beachten: 40V * 15mA = 0,6W. Dies ist für einen Transistor in TO92 deutlich zu viel.

===2-Quadrantensteller mit Halbbrücken Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM2_real.gif|thumb|Einfacher 2-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 20A. Dauerstrom.
Um den Aufwand zu minimieren, wird für die Halbbrücke ein fertiger Halbbrückentreiber IR2184 verwendet. Dieser besitzt eine integrierte Totzeit von 500ns zwischen dem Umschalten der Mosfets, so dass ein gleichzeitiges Einschalten beider Mosfets ausgeschlossen ist.
Da der Mosfet gegen V+ angeschlossen ist, arbeitet auch diese Schaltung invertierend. Der Grund, warum der Motor nicht gegenüber GND angeschlossen ist, ist folgender:
Für die Ansteuerung des Highside Mosfets Q2 ist eine Spannung von etwa 10V mehr als die Betriebsspannung V+ notwendig. Diese wird über die Bootstrapschaltung aus C2 und D1 erzeugt. Ist Q1 durchgesteuert, läd sich C2 über D1 auf. Schaltet anschließend Q1 ab und Q2 ein, wird dessen Ansteuerspannung aus C2 entnommen. Da Q2 nun VS mit V+ verbindet, steigt auch das Potential an C2 an. An dem VB Pin stehen nun etwa V+ + 12V-0,7V (12V Betriebsspannung-Flusspannung von D1) an. Aufgrund von Leckströmen, entläd sich C2 allerdings innerhalb einiger Millisekunden. Daher ist die maximale Einschaltdauer von Q2 begrenzt. 100% Einschaltdauer wären daher nicht möglich.
Um dieses Problem zu umgehen, ist der Motor gegen V+ geschaltet, so dass für 100% Einschaltdauer Q1 eingeschaltet werden muss, was kein Problem ist, denn dessen Treiber wird direkt auf den 12V versorgt.
Ist Q1 dagegen dauerhaft aus, Q2 also an, bremst der Motor, bzw. er steht, so dass kein Strom durch die Mosfets fließt. Daher ist es auch nicht weiter schlimm, wenn Q2 nach einer kurzen Zeit wieder abschaltet. Das einzige was nicht möglich ist, ist ein dauerhaftes Bremsen des Motors mittels Q2, aber dies wird in der Praxis auch nur in den seltensten Fällen benötigt.
Über den IN Pin, wird das invertierte PWM Signal mit Logikpegeln eingespeist. Über den SD\ Pin, lassen sich beide Mosfets gemeinsam abschalten. Damit ist ein ungebremstes Auslaufen lassen des Motors möglich.
Ab etwa 5Ampere benötigen die Mosfets einen kleinen Kühlkörper.

==Wahl der PWM Frequenz==
Bei der Wahl der PWM Frequenz muss man mehrere Faktoren berücksichtigen und einen Kompromiss eingehen:
* Die Motorinduktivität L glättet den Strom, der Wicklungswiderstand R führt zu einem Abfallen des Stromes, daraus ergibt sich die elektrische Zeitkonstante des Motors <math>t=\frac{L}{R}</math>. Bei vielen Motoren liegt diese um 1ms. Bei hochwertigen Motoren sollte diese Angabe im Datenblatt zu finden sein. Um den Stromripple gering, also das Drehmoment konstant zu halten, sollte die Periodendauer der PWM diese Zeit nicht überschreiten. Vor allem im 2 bzw. 4-Quadratentebetrieb ist dies wichtig, denn dort kann der Strom auch seine Richtung ändern, was zu einem Abbremsen, somit zu einem deutlichen Ruckeln und zu Vibrationen des Motors und zu unnötigen Verlusten führt.
* Frequenzen zwischen 100Hz und 10kHz erzeugen hörbare Pfeifgeräusche im Motor
* Mit zunehmender Frequenz steigen die Schaltverluste in den Transistoren sowie die Verluste in der Ankerwicklung sowie in derem Kern.

Die aus elektrischer Sicht ideale PWM Frequenz liegt daher meist bei 1-2kHz. Allerdings ist dies genau der Bereich, in dem das Gehör am empfindlichsten ist. Wenn das Pfeifen des Motors nicht stört, ist dies also der ideale Bereich.
Da die untere Frequenz durch die elektrische Zeitkonstante des Motors begrenzt ist, kann man nur nach oben ausweichen. Ein Kompromiss ist daher der Bereich 5-15kHz in dem das Gehör deutlich unempfindlicher ist, sich die Verluste noch in Grenzen halten.
Verwendet man die einfache Schaltung mit der Freilaufdiode und legt keinen Wert auf einen runden Lauf, bzw. hat eine hohe Masse am Motor, so dass dieser träge ist, dann kann man als Alternative zu den >5kHz die PWM Frequenz auch bis auf 100-200Hz reduzieren um das Geräusch erträglicher zu machen.

==Links==
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/103116#900247 Forenbeitrag: Highside Mosfetansteuerung mit diskretem Treiber]

*[http://de.wikipedia.org/wiki/Zweiquadrantensteller Zweiquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://de.wikipedia.org/wiki/Vierquadrantensteller Vierquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://homepages.which.net/~paul.hills/SpeedControl/SpeedControllersBody.html Grundlagen zum Thema Motoransteuerung (englisch)]

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T09:26:58Z

Benedikt: /* 1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber */

==Allgemeines==

Bei der Dimensionierung der Strombelastbarkeit der Bauteile muss man vor allem 2 Werte betrachten:
* Stromaufnahme des Motors im normalen Betrieb (also mit der Last)
* Stromaufnahme bei blockiertem Motor, bzw. Anlaufstrom. Hier wird der Strom nur durch den ohmschen Widerstand im Stromkreis begrenzt, er kann also je nach Motor schnell den 2-3 stelligen Amperebereich erreichen.

Die übliche Dimensionierung richtet sich vor allem nach dem ersten Wert und plant entsprechende Reserven ein (für ein paar Sekunden Faktor 2-5 des Stromes), da der zweite Wert in der Praxis aus Kostengründen meist nur schwer realisierbar und unnötig ist. Daher umgeht man das Problem entweder über eine Strombegrenzung oder über einen Sanftanlauf indem man die PWM langsam hoch fährt.
Dadurch wird der maximale Strom auf einen deutlich niedrigeren Wert begrenzt, so dass die Bauteile schwächer und kostengünstiger ausfallen können.

Die Spannung die der Motor sieht, und somit näherungsweise die Leerlaufdrehzahl ist proportional zu dem Tastverhältnis:

<math>Motorspannung=Betriebsspannung \cdot Tastverhaeltnis</math>

==Schaltungsvarianten==

===Mosfet mit Freilaufdiode, 1-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_1.gif|thumb|1-Quadrantensteller]]
Die einfachste Schaltung besteht nur aus Transistor T1, dem Motor, der Freilaufdiode D1, dem Kondensator C1, sowie der eigentlichen PWM Erzeugung und dem Mosfettreiber.

In der Einschaltphase von T1 liegt am Motor die gesamte Betriebsspannung an. Die Differenz zwischen der vom sich drehenden Motor erzeugte Generatorspannung und der Betriebsspannung fällt am Wicklungswiderstand sowie der Wicklungsinduktivität ab. Man hat es also mit einer RL Reihenschaltung zu tun. Da der Wicklungswiderstand recht klein ist, steigt der Strom näherungsweise linear an, bis T1 abschaltet. Dann übernimmt D1 den Stromfluss und schließt den Stromkreis solange kurz, bis der Strom abgeklungen ist. Obwohl keine Energie mehr von außen zugeführt wird, wird der Motor weiterhin durch die in der Wicklung gespeicherten Energie versorgt. Der Strom fällt nun wieder linear ab, bis T1 wieder durchsteuert und wieder Energie zuführt. Der Strom durch die Diode D1 ist von der Spitzenamplitude her genauso groß wie der Strom durch T1, je nach Tastverhältnis ist der Effektivwert aber kleiner als der durch T1 (bei über 50% Tastverhältnis), gleich (bei 50% Tastverhältnis) oder sogar größer (bei einem Tastverhältnis kleiner 50%). Daher muss die Diode genauso stark dimensioniert werden wie der Transistor.
Der Kondensator C1 ist notwendig, um den durch die PWM gepulsten Strom zu glätten, da aufgrund der steilen Flanken ansonsten in den Zuleitungen ein Spannungsabfall, bzw. Spannungsspitzen auftreten würden.

===Synchrongleichrichtung, 2-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_2.gif|thumb|2-Quadrantensteller]]
Um die Verluste in der Freilaufdiode zu verringern kann man diese durch einen zweiten Mosfet ersetzen, der immer dann eingeschaltet wird, wenn der andere abgeschaltet ist.
Da dieser Mosfet, im Gegensatz zu einer Diode, in beide Richtungen leitet, ist es damit möglich, den Motor kurz zu schließen und so den Motor zu bremsen.
Allgemein kann man sagen: Ist die durch die PWM erzeugte Spannung größer als die Generatorspannung des Motors, wird dieser beschleunigt. Ist die Spannung kleiner, wird der Motor abgebremst. Durch T2 wird der Motor dabei kurzgeschlossen, so dass sich durch die Generatorspannung zunächst der Strom in der Motorwicklung ab- und dann in umgekehrter Richtung wieder aufbaut. Beim Abschalten von T2 und Einschalten von T1 fließt dieser Strom über T1 in C1 und somit die Spannungsquelle zurück. Die Energie wird beim Bremsen also nicht vernichtet sondern wieder in elektrische Energie zurückverwandelt. Dies sollte man bedenken wenn man eine große Masse abbremst, denn die Spannungsquelle muss die Energie aufnehmen können. Sollte die Spannungsquelle z.B. aus einem Transformator mit Gleichrichter bestehen, kann dieser die Energie nicht aufnehmen sondern nur C1, was dazu führt, dass die Betriebsspannung ansteigt bis eventuell einer der Transistoren zerstört wird. Um dies zu verhindern ist eine Überspannungsbegrenzung in Form eines Bremswiderstands vorzusehen.
Besteht die Spannungsquelle z.B. aus einem Akku dann nimmt dieser die Energie auf und wird beim Bremsen wieder etwas geladen.
Dies funktioniert allerdings nur, wenn das Tastverhältnis nicht 0% beträgt, also T2 und T1 abwechselnd schalten, so dass nicht die gesamte Energie in der Motorwicklung sowie T2 verheizt wird. Man sollte es daher vermeiden das Tastverhältnis schnell in eine der beiden Richtungen zu ändern, da dies zu einem hohen Strom führt.
Die Ansteuerschaltung muss weiterhin verhindern, dass T1 und T2 gleichzeitig leitend werden können, denn dies würde zu einem Kurzschluss führen.

===H-Brücke, 4-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_3.gif|thumb|4-Quadrantensteller]]
Die H-Brücke, bzw. der 4-Quadrantensteller ist eine Erweiterung des 2-Quadrantensteller durch eine zweite Halbbrücke. Diese ermöglicht neben dem Beschleunigen und Bremsen des Motors auch eine Umkehr der Drehrichtung.
Dafür gibt es mehrere Ansteuerverfahren:
Die effizienteste ist, eine Hälfte wie beim 2-Quadrantensteller zu betreiben und mit der anderen den zweiten Motoranschluss an die Betriebsspannung zu legen. Für die andere Drehrichtung wechselt man einfach die Hälften, legt also den anderen Anschluss an die Betriebsspannung und verwendet die andere Hälfte als 2-Quadrantensteller.
Das andere Verfahren steuert abwechselnd T1 und T4 oder T2 und T3 durch, legt also immer eine Spannung an den Motor. Ist das Tastverhältnis 50% fließt im Mittel ein Strom von 0A, da der Motor für jeweils die Hälfte der Zeit eine positive und eine negative Spannung erhält, der Motor steht also. Je nachdem ob man das Tastverhältnis darüber oder darunter wählt, legt man die Drehrichtung fest. Dieses Verfahren ist Ansteuertechnisch einfacher, erzeugt aber auch im Stillstand Schaltverluste in den Transistoren und Verluste im Motor.

==Beispielschaltungen==
===1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 10A Dauerstrom.
Q1 und Q2 zusammen mit deren Beschaltung dienen als Pegelwandler von 3,3 oder 5V Digitalsignalen auf 12V für das Mosfet Gate. Die Schaltung arbeitet dabei invertierend, der Mosfet schaltet also bei einem Low am Eingang ein.
Sperrt Q1, wird Q2 über R1 durchgesteuert und liefert etwa 11-11,5V ans Gate des Mosfets. R2 begrenzt dabei den Strom.
Das Abschalten des Mosfets geschieht über den Pfad Q1 und D1. Gleichzeitig wird Q2 die Basisspannung weggenommen, so dass dieser sperrt.
D2 zwischen Basis und Kollektor von Q1 verhindert, dass dieser in die Sättigung kommt, so dass dieser nahezu verzögerungsfrei sperrt, sobald der Eingang auf Low wechselt.
Ab ein paar Ampere benötigt die Freilaufdiode D3 einen kleinen Kühlkörper, ebenso Q3.
Sollte die Betriebsspannung V+ des Motors bei etwa 10-16V liegen, dann kann diese Spannung auch für die Mosfetansteuerung verwendet werden. Ansonsten sollte dafür eine getrennte Spannung mit etwa 12-15V verwendet werden.

===1-Quadrantensteller mit diskretem Highside-Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1b_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller mit P-Kanal Mosfet]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren mit etwa 15-40V Betriebsspannung und mit bis zu 10A Dauerstrom.

===2-Quadrantensteller mit Halbbrücken Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM2_real.gif|thumb|Einfacher 2-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 20A. Dauerstrom.
Um den Aufwand zu minimieren, wird für die Halbbrücke ein fertiger Halbbrückentreiber IR2184 verwendet. Dieser besitzt eine integrierte Totzeit von 500ns zwischen dem Umschalten der Mosfets, so dass ein gleichzeitiges Einschalten beider Mosfets ausgeschlossen ist.
Da der Mosfet gegen V+ angeschlossen ist, arbeitet auch diese Schaltung invertierend. Der Grund, warum der Motor nicht gegenüber GND angeschlossen ist, ist folgender:
Für die Ansteuerung des Highside Mosfets Q2 ist eine Spannung von etwa 10V mehr als die Betriebsspannung V+ notwendig. Diese wird über die Bootstrapschaltung aus C2 und D1 erzeugt. Ist Q1 durchgesteuert, läd sich C2 über D1 auf. Schaltet anschließend Q1 ab und Q2 ein, wird dessen Ansteuerspannung aus C2 entnommen. Da Q2 nun VS mit V+ verbindet, steigt auch das Potential an C2 an. An dem VB Pin stehen nun etwa V+ + 12V-0,7V (12V Betriebsspannung-Flusspannung von D1) an. Aufgrund von Leckströmen, entläd sich C2 allerdings innerhalb einiger Millisekunden. Daher ist die maximale Einschaltdauer von Q2 begrenzt. 100% Einschaltdauer wären daher nicht möglich.
Um dieses Problem zu umgehen, ist der Motor gegen V+ geschaltet, so dass für 100% Einschaltdauer Q1 eingeschaltet werden muss, was kein Problem ist, denn dessen Treiber wird direkt auf den 12V versorgt.
Ist Q1 dagegen dauerhaft aus, Q2 also an, bremst der Motor, bzw. er steht, so dass kein Strom durch die Mosfets fließt. Daher ist es auch nicht weiter schlimm, wenn Q2 nach einer kurzen Zeit wieder abschaltet. Das einzige was nicht möglich ist, ist ein dauerhaftes Bremsen des Motors mittels Q2, aber dies wird in der Praxis auch nur in den seltensten Fällen benötigt.
Über den IN Pin, wird das invertierte PWM Signal mit Logikpegeln eingespeist. Über den SD\ Pin, lassen sich beide Mosfets gemeinsam abschalten. Damit ist ein ungebremstes Auslaufen lassen des Motors möglich.
Ab etwa 5Ampere benötigen die Mosfets einen kleinen Kühlkörper.

==Wahl der PWM Frequenz==
Bei der Wahl der PWM Frequenz muss man mehrere Faktoren berücksichtigen und einen Kompromiss eingehen:
* Die Motorinduktivität L glättet den Strom, der Wicklungswiderstand R führt zu einem Abfallen des Stromes, daraus ergibt sich die elektrische Zeitkonstante des Motors <math>t=\frac{L}{R}</math>. Bei vielen Motoren liegt diese um 1ms. Bei hochwertigen Motoren sollte diese Angabe im Datenblatt zu finden sein. Um den Stromripple gering, also das Drehmoment konstant zu halten, sollte die Periodendauer der PWM diese Zeit nicht überschreiten. Vor allem im 2 bzw. 4-Quadratentebetrieb ist dies wichtig, denn dort kann der Strom auch seine Richtung ändern, was zu einem Abbremsen, somit zu einem deutlichen Ruckeln und zu Vibrationen des Motors und zu unnötigen Verlusten führt.
* Frequenzen zwischen 100Hz und 10kHz erzeugen hörbare Pfeifgeräusche im Motor
* Mit zunehmender Frequenz steigen die Schaltverluste in den Transistoren sowie die Verluste in der Ankerwicklung sowie in derem Kern.

Die aus elektrischer Sicht ideale PWM Frequenz liegt daher meist bei 1-2kHz. Allerdings ist dies genau der Bereich, in dem das Gehör am empfindlichsten ist. Wenn das Pfeifen des Motors nicht stört, ist dies also der ideale Bereich.
Da die untere Frequenz durch die elektrische Zeitkonstante des Motors begrenzt ist, kann man nur nach oben ausweichen. Ein Kompromiss ist daher der Bereich 5-15kHz in dem das Gehör deutlich unempfindlicher ist, sich die Verluste noch in Grenzen halten.
Verwendet man die einfache Schaltung mit der Freilaufdiode und legt keinen Wert auf einen runden Lauf, bzw. hat eine hohe Masse am Motor, so dass dieser träge ist, dann kann man als Alternative zu den >5kHz die PWM Frequenz auch bis auf 100-200Hz reduzieren um das Geräusch erträglicher zu machen.

==Links==
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/103116#900247 Forenbeitrag: Highside Mosfetansteuerung mit diskretem Treiber]

*[http://de.wikipedia.org/wiki/Zweiquadrantensteller Zweiquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://de.wikipedia.org/wiki/Vierquadrantensteller Vierquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://homepages.which.net/~paul.hills/SpeedControl/SpeedControllersBody.html Grundlagen zum Thema Motoransteuerung (englisch)]

Datei:Motor PWM1b real.gif

2009-12-03T09:25:15Z

Benedikt:

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T09:15:37Z

Benedikt: /* Links */

==Allgemeines==

Bei der Dimensionierung der Strombelastbarkeit der Bauteile muss man vor allem 2 Werte betrachten:
* Stromaufnahme des Motors im normalen Betrieb (also mit der Last)
* Stromaufnahme bei blockiertem Motor, bzw. Anlaufstrom. Hier wird der Strom nur durch den ohmschen Widerstand im Stromkreis begrenzt, er kann also je nach Motor schnell den 2-3 stelligen Amperebereich erreichen.

Die übliche Dimensionierung richtet sich vor allem nach dem ersten Wert und plant entsprechende Reserven ein (für ein paar Sekunden Faktor 2-5 des Stromes), da der zweite Wert in der Praxis aus Kostengründen meist nur schwer realisierbar und unnötig ist. Daher umgeht man das Problem entweder über eine Strombegrenzung oder über einen Sanftanlauf indem man die PWM langsam hoch fährt.
Dadurch wird der maximale Strom auf einen deutlich niedrigeren Wert begrenzt, so dass die Bauteile schwächer und kostengünstiger ausfallen können.

Die Spannung die der Motor sieht, und somit näherungsweise die Leerlaufdrehzahl ist proportional zu dem Tastverhältnis:

<math>Motorspannung=Betriebsspannung \cdot Tastverhaeltnis</math>

==Schaltungsvarianten==

===Mosfet mit Freilaufdiode, 1-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_1.gif|thumb|1-Quadrantensteller]]
Die einfachste Schaltung besteht nur aus Transistor T1, dem Motor, der Freilaufdiode D1, dem Kondensator C1, sowie der eigentlichen PWM Erzeugung und dem Mosfettreiber.

In der Einschaltphase von T1 liegt am Motor die gesamte Betriebsspannung an. Die Differenz zwischen der vom sich drehenden Motor erzeugte Generatorspannung und der Betriebsspannung fällt am Wicklungswiderstand sowie der Wicklungsinduktivität ab. Man hat es also mit einer RL Reihenschaltung zu tun. Da der Wicklungswiderstand recht klein ist, steigt der Strom näherungsweise linear an, bis T1 abschaltet. Dann übernimmt D1 den Stromfluss und schließt den Stromkreis solange kurz, bis der Strom abgeklungen ist. Obwohl keine Energie mehr von außen zugeführt wird, wird der Motor weiterhin durch die in der Wicklung gespeicherten Energie versorgt. Der Strom fällt nun wieder linear ab, bis T1 wieder durchsteuert und wieder Energie zuführt. Der Strom durch die Diode D1 ist von der Spitzenamplitude her genauso groß wie der Strom durch T1, je nach Tastverhältnis ist der Effektivwert aber kleiner als der durch T1 (bei über 50% Tastverhältnis), gleich (bei 50% Tastverhältnis) oder sogar größer (bei einem Tastverhältnis kleiner 50%). Daher muss die Diode genauso stark dimensioniert werden wie der Transistor.
Der Kondensator C1 ist notwendig, um den durch die PWM gepulsten Strom zu glätten, da aufgrund der steilen Flanken ansonsten in den Zuleitungen ein Spannungsabfall, bzw. Spannungsspitzen auftreten würden.

===Synchrongleichrichtung, 2-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_2.gif|thumb|2-Quadrantensteller]]
Um die Verluste in der Freilaufdiode zu verringern kann man diese durch einen zweiten Mosfet ersetzen, der immer dann eingeschaltet wird, wenn der andere abgeschaltet ist.
Da dieser Mosfet, im Gegensatz zu einer Diode, in beide Richtungen leitet, ist es damit möglich, den Motor kurz zu schließen und so den Motor zu bremsen.
Allgemein kann man sagen: Ist die durch die PWM erzeugte Spannung größer als die Generatorspannung des Motors, wird dieser beschleunigt. Ist die Spannung kleiner, wird der Motor abgebremst. Durch T2 wird der Motor dabei kurzgeschlossen, so dass sich durch die Generatorspannung zunächst der Strom in der Motorwicklung ab- und dann in umgekehrter Richtung wieder aufbaut. Beim Abschalten von T2 und Einschalten von T1 fließt dieser Strom über T1 in C1 und somit die Spannungsquelle zurück. Die Energie wird beim Bremsen also nicht vernichtet sondern wieder in elektrische Energie zurückverwandelt. Dies sollte man bedenken wenn man eine große Masse abbremst, denn die Spannungsquelle muss die Energie aufnehmen können. Sollte die Spannungsquelle z.B. aus einem Transformator mit Gleichrichter bestehen, kann dieser die Energie nicht aufnehmen sondern nur C1, was dazu führt, dass die Betriebsspannung ansteigt bis eventuell einer der Transistoren zerstört wird. Um dies zu verhindern ist eine Überspannungsbegrenzung in Form eines Bremswiderstands vorzusehen.
Besteht die Spannungsquelle z.B. aus einem Akku dann nimmt dieser die Energie auf und wird beim Bremsen wieder etwas geladen.
Dies funktioniert allerdings nur, wenn das Tastverhältnis nicht 0% beträgt, also T2 und T1 abwechselnd schalten, so dass nicht die gesamte Energie in der Motorwicklung sowie T2 verheizt wird. Man sollte es daher vermeiden das Tastverhältnis schnell in eine der beiden Richtungen zu ändern, da dies zu einem hohen Strom führt.
Die Ansteuerschaltung muss weiterhin verhindern, dass T1 und T2 gleichzeitig leitend werden können, denn dies würde zu einem Kurzschluss führen.

===H-Brücke, 4-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_3.gif|thumb|4-Quadrantensteller]]
Die H-Brücke, bzw. der 4-Quadrantensteller ist eine Erweiterung des 2-Quadrantensteller durch eine zweite Halbbrücke. Diese ermöglicht neben dem Beschleunigen und Bremsen des Motors auch eine Umkehr der Drehrichtung.
Dafür gibt es mehrere Ansteuerverfahren:
Die effizienteste ist, eine Hälfte wie beim 2-Quadrantensteller zu betreiben und mit der anderen den zweiten Motoranschluss an die Betriebsspannung zu legen. Für die andere Drehrichtung wechselt man einfach die Hälften, legt also den anderen Anschluss an die Betriebsspannung und verwendet die andere Hälfte als 2-Quadrantensteller.
Das andere Verfahren steuert abwechselnd T1 und T4 oder T2 und T3 durch, legt also immer eine Spannung an den Motor. Ist das Tastverhältnis 50% fließt im Mittel ein Strom von 0A, da der Motor für jeweils die Hälfte der Zeit eine positive und eine negative Spannung erhält, der Motor steht also. Je nachdem ob man das Tastverhältnis darüber oder darunter wählt, legt man die Drehrichtung fest. Dieses Verfahren ist Ansteuertechnisch einfacher, erzeugt aber auch im Stillstand Schaltverluste in den Transistoren und Verluste im Motor.

==Beispielschaltungen==
===1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 10A. Dauerstrom.
Q1 und Q2 zusammen mit deren Beschaltung dienen als Pegelwandler von 3,3 oder 5V Digitalsignalen auf 12V für das Mosfet Gate. Die Schaltung arbeitet dabei invertierend, der Mosfet schaltet also bei einem Low am Eingang ein.
Sperrt Q1, wird Q2 über R1 durchgesteuert und liefert etwa 11-11,5V ans Gate des Mosfets. R2 begrenzt dabei den Strom.
Das Abschalten des Mosfets geschieht über den Pfad Q1 und D1. Gleichzeitig wird Q2 die Basisspannung weggenommen, so dass dieser sperrt.
D2 zwischen Basis und Kollektor von Q1 verhindert, dass dieser in die Sättigung kommt, so dass dieser nahezu verzögerungsfrei sperrt, sobald der Eingang auf Low wechselt.
Ab ein paar Ampere benötigt die Freilaufdiode D3 einen kleinen Kühlkörper, ebenso Q3.
Sollte die Betriebsspannung V+ des Motors bei etwa 10-16V liegen, dann kann diese Spannung auch für die Mosfetansteuerung verwendet werden. Ansonsten sollte dafür eine getrennte Spannung mit etwa 12-15V verwendet werden.

===2-Quadrantensteller mit Halbbrücken Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM2_real.gif|thumb|Einfacher 2-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 20A. Dauerstrom.
Um den Aufwand zu minimieren, wird für die Halbbrücke ein fertiger Halbbrückentreiber IR2184 verwendet. Dieser besitzt eine integrierte Totzeit von 500ns zwischen dem Umschalten der Mosfets, so dass ein gleichzeitiges Einschalten beider Mosfets ausgeschlossen ist.
Da der Mosfet gegen V+ angeschlossen ist, arbeitet auch diese Schaltung invertierend. Der Grund, warum der Motor nicht gegenüber GND angeschlossen ist, ist folgender:
Für die Ansteuerung des Highside Mosfets Q2 ist eine Spannung von etwa 10V mehr als die Betriebsspannung V+ notwendig. Diese wird über die Bootstrapschaltung aus C2 und D1 erzeugt. Ist Q1 durchgesteuert, läd sich C2 über D1 auf. Schaltet anschließend Q1 ab und Q2 ein, wird dessen Ansteuerspannung aus C2 entnommen. Da Q2 nun VS mit V+ verbindet, steigt auch das Potential an C2 an. An dem VB Pin stehen nun etwa V+ + 12V-0,7V (12V Betriebsspannung-Flusspannung von D1) an. Aufgrund von Leckströmen, entläd sich C2 allerdings innerhalb einiger Millisekunden. Daher ist die maximale Einschaltdauer von Q2 begrenzt. 100% Einschaltdauer wären daher nicht möglich.
Um dieses Problem zu umgehen, ist der Motor gegen V+ geschaltet, so dass für 100% Einschaltdauer Q1 eingeschaltet werden muss, was kein Problem ist, denn dessen Treiber wird direkt auf den 12V versorgt.
Ist Q1 dagegen dauerhaft aus, Q2 also an, bremst der Motor, bzw. er steht, so dass kein Strom durch die Mosfets fließt. Daher ist es auch nicht weiter schlimm, wenn Q2 nach einer kurzen Zeit wieder abschaltet. Das einzige was nicht möglich ist, ist ein dauerhaftes Bremsen des Motors mittels Q2, aber dies wird in der Praxis auch nur in den seltensten Fällen benötigt.
Über den IN Pin, wird das invertierte PWM Signal mit Logikpegeln eingespeist. Über den SD\ Pin, lassen sich beide Mosfets gemeinsam abschalten. Damit ist ein ungebremstes Auslaufen lassen des Motors möglich.
Ab etwa 5Ampere benötigen die Mosfets einen kleinen Kühlkörper.

==Wahl der PWM Frequenz==
Bei der Wahl der PWM Frequenz muss man mehrere Faktoren berücksichtigen und einen Kompromiss eingehen:
* Die Motorinduktivität L glättet den Strom, der Wicklungswiderstand R führt zu einem Abfallen des Stromes, daraus ergibt sich die elektrische Zeitkonstante des Motors <math>t=\frac{L}{R}</math>. Bei vielen Motoren liegt diese um 1ms. Bei hochwertigen Motoren sollte diese Angabe im Datenblatt zu finden sein. Um den Stromripple gering, also das Drehmoment konstant zu halten, sollte die Periodendauer der PWM diese Zeit nicht überschreiten. Vor allem im 2 bzw. 4-Quadratentebetrieb ist dies wichtig, denn dort kann der Strom auch seine Richtung ändern, was zu einem Abbremsen, somit zu einem deutlichen Ruckeln und zu Vibrationen des Motors und zu unnötigen Verlusten führt.
* Frequenzen zwischen 100Hz und 10kHz erzeugen hörbare Pfeifgeräusche im Motor
* Mit zunehmender Frequenz steigen die Schaltverluste in den Transistoren sowie die Verluste in der Ankerwicklung sowie in derem Kern.

Die aus elektrischer Sicht ideale PWM Frequenz liegt daher meist bei 1-2kHz. Allerdings ist dies genau der Bereich, in dem das Gehör am empfindlichsten ist. Wenn das Pfeifen des Motors nicht stört, ist dies also der ideale Bereich.
Da die untere Frequenz durch die elektrische Zeitkonstante des Motors begrenzt ist, kann man nur nach oben ausweichen. Ein Kompromiss ist daher der Bereich 5-15kHz in dem das Gehör deutlich unempfindlicher ist, sich die Verluste noch in Grenzen halten.
Verwendet man die einfache Schaltung mit der Freilaufdiode und legt keinen Wert auf einen runden Lauf, bzw. hat eine hohe Masse am Motor, so dass dieser träge ist, dann kann man als Alternative zu den >5kHz die PWM Frequenz auch bis auf 100-200Hz reduzieren um das Geräusch erträglicher zu machen.

==Links==
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/103116#900247 Forenbeitrag: Highside Mosfetansteuerung mit diskretem Treiber]

*[http://de.wikipedia.org/wiki/Zweiquadrantensteller Zweiquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://de.wikipedia.org/wiki/Vierquadrantensteller Vierquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://homepages.which.net/~paul.hills/SpeedControl/SpeedControllersBody.html Grundlagen zum Thema Motoransteuerung (englisch)]

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T09:08:58Z

Benedikt: /* 2-Quadrantensteller mit Halbbrücken Mosfettreiber */

==Allgemeines==

Bei der Dimensionierung der Strombelastbarkeit der Bauteile muss man vor allem 2 Werte betrachten:
* Stromaufnahme des Motors im normalen Betrieb (also mit der Last)
* Stromaufnahme bei blockiertem Motor, bzw. Anlaufstrom. Hier wird der Strom nur durch den ohmschen Widerstand im Stromkreis begrenzt, er kann also je nach Motor schnell den 2-3 stelligen Amperebereich erreichen.

Die übliche Dimensionierung richtet sich vor allem nach dem ersten Wert und plant entsprechende Reserven ein (für ein paar Sekunden Faktor 2-5 des Stromes), da der zweite Wert in der Praxis aus Kostengründen meist nur schwer realisierbar und unnötig ist. Daher umgeht man das Problem entweder über eine Strombegrenzung oder über einen Sanftanlauf indem man die PWM langsam hoch fährt.
Dadurch wird der maximale Strom auf einen deutlich niedrigeren Wert begrenzt, so dass die Bauteile schwächer und kostengünstiger ausfallen können.

Die Spannung die der Motor sieht, und somit näherungsweise die Leerlaufdrehzahl ist proportional zu dem Tastverhältnis:

<math>Motorspannung=Betriebsspannung \cdot Tastverhaeltnis</math>

==Schaltungsvarianten==

===Mosfet mit Freilaufdiode, 1-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_1.gif|thumb|1-Quadrantensteller]]
Die einfachste Schaltung besteht nur aus Transistor T1, dem Motor, der Freilaufdiode D1, dem Kondensator C1, sowie der eigentlichen PWM Erzeugung und dem Mosfettreiber.

In der Einschaltphase von T1 liegt am Motor die gesamte Betriebsspannung an. Die Differenz zwischen der vom sich drehenden Motor erzeugte Generatorspannung und der Betriebsspannung fällt am Wicklungswiderstand sowie der Wicklungsinduktivität ab. Man hat es also mit einer RL Reihenschaltung zu tun. Da der Wicklungswiderstand recht klein ist, steigt der Strom näherungsweise linear an, bis T1 abschaltet. Dann übernimmt D1 den Stromfluss und schließt den Stromkreis solange kurz, bis der Strom abgeklungen ist. Obwohl keine Energie mehr von außen zugeführt wird, wird der Motor weiterhin durch die in der Wicklung gespeicherten Energie versorgt. Der Strom fällt nun wieder linear ab, bis T1 wieder durchsteuert und wieder Energie zuführt. Der Strom durch die Diode D1 ist von der Spitzenamplitude her genauso groß wie der Strom durch T1, je nach Tastverhältnis ist der Effektivwert aber kleiner als der durch T1 (bei über 50% Tastverhältnis), gleich (bei 50% Tastverhältnis) oder sogar größer (bei einem Tastverhältnis kleiner 50%). Daher muss die Diode genauso stark dimensioniert werden wie der Transistor.
Der Kondensator C1 ist notwendig, um den durch die PWM gepulsten Strom zu glätten, da aufgrund der steilen Flanken ansonsten in den Zuleitungen ein Spannungsabfall, bzw. Spannungsspitzen auftreten würden.

===Synchrongleichrichtung, 2-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_2.gif|thumb|2-Quadrantensteller]]
Um die Verluste in der Freilaufdiode zu verringern kann man diese durch einen zweiten Mosfet ersetzen, der immer dann eingeschaltet wird, wenn der andere abgeschaltet ist.
Da dieser Mosfet, im Gegensatz zu einer Diode, in beide Richtungen leitet, ist es damit möglich, den Motor kurz zu schließen und so den Motor zu bremsen.
Allgemein kann man sagen: Ist die durch die PWM erzeugte Spannung größer als die Generatorspannung des Motors, wird dieser beschleunigt. Ist die Spannung kleiner, wird der Motor abgebremst. Durch T2 wird der Motor dabei kurzgeschlossen, so dass sich durch die Generatorspannung zunächst der Strom in der Motorwicklung ab- und dann in umgekehrter Richtung wieder aufbaut. Beim Abschalten von T2 und Einschalten von T1 fließt dieser Strom über T1 in C1 und somit die Spannungsquelle zurück. Die Energie wird beim Bremsen also nicht vernichtet sondern wieder in elektrische Energie zurückverwandelt. Dies sollte man bedenken wenn man eine große Masse abbremst, denn die Spannungsquelle muss die Energie aufnehmen können. Sollte die Spannungsquelle z.B. aus einem Transformator mit Gleichrichter bestehen, kann dieser die Energie nicht aufnehmen sondern nur C1, was dazu führt, dass die Betriebsspannung ansteigt bis eventuell einer der Transistoren zerstört wird. Um dies zu verhindern ist eine Überspannungsbegrenzung in Form eines Bremswiderstands vorzusehen.
Besteht die Spannungsquelle z.B. aus einem Akku dann nimmt dieser die Energie auf und wird beim Bremsen wieder etwas geladen.
Dies funktioniert allerdings nur, wenn das Tastverhältnis nicht 0% beträgt, also T2 und T1 abwechselnd schalten, so dass nicht die gesamte Energie in der Motorwicklung sowie T2 verheizt wird. Man sollte es daher vermeiden das Tastverhältnis schnell in eine der beiden Richtungen zu ändern, da dies zu einem hohen Strom führt.
Die Ansteuerschaltung muss weiterhin verhindern, dass T1 und T2 gleichzeitig leitend werden können, denn dies würde zu einem Kurzschluss führen.

===H-Brücke, 4-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_3.gif|thumb|4-Quadrantensteller]]
Die H-Brücke, bzw. der 4-Quadrantensteller ist eine Erweiterung des 2-Quadrantensteller durch eine zweite Halbbrücke. Diese ermöglicht neben dem Beschleunigen und Bremsen des Motors auch eine Umkehr der Drehrichtung.
Dafür gibt es mehrere Ansteuerverfahren:
Die effizienteste ist, eine Hälfte wie beim 2-Quadrantensteller zu betreiben und mit der anderen den zweiten Motoranschluss an die Betriebsspannung zu legen. Für die andere Drehrichtung wechselt man einfach die Hälften, legt also den anderen Anschluss an die Betriebsspannung und verwendet die andere Hälfte als 2-Quadrantensteller.
Das andere Verfahren steuert abwechselnd T1 und T4 oder T2 und T3 durch, legt also immer eine Spannung an den Motor. Ist das Tastverhältnis 50% fließt im Mittel ein Strom von 0A, da der Motor für jeweils die Hälfte der Zeit eine positive und eine negative Spannung erhält, der Motor steht also. Je nachdem ob man das Tastverhältnis darüber oder darunter wählt, legt man die Drehrichtung fest. Dieses Verfahren ist Ansteuertechnisch einfacher, erzeugt aber auch im Stillstand Schaltverluste in den Transistoren und Verluste im Motor.

==Beispielschaltungen==
===1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 10A. Dauerstrom.
Q1 und Q2 zusammen mit deren Beschaltung dienen als Pegelwandler von 3,3 oder 5V Digitalsignalen auf 12V für das Mosfet Gate. Die Schaltung arbeitet dabei invertierend, der Mosfet schaltet also bei einem Low am Eingang ein.
Sperrt Q1, wird Q2 über R1 durchgesteuert und liefert etwa 11-11,5V ans Gate des Mosfets. R2 begrenzt dabei den Strom.
Das Abschalten des Mosfets geschieht über den Pfad Q1 und D1. Gleichzeitig wird Q2 die Basisspannung weggenommen, so dass dieser sperrt.
D2 zwischen Basis und Kollektor von Q1 verhindert, dass dieser in die Sättigung kommt, so dass dieser nahezu verzögerungsfrei sperrt, sobald der Eingang auf Low wechselt.
Ab ein paar Ampere benötigt die Freilaufdiode D3 einen kleinen Kühlkörper, ebenso Q3.
Sollte die Betriebsspannung V+ des Motors bei etwa 10-16V liegen, dann kann diese Spannung auch für die Mosfetansteuerung verwendet werden. Ansonsten sollte dafür eine getrennte Spannung mit etwa 12-15V verwendet werden.

===2-Quadrantensteller mit Halbbrücken Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM2_real.gif|thumb|Einfacher 2-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 20A. Dauerstrom.
Um den Aufwand zu minimieren, wird für die Halbbrücke ein fertiger Halbbrückentreiber IR2184 verwendet. Dieser besitzt eine integrierte Totzeit von 500ns zwischen dem Umschalten der Mosfets, so dass ein gleichzeitiges Einschalten beider Mosfets ausgeschlossen ist.
Da der Mosfet gegen V+ angeschlossen ist, arbeitet auch diese Schaltung invertierend. Der Grund, warum der Motor nicht gegenüber GND angeschlossen ist, ist folgender:
Für die Ansteuerung des Highside Mosfets Q2 ist eine Spannung von etwa 10V mehr als die Betriebsspannung V+ notwendig. Diese wird über die Bootstrapschaltung aus C2 und D1 erzeugt. Ist Q1 durchgesteuert, läd sich C2 über D1 auf. Schaltet anschließend Q1 ab und Q2 ein, wird dessen Ansteuerspannung aus C2 entnommen. Da Q2 nun VS mit V+ verbindet, steigt auch das Potential an C2 an. An dem VB Pin stehen nun etwa V+ + 12V-0,7V (12V Betriebsspannung-Flusspannung von D1) an. Aufgrund von Leckströmen, entläd sich C2 allerdings innerhalb einiger Millisekunden. Daher ist die maximale Einschaltdauer von Q2 begrenzt. 100% Einschaltdauer wären daher nicht möglich.
Um dieses Problem zu umgehen, ist der Motor gegen V+ geschaltet, so dass für 100% Einschaltdauer Q1 eingeschaltet werden muss, was kein Problem ist, denn dessen Treiber wird direkt auf den 12V versorgt.
Ist Q1 dagegen dauerhaft aus, Q2 also an, bremst der Motor, bzw. er steht, so dass kein Strom durch die Mosfets fließt. Daher ist es auch nicht weiter schlimm, wenn Q2 nach einer kurzen Zeit wieder abschaltet. Das einzige was nicht möglich ist, ist ein dauerhaftes Bremsen des Motors mittels Q2, aber dies wird in der Praxis auch nur in den seltensten Fällen benötigt.
Über den IN Pin, wird das invertierte PWM Signal mit Logikpegeln eingespeist. Über den SD\ Pin, lassen sich beide Mosfets gemeinsam abschalten. Damit ist ein ungebremstes Auslaufen lassen des Motors möglich.
Ab etwa 5Ampere benötigen die Mosfets einen kleinen Kühlkörper.

==Wahl der PWM Frequenz==
Bei der Wahl der PWM Frequenz muss man mehrere Faktoren berücksichtigen und einen Kompromiss eingehen:
* Die Motorinduktivität L glättet den Strom, der Wicklungswiderstand R führt zu einem Abfallen des Stromes, daraus ergibt sich die elektrische Zeitkonstante des Motors <math>t=\frac{L}{R}</math>. Bei vielen Motoren liegt diese um 1ms. Bei hochwertigen Motoren sollte diese Angabe im Datenblatt zu finden sein. Um den Stromripple gering, also das Drehmoment konstant zu halten, sollte die Periodendauer der PWM diese Zeit nicht überschreiten. Vor allem im 2 bzw. 4-Quadratentebetrieb ist dies wichtig, denn dort kann der Strom auch seine Richtung ändern, was zu einem Abbremsen, somit zu einem deutlichen Ruckeln und zu Vibrationen des Motors und zu unnötigen Verlusten führt.
* Frequenzen zwischen 100Hz und 10kHz erzeugen hörbare Pfeifgeräusche im Motor
* Mit zunehmender Frequenz steigen die Schaltverluste in den Transistoren sowie die Verluste in der Ankerwicklung sowie in derem Kern.

Die aus elektrischer Sicht ideale PWM Frequenz liegt daher meist bei 1-2kHz. Allerdings ist dies genau der Bereich, in dem das Gehör am empfindlichsten ist. Wenn das Pfeifen des Motors nicht stört, ist dies also der ideale Bereich.
Da die untere Frequenz durch die elektrische Zeitkonstante des Motors begrenzt ist, kann man nur nach oben ausweichen. Ein Kompromiss ist daher der Bereich 5-15kHz in dem das Gehör deutlich unempfindlicher ist, sich die Verluste noch in Grenzen halten.
Verwendet man die einfache Schaltung mit der Freilaufdiode und legt keinen Wert auf einen runden Lauf, bzw. hat eine hohe Masse am Motor, so dass dieser träge ist, dann kann man als Alternative zu den >5kHz die PWM Frequenz auch bis auf 100-200Hz reduzieren um das Geräusch erträglicher zu machen.

==Links==
*[http://de.wikipedia.org/wiki/Zweiquadrantensteller Zweiquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://homepages.which.net/~paul.hills/SpeedControl/SpeedControllersBody.html Grundlagen zum Thema Motoransteuerung (englisch)]

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T09:05:19Z

Benedikt: /* 2-Quadrantensteller mit Halbbrücken Mosfettreiber */

==Allgemeines==

Bei der Dimensionierung der Strombelastbarkeit der Bauteile muss man vor allem 2 Werte betrachten:
* Stromaufnahme des Motors im normalen Betrieb (also mit der Last)
* Stromaufnahme bei blockiertem Motor, bzw. Anlaufstrom. Hier wird der Strom nur durch den ohmschen Widerstand im Stromkreis begrenzt, er kann also je nach Motor schnell den 2-3 stelligen Amperebereich erreichen.

Die übliche Dimensionierung richtet sich vor allem nach dem ersten Wert und plant entsprechende Reserven ein (für ein paar Sekunden Faktor 2-5 des Stromes), da der zweite Wert in der Praxis aus Kostengründen meist nur schwer realisierbar und unnötig ist. Daher umgeht man das Problem entweder über eine Strombegrenzung oder über einen Sanftanlauf indem man die PWM langsam hoch fährt.
Dadurch wird der maximale Strom auf einen deutlich niedrigeren Wert begrenzt, so dass die Bauteile schwächer und kostengünstiger ausfallen können.

Die Spannung die der Motor sieht, und somit näherungsweise die Leerlaufdrehzahl ist proportional zu dem Tastverhältnis:

<math>Motorspannung=Betriebsspannung \cdot Tastverhaeltnis</math>

==Schaltungsvarianten==

===Mosfet mit Freilaufdiode, 1-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_1.gif|thumb|1-Quadrantensteller]]
Die einfachste Schaltung besteht nur aus Transistor T1, dem Motor, der Freilaufdiode D1, dem Kondensator C1, sowie der eigentlichen PWM Erzeugung und dem Mosfettreiber.

In der Einschaltphase von T1 liegt am Motor die gesamte Betriebsspannung an. Die Differenz zwischen der vom sich drehenden Motor erzeugte Generatorspannung und der Betriebsspannung fällt am Wicklungswiderstand sowie der Wicklungsinduktivität ab. Man hat es also mit einer RL Reihenschaltung zu tun. Da der Wicklungswiderstand recht klein ist, steigt der Strom näherungsweise linear an, bis T1 abschaltet. Dann übernimmt D1 den Stromfluss und schließt den Stromkreis solange kurz, bis der Strom abgeklungen ist. Obwohl keine Energie mehr von außen zugeführt wird, wird der Motor weiterhin durch die in der Wicklung gespeicherten Energie versorgt. Der Strom fällt nun wieder linear ab, bis T1 wieder durchsteuert und wieder Energie zuführt. Der Strom durch die Diode D1 ist von der Spitzenamplitude her genauso groß wie der Strom durch T1, je nach Tastverhältnis ist der Effektivwert aber kleiner als der durch T1 (bei über 50% Tastverhältnis), gleich (bei 50% Tastverhältnis) oder sogar größer (bei einem Tastverhältnis kleiner 50%). Daher muss die Diode genauso stark dimensioniert werden wie der Transistor.
Der Kondensator C1 ist notwendig, um den durch die PWM gepulsten Strom zu glätten, da aufgrund der steilen Flanken ansonsten in den Zuleitungen ein Spannungsabfall, bzw. Spannungsspitzen auftreten würden.

===Synchrongleichrichtung, 2-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_2.gif|thumb|2-Quadrantensteller]]
Um die Verluste in der Freilaufdiode zu verringern kann man diese durch einen zweiten Mosfet ersetzen, der immer dann eingeschaltet wird, wenn der andere abgeschaltet ist.
Da dieser Mosfet, im Gegensatz zu einer Diode, in beide Richtungen leitet, ist es damit möglich, den Motor kurz zu schließen und so den Motor zu bremsen.
Allgemein kann man sagen: Ist die durch die PWM erzeugte Spannung größer als die Generatorspannung des Motors, wird dieser beschleunigt. Ist die Spannung kleiner, wird der Motor abgebremst. Durch T2 wird der Motor dabei kurzgeschlossen, so dass sich durch die Generatorspannung zunächst der Strom in der Motorwicklung ab- und dann in umgekehrter Richtung wieder aufbaut. Beim Abschalten von T2 und Einschalten von T1 fließt dieser Strom über T1 in C1 und somit die Spannungsquelle zurück. Die Energie wird beim Bremsen also nicht vernichtet sondern wieder in elektrische Energie zurückverwandelt. Dies sollte man bedenken wenn man eine große Masse abbremst, denn die Spannungsquelle muss die Energie aufnehmen können. Sollte die Spannungsquelle z.B. aus einem Transformator mit Gleichrichter bestehen, kann dieser die Energie nicht aufnehmen sondern nur C1, was dazu führt, dass die Betriebsspannung ansteigt bis eventuell einer der Transistoren zerstört wird. Um dies zu verhindern ist eine Überspannungsbegrenzung in Form eines Bremswiderstands vorzusehen.
Besteht die Spannungsquelle z.B. aus einem Akku dann nimmt dieser die Energie auf und wird beim Bremsen wieder etwas geladen.
Dies funktioniert allerdings nur, wenn das Tastverhältnis nicht 0% beträgt, also T2 und T1 abwechselnd schalten, so dass nicht die gesamte Energie in der Motorwicklung sowie T2 verheizt wird. Man sollte es daher vermeiden das Tastverhältnis schnell in eine der beiden Richtungen zu ändern, da dies zu einem hohen Strom führt.
Die Ansteuerschaltung muss weiterhin verhindern, dass T1 und T2 gleichzeitig leitend werden können, denn dies würde zu einem Kurzschluss führen.

===H-Brücke, 4-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_3.gif|thumb|4-Quadrantensteller]]
Die H-Brücke, bzw. der 4-Quadrantensteller ist eine Erweiterung des 2-Quadrantensteller durch eine zweite Halbbrücke. Diese ermöglicht neben dem Beschleunigen und Bremsen des Motors auch eine Umkehr der Drehrichtung.
Dafür gibt es mehrere Ansteuerverfahren:
Die effizienteste ist, eine Hälfte wie beim 2-Quadrantensteller zu betreiben und mit der anderen den zweiten Motoranschluss an die Betriebsspannung zu legen. Für die andere Drehrichtung wechselt man einfach die Hälften, legt also den anderen Anschluss an die Betriebsspannung und verwendet die andere Hälfte als 2-Quadrantensteller.
Das andere Verfahren steuert abwechselnd T1 und T4 oder T2 und T3 durch, legt also immer eine Spannung an den Motor. Ist das Tastverhältnis 50% fließt im Mittel ein Strom von 0A, da der Motor für jeweils die Hälfte der Zeit eine positive und eine negative Spannung erhält, der Motor steht also. Je nachdem ob man das Tastverhältnis darüber oder darunter wählt, legt man die Drehrichtung fest. Dieses Verfahren ist Ansteuertechnisch einfacher, erzeugt aber auch im Stillstand Schaltverluste in den Transistoren und Verluste im Motor.

==Beispielschaltungen==
===1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 10A. Dauerstrom.
Q1 und Q2 zusammen mit deren Beschaltung dienen als Pegelwandler von 3,3 oder 5V Digitalsignalen auf 12V für das Mosfet Gate. Die Schaltung arbeitet dabei invertierend, der Mosfet schaltet also bei einem Low am Eingang ein.
Sperrt Q1, wird Q2 über R1 durchgesteuert und liefert etwa 11-11,5V ans Gate des Mosfets. R2 begrenzt dabei den Strom.
Das Abschalten des Mosfets geschieht über den Pfad Q1 und D1. Gleichzeitig wird Q2 die Basisspannung weggenommen, so dass dieser sperrt.
D2 zwischen Basis und Kollektor von Q1 verhindert, dass dieser in die Sättigung kommt, so dass dieser nahezu verzögerungsfrei sperrt, sobald der Eingang auf Low wechselt.
Ab ein paar Ampere benötigt die Freilaufdiode D3 einen kleinen Kühlkörper, ebenso Q3.
Sollte die Betriebsspannung V+ des Motors bei etwa 10-16V liegen, dann kann diese Spannung auch für die Mosfetansteuerung verwendet werden. Ansonsten sollte dafür eine getrennte Spannung mit etwa 12-15V verwendet werden.

===2-Quadrantensteller mit Halbbrücken Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM2_real.gif|thumb|Einfacher 2-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 20A. Dauerstrom.
Um den Aufwand zu minimieren, wird für die Halbbrücke ein fertiger Halbbrückentreiber IR2184 verwendet. Dieser besitzt eine integrierte Totzeit von 500ns zwischen dem Umschalten der Mosfets, so dass ein gleichzeitiges Einschalten beider Mosfets ausgeschlossen ist.
Da der Mosfet gegen V+ angeschlossen ist, arbeitet auch diese Schaltung invertierend. Der Grund, warum der Motor nicht gegenüber GND angeschlossen ist, ist folgender:
Für die Ansteuerung des Highside Mosfets Q2 ist eine Spannung von etwa 10V mehr als die Betriebsspannung V+ notwendig. Diese wird über die Bootstrapschaltung aus C2 und D1 erzeugt. Ist Q1 durchgesteuert, läd sich C2 über D1 auf. Schaltet anschließend Q1 ab und Q2 ein, wird dessen Ansteuerspannung aus C2 entnommen. Da C2 nun zusammen mit Q2 mit V+ verbunden wird, stehen an dem VB Pin nun etwa V+ + 12V-0,7V (Flusspannung von D1) an. Aufgrund von Leckströmen, entläd sich C2 allerdings innerhalb weniger Millisekunden. Daher ist die maximale Einschaltdauer von Q2 begrenzt. 100% Einschaltdauer wären daher nicht möglich.
Um dieses Problem zu umgehen, ist der Motor gegen V+ geschaltet, so dass für 100% Einchaltdauer Q1 eingeschaltet werden muss, was kein Problem ist.
Ist Q1 dagegen dauerhaft aus, Q2 also an, bremst der Motor, bzw. er steht. Daher ist es auch nicht weiter schlimm, wenn Q2 nach einer kurzen Zeit wieder abschaltet. Das einzige was eben nicht möglich ist, ist ein dauerhaftes Bremsen des Motors mittels Q2, aber dies wird in der Praxis auch nur in den seltensten Fällen benötigt.
Über den IN Pin, wird das invertierte PWM Signal eingespeist. Über den SD\ Pin, lassen sich beide Mosfets gemeinsam abschalten. Damit ist ein ungebremstes Auslaufen lassen des Motors möglich.
Ab etwa 5Ampere benötigen die Mosfets einen kleinen Kühlkörper.

==Wahl der PWM Frequenz==
Bei der Wahl der PWM Frequenz muss man mehrere Faktoren berücksichtigen und einen Kompromiss eingehen:
* Die Motorinduktivität L glättet den Strom, der Wicklungswiderstand R führt zu einem Abfallen des Stromes, daraus ergibt sich die elektrische Zeitkonstante des Motors <math>t=\frac{L}{R}</math>. Bei vielen Motoren liegt diese um 1ms. Bei hochwertigen Motoren sollte diese Angabe im Datenblatt zu finden sein. Um den Stromripple gering, also das Drehmoment konstant zu halten, sollte die Periodendauer der PWM diese Zeit nicht überschreiten. Vor allem im 2 bzw. 4-Quadratentebetrieb ist dies wichtig, denn dort kann der Strom auch seine Richtung ändern, was zu einem Abbremsen, somit zu einem deutlichen Ruckeln und zu Vibrationen des Motors und zu unnötigen Verlusten führt.
* Frequenzen zwischen 100Hz und 10kHz erzeugen hörbare Pfeifgeräusche im Motor
* Mit zunehmender Frequenz steigen die Schaltverluste in den Transistoren sowie die Verluste in der Ankerwicklung sowie in derem Kern.

Die aus elektrischer Sicht ideale PWM Frequenz liegt daher meist bei 1-2kHz. Allerdings ist dies genau der Bereich, in dem das Gehör am empfindlichsten ist. Wenn das Pfeifen des Motors nicht stört, ist dies also der ideale Bereich.
Da die untere Frequenz durch die elektrische Zeitkonstante des Motors begrenzt ist, kann man nur nach oben ausweichen. Ein Kompromiss ist daher der Bereich 5-15kHz in dem das Gehör deutlich unempfindlicher ist, sich die Verluste noch in Grenzen halten.
Verwendet man die einfache Schaltung mit der Freilaufdiode und legt keinen Wert auf einen runden Lauf, bzw. hat eine hohe Masse am Motor, so dass dieser träge ist, dann kann man als Alternative zu den >5kHz die PWM Frequenz auch bis auf 100-200Hz reduzieren um das Geräusch erträglicher zu machen.

==Links==
*[http://de.wikipedia.org/wiki/Zweiquadrantensteller Zweiquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://homepages.which.net/~paul.hills/SpeedControl/SpeedControllersBody.html Grundlagen zum Thema Motoransteuerung (englisch)]

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T09:03:21Z

Benedikt: /* 2-Quadrantensteller mit Halbbrücken Mosfettreiber */

==Allgemeines==

Bei der Dimensionierung der Strombelastbarkeit der Bauteile muss man vor allem 2 Werte betrachten:
* Stromaufnahme des Motors im normalen Betrieb (also mit der Last)
* Stromaufnahme bei blockiertem Motor, bzw. Anlaufstrom. Hier wird der Strom nur durch den ohmschen Widerstand im Stromkreis begrenzt, er kann also je nach Motor schnell den 2-3 stelligen Amperebereich erreichen.

Die übliche Dimensionierung richtet sich vor allem nach dem ersten Wert und plant entsprechende Reserven ein (für ein paar Sekunden Faktor 2-5 des Stromes), da der zweite Wert in der Praxis aus Kostengründen meist nur schwer realisierbar und unnötig ist. Daher umgeht man das Problem entweder über eine Strombegrenzung oder über einen Sanftanlauf indem man die PWM langsam hoch fährt.
Dadurch wird der maximale Strom auf einen deutlich niedrigeren Wert begrenzt, so dass die Bauteile schwächer und kostengünstiger ausfallen können.

Die Spannung die der Motor sieht, und somit näherungsweise die Leerlaufdrehzahl ist proportional zu dem Tastverhältnis:

<math>Motorspannung=Betriebsspannung \cdot Tastverhaeltnis</math>

==Schaltungsvarianten==

===Mosfet mit Freilaufdiode, 1-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_1.gif|thumb|1-Quadrantensteller]]
Die einfachste Schaltung besteht nur aus Transistor T1, dem Motor, der Freilaufdiode D1, dem Kondensator C1, sowie der eigentlichen PWM Erzeugung und dem Mosfettreiber.

In der Einschaltphase von T1 liegt am Motor die gesamte Betriebsspannung an. Die Differenz zwischen der vom sich drehenden Motor erzeugte Generatorspannung und der Betriebsspannung fällt am Wicklungswiderstand sowie der Wicklungsinduktivität ab. Man hat es also mit einer RL Reihenschaltung zu tun. Da der Wicklungswiderstand recht klein ist, steigt der Strom näherungsweise linear an, bis T1 abschaltet. Dann übernimmt D1 den Stromfluss und schließt den Stromkreis solange kurz, bis der Strom abgeklungen ist. Obwohl keine Energie mehr von außen zugeführt wird, wird der Motor weiterhin durch die in der Wicklung gespeicherten Energie versorgt. Der Strom fällt nun wieder linear ab, bis T1 wieder durchsteuert und wieder Energie zuführt. Der Strom durch die Diode D1 ist von der Spitzenamplitude her genauso groß wie der Strom durch T1, je nach Tastverhältnis ist der Effektivwert aber kleiner als der durch T1 (bei über 50% Tastverhältnis), gleich (bei 50% Tastverhältnis) oder sogar größer (bei einem Tastverhältnis kleiner 50%). Daher muss die Diode genauso stark dimensioniert werden wie der Transistor.
Der Kondensator C1 ist notwendig, um den durch die PWM gepulsten Strom zu glätten, da aufgrund der steilen Flanken ansonsten in den Zuleitungen ein Spannungsabfall, bzw. Spannungsspitzen auftreten würden.

===Synchrongleichrichtung, 2-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_2.gif|thumb|2-Quadrantensteller]]
Um die Verluste in der Freilaufdiode zu verringern kann man diese durch einen zweiten Mosfet ersetzen, der immer dann eingeschaltet wird, wenn der andere abgeschaltet ist.
Da dieser Mosfet, im Gegensatz zu einer Diode, in beide Richtungen leitet, ist es damit möglich, den Motor kurz zu schließen und so den Motor zu bremsen.
Allgemein kann man sagen: Ist die durch die PWM erzeugte Spannung größer als die Generatorspannung des Motors, wird dieser beschleunigt. Ist die Spannung kleiner, wird der Motor abgebremst. Durch T2 wird der Motor dabei kurzgeschlossen, so dass sich durch die Generatorspannung zunächst der Strom in der Motorwicklung ab- und dann in umgekehrter Richtung wieder aufbaut. Beim Abschalten von T2 und Einschalten von T1 fließt dieser Strom über T1 in C1 und somit die Spannungsquelle zurück. Die Energie wird beim Bremsen also nicht vernichtet sondern wieder in elektrische Energie zurückverwandelt. Dies sollte man bedenken wenn man eine große Masse abbremst, denn die Spannungsquelle muss die Energie aufnehmen können. Sollte die Spannungsquelle z.B. aus einem Transformator mit Gleichrichter bestehen, kann dieser die Energie nicht aufnehmen sondern nur C1, was dazu führt, dass die Betriebsspannung ansteigt bis eventuell einer der Transistoren zerstört wird. Um dies zu verhindern ist eine Überspannungsbegrenzung in Form eines Bremswiderstands vorzusehen.
Besteht die Spannungsquelle z.B. aus einem Akku dann nimmt dieser die Energie auf und wird beim Bremsen wieder etwas geladen.
Dies funktioniert allerdings nur, wenn das Tastverhältnis nicht 0% beträgt, also T2 und T1 abwechselnd schalten, so dass nicht die gesamte Energie in der Motorwicklung sowie T2 verheizt wird. Man sollte es daher vermeiden das Tastverhältnis schnell in eine der beiden Richtungen zu ändern, da dies zu einem hohen Strom führt.
Die Ansteuerschaltung muss weiterhin verhindern, dass T1 und T2 gleichzeitig leitend werden können, denn dies würde zu einem Kurzschluss führen.

===H-Brücke, 4-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_3.gif|thumb|4-Quadrantensteller]]
Die H-Brücke, bzw. der 4-Quadrantensteller ist eine Erweiterung des 2-Quadrantensteller durch eine zweite Halbbrücke. Diese ermöglicht neben dem Beschleunigen und Bremsen des Motors auch eine Umkehr der Drehrichtung.
Dafür gibt es mehrere Ansteuerverfahren:
Die effizienteste ist, eine Hälfte wie beim 2-Quadrantensteller zu betreiben und mit der anderen den zweiten Motoranschluss an die Betriebsspannung zu legen. Für die andere Drehrichtung wechselt man einfach die Hälften, legt also den anderen Anschluss an die Betriebsspannung und verwendet die andere Hälfte als 2-Quadrantensteller.
Das andere Verfahren steuert abwechselnd T1 und T4 oder T2 und T3 durch, legt also immer eine Spannung an den Motor. Ist das Tastverhältnis 50% fließt im Mittel ein Strom von 0A, da der Motor für jeweils die Hälfte der Zeit eine positive und eine negative Spannung erhält, der Motor steht also. Je nachdem ob man das Tastverhältnis darüber oder darunter wählt, legt man die Drehrichtung fest. Dieses Verfahren ist Ansteuertechnisch einfacher, erzeugt aber auch im Stillstand Schaltverluste in den Transistoren und Verluste im Motor.

==Beispielschaltungen==
===1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 10A. Dauerstrom.
Q1 und Q2 zusammen mit deren Beschaltung dienen als Pegelwandler von 3,3 oder 5V Digitalsignalen auf 12V für das Mosfet Gate. Die Schaltung arbeitet dabei invertierend, der Mosfet schaltet also bei einem Low am Eingang ein.
Sperrt Q1, wird Q2 über R1 durchgesteuert und liefert etwa 11-11,5V ans Gate des Mosfets. R2 begrenzt dabei den Strom.
Das Abschalten des Mosfets geschieht über den Pfad Q1 und D1. Gleichzeitig wird Q2 die Basisspannung weggenommen, so dass dieser sperrt.
D2 zwischen Basis und Kollektor von Q1 verhindert, dass dieser in die Sättigung kommt, so dass dieser nahezu verzögerungsfrei sperrt, sobald der Eingang auf Low wechselt.
Ab ein paar Ampere benötigt die Freilaufdiode D3 einen kleinen Kühlkörper, ebenso Q3.
Sollte die Betriebsspannung V+ des Motors bei etwa 10-16V liegen, dann kann diese Spannung auch für die Mosfetansteuerung verwendet werden. Ansonsten sollte dafür eine getrennte Spannung mit etwa 12-15V verwendet werden.

===2-Quadrantensteller mit Halbbrücken Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM2_real.gif|thumb|Einfacher 2-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 20A. Dauerstrom.
Um den Aufwand zu minimieren, wird für die Halbbrücke ein fertiger Halbbrückentreiber IR2184 verwendet. Dieser besitzt eine integrierte Totzeit von 500ns zwischen dem Umschalten der Mosfets, so dass man sich hier keine Gedanken mach muss und ein gleichzeitiges Einschalten beider Mosfets ausgeschlossen ist.
Da der Mosfet gegen V+ angeschlossen ist, arbeitet auch diese Schaltung invertierend. Der Grund, warum der Motor nicht gegenüber GND angeschlossen ist, ist folgender:
Für die Ansteuerung des Highside Mosfets Q2 ist eine Spannung von etwa 10V mehr als die Betriebsspannung V+ notwendig. Diese wird über die Bootstrapschaltung aus C2 und D1 erzeugt. Ist Q1 durchgesteuert, läd sich C2 über D1 auf. Schaltet anschließend Q1 ab und Q2 ein, wird dessen Ansteuerspannung aus C2 entnommen. Da C2 nun zusammen mit Q2 mit V+ verbunden wird, stehen an dem VB Pin nun etwa V+ + 12V-0,7V (Flusspannung von D1) an. Aufgrund von Leckströmen, entläd sich C2 allerdings innerhalb weniger Millisekunden. Daher ist die maximale Einschaltdauer von Q2 begrenzt. 100% Einschaltdauer wären daher nicht möglich.
Um dieses Problem zu umgehen, ist der Motor gegen V+ geschaltet, so dass für 100% Einchaltdauer Q1 eingeschaltet werden muss, was kein Problem ist.
Ist Q1 dagegen dauerhaft aus, Q2 also an, bremst der Motor, bzw. er steht. Daher ist es auch nicht weiter schlimm, wenn Q2 nach einer kurzen Zeit wieder abschaltet. Das einzige was eben nicht möglich ist, ist ein dauerhaftes Bremsen des Motors mittels Q2, aber dies wird in der Praxis auch nur in den seltensten Fällen benötigt.
Ab etwa 5Ampere benötigen die Mosfets einen kleinen Kühlkörper.

==Wahl der PWM Frequenz==
Bei der Wahl der PWM Frequenz muss man mehrere Faktoren berücksichtigen und einen Kompromiss eingehen:
* Die Motorinduktivität L glättet den Strom, der Wicklungswiderstand R führt zu einem Abfallen des Stromes, daraus ergibt sich die elektrische Zeitkonstante des Motors <math>t=\frac{L}{R}</math>. Bei vielen Motoren liegt diese um 1ms. Bei hochwertigen Motoren sollte diese Angabe im Datenblatt zu finden sein. Um den Stromripple gering, also das Drehmoment konstant zu halten, sollte die Periodendauer der PWM diese Zeit nicht überschreiten. Vor allem im 2 bzw. 4-Quadratentebetrieb ist dies wichtig, denn dort kann der Strom auch seine Richtung ändern, was zu einem Abbremsen, somit zu einem deutlichen Ruckeln und zu Vibrationen des Motors und zu unnötigen Verlusten führt.
* Frequenzen zwischen 100Hz und 10kHz erzeugen hörbare Pfeifgeräusche im Motor
* Mit zunehmender Frequenz steigen die Schaltverluste in den Transistoren sowie die Verluste in der Ankerwicklung sowie in derem Kern.

Die aus elektrischer Sicht ideale PWM Frequenz liegt daher meist bei 1-2kHz. Allerdings ist dies genau der Bereich, in dem das Gehör am empfindlichsten ist. Wenn das Pfeifen des Motors nicht stört, ist dies also der ideale Bereich.
Da die untere Frequenz durch die elektrische Zeitkonstante des Motors begrenzt ist, kann man nur nach oben ausweichen. Ein Kompromiss ist daher der Bereich 5-15kHz in dem das Gehör deutlich unempfindlicher ist, sich die Verluste noch in Grenzen halten.
Verwendet man die einfache Schaltung mit der Freilaufdiode und legt keinen Wert auf einen runden Lauf, bzw. hat eine hohe Masse am Motor, so dass dieser träge ist, dann kann man als Alternative zu den >5kHz die PWM Frequenz auch bis auf 100-200Hz reduzieren um das Geräusch erträglicher zu machen.

==Links==
*[http://de.wikipedia.org/wiki/Zweiquadrantensteller Zweiquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://homepages.which.net/~paul.hills/SpeedControl/SpeedControllersBody.html Grundlagen zum Thema Motoransteuerung (englisch)]

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T09:02:50Z

Benedikt: /* 2-Quadrantensteller mit Halbbrücken Mosfettreiber */

==Allgemeines==

Bei der Dimensionierung der Strombelastbarkeit der Bauteile muss man vor allem 2 Werte betrachten:
* Stromaufnahme des Motors im normalen Betrieb (also mit der Last)
* Stromaufnahme bei blockiertem Motor, bzw. Anlaufstrom. Hier wird der Strom nur durch den ohmschen Widerstand im Stromkreis begrenzt, er kann also je nach Motor schnell den 2-3 stelligen Amperebereich erreichen.

Die übliche Dimensionierung richtet sich vor allem nach dem ersten Wert und plant entsprechende Reserven ein (für ein paar Sekunden Faktor 2-5 des Stromes), da der zweite Wert in der Praxis aus Kostengründen meist nur schwer realisierbar und unnötig ist. Daher umgeht man das Problem entweder über eine Strombegrenzung oder über einen Sanftanlauf indem man die PWM langsam hoch fährt.
Dadurch wird der maximale Strom auf einen deutlich niedrigeren Wert begrenzt, so dass die Bauteile schwächer und kostengünstiger ausfallen können.

Die Spannung die der Motor sieht, und somit näherungsweise die Leerlaufdrehzahl ist proportional zu dem Tastverhältnis:

<math>Motorspannung=Betriebsspannung \cdot Tastverhaeltnis</math>

==Schaltungsvarianten==

===Mosfet mit Freilaufdiode, 1-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_1.gif|thumb|1-Quadrantensteller]]
Die einfachste Schaltung besteht nur aus Transistor T1, dem Motor, der Freilaufdiode D1, dem Kondensator C1, sowie der eigentlichen PWM Erzeugung und dem Mosfettreiber.

In der Einschaltphase von T1 liegt am Motor die gesamte Betriebsspannung an. Die Differenz zwischen der vom sich drehenden Motor erzeugte Generatorspannung und der Betriebsspannung fällt am Wicklungswiderstand sowie der Wicklungsinduktivität ab. Man hat es also mit einer RL Reihenschaltung zu tun. Da der Wicklungswiderstand recht klein ist, steigt der Strom näherungsweise linear an, bis T1 abschaltet. Dann übernimmt D1 den Stromfluss und schließt den Stromkreis solange kurz, bis der Strom abgeklungen ist. Obwohl keine Energie mehr von außen zugeführt wird, wird der Motor weiterhin durch die in der Wicklung gespeicherten Energie versorgt. Der Strom fällt nun wieder linear ab, bis T1 wieder durchsteuert und wieder Energie zuführt. Der Strom durch die Diode D1 ist von der Spitzenamplitude her genauso groß wie der Strom durch T1, je nach Tastverhältnis ist der Effektivwert aber kleiner als der durch T1 (bei über 50% Tastverhältnis), gleich (bei 50% Tastverhältnis) oder sogar größer (bei einem Tastverhältnis kleiner 50%). Daher muss die Diode genauso stark dimensioniert werden wie der Transistor.
Der Kondensator C1 ist notwendig, um den durch die PWM gepulsten Strom zu glätten, da aufgrund der steilen Flanken ansonsten in den Zuleitungen ein Spannungsabfall, bzw. Spannungsspitzen auftreten würden.

===Synchrongleichrichtung, 2-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_2.gif|thumb|2-Quadrantensteller]]
Um die Verluste in der Freilaufdiode zu verringern kann man diese durch einen zweiten Mosfet ersetzen, der immer dann eingeschaltet wird, wenn der andere abgeschaltet ist.
Da dieser Mosfet, im Gegensatz zu einer Diode, in beide Richtungen leitet, ist es damit möglich, den Motor kurz zu schließen und so den Motor zu bremsen.
Allgemein kann man sagen: Ist die durch die PWM erzeugte Spannung größer als die Generatorspannung des Motors, wird dieser beschleunigt. Ist die Spannung kleiner, wird der Motor abgebremst. Durch T2 wird der Motor dabei kurzgeschlossen, so dass sich durch die Generatorspannung zunächst der Strom in der Motorwicklung ab- und dann in umgekehrter Richtung wieder aufbaut. Beim Abschalten von T2 und Einschalten von T1 fließt dieser Strom über T1 in C1 und somit die Spannungsquelle zurück. Die Energie wird beim Bremsen also nicht vernichtet sondern wieder in elektrische Energie zurückverwandelt. Dies sollte man bedenken wenn man eine große Masse abbremst, denn die Spannungsquelle muss die Energie aufnehmen können. Sollte die Spannungsquelle z.B. aus einem Transformator mit Gleichrichter bestehen, kann dieser die Energie nicht aufnehmen sondern nur C1, was dazu führt, dass die Betriebsspannung ansteigt bis eventuell einer der Transistoren zerstört wird. Um dies zu verhindern ist eine Überspannungsbegrenzung in Form eines Bremswiderstands vorzusehen.
Besteht die Spannungsquelle z.B. aus einem Akku dann nimmt dieser die Energie auf und wird beim Bremsen wieder etwas geladen.
Dies funktioniert allerdings nur, wenn das Tastverhältnis nicht 0% beträgt, also T2 und T1 abwechselnd schalten, so dass nicht die gesamte Energie in der Motorwicklung sowie T2 verheizt wird. Man sollte es daher vermeiden das Tastverhältnis schnell in eine der beiden Richtungen zu ändern, da dies zu einem hohen Strom führt.
Die Ansteuerschaltung muss weiterhin verhindern, dass T1 und T2 gleichzeitig leitend werden können, denn dies würde zu einem Kurzschluss führen.

===H-Brücke, 4-Quadrantensteller===
[[Datei:Motor_PWM_3.gif|thumb|4-Quadrantensteller]]
Die H-Brücke, bzw. der 4-Quadrantensteller ist eine Erweiterung des 2-Quadrantensteller durch eine zweite Halbbrücke. Diese ermöglicht neben dem Beschleunigen und Bremsen des Motors auch eine Umkehr der Drehrichtung.
Dafür gibt es mehrere Ansteuerverfahren:
Die effizienteste ist, eine Hälfte wie beim 2-Quadrantensteller zu betreiben und mit der anderen den zweiten Motoranschluss an die Betriebsspannung zu legen. Für die andere Drehrichtung wechselt man einfach die Hälften, legt also den anderen Anschluss an die Betriebsspannung und verwendet die andere Hälfte als 2-Quadrantensteller.
Das andere Verfahren steuert abwechselnd T1 und T4 oder T2 und T3 durch, legt also immer eine Spannung an den Motor. Ist das Tastverhältnis 50% fließt im Mittel ein Strom von 0A, da der Motor für jeweils die Hälfte der Zeit eine positive und eine negative Spannung erhält, der Motor steht also. Je nachdem ob man das Tastverhältnis darüber oder darunter wählt, legt man die Drehrichtung fest. Dieses Verfahren ist Ansteuertechnisch einfacher, erzeugt aber auch im Stillstand Schaltverluste in den Transistoren und Verluste im Motor.

==Beispielschaltungen==
===1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM1_real.gif|thumb|Einfacher 1-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 10A. Dauerstrom.
Q1 und Q2 zusammen mit deren Beschaltung dienen als Pegelwandler von 3,3 oder 5V Digitalsignalen auf 12V für das Mosfet Gate. Die Schaltung arbeitet dabei invertierend, der Mosfet schaltet also bei einem Low am Eingang ein.
Sperrt Q1, wird Q2 über R1 durchgesteuert und liefert etwa 11-11,5V ans Gate des Mosfets. R2 begrenzt dabei den Strom.
Das Abschalten des Mosfets geschieht über den Pfad Q1 und D1. Gleichzeitig wird Q2 die Basisspannung weggenommen, so dass dieser sperrt.
D2 zwischen Basis und Kollektor von Q1 verhindert, dass dieser in die Sättigung kommt, so dass dieser nahezu verzögerungsfrei sperrt, sobald der Eingang auf Low wechselt.
Ab ein paar Ampere benötigt die Freilaufdiode D3 einen kleinen Kühlkörper, ebenso Q3.
Sollte die Betriebsspannung V+ des Motors bei etwa 10-16V liegen, dann kann diese Spannung auch für die Mosfetansteuerung verwendet werden. Ansonsten sollte dafür eine getrennte Spannung mit etwa 12-15V verwendet werden.

===2-Quadrantensteller mit Halbbrücken Mosfettreiber===
[[Datei:Motor_PWM2_real.gif|thumb|Einfacher 2-Quadrantensteller]]

Diese Schaltung eignet sich für Motoren bis etwa 35V, 20A. Dauerstrom.

Um den Aufwand zu minimieren, wird für die Halbbrücke ein fertiger Halbbrückentreiber IR2184 verwendet. Dieser besitzt eine integrierte Totzeit von 500ns zwischen dem Umschalten der Mosfets, so dass man sich hier keine Gedanken mach muss und ein gleichzeitiges Einschalten beider Mosfets ausgeschlossen ist.
Da der Mosfet gegen V+ angeschlossen ist, arbeitet auch diese Schaltung invertierend. Der Grund, warum der Motor nicht gegenüber GND angeschlossen ist, ist folgender:
Für die Ansteuerung des Highside Mosfets Q2 ist eine Spannung von etwa 10V mehr als die Betriebsspannung V+ notwendig. Diese wird über die Bootstrapschaltung aus C2 und D1 erzeugt. Ist Q1 durchgesteuert, läd sich C2 über D1 auf. Schaltet anschließend Q1 ab und Q2 ein, wird dessen Ansteuerspannung aus C2 entnommen. Da C2 nun zusammen mit Q2 mit V+ verbunden wird, stehen an dem VB Pin nun etwa V+ + 12V-0,7V (Flusspannung von D1) an. Aufgrund von Leckströmen, entläd sich C2 allerdings innerhalb weniger Millisekunden. Daher ist die maximale Einschaltdauer von Q2 begrenzt. 100% Einschaltdauer wären daher nicht möglich.
Um dieses Problem zu umgehen, ist der Motor gegen V+ geschaltet, so dass für 100% Einchaltdauer Q1 eingeschaltet werden muss, was kein Problem ist.
Ist Q1 dagegen dauerhaft aus, Q2 also an, bremst der Motor, bzw. er steht. Daher ist es auch nicht weiter schlimm, wenn Q2 nach einer kurzen Zeit wieder abschaltet. Das einzige was eben nicht möglich ist, ist ein dauerhaftes Bremsen des Motors mittels Q2, aber dies wird in der Praxis auch nur in den seltensten Fällen benötigt.

Ab etwa 5Ampere benötigen die Mosfets einen kleinen Kühlkörper.

==Wahl der PWM Frequenz==
Bei der Wahl der PWM Frequenz muss man mehrere Faktoren berücksichtigen und einen Kompromiss eingehen:
* Die Motorinduktivität L glättet den Strom, der Wicklungswiderstand R führt zu einem Abfallen des Stromes, daraus ergibt sich die elektrische Zeitkonstante des Motors <math>t=\frac{L}{R}</math>. Bei vielen Motoren liegt diese um 1ms. Bei hochwertigen Motoren sollte diese Angabe im Datenblatt zu finden sein. Um den Stromripple gering, also das Drehmoment konstant zu halten, sollte die Periodendauer der PWM diese Zeit nicht überschreiten. Vor allem im 2 bzw. 4-Quadratentebetrieb ist dies wichtig, denn dort kann der Strom auch seine Richtung ändern, was zu einem Abbremsen, somit zu einem deutlichen Ruckeln und zu Vibrationen des Motors und zu unnötigen Verlusten führt.
* Frequenzen zwischen 100Hz und 10kHz erzeugen hörbare Pfeifgeräusche im Motor
* Mit zunehmender Frequenz steigen die Schaltverluste in den Transistoren sowie die Verluste in der Ankerwicklung sowie in derem Kern.

Die aus elektrischer Sicht ideale PWM Frequenz liegt daher meist bei 1-2kHz. Allerdings ist dies genau der Bereich, in dem das Gehör am empfindlichsten ist. Wenn das Pfeifen des Motors nicht stört, ist dies also der ideale Bereich.
Da die untere Frequenz durch die elektrische Zeitkonstante des Motors begrenzt ist, kann man nur nach oben ausweichen. Ein Kompromiss ist daher der Bereich 5-15kHz in dem das Gehör deutlich unempfindlicher ist, sich die Verluste noch in Grenzen halten.
Verwendet man die einfache Schaltung mit der Freilaufdiode und legt keinen Wert auf einen runden Lauf, bzw. hat eine hohe Masse am Motor, so dass dieser träge ist, dann kann man als Alternative zu den >5kHz die PWM Frequenz auch bis auf 100-200Hz reduzieren um das Geräusch erträglicher zu machen.

==Links==
*[http://de.wikipedia.org/wiki/Zweiquadrantensteller Zweiquadrantensteller bei Wikipedia]

*[http://homepages.which.net/~paul.hills/SpeedControl/SpeedControllersBody.html Grundlagen zum Thema Motoransteuerung (englisch)]

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T08:51:30Z

Benedikt: /* 1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber */

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T08:48:40Z

Benedikt: /* 1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber */

Datei:Motor PWM2 real.gif

2009-12-03T08:47:00Z

Benedikt:

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T08:33:44Z

Benedikt: /* 1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber */

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T08:31:10Z

Benedikt: /* 1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber */

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T08:26:51Z

Benedikt: /* 1-Quadrantensteller mit diskretem Mosfettreiber */

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T08:22:48Z

Benedikt: /* Wahl der PWM Frequenz */

Datei:Motor PWM1 real.gif

2009-12-03T08:20:15Z

Benedikt:

Motoransteuerung mit PWM

2009-12-03T08:19:17Z

Benedikt: /* Allgemeines */

Motoransteuerung mit PWM

2009-11-30T18:02:58Z

Benedikt: /* Wahl der PWM Frequenz */

Motoransteuerung mit PWM

2009-11-30T18:02:33Z

Benedikt: /* Wahl der PWM Frequenz */

Motoransteuerung mit PWM

2009-11-30T17:59:34Z

Benedikt: /* H-Brücke, 4-Quadrantensteller */

Motoransteuerung mit PWM

2009-11-30T17:59:22Z

Benedikt: /* Mosfet mit Freilaufdiode, 1-Quadrantensteller */

Motoransteuerung mit PWM

2009-11-30T17:59:09Z

Benedikt: /* Synchrongleichrichtung, 2-Quadrantensteller */

Motoransteuerung mit PWM

2009-11-30T17:56:13Z

Benedikt: /* Wahl der PWM Frequenz */

Motoransteuerung mit PWM

2009-11-30T17:53:13Z

Benedikt: /* Links */

Motoransteuerung mit PWM

2009-11-30T17:51:12Z

Benedikt: /* Wahl der PWM Frequenz */

Motoransteuerung mit PWM

2009-11-30T17:40:00Z

Benedikt: /* Wahl der PWM Frequenz */

Motoransteuerung mit PWM

2009-11-30T17:39:36Z

Benedikt: /* Wahl der PWM Frequenz */

Motoransteuerung mit PWM

2009-11-30T17:39:12Z

Benedikt: /* Wahl der PWM Frequenz */

Motoransteuerung mit PWM

2009-11-30T17:31:11Z

Benedikt: /* H-Brücke, 4-Quadrantensteller */

Motoransteuerung mit PWM

2009-11-30T17:30:59Z

Benedikt: /* Synchrongleichrichtung, 2-Quadrantensteller */

Motoransteuerung mit PWM

2009-11-30T17:30:45Z

Benedikt: /* Mosfet mit Freilaufdiode, 1-Quadrantensteller */

Datei:Motor PWM 3.gif

2009-11-30T17:28:59Z

Benedikt:

Datei:Motor PWM 2.gif

2009-11-30T17:28:45Z

Benedikt:

Datei:Motor PWM 1.gif

2009-11-30T17:28:21Z

Benedikt:

Motoransteuerung mit PWM

2009-11-30T17:27:38Z

Benedikt: Die Seite wurde neu angelegt: „==Allgemeines== Bei der Dimensionierung der Strombelastbarkeit der Bauteile muss man vor allem 2 Werte betrachten: * Stromaufnahme des Motors im normalen Betrieb…“

MC34063

2009-11-26T15:18:58Z

Benedikt: /* Sättigungsstrom */

Der MC34063 ist ein kleiner, billiger, beliebter und sehr vielseitig einsetzbarer Schaltregler. Er ist seit Jahrzehnten auf dem Markt. Sein Regelverhalten ist etwas anderes als man es von modernen Schaltreglern gewohnt ist.

=== StepDown (Abwärtswandler)===

Ein Abwärtswandler erzeugt aus einer Eingangsspannung eine niedrigere Ausgangsspannung. Die häufigste Anwendung dieser Schaltung liegt in der Erzeugung einer stabilisierten, niedrigen Spannung aus einer höheren Eingangsspannung. z.B. 5V und 3,3V für eine µC Schaltung aus einem unstabilisierten Netzteil das 8-15V liefert.

====StepDown Schaltungvariante 1====
[[Bild:34063_sdown.gif]]

Der interne Transistor schaltet die positive Spannung auf eine Spule. Da es ein NPN Transistor ist, ist dieser als Emitterfolger geschaltet. Dies hat den großen Nachteil, dass der Spannungsabfall recht hoch ist. Da es eine Darlingtonschaltung ist, gehen hier 1,0-2,0V je nach Strom verloren.
Von daher kann der Regler auch nicht die vollen 1,5A an Ausgangsstrom liefern, da dann die zulässige Verlustleitung überschritten werden würde: Bei 1A Ausgangsstrom fallen etwa 1,5V am Transistor ab. Dies ergibt 1,5W Verlustleistung. Da der Transistor maximal 85% der Zeit leitet, ergibt sich so worst case eine Verlustleistung von etwa 1,3W. Laut Datenblatt kann der MC34063 im DIP Gehäuse maximal 1,25W. Es wäre also an der Grenze. Bei einem thermischen Widerstand von 100K/W würde sich das IC so auf über 150°C Chiptemperatur bei Raumtemperatur erhitzen. Am Gehäuse würde man sich dann auch die Finger verbrennen!
In der Stepdown Konfiguration sollte man den internen Transistor daher am besten mit nicht mehr als etwa 0,5A Ausgangsstrom belasten. Den Strombegrenzungswiderstand könnte man dann zu etwa 0,5 Ohm anstelle der minimal zulässigen 0,2 Ohm wählen, um auf der sicheren Seite zu sein.

====StepDown Schaltungvariante 2 für höheren Wirkungsgrad ====
[[Bild:34063_sdown2.gif]]

Diese Variante verwendet einen externen PNP Transistor anstelle dem internen Emitterfolger. Dadurch reduziert sich der Spannungsabfall von etwa 1,0-2V auf 0,3-0,7V. Allerdings auf Kosten eines höheren Stromverbrauch: Denn hier fließt der Basisstrom aus der Eingangsspannung nach Masse ab, und nicht wie beim Emitterfolger in die Last. Weiterhin ist diese Schaltung im Eingangsspannunsgbereich etwas eingeschränkt, denn der Vorwiderstand R4 muss bei niedrigen Spannung ausreichend Strom liefern, und bei hohen Spannungen darf der Strom nicht zu hoch werden, bzw. geht der Wirkungsgrad aufgrund des hohen Stroms runter.
Der 100 Ohm Widerstand dient weniger als Spannungsteiler mit dem 330 Ohm Widerstand, sondern vielmehr dazu, den Transistor beim Abschalten schneller sperren zu lassen. Dennoch ist die Schaltung nicht für hohe Taktfrequenzen geeignet, man braucht also eine recht grosse Spule und liegt eher im hörbaren Bereich.

=== StepUp (Aufwärtswandler)===

Ein Aufwärtswandler erzeugt aus einer Eingangsspannung eine höhere Ausgangsspannung. Die häufigste Anwendung dieser Schaltung liegt in der Erzeugung einer höheren Betriebsspanung z.B. aus [[Versorgung aus einer Zelle | Batterien]], oder die Erzeugung von 12V aus einer vorhanden 5V Quelle (z.B. USB).

====StepUp Schaltungvariante 1====
[[Bild:34063_stepup.gif]]

Der interne Transistor schaltet die Spule periodisch gegen Masse, wodurch beim Abschalten eine höhere Spannung induziert wird. In dieser Dimensionierung liefert die Schaltung 12V bei etwa 100mA aus einer Eingangsspannung zwischen 4 und 12V. Diese Spannung kann z.B. zur Programmierung eines EPROMs oder µCs (Vpp Spannung) verwendet werden. Da der Strom im Gegensatz zur Stepdown Schaltung nur impulsartig abgegeben wird wird, ist ein größerer Elko am Ausgang erforderlich.

====StepUp Schaltungvariante 2 für mehr Strom====
[[Bild:34063_stepup2.gif]]

Es gibt eigentlich nur 2 Fälle in denen der Transistor sinnvoll ist:
*Höherer Ausgangsstrom. Da der interne Transistor nur 1,5A Spitze aushält, was bei einem Stepupwandler nicht viel ist (bei 4V Eingangsspannung sind das gerade mal etwa 1W Ausgangsleistung), kann man hier einen stärkeren Transistor verwenden.
*Höhere Ausgangsspannung. Da der interne Transistor nur 40V aushält, kann man die Spannung durch einen externen Transistor erhöhen. Allerdings sollte man beachten, dass der MC34063 nur maximal 85% Tastverhältnis erreichen kann. Dies entspricht einer um etwa Faktor 6 höheren Ausgangsspannung als die Eingangsspannung. Sollte man über diesen Wert gehen, ist bei der Wahl der Spule folgendes zu beachten.

Die Induktivität darf einen bestimmten Wert nicht überschreiten, um eine bestimmte Leistung übertragen zu können. Gemäß der Formel

<math>U=L\frac{di}{dt}</math>

kann man den Strom ausrechnen der bei einer bestimmten Frequenz maximal in der Spule auftreten kann, wenn der Strom zu Beginn 0 ist.

<math>I=\frac{0,85 \cdot U_{IN}}{f\cdot L}</math>

Und gemäß der Energie in der Spule

<math>E=\frac{1}{2}L \cdot I^2</math>

und der Kenntnis, dass diese Energie in jedem Takt übertragen wird, kann man nun durch Einsetzen der einen Gleichung in die andere die maximale Induktivität ausrechnen, die es ermöglicht eine bestimmte Leistung bei den 85% Tastverhältnis zu übertragen. Am Ende erhält man dann folgende Formel:

<math>L_{MAX}=\frac {0,36 \cdot {U_{IN}}^2}{f \cdot P_{AUS}}</math>

Um die Verluste usw. zu berücksichtigen sollte man die Spule etwa zwischen 30..70% des oben berechneten Maximalwertes wählen, aber unter keinen Umständen größer, denn dann kann der Wandler die geforderte Leistung nicht liefern und die Spannung bricht bei Belastung zusammen. <math>U_{IN}</math> ist dabei die Eingangsspannung, f die Schaltfrequenz des Wandlers und <math>P_{AUS}</math> die Ausgangsleistung. Während im Normalbetrieb eine zu große Induktivität nicht stört, ist es hier dagegen also genau umgekehrt.

=== Invertierender Wandler ===

Ein invertierender Wandler erzeugt aus einer positiven Eingangsspannung eine negative Ausgangsspannung. Streng genommen handelt es sich um einen StepUp Wandler, bei dem die Spule nicht an der positiven Spannung sondern an der negativen liegt. Daher sind die Vorzeichen gespiegelt.

Die häufigste Anwendung dieser Schaltung liegt in der Erzeugung einer negativen Betriebsspannung z.B. für einen Operationsverstärker, oder in der Erzeugung der VLCD Spannung eines [[LCD | LC-Displays]].

====Invertierende Schaltungsvariante 1 gemäß Datenblatt ====
[[Bild:volt_inv.gif]]

Der interne Transistor schaltet die positive Spannung. Da es ein NPN Transistor ist, wird dieser als Emitterfolger geschaltet. Dies hat den großen Nachteil, dass der Spannungsabfall recht hoch ist. Da es eine Darlingtonschaltung ist, gehen hier 1,0-1,3V je nach Strom verloren. Da der MC34063 keine negativen Spannungen verarbeiten kann, wird dessen GND Potential nun der Ausgang der negativen Spannung. Die maximal zulässige Ausgangsspannung wird daher durch die Differenz der positiven Betriebsspannung und der negativen Ausgangsspannung begrenzt. Diese darf 40V nicht übersteigen. Da der Bezugspunkt des Feedbackpins des MC34063 die negative Ausgangsspannung ist, sieht der MC34063 Masse als positive Spannung. Der Spannungsteiler aus R3 und R1 wird daher genauso berechnet wie bei jeder anderen Schaltung. Damit der Wandler sicher startet sollte der Glättungselko am Ausgang nicht zu klein sein, da dieser beim Einschalten quasi in Reihe zum MC34063 sitzt und dieser sich daher aus diesem mit Strom versorgen muss.

====Invertierende Schaltungsvariante 2 mit externem Transistor gemäß Datenblatt====
[[Bild:volt_inv1.gif]]

Um den hohen Spannungsverlust am Schalttransistor zu umgehen kann man einen externen PNP Transistor einsetzen. Sobald der interne Transistor des MC34063 einschaltet, bekommt der externe PNP Transistor seinen Basisstrom und schaltet ein. Somit hat dieser nun einen sehr geringen Spannungsabfall von wenigen 100mV. Der 100 Ohm Widerstand dient weniger als Spannungsteiler mit dem 220 Ohm Widerstand, sondern vielmehr dazu, den Transistor beim Abschalten schneller sperren zu lassen. Ein Nachteil dieser Schaltung ist, dass der Basisstrom aus der negativen Spannung stammt, die aufwendig erzeugt wurde. Von den so erzeugen -14,5V gegen GND, also -19,5V gegen 5V werden nur etwa 0,7V benötigt, der Rest wird im Vorwiderstand verheizt.

Da bei [[LCD]]s die Kontrastspannung als Bezugspunkt die positive Betriebsspannung besitzt, ist es auch sinnvoll die Regelung des MC34063 nicht an GND sondern an die positive Betriebsspannung anzuschließen. Dadurch ist die Kontrastspannung auch bei Betriebsspannungsschwankungen konstant.

====Invertierende Schaltungsvariante 3 mit externem Transistor gemäß Datenblatt von ST====
[[Bild:volt_inv2.gif]]

Um das Problem mit dem Basisstrom für den externen Transistor aus der negativen Spannung zu beseitigen liegt es nahe, den Strom aus der Schaltungsmasse anstelle der negativen Spannung zu nehmen. Solch eine Schaltung findet sich sogar in einem Datenblatt vom MC34063, allerdings nicht in der eines MC34063 von ON/Motorola sondern in einem von ST. Diese Schaltung sieht auf den ersten Blick besser aus als die vorhergehende, hat aber dennoch einen gravierenden Nachteil: In der Praxis ist nämlich der Strom im Leerlauf höher als bei der vorhergehenden Schaltung. Dies liegt daran, dass das interne Flipflop anscheinend zwischen GND und V+ hin und herschaltet, was ja eigentlich gewünscht ist. In diesem Fall wird die Basis-Emitterspannung der Transistoren negativ, und bei etwa -8V bricht die Basis-Emitter Diode durch und wird somit leitend. Auch in der Sperrphase wird daher der erzeugten negativen Spannung ein Strom entnommen der wieder nachgeliefert werden muss. Zumindest die ICs von Fairchild, ON und TSC verhalten sich so. ICs von ST konnte ich noch keine bekommen um nachzuprüfen ob diese vielleicht anders aufgebaut sind. Diese Schaltung ist auf jedenfall '''nicht empfehlenswert'''.

====Invertierende Schaltungsvariante 4 mit externem Transistor, Eigenkreation====
[[Bild:volt_inv3.gif]]

Das Problem mit dem Durchbruch der Basis-Emitter Diode umgeht diese Schaltung.
Da ein Transistor an sich aus 2 Dioden besteht, kann man bei diesem Emitter und Kollektor vertauschen. Die Basis-Kollektor Diode hat nämlich den Vorteil, dass sie eine sehr viel höhere Spannung aushält, die meist genauso groß ist wie die zulässige Kollektor-Emitter Spannung. In diesem Fall also 40V. Da der Transistor ein Darlingtontransistor ist und hier nur wenig Strom benötigt wird, wird nur der schwache Treibertransistor als Transistor verwendet, und der eigentliche Schalttransistor dient als Diode um den Basistrom des PNP Transistors über den Treiber Transistor nach Masse abzuführen. Dieser Betrieb ist in keinem Datenblatt erwähnt, aber auch nirgends verboten, von daher kann man nicht mit Sicherheit sagen, dass diese Schaltung zulässig ist. Ich verwende die Schaltung aber schon seit Jahren ohne Probleme. Der Wirkungsgrad dieser Schaltung ist deutlich höher als bei den zuvor gezeigten. Der offene Emitterpin schwingt wie erwartet zwischen etwa +0,7V und negativer Ausgangsspannung hin und her.

====Invertierende Schaltungsvariante 5 für bipolare Spannungen====
[[Bild:vlcd_bipol.gif]]

Die letze Variante erzeugt gleichzeitig eine positive und eine negative Spannung aus einer niedrigeren positiven Spannung. Dies ist z.B. für Operationsverstärker oder aber auch für TFT Displays wichtig, die häufig +15V und -10V benötigen. Bei der Schaltung handelt es sich um einen StepUp Wandler der über D1 an C1 eine positive Spannung erzeugt, die über den Spannungsteiler zurückgeführt und geregelt wird. Die Spannung an Pin 1 schwingt daher zwischen 0V (eingeschaltetem Transistor) und Ausgangsspannung + Diodenspannung (Spannungsspitze beim abgeschalteten Transistor) hin und her. Diese Wechselspannung wird über C4 und D2-3 gleichgerichtet und zwar in negativer Richtung. C5 läd sich daher auf eine um eine Diodenspannung niedrigere Spannung (und negativem Vorzeichen) als die Spannung an C1 auf. Diese Spannung ist an sich nicht geregelt, aber über C4 mit der geregelten, positiven Spannung verkoppelt. Lediglich der Spannungsabfall an C4 und D2-D3 wird nicht ausgeregelt.

=== Weitere Anwendungen===

* verlustarme [[Konstantstromquelle]]

=== Wichtig zu wissen ===

* Das IC verwendet ein festes Tastverhältnis von ca. 0,857. Die einzigen Möglichkeiten, dieses Tastverhältnis zu verkürzen sind
*# Vorzeitiges Ausschalten durch die Strombegrenzung, eingestellt durch Rsc (Ipk(switch) = 330 mV / Rsc). Da die Abschaltung des Impulses nach Erkennen des Überstroms eine kurze Zeitspanne benötigt, darf der Strom in der Spule nicht zu schnell ansteigen, sie muss also eine bestimmte Mindestinduktivität haben und darf nicht in die Sättigung kommen. Im StepUp Fall sollte auch eine bestimmte Maximalinduktivität nicht überschritten werden, damit die Spule in der durch C definierten Zeit auch aufgeladen werden kann.
*# Verspätetes Einschalten durch eine zu hohe Ausgangsspannung (entspricht einer zu hohen Eingangsspannung an CII) vor dem Beginn eines Zyklus. Sinkt die Spannung nicht innerhalb der ersten 85,7% des Zyklus auf oder unter die Referenzspannung, entfällt sogar der gesamte Impuls.

* Der für die Schaltfrequenz zuständige Oszillator und der für den Vergleich mit der Referenzspannung zuständige Komparator sind nicht synchronisiert. Dies bedeutet, das oben erwähnte verspätete Einschalten erfolgt bei zwei aufeinander folgenden Impulsen normalerweise zu völlig unterschiedlichen Zeitpunkten. Das Tastverhältnis variiert ständig. Normalerweise würde man bei stabiler Eingangsspannung und stabiler Last ein Einpendeln auf ein stabiles Tastverhältnis erwarten. Das ist beim MC34063 prinzipbedingt unwahrscheinlich.

* Die Regelschleife des ICs ist nur im diskontinuierlichen Betrieb (Spulenstrom fällt in jedem Takt wieder auf 0) stabil. Im kontinuierlichen Betrieb, besonders bei zu hoher Spuleninduktivität, kann es zu Regelartefakten kommen. Dann steigt z.B. der Spulenstrom bis doch die Überstromabschaltung greift, die Regelschleife schwingt. Dies liegt daran, dass der Komparator aufgrund der Bauweise des ICs den Ausgangsimpuls innerhalb der ersten 85,7% eines Zyklus zwar einschalten, aber nicht mehr ausschalten kann. Einmal eingeschaltet laufen entweder die ersten 85.7% eines Zyklus ab und es wird an diesem Zeitpunkt normal abgeschaltet, oder die Strombegrenzung schaltet den Impuls vorzeitig ab.

* Bei niedriger Last geschieht die Spannungsregelung über das Auslassen von Impulsen (Pulsfrequenzmodulation). Dies kann dazu führen, dass der Ripple der Ausgangsspannung eine sehr viel niedrigere Frequenz aufweist als die Schaltfrequenz.

* Die im Datenblatt angegebenen 1,5A sind der Spitzenstrom des internen Transistors, nicht der Ausgangsstrom des Schaltreglers. Insbesondere in der StepUp Konfiguration ist der Ausgangsstrom viel geringer.

* StepUp oder Inverter mit einem Spannungsverhältnis über 6,5 ist nur im diskontinuierlichen Betrieb möglich. Daraus ergibt sich eine Obergrenze für die Induktivität.

* Der Strombegrenzungswiderstand Rsc dient nicht nur als Strombegrenzung für den Ausgangsstrom, sondern ist auch wichtig um den Spulenstrom in jedem Schaltzyklus zu begrenzen: Geht die Spule z.B. bei 0,15A in die Sättigung muss Rsc so dimensioniert werden, dass der Strom die 0,15A nie übersteigt (der passende Wert wäre hierfür also Rsc=0,33V/0,15A=2,2Ohm.) Ansonsten verringert sich der Wirkungsgrad der Schaltung stark.

=== Vergleich 34063 vs. LM257x ===

Der MC34063 und der LM2575 sind von den Daten her in etwa vergleichbar, der 34063 kann auch als Stepup eingesetzt werden, was mit dem LM257x nicht möglich ist.

Im Schaltverhalten unterscheiden sich beide Regler deutlich wie nachfolgende Messungen zeigen. Um vergleichbare Ergebnisse zu erhalten wurden bei beiden die gleichen Spulen, Dioden und Elkos verwendet. Auch das Platinenlayout war vergleichbar.
Die Eingangsspannung betrug 12 V, die Ausgangsspannung 5 V. Verwendet wurden ein TS34063 und ein LM2575-5 (mit LM2574 und LM2576 sind identische Ergebnisse zu erwarten). Beim 34063 wurde die Strombegrenzung mit 0,5 Ohm auf etwa 0,6 A eingestellt. Für den Oszillator wurden 470 pF verwendet was etwa 50 kHz ergibt, um im gleichen Bereich wie der LM257x zu liegen.
Belastet wurde der Ausgang mit 50 Ohm bzw. 100 Ohm was einen Laststrom von 100mA bzw. 50mA ergibt.
Am Eingang wurde ein normaler 100 µF Elko verbaut, am Ausgang ein 220 µF SMD Elko.
Gemäß Datenblatt wäre für diesen niedrigen Strom beim LM257x eigentlich eine weitaus größere Induktivität von etwa 680 µH notwendig. Die Schaltung ist aber bewusst auf einen höheren Strom dimensioniert und nur mit einem geringen Strom belastet wurden, da dieser Zustand in der Praxis häufig vorkommt und hier die Unterschiede zwischen beiden Reglern am deutlichsten ausfallen. Für den 34063 entsprecht die Größe der Induktivität sogar den Empfehlungen aus dem Datenblatt.

==== Messung 1: 100 mA Last ====
[[Datei:LM257x_100mA.gif|thumb|250x250px|LM2575, 100 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]Das Ergebnis ist wie erwartet: Die Spannung am Ausgang des LM2575 (rot) ist ein sauberes Rechteck das zwischen Vin-Vsat und 0 V - V diode, also zwischen etwa 10,5 V und -0,5 V pendelt. Der Ripple auf der Ausgangsspannung (grün) ist dreieckförmig, ein Zeichen dass der Ripple vor allem durch den ESR des Ausgangselkos in Verbindung mit dem dreickförmigen Spulenstrom entsteht. Die Amplitude beträgt etwa 120 mVss. Das ist nicht wirklich gut, aber akzeptabel. Die Ursache liegt darin, dass es sich bei den Elkos nicht um Low ESR Elkos handelt.

[[Datei:34063_100mA.gif|thumb|250x250px|34063, 100 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]An der Ausgangsspannung erkannt man beim 34063 deutlich, dass der Regler im diskontinuierlichen Betrieb arbeitet, der Spulenstrom erreicht den Wert Null, der Ausgang des Reglers wird dann über die Spule auf Höhe der Ausgangsspannung gezogen und schwingt aufgrund parasitärer Kapazitäten. Dieser Verhalten entsteht dadurch, dass der 34063 die Impulsbreite nur durch einen Überstrom verkürzen kann, oder durch eine hohe Feedbackspannung zu Beginn einer Taktperiode. Ist beides nicht der Fall, erfolgt ein voller Zyklus. Dies führt dazu, dass die Regelung durch Auslassen einzelner Impulse (hier jedes 2. Impulses) geschieht. Dadurch halbiert sich in diesem Fall die effektive Schaltfrequenz auf etwa 25 kHz, was logischerweise den Ripple auf der Ausgangsspannung vergrößert. Die Amplitude beträgt daher etwa 175 mVss. Etwas mehr als beim LM257x, aber noch im grünen Bereich für übliche Anwendungen.

==== Messung 2: 50 mA Last ====
[[Datei:LM257x_50mA.gif|thumb|250x250px|LM2575, 50 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]Auch hier ist das Ergebnis wie erwartet: Aufgrund des geringen Stromes arbeitet der LM257x im diskontinuierlichen Betrieb, der Spulenstrom erreicht also den Wert Null. Dennoch liegt der Ripple auf der Ausgangsspannung bei gerade mal etwa 100 mVss. Dieser niedrige Wert liegt an der kurzen Einschaltdauer und dem dementsprechend niedrigeren Spitzenstrom in der Spule, der logischerweise zu einem geringeren Spannungsabfall am ESR des Ausgangselkos führt. Die Arbeitsfrequenz liegt wie auch bei der 100 mA Messung bei knapp über 50 kHz, ist also unabhängig vom Strom.

[[Datei:34063_50mA.gif|thumb|250x250px|34063, 50 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]Beim ersten Blick sieht man schon: Das Verhalten des 34063 bei geringen Lasten ist chaotisch und nur schwer vorherzusagen, da der Zufall eine große Rolle spielt.
Dieses chaotische Schaltverhalten macht sich oft auch akustisch in der Spule bemerkbar: Man hört ein Rauschen.
Ursache für dieses Verhalten ist das Funktionsprinzip des 34063: Ist während seiner Einschaltdauer die Eingangsspannung oberhalb des Schwellwertes des internen Komparators, bleibt der Ausgang aus. Ist die Eingangsspannung zu Beginn des Zyklus schon niedriger, ist der interne Transistor für eine ganze Einschaltdauer (0,85*Periodendauer) an. Unterschreitet die Spannung dagegen während der Einschaltdauer den Schwellwert, schaltet der 34063 für den Rest der Zeit ein. Dadurch entstehen diese unterschiedlich langen Einschalt- und Ausschaltzeiten. Da der Zeitpunkt an dem der interne Komparator schaltet von sehr vielen Faktoren abhängig ist (Ausgangsspannung, Spulenstrom (also vorhergehende Zyklen), Störungen usw. lässt sich das genaue Verhalten nicht vorhersagen, der 34063 schaltet mehr oder weniger zufällig.

Die Arbeitsfrequenz lässt sich hier daher nicht wirklich bestimmen, da nahezu jeder Impuls eine andere Länge hat. Der Ripple liegt bei etwa 180mVss, fast dem doppelten Wert den der LM257x bei diesem Strom aufweist. Das Hauptproblem an dem Ripple ist aber nicht der hohe Ripple selbst, sondern die unberechenbare Frequenz die eine Dimensionierung eines Filters am Ausgang erschwert.

Dass der Ripple sich hier dennoch in Grenzen hält, liegt vor allem daran, dass sich beim Stepdownregler die Änderungen direkt auf den Ausgang auswirken: Ein Einschaltzyklus führt zu einem höheren Spulenstrom und somit zu einer höheren Ausgangsspannung, was wiederum zu einer höheren Feedbackspannung führt. Ein gewisser Ripple auf der Ausgangsspannung ist für das Regelverhalten sogar hilfreich, da er hilft die Hysterese des Komparators zu überwinden und somit zu einer höheren Schaltfrequenz führt.
Im Stepup Modus ist der Zusammenhang zwischen Tastverhältnis und übertragener Energiemenge nicht ganz so einfach, denn wenn das Tastverhältnis zu hoch ist, wird die Spule in der Ausschaltphase die Energie nicht los, was dazu führt dass effektiv weniger Energie am Ausgang ankommt, stattdessen der Spulenstrom von Zyklus zu Zyklus weiter ansteigt. Dies setzt sich solange fort, bis die Strombegrenzung anspricht. Diese ist daher im Stepup Modus zwingend erforderlich.

==== Fazit ====

Für Schaltungen die eine saubere Spannung benötigen, und eine stark wechselnde Stromaufnahme haben (es also vorkommen kann, dass die Stromaufnahme recht gering ist, wie hier gezeigt), dann sollte man auf den etwas teureren LM257x (oder andere PWM Regler) zurückgreifen, da sich dessen Spannung gut filtern lässt. Der 34063 eignet sich dagegen für alle Anwendungen bei den es nicht zu sehr auf den Ripple ankommt, wie z.B. Digitalschaltungen oder Motoren.
Wenn der 34063 mit einem ausreichend hohen Strom belastet wird, bzw. die Spule ausreichend groß dimensioniert wird, dann erreicht er zumindest im Stepdown Betrieb aber auch gute Werte.
Möchte man den Ripple weiter wegfiltern, ist hinter den Ausgangselko ein LC Filter zu setzen. Der Abgriff des Feedbackanschlusses erfolgt aber weiterhin am bisherigen Ausgangselko, denn wie weiter oben beschrieben ist, ist der Ripple für die Regelung des 34063 notwendig. Ohne diesen Ripple verhält sich der 34063 wie ein Zweipunktregler: Die Spannung pendelt zwischen 2 Werten. Durch die Zusätzliche Zeitverzögerung des LC Filters würde sich das Pendeln sogar noch verstärken (dies trifft bei den meisten Reglern zu, denn die zusätzliche Phasenverschiebung kann die Regelschleife destabilisieren).

== Spulenauswahl (nicht nur für den MC34063)==

=== Allgemeines ===

Bei Schaltreglern sind vor allem folgende Daten der Spulen wichtig:
* Induktivität
* Drahtwiderstand
* Maximaler Strom
* Sättigungsstrom

==== Induktivität ====
Die Induktivität gibt an, wie schnell sich der Strom bei einer anliegenden Spannung ändert. Üblicherweise berechnet man bei der Dimensionierung die minimale Spulengröße die notwendig ist, damit der Ripple des Stromes einen bestimmten Wert (typisch 50% des Ausgangsstroms bei einem StepDown) nicht überschreitet. Eine zu große Induktivität stört bei einem StepDown Regler meist nicht. Bei einem StepUp dagegen darf diese einen bestimmten Wert nicht überschreiten, damit der Regler die gewünschte Leistung liefern kann wie im StepUp Abschnitt beschrieben.
Die Induktivität ist nicht konstant, sondern ändert sich je nach vorhandenem Kern mehr oder weniger mit Frequenz oder Strom.
Vor allem Eisenpulverkerne weisen eine ausgeprägte Abhängigkeit der Induktivität von Frequenz und Strom ab.
Die Induktivität mit Nennstrom ist daher meist etwas geringer als die Induktivität ohne Stromfluss. Dies sollte bei der Spulendimensionierung beachtet werden.
Aufgrund der starken Stromabhängigkeit erfolgt die Angabe der Induktivität bei Spulen mit Eisenpulverkernen häufig auch bei Nennstrom. Ohne Strombelastung liegt die Induktivität etwa Faktor 1,2-2 darüber. Bei Spulen mit Ferittkern dagegen wird die Induktivität meist ohne Strombelastung spezifiziert.

==== Drahtwiderstand ====
Der Drahtwiderstand beeinflusst vor allem den Wirkungsgrad der Schaltung bzw. begrenzt den maximal zulässigen Effektivwert des Stromes der durch die Spule fließt. Vor allem bei StepUp Wandlern sollte man sich dem Einfluss des Spulenwiderstands bemerkbar sein: Möchte man z.B. aus 5V eine höhere Spannung erzeugen und verwendet eine Spule mit 2 Ohm die mit 0,5A angesteuert wird, dann fallen an dem Drahtwiderstand bereits 1Volt ab. Das entspricht 20% der Eingangsspannung!

==== Maximaler Strom ====
Der maximale Strom wird meist anhand der Erwärmung der Spule durch einen bestimmten Strom bestimmt. Oft ist dies der Punkt bei der sich die Spule um z.B. 40°C erwärmt. Häufig wird dies mit Gleichspannung gemessen oder bei einer niedrigen Frequenz deren Effektivwert angegeben wird. Bei Verwendung der Spule in einem Schaltregler reduziert sich dieser Wert daher um bis zu 50%, da einerseits der Sättigungsstrom beachtet werden muss und andererseits auch der Kern innerhalb der Spule sich auch erwärmt. Vor allem Eisenpulverkerne besitzen teilweise recht hohe Kernverluste, die bei einer üblichen Dimensionierung im gleichen Bereich wie die Verluste durch den Drahtwiderstand liegen.
Der Spitzenstrom darf diesen Stromwert allerdings übersteigen, solange der Effektivwert bzw. die Erwärmung im zulässigen Bereich liegt.

==== Sättigungsstrom ====

Der Sättigungsstrom ist fast schon das wichtigste Kriterium bei der Spulenauswahl, denn wenn dieser Wert zu gering ist, ist die Spule unbrauchbar für die Schaltung.
Wie bei den Induktivität schon geschrieben, ist diese mehr oder weniger abhängig vom Spulenstrom. Der Sättigungsstrom (der bei für Schaltnetzteilanwendungen gedachten Spulen immer angegeben ist), gibt meist den Strom an, bei dem die Induktivität um 10-40% gegenüber der Nenninduktivität gefallen ist. Erhöht man den Strom weiter, nimmt die Induktivität je nach Kernmaterial und mechanischem Aufbau schnell ab, eine Verringerung um den Faktor 10 ist keine Seltenheit.
Der Sättigungsstrom wird bei einem ordentlich dimensionierten Schaltregler nie überschritten werden, da die Strombegrenzung vorher anspricht. Bei einem schlechten Design spricht die Strombegrenzung dagegen erst durch den hohen Strom an, wenn die Spule in die Sättigung geht. Dies führt nur zu unnötigen Verlusten und sollte daher vermieden werden.
Für den MC34063 heißt dies konkret, dass der Strombegrenzungswiderstand Rsc auf einen Wert unterhalb des Sättigungsstromes dimensioniert werden muss!
Da die Induktivität einer Spule in der Sättigung minimal ist, kann diese auch keine weitere Energie speichern. Ein Großteil der in die Spule fließenden Energie wird daher im Drahtwiderstand in Wärme umgesetzt was den Wirkungsgrad stark reduziert und eventuell die Regelung des Schaltreglers durcheinander bringt.
Bei einer typischen, für Schaltnetzteile entworfenen Spule, liegt der Sättigungsstrom etwa Faktor 1,5-2 über dem Nennstrom. Dies erlaubt den Nennstrom voll auszunutzen, da der Stromripple bei der üblichen Spulendimensionierung bei etwa 50% des Nennstroms, der Spitzenstrom also bei etwa 1,5x Nennstrom liegt.

=== Ferritkern vs. Eisenpulverringkern ===

Der Großteil der Energie einer Spule wird nicht direkt im Kern, sondern in einem Luftspalt des Kerns gespeichert. Daher benötigt jede Spule für ein Schaltnetzteil einen mehr oder weniger großen Luftspalt. Je größer der Luftspalt, desto mehr Energie kann die Spule speichern, allerdings benötigt man mehr Windungen um eine bestimmte Induktivität zu erreichen.
Die in HF Übertragern oder Strom kompensierten Drosseln eingesetzten Ferritringkerne besitzen kein Luftspalt. Daher können sie kaum Energie speichern, sind daher auch nicht für Schaltnetzteile geeignet. Dafür erreichen diese mit wenigen Windungen schnell Induktivitäten im mH Bereich, wozu andere Spulen etliche 100 Windungen benötigen.
Eisenpulverringkerne gehen einen anderen Weg: Hier stellen die minimalen Zwischenräume zwischen den einzelnen Teilchen bereits den Luftspalt dar, weshalb hier kein zusätzlicher Luftspalt erforderlich ist.
Die hierfür verwendeten Materialien besitzen allerdings deutlich höhere Ummagnetisierungsverluste als Ferrit, weshalb Eisenpulverringkerne üblicherweise nur für niedrige Frequenzen eingesetzt werden. Das am weitesten verbreitete Material sind die gelb-weiß markierten Ringkerne mit dem Materialcode 26. Dieses zeichnet sich vor allem durch die niedrigen Kosten aus. Der Einsatzbereich liegt entweder in Entstördrosseln von DC oder 50Hz Anwendungen oder in Schaltnetzteilen bis 100kHz. (Für höhere Frequenzen sind auch bessere, und natürlich teurere Materialien, erhältlich.)
Dieser Spulentyp ist vor allem für Abwärtswandler sinnvoll, da Eisenpulverkerne kein Problem mit hohen DC Strömen, allerdings mit hohen AC Anteilen aufgrund der Kernverluste haben. Da der Stromripple bei diesem Wandlertyp meist kleiner als der DC Strom ist, sind beide Bedingungen erfüllt. Allerdings sollte man beachten, dass die Induktivität einer Eisenpulverringkernspule stark von der Frequenz, dem Strom und auch vom Alter abhängig ist! Je nach Temperatur altern Eisenpulverringkerne mehr oder weniger schnell und die Spule verliert dabei an Induktivität.
Die Dimensionierung einer Eisenpulverringkernspule ist alles andere als einfach, da hier sehr viele Faktoren beachtet werden müssen. Die Berechnung der Kernverluste ist auch aufwendig, einige Hersteller liefern dafür aber Formeln oder Berechnungsprogramme, so wie z.B. Micrometals:
[http://www.micrometals.com/software_index.html Berechnungsprogramm für Eisenpulverringkerne].
Vor allem Anfängern wird aber von der eigenen Dimensionierung von Eisenpulverringkernspulen abgeraten. Etliche Hersteller (wie z.B. Talema) haben fertige Ringkernspulen im Programm die bei verschiedenen Anbietern auch für Normalverbraucher erhältlich sind (z.B. bei elpro, DARISUS und vielen anderen).

=== Speicherspulen vs. Entstörspulen ===

Nicht selten machen vor allem Anfänger den Fehler die nächstbeste Spule mit einigermaßen passender Induktivität einzusetzen, ohne darauf zu achten, dass die Spule eigentlich als Entstörspule entwickelt wurde. Dies gilt vor allem für die Funkentstördrosseln der Baureihe MESC/MISC/77A die z.B. bei Reichelt erhältlich sind. Die Schaltungen funktionieren zwar einigermaßen, allerdings ist der Wirkungsgrad deutlich geringer als er es mit einer guten Spule wäre.
Dies liegt vor allem am Aufbau der Spule sowie dessen vorhandenem Kern. Funkentstördrosseln sind dafür ausgelegt von einem niederfrequenten Strom durchflossen zu werden und eine, im Vergleich zum Nutzstrom niedrigen Störstrom abzublocken. Dadurch entstehen kaum Verluste im Kern, da das Magnetfeld konstant ist bzw. sich durch den niederfrequenten Strom nur sehr langsam ändert. Der Kern ist also nicht dafür ausgelegt verlustarm zu sein, bzw. es ist sogar erwünscht wenn er bei hohen Frequenzen gewisse Verluste aufweist, um Resonanzen innerhalb der Spule zu verhindern. Weiterhin kommt das Problem hinzu, dass aufgrund der hohen Länge der Spule die Feldlinien außerhalb der Spule den magnetischen Kreis schließen und sich so ein deutliches Magnetfeld um die Spule herum aufbaut, diese arbeitet quasi wie eine Ferittstabantenne und erzeugt beträchtliche EMV Störungen!
Speziell für Schaltnetzteile ausgelegte Spulen besitzen daher nicht selten einen entsprechenden mechanischen Aufbau um die Feldlinien möglichst innerhalb bzw. sehr nahe an der Spule zu halten um diese Störungen zu minimieren.

Besonders bei Spulen mit Eisenpulverringkernen sollte man genau nachschauen ob die Angaben für Entstöranwendungen oder für Schaltnetzteilanwendungen gelten: Hier wird oft die gleiche Spule je nach Verwendungszweck unterschiedlich spezifiziert. Dies liegt daran, dass man bei der Entstöranwendung eben kaum Verluste im Kern hat und somit aufgrund der geringeren Erwärmung der Draht von einem höheren Strom durchflossen werden kann, ohne dass er überhitzt.

=== Beispiele geeigneter Spulen ===
[[Datei:Snt_spulen.jpg|thumb|250x250px|Verschiedene Spulen]]

Von links nach rechts:

*Speicherdrosseln: sehr gut geeignet
*Ringkernspulen: ja nach Anwendung gut bis sehr gut geeignet
*Widerstandsbauform, Trommelkern: für (sehr) kleine Leistungen geeignet
*Entstörspulen: schlecht geeignet
*Stromkompensierte Drosseln: absolut ungeeignet

Für kleinere Schaltregler in beliebiger Konfiguration (also StepUp, StepDown, invertierend) geeignete Spulen sind z.B. die L-PISxx Serien die z.B. bei Reichelt oder Conrad erhältlich sind, oder vergleichbare Spulen.
Aufgrund des Ferritkerns sind diese Spulen nahezu für alle üblichen Frequenzbereiche geeignet.
Für Stepdownregler unter 100kHz eignen sich auch Eisenpulverringkernspulen z.B. aus dem Material 26. Vor allem bei höheren Strömen sind diese oft deutlich günstiger als vergleichbare Spulen auf Ferritkern.

== Links ==

=== Informationen ===

*[http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/MC34063A-D.PDF Datenblatt MC34063]

*[http://www.onsemi.com/pub/Collateral/AN920-D.PDF AN920 Theory and Applications of the MC34063 and µA78S40 Switching Regulator Circuits] Die bekannteste und wichtigste Application Note für den MC34063 und seinen Verwandten 78S40. Mit vielen Schaltungsbeispielen, Herleitungen der Berechnungsformeln und Beispielrechnungen.

*[http://www.dos4ever.com/flyback/flyback.html Flyback Converters for Dummies]

*[http://ludens.cl/Electron/Magnet.html Guter Grundlagenartikel über Trafos in Englisch]

=== Werkzeuge ===

*[http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/smps.html Ausführliche Seite mit Onlineberechnung verschiedener Schaltnetzteiltypen, und Grundlagenwissen]

*[http://www.nomad.ee/micros/mc34063a/index.shtml Ein Tool um die Bauteile zu dimensionieren]

=== SPICE Modelle ===

Für den MC34064 gibt es brauchbare SPICE-Modelle.

* [http://www.onsemi.com/pub/Collateral/MC34063A%20SPICE%20MODEL.ZIP OnSemi] Die Dateien im ZIP-Archiv tragen die Bezeichnung MC3'''3'''063. Das ist die Variante des MC34063 für einen grösseren Temperaturbereich. Ansonsten ist der MC33063 identisch.

* [http://perso.wanadoo.fr/cbasso/Downloads/PSpice/34063.zip PSpice-Modell] Von Christophe Basso für PSpice erstelltes/angepasstes Modell (Siehe auch seine [http://www.amazon.com/Christophe-P.-Basso/e/B001IOH604/ SMPS-Bücher])

* [http://perso.wanadoo.fr/cbasso/Downloads/IsSpice/MC34063.zip IsSpice-Modell] Von Christophe Basso für IsSpice erstelltes/angepasstes Modell

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]

Royer Converter

2009-10-29T12:13:34Z

Benedikt: /* Hinweise */

== Einleitung ==

Ein Royer Converter ist ein Sinus-Leistungsozillator. Er wird im Wesentlichen als Schaltnetzteil verwendet.

== Geschichtliches ==

Der Name geht auf G.H. Royer zurück, welcher diese Schaltung im Jahr 1954 entwickelte. Die originale Schaltung arbeitet mit einem Trafo mit Ferritkern, welcher zum Umschalten in die Sättigung getrieben wird. Das Ausgangssignal ist rechteckförmig. Die hier vorgestellte Version arbeitet jedoch mit einem Trafo, welcher nicht in die Sättigung geht und mittles LC Schwingkreis ein Sinussignal erzeugt. Der Trafo kann sogar als Luftspule ohne Kern ausgeführt werden.

== Aufbau und Eigenschaften ==

Der Aufbau ist sehr einfach und robust. Zwei Transistoren ([[FET|MOSFETs]] oder [[Transistor|Bipolar]]) werden wechselseitig geschaltet (Gegentaktbetrieb, engl. push pull), und damit abwechselnd die eine und die andere Spulenhäfte der Primärwicklung von Strom durchflossen. Die Schaltung ist selbstschwingend, d.h. das Steuersignal wird direkt aus dem Trafo zurückgewonnen. Damit schwingt er immer optimal auf Resonanz, ohne Abgleich und auch bei Alterung oder Temperaturänderung. Die Frequenz wird durch die Induktivität der Primärwicklung und den Kondensator C2 bestimmt (Parallelschwingkreis). Die Drosselspule L1 sorgt dafür, dass die Betriebsspannung wechselspannungsmäßig von der Mittelanzapfung von TR1 entkoppelt wird, sie wirkt als Konstantstromquelle.

[[bild:royer_bipolar.png | thumb | 400px | left | Schaltplan des Royer Converters]]

{{Clear}}

*Einfacher, robuster Aufbau
*Sinusförmige Strom- und Spannungsverläufe
*Transistoren schalten im Nulldurchgang der Spannung, dadurch geringe Schaltverluste und Störstrahlung
*Bei ausreichend großer Streuinduktivität zwischen Primär- und Sekundärwicklung ist die Schaltung kurzschlussfest.
*Vollkommen unempfindlich gegenüber Streuinduktivitäten des Trafos (im Gegensatz zu den meisten anderen Schaltnetzteiltopologien)

Besonders der letzte Punkt ist sehr interessant. Auf Grund des Aufbaus und der Funktion wird sämtliche Energie im Magnetfeld, welche nicht über die Sekundärspule ausgekoppelt wird, wieder in den Schwingkreis zurückgeführt. Damit geht nur sehr wenig Energie verloren, egal wie gut die Kopplung zwischen Sekundär- und Primärspule ist.

Der Trafo TR1 kann sehr verschieden aufgebaut sein. In einem Inverter für [http://de.wikipedia.org/wiki/Leuchtr%C3%B6hre CCFLs] ist es ein normaler Trafo mit Ferritkern. In anderen Anwendungen kann es aber auch ein kernloser Trafo sein, bei dem es zwischen Primärspule und Sekundärspule einen grossen Abstand gibt (Kontaktlose Energieübertragung).

== Formeln zum Royer Converter ==

*Resonanzfrequenz im Leerlauf <math>f_r=\frac{1}{2 \pi \sqrt{L_{pri} C_2}}</math>
*Spitzenspannung im Resonanzkreis <math>U_p = \pi \cdot U_{ein}</math>
*Spitzenstrom im Resonanzkreis <math>I_p = 2 \cdot U_{ein} \cdot \pi^2 \cdot f \cdot C_2</math>

== Hinweise ==

*Der Kondensator C2 wird auch im Leerlauf von einem recht hohen Strom durchflossen. Deshalb muss hier auf jeden Fall ein verlustarmer Typ eingesetzt werden. Entweder ein [http://de.wikipedia.org/wiki/Folienkondensator Folienkondensator] mit Polypropylen als Dielektrikum (MKP oder FKP) oder ein [http://de.wikipedia.org/wiki/Keramikkondensator Keramikkondensator] aus COG oder NP0. Andere Typen (Folie MKS, Keramik X7R, Z5U etc.) gehen '''nicht''', denn hier werden zu hohe dielektrische Veluste im Kondensator erzeugt, welche diesen erhitzen und irgendwann zerstören. Die Verluste von X7R sind ca. 20mal höher als von NP0!
*Die Transistoren sollten nur mässig überdimensioniert sein, denn Transistoren mit sehr hohen Kollektorströmen sind meist auch recht langsam.
*Die Transistoren müssen mindestens eine Sperrspannung von Pi*U_in aushalten, dann das ist die exakte Amplitude der Schwingung im Primärkreis. Praktisch sollte man aber mindestens 20% und mehr Reserve einplanen.
*Der [[Basiswiderstand]] muss experimentell ermittelt werden. Er muss so ausgelegt sein, dass die Transistoren beim Schalten nur '''schwach''' in die Sättigung gehen, um schneller wieder abschalten zu können (Stichwort Speicherzeit, engl. storage time).
*Die Drossel L1 sollte ca. den 2..3fachen Induktivitätswert der Primärwicklung haben. Je mehr, umso besser. Sie darf bei vollem Laststrom nicht in die Sättigung gehen, da dann ihre Induktivität stark absinkt.
*Die Spitze-Spitze-Spannung der Steuerwicklung darf ca. 5V nicht überschreiten, weil diese als Sperrspannung für die Transistoren wirksam wird. Die meisten Bipolartransistoren verkraften max. 5V Sperrspannung zwischen Basis und Emitter.
*Schwingt die Schaltung nicht an (Strombegrenzung am Netzteil einstellen!), ist in den meisten Fällen die Steuerwicklung verpolt.
*Im Kurzschlussfall der Sekundärwicklung reduziert sich die Induktivität der Primärwicklung auf die Streuinduktivität, was zu einer Frequenzerhöhung führt. Durch die höhere Frequenz stellt die Streuinduktivität einen höheren Blindwiderstand da, was den Strom wirkungsvoll begrenzt. Aufgrund der höheren Frequenz fließt allerdings ein größerer Strom im Schwingkreis. Verwendet man also diesen Zustand, dann muss die Schaltung für die höheren Belastungen ausgelegt sein.

== Ein praktisches Beispiel ==

Auf Grund der Unempfindlichkeit der Schaltung gegenüber Streuinduktivitäten ist diese Schaltung ideal für einen Trafo ohne Kern und mit grossem Abstand zwischen Primär- und Sekundärspule. Damit kann kontaktlos recht viel Energie übertragen werden. Anwendungen sind z.B. die Ladestation elektrischer Zahnbürsten oder ein Rotationstrafo für eine [http://www.google.de/cse?q=propelleruhr Propelleruhr]. Für Letzteres soll dieses Beispiel hier dargestellt werden.

Die Schaltung benutzt einfach beschaffbare Bauteile. Der Trafo wird selber gewickelt, ist aber auch vollkommen unkritisch. Wie im Bild zu sehen, wurde absichtlich ein recht grosser Luftspalt zwischen Primär- und Sekundärspule gelassen, um die Leistungsfähigkeit der Schaltung zu demonstrieren. Die Primärwicklung ist bifilar gewickelt, d.h. man nimmt den Draht doppelt und wickelt damit gleichzeitig beide Spulenhälften, welche man dann phasenrichtig verschaltet. Dadurch verbessert sich die Kopplung, das ist hier wichtig. Der Trafo hat folgende Parameter.

{| class="wikitable" style="text-align:center"
|-
! Wicklung || Windungszahl || Drahtdurchmesser [mm] || Durchmesser [mm] || Induktivität [µH]
|-
| Primär || 2x10 || 0,55 || 80 || 70
|-
| Steuer || 3 || 0,2 || 80 || -
|-
| Sekundär || 13 || 0,55 || 65 || 25
|}

[[bild:royer_prop_aufbau.jpg | thumb | 600px | left | Praktischer Aufbau]]

{{Clear}}

Mit 12V Eingangsspannung beträgt die Spannungsamplitude im Primärkreis ziemlich genau 38V. Der Leerlaufstrom der Schaltung beträgt 36mA. ABER! Der Leerlaufstrom im Schwingkreis beträgt 580mA(eff)! Hier wird klar, warum sowohl die Primärspule als auch C2 sehr verlustarm sein müssen. Die Resonanzfrequenz beträgt 105 kHz. Damit wurden folgende Messwerte erreicht.

{| class="wikitable" style="text-align:center"
|-
!Belastung || Eingangsstrom [mA] || Ausgangsstrom [mA] || Ausgangsspannung [Veff] || Wirkungsgrad [%]
|-
| Leerlauf || 36 || 0 || 7,8 || 0
|-
| 22 Ohm || 220 || 320 || 7 || 84
|-
| Gleichrichter + 22 Ohm || 190 || 270 || 6 || 71
|}

Nach Gleichrichtung mit schnellen Schottkydioden und Filterung bleiben bei 22 Ohm Last noch ca. 6V Gleichspannung übrig, genug um mit einem Low Drop Spannungsregler stabile 5V für einen Mikrocontroller bereitzustellen. Selbst bei der recht hohen Ausgangsleistung bleiben alle Bauteile kühl. Dabei werden nur recht kleine Transistoren verwendet. Das zeigt umso mehr die Leistungsfähigkeit der Schaltung. Prinzipiell ist diese Schaltung bis in den Bereich von mehreren kW Leistung skalierbar.

== Diskussionen im Forum ==

*[http://www.mikrocontroller.net/topic/118124#new Verwendung in einem Induktionsofen, MOSFETs als Schalter]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/151538#new Verwendung in einem Induktionsofen, neuer Thread]
*[http://www.mikrocontroller.net/attachment/61266/Induktive_Energie_bertragung.pdf Dokument über drahtlose Energieübertragung]

== Weblinks ==

*[http://www.serious-technology.de/kleiner-wandler.htm Sehr ausführliche Beschreibung des Aufbaus und Berechnung der Komponenten]
*[http://www.serious-technology.de/ernsthafter_wandler.htm Das Ganze nochmal in Groß]
*[http://mitglied.lycos.de/bk4/ezvs.htm MOSFET-Variante mit viel Beschreibung, allerdings mit kleinen Fehlern]
*[http://www.epcos.de/web/generator/Web/Sections/Components/Page,locale=nn,r=263286,a=422456.html noch eine MOSFET-Variante, auch mit kleineren Fehlern im Text (geschrieben vom Marketing?)]
*[[media: an14.pdf | Application Note von Zetex, englisch]]
*[[media: dn164f.pdf | Design Note von Linear Technology, englisch]]

[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]

MC34063

2009-10-29T09:35:23Z

Benedikt: /* Beispiele geeigneter Spulen */

Der MC34063 ist ein kleiner, billiger, beliebter und sehr vielseitig einsetzbarer Schaltregler. Er ist seit Jahrzehnten auf dem Markt. Sein Regelverhalten ist etwas anderes als man es von modernen Schaltreglern gewohnt ist.

=== StepDown (Abwärtswandler)===

Ein Abwärtswandler erzeugt aus einer Eingangsspannung eine niedrigere Ausgangsspannung. Die häufigste Anwendung dieser Schaltung liegt in der Erzeugung einer stabilisierten, niedrigen Spannung aus einer höheren Eingangsspannung. z.B. 5V und 3,3V für eine µC Schaltung aus einem unstabilisierten Netzteil das 8-15V liefert.

====StepDown Schaltungvariante 1====
[[Bild:34063_sdown.gif]]

Der interne Transistor schaltet die positive Spannung auf eine Spule. Da es ein NPN Transistor ist, ist dieser als Emitterfolger geschaltet. Dies hat den großen Nachteil, dass der Spannungsabfall recht hoch ist. Da es eine Darlingtonschaltung ist, gehen hier 1,0-2,0V je nach Strom verloren.
Von daher kann der Regler auch nicht die vollen 1,5A an Ausgangsstrom liefern, da dann die zulässige Verlustleitung überschritten werden würde: Bei 1A Ausgangsstrom fallen etwa 1,5V am Transistor ab. Dies ergibt 1,5W Verlustleistung. Da der Transistor maximal 85% der Zeit leitet, ergibt sich so worst case eine Verlustleistung von etwa 1,3W. Laut Datenblatt kann der MC34063 im DIP Gehäuse maximal 1,25W. Es wäre also an der Grenze. Bei einem thermischen Widerstand von 100K/W würde sich das IC so auf über 150°C Chiptemperatur bei Raumtemperatur erhitzen. Am Gehäuse würde man sich dann auch die Finger verbrennen!
In der Stepdown Konfiguration sollte man den internen Transistor daher am besten mit nicht mehr als etwa 0,5A Ausgangsstrom belasten. Den Strombegrenzungswiderstand könnte man dann zu etwa 0,5 Ohm anstelle der minimal zulässigen 0,2 Ohm wählen, um auf der sicheren Seite zu sein.

====StepDown Schaltungvariante 2 für höheren Wirkungsgrad ====
[[Bild:34063_sdown2.gif]]

Diese Variante verwendet einen externen PNP Transistor anstelle dem internen Emitterfolger. Dadurch reduziert sich der Spannungsabfall von etwa 1,0-2V auf 0,3-0,7V. Allerdings auf Kosten eines höheren Stromverbrauch: Denn hier fließt der Basisstrom aus der Eingangsspannung nach Masse ab, und nicht wie beim Emitterfolger in die Last. Weiterhin ist diese Schaltung im Eingangsspannunsgbereich etwas eingeschränkt, denn der Vorwiderstand R4 muss bei niedrigen Spannung ausreichend Strom liefern, und bei hohen Spannungen darf der Strom nicht zu hoch werden, bzw. geht der Wirkungsgrad aufgrund des hohen Stroms runter.
Der 100 Ohm Widerstand dient weniger als Spannungsteiler mit dem 330 Ohm Widerstand, sondern vielmehr dazu, den Transistor beim Abschalten schneller sperren zu lassen.

=== StepUp (Aufwärtswandler)===

Ein Aufwärtswandler erzeugt aus einer Eingangsspannung eine höhere Ausgangsspannung. Die häufigste Anwendung dieser Schaltung liegt in der Erzeugung einer höheren Betriebsspanung z.B. aus [[Versorgung aus einer Zelle | Batterien]], oder die Erzeugung von 12V aus einer vorhanden 5V Quelle (z.B. USB).

====StepUp Schaltungvariante 1====
[[Bild:34063_stepup.gif]]

Der interne Transistor schaltet die Spule periodisch gegen Masse, wodurch beim Abschalten eine höhere Spannung induziert wird. In dieser Dimensionierung liefert die Schaltung 12V bei etwa 100mA aus einer Eingangsspannung zwischen 4 und 12V. Diese Spannung kann z.B. zur Programmierung eines EPROMs oder µCs (Vpp Spannung) verwendet werden. Da der Strom im Gegensatz zur Stepdown Schaltung nur impulsartig abgegeben wird wird, ist ein größerer Elko am Ausgang erforderlich.

====StepUp Schaltungvariante 2 für mehr Strom====
[[Bild:34063_stepup2.gif]]

Es gibt eigentlich nur 2 Fälle in denen der Transistor sinnvoll ist:
*Höherer Ausgangsstrom. Da der interne Transistor nur 1,5A Spitze aushält, was bei einem Stepupwandler nicht viel ist (bei 4V Eingangsspannung sind das gerade mal etwa 1W Ausgangsleistung), kann man hier einen stärkeren Transistor verwenden.
*Höhere Ausgangsspannung. Da der interne Transistor nur 40V aushält, kann man die Spannung durch einen externen Transistor erhöhen. Allerdings sollte man beachten, dass der MC34063 nur maximal 85% Tastverhältnis erreichen kann. Dies entspricht einer um etwa Faktor 6 höheren Ausgangsspannung als die Eingangsspannung. Sollte man über diesen Wert gehen, ist bei der Wahl der Spule folgendes zu beachten.

Die Induktivität darf einen bestimmten Wert nicht überschreiten, um eine bestimmte Leistung übertragen zu können. Gemäß der Formel

<math>U=L\frac{di}{dt}</math>

kann man den Strom ausrechnen der bei einer bestimmten Frequenz maximal in der Spule auftreten kann, wenn der Strom zu Beginn 0 ist.

<math>I=\frac{0,85 \cdot U_{IN}}{f\cdot L}</math>

Und gemäß der Energie in der Spule

<math>E=\frac{1}{2}L \cdot I^2</math>

und der Kenntnis, dass diese Energie in jedem Takt übertragen wird, kann man nun durch Einsetzen der einen Gleichung in die andere die maximale Induktivität ausrechnen, die es ermöglicht eine bestimmte Leistung bei den 85% Tastverhältnis zu übertragen. Am Ende erhält man dann folgende Formel:

<math>L_{MAX}=\frac {0,36 \cdot {U_{IN}}^2}{f \cdot P_{AUS}}</math>

Um die Verluste usw. zu berücksichtigen sollte man die Spule etwa zwischen 30..70% des oben berechneten Maximalwertes wählen, aber unter keinen Umständen größer, denn dann kann der Wandler die geforderte Leistung nicht liefern und die Spannung bricht bei Belastung zusammen. <math>U_{IN}</math> ist dabei die Eingangsspannung, f die Schaltfrequenz des Wandlers und <math>P_{AUS}</math> die Ausgangsleistung. Während im Normalbetrieb eine zu große Induktivität nicht stört, ist es hier dagegen also genau umgekehrt.

=== Invertierender Wandler ===

Ein invertierender Wandler erzeugt aus einer positiven Eingangsspannung eine negative Ausgangsspannung. Streng genommen handelt es sich um einen StepUp Wandler, bei dem die Spule nicht an der positiven Spannung sondern an der negativen liegt. Daher sind die Vorzeichen gespiegelt.

Die häufigste Anwendung dieser Schaltung liegt in der Erzeugung einer negativen Betriebsspannung z.B. für einen Operationsverstärker, oder in der Erzeugung der VLCD Spannung eines [[LCD | LC-Displays]].

====Invertierende Schaltungsvariante 1 gemäß Datenblatt ====
[[Bild:volt_inv.gif]]

Der interne Transistor schaltet die positive Spannung. Da es ein NPN Transistor ist, wird dieser als Emitterfolger geschaltet. Dies hat den großen Nachteil, dass der Spannungsabfall recht hoch ist. Da es eine Darlingtonschaltung ist, gehen hier 1,0-1,3V je nach Strom verloren. Da der MC34063 keine negativen Spannungen verarbeiten kann, wird dessen GND Potential nun der Ausgang der negativen Spannung. Die maximal zulässige Ausgangsspannung wird daher durch die Differenz der positiven Betriebsspannung und der negativen Ausgangsspannung begrenzt. Diese darf 40V nicht übersteigen. Da der Bezugspunkt des Feedbackpins des MC34063 die negative Ausgangsspannung ist, sieht der MC34063 Masse als positive Spannung. Der Spannungsteiler aus R3 und R1 wird daher genauso berechnet wie bei jeder anderen Schaltung. Damit der Wandler sicher startet sollte der Glättungselko am Ausgang nicht zu klein sein, da dieser beim Einschalten quasi in Reihe zum MC34063 sitzt und dieser sich daher aus diesem mit Strom versorgen muss.

====Invertierende Schaltungsvariante 2 mit externem Transistor gemäß Datenblatt====
[[Bild:volt_inv1.gif]]

Um den hohen Spannungsverlust am Schalttransistor zu umgehen kann man einen externen PNP Transistor einsetzen. Sobald der interne Transistor des MC34063 einschaltet, bekommt der externe PNP Transistor seinen Basisstrom und schaltet ein. Somit hat dieser nun einen sehr geringen Spannungsabfall von wenigen 100mV. Der 100 Ohm Widerstand dient weniger als Spannungsteiler mit dem 220 Ohm Widerstand, sondern vielmehr dazu, den Transistor beim Abschalten schneller sperren zu lassen. Ein Nachteil dieser Schaltung ist, dass der Basisstrom aus der negativen Spannung stammt, die aufwendig erzeugt wurde. Von den so erzeugen -14,5V gegen GND, also -19,5V gegen 5V werden nur etwa 0,7V benötigt, der Rest wird im Vorwiderstand verheizt.

Da bei [[LCD]]s die Kontrastspannung als Bezugspunkt die positive Betriebsspannung besitzt, ist es auch sinnvoll die Regelung des MC34063 nicht an GND sondern an die positive Betriebsspannung anzuschließen. Dadurch ist die Kontrastspannung auch bei Betriebsspannungsschwankungen konstant.

====Invertierende Schaltungsvariante 3 mit externem Transistor gemäß Datenblatt von ST====
[[Bild:volt_inv2.gif]]

Um das Problem mit dem Basisstrom für den externen Transistor aus der negativen Spannung zu beseitigen liegt es nahe, den Strom aus der Schaltungsmasse anstelle der negativen Spannung zu nehmen. Solch eine Schaltung findet sich sogar in einem Datenblatt vom MC34063, allerdings nicht in der eines MC34063 von ON/Motorola sondern in einem von ST. Diese Schaltung sieht auf den ersten Blick besser aus als die vorhergehende, hat aber dennoch einen gravierenden Nachteil: In der Praxis ist nämlich der Strom im Leerlauf höher als bei der vorhergehenden Schaltung. Dies liegt daran, dass das interne Flipflop anscheinend zwischen GND und V+ hin und herschaltet, was ja eigentlich gewünscht ist. In diesem Fall wird die Basis-Emitterspannung der Transistoren negativ, und bei etwa -8V bricht die Basis-Emitter Diode durch und wird somit leitend. Auch in der Sperrphase wird daher der erzeugten negativen Spannung ein Strom entnommen der wieder nachgeliefert werden muss. Zumindest die ICs von Fairchild, ON und TSC verhalten sich so. ICs von ST konnte ich noch keine bekommen um nachzuprüfen ob diese vielleicht anders aufgebaut sind. Diese Schaltung ist auf jedenfall '''nicht empfehlenswert'''.

====Invertierende Schaltungsvariante 4 mit externem Transistor, Eigenkreation====
[[Bild:volt_inv3.gif]]

Das Problem mit dem Durchbruch der Basis-Emitter Diode umgeht diese Schaltung.
Da ein Transistor an sich aus 2 Dioden besteht, kann man bei diesem Emitter und Kollektor vertauschen. Die Basis-Kollektor Diode hat nämlich den Vorteil, dass sie eine sehr viel höhere Spannung aushält, die meist genauso groß ist wie die zulässige Kollektor-Emitter Spannung. In diesem Fall also 40V. Da der Transistor ein Darlingtontransistor ist und hier nur wenig Strom benötigt wird, wird nur der schwache Treibertransistor als Transistor verwendet, und der eigentliche Schalttransistor dient als Diode um den Basistrom des PNP Transistors über den Treiber Transistor nach Masse abzuführen. Dieser Betrieb ist in keinem Datenblatt erwähnt, aber auch nirgends verboten, von daher kann man nicht mit Sicherheit sagen, dass diese Schaltung zulässig ist. Ich verwende die Schaltung aber schon seit Jahren ohne Probleme. Der Wirkungsgrad dieser Schaltung ist deutlich höher als bei den zuvor gezeigten. Der offene Emitterpin schwingt wie erwartet zwischen etwa +0,7V und negativer Ausgangsspannung hin und her.

====Invertierende Schaltungsvariante 5 für bipolare Spannungen====
[[Bild:vlcd_bipol.gif]]

Die letze Variante erzeugt gleichzeitig eine positive und eine negative Spannung aus einer niedrigeren positiven Spannung. Dies ist z.B. für Operationsverstärker oder aber auch für TFT Displays wichtig, die häufig +15V und -10V benötigen. Bei der Schaltung handelt es sich um einen StepUp Wandler der über D1 an C1 eine positive Spannung erzeugt, die über den Spannungsteiler zurückgeführt und geregelt wird. Die Spannung an Pin 1 schwingt daher zwischen 0V (eingeschaltetem Transistor) und Ausgangsspannung + Diodenspannung (Spannungsspitze beim abgeschalteten Transistor) hin und her. Diese Wechselspannung wird über C4 und D2-3 gleichgerichtet und zwar in negativer Richtung. C5 läd sich daher auf eine um eine Diodenspannung niedrigere Spannung (und negativem Vorzeichen) als die Spannung an C1 auf. Diese Spannung ist an sich nicht geregelt, aber über C4 mit der geregelten, positiven Spannung verkoppelt. Lediglich der Spannungsabfall an C4 und D2-D3 wird nicht ausgeregelt.

=== Weitere Anwendungen===

* verlustarme [[Konstantstromquelle]]

=== Wichtig zu wissen ===

* Das IC verwendet ein festes Tastverhältnis von ca. 0,857. Die einzigen Möglichkeiten, dieses Tastverhältnis zu verkürzen sind
*# Vorzeitiges Ausschalten durch die Strombegrenzung, eingestellt durch Rsc (Ipk(switch) = 330 mV / Rsc). Da die Abschaltung des Impulses nach Erkennen des Überstroms eine kurze Zeitspanne benötigt, darf der Strom in der Spule nicht zu schnell ansteigen, sie muss also eine bestimmte Mindestinduktivität haben und darf nicht in die Sättigung kommen. Im StepUp Fall sollte auch eine bestimmte Maximalinduktivität nicht überschritten werden, damit die Spule in der durch C definierten Zeit auch aufgeladen werden kann.
*# Verspätetes Einschalten durch eine zu hohe Ausgangsspannung (entspricht einer zu hohen Eingangsspannung an CII) vor dem Beginn eines Zyklus. Sinkt die Spannung nicht innerhalb der ersten 85,7% des Zyklus auf oder unter die Referenzspannung, entfällt sogar der gesamte Impuls.

* Der für die Schaltfrequenz zuständige Oszillator und der für den Vergleich mit der Referenzspannung zuständige Komparator sind nicht synchronisiert. Dies bedeutet, das oben erwähnte verspätete Einschalten erfolgt bei zwei aufeinander folgenden Impulsen normalerweise zu völlig unterschiedlichen Zeitpunkten. Das Tastverhältnis variiert ständig. Normalerweise würde man bei stabiler Eingangsspannung und stabiler Last ein Einpendeln auf ein stabiles Tastverhältnis erwarten. Das ist beim MC34063 prinzipbedingt unwahrscheinlich.

* Die Regelschleife des ICs ist nur im diskontinuierlichen Betrieb (Spulenstrom fällt in jedem Takt wieder auf 0) stabil. Im kontinuierlichen Betrieb, besonders bei zu hoher Spuleninduktivität, kann es zu Regelartefakten kommen. Dann steigt z.B. der Spulenstrom bis doch die Überstromabschaltung greift, die Regelschleife schwingt. Dies liegt daran, dass der Komparator aufgrund der Bauweise des ICs den Ausgangsimpuls innerhalb der ersten 85,7% eines Zyklus zwar einschalten, aber nicht mehr ausschalten kann. Einmal eingeschaltet laufen entweder die ersten 85.7% eines Zyklus ab und es wird an diesem Zeitpunkt normal abgeschaltet, oder die Strombegrenzung schaltet den Impuls vorzeitig ab.

* Bei niedriger Last geschieht die Spannungsregelung über das Auslassen von Impulsen (Pulsfrequenzmodulation). Dies kann dazu führen, dass der Ripple der Ausgangsspannung eine sehr viel niedrigere Frequenz aufweist als die Schaltfrequenz.

* Die im Datenblatt angegebenen 1,5A sind der Spitzenstrom des internen Transistors, nicht der Ausgangsstrom des Schaltreglers. Insbesondere in der StepUp Konfiguration ist der Ausgangsstrom viel geringer.

* StepUp oder Inverter mit einem Spannungsverhältnis über 6,5 ist nur im diskontinuierlichen Betrieb möglich. Daraus ergibt sich eine Obergrenze für die Induktivität.

* Der Strombegrenzungswiderstand Rsc dient nicht nur als Strombegrenzung für den Ausgangsstrom, sondern ist auch wichtig um den Spulenstrom in jedem Schaltzyklus zu begrenzen: Geht die Spule z.B. bei 0,15A in die Sättigung muss Rsc so dimensioniert werden, dass der Strom die 0,15A nie übersteigt (der passende Wert wäre hierfür also Rsc=0,33V/0,15A=2,2Ohm.) Ansonsten verringert sich der Wirkungsgrad der Schaltung stark.

=== Vergleich 34063 vs. LM257x ===

Der MC34063 und der LM2575 sind von den Daten her in etwa vergleichbar, der 34063 kann auch als Stepup eingesetzt werden, was mit dem LM257x nicht möglich ist.

Im Schaltverhalten unterscheiden sich beide Regler deutlich wie nachfolgende Messungen zeigen. Um vergleichbare Ergebnisse zu erhalten wurden bei beiden die gleichen Spulen, Dioden und Elkos verwendet. Auch das Platinenlayout war vergleichbar.
Die Eingangsspannung betrug 12 V, die Ausgangsspannung 5 V. Verwendet wurden ein TS34063 und ein LM2575-5 (mit LM2574 und LM2576 sind identische Ergebnisse zu erwarten). Beim 34063 wurde die Strombegrenzung mit 0,5 Ohm auf etwa 0,6 A eingestellt. Für den Oszillator wurden 470 pF verwendet was etwa 50 kHz ergibt, um im gleichen Bereich wie der LM257x zu liegen.
Belastet wurde der Ausgang mit 50 Ohm bzw. 100 Ohm was einen Laststrom von 100mA bzw. 50mA ergibt.
Am Eingang wurde ein normaler 100 µF Elko verbaut, am Ausgang ein 220 µF SMD Elko.
Gemäß Datenblatt wäre für diesen niedrigen Strom beim LM257x eigentlich eine weitaus größere Induktivität von etwa 680 µH notwendig. Die Schaltung ist aber bewusst auf einen höheren Strom dimensioniert und nur mit einem geringen Strom belastet wurden, da dieser Zustand in der Praxis häufig vorkommt und hier die Unterschiede zwischen beiden Reglern am deutlichsten ausfallen. Für den 34063 entsprecht die Größe der Induktivität sogar den Empfehlungen aus dem Datenblatt.

==== Messung 1: 100 mA Last ====
[[Datei:LM257x_100mA.gif|thumb|250x250px|LM2575, 100 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]Das Ergebnis ist wie erwartet: Die Spannung am Ausgang des LM2575 (rot) ist ein sauberes Rechteck das zwischen Vin-Vsat und 0 V - V diode, also zwischen etwa 10,5 V und -0,5 V pendelt. Der Ripple auf der Ausgangsspannung (grün) ist dreieckförmig, ein Zeichen dass der Ripple vor allem durch den ESR des Ausgangselkos in Verbindung mit dem dreickförmigen Spulenstrom entsteht. Die Amplitude beträgt etwa 120 mVss. Das ist nicht wirklich gut, aber akzeptabel. Die Ursache liegt darin, dass es sich bei den Elkos nicht um Low ESR Elkos handelt.

[[Datei:34063_100mA.gif|thumb|250x250px|34063, 100 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]An der Ausgangsspannung erkannt man beim 34063 deutlich, dass der Regler im diskontinuierlichen Betrieb arbeitet, der Spulenstrom erreicht den Wert Null, der Ausgang des Reglers wird dann über die Spule auf Höhe der Ausgangsspannung gezogen und schwingt aufgrund parasitärer Kapazitäten. Dieser Verhalten entsteht dadurch, dass der 34063 die Impulsbreite nur durch einen Überstrom verkürzen kann, oder durch eine hohe Feedbackspannung zu Beginn einer Taktperiode. Ist beides nicht der Fall, erfolgt ein voller Zyklus. Dies führt dazu, dass die Regelung durch Auslassen einzelner Impulse (hier jedes 2. Impulses) geschieht. Dadurch halbiert sich in diesem Fall die effektive Schaltfrequenz auf etwa 25 kHz, was logischerweise den Ripple auf der Ausgangsspannung vergrößert. Die Amplitude beträgt daher etwa 175 mVss. Etwas mehr als beim LM257x, aber noch im grünen Bereich für übliche Anwendungen.

==== Messung 2: 50 mA Last ====
[[Datei:LM257x_50mA.gif|thumb|250x250px|LM2575, 50 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]Auch hier ist das Ergebnis wie erwartet: Aufgrund des geringen Stromes arbeitet der LM257x im diskontinuierlichen Betrieb, der Spulenstrom erreicht also den Wert Null. Dennoch liegt der Ripple auf der Ausgangsspannung bei gerade mal etwa 100 mVss. Dieser niedrige Wert liegt an der kurzen Einschaltdauer und dem dementsprechend niedrigeren Spitzenstrom in der Spule, der logischerweise zu einem geringeren Spannungsabfall am ESR des Ausgangselkos führt. Die Arbeitsfrequenz liegt wie auch bei der 100 mA Messung bei knapp über 50 kHz, ist also unabhängig vom Strom.

[[Datei:34063_50mA.gif|thumb|250x250px|34063, 50 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]Beim ersten Blick sieht man schon: Das Verhalten des 34063 bei geringen Lasten ist chaotisch und nur schwer vorherzusagen, da der Zufall eine große Rolle spielt.
Dieses chaotische Schaltverhalten macht sich oft auch akustisch in der Spule bemerkbar: Man hört ein Rauschen.
Ursache für dieses Verhalten ist das Funktionsprinzip des 34063: Ist während seiner Einschaltdauer die Eingangsspannung oberhalb des Schwellwertes des internen Komparators, bleibt der Ausgang aus. Ist die Eingangsspannung zu Beginn des Zyklus schon niedriger, ist der interne Transistor für eine ganze Einschaltdauer (0,85*Periodendauer) an. Unterschreitet die Spannung dagegen während der Einschaltdauer den Schwellwert, schaltet der 34063 für den Rest der Zeit ein. Dadurch entstehen diese unterschiedlich langen Einschalt- und Ausschaltzeiten. Da der Zeitpunkt an dem der interne Komparator schaltet von sehr vielen Faktoren abhängig ist (Ausgangsspannung, Spulenstrom (also vorhergehende Zyklen), Störungen usw. lässt sich das genaue Verhalten nicht vorhersagen, der 34063 schaltet mehr oder weniger zufällig.

Die Arbeitsfrequenz lässt sich hier daher nicht wirklich bestimmen, da nahezu jeder Impuls eine andere Länge hat. Der Ripple liegt bei etwa 180mVss, fast dem doppelten Wert den der LM257x bei diesem Strom aufweist. Das Hauptproblem an dem Ripple ist aber nicht der hohe Ripple selbst, sondern die unberechenbare Frequenz die eine Dimensionierung eines Filters am Ausgang erschwert.

Dass der Ripple sich hier dennoch in Grenzen hält, liegt vor allem daran, dass sich beim Stepdownregler die Änderungen direkt auf den Ausgang auswirken: Ein Einschaltzyklus führt zu einem höheren Spulenstrom und somit zu einer höheren Ausgangsspannung, was wiederum zu einer höheren Feedbackspannung führt. Ein gewisser Ripple auf der Ausgangsspannung ist für das Regelverhalten sogar hilfreich, da er hilft die Hysterese des Komparators zu überwinden und somit zu einer höheren Schaltfrequenz führt.
Im Stepup Modus ist der Zusammenhang zwischen Tastverhältnis und übertragener Energiemenge nicht ganz so einfach, denn wenn das Tastverhältnis zu hoch ist, wird die Spule in der Ausschaltphase die Energie nicht los, was dazu führt dass effektiv weniger Energie am Ausgang ankommt, stattdessen der Spulenstrom von Zyklus zu Zyklus weiter ansteigt. Dies setzt sich solange fort, bis die Strombegrenzung anspricht. Diese ist daher im Stepup Modus zwingend erforderlich.

==== Fazit ====

Für Schaltungen die eine saubere Spannung benötigen, und eine stark wechselnde Stromaufnahme haben (es also vorkommen kann, dass die Stromaufnahme recht gering ist, wie hier gezeigt), dann sollte man auf den etwas teureren LM257x (oder andere PWM Regler) zurückgreifen, da sich dessen Spannung gut filtern lässt. Der 34063 eignet sich dagegen für alle Anwendungen bei den es nicht zu sehr auf den Ripple ankommt, wie z.B. Digitalschaltungen oder Motoren.
Wenn der 34063 mit einem ausreichend hohen Strom belastet wird, bzw. die Spule ausreichend groß dimensioniert wird, dann erreicht er zumindest im Stepdown Betrieb aber auch gute Werte.
Möchte man den Ripple weiter wegfiltern, ist hinter den Ausgangselko ein LC Filter zu setzen. Der Abgriff des Feedbackanschlusses erfolgt aber weiterhin am bisherigen Ausgangselko, denn wie weiter oben beschrieben ist, ist der Ripple für die Regelung des 34063 notwendig. Ohne diesen Ripple verhält sich der 34063 wie ein Zweipunktregler: Die Spannung pendelt zwischen 2 Werten. Durch die Zusätzliche Zeitverzögerung des LC Filters würde sich das Pendeln sogar noch verstärken (dies trifft bei den meisten Reglern zu, denn die zusätzliche Phasenverschiebung kann die Regelschleife destabilisieren).

== Spulenauswahl (nicht nur für den MC34063)==

=== Allgemeines ===

Bei Schaltreglern sind vor allem folgende Daten der Spulen wichtig:
* Induktivität
* Drahtwiderstand
* Maximaler Strom
* Sättigungsstrom

==== Induktivität ====
Die Induktivität gibt an, wie schnell sich der Strom bei einer anliegenden Spannung ändert. Üblicherweise berechnet man bei der Dimensionierung die minimale Spulengröße die notwendig ist, damit der Ripple des Stromes einen bestimmten Wert (typisch 50% des Ausgangsstroms bei einem StepDown) nicht überschreitet. Eine zu große Induktivität stört bei einem StepDown Regler meist nicht. Bei einem StepUp dagegen darf diese einen bestimmten Wert nicht überschreiten, damit der Regler die gewünschte Leistung liefern kann wie im StepUp Abschnitt beschrieben.
Die Induktivität ist nicht konstant, sondern ändert sich je nach vorhandenem Kern mehr oder weniger mit Frequenz oder Strom.
Vor allem Eisenpulverkerne weisen eine ausgeprägte Abhängigkeit der Induktivität von Frequenz und Strom ab.
Die Induktivität mit Nennstrom ist daher meist etwas geringer als die Induktivität ohne Stromfluss. Dies sollte bei der Spulendimensionierung beachtet werden.
Aufgrund der starken Stromabhängigkeit erfolgt die Angabe der Induktivität bei Spulen mit Eisenpulverkernen häufig auch bei Nennstrom. Ohne Strombelastung liegt die Induktivität etwa Faktor 1,2-2 darüber. Bei Spulen mit Ferittkern dagegen wird die Induktivität meist ohne Strombelastung spezifiziert.

==== Drahtwiderstand ====
Der Drahtwiderstand beeinflusst vor allem den Wirkungsgrad der Schaltung bzw. begrenzt den maximal zulässigen Effektivwert des Stromes der durch die Spule fließt. Vor allem bei StepUp Wandlern sollte man sich dem Einfluss des Spulenwiderstands bemerkbar sein: Möchte man z.B. aus 5V eine höhere Spannung erzeugen und verwendet eine Spule mit 2 Ohm die mit 0,5A angesteuert wird, dann fallen an dem Drahtwiderstand bereits 1Volt ab. Das entspricht 20% der Eingangsspannung!

==== Maximaler Strom ====
Der maximale Strom wird meist anhand der Erwärmung der Spule durch einen bestimmten Strom bestimmt. Oft ist dies der Punkt bei der sich die Spule um z.B. 40°C erwärmt. Häufig wird dies mit Gleichspannung gemessen oder bei einer niedrigen Frequenz deren Effektivwert angegeben wird. Bei Verwendung der Spule in einem Schaltregler reduziert sich dieser Wert daher um bis zu 50%, da einerseits der Sättigungsstrom beachtet werden muss und andererseits auch der Kern innerhalb der Spule sich auch erwärmt. Vor allem Eisenpulverkerne besitzen teilweise recht hohe Kernverluste, die bei einer üblichen Dimensionierung im gleichen Bereich wie die Verluste durch den Drahtwiderstand liegen.
Der Spitzenstrom darf diesen Stromwert allerdings übersteigen, solange der Effektivwert bzw. die Erwärmung im zulässigen Bereich liegt.

==== Sättigungsstrom ====

Der Sättigungsstrom ist nach der Induktivität das zweitwichtigste Kriterium bei der Spulenauswahl.
Wie bei den Induktivität schon geschrieben, ist diese mehr oder weniger abhängig vom Spulenstrom. Der Sättigungsstrom (der bei für Schaltnetzteilanwendungen gedachten Spulen immer angegeben ist), gibt meist den Strom an, bei dem die Induktivität um 10-25% gegenüber der Nenninduktivität gefallen ist. Erhöht man den Strom weiter, nimmt die Induktivität je nach Kernmaterial und mechanischem Aufbau schnell ab, eine Verringerung um den Faktor 10 ist keine Seltenheit.
Der Sättigungsstrom wird bei einem gut dimensionierten Schaltregler nie überschritten werden, da die Strombegrenzung vorher anspricht. Bei einem schlechten Design spricht die Strombegrenzung dagegen erst durch den hohen Strom an, wenn die Spule in die Sättigung geht.
Für den MC34063 heißt dies konkret, dass der Strombegrenzungswiderstand Rsc auf einen Wert unterhalb des Sättigungsstromes dimensioniert werden muss!
Da die Induktivität einer Spule in der Sättigung minimal ist, kann diese auch keine weitere Energie speichern. Ein Großteil der in die Spule fließenden Energie wird daher im Drahtwiderstand in Wärme umgesetzt was den Wirkungsgrad stark reduziert und eventuell die Regelung des Schaltreglers durcheinander bringt.
Bei einer typischen, für Schaltnetzteile entworfenen Spule, liegt der Sättigungsstrom etwa Faktor 2 über dem Nennstrom. Dies erlaubt den Nennstrom voll auszunutzen, da der Stromripple bei der üblichen Spulendimensionierung bei etwa 50% des Nennstroms, der Spitzenstrom also bei etwa 1,5x Nennstrom liegt.

=== Ferritkern vs. Eisenpulverringkern ===

Der Großteil der Energie einer Spule wird nicht direkt im Kern, sondern in einem Luftspalt des Kerns gespeichert. Daher benötigt jede Spule für ein Schaltnetzteil einen mehr oder weniger großen Luftspalt. Je größer der Luftspalt, desto mehr Energie kann die Spule speichern, allerdings benötigt man mehr Windungen um eine bestimmte Induktivität zu erreichen.
Die in HF Übertragern oder Strom kompensierten Drosseln eingesetzten Ferritringkerne besitzen kein Luftspalt. Daher können sie kaum Energie speichern, sind daher auch nicht für Schaltnetzteile geeignet. Dafür erreichen diese mit wenigen Windungen schnell Induktivitäten im mH Bereich, wozu andere Spulen etliche 100 Windungen benötigen.
Eisenpulverringkerne gehen einen anderen Weg: Hier stellen die minimalen Zwischenräume zwischen den einzelnen Teilchen bereits den Luftspalt dar, weshalb hier kein zusätzlicher Luftspalt erforderlich ist.
Die hierfür verwendeten Materialien besitzen allerdings deutlich höhere Ummagnetisierungsverluste als Ferrit, weshalb Eisenpulverringkerne üblicherweise nur für niedrige Frequenzen eingesetzt werden. Das am weitesten verbreitete Material sind die gelb-weiß markierten Ringkerne mit dem Materialcode 26. Dieses zeichnet sich vor allem durch die niedrigen Kosten aus. Der Einsatzbereich liegt entweder in Entstördrosseln von DC oder 50Hz Anwendungen oder in Schaltnetzteilen bis 100kHz. (Für höhere Frequenzen sind auch bessere, und natürlich teurere Materialien, erhältlich.)
Dieser Spulentyp ist vor allem für Abwärtswandler sinnvoll, da Eisenpulverkerne kein Problem mit hohen DC Strömen, allerdings mit hohen AC Anteilen aufgrund der Kernverluste haben. Da der Stromripple bei diesem Wandlertyp meist kleiner als der DC Strom ist, sind beide Bedingungen erfüllt. Allerdings sollte man beachten, dass die Induktivität einer Eisenpulverringkernspule stark von der Frequenz, dem Strom und auch vom Alter abhängig ist! Je nach Temperatur altern Eisenpulverringkerne mehr oder weniger schnell und die Spule verliert dabei an Induktivität.
Die Dimensionierung einer Eisenpulverringkernspule ist alles andere als einfach, da hier sehr viele Faktoren beachtet werden müssen. Die Berechnung der Kernverluste ist auch aufwendig, einige Hersteller liefern dafür aber Formeln oder Berechnungsprogramme, so wie z.B. Micrometals:
[http://www.micrometals.com/software_index.html Berechnungsprogramm für Eisenpulverringkerne].
Vor allem Anfängern wird aber von der eigenen Dimensionierung von Eisenpulverringkernspulen abgeraten. Etliche Hersteller (wie z.B. Talema) haben fertige Ringkernspulen im Programm die bei verschiedenen Anbietern auch für Normalverbraucher erhältlich sind (z.B. bei elpro, DARISUS und vielen anderen).

=== Speicherspulen vs. Entstörspulen ===

Nicht selten machen vor allem Anfänger den Fehler die nächstbeste Spule mit einigermaßen passender Induktivität einzusetzen, ohne darauf zu achten, dass die Spule eigentlich als Entstörspule entwickelt wurde. Dies gilt vor allem für die Funkentstördrosseln der Baureihe MESC/MISC/77A die z.B. bei Reichelt erhältlich sind. Die Schaltungen funktionieren zwar einigermaßen, allerdings ist der Wirkungsgrad deutlich geringer als er es mit einer guten Spule wäre.
Dies liegt vor allem am Aufbau der Spule sowie dessen vorhandenem Kern. Funkentstördrosseln sind dafür ausgelegt von einem niederfrequenten Strom durchflossen zu werden und eine, im Vergleich zum Nutzstrom niedrigen Störstrom abzublocken. Dadurch entstehen kaum Verluste im Kern, da das Magnetfeld konstant ist bzw. sich durch den niederfrequenten Strom nur sehr langsam ändert. Der Kern ist also nicht dafür ausgelegt verlustarm zu sein, bzw. es ist sogar erwünscht wenn er bei hohen Frequenzen gewisse Verluste aufweist, um Resonanzen innerhalb der Spule zu verhindern. Weiterhin kommt das Problem hinzu, dass aufgrund der hohen Länge der Spule die Feldlinien außerhalb der Spule den magnetischen Kreis schließen und sich so ein deutliches Magnetfeld um die Spule herum aufbaut, diese arbeitet quasi wie eine Ferittstabantenne und erzeugt beträchtliche EMV Störungen!
Speziell für Schaltnetzteile ausgelegte Spulen besitzen daher nicht selten einen entsprechenden mechanischen Aufbau um die Feldlinien möglichst innerhalb bzw. sehr nahe an der Spule zu halten um diese Störungen zu minimieren.

Besonders bei Spulen mit Eisenpulverringkernen sollte man genau nachschauen ob die Angaben für Entstöranwendungen oder für Schaltnetzteilanwendungen gelten: Hier wird oft die gleiche Spule je nach Verwendungszweck unterschiedlich spezifiziert. Dies liegt daran, dass man bei der Entstöranwendung eben kaum Verluste im Kern hat und somit aufgrund der geringeren Erwärmung der Draht von einem höheren Strom durchflossen werden kann, ohne dass er überhitzt.

=== Beispiele geeigneter Spulen ===
[[Datei:Snt_spulen.jpg|thumb|250x250px|Verschiedene Spulen (von links nach rechts): Speicherdrosseln: sehr gut geeignet Ringkernspulen: ja nach Anwendung gut geeignet Widerstandsbauform, Trommelkern: für kleine Leistungen geeignet Entstörspulen: schlecht geeignet Stromkompensierte Drosseln: absolut ungeeignet]]

Für kleinere Schaltregler in beliebiger Konfiguration (also StepUp, StepDown, invertierend) geeignete Spulen sind z.B. die L-PISxx Serien die z.B. bei Reichelt oder Conrad erhältlich sind, oder vergleichbare Spulen.
Aufgrund des Ferritkerns sind diese Spulen nahezu für alle üblichen Frequenzbereiche geeignet.
Für Stepdownregler unter 100kHz eignen sich auch Eisenpulverringkernspulen z.B. aus dem Material 26. Vor allem bei höheren Strömen sind diese oft deutlich günstiger als vergleichbare Spulen auf Ferritkern.

== Links ==

=== Informationen ===

*[http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/MC34063A-D.PDF Datenblatt MC34063]

*[http://www.onsemi.com/pub/Collateral/AN920-D.PDF AN920 Theory and Applications of the MC34063 and µA78S40 Switching Regulator Circuits] Die bekannteste und wichtigste Application Note für den MC34063 und seinen Verwandten 78S40. Mit vielen Schaltungsbeispielen, Herleitungen der Berechnungsformeln und Beispielrechnungen.

*[http://www.dos4ever.com/flyback/flyback.html Flyback Converters for Dummies]

*[http://ludens.cl/Electron/Magnet.html Guter Grundlagenartikel über Trafos in Englisch]

=== Werkzeuge ===

*[http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/smps.html Ausführliche Seite mit Onlineberechnung verschiedener Schaltnetzteiltypen, und Grundlagenwissen]

*[http://www.nomad.ee/micros/mc34063a/index.shtml Ein Tool um die Bauteile zu dimensionieren]

=== SPICE Modelle ===

Für den MC34064 gibt es brauchbare SPICE-Modelle.

* [http://www.onsemi.com/pub/Collateral/MC34063A%20SPICE%20MODEL.ZIP OnSemi] Die Dateien im ZIP-Archiv tragen die Bezeichnung MC3'''3'''063. Das ist die Variante des MC34063 für einen grösseren Temperaturbereich. Ansonsten ist der MC33063 identisch.

* [http://perso.wanadoo.fr/cbasso/Downloads/PSpice/34063.zip PSpice-Modell] Von Christophe Basso für PSpice erstelltes/angepasstes Modell (Siehe auch seine [http://www.amazon.com/Christophe-P.-Basso/e/B001IOH604/ SMPS-Bücher])

* [http://perso.wanadoo.fr/cbasso/Downloads/IsSpice/MC34063.zip IsSpice-Modell] Von Christophe Basso für IsSpice erstelltes/angepasstes Modell

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]

MC34063

2009-10-29T09:35:08Z

Benedikt: /* Speicherspulen vs. Entstörspulen */

Der MC34063 ist ein kleiner, billiger, beliebter und sehr vielseitig einsetzbarer Schaltregler. Er ist seit Jahrzehnten auf dem Markt. Sein Regelverhalten ist etwas anderes als man es von modernen Schaltreglern gewohnt ist.

=== StepDown (Abwärtswandler)===

Ein Abwärtswandler erzeugt aus einer Eingangsspannung eine niedrigere Ausgangsspannung. Die häufigste Anwendung dieser Schaltung liegt in der Erzeugung einer stabilisierten, niedrigen Spannung aus einer höheren Eingangsspannung. z.B. 5V und 3,3V für eine µC Schaltung aus einem unstabilisierten Netzteil das 8-15V liefert.

====StepDown Schaltungvariante 1====
[[Bild:34063_sdown.gif]]

Der interne Transistor schaltet die positive Spannung auf eine Spule. Da es ein NPN Transistor ist, ist dieser als Emitterfolger geschaltet. Dies hat den großen Nachteil, dass der Spannungsabfall recht hoch ist. Da es eine Darlingtonschaltung ist, gehen hier 1,0-2,0V je nach Strom verloren.
Von daher kann der Regler auch nicht die vollen 1,5A an Ausgangsstrom liefern, da dann die zulässige Verlustleitung überschritten werden würde: Bei 1A Ausgangsstrom fallen etwa 1,5V am Transistor ab. Dies ergibt 1,5W Verlustleistung. Da der Transistor maximal 85% der Zeit leitet, ergibt sich so worst case eine Verlustleistung von etwa 1,3W. Laut Datenblatt kann der MC34063 im DIP Gehäuse maximal 1,25W. Es wäre also an der Grenze. Bei einem thermischen Widerstand von 100K/W würde sich das IC so auf über 150°C Chiptemperatur bei Raumtemperatur erhitzen. Am Gehäuse würde man sich dann auch die Finger verbrennen!
In der Stepdown Konfiguration sollte man den internen Transistor daher am besten mit nicht mehr als etwa 0,5A Ausgangsstrom belasten. Den Strombegrenzungswiderstand könnte man dann zu etwa 0,5 Ohm anstelle der minimal zulässigen 0,2 Ohm wählen, um auf der sicheren Seite zu sein.

====StepDown Schaltungvariante 2 für höheren Wirkungsgrad ====
[[Bild:34063_sdown2.gif]]

Diese Variante verwendet einen externen PNP Transistor anstelle dem internen Emitterfolger. Dadurch reduziert sich der Spannungsabfall von etwa 1,0-2V auf 0,3-0,7V. Allerdings auf Kosten eines höheren Stromverbrauch: Denn hier fließt der Basisstrom aus der Eingangsspannung nach Masse ab, und nicht wie beim Emitterfolger in die Last. Weiterhin ist diese Schaltung im Eingangsspannunsgbereich etwas eingeschränkt, denn der Vorwiderstand R4 muss bei niedrigen Spannung ausreichend Strom liefern, und bei hohen Spannungen darf der Strom nicht zu hoch werden, bzw. geht der Wirkungsgrad aufgrund des hohen Stroms runter.
Der 100 Ohm Widerstand dient weniger als Spannungsteiler mit dem 330 Ohm Widerstand, sondern vielmehr dazu, den Transistor beim Abschalten schneller sperren zu lassen.

=== StepUp (Aufwärtswandler)===

Ein Aufwärtswandler erzeugt aus einer Eingangsspannung eine höhere Ausgangsspannung. Die häufigste Anwendung dieser Schaltung liegt in der Erzeugung einer höheren Betriebsspanung z.B. aus [[Versorgung aus einer Zelle | Batterien]], oder die Erzeugung von 12V aus einer vorhanden 5V Quelle (z.B. USB).

====StepUp Schaltungvariante 1====
[[Bild:34063_stepup.gif]]

Der interne Transistor schaltet die Spule periodisch gegen Masse, wodurch beim Abschalten eine höhere Spannung induziert wird. In dieser Dimensionierung liefert die Schaltung 12V bei etwa 100mA aus einer Eingangsspannung zwischen 4 und 12V. Diese Spannung kann z.B. zur Programmierung eines EPROMs oder µCs (Vpp Spannung) verwendet werden. Da der Strom im Gegensatz zur Stepdown Schaltung nur impulsartig abgegeben wird wird, ist ein größerer Elko am Ausgang erforderlich.

====StepUp Schaltungvariante 2 für mehr Strom====
[[Bild:34063_stepup2.gif]]

Es gibt eigentlich nur 2 Fälle in denen der Transistor sinnvoll ist:
*Höherer Ausgangsstrom. Da der interne Transistor nur 1,5A Spitze aushält, was bei einem Stepupwandler nicht viel ist (bei 4V Eingangsspannung sind das gerade mal etwa 1W Ausgangsleistung), kann man hier einen stärkeren Transistor verwenden.
*Höhere Ausgangsspannung. Da der interne Transistor nur 40V aushält, kann man die Spannung durch einen externen Transistor erhöhen. Allerdings sollte man beachten, dass der MC34063 nur maximal 85% Tastverhältnis erreichen kann. Dies entspricht einer um etwa Faktor 6 höheren Ausgangsspannung als die Eingangsspannung. Sollte man über diesen Wert gehen, ist bei der Wahl der Spule folgendes zu beachten.

Die Induktivität darf einen bestimmten Wert nicht überschreiten, um eine bestimmte Leistung übertragen zu können. Gemäß der Formel

<math>U=L\frac{di}{dt}</math>

kann man den Strom ausrechnen der bei einer bestimmten Frequenz maximal in der Spule auftreten kann, wenn der Strom zu Beginn 0 ist.

<math>I=\frac{0,85 \cdot U_{IN}}{f\cdot L}</math>

Und gemäß der Energie in der Spule

<math>E=\frac{1}{2}L \cdot I^2</math>

und der Kenntnis, dass diese Energie in jedem Takt übertragen wird, kann man nun durch Einsetzen der einen Gleichung in die andere die maximale Induktivität ausrechnen, die es ermöglicht eine bestimmte Leistung bei den 85% Tastverhältnis zu übertragen. Am Ende erhält man dann folgende Formel:

<math>L_{MAX}=\frac {0,36 \cdot {U_{IN}}^2}{f \cdot P_{AUS}}</math>

Um die Verluste usw. zu berücksichtigen sollte man die Spule etwa zwischen 30..70% des oben berechneten Maximalwertes wählen, aber unter keinen Umständen größer, denn dann kann der Wandler die geforderte Leistung nicht liefern und die Spannung bricht bei Belastung zusammen. <math>U_{IN}</math> ist dabei die Eingangsspannung, f die Schaltfrequenz des Wandlers und <math>P_{AUS}</math> die Ausgangsleistung. Während im Normalbetrieb eine zu große Induktivität nicht stört, ist es hier dagegen also genau umgekehrt.

=== Invertierender Wandler ===

Ein invertierender Wandler erzeugt aus einer positiven Eingangsspannung eine negative Ausgangsspannung. Streng genommen handelt es sich um einen StepUp Wandler, bei dem die Spule nicht an der positiven Spannung sondern an der negativen liegt. Daher sind die Vorzeichen gespiegelt.

Die häufigste Anwendung dieser Schaltung liegt in der Erzeugung einer negativen Betriebsspannung z.B. für einen Operationsverstärker, oder in der Erzeugung der VLCD Spannung eines [[LCD | LC-Displays]].

====Invertierende Schaltungsvariante 1 gemäß Datenblatt ====
[[Bild:volt_inv.gif]]

Der interne Transistor schaltet die positive Spannung. Da es ein NPN Transistor ist, wird dieser als Emitterfolger geschaltet. Dies hat den großen Nachteil, dass der Spannungsabfall recht hoch ist. Da es eine Darlingtonschaltung ist, gehen hier 1,0-1,3V je nach Strom verloren. Da der MC34063 keine negativen Spannungen verarbeiten kann, wird dessen GND Potential nun der Ausgang der negativen Spannung. Die maximal zulässige Ausgangsspannung wird daher durch die Differenz der positiven Betriebsspannung und der negativen Ausgangsspannung begrenzt. Diese darf 40V nicht übersteigen. Da der Bezugspunkt des Feedbackpins des MC34063 die negative Ausgangsspannung ist, sieht der MC34063 Masse als positive Spannung. Der Spannungsteiler aus R3 und R1 wird daher genauso berechnet wie bei jeder anderen Schaltung. Damit der Wandler sicher startet sollte der Glättungselko am Ausgang nicht zu klein sein, da dieser beim Einschalten quasi in Reihe zum MC34063 sitzt und dieser sich daher aus diesem mit Strom versorgen muss.

====Invertierende Schaltungsvariante 2 mit externem Transistor gemäß Datenblatt====
[[Bild:volt_inv1.gif]]

Um den hohen Spannungsverlust am Schalttransistor zu umgehen kann man einen externen PNP Transistor einsetzen. Sobald der interne Transistor des MC34063 einschaltet, bekommt der externe PNP Transistor seinen Basisstrom und schaltet ein. Somit hat dieser nun einen sehr geringen Spannungsabfall von wenigen 100mV. Der 100 Ohm Widerstand dient weniger als Spannungsteiler mit dem 220 Ohm Widerstand, sondern vielmehr dazu, den Transistor beim Abschalten schneller sperren zu lassen. Ein Nachteil dieser Schaltung ist, dass der Basisstrom aus der negativen Spannung stammt, die aufwendig erzeugt wurde. Von den so erzeugen -14,5V gegen GND, also -19,5V gegen 5V werden nur etwa 0,7V benötigt, der Rest wird im Vorwiderstand verheizt.

Da bei [[LCD]]s die Kontrastspannung als Bezugspunkt die positive Betriebsspannung besitzt, ist es auch sinnvoll die Regelung des MC34063 nicht an GND sondern an die positive Betriebsspannung anzuschließen. Dadurch ist die Kontrastspannung auch bei Betriebsspannungsschwankungen konstant.

====Invertierende Schaltungsvariante 3 mit externem Transistor gemäß Datenblatt von ST====
[[Bild:volt_inv2.gif]]

Um das Problem mit dem Basisstrom für den externen Transistor aus der negativen Spannung zu beseitigen liegt es nahe, den Strom aus der Schaltungsmasse anstelle der negativen Spannung zu nehmen. Solch eine Schaltung findet sich sogar in einem Datenblatt vom MC34063, allerdings nicht in der eines MC34063 von ON/Motorola sondern in einem von ST. Diese Schaltung sieht auf den ersten Blick besser aus als die vorhergehende, hat aber dennoch einen gravierenden Nachteil: In der Praxis ist nämlich der Strom im Leerlauf höher als bei der vorhergehenden Schaltung. Dies liegt daran, dass das interne Flipflop anscheinend zwischen GND und V+ hin und herschaltet, was ja eigentlich gewünscht ist. In diesem Fall wird die Basis-Emitterspannung der Transistoren negativ, und bei etwa -8V bricht die Basis-Emitter Diode durch und wird somit leitend. Auch in der Sperrphase wird daher der erzeugten negativen Spannung ein Strom entnommen der wieder nachgeliefert werden muss. Zumindest die ICs von Fairchild, ON und TSC verhalten sich so. ICs von ST konnte ich noch keine bekommen um nachzuprüfen ob diese vielleicht anders aufgebaut sind. Diese Schaltung ist auf jedenfall '''nicht empfehlenswert'''.

====Invertierende Schaltungsvariante 4 mit externem Transistor, Eigenkreation====
[[Bild:volt_inv3.gif]]

Das Problem mit dem Durchbruch der Basis-Emitter Diode umgeht diese Schaltung.
Da ein Transistor an sich aus 2 Dioden besteht, kann man bei diesem Emitter und Kollektor vertauschen. Die Basis-Kollektor Diode hat nämlich den Vorteil, dass sie eine sehr viel höhere Spannung aushält, die meist genauso groß ist wie die zulässige Kollektor-Emitter Spannung. In diesem Fall also 40V. Da der Transistor ein Darlingtontransistor ist und hier nur wenig Strom benötigt wird, wird nur der schwache Treibertransistor als Transistor verwendet, und der eigentliche Schalttransistor dient als Diode um den Basistrom des PNP Transistors über den Treiber Transistor nach Masse abzuführen. Dieser Betrieb ist in keinem Datenblatt erwähnt, aber auch nirgends verboten, von daher kann man nicht mit Sicherheit sagen, dass diese Schaltung zulässig ist. Ich verwende die Schaltung aber schon seit Jahren ohne Probleme. Der Wirkungsgrad dieser Schaltung ist deutlich höher als bei den zuvor gezeigten. Der offene Emitterpin schwingt wie erwartet zwischen etwa +0,7V und negativer Ausgangsspannung hin und her.

====Invertierende Schaltungsvariante 5 für bipolare Spannungen====
[[Bild:vlcd_bipol.gif]]

Die letze Variante erzeugt gleichzeitig eine positive und eine negative Spannung aus einer niedrigeren positiven Spannung. Dies ist z.B. für Operationsverstärker oder aber auch für TFT Displays wichtig, die häufig +15V und -10V benötigen. Bei der Schaltung handelt es sich um einen StepUp Wandler der über D1 an C1 eine positive Spannung erzeugt, die über den Spannungsteiler zurückgeführt und geregelt wird. Die Spannung an Pin 1 schwingt daher zwischen 0V (eingeschaltetem Transistor) und Ausgangsspannung + Diodenspannung (Spannungsspitze beim abgeschalteten Transistor) hin und her. Diese Wechselspannung wird über C4 und D2-3 gleichgerichtet und zwar in negativer Richtung. C5 läd sich daher auf eine um eine Diodenspannung niedrigere Spannung (und negativem Vorzeichen) als die Spannung an C1 auf. Diese Spannung ist an sich nicht geregelt, aber über C4 mit der geregelten, positiven Spannung verkoppelt. Lediglich der Spannungsabfall an C4 und D2-D3 wird nicht ausgeregelt.

=== Weitere Anwendungen===

* verlustarme [[Konstantstromquelle]]

=== Wichtig zu wissen ===

* Das IC verwendet ein festes Tastverhältnis von ca. 0,857. Die einzigen Möglichkeiten, dieses Tastverhältnis zu verkürzen sind
*# Vorzeitiges Ausschalten durch die Strombegrenzung, eingestellt durch Rsc (Ipk(switch) = 330 mV / Rsc). Da die Abschaltung des Impulses nach Erkennen des Überstroms eine kurze Zeitspanne benötigt, darf der Strom in der Spule nicht zu schnell ansteigen, sie muss also eine bestimmte Mindestinduktivität haben und darf nicht in die Sättigung kommen. Im StepUp Fall sollte auch eine bestimmte Maximalinduktivität nicht überschritten werden, damit die Spule in der durch C definierten Zeit auch aufgeladen werden kann.
*# Verspätetes Einschalten durch eine zu hohe Ausgangsspannung (entspricht einer zu hohen Eingangsspannung an CII) vor dem Beginn eines Zyklus. Sinkt die Spannung nicht innerhalb der ersten 85,7% des Zyklus auf oder unter die Referenzspannung, entfällt sogar der gesamte Impuls.

* Der für die Schaltfrequenz zuständige Oszillator und der für den Vergleich mit der Referenzspannung zuständige Komparator sind nicht synchronisiert. Dies bedeutet, das oben erwähnte verspätete Einschalten erfolgt bei zwei aufeinander folgenden Impulsen normalerweise zu völlig unterschiedlichen Zeitpunkten. Das Tastverhältnis variiert ständig. Normalerweise würde man bei stabiler Eingangsspannung und stabiler Last ein Einpendeln auf ein stabiles Tastverhältnis erwarten. Das ist beim MC34063 prinzipbedingt unwahrscheinlich.

* Die Regelschleife des ICs ist nur im diskontinuierlichen Betrieb (Spulenstrom fällt in jedem Takt wieder auf 0) stabil. Im kontinuierlichen Betrieb, besonders bei zu hoher Spuleninduktivität, kann es zu Regelartefakten kommen. Dann steigt z.B. der Spulenstrom bis doch die Überstromabschaltung greift, die Regelschleife schwingt. Dies liegt daran, dass der Komparator aufgrund der Bauweise des ICs den Ausgangsimpuls innerhalb der ersten 85,7% eines Zyklus zwar einschalten, aber nicht mehr ausschalten kann. Einmal eingeschaltet laufen entweder die ersten 85.7% eines Zyklus ab und es wird an diesem Zeitpunkt normal abgeschaltet, oder die Strombegrenzung schaltet den Impuls vorzeitig ab.

* Bei niedriger Last geschieht die Spannungsregelung über das Auslassen von Impulsen (Pulsfrequenzmodulation). Dies kann dazu führen, dass der Ripple der Ausgangsspannung eine sehr viel niedrigere Frequenz aufweist als die Schaltfrequenz.

* Die im Datenblatt angegebenen 1,5A sind der Spitzenstrom des internen Transistors, nicht der Ausgangsstrom des Schaltreglers. Insbesondere in der StepUp Konfiguration ist der Ausgangsstrom viel geringer.

* StepUp oder Inverter mit einem Spannungsverhältnis über 6,5 ist nur im diskontinuierlichen Betrieb möglich. Daraus ergibt sich eine Obergrenze für die Induktivität.

* Der Strombegrenzungswiderstand Rsc dient nicht nur als Strombegrenzung für den Ausgangsstrom, sondern ist auch wichtig um den Spulenstrom in jedem Schaltzyklus zu begrenzen: Geht die Spule z.B. bei 0,15A in die Sättigung muss Rsc so dimensioniert werden, dass der Strom die 0,15A nie übersteigt (der passende Wert wäre hierfür also Rsc=0,33V/0,15A=2,2Ohm.) Ansonsten verringert sich der Wirkungsgrad der Schaltung stark.

=== Vergleich 34063 vs. LM257x ===

Der MC34063 und der LM2575 sind von den Daten her in etwa vergleichbar, der 34063 kann auch als Stepup eingesetzt werden, was mit dem LM257x nicht möglich ist.

Im Schaltverhalten unterscheiden sich beide Regler deutlich wie nachfolgende Messungen zeigen. Um vergleichbare Ergebnisse zu erhalten wurden bei beiden die gleichen Spulen, Dioden und Elkos verwendet. Auch das Platinenlayout war vergleichbar.
Die Eingangsspannung betrug 12 V, die Ausgangsspannung 5 V. Verwendet wurden ein TS34063 und ein LM2575-5 (mit LM2574 und LM2576 sind identische Ergebnisse zu erwarten). Beim 34063 wurde die Strombegrenzung mit 0,5 Ohm auf etwa 0,6 A eingestellt. Für den Oszillator wurden 470 pF verwendet was etwa 50 kHz ergibt, um im gleichen Bereich wie der LM257x zu liegen.
Belastet wurde der Ausgang mit 50 Ohm bzw. 100 Ohm was einen Laststrom von 100mA bzw. 50mA ergibt.
Am Eingang wurde ein normaler 100 µF Elko verbaut, am Ausgang ein 220 µF SMD Elko.
Gemäß Datenblatt wäre für diesen niedrigen Strom beim LM257x eigentlich eine weitaus größere Induktivität von etwa 680 µH notwendig. Die Schaltung ist aber bewusst auf einen höheren Strom dimensioniert und nur mit einem geringen Strom belastet wurden, da dieser Zustand in der Praxis häufig vorkommt und hier die Unterschiede zwischen beiden Reglern am deutlichsten ausfallen. Für den 34063 entsprecht die Größe der Induktivität sogar den Empfehlungen aus dem Datenblatt.

==== Messung 1: 100 mA Last ====
[[Datei:LM257x_100mA.gif|thumb|250x250px|LM2575, 100 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]Das Ergebnis ist wie erwartet: Die Spannung am Ausgang des LM2575 (rot) ist ein sauberes Rechteck das zwischen Vin-Vsat und 0 V - V diode, also zwischen etwa 10,5 V und -0,5 V pendelt. Der Ripple auf der Ausgangsspannung (grün) ist dreieckförmig, ein Zeichen dass der Ripple vor allem durch den ESR des Ausgangselkos in Verbindung mit dem dreickförmigen Spulenstrom entsteht. Die Amplitude beträgt etwa 120 mVss. Das ist nicht wirklich gut, aber akzeptabel. Die Ursache liegt darin, dass es sich bei den Elkos nicht um Low ESR Elkos handelt.

[[Datei:34063_100mA.gif|thumb|250x250px|34063, 100 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]An der Ausgangsspannung erkannt man beim 34063 deutlich, dass der Regler im diskontinuierlichen Betrieb arbeitet, der Spulenstrom erreicht den Wert Null, der Ausgang des Reglers wird dann über die Spule auf Höhe der Ausgangsspannung gezogen und schwingt aufgrund parasitärer Kapazitäten. Dieser Verhalten entsteht dadurch, dass der 34063 die Impulsbreite nur durch einen Überstrom verkürzen kann, oder durch eine hohe Feedbackspannung zu Beginn einer Taktperiode. Ist beides nicht der Fall, erfolgt ein voller Zyklus. Dies führt dazu, dass die Regelung durch Auslassen einzelner Impulse (hier jedes 2. Impulses) geschieht. Dadurch halbiert sich in diesem Fall die effektive Schaltfrequenz auf etwa 25 kHz, was logischerweise den Ripple auf der Ausgangsspannung vergrößert. Die Amplitude beträgt daher etwa 175 mVss. Etwas mehr als beim LM257x, aber noch im grünen Bereich für übliche Anwendungen.

==== Messung 2: 50 mA Last ====
[[Datei:LM257x_50mA.gif|thumb|250x250px|LM2575, 50 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]Auch hier ist das Ergebnis wie erwartet: Aufgrund des geringen Stromes arbeitet der LM257x im diskontinuierlichen Betrieb, der Spulenstrom erreicht also den Wert Null. Dennoch liegt der Ripple auf der Ausgangsspannung bei gerade mal etwa 100 mVss. Dieser niedrige Wert liegt an der kurzen Einschaltdauer und dem dementsprechend niedrigeren Spitzenstrom in der Spule, der logischerweise zu einem geringeren Spannungsabfall am ESR des Ausgangselkos führt. Die Arbeitsfrequenz liegt wie auch bei der 100 mA Messung bei knapp über 50 kHz, ist also unabhängig vom Strom.

[[Datei:34063_50mA.gif|thumb|250x250px|34063, 50 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]Beim ersten Blick sieht man schon: Das Verhalten des 34063 bei geringen Lasten ist chaotisch und nur schwer vorherzusagen, da der Zufall eine große Rolle spielt.
Dieses chaotische Schaltverhalten macht sich oft auch akustisch in der Spule bemerkbar: Man hört ein Rauschen.
Ursache für dieses Verhalten ist das Funktionsprinzip des 34063: Ist während seiner Einschaltdauer die Eingangsspannung oberhalb des Schwellwertes des internen Komparators, bleibt der Ausgang aus. Ist die Eingangsspannung zu Beginn des Zyklus schon niedriger, ist der interne Transistor für eine ganze Einschaltdauer (0,85*Periodendauer) an. Unterschreitet die Spannung dagegen während der Einschaltdauer den Schwellwert, schaltet der 34063 für den Rest der Zeit ein. Dadurch entstehen diese unterschiedlich langen Einschalt- und Ausschaltzeiten. Da der Zeitpunkt an dem der interne Komparator schaltet von sehr vielen Faktoren abhängig ist (Ausgangsspannung, Spulenstrom (also vorhergehende Zyklen), Störungen usw. lässt sich das genaue Verhalten nicht vorhersagen, der 34063 schaltet mehr oder weniger zufällig.

Die Arbeitsfrequenz lässt sich hier daher nicht wirklich bestimmen, da nahezu jeder Impuls eine andere Länge hat. Der Ripple liegt bei etwa 180mVss, fast dem doppelten Wert den der LM257x bei diesem Strom aufweist. Das Hauptproblem an dem Ripple ist aber nicht der hohe Ripple selbst, sondern die unberechenbare Frequenz die eine Dimensionierung eines Filters am Ausgang erschwert.

Dass der Ripple sich hier dennoch in Grenzen hält, liegt vor allem daran, dass sich beim Stepdownregler die Änderungen direkt auf den Ausgang auswirken: Ein Einschaltzyklus führt zu einem höheren Spulenstrom und somit zu einer höheren Ausgangsspannung, was wiederum zu einer höheren Feedbackspannung führt. Ein gewisser Ripple auf der Ausgangsspannung ist für das Regelverhalten sogar hilfreich, da er hilft die Hysterese des Komparators zu überwinden und somit zu einer höheren Schaltfrequenz führt.
Im Stepup Modus ist der Zusammenhang zwischen Tastverhältnis und übertragener Energiemenge nicht ganz so einfach, denn wenn das Tastverhältnis zu hoch ist, wird die Spule in der Ausschaltphase die Energie nicht los, was dazu führt dass effektiv weniger Energie am Ausgang ankommt, stattdessen der Spulenstrom von Zyklus zu Zyklus weiter ansteigt. Dies setzt sich solange fort, bis die Strombegrenzung anspricht. Diese ist daher im Stepup Modus zwingend erforderlich.

==== Fazit ====

Für Schaltungen die eine saubere Spannung benötigen, und eine stark wechselnde Stromaufnahme haben (es also vorkommen kann, dass die Stromaufnahme recht gering ist, wie hier gezeigt), dann sollte man auf den etwas teureren LM257x (oder andere PWM Regler) zurückgreifen, da sich dessen Spannung gut filtern lässt. Der 34063 eignet sich dagegen für alle Anwendungen bei den es nicht zu sehr auf den Ripple ankommt, wie z.B. Digitalschaltungen oder Motoren.
Wenn der 34063 mit einem ausreichend hohen Strom belastet wird, bzw. die Spule ausreichend groß dimensioniert wird, dann erreicht er zumindest im Stepdown Betrieb aber auch gute Werte.
Möchte man den Ripple weiter wegfiltern, ist hinter den Ausgangselko ein LC Filter zu setzen. Der Abgriff des Feedbackanschlusses erfolgt aber weiterhin am bisherigen Ausgangselko, denn wie weiter oben beschrieben ist, ist der Ripple für die Regelung des 34063 notwendig. Ohne diesen Ripple verhält sich der 34063 wie ein Zweipunktregler: Die Spannung pendelt zwischen 2 Werten. Durch die Zusätzliche Zeitverzögerung des LC Filters würde sich das Pendeln sogar noch verstärken (dies trifft bei den meisten Reglern zu, denn die zusätzliche Phasenverschiebung kann die Regelschleife destabilisieren).

== Spulenauswahl (nicht nur für den MC34063)==

=== Allgemeines ===

Bei Schaltreglern sind vor allem folgende Daten der Spulen wichtig:
* Induktivität
* Drahtwiderstand
* Maximaler Strom
* Sättigungsstrom

==== Induktivität ====
Die Induktivität gibt an, wie schnell sich der Strom bei einer anliegenden Spannung ändert. Üblicherweise berechnet man bei der Dimensionierung die minimale Spulengröße die notwendig ist, damit der Ripple des Stromes einen bestimmten Wert (typisch 50% des Ausgangsstroms bei einem StepDown) nicht überschreitet. Eine zu große Induktivität stört bei einem StepDown Regler meist nicht. Bei einem StepUp dagegen darf diese einen bestimmten Wert nicht überschreiten, damit der Regler die gewünschte Leistung liefern kann wie im StepUp Abschnitt beschrieben.
Die Induktivität ist nicht konstant, sondern ändert sich je nach vorhandenem Kern mehr oder weniger mit Frequenz oder Strom.
Vor allem Eisenpulverkerne weisen eine ausgeprägte Abhängigkeit der Induktivität von Frequenz und Strom ab.
Die Induktivität mit Nennstrom ist daher meist etwas geringer als die Induktivität ohne Stromfluss. Dies sollte bei der Spulendimensionierung beachtet werden.
Aufgrund der starken Stromabhängigkeit erfolgt die Angabe der Induktivität bei Spulen mit Eisenpulverkernen häufig auch bei Nennstrom. Ohne Strombelastung liegt die Induktivität etwa Faktor 1,2-2 darüber. Bei Spulen mit Ferittkern dagegen wird die Induktivität meist ohne Strombelastung spezifiziert.

==== Drahtwiderstand ====
Der Drahtwiderstand beeinflusst vor allem den Wirkungsgrad der Schaltung bzw. begrenzt den maximal zulässigen Effektivwert des Stromes der durch die Spule fließt. Vor allem bei StepUp Wandlern sollte man sich dem Einfluss des Spulenwiderstands bemerkbar sein: Möchte man z.B. aus 5V eine höhere Spannung erzeugen und verwendet eine Spule mit 2 Ohm die mit 0,5A angesteuert wird, dann fallen an dem Drahtwiderstand bereits 1Volt ab. Das entspricht 20% der Eingangsspannung!

==== Maximaler Strom ====
Der maximale Strom wird meist anhand der Erwärmung der Spule durch einen bestimmten Strom bestimmt. Oft ist dies der Punkt bei der sich die Spule um z.B. 40°C erwärmt. Häufig wird dies mit Gleichspannung gemessen oder bei einer niedrigen Frequenz deren Effektivwert angegeben wird. Bei Verwendung der Spule in einem Schaltregler reduziert sich dieser Wert daher um bis zu 50%, da einerseits der Sättigungsstrom beachtet werden muss und andererseits auch der Kern innerhalb der Spule sich auch erwärmt. Vor allem Eisenpulverkerne besitzen teilweise recht hohe Kernverluste, die bei einer üblichen Dimensionierung im gleichen Bereich wie die Verluste durch den Drahtwiderstand liegen.
Der Spitzenstrom darf diesen Stromwert allerdings übersteigen, solange der Effektivwert bzw. die Erwärmung im zulässigen Bereich liegt.

==== Sättigungsstrom ====

Der Sättigungsstrom ist nach der Induktivität das zweitwichtigste Kriterium bei der Spulenauswahl.
Wie bei den Induktivität schon geschrieben, ist diese mehr oder weniger abhängig vom Spulenstrom. Der Sättigungsstrom (der bei für Schaltnetzteilanwendungen gedachten Spulen immer angegeben ist), gibt meist den Strom an, bei dem die Induktivität um 10-25% gegenüber der Nenninduktivität gefallen ist. Erhöht man den Strom weiter, nimmt die Induktivität je nach Kernmaterial und mechanischem Aufbau schnell ab, eine Verringerung um den Faktor 10 ist keine Seltenheit.
Der Sättigungsstrom wird bei einem gut dimensionierten Schaltregler nie überschritten werden, da die Strombegrenzung vorher anspricht. Bei einem schlechten Design spricht die Strombegrenzung dagegen erst durch den hohen Strom an, wenn die Spule in die Sättigung geht.
Für den MC34063 heißt dies konkret, dass der Strombegrenzungswiderstand Rsc auf einen Wert unterhalb des Sättigungsstromes dimensioniert werden muss!
Da die Induktivität einer Spule in der Sättigung minimal ist, kann diese auch keine weitere Energie speichern. Ein Großteil der in die Spule fließenden Energie wird daher im Drahtwiderstand in Wärme umgesetzt was den Wirkungsgrad stark reduziert und eventuell die Regelung des Schaltreglers durcheinander bringt.
Bei einer typischen, für Schaltnetzteile entworfenen Spule, liegt der Sättigungsstrom etwa Faktor 2 über dem Nennstrom. Dies erlaubt den Nennstrom voll auszunutzen, da der Stromripple bei der üblichen Spulendimensionierung bei etwa 50% des Nennstroms, der Spitzenstrom also bei etwa 1,5x Nennstrom liegt.

=== Ferritkern vs. Eisenpulverringkern ===

Der Großteil der Energie einer Spule wird nicht direkt im Kern, sondern in einem Luftspalt des Kerns gespeichert. Daher benötigt jede Spule für ein Schaltnetzteil einen mehr oder weniger großen Luftspalt. Je größer der Luftspalt, desto mehr Energie kann die Spule speichern, allerdings benötigt man mehr Windungen um eine bestimmte Induktivität zu erreichen.
Die in HF Übertragern oder Strom kompensierten Drosseln eingesetzten Ferritringkerne besitzen kein Luftspalt. Daher können sie kaum Energie speichern, sind daher auch nicht für Schaltnetzteile geeignet. Dafür erreichen diese mit wenigen Windungen schnell Induktivitäten im mH Bereich, wozu andere Spulen etliche 100 Windungen benötigen.
Eisenpulverringkerne gehen einen anderen Weg: Hier stellen die minimalen Zwischenräume zwischen den einzelnen Teilchen bereits den Luftspalt dar, weshalb hier kein zusätzlicher Luftspalt erforderlich ist.
Die hierfür verwendeten Materialien besitzen allerdings deutlich höhere Ummagnetisierungsverluste als Ferrit, weshalb Eisenpulverringkerne üblicherweise nur für niedrige Frequenzen eingesetzt werden. Das am weitesten verbreitete Material sind die gelb-weiß markierten Ringkerne mit dem Materialcode 26. Dieses zeichnet sich vor allem durch die niedrigen Kosten aus. Der Einsatzbereich liegt entweder in Entstördrosseln von DC oder 50Hz Anwendungen oder in Schaltnetzteilen bis 100kHz. (Für höhere Frequenzen sind auch bessere, und natürlich teurere Materialien, erhältlich.)
Dieser Spulentyp ist vor allem für Abwärtswandler sinnvoll, da Eisenpulverkerne kein Problem mit hohen DC Strömen, allerdings mit hohen AC Anteilen aufgrund der Kernverluste haben. Da der Stromripple bei diesem Wandlertyp meist kleiner als der DC Strom ist, sind beide Bedingungen erfüllt. Allerdings sollte man beachten, dass die Induktivität einer Eisenpulverringkernspule stark von der Frequenz, dem Strom und auch vom Alter abhängig ist! Je nach Temperatur altern Eisenpulverringkerne mehr oder weniger schnell und die Spule verliert dabei an Induktivität.
Die Dimensionierung einer Eisenpulverringkernspule ist alles andere als einfach, da hier sehr viele Faktoren beachtet werden müssen. Die Berechnung der Kernverluste ist auch aufwendig, einige Hersteller liefern dafür aber Formeln oder Berechnungsprogramme, so wie z.B. Micrometals:
[http://www.micrometals.com/software_index.html Berechnungsprogramm für Eisenpulverringkerne].
Vor allem Anfängern wird aber von der eigenen Dimensionierung von Eisenpulverringkernspulen abgeraten. Etliche Hersteller (wie z.B. Talema) haben fertige Ringkernspulen im Programm die bei verschiedenen Anbietern auch für Normalverbraucher erhältlich sind (z.B. bei elpro, DARISUS und vielen anderen).

=== Speicherspulen vs. Entstörspulen ===

Nicht selten machen vor allem Anfänger den Fehler die nächstbeste Spule mit einigermaßen passender Induktivität einzusetzen, ohne darauf zu achten, dass die Spule eigentlich als Entstörspule entwickelt wurde. Dies gilt vor allem für die Funkentstördrosseln der Baureihe MESC/MISC/77A die z.B. bei Reichelt erhältlich sind. Die Schaltungen funktionieren zwar einigermaßen, allerdings ist der Wirkungsgrad deutlich geringer als er es mit einer guten Spule wäre.
Dies liegt vor allem am Aufbau der Spule sowie dessen vorhandenem Kern. Funkentstördrosseln sind dafür ausgelegt von einem niederfrequenten Strom durchflossen zu werden und eine, im Vergleich zum Nutzstrom niedrigen Störstrom abzublocken. Dadurch entstehen kaum Verluste im Kern, da das Magnetfeld konstant ist bzw. sich durch den niederfrequenten Strom nur sehr langsam ändert. Der Kern ist also nicht dafür ausgelegt verlustarm zu sein, bzw. es ist sogar erwünscht wenn er bei hohen Frequenzen gewisse Verluste aufweist, um Resonanzen innerhalb der Spule zu verhindern. Weiterhin kommt das Problem hinzu, dass aufgrund der hohen Länge der Spule die Feldlinien außerhalb der Spule den magnetischen Kreis schließen und sich so ein deutliches Magnetfeld um die Spule herum aufbaut, diese arbeitet quasi wie eine Ferittstabantenne und erzeugt beträchtliche EMV Störungen!
Speziell für Schaltnetzteile ausgelegte Spulen besitzen daher nicht selten einen entsprechenden mechanischen Aufbau um die Feldlinien möglichst innerhalb bzw. sehr nahe an der Spule zu halten um diese Störungen zu minimieren.

Besonders bei Spulen mit Eisenpulverringkernen sollte man genau nachschauen ob die Angaben für Entstöranwendungen oder für Schaltnetzteilanwendungen gelten: Hier wird oft die gleiche Spule je nach Verwendungszweck unterschiedlich spezifiziert. Dies liegt daran, dass man bei der Entstöranwendung eben kaum Verluste im Kern hat und somit aufgrund der geringeren Erwärmung der Draht von einem höheren Strom durchflossen werden kann, ohne dass er überhitzt.

=== Beispiele geeigneter Spulen ===

Für kleinere Schaltregler in beliebiger Konfiguration (also StepUp, StepDown, invertierend) geeignete Spulen sind z.B. die L-PISxx Serien die z.B. bei Reichelt oder Conrad erhältlich sind, oder vergleichbare Spulen.
Aufgrund des Ferritkerns sind diese Spulen nahezu für alle üblichen Frequenzbereiche geeignet.
Für Stepdownregler unter 100kHz eignen sich auch Eisenpulverringkernspulen z.B. aus dem Material 26. Vor allem bei höheren Strömen sind diese oft deutlich günstiger als vergleichbare Spulen auf Ferritkern.

== Links ==

=== Informationen ===

*[http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/MC34063A-D.PDF Datenblatt MC34063]

*[http://www.onsemi.com/pub/Collateral/AN920-D.PDF AN920 Theory and Applications of the MC34063 and µA78S40 Switching Regulator Circuits] Die bekannteste und wichtigste Application Note für den MC34063 und seinen Verwandten 78S40. Mit vielen Schaltungsbeispielen, Herleitungen der Berechnungsformeln und Beispielrechnungen.

*[http://www.dos4ever.com/flyback/flyback.html Flyback Converters for Dummies]

*[http://ludens.cl/Electron/Magnet.html Guter Grundlagenartikel über Trafos in Englisch]

=== Werkzeuge ===

*[http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/smps.html Ausführliche Seite mit Onlineberechnung verschiedener Schaltnetzteiltypen, und Grundlagenwissen]

*[http://www.nomad.ee/micros/mc34063a/index.shtml Ein Tool um die Bauteile zu dimensionieren]

=== SPICE Modelle ===

Für den MC34064 gibt es brauchbare SPICE-Modelle.

* [http://www.onsemi.com/pub/Collateral/MC34063A%20SPICE%20MODEL.ZIP OnSemi] Die Dateien im ZIP-Archiv tragen die Bezeichnung MC3'''3'''063. Das ist die Variante des MC34063 für einen grösseren Temperaturbereich. Ansonsten ist der MC33063 identisch.

* [http://perso.wanadoo.fr/cbasso/Downloads/PSpice/34063.zip PSpice-Modell] Von Christophe Basso für PSpice erstelltes/angepasstes Modell (Siehe auch seine [http://www.amazon.com/Christophe-P.-Basso/e/B001IOH604/ SMPS-Bücher])

* [http://perso.wanadoo.fr/cbasso/Downloads/IsSpice/MC34063.zip IsSpice-Modell] Von Christophe Basso für IsSpice erstelltes/angepasstes Modell

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]

MC34063

2009-10-29T09:34:14Z

Benedikt: /* Beispiele geeigneter Spulen */

Der MC34063 ist ein kleiner, billiger, beliebter und sehr vielseitig einsetzbarer Schaltregler. Er ist seit Jahrzehnten auf dem Markt. Sein Regelverhalten ist etwas anderes als man es von modernen Schaltreglern gewohnt ist.

=== StepDown (Abwärtswandler)===

Ein Abwärtswandler erzeugt aus einer Eingangsspannung eine niedrigere Ausgangsspannung. Die häufigste Anwendung dieser Schaltung liegt in der Erzeugung einer stabilisierten, niedrigen Spannung aus einer höheren Eingangsspannung. z.B. 5V und 3,3V für eine µC Schaltung aus einem unstabilisierten Netzteil das 8-15V liefert.

====StepDown Schaltungvariante 1====
[[Bild:34063_sdown.gif]]

Der interne Transistor schaltet die positive Spannung auf eine Spule. Da es ein NPN Transistor ist, ist dieser als Emitterfolger geschaltet. Dies hat den großen Nachteil, dass der Spannungsabfall recht hoch ist. Da es eine Darlingtonschaltung ist, gehen hier 1,0-2,0V je nach Strom verloren.
Von daher kann der Regler auch nicht die vollen 1,5A an Ausgangsstrom liefern, da dann die zulässige Verlustleitung überschritten werden würde: Bei 1A Ausgangsstrom fallen etwa 1,5V am Transistor ab. Dies ergibt 1,5W Verlustleistung. Da der Transistor maximal 85% der Zeit leitet, ergibt sich so worst case eine Verlustleistung von etwa 1,3W. Laut Datenblatt kann der MC34063 im DIP Gehäuse maximal 1,25W. Es wäre also an der Grenze. Bei einem thermischen Widerstand von 100K/W würde sich das IC so auf über 150°C Chiptemperatur bei Raumtemperatur erhitzen. Am Gehäuse würde man sich dann auch die Finger verbrennen!
In der Stepdown Konfiguration sollte man den internen Transistor daher am besten mit nicht mehr als etwa 0,5A Ausgangsstrom belasten. Den Strombegrenzungswiderstand könnte man dann zu etwa 0,5 Ohm anstelle der minimal zulässigen 0,2 Ohm wählen, um auf der sicheren Seite zu sein.

====StepDown Schaltungvariante 2 für höheren Wirkungsgrad ====
[[Bild:34063_sdown2.gif]]

Diese Variante verwendet einen externen PNP Transistor anstelle dem internen Emitterfolger. Dadurch reduziert sich der Spannungsabfall von etwa 1,0-2V auf 0,3-0,7V. Allerdings auf Kosten eines höheren Stromverbrauch: Denn hier fließt der Basisstrom aus der Eingangsspannung nach Masse ab, und nicht wie beim Emitterfolger in die Last. Weiterhin ist diese Schaltung im Eingangsspannunsgbereich etwas eingeschränkt, denn der Vorwiderstand R4 muss bei niedrigen Spannung ausreichend Strom liefern, und bei hohen Spannungen darf der Strom nicht zu hoch werden, bzw. geht der Wirkungsgrad aufgrund des hohen Stroms runter.
Der 100 Ohm Widerstand dient weniger als Spannungsteiler mit dem 330 Ohm Widerstand, sondern vielmehr dazu, den Transistor beim Abschalten schneller sperren zu lassen.

=== StepUp (Aufwärtswandler)===

Ein Aufwärtswandler erzeugt aus einer Eingangsspannung eine höhere Ausgangsspannung. Die häufigste Anwendung dieser Schaltung liegt in der Erzeugung einer höheren Betriebsspanung z.B. aus [[Versorgung aus einer Zelle | Batterien]], oder die Erzeugung von 12V aus einer vorhanden 5V Quelle (z.B. USB).

====StepUp Schaltungvariante 1====
[[Bild:34063_stepup.gif]]

Der interne Transistor schaltet die Spule periodisch gegen Masse, wodurch beim Abschalten eine höhere Spannung induziert wird. In dieser Dimensionierung liefert die Schaltung 12V bei etwa 100mA aus einer Eingangsspannung zwischen 4 und 12V. Diese Spannung kann z.B. zur Programmierung eines EPROMs oder µCs (Vpp Spannung) verwendet werden. Da der Strom im Gegensatz zur Stepdown Schaltung nur impulsartig abgegeben wird wird, ist ein größerer Elko am Ausgang erforderlich.

====StepUp Schaltungvariante 2 für mehr Strom====
[[Bild:34063_stepup2.gif]]

Es gibt eigentlich nur 2 Fälle in denen der Transistor sinnvoll ist:
*Höherer Ausgangsstrom. Da der interne Transistor nur 1,5A Spitze aushält, was bei einem Stepupwandler nicht viel ist (bei 4V Eingangsspannung sind das gerade mal etwa 1W Ausgangsleistung), kann man hier einen stärkeren Transistor verwenden.
*Höhere Ausgangsspannung. Da der interne Transistor nur 40V aushält, kann man die Spannung durch einen externen Transistor erhöhen. Allerdings sollte man beachten, dass der MC34063 nur maximal 85% Tastverhältnis erreichen kann. Dies entspricht einer um etwa Faktor 6 höheren Ausgangsspannung als die Eingangsspannung. Sollte man über diesen Wert gehen, ist bei der Wahl der Spule folgendes zu beachten.

Die Induktivität darf einen bestimmten Wert nicht überschreiten, um eine bestimmte Leistung übertragen zu können. Gemäß der Formel

<math>U=L\frac{di}{dt}</math>

kann man den Strom ausrechnen der bei einer bestimmten Frequenz maximal in der Spule auftreten kann, wenn der Strom zu Beginn 0 ist.

<math>I=\frac{0,85 \cdot U_{IN}}{f\cdot L}</math>

Und gemäß der Energie in der Spule

<math>E=\frac{1}{2}L \cdot I^2</math>

und der Kenntnis, dass diese Energie in jedem Takt übertragen wird, kann man nun durch Einsetzen der einen Gleichung in die andere die maximale Induktivität ausrechnen, die es ermöglicht eine bestimmte Leistung bei den 85% Tastverhältnis zu übertragen. Am Ende erhält man dann folgende Formel:

<math>L_{MAX}=\frac {0,36 \cdot {U_{IN}}^2}{f \cdot P_{AUS}}</math>

Um die Verluste usw. zu berücksichtigen sollte man die Spule etwa zwischen 30..70% des oben berechneten Maximalwertes wählen, aber unter keinen Umständen größer, denn dann kann der Wandler die geforderte Leistung nicht liefern und die Spannung bricht bei Belastung zusammen. <math>U_{IN}</math> ist dabei die Eingangsspannung, f die Schaltfrequenz des Wandlers und <math>P_{AUS}</math> die Ausgangsleistung. Während im Normalbetrieb eine zu große Induktivität nicht stört, ist es hier dagegen also genau umgekehrt.

=== Invertierender Wandler ===

Ein invertierender Wandler erzeugt aus einer positiven Eingangsspannung eine negative Ausgangsspannung. Streng genommen handelt es sich um einen StepUp Wandler, bei dem die Spule nicht an der positiven Spannung sondern an der negativen liegt. Daher sind die Vorzeichen gespiegelt.

Die häufigste Anwendung dieser Schaltung liegt in der Erzeugung einer negativen Betriebsspannung z.B. für einen Operationsverstärker, oder in der Erzeugung der VLCD Spannung eines [[LCD | LC-Displays]].

====Invertierende Schaltungsvariante 1 gemäß Datenblatt ====
[[Bild:volt_inv.gif]]

Der interne Transistor schaltet die positive Spannung. Da es ein NPN Transistor ist, wird dieser als Emitterfolger geschaltet. Dies hat den großen Nachteil, dass der Spannungsabfall recht hoch ist. Da es eine Darlingtonschaltung ist, gehen hier 1,0-1,3V je nach Strom verloren. Da der MC34063 keine negativen Spannungen verarbeiten kann, wird dessen GND Potential nun der Ausgang der negativen Spannung. Die maximal zulässige Ausgangsspannung wird daher durch die Differenz der positiven Betriebsspannung und der negativen Ausgangsspannung begrenzt. Diese darf 40V nicht übersteigen. Da der Bezugspunkt des Feedbackpins des MC34063 die negative Ausgangsspannung ist, sieht der MC34063 Masse als positive Spannung. Der Spannungsteiler aus R3 und R1 wird daher genauso berechnet wie bei jeder anderen Schaltung. Damit der Wandler sicher startet sollte der Glättungselko am Ausgang nicht zu klein sein, da dieser beim Einschalten quasi in Reihe zum MC34063 sitzt und dieser sich daher aus diesem mit Strom versorgen muss.

====Invertierende Schaltungsvariante 2 mit externem Transistor gemäß Datenblatt====
[[Bild:volt_inv1.gif]]

Um den hohen Spannungsverlust am Schalttransistor zu umgehen kann man einen externen PNP Transistor einsetzen. Sobald der interne Transistor des MC34063 einschaltet, bekommt der externe PNP Transistor seinen Basisstrom und schaltet ein. Somit hat dieser nun einen sehr geringen Spannungsabfall von wenigen 100mV. Der 100 Ohm Widerstand dient weniger als Spannungsteiler mit dem 220 Ohm Widerstand, sondern vielmehr dazu, den Transistor beim Abschalten schneller sperren zu lassen. Ein Nachteil dieser Schaltung ist, dass der Basisstrom aus der negativen Spannung stammt, die aufwendig erzeugt wurde. Von den so erzeugen -14,5V gegen GND, also -19,5V gegen 5V werden nur etwa 0,7V benötigt, der Rest wird im Vorwiderstand verheizt.

Da bei [[LCD]]s die Kontrastspannung als Bezugspunkt die positive Betriebsspannung besitzt, ist es auch sinnvoll die Regelung des MC34063 nicht an GND sondern an die positive Betriebsspannung anzuschließen. Dadurch ist die Kontrastspannung auch bei Betriebsspannungsschwankungen konstant.

====Invertierende Schaltungsvariante 3 mit externem Transistor gemäß Datenblatt von ST====
[[Bild:volt_inv2.gif]]

Um das Problem mit dem Basisstrom für den externen Transistor aus der negativen Spannung zu beseitigen liegt es nahe, den Strom aus der Schaltungsmasse anstelle der negativen Spannung zu nehmen. Solch eine Schaltung findet sich sogar in einem Datenblatt vom MC34063, allerdings nicht in der eines MC34063 von ON/Motorola sondern in einem von ST. Diese Schaltung sieht auf den ersten Blick besser aus als die vorhergehende, hat aber dennoch einen gravierenden Nachteil: In der Praxis ist nämlich der Strom im Leerlauf höher als bei der vorhergehenden Schaltung. Dies liegt daran, dass das interne Flipflop anscheinend zwischen GND und V+ hin und herschaltet, was ja eigentlich gewünscht ist. In diesem Fall wird die Basis-Emitterspannung der Transistoren negativ, und bei etwa -8V bricht die Basis-Emitter Diode durch und wird somit leitend. Auch in der Sperrphase wird daher der erzeugten negativen Spannung ein Strom entnommen der wieder nachgeliefert werden muss. Zumindest die ICs von Fairchild, ON und TSC verhalten sich so. ICs von ST konnte ich noch keine bekommen um nachzuprüfen ob diese vielleicht anders aufgebaut sind. Diese Schaltung ist auf jedenfall '''nicht empfehlenswert'''.

====Invertierende Schaltungsvariante 4 mit externem Transistor, Eigenkreation====
[[Bild:volt_inv3.gif]]

Das Problem mit dem Durchbruch der Basis-Emitter Diode umgeht diese Schaltung.
Da ein Transistor an sich aus 2 Dioden besteht, kann man bei diesem Emitter und Kollektor vertauschen. Die Basis-Kollektor Diode hat nämlich den Vorteil, dass sie eine sehr viel höhere Spannung aushält, die meist genauso groß ist wie die zulässige Kollektor-Emitter Spannung. In diesem Fall also 40V. Da der Transistor ein Darlingtontransistor ist und hier nur wenig Strom benötigt wird, wird nur der schwache Treibertransistor als Transistor verwendet, und der eigentliche Schalttransistor dient als Diode um den Basistrom des PNP Transistors über den Treiber Transistor nach Masse abzuführen. Dieser Betrieb ist in keinem Datenblatt erwähnt, aber auch nirgends verboten, von daher kann man nicht mit Sicherheit sagen, dass diese Schaltung zulässig ist. Ich verwende die Schaltung aber schon seit Jahren ohne Probleme. Der Wirkungsgrad dieser Schaltung ist deutlich höher als bei den zuvor gezeigten. Der offene Emitterpin schwingt wie erwartet zwischen etwa +0,7V und negativer Ausgangsspannung hin und her.

====Invertierende Schaltungsvariante 5 für bipolare Spannungen====
[[Bild:vlcd_bipol.gif]]

Die letze Variante erzeugt gleichzeitig eine positive und eine negative Spannung aus einer niedrigeren positiven Spannung. Dies ist z.B. für Operationsverstärker oder aber auch für TFT Displays wichtig, die häufig +15V und -10V benötigen. Bei der Schaltung handelt es sich um einen StepUp Wandler der über D1 an C1 eine positive Spannung erzeugt, die über den Spannungsteiler zurückgeführt und geregelt wird. Die Spannung an Pin 1 schwingt daher zwischen 0V (eingeschaltetem Transistor) und Ausgangsspannung + Diodenspannung (Spannungsspitze beim abgeschalteten Transistor) hin und her. Diese Wechselspannung wird über C4 und D2-3 gleichgerichtet und zwar in negativer Richtung. C5 läd sich daher auf eine um eine Diodenspannung niedrigere Spannung (und negativem Vorzeichen) als die Spannung an C1 auf. Diese Spannung ist an sich nicht geregelt, aber über C4 mit der geregelten, positiven Spannung verkoppelt. Lediglich der Spannungsabfall an C4 und D2-D3 wird nicht ausgeregelt.

=== Weitere Anwendungen===

* verlustarme [[Konstantstromquelle]]

=== Wichtig zu wissen ===

* Das IC verwendet ein festes Tastverhältnis von ca. 0,857. Die einzigen Möglichkeiten, dieses Tastverhältnis zu verkürzen sind
*# Vorzeitiges Ausschalten durch die Strombegrenzung, eingestellt durch Rsc (Ipk(switch) = 330 mV / Rsc). Da die Abschaltung des Impulses nach Erkennen des Überstroms eine kurze Zeitspanne benötigt, darf der Strom in der Spule nicht zu schnell ansteigen, sie muss also eine bestimmte Mindestinduktivität haben und darf nicht in die Sättigung kommen. Im StepUp Fall sollte auch eine bestimmte Maximalinduktivität nicht überschritten werden, damit die Spule in der durch C definierten Zeit auch aufgeladen werden kann.
*# Verspätetes Einschalten durch eine zu hohe Ausgangsspannung (entspricht einer zu hohen Eingangsspannung an CII) vor dem Beginn eines Zyklus. Sinkt die Spannung nicht innerhalb der ersten 85,7% des Zyklus auf oder unter die Referenzspannung, entfällt sogar der gesamte Impuls.

* Der für die Schaltfrequenz zuständige Oszillator und der für den Vergleich mit der Referenzspannung zuständige Komparator sind nicht synchronisiert. Dies bedeutet, das oben erwähnte verspätete Einschalten erfolgt bei zwei aufeinander folgenden Impulsen normalerweise zu völlig unterschiedlichen Zeitpunkten. Das Tastverhältnis variiert ständig. Normalerweise würde man bei stabiler Eingangsspannung und stabiler Last ein Einpendeln auf ein stabiles Tastverhältnis erwarten. Das ist beim MC34063 prinzipbedingt unwahrscheinlich.

* Die Regelschleife des ICs ist nur im diskontinuierlichen Betrieb (Spulenstrom fällt in jedem Takt wieder auf 0) stabil. Im kontinuierlichen Betrieb, besonders bei zu hoher Spuleninduktivität, kann es zu Regelartefakten kommen. Dann steigt z.B. der Spulenstrom bis doch die Überstromabschaltung greift, die Regelschleife schwingt. Dies liegt daran, dass der Komparator aufgrund der Bauweise des ICs den Ausgangsimpuls innerhalb der ersten 85,7% eines Zyklus zwar einschalten, aber nicht mehr ausschalten kann. Einmal eingeschaltet laufen entweder die ersten 85.7% eines Zyklus ab und es wird an diesem Zeitpunkt normal abgeschaltet, oder die Strombegrenzung schaltet den Impuls vorzeitig ab.

* Bei niedriger Last geschieht die Spannungsregelung über das Auslassen von Impulsen (Pulsfrequenzmodulation). Dies kann dazu führen, dass der Ripple der Ausgangsspannung eine sehr viel niedrigere Frequenz aufweist als die Schaltfrequenz.

* Die im Datenblatt angegebenen 1,5A sind der Spitzenstrom des internen Transistors, nicht der Ausgangsstrom des Schaltreglers. Insbesondere in der StepUp Konfiguration ist der Ausgangsstrom viel geringer.

* StepUp oder Inverter mit einem Spannungsverhältnis über 6,5 ist nur im diskontinuierlichen Betrieb möglich. Daraus ergibt sich eine Obergrenze für die Induktivität.

* Der Strombegrenzungswiderstand Rsc dient nicht nur als Strombegrenzung für den Ausgangsstrom, sondern ist auch wichtig um den Spulenstrom in jedem Schaltzyklus zu begrenzen: Geht die Spule z.B. bei 0,15A in die Sättigung muss Rsc so dimensioniert werden, dass der Strom die 0,15A nie übersteigt (der passende Wert wäre hierfür also Rsc=0,33V/0,15A=2,2Ohm.) Ansonsten verringert sich der Wirkungsgrad der Schaltung stark.

=== Vergleich 34063 vs. LM257x ===

Der MC34063 und der LM2575 sind von den Daten her in etwa vergleichbar, der 34063 kann auch als Stepup eingesetzt werden, was mit dem LM257x nicht möglich ist.

Im Schaltverhalten unterscheiden sich beide Regler deutlich wie nachfolgende Messungen zeigen. Um vergleichbare Ergebnisse zu erhalten wurden bei beiden die gleichen Spulen, Dioden und Elkos verwendet. Auch das Platinenlayout war vergleichbar.
Die Eingangsspannung betrug 12 V, die Ausgangsspannung 5 V. Verwendet wurden ein TS34063 und ein LM2575-5 (mit LM2574 und LM2576 sind identische Ergebnisse zu erwarten). Beim 34063 wurde die Strombegrenzung mit 0,5 Ohm auf etwa 0,6 A eingestellt. Für den Oszillator wurden 470 pF verwendet was etwa 50 kHz ergibt, um im gleichen Bereich wie der LM257x zu liegen.
Belastet wurde der Ausgang mit 50 Ohm bzw. 100 Ohm was einen Laststrom von 100mA bzw. 50mA ergibt.
Am Eingang wurde ein normaler 100 µF Elko verbaut, am Ausgang ein 220 µF SMD Elko.
Gemäß Datenblatt wäre für diesen niedrigen Strom beim LM257x eigentlich eine weitaus größere Induktivität von etwa 680 µH notwendig. Die Schaltung ist aber bewusst auf einen höheren Strom dimensioniert und nur mit einem geringen Strom belastet wurden, da dieser Zustand in der Praxis häufig vorkommt und hier die Unterschiede zwischen beiden Reglern am deutlichsten ausfallen. Für den 34063 entsprecht die Größe der Induktivität sogar den Empfehlungen aus dem Datenblatt.

==== Messung 1: 100 mA Last ====
[[Datei:LM257x_100mA.gif|thumb|250x250px|LM2575, 100 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]Das Ergebnis ist wie erwartet: Die Spannung am Ausgang des LM2575 (rot) ist ein sauberes Rechteck das zwischen Vin-Vsat und 0 V - V diode, also zwischen etwa 10,5 V und -0,5 V pendelt. Der Ripple auf der Ausgangsspannung (grün) ist dreieckförmig, ein Zeichen dass der Ripple vor allem durch den ESR des Ausgangselkos in Verbindung mit dem dreickförmigen Spulenstrom entsteht. Die Amplitude beträgt etwa 120 mVss. Das ist nicht wirklich gut, aber akzeptabel. Die Ursache liegt darin, dass es sich bei den Elkos nicht um Low ESR Elkos handelt.

[[Datei:34063_100mA.gif|thumb|250x250px|34063, 100 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]An der Ausgangsspannung erkannt man beim 34063 deutlich, dass der Regler im diskontinuierlichen Betrieb arbeitet, der Spulenstrom erreicht den Wert Null, der Ausgang des Reglers wird dann über die Spule auf Höhe der Ausgangsspannung gezogen und schwingt aufgrund parasitärer Kapazitäten. Dieser Verhalten entsteht dadurch, dass der 34063 die Impulsbreite nur durch einen Überstrom verkürzen kann, oder durch eine hohe Feedbackspannung zu Beginn einer Taktperiode. Ist beides nicht der Fall, erfolgt ein voller Zyklus. Dies führt dazu, dass die Regelung durch Auslassen einzelner Impulse (hier jedes 2. Impulses) geschieht. Dadurch halbiert sich in diesem Fall die effektive Schaltfrequenz auf etwa 25 kHz, was logischerweise den Ripple auf der Ausgangsspannung vergrößert. Die Amplitude beträgt daher etwa 175 mVss. Etwas mehr als beim LM257x, aber noch im grünen Bereich für übliche Anwendungen.

==== Messung 2: 50 mA Last ====
[[Datei:LM257x_50mA.gif|thumb|250x250px|LM2575, 50 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]Auch hier ist das Ergebnis wie erwartet: Aufgrund des geringen Stromes arbeitet der LM257x im diskontinuierlichen Betrieb, der Spulenstrom erreicht also den Wert Null. Dennoch liegt der Ripple auf der Ausgangsspannung bei gerade mal etwa 100 mVss. Dieser niedrige Wert liegt an der kurzen Einschaltdauer und dem dementsprechend niedrigeren Spitzenstrom in der Spule, der logischerweise zu einem geringeren Spannungsabfall am ESR des Ausgangselkos führt. Die Arbeitsfrequenz liegt wie auch bei der 100 mA Messung bei knapp über 50 kHz, ist also unabhängig vom Strom.

[[Datei:34063_50mA.gif|thumb|250x250px|34063, 50 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]Beim ersten Blick sieht man schon: Das Verhalten des 34063 bei geringen Lasten ist chaotisch und nur schwer vorherzusagen, da der Zufall eine große Rolle spielt.
Dieses chaotische Schaltverhalten macht sich oft auch akustisch in der Spule bemerkbar: Man hört ein Rauschen.
Ursache für dieses Verhalten ist das Funktionsprinzip des 34063: Ist während seiner Einschaltdauer die Eingangsspannung oberhalb des Schwellwertes des internen Komparators, bleibt der Ausgang aus. Ist die Eingangsspannung zu Beginn des Zyklus schon niedriger, ist der interne Transistor für eine ganze Einschaltdauer (0,85*Periodendauer) an. Unterschreitet die Spannung dagegen während der Einschaltdauer den Schwellwert, schaltet der 34063 für den Rest der Zeit ein. Dadurch entstehen diese unterschiedlich langen Einschalt- und Ausschaltzeiten. Da der Zeitpunkt an dem der interne Komparator schaltet von sehr vielen Faktoren abhängig ist (Ausgangsspannung, Spulenstrom (also vorhergehende Zyklen), Störungen usw. lässt sich das genaue Verhalten nicht vorhersagen, der 34063 schaltet mehr oder weniger zufällig.

Die Arbeitsfrequenz lässt sich hier daher nicht wirklich bestimmen, da nahezu jeder Impuls eine andere Länge hat. Der Ripple liegt bei etwa 180mVss, fast dem doppelten Wert den der LM257x bei diesem Strom aufweist. Das Hauptproblem an dem Ripple ist aber nicht der hohe Ripple selbst, sondern die unberechenbare Frequenz die eine Dimensionierung eines Filters am Ausgang erschwert.

Dass der Ripple sich hier dennoch in Grenzen hält, liegt vor allem daran, dass sich beim Stepdownregler die Änderungen direkt auf den Ausgang auswirken: Ein Einschaltzyklus führt zu einem höheren Spulenstrom und somit zu einer höheren Ausgangsspannung, was wiederum zu einer höheren Feedbackspannung führt. Ein gewisser Ripple auf der Ausgangsspannung ist für das Regelverhalten sogar hilfreich, da er hilft die Hysterese des Komparators zu überwinden und somit zu einer höheren Schaltfrequenz führt.
Im Stepup Modus ist der Zusammenhang zwischen Tastverhältnis und übertragener Energiemenge nicht ganz so einfach, denn wenn das Tastverhältnis zu hoch ist, wird die Spule in der Ausschaltphase die Energie nicht los, was dazu führt dass effektiv weniger Energie am Ausgang ankommt, stattdessen der Spulenstrom von Zyklus zu Zyklus weiter ansteigt. Dies setzt sich solange fort, bis die Strombegrenzung anspricht. Diese ist daher im Stepup Modus zwingend erforderlich.

==== Fazit ====

Für Schaltungen die eine saubere Spannung benötigen, und eine stark wechselnde Stromaufnahme haben (es also vorkommen kann, dass die Stromaufnahme recht gering ist, wie hier gezeigt), dann sollte man auf den etwas teureren LM257x (oder andere PWM Regler) zurückgreifen, da sich dessen Spannung gut filtern lässt. Der 34063 eignet sich dagegen für alle Anwendungen bei den es nicht zu sehr auf den Ripple ankommt, wie z.B. Digitalschaltungen oder Motoren.
Wenn der 34063 mit einem ausreichend hohen Strom belastet wird, bzw. die Spule ausreichend groß dimensioniert wird, dann erreicht er zumindest im Stepdown Betrieb aber auch gute Werte.
Möchte man den Ripple weiter wegfiltern, ist hinter den Ausgangselko ein LC Filter zu setzen. Der Abgriff des Feedbackanschlusses erfolgt aber weiterhin am bisherigen Ausgangselko, denn wie weiter oben beschrieben ist, ist der Ripple für die Regelung des 34063 notwendig. Ohne diesen Ripple verhält sich der 34063 wie ein Zweipunktregler: Die Spannung pendelt zwischen 2 Werten. Durch die Zusätzliche Zeitverzögerung des LC Filters würde sich das Pendeln sogar noch verstärken (dies trifft bei den meisten Reglern zu, denn die zusätzliche Phasenverschiebung kann die Regelschleife destabilisieren).

== Spulenauswahl (nicht nur für den MC34063)==

=== Allgemeines ===

Bei Schaltreglern sind vor allem folgende Daten der Spulen wichtig:
* Induktivität
* Drahtwiderstand
* Maximaler Strom
* Sättigungsstrom

==== Induktivität ====
Die Induktivität gibt an, wie schnell sich der Strom bei einer anliegenden Spannung ändert. Üblicherweise berechnet man bei der Dimensionierung die minimale Spulengröße die notwendig ist, damit der Ripple des Stromes einen bestimmten Wert (typisch 50% des Ausgangsstroms bei einem StepDown) nicht überschreitet. Eine zu große Induktivität stört bei einem StepDown Regler meist nicht. Bei einem StepUp dagegen darf diese einen bestimmten Wert nicht überschreiten, damit der Regler die gewünschte Leistung liefern kann wie im StepUp Abschnitt beschrieben.
Die Induktivität ist nicht konstant, sondern ändert sich je nach vorhandenem Kern mehr oder weniger mit Frequenz oder Strom.
Vor allem Eisenpulverkerne weisen eine ausgeprägte Abhängigkeit der Induktivität von Frequenz und Strom ab.
Die Induktivität mit Nennstrom ist daher meist etwas geringer als die Induktivität ohne Stromfluss. Dies sollte bei der Spulendimensionierung beachtet werden.
Aufgrund der starken Stromabhängigkeit erfolgt die Angabe der Induktivität bei Spulen mit Eisenpulverkernen häufig auch bei Nennstrom. Ohne Strombelastung liegt die Induktivität etwa Faktor 1,2-2 darüber. Bei Spulen mit Ferittkern dagegen wird die Induktivität meist ohne Strombelastung spezifiziert.

==== Drahtwiderstand ====
Der Drahtwiderstand beeinflusst vor allem den Wirkungsgrad der Schaltung bzw. begrenzt den maximal zulässigen Effektivwert des Stromes der durch die Spule fließt. Vor allem bei StepUp Wandlern sollte man sich dem Einfluss des Spulenwiderstands bemerkbar sein: Möchte man z.B. aus 5V eine höhere Spannung erzeugen und verwendet eine Spule mit 2 Ohm die mit 0,5A angesteuert wird, dann fallen an dem Drahtwiderstand bereits 1Volt ab. Das entspricht 20% der Eingangsspannung!

==== Maximaler Strom ====
Der maximale Strom wird meist anhand der Erwärmung der Spule durch einen bestimmten Strom bestimmt. Oft ist dies der Punkt bei der sich die Spule um z.B. 40°C erwärmt. Häufig wird dies mit Gleichspannung gemessen oder bei einer niedrigen Frequenz deren Effektivwert angegeben wird. Bei Verwendung der Spule in einem Schaltregler reduziert sich dieser Wert daher um bis zu 50%, da einerseits der Sättigungsstrom beachtet werden muss und andererseits auch der Kern innerhalb der Spule sich auch erwärmt. Vor allem Eisenpulverkerne besitzen teilweise recht hohe Kernverluste, die bei einer üblichen Dimensionierung im gleichen Bereich wie die Verluste durch den Drahtwiderstand liegen.
Der Spitzenstrom darf diesen Stromwert allerdings übersteigen, solange der Effektivwert bzw. die Erwärmung im zulässigen Bereich liegt.

==== Sättigungsstrom ====

Der Sättigungsstrom ist nach der Induktivität das zweitwichtigste Kriterium bei der Spulenauswahl.
Wie bei den Induktivität schon geschrieben, ist diese mehr oder weniger abhängig vom Spulenstrom. Der Sättigungsstrom (der bei für Schaltnetzteilanwendungen gedachten Spulen immer angegeben ist), gibt meist den Strom an, bei dem die Induktivität um 10-25% gegenüber der Nenninduktivität gefallen ist. Erhöht man den Strom weiter, nimmt die Induktivität je nach Kernmaterial und mechanischem Aufbau schnell ab, eine Verringerung um den Faktor 10 ist keine Seltenheit.
Der Sättigungsstrom wird bei einem gut dimensionierten Schaltregler nie überschritten werden, da die Strombegrenzung vorher anspricht. Bei einem schlechten Design spricht die Strombegrenzung dagegen erst durch den hohen Strom an, wenn die Spule in die Sättigung geht.
Für den MC34063 heißt dies konkret, dass der Strombegrenzungswiderstand Rsc auf einen Wert unterhalb des Sättigungsstromes dimensioniert werden muss!
Da die Induktivität einer Spule in der Sättigung minimal ist, kann diese auch keine weitere Energie speichern. Ein Großteil der in die Spule fließenden Energie wird daher im Drahtwiderstand in Wärme umgesetzt was den Wirkungsgrad stark reduziert und eventuell die Regelung des Schaltreglers durcheinander bringt.
Bei einer typischen, für Schaltnetzteile entworfenen Spule, liegt der Sättigungsstrom etwa Faktor 2 über dem Nennstrom. Dies erlaubt den Nennstrom voll auszunutzen, da der Stromripple bei der üblichen Spulendimensionierung bei etwa 50% des Nennstroms, der Spitzenstrom also bei etwa 1,5x Nennstrom liegt.

=== Ferritkern vs. Eisenpulverringkern ===

Der Großteil der Energie einer Spule wird nicht direkt im Kern, sondern in einem Luftspalt des Kerns gespeichert. Daher benötigt jede Spule für ein Schaltnetzteil einen mehr oder weniger großen Luftspalt. Je größer der Luftspalt, desto mehr Energie kann die Spule speichern, allerdings benötigt man mehr Windungen um eine bestimmte Induktivität zu erreichen.
Die in HF Übertragern oder Strom kompensierten Drosseln eingesetzten Ferritringkerne besitzen kein Luftspalt. Daher können sie kaum Energie speichern, sind daher auch nicht für Schaltnetzteile geeignet. Dafür erreichen diese mit wenigen Windungen schnell Induktivitäten im mH Bereich, wozu andere Spulen etliche 100 Windungen benötigen.
Eisenpulverringkerne gehen einen anderen Weg: Hier stellen die minimalen Zwischenräume zwischen den einzelnen Teilchen bereits den Luftspalt dar, weshalb hier kein zusätzlicher Luftspalt erforderlich ist.
Die hierfür verwendeten Materialien besitzen allerdings deutlich höhere Ummagnetisierungsverluste als Ferrit, weshalb Eisenpulverringkerne üblicherweise nur für niedrige Frequenzen eingesetzt werden. Das am weitesten verbreitete Material sind die gelb-weiß markierten Ringkerne mit dem Materialcode 26. Dieses zeichnet sich vor allem durch die niedrigen Kosten aus. Der Einsatzbereich liegt entweder in Entstördrosseln von DC oder 50Hz Anwendungen oder in Schaltnetzteilen bis 100kHz. (Für höhere Frequenzen sind auch bessere, und natürlich teurere Materialien, erhältlich.)
Dieser Spulentyp ist vor allem für Abwärtswandler sinnvoll, da Eisenpulverkerne kein Problem mit hohen DC Strömen, allerdings mit hohen AC Anteilen aufgrund der Kernverluste haben. Da der Stromripple bei diesem Wandlertyp meist kleiner als der DC Strom ist, sind beide Bedingungen erfüllt. Allerdings sollte man beachten, dass die Induktivität einer Eisenpulverringkernspule stark von der Frequenz, dem Strom und auch vom Alter abhängig ist! Je nach Temperatur altern Eisenpulverringkerne mehr oder weniger schnell und die Spule verliert dabei an Induktivität.
Die Dimensionierung einer Eisenpulverringkernspule ist alles andere als einfach, da hier sehr viele Faktoren beachtet werden müssen. Die Berechnung der Kernverluste ist auch aufwendig, einige Hersteller liefern dafür aber Formeln oder Berechnungsprogramme, so wie z.B. Micrometals:
[http://www.micrometals.com/software_index.html Berechnungsprogramm für Eisenpulverringkerne].
Vor allem Anfängern wird aber von der eigenen Dimensionierung von Eisenpulverringkernspulen abgeraten. Etliche Hersteller (wie z.B. Talema) haben fertige Ringkernspulen im Programm die bei verschiedenen Anbietern auch für Normalverbraucher erhältlich sind (z.B. bei elpro, DARISUS und vielen anderen).

=== Speicherspulen vs. Entstörspulen ===

Nicht selten machen vor allem Anfänger den Fehler die nächstbeste Spule mit einigermaßen passender Induktivität einzusetzen, ohne darauf zu achten, dass die Spule eigentlich als Entstörspule entwickelt wurde. Dies gilt vor allem für die Funkentstördrosseln der Baureihe MESC/MISC/77A die z.B. bei Reichelt erhältlich sind. Die Schaltungen funktionieren zwar einigermaßen, allerdings ist der Wirkungsgrad deutlich geringer als er es mit einer guten Spule wäre.
Dies liegt vor allem am Aufbau der Spule sowie dessen vorhandenem Kern. Funkentstördrosseln sind dafür ausgelegt von einem niederfrequenten Strom durchflossen zu werden und eine, im Vergleich zum Nutzstrom niedrigen Störstrom abzublocken. Dadurch entstehen kaum Verluste im Kern, da das Magnetfeld konstant ist bzw. sich durch den niederfrequenten Strom nur sehr langsam ändert. Der Kern ist also nicht dafür ausgelegt verlustarm zu sein, bzw. es ist sogar erwünscht wenn er bei hohen Frequenzen gewisse Verluste aufweist, um Resonanzen innerhalb der Spule zu verhindern. Weiterhin kommt das Problem hinzu, dass aufgrund der hohen Länge der Spule die Feldlinien außerhalb der Spule den magnetischen Kreis schließen und sich so ein deutliches Magnetfeld um die Spule herum aufbaut, diese arbeitet quasi wie eine Ferittstabantenne und erzeugt beträchtliche EMV Störungen!
Speziell für Schaltnetzteile ausgelegte Spulen besitzen daher nicht selten einen entsprechenden mechanischen Aufbau um die Feldlinien möglichst innerhalb bzw. sehr nahe an der Spule zu halten um diese Störungen zu minimieren.

Besonders bei Spulen mit Eisenpulverringkernen sollte man genau nachschauen ob die Angaben für Entstöranwendungen oder für Schaltnetzteilanwendungen gelten: Hier wird oft die gleiche Spule je nach Verwendungszweck unterschiedlich spezifiziert. Dies liegt daran, dass man bei der Entstöranwendung eben kaum Verluste im Kern hat und somit aufgrund der geringeren Erwärmung der Draht von einem höheren Strom durchflossen werden kann, ohne dass er überhitzt.

[[Datei:Snt_spulen.jpg|thumb|250x250px|Verschiedene Spulen (von links nach rechts): Speicherdrosseln: sehr gut geeignet Ringkerne: ja nach Anwendung gut geeignet Widerstandsbauform, Trommelkern: für kleine Leistungen geeignet Entstörspulen: schlecht geeignet Stromkompensierte Drosseln: absolut ungeeignet]]
=== Beispiele geeigneter Spulen ===

Für kleinere Schaltregler in beliebiger Konfiguration (also StepUp, StepDown, invertierend) geeignete Spulen sind z.B. die L-PISxx Serien die z.B. bei Reichelt oder Conrad erhältlich sind, oder vergleichbare Spulen.
Aufgrund des Ferritkerns sind diese Spulen nahezu für alle üblichen Frequenzbereiche geeignet.
Für Stepdownregler unter 100kHz eignen sich auch Eisenpulverringkernspulen z.B. aus dem Material 26. Vor allem bei höheren Strömen sind diese oft deutlich günstiger als vergleichbare Spulen auf Ferritkern.

== Links ==

=== Informationen ===

*[http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/MC34063A-D.PDF Datenblatt MC34063]

*[http://www.onsemi.com/pub/Collateral/AN920-D.PDF AN920 Theory and Applications of the MC34063 and µA78S40 Switching Regulator Circuits] Die bekannteste und wichtigste Application Note für den MC34063 und seinen Verwandten 78S40. Mit vielen Schaltungsbeispielen, Herleitungen der Berechnungsformeln und Beispielrechnungen.

*[http://www.dos4ever.com/flyback/flyback.html Flyback Converters for Dummies]

*[http://ludens.cl/Electron/Magnet.html Guter Grundlagenartikel über Trafos in Englisch]

=== Werkzeuge ===

*[http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/smps.html Ausführliche Seite mit Onlineberechnung verschiedener Schaltnetzteiltypen, und Grundlagenwissen]

*[http://www.nomad.ee/micros/mc34063a/index.shtml Ein Tool um die Bauteile zu dimensionieren]

=== SPICE Modelle ===

Für den MC34064 gibt es brauchbare SPICE-Modelle.

* [http://www.onsemi.com/pub/Collateral/MC34063A%20SPICE%20MODEL.ZIP OnSemi] Die Dateien im ZIP-Archiv tragen die Bezeichnung MC3'''3'''063. Das ist die Variante des MC34063 für einen grösseren Temperaturbereich. Ansonsten ist der MC33063 identisch.

* [http://perso.wanadoo.fr/cbasso/Downloads/PSpice/34063.zip PSpice-Modell] Von Christophe Basso für PSpice erstelltes/angepasstes Modell (Siehe auch seine [http://www.amazon.com/Christophe-P.-Basso/e/B001IOH604/ SMPS-Bücher])

* [http://perso.wanadoo.fr/cbasso/Downloads/IsSpice/MC34063.zip IsSpice-Modell] Von Christophe Basso für IsSpice erstelltes/angepasstes Modell

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]

MC34063

2009-10-29T09:33:34Z

Benedikt: /* Beispiele geeigneter Spulen */

Der MC34063 ist ein kleiner, billiger, beliebter und sehr vielseitig einsetzbarer Schaltregler. Er ist seit Jahrzehnten auf dem Markt. Sein Regelverhalten ist etwas anderes als man es von modernen Schaltreglern gewohnt ist.

=== StepDown (Abwärtswandler)===

Ein Abwärtswandler erzeugt aus einer Eingangsspannung eine niedrigere Ausgangsspannung. Die häufigste Anwendung dieser Schaltung liegt in der Erzeugung einer stabilisierten, niedrigen Spannung aus einer höheren Eingangsspannung. z.B. 5V und 3,3V für eine µC Schaltung aus einem unstabilisierten Netzteil das 8-15V liefert.

====StepDown Schaltungvariante 1====
[[Bild:34063_sdown.gif]]

Der interne Transistor schaltet die positive Spannung auf eine Spule. Da es ein NPN Transistor ist, ist dieser als Emitterfolger geschaltet. Dies hat den großen Nachteil, dass der Spannungsabfall recht hoch ist. Da es eine Darlingtonschaltung ist, gehen hier 1,0-2,0V je nach Strom verloren.
Von daher kann der Regler auch nicht die vollen 1,5A an Ausgangsstrom liefern, da dann die zulässige Verlustleitung überschritten werden würde: Bei 1A Ausgangsstrom fallen etwa 1,5V am Transistor ab. Dies ergibt 1,5W Verlustleistung. Da der Transistor maximal 85% der Zeit leitet, ergibt sich so worst case eine Verlustleistung von etwa 1,3W. Laut Datenblatt kann der MC34063 im DIP Gehäuse maximal 1,25W. Es wäre also an der Grenze. Bei einem thermischen Widerstand von 100K/W würde sich das IC so auf über 150°C Chiptemperatur bei Raumtemperatur erhitzen. Am Gehäuse würde man sich dann auch die Finger verbrennen!
In der Stepdown Konfiguration sollte man den internen Transistor daher am besten mit nicht mehr als etwa 0,5A Ausgangsstrom belasten. Den Strombegrenzungswiderstand könnte man dann zu etwa 0,5 Ohm anstelle der minimal zulässigen 0,2 Ohm wählen, um auf der sicheren Seite zu sein.

====StepDown Schaltungvariante 2 für höheren Wirkungsgrad ====
[[Bild:34063_sdown2.gif]]

Diese Variante verwendet einen externen PNP Transistor anstelle dem internen Emitterfolger. Dadurch reduziert sich der Spannungsabfall von etwa 1,0-2V auf 0,3-0,7V. Allerdings auf Kosten eines höheren Stromverbrauch: Denn hier fließt der Basisstrom aus der Eingangsspannung nach Masse ab, und nicht wie beim Emitterfolger in die Last. Weiterhin ist diese Schaltung im Eingangsspannunsgbereich etwas eingeschränkt, denn der Vorwiderstand R4 muss bei niedrigen Spannung ausreichend Strom liefern, und bei hohen Spannungen darf der Strom nicht zu hoch werden, bzw. geht der Wirkungsgrad aufgrund des hohen Stroms runter.
Der 100 Ohm Widerstand dient weniger als Spannungsteiler mit dem 330 Ohm Widerstand, sondern vielmehr dazu, den Transistor beim Abschalten schneller sperren zu lassen.

=== StepUp (Aufwärtswandler)===

Ein Aufwärtswandler erzeugt aus einer Eingangsspannung eine höhere Ausgangsspannung. Die häufigste Anwendung dieser Schaltung liegt in der Erzeugung einer höheren Betriebsspanung z.B. aus [[Versorgung aus einer Zelle | Batterien]], oder die Erzeugung von 12V aus einer vorhanden 5V Quelle (z.B. USB).

====StepUp Schaltungvariante 1====
[[Bild:34063_stepup.gif]]

Der interne Transistor schaltet die Spule periodisch gegen Masse, wodurch beim Abschalten eine höhere Spannung induziert wird. In dieser Dimensionierung liefert die Schaltung 12V bei etwa 100mA aus einer Eingangsspannung zwischen 4 und 12V. Diese Spannung kann z.B. zur Programmierung eines EPROMs oder µCs (Vpp Spannung) verwendet werden. Da der Strom im Gegensatz zur Stepdown Schaltung nur impulsartig abgegeben wird wird, ist ein größerer Elko am Ausgang erforderlich.

====StepUp Schaltungvariante 2 für mehr Strom====
[[Bild:34063_stepup2.gif]]

Es gibt eigentlich nur 2 Fälle in denen der Transistor sinnvoll ist:
*Höherer Ausgangsstrom. Da der interne Transistor nur 1,5A Spitze aushält, was bei einem Stepupwandler nicht viel ist (bei 4V Eingangsspannung sind das gerade mal etwa 1W Ausgangsleistung), kann man hier einen stärkeren Transistor verwenden.
*Höhere Ausgangsspannung. Da der interne Transistor nur 40V aushält, kann man die Spannung durch einen externen Transistor erhöhen. Allerdings sollte man beachten, dass der MC34063 nur maximal 85% Tastverhältnis erreichen kann. Dies entspricht einer um etwa Faktor 6 höheren Ausgangsspannung als die Eingangsspannung. Sollte man über diesen Wert gehen, ist bei der Wahl der Spule folgendes zu beachten.

Die Induktivität darf einen bestimmten Wert nicht überschreiten, um eine bestimmte Leistung übertragen zu können. Gemäß der Formel

<math>U=L\frac{di}{dt}</math>

kann man den Strom ausrechnen der bei einer bestimmten Frequenz maximal in der Spule auftreten kann, wenn der Strom zu Beginn 0 ist.

<math>I=\frac{0,85 \cdot U_{IN}}{f\cdot L}</math>

Und gemäß der Energie in der Spule

<math>E=\frac{1}{2}L \cdot I^2</math>

und der Kenntnis, dass diese Energie in jedem Takt übertragen wird, kann man nun durch Einsetzen der einen Gleichung in die andere die maximale Induktivität ausrechnen, die es ermöglicht eine bestimmte Leistung bei den 85% Tastverhältnis zu übertragen. Am Ende erhält man dann folgende Formel:

<math>L_{MAX}=\frac {0,36 \cdot {U_{IN}}^2}{f \cdot P_{AUS}}</math>

Um die Verluste usw. zu berücksichtigen sollte man die Spule etwa zwischen 30..70% des oben berechneten Maximalwertes wählen, aber unter keinen Umständen größer, denn dann kann der Wandler die geforderte Leistung nicht liefern und die Spannung bricht bei Belastung zusammen. <math>U_{IN}</math> ist dabei die Eingangsspannung, f die Schaltfrequenz des Wandlers und <math>P_{AUS}</math> die Ausgangsleistung. Während im Normalbetrieb eine zu große Induktivität nicht stört, ist es hier dagegen also genau umgekehrt.

=== Invertierender Wandler ===

Ein invertierender Wandler erzeugt aus einer positiven Eingangsspannung eine negative Ausgangsspannung. Streng genommen handelt es sich um einen StepUp Wandler, bei dem die Spule nicht an der positiven Spannung sondern an der negativen liegt. Daher sind die Vorzeichen gespiegelt.

Die häufigste Anwendung dieser Schaltung liegt in der Erzeugung einer negativen Betriebsspannung z.B. für einen Operationsverstärker, oder in der Erzeugung der VLCD Spannung eines [[LCD | LC-Displays]].

====Invertierende Schaltungsvariante 1 gemäß Datenblatt ====
[[Bild:volt_inv.gif]]

Der interne Transistor schaltet die positive Spannung. Da es ein NPN Transistor ist, wird dieser als Emitterfolger geschaltet. Dies hat den großen Nachteil, dass der Spannungsabfall recht hoch ist. Da es eine Darlingtonschaltung ist, gehen hier 1,0-1,3V je nach Strom verloren. Da der MC34063 keine negativen Spannungen verarbeiten kann, wird dessen GND Potential nun der Ausgang der negativen Spannung. Die maximal zulässige Ausgangsspannung wird daher durch die Differenz der positiven Betriebsspannung und der negativen Ausgangsspannung begrenzt. Diese darf 40V nicht übersteigen. Da der Bezugspunkt des Feedbackpins des MC34063 die negative Ausgangsspannung ist, sieht der MC34063 Masse als positive Spannung. Der Spannungsteiler aus R3 und R1 wird daher genauso berechnet wie bei jeder anderen Schaltung. Damit der Wandler sicher startet sollte der Glättungselko am Ausgang nicht zu klein sein, da dieser beim Einschalten quasi in Reihe zum MC34063 sitzt und dieser sich daher aus diesem mit Strom versorgen muss.

====Invertierende Schaltungsvariante 2 mit externem Transistor gemäß Datenblatt====
[[Bild:volt_inv1.gif]]

Um den hohen Spannungsverlust am Schalttransistor zu umgehen kann man einen externen PNP Transistor einsetzen. Sobald der interne Transistor des MC34063 einschaltet, bekommt der externe PNP Transistor seinen Basisstrom und schaltet ein. Somit hat dieser nun einen sehr geringen Spannungsabfall von wenigen 100mV. Der 100 Ohm Widerstand dient weniger als Spannungsteiler mit dem 220 Ohm Widerstand, sondern vielmehr dazu, den Transistor beim Abschalten schneller sperren zu lassen. Ein Nachteil dieser Schaltung ist, dass der Basisstrom aus der negativen Spannung stammt, die aufwendig erzeugt wurde. Von den so erzeugen -14,5V gegen GND, also -19,5V gegen 5V werden nur etwa 0,7V benötigt, der Rest wird im Vorwiderstand verheizt.

Da bei [[LCD]]s die Kontrastspannung als Bezugspunkt die positive Betriebsspannung besitzt, ist es auch sinnvoll die Regelung des MC34063 nicht an GND sondern an die positive Betriebsspannung anzuschließen. Dadurch ist die Kontrastspannung auch bei Betriebsspannungsschwankungen konstant.

====Invertierende Schaltungsvariante 3 mit externem Transistor gemäß Datenblatt von ST====
[[Bild:volt_inv2.gif]]

Um das Problem mit dem Basisstrom für den externen Transistor aus der negativen Spannung zu beseitigen liegt es nahe, den Strom aus der Schaltungsmasse anstelle der negativen Spannung zu nehmen. Solch eine Schaltung findet sich sogar in einem Datenblatt vom MC34063, allerdings nicht in der eines MC34063 von ON/Motorola sondern in einem von ST. Diese Schaltung sieht auf den ersten Blick besser aus als die vorhergehende, hat aber dennoch einen gravierenden Nachteil: In der Praxis ist nämlich der Strom im Leerlauf höher als bei der vorhergehenden Schaltung. Dies liegt daran, dass das interne Flipflop anscheinend zwischen GND und V+ hin und herschaltet, was ja eigentlich gewünscht ist. In diesem Fall wird die Basis-Emitterspannung der Transistoren negativ, und bei etwa -8V bricht die Basis-Emitter Diode durch und wird somit leitend. Auch in der Sperrphase wird daher der erzeugten negativen Spannung ein Strom entnommen der wieder nachgeliefert werden muss. Zumindest die ICs von Fairchild, ON und TSC verhalten sich so. ICs von ST konnte ich noch keine bekommen um nachzuprüfen ob diese vielleicht anders aufgebaut sind. Diese Schaltung ist auf jedenfall '''nicht empfehlenswert'''.

====Invertierende Schaltungsvariante 4 mit externem Transistor, Eigenkreation====
[[Bild:volt_inv3.gif]]

Das Problem mit dem Durchbruch der Basis-Emitter Diode umgeht diese Schaltung.
Da ein Transistor an sich aus 2 Dioden besteht, kann man bei diesem Emitter und Kollektor vertauschen. Die Basis-Kollektor Diode hat nämlich den Vorteil, dass sie eine sehr viel höhere Spannung aushält, die meist genauso groß ist wie die zulässige Kollektor-Emitter Spannung. In diesem Fall also 40V. Da der Transistor ein Darlingtontransistor ist und hier nur wenig Strom benötigt wird, wird nur der schwache Treibertransistor als Transistor verwendet, und der eigentliche Schalttransistor dient als Diode um den Basistrom des PNP Transistors über den Treiber Transistor nach Masse abzuführen. Dieser Betrieb ist in keinem Datenblatt erwähnt, aber auch nirgends verboten, von daher kann man nicht mit Sicherheit sagen, dass diese Schaltung zulässig ist. Ich verwende die Schaltung aber schon seit Jahren ohne Probleme. Der Wirkungsgrad dieser Schaltung ist deutlich höher als bei den zuvor gezeigten. Der offene Emitterpin schwingt wie erwartet zwischen etwa +0,7V und negativer Ausgangsspannung hin und her.

====Invertierende Schaltungsvariante 5 für bipolare Spannungen====
[[Bild:vlcd_bipol.gif]]

Die letze Variante erzeugt gleichzeitig eine positive und eine negative Spannung aus einer niedrigeren positiven Spannung. Dies ist z.B. für Operationsverstärker oder aber auch für TFT Displays wichtig, die häufig +15V und -10V benötigen. Bei der Schaltung handelt es sich um einen StepUp Wandler der über D1 an C1 eine positive Spannung erzeugt, die über den Spannungsteiler zurückgeführt und geregelt wird. Die Spannung an Pin 1 schwingt daher zwischen 0V (eingeschaltetem Transistor) und Ausgangsspannung + Diodenspannung (Spannungsspitze beim abgeschalteten Transistor) hin und her. Diese Wechselspannung wird über C4 und D2-3 gleichgerichtet und zwar in negativer Richtung. C5 läd sich daher auf eine um eine Diodenspannung niedrigere Spannung (und negativem Vorzeichen) als die Spannung an C1 auf. Diese Spannung ist an sich nicht geregelt, aber über C4 mit der geregelten, positiven Spannung verkoppelt. Lediglich der Spannungsabfall an C4 und D2-D3 wird nicht ausgeregelt.

=== Weitere Anwendungen===

* verlustarme [[Konstantstromquelle]]

=== Wichtig zu wissen ===

* Das IC verwendet ein festes Tastverhältnis von ca. 0,857. Die einzigen Möglichkeiten, dieses Tastverhältnis zu verkürzen sind
*# Vorzeitiges Ausschalten durch die Strombegrenzung, eingestellt durch Rsc (Ipk(switch) = 330 mV / Rsc). Da die Abschaltung des Impulses nach Erkennen des Überstroms eine kurze Zeitspanne benötigt, darf der Strom in der Spule nicht zu schnell ansteigen, sie muss also eine bestimmte Mindestinduktivität haben und darf nicht in die Sättigung kommen. Im StepUp Fall sollte auch eine bestimmte Maximalinduktivität nicht überschritten werden, damit die Spule in der durch C definierten Zeit auch aufgeladen werden kann.
*# Verspätetes Einschalten durch eine zu hohe Ausgangsspannung (entspricht einer zu hohen Eingangsspannung an CII) vor dem Beginn eines Zyklus. Sinkt die Spannung nicht innerhalb der ersten 85,7% des Zyklus auf oder unter die Referenzspannung, entfällt sogar der gesamte Impuls.

* Der für die Schaltfrequenz zuständige Oszillator und der für den Vergleich mit der Referenzspannung zuständige Komparator sind nicht synchronisiert. Dies bedeutet, das oben erwähnte verspätete Einschalten erfolgt bei zwei aufeinander folgenden Impulsen normalerweise zu völlig unterschiedlichen Zeitpunkten. Das Tastverhältnis variiert ständig. Normalerweise würde man bei stabiler Eingangsspannung und stabiler Last ein Einpendeln auf ein stabiles Tastverhältnis erwarten. Das ist beim MC34063 prinzipbedingt unwahrscheinlich.

* Die Regelschleife des ICs ist nur im diskontinuierlichen Betrieb (Spulenstrom fällt in jedem Takt wieder auf 0) stabil. Im kontinuierlichen Betrieb, besonders bei zu hoher Spuleninduktivität, kann es zu Regelartefakten kommen. Dann steigt z.B. der Spulenstrom bis doch die Überstromabschaltung greift, die Regelschleife schwingt. Dies liegt daran, dass der Komparator aufgrund der Bauweise des ICs den Ausgangsimpuls innerhalb der ersten 85,7% eines Zyklus zwar einschalten, aber nicht mehr ausschalten kann. Einmal eingeschaltet laufen entweder die ersten 85.7% eines Zyklus ab und es wird an diesem Zeitpunkt normal abgeschaltet, oder die Strombegrenzung schaltet den Impuls vorzeitig ab.

* Bei niedriger Last geschieht die Spannungsregelung über das Auslassen von Impulsen (Pulsfrequenzmodulation). Dies kann dazu führen, dass der Ripple der Ausgangsspannung eine sehr viel niedrigere Frequenz aufweist als die Schaltfrequenz.

* Die im Datenblatt angegebenen 1,5A sind der Spitzenstrom des internen Transistors, nicht der Ausgangsstrom des Schaltreglers. Insbesondere in der StepUp Konfiguration ist der Ausgangsstrom viel geringer.

* StepUp oder Inverter mit einem Spannungsverhältnis über 6,5 ist nur im diskontinuierlichen Betrieb möglich. Daraus ergibt sich eine Obergrenze für die Induktivität.

* Der Strombegrenzungswiderstand Rsc dient nicht nur als Strombegrenzung für den Ausgangsstrom, sondern ist auch wichtig um den Spulenstrom in jedem Schaltzyklus zu begrenzen: Geht die Spule z.B. bei 0,15A in die Sättigung muss Rsc so dimensioniert werden, dass der Strom die 0,15A nie übersteigt (der passende Wert wäre hierfür also Rsc=0,33V/0,15A=2,2Ohm.) Ansonsten verringert sich der Wirkungsgrad der Schaltung stark.

=== Vergleich 34063 vs. LM257x ===

Der MC34063 und der LM2575 sind von den Daten her in etwa vergleichbar, der 34063 kann auch als Stepup eingesetzt werden, was mit dem LM257x nicht möglich ist.

Im Schaltverhalten unterscheiden sich beide Regler deutlich wie nachfolgende Messungen zeigen. Um vergleichbare Ergebnisse zu erhalten wurden bei beiden die gleichen Spulen, Dioden und Elkos verwendet. Auch das Platinenlayout war vergleichbar.
Die Eingangsspannung betrug 12 V, die Ausgangsspannung 5 V. Verwendet wurden ein TS34063 und ein LM2575-5 (mit LM2574 und LM2576 sind identische Ergebnisse zu erwarten). Beim 34063 wurde die Strombegrenzung mit 0,5 Ohm auf etwa 0,6 A eingestellt. Für den Oszillator wurden 470 pF verwendet was etwa 50 kHz ergibt, um im gleichen Bereich wie der LM257x zu liegen.
Belastet wurde der Ausgang mit 50 Ohm bzw. 100 Ohm was einen Laststrom von 100mA bzw. 50mA ergibt.
Am Eingang wurde ein normaler 100 µF Elko verbaut, am Ausgang ein 220 µF SMD Elko.
Gemäß Datenblatt wäre für diesen niedrigen Strom beim LM257x eigentlich eine weitaus größere Induktivität von etwa 680 µH notwendig. Die Schaltung ist aber bewusst auf einen höheren Strom dimensioniert und nur mit einem geringen Strom belastet wurden, da dieser Zustand in der Praxis häufig vorkommt und hier die Unterschiede zwischen beiden Reglern am deutlichsten ausfallen. Für den 34063 entsprecht die Größe der Induktivität sogar den Empfehlungen aus dem Datenblatt.

==== Messung 1: 100 mA Last ====
[[Datei:LM257x_100mA.gif|thumb|250x250px|LM2575, 100 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]Das Ergebnis ist wie erwartet: Die Spannung am Ausgang des LM2575 (rot) ist ein sauberes Rechteck das zwischen Vin-Vsat und 0 V - V diode, also zwischen etwa 10,5 V und -0,5 V pendelt. Der Ripple auf der Ausgangsspannung (grün) ist dreieckförmig, ein Zeichen dass der Ripple vor allem durch den ESR des Ausgangselkos in Verbindung mit dem dreickförmigen Spulenstrom entsteht. Die Amplitude beträgt etwa 120 mVss. Das ist nicht wirklich gut, aber akzeptabel. Die Ursache liegt darin, dass es sich bei den Elkos nicht um Low ESR Elkos handelt.

[[Datei:34063_100mA.gif|thumb|250x250px|34063, 100 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]An der Ausgangsspannung erkannt man beim 34063 deutlich, dass der Regler im diskontinuierlichen Betrieb arbeitet, der Spulenstrom erreicht den Wert Null, der Ausgang des Reglers wird dann über die Spule auf Höhe der Ausgangsspannung gezogen und schwingt aufgrund parasitärer Kapazitäten. Dieser Verhalten entsteht dadurch, dass der 34063 die Impulsbreite nur durch einen Überstrom verkürzen kann, oder durch eine hohe Feedbackspannung zu Beginn einer Taktperiode. Ist beides nicht der Fall, erfolgt ein voller Zyklus. Dies führt dazu, dass die Regelung durch Auslassen einzelner Impulse (hier jedes 2. Impulses) geschieht. Dadurch halbiert sich in diesem Fall die effektive Schaltfrequenz auf etwa 25 kHz, was logischerweise den Ripple auf der Ausgangsspannung vergrößert. Die Amplitude beträgt daher etwa 175 mVss. Etwas mehr als beim LM257x, aber noch im grünen Bereich für übliche Anwendungen.

==== Messung 2: 50 mA Last ====
[[Datei:LM257x_50mA.gif|thumb|250x250px|LM2575, 50 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]Auch hier ist das Ergebnis wie erwartet: Aufgrund des geringen Stromes arbeitet der LM257x im diskontinuierlichen Betrieb, der Spulenstrom erreicht also den Wert Null. Dennoch liegt der Ripple auf der Ausgangsspannung bei gerade mal etwa 100 mVss. Dieser niedrige Wert liegt an der kurzen Einschaltdauer und dem dementsprechend niedrigeren Spitzenstrom in der Spule, der logischerweise zu einem geringeren Spannungsabfall am ESR des Ausgangselkos führt. Die Arbeitsfrequenz liegt wie auch bei der 100 mA Messung bei knapp über 50 kHz, ist also unabhängig vom Strom.

[[Datei:34063_50mA.gif|thumb|250x250px|34063, 50 mA rot: Ausgangsspannung grün: Ausgangsripple]]Beim ersten Blick sieht man schon: Das Verhalten des 34063 bei geringen Lasten ist chaotisch und nur schwer vorherzusagen, da der Zufall eine große Rolle spielt.
Dieses chaotische Schaltverhalten macht sich oft auch akustisch in der Spule bemerkbar: Man hört ein Rauschen.
Ursache für dieses Verhalten ist das Funktionsprinzip des 34063: Ist während seiner Einschaltdauer die Eingangsspannung oberhalb des Schwellwertes des internen Komparators, bleibt der Ausgang aus. Ist die Eingangsspannung zu Beginn des Zyklus schon niedriger, ist der interne Transistor für eine ganze Einschaltdauer (0,85*Periodendauer) an. Unterschreitet die Spannung dagegen während der Einschaltdauer den Schwellwert, schaltet der 34063 für den Rest der Zeit ein. Dadurch entstehen diese unterschiedlich langen Einschalt- und Ausschaltzeiten. Da der Zeitpunkt an dem der interne Komparator schaltet von sehr vielen Faktoren abhängig ist (Ausgangsspannung, Spulenstrom (also vorhergehende Zyklen), Störungen usw. lässt sich das genaue Verhalten nicht vorhersagen, der 34063 schaltet mehr oder weniger zufällig.

Die Arbeitsfrequenz lässt sich hier daher nicht wirklich bestimmen, da nahezu jeder Impuls eine andere Länge hat. Der Ripple liegt bei etwa 180mVss, fast dem doppelten Wert den der LM257x bei diesem Strom aufweist. Das Hauptproblem an dem Ripple ist aber nicht der hohe Ripple selbst, sondern die unberechenbare Frequenz die eine Dimensionierung eines Filters am Ausgang erschwert.

Dass der Ripple sich hier dennoch in Grenzen hält, liegt vor allem daran, dass sich beim Stepdownregler die Änderungen direkt auf den Ausgang auswirken: Ein Einschaltzyklus führt zu einem höheren Spulenstrom und somit zu einer höheren Ausgangsspannung, was wiederum zu einer höheren Feedbackspannung führt. Ein gewisser Ripple auf der Ausgangsspannung ist für das Regelverhalten sogar hilfreich, da er hilft die Hysterese des Komparators zu überwinden und somit zu einer höheren Schaltfrequenz führt.
Im Stepup Modus ist der Zusammenhang zwischen Tastverhältnis und übertragener Energiemenge nicht ganz so einfach, denn wenn das Tastverhältnis zu hoch ist, wird die Spule in der Ausschaltphase die Energie nicht los, was dazu führt dass effektiv weniger Energie am Ausgang ankommt, stattdessen der Spulenstrom von Zyklus zu Zyklus weiter ansteigt. Dies setzt sich solange fort, bis die Strombegrenzung anspricht. Diese ist daher im Stepup Modus zwingend erforderlich.

==== Fazit ====

Für Schaltungen die eine saubere Spannung benötigen, und eine stark wechselnde Stromaufnahme haben (es also vorkommen kann, dass die Stromaufnahme recht gering ist, wie hier gezeigt), dann sollte man auf den etwas teureren LM257x (oder andere PWM Regler) zurückgreifen, da sich dessen Spannung gut filtern lässt. Der 34063 eignet sich dagegen für alle Anwendungen bei den es nicht zu sehr auf den Ripple ankommt, wie z.B. Digitalschaltungen oder Motoren.
Wenn der 34063 mit einem ausreichend hohen Strom belastet wird, bzw. die Spule ausreichend groß dimensioniert wird, dann erreicht er zumindest im Stepdown Betrieb aber auch gute Werte.
Möchte man den Ripple weiter wegfiltern, ist hinter den Ausgangselko ein LC Filter zu setzen. Der Abgriff des Feedbackanschlusses erfolgt aber weiterhin am bisherigen Ausgangselko, denn wie weiter oben beschrieben ist, ist der Ripple für die Regelung des 34063 notwendig. Ohne diesen Ripple verhält sich der 34063 wie ein Zweipunktregler: Die Spannung pendelt zwischen 2 Werten. Durch die Zusätzliche Zeitverzögerung des LC Filters würde sich das Pendeln sogar noch verstärken (dies trifft bei den meisten Reglern zu, denn die zusätzliche Phasenverschiebung kann die Regelschleife destabilisieren).

== Spulenauswahl (nicht nur für den MC34063)==

=== Allgemeines ===

Bei Schaltreglern sind vor allem folgende Daten der Spulen wichtig:
* Induktivität
* Drahtwiderstand
* Maximaler Strom
* Sättigungsstrom

==== Induktivität ====
Die Induktivität gibt an, wie schnell sich der Strom bei einer anliegenden Spannung ändert. Üblicherweise berechnet man bei der Dimensionierung die minimale Spulengröße die notwendig ist, damit der Ripple des Stromes einen bestimmten Wert (typisch 50% des Ausgangsstroms bei einem StepDown) nicht überschreitet. Eine zu große Induktivität stört bei einem StepDown Regler meist nicht. Bei einem StepUp dagegen darf diese einen bestimmten Wert nicht überschreiten, damit der Regler die gewünschte Leistung liefern kann wie im StepUp Abschnitt beschrieben.
Die Induktivität ist nicht konstant, sondern ändert sich je nach vorhandenem Kern mehr oder weniger mit Frequenz oder Strom.
Vor allem Eisenpulverkerne weisen eine ausgeprägte Abhängigkeit der Induktivität von Frequenz und Strom ab.
Die Induktivität mit Nennstrom ist daher meist etwas geringer als die Induktivität ohne Stromfluss. Dies sollte bei der Spulendimensionierung beachtet werden.
Aufgrund der starken Stromabhängigkeit erfolgt die Angabe der Induktivität bei Spulen mit Eisenpulverkernen häufig auch bei Nennstrom. Ohne Strombelastung liegt die Induktivität etwa Faktor 1,2-2 darüber. Bei Spulen mit Ferittkern dagegen wird die Induktivität meist ohne Strombelastung spezifiziert.

==== Drahtwiderstand ====
Der Drahtwiderstand beeinflusst vor allem den Wirkungsgrad der Schaltung bzw. begrenzt den maximal zulässigen Effektivwert des Stromes der durch die Spule fließt. Vor allem bei StepUp Wandlern sollte man sich dem Einfluss des Spulenwiderstands bemerkbar sein: Möchte man z.B. aus 5V eine höhere Spannung erzeugen und verwendet eine Spule mit 2 Ohm die mit 0,5A angesteuert wird, dann fallen an dem Drahtwiderstand bereits 1Volt ab. Das entspricht 20% der Eingangsspannung!

==== Maximaler Strom ====
Der maximale Strom wird meist anhand der Erwärmung der Spule durch einen bestimmten Strom bestimmt. Oft ist dies der Punkt bei der sich die Spule um z.B. 40°C erwärmt. Häufig wird dies mit Gleichspannung gemessen oder bei einer niedrigen Frequenz deren Effektivwert angegeben wird. Bei Verwendung der Spule in einem Schaltregler reduziert sich dieser Wert daher um bis zu 50%, da einerseits der Sättigungsstrom beachtet werden muss und andererseits auch der Kern innerhalb der Spule sich auch erwärmt. Vor allem Eisenpulverkerne besitzen teilweise recht hohe Kernverluste, die bei einer üblichen Dimensionierung im gleichen Bereich wie die Verluste durch den Drahtwiderstand liegen.
Der Spitzenstrom darf diesen Stromwert allerdings übersteigen, solange der Effektivwert bzw. die Erwärmung im zulässigen Bereich liegt.

==== Sättigungsstrom ====

Der Sättigungsstrom ist nach der Induktivität das zweitwichtigste Kriterium bei der Spulenauswahl.
Wie bei den Induktivität schon geschrieben, ist diese mehr oder weniger abhängig vom Spulenstrom. Der Sättigungsstrom (der bei für Schaltnetzteilanwendungen gedachten Spulen immer angegeben ist), gibt meist den Strom an, bei dem die Induktivität um 10-25% gegenüber der Nenninduktivität gefallen ist. Erhöht man den Strom weiter, nimmt die Induktivität je nach Kernmaterial und mechanischem Aufbau schnell ab, eine Verringerung um den Faktor 10 ist keine Seltenheit.
Der Sättigungsstrom wird bei einem gut dimensionierten Schaltregler nie überschritten werden, da die Strombegrenzung vorher anspricht. Bei einem schlechten Design spricht die Strombegrenzung dagegen erst durch den hohen Strom an, wenn die Spule in die Sättigung geht.
Für den MC34063 heißt dies konkret, dass der Strombegrenzungswiderstand Rsc auf einen Wert unterhalb des Sättigungsstromes dimensioniert werden muss!
Da die Induktivität einer Spule in der Sättigung minimal ist, kann diese auch keine weitere Energie speichern. Ein Großteil der in die Spule fließenden Energie wird daher im Drahtwiderstand in Wärme umgesetzt was den Wirkungsgrad stark reduziert und eventuell die Regelung des Schaltreglers durcheinander bringt.
Bei einer typischen, für Schaltnetzteile entworfenen Spule, liegt der Sättigungsstrom etwa Faktor 2 über dem Nennstrom. Dies erlaubt den Nennstrom voll auszunutzen, da der Stromripple bei der üblichen Spulendimensionierung bei etwa 50% des Nennstroms, der Spitzenstrom also bei etwa 1,5x Nennstrom liegt.

=== Ferritkern vs. Eisenpulverringkern ===

Der Großteil der Energie einer Spule wird nicht direkt im Kern, sondern in einem Luftspalt des Kerns gespeichert. Daher benötigt jede Spule für ein Schaltnetzteil einen mehr oder weniger großen Luftspalt. Je größer der Luftspalt, desto mehr Energie kann die Spule speichern, allerdings benötigt man mehr Windungen um eine bestimmte Induktivität zu erreichen.
Die in HF Übertragern oder Strom kompensierten Drosseln eingesetzten Ferritringkerne besitzen kein Luftspalt. Daher können sie kaum Energie speichern, sind daher auch nicht für Schaltnetzteile geeignet. Dafür erreichen diese mit wenigen Windungen schnell Induktivitäten im mH Bereich, wozu andere Spulen etliche 100 Windungen benötigen.
Eisenpulverringkerne gehen einen anderen Weg: Hier stellen die minimalen Zwischenräume zwischen den einzelnen Teilchen bereits den Luftspalt dar, weshalb hier kein zusätzlicher Luftspalt erforderlich ist.
Die hierfür verwendeten Materialien besitzen allerdings deutlich höhere Ummagnetisierungsverluste als Ferrit, weshalb Eisenpulverringkerne üblicherweise nur für niedrige Frequenzen eingesetzt werden. Das am weitesten verbreitete Material sind die gelb-weiß markierten Ringkerne mit dem Materialcode 26. Dieses zeichnet sich vor allem durch die niedrigen Kosten aus. Der Einsatzbereich liegt entweder in Entstördrosseln von DC oder 50Hz Anwendungen oder in Schaltnetzteilen bis 100kHz. (Für höhere Frequenzen sind auch bessere, und natürlich teurere Materialien, erhältlich.)
Dieser Spulentyp ist vor allem für Abwärtswandler sinnvoll, da Eisenpulverkerne kein Problem mit hohen DC Strömen, allerdings mit hohen AC Anteilen aufgrund der Kernverluste haben. Da der Stromripple bei diesem Wandlertyp meist kleiner als der DC Strom ist, sind beide Bedingungen erfüllt. Allerdings sollte man beachten, dass die Induktivität einer Eisenpulverringkernspule stark von der Frequenz, dem Strom und auch vom Alter abhängig ist! Je nach Temperatur altern Eisenpulverringkerne mehr oder weniger schnell und die Spule verliert dabei an Induktivität.
Die Dimensionierung einer Eisenpulverringkernspule ist alles andere als einfach, da hier sehr viele Faktoren beachtet werden müssen. Die Berechnung der Kernverluste ist auch aufwendig, einige Hersteller liefern dafür aber Formeln oder Berechnungsprogramme, so wie z.B. Micrometals:
[http://www.micrometals.com/software_index.html Berechnungsprogramm für Eisenpulverringkerne].
Vor allem Anfängern wird aber von der eigenen Dimensionierung von Eisenpulverringkernspulen abgeraten. Etliche Hersteller (wie z.B. Talema) haben fertige Ringkernspulen im Programm die bei verschiedenen Anbietern auch für Normalverbraucher erhältlich sind (z.B. bei elpro, DARISUS und vielen anderen).

=== Speicherspulen vs. Entstörspulen ===

Nicht selten machen vor allem Anfänger den Fehler die nächstbeste Spule mit einigermaßen passender Induktivität einzusetzen, ohne darauf zu achten, dass die Spule eigentlich als Entstörspule entwickelt wurde. Dies gilt vor allem für die Funkentstördrosseln der Baureihe MESC/MISC/77A die z.B. bei Reichelt erhältlich sind. Die Schaltungen funktionieren zwar einigermaßen, allerdings ist der Wirkungsgrad deutlich geringer als er es mit einer guten Spule wäre.
Dies liegt vor allem am Aufbau der Spule sowie dessen vorhandenem Kern. Funkentstördrosseln sind dafür ausgelegt von einem niederfrequenten Strom durchflossen zu werden und eine, im Vergleich zum Nutzstrom niedrigen Störstrom abzublocken. Dadurch entstehen kaum Verluste im Kern, da das Magnetfeld konstant ist bzw. sich durch den niederfrequenten Strom nur sehr langsam ändert. Der Kern ist also nicht dafür ausgelegt verlustarm zu sein, bzw. es ist sogar erwünscht wenn er bei hohen Frequenzen gewisse Verluste aufweist, um Resonanzen innerhalb der Spule zu verhindern. Weiterhin kommt das Problem hinzu, dass aufgrund der hohen Länge der Spule die Feldlinien außerhalb der Spule den magnetischen Kreis schließen und sich so ein deutliches Magnetfeld um die Spule herum aufbaut, diese arbeitet quasi wie eine Ferittstabantenne und erzeugt beträchtliche EMV Störungen!
Speziell für Schaltnetzteile ausgelegte Spulen besitzen daher nicht selten einen entsprechenden mechanischen Aufbau um die Feldlinien möglichst innerhalb bzw. sehr nahe an der Spule zu halten um diese Störungen zu minimieren.

Besonders bei Spulen mit Eisenpulverringkernen sollte man genau nachschauen ob die Angaben für Entstöranwendungen oder für Schaltnetzteilanwendungen gelten: Hier wird oft die gleiche Spule je nach Verwendungszweck unterschiedlich spezifiziert. Dies liegt daran, dass man bei der Entstöranwendung eben kaum Verluste im Kern hat und somit aufgrund der geringeren Erwärmung der Draht von einem höheren Strom durchflossen werden kann, ohne dass er überhitzt.

=== Beispiele geeigneter Spulen ===

[[Datei:Snt_spulen.jpg|thumb|250x250px|Verschiedene Spulen (von links nach rechts): Speicherdrosseln: sehr gut geeignet Ringkerne: ja nach Anwendung gut geeignet Widerstandsbauform, Trommelkern: für kleine Leistungen geeignet Entstörspulen: schlecht geeignet Stromkompensierte Drosseln: absolut ungeeignet]]
Für kleinere Schaltregler in beliebiger Konfiguration (also StepUp, StepDown, invertierend) geeignete Spulen sind z.B. die L-PISxx Serien die z.B. bei Reichelt oder Conrad erhältlich sind, oder vergleichbare Spulen.
Aufgrund des Ferritkerns sind diese Spulen nahezu für alle üblichen Frequenzbereiche geeignet.
Für Stepdownregler unter 100kHz eignen sich auch Eisenpulverringkernspulen z.B. aus dem Material 26. Vor allem bei höheren Strömen sind diese oft deutlich günstiger als vergleichbare Spulen auf Ferritkern.

== Links ==

=== Informationen ===

*[http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/MC34063A-D.PDF Datenblatt MC34063]

*[http://www.onsemi.com/pub/Collateral/AN920-D.PDF AN920 Theory and Applications of the MC34063 and µA78S40 Switching Regulator Circuits] Die bekannteste und wichtigste Application Note für den MC34063 und seinen Verwandten 78S40. Mit vielen Schaltungsbeispielen, Herleitungen der Berechnungsformeln und Beispielrechnungen.

*[http://www.dos4ever.com/flyback/flyback.html Flyback Converters for Dummies]

*[http://ludens.cl/Electron/Magnet.html Guter Grundlagenartikel über Trafos in Englisch]

=== Werkzeuge ===

*[http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps/smps.html Ausführliche Seite mit Onlineberechnung verschiedener Schaltnetzteiltypen, und Grundlagenwissen]

*[http://www.nomad.ee/micros/mc34063a/index.shtml Ein Tool um die Bauteile zu dimensionieren]

=== SPICE Modelle ===

Für den MC34064 gibt es brauchbare SPICE-Modelle.

* [http://www.onsemi.com/pub/Collateral/MC34063A%20SPICE%20MODEL.ZIP OnSemi] Die Dateien im ZIP-Archiv tragen die Bezeichnung MC3'''3'''063. Das ist die Variante des MC34063 für einen grösseren Temperaturbereich. Ansonsten ist der MC33063 identisch.

* [http://perso.wanadoo.fr/cbasso/Downloads/PSpice/34063.zip PSpice-Modell] Von Christophe Basso für PSpice erstelltes/angepasstes Modell (Siehe auch seine [http://www.amazon.com/Christophe-P.-Basso/e/B001IOH604/ SMPS-Bücher])

* [http://perso.wanadoo.fr/cbasso/Downloads/IsSpice/MC34063.zip IsSpice-Modell] Von Christophe Basso für IsSpice erstelltes/angepasstes Modell

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]

Datei:Snt spulen.jpg

2009-10-29T09:21:20Z

Benedikt:

Royer Converter

2009-10-29T08:51:31Z

Benedikt: /* Hinweise */

== Einleitung ==

Ein Royer Converter ist ein Sinus-Leistungsozillator. Er wird im Wesentlichen als Schaltnetzteil verwendet.

== Geschichtliches ==

Der Name geht auf G.H. Royer zurück, welcher diese Schaltung im Jahr 1954 entwickelte. Die originale Schaltung arbeitet mit einem Trafo mit Ferritkern, welcher zum Umschalten in die Sättigung getrieben wird. Das Ausgangssignal ist rechteckförmig. Die hier vorgestellte Version arbeitet jedoch mit einem Trafo, welcher nicht in die Sättigung geht und mittles LC Schwingkreis ein Sinussignal erzeugt. Der Trafo kann sogar als Luftspule ohne Kern ausgeführt werden.

== Aufbau und Eigenschaften ==

Der Aufbau ist sehr einfach und robust. Zwei Transistoren ([[FET|MOSFETs]] oder [[Transistor|Bipolar]]) werden wechselseitig geschaltet (Gegentaktbetrieb, engl. push pull), und damit abwechselnd die eine und die andere Spulenhäfte der Primärwicklung von Strom durchflossen. Die Schaltung ist selbstschwingend, d.h. das Steuersignal wird direkt aus dem Trafo zurückgewonnen. Damit schwingt er immer optimal auf Resonanz, ohne Abgleich und auch bei Alterung oder Temperaturänderung. Die Frequenz wird durch die Induktivität der Primärwicklung und den Kondensator C2 bestimmt (Parallelschwingkreis). Die Drosselspule L1 sorgt dafür, dass die Betriebsspannung wechselspannungsmäßig von der Mittelanzapfung von TR1 entkoppelt wird, sie wirkt als Konstantstromquelle.

[[bild:royer_bipolar.png | thumb | 400px | left | Schaltplan des Royer Converters]]

{{Clear}}

*Einfacher, robuster Aufbau
*Sinusförmige Strom- und Spannungsverläufe
*Transistoren schalten im Nulldurchgang der Spannung, dadurch geringe Schaltverluste und Störstrahlung
*Bei ausreichend großer Streuinduktivität zwischen Primär- und Sekundärwicklung ist die Schaltung kurzschlussfest.
*Vollkommen unempfindlich gegenüber Streuinduktivitäten des Trafos (im Gegensatz zu den meisten anderen Schaltnetzteiltopologien)

Besonders der letzte Punkt ist sehr interessant. Auf Grund des Aufbaus und der Funktion wird sämtliche Energie im Magnetfeld, welche nicht über die Sekundärspule ausgekoppelt wird, wieder in den Schwingkreis zurückgeführt. Damit geht nur sehr wenig Energie verloren, egal wie gut die Kopplung zwischen Sekundär- und Primärspule ist.

Der Trafo TR1 kann sehr verschieden aufgebaut sein. In einem Inverter für [http://de.wikipedia.org/wiki/Leuchtr%C3%B6hre CCFLs] ist es ein normaler Trafo mit Ferritkern. In anderen Anwendungen kann es aber auch ein kernloser Trafo sein, bei dem es zwischen Primärspule und Sekundärspule einen grossen Abstand gibt (Kontaktlose Energieübertragung).

== Formeln zum Royer Converter ==

*Resonanzfrequenz im Leerlauf <math>f_r=\frac{1}{2 \pi \sqrt{L_{pri} C_2}}</math>
*Spitzenspannung im Resonanzkreis <math>U_p = \pi \cdot U_{ein}</math>
*Spitzenstrom im Resonanzkreis <math>I_p = 2 \cdot U_{ein} \cdot \pi^2 \cdot f \cdot C_2</math>

== Hinweise ==

*Der Kondensator C2 wird auch im Leerlauf von einem recht hohen Strom durchflossen. Deshalb muss hier auf jeden Fall ein verlustarmer Typ eingesetzt werden. Entweder ein [http://de.wikipedia.org/wiki/Folienkondensator Folienkondensator] mit Polypropylen als Dielektrikum (MKP oder FKP) oder ein [http://de.wikipedia.org/wiki/Keramikkondensator Keramikkondensator] aus COG oder NP0. Andere Typen (Folie MKS, Keramik X7R, Z5U etc.) gehen '''nicht''', denn hier werden zu hohe dielektrische Veluste im Kondensator erzeugt, welche diesen erhitzen und irgendwann zerstören. Die Verluste von X7R sind ca. 20mal höher als von NP0!
*Die Transistoren sollten nur mässig überdimensioniert sein, denn Transistoren mit sehr hohen Kollektorströmen sind meist auch recht langsam.
*Die Transistoren müssen mindestens eine Sperrspannung von Pi*U_in aushalten, dann das ist die exakte Amplitude der Schwingung im Primärkreis. Praktisch sollte man aber mindestens 20% und mehr Reserve einplanen.
*Der [[Basiswiderstand]] muss experimentell ermittelt werden. Er muss so ausgelegt sein, dass die Transistoren beim Schalten nur '''schwach''' in die Sättigung gehen, um schneller wieder abschalten zu können (Stichwort Speicherzeit, engl. storage time).
*Die Drossel L1 sollte ca. den 2..3fachen Induktivitätswert der Primärwicklung haben. Je mehr, umso besser. Sie darf bei vollem Laststrom nicht in die Sättigung gehen, da dann ihre Induktivität stark absinkt.
*Die Spitze-Spitze-Spannung der Steuerwicklung darf ca. 5V nicht überschreiten, weil diese als Sperrspannung für die Transistoren wirksam wird. Die meisten Bipolartransistoren verkraften max. 5V Sperrspannung zwischen Basis und Emitter.
*Schwingt die Schaltung nicht an (Strombegrenzung am Netzteil einstellen!), ist in den meisten Fällen die Steuerwicklung verpolt.
*Im Kurzschlussfall der Sekundärwicklung reduziert sich die Induktivität der Primärwicklung auf die Streuinduktivität, was zu einer Frequenzerhöhung führt. Durch die höhere Frequenz stellt die Streuinduktivität einen höheren Scheinwiderstand da, was den Strom wirkungsvoll begrenzt. Aufgrund der höheren Frequenz fließt allerdings ein größerer Strom im Schwingkreis. Verwendet man also diesen Zustand, dann muss die Schaltung für die höheren Belastungen ausgelegt sein.

== Ein praktisches Beispiel ==

Auf Grund der Unempfindlichkeit der Schaltung gegenüber Streuinduktivitäten ist diese Schaltung ideal für einen Trafo ohne Kern und mit grossem Abstand zwischen Primär- und Sekundärspule. Damit kann kontaktlos recht viel Energie übertragen werden. Anwendungen sind z.B. die Ladestation elektrischer Zahnbürsten oder ein Rotationstrafo für eine [http://www.google.de/cse?q=propelleruhr Propelleruhr]. Für Letzteres soll dieses Beispiel hier dargestellt werden.

Die Schaltung benutzt einfach beschaffbare Bauteile. Der Trafo wird selber gewickelt, ist aber auch vollkommen unkritisch. Wie im Bild zu sehen, wurde absichtlich ein recht grosser Luftspalt zwischen Primär- und Sekundärspule gelassen, um die Leistungsfähigkeit der Schaltung zu demonstrieren. Die Primärwicklung ist bifilar gewickelt, d.h. man nimmt den Draht doppelt und wickelt damit gleichzeitig beide Spulenhälften, welche man dann phasenrichtig verschaltet. Dadurch verbessert sich die Kopplung, das ist hier wichtig. Der Trafo hat folgende Parameter.

{| class="wikitable" style="text-align:center"
|-
! Wicklung || Windungszahl || Drahtdurchmesser [mm] || Durchmesser [mm] || Induktivität [µH]
|-
| Primär || 2x10 || 0,55 || 80 || 70
|-
| Steuer || 3 || 0,2 || 80 || -
|-
| Sekundär || 13 || 0,55 || 65 || 25
|}

[[bild:royer_prop_aufbau.jpg | thumb | 600px | left | Praktischer Aufbau]]

{{Clear}}

Mit 12V Eingangsspannung beträgt die Spannungsamplitude im Primärkreis ziemlich genau 38V. Der Leerlaufstrom der Schaltung beträgt 36mA. ABER! Der Leerlaufstrom im Schwingkreis beträgt 580mA(eff)! Hier wird klar, warum sowohl die Primärspule als auch C2 sehr verlustarm sein müssen. Die Resonanzfrequenz beträgt 105 kHz. Damit wurden folgende Messwerte erreicht.

{| class="wikitable" style="text-align:center"
|-
!Belastung || Eingangsstrom [mA] || Ausgangsstrom [mA] || Ausgangsspannung [Veff] || Wirkungsgrad [%]
|-
| Leerlauf || 36 || 0 || 7,8 || 0
|-
| 22 Ohm || 220 || 320 || 7 || 84
|-
| Gleichrichter + 22 Ohm || 190 || 270 || 6 || 71
|}

Nach Gleichrichtung mit schnellen Schottkydioden und Filterung bleiben bei 22 Ohm Last noch ca. 6V Gleichspannung übrig, genug um mit einem Low Drop Spannungsregler stabile 5V für einen Mikrocontroller bereitzustellen. Selbst bei der recht hohen Ausgangsleistung bleiben alle Bauteile kühl. Dabei werden nur recht kleine Transistoren verwendet. Das zeigt umso mehr die Leistungsfähigkeit der Schaltung. Prinzipiell ist diese Schaltung bis in den Bereich von mehreren kW Leistung skalierbar.

== Diskussionen im Forum ==

*[http://www.mikrocontroller.net/topic/118124#new Verwendung in einem Induktionsofen, MOSFETs als Schalter]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/151538#new Verwendung in einem Induktionsofen, neuer Thread]
*[http://www.mikrocontroller.net/attachment/61266/Induktive_Energie_bertragung.pdf Dokument über drahtlose Energieübertragung]

== Weblinks ==

*[http://www.serious-technology.de/kleiner-wandler.htm Sehr ausführliche Beschreibung des Aufbaus und Berechnung der Komponenten]
*[http://www.serious-technology.de/ernsthafter_wandler.htm Das Ganze nochmal in Groß]
*[http://mitglied.lycos.de/bk4/ezvs.htm MOSFET-Variante mit viel Beschreibung, allerdings mit kleinen Fehlern]
*[http://www.epcos.de/web/generator/Web/Sections/Components/Page,locale=nn,r=263286,a=422456.html noch eine MOSFET-Variante, auch mit kleineren Fehlern im Text (geschrieben vom Marketing?)]
*[[media: an14.pdf | Application Note von Zetex, englisch]]
*[[media: dn164f.pdf | Design Note von Linear Technology, englisch]]

[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]

Royer Converter

2009-10-29T08:36:11Z

Benedikt: /* Aufbau und Eigenschaften */

== Einleitung ==

Ein Royer Converter ist ein Sinus-Leistungsozillator. Er wird im Wesentlichen als Schaltnetzteil verwendet.

== Geschichtliches ==

Der Name geht auf G.H. Royer zurück, welcher diese Schaltung im Jahr 1954 entwickelte. Die originale Schaltung arbeitet mit einem Trafo mit Ferritkern, welcher zum Umschalten in die Sättigung getrieben wird. Das Ausgangssignal ist rechteckförmig. Die hier vorgestellte Version arbeitet jedoch mit einem Trafo, welcher nicht in die Sättigung geht und mittles LC Schwingkreis ein Sinussignal erzeugt. Der Trafo kann sogar als Luftspule ohne Kern ausgeführt werden.

== Aufbau und Eigenschaften ==

Der Aufbau ist sehr einfach und robust. Zwei Transistoren ([[FET|MOSFETs]] oder [[Transistor|Bipolar]]) werden wechselseitig geschaltet (Gegentaktbetrieb, engl. push pull), und damit abwechselnd die eine und die andere Spulenhäfte der Primärwicklung von Strom durchflossen. Die Schaltung ist selbstschwingend, d.h. das Steuersignal wird direkt aus dem Trafo zurückgewonnen. Damit schwingt er immer optimal auf Resonanz, ohne Abgleich und auch bei Alterung oder Temperaturänderung. Die Frequenz wird durch die Induktivität der Primärwicklung und den Kondensator C2 bestimmt (Parallelschwingkreis). Die Drosselspule L1 sorgt dafür, dass die Betriebsspannung wechselspannungsmäßig von der Mittelanzapfung von TR1 entkoppelt wird, sie wirkt als Konstantstromquelle.

[[bild:royer_bipolar.png | thumb | 400px | left | Schaltplan des Royer Converters]]

{{Clear}}

*Einfacher, robuster Aufbau
*Sinusförmige Strom- und Spannungsverläufe
*Transistoren schalten im Nulldurchgang der Spannung, dadurch geringe Schaltverluste und Störstrahlung
*Bei ausreichend großer Streuinduktivität zwischen Primär- und Sekundärwicklung ist die Schaltung kurzschlussfest.
*Vollkommen unempfindlich gegenüber Streuinduktivitäten des Trafos (im Gegensatz zu den meisten anderen Schaltnetzteiltopologien)

Besonders der letzte Punkt ist sehr interessant. Auf Grund des Aufbaus und der Funktion wird sämtliche Energie im Magnetfeld, welche nicht über die Sekundärspule ausgekoppelt wird, wieder in den Schwingkreis zurückgeführt. Damit geht nur sehr wenig Energie verloren, egal wie gut die Kopplung zwischen Sekundär- und Primärspule ist.

Der Trafo TR1 kann sehr verschieden aufgebaut sein. In einem Inverter für [http://de.wikipedia.org/wiki/Leuchtr%C3%B6hre CCFLs] ist es ein normaler Trafo mit Ferritkern. In anderen Anwendungen kann es aber auch ein kernloser Trafo sein, bei dem es zwischen Primärspule und Sekundärspule einen grossen Abstand gibt (Kontaktlose Energieübertragung).

== Formeln zum Royer Converter ==

*Resonanzfrequenz im Leerlauf <math>f_r=\frac{1}{2 \pi \sqrt{L_{pri} C_2}}</math>
*Spitzenspannung im Resonanzkreis <math>U_p = \pi \cdot U_{ein}</math>
*Spitzenstrom im Resonanzkreis <math>I_p = 2 \cdot U_{ein} \cdot \pi^2 \cdot f \cdot C_2</math>

== Hinweise ==

*Der Kondensator C2 wird auch im Leerlauf von einem recht hohen Strom durchflossen. Deshalb muss hier auf jeden Fall ein verlustarmer Typ eingesetzt werden. Entweder ein [http://de.wikipedia.org/wiki/Folienkondensator Folienkondensator] mit Polypropylen als Dielektrikum (MKP oder FKP) oder ein [http://de.wikipedia.org/wiki/Keramikkondensator Keramikkondensator] aus COG oder NP0. Andere Typen (Folie MKS, Keramik X7R, Z5U etc.) gehen '''nicht''', denn hier werden zu hohe dielektrische Veluste im Kondensator erzeugt, welche diesen erhitzen und irgendwann zerstören. Die Verluste von X7R sind ca. 20mal höher als von NP0!
*Die Transistoren sollten nur mässig überdimensioniert sein, denn Transistoren mit sehr hohen Kollektorströmen sind meist auch recht langsam.
*Die Transistoren müssen mindestens eine Sperrspannung von Pi*U_in aushalten, dann das ist die exakte Amplitude der Schwingung im Primärkreis. Praktisch sollte man aber mindestens 20% und mehr Reserve einplanen.
*Der [[Basiswiderstand]] muss experimentell ermittelt werden. Er muss so ausgelegt sein, dass die Transistoren beim Schalten nur '''schwach''' in die Sättigung gehen, um schneller wieder abschalten zu können (Stichwort Speicherzeit, engl. storage time).
*Die Drossel L1 sollte ca. den 2..3fachen Induktivitätswert der Primärwicklung haben. Je mehr, umso besser. Sie darf bei vollem Laststrom nicht in die Sättigung gehen, da dann ihre Induktivität stark absinkt.
*Die Spitze-Spitze-Spannung der Steuerwicklung darf ca. 5V nicht überschreiten, weil diese als Sperrspannung für die Transistoren wirksam wird. Die meisten Bipolartransistoren verkraften max. 5V Sperrspannung zwischen Basis und Emitter.
*Schwingt die Schaltung nicht an (Strombegrenzung am Netzteil einstellen!), ist in den meisten Fällen die Steuerwicklung verpolt.

== Ein praktisches Beispiel ==

Auf Grund der Unempfindlichkeit der Schaltung gegenüber Streuinduktivitäten ist diese Schaltung ideal für einen Trafo ohne Kern und mit grossem Abstand zwischen Primär- und Sekundärspule. Damit kann kontaktlos recht viel Energie übertragen werden. Anwendungen sind z.B. die Ladestation elektrischer Zahnbürsten oder ein Rotationstrafo für eine [http://www.google.de/cse?q=propelleruhr Propelleruhr]. Für Letzteres soll dieses Beispiel hier dargestellt werden.

Die Schaltung benutzt einfach beschaffbare Bauteile. Der Trafo wird selber gewickelt, ist aber auch vollkommen unkritisch. Wie im Bild zu sehen, wurde absichtlich ein recht grosser Luftspalt zwischen Primär- und Sekundärspule gelassen, um die Leistungsfähigkeit der Schaltung zu demonstrieren. Die Primärwicklung ist bifilar gewickelt, d.h. man nimmt den Draht doppelt und wickelt damit gleichzeitig beide Spulenhälften, welche man dann phasenrichtig verschaltet. Dadurch verbessert sich die Kopplung, das ist hier wichtig. Der Trafo hat folgende Parameter.

{| class="wikitable" style="text-align:center"
|-
! Wicklung || Windungszahl || Drahtdurchmesser [mm] || Durchmesser [mm] || Induktivität [µH]
|-
| Primär || 2x10 || 0,55 || 80 || 70
|-
| Steuer || 3 || 0,2 || 80 || -
|-
| Sekundär || 13 || 0,55 || 65 || 25
|}

[[bild:royer_prop_aufbau.jpg | thumb | 600px | left | Praktischer Aufbau]]

{{Clear}}

Mit 12V Eingangsspannung beträgt die Spannungsamplitude im Primärkreis ziemlich genau 38V. Der Leerlaufstrom der Schaltung beträgt 36mA. ABER! Der Leerlaufstrom im Schwingkreis beträgt 580mA(eff)! Hier wird klar, warum sowohl die Primärspule als auch C2 sehr verlustarm sein müssen. Die Resonanzfrequenz beträgt 105 kHz. Damit wurden folgende Messwerte erreicht.

{| class="wikitable" style="text-align:center"
|-
!Belastung || Eingangsstrom [mA] || Ausgangsstrom [mA] || Ausgangsspannung [Veff] || Wirkungsgrad [%]
|-
| Leerlauf || 36 || 0 || 7,8 || 0
|-
| 22 Ohm || 220 || 320 || 7 || 84
|-
| Gleichrichter + 22 Ohm || 190 || 270 || 6 || 71
|}

Nach Gleichrichtung mit schnellen Schottkydioden und Filterung bleiben bei 22 Ohm Last noch ca. 6V Gleichspannung übrig, genug um mit einem Low Drop Spannungsregler stabile 5V für einen Mikrocontroller bereitzustellen. Selbst bei der recht hohen Ausgangsleistung bleiben alle Bauteile kühl. Dabei werden nur recht kleine Transistoren verwendet. Das zeigt umso mehr die Leistungsfähigkeit der Schaltung. Prinzipiell ist diese Schaltung bis in den Bereich von mehreren kW Leistung skalierbar.

== Diskussionen im Forum ==

*[http://www.mikrocontroller.net/topic/118124#new Verwendung in einem Induktionsofen, MOSFETs als Schalter]
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/151538#new Verwendung in einem Induktionsofen, neuer Thread]
*[http://www.mikrocontroller.net/attachment/61266/Induktive_Energie_bertragung.pdf Dokument über drahtlose Energieübertragung]

== Weblinks ==

*[http://www.serious-technology.de/kleiner-wandler.htm Sehr ausführliche Beschreibung des Aufbaus und Berechnung der Komponenten]
*[http://www.serious-technology.de/ernsthafter_wandler.htm Das Ganze nochmal in Groß]
*[http://mitglied.lycos.de/bk4/ezvs.htm MOSFET-Variante mit viel Beschreibung, allerdings mit kleinen Fehlern]
*[http://www.epcos.de/web/generator/Web/Sections/Components/Page,locale=nn,r=263286,a=422456.html noch eine MOSFET-Variante, auch mit kleineren Fehlern im Text (geschrieben vom Marketing?)]
*[[media: an14.pdf | Application Note von Zetex, englisch]]
*[[media: dn164f.pdf | Design Note von Linear Technology, englisch]]

[[Kategorie:Spannungsversorgung und Energiequellen]]