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Analoger Telefonanschluss

2020-08-28T11:44:32Z

Pc1401:

''von Stefan Wagner''

Dieser Artikel soll einen Überblick über die Technik und Schnittstellen des analogen Telefonanschlusses geben.

BAUSTELLE!

== Grundfunktionen ==

Der analoge Telefonanschluss ist '''die''' klassische Schnittstelle zwischen einem Telefon (Endgerät) und dem Telefonnetz (Vermittlungseinrichtung). Sie geht unmittelbar auf die Entwicklungen von Philipp Reis und Alexander Graham Bell zurück. Bis zur Einführung digitaler Netzschnittstellen (wie ISDN) war sie der Standard-Netzabschluss im analogen Festnetz.

== Schnittstelle ==

Der analoge Telefonanschluss besteht aus zwei Kupferadern ("a-Ader" und "b-Ader"), die das Endgerät (Telefon, Modem etc.) mit der Vermittlungseinrichtung verbinden. (Teilnehmeranschlussleitung, TAL)

Jeder Anschluss hat ein eigenes Aderpaar (Doppelader, DA), das erdfrei geführt wird und nicht mit anderen Anschlüssen verbunden ist.

TODO: Übersichtszeichnung

== Spannungsversorgung (Speisung) ==

In der Vermittlungseinrichtung ist die TAL an eine (Gleich-)Spannungsquelle angeschlossen. Im öffentlichen Netz sind Speisespannungen von 60 bzw. 48 V= üblich, bei kleinen Telefonanlagen werden auch geringere Speisespannungen wie z.B. 24 V verwendet.

Üblicherweise hat die a-Ader das negative Potential. Beide Adern sind erdfrei geführt, dürfen also nicht mit Erdpotential verbunden werden.

In der Telefon-Denkweise ist '''b''' das '''B'''ezugspotenzial von 0 Volt. Bei Kabelmodems wird die negative a-Gleichspannung üblicherweise mit einem einfachen Inverter aus der positiven Versorgung am Hohlstecker gewonnen. Darauf verlassen kann und darf man sich jedoch nicht.

=== Schleifenwiderstand ===

Der Schleifenwiderstand ist die Summe aus dem Widerstand beider Adern und dem effektive Widerstand des Telefons. Bei langen TAL kann der Schleifenwiderstand bis zu 1500 Ω betragen.

=== Schleifenstrom ===

Der Schleifenstrom ist der Strom von der Vermittlungsstelle durch a-Ader, Telefon und b-Ader und zurück im aktiven Zustand des Anschlusses. Er soll mindestens 20 mA und maximal 60 mA betragen.

Im Ruhezustand des Anschlusses fließt kein Schleifenstrom. Die Schwelle für das Erkennen "kein Schleifenstrom" liegt (je nach Vermittlungstechnik) bei wenigen mA (meist ca. 2 mA).

== Audioübertragung ==

Das Audiosignal wird ohne weitere Umsetzung, also im Basisband, übertragen. Die Signale für Hin- und Rückrichtung teilen sich die Sprechadern ("Zweidrahtschaltung").

=== Sprechschaltung ===

Telefone enthielten als Schallwandler sehr lange ein Kohlemikrofon (Sprechkapsel) und einen dynamischen Hörer (Hörkapsel).

Das Kohlemikrofon enthält eine dünne Lage feiner Kohlekörner zwischen zwei leitfähigen Elektroden. Schalldruck presst die Kohlekörner aufeinander und Ã¤ndert so den Widerstand. Der Vorteil des Kohlemikrofons ist, dass es ein sehr günstiges "Übersetzungsverhältnis" zwischen Schalldruck und erzeugtem Sprechstrom hat und so ohne aktive Verstärkung auskommt. Nachteilig ist, dass seine Kennlinie nichtlinear ist und daher wenig "HiFi-Qualiäten" aufweist.

Ab den 1970er Jahren kamen Sprechkapseln auf, die ein Piezomikrofon und einen aktiven Verstärker enthalten. An ihren Anschlussklemmen verhalten sie sich aber immer noch so, wie eine Kohlesprechkapsel.

Ob eine Kapsel tatsächlich Kohlekörner enthält kann man ganz einfach durch Schütteln herausfinden: Die Kohlekörner machen Geräusche wie das Schütteln eines Salzstreuers.

Die einfachste Sprechschaltung ist die Reihenschaltung von Mikrofon und Hörer:
<pre>
a o--------[Lautsprecher]------[Mikrofon]---------o b
</pre>
Hauptnachteil dieser Schaltung ist, dass man das eigene Sprachsignal auch hört, und zwar lauter, als das der Gegenstelle.

Daher wird so gut wie immer eine Brückenschaltung verwendet, die das eigene Mikrofonsignal ausblendet:
<pre>
+--[Lautspr.]--+
| |
+----XXXXXX----+
==========
a o--------XXXXXXXXXX----+
| |
| ===
| |
Mikrofon |~|
| |_|
| |
b o-------------+--------+
</pre>

Der hier verwendete Übertrager hat eine mittig angezapfte primäre Wicklung und ein Übertragungsverhältnis von ca. 1:1. Das rechts sichtbare RC-Glied entspricht in etwa der Impedanz der Anschlussleitung (so, wie sie das Telefon "sieht").

Das empfangene Signal durchfließt beide Hälften der Primärwicklung in gleicher Richtung, beider Felder addieren sich und koppeln in die Hörerwicklung ein. Das Mikrofonsignal wird in die Mittenanzapfung eingespeist und durchfließt so beide Wicklungshälften gegensinnig. Da die Impedanz der Leitung und des RC-Glieds annähernd gleich sind, gilt dies auch für die Beträge der Teilströme durch beide Wicklungshälften. Die entstehenden Magnetfelder löschen sich (fast) aus, im Hörer kommt nur noch ein (erwünschtes) Restsignal an.

Da beim klassischen Telefon die gesamte Wirkleistung am Mikrofon abfiel, und da diese wegen ihrer häufigen Defekte standardisiert und leicht auswechselbar im Handapparat angeordnet wurden, erwies sich diese Stelle als perfekter Platz für Funksender zur Spionage. Das sieht man in alten Agentenfilmen. Ohne Batterie war nun das Abhören von Telefongesprächen möglich.

(Zeichnungen von Stefan Frings aus http://www.mikrocontroller.net/topic/286089?goto=3036989#3036989 )

=== Teilnehmerschaltung ===

== Abgehende Verbindung ==

=== Wählen ===

==== Impulswahl ====

Ein Wahlimpuls ist eine Schleifenunterbrechung, in den Pausen zwischen
den Impulsen ist die Schleife geschlossen.

Die vordere Flanke des Wahlimpulses soll so aussehen:
Von 100% auf 30% innerhalb von 2 ms,
von 30% auf 3 mA in 3 ms und
unter 2 mA in 10 ms (alle gerechnet ab dem Beginn des Wahlimpulses).

Die hintere Flanke des Wahlimpulses soll innerhalb von 2 ms auf nahezu 100% ansteigen.

Die Prellzeiten des Impulskontakts sollen <= 3 ms sein.

<pre>
Nenndauer:
Puls 60 ms
Pause 40 ms
</pre>
Das Verhältnis Puls/Pause soll 1,5:1 sein.

<pre>
Toleranzen 1:
Puls 52..71 ms
Pause 32..46 ms
</pre>
Verhältnis Puls/Pause min 1,4:1 und max 1,8:1

<pre>
Toleranzen 2:
Puls 54..66 ms
Pause 36..44 ms
</pre>
Verhältnis Puls/Pause min 1,45:1 und max 1,55:1

<pre>
Toleranzen 3:
Puls 57..63 ms
Pause 38..42 ms
</pre>
Verhältnis Puls/Pause min 1,45:1 und max 1,55:1

Der Toleranzbereich 1 war nur zulässig, wenn die
Wahlimpulse an der Vermittlungsstelle noch steilflankig genug ankamen
(kurze und ausreichend niederohmige Anschlussleitung). Je länger die
Anschlussleitung zur VSt, desto genauer musste der Geber sein (also
Toleranzgruppen 2 bzw. 3).

<pre>
Ziffer 1: 1 Wahlimpuls
...
Ziffer 9: 9 Wahlimpulse
Ziffer 0: 10 Wahlimpulse
</pre>

Dauer der Ziffer 0: 1000 ms +/- 100 ms

Pause zwischen zwei Ziffern min 650 ms und max. 1300 ms (der Maximalwert
gilt nur bei Wahl aus einem Speicher, nicht bei manueller Wahl)

===== Die Erdtaste =====

==== Mehrfrequenzwahl ====

Für die Mehrfrequenzwahl wird jede Wahlziffer durch einen Doppelton
(zwei parallel gesendete Frequenzen) dargestellt.

<pre>
Obere Frequenzgruppe
Hz 1209 1336 1477
Untere 697 1 2 3
Frequenz- 770 4 5 6
gruppe 852 7 8 9
941 * 0 #
</pre>

Ein Wahlsignal dauert mindestens 80 ms, die Pause zwischen zwei
Wahlsignalen ebenfalls mindestens 80 ms.

===== Die Flash-Taste =====

Standard-Flashimpuls 80 ms

Hook-Flash 300 ms

=== Hörtöne ===

Der Standard-Hörton hat etwa 440 Hz. An einer öffentlichen Vermittlungsstelle wird nach dem Belegen der Leitung (Abheben) bis zur Wahl des ersten Zeichens ein Dauerton angelegt.
In Nebenstellenanlagen wird nach dem Abheben in der Regel ein Hörton aus drei kurzen Tönen, gefolgt von einer Pause, ausgegeben (Morsezeichen "S"). (Entsprechend wurde bis in die 1970er Jahre bei öffentlichen Netzen der Hörton das Morsezeichen "A" (kurzer Ton, langer Ton, Pause) wie "Amt" verwendet.)

== Kommende Verbindung ==

=== Rufsignal ===

Um ein Telefon zu rufen, wird eine Wechselspannung (48-60V, 25 Hz) auf die Leitung gegeben.

Ganz am Anfang wurde diese Wechselspannung durch einen kleinen Generator im Telefon erzeugt, der mit einer Handkurbel betätigt wurde (Kurbelinduktor).

Später wurde die Rufspannung durch einen rotierenden Umformer (Motorgenerator) erzeugt, heute macht das ein Wechselrichter. Die Rufspannung wird zur Versorgungsspannung der Schleife addiert oder (üblicher) an Stelle der Gleichspannung auf die Schleife gelegt (rechts):
<pre>
470nF
o--------a--------||----+
60V DC |
o X
| X Klingel-Spule
o X
60V AC |
o--------b--------------+
</pre>

(Zeichnung von Stefan Frings aus http://www.mikrocontroller.net/topic/286089?goto=3036989#3037042 )

Im Telefon befindet sich ein Schallgeber, der auf Wechselspannung anspricht. FrÃ¼her war das ein elektromagnetischer Wechselstromwecker, dessen Klöppel durch den Wechselstrom hin- und herbewegt wurde und an eine oder zwei Schalenglocken stieß. Heute wird der Rufstrom gleichgerichtet und speist einen Tongenerator (Sound-IC).

Für eine elektronische Rufstromerkennung ersetzt man den Wecker durch einen Brückengleichrichter. Das gleichgerichtete Signal kann man dann auf einen Optokoppler geben.

Achtung: Das Ausgangssignal des Optokopplers ist dann eine schnelle Rechteckfolge mit der doppelten Frequenz des Rufstroms. Will man das nicht haben, schaltet man am besten zwischen Gleichrichter und Optokoppler noch ein passend dimensioniertes RC-Glied (Tiefpass).

Mechanische Wecker sind übrigens auf 25 Hz Rufstromfrequenz optimiert. Mit 50 Hz funktionieren sie zwar auch, aber es hört sich weniger gut an. Elektronische Signalgeber laufen sowohl mit 25 Hz als auch 50 Hz gleich gut.

Ein Telefon soll bei angelegtem Rufstrom weniger als 50 mA aufnehmen, d.h. der Wechselstromwiderstand soll größer als 60 V / 50 mA = 1200Ω sein.

=== CLIP ===

Bei ankommenden Anrufen werden mit FSK Modulation zwischen dem ersten und zweiten Klingeln Informationen Ã¼bertragen. 1300Hz entspricht einer 1, 2100Hz einer 0. Es wird mit 1200 Bit/s gesendet. Die relevanten Standards sind EN 300 659 und ES 200 778, welche kostenlos beim ETSI heruntergeladen werden kÃ¶nnen.

== Siehe auch ==

Die "Technische Beschreibung der Analogen WÃ¤hlanschlÃ¼sse am T-Net/ISDN der T-Com; TelefonanschlÃ¼sse ohne Durchwahl" (1 TR 110-1) findet man auf der Webseite der Telekom

Ein Auszug aus dem VorgÃ¤nger FTZ 1 TR 2 findet sich hier: http://www.mikrocontroller.net/attachment/165553/1TR2_IWV_MFV.pdf


[[Kategorie:DatenÃ¼bertragung]]

Demo Gilbertzelle

2016-03-22T11:59:30Z

Pc1401:

Die '''Gilbertzelle''' bildet einen Analogmultiplizierer, das bedeutet es werden zwei Spannungen miteinander multipliziert und das Ergebnis wieder als Spannung ausgegeben. Sehr stark verbreitet ist die Gilberzelle als Mischer in der Nachrichtentechnik und dient zum Herabsetzen der Empfangsfrequenz (RF) auf die Zwischenfrequenz (ZF) aber auch zur Amplitudenmodulation in Sendern..

Doch bevor man sich derart komplizierten Schaltungen widmet hilft eine kleine Demonstrationsschaltung beim Verständnis der Arbeitsweise. Als Anschauungsobjekt dient der [http://www.mikrocontroller.net/part/SA612 NE602/SA602/NE612/SA612]. Besonders aufschlussreich ist dabei die FFT-Funktion in Digitaloszilloskopen.

Der Theorieteil ist vorallem für Personen ohne umfangreiche Fachkenntnis und guter mathematischer Begabung sehr schwierig. Er befindet sich nur der klareren Struktur wegen an erster Stelle. Die gesamten Messungen können ohne genauere Kenntnis der Grundlagen erfolgen. Vielmehr sollen die Messungen das Interesse für die zugrundeliegende Theorie wecken und zur Lernbereitschaft motivieren.

== Allgemeine Erklärung ==
[[Datei:Prinzip-Differenzverstärker.svg|miniatur|[[Differenzverstärker]] R1 = R2 = R]]
Im Kern besteht eine Gilbertzelle aus mehreren geschickt miteinander verknüpften Differenzverstärkern. Dabei nutzt die Schaltung den Effekt, dass die Verstärkung des Differenzverstärkers vom Strom der gemeinsamen Stromsenke abhängt. Hierzu nochmals die linearisierte Formel aus dem Beitrag [[Differenzverstärker]].

:<math>U_a = I_\text{Senke} \cdot R \cdot U_d \cdot \frac{1}{2 \cdot U_\text{T}}</math>

:<math>g = I_\text{Senke} \cdot R \cdot \frac{1}{2 \cdot U_\text{T}}</math>

OTAs wie der [http://www.mikrocontroller.net/part/LM13700 LM13700] benutzen diese Art von Multiplizierer zur spannungsgesteuerten Amplitudenregelung. Da der Strom ISenke nur positiv sein darf, hat diese einfache Schaltung einen beträchtlichen Nachteil und daher macht der komplizierte Umweg über die Gilbertzelle Sinn.

=== Theorie im Detail ===
[[Datei:Prinzip-Gilbertzelle.svg|thumb|Prinzip der Gilbertzelle mit Arbeitswiderständen]]

Nebenstehend ist der prinzipelle Aufbau der Gilbertzelle dargestellt bestehend aus den drei Differenzverstärkern A, B+ und B- sowie einer Stromsenke ''I''Senke und zwei Arbeitswiderständen ''R''. Zum Verständnis dieses komplexen Gebildes braucht es zunächst eine vereinfachte Betrachtung. Hierzu werden zwei Fälle analysiert, wobei ''U''A einmal eine hohe positive Differenzspannung aufweist und das andere mal eine stark negative Spannung. Im ersten Fall schaltet T1 durch und der gesamte Strom von ''I''Senke fließt über den Zweig ''I''A1 und für Zweig IA2 bleibt nichts übrig. Bei negativem ''U''A schaltet T2 durch, womit der gesamte Strom von ISenke über den Zweig ''I''A2 fließt. Nun hängt an beiden Zweigen je ein weiterer Differenzverstärker, der allerdings nicht mehr binär angesteuert wird. Die Eingangsspannung ''U''B wird an beide Verstärker B+ und B- in gleicherweise angelegt, doch bei den Kollektorzweigen erfolgt der Zusammenschluss mit den gemeinsamen Arbeitswiderständen überkreuz. Damit hat die Verstärkung von Zweig B- gegenüber Zweig B+ den gleichen Betrag bei entgegengesetztem Vorzeichen.

Wenn sich nun mit der Polarität von ''U''A zwischen den zwei Differenzverstärkern B+ und B- hin- und herschalten lässt, dann wechselt die Spannungsverstärkung für ''U''B das Vorzeichen, das wiederum einer einfachen binären Multiplikation entspricht.

{| {{Tabelle}}
|----
| <math>U_A \gg 0 \rightarrow U_A = +1</math>
| <math>U_X = U_B \cdot v_U \cdot +1</math>
|----
| <math>U_A \ll 0 \rightarrow U_A = -1</math>
| <math>U_X = U_B \cdot v_U \cdot -1</math>
|}

Aus der Tabelle oben lässt leicht erahnen, auf welche Weise sich ''U''A in die Gleichung einfügt.

: <math>U_\text{X} = U_\text{B} \cdot v_\text{U} \cdot U_\text{A}</math>

Eine genauere Betrachtung erhärtet sich die aufgestellte These. Dabei erleichtert der Überlagerungssatz das Vorgehen erheblich.

{|
|
:<math>U_\text{X} = U_\text{X+} + U_\text{X-}</math>
|----
|Dabei gilt für die beiden Zweige B+ und B-:
|----
|
:<math>
U_\text{X+} = I_\text{A1} \cdot R \cdot U_\text{B} \cdot \frac{1}{2 \cdot U_\text{T}}
</math>
|   →  
|<math>U_\text{X+}\propto I_\text{A1} \cdot U_\text{B}</math>
|----
|
:<math>U_\text{X+} = -1 \cdot I_\text{A2} \cdot R \cdot U_\text{B} \cdot \frac{1}{2 \cdot U_\text{T}}</math>
|   →  
|<math>U_\text{X-}\propto -1 \cdot I_\text{A2} \cdot U_\text{B}</math>
|----
|
:<math>
I_\text{A1} = \frac{1}{2} I_\text{Senke} \cdot \left( 1 + U_\text{A} \cdot \frac{1}{2 \cdot U_\text{T}} \right)
</math>
|   →  
|<math>I_\text{A1} \propto U_\text{A}</math>
|----
| Deren Strom bestimmt der untere Differenzverstärker A nach:
|----
|
:<math>
I_\text{A2} = \frac{1}{2} I_\text{Senke} \cdot \left( 1 - U_\text{A} \cdot \frac{1}{2 \cdot U_\text{T}} \right)
</math>
|   →  
|<math>I_\text{A1} \propto -1 \cdot U_\text{A}</math>
|----
| || || <math>U_\text{X+} \propto U_\text{A} \cdot U_\text{B}</math>
|----
| || || <math>U_\text{X-} \propto -1 \cdot -1 \cdot U_\text{A} \cdot U_\text{B}</math>
|----
|Schlussendlich ergibt sich aus der Überlagerung von ''U'''X+ und ''U''X-:
|----
| || || <math>U_\text{X} \propto 2 \cdot U_\text{A} \cdot U_\text{B}</math>
|}

Durch Weglassen der Vereinfachung mit der Proportionalität ergibt sich nach ausführlicher Rechung:

:<math>
U_\text{X} = U_\text{A} \cdot U_\text{B} \cdot \frac{1}{2 \cdot U_\text{T}}^2 \cdot R \cdot I_\text{Senke}
</math>

Ein blinder Fleck bleibt allerdings offen, denn der Gleichtaktanteil auf der Differenzspannung ''U'''X bleibt ungeklärt. Doch wenn ISenke immer gleich bleibt, dann kann gar kein Gleichtaktanteil hinzukommen, denn was bei dem einen Arbeitswiderstand hinzukommt wird immer dem anderen genommen. Wem solche Begründungen nicht genügen, kann sich an der umfassenden Herleitung weiter unten ergötzen

Da der SA612 einen Widerstand statt einer Stromsenke besitzt sollte bei ihm der Gleichtaktanteil moglichst klein bleiben.


Bedingung für den einwandfreien Betrieb ist eine der Differenzspannung überlagerte Gleichspannung, die in der richtigen Relation zu den anderen Spannungen steht. Es gilt: UX,AP > UB,AP > UA,AP


=== Mischer ===

[[Datei:Frequenzdiagramm-Mischprodukte.svg|miniatur|Frequenzdiagramm für zwei Sinusförmige Signale (blau) und deren Mischprodukte (grün)]]

Soweit war immer von einer Multiplikation die Rede, doch stellt sich die frage, was das jetzt mit dem Mischer aus der Nachrichtentechnik zu tun hat? Mittels Mathematik lässt sich zeigen, dass eine Multiplikation die Funktion eines Mischers perfekt erfüllt. Durch Multiplikation zweier Sinussignale entstehen zwei neue Sinussignale, die jeweils die Summen- und die Differenzfrequenz der beiden Eingangsfrequenzen darstellen.
:<math>
\sin \left(A\right) \cdot \sin \left( B \right) = \frac{1}{2} \cdot \left[
\cos \left( A - B\right) - \cos \left( A + B\right)
\right]
</math>
:<math>A = \omega_A \cdot t + \varphi_A</math>
:<math>B = \omega_B \cdot t + \varphi_B</math>
:<math>A-B =
\omega_A \cdot t + \varphi_A - \omega_B \cdot t + \varphi_B
=
\omega_\Delta \cdot t + \varphi_\Delta
</math>
:<math>A+B =
\omega_A \cdot t + \varphi_A + \omega_B \cdot t + \varphi_B
=
\omega_\Sigma \cdot t + \varphi_\Sigma
</math>

Statt eine Herleitung aufzustellen wird an dieser Stelle die Richtigkeit der Eingangs gegebenen Gleichung belegt. Als Hilfsmittel dienen die Additionstheoreme aus der Trigonometrie.

:<math>
\cos \left( A-B \right) =
{ \color{Magenta} \cos \left( A \right) \cdot \cos \left( B \right) } +
{ \color{YellowOrange} \sin \left( A \right) \cdot \sin \left( B \right) }
</math>

:<math>
\cos \left( A+B \right) =
{ \color{Magenta} \cos \left( A \right) \cdot \cos \left( B \right) } -
{ \color{YellowOrange} \sin \left( A \right) \cdot \sin \left( B \right) }
</math>

:<math>
\left[ \cos \left( A-B \right) - \cos \left( A+B \right) \right] =
{ \color{Magenta} 0} +
{ \color{YellowOrange} 2 \cdot
\sin \left(A\right) \cdot \sin \left( B \right) }
</math>

:<math>
\frac{1}{2} \cdot \left[
\cos \left( A-B \right) - \cos \left( A+B \right)
\right] =
\sin \left(A\right) \cdot \sin \left( B \right)
</math>

Jetzt fehlt in der Gleichung nur noch Amplitude und Spannungsverstärkung.
:<math>
U_{A,Spitze} \cdot \sin \left(A\right) \cdot
U_{B,Spitze} \cdot \sin \left( B \right) \cdot v_U =
\frac{1}{2} \cdot U_{A,Spitze} \cdot U_{B,Spitze} \cdot v_U \left[
\cos \left( A - B\right) - \cos \left( A + B\right)
\right]
</math>

== Schaltung ==

Für den Aufbau der Schaltung benötigt ein geübter Löter etwa acht Stunden. Anschließend kommen noch zwei bis drei Stunden für die Messexperimente hinzu.

=== Schaltungsblöcke ===

Den Kern der Schaltung bildet der SA612 als Mischer mit integriertem Oszillator. Für eine saubere Aussteuerung des Mischers ist eine saubere Dimensionierung des Oszillator erforderlich, denn die Amplitude an Pin 6 (Anschluss O) sollte 200 mVss bis 300 mVss betragen. Entsprechend ist eine strikte Einhaltung der Werte erforderlich.

Den anderen großen Block bildet der Sägezahngenerator, welcher als oberwellenreiches Modulationssignal dient. Bei ihm zeigen sich deutlich die Seitenbänder aus dem Mischprodukt. Wegen seiner schlechten EMV ist der NE555 umfangreich gegen Spannungsrippel auf der Versorgungsspannung abgesichert.

Zur Entkopplung des Gleichstromanteils dient ein Resonanzübertrager mit ausreichend Bandbreite. Eine Testlast sorgt bei Bedarf für Leitungsanpassung.

<gallery>
Datei:Demo-Gilbertzelle-SA612.svg|Mischer mit Oszillator L1 = 10 µH (Q>70 @ 2 MHz) C1 = 2,7 bis 3,3 nF C2, C3 = 3,3nF
Datei:Gilbertzelle-Demo-Saegezahngenerator.svg|Sägezahngenerator
Datei:Demo-SA612 Last und Uebertrager.svg|Testlast und Resonanzübertrager als Balun
</gallery>

Über die Steckverdrahtung bieten verschiedene Stellpotis die Möglichkeit zur Justierung der Signale von einem Schaltungsblock zum Anderen. Mit dem Abschwächer wird das Sägezahnsignal auf einen für den Mischer akzeptable Aussteuerung verkleinert. Das Balance-Poti demonstriert, das ein Mischer auch Gleichspannung multiplizieren kann. Das DC-Poti zusammen mit dem Abschwächer zeigt das Zusammenspiel von Gleich- und Wechselspannung.

Der Mischer verfügt über einen differentiellen Eingang. Daher soll auch der Unterschied zwischen differentieller und massebezogener Einspeisung eines Blicks gewürdigt werden. Hierbei hilft eine halb Emitter-, halb Kollektorschaltung mit Gegentaktsignal am Ausgang.

Multipliziert man ein Sinussignal mit sich selbst, dann tritt eine Frequenzverdoppelung auf. Zur Impedanz und Pegelanpassung dient hierzu ein zu den Gegebenheiten des SA612 passender Impedanzwandler, der bei entsprechender Steckverdrahtung das Oszillatorsignal anzapft.

Da eine 9V-Blockbatterie im Neuzustand mehr als 9V liefert, aber der SA612 nicht mehr verträgt sorgt eine Diode für ausreichend Spannungsabsenkung. Zudem ist es ein hervorragender Verpolschutz, der bei Experimentierschaltungen immer angezeigt ist. Eine LED zeigt Betriebsbereitschaft an und ein Ausschalter erspart das Abstecken der Versorgungsspannung mit den Risiko von Kurzschlüssen.

<gallery>
Datei:Demo-Gilbertzelle-Potis.svg|Verschiedene Stellpotis
Datei:Demo-Gilbertzelle Symmetrierender Verstärker.svg|Symmetrierender Verstärker
Datei:Impedanzwandler für Quadrierer.svg|Impedanzwandler zur Anzapfung des Oszillators und anschließender Frequenzverdopplung
Datei:Demo GilbertzelleAnschluss fuer Versorgungsspannung.svg|Anschluss für die Versorgungsspannung
</gallery>

=== Aufbau ===

[[Datei:Demo Gilbertzelle-fertig-aufgebaut-finale-Version.jpg|miniatur|Finale Version fertig aufgebaut]]
[[Datei:Gilbertzelle-demo-protoyp-oben.JPG|miniatur|Prototyp von oben]]
[[Datei:Gilbertzelle-demo-protoyp-unten.JPG|miniatur|Prototyp von unten]]

Der Aufbau hat nach dem Schaltplan zu erfolgen, ansonsten kann es zu EMV-Problemen kommen und als Resultat tritt eine Verfälschung der Messergebnisse auf. Die Ursache liegt vorallem beim IC NE555 aber auch im Oszillatorkreis die beide im Abschnitt EMV kurz behandelt werden.

Die Schaltung kann mit einer 9V-Blockbatterie betrieben werden und minimiert dadurch die Rüstzeiten und Geräteaufwand. Die Batterielebensdauer beträgt etwa 20 Stunden.

Zusätzlich sind einige Drahtbrücken mit Steckschuhen zum Umstecken der Versuchsanordnung nötig. Insgesamt braucht es acht Brücken und alle sollten aus Isolierten Drähten bestehen. Sechs davon sollte man verdrillen, damit Garantiert keine Störungen aus- oder einkoppeln und die beiden Steckschuhe wegen der Verwechslungsgefahr farblich markieren.

Der Übertrager muss selbst gewickelt werden und an die entsprechenden Lötnägel gelötet werden, wofür der Ringkern FT50-61 vorgesehen ist. Wegen kapazitiver Kopplung müssen die beiden Wicklungen jeweils auf getrennten Hälften liegen. Zudem sollte die Resonanzfrequenz geprüft werden. Hierzu baut man sich aus einem 1kΩ-Widerstand, einem Taster und zwei Steckschuhen eine Brücke zur Versorgungsspannung und das andere Ende der Wicklung muss mit Masse verbunden sein. Damit belegt man eine Seite des Übertragers mit Strom. An der anderen Seite des Übertragers misst man mit einem 10:1-Tastkopf das DSO im Normal-Triggermodus. Beim Loslassen des Tasters zeigt sich dann eine ausklingende Schwingung entsprechend der Resonanzfrequenz. Die Frequenz sollte bei etwa 2MHz, eher leicht darüber, liegen. Bei zu geringer Resonanzfrequenz können die Kondensatoren C4 und C5 nacheinander entfernt, werden bis es in etwa passt.

Für optimale Schwingkreisgüte des Oszillators kann die (Zylinder-)Spule L1 etwa 2mm von der Platine abgehoben werden, da das Außenfeld der Spule in den darunterliegenden Leiterbahnen und Lötaugen Wirbelstromverluste erleidet. Bei der Messung des Oszillators kann der Rückgang der Oszillatoramplitude beobachtet werden, wenn man eine Schraubenzieherspitze an den Spulenkörper hält.

=== Inbetriebnahme ===

Die folgende Anleitung zur Inbetriebnahme soll sicherstellen, dass wesentliche Teile der Schaltung in der vorgesehenen Weise arbeiten.

Die Versorgungsspannung hat etwa 8,5 Volt und ist mit bis zu 0,5 Volt Abstrichen sowohl am SA612, wie am NE555 vorhanden. Die Stromaufnahme liegt bei ca. 15 mA bzw. 10mA bei der CMOS-Variante des 555. Theoretisch liegt die Spitze-Spitze-Spannung am Ausgang S des Sägezahngenerators bei 1/3 Versorgungsspannung. Tatsächlich sind es allerdings etwas mehr, das unter anderem an den Laufzeitverzögerungen im NE555 liegt. Die Frequenz sollte im Bereich von 100 kHz liegen und über das Poti vom Sägezahngenerator einstellbar sein.

Aufgrund der hohen Schwingkreiskapazitäten kann an Pin 7 ohne Sorge die Oszillatorspannung mit Tastkopf (10:1 → 10..20 pF) und Oszilloskop (AC-Kopplung) gemessen werden. Der Wert soll dabei zwischen 200 mVss und 300 mVss betragen und die Frequenz bei etwa 2 MHz liegen. (Bei zuviel Amplitude C16 erhöhen, bei zu wenig verringern)
Mit dem Multimeter lassen sich an den Mischereingängen A1 und A2 jeweils 1,4 V Gleichspannung messen. Die Ausgänge X1 und X2 weisen gegen Versorgungsspannung einen Wert von jeweils 1,25V auf. Nun wird der Eingang A1 gegen Masse kurzgeschlossen, der Mischer steuert nun die Verstärkung des Oszillatorsignals voll durch, das jeweils zu 1200 mVss an den Ausgängen X1 und X2 führt. Bei Oszillatorspannungen im oberen Bereich ist auch ein Übersteuern möglich.

[[Datei:Modulation-mit-Sägezahn-symmetrisch-ohne-Last.bmp|miniatur|Modulierter Schmetterling]]
Als letztes wird noch die Aussteuerung mit Modulationsspannung begutachtet. Dazu wird die Sägezahnspannung S an den Eingang E des Symmetrierverstärkers angeschlossen. Dessen Ausgangsspannungen A1 bzw. A2 sollten in etwa die gleiche Amplitude aufweisen und jeweils einen Stellbereich von 120 mVss oder etwas mehr erreichen, wenn A1 und A2 mit den Eingängen A1 und A2 des Mischers verbunden sind. Im weiteren wird nun die Ausgangsspannung X1 bzw. X2 des Mischers gemessen, wobei das Oszilloskops auf die Sägezahnspannung S triggert. Je nach Potistellung des Verstärkers sollte bis etwa 1200 mVss ein eher eckiger, darüber ein eher runder Schmetterling als Ausgangsspannung X1 bzw. X2 entstehen. Die Eingangsspannungen von A1 und A2 betragen betragen an dieser Grenze jeweils etwa 80 mVss.

=== Schaltpläne und Materialliste ===

<gallery>
Datei:Lochraster-Layout Demo Gilbertzelle Gesamtplan.svg|Gesamtplan als SVG erstellt mit Inkscape 0.47
Datei:Demo Gilbertzelle-Lochraster-Layout Beschriftung.png|Beschriftung
Datei:Lochraster-Layout Demo Gilbertzelle-Bestueckung.png|Bestückungsansicht
Datei:Demo Gilbertzelle Lochraster-Layout Verdrahtung.png|Verdrahtungsansicht
</gallery>

;Materialliste

{| {{Tabelle}}
! colspan="4" | Widerstände
|----
! Stückzahl
! Typ
! Wert
! Position
|----
| 4x || Widerstand || 10Ω || R8, R9, R10, R12
|----
| 3x || Widerstand || 100Ω || R7, R11, R19, R21
|----
| 1x || Widerstand || 220Ω || R4
|----
| 2x || Widerstand || 1kΩ || R20, -
|----
| 3x || Widerstand || 1,5kΩ || R1, R2, R18
|----
| 2x || Widerstand || 1,8kΩ || R13, R22
|----
| 1x || Widerstand || 2,2kΩ || R5
|----
| 2x || Widerstand || 5,6kΩ || R3, R6
|----
| 1x || Widerstand || 6,8kΩ || R14
|----
| 2x || Widerstand || 22kΩ || R15, R24
|----
| 1x || Widerstand || 47kΩ || R26
|----
| 4x || Widerstand || 100kΩ || R16, R17, R23, R25
|----

! colspan="4" | Potis
|----
! Stückzahl
! Typ
! Wert
! Position
|----
| 1x || Trimmpoti || 1kΩ ⌀ 10mm || P3
|----
| 1x || Trimmpoti || 5kΩ ⌀ 10mm || P4
|----
| 1x || Trimmpoti || 10kΩ ⌀ 10mm || P2
|----
| 2x || Trimmpoti || 25kΩ ⌀ 10mm || P1, P6
|----
| 1x || Trimmpoti || 250kΩ ⌀ 10mm || P5
|----

! colspan="4" | Kondensatoren
|----
! Stückzahl
! Typ
! Wert
! Position
|----
| 2x || Kerko || 10pF || C4, C5
|----
| 1x || Kerko || 2,7nF || C16
|----
| 2x || Kerko || 3,3nF || C14, C15, C16
|----
| 1x || Foko || 5,6nF || C8
|----
| 9x || Foko || 10nF || C1, C6, C7, C13, C17, C18, C19, C21, C22
|----
| 12x || Foko || 100 nF || C3, C9, C10, C11, C12, C20, C23, C24, C25, C26, C27, C28
|----
| 1x || Elko || 22µF bis 100 µF || C2
|----

! colspan="4" | Halbleiter
|----
! Stückzahl
! Typ
! Wert
! Position
|----
| 1x || LED || 3mm || D1
|----
| 1x || Diode || 1n4148 || D2
|----
| 2x || npn-Transistor || BC547B || T3, T4
|----
| 2x || pnp-Transistor || BC557B || T1, T2
|----
| 1x || IC || NE555 / TLC555 / ... || IC2
|----
| 1x || IC || NE602 / NE612 / SA602 / SA612 || IC1
|----

! colspan="4" | Sonstiges
|----
! Stückzahl
! Typ
! Wert
! Position
|----
| 1x || Schiebeschalter || RM2,5 (Reichelt: T681 oder NK236) || S1
|----
| 1x || Übertrager || 1:1 @ 150 µH (FT50-61 AL 69nH 47 Wdg. + Lackdraht D: 0,28mm x l: 2m) || ÜT
|----
| 2x || Sockel || Dil-8 || IC1, IC2
|----
| 1x || Drossel || 10µH || L1
|----
| 36x || Lötnägel || 1mm || -
|----
| 20x || Steckschuhe || 1mm || -
|----
| 9x || 130mm Isolierterdraht || (Lackdraht D: 0,5mm / l: 1,2m) || -
|----
| 1x || Batterieclip || 9V || -
|----
| 1x || Batterie || 9V-Block || -
|----
| 1x || Lochrasterplatine || 160mmx100mm Europaformat || -
|----
| 7x || Schraube || M3x12mm || -
|----
| 7x || Mutter || M3 || -
|----
| 1x || Taster || beliebig || -
|----
|}

== Messexperimente ==

[[Datei:Voll-ausgesteuert-mit-Gleichspannung-4.bmp|miniatur|Mischerausgang mit maximaler Aussteuerung über Gleichspannung (nur Träger)]]
Nachdem schon bei der Inbetriebnahme einige Eckdaten vermessen wurden folgen jetzt umfangreichere Untersuchungen. Die einfachste Ansteuerung eines Multiplizierers ist Gleichspannung, die dann als Amplitudenregler für das Oszillatorsignal dient. Hierzu wird das Balance-Poti mit den beiden Eingängen A1 und A2 des SA612 verbunden. Das Oszilloskop triggert am besten (z. B. mit dem Triggereingang) auf den Oszillatorkreis O und gleichzeitig werden die Ausgänge X1 und X2 beobachtet während am Balance-Poti herumgedreht wird. Entsprechend dem Drehwinkel ändert sich die Ausgangsamplitude und deren Vorzeichen bezogen auf das getriggerte Oszillatorsignal.

Zur Vollständigkeit wird die Last zwischen die Ausgänge X1 und X2 geschaltet. Dabei halbiert sich die Ausgangsspannung, womit Leistungsanpassung vorliegt.

Unschön fällt auf, das sich mit der Steuerspannung A1 und A2 auch der Arbeitspunkt von X1 und X2 verschiebt. Wem nur ein Zweikanal-Oszilloskop zur Verfügung steht, sollte daher auch mal nur beide Ausgangsspannungen gleichzeitig messen. Nach den Betrachtungen im Theorieteil sollte das nicht passieren, doch hat der SA612 keine Stromsenke sondern einen Widerstand. Das führt dann zu derartigen Gleichtaktstörungen, die das Banalce-Poti provoziert.

Jetzt wird zwischen Ausgang und Last der Resonanzübertrager eingefügt und die Verstärkung ''v''U bei 400 mVss gemessen. Wer gerne Tabellen ausfüllt, Diagramme zeichnet und Dinge genau betrachtet sollte die Linearität des Multiplizierers begutachten in dem er die Spannung über der Last mit dem Balance-Poti in Schritten von 200 mVss erhöht und die zugehörige Eingangsspannung misst. Solange ''v''U konstant bleibt ist der Multiplizierer im linearen Bereich. (Eine Teil der Nichtlinearität liegt evtl. auch in der Gleichtaktstörung durch das Balance-Poti.). Statt des Spitze-Spitze-Wertes setzt die Berechnung hier den Spitzenwert voraus. Da der zweite Oszillatoreingang der Gilbertzelle nicht direkt zugänglich ist, wird der Spannungswert am Messpunkt O vom Oszillatorkreis angezapft. (NXP gibt dabei an, das diese Spannung intern durch drei dividiert wird, [http://www.standardics.nxp.com/support/documents/rf/pdf/an1994.pdf AN1994 für SA605])

:<math>U_{X,Spitze} \approx 2 \cdot U_{X1,Spitze} \approx 2 \cdot U_{X2,Spitze}</math>
:<math>U_{A,Spitze} = \frac{1}{2} \left( U_{A1} - U_{A2} \right)</math> (Multimeter zwischen A1 und A2)
:<math>U_{X,Spitze} = v_U \cdot U_{O,Spitze} \cdot U_{A,Spitze}</math>
:<math>v_U = \frac{U_\text{X,Spitze}}{U_\text{O,Spitze} \cdot U_\text{A,Spitze}}</math>

Der Wert vU besitzt einen direkten Zusammenhang mit dem Conversion-Gain, der im Abschnitt [[#Begriffe]] näher erläutert wird.

<div style="clear:both;"></div>
[[Datei:Modulation-mit-Saegezahn-Unsymmetrisch-03.bmp|miniatur|Modulation des Trägersignals mit Sägezahnspannung]]
Im nächsten Schritt erfolgt die Modulation der Oszillatorspannung mit dem Sägezahn S vom NE555. Zur Signalanpassung wird zusätzlich die Abschwächerschaltung zwischengeschaltet und erst dann an die Eingänge A1 und A2 des SA612 geführt. Weiterhin handelt es sich um ein pseudodifferentielles Signal. Die Triggerung erfolgt auf die Sägezahnspannung. Desweiteren werden di Ausgänge X1 und X2 mit Last vermessen. An denen zeigt sich ein etwas verschrobener Schmetterling, der je nach Potistellung runder oder eckiger wirkt. Mit zwischengeschaltetem Übertrag vor der Last erscheint dann ein Bild, das mehr dem Schmetterling aus der Inbetriebnahme entspricht. Somit besteht auch bei Ansteuerung mit Wechselspannung die Gleichtaktproblematik weiter.

Mit der Stopp-Funktion im DSO kann am Ausgangssignal der Phasensprung, das invertieren des modulierten Oszillatorsignals, im Nulldurchgang der Hüllkurve bewundert werden.

Abschließend lohnt sich noch ein Vergleich der Eingangsamplitude mit dem Bereich konstanter Verstärkung vU. Beide sollte grob miteinander übereinstimmen.

<div style="clear:both;"></div>
[[Datei:Modulation-mit-Saegezahn-FFT-06.bmp|miniatur|Spektrum für Modulation mit Sägezahn (kein Träger)]]
Zur Gegenüberstellung erfolgt nun die Speisung des SA612 mit einem Gegentaktsägezahn aus dem Gegentaktverstärker. Ein differentielles Signal besteht aus zwei zueinander invertierten Signalen gleicher Amplitude und benötigt keine Masse als Bezugspotential. Bei der Betrachtung von X1 und X2 (mit Last) fällt unmittelbar das Fehlen der Gleichtaktstörungen auf. Nun bräuchte es gar keinen Übertrager zur sauberen Signalauskopplung, doch vergeudet man so die Hälfte des Signalpegels von der ungenutzten Mischerhälfte.

Nun soll noch das modulierte Signal im Frequenzbereich begutachtet werden. Hierzu erfordert es ein DSO mit FFT-Funktion oder einen Spektrumanalysator. Aus der Anzahl der Speicherpunkte N und der Abtastrate fs lässt sich auf die Frequenzauflösung Δω der FFT-Operation schließen. Folglich sollte für eine feine Frequenzauflösung keine unnötig hohe Samplerate eingestellt werden.

:<math>\Delta \omega = \frac{1}{2} \cdot N \cdot f_s</math>

Bei etwa 2 MHz sollten sich die symmetrischen Seitenbänder des Sägezahns befinden. Die Oszillatorfrequenz als Träger fehlt, links und rechts davon die Oberwellen. Das es sich um den aufmodulierten Sägezahn handelt zeigt sich durch verstellen der Sägezahnfrequenz (P1) bei laufender Messung.

[[Datei:Quadrieren-09.bmp|miniatur|Mischer als Frequenzverdoppler]]
Eine spannende Frage ist, was passiert, wenn ein Sinussignal mit sich selbst multipliziert wird. Nach dem Mischerformel ergibt sich eine Summenfrequenz und eine Differenzfrequenz. Die Summe zweier gleicher Frequenzen bedeutet eine Frequenzverdopplung.

:<math>f_{\Sigma} = f_{Osz} + f_{Osz} = 2 \cdot f_{Osz}</math>
:<math>f_{\Delta} = f_{Osz} - f_{Osz} = 0\,</math>

Mathematisch findet sich dieser Grundsatz in den Doppelwinkelfunktionen.

:<math>\cos (2x)= 1 - 2 \sin^2 x</math>
oder umgedreht
:<math>\sin (\omega t) \cdot \sin (\omega t) = \sin^2 (\omega t) = \frac{1}{2} - \frac{1}{2} \cos (2 \omega t)</math>

Für die weiteren Messungen wird der Oszillatorkreis mit dem Impedanzwandler angezapft werden und von dort pseudodifferentiell in den Eingang A1 des Mischers eingespeist werden. Als Trigger für das Oszilloskop dient die Oszillatorspannung, die zusammen mit der Ausgangsspannung X1 bzw. X2 gemessen wird. Die Ausgangsspannung hat wie erwartet exakt die doppelte Frequenz der Eingangsspannung. Der Übertrager samt Last eleminiert wie schon in vorangegangenen Messungen die Gleichtaktprobleme.
<div style="clear:both;"></div>

[[Datei:Saegezahn-und-Gleichspannung-mit-FFT-11.bmp|miniatur|Spektrum für Modulation mit Träger]]
Damit die Hüllkurve des modulierten Signals einem Sägezahn entspricht muss eine Gleichspannung beigemischt werden, die den Nulldurchgang des Eingangssignals verhindert. Hierfür wird auf Eingang A1 am Mischer das DC-Poti angeschlossen und die Ausgänge X1 und X2 über den Übertrager mit der Last verbunden. Die Spannung über der Last wird auf 200mVss eingestellt. Jetzt kommt an Eingang A2 noch der Sägezahn über den Abschwächer hinzu und wird so eingestellt, dass eine schöne Sägezahnhüllkurve an der Last zustande kommt. Zuletzt wird die FFT-Operation auf das Ausgangssignal durchgeführt. Die Trägerfrequenz ist nun deutlich erkennbar.

Die Messbilder beziehen sich auf einen fehlerhaft dimensionierten Oszillatorkreis und können daher leicht abweichen. So bleibt der Reiz an der eigenen Messung erhalten.

== Übertrager und Induktivitäten ==

Zwangweise besitzen Übertrager immer auch eine Induktivität und einen entsprechenden Blindwiderstand. Der nimmt in relation zu den hohen Ausgangsimpedanzen des NE612 problematische Ausmaße an. Als Abhilfe dient ein parallelgeschalteter Kondensator, der eine Blindstromkompensation bewirkt. Die Ausgangsimpedanz und die Lastimpedanz verhindern dabei das aus der LC-Kombination ein Schwingkreis wird. Bei der genaueren Untersuchung der Impedanzcharakteristik hilft eine einfache Schaltungssimulation (etwa mit LTspice).

Bei der praktischen Umsetzung kommen weitere Probleme hinzu. Da reale Spulen noch eine parasitäre Kapazität aufweisen, sollte die auch bei der Blindstromkompensation berücksichtigt werden. Hinzu kommt der 10:1-Tastkopf beim Messen, speziell bei dieser Demonstrationsschaltung. Ermitteln lassen sich diese Störeffekt durch die Untersuchung der Eigenresonanz. Dazu braucht es einen Taster, einen Widerstand und eine Spannungsquelle. Der Widerstand und der Taster liegen in Reihe zur Spule und zusammen an der Spannungsquelle, wobei der Tastkopf die Spannung über die Spule misst. Nach dem Öffnen des Taster schwingt die Spule mit ihrer Eigenresonanz. Aus der Frequenz lässt sich auf die Kapazität schließen, wobei noch die Tastkopfkapazität abgezogen werden muss.

Die parasitäre Kapazität einer Spule hängt stark von der Wicklungstechnik ab. Im Fall des Übertragers wurden getrennte Wicklungen gewählt. Alternativ sind insbesondere bei Symmetriergliedern noch geschickt miteinander verdrillte Wicklungen gängig (auch als bifilar bekannt). Wegen der spezifischen Kapazität zwischen den einzelnen Wicklungen erfolgt die Einodrnung in Balun und Unun.

== EMV ==
[[Datei:NE555-EMV-ausser rand und band.bmp|miniatur|Spannungsschwankungen beim Schalten des NE555 und schlechter EMV]]

Mischer sind Bestandteil von Empfangsschaltungen und arbeiten daher mit kleinen Signalen. Abgesehen von diesen Demonstrationsschaltungen macht ein Lochrasteraufbau aufgrund der Störeinstrahlungen keinen Sinn und abschirmende Masseflächen sind unumgänglich. Komplexere Schaltungen, etwa mit einem Digitalteil, erfordern mindestens Grundkenntnisse im EMV-gerechten Schaltungsentwurf. Dass EMV-Störungen aus Unachtsamkeit schnell bedeutsame Ausmaße erlangen, zeigt das nebenstehende Oszillogramm von den Spannungsschwankungen entlang der Masseleitung des Prototypen.

== SA612&co ==

Von dem vorgestellten Mischer-Baustein sind mehrere Versionen erscheinen, darunter: NE602, SA602, NE612 und SA612. Dabei sind aus dem Datenblatt nur geringe Unterschiede ersichtlich wie etwa der Temperaturbereich und weisen laut [http://soldersmoke.blogspot.com/2009/06/na5n-on-ne602.html dieser Geschichte] ansonsten identische Kenndaten auf.

{| {{Tabelle}}
|+ '''Eingang'''
!
! pseudodifferentiell
! differentiell
|----
!Widerstand
| 1,5 kΩ
| 3 kΩ
|----
!Kapazität
| 3 pF
| 1,5 pF
|----
!Aussteuerung
| 80mVs/160mVss
| 80mVs/160mVss
|----
|}

[[Datei:Oszillator-quarz-27MHz.svg|miniatur|Dimensionierungsvorschlag für 27MHz-Quarz]]
[[Datei:Oszillator-quarz-5MHz.svg|miniatur|Dimensionierungsvorschlag für 5MHz-Quarz]]
{| {{Tabelle}}
|+ '''Oszillator'''
!
! pseudodifferentiell
|----
|Widerstand
| ca. 20 kΩ
|----
|Kapazität
| 1,5…2,5 pF
|----
|Aussteuerung
| 200…300 mVss
|----
|}

Ein zusätzlicher Widerstand von Pin 7 gegen Masse verbessert die Hochfrequenzeigenschaften der Oszillatorstufe. Der Widerstand sollte bei 22 kΩ liegen und niedrigere Werte können den internen Abgleich stören.

{| {{Tabelle}}
|+ '''Ausgang'''
!
! pseudodifferentiell
! differentiell
|----
!Widerstand
| 1,5 kΩ
| 3 kΩ
|----
!Aussteuerung mit Last
| 300mVs/600mVss
| 600mVs/1200mVss
|----
! Max. Ausgangsleistung
| 2 × -19 dBm
| -13 dBm
|}

Die Ausgangsleistung stellt die Summe beider Mischprodukte dar. Auch wenn das ZF-Filter eine Frequenz des Mischprodukts weg filtert, bleibt das Signal bei der Berechung der möglichen Ausgangsleistung berücksichtigt. Der Conversion-Gain beträgt laut Datenblatt 17 dB, was einer Leistungsverstärkung von 50 für die Mischprodukte entspricht und eine Spannungsverstärkung von 7, bezogen auf das Eingangssignal, bedeutet. Dabei erhalten die Summen- und Differenzfrequenz je die Hälfte der Leistung.

== Anwendungsbereiche ==

Das sich die Gilbertzelle als Mischer eignet wurde bereits gezeigt. Daraus folgt, dass sich die Schaltung auch als Amplitudenmodulator verwendbar ist. Für den Multiplizierer in PFC-Reglern reicht wahrscheinlich schon ein ein Zwei-Quadranten-Multiplizierer. Als Quadrierer taugt ein Multiplizierer in entsprechend codierten Bitströmen zur Taktrückgewinnung.

== Begriffe ==

Zur Beschreibung von Mischern gibt es zahlreiche Parameter.

* Conversion-Gain
* IP3 (IIP3)
* Spurious-Product
* Isolation (LO->RF)
* Rauschzahl
* Empfindlichkeit
* 1dB-Komperssionspunkt
* Bandbreite

Weiterführende Verweise zu den Begriffen finden sich im Abschnitt [[#Weblinks]] im Unterpunkt Allgemeines zu Mischern. Nachfolgend sei nur kurz auf IP3 und Conversion-Gain eingegangen.

=== IP3 ===
[[Datei:Mischer-modell-ip3.svg|miniatur|Modell für Nichtlinearitäten]]
[[Datei:Im3-frequenzen.svg|miniatur|Lage der IM3-Frequenzen]]
Der IP3 gibt Auskunft über die Höhe von Intermodulationsprodukten dritter Ordnung (IM3). Durch kaum vermeidbare Nichtlinearitäten entstehen im Eingang des Mischers immer Mischprodukte zwischen den Empfangsfrequenzen und deren Oberwellen. Durch das Zusammenspiel zweier Empfangssignale entstehen dabei die IM3 nach folgender Formel.

:<math>f_{IM3{,}1} = 2 \cdot f_1 - f_2</math> und <math>f_{IM3{,}2} = 2 \cdot f_2 - f_1</math>

Die IM3 überlagern anschließend andere Empfangssignale die auf deren Frequenz liegen und können deswegen bei schwachen Signalen zu Störungen führen.

Andere Mischprodukte und Oberwellen spielen dagegen eine geringere Rolle.

=== Conversion-Gain ===

Der Conversion-Gain gibt das Verhältnis zwischen der zugeführten Signalstärke und der abgegebenen Signalstärke an. Der Pegel des lokalen Oszillators bleibt unberücksichtigt und weißt eine konstante Amplitude gemäß der Spezifikationen auf. Weiterhin muss man beachten, das das Mischprodukt immer aus zwei Teilen besteht, für die Berechung des Conversion-Gains wird die Summe der beiden Teile herangezogen. Entsprechend liegt die Leistungsverstärkung für den ZF-Kreis, der typsichen Anwendung eines Mischers um 3 dB niedriger als es der Conversion-Gain angibt.

:<math>G_c = \frac {P_{ab}}{P_{zu}}</math>

:<math>g_c (in\ dB) = 10\,\log(G_c)\,[dB]</math>

:<math>v_c = \sqrt{G_c} = 10^{\frac{g_c}{20\,dB}}</math>

:<math>v_c = \frac{U_X}{U_A}</math>

Bei passiven Mischertypen wird von Conversion-Loss gesprochen, da passive Komponenten keine Verstärkung bieten.

Den Bogen zu dem im Theorieteil genannten Parameter vu schlägt die nachfolgende Formel, die auch den Einfluss des Oszillatorpegels aufzeigt. Je größer die Oszillatorspannung desto höher fällt der Conversion-Gain aus.

:<math>v_U = v_c \cdot \frac {1}{U_\text{O,Spitze}}</math>
:<math>v_c = U_\text{O,Spitze} \cdot v_U</math>

== Diverse ICs mit Gilbertzelle ==

Hochfrequenzbauteile sind bei den üblichen Versandhändler für Hobbyelektroniker rar gesäät. Daher hier eine kleine Liste gängiger ICs und Bezugsquellen.

* MC1496
* AD633 (Geringe Bandbreite)
* AD831 (bis 400 MHz)
* LT5560
* MC1350 (AGC-Verstärker, alternativ NTE746)
* MC13135
* [http://www.datasheets.org.uk/SN76514-datasheet.html SN76514] "uralt"(1971), nicht mehr in Produktion
* [http://www.intersil.com/products/deviceinfo.asp?pn=HFA3101 HFA3101]
* UPA101
* [http://www.analog.com/en/rfif-components/mixersmultipliers/ad8343/products/product.html AD8343], [http://www.analog.com/en/rfif-components/mixersmultipliers/products/index.html#Mixers weitere Typen von AD]
* [http://pdf1.alldatasheet.com/datasheet-pdf/view/88985/HP/IAM81008.html IAM81008] bis 5GHz, HP/Agilent/Avagotech, wird nicht mehr produziert, ebenso wie (höher aussteuerbar) [http://www.alldatasheet.com/datasheet-pdf/pdf/64728/HP/IAM-82008.html IAM82008]
* [http://www.hittite.com/products/index.html/category/279 HMC...] Mischer von Hittite.com bis zu 18 GHz
* [https://estore.rfmd.com/RFMD_OnlineStore/Browse.aspx?Family=Downconverters RFMX...] Abwärtsmischer von RF Micro Devices [https://estore.rfmd.com/RFMD_OnlineStore/Browse.aspx?Family=Upconverters und Aufwärtsmischer]

== Andere Mischertypen ==

Praktische jedes nichtlineare Bauteil eignet sich mehr oder weniger als Mischer. Hier eine kleine Auswahl verbreiteter Schaltungstypen.

* Dioden-Ringmodulator
* Passive FET Mixer (ähnlich dem Dioden-Ringmodulator nur mit FETs)
* Active FET Mixer (Gilbertzelle mit FETs)
* Logarithmierer + Delogarithmierer (RC4200)
* Bulk-Driven Mixer
* Analog-Multiplexer (74HC4066)

== Umfassende mathematische Herleitung der Gilbertzelle==
Diese Herleitung dient dem Beweis, dass die Gilbertzelle einen "linearen" Multiplizierer darstellt und ist nicht weiter für die Anwendung der Schaltung relevant. Die Indizierung bezieht sich dabei auf das Schaltbild der Gilbertzelle im Abschnitt [[#Allgemeine Erklärung|Allgemeine Erklärung]].

;Abhängigkeiten zwischen den Strömen und Spannungen

:<math>\begin{align}
I_{X1} &= I_{A1-B1} + I_{A2-B2} \\
I_{X2} &= I_{A1-B2} + I_{A2-B1} \\
I_{A2} &= I_\text{Senke} - I_{A1} \\
I_{A1-B2} &= I_{A1} - I_{A1-B1} \\
I_{A1-B2} &= I_{A1} - I_{A1-B1} \\
I_{A2-B2} &= I_{A2} - I_{A2-B1} \\

I_{A1} &= \tfrac12 I_\text{Senke} \cdot \left( 1 + U_A \frac{1}{2\,U_T}\right) \\

I_{A1-B1} &= \tfrac12 I_{A1} \cdot \left( 1 + U_B \frac{1}{2\,U_T}\right) \\

I_{A2-B1} &= \tfrac12 I_{A2} \cdot \left( 1 + U_B \frac{1}{2\,U_T}\right) \\

U_{X} &= I_{X1} \cdot R1 - I_{X2} \cdot R2
\end{align}</math>

;"Geschicktes" Einsetzen

:<math>\begin{align}
I_{X1} &= I_{A1-B1} + I_{A2} - I_{A2-B1} \\
&= I_{A2} + I_{A1-B1} - I_{A2-B1} \\
I_{X2} &= I_{A1} - I_{A1-B1} + I_{A2-B1} \\

I_{A2-B1} &= \frac12 \left( I_\text{Senke} - I_{A1}\right) \cdot \left( 1 + U_B \frac{1}{2 \, U_T}\right) \\

U_{X} &= R \cdot \left( I_{X1} - I_{X2} \right) \\
R &= R1 = R2
\end{align}</math>

;Ausmultiplizieren und "geschicktes" Einsetzen

:<math>\begin{align}
I_{X1} &= I_\text{Senke} - I_{A1} + I_{A1-B1} - I_{A2-B1} \\
&= - I_{A1} + I_{A1-B1} - I_{A2-B1} + I_\text{Senke} \\

I_{X2} &= I_{A1} - I_{A1-B1} + I_{A2-B1} - I_\text{Senke} + I_\text{Senke} \\
&= -\left(-I_{A1} + I_{A1-B1} - I_{A2-B1} + I_\text{Senke} \right) + I_\text{Senke} \\

I_{A2-B1} &= \tfrac12 I_\text{Senke} \cdot \left( 1 + \frac{U_B}{2 \, U_T}\right) - I_{A1-B1} \\

I_{A1-B1} &= \tfrac14 I_\text{Senke} \cdot \left( 1 + \frac{U_A}{2 \, U_T}\right) \cdot \left( 1 + \frac{U_B}{2 \, U_T}\right)

\end{align}</math>

;In ''I''X1 einsetzen und Substitution mit ''T''A und ''T''B

:<math>\begin{align}
I_{X2} &= -I_{X1} + I_\text{Senke} \\
T_A &= \left( 1 + \frac{U_A}{2 \, U_T}\right) \\
T_B &= \left( 1 + \frac{U_B}{2 \, U_T}\right) \\
I_{X1} &=
- \tfrac12 I_\text{Senke} \cdot T_A
+ \tfrac14 I_\text{Senke} \cdot T_A \cdot T_B
- \left(\tfrac12 I_\text{Senke} \cdot T_B
-\tfrac14 I_\text{Senke} \cdot T_A \cdot T_B
\right)
+ I_\text{Senke}

\end{align}</math>

;''I''Senke ausklammern und kürzen
:<math>
I_{X1} = \left(- T_A + T_A \cdot T_B - 2 \right) \cdot \frac{1}{2} I_\text{Senke}
</math>

;Wieder Einsetzen

:<math>
I_{X1} =
\left[ - \left( 1 + \frac{U_A}{2 U_T}\right)
+ \left( 1 + \frac{U_A}{2 U_T}\right)
\cdot \left( 1 + \frac{U_B}{2 U_T}\right)
- \left( 1 + \frac{U_B}{2 U_T}\right)
+ 2 \right]
\cdot \frac{1}{2} I_\text{Senke}

</math>

;Klammern auflösen

:<math>
I_{X1} =
\left[ - 1 - \frac{U_A}{2 U_T}
+ 1 + \frac{U_A}{2 U_T} + \frac{U_B}{2 U_T}
+ \frac{U_A U_B}{4 U_T^2}
- 1 - \frac{U_B}{2 U_T}
+ 2 \right]
\cdot \frac{1}{2} I_\text{Senke}
</math>

;Kürzen

:<math>
I_{X1} =
\left[ 1 + \frac{U_A U_B}{4 U_T^2} \right]
\cdot \frac{1}{2} I_\text{Senke}
</math>

;''I''X1 in ''I''X2 einsetzen

:<math>
I_{X2} =
-\left[ 1 + \frac{U_A U_B}{4 \cdot U_T^2} \right]
\cdot \frac{1}{2} I_\text{Senke}
+ I_{Senke}</math>

;Kürzen

:<math>
I_{X2} =
\left[ 1 - \frac{U_A U_B}{4 U_T^2} \right]
\cdot \frac{1}{2} I_\text{Senke}
</math>

;''I''X1 und ''I''X2 in ''U''X einsetzen

:<math>
U_{X} = R \cdot \left[
\left( 1 + \frac{U_A U_B}{4 U_T^2} \right)
\cdot \frac{1}{2} I_\text{Senke}
-
\left( 1 - \frac{U_A U_B}{4 U_T^2} \right)
\cdot \frac{1}{2} I_\text{Senke}
\right]
</math>

;Auflösen der Klammer und kürzen

:<math>
U_{X} = U_A \cdot U_B \cdot \frac{1}{4 U_T^2} \cdot R \cdot I_\text{Senke}
</math>

== Zielgruppe / Intension ==

* Amateurfunker mit großem Interesse für Technik
* Ingenieure und Studenten mit Interesse am Einstieg in den Bereich Mischer
* Für Auszubildende und Fachkräfte als Messobjekt mit bemerkenswerten Eigenschaften, unter Auslassung des Theoriebereichs.

== Literatur ==
* Frank Sichla: ''HF-Technik mit dem NE/SA 602/612''. beam-Verlag, 2006, ISBN 978-3-88976-054-8.
:Wer gute Literatur kennt, bitte ergänzen!

== Weblinks ==
; Forum
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/200572 Der Thread für Fragen und Diskussion] zum Projekt.

; Vergleichbare Projekte
* [http://www.electronics-tutorials.com/devices/602.htm NE602 or NE612 Double Balanced Mixer]

; Allgemeines zu Mischern
* [http://www.iis.ee.ethz.ch/stud_area/fachpraktika/PDFs/IS7.pdf Einführung zum Thema Mischer] (Praktikumsanleitung, ETH Zürich)
* [http://www.hft.tu-berlin.de/fileadmin/fg154/HFT/Skript/HFTII/MI.pdf Mischerprinzipien] (Skript, TU Berlin)
* [http://www.informationsuebertragung.ch/Extras/Mischer.pdf Weiter Einführung zum Thema Mischer] (Skript, FH Nordwestschweiz)
* [http://www.radio-electronics.com/info/rf-technology-design/mixers/rf-mixers-mixing-basics-tutorial.php RF mixer and RF mixing tutorial] für die Freunde der englischen Sprache
* [https://dokumente.unibw.de/pub/bscw.cgi/d1795579/mixer1_new.pdf Umfangreiches und anschaulich gestaltetes Skript]
* [http://www.hochfrequenzbraune.de/Nichtlinearitaeten_und_Intermodulation.pdf Mathematischer Hintergrund der Intermodulationsprodukte]
:Weiter Informationen finden sich leicht unter den Suchbegriffen "Gilbertzelle", "Gilbert cell", "Gilbertmischer" oder "Gilbert mixer"

; Interessante Projekte mit Mischern

* [http://www.golddredgervideo.com/kitsandparts/doubleballancedmixer.htm Messungen an einem Diodenringmischer]
* Elektor: Fledermäuse hören. Erschienen in Ausgabe 475, Juli/August 2010 ([http://www.elektor.de/jahrgang/2010/juli-047-august/fledermause-horen.1396180.lynkx Kauf-Download])
* Elektor: Fledermausohr. Erschienen in Ausgabe 439, Juli 2007 ([http://www.elektor.de/jahrgang/2007/juli/fledermausohr.197215.lynkx Kauf-Download])

:Wer gute Links kennt, bitte ergänzen!

;Applicationnotes von NXP
* [http://www.nxp.com/documents/application_note/AN1982.pdf AN1982]
* [http://www.nxp.com/documents/application_note/AN1983.pdf AN1983]
* [http://www.nxp.com/documents/application_note/AN1993.pdf AN1993]
* [http://www.nxp.com/documents/application_note/AN1994.pdf AN1994]

[[Kategorie:Projekte]]

Labornetzgeräte

2016-03-18T07:44:58Z

Pc1401: Braunen Müll entsorgt

== Funktionen ==

=== Einfache Labornetzteile ===

* Getrennte Anzeige von Soll- und Ist-Werten
* Höhere Messgenauigkeit der Istwerte als bei einfachen Geräten
* Einstellbare Grenzwerte für Strom, Spannung, Leistung
* Alarm/Abschaltung bei Überschreitung von einstellbaren Schwellwerten
* Programmierbare Spannungs-/Stromverläufe
* Master-Slave-Funktion für Reihen-/Parallelschaltung von mehreren Geräten
* Analoge Schnittstelle für Soll- und Istwerte
* PC-Schnittstelle

== Wichtige Eigenschaften ==

=== Lineare Netzgeräte vs. Schaltnetzgeräte ===

Es gibt bei Labornetzgeräten sowohl linear geregelte als auch Schaltnetzteile.

Lineare Netzgeräte haben den Vorteil, dass die Regelung üblicherweise schneller und genauer ist. Die Ausgangskapazität ist bei linearen Netzgeräten relativ klein, dadurch kann die Strombegrenzung sehr schnell ansprechen.

Schaltnetzgeräte haben dagegen einen besseren Wirkungsgrad, erzeugen also weniger Abwärme und sind kleiner und leichter als lineare Netzgeräte gleicher Leistung. Deshalb sind vor allem Labornetzgeräte mit hoher Leistung bevorzugt als Schaltnetzteil aufgebaut.

Wenn bei Schaltnetzgeräten eine sehr kleine Ausgangs-Spannung eingestellt wird, wird diese oft nicht sauber ausgeregelt. Meistens brauchen solche Geräte eine bestimmte Mindestspannung am Ausgang.

Weiterhin besteht bei Schaltnetzteilen die Gefahr, dass am Ausgang Störungen sichtbar sind, die durch die interne PWM erzeugt werden.

Weiterhin gibt es auch Geräte, bei denen ein Schaltnetzteil und eine lineare Regelung kombiniert sind. Dadurch werden die Vorteile von beiden Verfahren kombiniert, es ergeben sich dadurch aber auch einige Probleme:

* Bei schnellen Laständerungen kann es passieren, dass das Schaltnetzteil nicht schnell genug nachregelt. Dadurch ändert sich das Regelverhalten und die Ausgangsspannung bzw. Strom sind dann nicht mehr so stabil wie bei einem richtigen linear geregelten Netzgerät.

* Bei schnellen periodischen Laständerungen kann es zusätzlich passieren, dass die Verlustleistung im Linearregler sehr viel höher wird als im Betrieb mit konstanter Ausgangsleistung. Da die lineare Endstufe meistens nicht dafür dimensioniert ist, kann es hier thermische Probleme geben.

=== Verlustleistung und Kühlung ===

Das ist vor allem bei linear geregelten Geräten ein sehr wichtiges Kapitel, da eine gute Kühlung relativ viel Geld kostet und die Gerätehersteller hier gerne sparen. Folgende Punkte sollten hier beachtet werden:

==== Passive Kühlung oder Kühlung mit Lüfter ====
Geräte mit passiver Kühlung erzeugen keine Geräusche, was ein großer Vorteil ist. Passive Kühlung ist aber nur bei Geräten mit relativ geringer Leistung üblich. Bei Lüfter-gekühlen Geräten sollte darauf geachtet werden, dass der Lüfter relativ ruhig läuft.

==== Außenliegender Kühlkörper ====
Bei passiv gekühlten Geräten kann der Kühler ziemlich warm werden. Wenn der Kühler außen am Gehäuse montiert ist, besteht die Gefahr, dass man ihn versehentlich berührt und sich verbrennt oder dass wärmeempfindliche Gegenstände (z.B. kunststoff-isolierte Leitungen) bei Berührung beschädigt werden. Deshalb sollte man Geräte bevorzugen, bei denen der Kühler innerhalb des Gehäuses montiert ist.

==== Lüftungsschlitze ====
Bei Geräten, die Lüftungsschlitze auf der Oberseite haben, besteht die Gefahr, dass Gegenstände reinfallen können, wodurch das Gerät beschädigt werden kann. Weiterhin kann es passieren, dass der Luftstrom durch die Schlitze behindert wird, wenn man etwas auf dem Gerät ablegt oder mehrere Geräte aufeinander stapelt.
Je nach dem, wo das Gerät aufgestellt werden soll, können deshalb seitliche Lüftungsschlitze vorteilhaft sein. Allerdings sind seitliche Lüftungsöffnungen meistens mit einem aktiven Lüfter kombiniert.

==== Dimensionierung der Kühlkörper und Leistungstransistoren ====
Bei vielen billigen Netzgeräten ist die Kühlung zu knapp dimensioniert. Das kann man relativ einfach testen, indem man den Ausgangsspannung und Strom jeweils auf Maximalwerte einstellt und dann den Ausgang kurzschließt.

In diesem Zustand sollte das Gerät längere Zeit (einige Stunden) betrieben werden, bis alles thermisch eingeschwungen ist. Dann muss bei allen Leistungsbauteilen die Temperatur gemessen werden, am einfachsten geht das mit einer Wärmebildkamera. Es sollten nach Möglichkeit keine Temperaturen oberhalb von 100°C auftreten. Wärme-empfindliche Bauteile (z.B. Elkos) sollten nicht wärmer als 70°C sein.

Besonders kritisch sind hier:
* Netztrafo
* Gleichrichter
* Leistungstransistoren und Kühlkörper

=== Stabilität und Genauigkeit ===

Wichtige Eigenschaften bei Labornetzgeräten ist die Stabilität und die Genauigkeit.

==== Stabilität ====

Damit wird angegeben, wie konstant ein eingestellter Wert über einen längeren Zeitraum gehalten wird. Hier ist wichtig, dass das Gerät einen kleinen Temperaturkoeffizient hat, so dass die Ausgangsspannung auch bei Temperaturschwankungen möglichst stabil bleibt.

==== Genauigkeit ====

Hier muss unterschieden werden zwischen der Anzeigegenauigkeit und der Einstellgenauigkeit.

Die Genauigkeit der Anzeige gibt an, wie genau die angezeigte Ausgangsspannung oder Strom mit der tatsächlichen Spannung übereinstimmt (siehe dazu auch Artikel [[Auflösung und Genauigkeit]]).

Die Einstellgenauigkeit gibt an, wie genau ein bestimmter Sollwert eingestellt werden kann und wie gut die tatsächlichen Werte mit den Sollwerten übereinstimmen. Bei Geräten mit digitaler Sollwertvorgabe muss hier die kleinste Schrittweite beachtet werden.

== Weitere Funktionen ==

=== Schnittstelle ===

Einige Labornetzgeräte bieten eine Schnittstelle zum PC, damit können sie als per Software steuerbares Netzgerät verwendet werden. Will man das Netzgerät per Mikrocontroller steuern, so sind Typen mit [[RS232]] Anschluß den Typen mit [[USB]] vorzuziehen.

=== Beleuchtung ===

Folgende Display-Arten sind bei Labornetzgeräten üblich:
* Analoginstrument (unbeleuchtet oder beleuchtet)
* LCD 7-Segment Anzeige (unbeleuchtet oder beleuchtet)
* LCD Punktmatrix-Anzeige (in der Regel beleuchtet)
* LED 7-Segment Anzeige (selbstleuchtend)
* OLED-Anzeigen (selbstleuchtend)
* VFD-Anzeigen (selbstleuchtend)

Anzeigen mit Beleuchtung bzw. selbstleuchtende Anzeigen sind wesentlich besser ablesbar als unbeleuchtete LCD-Anzeigen. Da Labornetzgeräte immer am Netz betrieben werden, ist der Stromverbrauch der Beleuchtung nicht relevant.

Unbeleuchtete LCD-Anzeigen sind bei schlechter Beleuchtung oder ungünstigem Blickwinkel manchmal schlecht ablesbar, bei 7-Segment LED-Anzeigen ist die Ablesbarkeit wesentlich besser.

Mit 7-Segment Anzeigen lassen sich allerdings nur Ziffern und einige wenige Buchstaben darstellen. Für Geräte mit komplexen Einstellungen und Menu-Führung werden deshalb häufig Punkt-Matrix LCD-Anzeigen verwendet.

Mit VFD-Anzeigen [http://de.wikipedia.org/wiki/Fluoreszenzanzeige], die ebenfalls sehr gut ablesbar sind, könnnen auch komplexe Menüs dargestellt werden. Diese haben einen sehr weiten Blickwinkel und sehr scharfe und klare Zeichen. Allerdings sind diese Anzeigen relativ teuer, weshalb sie vor allem in eher teueren Geräten eingesetzt werden.

== Vergleichstabelle Labornetzgeräte ==

In den folgende Tabellen werden wichtige technischen Daten einiger aktueller Labornetzgeräte zusammengestellt. Um die Übersichtlichkeit zu erhöhen, werden die Geräte eingeteilt in einfache Geräte und Geräte mit Zusatzfunktionen

Die Einteilung geschieht aufgrund der Funktionen, die die Geräte bieten. Das ist also keine Aussage über die Qualität der Geräte.

=== Einfache lineare Labornetzgeräte ===

Hier werden Geräte aufgelistet, welche neben den Grundfunktionen (Strom- und Spannungseinstellung, Anzeige der Istwerte) keine weiteren Funktionen besitzen.

{| border="1" class="wikitable sortable" id="einfache"
|-
!Hersteller
!Bezeichnung
!Preis [EUR]
!Spannung [V]
!Strom [A]
!Kanäle
|-
|Agilent
|E3616A
|620
|35
|1.7
|1
|-
|Hameg
|HM8040-3(Benötigt HM8001)
|280
|20 + 20 + 5
|0.5 + 0.5 + 1
|3
|-
|Peaktech
|6080
|50
|15
|3
|1
|-
|McVoice
|WNT0-15-2000
|38
|15
|2
|1
|-

|Statron
|2223.1
|150
|30
|2.5
|1
|-
|Statron
|2250.0
|225
|40
|5
|1
|-
|Statron
|2229.2
|260
|40 + 40
|2.5 + 2.5
|2
|-
|Statron
|2229.5
|340
|32 + 32 + 5
|3 + 3 + 3
|3
|-
|Statron
|2225.6
|310
|30 + 30
|5 + 5
|2
|-
|Voltcraft
|PS-1302 D
|95
|30
|2
|1
|-
|Voltcraft
|VLP 1303pro
|180
|30 + 6
|3 + 2
|2
|-
|Voltcraft
|VSP 2403
|345
|40 + 40 + 6
|3 + 3 + 1.5
|3
|}

=== Einfache Schaltnetzgeräte ===
{| border="1" class="wikitable sortable" id="einfache"
|-
!Hersteller
!Bezeichnung
!Preis [EUR]
!Spannung [V]
!Strom [A]
!Kanäle
|-
|Delta Elektronika
|ES 030-5
|624
|30
|5
|1
|-
|Quatpower
|LN-3003
|40
|30
|3
|1
|}

=== Netzgeräte mit Zusatzfunktionen ===

Diese Geräte haben mindestens folgende Funktionen:
* abschaltbare Ausgänge
* Anzeige der Sollwerte für Strom und Spannung

{| border="1" class="wikitable sortable" id="hochwertige"
|-
!Hersteller
!Bezeichnung
!Preis [EUR]
!Spannung [V]
!Strom [A]
!Kanäle
!linear/getaktet
|-
|Agilent
|U8001A
|290
|30
|3
|1
|linear
|-
|Agilent
|E3616A
|620
|35
|1.7
|1
|linear
|-
|Agilent
|E3643A
|690
|35 / 60 (umschaltbar)
|1.4 / 0.8
|1
|linear
|-
|Agilent
|E3632A
|990
|15 / 30 (umschaltbar)
|7 / 4
|1
|linear
|-
|BK Precision
|BK 1786
|490
|32
|3
|1
|linear
|-
|BK Precision
|BK 1788
|615
|32
|6
|1
|linear
|-
|BK Precision
|BK 9130
|685
|30 + 30 + 5
|3 + 3 + 3
|3
|linear
|-
|EA Elektro-Automatik
|PSI 6032-03
|425
|32
|3
|1
|linear
|-
|EA Elektro-Automatik
|EA-PS 2042-06B
|235
|42
|6
|1
|getaktet
|-
|EA Elektro-Automatik
|EA-PS 2342-06B
|580
|42 + 42 + 6
|6 + 6 + 4
|3
|getaktet
|-
|EA Elektro-Automatik
|EA-PS 3032-05B
|355
|32
|5
|1
|linear
|-
|EA Elektro-Automatik
|EA-PS 8032-10 DT
|940
|32
|10
|1
|getaktet
|-
|ELV
|PPS 5330
|120
|30
|3
|1
|linear
|-
|ELV
|SPS 5630
|200
|30
|6 (max. 75W)
|1
|getaktet
|-
|Hameg
|HM7042-5
|685
|32 + 32 + 5,5
|2 + 2 + 5
|3
|linear
|-
|Hameg
|HMP2020
|1190
|32 + 32
|10 + 5
|2
|getaktet + linear
|-
|Hameg
|HMP2030
|1500
|32 + 32 + 32
|5 + 5 + 5
|3
|getaktet + linear
|-
|Rigol
|DP832 **)
|362
|30 + 30 + 5
|3 + 3 + 3
|3
|linear
|-
|Voltcraft
|VLP 1405pro
|1190
|40 + 6
|5 + 2
|2
|linear
|-
|PeakTech
|1885
|270
|40
|5
|1
|getaktet
|-
|Voltcraft
|VLP 2403pro
|320
|40 + 40 + 6
|3 + 3 + 2
|3
|linear
|-
|Voltcraft
|VSP 2410
|470
|40 + 40 + 6
|10 + 10 + 1.5
|3
|getaktet
|-
|TTI
|EX355R
|330
|35
|5
|1
|Mixed-mode (getaktet + linear)
|-
|TTI
|EX354RD
|480
|35 + 35
|4 + 4
|2
|Mixed-mode (getaktet + linear)
|-
|TTI
|EX354RT
|540
|35 + 35 + (1,5-5)
|4 + 4 + 5
|3
|Mixed-mode (getaktet + linear)
|}

**) Das Rigol DP832(A) schaltet die Ausgänge nicht physisch/galvanisch ab. Die Power-MOSFETs der Ausgangsstufe werden lediglich auf Soll-NULL gesetzt. Dies kann bei Drift auch durchaus ungleich 0,00 Volt bedeuten!

== Siehe auch ==

[[Kategorie:Grundlagen]]
[[Kategorie:Spannungsversorgung_und_Energiequellen]]

Richtiges Designen von Platinenlayouts

2014-09-18T07:21:55Z

Pc1401: Tippfehler und Unsachliches entfernt, kleine Erweiterung

Beim Erstellen von Platinenlayouts muss man vieles beachten. Dieser Artikel zählt auf, was man machen sollte (Dos), und was man keinesfalls machen sollte (Don'ts).
Der Grund hierfür ist, das die "Regeln" (besser eigentlich "Bedingungen") sehr umfangreich und komplex sind. Dazu kommt, das es eigentlich keine Regel ohne Ausnahme geht, und zusätzlich zu den rein elektrotechnischen Anforderungen noch mechanische und chemische so wie betriebswirtliche Anforderungen bestehen. Siehe dazu diesen [http://www.mikrocontroller.net/topic/305443#3280240 Diskussionsbeitrag (letzter Absatz)].

== Gutes Platinenlayout (Dos) ==

* Berechne nach dem Erstellen des Schaltplans, welche Ströme über die Leiterbahn fließen werden und bestimme anhand dessen deren minimale Breite. Faustformel: 0,35mm können ohne nennenswerte Erwärmung mit einem Ampere belastet werden. Kritische Leitungen sollten als Vorgabe für den Layouter in der Zeichnung vermerkt werden. Weiteres siehe unter [[Leiterbahnbreite]].
* Halte die Leiterplatte möglichst kurz. Jeder Leiterzug wirkt wie eine Antenne, welche Störungen aussendet und empfängt.
* Nutze die freien Flächen zwischen den Leiterzügen und verbinde sie mit einer Masse (Polygone). So kann man Strahlung von außen abschirmen und oft Abstrahlung minimieren. Vermeide aber freie Kupferflächen, die nicht an GND angeschlossen sind.
* Geize nicht mit [[Kondensator#Entkoppelkondensator | Blockkondensatoren]]. Für jeden VCC-Pin o.ä. ist mindestens ein 100nF Kondensator, bei schnelleren Sachen evtl. ein kleinerer (z. B. 10nF) einzusetzen. Ausserdem kann es meist notwendig sein, pro IC noch zusätzlich einen 10µF Kondensator und eine Ferritperle (engl. bead) zur Entkopplung von Vcc zu spendieren.
* Digitale und analoge Signale getrennt routen und nur in einem Punkt verbinden. Und zwar idealerweise am [[AD-Wandler]], falls dieser vorhanden ist, sonst in der Nähe des Spannungsreglers. Eine Massefläche für analoge und digitale Schaltungsteile sollte durchgängig sein, getrennte Masseflächen sind nur in sehr seltenen Fällen sinnvoll.
* Nutze die Anschlüsse der bedrahteten Bauelemente für Durchkontaktierungen.
* Wenn es sich nicht vermeiden lässt 230V (400V) Netzspannung auf die Platine zu führen, so trenne die Bereiche der Kleinspannung und Netzspannung deutlich voneinander und mit vieeel Platz. Dabei unterscheidet man zwischen Luft- und Kriechstrecken. Eine Kriechstrecke ist die Strecke auf der Oberfläche einer Leiterplatte oder eines Bauteils. Die Luftstrecke ist sozusagen die kürzeste Verbindung zwischen den beiden Potentialen. Die Luft- und Kriechstrecken betragen zwischen 3 und 8 mm. Maximale Spannung z.b. 3kV/cm, bei lackierten Platinen 1kv/mm. Der notwendige Abstand hängt von der Gefährdung ab, siehe auch [[Leiterbahnabstände]].
* Möglichst eine großflächige Ground-Plane für Masseverbindungen.

== Schlechtes Platinenlayout (Don'ts) ==

* Analoge und digitale Schaltungsteile direkt ohne Filter aus der gleichen Stromquelle versorgen.
* Nicht beachtet, dass Ströme im Kreis fließen, und damit empfindliche Signale zusammen mit pulsierenden Versorgungsströmen über die gleichen Bahnen geleitet
* Digitale Signalleitungen in unmittelbarer Nachbarschaft analoger Signale
* Zu wenig Abstand zwischen Leiterplattenrand und Leiterzügen
* 90° oder spitze Winkel beim Routen von Leiterbahnen. Entgegen der weit verbreiteten Annahme hat das nur sehr wenig Auswirkungen auf die HF-Eigenschaften. Es sind mehr fertigungstechnische (Ablösung von Ecken, schlechteres Ätzen) und ästhetische Gründe (Aussehen, Packungsdichte der Leitungen). Mehr dazu im Artikel [[Wellenwiderstand#Leitungsf.C3.BChrung_und_Layout | Wellenwiderstand]].
* Durchkontaktierungen auf SMD-Pads. Beim maschinellen Löten läuft das Flussmittel bzw. das Lötzinn in die Bohrung ab, und fehlt auf dem Pad. Die Fehlerhäufigkeit steigt. Bei speziellen Footprints (große Ballgrid Arrays) oder thermal Vias geht es aber nicht anders, als Vias in Pads unterzubringen. In diesem Falle müssen die Vias "geplugged" oder "getented" werden. Eine weitere Möglichkeit ist es, einen Überschuss an Lötpaste auf das Pad aufzubringen (dickeren Siebdruckstencil), oder die Vias mit Barrieren aus Lötstopplack zu umgeben, aber nicht abzudecken
* Durchkontaktierungen von beiden Seiten mit Stopplack verschließen. Es könnten Feuchtigkeit oder gar Ätzrückstände darin zurückbleiben und beim Löten der Stopplack abplatzen oder Korrosion auftreten (ggf. Hersteller fragen)
* Bestückdruck auf Lötpads platziert
* Keine Testpunkte, keine Befestigungsbohrungen
* Zu wenig Durchkontaktierungen bei hohen Strömen
* Entkoppelkondensatoren über unnötig lange Leiterbahnen angebunden
* Keine Groundplane

== Vorgehen bei der Layouterstellung ==
* Umrisse der Platine festlegen, dabei Bruchkanten eventueller Nutzen beachten
* Befestigungsbohrungen festlegen, dabei ausreichend Platz für Schraubenköpfe und Werkzeuge freihalten (Sperrflächen verlegen)
* Steckverbinder platzieren, dabei den 3D-Zusammenhang mit anderen Platinen im Bezug auf Kabeldrehung und -knickung beachten, gfs Steckverbinder um 180 gedreht, um Sonderkabel zu vermeiden und auch nicht völlig am Rand, wegen Biegeradius von Flachbandkabeln / Zwischenraum zur Gehäusewand
* Bauteile platzieren, dabei möglichst zusammengehörige Bauteile nebeneinander platzieren. Die Verbindungen (Luftlinien, engl. air wires) möglichst kurz und kreuzungsarm halten. Idealerweise erst die grossen und hohen Bauteile festlegen, dabei Einbaumasse und -raum beachten, auch um Bezug auf Wärementwicklung
* Stromversorgung der ICs verlegen, dabei Abstand zu Kanten unn kritischen Signalen /-eingängen beachten. Ebenso Kriechstrecken beachten
* Kritische Signale wie Takte, Sensoreingänge etc ohne Lagewechsel verlegen, ggf. guard lines verwenden
* Restliche Signale verlegen
* Masseflächen füllen
** Masseflächen können eine Schaltung deutlich verbessern, wenn sie richtig benutzt werden. Sie können aber auch genau das Gegenteil bewirken, wenn sie als automatisches Wundermittel betrachtet werden.
** Die Masseverbindung aller ICs muss zunächst direkt verlegt werden.
** Erst wenn die Masse komplett layoutet ist, kann man die Massefläche auffüllen. Damit verhindert man, dass vielleicht ein IC nur über eine sehr dünne Verbindung angeschlossen wird, welche man in der Massefläche übersieht.
** Masseflächen sind nur dann wirklich wirksam, wenn sie möglichst durchgängig sind. Wenn sie durch viele Leitungen zerschnitten werden, sinkt ihre Wirksamkeit massiv und sie können sich zu einem EMV-Problem entwickeln (Abstrahlung von Energie, Streifen- und Schlitzantennen). Bei zweilagigen Platinen ist es aber kaum möglich, dass Masseflächen nicht zerstückelt werden. Auf jeden Fall darauf achten, das KEINE Zipfel oder Streifen Massefläche existieren, die nicht an mindestens beiden Enden mit anderen Masseflächen verbunden sind. Für "Systeme" aus solchen Masseflächen gilt gleiches, d.h. die Masseflächen müssen auch untereinander gut vernetzt werden. Wenn dieses nicht erreicht werden kann, so ist die Massefläche besser wegzulassen.
** Bei Platinen mit vier oder mehr Lagen wird meist eine Lage für die Masse (GND) verwendet. Hier hat man den Luxus, dass man GND nicht manuell layouten muss sondern einfach die ICs an die Massefläche anschließt. Aber Vorsicht! Bei Schaltreglern und Leistungsstufen für Motoren und Ähnlichem ist es oft besser bzw. notwendig, auf Masseflächen zu verzichten und statt dessen mit dicken Leitungen bzw. kleineren Polygonen die Ströme sternförmig zu führen.
** Des weiteren ergibt sich bei Platinen mit vier oder mehr Lagen die Möglichkeit, auch die Spannungsversorgung ("+ Leitung") als Fläche auszuführen. Grundsätzlich gelten hierbei die gleichen Empfehlungen wie für die Masseflächen. Diese beiden Stromversorgungslagen sollten in dem Sinne, dass sie einen großen, verteilten Kondensator darstellen, der extrem impedanzarm ist, möglichst dicht zusammen liegen. Bei einem Multilayeraufbau mit vier Lagen wären das z.B. die beiden inneren Lagen. Zusätzlich sollten die beiden Lagen öfters mit keramischen Kondensatoren verbunden werden, mindestens an jedem IC zur Spannungsversorgung.
* Für die Bestückung und das Bedrucken mit Lotpaste sind Passermarken (engl. Fiducials) nötig. Diese Passermarken werden normalerweise als Kreuze oder besser als runde Pads (z.B 1mm) ausgeführt und von Kupfer freigestellt (2mm, Nicht in die Masseflächen einbeziehen). Die Passermarken werden dann von Lötstop freigegstellt und im Stencil/Lotpastensieb mit eingebracht. Auf jede zu bestückende Seite sollten zwei Passermarken diagonal auf den Boards eingebracht werden. Andere Vorschläge zielen darauf ab, die Passermarken nicht für das komplette Board, sondern immer extra für spezielle "kritische" Footprints einzusetzten. Passermarken zur Platinenfertigung setzten sich die Platinenfertiger selbstständig ausserhalb der Platinen nach ihren eigenen Bedürfnissen. Die Passermarken für die Bestücker werden voraussichtlich von den Bestückern auch noch adaptiert, so dass sie lediglich als Platzhalter zu verstehen sind, damit Raum beim routen dafür ausgespart bleibt.
*Der Bestückungsdruck wird am Ende ausgerichtet. Dazu sollte man nahezu alle Lagen ausblenden und nur die Lagen für Bestückungsdruck, Umrisse und Lötstopmaske anzeigen lassen. Dann richtet man die Beschriftungen so aus, dass sie neben den Bauteilen aber nicht auf den Flächen der Lötstopmaske liegen, denn dort gehört die Lotpaste und später der Anschluss der Bauteile hin. Bei sehr dicht bestückten Platinen muss man den Bestückungsdruck teilweise oder vollständig weglassen. Dort platziert man die Bauteilbezeichnung direkt auf dem Bauteil. Damit kann man den Bestückungsdruck wenigstens auf Papier drucken und somit indirekt nutzen. Eingige Profi-CAD-Programme haben dafür auch getrennte Ebenen (engl. Layer).

== Siehe auch ==

* [[EMV]]
* [[Eagle im Hobbybereich]]
*[http://www.mikrocontroller.net/forum/read-6-178710.html#254235 Forumsbeitrag]: Regeln beim Platinenentwurf
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/93602#804338 Forumsbeitrag]: Vorschlag für Lötpads bei Hobbyeinsteigerplatinen
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/306233#new Forumsbeitrag]: Über spezielle Padformen (Teardrop, Snowman, Oktogon)
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/231263#new Forumsbeitrag]: Suche gutes Buch über Layout-Techniken (Literaturtipps und Links).
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/305443#3286008 Forumsbeitrag]: Tutorials zu Platinenlayout
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/310971#new Forumsbeitrag]: Tipps zum Routen und Entflechten von Platinen.
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/313990#3393319 Forumsbeitrag]: Das Routen von LVDS Signalen.

==Links==
* [http://www.ilfa.de/design-optimierung.html Optimierung von Layouts]
*[http://www.ilfa.de/designrichtlinien Weitere Dokumente zum Thema professionelle Platinenherstellung]
* [http://www.analog.com/library/analogDialogue/Anniversary/12.html Grounding (Again)], Ask The Applications Engineer - 12, Fa. Analog Devices, (englisch)

* [http://www.sparkfun.com/commerce/tutorial_info.php?tutorials_id=115 Designing a Better PCB] von Sparkfun (engl.)
* [http://www.hottconsultants.com/tips.html Tech Tips] von Henry Ott (engl.)
* [http://www.ultracad.com/articles/90deg.pdf Messung] von verschiedenen Winkeln von Leiterbahnen mit 17ps TDR, keinerlei Unterschiede!
* [http://www.ilfa.de/absorptivesstromversorgungssysteminleiterplatten.html ILFA], Dämpfung von Resonanzen der Versorgungslagen durch Carbondruck
* [http://docs.toradex.com/101123-apalis-arm-carrier-board-design-guide.pdf Link]: Tipps zum erstellen von High Speed Platinen.

[[Category:Platinen]]
[[Kategorie:Schaltplaneditoren]]

Oszilloskop

2013-05-31T10:02:19Z

Pc1401: /* Maßgeschneidert? */

Ein '''Oszilloskop''' dient zur grafischen Darstellung des Spannungsverlaufs eines oder mehrerer elektischen Signale in einem einstellbaren Zeitfenster. Es ist das wichtigste Werkzeug der Elektotechniker.

== Anfragen bezüglich Kaufberatung im Forum ==

=== Kritik an den Anfragen ===
Im Forum finden sich regelmäßig Anfragen nach individueller Beratung zum Oszilloskopkauf. Die Anzahl solcher Oszilloskop-Threads hat schon lange die 1000 überschritten. Sie sind langweilig, eine Qual und oft unnütz - besonders dann, wenn sich der Fragesteller offenbar nicht mit den Grundlagen eines Oszilloskops und den wichtigsten Kennzahlen bekanntgemacht hat oder nicht einmal weiß, was er überhaupt messen will. Auch, wenn ein Fragesteller ein paar Grundlagen besitzt, hat er anscheinend meistens keine Lust, verständlich darzustellen, was er genau will und lässt sich stattdessen umständlich befragen.

Den meisten regelmäßigen Forumbenutzern ist daher gründlich die Lust an Oszilloskop-Threads vergangen. Dort "diskutieren" eigentlich nur noch Trolle und anonyme Gäste, die oft genug nur Werbung über Billigangebote über die x-te Ausgabe einer billigen, als Oszilloskop bezeichneten Plastikkiste, einem suupertollen eBay-Schnäppchen oder angeblicher asiatischer Wundertüten.

==== Links für Anfänger ====
Wer sich ernsthafte Beratung wüsncht und eine "sanfte" Einführung in das Thema sucht, kann sich die englischsprachige YouTube-Videos von AfroTechMods anschauen:

[http://afrotechmods.com/tutorials/2011/11/27/oscilloscope-tutorials/ http://afrotechmods.com/tutorials/2011/11/27/oscilloscope-tutorials]

Dazu passt auch sein Tutorial über Funktionsgeneratoren:
[http://afrotechmods.com/tutorials/2011/11/27/function-generator-tutorial/ http://afrotechmods.com/tutorials/2011/11/27/function-generator-tutorial].

===Maßgeschneidert?===
Besonders die immer wiederkehrende Forderung, dass es unbedingt das maßgeschneiderte Oszilloskop zum Superpreis genau für den Fragesteller geben muss, ist sinnlos. Wer mit diesem Anspruch kommt, der wird enttäuscht werden. Das gibt es nicht, und gute Oszilloskope kosten Geld, da qualitativ hochwertige Geräte keine Massenware sind. Lediglich billige Geräte werden in grosser Zahl hergestellt und sind entsprechend preiswert, diese sind jedoch für anspruchsvoll Anwender meist untauglich, da genau an den wichtigen Dingen gespart und nur auf Optik gesetzt wird.

===Gebraucht ist auch keine Lösung===
Es gibt eine Reihe von gebrauchte Oszilloskopen- vorwiegend im Internet, von den die meisten billig sind. Da niemand per Ferndiagnose oder Blick in eine Glaskugel in ein gebrauchtes Gerät hineinsehen und etwas über den Zustand berichten kann, besteht immer das typische Risiko eines Kaufs aus zweiter Hand, das jeder selber tragen muss. Niemand im Forum kann und wird das jemandem abnehmen.

Was man allgemein sagen kann, ist, dass man besser die Finger von Angeboten lassen sollte, wenn der Verkäufer mit den übliche Phrasen wie, "Dachbodenfund", "Keine Ahnung davon", "Keine Möglichkeit zu testen" kommt. Vorsicht ist auch bei dem beliebten Trick "Funktioniert, aber aus rechtlichen Gründen (Garantie) verkaufe ich es als defekt, für Bastler" gegeben. Man muss sich immer vor Augen führen, dass niemand ein gutes und wertvolles Gerät dieser Art zum Billigpreis abgegeben wird und dies schon garnicht über Internetplattformen, wo es kaum einen Markt für Topgeräte gibt. Gute gebrauchte Geräte gibt es von privat daher nur auf Elektronikbörsen zu entsprechenden Preisen.

Es gibt demgemäss natürlich auch Geräte von seriösen Gebrauchthändlern mit Garantie - allerdings ebenso zu derartigen Preisen, dass dagegen der Kauf eines aktuellen Neugeräts ebenfalls attraktiv erscheint.

=== Erfahrungen? ===
Eine Vorgehensweise, von der man auch abraten muss, ist die Frage nach Erfahrungen anderer Mitglieder! Die meisten Antworten kommen von Trollen und Posern, die eigentlich keine Ahnung haben. Die einen wollen als anonymer Gast mal wieder trollen, die anderen wollen nur mitteilen, dass Amateurfunker sowieso die besseren Menschen sind. Andere wiederum haben "zufällig" gerade *das* richtige Oszilloskop zu verkaufen. Dann gibt es noch die, die sich ihr eigenes Oszilloskop schönreden wollen, ihren Vorurteilen oder ihrem Fetisch frönen. Zum Beispiel

* ''Kauf ja kein Gerät aus Asien!''
* ''Unter LeCroy|Agilent|Yokogawa|Tektronix geht gar nichts!''
* ''Nur Gebrauchtgeräte lohnen sich!''

Hinweise wie ''mein vor 30 Jahren gekauftes Markengerät funktioniert noch heute tadellos'' sind ebenfalls ziemlich sinnlos. Der Hersteller wird dieses Gerät gar nicht mehr anbieten und er wird schon gar nicht mehr mit der gleichen Qualität fertigen, wie vor 30 Jahren. Dazu ist der Kostendruck zu hoch und Technologien haben sich geändert. Selten sind die neuen Technologien heute so robust, wie die vor 30 Jahren.

Als Unerfahrener kann man daher aus den Antworten nicht herauslesen, ob sie wirklich auf Erfahrung beruhen. Man braucht also gewissermassen selbst Erfahrung, um die Erfahrungsberichte anderer richtig einzuordnen.

Ein anderer Aspekt aus alten Threads ist, dass viele Fragesteller die Erfahrungen gar nicht zur Kenntnis nehmen wollen, wenn sie der eigenen Wunschvorstellung widersprechen. So etwas nennt man beratungsresistent. Da stellt sich schon mal heraus, dass der Fragesteller schon längst ein Gerät bestellt hat und jetzt gebauchpinselt werden will. Eine Zeitverschwendung für alle.

Erfahrungen mit eigenen Geräten lassen bedingt den Schluss zu, welche
Marken grundsätzlich empfehlenswert sind, weil dort gegebenenfalls mehr auf Qualität geachtet wird.

=== Zusatzkosten beim Kauf im Ausland ===
Beim Kauf eines scheinbar preisgünstigen Gerätes im Ausland ist Folgendes zu beachten:

Versandkosten, Einfuhrumsatzsteuer, Zoll, e.v. Gebühr für den Paketdienst und die Gebühren für die Währungsumrechnung sind Kosten, die bei vielen vermeintlichen Internet-Schnäppchen aus dem Ausland (besonders Nicht-EU) noch hinzukommen und bei plakativen Überschriften gerne "vergessen" oder ignoriert werden. Oft wird sich das Angebot selbst schöngeredet. Zudem sind das nicht einmmal alle Kosten, die man zu tragen hat. Zum Beispiel können für manche Zahlungsweisen weitere Gebühren hinzukommen oder Lagergebühren im Zolllager.

Wer nicht vorher rechnet, hat nachher schnell mehr bezahlt als bei einem lokalen Händler. Siehe auch [http://www.zoll.de Zoll].

Grundsätzlich ist der deutsche Zoll nicht doof. Besonders wenn ein asiatischer Versender auf ein Paket bei der Zollerklärung "Geschenk, Wert $40" schreibt, dann kann man fast sicher sein, dass der deutsche Zoll sich das genauer ansieht. Die Ware landet im Zolllager und man darf den Kaufpreis nachweisen.

Ebenso glaubt der Zoll nicht an kostenlosen Versand und nimmt regelmäßig ziemlich saftige Versandgebühren an, die dann versteuert werden<ref>Passiert das, kann man gegen den Steuerbescheid Widerspruch einlegen. Wie das geht sollte in einer Rechtsbehelfsbelehrung auf dem Steuerbescheid stehen.</ref>.

Nochmal zum Mitschreiben, besonders bei Käufen von außerhalb des Zollgebiets der EU sollte man sich vorher mindestens über die folgenden Kosten informieren:

* Versandkosten oder was der Zoll sich bei kostenlosem Versand ausdenkt
* Versandart (was durch die Post importiert wird, wird vom Zoll anders abgefertigt, als das, was von einem Paketdienst importiert wird)
* Einfuhrumsatzsteuer
* Zoll (bei der Warengruppe, in die Oszilloskope gehören, ist der zur Zeit wohl 0%. Das kann sich natürlich ändern)
* Gebühr Paketdienst. Paketdienste lassen sich die Zollanmeldung und den Papierkrieg zum Teil mit saftigen Gebühren bezahlen. Die sind nicht in den Versandkosten enthalten.
* Gebühr für Währungsumrechnung
* Bankgebühr für Zahlung ins Ausland

==== Beispiel ====
Ein Kauf eines PC-basierten Messinstruments mit Oszilloskopfunktion, das in Deutschland nicht erhältlich ist und einen Kaufwert von 719,- US Dollar in Taiwan hatte, wurde aufgrund der Umrechung mit einem Wert von 589,- Euro veranschlagt. An UST kamen 112,- und an Zollgebühren 46,- Euro hinzu. Zusammen mit dem Versand und Bankgebühren kostete das Gerät insgesamt 790,- Euro. Andere Geräte des Herstellers, die in Deutschland zu beschaffen sind, kosten als deutsches Exemplar kaum mehr, dafür hat man die volle Verbrauchergarantie. Diese sind also in der Regel vorzuziehen, wenn das Gerät in Deutschland beschaffbar ist.

===Spielzeuge aller Art===
[[Datei:Karikatur oscilloscope sale.jpg|thumb|left|240px|Preisgünstiges Spitzenoszilloskop 5Gs]]

Offensichtlich scheint es gerade Mode zu werden, einen schwachbrüstigen Analog-Digital-Konverter hinter eine eher zufällig gewählte, krumme analoge Eingangsschaltung zu klemmen und an einen Mikrocontroller mit Grafik-LCD anzuschließen. Das ganze wird als digitales Speicheroszilloskop (DSO) zum Sonderpreis verkauft.

Je nach Hersteller wird so ein Gerät komplett ohne Gehäuse geliefert, was mit Hinblick auf die Sicherheit sehr fragwürdig ist, oder es kommt in einem lustig aufgemachten Plastikgehäuse in MP3-Player-Format daher, das auch keine großartige Isolation bietet. Hinzu kommen Eindruck schindende Namen und Logos, die Modernität und Qualität suggerieren sollen, oft noch unterstrichen durch die Assoziierung mit Open-Source und pseudo-Hacker / Maker Bewegungen.
{{Absatz}}

Im Vergleich zu richtigen Oszilloskopen sind dies leider nur Spielzeuge. Unsichere Spielzeuge. Es nervt diese Dinger immer wieder im Forum als das "Beste seit Erfindung von geschnitten Brot" vorgestellt zu bekommen. Ein Blick auf die technischen Daten dieser "Oszilloskope" (sofern die Daten überhaupt angegeben werden) reicht, um festzustellen, dass man ein Spielzeug vor sich hat. Schön für den, der spielen will, schlecht für den, der sicher messen will.

Ebenso verrät ein Blick auf die Schaltung des Analogeingangs, ob man Qualität vor sich hat. Fehlende Spannungsfestigkeit und fehlende Frequenzkompensation des Eingangsverstärkers sind sichere Zeichen für Schund. Wenn es eine Verbindung zum PC gibt, aber diese nicht isoliert ist, ist das ein weiteres Zeichen für Scheinqualität.

In [http://welecw2000a.sourceforge.net/docs/Hardware/GW_Instek_GDS-1152A.pdf] kann man das Innenleben eines richtigen DSO bewundern. Man vergleiche dies mit den Innenleben der Spielzeug-"DSO"s.

Ein anderes, sicheres Zeichen eines Spielzeug-"DSOs" ist es, wenn irgendein Ding aus Abgreifklemmen und Klinkenstecker als "Tastkopf" mitgeliefert wird oder die Buchse für den Tastkopf aus einer Klinkenbuchse oder ähnlicher Niederfrequenz-Anschlusstechnik besteht.

Auffällig ist bei diesen Spielzeugen auch, dass sie vehement von typischen Fanboys verteidigt werden. Nicht mit technischem Argumenten, sondern mit Aussagen wie "aber ist billig", "aber ist cool", "aber enthält doch einen Arduino". Trotzdem, wer ein Oszilloskop haben möchte, sollte sich das Geld für ein Spielzeug-"DSO" sparen.

== Funktion von Oszilloskopen ==
=== Was wird gemessen? ===
Oszilloskope zeigen einen Spannungsverlauf über einen kurzen, für das menschliche Auge in Realzeit meist nicht erfassbaren Zeitraum an. Je hochwertiger das Oszilloskop, desto kürzer ist dieser Zeitraum, beziehungsweise desto schneller darf sich das Signal ändern. Spitzengeräte können Perioden von wenigen ns auf den gesamten sichtbaren Bildbereich aufzoomen. Innerhalb dieser Perioden sind bei guten Oszilloskopen auch Teilabschnitte aufweitbar. Massgeblich ist dafür ein manuell oder automatisch erzeugter Startzeitpunkt, der sogenannten Trigger.

Darüber hinaus lassen sich andere Größen, zum Beispiel Ströme, Drücke und Magnetfelder anzeigen, wenn man zusätzlich entsprechende Wandler einsetzt, um aus den Grössen zuvor eine Spannung zu erzeugen.

=== Was wird dargestellt? ===

Den Eingang für eine Spannung bezeichnet man bei einem Oszilloskop als Kanal. Die an den Kanälen anliegenden Spannungen können einzeln oder gemeinsam angezeigt werden. Bei Mehrkanal-Oszilloskopen kann man üblicherweise auch eine Spannung über eine Spannung darstellen (XY-Modus), womit Übertragungskennlinien von Bauteilen dargestellt werden können.

Zusätzlich bieten moderne Oszilloskope die Möglichkeit, sich gewisse Kenngrößen der Spannungsverläufe anzeigen zu lassen. Gängige Werte sind zum Beispiel die Anzeige von Spitzenspannung und Effektivwert einer Spannung, Frequenz/Periodendauer, Anstiegs- und Abfallzeiten, Tastverhältnis und so weiter. Darüber hinaus bieten gute Oszilloskope Positionsmarken (Cursor), mit denen man, durch eine Linie dargestellt, auf dem Bildschirm Positionen im Spannungsverlauf markieren kann. Zur Position zugehörige Werte (Zeit oder Spannung), sowie die Differenz dieser Werte zwischen zwei Poitionsmarken können abgelesen werden.

Besonders [[#Digitale_Tischoszilloskope|digitale Oszilloskope]] können relativ viele unterschiedliche Kenngrößen anzeigen, da sich viele dieser Größen mit einfachen Algorithmen aus den vom Oszilloskop im Speicher erfassten Daten berechnen lassen. Ebenso sind einfache mathematische Operationen möglich, etwa eine diskrete Fourier-Transformation oder die Summe oder Differenz der Spannungsverläufe von zwei Kanälen. Oszilloskope der Oberklasse bieten darüber hinaus ausgeklügelte Möglichkeiten der Signalanalyse.

Für spezielle Anwendungen finden sich in manchen Oszilloskopen besondere Messfunktionen. Zum Beispiel go/no-go Messungen, mit denen eine Spannungsverlauf mit einem vorgegebenen Verlauf verglichen wird. Entspricht der Spannungsverlauf hinreichend dem vorgegebenen Verlauf wird ein "go" (alles ist OK) Signal ausgegeben. Weicht der Verlauf zu stark ab, ein "no go" (Spannung stimmt nicht) Signal.

Bereits in der Unterklasse digitaler Oszilloskope ist heutzutage eine PC-Schnittstelle üblich. Beim Kauf sollte man darauf achten, dass das Protokoll der Schnittstelle dokumentiert ist. Sonst ist man auf proprietäre PC-Software des Herstellers angewiesen. Bei Oszilloskopen der Unterklasse wird zwar häufig kostenlos PC-Software mitgeliefert, doch leider sind diese Programme durchgehend von erschreckend schlechter Qualität. Bei Oszilloskopen der Oberklasse lassen sich die Hersteller ihre PC-Software gerne zusätzlich sehr teuer bezahlen.

== Analoge Oszilloskope ==
=== Allgemeines ===
[[Bild:Oszilloskop.png|thumb|right|300px|Hybrides Analog/Digital Oszilloskop]]
Bei analogen Oszilloskopen wird das darzustellende Signal nach der Verstärkung direkt zur Ablenkung eines Elektronenstrahls verwendet.

Brauchbare analoge Oszilloskope findet man oft schon für ca. 50 Euro bei Online-Auktionen und Kleinanzeigenmärkten. Für 200-400 Euro bekommt man dort recht gute Profigeräte<ref>Ein Gerät, welche mit dem Attribut ''Profigerät'' beworben wird, ist normalerweise keins.</ref> mit 60-200 MHz Bandbreite. Brauchbare Neugeräte fangen bei 600 Euro an. Der Oszilloskopmarkt wird von einigen wenigen Marken dominiert. Im höherpreisigen Segment sind es vor allem HP (Agilent) und Tektronix, sowie Yokogawa und Lecroy. Hameg ist vor allem im mittleren Segment (500-1500 Euro) weit verbreitet. Man findet sie oft in Schule und Ausbildung. Preislich darunter finden sich diverse asiatische oder gelegentlich noch osteuropäische Hersteller von Analogoszilloskopen. Häufig treten diese Hersteller nicht unter eigenem Namen auf, sondern bieten ihre einfachen Geräte als OEM-Produkte an.

Ganz einfache Geräte verfügen nur über einen Kanal<ref>Es gibt, beziehungsweise gab, nochmals einfachere Geräte, nämlich solche ohne Trigger. Die Zeiten solcher Gerät sind allerdings seit rund 50 Jahren vorbei. Daher sollte man den fehlenden Trigger nur bei historischen Gebrauchtgeräten finden.</ref>. Damit ist es nicht möglich, zwei Signale in zeitliche Beziehung zu setzen. Dies ist jedoch oft wichtig. Deshalb verfügen heutzutage auch einfache Geräte meist über zwei Kanäle.

=== Bandbreite ===

Die '''Bandbreite''' gibt Auskunft, welche Signal-Frequenzen das Oszilloskop noch verarbeiten kann. Bei angegebener Bandbreite fällt die Verstärkung des Oszilloskops um 3dB ab, ein Sinussignal wird dann nur noch mit ca. 70% der wahren Amplitude angezeigt. Um Signalverläufe noch vernünftig interpretieren zu können, kann man grob sagen, dass man Signale bis 1/10 der Bandbreite dargestellt bekommt. Ein Rechtecksignal nahe der Bandbreite würde z. B. nur noch als Sinus dargestellt werden <ref>Häufig wird von Anfängern bei der Bandbreitenbetrachtung vergessen, dass ein Rechtecksignal nicht aus einer einzigen Sinusschwingung der Frequenz f, sondern aus einer theoretisch unendlichen Summe von Signalen der Frequenzen f, 3 * f, 5 * f ... besteht. Für eine vernünftige Darstellung eines Rechtecksignals sollte die Oszilloskopbandbreite so groß sein, dass zumindest die ersten paar Oberwellen nicht zu stark gedämpft werden. Aus dieser Betrachtung ergeben sich Faustformeln, wie die, dass die Bandbreite eines Oszilloskops zehnmal (oder dreimal, oder fünfmal, je nachdem wie genau man messen möchte) größer sein sollte als die Grundfrequenz des Rechtecks.</ref>.

Beim Messen von Digitalsignalen ist man meist an der '''Anstiegszeit''' interessiert. Die Anstiegszeit gibt an, wie lange ein Rechtecksignal von 10-90% benötigt. Die Anstiegszeit des Oszilloskops gibt an, welche Anstiegszeit dargestellt wird, wenn man ein nahezu ideales Rechtecksignal mit annähernd Null Anstiegszeit anlegen würde. Man kann die Anstiegszeit direkt aus der Bandbreite berechnen.

<math>t_{Osc} = \frac{0.35}{B}</math>

* <math>\!\, t_A</math> : Anstiegszeit des Oszilloskops in Sekunden (s)
* <math>\!\, B</math> : Bandbreite in Hertz (Hz)

Legt man ein reales Rechtecksignal an das Oszilloskop an, dann wird die Anzeige umso mehr verfälscht, je näher die Anstiegszeit des Eingangssignals der Anstiegszeit des Oszilloskops kommt. Dabei gilt folgender Zusammenhang.

<math>t_S = \sqrt{t_{ges}^2-t_{Osc}^2}</math>

* <math>\!\, t_S</math>: Anstiegszeit des Eingangssignals
* <math>\!\, t_{ges}</math>: Angezeigte Anstiegszeit auf dem Oszilloskop
* <math>\!\, t_{Osc}</math>: Anstiegszeit des Oszilloskops

Bei analogen Oszilloskopen ist die Bandbreite gegeben durch die Begrenzung des analogen Eingangsverstärkerts sowie die Signaldarstellung, also die Qualität des Ablenkverstärkers.

=== Tastköpfe richtig benutzen ===

Wenn man wirklich schnelle Signale messen will, spielt auch die Bandbreite des verwendeten Tastkopfes eine wichtige Rolle. Näheres dazu findet man [http://www.sigcon.com/Pubs/straight/probes.htm hier]. Aber der beste Tastkopf nützt nichts, wenn man ihn falsch anschließt. Für schnelle Messung jenseits von ein paar MHz nutzt man praktisch immmer 10:1 Tastköpfe mit 10 MOhm Eingangswiderstand und ca. 8-15pF Eingangskapazität. Je nach Typ erreicht man damit Bandbreiten von 100-500MHz. Danach muss man aber auch den Tastkopf richtig anschließen. Der mitgelieferte Masseanschluß mit Krokodilklemme ist zwar praktisch, für viele hochfrequente Messungen aber unbrauchbar. Ein Rechtecksignal damit zu messen ergibt dann starke Überschwinger, welche real aber gar nicht vorhanden sind, sondern durch die zu lange, induktive Masseleitung im Zusammenspiel mit der Eingangskapazität verursacht werden. Das sieht man z.B. [http://www.mikrocontroller.net/topic/281669?goto=2975948#2975754 hier], den Messaufbau sieht man [http://www.mikrocontroller.net/topic/281669?goto=2975948#2975896 hier].

Für saubere, hochfrequente Messungen muss man die Masseanbindung so kurz wie möglich machen. Dafür haben die Tastköpfe oft eine kleines Zusatzteil, eine Massefeder, beigelegt (engl. [http://www.mikrocontroller.net/attachment/27280/groundspring.png ground spring]). Damit kann man die Masse auf kürzestem Wege anschließen und erhält ein sauberes Messergebnis wie man [http://www.mikrocontroller.net/topic/281669?goto=2975948#2975931 hier] sieht.

=== Triggerung ===

Oszilloskope unterscheiden sich oft stark in den Triggerungsmöglichkeiten. Bei guten Geräten kann man z. B. die Triggerung variabel verzögern. Erst dadurch wird es möglich, dass man sich Signale genauer anschauen kann, die zeitlich weit hinter einem Triggerereignis kommen. Eine weitere Funktion bei höherklassigen Oszilloskopen ist eine zweite Zeitbasis. Mit dieser kann man in einen Ausschnitt des Messsignals hereinzoomen<ref>Die zweite Zeitbasis steuert einen zweiten Strahl (ähnlich wie einen separaten Kanal), der das gleiche Eingangssignal erhält. Die zweite Zeitbasis wird auf eine höhere Horizontalfrequenz eingestellt als die erste. Zusammen mit einer horizontalen Verschiebung der Darstellung kann man nun Ausschnitte des Signals durchfahren und vergrößert betrachten.</ref>.

Mit Analog-Oszilloskopen kann man sich hauptsächlich periodische Signalverläufe anschauen, also solche, die zeitlich immer wiederkehrend sind. Denn nur so kann ein Signal immer wieder auf den Schirm "geschrieben" werden und erscheint als stehendes Bild. Aperiodische Signale, wie z. B. auf Datenübertragungsleitungen, sind damit nicht darstellbar. Sie laufen mit einem Strahldurchgang über den Schirm. In dieser kurzen Zeit ist es jedoch nur selten möglich, sie visuell aufzunehmen. Mit einer Digitalkamera kann man solche Signalverläufe mitunter trotzdem einfangen. Früher sehr hochpreisige, heute nicht mehr übliche Analog-Oszilloskope hatten eine eingebaute Speichermöglichkeit (Speicherröhre) für einmalige Signale. Diese Klasse von Analog-Oszilloskopen wurde durch digitale Speicheroszilloskope (DSOs) abgelöst.

Manche Analog-Oszilloskope bieten eine Möglichkeit, die Triggerung nur zu einem definiertem Zeitpunkt anzustoßen, somit kann auch der Anlaufstrom eines Motors mit einem Analog-Oszilloskop dargestellt werden.

=== Analoge Speicheroszilloskope ===
Inzwischen eher selten sind analoge Speicheroszilloskope anzutreffen. Diese speichern im Gegensatz zu digitalen Speicheroszilloskopen nicht das Signal selbst, sondern das Bild auf der Röhre. Dies wird mit speziellen speichernden Bildröhren erreicht. Je nach Typ kann es mehrere getrennt betreibbare Bereiche geben, um beispielsweise 2 Bilder eines Signales zu unterschiedlichen Zeitpunkten darstellen zu können (z.B. Tektronix 549).

Einige wenige dieser Oszilloskope waren sogar in der Lage, das aufgezeichnete Bild auf Papier auszugeben (z.B. "HP Model 175A" mit Modul 1784A).

=== Vergleichstabelle Analogoszilloskope ===

Diese Tabelle soll einen Überblick über interessante oder bekannte Neugeräte besonders im unteren Preisbereich geben. Eine vollständige Auflistung aller existierenden Geräte ergibt wegen der Vielzahl an Baureihen und Modellen wenig Sinn.

{| {{Tabelle}} class="sortable" id="analogoszis"
|-
! Bezeichnung
! Hersteller
! Preis [€]
! Kanäle
! Bandbreite [MHz]
! Röhre [cm]
! Bemerkungen
|-
| generisches 10 MHz Oszilloskop unter Bezeichnungen wie C1-94, S1-94, OS10, AO-610, [http://www.ett-online.de/html/de/werkstatt/oszilloskope/digitale-oszilloskope/oszilloskop-mccheck-st16b-1-kanal-10-mhz/article-4-55152-459045509045501590.html ST16B], CS10, GOS-310, 72-6602, HUC70, CS1010 [http://www.conrad.de/ce/de/product/122413/VOLTCRAFT-6102-Analoges-1-Kanal-Oszilloskop-Bandbreite-0-DC-10-MHz VC 610/2]
| SYSTRONICS (INDIA) LIMITED
| ab 115
| 1
| 10
| 4 − 4,8 × 6
| Seit Jahrzehnten von vielen No-Name Herstellern in unterschiedlichen Ausführungen und Bauformen im Angebot. Wenig empfehlenswert für µC-Arbeiten.
|-
| [http://www.attenelectronics.com/Products/Oscilloscopes/Analog_oscilloscope/2012/0728/129.html Atten AT7328], CS4128 und andere Bezeichnungen wie 100867.
| Atten
| ab 240
| 2
| 20(?)
| 8 × 10
|
|-
| [http://systronicsindia.tradeindia.com/oscilloscopes--287360.html Systronics 6020], Mc Check CS-4128, MES 2K2 und andere
| SYSTRONICS (INDIA) LIMITED
| ab 200
| 2
| 20
| 8 × 10
| Hersteller hat keine eigene Präsenz in Europa
|-
| [http://www.attenelectronics.com/Products/Oscilloscopes/Analog_oscilloscope/2012/0728/128.html Atten AT7340], [http://www.conrad.de/ce/de/product/122421/VOLTCRAFT-VC-630-2-Analoges-2-Kanal-Oszilloskop-Bandbreite-0-DC-bis-30-MHz/?ref=category&rt=category&rb=1 VC 630-2] und andere.
| Atten
| ab 370
| 2
| 40(?) 30 Voltcraft
| 8 × 10
|
|-
| [http://www.ett-online.de/html/de/werkstatt/oszilloskope/digitale-oszilloskope/oszilloskop-mccheck-st-52-2-kanal-50-mhz/article-4-55156-459045509045501590.html Mc Check ST-52] und andere
| SYSTRONICS (INDIA) LIMITED
| ab 550
| 2
| 50
| 8 × 10
| Hersteller hat keine eigene Präsenz in Europa
|-
| [http://www.hameg.com/446.0.html?L=1 HM 400]
| Hameg
| ab 650
| 2
| 40
| 8 × 10
| Abgekündigt, nur noch Restbestände erhältlich!
|}

== Digitale Speicheroszilloskope ==
=== Allgemein ===

[[Bild:tektronix.jpg|thumb|right|300px|Digitales Speicheroszilloskop vom Anfang des Jahrtausends]]
Ein digitales Speicheroszilloskop (englisch DSO, '''D'''igital '''S'''torage '''O'''scilloscope) digitalisiert das Eingangssignal mit einem Analog-Digital-Wandler und legt die Werte in einem Speicher ab. Damit ist Bandbreite nur durch die Begrenzung des analogen Eingangsverstärkerts gegeben. Der Vorteil der Speicherung ist, dass man auf diese Weise Momentaufnahmen eines Signals machen und damit einmalige (transiente) Ereignisse (Spikes, Datenübertragungen) erkennen und darstellen kann, was besonders bei digitalen Schaltungen, z. B. mit Mikrocontrollern, sehr nützlich ist. Weiterhin lässt sich das Signal "vermessen" (z. B. um die Baudrate einer Datenübertragung zu bestimmen), man kann die Frequenz und den Effektivwert anzeigen lassen, das Frequenzspektrum, und je nach Modell noch vieles mehr. Das Signal wird in S/W oder Farbe auf einem LCD dargestellt, lässt sich aber oft auch über einen angeschlossenen Drucker ausdrucken oder an den PC übermitteln.

Der wichtigste Parameter bei digitalen Oszilloskopen ist die '''Abtastrate''', die angibt, mit welcher Geschwindigkeit das Eingangssignal digitalisiert wird. Um ein Signal mit einer bestimmten Frequenz vernünftig darstellen zu können, muss es mindestens mit der 10-fachen Frequenz abgetastet werden, für die genaue Analyse analoger Signale ist sogar ein Faktor von 25 bis 40 anzuraten<ref>Dieser Anhaltswert liegt über der Nyquist-Frequenz (zweifache Frequenz), da man Abweichungen von der idealen Signalform sehen und beurteilen möchte.

Die zehnfache Abtastfrequenz bedeutet, dass man 10 Messpunkte pro Signalperiode hat, was in einer 1:1 Darstellung auf dem Bildschirm gerade mal 10 nebeneinander liegenden Pixeln entspricht. Das ist immer noch sehr wenig, um ein Signal zu beurteilen.</ref>

Außerdem sind die '''Speichertiefe''' und die '''Wandler-Auflösung''' interessant. Ein Oszilloskop, das mit acht Bit Auflösung abtastet und 2000*8 Bit Speicher hat, kann 2000 Samples abspeichern, was einer Darstellung von 2000*256 Pixeln entspricht. Acht Bit Auflösung ist heutzutage ein gängiger Wert, auch wenn er niedrig erscheint. Ein normales Oszilloskop ist kein Präzisionsmessgerät und acht Bit sind für die Darstellung auf den Displays normaler Oszilloskope ausreichend.

Bei der Wandlung und Speicherung gibt es unterschiedliche Verfahren: Ehemals günstige Oszilloskope wie die TDS1000-Serie von Tektronix verwenden '''CCD-Speicher''' (Eimerkettenspeicher, ein analoges Schieberegister); die Messwerte werden erst gespeichert, und dann digitalisiert. Nachteile dieser Vorgehensweise sind ein stärkeres Rauschen, die begrenzte Speichertiefe und Totzeiten, während der keine Eingangswerte aufgenommen werden. Diese entstehen, da das Wandeln aller Werte aus dem analogen Zwischenspeicher länger dauert als die Zeit zum Füllen dieses Speichers. Deshalb muss das Gerät bis zum Abschluss der Wandlung warten, bevor es den Speicher erneut füllt.

Früher wandelten nur teurere Modelle in Echtzeit mit schnellen Flash-[[AD-Wandler]]n und speicherten die Messwerte direkt in einem schnellen RAM. Die Speichertiefe ist dabei praktisch unbegrenzt, allerdings sind Wandler sehr teuer, die mehrere GS/s schaffen. Durch einen Trick (mehrere verschachtelte langsame AD-Wandler) setzen sich AD-Wandler bei günstigen Modellen durch. Oszilloskope, die diesen Trick verwenden, erkennt man daran, dass die Abtastfrequenz mit der Anzahl der aktivierten Kanäle sinkt. Zum Beispiel, findet man Vierkanaloszilloskop mit vier Wandlern à 250 MS/s, die bei Benutzung nur eines Kanals 1 GS/s für diesen Kanal erreichen, bei Benutzung von zwei Kanäle 500 MS/s pro Kanal und bei Benutzung von drei oder vier Kanälen 250 MS/s pro Kanal.

In den richtig schnellen Geräten (mehrere GHz Samplerate) ist ein ähnlicher Trick üblich. Dort sind in den verwendeten Wandlerschaltkreisen eine größere Anzahl Sample-and-Hold-Stufen und AD-Wandler integriert. Die Eingangsspannung wird dann zeitversetzt in den Sample-and-Hold-Stufen gespeichert und von den im Vergleich zur Samplerate langsameren AD-Wandlern umgesetzt. Die Ausgangslogik sorgt dann dafür, dass die Daten in der richtigen Reihenfolge ausgegeben werden. Ein Problem bei dieser Vorgehensweise sind unterschiedliche elektrische Eigenschaften der parallelen Wandlerstufen.

Natürlich spielt der Verwendungszweck eine entscheidende Rolle bei der Auswahl. Auf dem Labortisch, wo meist nur kleine Spannungen mit einem gemeinsamen Massebezug vorkommen, werden andere Anforderungen an ein Oszilloskop gestellt, als z. B. im Servicebereich für Industriesteuerungsanlagen, Automatisierungstechnik, usw. Dort sind weniger hohe Abtastraten wichtig, sondern eher eine größere Anzahl Eingangskanäle, die galvanisch voneinander getrennt sind, Spannungsfestigkeit bis min. 500 Volt, sowie speziell bei Störungsanalysen, die Möglichkeit, komplexe Triggermuster einzustellen, und eine integrierte große Festplatte, um einzelne Ereignisse automatisiert über lange Zeiträume hinweg festhalten zu können. Ein Beispiel für so ein hochwertiges Gerät ist ein Yokogawa Scopecorder (DL708). Allerdings sind bei solchen Geräten die Preise nach oben hin offen.

=== Digitale Tischoszilloskope ===
==== Allgemeines ====

DSO Tischoszilloskope sind die klassischen, in sich abgeschlossenen Geräte, die in der Gestaltung analogen Oszilloskopen ähneln. Daneben gibt es zum Beispiel auch PC DSOs. Viele Tischgeräte sind bereits so klein (geringe Tiefe) und leicht, dass sie zu Recht als tragbare Geräte bezeichnet werden. Beim Neukauf eines Oszilloskops sind diese Geräte die interessantesten.

Mittlerweile ist es üblich, dass man bereits bei Einsteigermodellen eingebaute USB oder RS-232 Schnittstellen findet und eine (häufig sehr simple) Windows-Software zur Bedienung vom PC aus oder zumindest zum Auslesen von Daten auf den PC. Ebenfalls häufig sind USB oder ähnliche Schnittstellen für USB-Memorysticks oder Speicherkarten zum Speichern von Messwerten, Screenshots und Konfigurationen. Ironischerweise sind Schnittstellen und Windows-Software bei Markengeräten häufig gesondert zu erwerben, während sie bei eher unbekannten Marken kostenlos mitgeliefert werden, wenn auch die Qualität der kostenlosen Software häufig zu wünschen übrig lässt.

Beispiele für günstige Einstiegsmodelle sind einige, aber nicht alle, Geräte von Rigol, Hantek, Owon oder Atten. Für wenig Geld erhält man für einfache Anwendungen brauchbares Oszilloskop mit ein paar Highlights aber auch auffälligen Einschränkungen und Fehlern in der Hard- und Software. Viel oder überhaupt Service kann man von diesen Firmen für sein Geld nicht erwarten.

Geräte von [http://www.instek.com/] sind etwas teurer. Geräte aus der GDS-1000A oder GDS-1000U Serie dürften zum Einstieg interessant sein.

Ein weiteres Beispiel für ein Einstiegsmodell war das [http://www.tek.com/site/ps/0,,40-15314-INTRO_EN,00.html TDS1002] von Tektronix (ca. 1200 Euro). Dazu muss man allerdings sagen, dass Tektronix die aktuelle Entwicklung etwas verschlafen hat. Der nur 2 kByte große Speicher ist einfach nicht mehr zeitgemäß. Geräte der [http://www.home.agilent.com/agilent/product.jspx?nid=-33575.0&cc=DE&lc=ger&pageMode=OV Agilent InfiniiVision 2000X Serie] beginnen in einem ähnlichen Preisbereich aber mit wesentlich mehr Features.

==== Vergleichstabelle digitale Tischoszilloskope ====

Diese Tabelle soll einen Überblick über interessante oder bekannte Geräte besonders im unteren Preisbereich geben. Eine vollständige Auflistung aller existierenden Geräte ergibt wegen der Vielzahl an Baureihen und Modellen wenig Sinn.

{| {{Tabelle}} class="sortable" id="digitaloszis"
|-
! Bezeichnung
! Hersteller
! Preis [€]
! Kanäle
! Samplerate [MS/s]
! Bandbreite [MHz]
! Auflösung [Bit]
! Speichertiefe [Samples]
! Display
! PC-Interface
! Bemerkungen
|-
| [http://www.conrad.de/ce/de/product/122485/VOLTCRAFT-Vorteilsset-DSO-1062D-2-Kanal-Oszilloskop-Digitales-Speicheroszilloskop-Bandbreite-60-MHz-inkl-2-Tastkoepf DSO5062D]
| [http://www.conrad.de/ Conrad]
| 329.-
| 2
| 500/1000
| 60
| 8
| 1M
| 800 x 480, 7" (die auch genutzt werden)
| 1 x USB Geräte- und 1 x USB Host-Schnittstelle
| Gleiche Hardware wie das Hantek DSO5102B und nur leicht modifizierte Software (Startbild, Gerätename, etc.).
|-
| [http://www.hantek.com.cn/english/produce_list.asp?unid=78 DSO5102B]
| [http://www.hantek.com.cn/english/ Hantek]
| mit sehr viel Glück auf eBay 390 + Zoll + Umsatzsteuer ... 520
| 2
| 500/1000
| 100
| 8
| 1M
| 800 x 480, 7" (die auch genutzt werden)
| 1 x USB Geräte- und 1 x USB Host-Schnittstelle
| Beliebt, da es einen Hack auf 200 MHz gibt. Ebenso diverse Hacks an der Hardware. Für ein Niedrigpreis-Produkt übliche und verzeihbare Hardware- und Firmware-Macken. Auch als Tekway DST1102B oder Protek 3110 im Handel.
|-
| DSO3062A||Agilent||800||2||500 ||60||8||4k||320x240||USB||weitgehend baugleich mit Rigol DS5000
|-
| InfiniiVision 2000 X Serie||Agilent|| 950 - 2600 (MSO) ||2 - 4||1 G/Kanal. Bei Benutzung der Hälfte aller Kanäle 2G/Kanal|| 70 - 200 || 8 || 100k || 800 x 480, 8,5"|| ||Markengeräte mit exzellentem Preis-Leistungs-Verhältnis. Software-Aufrüstbar (Funktionsgenerator, Protokoll-Dekoder, usw.)
|-
| [http://www.rigolna.com/products_ds1000d.aspx DS1000 Serie]
| [http://www.rigolna.com/ Rigol]
| 285 - 1650
| 2
| 400/200 (1/2 Kanäle)
| 25-100
| 8
| 1M
| 320x240
| USB, seriell
| optional 16-Kanal Logikanalysator
|-
| [[Rigol DS1052E]]
| [http://www.rigolna.com/ Rigol]
| 285,-€ zzgl. Versand bei Batronix
| 2
| 1000/500 (1/2 Kanäle)
| 50 (100=DS1102E)
| 8
| 1M
| 320x234
| USB, seriell
| optional 16-Kanal Logikanalysator = DS1052D (DS1102D). Im Netz kursieren diverse, mehr oder weniger ernst zu nehmende Anleitungen, wie man ein DS1052E per Software auf ein DS1102E umrüsten kann.
|-
| Owon PDS Serie
| Owon, alias Xiamen Lilliput Technology Co., Ltd
| 299,- (PDS5022S); 495,- (PDS6062T); 570,- (PDS7102T)
| 2
| 100 - 500
| 25 - 100
| 8
| 5k pro Kanal
| 640x480
| USB, seriell incl.
| Qualität entspricht Preis. Relativ unausgewogenes Verhältnis von Bandbreite zu Samplingrate. Geräte mit einem 'S' am Ende der Typenbezeichnung haben ein STN LCD mit niedriger Qualität. nur Real-Time Sampling
|-
| [http://owon.com.cn/eng/smartDS.asp Owon SDS Serie]
| Owon, alias Xiamen Lilliput Technology Co., Ltd
| 400 (SDS7102)
| 2
| 500 M - 3.2 G
| 60 - 300
| 8
| 10M/Kanal
| 800 x 600, 8"
| USB Host und Slave, seriell incl., Ethernet, VGA
| Deutliche Verbesserung gegenüber der alten PDS-Serie. Beeindruckende Speichertiefe (10M) und Bildschirm (8"). Für ein Niedrigpreis-Produkt übliche Hardware- und Firmware-Macken. Neuere Geräte mit verbessertem Hardwaredesign, Firmware wird regelmäßig aktualisiert, menülastige, gewöhnugsbedürftige Bedienung. Akkubetrieb optional
|-
| GW Instek GDS-1000 Serie
| [http://www.instek.com/html/en/index-e.asp GW Instek], alias Good Will Instrument Co., Ltd.
| 350 - 550 (Conrad: 475 - 950)
| 2
| 250
| 25 - 100
| 8
| 4k
| 320x234
| USB (Geräte-Modus, kein Host-Modus), SD Kartenslot
| Von Conrad teurer als DSO-4000 Serie erhältlich. [http://code.google.com/p/gds2000tools/ Einfache Software für Linux erhältlich]
|-
| GW Instek GDS-1000'''A''' Serie
| [http://www.instek.com/html/en/index-e.asp GW Instek], alias Good Will Instrument Co., Ltd.
| 500 - ?
| 2
| bis 1GS/s
| 60 - 150
| 8
| bis 2M
| 320x234
| USB (Geräte-Modus, kein Host-Modus), SD Kartenslot
| [http://code.google.com/p/gds2000tools/ Einfache Software für Linux erhältlich]
|-
! Bezeichnung
! Hersteller
! Preis [€]
! Kanäle
! Samplerate [MS/s]
! Bandbreite [MHz]
! Auflösung [Bit]
! Speichertiefe [Samples]
! Display
! PC-Interface
! Bemerkungen
|-
| [http://www.instek.com/html/en/products-l.asp?p1sn=17&p2sn=41 GW Instek GDS-2000 Serie]
| [http://www.instek.com/html/en/index-e.asp GW Instek], alias Good Will Instrument Co., Ltd.
| 850 - 1800
| 2 - 4
| 1000
| 60 - 200
| 8
| max. 5000 (alle Kanäle benutzt) / 25000 (ein Kanal in Benutzung)
| 320x234
| Inkl. USB (Geräte-Modus zum PC, zwei weitere USB-Buchsen Host-Modus für eine Speicherkarte oder Drucker), RS-232
| Weitgehend baugleich mit Conrad Voltcraft DSO-8000 Serie. Vier-Kanal Versionen haben keinen externen Trigger und weniger Trigger-Funktionen. [http://code.google.com/p/gds2000tools/ Einfache Software für Linux erhältlich]
|-
| TDS-1002B
| Tektronix
| 1100
| 2
| 1000
| 60
| 8
| 2.5k
| 320x240
| USB inkl.
| verhältnismäßig starkes Rauschen, siehe Text oben
|-
| WaveJet 3xx
| LeCroy
| 2800..8000 (brutto)
| 2 oder 4
| 1000/2000
| 100/200/350/500
| 8
| 500k
| 640x480
| USB inkl.
| verfügbar z. B. bei Farnell
|-
| WaveAce Serie
| LeCroy
| 1000 - 3500
| 2
| 250 - 2000
| 60 - 300
| 8
| 4k - 8k
| 320x240
| USB (Geräte- und Host-Modus), RS-232(?)
|
|-
| [http://www.dlm2000.de DLM20XX]
| YOKOGAWA
| 3300..8000 (brutto)
| 2 oder 4 (3+1) wobei 1 wahlweise 8Kanal Digital ist
| 2500 (1250)
| 200/350/500
| 8
| 12,5MPts
| 1024x768
| USB, Ethernet, Browsersteuerung inkl.
| Vertrieb vom Hersteller direkt!
|-
| [http://www.uni-trend.com/UT2025B.html UNI-T UT2025B] / Voltcraft DSO-1022 M
| [http://www.uni-trend.com/ Uni-Trend Group Limited]
| 290 - 356
| 2
| 250
| 25
| 8
| 512k/Kanal<ref>Uni-Ts Angaben zur Speichertiefe sind mit Vorsicht zu genießen. Seit Jahren wirbelt die Firma mit Begriffen wie ''memory length'', '' memory depth'', ''recording length'' und ''saving depth'' herum - jeweils mit unterschiedlichen Werten für das gleiche Oszilloskop. Dabei vermeidet Uni-T Begriffsdefinitionen zu geben. Im Zweifelsfall sollte man mit dem kleinsten Wert aller Angaben rechnen.</ref>
| 320x240 (Monochrom)
| USB, RS-232.
| Als UT2025'''C''' mit Farbdisplay. UT2000 Serie 25-200MHz, 2CH 250MSa/s bis 1GSa/s wenig Rauschen
|-
| [http://www.uni-trend.com/UTD2052CEL.html UTD2052CEL]
| [http://www.uni-trend.com/ Uni-Trend Group Limited]
| 369,-
| 2
| 1000
| 50
| 8
| 2x600k ''recording length''; 25k ''saving depth'' ein Kanal; 12,5k ''memory depth'' zwei Kanäle<ref>Uni-Ts Angaben zur Speichertiefe sind mit Vorsicht zu genießen. Seit Jahren wirbelt die Firma mit Begriffen wie ''memory length'', '' memory depth'', ''recording length'' und ''saving depth'' herum - jeweils mit unterschiedlichen Werten für das gleiche Oszilloskop. Dabei vermeidet Uni-T Begriffsdefinitionen zu geben. Im Zweifelsfall sollte man mit dem kleinsten Wert aller Angaben rechnen.</ref>
| 800 x 480 Der Displaycontroller faßt immer 2x2 Pixel zusammen, dadurch reduziert sich die Auflösung real auf 400 x 240 (Menü nimmt relativ viel Platz auf dem Bildschirm ein)
| USB
|
|-
| HM2008
| [http://www.hameg.com Hameg]
| 2000
| 2
| 2GSa/s(1CH)1GSa/s(2CH)
| 200
| 8
| 4048k
| Röhre 8x10cm
| USB für Speicherstick (vorne), USB/RS232 für PC (hinten),
| 4 Logikkanäle nachrüstbar, Ethernet/USB nachrüstbar
|-
| PT 1200
| [http://www.PEAKTECH.de Peaktech]
| ca. 360
| 2
| 100MSa/s(1CH)100MSa/s(2CH)
| 25
| 8
| 6k pro Kanal
| Farb LCD 7,8" 640x480
| USB für PC (hinten)
| Im Original vermutlich ein Owon PDS5022S. Optional: Akkupack 7,4 V ~ 8000 mA
|}

Weitere Marken, die gelegentlich auf dem deutschen Markt auftauchen, häufig über eBay, sind

* GAOtek
* Hangzhou Jingce (JC)
* Tonghui
* Ypioneer
* Jiangsu Lvyang
* Siglent (Zweitmarke von Atten)

Über deren Qualität hört man wenig oder gar nichts.

=== PC-Oszilloskope ===
==== PC-Zusätze ====
===== Allgemeines & Beachtenswertes =====

PC-Oszilloskope / PC-Zusätze sind im Prinzip digitale Speicheroszilloskope, mit der Besonderheit, dass sie die Daten nicht selbst anzeigen, sondern an einen PC übermitteln. Beim Kauf eines PC-Oszilloskops sollte man besonders vorsichtig sein, da viele Angebote irreführende Informationen enthalten. Sehr beliebt ist z. B. die Werbung mit der Analogbandbreite, also die Bandbreite die der Analogteil der Schaltung (Eingangsverstärker) verarbeiten kann. Wenn hier 100 MHz angegeben sind bedeutet das aber nicht, dass sich auch wirklich Signale bis 100 MHz darstellen lassen; wenn der Wandler nur mit 40 MS/s abtastet ist das Oszilloskop gerade noch bis 4 MHz verwendbar. Ebenso sollte man nur die Echtzeit- oder Realtime-Abtastrate beachten, eine manchmal ebenfalls angegebene "Äquivalent-Abtastrate" ist nur bei periodischen Signalen zu gebrauchen und damit im Umfeld von Mikrocontrollern meist wertlos.

Die Wahl zwischen einem Tischoszilloskop und einem PC-Zusatz ist nicht nur eine Geld-, Leistungs- oder Qualitätsfrage. Ein Tischgerät lässt sich anders bedienen (echte Knöpfe, sicherer Stand) und belegt nicht den PC oder Laptop. Erfahrene Entwickler ziehen ein separates Gerät einem PC-Zusatz vor. Zum Teil ist dies eine Generationsfrage.

Hinzu kommt, dass billige PC-Oszilloskope meist keine galvanische Trennung an ihrer USB-Schnittstelle besitzen. Ein Fehler bei einer Messung kann daher nicht nur das Oszilloskop, sondern gleich den PC mit beschädigen. Das gleiche Problem kann man übrigens auch bei einfachen Tischoszilloskopen mit PC-Schnittstelle haben. Allerdings kann man Tischgeräte auch ohne die PC-Verbindung betreiben, PC-Oszilloskope nicht.

Gelegentlich wird geraten, das Oszilloskop, egal ob Tischgerät oder PC-Zusatz, immer über einen "self powered" USB-Hub (einer mit eigenem Netzteil) mit dem PC zu verbinden. Ob ein solcher Hub als Schutzmaßnahme geeignet ist, besonders zum Personenschutz, sei dahingestellt. Schaden sollte er nicht.

Besonders zu beachten ist die PC-Software. Nicht nur, ob sie zum Zeitpunkt des Kaufs wenigstens grundsätzlichen Ansprüchen genügt, sondern auch, ob der Hersteller vermutlich willens und in der Lage ist, die Software über viele Jahre zu warten. Stichwort Investitionssicherheit. Ohne Wartung kann eine Inkompatibilität in der Software zum nächste Windows Service-Pack oder zur nächste Windows-Version das Gerät völlig entwerten.

Leider ist es so, dass es fast keine freie [[Oszilloskop#Software|Oszilloskopsoftware]] gibt. Die Protokolle zwischen Oszilloskop-Vorsätzen und Computer sind meist proprietär, und selten hat sich ein Entwickler freier Software die Mühe gemacht, ein Protokoll zu entschlüsseln. Noch seltener ist es, dass auf dieser Basis eine brauchbare oder gar gute Software geschrieben wurde. So ist ein Ausweichen auf freie Software kaum möglich, sollte der Hersteller die Wartung aufgeben. Man ist im Normalfall auf Gedeih und Verderb dem Hersteller ausgeliefert.

===== Vergleichstabelle PC-Zusätze =====

Diese Tabelle soll einen Überblick über interessante oder bekannte Geräte besonders im unteren Preisbereich geben. Eine vollständige Auflistung aller existierenden Geräte ergibt wegen der Vielzahl an Baureihen und Modellen wenig Sinn.

{| {{Tabelle}} class="sortable" id="pczusatzoszis"
|-
! Bezeichnung
! Hersteller
! Preis [€]
! Kanäle
! Samplerate [MS/s]
! Bandbreite [MHz]
! Auflösung [Bit]
! Speichertiefe [Samples]
! Display
! PC-Interface
! Bemerkungen
|-
| [http://www.elandigitalsystems.com/support/usbtmfaq/software.php USBscope50]
| Elan Digital Systems / dt. Vertrieb Hacker
| 249
| 1 (-4)
| 50 / 1000
| 10 / 75
| 8
| 3k pro Kanal
| auf dem PC
| USB
| CAT II, 300V galv. Trennung zu USB, OpenSource SDK, Java, Linux, LabView
|-
| PicoScope PS 2104
| Pico Technology
| 185
| 1
| 50
| 10
| 8
| 8K
| auf dem PC
| USB
| Spektralanalyse und Voltmeter in Software.
|-
| PicoScope PS 2105
| Pico Technology
| 290
| 1
| 100
| 25
| 8
| 24K
| auf dem PC
| USB
| Spektralanalyse und Voltmeter in Software.
|-
| PicoScope 2205
| Pico Technology
| 350
| 2
| 200
| 25
| 8 - 12
| 16K
| auf dem PC
| USB
| Kleiner Arbitrary Waveform Generator eingebaut.
|-
| [http://www.hantek.com.cn/english/produce_list.asp?unid=62 DSO-2090 USB]
| Hantek - Qingdao Hatek Electronic Co., Ltd.
| 200
| 2
| 1 Kanal: 100 / 2 Kanäle: 50
| 40
| 8
| 1 Kanal: 64K / 2 Kanäle: 32K
| auf dem PC
| USB
| Wenige Vorteile gegenüber einem Tischgerät. Analogbandbreite bei der Samplingrate nicht ausnutzbar. Kleiner Eingangsspannungsbereich. Unter diversen anderen Namen erhältlich.
|-
| [http://www.hantek.com.cn/english/produce_list.asp?unid=63 DSO-2150 USB]
| Hantek - Qingdao Hatek Electronic Co., Ltd.
| 200
| 2
| max. 150
| 60
| 8
| 10K-32K/Kanal
| auf dem PC
| USB
| .
|-
| [http://www.hantek.com.cn/english/produce_list.asp?unid=64 DSO-2250 USB]
| Hantek - Qingdao Hatek Electronic Co., Ltd.
| 220
| 2
| max. 250
| 100
| 8
| 10K-512K/Kanal
| auf dem PC
| USB
| .
|-
| Mephisto Scope 1 (UM202)
| Meilhaus
| 333
| 2
| 1
| 2
| 16
| 256K
| ..
| USB
| 5 in 1,
Oszilloskop,
Logik-Analysator,
Voltmeter,
Datenlogger analog und digital,
Digital-I/O
|-
| MSO-19
| Link Instruments Inc.
| 172
| 1
| 200
| 60
| ??
| 1K
| ..
| USB
|
Oszilloskop,
Logik-Analysator,
Pattern Generator,
TDR
|}

==== Soundkarten-Oszilloskope ====
[[Bild:Soundoszi.JPG|thumb|right|300px|Soundkarten Oszilloskop]]
Wem ein wirklich einfaches Oszilloskop für kleine Frequenzen (bis etwa 20 kHz) ausreicht, bspw. um die Kommunikation am I2C-Bus zu analysieren, kann dazu die Soundkarte des PC benutzen.
Allerdings eignet sich eine Soundkarte nicht dazu, Gleichspannungen zu messen, zu niederfrequente Signale können daher nicht damit erfasst werden: Im Screenshot nebenan erkennt man das z. B. an der fallenden Gerade am Schluss (obwohl der tatsächliche Signalpegel konstant oben bleibt). Auch ist hier besondere Vorsicht geboten, da Soundkarten nur für geringe Spannungen ausgelegt sind und bei einer zu hohen Eingangsspannung möglicherweise der ganze PC beschädigt wird. Daher ist eine Vorschaltung mit Spannungsbegrenzung (ca 0,7V) nötig.

Der Vorteil der Soundkartennutzung ist, dass es sich dank des PCs um eine Art Speicheroszilloskop handelt und die Daten zum Beispiel in Excel analysiert werden können.

* [http://www.scheidig.de/Deutsch/Download/SpekOszi/info.htm Hardy u. Karola Scheidig] verschiedene Programme zum Messen mit der Soundkarte.
* [http://www.sillanumsoft.org/ Visual Analyser] von Alfredo Accattatis und der University of Rome Tor Vergata, "Donateware"
* [http://www.zeitnitz.de/Christian/scope_en Soundcard Oscilloscope für Windows] von Christian Zeitnitz, kostenlos für Privatanwendung
* [http://www.qsl.net/dl4yhf/spectra1.html Spectrum Lab von DL4YHF]
* [http://w5big.com/spectrogram.htm Spectrogram] von R.S. Horne, ältere Version kostenlos
* [http://www.audiotester.de/ Audiotester 30-Tage-Version kostenlos]
* [http://www.dasylab.com/ DasyLab] Eingeschränkte Version (Soundkarte und serielle Schnittstelle) als Beilage zum Buch "Signale-Prozesse-Systeme" ISBN 9783642018633
* [http://www.zelscope.com/ Zelscope] von Constantin Zeldovich 14-Tage Evaluationsversion
* [http://www.dxzone.com/catalog/Software/Spectrum_analyzers/ Linksammlung]
==== Grafikkarten-Oszilloskope ====
Videokarten, die über einen analogen Input verfügen, stellen ebenfalls eine Alternative zu käuflichen Oszilloskopen dar, da sie 3kanalig Frequenzen bis rund 180 MHz verarbeiten können. Die digitale Auflösung liegt meist bei 8 Bit maximal, was für einfache Anzeigen jedoch reicht, wenn die Aussteuerung entsprechend ist. Durch Übersampeln lässt sich die Auflösung wie gehabt steigern, indem man z.B. je 4 Werte softwareseitig zusammenfasst und damit bis zu 2 Bit an Auflösung gewinnt. Bei 16 werten kann man in der Regel statistische 2-3 Bit erwarten und erhält eine Güte von ca 10 Bit bei 10MHz.

=== Selbstbau ===

Selbstbau eines solchen Gerätes erspart wie fast immer in solchen Fällen kein Geld, sofern man nicht eine Spezialfunktion benötigt, die im Markt nicht beschaffbar ist. Der Spaß liegt als wieder im Bauen selbst.

Es gibt diverse preiswerte Bausätze für Spielzeug-Oszilloskope. Die Ergebnisse nach dem Zusammenbau sind als Oszilloskop wenig brauchbar.

Eine positive Ausnahme stellt hier das [http://www.elv.de/usb-mini-scope-modul-usb-msm-komplettbausatz.html USB-MSM] von ELV dar, das bei sorgfältiger Kalibrierung und "analog powert" bis zu 200kHz trotz seiner Einfachheit durchaus für das Hobbylabor oder schulische Zwecke brauchbar ist.

Daneben findet man nur sehr wenige Selbstbau-Projekte deren Ergebnisse überzeugen. Einige interessante Projekte sind [http://www.mikrocontroller.net/topic/228997?goto=new#2308320]n und [http://www.ssalewski.de/DAD.html.de]. Dazu sei allerdings gesagt, dass der Aufwand an Material und Messmitteln schnell die Kosten für ein fertiges Oszilloskop überschreitet.

=== Umbau ===
Sofern man tatsächlich etwas benötigt, was nicht käuflich zu erwerben ist, kann der Kauf und Umbau eines verhandenen Gerätes sinnvoll sein.

Auf eBay werden immer noch die Oszilloskope der früheren Firma Wittig (heute Welec), wie zum Beispiel das W2012A, angeboten. Als Alternative zu der fehlerträchtigen Orginalfirmware ist mittlerweile eine Open-Source Variante verfügbar die kontinuierlich weiterentwickelt wird. Ebenfalls wird an Hardware Erweiterungen gearbeitet die die Qualität des Oszilloskops deutlich steigern. Wer sich nicht sicher ist ob das Gerät seinen Ansprüchen genügt sollte bei den Entwicklern nachfragen. [http://sourceforge.net/apps/trac/welecw2000a/wiki] Auch hier ist der Weg das Ziel.

== Siehe auch ==

* [[AVR_Softwarepool#Oszilloskop|AVR Softwarepool: Oszilloskop]]
* [[Einfaches Oszilloskop mit Bascom-AVR]]
* [[USB_Oszilloskop]]
* [[Logic_Analyzer]]
* [[LCS-1M - Ein einfaches, preiswertes, mikrokontrollergesteuertes Zweikanal-Oszilloskop zum Selberbauen]] ([[Picaxe]])

== Links & Literatur ==
* [http://www.elektronikpraxis.vogel.de/index.cfm?pid=9681 Online-Dossier Grundlagen digitaler Oszilloskope. ] Veröffentlicht auf Elektronikpraxis online
* [http://www.tek.com/Measurement/App_Notes/XYZs/03W_8605_3.pdf XYZs of Oscilloscopes Primer]. Tektronix 03W-8605-3. 20091. Grundlagen digitaler Oszilloskope und das messen mit ihnen, wobei die Tektronix-Produktpalette im Vordergrund steht.
* [http://www.tek.com/Measurement/App_Notes/ABCsProbes/60W_6053_9.pdf ABCs of Probes Primer]. Tektronix 60W-6053-9. 2009. Die Grundlagen von Tastköpfen, natürlich am Beispiel von Tektronixs Tastköpfen.
* [http://www.mikrocontroller.net/forum/1?filter=oszi*+-oszillator Forum-Beiträge zum Thema Oszilloskop] (Kaufberatung, Anwendung)
* [http://www.mikrocontroller.net/forum/3?filter=oszi*+-oszillator Beiträge im Markt-Forum]
* [http://www.virtuelles-oszilloskop.de/ Ein virtuelles interaktives Oszilloskop] ala HAMEG HM203-6 20 MHz zum Üben (Seite auf [http://www.virtuelles-oszilloskop.com Englisch])
* [http://www.eosystems.ro/eoscope/eoscope_en.htm Selbstbau-DSO 40MSPS]
* [http://www.sigcon.com/Pubs/straight/probes.htm Probing High-Speed Digital Designs], Originally published in [http://www.elecdesign.com/ Electronic Design Magazine], March, 1997
* [http://hackedgadgets.com/2007/12/10/oscilloscope-tutorials/ Oscilloscope Tutorials] Linkliste bei hackedgadgets.com
* [http://www.eevblog.com/2011/03/30/eevblog-159-oscilloscope-trigger-holdoff-tutorial/ EEVBlog #159] Videotutorial von Dave Jones zu '''Trigger Holdoff''', (engl.)

== Software ==
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/167705#1602827 WinXP Software für OsziFox/ProbeScope] von Micha B. (chameo)

* [http://users.physik.fu-berlin.de/~jtt/fsc2.phtml fsc2] is a program running under GNU/Linux for controlling spectrometers. Supported devices include digitizing oscilloscopes too:
** Tektronix Digitizing Oscilloscope TDS520, TDS520A, TDS520C, TDS540, TDS744A and TDS754A
** LeCroy Digitizing Oscilloscope 9400, 9410, 9420, 9424, 9424e and 9450(A)
** LeCroy Digitizing Oscilloscope Waverunner and Waverunner-2 (LT224, LT 262, LT264, LT342, LT344, LT354, LT362, LT364, LT372, LT374, LT584, 44(M)Xi, 62X1, 64(M)Xi, 104(M)Xi, 204(M)Xi)
** LeCroy Digitizing Oscilloscope WaveSurfer (422, 424, 432, 434, 452 and 454)

* [http://xoscope.sourceforge.net/ xoscope, oscope] is a digital oscilloscope using input from a sound card or EsounD and/or a ProbeScope/osziFOX and Bitscope hardware. Includes 8 signal displays, variable time scale, math,memory, measurements, and file save/load. (Linux, GPL)

* [http://www.mtoussaint.de/qtdso.html QtDSO] is a frontend for the Velleman PCS64i digital oscilloscope (Anm.: Velleman nicht mehr unterstützt) It provides a fully featured oscillocope mode (including XY plot and math) and a highly configurable spectrum analyzer mode. Für '''Digitalmultimeter''' gibt es vom gleichen Autor [http://www.mtoussaint.de/qtdmm.html QtDMM] und [http://www.mtoussaint.de/qtdmm2.html QtDMM2].

* [http://www.eig.ch/fr/laboratoires/systemes-numeriques/projets/osqoop-l-oscilloscope-libre/index.html Osqoop] est un oscilloscope logiciel sous licence libre. Il permet de travailler sur un nombre arbitraire de canaux et des acquisitions de longue durée. Wiki description: [http://gitorious.org/osqoop Osqoop] is a multi-platform open source software oscilloscope based on Qt 4. It connects to various hardware data sources such as the sound input or a dedicated USB board.

*[http://code.google.com/p/gds2000tools/ gds2000tools] ist eine Linux-Software für GW-Instek GDS-2000 und andere GW-Instek Oszilloskope.

* [https://code.google.com/p/xoscillo/ Xoscillo] - A software oscilloscope that acquires data using an Arduino or a Parallax (more platforms to come). (Lizenz: CC-BY-NC-SA 3.0; Windows and Linux (needs mono))

* [http://sourceforge.net/projects/oscope2100/ Oscope 2100] Linux software für Hantek DSO-2100.

* [http://sourceforge.net/projects/openhantek/ OpenHantek] Linux Software für Hantek (Voltcraft/Darkwire/Protek/Acetech) DSO-2090.

* [http://sourceforge.net/projects/dsoda/ Digital Soda] DSO-2250 Software.

* [http://owondriver.sourceforge.net/ Owon Driver, Ownon Dump] Linux-Treiber für Owon-Oszilloskope.

* [http://foss.doredevelopment.dk/wiki/Lxi-control Lxi-Control] Kommandozeilen-Applikation zur Fernsteuerung von Geräten mit LXI-Schnittstelle.

* [http://gpib-utils.sourceforge.net/ gpib-util] Linux Kommandozeilen-Applikation, unterstützt diverse Oszilloskope (und andere Geräte) mit GPIB-Schnittstelle.

* [http://optics.eee.nottingham.ac.uk/vxi11/ VXI11] Bibliothek und Programme für Geräte mit VXI-11 Schnittstelle.

* [http://sourceforge.net/projects/wfmreader/ Linux WFM Datenformat-Leser].

=== Datenauswertung ===

Bei Oszilloskopen (DSOs), die es erlauben, die gemessenen Daten zu einem PC zu übertragen, kann man die Messwerte auf dem PC weiter auswerten. Zum Beispiel ein Signal demodulieren, filtern oder dekodieren. Grundsätzlich ist die Auswertung in jeder Programmiersprache möglich. Programmiersprachen für numerische Berechnungen eignen sich jedoch besonders.

* [http://www.mathworks.com Matlab] und Freie Alternativen wie [http://www.scilab.org/ SciLab] oder [http://www.gnu.org/software/octave/ GNU Octave]

* [http://www.mathworks.com/matlabcentral/fileexchange/?term=Oscilloscope Matlabcentral Fileexchange, Suche nach ''Oscilloscope''] Auf Matlabcentral Fileexchange finden sich auch MatLab Lese- und Auswertungsfunktionen für diverse Oszilloskope. Hinweis: Die von MatLab für die Kommunikation mit einem Oszilloskop verwendeten Toolboxen und Funktionen dürfen aufgrund der Matlabcentral Lizenz nicht mit freien Alternativen verwendet werden. [http://wiki.octave.org/FAQ#Why_can.27t_I_use_code_from_File_Exchange_in_Octave.3F_It.27s_released_under_a_BSD_license.21 siehe GNU OCtave FAQ]

* [http://octave.sourceforge.net/instrument-control/ Octave-Forge instrument-control] für die Kommunikation mit diversen Geräten wie z.B. LXI-compatible Agilent, LeCroy or Tektronix Oszilloskope über VXI11. Außerdem UART, I2C, GPIB usw.

* Eines Ingenieurs angeblich unwürdig<ref>Es ist sehr einfach Fehler in Tabellenkalkulationen zu machen, die typischerweise lange unentdeckt bleiben. [http://www.eusprig.org/ Untersuchungen] haben gezeigt, dass bereits dann bis zu 90% aller Tabellenkalkulationsblätter fehlerhaft sind, wenn es nur um einfache mathematische Grundoperationen (Addieren, Subtrahieren, Multiplizieren, Dividieren) geht.</ref> sind Microsoft Excel oder andere Tabellenkalkulationen. Trotzdem sind sie zur Datenauswertung populär und auch geeignet, wenn sie richtig gehandhabt werden.

== Fußnoten ==
<references />

[[Category:Grundlagen]]
[[Category:Oszilloskope und Analyzer| ]]

Transformatoren und Spulen

2010-06-23T11:00:01Z

Pc1401: /* Leistung */

== Vorwort ==

Dieser Text ist eine Übersetzung des englischen [http://ludens.cl/Electron/Magnet.html Originals]. Es wurde nur dahin erweitert bzw. verändert, daß für alle Formelzeichen die in Deutschland gängigen Buchstaben verwendet worden. Weiterhin sind alle Formel bei der ersten Erklärung doppelt geschrieben. Einmal mit Formelzeichen und einmal mit den dazugehörigen Einheiten, welche dann in eckigen Klammern [ ] dargestellt werden.

== Einleitung ==

Es gibt viele Elektroniker, sowohl Hobbybastler als auch Profis, welche mit dem Elektromagnetismus auf Kriegsfuß stehen. Immer wenn sie eine [http://de.wikipedia.org/wiki/Spule_%28Elektrotechnik%29 Spule] oder einen [http://de.wikipedia.org/wiki/Transformator Transformator] entwerfen müssen, tut sich ein Abgrund der Verzweiflung vor diesen Leuten auf. Das Schlimmste ist, daß diese armen Opfer meist nicht schuld sind, da die Autoren von Sachbüchern scheinbar eine Verschwörung geschmiedet haben, um diese Dinge möglichst kompliziert zu erklären so daß sie niemand wirklich verstehen kann. Oder die Autoren haben es selber nicht richtig verstanden?

Gut, das Internet rettet uns. Ich werde die Grundlagen in einfachen, verständlichen Worten erklären. Hier findest du die meisten Informationen, welche benötigt werden, um elektromagnetische Teile zu entwickeln.

==Die Einheiten==

Ich habe eine Bitte. Wer auf dieser Seite landet, soll bitte alle alten und absurden Einheiten, mit denen die Sachbücher vollgestopft sind, vergessen. Am meisten zu nennen Zoll(Inch), Gauß und Oersted. Entferne diese Worte vollständig aus deinem Vokabular. Die haben dort keinen Platz. Sie sind grundlegende Schuldige bei der Verwirrung der Menschen, welche magnetische Entwicklungen machen wollen, sie machen sie irre. Nachdem wir sie nun losgeworden sind können wir anfangen.

Die erste Einheit die wir nutzen werden ist das Weber, geschrieben als Wb. Das ist die offizielle Einheit des magnetischen Flusses <math>\Phi</math>. Wenn man eine Leiterschleife nimmt und 1V für 1s anlegt, wird der Fluß in der Schleife sich um 1Wb geändert haben. Man beachte, daß das immer so ist, egal wie groß oder geformt die Schleife ist und egal was sich in ihr befindet! Offiziell ist die Definition des Weber so
::<math>\Phi = U \cdot t</math>

::<math>[Wb] = \text{V} \cdot \text{s}</math>

Aber ich bevorzuge die Gleichung in etwas praktischerer Form, bei der die Windungszahl N einer Spule berücksichtigt wird. Das ist eine unserer grundlegenden Wahrheiten.

:<math>(1)\quad \Phi = \frac{U \cdot t}{N}</math>

d.h. die Änderung des magnetischen Flusses (in Weber) ist die Spannung (in Volt) multipliziert mit der Zeit (in Sekunden) geteilt durch die Windungszahl. Das ist eine der mächtigsten und nützlichsten Formeln die wir haben.

Wenn wir ein gewisses Maß an magnetischem Fluß durch eine bestimme Fläche pressen, dann können wir von Flußdichte sprechen. Die Einheit ist Tesla, geschrieben als T, das Formelzeichen ist B. Die Definition ist einfach und offensichtlich.

:<math>(2)\quad B = \frac{\Phi}{A}</math>

::<math>\left[T\right] = \frac{\text{Wb}}{\text{m}^2}</math>

Man beachte, daß die Sprache von Quadratmetern im Bereich der Elektronik etwas praxisfern klingt, da die meisten Bauteile eher Querschnitte im Bereich von Quadratzentimetern haben. Aber bitte glaub mir daß es praktischer ist, diese "unpraktischen" Dinge zu akzeptieren als ein Dutzend verschiedene Umrechnungsfaktoren zu benutzen! Die Grundeinheiten haben den großen Vorteil, daß absolut keine Umrechnung nötig ist.

Die Grundeigenschaft einer jeden Spule ist [http://de.wikipedia.org/wiki/Induktivit%C3%A4t Induktivität], Formelzeichen L. Sie ist gemessen in Henry, geschrieben als H, definiert durch:

:<math>(3)\quad L = \frac{\Phi}{I}</math>

::<math>[H] = \frac{\text{Wb}}{\text{A}}</math>

oder in Worten: Ein Henry ist die Induktivität, welche den Strom um 1 Ampere steigen läßt, wenn man für eine Sekunde ein Volt anlegt. Diese Gleichung ist für unser Zwecke auch sehr nützlich. Jetzt können wir anfangen zu spielen. Wir können Gleichung (1) und (3) verbinden und erhalten das Folgende

::<math>L = \frac{\Phi \cdot N}{I}</math>
::<math>[H] = \frac{\text{Wb}}{\text{A}}</math>

Solche mathematischen Umwandlungen stimmen immer und geben uns die Möglichkeit, unbekannte Größen zu bestimmen.

=== Tabelle aller verwendeten Formelzeichen ===

{| class="wikitable" style="text-align:center"
|-
!Parameter || Formelzeichen || Einheit || Einheit Kurzform
|-
| magnetischer Fluß || <math>\!\,\Phi</math> || Weber || Wb
|-
| magnetische Flußdichte || B || Tesla || T
|-
| Induktivität || L || Henry || H
|-
| Spannung || U || Volt || V
|-
| Strom || I || Ampere || A
|-
| Fläche || A || Quadratmeter || <math>\!\,\text{m}^2</math>
|-
| Zeit || t || Sekunde || s
|-
| Energie || E || Joule || J
|-
| Windungszahl || N || Windungen || keine
|-
| Frequenz || f || Hertz || Hz
|-
| Länge || l || Meter || m
|-
| Widerstand || R || Ohm || <math>\!\,\Omega</math>
|-
| spezifischer Widerstand || <math>\!\,\rho</math> || Ohm mal Quadratmillimeter pro Meter||<math>\frac{\Omega \cdot \text{mm}^2}{\text{m}}</math>
|-
| Permeabilität || ?? || ?? || ??
|}

Achtung! Nicht das Formelzeichen der Fläche mit der Einheit des Stroms verwechseln!

Aber jetzt geht's an praktische Dinge.

== Entwicklung von Netztrafos ==

Während fast jeder Elektroniker weiß, daß das Spannungsverhältnis eines Transformators von dem Windungsverhältnis abhängt, taucht die Frage bei vielen Anfängern auf

"Wieviele Windungen pro Volt brauche ich?"

Es ist sehr einfach. Man hat einen Eisenkern, den will man bewickeln. Als erstes mißt man den Querschnitt des Eisens, durch den der magnetische Fluß geht. Sagen wir, der Mittelschenkel eines Transformators ist 2cm breit und der ganze Stapel der laminierten Bleche ist gut zusammengepreßt auf 3cm. Das bringt uns 6cm^2 bzw. 6*10^-4 m^2 Querschnitt. Nun müssen wir entscheiden, wieviel Flußdichte wir in unserem Eisen haben wollen. Bei niedrigen Frequenzen wie bei 50Hz Netztrafos ist der begrenzende Faktor die Sättigung des Kerns. Sehr bescheidene Transformatoren sättigen bei 1T, aber typische Werte liegen bei 1,2 oder 1,3T, und ein gutes kornorientiertes Material geht vielleicht bis 1,6 oder sogar 1,7T. Wenn man wirklich nicht weiß welches Material man hat sollte man besser bei 1T auf der sicheren Seite bleiben. Für diese Beispiel nehmen wir an, daß das Eisen für 1,2T gut genug ist.

Durch Anwendung von Formel (2) erhält man den maximal zulässigen Fluß von 0,72mWb. Doch bevor es weitergeht, warte für einen Moment und denk nach!!! Eisen kann in beide Richtungen magnetisiert werden. Die Gesamtänderung des magnetischen Flusses, vom maximal negativem zum maximal positiven kann 1,4mWb betragen! Weiter mit Formel (1) und der Berechnung der Windungen. Nehmen wir an wir reden von Chile oder einem anderen Land mit 220V und 50 Hz.

::<math>1,44~\text{mWb}=\frac{220~\text{V} \cdot 10~\text{ms}}{N}</math>
::<math>N=\frac{220~\text{V} \cdot 10~\text{ms}}{1,44~\text{mWb}}=1528</math>

Das ist die Windungszahl der 220V Primärwicklung.
Einfach, oder? In Wirklichkeit ist das oben Gesagte zu einfach um wahr zu sein. Es gibt einen anderen Faktor, den ich übersprungen habe. Das Obige wäre wahr, wenn die Netzspannung 220V Rechteck wäre. In Wahrheit ist es aber ein Sinus mit 220V Effektivwert, während der Mittelwert etwas anders ist. Und der magnetische Flußaufbau hängt vom Mittelwert ab, '''nicht''' vom Effektivwert! Also müssen wir einen kleinen Korrekturfaktor einführen, welcher durch Mathematik aus der Sinusfunktion abgeleitet werden kann. Anstatt mit der exakten Mathematik hier zu nerven empfehle ich mein Kochbuchrezept. 11% zu unserem Vorteil. Also reichen hier 1376 Windungen. Wo kommen die 10ms her, mag man fragen? Denk noch mal. Die Änderung vom maximal negativen zum maximal positiven Fluß passiert in einer Halbwelle. Und bei 50 Hz sind das 10ms. Wir können das alles in eine einfache, universelle Formel packen, gültig für die Berechnung der Windungen für alle Transformatoren und Spulen mit Sinusspannung.

:<math>(4)\quad N = \frac{U_{RMS}}{4,44 \cdot A \cdot f \cdot B}</math>
::<math>[Windungen] = \frac{[V]}{4,44 \cdot [m^2] \cdot [Hz] \cdot [T]}</math>

Die 4,44 ist kein Umrechnungsfaktor, sondern ergibt sich aus 2 * 2 * 1,11. Eine "2" ist für die Tatsache, daß der magnetische Umschwung doppelt so groß wie der einseitige ist (damit kann man die einfache Sättigungsgrenze einsetzen), die andere "2" entsteht durch die zwei Halbwellen der Sinusschwingung und die 1.11 ist der Umrechnungsfaktor von Effektivwert auf Mittelwert der Sinusspannung.

=== Leistung ===

Eine andere Frage ist meistens, wieviel Leistung ein Trafo bestimmter Größe übertragen kann. Laßt uns das analysieren.

Der magnetische Fluß im Kern hängt ab von der Spannung, welche an die Windungen angelegt wird, der Frequenz, aber '''nicht''' dem Strom, welcher der Transformator liefert! Oh, na gut, ein wenig Abhängigkeit gibt es da schon durch Effekte der realen Welt. Wenn man mehr Strom zieht, fällt durch den Widerstand der Wicklung etwas Spannung ab, wodurch die effektiv an der Wicklung wirksame Spannung reduziert wird und dadurch der magnetische Fluß proportional reduziert wird. Aber der entscheidende Punkt ist, daß der Kern des Trafos '''nicht''' die Ausgangsleistung beeinflußt. Diese Grenze kommt von den Wicklungen und hat zwei Seiten. Eine ist der Spannungsabfall, welche proportional zum Ausgangsstrom ist und an einem Punkt so groß sein wird, daß die Spannung für die Last nicht mehr ausreicht. Die andere ist Erwärmung. Mit steigender Last steigt die Verlustleistung in den Wicklungen quadratisch, und wenn man genügend Leistung lange genug entnimmt werden sie abbrennen.

All das Gesagte macht klar, daß die Leistung eines Transformators abhängt von dem magnetischen Kernquerschnitt (weil mehr Querschnitt weniger Windungen benötigt, damit dickerer Draht verwendet werden kann) und von der Größe des Wickelfensters, das ist der Querschnitt wo sich die Wicklungen befinden. Aber es gibt keine lineare Formel für den Zusammenhang dieser beiden Dinge zur Leistung! Wenn ein Transformator größer wird, wird der Pfad zur Wärmeableitung länger und somit wird das Anwachsen der Leistung geringer als das Produkt der beiden Querschnittsflächen.

Bei all dem Durcheinander werde ich keine Abschätzungen abgeben, dafür aber die reale Berechnung empfehlen. Für einen gegebenen Eisenkern, berechne die benötigten Windungen, beachte den verfügbaren Platz dafür, berechne die Drahtstärke und über den spezifischen Widerstand von Kupfer von <math>0,0178 \Omega \cdot mm^2/m</math> den Gesamtwiderstand der Wicklung. Jetzt kann es helfen zu wissen, daß für kleine Transformatoren ein maximaler Verlust von 10% (5% pro Wicklung) normalerweise akzeptiert wird. Das sollte es ermöglichen, die Leistung zu berechnen, welche sicher aus dem Trafo entnommen werden kann, wenn man genug Wissen für diese Rechnung hat! Man braucht nicht mehr Mathematik als man in der Schule gelernt hat, etwa in der 5. Klasse.

Hey, ich höre euch schreien!!! OK, OK, um die Sache klarer zu machen werde ich ein Beispiel vorrechnen. Nehmen wir den Kern von oben an, mit 6cm^2 Querschnitt und 10cm^2 verfügbar für die Wicklungen und daß eine Windung im Mittel 20cm lang ist. Wir verteilen den Wickelraum gleichmäßig auf Primär- und Sekundärseite. Und wir nehmen an, daß nur 40% des Wickelfensters wirklich für Kupfer genutzt werden, der Rest ist Isolation, Luft und verlorener Zwischenraum. Das ist in etwa eine realistische Annahme und beschert uns 2cm^2 für das Kupfer pro Wicklung. Mit 1376 Windungen hat die Primärwicklung einen Drahtquerschnitt von 0,14mm^2, die Gesamtlänge ist 275m. Der Widerstand berechnet sich aus

::<math>R = \frac{\rho \cdot l}{A} = \frac{0,0178 \frac{\Omega \cdot mm^2}{m} \cdot 275m}{0,14mm^2}=35 \Omega</math>

Wir erlauben 5% Verlust in jeder Wicklung. Bei 220V sind das 11V. Nun einfach das ohmsche Gesetz anwenden und der maximal Primärstrom ist 0,32A, multipliziert mit 220V ergibt das ein maximale Eingangsleistung von 70VA für diesen Trafo.

Cool, he? ;-)

Man beachte, daß der Magnetisierungsstrom hier nicht berücksichtigt wird. Du sagst vielleicht, daß selbst wenn es nur 10 oder 20% des Maximalstroms sind, er doch berücksichtigt werden muß! Wenn du das sagst, liegst du falsch. Der Magnetisierungsstrom ist 90 Grad phasenverschoben zum transformierten Laststrom und dadurch, selbst wenn es 20% des Laststrom sind, die Spitze der vektoriellen Summe der beiden sehr nahe beim Laststrom allein liegt. Es lohnt sich nicht den kleinen Unterschied zu beachten.

== Transformatoren für Schaltnetzteile ==

Das vorherige Kapitel kann nahezu vollständig auf Transformatoren höherer Frequenz in Schaltnetzteilen angewendet werden. Es gibt nur ein paar praktische Unterschiede, welche ich jetzt nennen werde.

Bei Frequenzen über ein paar hundert Hertz ist die Sättigung nicht mehr der begrenzende Faktor bei Auswahl der maximalen Flußdichte. Der Grund liegt darin, daß die Verluste des magnetischen Materials so hoch werden, daß die Flußdichte verringert werden muß, um ein akzeptables Maß an Verlusten zu erreichen! Man braucht wirklich das Datenblatt des Herstellers um festzustellen, welche Flußdichte akzeptabel ist. Um eine grobe Vorstellung zu erhalten sollte man bedenken, daß fast immer Ferritmaterial benutzt wird. Ferrit sättigt bei 0,3 bis 0,4T, das ist die absolute Grenze. Für ein typisches Leistungsferrit muß man die Flußdichte bei 25kHz unterhalb 150mT halten, und über 100kHz unter 50mT. Aber viel hängt auch von der Kerngröße ab. Ein größerer Kern muß dabei mit geringerer Flußdichte arbeiten, um eine Überhitzung zu vermeiden.

Normalerweise arbeiten Schaltnetzteile mit Rechtecksignalen, d.h. man muß die 11% zur "Sinuskorrektur" aus der Formel (4) entfernen. Und dann nutzen viele Schaltnetzteile den magnetischen Kern nur einseitig, sprich er wird nur in eine Richtung magnetisiert, was wiederum einen Faktor zwei aus der Formel entfernt. Für den Rest ist die Rechnung die gleiche wie für Netztafos.

Sei nicht überrascht wenn man mit sehr wenigen Windungen endet. Faktisch ist es ziemlich normal, nur 10 oder 20 Windungen an einer 300V Primärwicklung eines großen Schaltnetzteils zu haben.

== HF-Breitbandübertrager==

Vielleicht hast du diese Ferrittrafos schon am Ausgang von Transistor HF-Verstärkern gesehen. Sie sehen aus wie zwei Ferritröhren nebeneinander, mit zwei Kupferröhren hineingesteckt, welche die Primärwicklung mit einer Windung ergeben. Durch diese Kupferröhren sind einige Windungen isolierter Draht gezogen, welche die Sekundärwicklung bilden. Laßt uns so einen Trafo als Beispiel nutzen.

Unser hypothetischer Fall ist ein 100W Push-Pull Verstärker für 1,8-30MHz, gespeist von 13.8V, wie sie zu Millionen täglich von Funkamateuren und allen möglichen kommerziellen Diensten genutzt werden. Jeder Transistor kann seine Seite der Primärwicklung ziemlich nah an Masse ziehen, aber nicht ganz, wegen der Sättigungsspannung. HF-Transistoren sättigen typisch bei 1V, so daß es vernünftig ist anzunehmen, daß der Transistor um 12,8V schalten kann, was 25,6V Spitzenspannung für die Primärwicklung bedeutet, oder ca. 18V RMS. Auf der anderen Seite soll die Sekundärwicklung die HF-Leistung an 50 Ohm liefern, und 100W an 50 Ohm sind 70,7V. Deshalb brauchen wir ein Spannungs(Windungs)verhältnis von ca. 3,9. Mit einer Primärwicklung mit nur einer Windung können wir nur ganzzahlige Verhältnisse realisieren, deshalb entscheiden wir uns für vier Sekundärwindungen. Der Effekt ist, daß bei 100W die Transistoren bei 17,7V RMS laufen, oder 25V Spitze. D.h. sie schwingen über 12,5Vder Stromversorgung und lassen dabei 1,3V übrig für sie Sättigung. So weit so gut.

Bei 1,8MHz, unsere niedrigste Frequenz, kann ein typischer Ferrit sicher bis 12mT belastet werden. Wir haben einen schönen, reinen Sinus, also nutzen wir Gleichung (4).

::<math>1 Windung = \frac{17,7V}{4,44 \cdot A \cdot 1,8MHz \cdot 12mT}</math>

umgestellt nach der Fläche

::<math>A = \frac{17,7V}{4,44 \cdot 1 Windung \cdot 1,8MHz \cdot 12mT} = 1,8 \cdot 10^{-4}m^2</math>

Wir brauchen ein Kernquerschnitt von 1,8cm^2. Ein kleinerer Kern würde bei voller Leistung nach einiger Zeit überhitzen, während ein größerer etwas teuerer wäre, aber den Vorteil der spektralen Reinheit mit sich bringt, denn geringere Flußdichte heißt weniger Verzerrung. Aber für die Übung bleiben wir bei 1,8cm^2

Wir müssen noch etwas arbeiten. Wir könnten einen langen, dünnen Ferrit nutzen, oder einen kurzen dicken. Und wir können unter verschiedenen Ferrittypen wählen! Um die Auswahl einzuschränken, schauen wir uns die Induktivitätsforderung an. Der Ansatz ist, daß der Transformator eine Induktivität haben sollte, die hoch genug ist, um wenig Einfluß zu haben, wenn man ihn parallel zur Last schaltet. Pi mal Daumen sollte der induktive Widerstand 10mal höher sein als die Last. Man kann sich aussuchen, ob man das für die Sekundärspule mit 4 Windungen und 50 Ohm oder die Primärspule mit 1 Windung und 3,1 Ohm berechnen will, das Ergebnis ist gleich. Ich wähle die Primärseite. Der induktive Widerstand berechnet sich aus.

::<math>X_L=2 \pi \cdot f \cdot L</math>

Das heißt für uns

::<math> L=\frac{X_L}{2 \pi \cdot f}=\frac{31 \Omega}{2 \pi \cdot 1,8 MHz}=2,7 \mu H</math>

Wir brauchen also 2,7µH, um Pi mal Daumen die Anforderung des zehnfachen induktiven Widerstands zu erfüllen. Jetzt muß man sich die Datenblätter der Kerne anschauen und den passenden raussuchen. Für diese Beispiel werde ich den Katalog von Amidon nutzen.

Versuchen wir den ziemlich verbreiteten Typ FT-50-43. Dieser Ringkern hat 0,133cm^2 Querschnitt. Zwei Stapel zu je sieben Stück würden unsere Anforderung bezüglich Flußdichte erfüllen. Der [http://de.wikipedia.org/wiki/AL-Wert#Bestimmung_der_Induktivit.C3.A4t_mittels_AL-Wert AL-Wert] ist 0,52µH/N^2, d.h. 14 Kerne mit einer Wicklung ergeben 7,3uH, ein Mehrfaches unseres benötigten Wertes. Weil aber Breitbandverstärker zu Schwingungen bei niedrigen Frequenzen tendieren, weil dort die Transistoren die größte Verstärkung haben, ist es keine gute Idee mehr Leistung bei niedrigen Frequenzen anzubieten als notwendig! Versuchen wir einen anderen Typ.

Das Material 43 hat eine [http://de.wikipedia.org/wiki/Permeabilit%C3%A4t_%28Magnetismus%29 Permeabilität] von 850. Ein Kern mit den gleichen Abmessungen aber mit einer Permeabilität von nur 330 wäre nett. Aber Amidon macht keine Kerne dieser Größe in einer Permeabilität auch nur annähernd zu dem. Hey, man kann nicht immer umsonst Achterbahn fahren. Die nächstniedrigere Permeabilität, welche von Amidon verfügbar und für unser Projekt brauchbar ist, ist 125, das ist zu wenig. Also bleiben wir beim 43er Material uns sehen was wir machen können.
Es gibt den FT-82-43 aus dem gleichen Material. Er ist viel dicker, hat 0,25cm^2 Querschnitt und einen AL-Wert ziemlich ähnlich zu unserem anderen Kern, 0,55µH/N^2. Zwei Stapel mit je 4 Stück ergeben mehr als genug Querschnitt mit 4,4µH. Das ist eine brauchbare Lösung und bringt uns mehr Platz für die Wicklungen.

Bei höheren Frequenzen ist die Flußdichte geringer und bleibt damit unterhalb der Grenze des Materials. Das Verhältnis zwischen induktivem Widerstand und Lastwiderstand verbessert sich mit steigender Frequenz, aber bei den höchsten Frequenzen könnten parasitäre Kapazitäten starken Einfluß gewinnen, so daß man sie bei der Entwicklung berücksichtigen sollte.

== Energiespeicherung in Magnetkernen ==

Weiß du wieviel Energie eine Spule speichert? Das ist definiert durch die gleiche, alte Formel, die oft in der klassischen Physik auftaucht.

:<math>(5)\quad E = \frac{1}{2} \cdot L \cdot I^2</math>
::<math> [J] = \frac{1}{2} \cdot [H] \cdot [A]^2</math>

Die Einheit der Energie ist Joule (J). Die Induktivität L in Henry (H) sowie der Strom I durch die Spule in Ampere (A). Im Falle eines Transformators muß dieser Strom netto berechnet werden, nachdem man die (transformierten) Primär- und Sekundärströme abgezogen hat unter Berücksichtigung des Windungsverhältnisses. Kurz, das ist der Magnetisierungsstrom.

In den meisten Anwendungen als Transformator ist dieser Strom nicht wirklich gewünscht, aber ein unvermeidbarer Nebeneffekt. Aber es gibt Anwendungen, welche diese Energiespeicherung gut nutzen! Ein sehr wichtiges Beispiel ist der Sperrwandler. Im Prinzip speichert dieser Wandler die Energie von der Primärseite und entlädt sie in die Sekundärseite, oft mit einer Spannung, welche '''nicht''' dem Windungsverhältnis entspricht! Weil Primär- und Sekundärstrom nicht zur gleichen Zeit fließen ist es nicht mehr gültig, daß die Spannungen im gleichen Verhältnis wie die Windungszahlen stehen!

Nehmen wir an, wir entwickeln ein Schaltnetzteil auf dieser Basis. Wir wollen 13,8V Ausgangsspannung, während die Eingangsspannung 110 oder 220V ist. Der logische Ansatz in diesem Fall ist die Nutzung eines Gleichrichters, welcher als Brücke für 220V oder als Verdoppler für 110V geschaltet werden kann. Am Ende haben wir 300VDC in beiden Fällen, der Rest des Schaltnetzteils ist identisch, unabhängig von der Netzspannung. Nehmen wir weiter an, wir haben einen Ferritkern mit 2cm^2 Querschnitt, 12cm magnetische Pfadlänge mit einer Anfangspermeabilität von 2000 und 350mT Sättingsflußdichtee. Der Wandler soll bei 100 kHz laufen. Für die Entwicklung brauchen wir noch ein paar Informationen. Den AL-Wert, welcher das Verhältnis zwischen Anzahl der Windungen und Induktivität beschreibt. Wenn er nicht im Datenblatt angegeben ist, kann man ihn aus den physikalischen Abmessungen und Ferriteigenschaften berechnen. Oder man wickelt eine Meßspule und mißt den Wert nach, aber es ist ganz sicher einfacher ihn aus dem Katalog zu bekommen! Nehmen wir an unser Kern hat 6µH/N^2, d.h. 1 Windung ergibt 6µH, 10 Windungen ergeben 600µH und so weiter. Diese angenommenen Werte sind typisch für praktische Fälle.

Um die Spannungsbelastung des Transistors der Primärseite zu verringern, wählen wir 30% der Zykluszeit für die Aufladung des Transformators und 60% für die Entladung. Das erlaubt die Entladung mit der halben Eingangsspannung, d.h. der Schalttransistor sieht nur 450V statt 600V. Das reduziert auch die Stromspitze des sekundären Gleichrichters, während dadurch aber die Stromstärke der Primärseite sowie Spannungsfestigkeit der Sekundärseite erhöht werden, was hier aber kein Problem ist. Die verbleibenden 10% der Schaltzeit sind reserviert für Schaltzeit des Transistors, Totzeitsteuerung des Steuer-ICs etc. Bei 100kHz ist die Ladezeit 3µs, die Entladezeit 6µs. Ein Blick ins Datenblatt sagt uns, daß bei 100kHz und einseitiger Magnetisierung die Flußdichte auf 100mT begrenzt werden sollte. Durch Anwendung von Formel (1) und (2) können wir schnell ausrechnen.

::<math> B = \frac{U \cdot t}{N \cdot A}</math>

::<math> N = \frac{U \cdot t}{B \cdot A} = \frac{300V \cdot 3\mu s}{0,1T \cdot 2 \cdot 10^{-4}m^2}=45</math>

45 Windungen laden diesen Kern auf 0,1T in 3µs, wenn man 300V anlegt. Schön und einfach. Auf der Sekundärseite brauchen wir 13,8V, plus ca. 1V für die Gleichrichterdiode, macht in Summe ca. 15V. Wir können die gleiche Formel einsetzen, nur mit anderen Werten für Spannung und Zeit.

::<math> N = \frac{U \cdot t}{B \cdot A} = \frac{15V \cdot 6\mu s}{0,1T \cdot 2 \cdot 10^{-4}m^2}=4,5</math>

Gefällt dir das? Das Windungsverhältnis ist 10:1, während das Spannungsverhältnis 20:1 ist, weil das Zeitverhältnis 1:2 ist!

Entscheide frei ob du lieber 4 oder 5 Windungen haben willst, das bewirkt nur eine geringfügige Änderung der Lade- und Entladezeiten.

Nun, wieviel Leistung kann dieses Netzteil liefern? Nein, rechne jetzt nicht wie bei einem Netztrafo! Wir haben hier zwei Grenzen. Eine ist die begrenzte Wärmeerzeugung im Transformator, aber es gibt auch eine funktionale Grenze, welche viel wichtiger ist. Unser Schaltnetzteil arbeitet mit Energiespeicherung und bei jedem Zyklus wird nur eine kleine Menge an Energie gespeichert, wodurch die am Ausgang verfügbare Leistung streng begrenzt ist!

Durch unseren oben angenommenen AL-Wert hat unsere Primärwicklung mit 45 Windungen eine Induktivität von 12mH. Über die Definition der Induktivität können wir den Spitzenstrom am Ende des Ladezyklus ausrechnen.

::<math> I = \frac{U \cdot t}{L} = \frac{300V \cdot 3 \mu s}{12mH}= 75mA</math>

Nur 75mA! Sieht nicht viel aus. Berechnen wir die gespeicherte Energie.

::<math>E = \frac{1}{2} \cdot L \cdot I^2= \frac{1}{2} \cdot 12mH \cdot (75mA)^2=34\mu J</math>

Man kann das auch über einen anderen Ansatz berechnen. Da der Strom linear von Null bis 75mA ansteigt, ergibt das im Mittel 37,5mA. Bei 300V und 3µs sind das

::<math>E = U \cdot I \cdot t = 300V \cdot 37,5mA \cdot 3\mu s =34\mu J</math>

Schön wenn die Dinge übereinstimmen...? ;-)

Wenn man bedenkt, daß man bei 100kHz 100.000 dieser kleinen Brocken von Energie pro Sekunde hat, und Leistung schlicht Energie pro Zeit ist, dann kommen wir auf traurige 3,4W für unser glorreiches Netzteil! Sieht nach einer ziemlich schlechten Nutzung für einen Kern dieser Größe aus, nicht wahr? Dieser Kern ist mit "250W typisch" durch den Hersteller gekennzeichnet!!!

Wir müssen herausfinden, wie wir mehr Energie in dem Kern speichern können. Wenn wir die Induktivität erhöhen, wird der Strom kleiner, aber der Strom geht quadratisch in die Energie ein! Keine gute Idee. Es ist besser die Induktivität zu verringern, dadurch steigt der Strom. Da die gespeicherte Energie linear von der Induktivität, aber quadratisch vom Strom abhängt, ist es offensichtlich daß die gespeicherte Energie proportional steigt.

Wie machen wir das? Wir können nicht einfach die Windungszahl verringern! Das bringt uns in Widerspruch mit Gleichung (1), erhöht die Flußdichte mehr als der Ferrit verträgt. Erkennst du das Problem? Wir müssen die Induktivität verringern, ohne die Windungszahl zu verringern, um die Flußdichte zu erhalten.

Es gibt ein einfaches Werkzeug um das zu erreichen. Luft! Man muß nur den Magnetfluß über einen Luftspalt laufen lassen, indem man die beiden Kernhälften geringfügig auseinander zieht. Der Effekt dieses Luftspalts ist die Verringerung der effektiven Permeabilität des Kerns und damit die Reduzierung des AL-Werts, ohne Einfluß auf andere Parameter. Schauen wir was passiert wenn wir einen Luftspalt von insgesamt 1mm einfügen, was durch das Entfernen der Kernhälften um 0,5mm erreicht wird.

Der magnetische Fluß läuft nun 120mm durch Ferrit mit einer Permeabilität von 2000 und 1mm durch Luft mit einer Permeabilität von Eins. 2000mm Ferrit haben den gleichen magnetischen Widerstand wie 1mm Luft! D.h. unser Kern hat nun nur noch eine effektive Permeabilität von 120 anstatt der 2000! Das heißt auch, unser AL-Wert ist nun 0,36µH/N^2 und unsere Primärwicklung mit 45 Windungen hat nun nur noch 720µH. Das wiederum heißt, daß sie in 3µs auf 1,25A aufgeladen wird und 0,56mJ pro Zyklus speichert, woraus 56W Ausgangsleistung entstehen. Das sieht deutlich besser aus als unsere mageren 3,4W ohne Luftspalt! Und all das bei der gleichen Flußdichte im Kern!

Hast du jemals gedacht, daß eine 1mm dicke Luftschicht so schrecklich wichtig sein kann?

Die nächste Frage wäre, ob es eine Grenze für den Luftspalt gibt. Sicher, es gibt zwei Grenzen. Eine ist einfach, wenn man die gespeicherte und übertragene Energie erhöht, erhöht sich auch der Verlust in der Wicklung. An einem Punkt erreicht man die Grenze der thermischen Verluste im Kupfer, genauso wie im Netztransformator. Die Größe des Luftspalts ist meist ein Kompromiß des Entwicklers. Aber es gibt ein anderes Problem. Mit fallender effektiver Permeabilität fällt auch die Kopplung zwischen den Wicklungen. Der Transformator entwickelt ein starkes Streufeld und zeigt starke ungekoppelte Induktivität, welche zur Zerstörung des Leistungstransistors und der Diode führen kann und in den meisten Fällen einen [[Snubber]] notwendig macht. Der Entwickler muß manchmal mit weniger Luftspalt auskommen als was die Wicklungen thermisch verkraften könnten. In jedem Fall kann das Koppelproblem durch richtige Konstruktion des Transformators minimiert werden. Die Primär- und Sekundärwicklung kann gemischt sein, eine bifilare Wicklung ist manchmal möglich. Und es ist oft eine gute Idee, eine dicke Kupferfolie um den kompletten Transformator zu wickeln, welche eine Kurzschlußwindung darstellt. Diese bewirkt, daß der Fluß außerhalb zu Null wird, was bedeutet, daß der Fluß durch den Spulenaufbau gleich dem um die Spule (Seitenschenkel des Kerns) ist und damit die Kopplung verbessert.

In vielen Fällen ist es besser ein Material mit weniger Permeabilität zu verwenden, wie z. B. Eisenpulver. Der Transformator wäre nahezu identisch, wenn wir ihn mit einem Material mit einer Permeabilität von 120 ohne Luftspalt bauen würden. Er hätte eine bessere Kopplung und weniger Streufeld. Andererseits ist der große Vorteil des Luftspalts, daß der Entwickler genau festlegen kann, wieviel effektive Permeabilität er will, ohne einen neuen Kern bestellen zu müssen!

== Drosseln ==

Eines der schlimmsten Dinge, die ich je in einem elektrischen Sachbuch sah, daß man verschiedene Formeln für das Gleichstrom- und Wechselstromverhalten von Spulen angegeben hat. Das ist kompletter Unsinn!!! Es gibt keinen grundlegenden Unterschied zwischen Gleich- und Wechselstrom. Zu jedem Zeitpunkt des Wechselstroms fließt ein "Gleichstrom", und in Gleichstromanwendungen fließt auch ein Wechselstrom, wenigsten beim Ein- und Ausschalten. Deshalb können und sollten wird die gleichen Entwicklungsansätze für Drosseln nutzen.

Schauen wir uns das in der Praxis an. Eine verbreitete Aufgabe ist die Entwicklung einer Drossel mit einer bestimmten Induktivität, welche einen bestimmten Strom aushält ohne in die Sättigung zu gehen. Beachte, daß für Gleichstromanwendungen die Grenze immer durch die Flußdichte gesetzt wird. Erinnerst du dich daran, was ich weiter oben geschrieben habe? Bei hohen Frequenzen ist die Grenze durch die Kernverluste bestimmt, und bei niedrigen durch die Sättigung. Und Gleichstrom ist einfach eine sehr, sehr niedrige Frequenz. ;-)

Nehmen wir an, wir brauchen eine Drossel mit 100µH, die wenigstens 10A aushält, bevor sie in die Sättigung geht. Nehmen wir an, wir nutzen einen Ringkern aus Eisenpulver dafür mit einem Querschnitt von 1cm^2 und einer Pfadlänge von 10cm. Die Permeabilität ist 75 und die Sättigung beginnt bei 0,5T, Der AL-Wert ist 80nH/N^2. Allein aus dem AL-Wert können wir leicht ausrechnen, daß wir 35 Windungen brauchen. Nun, wie können wir den Fluß ausrechnen? Letztendlich wird keine Spannung an die Wicklung angelegt! Denk noch mal nach! Es '''muß''' eine Spannung angelegt worden sein, um den Strom fließen lassen zu können. Wenn wir 1V anlegen, würde es bei 100µH 1ms dauern, ehe 10A erreicht werden, wie man aus Gleichung (3) leicht errechnen kann. Zusammen mit Hilfe von Gleichung (2) können wir die Flußdichte direkt berechnen

::<math>B = \frac{L \cdot I}{A \cdot N}= \frac{100 \mu H \cdot 10A}{1 \cdot 10^{-4}m^2 \cdot 35}=0,28T</math>

welche in einer Flußdichte von 0,28T endet in unserem Kern mit 1cm^2 Querschnitt. Bingo! Diese Drossel könnte fast das Doppelte an Strom leiten, bevor sie in die Sättigung geht. Ein kostenbewußter Entwickler würde die selbe Übung mit dem nächstkleineren Kern durchführen, welcher gerade groß genug ist, um die Drossel mit 100µH bei 10A zu erreichen.

== Kernauswahl ==

Es gibt unzählige Formen und Größen von magnetischen Kernen, und alle sind mit verschiedenen Materialien verfügbar. Es ist eine gute Idee, wenn man wenigsten prinzipiell weiß, was es gibt.

===Materialien===

Das älteste Material für Transformatoren ist '''Eisen''', bekannt als [http://de.wikipedia.org/wiki/Dynamoblech Dynamoblech]. Es ist in dünnen Blechen verfügbar, welche voneinander isoliert werden müssen, um die Wirbelströme gering zu halten. Nur in reinen Gleichstromanwendungen kann man massives Eisen oder unisolierte Bleche nehmen. Transformatoreisen verträgt mindestens 1T bevor es in die Sättigung geht, während 1,2T für die meisten Typen OK ist, 1,5T für einige und 1,7T sind mit den Besten möglich. Die Permeabilität dieses Materials ist ca. 2000 bis 5000. Die Eisenlegierungen mit höherer Sättigungsgrenze haben die geringeren Werte. Die Verluste sind so hoch, daß sie für Frequenzen kurz über 100Hz der begrenzende Faktor sind, anstatt die Sättigung.

'''Eisenstaub''' wird auch genutzt, gemischt mit Epoxidharz und in Magnetkerne geformt. Die Permeabilität hängt vom Eisengehalt der Mischung ab. Da selbst eine kleine Menge Harz deutlich weniger Permeabilität als das Eisen hat, ist die effektive Permeabilität ziemlich niedrig, zwischen 2..100 sind typisch. Für höhere Permeabilitäten wird die Korngröße und Form des Eisen sehr wichtig, da man sehr enge Kornpackungen erzielen kann.
Sättigung setzt eher als bei massivem Eisen ein, weil der Fluß tendenziell aus den Eisenpartikeln gedrängt wird, 0,5T ist ein typischer Wert. Auf jeden Fall ist die Sättigung sehr "weich", es gibt keinen gut definierten Punkt an dem die Sättigung einsetzt. Die Verluste sind niedrig, so daß die Typen mit geringer Permeabilität bis in den HF-Bereich verwendet werden können. Diese Pulverkerne gibt es auch mit anderen Legierungen, wie z. B. Permalloy, in einigen Fällen mit attraktiven Eigenschaften.

'''Ferrite''' sind die vielseitigsten aller verfügbaren Materialien. Während sie bei niedrigeren Werten sättigen, typisch 0,3T, gibt es sie in einer riesigen Breite von Permeabilitäten. Es ist nicht schwer Ferrite mit einer Permeabilität von 20 oder 25.000 zu finden! Der unerfahren Anwender kann den Unterschied von Außen nicht erkennen. Selbst wenn zwei Ferritkerne identisch aussehen, kann der eine 1000fach verschieden zum anderen sein! Also sollte man sicherstellen, daß man '''weiß''', welches Material man hat, bevor man mit der Rechnung anfängt.

In jedem Fall gibt es zwei große Kategorien von Ferriten. Leistungsferrite, genutzt in Schaltnetzteilen etc., sie haben eine Permeabilität von etwa 2000 und geringe Verluste zwischen 20..100kHz. HF-Ferrite mit Permeabilitäten zwischen 100...1000 und geringen Verlusten machen sie brauchbar bis 30MHz. Aber es gibt viele Ferrittypen, die bei weit höheren Frequenzen noch arbeiten und weniger Permeabilität haben. Die Permeabilitäten über 2000 sind reserviert für spezielle Kerne wie Breitbandübertrager, Transductoren und Rauschfilter.

=== Formen ===

Bei den Formen will ich nur einige nennen.

*Ringkerne: Sie sind einfach, billig und leicht zu nutzen, haben geringe Dispersion (wenig Streufeld), gute Selbstabschirmung, können aber keinen Luftspalt enthalten, und 10.000 Windungen auf einen Ringkern wickeln ist nichts was ich gern tun würde.
*E-Kerne: Sehr zweckmäßig für die meisten Anwendungen, aber die scharfen Ecken sorgen für mehr Streuverluste
* U-Kerne: Etwas billiger und leicht ineffizienter als E-Kerne (wegen der größeren Pfadlänge)
*Schalenkerne: Vereint die Zweckmäßigkeit des E-Kerns mit der guten Schirmung des Ringkerns (er ist sogar besser!), aber sie kosten mehr. Manche haben einen einstellbaren Luftspalt.
*Stäbe: Nutzbar für Drosseln. Sie haben wirklich große Luftspalte! ;-) Aus genau diesem Grund sind sie unbrauchbar für Transformatoren, die Kopplung wäre zu schlecht.
*E-I Laminate: Das ist so ziemlich die einzige Form, in der man Transformatoreisen kaufen kann.

Ich empfehle man bestellt sich einige Kataloge der Hersteller von magnetischen Materialien und kann so mehr über die anderen 994 Formen lernen . . . Ich empfehle Amidon, Ferroxcube , Ferrinox (Thomson Composants), SiFerrit (Siemens), TDK, Philips, um einige zu nennen. Ich habe meist mit Amidon, Ferrinox und Mülleimerkernen gearbeitet. Die besten Leistungsdaten scheinen von einigen japanischen Ferriten zu kommen.

Diese kleine Abhandlung des Elektromagnetismus kann natürlich nicht als vollständig betrachtet werden, aber ich bevorzuge es, mich auf die wichtigsten Dinge für den Entwickler bzw. Hobbybastler zu konzentrieren. Ich habe alle Dinge übersprungen, welche in meinen Augen weniger wichtig sind für die praktische Anwendung. Ich habe auch viele praktische Hinweise übersprungen, welche zwar nützlich wären, aber diesen Artikel zu sehr in ein Kochbuch verwandelt hätten. Wer Fragen hat soll nicht zögern. Meine Adresse ist auf der ersten [http://ludens.cl/index.html Seite]. Wenn genug Fragen auftauchen, werde ich ein F.A.Q. anfügen.

== Siehe auch ==

*[[Spule]]
*[[MC34063]]

== Weblinks ==

* [http://www.amidon.de/ Amidon, Hersteller von Kernen aller Art]
* [http://www.ferroxcube.com/ Ferroxcube, Hersteller von Kernen aller Art]
* [http://www.epcos.de Epcos, ehemals Siemens, Hersteller von Kernen aller Art]
* [http://www.ferrite.de ferrite.de, Händler für Kerne aller Art]
* [http://www.tridelta-weichferrite.de/ TRIDELTA Weichferrite]
* [http://www.spulen.com/ MM Spulen für Elektronik - Der Shop rund um die Spule - Drähte, Litzen, Ferrite, Spulen aller Art]
* [[media:verlustarme_trafos.pdf | Sehr gute Erklärung der Wirkungsweise eines Trafos (PDF)]]
* [http://www.wolfgang-wippermann.de/koppelfa.htm Koppelfaktor messen, mit Beispielen von realen Spulenanordnungen auf dem Amateurfunkbereich]
* [http://www.dos4ever.com/flyback/flyback.html Flyback Converter for dummies, engl. Gute Seite über Sperrwandler und Drosselspulen für Nixieröhren mit einfacher Messung des Sättigungsstroms]

[[Category:Grundlagen]]
[[Category:Spannungsversorgung und Energiequellen]]