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IGBT

2024-04-04T06:15:23Z

Powerfreak:

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]].

== Einleitung ==

'''I'''nsulated '''G'''ate '''B'''ipolar '''T'''ransistor

Ein IGBT kann im ersten Ansatz wie eine Kombination aus [[FET | Feldeffekt]]-Transistor und [[Transistor|Bipolarem Transistor]] betrachtet werden, bei der ein N-Kanal FET einen PNP Bipolartransistor ansteuert. Daher ist der IGBT bezüglich der Ansteuereigenschaften wie der FET als spannungsgesteuertes Bauelement (Achtung Treiberleistung!) zu betrachten, und hat ein Gate. Die weiteren Eigenschaften ähneln aber einem Bipolartransistor (Sättigungsverhalten), daher werden diese Anschlüsse mit Kollektor und Emitter bezeichnet.

=== Vorteile des IGBT ===

* Leistungslose Ansteuerung wie beim FET im statischen Betrieb
* Verfügbarkeit für deutlich höhere Betriebsspannungen gegenüber FET Aufgrund des internen Aufbaus.
* Niedrigere Verluste als die eines FETs ab einer Spannungsfestigkeit von derzeit (2014) ca. 250V.
* Höhere Impulsbelastbarkeit (Faktor 4..5 für sehr kurze Pulse <5..10µs, bei neuster Chiptechnologie <3..5µs).
* Keine parasitäre Diode vorhanden. (siehe "Nachteile des IGBT") Beim FET ist aufbaubedingt eine parasitäre Diode vorhanden. Dies ist oft - je nach Applikation - ein Nachteil. Bei Anwendungen mit entweder hohen Strömen, und/oder schnellem Schalten ist es ein Vorteil, wenn keine Diode integriert, und eine Diode ausgewählt werden kann, die auf den Anwendungsfall optimiert ist. Diese wird teilweise schon im selben Gehäuse platziert.
* Geringe Erhöhung der Verluste bei steigender Temperatur verglichen mit einem FET.

=== Nachteile des IGBT ===

* Zum schnellen Schalten wird wie beim MOSFET ein starker [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Gatetreiber]] benötigt.
* Kann unter bestimmten Umständen (zu großes dU/dt) wie ein [[TRIAC|Thyristor]] zünden (Latch-Up Effekt). Der Strom ist hier nicht mehr kontrollierbar. Das wird bei modernen Typen durch strukturelle Maßnahmen im Aufbau effektiv verhindert.
* Schaltverluste beim Abschalten sind vergleichsweise hoch, bedingt durch den sogenannten "Tail current". Dieser wird verursacht durch Ladungsträger, die nach dem eigentlichen Ausschalten noch vollständig abgeführt werden, was zu einem langsam abklingenden Strom führt.
* Nur für relativ geringe Schaltfrequenzen einsetzbar ("hart schaltend", je nach Typ bis ca. 50kHz, Spezialtypen auch bis ca. 300kHz)
* Nicht rückwärts leitfähig
* Keine parasitäre Diode vorhanden. Zum Schalten von induktiven Lasten ist eine externe Diode sehr empfehlenswert. (siehe "Vorteile des IGBT")
* Kein Durchbruch zweiter Art wie beim FET. Vorgänge dieser Art führen beim IGBT im Allgemeinen zur sofortigen Zerstörung.

=== Erklärung der wichtigsten Datenblattwerte ===

{| class="wikitable"
|-
! style="width:15em" | Parameter
! style="width:6em" | Symbol
! style="width:6em" | Beispiel
! Erklärung
|-
| Collector Emitter Voltage (Breakdown) || <math>BV_\mathrm{CES}</math> <math>V_\mathrm{CE}</math> || 600V || Maximale Sperrspannung zwischen Kollektor und Emitter
|-
| DC collector current || <math>I_\mathrm{C}</math> || 60A @90°C || Maximaler, dauerhaft zulässiger Kollektorstrom bei 90°C
|-
| Pulsed Collector Current || <math>C_\mathrm{pulse}</math> <math>I_\mathrm{CM}</math> || 150A || Maximaler Pulsstrom (Achtung die zulässige Zeitdauer des Pulses kann nur über die maximale Junctiontemperatur ermittelt werden)
|-
| Short Circuit Withstand Time || <math>t_\mathrm{sc}</math> || 10µs || Maximale Zeit, nach der ein Kurzschluß abgeschaltet sein muß
|-
| Thermal Resistance (junction-case) || <math>R_\mathrm{th,JC}</math> || 0,33K/W || [[Kühlkörper|Thermischer Widerstand]] vom Siliziumchip bis zur Rückseite des Transistorgehäuses
|-
| Gate-Emitter Threshold Voltage || <math>V_\mathrm{GE(th)}</math> || 4,8V || Gatespannung, ab welcher der Transistor minimal leitend wird
|-
| Turn-on Delay || <math>t_\mathrm{d(on)}</math> || 50ns || Verzögerung zwischen einschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Rise Time || <math>t_\mathrm{r}</math> || 45ns || Anstiegszeit des Kollektorstromes
|-
| Turn-off Delay || <math>t_\mathrm{d(off)}</math> || 600ns || Verzögerung zwischen Abschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Fall Time || <math>t_\mathrm{f}</math> || 130ns || Abfallzeit des Kollektorstromes
|}
Für die oben genannten Werte gibt es exakte Definitionen unter denen diese Werte richtig sind. Oft wird dies auch in den Datenblättern grafisch dargestellt, unter Berücksichtigung der Abhängigkeiten. Die Angaben im Datenblatt bzw. dieser Tabelle sind auch SEHR stark von den Ansteuerbedingungen abhängig. In den Datenblättern werden die Werte immer für 25°C angegeben, soweit dort nicht anders vermerkt.

== Beispiel zur Bauteiledimensionierung ==

=== Spannungsfestigkeit ===

Die höchste vorkommende Betriebsspannung plus Abschaltüberspannung soll kleiner als ca. 80% der Spannungsfestigkeit des Bauteiles sein. Achtung: Zwischen dem je nach Anwendungsfall erforderlichen Pufferkondensator und dem IGBT wird es immer eine parasitäre Induktivität geben. Abhängig von Schaltgeschwindigkeit und Induktivität wird im Schaltmoment eine mehr oder weniger große Überspannungsspitze produziert. Dieser Peak addiert sich auf die aktuelle Versorgungsspannung. Die dabei entstehende Spannungsspitze darf die maximale Spannungsfestigkeit zu '''keinem''' Zeitpunkt überschreiten.

Überschlagsrechnung mit fiktiven Werten als Beispiel:
* Schaltgeschwindigkeit im Kurzschlußfall: dI/dt = 100A/µs,
* Induktivität: L = 1µH
* dU=-L*dI/dt = -1µH * 100A / 1µs = 100V

Dies bedeutet, daß an der parasitären Induktivität zwischen IGBT und Kondensator - auf Grund von Selbstinduktion im Schaltmoment - ein Überspannungspuls von bis zu 100V entstehen kann, der auf die Betriebsspannung aufzuschlagen ist. Wie hoch der Puls wirklich wird, hängt von der Verteilung der Induktivitäten, Kapazitäten, und der Steifigkeit des Systems ab. Also zuerst rechnen, dann einen guten Testaufbau anfertigen, und letztendlich messen.
 
'''Zielführend und absolut wichtig ist die Minimalisierung der parasitären Induktivität zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensator.'''

=== Stromtragfähigkeit ===

Welchen Strom muß der IGBT wie lange leiten? In jedem Datenblatt ist eine Stromtragfähigkeit bei 25°C und bei meist 100°C angegeben. Warm wird es dem IGBT im Betrieb von alleine, daher unbedingt den Wert bei z. B. 100°C verwenden. Dieser Wert ist als ERSTE Entscheidungsgrundlage ausreichend.
* Liegt dieser Wert mit ca. 30% Abstand unter dem Datenblattwert bei 100C, dann ist das OK.
* Ist der benötigte Strom im Bereich oder größer als der laut Datenblatt zulässige Strom bei 100°C muß entweder ein anderer Typ eingesetzt oder mehrere IGBTs parallel geschaltet werden.
Achtung: Verlustleistung und Kühlanbindung prüfen. Gegebenenfalls einen weiteren IGBT parallel schalten, um die Verlustleistung auf zwei Bauteile zu verteilt.

=== Verlustleistung ===

Hier wird eine Näherung für die getaktete Anwendung dargestellt. In einem Transistor treten sowohl beim Ein- und Ausschalten, als auch während der eingeschalteten Zeit Verluste im Bauteil auf. Diese Verluste führen zu einer Bauteilerwärmung. Die dabei entstehende Temperatur darf die maximal zulässige Bauteiletemperatur nie überschreiten. Bei den ersten Projekten ist zu empfehlen, eine berechnete Chiptemperatur von ca. 125°C nicht zu überschreiten. Fast alle aktuell verfügbaren IGBTs nennen im Datenblatt eine Temperatur von 150°C als ihre maximale Chiptemperatur, manchmal auch schon 175°C.

{| class="wikitable" style="width:28em"
|+ '''Beispiel'''
|-
! Parameter
! style="width:6em" | Symbol
! style="width:6em" | Wert
|-
| Betriebsspannung || U_N || 70V
|-
| Nennstrom || I_N || 5A
|-
| Spannungsabfall bei I_N Chiptemperatur: 150°C Gatespannung: 15V || V_CE_sat || 2,0V
|-
| Taktfrequenz || f_schalt || 5kHz, (T=200µs)
|-
| Pulsbreite || t_on || 150µs,
|-
| Einschaltzeit (risetime) || t_r || 1,5µs
|-
| Ausschaltzeit (falltime) || t_f || 1µs
|-
| Überhöhungsfaktor Einschalten || FÜ_ein || 1,2
|-
| Überhöhungsfaktor Ausschalten || FÜ_aus || 1,4
|}

(Hintergrund für diese Überhöhungsfaktoren sind das übliche Überschwingen beim Schalten, sowie der Einfluß des Tailstromes. Diese Werte sind Erfahrungswerte.)

==== Leitend-Verluste ====

<math>
P_\mathrm{on} = U_\mathrm{CE,sat} \cdot I_\mathrm{N} \cdot \frac{t_\mathrm{on}}{T} = 2,0\,\mathrm{V} \cdot 5\,\mathrm{A} \cdot \frac{150\,\mathrm{\mu s}}{200\,\mathrm{\mu s}} = 7,5\,\mathrm{W}
</math>

==== Schaltverluste ====

Vereinfachter Ansatz.

Einschalten:

:<math>\begin{align}
P_\mathrm{SW_r}
&= 0,25 \cdot FÜ_{ein} \cdot U_N \cdot I_N \cdot \frac{t_r}{T} \\
&= 0,25 \cdot 1,2 \cdot 70V \cdot 30A \cdot \frac{500ns}{200\mu s}=1{,}6W
\end{align}</math>

Ausschalten:

:<math>\begin{align}
P_\mathrm{SW_f}
&= 0,25 \cdot FÜ_{aus} \cdot U_N \cdot I_N \cdot \frac{t_f}{T} \\
&= 0,25 \cdot 1,4 \cdot 70V \cdot 30A \cdot \frac{800ns}{200\mu s}=2{,}9W
\end{align}</math>

Alternativ und genauer kann man rechnen, wenn die Ein- Ausschaltenergie im Datenblatt angegeben ist. Aber Achtung! Die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde, müssen genau so zutreffen.
:<math>\begin{align}
P_{SW_f} = f_{schalt} \cdot E_{ON}
\end{align}</math>
:<math>\begin{align}
P_{SW_r} = f_{schalt} \cdot E_{OFF}
\end{align}</math>

Die Gesamtverlustleistung berechnet sich aus:

:<math>\begin{align}
P_{ges}
&= P_{ON} + P_{SW_r} + P_{SW_f} \\
&= 7,5W + 1,6W + 2,9W = 12W
\end{align}</math>

Damit muß ein entsprechender [[Kühlkörper]] ausgewählt und die Chiptemperatur berechnet werden. Z.B.:
* Kühlkörper mit einem R_th von 0,2K/W
* max. Umgebungstemperatur +60°C
* R_th "junction-case" des IGBTs 0,7K/W
* R_th der Wärmeleitfolie zwischen IGBT und Kühlkörper ca. 2,0K/W
* R_th gesamt: 2,9K/W

:<math>\begin{align}
T_{JC}
&= P_{ges} \cdot R_{\theta} +T_{amb} \\
&= 12W \cdot 2,9K/W + 60°C = 95°C
\end{align}</math>

Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß hier viele Vereinfachungen vorgenommen und die Art der Last nicht beachtet wurde, ist es sinnvoll einigen Sicherheitsabstand zu den zulässigen Maximalwerten einzuhalten. Daher ist es empfehlenswert, die Chiptemperatur auf ca. 125°C zu begrenzen. Darüberhinaus sollte der Entwickler wissen was er tut.

=== Treiberleistung ===

Auch wenn der IGBT wie der MOSFET ein spannungsgesteuertes Bauelement ist, muß trotzdem bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten
die Gatekapazität von z. B. -8V auf +15V (dUg beträgt in diesem Beispiel 23V) und zurück umgeladen werden. Dafür benötigt man einen starken und schnellen [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Treiber]]. Da die Gatekapazität nicht im Datenblatt enthalten ist kann man sich mit der Eingangskapazität (Cies) behelfen. Im Arbeitspunkt ist die Gatekapazität ungefähr 5x größer als der im Datenblatt für Cies angegebene Wert. Daher berechnet sich die Treiberleistung wie folgt:

P_treiber = 2 x 0,5 x 5 x Cies x dUg² x f_schalt
= 5 x Cies x dUg² x f_schalt

Bei dUg = 23V, Cies=4nF und f_schalt=5kHz beträgt P_treiber = 53mW.
Aber Achtung, jeder Treiber hat auch einen Eigenverbrauch der leicht zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz - z. B. Induktionsheizung - wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant: z. B. dUg = 23V, Cies=20nF und f_schalt=250kHz, hier beträgt P_treiber = 13,3W (zuzüglich Eigenverbrauch).

== Zusätzliche Hinweise ==

* Bei IGBTs mit im Gehäuse integrierter Diode muß die Verlustleistung an der Diode separat berechnet und in obige Verlustleistungs- und Temperaturberechnung mit einbezogen werden. In erster Näherung genügt die Berechnung mit Strom und Spannungsfall beim entsprechenden Strom lt. Datenblatt d.h. (P_D = V_0*I_AV). Wenn mans genau haben will, kann zusätzlich noch die Verlusteistung am internen Diodenwiderstand in leitendem Zustand in die Berechnung mit einbezogen werden, d.h.
(P_D = V_D*i_D = (V_0+r_on*i_D)*i_D = V_0*i_D+r_on*i_D^2). In manchem Datenblatt sucht man den r_on jedoch vergeblich, da er vom Strom abhängig ist. Den Wert kann man aus der Diodenkennlinie ablesen. Achtung: Die Verluste in der Diode treten NUR in leitendem Zustand auf, das Tastverhältnis ist also zu beachten.
* Bei Spannungen > 60V unbedingt die einschlägigen Normen und Vorschriften beachten. (Potentialtrennung für Ansteuerung und Hilfsspannungsversorgung, [[Leiterbahnabstände]], Berührschutz,...)
* Prüfen, ob der IGBT wirklich abgeschaltet ist und bleibt (Gatespannung deutlich unter Schwellenspannung bzw. KEIN Stromfluß im ausgeschalteten Zustand)! Ansonsten muß zum sicheren Sperren des IGBTs eine negative Gatespannung (-5..-8V) angelegt werden. Hintergrund: In einer geschalteten Anwendung treten große Spannungssteilheiten z. B. am Kollektor auf. Aufgrund der internen parasitären Kapazitäten zwischen Gate, Emitter und Kollektor findet eine Überkopplung des Schaltpulses - z. B. beim Schalter gegen GND - vom Kollektoranschluß auf den Gateanschluß (kapazitiver Spannungsteiler zwischen K_G und G_E) statt. Dadurch wird das Gatepotential um einige Volt angehoben. Dies führt unter Umständen zu einem ungewollten Einschalten bzw. in einer Halbbrückenapplikation zu einem Brückenkurzschluß.
* Um einen Leistungstransistor richtig ein- bzw. auszuschalten wird der Einsatz eines [[Treiber|Treiberbausteines]] unbedingt empfohlen. Um den IGBT vor Schaden durch Kurzschluß zu schützen, sollte ein Treiber mit einer sogenannten Entsättigungsüberwachung (schnelle Überwachung von U_CE) verwendet werden. Des Weiteren sollte der Strom im Betrieb ständig gemessen werden um im Fehlerfalle eine Zerstörung zu verhindern.
* Zum Einschalten eines IGBTs ist eine Spannung von ca. 12..15V zu empfehlen. Eine größere Spannung führt zu höheren Umladeverlusten, bei einer geringeren Spannung verschenkt man meist Leistungsfähigkeit.
* Die Fläche in der Verbindung zwischen Treiber und Leistungsschalter ist unbedingt klein zu halten (verdrillte Kabel bzw. dicht nebeneinander bzw. übereinander geführte Leiterbahnen). Bei der Auswahl des Leitungsdurchmessers bzw. der Leiterbahnbreite beachten, daß die Ansteuerströme durchaus im Bereich von einigen Ampere liegen können.
* Die Schaltgeschwindigkeit und damit die Verluste und EMV-Abstrahlung wird stark durch die Gatebeschaltung beeinflußt. Im Datenblatt sind bei der Beschreibung der Ein- bzw. Ausschaltzeiten (meist bei "Test Conditions") Widerstandswerte im einstelligen Ohmbereich angegeben, für die diese dort genannten Schaltzeiten gültig sind. Es wird im Allgemeinen empfohlen die dort genannten Widerstandswerte NICHT zu UNTERschreiten. Die Wahl des Gatewiderstandes ist eine Wissenschalft für sich und immer ein zweischneidiges Schwert. Einerseits möchte man geringste Schalt- Verlustleistungen, d.h. eine kleine Schaltzeit = geringen Gatewiderstand, (1..15Ω). Achtung auf die Höhe der Ströme! Andererseits jedoch ein gutmütiges EMV-Verhalten und weniger hohe Ströme in der Gateleitung, d.h. größere Schaltzeit = höherer Gatewiderstand (evtl. bis zu 10..25Ω). Der Widerstandswert ist sehr stark von den Anforderungen abhängig. Meist ist ein asymmetrische Ansteuerung das Mittel der Wahl, d.h. R_g1 PARALLEL zu einer Serienschaltung aus D und R_g2. Ausschalten: Wahl eines größerer Widerstandswertes R_g1 direkt zwischen Gate und Treiberausgang. Einschalten: Wahl eines geringerer Wertes R_g2 + Seriendiode. R_g2 sorgt für ein zügiges Einschalten bei geringen Verlusten, R_g1 reduziert die durch parasitäre Induktivitäten hervorgerufene Abschaltüberspannung auf ein erträgliches Maß.
* Speziell in der Entwicklungsphase sollten die Ströme über einen Shunt oder einen schnellen Stromsensor überwacht werden. Eine Schnellabschaltung bei Überstrom ist für die Schaltung "Lebensnotwendig".
* Für funktionskritische Schaltungen wird eine Überwachung der Leistungsschalter mit IR-Sensoren empfohlen.

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Richtiges Designen von Platinenlayouts

2022-08-13T13:44:52Z

Powerfreak: Reihenfolge sortiert, zuerst "Richtiges Design", dann Do's and Dont's

Beim Entwerfen von Platinenlayouts sind viele Dinge zu Beachten.
Dieser Artikel bietet eine Übersicht über "do's" and "don'ts" des Leiterplattenentwurfs.
Da es zu jeder Regel meist auch einen Gegenbeweis geben kann, wird das spannend ;-).

Zu den rein elektrischen Anforderungen kommen in den meisten Fällen noch mechanische und chemische sowie betriebswirtschaftliche Anforderungen hinzu.

Siehe auch diesen [http://www.mikrocontroller.net/topic/305443#3280240 Forenbeitrag (letzter Absatz)].

== Vorgehen bei der Layouterstellung ==
* Umrisse der Platine festlegen, dabei Bruchkanten eventueller Nutzen beachten
* Befestigungsbohrungen festlegen, dabei ausreichend Platz für Schraubenköpfe und Werkzeuge freihalten (Sperrflächen verlegen)
* Steckverbinder platzieren. Dabei den 3D-Zusammenhang mit anderen Platinen im Bezug auf Kabeldrehung und -knickung beachten, ggf. Steckverbinder um 180 Grad drehen, um Sonderkabel zu vermeiden. Steckverbinder auch nicht völlig am Rand platzieren, um Biegeradius von Flachbandkabeln und Zwischenraum zur Gehäusewand zu schaffen. Steckverbinder, welche direkt in einer Frontplatte enden, werden natürlich direkt am Rand platziert.
* Bauteile platzieren. Dabei zusammengehörige Bauteile bestmöglich nebeneinander platzieren. Die Luftlinien (engl. air wires) möglichst kurz und kreuzungsarm halten. Idealerweise erst die grossen und hohen Bauteile festlegen, dabei Einbaumasse und -raum beachten, auch in Bezug auf die Wärmeentwicklung
* Kerkos so nah wie möglich am IC platzieren, Anschluss vom KErko zum IC-Pin verlegen.
* Stromversorgung der ICs verlegen (zum Kerko, nicht zu IC), dabei Abstand zu Kanten und kritischen Signalen /-eingängen beachten. Ebenso [[Leiterbahnabstände | Kriechstrecken]] beachten
* Kritische Signale wie Takte, Sensoreingänge etc. möglichst ohne Lagenwechsel verlegen, ggf. guard lines verwenden
* Restliche Signale verlegen
* Masseflächen füllen
** Die Masseverbindung aller ICs muss auf ein- oder zweilagigen Platinen zunächst direkt verlegt werden.
** Erst wenn die Masse komplett verlegt ist, kann man die Massefläche auffüllen. Damit verhindert man, dass vielleicht ein IC nur über eine sehr dünne Verbindung angeschlossen wird, welche man in der Massefläche übersieht. Ebenso verhindert man, dass eine Massverbindung von einem schnellen IC sehr lang wird und damit die Wirksamkeit der [[Kondensator#Entkoppelkondensator | Entkoppelkondensatoren]] leidet.
** Masseflächen sind nur dann wirklich wirksam, wenn sie möglichst durchgängig sind. Wenn sie durch viele Leitungen zerschnitten werden, sinkt ihre Wirksamkeit massiv und sie können sich zu einem [[EMV]]-Problem entwickeln (Abstrahlung von Energie, Streifen- und Schlitzantennen). Bei zweilagigen Platinen ist es aber kaum möglich, dass Masseflächen nicht zerstückelt werden.
** Bei zweilagigen Platinen kann man versuchen, die Signale möglichst nur auf einer Lage zu führen und bei Bedarf nur ganz kurze Brücken zum Überspringen von Signalen auf der anderen Lage zu verlegen. Damit wird die Massefläche weniger zerstückelt als beim Versuch, die Signale gleichmäßig auf die Ober- und Unterseite zu verteilen. Denn dabei einstehen auf beiden Seiten recht zerstückelte Masseflächen, welche nicht sonderlich wirksam sind.
** Bei Platinen mit vier oder mehr Lagen wird meist eine Lage für die Masse (GND) verwendet. Hier hat man den Luxus, dass man GND nicht manuell layouten muss, sondern einfach die ICs an die Massefläche anschließt. Aber Vorsicht! Bei Schaltreglern und Leistungsstufen für Motoren und Ähnlichem ist es oft besser bzw. notwendig, auf Masseflächen zu verzichten und statt dessen mit dicken Leitungen bzw. kleineren Polygonen die Ströme sternförmig zu führen.
** Des Weiteren ergibt sich bei Platinen mit vier oder mehr Lagen die Möglichkeit, auch die Spannungsversorgung ("+ Leitung") als Fläche auszuführen. Grundsätzlich gelten hierbei die gleichen Empfehlungen wie für die Masseflächen. Diese beiden Stromversorgungslagen sollten in dem Sinne, dass sie einen großen, verteilten Kondensator darstellen, der extrem impedanzarm ist, möglichst dicht zusammen liegen. Bei einem Multilayeraufbau mit vier Lagen wären das z.B. die beiden inneren Lagen. Zusätzlich sollten die beiden Lagen öfters mit keramischen Kondensatoren verbunden werden, mindestens an jedem IC zur Spannungsversorgung.
* Für die Bestückung und das Bedrucken mit Lotpaste sind Passermarken (engl. Fiducials) nötig. Diese Passermarken werden normalerweise als Kreuze oder besser als runde Pads (z.B 1mm) ausgeführt und von Kupfer freigestellt (2mm, Nicht in die Masseflächen einbeziehen). Die Passermarken werden dann von Lötstop freigegstellt und in der Lotpastenschablone (engl. stencil) mit eingebracht. Auf jede zu bestückende Seite sollten zwei Passermarken diagonal auf den Boards eingebracht werden.
*Der Bestückungsdruck wird am Ende ausgerichtet. Dazu sollte man nahezu alle Lagen ausblenden und nur die Lagen für Bestückungsdruck, Umrisse und Lötstopmaske anzeigen lassen. Dann richtet man die Beschriftungen so aus, dass sie neben den Bauteilen aber nicht auf den Flächen der Lötstopmaske liegen, denn dort gehört die Lotpaste und später der Anschluss der Bauteile hin. Bei sehr dicht bestückten Platinen muss man den Bestückungsdruck teilweise oder vollständig weglassen. Dort platziert man die Bauteilbezeichnung direkt auf dem Bauteil. Damit kann man den Bestückungsdruck wenigstens auf Papier drucken und somit indirekt nutzen. Einige Profi-CAD-Programme haben dafür auch getrennte Ebenen (engl. Layer).
*So grob und einfach wie möglich und so fein wie nötig.

== CAM Input und Produktion / Berücksichtigung von Technologiegrenzen ==

Um Platinen fertigungsgerecht zu layouten, ist es sinnvoll, in etwa zu wissen, was in der Leiterplattenfabrik gemacht wird, wie die Daten für die Produktion aufgearbeitet werden müssen, und wo dort Schwachstellen liegen, um diese nach Möglichkeit zu vermeiden, zu verringern oder zu umgehen. Diese Grenzen der Technologie sind "weich", das heisst, ab einem Grundlevel, ab dem eine fehlerfrei Produktion machbar ist, steigt mit zunehmenden Anforderungen der Ausschuss. Den kauft man zum einen mit d.H. man muss ihn im Rahmen der Kalkulation mitbezahlen, auch wenn er schon in der Fabrik weggegeworfen wird, und er muss mit, im Zweifelsfalle aufwändigen und auch nur begrenzt zuverlässigen Verfahren, aussortiert werden.

== Do's — Gutes Platinenlayout ==

* '''Berechne anhand der Ströme die minimale Breite der Leiterbahnen''' nach dem Erstellen des Schaltplans. Faustformel: 0,35mm können ohne nennenswerte Erwärmung mit einem Ampere belastet werden. Kritische Leitungen sollten als Vorgabe für den Layouter in der Zeichnung vermerkt werden. Weiteres siehe unter [[Leiterbahnbreite]].

* '''Halte die Leiterbahn möglichst kurz.''' Jeder Leiterzug wirkt wie eine Antenne, welche Störungen aussendet und empfängt, außerdem wird die PCB dadurch unnötig groß.

* '''Nutze die freien Flächen zwischen den Leiterzügen und verbinde sie mit einer Masse.''' So kann man Einstrahlung dämpfen und oft auch die Abstrahlung vermindern. Vermeide aber freie Kupferflächen, die nicht an GND angeschlossen sind. Masseflächen können eine Schaltung deutlich verbessern, wenn sie richtig benutzt werden. Nur der Experte kann beurteilen, ob sie genau das Gegenteil bewirken, wenn sie als automatisches Wundermittel betrachtet werden.

* '''Ein Keramikkondenstor für jeden IC:[[Kondensator#Entkoppelkondensator | Blockkondensatoren]].''' Für jeden VCC-Pin o.ä. ist ein 100nF oder 47nF Keramikkondensator einzusetzen. Der Keramikkondensator stellt bei digitalen ICs die meiste Energie im Schaltmoment des ICs zur Verfügung. Allerdings funktioniert das nur dann im ständigen Betrieb, wenn der KerKo bis zum nächsten Takt aus einer niederohmigen Quelle - z.B. einem Elko - unterstützt wird. Wichtig ist auch, daß die Versorgungsleitung in einem Zug ZUERST zum Kerko, und dann vom Kerko zum IC-Pin geroutet wird (keine "T-Verbindung"), dann wird die meiste Energie des Schaltmomentes aus dem Kerko entnommen.

* '''Digitale und analoge Signale getrennt routen und nur in einem Punkt verbinden.''' Und zwar idealerweise am [[AD-Wandler]], falls dieser vorhanden ist, sonst in der Nähe des Spannungsreglers. Eine Massefläche für analoge und digitale Schaltungsteile sollte durchgängig sein, getrennte Masseflächen sind nur in sehr seltenen Fällen sinnvoll.

* '''Nutze die Anschlüsse der bedrahteten(!) Bauelemente für Durchkontaktierungen. Besser und für Dich leichter ist jedoch eine PCB mit DuKos'''

* Leitungen immer mittig zwischen Pads von Bauteilen durchführen, damit werden die Abstände maximiert.

* '''Nutze Lötstoplack, das erleichtert das löten von z.B. Leiterbahnen zwischen zwei IC-Pins, und macht SMD für viele erst sinnvoll möglich'''

* '''Hab keine Angt vor SMD'''

* '''Wenn Du eine zweiseitige PCB designst, nutze Durchkontaktierungen. Keine SMD PCB ohne DuKo'''

* '''Trenne die Bereiche der Kleinspannung und Netzspannung deutlich voneinander''' wenn Du wirklich 230V Netzspannung auf der PCB brauchst. Der notwendige Abstand hängt von der Gefährdung ab, siehe auch [[Leiterbahnabstände]]. Dabei must Du zwingend zwischen Luft- und Kriechstrecken unterscheiden. Eine Kriechstrecke ist die Strecke auf der Oberfläche einer Leiterplatte oder eines Bauteils. Die Luftstrecke ist sozusagen die kürzeste Verbindung zwischen den beiden Potentialen. Die Luft- und Kriechstrecken betragen zwischen 3 und 8 mm. Maximale Spannung z.b. 3kV/cm, bei lackierten Platinen 10kV/cm.

* '''Möglichst eine großflächige Ground-Plane für Masseverbindungen.'''

* Grundsätzlich gilt immer: '''So einfach wie möglich, so komplex wie nötig.''' Das bedeutet, daß man die minimale Leiterbreite bzw. Abstände zwischen Leitungen so groß wie möglich machen sollte, auch wenn der Lieferant deutlich kleinere Strukturen herstellen kann. Das macht ein Layout robust für die Massenproduktion bzw. wenn man am Prototypen rumlöten muss. Eine Platine mit ein paar DIL-ICs und bedrahteten Bauteilen braucht kein 0,2mm dünnen Leiterbahnen, da reichen meist 0,3mm oder sogar noch breitere.

== Dont's — Schlechtes Platinenlayout ==

* '''Analoge und digitale Schaltungsteile direkt ohne Filter aus der gleichen Stromquelle versorgen.''' Trenne besser direkt nach dem Spannungsregler, jeder Schaltungsteil bekommt einen eigenen Elko und Kerko bevor von dem Punkt aus die Versorgungsspannung zu den Schaltungsteilen geführt wird.

* '''Sternförmige Masseführung nicht beachtet:''' Ströme könnten im Kreis fließen da empfindliche Signale zusammen mit pulsierenden Versorgungsströmen über die gleichen Bahnen geleitet werden.

* '''Digitale Signalleitungen in unmittelbarer Nachbarschaft analoger Signale'''. Besser ist auf Abstand und/oder auf "Guard-Leitungen" d.h. einer breiten (z.B. 3mm für Signalleitungen) Masseleitung zwischen A und D zu achten.

* '''Leiterbahnen mit gepulsten Strömen führen quer über die PCB'''. Die ideale Lösung wäre eine separate PCB oder auch die Anordnung der Leistungsschalter am PCB-Rand mit einem eigenen Elko-Puffer DIREKT DANEBEN, sodaß ein kurzer Strompuls NUR aus dem Elko, und nicht aus der ganzen Versorgung gezogen wird. Auf Abstand zu analogen Schaltungeteilen achten und ggf. zusätzlich durch eine breitere GND Leitung trennen.

* '''Zu wenig Abstand zwischen Leiterplattenrand bzw. -kanten und Leiterzügen''' Zu einer geritzten oder gestanzten Leiterplatten-Kante, halte 1mm Abstand. Zu einer gefrästen Leiterplatten-Kante halte 0,5mm Abstand. Das gilt auch für Konturen innerhalb der Leiterplatte.

* '''Durchkontaktierungen auf SMD-Pads. (gilt nur für maschinell bestückte Platinen)''' Beim maschinellen Löten läuft das Lötzinn in die Bohrung ab (u.a. durch Kapillarwirkung) und fehlt auf dem Pad. Die Fehlerhäufigkeit steigt. Bei speziellen Footprints (große Ball Grid Arrays) oder Thermal Vias geht es aber nicht anders als Vias in Pads unterzubringen. In diesem Falle müssen die Vias verschlossen werden (engl. plugged via, tented via). Eine weitere Möglichkeit ist es, einen Überschuss an Lotpaste auf das Pad aufzubringen (dickere Siebdruckschablone) oder die Vias mit Barrieren aus Lötstopplack zu umgeben, aber nicht abzudecken. ==> Wenn Du selber bestückst, kannst Du mit einer DuKo unter dem Pad sehr viel Platz sparen. Wird von Hand gelötet ist normalerweise die Lotmenge mehr als ausreichend ;-) um das Via zu füllen UND ausreichend Lot für eine sichere Lötung bereitzustellen

* '''Durchkontaktierungen von beiden Seiten mit Stopplack verschließen.''' Hierbei können Feuchtigkeit oder gar Ätzrückstände darin zurückbleiben und beim Löten der Stopplack abplatzen oder Korrosion hervorrufen(ggf. Hersteller fragen)

* '''Bestückungsdruck auf Lötpads platziert'''

* '''FehlendeTestpunkte, fehlende Befestigungsbohrungen'''

* '''Zu wenig Durchkontaktierungen bei hohen Strömen''' Eine normale PCB mit 35µm Kupferauflage hat eine Kupferstärke von 10.20µm in der Duko. Eine 0,3mm Duko sollte also ca. 2A, eine 0.5mm ca 3A und eine 0.8mm Duko ca. 5A ab können. Das hängt aber von sehr vielen Faktoren ab(!) daher bitte selber Google nutzen. Im Zweifelsfall lieber ein paar mehr einsetzen. Viele kleinere Dukos sind im Zweifelsfall besser als wenige große.

* '''Entkoppelkondensatoren über unnötig lange Leiterbahnen angebunden'''

* '''Keine Massefläche (engl. ground plane).''' Bei vielen zweilagigen Platinen mit hoher Bauteildichte kann man sich keine Massefläche leisten, spätestens ab 4 Lagen ist diese jedoch praktisch immer verfügbar.

== Siehe auch ==

* [[EMV]]
* [[Eagle im Hobbybereich]]
*[http://www.mikrocontroller.net/forum/read-6-178710.html#254235 Forumsbeitrag]: Regeln beim Platinenentwurf
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/93602#804338 Forumsbeitrag]: Vorschlag für Lötpads bei Hobbyeinsteigerplatinen
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/306233#new Forumsbeitrag]: Über spezielle Padformen (Teardrop, Snowman, Oktogon)
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/231263#new Forumsbeitrag]: Suche gutes Buch über Layout-Techniken (Literaturtipps und Links).
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/305443#3286008 Forumsbeitrag]: Tutorials zu Platinenlayout
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/310971#new Forumsbeitrag]: Tipps zum Routen und Entflechten von Platinen.
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/313990#3393319 Forumsbeitrag]: Das Routen von LVDS Signalen.
*[https://www.mikrocontroller.net/topic/453346?page=1#5455102 Forumsbeitrag]: Freilaufdiode auf Platine platzieren?
*[https://www.mikrocontroller.net/topic/472850?goto=5817393#5814168 Forumsbeitrag]: Mehrlagige Leiterplatte mit 5V, 3.3V - auch Masse aufteilen?
*[https://www.mikrocontroller.net/topic/479733#5947482 Forumsbeitrag]: GND-Flutung Ja oder Nein - eine Glaubensfrage?

==Links==
* <strike>[http://www.ilfa.de/design-optimierung.html Optimierung von Layouts]</strike>
*<strike>[http://www.ilfa.de/designrichtlinien Weitere Dokumente zum Thema professionelle Platinenherstellung]</strike>
* [http://www.analog.com/library/analogDialogue/Anniversary/12.html Grounding (Again)], Ask The Applications Engineer - 12, Fa. Analog Devices, (englisch)

* [http://www.sparkfun.com/commerce/tutorial_info.php?tutorials_id=115 Designing a Better PCB] von Sparkfun (engl.)
* [http://www.hottconsultants.com/tips.html Tech Tips] von Henry Ott (engl.)
* [http://www.ultracad.com/articles/90deg.pdf Messung] von verschiedenen Winkeln von Leiterbahnen mit 17ps TDR, keinerlei Unterschiede!
* [http://www.ilfa.de/absorptivesstromversorgungssysteminleiterplatten.html ILFA], Dämpfung von Resonanzen der Versorgungslagen durch Carbondruck
* [http://docs.toradex.com/101123-apalis-arm-carrier-board-design-guide.pdf Link]: Tipps zum erstellen von High Speed Platinen.
* [http://irtfweb.ifa.hawaii.edu/~ao/Electronic/Peter_dump/Electronics/System/Text/PCBCADGuidelines.pdf PCB CAD Design Guidelines - Spirent Communication]
* [http://www.jps-pcb.com/upfile/2016/12/20161201145636_150.pdf RF Design Guidelines: PCB Layout and Circuit Optimization, Semtech, Application Note AN1200.04]
* [http://www.ti.com/lit/an/slva680/slva680.pdf ESD-Protection Layout Guide, Yater/Texas Instruments, Application Report SLVA680]
* [https://www.alciom.com/wp-content/uploads/2018/04/rl1130-007-pcb-routing-best-practises-1a.pdf High speed and RF PCB routing - Best practises and recommandations, Alicom]
* [https://www.jlab.org/eng/eecad/pdf/032pulliam.pdf Hand Routing, Slides, Pulliam/AMD]
* [https://www.xilinx.com/support/documentation/user_guides/ug1099-bga-device-design-rules.pdf Recommendet Design Rules And Strategies For BGA Devices, Xilinx, Application Report UG1099]
* [http://www.ti.com/lit/an/szza009/szza009.pdf PCB-Design Guidelines For Reduced EMI, Texas Instruments , Application Report SZZA009]
* [http://citeseerx.ist.psu.edu/viewdoc/download?doi=10.1.1.48.6267&rep=rep1&type=pdf Pin Assignment And Routing On A Single Layer PinGrid Array, Yu/Dei]
* [http://www.lothar-miller.de/s9y/categories/14-Entkopplung Entkopplung] von ICs, von Lothar Miller

[[Category:Platinen]]
[[Kategorie:Schaltplaneditoren]]

Diskussion:Richtiges Designen von Platinenlayouts

2022-08-13T13:24:33Z

Powerfreak:

Hoi! Ich würde vorschlagen, den Artikeltitel umzudrehen. --[[Benutzer:Yahp|Yahp]] 00:26, 17. Dez 2005 (CET)

----

Letzthin gab's mal einen Thread, der deutlich machte, warum 100nF||10nF wenig sinnvoll ist.

Es gibt eine Stelle mit diesem Text, reicht das? [[Benutzer:Stefan|Stefan]] 14:44, 7. Feb. 2008 (CET)

''Niemals unterschiedliche große Abblock-Kondensatoren parallel schaltet, z.B. 10nF und 100nF. Es entstehen durch die parasitären Elemente Resonanzstellen, die genau das gegenteil des gewünschten erzeugen!''

_niemals_ ist auch nicht ganz richtig. gerade bei hf-schaltungen sieht man oft 100nF || ~22pF als hf-block.

----

== HF ==

Bevor der Käse nun nocheinmal kommt: Bitte [http://www.mikrocontroller.net/wikisoftware/index.php?title=Wellenwiderstand#90.C2.B0_Ecken_in_Leiterbahnen _erst_ dieses lesen], dann verstehen, und dann ergänzen oder begründet ändern. --[[Benutzer:Haku|Haku]] 19:06, 9. Nov. 2012 (UTC)

----
== Lesbarkeit ==
Habe mir ein paar Suchergebnisse aus Forum und Wiki zu Gemüte geführt und würde sogar Tipparbeit spendieren. Dieser Artikel ist ein guter Anfang, die Aufzählungen stören aber den Lesefluss und die Sichtweise des Layout-Profis unterschlägt allzu oft die Hintergründe (wenigstens Ansätze wie Oberwellen von Rechteckimpulsen). Bilder und Beispiele wären toll. Sie lockern nicht nur auf, sondern zeigen etwas anschaulich(er). Siehe auch [http://www.mikrocontroller.net/topic/25721#192015|Forums-Link] aus dem Artikel/ Inhalt des PDF. [[Benutzer:Bohnsorg|Bohnsorg]] ([[Benutzer Diskussion:Bohnsorg|Diskussion]]) 07:30, 15. Jan. 2014 (CET)

----

Richtiges Designen von Platinenlayouts

2022-08-13T13:24:00Z

Powerfreak: Weitere Aktualisierung + Straffung des Textes

Beim Entwerfen von Platinenlayouts sind viele Dinge zu Beachten.
Dieser Artikel bietet eine Übersicht über "do's" and "don'ts" des Leiterplattenentwurfs.
Da es zu jeder Regel meist auch einen Gegenbeweis geben kann, wird das spannend ;-).

Zu den rein elektrischen Anforderungen kommen in den meisten Fällen noch mechanische und chemische sowie betriebswirtschaftliche Anforderungen hinzu.

Siehe auch diesen [http://www.mikrocontroller.net/topic/305443#3280240 Forenbeitrag (letzter Absatz)].

== Do’s — Gutes Platinenlayout ==

* '''Berechne anhand der Ströme die minimale Breite der Leiterbahnen''' nach dem Erstellen des Schaltplans. Faustformel: 0,35mm können ohne nennenswerte Erwärmung mit einem Ampere belastet werden. Kritische Leitungen sollten als Vorgabe für den Layouter in der Zeichnung vermerkt werden. Weiteres siehe unter [[Leiterbahnbreite]].

* '''Halte die Leiterbahn möglichst kurz.''' Jeder Leiterzug wirkt wie eine Antenne, welche Störungen aussendet und empfängt, außerdem wird die PCB dadurch unnötig groß.

* '''Nutze die freien Flächen zwischen den Leiterzügen und verbinde sie mit einer Masse.''' So kann man Einstrahlung dämpfen und oft auch die Abstrahlung vermindern. Vermeide aber freie Kupferflächen, die nicht an GND angeschlossen sind. Masseflächen können eine Schaltung deutlich verbessern, wenn sie richtig benutzt werden. Nur der Experte kann beurteilen, ob sie genau das Gegenteil bewirken, wenn sie als automatisches Wundermittel betrachtet werden.

* '''Ein Keramikkondenstor für jeden IC:[[Kondensator#Entkoppelkondensator | Blockkondensatoren]].''' Für jeden VCC-Pin o.ä. ist ein 100nF oder 47nF Keramikkondensator einzusetzen. Der Keramikkondensator stellt bei digitalen ICs die meiste Energie im Schaltmoment des ICs zur Verfügung. Allerdings funktioniert das nur dann im ständigen Betrieb, wenn der KerKo bis zum nächsten Takt aus einer niederohmigen Quelle - z.B. einem Elko - unterstützt wird. Wichtig ist auch, daß die Versorgungsleitung in einem Zug ZUERST zum Kerko, und dann vom Kerko zum IC-Pin geroutet wird (keine "T-Verbindung"), dann wird die meiste Energie des Schaltmomentes aus dem Kerko entnommen.

* '''Digitale und analoge Signale getrennt routen und nur in einem Punkt verbinden.''' Und zwar idealerweise am [[AD-Wandler]], falls dieser vorhanden ist, sonst in der Nähe des Spannungsreglers. Eine Massefläche für analoge und digitale Schaltungsteile sollte durchgängig sein, getrennte Masseflächen sind nur in sehr seltenen Fällen sinnvoll.

* '''Nutze die Anschlüsse der bedrahteten(!) Bauelemente für Durchkontaktierungen. Besser und für Dich leichter ist jedoch eine PCB mit DuKos'''

* Leitungen immer mittig zwischen Pads von Bauteilen durchführen, damit werden die Abstände maximiert.

* '''Nutze Lötstoplack, das erleichtert das löten von z.B. Leiterbahnen zwischen zwei IC-Pins, und macht SMD für viele erst sinnvoll möglich'''

* '''Hab keine Angt vor SMD'''

* '''Wenn Du eine zweiseitige PCB designst, nutze Durchkontaktierungen. Keine SMD PCB ohne DuKo'''

* '''Trenne die Bereiche der Kleinspannung und Netzspannung deutlich voneinander''' wenn Du wirklich 230V Netzspannung auf der PCB brauchst. Der notwendige Abstand hängt von der Gefährdung ab, siehe auch [[Leiterbahnabstände]]. Dabei must Du zwingend zwischen Luft- und Kriechstrecken unterscheiden. Eine Kriechstrecke ist die Strecke auf der Oberfläche einer Leiterplatte oder eines Bauteils. Die Luftstrecke ist sozusagen die kürzeste Verbindung zwischen den beiden Potentialen. Die Luft- und Kriechstrecken betragen zwischen 3 und 8 mm. Maximale Spannung z.b. 3kV/cm, bei lackierten Platinen 10kV/cm.

* '''Möglichst eine großflächige Ground-Plane für Masseverbindungen.'''

* Grundsätzlich gilt immer: '''So einfach wie möglich, so komplex wie nötig.''' Das bedeutet, daß man die minimale Leiterbreite bzw. Abstände zwischen Leitungen so groß wie möglich machen sollte, auch wenn der Lieferant deutlich kleinere Strukturen herstellen kann. Das macht ein Layout robust für die Massenproduktion bzw. wenn man am Prototypen rumlöten muss. Eine Platine mit ein paar DIL-ICs und bedrahteten Bauteilen braucht kein 0,2mm dünnen Leiterbahnen, da reichen meist 0,3mm oder sogar noch breitere.

== Don’ts — Schlechtes Platinenlayout ==

* '''Analoge und digitale Schaltungsteile direkt ohne Filter aus der gleichen Stromquelle versorgen.''' Trenne besser direkt nach dem Spannungsregler, jeder Schaltungsteil bekommt einen eigenen Elko und Kerko bevor von dem Punkt aus die Versorgungsspannung zu den Schaltungsteilen geführt wird.

* '''Sternförmige Masseführung nicht beachtet:''' Ströme könnten im Kreis fließen da empfindliche Signale zusammen mit pulsierenden Versorgungsströmen über die gleichen Bahnen geleitet werden.

* '''Digitale Signalleitungen in unmittelbarer Nachbarschaft analoger Signale'''. Besser ist auf Abstand und/oder auf "Guard-Leitungen" d.h. einer breiten (z.B. 3mm für Signalleitungen) Masseleitung zwischen A und D zu achten.

* '''Leiterbahnen mit gepulsten Strömen führen quer über die PCB'''. Die ideale Lösung wäre eine separate PCB oder auch die Anordnung der Leistungsschalter am PCB-Rand mit einem eigenen Elko-Puffer DIREKT DANEBEN, sodaß ein kurzer Strompuls NUR aus dem Elko, und nicht aus der ganzen Versorgung gezogen wird. Auf Abstand zu analogen Schaltungeteilen achten und ggf. zusätzlich durch eine breitere GND Leitung trennen.

* '''Zu wenig Abstand zwischen Leiterplattenrand bzw. -kanten und Leiterzügen''' Zu einer geritzten oder gestanzten Leiterplatten-Kante, halte 1mm Abstand. Zu einer gefrästen Leiterplatten-Kante halte 0,5mm Abstand. Das gilt auch für Konturen innerhalb der Leiterplatte.

* '''Durchkontaktierungen auf SMD-Pads. (gilt nur für maschinell bestückte Platinen)''' Beim maschinellen Löten läuft das Lötzinn in die Bohrung ab (u.a. durch Kapillarwirkung) und fehlt auf dem Pad. Die Fehlerhäufigkeit steigt. Bei speziellen Footprints (große Ball Grid Arrays) oder Thermal Vias geht es aber nicht anders als Vias in Pads unterzubringen. In diesem Falle müssen die Vias verschlossen werden (engl. plugged via, tented via). Eine weitere Möglichkeit ist es, einen Überschuss an Lotpaste auf das Pad aufzubringen (dickere Siebdruckschablone) oder die Vias mit Barrieren aus Lötstopplack zu umgeben, aber nicht abzudecken. ==> Wenn Du selber bestückst, kannst Du mit einer DuKo unter dem Pad sehr viel Platz sparen. Wird von Hand gelötet ist normalerweise die Lotmenge mehr als ausreichend ;-) um das Via zu füllen UND ausreichend Lot für eine sichere Lötung bereitzustellen

* '''Durchkontaktierungen von beiden Seiten mit Stopplack verschließen.''' Hierbei können Feuchtigkeit oder gar Ätzrückstände darin zurückbleiben und beim Löten der Stopplack abplatzen oder Korrosion hervorrufen(ggf. Hersteller fragen)

* '''Bestückungsdruck auf Lötpads platziert'''

* '''FehlendeTestpunkte, fehlende Befestigungsbohrungen'''

* '''Zu wenig Durchkontaktierungen bei hohen Strömen''' Eine normale PCB mit 35µm Kupferauflage hat eine Kupferstärke von 10.20µm in der Duko. Eine 0,3mm Duko sollte also ca. 2A, eine 0.5mm ca 3A und eine 0.8mm Duko ca. 5A ab können. Das hängt aber von sehr vielen Faktoren ab(!) daher bitte selber Google nutzen. Im Zweifelsfall lieber ein paar mehr einsetzen. Viele kleinere Dukos sind im Zweifelsfall besser als wenige große.

* '''Entkoppelkondensatoren über unnötig lange Leiterbahnen angebunden'''

* '''Keine Massefläche (engl. ground plane).''' Bei vielen zweilagigen Platinen mit hoher Bauteildichte kann man sich keine Massefläche leisten, spätestens ab 4 Lagen ist diese jedoch praktisch immer verfügbar.

== Vorgehen bei der Layouterstellung ==
* Umrisse der Platine festlegen, dabei Bruchkanten eventueller Nutzen beachten
* Befestigungsbohrungen festlegen, dabei ausreichend Platz für Schraubenköpfe und Werkzeuge freihalten (Sperrflächen verlegen)
* Steckverbinder platzieren. Dabei den 3D-Zusammenhang mit anderen Platinen im Bezug auf Kabeldrehung und -knickung beachten, ggf. Steckverbinder um 180 Grad drehen, um Sonderkabel zu vermeiden. Steckverbinder auch nicht völlig am Rand platzieren, um Biegeradius von Flachbandkabeln und Zwischenraum zur Gehäusewand zu schaffen. Steckverbinder, welche direkt in einer Frontplatte enden, werden natürlich direkt am Rand platziert.
* Bauteile platzieren. Dabei zusammengehörige Bauteile bestmöglich nebeneinander platzieren. Die Luftlinien (engl. air wires) möglichst kurz und kreuzungsarm halten. Idealerweise erst die grossen und hohen Bauteile festlegen, dabei Einbaumasse und -raum beachten, auch in Bezug auf die Wärmeentwicklung
* Kerkos so nah wie möglich am IC platzieren, Anschluss vom KErko zum IC-Pin verlegen.
* Stromversorgung der ICs verlegen (zum Kerko, nicht zu IC), dabei Abstand zu Kanten und kritischen Signalen /-eingängen beachten. Ebenso [[Leiterbahnabstände | Kriechstrecken]] beachten
* Kritische Signale wie Takte, Sensoreingänge etc. möglichst ohne Lagenwechsel verlegen, ggf. guard lines verwenden
* Restliche Signale verlegen
* Masseflächen füllen
** Die Masseverbindung aller ICs muss auf ein- oder zweilagigen Platinen zunächst direkt verlegt werden.
** Erst wenn die Masse komplett verlegt ist, kann man die Massefläche auffüllen. Damit verhindert man, dass vielleicht ein IC nur über eine sehr dünne Verbindung angeschlossen wird, welche man in der Massefläche übersieht. Ebenso verhindert man, dass eine Massverbindung von einem schnellen IC sehr lang wird und damit die Wirksamkeit der [[Kondensator#Entkoppelkondensator | Entkoppelkondensatoren]] leidet.
** Masseflächen sind nur dann wirklich wirksam, wenn sie möglichst durchgängig sind. Wenn sie durch viele Leitungen zerschnitten werden, sinkt ihre Wirksamkeit massiv und sie können sich zu einem [[EMV]]-Problem entwickeln (Abstrahlung von Energie, Streifen- und Schlitzantennen). Bei zweilagigen Platinen ist es aber kaum möglich, dass Masseflächen nicht zerstückelt werden.
** Bei zweilagigen Platinen kann man versuchen, die Signale möglichst nur auf einer Lage zu führen und bei Bedarf nur ganz kurze Brücken zum Überspringen von Signalen auf der anderen Lage zu verlegen. Damit wird die Massefläche weniger zerstückelt als beim Versuch, die Signale gleichmäßig auf die Ober- und Unterseite zu verteilen. Denn dabei einstehen auf beiden Seiten recht zerstückelte Masseflächen, welche nicht sonderlich wirksam sind.
** Bei Platinen mit vier oder mehr Lagen wird meist eine Lage für die Masse (GND) verwendet. Hier hat man den Luxus, dass man GND nicht manuell layouten muss, sondern einfach die ICs an die Massefläche anschließt. Aber Vorsicht! Bei Schaltreglern und Leistungsstufen für Motoren und Ähnlichem ist es oft besser bzw. notwendig, auf Masseflächen zu verzichten und statt dessen mit dicken Leitungen bzw. kleineren Polygonen die Ströme sternförmig zu führen.
** Des Weiteren ergibt sich bei Platinen mit vier oder mehr Lagen die Möglichkeit, auch die Spannungsversorgung ("+ Leitung") als Fläche auszuführen. Grundsätzlich gelten hierbei die gleichen Empfehlungen wie für die Masseflächen. Diese beiden Stromversorgungslagen sollten in dem Sinne, dass sie einen großen, verteilten Kondensator darstellen, der extrem impedanzarm ist, möglichst dicht zusammen liegen. Bei einem Multilayeraufbau mit vier Lagen wären das z.B. die beiden inneren Lagen. Zusätzlich sollten die beiden Lagen öfters mit keramischen Kondensatoren verbunden werden, mindestens an jedem IC zur Spannungsversorgung.
* Für die Bestückung und das Bedrucken mit Lotpaste sind Passermarken (engl. Fiducials) nötig. Diese Passermarken werden normalerweise als Kreuze oder besser als runde Pads (z.B 1mm) ausgeführt und von Kupfer freigestellt (2mm, Nicht in die Masseflächen einbeziehen). Die Passermarken werden dann von Lötstop freigegstellt und in der Lotpastenschablone (engl. stencil) mit eingebracht. Auf jede zu bestückende Seite sollten zwei Passermarken diagonal auf den Boards eingebracht werden.
*Der Bestückungsdruck wird am Ende ausgerichtet. Dazu sollte man nahezu alle Lagen ausblenden und nur die Lagen für Bestückungsdruck, Umrisse und Lötstopmaske anzeigen lassen. Dann richtet man die Beschriftungen so aus, dass sie neben den Bauteilen aber nicht auf den Flächen der Lötstopmaske liegen, denn dort gehört die Lotpaste und später der Anschluss der Bauteile hin. Bei sehr dicht bestückten Platinen muss man den Bestückungsdruck teilweise oder vollständig weglassen. Dort platziert man die Bauteilbezeichnung direkt auf dem Bauteil. Damit kann man den Bestückungsdruck wenigstens auf Papier drucken und somit indirekt nutzen. Einige Profi-CAD-Programme haben dafür auch getrennte Ebenen (engl. Layer).

== CAM Input und Produktion / Berücksichtigung von Technologiegrenzen ==

Um Platinen fertigungsgerecht zu layouten, ist es sinnvoll, in etwa zu wissen, was in der Leiterplattenfabrik gemacht wird, wie die Daten für die Produktion aufgearbeitet werden müssen, und wo dort Schwachstellen liegen, um diese nach Möglichkeit zu vermeiden, zu verringern oder zu umgehen. Diese Grenzen der Technologie sind "weich", das heisst, ab einem Grundlevel, ab dem eine fehlerfrei Produktion machbar ist, steigt mit zunehmenden Anforderungen der Ausschuss. Den kauft man zum einen mit d.H. man muss ihn im Rahmen der Kalkulation mitbezahlen, auch wenn er schon in der Fabrik weggegeworfen wird, und er muss mit, im Zweifelsfalle aufwändigen und auch nur begrenzt zuverlässigen Verfahren, aussortiert werden.

Hier sollte man also den Grundsatz verfolgen: So grob und einfach wie möglich und so fein wie nötig.

== Siehe auch ==

* [[EMV]]
* [[Eagle im Hobbybereich]]
*[http://www.mikrocontroller.net/forum/read-6-178710.html#254235 Forumsbeitrag]: Regeln beim Platinenentwurf
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/93602#804338 Forumsbeitrag]: Vorschlag für Lötpads bei Hobbyeinsteigerplatinen
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/306233#new Forumsbeitrag]: Über spezielle Padformen (Teardrop, Snowman, Oktogon)
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/231263#new Forumsbeitrag]: Suche gutes Buch über Layout-Techniken (Literaturtipps und Links).
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/305443#3286008 Forumsbeitrag]: Tutorials zu Platinenlayout
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/310971#new Forumsbeitrag]: Tipps zum Routen und Entflechten von Platinen.
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/313990#3393319 Forumsbeitrag]: Das Routen von LVDS Signalen.
*[https://www.mikrocontroller.net/topic/453346?page=1#5455102 Forumsbeitrag]: Freilaufdiode auf Platine platzieren?
*[https://www.mikrocontroller.net/topic/472850?goto=5817393#5814168 Forumsbeitrag]: Mehrlagige Leiterplatte mit 5V, 3.3V - auch Masse aufteilen?
*[https://www.mikrocontroller.net/topic/479733#5947482 Forumsbeitrag]: GND-Flutung Ja oder Nein - eine Glaubensfrage?

==Links==
* <strike>[http://www.ilfa.de/design-optimierung.html Optimierung von Layouts]</strike>
*<strike>[http://www.ilfa.de/designrichtlinien Weitere Dokumente zum Thema professionelle Platinenherstellung]</strike>
* [http://www.analog.com/library/analogDialogue/Anniversary/12.html Grounding (Again)], Ask The Applications Engineer - 12, Fa. Analog Devices, (englisch)

* [http://www.sparkfun.com/commerce/tutorial_info.php?tutorials_id=115 Designing a Better PCB] von Sparkfun (engl.)
* [http://www.hottconsultants.com/tips.html Tech Tips] von Henry Ott (engl.)
* [http://www.ultracad.com/articles/90deg.pdf Messung] von verschiedenen Winkeln von Leiterbahnen mit 17ps TDR, keinerlei Unterschiede!
* [http://www.ilfa.de/absorptivesstromversorgungssysteminleiterplatten.html ILFA], Dämpfung von Resonanzen der Versorgungslagen durch Carbondruck
* [http://docs.toradex.com/101123-apalis-arm-carrier-board-design-guide.pdf Link]: Tipps zum erstellen von High Speed Platinen.
* [http://irtfweb.ifa.hawaii.edu/~ao/Electronic/Peter_dump/Electronics/System/Text/PCBCADGuidelines.pdf PCB CAD Design Guidelines - Spirent Communication]
* [http://www.jps-pcb.com/upfile/2016/12/20161201145636_150.pdf RF Design Guidelines: PCB Layout and Circuit Optimization, Semtech, Application Note AN1200.04]
* [http://www.ti.com/lit/an/slva680/slva680.pdf ESD-Protection Layout Guide, Yater/Texas Instruments, Application Report SLVA680]
* [https://www.alciom.com/wp-content/uploads/2018/04/rl1130-007-pcb-routing-best-practises-1a.pdf High speed and RF PCB routing - Best practises and recommandations, Alicom]
* [https://www.jlab.org/eng/eecad/pdf/032pulliam.pdf Hand Routing, Slides, Pulliam/AMD]
* [https://www.xilinx.com/support/documentation/user_guides/ug1099-bga-device-design-rules.pdf Recommendet Design Rules And Strategies For BGA Devices, Xilinx, Application Report UG1099]
* [http://www.ti.com/lit/an/szza009/szza009.pdf PCB-Design Guidelines For Reduced EMI, Texas Instruments , Application Report SZZA009]
* [http://citeseerx.ist.psu.edu/viewdoc/download?doi=10.1.1.48.6267&rep=rep1&type=pdf Pin Assignment And Routing On A Single Layer PinGrid Array, Yu/Dei]
* [http://www.lothar-miller.de/s9y/categories/14-Entkopplung Entkopplung] von ICs, von Lothar Miller

[[Category:Platinen]]
[[Kategorie:Schaltplaneditoren]]

Richtiges Designen von Platinenlayouts

2022-08-11T19:55:08Z

Powerfreak: leicht gekürzt

Beim Entwerfen von Platinenlayouts sind viele Dinge zu Beachten.
Dieser Artikel bietet eine Übersicht über "do's" and "don'ts" des Leiterplattenentwurfs.
Da es zu jeder Regel meist auch einen Gegenbeweis geben kann, wird das spannend ;-).

Zu den rein elektrischen Anforderungen kommen in den meisten Fällen noch mechanische und chemische sowie betriebswirtschaftliche Anforderungen hinzu.

Siehe auch diesen [http://www.mikrocontroller.net/topic/305443#3280240 Forenbeitrag (letzter Absatz)].

== Do’s — Gutes Platinenlayout ==

* '''Berechne anhand der Ströme die minimale Breite der Leiterbahnen''' nach dem Erstellen des Schaltplans. Faustformel: 0,35mm können ohne nennenswerte Erwärmung mit einem Ampere belastet werden. Kritische Leitungen sollten als Vorgabe für den Layouter in der Zeichnung vermerkt werden. Weiteres siehe unter [[Leiterbahnbreite]].

* '''Halte die Leiterbahn möglichst kurz.''' Jeder Leiterzug wirkt wie eine Antenne, welche Störungen aussendet und empfängt, außerdem wird die PCB dadurch unnötig groß.

* '''Nutze die freien Flächen zwischen den Leiterzügen und verbinde sie mit einer Masse.''' So kann man Einstrahlung dämpfen und oft auch die Abstrahlung vermindern. Vermeide aber freie Kupferflächen, die nicht an GND angeschlossen sind.

* '''Ein Keramikkondenstor für jeden IC:[[Kondensator#Entkoppelkondensator | Blockkondensatoren]].''' Für jeden VCC-Pin o.ä. ist ein 100nF oder 47nF Keramikkondensator einzusetzen. Der Keramikkondensator stellt bei digitalen ICs die meiste Energie im Schaltmoment des ICs zur Verfügung. Allerdings funktioniert das nur dann im ständigen Betrieb, wenn der KerKo bis zum nächsten Takt aus einer niederohmigen Quelle - z.B. einem Elko - unterstützt wird. Des Weiteren bitte auf die richtige Platzierung und Leiterbahnführung achten. Der Kerko muss mit minimalem Abstand zum IC platziert werden. Wichtig ist auch, daß die Versorgungsleitung in einem Zug ZUERST zum Kerko, und dann vom Kerko zum IC-Pin geroutet wird (keine "T-Verbindung" - , nur dann ist sichergestellt, daß die meiste Energie aus dem Kerko entnommen wird.

* '''Digitale und analoge Signale getrennt routen und nur in einem Punkt verbinden.''' Und zwar idealerweise am [[AD-Wandler]], falls dieser vorhanden ist, sonst in der Nähe des Spannungsreglers. Eine Massefläche für analoge und digitale Schaltungsteile sollte durchgängig sein, getrennte Masseflächen sind nur in sehr seltenen Fällen sinnvoll.

* '''Nutze die Anschlüsse der bedrahteten(!) Bauelemente für Durchkontaktierungen. Besser und für Dich leichter ist jedoch eine PCB mit DuKos'''

* Leitungen immer mittig zwischen Pads von Bauteilen durchführen, damit werden die Abstände maximiert.

* '''Nutze Lötstoplack, das erleichtert das löten von z.B. Leiterbahnen zwischen zwei IC-Pins, und macht SMD für viele erst sinnvoll möglich'''

* '''Hab keine Angt vor SMD'''

* '''Wenn Du eine zweiseitige PCB designst, nutze Durchkontaktierungen. Keine SMD PCB ohne DuKo'''

* '''Trenne die Bereiche der Kleinspannung und Netzspannung deutlich voneinander''' wenn Du wirklich 230V Netzspannung auf der PCB brauchst. Der notwendige Abstand hängt von der Gefährdung ab, siehe auch [[Leiterbahnabstände]]. Dabei must Du zwingend zwischen Luft- und Kriechstrecken unterscheiden. Eine Kriechstrecke ist die Strecke auf der Oberfläche einer Leiterplatte oder eines Bauteils. Die Luftstrecke ist sozusagen die kürzeste Verbindung zwischen den beiden Potentialen. Die Luft- und Kriechstrecken betragen zwischen 3 und 8 mm. Maximale Spannung z.b. 3kV/cm, bei lackierten Platinen 10kV/cm.

* '''Möglichst eine großflächige Ground-Plane für Masseverbindungen.'''

* Grundsätzlich gilt immer: '''So einfach wie möglich, so komplex wie nötig.''' Das bedeutet, daß man die minimale Leiterbreite bzw. Abstände zwischen Leitungen so groß wie möglich machen sollte, auch wenn der Lieferant deutlich kleinere Strukturen herstellen kann. Das macht ein Layout robust für die Massenproduktion bzw. wenn man am Prototypen rumlöten muss. Eine Platine mit ein paar DIL-ICs und bedrahteten Bauteilen braucht kein 0,2mm dünnen Leiterbahnen, da reichen meist 0,3mm oder sogar noch breitere.

== Don’ts — Schlechtes Platinenlayout ==

* '''Analoge und digitale Schaltungsteile direkt ohne Filter aus der gleichen Stromquelle versorgen.''' Trenne besser direkt nach dem Spannungsregler, jeder Schaltungsteil bekommt einen eigenen Elko und Kerko bevor von dem Punkt aus die Versorgungsspannung zu den Schaltungsteilen geführt wird.

* '''Sternförmige Masseführung nicht beachtet:''' Ströme könnten im Kreis fließen da empfindliche Signale zusammen mit pulsierenden Versorgungsströmen über die gleichen Bahnen geleitet werden.

* '''Digitale Signalleitungen in unmittelbarer Nachbarschaft analoger Signale'''. Besser ist auf Abstand und/oder auf "Guard-Leitungen" d.h. einer breiten (z.B. 3mm für Signalleitungen) Masseleitung zwischen A und D zu achten.

* '''Leiterbahnen mit gepulsten Strömen führen quer über die PCB'''. Die ideale Lösung wäre eine separate PCB oder auch die Anordnung der Leistungsschalter am PCB-Rand mit einem eigenen Elko-Puffer DIREKT DANEBEN, sodaß ein kurzer Strompuls NUR aus dem Elko, und nicht aus der ganzen Versorgung ezogen wird.

* '''Zu wenig Abstand zwischen Leiterplattenrand bzw. -kanten und Leiterzügen''' Zu einer geritzten oder gestanzten Leiterplatten-Kante, halte 1mm Abstand. Zu einer gefrästen Leiterplatten-Kante halte 0,5mm Abstand. Das gilt auch für Konturen innerhalb der Leiterplatte.

* '''Durchkontaktierungen auf SMD-Pads. (gilt nur für maschinell bestückte Platinen)''' Beim maschinellen Löten läuft das Lötzinn in die Bohrung ab (u.a. durch Kapillarwirkung) und fehlt auf dem Pad. Die Fehlerhäufigkeit steigt. Bei speziellen Footprints (große Ball Grid Arrays) oder Thermal Vias geht es aber nicht anders als Vias in Pads unterzubringen. In diesem Falle müssen die Vias verschlossen werden (engl. plugged via, tented via). Eine weitere Möglichkeit ist es, einen Überschuss an Lotpaste auf das Pad aufzubringen (dickere Siebdruckschablone) oder die Vias mit Barrieren aus Lötstopplack zu umgeben, aber nicht abzudecken. ==> Wenn Du selber bestückst, kannst Du mit einer DuKo unter dem Pad sehr viel Platz sparen. Wird von Hand gelötet ist normalerweise die Lotmenge mehr als ausreichend ;-) um das Via zu füllen UND ausreichend Lot für eine sichere Lötung bereitzustellen

* '''Durchkontaktierungen von beiden Seiten mit Stopplack verschließen.''' Hierbei können Feuchtigkeit oder gar Ätzrückstände darin zurückbleiben und beim Löten der Stopplack abplatzen oder Korrosion hervorrufen(ggf. Hersteller fragen)

* '''Bestückungsdruck auf Lötpads platziert'''

* '''Keine Testpunkte, keine Befestigungsbohrungen'''

* '''Zu wenig Durchkontaktierungen bei hohen Strömen''' Eine normale PCB mit 35µm Kupferauflage hat eine Kupferstärke von 10.20µm in der Duko. Eine 0,3mm Duko sollte also ca. 2A, eine 0.5mm ca 3A und eine 0.8mm Duko ca. 5A ab können. Das hängt aber von sehr vielen Faktoren ab(!) daher bitte selber Google nutzen. Im Zweifelsfall lieber ein paar mehr einsetzen. Viele kleinere Dukos sind im Zweifelsfall besser als wenige große.

* '''Entkoppelkondensatoren über unnötig lange Leiterbahnen angebunden''' Der entkoppelt nur wenn die Leitung so kurz wie möglich ist. DuKo in der Leitung vom Kerko zum IC sind strikt zu vermeiden.

* '''Keine Massefläche (engl. ground plane).''' Bei vielen zweilagigen Platinen mit hoher Bauteildichte kann man sich keine Massefläche leisten, spätestens ab 4 Lagen ist diese jedoch praktisch immer verfügbar.

== Vorgehen bei der Layouterstellung ==
* Umrisse der Platine festlegen, dabei Bruchkanten eventueller Nutzen beachten
* Befestigungsbohrungen festlegen, dabei ausreichend Platz für Schraubenköpfe und Werkzeuge freihalten (Sperrflächen verlegen)
* Steckverbinder platzieren. Dabei den 3D-Zusammenhang mit anderen Platinen im Bezug auf Kabeldrehung und -knickung beachten, ggf. Steckverbinder um 180 Grad drehen, um Sonderkabel zu vermeiden. Steckverbinder auch nicht völlig am Rand platzieren, um Biegeradius von Flachbandkabeln und Zwischenraum zur Gehäusewand zu schaffen. Steckverbinder, welche direkt in einer Frontplatte enden, werden natürlich direkt am Rand platziert.
* Bauteile platzieren. Dabei zusammengehörige Bauteile bestmöglich nebeneinander platzieren. Die Luftlinien (engl. air wires) möglichst kurz und kreuzungsarm halten. Idealerweise erst die grossen und hohen Bauteile festlegen, dabei Einbaumasse und -raum beachten, auch in Bezug auf die Wärmeentwicklung
* Kerkos so nah wie möglich am IC platzieren, Anschluss vom KErko zum IC-Pin verlegen.
* Stromversorgung der ICs verlegen (zum Kerko, nicht zu IC), dabei Abstand zu Kanten und kritischen Signalen /-eingängen beachten. Ebenso [[Leiterbahnabstände | Kriechstrecken]] beachten
* Kritische Signale wie Takte, Sensoreingänge etc. möglichst ohne Lagenwechsel verlegen, ggf. guard lines verwenden
* Restliche Signale verlegen
* Masseflächen füllen
** Die Masseverbindung aller ICs muss auf ein- oder zweilagigen Platinen zunächst direkt verlegt werden.
** Erst wenn die Masse komplett verlegt ist, kann man die Massefläche auffüllen. Damit verhindert man, dass vielleicht ein IC nur über eine sehr dünne Verbindung angeschlossen wird, welche man in der Massefläche übersieht. Ebenso verhindert man, dass eine Massverbindung von einem schnellen IC sehr lang wird und damit die Wirksamkeit der [[Kondensator#Entkoppelkondensator | Entkoppelkondensatoren]] leidet.
** Masseflächen sind nur dann wirklich wirksam, wenn sie möglichst durchgängig sind. Wenn sie durch viele Leitungen zerschnitten werden, sinkt ihre Wirksamkeit massiv und sie können sich zu einem [[EMV]]-Problem entwickeln (Abstrahlung von Energie, Streifen- und Schlitzantennen). Bei zweilagigen Platinen ist es aber kaum möglich, dass Masseflächen nicht zerstückelt werden.
** Bei zweilagigen Platinen kann man versuchen, die Signale möglichst nur auf einer Lage zu führen und bei Bedarf nur ganz kurze Brücken zum Überspringen von Signalen auf der anderen Lage zu verlegen. Damit wird die Massefläche weniger zerstückelt als beim Versuch, die Signale gleichmäßig auf die Ober- und Unterseite zu verteilen. Denn dabei einstehen auf beiden Seiten recht zerstückelte Masseflächen, welche nicht sonderlich wirksam sind.
** Bei Platinen mit vier oder mehr Lagen wird meist eine Lage für die Masse (GND) verwendet. Hier hat man den Luxus, dass man GND nicht manuell layouten muss, sondern einfach die ICs an die Massefläche anschließt. Aber Vorsicht! Bei Schaltreglern und Leistungsstufen für Motoren und Ähnlichem ist es oft besser bzw. notwendig, auf Masseflächen zu verzichten und statt dessen mit dicken Leitungen bzw. kleineren Polygonen die Ströme sternförmig zu führen.
** Des Weiteren ergibt sich bei Platinen mit vier oder mehr Lagen die Möglichkeit, auch die Spannungsversorgung ("+ Leitung") als Fläche auszuführen. Grundsätzlich gelten hierbei die gleichen Empfehlungen wie für die Masseflächen. Diese beiden Stromversorgungslagen sollten in dem Sinne, dass sie einen großen, verteilten Kondensator darstellen, der extrem impedanzarm ist, möglichst dicht zusammen liegen. Bei einem Multilayeraufbau mit vier Lagen wären das z.B. die beiden inneren Lagen. Zusätzlich sollten die beiden Lagen öfters mit keramischen Kondensatoren verbunden werden, mindestens an jedem IC zur Spannungsversorgung.
* Für die Bestückung und das Bedrucken mit Lotpaste sind Passermarken (engl. Fiducials) nötig. Diese Passermarken werden normalerweise als Kreuze oder besser als runde Pads (z.B 1mm) ausgeführt und von Kupfer freigestellt (2mm, Nicht in die Masseflächen einbeziehen). Die Passermarken werden dann von Lötstop freigegstellt und in der Lotpastenschablone (engl. stencil) mit eingebracht. Auf jede zu bestückende Seite sollten zwei Passermarken diagonal auf den Boards eingebracht werden.
*Der Bestückungsdruck wird am Ende ausgerichtet. Dazu sollte man nahezu alle Lagen ausblenden und nur die Lagen für Bestückungsdruck, Umrisse und Lötstopmaske anzeigen lassen. Dann richtet man die Beschriftungen so aus, dass sie neben den Bauteilen aber nicht auf den Flächen der Lötstopmaske liegen, denn dort gehört die Lotpaste und später der Anschluss der Bauteile hin. Bei sehr dicht bestückten Platinen muss man den Bestückungsdruck teilweise oder vollständig weglassen. Dort platziert man die Bauteilbezeichnung direkt auf dem Bauteil. Damit kann man den Bestückungsdruck wenigstens auf Papier drucken und somit indirekt nutzen. Einige Profi-CAD-Programme haben dafür auch getrennte Ebenen (engl. Layer).

== CAM Input und Produktion / Berücksichtigung von Technologiegrenzen ==

Um Platinen fertigungsgerecht zu layouten, ist es sinnvoll, in etwa zu wissen, was in der Leiterplattenfabrik gemacht wird, wie die Daten für die Produktion aufgearbeitet werden müssen, und wo dort Schwachstellen liegen, um diese nach Möglichkeit zu vermeiden, zu verringern oder zu umgehen. Diese Grenzen der Technologie sind "weich", das heisst, ab einem Grundlevel, ab dem eine fehlerfrei Produktion machbar ist, steigt mit zunehmenden Anforderungen der Ausschuss. Den kauft man zum einen mit d.H. man muss ihn im Rahmen der Kalkulation mitbezahlen, auch wenn er schon in der Fabrik weggegeworfen wird, und er muss mit, im Zweifelsfalle aufwändigen und auch nur begrenzt zuverlässigen Verfahren, aussortiert werden.

Hier sollte man also den Grundsatz verfolgen: So grob und einfach wie möglich und so fein wie nötig.

Vorschlag: löschen der Zeilen von hier bis "siehe auch", da der Mehrwert für den Otto Normalverbraucher ehr gering ist.

Im folgenden sollen hier ein paar grobe Richtwerte gegeben werden, die eigentlich jede Leiterplattenfabrik kann, und die somit den konservativ definierten Stand der Technik darstellen (Stand ca. 2012). Trozdem sollte man sich im Vorfeld immer informieren. Es ist deutlich mehr möglich, aber das ist abhängig von den Fertigungsstrassen der einzelnen Fabriken und kostet natürlich auch mehr. Man Behalte im Auge, daß hier um fertigungsmechanische und ätztechnische Gründe bei Herstellung der Platine geht, nicht um elektrotechnische Gründe für die fertige Platine.

*Unterätzungsfaktor/U-Faktor

**Um die Unterätzung zu kompensieren, müssen beim CAM-Input die Kupferlagen durch Zugabe einer Breite (U-Faktor) verbreitert werden. Der U-Faktor ist abhängig von dem Materialstärke, die weggeätzt werden muss. Das ist nicht identisch mit der Kupferlage, weil es ja auch Fälle gibt, wo auf eine dünne Vorlage partiell aufgetragen wird wird, und dann alles komplett um die Vorlage abgeätzt wird. Hier ist nur ein U-Faktor für die Vorlagendicke erforderlich.

***Standard:
****U-Faktor Aussenlagen (35u): +25u (insgesamt), weil beidseitige Wirkung pro Seite 12,5u)
****U-Faktor Innenlagen (35u): +50u (insgesamt, weil beidseitige Wirkung pro Seite 25u)
****Wenn Isolationsbreite weniger als 150u, sollte dort NICHT das komplette Leiterbild bearbeitet werden, sondern nur die Pads um z.B. 15u vergrößert werden.
****Leiterbahnbreiten die kleiner als 150u sind, sollten dabei auf 165u verbreitert werden, wenn die verbleibende Isolation (aus Äztechnischer Sicht!) dieses zulässt.

**Die Software im CAM-Input stellt dafür im allgemeinen spezielle Funktionen zur Vefügung. Diese beruhen aber auch darauf, dass Flächen als Polygone ausgeführt werden, und nicht durch Leiterbahnzüge "gemalt" werden. Desweiteren sollten Pads und nur Pads im Gerber-Format als "Flashs" bzw. "Blinks" dargestellt werden, und Leiterbahnen und eben nur Leiterbahnen als "Draws", im Grenzfalle auch mit einem "Draw" der Länge 0. Auch wenn ein "Draw" der Länge 0 genauso wie ein "Flash" gleicher Apertur aussieht, gibt die unterscheidung "Draw" zu "Flash" den Aufbearbeitungsalgorithmen der CAM-Input Software wichtige Hinweise.

*Lücken füllen:
**Sehr schmale „Isostellen“ in der gleichen Kupferfläche und kleine Löcher in Kupferflächen stellen beim Ätzen ein Problem dar, weil das für die Resistschicht kleine "Inseln" oder "Halbinseln" bedeutet, die u.U. nicht halten, sich ablösen, und sich dafür noch anderswo anlagern können, und somit an der Stelle, wo sie fehlen, Unterbrechungen, und an den Stellen, wo die abgerissenen Stücke sich festsetzten, unerwünschte Verbindungen entstehen können. Darum müssen solche Stellen, bearbeitet werden. Das wird Grundsätzlich nach Leiterbildvergrößerung mit U-Faktor gemacht, weil sich einige Lücken dadurch von selber schliessen. Im allgemeinen wird zum füllen einfach ein kleines Stück Leiterbahn über diese Stelle gelegt. Kritisch sind freistehende Resistflächen von ca. 150u mal 150u Abmessungen und kleiner. Werden sie von einer oder zwei Seiten von größeren Resistflächen gehalten, können auch Streifen von ca. 100u tragbar sein, wenn sie nicht zu lang werden.

*Rekalkulieren der Bohrer:
**Bohrungen für durchkontaktierte (DK)-Bohrungen müssen größer gebohrt werden, weil sie ja zukupfern (Bohrvorlage typisch 200u). Dadurch wird der verbleibende Restring eventuell zu klein.
**Via Bohrungen (alle Bohrungen kleiner als 0,5 mm) werden nach dem vorhandenen Lötauge gewählt und eventuell vergrößert/verkleinert. Vergrößert, wenn es möglich ist, weil es fertigungstechnische Vorteile bietet, und verkleinert, wenn es sonst Probleme mit Abständen gibt. Der Kupferquerschnitt wird dadurch im allgemeinen nicht zu auffällig verkleinert, und THT-Anschlüsse dünner als 0,5mm sind unbekannt, es kann also (eigentlich) keiner etwas hindurchstecken wollen.
**Anzustreben sind Bohrer von größer 0,4mm und ein Restring von 175u Breite. Das ist unproblematisch für Lötaugen von 700u (Original), weil ja 50u Durchmesser vom U-Faktor dazukommen. Die Bohrvorlage kann zur Not auf 150u verringert werden.
**Bohrungen von größer als 0,4mm sind darum anzustreben, weil damit zwei Leiterplatten auf einmal im Stapel gebohrt werden können. Unter 0,4mm wird die seitliche Abweichung der Bohrung in der unteren Leiterplatte so groß, daß sie eventuell ein Pad von der Leiterbahn abschneiden kann. Bei einer Serienfertigung bedeuten darum Bohrungen kleiner als 0,4mm doppelten Aufwand, was sich auch im Preis niederschlägt.....oder einen Wettbewerbsvorteil für Fertiger, die es besser können.

== Siehe auch ==

* [[EMV]]
* [[Eagle im Hobbybereich]]
*[http://www.mikrocontroller.net/forum/read-6-178710.html#254235 Forumsbeitrag]: Regeln beim Platinenentwurf
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/93602#804338 Forumsbeitrag]: Vorschlag für Lötpads bei Hobbyeinsteigerplatinen
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/306233#new Forumsbeitrag]: Über spezielle Padformen (Teardrop, Snowman, Oktogon)
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/231263#new Forumsbeitrag]: Suche gutes Buch über Layout-Techniken (Literaturtipps und Links).
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/305443#3286008 Forumsbeitrag]: Tutorials zu Platinenlayout
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/310971#new Forumsbeitrag]: Tipps zum Routen und Entflechten von Platinen.
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/313990#3393319 Forumsbeitrag]: Das Routen von LVDS Signalen.
*[https://www.mikrocontroller.net/topic/453346?page=1#5455102 Forumsbeitrag]: Freilaufdiode auf Platine platzieren?
*[https://www.mikrocontroller.net/topic/472850?goto=5817393#5814168 Forumsbeitrag]: Mehrlagige Leiterplatte mit 5V, 3.3V - auch Masse aufteilen?
*[https://www.mikrocontroller.net/topic/479733#5947482 Forumsbeitrag]: GND-Flutung Ja oder Nein - eine Glaubensfrage?

==Links==
* <strike>[http://www.ilfa.de/design-optimierung.html Optimierung von Layouts]</strike>
*<strike>[http://www.ilfa.de/designrichtlinien Weitere Dokumente zum Thema professionelle Platinenherstellung]</strike>
* [http://www.analog.com/library/analogDialogue/Anniversary/12.html Grounding (Again)], Ask The Applications Engineer - 12, Fa. Analog Devices, (englisch)

* [http://www.sparkfun.com/commerce/tutorial_info.php?tutorials_id=115 Designing a Better PCB] von Sparkfun (engl.)
* [http://www.hottconsultants.com/tips.html Tech Tips] von Henry Ott (engl.)
* [http://www.ultracad.com/articles/90deg.pdf Messung] von verschiedenen Winkeln von Leiterbahnen mit 17ps TDR, keinerlei Unterschiede!
* [http://www.ilfa.de/absorptivesstromversorgungssysteminleiterplatten.html ILFA], Dämpfung von Resonanzen der Versorgungslagen durch Carbondruck
* [http://docs.toradex.com/101123-apalis-arm-carrier-board-design-guide.pdf Link]: Tipps zum erstellen von High Speed Platinen.
* [http://irtfweb.ifa.hawaii.edu/~ao/Electronic/Peter_dump/Electronics/System/Text/PCBCADGuidelines.pdf PCB CAD Design Guidelines - Spirent Communication]
* [http://www.jps-pcb.com/upfile/2016/12/20161201145636_150.pdf RF Design Guidelines: PCB Layout and Circuit Optimization, Semtech, Application Note AN1200.04]
* [http://www.ti.com/lit/an/slva680/slva680.pdf ESD-Protection Layout Guide, Yater/Texas Instruments, Application Report SLVA680]
* [https://www.alciom.com/wp-content/uploads/2018/04/rl1130-007-pcb-routing-best-practises-1a.pdf High speed and RF PCB routing - Best practises and recommandations, Alicom]
* [https://www.jlab.org/eng/eecad/pdf/032pulliam.pdf Hand Routing, Slides, Pulliam/AMD]
* [https://www.xilinx.com/support/documentation/user_guides/ug1099-bga-device-design-rules.pdf Recommendet Design Rules And Strategies For BGA Devices, Xilinx, Application Report UG1099]
* [http://www.ti.com/lit/an/szza009/szza009.pdf PCB-Design Guidelines For Reduced EMI, Texas Instruments , Application Report SZZA009]
* [http://citeseerx.ist.psu.edu/viewdoc/download?doi=10.1.1.48.6267&rep=rep1&type=pdf Pin Assignment And Routing On A Single Layer PinGrid Array, Yu/Dei]
* [http://www.lothar-miller.de/s9y/categories/14-Entkopplung Entkopplung] von ICs, von Lothar Miller

[[Category:Platinen]]
[[Kategorie:Schaltplaneditoren]]

Richtiges Designen von Platinenlayouts

2022-08-11T19:48:33Z

Powerfreak: Überarbeitung des Artikels

Beim Entwerfen von Platinenlayouts sind viele Dinge zu Beachten.
Dieser Artikel bietet eine Übersicht über "do's" and "don'ts" des Leiterplattenentwurfs.
Da es zu jeder Regel meist auch einen Gegenbeweis geben kann, wird das spannend ;-).

Zu den rein elektrischen Anforderungen kommen in den meisten Fällen noch mechanische und chemische sowie betriebswirtschaftliche Anforderungen hinzu.

Siehe auch diesen [http://www.mikrocontroller.net/topic/305443#3280240 Forenbeitrag (letzter Absatz)].

== Do’s — Gutes Platinenlayout ==

* '''Berechne anhand der Ströme die minimale Breite der Leiterbahnen''' nach dem Erstellen des Schaltplans. Faustformel: 0,35mm können ohne nennenswerte Erwärmung mit einem Ampere belastet werden. Kritische Leitungen sollten als Vorgabe für den Layouter in der Zeichnung vermerkt werden. Weiteres siehe unter [[Leiterbahnbreite]].

* '''Halte die Leiterbahn möglichst kurz.''' Jeder Leiterzug wirkt wie eine Antenne, welche Störungen aussendet und empfängt, außerdem wird die PCB dadurch unnötig groß.

* '''Nutze die freien Flächen zwischen den Leiterzügen und verbinde sie mit einer Masse.''' So kann man Einstrahlung dämpfen und oft auch die Abstrahlung vermindern. Vermeide aber freie Kupferflächen, die nicht an GND angeschlossen sind.

* '''Ein Keramikkondenstor für jeden IC:[[Kondensator#Entkoppelkondensator | Blockkondensatoren]].''' Für jeden VCC-Pin o.ä. ist ein 100nF oder 47nF Keramikkondensator einzusetzen. Der Keramikkondensator stellt bei digitalen ICs die meiste Energie im Schaltmoment des ICs zur Verfügung. Allerdings funktioniert das nur dann im ständigen Betrieb, wenn der KerKo bis zum nächsten Takt aus einer niederohmigen Quelle - z.B. einem Elko - unterstützt wird. Des Weiteren bitte auf die richtige Platzierung und Leiterbahnführung achten. Der Kerko muss mit minimalem Abstand zum IC platziert werden. Wichtig ist auch, daß die Versorgungsleitung in einem Zug ZUERST zum Kerko, und dann vom Kerko zum IC-Pin geroutet wird (keine "T-Verbindung" - , nur dann ist sichergestellt, daß die meiste Energie aus dem Kerko entnommen wird.

* '''Digitale und analoge Signale getrennt routen und nur in einem Punkt verbinden.''' Und zwar idealerweise am [[AD-Wandler]], falls dieser vorhanden ist, sonst in der Nähe des Spannungsreglers. Eine Massefläche für analoge und digitale Schaltungsteile sollte durchgängig sein, getrennte Masseflächen sind nur in sehr seltenen Fällen sinnvoll.

* '''Nutze die Anschlüsse der bedrahteten(!) Bauelemente für Durchkontaktierungen. Besser und für Dich leichter ist jedoch eine PCB mit DuKos'''

* Leitungen immer mittig zwischen Pads von Bauteilen durchführen, damit werden die Abstände maximiert.

* '''Nutze Lötstoplack, das erleichtert das löten von z.B. Leiterbahnen zwischen zwei IC-Pins, und macht SMD für viele erst sinnvoll möglich'''

* '''Hab keine Angt vor SMD'''

* '''Wenn Du eine zweiseitige PCB designst, nutze Durchkontaktierungen. Keine SMD PCB ohne DuKo'''

* '''Trenne die Bereiche der Kleinspannung und Netzspannung deutlich voneinander''' wenn Du wirklich 230V Netzspannung auf der PCB brauchst. Der notwendige Abstand hängt von der Gefährdung ab, siehe auch [[Leiterbahnabstände]]. Dabei must Du zwingend zwischen Luft- und Kriechstrecken unterscheiden. Eine Kriechstrecke ist die Strecke auf der Oberfläche einer Leiterplatte oder eines Bauteils. Die Luftstrecke ist sozusagen die kürzeste Verbindung zwischen den beiden Potentialen. Die Luft- und Kriechstrecken betragen zwischen 3 und 8 mm. Maximale Spannung z.b. 3kV/cm, bei lackierten Platinen 10kV/cm.

* '''Möglichst eine großflächige Ground-Plane für Masseverbindungen.'''

* Grundsätzlich gilt immer: '''So einfach wie möglich, so komplex wie nötig.''' Das bedeutet, daß man die minimale Leiterbreite bzw. Abstände zwischen Leitungen so groß wie möglich machen sollte, auch wenn der Lieferant deutlich kleinere Strukturen herstellen kann. Das macht ein Layout robust für die Massenproduktion bzw. wenn man am Prototypen rumlöten muss. Eine Platine mit ein paar DIL-ICs und bedrahteten Bauteilen braucht kein 0,2mm dünnen Leiterbahnen, da reichen meist 0,3mm oder sogar noch breitere.

== Don’ts — Schlechtes Platinenlayout ==

* '''Analoge und digitale Schaltungsteile direkt ohne Filter aus der gleichen Stromquelle versorgen.''' Trenne besser direkt nach dem Spannungsregler, jeder Schaltungsteil bekommt einen eigenen Elko und Kerko bevor von dem Punkt aus die Versorgungsspannung zu den Schaltungsteilen geführt wird.

* '''Sternförmige Masseführung nicht beachtet:''' Ströme könnten im Kreis fließen da empfindliche Signale zusammen mit pulsierenden Versorgungsströmen über die gleichen Bahnen geleitet werden.

* '''Digitale Signalleitungen in unmittelbarer Nachbarschaft analoger Signale'''. Besser ist auf Abstand und/oder auf "Guard-Leitungen" d.h. einer breiten (z.B. 3mm für Signalleitungen) Masseleitung zwischen A und D zu achten.

* '''Leiterbahnen mit gepulsten Strömen führen quer über die PCB'''. Die ideale Lösung wäre eine separate PCB oder auch die Anordnung der Leistungsschalter am PCB-Rand mit einem eigenen Elko-Puffer DIREKT DANEBEN, sodaß ein kurzer Strompuls NUR aus dem Elko, und nicht aus der ganzen Versorgung ezogen wird.

* '''Zu wenig Abstand zwischen Leiterplattenrand bzw. -kanten und Leiterzügen''' Zu einer geritzten oder gestanzten Leiterplatten-Kante, halte 1mm Abstand. Zu einer gefrästen Leiterplatten-Kante halte 0,5mm Abstand. Das gilt auch für Konturen innerhalb der Leiterplatte.

* '''Durchkontaktierungen auf SMD-Pads. (gilt nur für maschinell bestückte Platinen)''' Beim maschinellen Löten läuft das Lötzinn in die Bohrung ab (u.a. durch Kapillarwirkung) und fehlt auf dem Pad. Die Fehlerhäufigkeit steigt. Bei speziellen Footprints (große Ball Grid Arrays) oder Thermal Vias geht es aber nicht anders als Vias in Pads unterzubringen. In diesem Falle müssen die Vias verschlossen werden (engl. plugged via, tented via). Eine weitere Möglichkeit ist es, einen Überschuss an Lotpaste auf das Pad aufzubringen (dickere Siebdruckschablone) oder die Vias mit Barrieren aus Lötstopplack zu umgeben, aber nicht abzudecken. ==> Wenn Du selber bestückst, kannst Du mit einer DuKo unter dem Pad sehr viel Platz sparen. Wird von Hand gelötet ist normalerweise die Lotmenge mehr als ausreichend ;-) um das Via zu füllen UND ausreichend Lot für eine sichere Lötung bereitzustellen

* '''Durchkontaktierungen von beiden Seiten mit Stopplack verschließen.''' Hierbei können Feuchtigkeit oder gar Ätzrückstände darin zurückbleiben und beim Löten der Stopplack abplatzen oder Korrosion hervorrufen(ggf. Hersteller fragen)

* '''Bestückungsdruck auf Lötpads platziert'''

* '''Keine Testpunkte, keine Befestigungsbohrungen'''

* '''Zu wenig Durchkontaktierungen bei hohen Strömen''' Eine normale PCB mit 35µm Kupferauflage hat eine Kupferstärke von 10.20µm in der Duko. Eine 0,3mm Duko sollte also ca. 2A, eine 0.5mm ca 3A und eine 0.8mm Duko ca. 5A ab können. Das hängt aber von sehr vielen Faktoren ab(!) daher bitte selber Google nutzen. Im Zweifelsfall lieber ein paar mehr einsetzen. Viele kleinere Dukos sind im Zweifelsfall besser als wenige große.

* '''Entkoppelkondensatoren über unnötig lange Leiterbahnen angebunden''' Der entkoppelt nur wenn die Leitung so kurz wie möglich ist. DuKo in der Leitung vom Kerko zum IC sind strikt zu vermeiden.

* '''Keine Massefläche (engl. ground plane).''' Bei vielen zweilagigen Platinen mit hoher Bauteildichte kann man sich keine Massefläche leisten, spätestens ab 4 Lagen ist diese jedoch praktisch immer verfügbar.

== Vorgehen bei der Layouterstellung ==
* Umrisse der Platine festlegen, dabei Bruchkanten eventueller Nutzen beachten
* Befestigungsbohrungen festlegen, dabei ausreichend Platz für Schraubenköpfe und Werkzeuge freihalten (Sperrflächen verlegen)
* Steckverbinder platzieren. Dabei den 3D-Zusammenhang mit anderen Platinen im Bezug auf Kabeldrehung und -knickung beachten, ggf. Steckverbinder um 180 Grad drehen, um Sonderkabel zu vermeiden. Steckverbinder auch nicht völlig am Rand platzieren, um Biegeradius von Flachbandkabeln und Zwischenraum zur Gehäusewand zu schaffen. Steckverbinder, welche direkt in einer Frontplatte enden, werden natürlich direkt am Rand platziert.
* Bauteile platzieren. Dabei zusammengehörige Bauteile bestmöglich nebeneinander platzieren. Die Luftlinien (engl. air wires) möglichst kurz und kreuzungsarm halten. Idealerweise erst die grossen und hohen Bauteile festlegen, dabei Einbaumasse und -raum beachten, auch in Bezug auf die Wärmeentwicklung
* Kerkos so nah wie möglich am IC platzieren, Anschluss vom KErko zum IC-Pin verlegen.
* Stromversorgung der ICs verlegen (zum Kerko, nicht zu IC), dabei Abstand zu Kanten und kritischen Signalen /-eingängen beachten. Ebenso [[Leiterbahnabstände | Kriechstrecken]] beachten
* Kritische Signale wie Takte, Sensoreingänge etc. möglichst ohne Lagenwechsel verlegen, ggf. guard lines verwenden
* Restliche Signale verlegen
* Masseflächen füllen
** Masseflächen können eine Schaltung deutlich verbessern, wenn sie richtig benutzt werden. Sie können aber auch genau das Gegenteil bewirken, wenn sie als automatisches Wundermittel betrachtet werden.
** Die Masseverbindung aller ICs muss auf ein- oder zweilagigen Platinen zunächst direkt verlegt werden.
** Erst wenn die Masse komplett verlegt ist, kann man die Massefläche auffüllen. Damit verhindert man, dass vielleicht ein IC nur über eine sehr dünne Verbindung angeschlossen wird, welche man in der Massefläche übersieht. Ebenso verhindert man, dass eine Massverbindung von einem schnellen IC sehr lang wird und damit die Wirksamkeit der [[Kondensator#Entkoppelkondensator | Entkoppelkondensatoren]] leidet.
** Masseflächen sind nur dann wirklich wirksam, wenn sie möglichst durchgängig sind. Wenn sie durch viele Leitungen zerschnitten werden, sinkt ihre Wirksamkeit massiv und sie können sich zu einem [[EMV]]-Problem entwickeln (Abstrahlung von Energie, Streifen- und Schlitzantennen). Bei zweilagigen Platinen ist es aber kaum möglich, dass Masseflächen nicht zerstückelt werden. Auf jeden Fall darauf achten, das KEINE Zipfel oder Streifen Massefläche existieren, die nicht an mindestens beiden Enden mit anderen Masseflächen verbunden sind. Für "Systeme" aus solchen Masseflächen gilt gleiches, d.h. die Masseflächen müssen auch untereinander gut vernetzt werden. Wenn dieses nicht erreicht werden kann, so ist die Massefläche besser wegzulassen.
** Bei zweilagigen Platinen kann man versuchen, die Signale möglichst nur auf einer Lage zu führen und bei Bedarf nur ganz kurze Brücken zum Überspringen von Signalen auf der anderen Lage zu verlegen. Damit wird die Massefläche weniger zerstückelt als beim Versuch, die Signale gleichmäßig auf die Ober- und Unterseite zu verteilen. Denn dabei einstehen auf beiden Seiten recht zerstückelte Masseflächen, welche nicht sonderlich wirksam sind.
** Bei Platinen mit vier oder mehr Lagen wird meist eine Lage für die Masse (GND) verwendet. Hier hat man den Luxus, dass man GND nicht manuell layouten muss, sondern einfach die ICs an die Massefläche anschließt. Aber Vorsicht! Bei Schaltreglern und Leistungsstufen für Motoren und Ähnlichem ist es oft besser bzw. notwendig, auf Masseflächen zu verzichten und statt dessen mit dicken Leitungen bzw. kleineren Polygonen die Ströme sternförmig zu führen.
** Des Weiteren ergibt sich bei Platinen mit vier oder mehr Lagen die Möglichkeit, auch die Spannungsversorgung ("+ Leitung") als Fläche auszuführen. Grundsätzlich gelten hierbei die gleichen Empfehlungen wie für die Masseflächen. Diese beiden Stromversorgungslagen sollten in dem Sinne, dass sie einen großen, verteilten Kondensator darstellen, der extrem impedanzarm ist, möglichst dicht zusammen liegen. Bei einem Multilayeraufbau mit vier Lagen wären das z.B. die beiden inneren Lagen. Zusätzlich sollten die beiden Lagen öfters mit keramischen Kondensatoren verbunden werden, mindestens an jedem IC zur Spannungsversorgung.
* Für die Bestückung und das Bedrucken mit Lotpaste sind Passermarken (engl. Fiducials) nötig. Diese Passermarken werden normalerweise als Kreuze oder besser als runde Pads (z.B 1mm) ausgeführt und von Kupfer freigestellt (2mm, Nicht in die Masseflächen einbeziehen). Die Passermarken werden dann von Lötstop freigegstellt und in der Lotpastenschablone (engl. stencil) mit eingebracht. Auf jede zu bestückende Seite sollten zwei Passermarken diagonal auf den Boards eingebracht werden. Andere Vorschläge zielen darauf ab, die Passermarken nicht für das komplette Board, sondern immer extra für spezielle "kritische" Footprints einzusetzten. Passermarken zur Platinenfertigung setzten sich die Platinenfertiger selbstständig ausserhalb der Platinen nach ihren eigenen Bedürfnissen. Die Passermarken für die Bestücker werden voraussichtlich von den Bestückern auch noch adaptiert, so dass sie lediglich als Platzhalter zu verstehen sind, damit Raum beim routen dafür ausgespart bleibt.
*Der Bestückungsdruck wird am Ende ausgerichtet. Dazu sollte man nahezu alle Lagen ausblenden und nur die Lagen für Bestückungsdruck, Umrisse und Lötstopmaske anzeigen lassen. Dann richtet man die Beschriftungen so aus, dass sie neben den Bauteilen aber nicht auf den Flächen der Lötstopmaske liegen, denn dort gehört die Lotpaste und später der Anschluss der Bauteile hin. Bei sehr dicht bestückten Platinen muss man den Bestückungsdruck teilweise oder vollständig weglassen. Dort platziert man die Bauteilbezeichnung direkt auf dem Bauteil. Damit kann man den Bestückungsdruck wenigstens auf Papier drucken und somit indirekt nutzen. Einige Profi-CAD-Programme haben dafür auch getrennte Ebenen (engl. Layer).

== CAM Input und Produktion / Berücksichtigung von Technologiegrenzen ==

Um Platinen fertigungsgerecht zu layouten, ist es sinnvoll, in etwa zu wissen, was in der Leiterplattenfabrik gemacht wird, wie die Daten für die Produktion aufgearbeitet werden müssen, und wo dort Schwachstellen liegen, um diese nach Möglichkeit zu vermeiden, zu verringern oder zu umgehen. Diese Grenzen der Technologie sind "weich", das heisst, ab einem Grundlevel, ab dem eine fehlerfrei Produktion machbar ist, steigt mit zunehmenden Anforderungen der Ausschuss. Den kauft man zum einen mit d.H. man muss ihn im Rahmen der Kalkulation mitbezahlen, auch wenn er schon in der Fabrik weggegeworfen wird, und er muss mit, im Zweifelsfalle aufwändigen und auch nur begrenzt zuverlässigen Verfahren, aussortiert werden.

Hier sollte man also den Grundsatz verfolgen: So grob und einfach wie möglich und so fein wie nötig.

Im folgenden sollen hier ein paar grobe Richtwerte gegeben werden, die eigentlich jede Leiterplattenfabrik kann, und die somit den konservativ definierten Stand der Technik darstellen (Stand ca. 2012). Trozdem sollte man sich im Vorfeld immer informieren. Es ist deutlich mehr möglich, aber das ist abhängig von den Fertigungsstrassen der einzelnen Fabriken und kostet natürlich auch mehr. Man Behalte im Auge, daß hier um fertigungsmechanische und ätztechnische Gründe bei Herstellung der Platine geht, nicht um elektrotechnische Gründe für die fertige Platine.

*Unterätzungsfaktor/U-Faktor

**Um die Unterätzung zu kompensieren, müssen beim CAM-Input die Kupferlagen durch Zugabe einer Breite (U-Faktor) verbreitert werden. Der U-Faktor ist abhängig von dem Materialstärke, die weggeätzt werden muss. Das ist nicht identisch mit der Kupferlage, weil es ja auch Fälle gibt, wo auf eine dünne Vorlage partiell aufgetragen wird wird, und dann alles komplett um die Vorlage abgeätzt wird. Hier ist nur ein U-Faktor für die Vorlagendicke erforderlich.

***Standard:
****U-Faktor Aussenlagen (35u): +25u (insgesamt), weil beidseitige Wirkung pro Seite 12,5u)
****U-Faktor Innenlagen (35u): +50u (insgesamt, weil beidseitige Wirkung pro Seite 25u)
****Wenn Isolationsbreite weniger als 150u, sollte dort NICHT das komplette Leiterbild bearbeitet werden, sondern nur die Pads um z.B. 15u vergrößert werden.
****Leiterbahnbreiten die kleiner als 150u sind, sollten dabei auf 165u verbreitert werden, wenn die verbleibende Isolation (aus Äztechnischer Sicht!) dieses zulässt.

**Die Software im CAM-Input stellt dafür im allgemeinen spezielle Funktionen zur Vefügung. Diese beruhen aber auch darauf, dass Flächen als Polygone ausgeführt werden, und nicht durch Leiterbahnzüge "gemalt" werden. Desweiteren sollten Pads und nur Pads im Gerber-Format als "Flashs" bzw. "Blinks" dargestellt werden, und Leiterbahnen und eben nur Leiterbahnen als "Draws", im Grenzfalle auch mit einem "Draw" der Länge 0. Auch wenn ein "Draw" der Länge 0 genauso wie ein "Flash" gleicher Apertur aussieht, gibt die unterscheidung "Draw" zu "Flash" den Aufbearbeitungsalgorithmen der CAM-Input Software wichtige Hinweise.

*Lücken füllen:
**Sehr schmale „Isostellen“ in der gleichen Kupferfläche und kleine Löcher in Kupferflächen stellen beim Ätzen ein Problem dar, weil das für die Resistschicht kleine "Inseln" oder "Halbinseln" bedeutet, die u.U. nicht halten, sich ablösen, und sich dafür noch anderswo anlagern können, und somit an der Stelle, wo sie fehlen, Unterbrechungen, und an den Stellen, wo die abgerissenen Stücke sich festsetzten, unerwünschte Verbindungen entstehen können. Darum müssen solche Stellen, bearbeitet werden. Das wird Grundsätzlich nach Leiterbildvergrößerung mit U-Faktor gemacht, weil sich einige Lücken dadurch von selber schliessen. Im allgemeinen wird zum füllen einfach ein kleines Stück Leiterbahn über diese Stelle gelegt. Kritisch sind freistehende Resistflächen von ca. 150u mal 150u Abmessungen und kleiner. Werden sie von einer oder zwei Seiten von größeren Resistflächen gehalten, können auch Streifen von ca. 100u tragbar sein, wenn sie nicht zu lang werden.

*Rekalkulieren der Bohrer:
**Bohrungen für durchkontaktierte (DK)-Bohrungen müssen größer gebohrt werden, weil sie ja zukupfern (Bohrvorlage typisch 200u). Dadurch wird der verbleibende Restring eventuell zu klein.
**Via Bohrungen (alle Bohrungen kleiner als 0,5 mm) werden nach dem vorhandenen Lötauge gewählt und eventuell vergrößert/verkleinert. Vergrößert, wenn es möglich ist, weil es fertigungstechnische Vorteile bietet, und verkleinert, wenn es sonst Probleme mit Abständen gibt. Der Kupferquerschnitt wird dadurch im allgemeinen nicht zu auffällig verkleinert, und THT-Anschlüsse dünner als 0,5mm sind unbekannt, es kann also (eigentlich) keiner etwas hindurchstecken wollen.
**Anzustreben sind Bohrer von größer 0,4mm und ein Restring von 175u Breite. Das ist unproblematisch für Lötaugen von 700u (Original), weil ja 50u Durchmesser vom U-Faktor dazukommen. Die Bohrvorlage kann zur Not auf 150u verringert werden.
**Bohrungen von größer als 0,4mm sind darum anzustreben, weil damit zwei Leiterplatten auf einmal im Stapel gebohrt werden können. Unter 0,4mm wird die seitliche Abweichung der Bohrung in der unteren Leiterplatte so groß, daß sie eventuell ein Pad von der Leiterbahn abschneiden kann. Bei einer Serienfertigung bedeuten darum Bohrungen kleiner als 0,4mm doppelten Aufwand, was sich auch im Preis niederschlägt.....oder einen Wettbewerbsvorteil für Fertiger, die es besser können.

== Siehe auch ==

* [[EMV]]
* [[Eagle im Hobbybereich]]
*[http://www.mikrocontroller.net/forum/read-6-178710.html#254235 Forumsbeitrag]: Regeln beim Platinenentwurf
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/93602#804338 Forumsbeitrag]: Vorschlag für Lötpads bei Hobbyeinsteigerplatinen
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/306233#new Forumsbeitrag]: Über spezielle Padformen (Teardrop, Snowman, Oktogon)
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/231263#new Forumsbeitrag]: Suche gutes Buch über Layout-Techniken (Literaturtipps und Links).
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/305443#3286008 Forumsbeitrag]: Tutorials zu Platinenlayout
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/310971#new Forumsbeitrag]: Tipps zum Routen und Entflechten von Platinen.
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/313990#3393319 Forumsbeitrag]: Das Routen von LVDS Signalen.
*[https://www.mikrocontroller.net/topic/453346?page=1#5455102 Forumsbeitrag]: Freilaufdiode auf Platine platzieren?
*[https://www.mikrocontroller.net/topic/472850?goto=5817393#5814168 Forumsbeitrag]: Mehrlagige Leiterplatte mit 5V, 3.3V - auch Masse aufteilen?
*[https://www.mikrocontroller.net/topic/479733#5947482 Forumsbeitrag]: GND-Flutung Ja oder Nein - eine Glaubensfrage?

==Links==
* <strike>[http://www.ilfa.de/design-optimierung.html Optimierung von Layouts]</strike>
*<strike>[http://www.ilfa.de/designrichtlinien Weitere Dokumente zum Thema professionelle Platinenherstellung]</strike>
* [http://www.analog.com/library/analogDialogue/Anniversary/12.html Grounding (Again)], Ask The Applications Engineer - 12, Fa. Analog Devices, (englisch)

* [http://www.sparkfun.com/commerce/tutorial_info.php?tutorials_id=115 Designing a Better PCB] von Sparkfun (engl.)
* [http://www.hottconsultants.com/tips.html Tech Tips] von Henry Ott (engl.)
* [http://www.ultracad.com/articles/90deg.pdf Messung] von verschiedenen Winkeln von Leiterbahnen mit 17ps TDR, keinerlei Unterschiede!
* [http://www.ilfa.de/absorptivesstromversorgungssysteminleiterplatten.html ILFA], Dämpfung von Resonanzen der Versorgungslagen durch Carbondruck
* [http://docs.toradex.com/101123-apalis-arm-carrier-board-design-guide.pdf Link]: Tipps zum erstellen von High Speed Platinen.
* [http://irtfweb.ifa.hawaii.edu/~ao/Electronic/Peter_dump/Electronics/System/Text/PCBCADGuidelines.pdf PCB CAD Design Guidelines - Spirent Communication]
* [http://www.jps-pcb.com/upfile/2016/12/20161201145636_150.pdf RF Design Guidelines: PCB Layout and Circuit Optimization, Semtech, Application Note AN1200.04]
* [http://www.ti.com/lit/an/slva680/slva680.pdf ESD-Protection Layout Guide, Yater/Texas Instruments, Application Report SLVA680]
* [https://www.alciom.com/wp-content/uploads/2018/04/rl1130-007-pcb-routing-best-practises-1a.pdf High speed and RF PCB routing - Best practises and recommandations, Alicom]
* [https://www.jlab.org/eng/eecad/pdf/032pulliam.pdf Hand Routing, Slides, Pulliam/AMD]
* [https://www.xilinx.com/support/documentation/user_guides/ug1099-bga-device-design-rules.pdf Recommendet Design Rules And Strategies For BGA Devices, Xilinx, Application Report UG1099]
* [http://www.ti.com/lit/an/szza009/szza009.pdf PCB-Design Guidelines For Reduced EMI, Texas Instruments , Application Report SZZA009]
* [http://citeseerx.ist.psu.edu/viewdoc/download?doi=10.1.1.48.6267&rep=rep1&type=pdf Pin Assignment And Routing On A Single Layer PinGrid Array, Yu/Dei]
* [http://www.lothar-miller.de/s9y/categories/14-Entkopplung Entkopplung] von ICs, von Lothar Miller

[[Category:Platinen]]
[[Kategorie:Schaltplaneditoren]]

IGBT

2022-06-13T14:59:27Z

Powerfreak:

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]].

== Einleitung ==

'''I'''nsulated '''G'''ate '''B'''ipolar '''T'''ransistor

Ein IGBT kann im ersten Ansatz wie eine Kombination aus [[FET | Feldeffekt]]-Transistor und [[Transistor|Bipolarem Transistor]] betrachtet werden, bei der ein N-Kanal FET einen PNP Bipolartransistor ansteuert. Daher ist der IGBT bezüglich der Ansteuereigenschaften wie der FET als spannungsgesteuertes Bauelement (Achtung Treiberleistung!) zu betrachten, und hat ein Gate. Die weiteren Eigenschaften ähneln aber einem Bipolartransistor (Sättigungsverhalten), daher werden diese Anschlüsse mit Kollektor und Emitter bezeichnet.

=== Vorteile des IGBT ===

* Leistungslose Ansteuerung wie beim FET im statischen Betrieb
* Verfügbarkeit für deutlich höhere Betriebsspannungen gegenüber FET Aufgrund des internen Aufbaus.
* Niedrigere Verluste als die eines FETs ab einer Spannungsfestigkeit von derzeit (2014) ca. 250V.
* Höhere Impulsbelastbarkeit (Faktor 4..5 für sehr kurze Pulse <5..10µs, bei neuster Chiptechnologie <3..5µs).
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. (siehe "Nachteile des IGBT") Beim FET ist aufbaubedingt eine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Dies ist oft - je nach Applikation - ein Nachteil. Bei Anwendungen mit entweder hohen Strömen, und/oder schnellem Schalten ist es ein Vorteil, wenn keine Diode integriert, und eine Diode ausgewählt werden kann, die auf den Anwendungsfall optimiert ist. Diese wird teilweise schon im selben Gehäuse platziert.
* Geringe Erhöhung der Verluste bei steigender Temperatur verglichen mit einem FET.

=== Nachteile des IGBT ===

* Zum schnellen Schalten wird wie beim MOSFET ein starker [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Gatetreiber]] benötigt.
* Kann unter bestimmten Umständen (zu großes dU/dt) wie ein [[TRIAC|Thyristor]] zünden (Latch-Up Effekt). Der Strom ist hier nicht mehr kontrollierbar. Das wird bei modernen Typen durch strukturelle Maßnahmen im Aufbau effektiv verhindert.
* Schaltverluste beim Abschalten sind vergleichsweise hoch, bedingt durch den sogenannten "Tail current". Dieser wird verursacht durch Ladungsträger, die nach dem eigentlichen Ausschalten noch vollständig abgeführt werden, was zu einem langsam abklingenden Strom führt.
* Nur für relativ geringe Schaltfrequenzen einsetzbar ("hart schaltend", je nach Typ bis ca. 50kHz, Spezialtypen auch bis ca. 300kHz)
* Nicht rückwärts leitfähig
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Zum Schalten von induktiven Lasten ist eine externe Freilaufdiode sehr empfehlenswert. (siehe "Vorteile des IGBT")
* Kein Durchbruch zweiter Art wie beim FET. Vorgänge dieser Art führen beim IGBT im Allgemeinen zur sofortigen Zerstörung.

=== Erklärung der wichtigsten Datenblattwerte ===

{| class="wikitable"
|-
! style="width:15em" | Parameter
! style="width:6em" | Symbol
! style="width:6em" | Beispiel
! Erklärung
|-
| Collector Emitter Voltage (Breakdown) || <math>BV_\mathrm{CES}</math> <math>V_\mathrm{CE}</math> || 600V || Maximale Sperrspannung zwischen Kollektor und Emitter
|-
| DC collector current || <math>I_\mathrm{C}</math> || 60A @90°C || Maximaler, dauerhaft zulässiger Kollektorstrom bei 90°C
|-
| Pulsed Collector Current || <math>C_\mathrm{pulse}</math> <math>I_\mathrm{CM}</math> || 150A || Maximaler Pulsstrom (Achtung die zulässige Zeitdauer des Pulses kann nur über die maximale Junctiontemperatur ermittelt werden)
|-
| Short Circuit Withstand Time || <math>t_\mathrm{sc}</math> || 10µs || Maximale Zeit, nach der ein Kurzschluß abgeschaltet sein muß
|-
| Thermal Resistance (junction-case) || <math>R_\mathrm{th,JC}</math> || 0,33K/W || [[Kühlkörper|Thermischer Widerstand]] vom Siliziumchip bis zur Rückseite des Transistorgehäuses
|-
| Gate-Emitter Threshold Voltage || <math>V_\mathrm{GE(th)}</math> || 4,8V || Gatespannung, ab welcher der Transistor minimal leitend wird
|-
| Turn-on Delay || <math>t_\mathrm{d(on)}</math> || 50ns || Verzögerung zwischen einschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Rise Time || <math>t_\mathrm{r}</math> || 45ns || Anstiegszeit des Kollektorstromes
|-
| Turn-off Delay || <math>t_\mathrm{d(off)}</math> || 600ns || Verzögerung zwischen Abschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Fall Time || <math>t_\mathrm{f}</math> || 130ns || Abfallzeit des Kollektorstromes
|}
Für die oben genannten Werte gibt es exakte Definitionen unter denen diese Werte richtig sind. Oft wird dies auch in den Datenblättern grafisch dargestellt, unter Berücksichtigung der Abhängigkeiten. Die Angaben im Datenblatt bzw. dieser Tabelle sind auch SEHR stark von den Ansteuerbedingungen abhängig. In den Datenblättern werden die Werte immer für 25°C angegeben, soweit dort nicht anders vermerkt.

== Beispiel zur Bauteiledimensionierung ==

=== Spannungsfestigkeit ===

Die höchste vorkommende Betriebsspannung plus Abschaltüberspannung soll kleiner als ca. 80% der Spannungsfestigkeit des Bauteiles sein. Achtung: Zwischen dem je nach Anwendungsfall erforderlichen Pufferkondensator und dem IGBT wird es immer eine parasitäre Induktivität geben. Abhängig von Schaltgeschwindigkeit und Induktivität wird im Schaltmoment eine mehr oder weniger große Überspannungsspitze produziert. Dieser Peak addiert sich auf die aktuelle Versorgungsspannung. Die dabei entstehende Spannungsspitze darf die maximale Spannungsfestigkeit zu '''keinem''' Zeitpunkt überschreiten.

Überschlagsrechnung mit fiktiven Werten als Beispiel:
* Schaltgeschwindigkeit im Kurzschlußfall: dI/dt = 100A/µs,
* Induktivität: L = 1µH
* dU=-L*dI/dt = -1µH * 100A / 1µs = 100V

Dies bedeutet, daß an der parasitären Induktivität zwischen IGBT und Kondensator - auf Grund von Selbstinduktion im Schaltmoment - ein Überspannungspuls von bis zu 100V entstehen kann, der auf die Betriebsspannung aufzuschlagen ist. Wie hoch der Puls wirklich wird, hängt von der Verteilung der Induktivitäten, Kapazitäten, und der Steifigkeit des Systems ab. Also zuerst rechnen, dann einen guten Testaufbau anfertigen, und letztendlich messen.
 
'''Zielführend und absolut wichtig ist die Minimalisierung der parasitären Induktivität zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensator.'''

=== Stromtragfähigkeit ===

Welchen Strom muß der IGBT wie lange leiten? In jedem Datenblatt ist eine Stromtragfähigkeit bei 25°C und bei meist 100°C angegeben. Warm wird es dem IGBT im Betrieb von alleine, daher unbedingt den Wert bei z. B. 100°C verwenden. Dieser Wert ist als ERSTE Entscheidungsgrundlage ausreichend.
* Liegt dieser Wert mit ca. 30% Abstand unter dem Datenblkqttwert bei 100C, dann ist das OK.
* Ist der benötigte Strom im Bereich oder größer als der laut Datenblatt zulässige Strom bei 100°C muß entweder ein anderer Typ eingesetzt oder mehrere IGBTs parallel geschaltet werden.
Achtung: Verlustleistung und Kühlanbindung prüfen. Gegebenenfalls einen weiteren IGBT parallel schalten, um die Verlustleistung auf zwei Bauteile zu verteilt.

=== Verlustleistung ===

Hier wird eine Näherung für die getaktete Anwendung dargestellt. In einem Transistor treten sowohl beim Ein- und Ausschalten, als auch während der eingeschalteten Zeit Verluste im Bauteil auf. Diese Verluste führen zu einer Bauteilerwärmung. Die dabei entstehende Temperatur darf die maximal zulässige Bauteiletemperatur nie überschreiten. Bei den ersten Projekten ist zu empfehlen, eine berechnete Chiptemperatur von ca. 125°C nicht zu überschreiten. Fast alle aktuell verfügbaren IGBTs nennen im Datenblatt eine Temperatur von 150°C als ihre maximale Chiptemperatur, manchmal auch schon 175°C.

{| class="wikitable" style="width:28em"
|+ '''Beispiel'''
|-
! Parameter
! style="width:6em" | Symbol
! style="width:6em" | Wert
|-
| Betriebsspannung || U_N || 70V
|-
| Nennstrom || I_N || 5A
|-
| Spannungsabfall bei I_N Chiptemperatur: 150°C Gatespannung: 15V || V_CE_sat || 2,0V
|-
| Taktfrequenz || f_schalt || 5kHz, (T=200µs)
|-
| Pulsbreite || t_on || 150µs,
|-
| Einschaltzeit (risetime) || t_r || 1,5µs
|-
| Ausschaltzeit (falltime) || t_f || 1µs
|-
| Überhöhungsfaktor Einschalten || FÜ_ein || 1,2
|-
| Überhöhungsfaktor Ausschalten || FÜ_aus || 1,4
|}

(Hintergrund für diese Überhöhungsfaktoren sind das übliche Überschwingen beim Schalten, sowie der Einfluß des Tailstromes. Diese Werte sind Erfahrungswerte.)

==== Leitend-Verluste ====

<math>
P_\mathrm{on} = U_\mathrm{CE,sat} \cdot I_\mathrm{N} \cdot \frac{t_\mathrm{on}}{T} = 2,0\,\mathrm{V} \cdot 5\,\mathrm{A} \cdot \frac{150\,\mathrm{\mu s}}{200\,\mathrm{\mu s}} = 7,5\,\mathrm{W}
</math>

==== Schaltverluste ====

Vereinfachter Ansatz.

Einschalten:

:<math>\begin{align}
P_\mathrm{SW_r}
&= 0,25 \cdot FÜ_{ein} \cdot U_N \cdot I_N \cdot \frac{t_r}{T} \\
&= 0,25 \cdot 1,2 \cdot 70V \cdot 30A \cdot \frac{500ns}{200\mu s}=1{,}6W
\end{align}</math>

Ausschalten:

:<math>\begin{align}
P_\mathrm{SW_f}
&= 0,25 \cdot FÜ_{aus} \cdot U_N \cdot I_N \cdot \frac{t_f}{T} \\
&= 0,25 \cdot 1,4 \cdot 70V \cdot 30A \cdot \frac{800ns}{200\mu s}=2{,}9W
\end{align}</math>

Alternativ und genauer kann man rechnen, wenn die Ein- Ausschaltenergie im Datenblatt angegeben ist. Aber Achtung! Die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde, müssen genau so zutreffen.
:<math>\begin{align}
P_{SW_f} = f_{schalt} \cdot E_{ON}
\end{align}</math>
:<math>\begin{align}
P_{SW_r} = f_{schalt} \cdot E_{OFF}
\end{align}</math>

Die Gesamtverlustleistung berechnet sich aus:

:<math>\begin{align}
P_{ges}
&= P_{ON} + P_{SW_r} + P_{SW_f} \\
&= 7,5W + 1,6W + 2,9W = 12W
\end{align}</math>

Damit muß ein entsprechender [[Kühlkörper]] ausgewählt und die Chiptemperatur berechnet werden. Z.B.:
* Kühlkörper mit einem R_th von 0,2K/W
* max. Umgebungstemperatur +60°C
* R_th "junction-case" des IGBTs 0,7K/W
* R_th der Wärmeleitfolie zwischen IGBT und Kühlkörper ca. 2,0K/W
* R_th gesamt: 2,9K/W

:<math>\begin{align}
T_{JC}
&= P_{ges} \cdot R_{\theta} +T_{amb} \\
&= 12W \cdot 2,9K/W + 60°C = 95°C
\end{align}</math>

Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß hier viele Vereinfachungen vorgenommen und die Art der Last nicht beachtet wurde, ist es sinnvoll einigen Sicherheitsabstand zu den zulässigen Maximalwerten einzuhalten. Daher ist es empfehlenswert, die Chiptemperatur auf ca. 125°C zu begrenzen. Darüberhinaus sollte der Entwickler wissen was er tut.

=== Treiberleistung ===

Auch wenn der IGBT wie der MOSFET ein spannungsgesteuertes Bauelement ist, muß trotzdem bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten
die Gatekapazität von z. B. -8V auf +15V (dUg beträgt in diesem Beispiel 23V) und zurück umgeladen werden. Dafür benötigt man einen starken und schnellen [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Treiber]]. Da die Gatekapazität nicht im Datenblatt enthalten ist kann man sich mit der Eingangskapazität (Cies) behelfen. Im Arbeitspunkt ist die Gatekapazität ungefähr 5x größer als der im Datenblatt für Cies angegebene Wert. Daher berechnet sich die Treiberleistung wie folgt:

P_treiber = 2 x 0,5 x 5 x Cies x dUg² x f_schalt
= 5 x Cies x dUg² x f_schalt

Bei dUg = 23V, Cies=4nF und f_schalt=5kHz beträgt P_treiber = 53mW.
Aber Achtung, jeder Treiber hat auch einen Eigenverbrauch der leicht zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz - z. B. Induktionsheizung - wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant: z. B. dUg = 23V, Cies=20nF und f_schalt=250kHz, hier beträgt P_treiber = 13,3W (zuzüglich Eigenverbrauch).

== Zusätzliche Hinweise ==

* Bei IGBTs mit im Gehäuse integrierter Diode muß die Verlustleistung an der Diode separat berechnet und in obige Verlustleistungs- und Temperaturberechnung mit einbezogen werden. In erster Näherung genügt die Berechnung mit Strom und Spannungsfall beim entsprechenden Strom lt. Datenblatt d.h. (P_D = V_0*I_AV). Wenn mans genau haben will, kann zusätzlich noch die Verlusteistung am internen Diodenwiderstand in leitendem Zustand in die Berechnung mit einbezogen werden, d.h.
(P_D = V_D*i_D = (V_0+r_on*i_D)*i_D = V_0*i_D+r_on*i_D^2). In manchem Datenblatt sucht man den r_on jedoch vergeblich, da er vom Strom abhängig ist. Den Wert kann man aus der Diodenkennlinie ablesen. Achtung: Die Verluste in der Diode treten NUR in leitendem Zustand auf, das Tastverhältnis ist also zu beachten.
* Bei Spannungen > 60V unbedingt die einschlägigen Normen und Vorschriften beachten. (Potentialtrennung für Ansteuerung und Hilfsspannungsversorgung, [[Leiterbahnabstände]], Berührschutz,...)
* Prüfen, ob der IGBT wirklich abgeschaltet ist und bleibt (Gatespannung deutlich unter Schwellenspannung bzw. KEIN Stromfluß im ausgeschalteten Zustand)! Ansonsten muß zum sicheren Sperren des IGBTs eine negative Gatespannung (-5..-8V) angelegt werden. Hintergrund: In einer geschalteten Anwendung treten große Spannungssteilheiten z. B. am Kollektor auf. Aufgrund der internen parasitären Kapazitäten zwischen Gate, Emitter und Kollektor findet eine Überkopplung des Schaltpulses - z. B. beim Schalter gegen GND - vom Kollektoranschluß auf den Gateanschluß (kapazitiver Spannungsteiler zwischen K_G und G_E) statt. Dadurch wird das Gatepotential um einige Volt angehoben. Dies führt unter Umständen zu einem ungewollten Einschalten bzw. in einer Halbbrückenapplikation zu einem Brückenkurzschluß.
* Um einen Leistungstransistor richtig ein- bzw. auszuschalten wird der Einsatz eines [[Treiber|Treiberbausteines]] unbedingt empfohlen. Um den IGBT vor Schaden durch Kurzschluß zu schützen, sollte ein Treiber mit einer sogenannten Entsättigungsüberwachung (schnelle Überwachung von U_CE) verwendet werden. Des Weiteren sollte der Strom im Betrieb ständig gemessen werden um im Fehlerfalle eine Zerstörung zu verhindern.
* Zum Einschalten eines IGBTs ist eine Spannung von ca. 12..15V zu empfehlen. Eine größere Spannung führt zu höheren Umladeverlusten, bei einer geringeren Spannung verschenkt man meist Leistungsfähigkeit.
* Die Fläche in der Verbindung zwischen Treiber und Leistungsschalter ist unbedingt klein zu halten (verdrillte Kabel bzw. dicht nebeneinander bzw. übereinander geführte Leiterbahnen). Bei der Auswahl des Leitungsdurchmessers bzw. der Leiterbahnbreite beachten, daß die Ansteuerströme durchaus im Bereich von einigen Ampere liegen können.
* Die Schaltgeschwindigkeit und damit die Verluste und EMV-Abstrahlung wird stark durch die Gatebeschaltung beeinflußt. Im Datenblatt sind bei der Beschreibung der Ein- bzw. Ausschaltzeiten (meist bei "Test Conditions") Widerstandswerte im einstelligen Ohmbereich angegeben, für die diese dort genannten Schaltzeiten gültig sind. Es wird im Allgemeinen empfohlen die dort genannten Widerstandswerte NICHT zu UNTERschreiten. Die Wahl des Gatewiderstandes ist eine Wissenschalft für sich und immer ein zweischneidiges Schwert. Einerseits möchte man geringste Schalt- Verlustleistungen, d.h. eine kleine Schaltzeit = geringen Gatewiderstand, (1..15Ω). Achtung auf die Höhe der Ströme! Andererseits jedoch ein gutmütiges EMV-Verhalten und weniger hohe Ströme in der Gateleitung, d.h. größere Schaltzeit = höherer Gatewiderstand (evtl. bis zu 10..25Ω). Der Widerstandswert ist sehr stark von den Anforderungen abhängig. Meist ist ein asymmetrische Ansteuerung das Mittel der Wahl, d.h. R_g1 PARALLEL zu einer Serienschaltung aus D und R_g2. Ausschalten: Wahl eines größerer Widerstandswertes R_g1 direkt zwischen Gate und Treiberausgang. Einschalten: Wahl eines geringerer Wertes R_g2 + Seriendiode. R_g2 sorgt für ein zügiges Einschalten bei geringen Verlusten, R_g1 reduziert die durch parasitäre Induktivitäten hervorgerufene Abschaltüberspannung auf ein erträgliches Maß.
* Speziell in der Entwicklungsphase sollten die Ströme über einen Shunt oder einen schnellen Stromsensor überwacht werden. Eine Schnellabschaltung bei Überstrom ist für die Schaltung "Lebensnotwendig".

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

IGBT

2022-06-13T14:56:46Z

Powerfreak: minor changes, wording, Detaied link to datasheed

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]].

== Einleitung ==

'''I'''nsulated '''G'''ate '''B'''ipolar '''T'''ransistor

Ein IGBT kann im ersten Ansatz wie eine Kombination aus [[FET | Feldeffekt]]-Transistor und [[Transistor|Bipolarem Transistor]] betrachtet werden, bei der ein N-Kanal FET einen PNP Bipolartransistor ansteuert. Daher ist der IGBT bezüglich der Ansteuereigenschaften wie der FET als spannungsgesteuertes Bauelement (Achtung Treiberleistung!) zu betrachten, und hat ein Gate. Die weiteren Eigenschaften ähneln aber einem Bipolartransistor (Sättigungsverhalten), daher werden diese Anschlüsse mit Kollektor und Emitter bezeichnet.

=== Vorteile des IGBT ===

* Leistungslose Ansteuerung wie beim FET im statischen Betrieb
* Verfügbarkeit für deutlich höhere Betriebsspannungen gegenüber FET Aufgrund des internen Aufbaus.
* Niedrigere Verluste als die eines FETs ab einer Spannungsfestigkeit von derzeit (2014) ca. 250V.
* Höhere Impulsbelastbarkeit (Faktor 4..5 für sehr kurze Pulse <5..10µs, bei neuster Chiptechnologie <3..5µs).
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. (siehe "Nachteile des IGBT") Beim FET ist aufbaubedingt eine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Dies ist oft - je nach Applikation - ein Nachteil. Bei Anwendungen mit entweder hohen Strömen, und/oder schnellem Schalten ist es ein Vorteil, wenn keine Diode integriert, und eine Diode ausgewählt werden kann, die auf den Anwendungsfall optimiert ist. Diese wird teilweise schon im selben Gehäuse platziert.
* Geringe Erhöhung der Verluste bei steigender Temperatur verglichen mit einem FET.

=== Nachteile des IGBT ===

* Zum schnellen Schalten wird wie beim MOSFET ein starker [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Gatetreiber]] benötigt.
* Kann unter bestimmten Umständen (zu großes dU/dt) wie ein [[TRIAC|Thyristor]] zünden (Latch-Up Effekt). Der Strom ist hier nicht mehr kontrollierbar. Das wird bei modernen Typen durch strukturelle Maßnahmen im Aufbau effektiv verhindert.
* Schaltverluste beim Abschalten sind vergleichsweise hoch, bedingt durch den sogenannten "Tail current". Dieser wird verursacht durch Ladungsträger, die nach dem eigentlichen Ausschalten noch vollständig abgeführt werden, was zu einem langsam abklingenden Strom führt.
* Nur für relativ geringe Schaltfrequenzen einsetzbar ("hart schaltend", je nach Typ bis ca. 50kHz, Spezialtypen auch bis ca. 300kHz)
* Nicht rückwärts leitfähig
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Zum Schalten von induktiven Lasten ist eine externe Freilaufdiode sehr empfehlenswert. (siehe "Vorteile des IGBT")
* Kein Durchbruch zweiter Art wie beim FET. Vorgänge dieser Art führen beim IGBT im Allgemeinen zur sofortigen Zerstörung.

=== Erklärung der wichtigsten Datenblattwerte ===

{| class="wikitable"
|-
! style="width:15em" | Parameter
! style="width:6em" | Symbol
! style="width:6em" | Beispiel
! Erklärung
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| Collector Emitter Voltage (Breakdown) || <math>BV_\mathrm{CES}</math> <math>V_\mathrm{CE}</math> || 600V || Maximale Sperrspannung zwischen Kollektor und Emitter
|-
| DC collector current || <math>I_\mathrm{C}</math> || 60A @90°C || Maximaler, dauerhaft zulässiger Kollektorstrom bei 90°C
|-
| Pulsed Collector Current || <math>C_\mathrm{pulse}</math> <math>I_\mathrm{CM}</math> || 150A || Maximaler Pulsstrom (Achtung die zulässige Zeitdauer des Pulses kann nur über die maximale Junctiontemperatur ermittelt werden)
|-
| Short Circuit Withstand Time || <math>t_\mathrm{sc}</math> || 10µs || Maximale Zeit, nach der ein Kurzschluß abgeschaltet sein muß
|-
| Thermal Resistance (junction-case) || <math>R_\mathrm{th,JC}</math> || 0,33K/W || [[Kühlkörper|Thermischer Widerstand]] vom Siliziumchip bis zur Rückseite des Transistorgehäuses
|-
| Gate-Emitter Threshold Voltage || <math>V_\mathrm{GE(th)}</math> || 4,8V || Gatespannung, ab welcher der Transistor minimal leitend wird
|-
| Turn-on Delay || <math>t_\mathrm{d(on)}</math> || 50ns || Verzögerung zwischen einschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Rise Time || <math>t_\mathrm{r}</math> || 45ns || Anstiegszeit des Kollektorstromes
|-
| Turn-off Delay || <math>t_\mathrm{d(off)}</math> || 600ns || Verzögerung zwischen Abschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Fall Time || <math>t_\mathrm{f}</math> || 130ns || Abfallzeit des Kollektorstromes
|}
Für die oben genannten Werte gibt es exakte Definitionen unter denen diese Werte richtig sind. Oft wird dies auch in den Datenblättern grafisch dargestellt, unter Berücksichtigung der Abhängigkeiten. Die Angaben im Datenblatt bzw. dieser Tabelle sind auch SEHR stark von den Ansteuerbedingungen abhängig. In den Datenblättern werden die Werte immer für 25°C angegeben, soweit dort nicht anders vermerkt.

== Beispiel zur Bauteiledimensionierung ==

=== Spannungsfestigkeit ===

Die höchste vorkommende Betriebsspannung plus Abschaltüberspannung soll kleiner als ca. 80% der Spannungsfestigkeit des Bauteiles sein. Achtung: Zwischen dem je nach Anwendungsfall erforderlichen Pufferkondensator und dem IGBT wird es immer eine parasitäre Induktivität geben. Abhängig von Schaltgeschwindigkeit und Induktivität wird im Schaltmoment eine mehr oder weniger große Überspannungsspitze produziert. Dieser Peak addiert sich auf die aktuelle Versorgungsspannung. Die dabei entstehende Spannungsspitze darf die maximale Spannungsfestigkeit zu '''keinem''' Zeitpunkt überschreiten.

Überschlagsrechnung mit fiktiven Werten als Beispiel:
* Schaltgeschwindigkeit im Kurzschlußfall: dI/dt = 100A/µs,
* Induktivität: L = 1µH
* dU=-L*dI/dt = -1µH * 100A / 1µs = 100V

Dies bedeutet, daß an der parasitären Induktivität zwischen IGBT und Kondensator - auf Grund von Selbstinduktion im Schaltmoment - ein Überspannungspuls von bis zu 100V entstehen kann, der auf die Betriebsspannung aufzuschlagen ist. Wie hoch der Puls wirklich wird, hängt von der Verteilung der Induktivitäten, Kapazitäten, und der Steifigkeit des Systems ab. Also zuerst rechnen, dann einen guten Testaufbau anfertigen, und letztendlich messen.
 
'''Zielführend und absolut wichtig ist die Minimalisierung der parasitären Induktivität zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensator.'''

=== Stromtragfähigkeit ===

Welchen Strom muß der IGBT wie lange leiten? In jedem Datenblatt ist eine Stromtragfähigkeit bei 25°C und bei meist 100°C angegeben. Warm wird es dem IGBT im Betrieb von alleine, daher unbedingt den Wert bei z. B. 100°C verwenden. Dieser Wert ist als ERSTE Entscheidungsgrundlage ausreichend.
* Liegt dieser Wert mit ca. 30% Abstand unter dem Datenblkqttwert bei 100C, dann ist das OK.
* Ist der benötigte Strom im Bereich oder größer als der laut Datenblatt zulässige Strom bei 100°C muß entweder ein anderer Typ eingesetzt oder mehrere IGBTs parallel geschaltet werden.
Achtung: Verlustleistung und Kühlanbindung prüfen. Gegebenenfalls einen weiteren IGBT parallel schalten, um die Verlustleistung auf zwei Bauteile zu verteilt.

=== Verlustleistung ===

Hier wird eine Näherung für die getaktete Anwendung dargestellt. In einem Transistor treten sowohl beim Ein- und Ausschalten, als auch während der eingeschalteten Zeit Verluste im Bauteil auf. Diese Verluste führen zu einer Bauteilerwärmung. Die dabei entstehende Temperatur darf die maximal zulässige Bauteiletemperatur nie überschreiten. Bei den ersten Projekten ist zu empfehlen, eine berechnete Chiptemperatur von ca. 125°C nicht zu überschreiten. Fast alle aktuell verfügbaren IGBTs nennen im Datenblatt eine Temperatur von 150°C als ihre maximale Chiptemperatur, manchmal auch schon 175°C.

{| class="wikitable" style="width:28em"
|+ '''Beispiel'''
|-
! Parameter
! style="width:6em" | Symbol
! style="width:6em" | Wert
|-
| Betriebsspannung || U_N || 400V
|-
| Nennstrom || I_N || 5A
|-
| Spannungsabfall bei I_N Chiptemperatur: 150°C Gatespannung: 15V || V_CE_sat || 2,0V
|-
| Taktfrequenz || f_schalt || 5kHz, (T=200µs)
|-
| Pulsbreite || t_on || 150µs,
|-
| Einschaltzeit (risetime) || t_r || 1,5µs
|-
| Ausschaltzeit (falltime) || t_f || 1µs
|-
| Überhöhungsfaktor Einschalten || FÜ_ein || 1,2
|-
| Überhöhungsfaktor Ausschalten || FÜ_aus || 1,4
|}

(Hintergrund für diese Überhöhungsfaktoren sind das übliche Überschwingen beim Schalten, sowie der Einfluß des Tailstromes. Diese Werte sind Erfahrungswerte.)

==== Leitend-Verluste ====

<math>
P_\mathrm{on} = U_\mathrm{CE,sat} \cdot I_\mathrm{N} \cdot \frac{t_\mathrm{on}}{T} = 2,0\,\mathrm{V} \cdot 5\,\mathrm{A} \cdot \frac{150\,\mathrm{\mu s}}{200\,\mathrm{\mu s}} = 7,5\,\mathrm{W}
</math>

==== Schaltverluste ====

Vereinfachter Ansatz.

Einschalten:

:<math>\begin{align}
P_\mathrm{SW_r}
&= 0,25 \cdot FÜ_{ein} \cdot U_N \cdot I_N \cdot \frac{t_r}{T} \\
&= 0,25 \cdot 1,2 \cdot 70V \cdot 30A \cdot \frac{500ns}{200\mu s}=1{,}6W
\end{align}</math>

Ausschalten:

:<math>\begin{align}
P_\mathrm{SW_f}
&= 0,25 \cdot FÜ_{aus} \cdot U_N \cdot I_N \cdot \frac{t_f}{T} \\
&= 0,25 \cdot 1,4 \cdot 70V \cdot 30A \cdot \frac{800ns}{200\mu s}=2{,}9W
\end{align}</math>

Alternativ und genauer kann man rechnen, wenn die Ein- Ausschaltenergie im Datenblatt angegeben ist. Aber Achtung! Die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde, müssen genau so zutreffen.
:<math>\begin{align}
P_{SW_f} = f_{schalt} \cdot E_{ON}
\end{align}</math>
:<math>\begin{align}
P_{SW_r} = f_{schalt} \cdot E_{OFF}
\end{align}</math>

Die Gesamtverlustleistung berechnet sich aus:

:<math>\begin{align}
P_{ges}
&= P_{ON} + P_{SW_r} + P_{SW_f} \\
&= 7,5W + 1,6W + 2,9W = 12W
\end{align}</math>

Damit muß ein entsprechender [[Kühlkörper]] ausgewählt und die Chiptemperatur berechnet werden. Z.B.:
* Kühlkörper mit einem R_th von 0,2K/W
* max. Umgebungstemperatur +60°C
* R_th "junction-case" des IGBTs 0,7K/W
* R_th der Wärmeleitfolie zwischen IGBT und Kühlkörper ca. 2,0K/W
* R_th gesamt: 2,9K/W

:<math>\begin{align}
T_{JC}
&= P_{ges} \cdot R_{\theta} +T_{amb} \\
&= 12W \cdot 2,9K/W + 60°C = 95°C
\end{align}</math>

Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß hier viele Vereinfachungen vorgenommen und die Art der Last nicht beachtet wurde, ist es sinnvoll einigen Sicherheitsabstand zu den zulässigen Maximalwerten einzuhalten. Daher ist es empfehlenswert, die Chiptemperatur auf ca. 125°C zu begrenzen. Darüberhinaus sollte der Entwickler wissen was er tut.

=== Treiberleistung ===

Auch wenn der IGBT wie der MOSFET ein spannungsgesteuertes Bauelement ist, muß trotzdem bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten
die Gatekapazität von z. B. -8V auf +15V (dUg beträgt in diesem Beispiel 23V) und zurück umgeladen werden. Dafür benötigt man einen starken und schnellen [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Treiber]]. Da die Gatekapazität nicht im Datenblatt enthalten ist kann man sich mit der Eingangskapazität (Cies) behelfen. Im Arbeitspunkt ist die Gatekapazität ungefähr 5x größer als der im Datenblatt für Cies angegebene Wert. Daher berechnet sich die Treiberleistung wie folgt:

P_treiber = 2 x 0,5 x 5 x Cies x dUg² x f_schalt
= 5 x Cies x dUg² x f_schalt

Bei dUg = 23V, Cies=4nF und f_schalt=5kHz beträgt P_treiber = 53mW.
Aber Achtung, jeder Treiber hat auch einen Eigenverbrauch der leicht zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz - z. B. Induktionsheizung - wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant: z. B. dUg = 23V, Cies=20nF und f_schalt=250kHz, hier beträgt P_treiber = 13,3W (zuzüglich Eigenverbrauch).

== Zusätzliche Hinweise ==

* Bei IGBTs mit im Gehäuse integrierter Diode muß die Verlustleistung an der Diode separat berechnet und in obige Verlustleistungs- und Temperaturberechnung mit einbezogen werden. In erster Näherung genügt die Berechnung mit Strom und Spannungsfall beim entsprechenden Strom lt. Datenblatt d.h. (P_D = V_0*I_AV). Wenn mans genau haben will, kann zusätzlich noch die Verlusteistung am internen Diodenwiderstand in leitendem Zustand in die Berechnung mit einbezogen werden, d.h.
(P_D = V_D*i_D = (V_0+r_on*i_D)*i_D = V_0*i_D+r_on*i_D^2). In manchem Datenblatt sucht man den r_on jedoch vergeblich, da er vom Strom abhängig ist. Den Wert kann man aus der Diodenkennlinie ablesen. Achtung: Die Verluste in der Diode treten NUR in leitendem Zustand auf, das Tastverhältnis ist also zu beachten.
* Bei Spannungen > 60V unbedingt die einschlägigen Normen und Vorschriften beachten. (Potentialtrennung für Ansteuerung und Hilfsspannungsversorgung, [[Leiterbahnabstände]], Berührschutz,...)
* Prüfen, ob der IGBT wirklich abgeschaltet ist und bleibt (Gatespannung deutlich unter Schwellenspannung bzw. KEIN Stromfluß im ausgeschalteten Zustand)! Ansonsten muß zum sicheren Sperren des IGBTs eine negative Gatespannung (-5..-8V) angelegt werden. Hintergrund: In einer geschalteten Anwendung treten große Spannungssteilheiten z. B. am Kollektor auf. Aufgrund der internen parasitären Kapazitäten zwischen Gate, Emitter und Kollektor findet eine Überkopplung des Schaltpulses - z. B. beim Schalter gegen GND - vom Kollektoranschluß auf den Gateanschluß (kapazitiver Spannungsteiler zwischen K_G und G_E) statt. Dadurch wird das Gatepotential um einige Volt angehoben. Dies führt unter Umständen zu einem ungewollten Einschalten bzw. in einer Halbbrückenapplikation zu einem Brückenkurzschluß.
* Um einen Leistungstransistor richtig ein- bzw. auszuschalten wird der Einsatz eines [[Treiber|Treiberbausteines]] unbedingt empfohlen. Um den IGBT vor Schaden durch Kurzschluß zu schützen, sollte ein Treiber mit einer sogenannten Entsättigungsüberwachung (schnelle Überwachung von U_CE) verwendet werden. Des Weiteren sollte der Strom im Betrieb ständig gemessen werden um im Fehlerfalle eine Zerstörung zu verhindern.
* Zum Einschalten eines IGBTs ist eine Spannung von ca. 12..15V zu empfehlen. Eine größere Spannung führt zu höheren Umladeverlusten, bei einer geringeren Spannung verschenkt man meist Leistungsfähigkeit.
* Die Fläche in der Verbindung zwischen Treiber und Leistungsschalter ist unbedingt klein zu halten (verdrillte Kabel bzw. dicht nebeneinander bzw. übereinander geführte Leiterbahnen). Bei der Auswahl des Leitungsdurchmessers bzw. der Leiterbahnbreite beachten, daß die Ansteuerströme durchaus im Bereich von einigen Ampere liegen können.
* Die Schaltgeschwindigkeit und damit die Verluste und EMV-Abstrahlung wird stark durch die Gatebeschaltung beeinflußt. Im Datenblatt sind bei der Beschreibung der Ein- bzw. Ausschaltzeiten (meist bei "Test Conditions") Widerstandswerte im einstelligen Ohmbereich angegeben, für die diese dort genannten Schaltzeiten gültig sind. Es wird im Allgemeinen empfohlen die dort genannten Widerstandswerte NICHT zu UNTERschreiten. Die Wahl des Gatewiderstandes ist eine Wissenschalft für sich und immer ein zweischneidiges Schwert. Einerseits möchte man geringste Schalt- Verlustleistungen, d.h. eine kleine Schaltzeit = geringen Gatewiderstand, (1..15Ω). Achtung auf die Höhe der Ströme! Andererseits jedoch ein gutmütiges EMV-Verhalten und weniger hohe Ströme in der Gateleitung, d.h. größere Schaltzeit = höherer Gatewiderstand (evtl. bis zu 10..25Ω). Der Widerstandswert ist sehr stark von den Anforderungen abhängig. Meist ist ein asymmetrische Ansteuerung das Mittel der Wahl, d.h. R_g1 PARALLEL zu einer Serienschaltung aus D und R_g2. Ausschalten: Wahl eines größerer Widerstandswertes R_g1 direkt zwischen Gate und Treiberausgang. Einschalten: Wahl eines geringerer Wertes R_g2 + Seriendiode. R_g2 sorgt für ein zügiges Einschalten bei geringen Verlusten, R_g1 reduziert die durch parasitäre Induktivitäten hervorgerufene Abschaltüberspannung auf ein erträgliches Maß.
* Speziell in der Entwicklungsphase sollten die Ströme über einen Shunt oder einen schnellen Stromsensor überwacht werden. Eine Schnellabschaltung bei Überstrom ist für die Schaltung "Lebensnotwendig".

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Treiber

2022-02-21T10:03:38Z

Powerfreak: /* Shoot-Through */

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

Ein '''Transistor-Treiber''' ist eine Schaltung, welche den nötigen Strom zur Verfügung stellt, um einen großen [[Transistor]] in der erforderlichen Zeit ein- bzw. auszuschalten. Es handelt sich dabei meist um einen Verstärker mit zusätzlichem [[Pegelwandler]]. Dadurch ist es möglich, mit einem Logikausgang, welcher meist mit 5 oder 3,3V betrieben wird, große Lasten mit [[FET|MOSFETs]] bzw. [[IGBT|IGBTs]] zu schalten. Dieser Treiber kann analog (linear) oder digital arbeiten.

In diesem Artikel wird hauptsächlich auf die Besonderheiten zur Ansteuerung von MOSFETs und IGBTs in der Leistungselektronik Bezug genommen, welche geschaltet betrieben werden. Diese Treiber sind digitale [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]]

==Anwendung ==

[[FET | MOSFETs]] und [[IGBT]]s werden mit einer Spannung gesteuert. Bei einer Gate-Source bzw. Gate-Emitter Spannung von 0V ist das Bauteil gesperrt bzw. hochohmig. Steigt die Spannung über die sogenannte "Schwellenspannung" (engl. threshold voltage) – die für Leistungsbauteile zwischen ca. 3 und 4,5V liegt –
geht das Bauteil langsam vom gesperrten in den leitenden Zustand über. Bei einem weiteren Spannungsanstieg bis zu einem Level von ca. 12V verringert sich der Einschaltwiderstand beim MOSFET bzw. der Kollektor-Emitter Spannungsabfall beim IGBT auf den im Datenblatt angegebenen minimalen Wert. Eine weitere Erhöhung führt nur zu einer vergleichsweise geringen Reduktion des Widerstandes bzw. Spannungsabfalls und erhöht die Energiemenge, die beim Schalten durch den Treiber
umgeladen werden muss dramatisch (P~U² !). Praktisch beschränkt man sich daher meist auf Gatespannungen zwischen 12...15V. Aufgrund von unvermeidbaren, sehr kleinen parasitären Effekten tritt meist ein geringes Überschwingen der Gatespannung auf. Zusammen mit diesem Überschwingen darf die Gatespannung bei nicht "Logic-Level" FETs 20V nie überschreiten.B
Bei "Logic-Level" beträgt die Schwellenspannung ca 1..2,5V, die sinnvolle Ansteuerspannung ca 5V und die maximale Gatespannung 10V .

Im Betrieb fällt an einem Leistungstransistor immer eine bestimmte Verlustleistung an. Diese Verluste teilen sich auf in "Schaltverluste" und "Leitend- bzw. ON-Verluste". Die ON-Verluste sind hauptsächlich vom Leistungsschalter selbst abhängig, die Schaltverluste hingegen von der Schaltgeschwindigkeit. Je schneller ein FET/IGBT ein- bzw. ausgeschaltet wird, desto geringer sind die Schaltverluste.

Leider gibt es hier neben physikalischen Grenzen insbesondere unerwünschte Nebenwirkungen, nämlich die EMV ('''E'''lektro '''M'''agnetische '''V'''erträglichkeit). Je schneller geschaltet wird, desto stärker sind die Störungen die dadurch erzeugt werden. Diese Störungen sind sehr schnell so stark, dass andere Schaltungen im Umkreis von einigen Metern beeinflußt werden d.h. die USB Maus leuchtet plötzlich auf, ohne dass sie bewegt wurde bzw. der eigene Mikrocontroller macht nicht mehr was er eigentlich sollte. EMV ist Heute eines der wichtigsten "Krisenthemen" während der Entwicklungsphase, daher nicht auf die leichte Schulter nehmen.

=== Gatebeschaltung ===

Zwischen Treiberstufe und Schalter sind in fast allen Fällen einige passive Bauteile vorhanden. Dies wird hier im Weiteren als "Gatebeschaltung" bezeichnet.
 Hier ein Beispiel mit "Vollausstattung" und die dazugehörige Erklärung:
[[Bild:Gatebeschaltung.png|miniatur|ohne|Gatebeschaltung]]

# '''Gatewiderstand "R1"''', um die Schaltgeschwindigkeit den Erfordernissen anzupassen. Je schneller die Schaltflanke, desto geringer die Schaltverluste. ABER Je schneller die Schaltflanke, desto größer die erzeugten Störungen (EMV). Gleichzeitig hat ein schnelles "Abschalten" auch einen starken Überschwinger (snap-off einer Diode und/oder Selbstinduktion (inductive kick)) zur Folge. Aus diesem Grund wird häufig
# ein '''Widerstand "R2"''' und eine '''Diode "D1"''' in Serienschaltung dem o.g. Gatewiderstand "R1" parallelgeschaltet, und zwar so, dass ein langsames ausschalten (D1 gesperrt) aber ein schnelles einschalten (D1 leitend und damit R1 parallel zu R2) ermöglicht wird, d.h. R || (R2+D1). In Schaltplänen bei denen der Mosfet mit viel Power angesteuert wird, sieht man oft einen Gate-Vorwiderstand im Bereich von ca. 2-30 Ohm. Dieser dient zwar auch zum Begrenzen des Gate-Stroms, allerdings bildet die Gate-Kapazität mit der Leiterbahninduktivität einen Schwingkreis mit einer Resonanzfrequenz im höheren MHz-Bereich. Um die Anregung dieses Schwingkreises zu verringern und so die Schwingung zu dämpfen, wird der Widerstand benötigt. Der Widerstandswert ist hier durchaus kritisch, da ein hoher Widerstand zwar die Schwingung begrenzt, dafür jedoch die Verluste im FET erhöht. Hier ist eine exake Abstimmung zwischen "zulässigem Schwingungsverhalten" und "zulässiger Verlustleistung" erforderlich.
# Um das empfindliche Gate zu schützen, wird oft eine '''Z-Diode "D2"''', besser eine schnellere Transil-Diode (Transient Suppressor Diode) so zwischen "Gate" und "Source" bzw. "Emitter" geschaltet ("Kathode" am "Gate"), dass das "Gate" vor Spannungen > 20V geschützt wird. Bei einem sauberen Aufbau kann diese Sicherheitsfunktion normalerweise entfallen. Bei Testaufbauten ist eine 16V Transil-Diode Aufgrund der dort häufig vorkommenden Induktivitäten (Drahtverhau ;-) SEHR zu empfehlen. Das gleiche gilt für die
# '''Klemmdiodenkombination "D3" ''' (Z- bzw. Transil Diode, antiseriell mit einer normalen Diode) zwischen "Drain" bzw. "Kollektor" und Gate so ("Kathode" der Z-Diode an "Drain" bzw. "Kollektor"), dass die Diode das Gatepotential anhebt, wenn das "Drain-Source" bzw. "Kollektor-Emitter" Potential in die Nähe der maximalen Blockierspannung (Spannungsfestigkeit) des Schalters kommt bzw. den vom Entwickler definierten, maximalen Spannungslevel erreicht. Dieses "anheben" führt dann zu einem vergleichsweise hochohmigen Einschalten des Schalters und damit zum VERLUSTBEHAFTETEN Energieabbau. Bei einem 30V FET verwendet man üblicherweise z. B. eine 24V Transil-Diode, bei 150V FET z. B. eine 130V Transil-Diode und bei einem 600V IGBT z. B. eine 540V Transil-Diode. Die antiserielle Diode, die verhindert, dass die Gatespannung bei fehlender Leistungsversorgung über die Transildiode abfließt, muss die gleiche Spannungsfestigkeit wie der Schalter aufweisen.

=== Treiberleistung ===

IGBT und FET sind zwar spannungsgesteuerte Bauelemente, trotzdem muss bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten die Gatekapazität umgeladen werden, wozu ''Strom'' erforderlich ist. Der Energiegehalt eines Kondensators wird mit

:<math>E= \frac{1}{2} \cdot C \cdot U^2</math>

berechnet. Es ist jedoch der Energiebedarf bei jedem Aufladen und Entladen zu berücksichtigen. Die Gateladung ist jedoch nicht in jedem Datenblatt angegeben. Statt dessen kann - zur Ermittlung der wirksamen Kapazität - die Datenblattangabe für "Cies" beim IGBT, bzw. der Datenblattwert für "Ciss" beim FET mit dem Faktor 5 multipliziert werden. Dies stellt eine sehr gute Näherung dar.

Daher ergibt sich die Treiberleistung wie folgt:

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot Cx \cdot U_g^2 \cdot f_\text{schalt}</math>

Zum Beispiel bei Ug=18V, Cies=4nF und ƒschalt=5kHz beträgt Ptreiber=32mW.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz – z. B. Induktionsheizung – wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant, z. B. Ug = 18V, Cies=20nF und ƒschalt=250kHz, hier beträgt Ptreiber=8,1W. Zusätzlich muss der Eigenverbrauch des Treibers berücksichtigt werden, der durchaus zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Eine weitere Möglichkeit zur exakten Berechnung der Treiberleistung von IGBTs und MOSFETs (z.B. 1200V) kann durch die notwendige Gateladung ''Qgate'' erfolgen. Häufig existieren Angaben der gesamten Gateladung in Datenblättern als Gateladekurve oder Ladungsmenge. Aus dem Spannungshub des Treibers ''Udriver'' (z.B 20V), der gesamten Gateladung ''Qgate'' (z.B. 2150nC) und der geforderten Schaltfrequenz des Treibers ''fswitch'' (z.B. 8kHz) ergibt sich die erforderliche Treiberleistung:

:<math>P_\text{driver} = f_\text{switch} \cdot Q_\text{gate} \cdot U_\text{driver}</math>

Somit beträgt die Leistung ''Pdriver''=0,344W. Der Eigenverbrauch des Treibers ist von der eingesetzten Technologie abhängig und kann bis zu 1W betragen.

Abschließend ist zu erwähnen, dass die Gesamtladung ''Qgate'' von IGBTs und MOSFETs stark vom verwendeten Spannungshub des Treibers abhängt. Im Datenblatt werden typischerweise Maximalwerte angegeben, so dass die tatsächliche Gesamtladung ''Qgate'' etwas geringer ausfällt.

Nun ist aber auch interessant, wieviel Strom man braucht, um einen FET/IGBT in einer bestimmten Zeit einschalten zu können. Hier hilft uns die Formel

:<math>Q = I \cdot t</math>

Umgeformt nach "Strom" erhält man

:<math>I = Q / t</math>

Wenn also z.B. ein FET eine Gateladung von 2150nC als ''Qgate(on)'' hat und man in 1µs schalten möchte, benötigt man
:<math>I = 2150nC/1us = 2150mA</math>

und dieser Strom muss für den genannten Zeitraum von 1µs fließen. Soll der FET hingegen in 100ns schalten, ist ein Gatestrom von 21,5A erforderlich. Dieser Strom fließt nur für die genannte Zeit von 100ns, die Treiberschaltung muß also so gut aufgebaut sein, dass der Strom in einer Zeitspanne deutlich kürzer als die 100ns zur Verfügung gestellt werden kann (Puffer-Kondensator + niederinduktive Anbindung), und ''darin'' liegt dann "die Kunst" eines guten Treibers... wobei auch gut 1A für 1µs schon eine Herausforderung darstellen kann.

=== Definition zu Low- und High-Side Schalter===

;Low-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet.

;High-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet.

===Beispiele zu Low-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Achtung! Auch wenn bei FETs eine Diode (Bodydiode) implementiert ist, muss bei induktiven Lasten oder langen Zuleitungen sowohl bei FETs als auch bei IGBTs eine schnelle Diode parallel geschaltet werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepasst werden muss.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_1_2.png|miniatur|ohne|900px|Beispiele zu diskreten LS-Treibern ]]

Treiber-1 eignet sich eher dazu langsamere Schaltvorgänge mit Kleinsignal-FETs durchzuführen, aber auch höhere Leistungen sind prinzipiell so machbar, wenn man sich die höhere Verluste durch die langsame Ansteuerung erlauben kann.
Der Widerstand R26 sollte an das gewünschte Schaltverhalten angepasst werden, weniger als ca. 100 Ohm ist wegen der Stromtragfähigkeit des gewählten T4 nicht zu empfehlen. Das Schaltverhalten ist hier sehr unsymmetrisch (langsam "ein", sehr schnell "aus"). Sollten größere Ströme geschaltet werden wird eine andere Ansteuermöglichkeit empfohlen.

Treiber-2a und 2b sind durchaus in der Lage höhere Impulsleistungen an den Leistungstransistor zu liefern.
Letztendlich ist der maximale Strom von der Stromtragfähigkeit von T1 und T2 abhängig. Die Kombination aus zwei Gate-Widerständen und einer Diode sind für schnelles Einschalten und etwas langsameres Ausschalten ausgelegt. Das oben gezeigte Beispiel kann so angepasst werden, dass beim Ausschalten nur ein kleiner Spannungsüberschwinger (10..20% der Betriebsspannung) zu sehen ist. Die Anbindung von C1 ist relativ kritisch, auf kürzest mögliche Anbindung ist zu achten

Zu beachten ist, dass Treiber 2a am Eingang vor R4 ein Signal erwartet, welches für "An" bereits auf der Spannungsebene der Treiberschaltung, oder zumindest auf der benötigten Gate-Spannung des FETs (typischerweise 12V) liegt. Steht dagegen nur ein Logik-Signal mit 5V oder 3,3V zur Verfügung, so muss diese zuerst über eine weitere Stufe erhöht werden. Dies erledigt die Erweiterung in 2b.

Eine andere Variante eines diskreten Treibers der von Haus aus mit unterschiedlichen Spannungsniveaus auskommt, ist [http://www.mikrocontroller.net/topic/261315#2710777 in diesem Thread] beschrieben. Diese Variante kann auch als HS-Treiber verwendet werden.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines LS-Treibers mit Logikbausteinen]]

Dieses Schaltungsbeispiel mit Logikgattern ist gut geeignet, um Leistungs-FETs mit einer mittleren Leistung anzusteuern. Es ist zu empfehlen einen Leistungsschalter mit geringer Gateladung (Qg) auszusuchen. Achtung auf den Maximalstrom, den der Inverter liefern kann. Der 4069 sollte mit ca. 12V, max. 15V betrieben werden. Wenn ein Logik-Level Schalter ausgesucht wird, ist ein auch 74AC14 (kein AHC) zu empfehlen.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_4.png|miniatur|ohne|600px|Beispiele eines LS-Treibers mit einem fertigen IC]]

Oben im Bild ist ein kommerzieller Treiber-IC zu sehen – hier im Beispiel 2127 von IR. Hierzu gibt es jedoch sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich, siehe dazu [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]].

Achtung:
Der GND-Zweig des Leistungskreises hat auch bei bestem Aufbau einen recht großen Einfluss auf die beim Schalter ankommende Gate-Spannung. Auf einen niederinduktiven Aufbau des Ansteuerkreises ist zu achten. Je nach Aufbau führt das sonst zu einer zu geringen Gate-Spannung im Schaltmoment – Ugs direkt am Schalter bricht beim Einschalten ein – oder zu einer Überspannung am Gate – Ugs schwingt über die Gatetreiberversorgung hinaus. Beides führt vermutlich früher oder später zu einer Zerstörung des Leistungsschalters. Letzteres kann oft durch eine 15V Z-Diode direkt am Schalter zwischen Gate und Source bzw. Emitter verhindert werden, eine Optimierung des Layouts bzw. der Verdrahtung ist jedoch zielführender. Beschreibungen hierzu im weiteren Verlauf des Artikels.

Die oben gezeigte Masseführung ist nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Masseführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluss der Treiber-Masse direkt am GND-Symbol statt direkt am Schalter – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Masse gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
Ein 10cm langer Draht besitzt eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH · 50A/1µs = 5V.

===Beispiele zu High-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele zu HS-Treibern, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepaßt werden muss.
High-Side Treiber sind etwas komplexer aufgebaut. Der Versorgungsspannungskreis muss isoliert zur restlichen Beschaltung aufgebaut werden. Auf die Isolationsabstände ist besonders zu achten.

Achtung: Auch wenn bei FETs eine – meist unzureichende – Diode implementiert ist, sollte bei induktiven Lasten (oder langen Zuleitungen) sowohl bei FETs, als auch bei IGBTs eine zusätzliche Diode eingesetzt werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_1.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines diskreten HS-Treibers ]]

Hier im ersten Beispiel eine diskrete Ansteuerschaltung für einen HS-Schalter. Achtung, das Signal wird durch die Push-Pull-Stufe invertiert. Statt Q5/Q6 muss - wie im Schaltbild im Text genannt - ein integrierter high speed Treiber wie z. B. der sehr preisgünstigen MC34151 oder MC34152 verwendet werden, da sonst je nach FET-Typ zu hohe Querströme im Umschaltzeitpunkt fließen könnten.
Die hier abgebildete Beschaltung – die ohne weitere Veränderung bei geringerer Schaltleistung auch ohne die Push-Pull Stufe betrieben werden kann – ist für eine Betriebsspannung von ca. 400V ausgelegt. Der Widerstand R12 (hier 4k7) muss an eine geänderte Spannung angepaßt werden. Für 40V beträgt er in dieser Beschaltung 3k3. Diese Schaltung kann auch sehr einfach simuliert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_2.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit einem fertigen IC ]]

Das zweite Beispiel verwendet einen integrierten HS-Schalter von International Rectifier (IR) und eine separate, isolierte Versorgungsspannung. Zum IC gibt es sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich. Eine Übersicht über verschiedene Treiber-ICs findet man hier [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber|MOSFET-Treiber]].

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit Bootstrap Versorgung ]]

Das dritte Beispiel unterscheidet sich zum vorhergehenden nur dadurch, dass die Versorgungsspannung für den Treiber über eine Bootstrap-Schaltung gewonnen wird. Näheres im weiteren Verlauf dieses Artikels.

Die oben gezeigte Leitungsführung für Treiberbezugspotential und GND-Potential ist auch hier nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Leitungsführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluß des Treiber-Bezugspotentials nicht direkt an Emitter bzw. Source – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Bezugspotential gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
10cm Kabel besitzen eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH*50A/1µs = 5V.

=== Stromversorgung eines High-Side Treibers ===

Jede Treiberstufe benötigt eine entsprechende Spannungsversorgung.
Bei einem LS-Schalter gestaltet sich dies relativ einfach, da die Versorgungsspannung im Bereich von 12..15V über dem GND Potential
liegt.

Bei einem High Side N-Kanal Schalter ist deutlich mehr Aufwand nötig, da hier die Treiberspannung 12..15V über dem Sourcepotential des HS-Schalters liegen muss. Das Source-Potential liegt beim HS-Schalter je nach Anwendungsfall auf 12V bis 400V, manchmal sogar noch höher.

==== Versorgung über isolierte DC/DC Wandler ====

Die Versorgung hierfür kann relativ einfach mit integrierten DC/DC-Wandlermodulen aufgebaut werden, wie sie für wenig Geld bei Conrad oder Reichelt verfügbar sind. Dabei muss neben der Leistung und Isolationsspannung vor allem die parasitäre Koppelkapazität zwischen Ein- und Ausgang beachtet werden (engl. isolation capacity). Denn diese wird bei jedem Schaltvorgang umgeladen und erzeugt Störströme. DC/DC Wandler für Leistungssschalter mit mehreren kHz sollten weniger als 100pF Koppelkapazität haben (grober Richtwert).

==== Versorgung durch eine Bootstrap Schaltung====

Wenn es sich bei der Applikation um eine Halbbrücke handelt und der HS-Schalter nicht dauerhaft eingeschaltet sein muss (Tastverhältnis <100%), sondern regelmäßig getaktet wird ([[PWM]]), kann die Versorgung des HS-Schalters auch aus der massebezogenen Versorgung des LS-Schalters generiert werden. Diese Schaltung nennt sich ''Bootstrap''.

Immer wenn der LS einer Halbbrücke eingeschaltet ist, liegt das Source Potential des High Side Schalters auf GND. In diesem Zeitraum kann der Kondensator am Treiber des HS-Schalters über eine Diode aufgeladen werden. Energiequelle ist hierbei die Spannungsversorgung des LS-Schalters. Siehe dazu eines der Beispiele oben.

Wenn man 100% Tastverhältnis benötigt, kann man die Speisung des Bootstrapkondensators über eine Ladungspumpe erreichen, wie es in [https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-HV_Floating_MOS_Gate_Drivers-ApplicationNotes-v01_00-EN.pdf?fileId=5546d4626c1f3dc3016c47de609d140a AN978] von IRF dargestellt ist (Seite 18, Figure 16).

=====Bootstrapkondensator=====

Der Bootstrapkondensator soll eine niederinduktive und niederohmige Pufferung des Energiebedarfes für einen Schaltvorgang bereitstellen, daher ist ein Keramikkondensator oder auch ein Folienkondensator erforderlich. Der Energiebedarf eines Schaltvorganges ergibt sich recht einfach:

:<math> C = \frac{Q_\text{gate}}{\Delta U}</math>

Beispiel: Als erlaubten Spannungseinbruch während der Energieentnahme wird hier 0,5V festgelegt. Die gesamte Gateladung Qgate (Total gate charge) ist hier z. B. 58nC bei Ug=10V. Daraus errechnet sich eine Minimalkapazität von 58nC / 0,5V = 116nF. Die Erfahrung zeigt, dass ein großzügiges erhöhen um den Faktor 3..8 sinnvoll ist, da in der Rechnung weder Leckströme des FETs und des Kondensators noch der Energieverbrauch der Treiberschaltung selbst berücksichtigt wird. Des Weiteren ist die Gateladung nur für 10V angegeben. Höhere Gatespannungen erfordern eine höhere Energiemenge. Achtung: je größer der Kondensator gewählt wird, desto mehr Zeit wird zum Laden des Kondensators über die strombegrenzende Bootstrapdiode benötigt.

Auch wenn der Kerko für die Pufferung der Schaltenergie ausreichend ist, ist es meist sinnvoll einen Elko/Tako parallel zu schalten. Die dort gespeicherte Energie hilft z. B. wenn eine längere "on" Zeit erforderlich ist. Genauso verringert der zusätzliche Energiespeicher den zum Ladungsausgleich erforderlichen Strompuls des Kerkos. Dadurch verbessert sich das EMV-Verhalten des Treibers meßbar.

=====Auslegung des Bootstrapdiodenzweiges =====

# Die Spannungsfestigkeit der Diode muss größer sein, als die auftretende Maximalspannung des Lastkreises.
# Im ersten Ansatz muss die Recovery-Zeit der Diode (trr) mindestens um den Faktor 10 kürzer sein, als die minimale "on" Zeit des LS-FETs. Ist z. B. der LS-FET immer für mindestens 10ms ein, ist eine 1N4007 (trr ca. 1µs) ausreichend. Bei höheren Schaltfrequenzen genügt oft eine UF4007 (trr ca. 75ns). In einer Halbbrücke bedeutet eine längere trr-Zeit jedoch, dass der Bootstrapkondensator des HS-Treibers beim Einschalten solange entladen wird, bis die Diode wieder sperrt. In diesem Fall muss die schnellere Diode unabhängig von der "on" Zeit ausgewählt werden
#Der zulässige Strom durch die Diode ist das letzte Auswahlkriterium. Da der Strom kaum kontrollierbar ist muss er mit einem Widerstand begrenzt werden. Bei einer 1N4007 beträgt der wiederholbare Maximalstrom 1A. Die Diode hat als sogenannten ''Single pulse'' aber eine deutlich größere Strombelastung (Datenblattangabe UF4007 = 30A). Da der Kondensator nur beim ersten Einschalten komplett vollgeladen, im Betrieb aber wie hier im Beispiel berechnet nur um <0,5V aufgeladen wird, kann der Widerstand kleiner ausfallen. Daher ist in diesem Beispiel bei 15V Versorgungsspannung und Ausnutzung eines 50% = 15A Peaks für das erste Aufladen ein Minimalwiderstand von (15V – 1,5V) / 15A = 0,9Ω erforderlich. Der Widerstand wird auf 1Ω festgelegt. Die 1,5V stammen vom Spannungsabfall an der Diode bei 1A, bei höheren Strömen steigt der Spannungsabfall an.

Aus dem Wert des Bootstrap-Kondensators, des -widerstandes und des Tastverhältnisses (hier im Beispiel auf 2% festgelegt) ergibt sich eine minimale "on" Zeit für den LS-Schalter von
: t = Rbt · Cbt / D
d.h. 1Ω · 470nF / 0,02 = 23,5µs. Schneller als gut 40kHz sollte in diesem Beispiel also nicht geschaltet werden, da sonst der Bootstrapkondensator nur unzureichend nachgeladen werden kann.

==Besonderheiten beim Treiberaufbau==

[[Bild:Gatekreis_Bild1.png|miniatur|rechts|300px|Gatekreis, wie im Schaltplan gezeichnet]]
Fast jeder, der schon einmal eine geschaltete Leistungsendstufe in Betrieb genommen hat, musste feststellen, dass der Leistungsschalter nicht immer genau das macht, was man vorher geplant hatte. Die Hauptursache ist meist – neben Problemen mit der Leistungsversorgung selbst, siehe weiter unten – der Gatekreis.

Die abgebildete Schaltung zeigt einen Aufbau wie er – unabhängig wie die Treiberstufe selbst umgesetzt wird – standardmäßig im Schaltplan implementiert ist.

{{Absatz}}

[[Bild:Gatekreis_Bild2.png|miniatur|rechts|350px|Gatekreis, wie er real auf der PCB vorhanden ist]]

Rechts ist der Gatekreis so gezeichnet, wie er sich unter realen Bedingungen wirklich darstellt.

Es ist hier nicht die Frage, ob diese parasitären Einflüsse wirklich vorhanden sind oder nicht, sondern nur wie groß die Werte sind. Hier sind unterschiedliche Einflüsse dargestellt, die sich teilweise gegenseitig beeinflussen.

# R & L zwischen Source und GND: Das "Treiber GND" Signal ist wie deutlich zu sehen DIREKT am Source Anschluß des FETs angeschlossen, und nicht am GND-Fußpunkt des Leistungspfades von "Vcc" zu "GND".Jeder Zentimeter der Leitung zwischen Source und GND beeinflußt den Gatekreis. Sobald der FET durchschaltet entsteht an den o.g. parasitären Bauteilen (Induktivität und Widerstand) ein Spannungsabfall, der dem Gatesignal entgegenwirkt, und damit z. B. beim Einschalten die am FET anliegende Gatespannung reduziert.
# R & L zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND": Da der Widerstand im unteren mΩ-Bereich liegt kann dieser Einfluß hier ignoriert werden. Die Induktivität im Gatekreis bremst jedoch den Signalanstieg am Gate, sodass auch das Schaltverhalten beeinflußt wird. Dieser Effekt ist jedoch normalerweise nicht sehr stark wirksam. Hier besteht aber die Gefahr, dass die Induktivität mit der Gatekapazität einen Schwingkreis bildet.
# Überkopplung über Ciss: Wenn das Drainpotential z. B. beim abschalten plötzlich von "GND" auf "Vcc" springt, findet über Ciss eine überkopplung vom Drain auf das Gatesignal statt. Diese führt zu einer Potentialanhebung die im schlimmsten Fall sogar die"turn on" Schwelle überschreiten, und zum wiedereinschalten des FETs oder zu Oszillationen führen kann.

;Fazit: Die Schleife zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND" muss klein wie möglich gehalten werden. Sitzt der Treiber nicht nahe am Leistungs-FET, ist es empfehlenswert die zwei Kabel so kurz wie möglich halten und zu verdrillen. Auf einer PBC die Leitungen direkt nebeneinander führen. Auf eine direkte Anbindung an Source bzw. Emitter ist zu achten!

=== Shoot-Through ===
Unter "Shoot-Through" versteht man einen "verbotenen" Zustand (in Halb- bzw. Voll-Brücken und 3-Phasigen Endstufen) bei dem sowohl der HS-Schalter, als auch der LS-Schalter '''einer''' Halbbrücke gleichzeitig eingeschaltet sind. Dies hätte zur Folge, daß die Energiequelle und der Zwischenkreiskondensator der Endstufe kurzgeschlossen werden. Dabei wird - ohne langsame Überstromaschaltung - unweigerlich der "magische Rauch" aus den Halbleitern entweichen, und die Endstufe mit einem lauten Knall ihr Leben aushauchen.
Zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes muß zwingend eine minimale Zeit vergehen, die so lange ist, daß der ausschaltende Schalter sicher aus ist, bevor durch Einschalten des anderen Schalters Strom zu fließen beginnt. Zu keinem Zeitpunkt dürfen BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;FAQ:

FET wird zu heiß:
*Verlustleistung zu hoch, Ursache könnte sein dass
**die Gatespannung zu niedrig ist,
**die Schaltgeschwindigkeit und damit die Treiberleistung zu gering ist, oder
**Der Treiber am Source/Emitter nicht direkt angebunden ist, und durch die dadurch entstehende parasitäre Induktivität die Spannung im kritischen Schaltmoment kurzzeitig einbricht, oder
**Schwingungen auf der Gateleitung oder im Leistungszweig vorhanden sind.
*Die Kühlung ist unzureichend
**da keine oder falsche Isolierfolie / Paste, oder
**ein zu kleiner Kühlkörper verwendet wird.

== Zusätzliche Hinweise ==

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Fußnoten ==
<references/>

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/280480#2960070 Forumsbeitrag]: Clevere MOSFET-Treiber mit kleinsten Trafos
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/283585#3004839 Forumsbeitrag]: Galvanisch getrennte Ansteuerung eines MOSFETs mittels Übertrager und 100% Tastverhältnis
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/246449#2519459 Forumsbeitrag]: Logic Level MOSFETs direkt mit einem AVR treiben
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/84802#718419 Forumsbeitrag]: Diskreter MOSFET-Treiber auf Standardtransistoren

== Links ==
* [http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/ferrite.txt Tips for making a good Gate Drive Transformer] und [http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/ferrite2.txt Gate Drive Transformer Design] ([http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/gdt1.html Fotos])
* [http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/gdt2.html Gate Drive Transformer Waveforms & Troubleshooting]
* [https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-HV_Floating_MOS_Gate_Drivers-ApplicationNotes-v01_00-EN.pdf?fileId=5546d4626c1f3dc3016c47de609d140a AN978] von IRF: HV Floating MOS-Gate Driver ICs , engl.
* [https://www.youtube.com/watch?v=MiiMun66f78 Deep dive into the discrete design of a static charge-pump high-side gate-driver], Youtube-Video (englisch)

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Treiber

2022-02-21T09:58:55Z

Powerfreak: /* Anwendung */

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

Ein '''Transistor-Treiber''' ist eine Schaltung, welche den nötigen Strom zur Verfügung stellt, um einen großen [[Transistor]] in der erforderlichen Zeit ein- bzw. auszuschalten. Es handelt sich dabei meist um einen Verstärker mit zusätzlichem [[Pegelwandler]]. Dadurch ist es möglich, mit einem Logikausgang, welcher meist mit 5 oder 3,3V betrieben wird, große Lasten mit [[FET|MOSFETs]] bzw. [[IGBT|IGBTs]] zu schalten. Dieser Treiber kann analog (linear) oder digital arbeiten.

In diesem Artikel wird hauptsächlich auf die Besonderheiten zur Ansteuerung von MOSFETs und IGBTs in der Leistungselektronik Bezug genommen, welche geschaltet betrieben werden. Diese Treiber sind digitale [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]]

==Anwendung ==

[[FET | MOSFETs]] und [[IGBT]]s werden mit einer Spannung gesteuert. Bei einer Gate-Source bzw. Gate-Emitter Spannung von 0V ist das Bauteil gesperrt bzw. hochohmig. Steigt die Spannung über die sogenannte "Schwellenspannung" (engl. threshold voltage) – die für Leistungsbauteile zwischen ca. 3 und 4,5V liegt –
geht das Bauteil langsam vom gesperrten in den leitenden Zustand über. Bei einem weiteren Spannungsanstieg bis zu einem Level von ca. 12V verringert sich der Einschaltwiderstand beim MOSFET bzw. der Kollektor-Emitter Spannungsabfall beim IGBT auf den im Datenblatt angegebenen minimalen Wert. Eine weitere Erhöhung führt nur zu einer vergleichsweise geringen Reduktion des Widerstandes bzw. Spannungsabfalls und erhöht die Energiemenge, die beim Schalten durch den Treiber
umgeladen werden muss dramatisch (P~U² !). Praktisch beschränkt man sich daher meist auf Gatespannungen zwischen 12...15V. Aufgrund von unvermeidbaren, sehr kleinen parasitären Effekten tritt meist ein geringes Überschwingen der Gatespannung auf. Zusammen mit diesem Überschwingen darf die Gatespannung bei nicht "Logic-Level" FETs 20V nie überschreiten.B
Bei "Logic-Level" beträgt die Schwellenspannung ca 1..2,5V, die sinnvolle Ansteuerspannung ca 5V und die maximale Gatespannung 10V .

Im Betrieb fällt an einem Leistungstransistor immer eine bestimmte Verlustleistung an. Diese Verluste teilen sich auf in "Schaltverluste" und "Leitend- bzw. ON-Verluste". Die ON-Verluste sind hauptsächlich vom Leistungsschalter selbst abhängig, die Schaltverluste hingegen von der Schaltgeschwindigkeit. Je schneller ein FET/IGBT ein- bzw. ausgeschaltet wird, desto geringer sind die Schaltverluste.

Leider gibt es hier neben physikalischen Grenzen insbesondere unerwünschte Nebenwirkungen, nämlich die EMV ('''E'''lektro '''M'''agnetische '''V'''erträglichkeit). Je schneller geschaltet wird, desto stärker sind die Störungen die dadurch erzeugt werden. Diese Störungen sind sehr schnell so stark, dass andere Schaltungen im Umkreis von einigen Metern beeinflußt werden d.h. die USB Maus leuchtet plötzlich auf, ohne dass sie bewegt wurde bzw. der eigene Mikrocontroller macht nicht mehr was er eigentlich sollte. EMV ist Heute eines der wichtigsten "Krisenthemen" während der Entwicklungsphase, daher nicht auf die leichte Schulter nehmen.

=== Gatebeschaltung ===

Zwischen Treiberstufe und Schalter sind in fast allen Fällen einige passive Bauteile vorhanden. Dies wird hier im Weiteren als "Gatebeschaltung" bezeichnet.
 Hier ein Beispiel mit "Vollausstattung" und die dazugehörige Erklärung:
[[Bild:Gatebeschaltung.png|miniatur|ohne|Gatebeschaltung]]

# '''Gatewiderstand "R1"''', um die Schaltgeschwindigkeit den Erfordernissen anzupassen. Je schneller die Schaltflanke, desto geringer die Schaltverluste. ABER Je schneller die Schaltflanke, desto größer die erzeugten Störungen (EMV). Gleichzeitig hat ein schnelles "Abschalten" auch einen starken Überschwinger (snap-off einer Diode und/oder Selbstinduktion (inductive kick)) zur Folge. Aus diesem Grund wird häufig
# ein '''Widerstand "R2"''' und eine '''Diode "D1"''' in Serienschaltung dem o.g. Gatewiderstand "R1" parallelgeschaltet, und zwar so, dass ein langsames ausschalten (D1 gesperrt) aber ein schnelles einschalten (D1 leitend und damit R1 parallel zu R2) ermöglicht wird, d.h. R || (R2+D1). In Schaltplänen bei denen der Mosfet mit viel Power angesteuert wird, sieht man oft einen Gate-Vorwiderstand im Bereich von ca. 2-30 Ohm. Dieser dient zwar auch zum Begrenzen des Gate-Stroms, allerdings bildet die Gate-Kapazität mit der Leiterbahninduktivität einen Schwingkreis mit einer Resonanzfrequenz im höheren MHz-Bereich. Um die Anregung dieses Schwingkreises zu verringern und so die Schwingung zu dämpfen, wird der Widerstand benötigt. Der Widerstandswert ist hier durchaus kritisch, da ein hoher Widerstand zwar die Schwingung begrenzt, dafür jedoch die Verluste im FET erhöht. Hier ist eine exake Abstimmung zwischen "zulässigem Schwingungsverhalten" und "zulässiger Verlustleistung" erforderlich.
# Um das empfindliche Gate zu schützen, wird oft eine '''Z-Diode "D2"''', besser eine schnellere Transil-Diode (Transient Suppressor Diode) so zwischen "Gate" und "Source" bzw. "Emitter" geschaltet ("Kathode" am "Gate"), dass das "Gate" vor Spannungen > 20V geschützt wird. Bei einem sauberen Aufbau kann diese Sicherheitsfunktion normalerweise entfallen. Bei Testaufbauten ist eine 16V Transil-Diode Aufgrund der dort häufig vorkommenden Induktivitäten (Drahtverhau ;-) SEHR zu empfehlen. Das gleiche gilt für die
# '''Klemmdiodenkombination "D3" ''' (Z- bzw. Transil Diode, antiseriell mit einer normalen Diode) zwischen "Drain" bzw. "Kollektor" und Gate so ("Kathode" der Z-Diode an "Drain" bzw. "Kollektor"), dass die Diode das Gatepotential anhebt, wenn das "Drain-Source" bzw. "Kollektor-Emitter" Potential in die Nähe der maximalen Blockierspannung (Spannungsfestigkeit) des Schalters kommt bzw. den vom Entwickler definierten, maximalen Spannungslevel erreicht. Dieses "anheben" führt dann zu einem vergleichsweise hochohmigen Einschalten des Schalters und damit zum VERLUSTBEHAFTETEN Energieabbau. Bei einem 30V FET verwendet man üblicherweise z. B. eine 24V Transil-Diode, bei 150V FET z. B. eine 130V Transil-Diode und bei einem 600V IGBT z. B. eine 540V Transil-Diode. Die antiserielle Diode, die verhindert, dass die Gatespannung bei fehlender Leistungsversorgung über die Transildiode abfließt, muss die gleiche Spannungsfestigkeit wie der Schalter aufweisen.

=== Treiberleistung ===

IGBT und FET sind zwar spannungsgesteuerte Bauelemente, trotzdem muss bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten die Gatekapazität umgeladen werden, wozu ''Strom'' erforderlich ist. Der Energiegehalt eines Kondensators wird mit

:<math>E= \frac{1}{2} \cdot C \cdot U^2</math>

berechnet. Es ist jedoch der Energiebedarf bei jedem Aufladen und Entladen zu berücksichtigen. Die Gateladung ist jedoch nicht in jedem Datenblatt angegeben. Statt dessen kann - zur Ermittlung der wirksamen Kapazität - die Datenblattangabe für "Cies" beim IGBT, bzw. der Datenblattwert für "Ciss" beim FET mit dem Faktor 5 multipliziert werden. Dies stellt eine sehr gute Näherung dar.

Daher ergibt sich die Treiberleistung wie folgt:

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot Cx \cdot U_g^2 \cdot f_\text{schalt}</math>

Zum Beispiel bei Ug=18V, Cies=4nF und ƒschalt=5kHz beträgt Ptreiber=32mW.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz – z. B. Induktionsheizung – wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant, z. B. Ug = 18V, Cies=20nF und ƒschalt=250kHz, hier beträgt Ptreiber=8,1W. Zusätzlich muss der Eigenverbrauch des Treibers berücksichtigt werden, der durchaus zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Eine weitere Möglichkeit zur exakten Berechnung der Treiberleistung von IGBTs und MOSFETs (z.B. 1200V) kann durch die notwendige Gateladung ''Qgate'' erfolgen. Häufig existieren Angaben der gesamten Gateladung in Datenblättern als Gateladekurve oder Ladungsmenge. Aus dem Spannungshub des Treibers ''Udriver'' (z.B 20V), der gesamten Gateladung ''Qgate'' (z.B. 2150nC) und der geforderten Schaltfrequenz des Treibers ''fswitch'' (z.B. 8kHz) ergibt sich die erforderliche Treiberleistung:

:<math>P_\text{driver} = f_\text{switch} \cdot Q_\text{gate} \cdot U_\text{driver}</math>

Somit beträgt die Leistung ''Pdriver''=0,344W. Der Eigenverbrauch des Treibers ist von der eingesetzten Technologie abhängig und kann bis zu 1W betragen.

Abschließend ist zu erwähnen, dass die Gesamtladung ''Qgate'' von IGBTs und MOSFETs stark vom verwendeten Spannungshub des Treibers abhängt. Im Datenblatt werden typischerweise Maximalwerte angegeben, so dass die tatsächliche Gesamtladung ''Qgate'' etwas geringer ausfällt.

Nun ist aber auch interessant, wieviel Strom man braucht, um einen FET/IGBT in einer bestimmten Zeit einschalten zu können. Hier hilft uns die Formel

:<math>Q = I \cdot t</math>

Umgeformt nach "Strom" erhält man

:<math>I = Q / t</math>

Wenn also z.B. ein FET eine Gateladung von 2150nC als ''Qgate(on)'' hat und man in 1µs schalten möchte, benötigt man
:<math>I = 2150nC/1us = 2150mA</math>

und dieser Strom muss für den genannten Zeitraum von 1µs fließen. Soll der FET hingegen in 100ns schalten, ist ein Gatestrom von 21,5A erforderlich. Dieser Strom fließt nur für die genannte Zeit von 100ns, die Treiberschaltung muß also so gut aufgebaut sein, dass der Strom in einer Zeitspanne deutlich kürzer als die 100ns zur Verfügung gestellt werden kann (Puffer-Kondensator + niederinduktive Anbindung), und ''darin'' liegt dann "die Kunst" eines guten Treibers... wobei auch gut 1A für 1µs schon eine Herausforderung darstellen kann.

=== Definition zu Low- und High-Side Schalter===

;Low-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet.

;High-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet.

===Beispiele zu Low-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Achtung! Auch wenn bei FETs eine Diode (Bodydiode) implementiert ist, muss bei induktiven Lasten oder langen Zuleitungen sowohl bei FETs als auch bei IGBTs eine schnelle Diode parallel geschaltet werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepasst werden muss.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_1_2.png|miniatur|ohne|900px|Beispiele zu diskreten LS-Treibern ]]

Treiber-1 eignet sich eher dazu langsamere Schaltvorgänge mit Kleinsignal-FETs durchzuführen, aber auch höhere Leistungen sind prinzipiell so machbar, wenn man sich die höhere Verluste durch die langsame Ansteuerung erlauben kann.
Der Widerstand R26 sollte an das gewünschte Schaltverhalten angepasst werden, weniger als ca. 100 Ohm ist wegen der Stromtragfähigkeit des gewählten T4 nicht zu empfehlen. Das Schaltverhalten ist hier sehr unsymmetrisch (langsam "ein", sehr schnell "aus"). Sollten größere Ströme geschaltet werden wird eine andere Ansteuermöglichkeit empfohlen.

Treiber-2a und 2b sind durchaus in der Lage höhere Impulsleistungen an den Leistungstransistor zu liefern.
Letztendlich ist der maximale Strom von der Stromtragfähigkeit von T1 und T2 abhängig. Die Kombination aus zwei Gate-Widerständen und einer Diode sind für schnelles Einschalten und etwas langsameres Ausschalten ausgelegt. Das oben gezeigte Beispiel kann so angepasst werden, dass beim Ausschalten nur ein kleiner Spannungsüberschwinger (10..20% der Betriebsspannung) zu sehen ist. Die Anbindung von C1 ist relativ kritisch, auf kürzest mögliche Anbindung ist zu achten

Zu beachten ist, dass Treiber 2a am Eingang vor R4 ein Signal erwartet, welches für "An" bereits auf der Spannungsebene der Treiberschaltung, oder zumindest auf der benötigten Gate-Spannung des FETs (typischerweise 12V) liegt. Steht dagegen nur ein Logik-Signal mit 5V oder 3,3V zur Verfügung, so muss diese zuerst über eine weitere Stufe erhöht werden. Dies erledigt die Erweiterung in 2b.

Eine andere Variante eines diskreten Treibers der von Haus aus mit unterschiedlichen Spannungsniveaus auskommt, ist [http://www.mikrocontroller.net/topic/261315#2710777 in diesem Thread] beschrieben. Diese Variante kann auch als HS-Treiber verwendet werden.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines LS-Treibers mit Logikbausteinen]]

Dieses Schaltungsbeispiel mit Logikgattern ist gut geeignet, um Leistungs-FETs mit einer mittleren Leistung anzusteuern. Es ist zu empfehlen einen Leistungsschalter mit geringer Gateladung (Qg) auszusuchen. Achtung auf den Maximalstrom, den der Inverter liefern kann. Der 4069 sollte mit ca. 12V, max. 15V betrieben werden. Wenn ein Logik-Level Schalter ausgesucht wird, ist ein auch 74AC14 (kein AHC) zu empfehlen.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_4.png|miniatur|ohne|600px|Beispiele eines LS-Treibers mit einem fertigen IC]]

Oben im Bild ist ein kommerzieller Treiber-IC zu sehen – hier im Beispiel 2127 von IR. Hierzu gibt es jedoch sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich, siehe dazu [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]].

Achtung:
Der GND-Zweig des Leistungskreises hat auch bei bestem Aufbau einen recht großen Einfluss auf die beim Schalter ankommende Gate-Spannung. Auf einen niederinduktiven Aufbau des Ansteuerkreises ist zu achten. Je nach Aufbau führt das sonst zu einer zu geringen Gate-Spannung im Schaltmoment – Ugs direkt am Schalter bricht beim Einschalten ein – oder zu einer Überspannung am Gate – Ugs schwingt über die Gatetreiberversorgung hinaus. Beides führt vermutlich früher oder später zu einer Zerstörung des Leistungsschalters. Letzteres kann oft durch eine 15V Z-Diode direkt am Schalter zwischen Gate und Source bzw. Emitter verhindert werden, eine Optimierung des Layouts bzw. der Verdrahtung ist jedoch zielführender. Beschreibungen hierzu im weiteren Verlauf des Artikels.

Die oben gezeigte Masseführung ist nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Masseführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluss der Treiber-Masse direkt am GND-Symbol statt direkt am Schalter – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Masse gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
Ein 10cm langer Draht besitzt eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH · 50A/1µs = 5V.

===Beispiele zu High-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele zu HS-Treibern, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepaßt werden muss.
High-Side Treiber sind etwas komplexer aufgebaut. Der Versorgungsspannungskreis muss isoliert zur restlichen Beschaltung aufgebaut werden. Auf die Isolationsabstände ist besonders zu achten.

Achtung: Auch wenn bei FETs eine – meist unzureichende – Diode implementiert ist, sollte bei induktiven Lasten (oder langen Zuleitungen) sowohl bei FETs, als auch bei IGBTs eine zusätzliche Diode eingesetzt werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_1.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines diskreten HS-Treibers ]]

Hier im ersten Beispiel eine diskrete Ansteuerschaltung für einen HS-Schalter. Achtung, das Signal wird durch die Push-Pull-Stufe invertiert. Statt Q5/Q6 muss - wie im Schaltbild im Text genannt - ein integrierter high speed Treiber wie z. B. der sehr preisgünstigen MC34151 oder MC34152 verwendet werden, da sonst je nach FET-Typ zu hohe Querströme im Umschaltzeitpunkt fließen könnten.
Die hier abgebildete Beschaltung – die ohne weitere Veränderung bei geringerer Schaltleistung auch ohne die Push-Pull Stufe betrieben werden kann – ist für eine Betriebsspannung von ca. 400V ausgelegt. Der Widerstand R12 (hier 4k7) muss an eine geänderte Spannung angepaßt werden. Für 40V beträgt er in dieser Beschaltung 3k3. Diese Schaltung kann auch sehr einfach simuliert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_2.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit einem fertigen IC ]]

Das zweite Beispiel verwendet einen integrierten HS-Schalter von International Rectifier (IR) und eine separate, isolierte Versorgungsspannung. Zum IC gibt es sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich. Eine Übersicht über verschiedene Treiber-ICs findet man hier [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber|MOSFET-Treiber]].

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit Bootstrap Versorgung ]]

Das dritte Beispiel unterscheidet sich zum vorhergehenden nur dadurch, dass die Versorgungsspannung für den Treiber über eine Bootstrap-Schaltung gewonnen wird. Näheres im weiteren Verlauf dieses Artikels.

Die oben gezeigte Leitungsführung für Treiberbezugspotential und GND-Potential ist auch hier nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Leitungsführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluß des Treiber-Bezugspotentials nicht direkt an Emitter bzw. Source – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Bezugspotential gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
10cm Kabel besitzen eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH*50A/1µs = 5V.

=== Stromversorgung eines High-Side Treibers ===

Jede Treiberstufe benötigt eine entsprechende Spannungsversorgung.
Bei einem LS-Schalter gestaltet sich dies relativ einfach, da die Versorgungsspannung im Bereich von 12..15V über dem GND Potential
liegt.

Bei einem High Side N-Kanal Schalter ist deutlich mehr Aufwand nötig, da hier die Treiberspannung 12..15V über dem Sourcepotential des HS-Schalters liegen muss. Das Source-Potential liegt beim HS-Schalter je nach Anwendungsfall auf 12V bis 400V, manchmal sogar noch höher.

==== Versorgung über isolierte DC/DC Wandler ====

Die Versorgung hierfür kann relativ einfach mit integrierten DC/DC-Wandlermodulen aufgebaut werden, wie sie für wenig Geld bei Conrad oder Reichelt verfügbar sind. Dabei muss neben der Leistung und Isolationsspannung vor allem die parasitäre Koppelkapazität zwischen Ein- und Ausgang beachtet werden (engl. isolation capacity). Denn diese wird bei jedem Schaltvorgang umgeladen und erzeugt Störströme. DC/DC Wandler für Leistungssschalter mit mehreren kHz sollten weniger als 100pF Koppelkapazität haben (grober Richtwert).

==== Versorgung durch eine Bootstrap Schaltung====

Wenn es sich bei der Applikation um eine Halbbrücke handelt und der HS-Schalter nicht dauerhaft eingeschaltet sein muss (Tastverhältnis <100%), sondern regelmäßig getaktet wird ([[PWM]]), kann die Versorgung des HS-Schalters auch aus der massebezogenen Versorgung des LS-Schalters generiert werden. Diese Schaltung nennt sich ''Bootstrap''.

Immer wenn der LS einer Halbbrücke eingeschaltet ist, liegt das Source Potential des High Side Schalters auf GND. In diesem Zeitraum kann der Kondensator am Treiber des HS-Schalters über eine Diode aufgeladen werden. Energiequelle ist hierbei die Spannungsversorgung des LS-Schalters. Siehe dazu eines der Beispiele oben.

Wenn man 100% Tastverhältnis benötigt, kann man die Speisung des Bootstrapkondensators über eine Ladungspumpe erreichen, wie es in [https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-HV_Floating_MOS_Gate_Drivers-ApplicationNotes-v01_00-EN.pdf?fileId=5546d4626c1f3dc3016c47de609d140a AN978] von IRF dargestellt ist (Seite 18, Figure 16).

=====Bootstrapkondensator=====

Der Bootstrapkondensator soll eine niederinduktive und niederohmige Pufferung des Energiebedarfes für einen Schaltvorgang bereitstellen, daher ist ein Keramikkondensator oder auch ein Folienkondensator erforderlich. Der Energiebedarf eines Schaltvorganges ergibt sich recht einfach:

:<math> C = \frac{Q_\text{gate}}{\Delta U}</math>

Beispiel: Als erlaubten Spannungseinbruch während der Energieentnahme wird hier 0,5V festgelegt. Die gesamte Gateladung Qgate (Total gate charge) ist hier z. B. 58nC bei Ug=10V. Daraus errechnet sich eine Minimalkapazität von 58nC / 0,5V = 116nF. Die Erfahrung zeigt, dass ein großzügiges erhöhen um den Faktor 3..8 sinnvoll ist, da in der Rechnung weder Leckströme des FETs und des Kondensators noch der Energieverbrauch der Treiberschaltung selbst berücksichtigt wird. Des Weiteren ist die Gateladung nur für 10V angegeben. Höhere Gatespannungen erfordern eine höhere Energiemenge. Achtung: je größer der Kondensator gewählt wird, desto mehr Zeit wird zum Laden des Kondensators über die strombegrenzende Bootstrapdiode benötigt.

Auch wenn der Kerko für die Pufferung der Schaltenergie ausreichend ist, ist es meist sinnvoll einen Elko/Tako parallel zu schalten. Die dort gespeicherte Energie hilft z. B. wenn eine längere "on" Zeit erforderlich ist. Genauso verringert der zusätzliche Energiespeicher den zum Ladungsausgleich erforderlichen Strompuls des Kerkos. Dadurch verbessert sich das EMV-Verhalten des Treibers meßbar.

=====Auslegung des Bootstrapdiodenzweiges =====

# Die Spannungsfestigkeit der Diode muss größer sein, als die auftretende Maximalspannung des Lastkreises.
# Im ersten Ansatz muss die Recovery-Zeit der Diode (trr) mindestens um den Faktor 10 kürzer sein, als die minimale "on" Zeit des LS-FETs. Ist z. B. der LS-FET immer für mindestens 10ms ein, ist eine 1N4007 (trr ca. 1µs) ausreichend. Bei höheren Schaltfrequenzen genügt oft eine UF4007 (trr ca. 75ns). In einer Halbbrücke bedeutet eine längere trr-Zeit jedoch, dass der Bootstrapkondensator des HS-Treibers beim Einschalten solange entladen wird, bis die Diode wieder sperrt. In diesem Fall muss die schnellere Diode unabhängig von der "on" Zeit ausgewählt werden
#Der zulässige Strom durch die Diode ist das letzte Auswahlkriterium. Da der Strom kaum kontrollierbar ist muss er mit einem Widerstand begrenzt werden. Bei einer 1N4007 beträgt der wiederholbare Maximalstrom 1A. Die Diode hat als sogenannten ''Single pulse'' aber eine deutlich größere Strombelastung (Datenblattangabe UF4007 = 30A). Da der Kondensator nur beim ersten Einschalten komplett vollgeladen, im Betrieb aber wie hier im Beispiel berechnet nur um <0,5V aufgeladen wird, kann der Widerstand kleiner ausfallen. Daher ist in diesem Beispiel bei 15V Versorgungsspannung und Ausnutzung eines 50% = 15A Peaks für das erste Aufladen ein Minimalwiderstand von (15V – 1,5V) / 15A = 0,9Ω erforderlich. Der Widerstand wird auf 1Ω festgelegt. Die 1,5V stammen vom Spannungsabfall an der Diode bei 1A, bei höheren Strömen steigt der Spannungsabfall an.

Aus dem Wert des Bootstrap-Kondensators, des -widerstandes und des Tastverhältnisses (hier im Beispiel auf 2% festgelegt) ergibt sich eine minimale "on" Zeit für den LS-Schalter von
: t = Rbt · Cbt / D
d.h. 1Ω · 470nF / 0,02 = 23,5µs. Schneller als gut 40kHz sollte in diesem Beispiel also nicht geschaltet werden, da sonst der Bootstrapkondensator nur unzureichend nachgeladen werden kann.

==Besonderheiten beim Treiberaufbau==

[[Bild:Gatekreis_Bild1.png|miniatur|rechts|300px|Gatekreis, wie im Schaltplan gezeichnet]]
Fast jeder, der schon einmal eine geschaltete Leistungsendstufe in Betrieb genommen hat, musste feststellen, dass der Leistungsschalter nicht immer genau das macht, was man vorher geplant hatte. Die Hauptursache ist meist – neben Problemen mit der Leistungsversorgung selbst, siehe weiter unten – der Gatekreis.

Die abgebildete Schaltung zeigt einen Aufbau wie er – unabhängig wie die Treiberstufe selbst umgesetzt wird – standardmäßig im Schaltplan implementiert ist.

{{Absatz}}

[[Bild:Gatekreis_Bild2.png|miniatur|rechts|350px|Gatekreis, wie er real auf der PCB vorhanden ist]]

Rechts ist der Gatekreis so gezeichnet, wie er sich unter realen Bedingungen wirklich darstellt.

Es ist hier nicht die Frage, ob diese parasitären Einflüsse wirklich vorhanden sind oder nicht, sondern nur wie groß die Werte sind. Hier sind unterschiedliche Einflüsse dargestellt, die sich teilweise gegenseitig beeinflussen.

# R & L zwischen Source und GND: Das "Treiber GND" Signal ist wie deutlich zu sehen DIREKT am Source Anschluß des FETs angeschlossen, und nicht am GND-Fußpunkt des Leistungspfades von "Vcc" zu "GND".Jeder Zentimeter der Leitung zwischen Source und GND beeinflußt den Gatekreis. Sobald der FET durchschaltet entsteht an den o.g. parasitären Bauteilen (Induktivität und Widerstand) ein Spannungsabfall, der dem Gatesignal entgegenwirkt, und damit z. B. beim Einschalten die am FET anliegende Gatespannung reduziert.
# R & L zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND": Da der Widerstand im unteren mΩ-Bereich liegt kann dieser Einfluß hier ignoriert werden. Die Induktivität im Gatekreis bremst jedoch den Signalanstieg am Gate, sodass auch das Schaltverhalten beeinflußt wird. Dieser Effekt ist jedoch normalerweise nicht sehr stark wirksam. Hier besteht aber die Gefahr, dass die Induktivität mit der Gatekapazität einen Schwingkreis bildet.
# Überkopplung über Ciss: Wenn das Drainpotential z. B. beim abschalten plötzlich von "GND" auf "Vcc" springt, findet über Ciss eine überkopplung vom Drain auf das Gatesignal statt. Diese führt zu einer Potentialanhebung die im schlimmsten Fall sogar die"turn on" Schwelle überschreiten, und zum wiedereinschalten des FETs oder zu Oszillationen führen kann.

;Fazit: Die Schleife zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND" muss klein wie möglich gehalten werden. Sitzt der Treiber nicht nahe am Leistungs-FET, ist es empfehlenswert die zwei Kabel so kurz wie möglich halten und zu verdrillen. Auf einer PBC die Leitungen direkt nebeneinander führen. Auf eine direkte Anbindung an Source bzw. Emitter ist zu achten!

=== Shoot-Through ===
Unter "Shoot-Through" versteht man einen "verbotenen" Zustand (in Halb- bzw. Voll-Brücken und 3-Phasigen Endstufen) bei dem sowohl der HS-Schalter, als auch der LS-Schalter '''einer''' Halbbrücke gleichzeitig eingeschaltet sind. Dies hätte zur Folge, daß die Energiequelle und der Zwischenkreiskondensator der Endstufe kurzgeschlossen werden. Dabei wird unweigerlich der "magische Rauch" aus den Halbleitern entweichen, und die Endstufe mit einem lauten Knall ihr Leben aushauchen.
Zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes muß zwingend eine minimale Zeit vergehen, die so lange ist, daß der ausschaltende Schalter sicher aus ist, bevor durch Einschalten des anderen Schalters Strom zu fließen beginnt. Zu keinem Zeitpunkt dürfen BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;FAQ:

FET wird zu heiß:
*Verlustleistung zu hoch, Ursache könnte sein dass
**die Gatespannung zu niedrig ist,
**die Schaltgeschwindigkeit und damit die Treiberleistung zu gering ist, oder
**Der Treiber am Source/Emitter nicht direkt angebunden ist, und durch die dadurch entstehende parasitäre Induktivität die Spannung im kritischen Schaltmoment kurzzeitig einbricht, oder
**Schwingungen auf der Gateleitung oder im Leistungszweig vorhanden sind.
*Die Kühlung ist unzureichend
**da keine oder falsche Isolierfolie / Paste, oder
**ein zu kleiner Kühlkörper verwendet wird.

== Zusätzliche Hinweise ==

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Fußnoten ==
<references/>

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/280480#2960070 Forumsbeitrag]: Clevere MOSFET-Treiber mit kleinsten Trafos
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/283585#3004839 Forumsbeitrag]: Galvanisch getrennte Ansteuerung eines MOSFETs mittels Übertrager und 100% Tastverhältnis
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/246449#2519459 Forumsbeitrag]: Logic Level MOSFETs direkt mit einem AVR treiben
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/84802#718419 Forumsbeitrag]: Diskreter MOSFET-Treiber auf Standardtransistoren

== Links ==
* [http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/ferrite.txt Tips for making a good Gate Drive Transformer] und [http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/ferrite2.txt Gate Drive Transformer Design] ([http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/gdt1.html Fotos])
* [http://www.richieburnett.co.uk/temp/gdt/gdt2.html Gate Drive Transformer Waveforms & Troubleshooting]
* [https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-HV_Floating_MOS_Gate_Drivers-ApplicationNotes-v01_00-EN.pdf?fileId=5546d4626c1f3dc3016c47de609d140a AN978] von IRF: HV Floating MOS-Gate Driver ICs , engl.
* [https://www.youtube.com/watch?v=MiiMun66f78 Deep dive into the discrete design of a static charge-pump high-side gate-driver], Youtube-Video (englisch)

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Leistungselektronik

2022-02-21T09:38:28Z

Powerfreak: /* Wärmeleitmaterialien */

Dieser Artikel ist der Einstiegspunkt zu einer Reihe von weiteren Beiträgen, die alle das Thema "Leistungselektronische Systeme" als Hintergrund besitzen. Weiterführende Details und Ergänzungen findet man in den verlinkten Artikeln wie [[IGBT]], [[FET]], [[TRIAC]], [[Kühlkörper]], [[Treiber]], [[Zwischenkreiskapazität]], [[Mosfet-Übersicht]].

In diesem Artikel geht es hauptsächlich darum einen Überblick über das "System" zu schaffen und diverse Grundlagen und Begriffe zu definieren.

== Was versteht man unter "Leistungselektronik"? ==
Unter dem Begriff "Leistungselektronik" versteht man alles, was mit Steuerung, Umformung oder dem Schalten von elektrischer Energie mit elektronischen Bauelementen zu tun hat. Dies beginnt bereits bei wenigen 100mA und wenigen Volt, reicht aber bis zu mehreren 100kV und mehreren 1000A. Bei kleineren Spannungen und Strömen besteht die Herausforderung nicht in den absoluten Werten selbst, sondern in der Umformung mit einem besonders hohen Wirkungsgrad und mit möglichst geringen EMV-Abstrahlungen.

Leistungselektronik bzw. leistungselektronische Systeme bestehen immer aus einem Steuerungs- bzw. Regelteil, und dem Leistungsteil selbst. Dieses Leistungsteil - oft auch als "Leistungselektronik" bezeichnet - besteht selbst wieder aus mehreren Komponenten, die aber '''immer''' aufeinander abgestimmt sein müssen.

== Sicherheitsvorkehrungen ==
Jeder der in diesem Bereich arbeitet muss sich über die Gefahren, die von hohen Spannungen (ab 50V_ac und ca. 60V_dc {offiziell 120V_dc}), hohen Strömen oder hohen Energien (z.B. aus einem Kondensator) ausgehen, informieren und entsprechende Sicherheitsvorkehrungen treffen.
Ab ca 12V zündet ein Lichtbogen und verlischt anschließend.
Ab ca. 20V bleibt ein Lichtbogen nach der Zündung stehen, bis die Spannung unter die Lichtbogenbrennspannung - die abhängig von der Lichtbogenlänge ist - fällt.
Auch bei einer einmaligen Entladung (z.B. aus einem Kondensator) kann so viel Energie in dem Brennmoment enthalten sein, daß flüssiges Metall durch die Gegend geschleudert wird.
Die Verwendung eines Trenntrafos und einer Schutzbrille - letzteres speziell für Messungen mit dem Oszi direkt am Testobjekt - sollte auch schon bei geringen Leistungen zur Standardausrüstung gehören, bei größeren Leistung auch ein Gehörschutz.

== Bestandteile eines leistungselektronischen Systems ==
Zum Leistungsteil gehören immer:
# Leistungshalbleiter ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]])
# Kühlung für den Leistungshalbleiter über [[Kühlkörper]]
# [[Zwischenkreiskapazität]]
# Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter
# Ansteuerschaltung = [[Treiber]]
# Spannungsversorgung für den Treiber
# Überwachungs- und Abschaltvorrichtung

Optional können noch eine separaten HS-Energieversorgung, ein Strom- bzw. Spannungssensor, sowie ggf. eine Potentialtrennung der Ansteuersignale von der Regeleineheit zum Treiber mit dazugehören.

'''Warum sind diese Komponenten immer Bestandteil einer leistungselektronischen Anwendung, und auf was ist zu achten?'''

=== Leistungshalbleiter ===
Der Leistungshalbleiter selbst ist der eigentliche Schalter. Hier gibt es verschiedene Typen/Arten von Halbleitern, die wichtigsten werden in den entsprechenden Kapiteln ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]]) genau erläutert.
Als kleine Zusammenfassung kann gesagt werden, daß sich ''nicht abschaltbare'' Bauteile wie TRIACs normalerweise ausschließlich für das Schalten von Wechselstrom (AC) eignen, und ''abschaltbare'' Bauteile wie [[FET]] und [[IGBT]] ihre Stärken bei Gleichstrom (DC) ausspielen. Si-FETs werden meist für Spannungen bis zu ca. 200V, und schnelles und häufiges Schalten >30..50kHz eingesetzt. IGBTs hingegen sind für Schaltfrequenzen bis zu typisch 10..12kHz, (selten bis zu 30kHz) und für Spannungen größer ca. 150V optimal eingesetzt. (FETs und IGBTs können auch schneller schalten, jedoch sinkt dann der Wirkungsgrad.) Mit den seit wenigen Jahren verfügbaren SIC-FETS (Siliziumcarbid) steigt die sinnvoll nutzbare Spannung auf bis zu 450V bzw. 800V (REI*: UJ3C065030K3S SiC-Kaskode-FET, 650V, 85A, Rdson 0,027R , TO-247-3L bzw. UF3C120040K3S SiC-Kaskode-FET, 1200V, 65A, Rdson 0,035R , TO-247-3L für ca. 26€ bzw. 35€ [Feb22]).

Vom FET existieren im Bereich Leistungselektronik zwei Haupttypen, der N-Kanal- und der P-Kanal FET. Details im entsprechenden Kapitel nur soviel Vorweg: Bei Anwendungen über ca. 30-40V oder mit hohen Strömen ist es sowohl bezüglich Kosten, als auch bezüglich Verluste und Auswahlmöglichkeiten sinnvoll zu prüfen, ob ein N-Kanal Typ mit seiner etwas aufwändigeren Ansteuerung bzw. Energieversorgung nicht doch Sinn macht. In industriellen Anwendungen wird der P-Kanal Typ auf Grund der etwas höheren Kosten bzw. des schlechteren RdsON nur relativ selten verwendet.
-

=== Kühlung für den Leistungshalbleiter ===
Leider läßt sich Energie nicht zu 100% verlustfrei konvertieren. Diese Verluste werden hauptsächlich in Form von Wärme abgestrahlt. Damit der (teure) Leistungshalbleiter die gewünschte Lebensdauer erreicht bzw. nicht überhitzt und damit zerstört wird, muß die Verlustenergie in irgend einer Art und Weise über einen [[Kühlkörper]] abgeführt werden.

Nur zum Vergleich: Eine 17cm durchmessende Herdplatte mit einer Leistung von 1000W hat eine Leistungsdichte von ca. 4,5W/cm². In unseren PCs - zur Kühlung der CPU - sind 50..70W/cm² übliche Werte. Die meisten Applikationen mit Leistungshalbleitern übersteigen die Leistungsdichte unserer Herdplatten bei weitem.

Diese Kühlung von nennenswerten Leistungen erfolgt fast ausschließlich durch Wärmeleitung und immer auch in Form von Wärmestrahlung. Bei sehr kleinen Verlustleistungen und hohen Temperaturdifferenzen vom Halbleiter zur Umgebungsluft ist die Ableitung durch Abstrahlung in die Luft (natürliche Konvektion) und Ableitung durch Wärmeleitung in die Platine ohne einen zusätzlichen Kühlkörper oft ausreichend. In Datenblättern findet man 50..75 K/W (ja = junction to ambient) vom Halbleiter zur Umgebungsluft, was bedeutet, daß man ca. 1W ohne Kühlkörper abführen könnte, da sich der Kühlkörper pro Watt um die genantnen 50..75K erwärmt. Für höhere Leistungen muß der Halbleiter auf einen Luftkühler z.B. [[Kühlkörper]] bzw. bei höchsten Leistungsdichten auf einem Wasserkühler montiert werden. Dies wird genauer im Kapitel "Kühlung von Leistungshalbleitern" beschrieben.

=== Zwischenkreiskapazität ===
Die [[Zwischenkreiskapazität]] ist der Energiepuffer der Anwendung, und muß mindestens ein Umschalten der Leistungsendstufe puffern können.
Jede Leitung/Verbindung stellt eine Induktivität dar. Die Energiequelle ist in 99,9% aller Fälle nicht ''direkt'' an der Leistungselektronik, sondern über je eine Induktivität in Hin- und Rückleitung, mit dem Schalter verbunden. Daher ist technisch gesehen die Quelle "weit" von der Last entfernt. Diese Induktivitäten führen sowohl zu einem Spannungseinbruch beim EINschalten, aus auch zu einer Spannungsüberhöhung beim AUSschalten, und genau '''dies''' muß durch den Zwischenkreis minimiert werden.
Die Zwischenkreiskapazität dient also der Kompensation der Leitungsinduktivitäten.
Die Anbindung des Kondensators mit ''geringst möglichen Abstand'' zum Leistungsschalter - d.h. mit geringst möglicher Induktivität - ist entscheidend über die Funktion der Leistungselektronik. Je besser diese Anbindung, desto näher kann man mit der Spannungsfestigkeit des Leistungsschalters an die maximale Spannung der Energiequelle heran. Anders gesagt: Die Spannungsreserve ist umgekehrt proportional zum technischen Niveau des Entwicklers ;-).

=== Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter ===
Da eine zu hohe Leitungsinduktivitäten zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensatoren beim Schaltbetrieb zu hohen Spannungsspitzen führt - die gegebenenfalls den Leistungshalbleiter zerstört - muss der Abstand und damit die ''Induktivität'' zwischen Zwischenkreiskondensator und Halbleiter so kurz wie möglich gehalten werden. Natürlich ist dies nicht immer optimal möglich, daher sind Möglichkeiten wie verdrillen von + und GND sowie das Parallelschalten von mehreren, gegeneinander isolierten Litzen mit geringerem Durchmesser oft sinnvoll. An dieser Stelle ist ein technisch optimales Design die erste Priorität, und erst dann Bauraum oder Kosten. Aus diesem Grund ist diese so simpel kingende Verbindung zwischen Zwischenkreis und Leistungsschalter hier als separates Bauteil aufgeführt

=== Ansteuerschaltung = Treiber ===
Um den Leistungshalbeiter kontrollieren zu können ist eine Ansteuerschaltung, der [[Treiber]], erforderlich. Der Treiber hat die Aufgabe das Ansteuersignal mit Logikpegel zum Schalten des Leistungshalbleiters umzusetzen. Hierbei sind verschiedene Anforderungen einzuhalten. Das Ansteuersignal besitzt einen fast beliebigen Logikpegel und könnte eine beliebige Flankensteilheit aufweisen. Gängige Treiber-ICs verfügen also über einen weiten Eingansspannungsbereich - z.B. 3-15V - und einer Schmidt-Trigger Funktionalität um das Signal aufzubereiten. Des Weiteren darf ein GND-Versatz von einigen, wenigen Volt zwischen Ansteuer-Controller und Leistungs-Ground - der von hohen Strömen hervorgerufen wird - nicht zu plötzlichen und ungeplanten Umschaltungen - oder zur Verhinderung von Umschaltungen - führen. Dieser Ground-Versatz ist übrigens eine der häufigsten "Herausforderungen" im Schaltungsdesign von Leistungeelektronik. Die wichtigste Aufgabe des Treibers ist jedoch das Ein- und Ausschalten des Leistungshalbleiters innerhalb einer definierten Zeit. Dazu muss der Treiber den zum Schalten erforderlichen Strom liefern können, und dies auch noch auf dem Potential, das der Leistungshalbleiter benötigt.
Damit der [[Treiber]] diese Aufgabe erfüllen kann, benötigt er die zum Schalten erforderliche Energiemenge. Diese Energie wird normalerweise aus einer anderen Quelle als der Leistungsstromversorgung bezogen und sinnvollerweise in einem Keramikkondensator gespeichert. Ist nur eine Quelle vorhanden ist auf eine gute Entkopplung der Treiberspannungsversorgung von der Leistungsquelle zu sorgen, z.B. durch einen Vorwiderstand von wenige Ohm und einem schnellen Kondensator, gegebenenfalls auch gestaffelt.
{{Absatz}}

=== Spannungsversorgung für den Treiber ===
Die Energieversorgung für die Ansteuerschaltung muss normalerweise eine geringe, durchschnittliche Energiemenge zur Verfügung stellen. Die Impulsbelastung ist jedoch entsprechend hoch, da sich der Treiber im Moment des Umschaltens einen entsprechend großen "Schluck" genehmigt. Details zum Energiebedarf siehe Artikel [[Treiber]].
Die Energie kann über je einen potentialfreien DCDC-Converter pro Schalter oder auch für LS-Schalter auf GND bezogen, und für HS-Schalter mittels Ladungspumpe (Aufladen eines Pufferkondensators auf HS-Ebene über eine Diode sobald der LS-Schalter einschaltet) zur Verfügung gestellt werden. Hier jedoch ist kein "Dauer-Ein" möglich, da der HS-Pufferkondensator nach einer berechenbaren Zeit nicht mehr genug Energie beinhaltet und gegebenenfalls unkontrolliert abschaltet
{{Absatz}}

=== Überwachungs- und Abschaltvorrichtung ===
Der Aufbau eines Leistungsteiles (siehe oben) ist meist recht aufwändig, und auch wenn man weiß was man tut können Fehler passieren. Das Ergebnis eines Fehlers oder eine kleinen Unachtsamkeit sind oft zuerstörte Leistungshalbleiter und einige defekte Bauteile in der Treiberschaltung, zu deren Suche und Austausch man wieder viel Zeit verschwenden muss.
Eine schnelle Meßvorrichtung zur sicheren Erkennung von Überspannung und -strom ist mit vergleichsweise geringem finanziellen Aufwand, aber am Anfang mit größerem zeitlichen Aufwand verbunden... aber es zahlt sich aus. Spätestens nach dem dritten Satz an Bauteilen fängt man an nachzudenken.
Empfehlenswert ist also eine Spannungemessung (Spannungsteiler für Betriebsspannung und Z-Diode für Referenz)
und eine Strommessung. Für einphasige Lasten genügt zur Strommessung ein kleiner induktivitätsarmer Shuntwiderstand im GND Rückleiter zwischen Schalter und Zwischenkreiskapazität, damit ist die Überstromabschaltung also GND-Bezogen. Der Shunt muss immer sehr niederohmig sein, damit die Verluste im Meßwiderstand überschaubar bleiben, und der GND-Versatz im Rahmen. Der Spannungsabfall an diesem Shunt wird dann mit einem OP verstärkt, und genau wie das Signal der Überspannung je einem schnellen Komparator (z.B. LM311, 100ns) zugeführt. Hier sind Abschaltzeiten von wenigen µs machbar. Aber Achtung auf die Überspannung durch Lastinduktivität oder parasitären Induktivitäten, denn je nach Abschaltgeschwindigkeit kann man sich das Leistungsteil auch dadurch zerstören, also ggf. bei kurzer Reaktionsgeschwindigkeit von z.B. <500ns langsam 'AB'schalten z.B. innerhalb von 10µs. (dU=-L*Di/dt)
Details zur Überspannungs- und Überstromabschaltung folgen zu gegebener Zeit.
Achtung: diese Abschaltungen müssen über ein Latch gespeichert, und der abgeschaltene Zustand gehalten werden, sonst erfolgt nach wenigen µs gleich wieder ein Zuschlalten auf einen vorhandenen Fehler.
{{Absatz}}

== Schaltungstopologien ==
In diesem Kapitel werden die am häufigsten verwendeten Schaltungstopologien in der Leistungselektronik dargestellt, und kurz besprochen:

[[Bild:Beispiel_Schaltungstopologien.png|miniatur|left|900px|Darstellung der wichtigsten Schaltungstopologien]]

;Low-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit der Versorgungsspannung verbunden. Der Treiber kann hier zwar direkt an GND geschaltet werden, jedoch ist bis zum Verbindungspunkt auf eine strikte Trennung zwischen Leistungs-GND und Signal-GND, genauso wie an möglichst direkte Anbindung an den Bezugspunkt (direkt an Source bzw. Emitter) zu achten.

;High-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit GND verbunden. Hier wird der Treiber nicht mit GND verbunden, jedoch trotzdem möglichst direkt mit der Source/Emitter des Bauteiles. Die Energieversorgung für den HS-Treiber erfolgt entweder über Bootstrap, oder über einen isolierten DCDC Wandler. Diese Art eines Schalters findet sehr häufig Anwendung z.B. im Kfz, da dort GND praktisch überall vorhanden ist, und keinen separaten Rückleiter erfordert.

;Halbbrücke: Eine Kombination aus LS-Schalter und HS-Schalter, die an der Verbindungsstelle zwischen LS- und HS-Schalter einen gemeinsamen Anschluß, den "Mittelpunkt" aufweist. Dadurch ist es möglich die Last entweder mit der Energiequelle, oder mit der Leistungs-GND zu verbinden. Besonders wichtig ist hier, daß zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes eine minimale Zeit vergehen muß. Diese Zeit muss absolut sicherstellen, daß zu keinem Zeitpunkt BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;H-Brücke: Zwei Halbbrücken mit gleicher Energiequelle. Die Last ist hier zwischen den beiden Mittelpunkten der Halbbrücken geschaltet, und kann dadurch sowohl in der eine, als auch in der andere Richtung durchflossen werden. Diese Anordnung wird oft verwendet um DC-Motoren zu steuern, und die Richtung zu wählen. Bezüglich der Treiber ist zu beachten, daß die beiden HS-Treiber jeweils eine getrennte Stromversorgung erfordern, was durch Bootstrap automatisch gegeben wäre. Das Bezugspotential der LS-Schalter ist zwar - wenn beim Design berücksichtigt - halbwegs gleich, der Sourceanschluß des linken HS-FETs liegt jedoch im Wechsel mit dem Sourceanschluß des rechten HS-FETs abwechslend auf GND und der Ausgangsspannung der Energiequelle. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke.

;Vollbrücke: Drei Halbbrücken mit gemeinsamer Leistungsquelle die eine dreiphasige Last - meist einen Motor - ansteuern. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke oder der H-Brücke.

Eines haben diese Schaltungsanordnungen gemeinsam: Durch PWM kann die fliesende Leistung (fast) stufenlos zwischen 0% und 100% geregelt werden. Bei einer 8-Bit PWM z.B. in 256 Stufen.
{{Absatz}}

== GND ist nicht gleich GND ==
So mancher kennt vermutlich das Problem einer Mikrocontrollerschaltung mit einem AD-Wandler. Wenn das Ergebnis der AD-Wandlung noch halbwegs der Realität entsprechen soll, dann müssen einige Vorsichtsmaßnahmen ergriffen werden, damit z.B. etwaige Negative- oder Überspannungen aus diesem oder parallelen Kanälen die Potentiale über die internen Klemmdioden nicht verschieben, und damit jegliche Genauigkeit verhindert. Neben der Abschirmungsproblematik ist es auch sinnvoll auf eine sorgfältige Trennung von Analog-GND zu Digital-GND zu achten. (Jaa Hubert L., aber hier reicht es noch ;-) )
Natürlich gibt es vielfältige Maßnahmen dies sicherzustellen, das zu diskutieren bzw. die "Beste Lösung" zu finden ist jedoch nicht Ziel dieses Artikels.

Ein sehr ähnliches Problem gibt es hier im Leistungsteil mit der Signal-GND (Signal vom und zum Treiber) und der Leistungs-GND (Hauptstrompfad).
Diese zwei GNDs (Signal-GND vom Treiber und Leistungs-GND vom Halbleiter) dürfen nur an einem Punkt miteinander verbunden werden, und zwar direkt am Anschlußpunkt von Source bzw. Emitter des Leistungsbauteiles selbst. In den Stromlaufplänen oben und denen des Artikels "Treiber" wird auffallen, daß der GND Anschluß des Treibers nicht irgendwo an Leistungs-GND angebunden ist, sondern möglichst direkt am Halbleiter.

Der Grund ist sehr einfach erklärt: '''GND-Versatz.'''

Hier geht es jetzt nicht um den ohmschen d.h. statisch, dem Strom folgenden, Spannungsabfall zwischen Source bzw. Emitter und dem Verbindungspunkt der beiden GNDs, sondern um den dynamischen durch die Induktivität von ein paar '''ZENTIMETER''' Leitung. Dieser Spannungsabfall steht dann nicht mehr zur Verfügung, um den [[FET]] / [[IGBT]] anzusteuern, da er der U_GS entgegen wirkt. {{Absatz}}
Bezüglich "ohmscher Anteil": bei 500A und 1mOhm sind das nur 0,5V, eigentlich vernachlässigbar, und ein guter Entwickler läßt sowieso etwas Luft.
Nehmen wir jetzt aber den induktiven Spannungsabfall, den wir gemäß dU = -L * dI / dt berechnen.
Drei Zentimeter Leiterbahn haben eine Aufbau abhängige parasitäre Induktivität von ca. 20..30nH.
Werden 125A in 250ns geschaltet bedeutet dies eine Stromsteilheit von 500A/µs. (Auch 6..10kA/µs sind keine Seltenheit!). Bei 500A/µs und 20nH entsteht in ''drei Zentimeter'' Leiterbahn bei ''jedem'' Schalten eine Selbstinduktionsspannung von -20nH·500A/1µs = ''-10V.''
Was das bedeutet, wenn die GS-Ansteuerspannung ''um'' 10V reduziert wird, kann sich sicher jeder denken, der Halbleiter schaltet überhaupt nicht mehr, bzw. schaltet nur sehr kurz und wird von dU wieder abgeschaltet. Des Weiteren verkraften die meisten, guten Treiber-ICs am Gateausgang eine Spannung von maximal 5V unter dem Bezugs-GND-Potential. Wird die Spannungsdifferenz etwas größer, tritt "magischer Rauch" aus, und wir brauchen wieder einen "neuen Timmy".

Das Thema der "parasitären Induktivitäten" begegnet uns wieder beim Thema ''"Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter"''. Dort tritt eine vergleichbare Stromsteilheit auf, die Induktivität der Verbindungen zwischen Kondensator und Leistungsschalter ist jedoch höchsten größer, aber nicht so einfach zu beheben wie bei der [[Treiber]]-GND durch Anschluss an der richtigen Stelle.
{{Absatz}}

== Begriffsdefinitionen ==
;Stromsteilheit: dI/dt = Änderung des Stromes über der Zeit z.B. 100A in 1µs = 100A/µs

;PWM: [[Pulsweitenmodulation]]: Durch Variation des Verhältnisses der Ein- und Ausschaltzeit entsteht bei gleicher Grundfrequenz ein Rechtecksignal mit variablem Verhältnis der Ein =1 zur Aus = 0 Zeit. Dies nennt man auch das "Tastverhältnis". Dieses Signal kann auch zur Leistungssteuerung verwendet werden, indem z.B. eine 1000W Heizung die auf 400W laufen soll zu 40% ein-, und zu 60% ausgeschaltet ist. Mit dieser Ansteuerung können beliebige Signalformen realisiert werden, sofern eine für die Schaltfrequenz geeignete Filterung erfolgt. Beim Motor (H-Brücke oder Vollbrücke) wird diese Filterung durch die Induktivität der Motorwicklung erreicht, sodaß der Strom nur mehr einen kleineren Stromrippel in etwa in Form eines Dreiecks aufweist.

;Tastverhältnis: Das Verhältnis t_ein / (t_ein + t_aus) bezeichnet man als Tastverhältnis. (engl. Duty Cycle, daher oft abgekürzt DC, Achtung: bitte nicht mit Direct Current = Gleichstrom verwechseln). Das Tastverhältnis ist eine Zahl zwischen '0' und '1'.

;Brückenkurzschluss: Siehe ''Querstrom''
;Querstrom: Dies wird meist verursacht durch gleichzeitiges oder überlappendes Schalten von HS- und LS-Schalter (oder einem defekten Schalter auf den "aufgeschaltet" wird). Moderne integrierte Treiber stellen durch eine intern erzeugte "Totzeit" sicher, daß dieser Fall des überlappenden Schaltens im Umschaltmoment nie eintritt. Bei einem Selbstbau-Treiber ist diese Funktionalität Pflicht. Gibt es diese "Totzeit" nicht, oder liegt in einem der Leistungshalbleiter ein Defekt vor steigt der Strom Aufgrund der geringen Induktivität in einem solchen Lastkreis leicht auf mehrere 1000A, und kommt einem Kurzschluß der Leistungsquelle gleich. Wird ein solcher Kurzschluß wie üblich schnell abgeschaltet, zerstören die dabei entstehenden Überspannungen die Schalter meist sofort.

Im Kleinleistungsbereich (Modellbau) lassen sich auch brückenkurzschluss-sichere Endstufen aus emittergekoppelten Komplementärtransistoren aufbauen. So ähnlich wie bei Lautsprecher-Endstufen. Stichwort: "Digitale Komplementärendstufe mit Potenzialversatz", dies bietet jedoch schaltungstechnisch keinen wirklichen Vorteil. Eine "echte" Treiberstufe mit Totzeit - egal ob diskret aufgebaut (Laufzeitverzögerung mit RC), mit RCD-Bestückung am Gate, oder im Treiber-IC integriert - ist "State of the Art".

== Parallelschalten von Leistungstransistoren==
FETs und IGBTs lassen sich relativ einfach parallelschalten, wenn ein paar wenige Grundsätze beachtet werden:
# Jeder Transistor bekommt einen eigenen Gate-Vorwiderstand bzw. eine eigene R||RD Beschaltung (Gatebeschaltung).
# Die Leistungsanbindung an Drain und Source – hier zählt "mOhm" und "nH" - wird symmetrisch aufgebaut, ähnlich einem "hydraulischen Abgleich" bei Heizungssystemen.
# Die Schleife "Kondensator — FET — Kondensator" wird minimiert.
# Die Gatebeschaltung wird möglichst nahe am Gate- und Source-Anschluß angebracht und bezüglich Induktivität (Leitungslänge)bis auf ca +/-20% symmetriert. Die Zuleitung zu den Gatebeschaltungen ist unkritisch''er''.
# Jedes Bauteil wird bezüglich Spannungsfestigkeit und Stromtragfähigkeit mit größerer Sicherheitsreserve als sonst üblich dimensioniert, denn trotz der hier genannten Maßnahmen können Asymmetrieen auftreten.

Sollten auf den Gateleitungen Schwingungen zu beobachten sein, kann es helfen, in ''jede'' Verbindung von Gatetreiber-Source zum Sourceanschluß des Schalters je einen Widerstand zu integrieren. Der Wert kann ist stark vom geschalteten Strom abhängig, und kann in erster Näherung so dimensioniert werden, daß an diesem Widerstand eine Spannung von ca. 1V abfällt. Dieser Spannungsabfall wirkt einer steigenden Gatespannung entgegen, und reduziert damit dI/dt am jeweils schnellsten Transistor. Achtung auf die Verlustleistung dieses Widerstandes.
Sinnvoller ist jedoch das Design hinsichtlich parasitäer Induktivitäten und Kapazitäten zu prüfen und ggf zu optimieren.
{{Absatz}}

== Kühlung der Leistungshalbleiter ==
''Anmerkung: Sollte ein Kenner dieses Thema (Falk?) die Zeit und Muse haben diesen Teil des Artikels '''sinnvoll''' in den wirklich schon guten Artikel [[Kühlkörper]] zu integrieren und hier zu verlinken, wäre ich dankbar ;-) die Zeit dafür habe ich im Moment nicht'' --[[Benutzerseite:Powerfreak|Powerfreak]]

Beim Betrieb von Leistungshalbleitern wird Wärme erzeugt. Dies geschieht sowohl im eingeschalteten Zustand, als auch bei jedem Ein- und Ausschalten.
Um eine Überhitzung und damit eine Zerstörung des Bauteiles zu verhindern muss diese Wärmeenergie entsprechend abgeführt werden. Ab einer Verlustleistung von ca. 1W ist es nicht mehr ausreichend wenn das Bauteil diese Energie nur abstrahlt, bzw. über Leitungen abführt. Am häufigsten werden diese Bauteile auf einen [[Kühlkörper]] geschraubt oder geklemmt, selten geklebt.

Sowohl die Oberfläche des Kühlkörpers als auch des wärmeerzeugende Bauteiles sind nicht eben und weisen eine gewisse Rauhigkeit auf. Dies bedeutet, dass sich die zwei Oberflächen nur punktuell berühren (meist nur mit wenigen Prozent der Gesamtfläche) und nicht auf der gesamten Fläche, für eine wirklsame Kühlung ist "Fläche" jedoch das "A und O".

Luft hat eine sehr schlechte Wärmeleitfähigkeit und die Luft, die zwischen den zwei Oberflächen liegt, verhindert eine Wärmeleitung zwischen den zwei Teilen sehr effektiv. Als Daumenwert kann man sagen, dass 1µm Luft in etwa einem absoluten Wärmewiderstand von ca. 1K/W entspricht... jedoch wird es sich nur in den seltensten Fällen nur um einen Mikrometer handeln, sondern meistens deutlich mehr.

=== Wärmeleitmaterialien ===
Diese Materialien verbessern die thermische Anbindung zwischen einem Bauteil, das Wärme erzeugt, und dem Bauteil, das diese Wärme durch Wärmeleitung in ein Kühlmittel (Luft oder Wasser) abführt. Diese Materialien werden zwar "Wärmeleit" -Folie bzw. -Paste genannt, leiten die Wärme jedoch nicht besonders gut...aber immer noch um mindestens den Faktor 100 besser als Luft... und genau das ist der Grund, warum diese verwendet werden müssen. (Kupfer leitet Wärme um den Faktor 15400 besser als Luft) Die Pasten enthalten meist Öle bzw. Wachse und Fette als Bindemittel und zur besseren Wärmeleitung Metalloxide bzw. Metall- oder Kohlenstoffpartikel als wärmeleitende Füllstoffe.
Der "''vielfach'' punktuelle" Kontakt von Bauteil und Kühlkörperoberfläche ist für eine optimale Anbindung sehr wichtig, da über diese kleinsten Kontaktpunke sehr viel Energie abgeführt werden kann. Daher ist es bei Verwendung von Paste essentiell, die Paste "möglichst dünn" aufzutragen - gegebenenfalls mit z.B. einem Stahllineal abzuziehen - und den restlichen Überschuß, der den direkten Kontakt von Bauteil und Kühlkörper möglicherweise verhindern könnte, sorgfältig herauszupressen. Die Paste soll nur die Luft dazwischen ersetzen, und nicht eine durchgehende Schicht erzeugen(!).

Besondere Beachtung finden die Wärmeleitfolien, die auf beiden Seiten eine thermisch leitfähige, wachsartige Beschichtung aufweisen. Diese Beschichtung schmilzt unter Wärmeeinwirkung auf und füllt die Spalten zwischen den Oberflächen besonders gut. Folien dieser Art werden ''Phase Change Material'' genannt. Auf Grund der Tatsache, daß das Material aufschmilzt, ist es erforderlich nach dem ersten Schmelzprozess den ursprünglich Anpressdruck des Bauteiles auf dem Kühlkörper durch nachspannen wieder herzustellen. Achtung: ''Vor'' dem Aufheizen und Nachspannen hat die Wärmeleitfähigkeit noch nicht die möglichen Minimalwerte erreicht. Zum Teil ist die Wärmeanbindung noch um Faktoren schlechter, daher beim ersten Einschalten noch nicht voll belasten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von verschiedenen Materialien:

:{| class="wikitable" style="width:40em"
|-
! style="width:8em" | Material
! style="width:10em" | Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)]
! Kommentar
|-
|Kupfer || 370 || schwankt zwischen ca. 350..400
|-
|Aluminium || 220 ||
|-
|Stahl || 50 || hochlegierte Stähle <20
|-
|Eisen || 80||
|-
|Silber || 430 ||
|-
|Zinn || 67 ||
|-
|Blei || 35||
|-
|Wärmeleitpaste || 3..10 || viele verschiedene Sorten verfügbar
|-
|Luft || 0,024 ||
|-
|Wasser || 0,6||
|-
|Öl || 0,15||
|-
|}

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Isolierfolien. Wenn jemand gute und bezahlbare Folien findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|WÄRMELEITFOL.86/82 ROT ||6,5 ||100×;100×0,25mm || C|| 14€
|-
|}
;Hinweis: Die Wärmeleitfähigkeit von Folien bezieht sich ausschließlich auf die Folie selbst. Selbst unter besten Bedingungen wird man die genannten Werte nicht erreichen, da durch den Übergang vom Bauteil in die Folie und von dort in den Kühlkörper ein zusätzlicher Wärmewiderstand entsteht. Eine Verschlechterung von ca. 30% oder mindestens 0,5K/W bei einem TO220-Bauteil ist zu erwarten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Wärmeleitpasten. Wenn jemand gute und bezahlbare Pasten findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|Artic Silver ||8,9 || 3,5g || C || 13,95€
|-
|Standard Pasten auf Silikonbasis ||3,0|| 3g..150g|| C / Rei / ... || wenige €/g
|-
|}

Montagerichtlinien:
Die so beliebten Bohrungen in eine blanken Kühlfahne des Transistors wie z. B. beim TO-220 Gehäuse suggerieren eine fantastisch einfache Montierbarkteit. Wird die Schraube aber nur ein klein wenig zu fest angezogen, verformt sich das Kupfer der Kühlfahne und sorgt dafür, dass sich der Kunststoff umpresste Teil des Transistors ein klein wenig abhebt. Dies hat eine deutlich schlechtere Wärmeanbindung zur Folge. Der im Folgenden beschriebene Montagevorschlag umgeht dieses Risiko.
* Das Bauteil wird gegenüber der Stelle aufgepresst, an der die Verlustleistung entsteht, also direkt auf dem Kunststoff des Transistors über dem Chip.
* Werden mehrere Bauteile parallel auf dem Kühlkörper montiert muss zweckmäßigerweise zwischen den Bauteilen ''mindestend'' soviel Abstand vorgesehen werden, wie die Breite des Bauteiles beträgt. Dies vermindert die gegenseitige, thermische Beeinflussing der Bauteile und ermöglicht eine bessere Wärmeabfuhr
* Zur Montage mehrerer Bauteile eignet sich eine Metallschiene die direkt auf den Kunststoff des Leistungshalbleiters drückt sehr gut. Zwischen ''jedem'' Bauteil ist ein Verschraubungspunkt bzw. eine Federanpressung auf jedem Bauteil vorzusehen, damit jedes Bauteil gleichmäßig aufgedrückt wird.
* Vor dem Aufbringen der Paste/Folie sowohl Bauteil als auch Kühlkörper mit Alkohol reinigen.
* Die Wärmeleitwerte für eine Paste beziehen sich auf eine meist nicht genannte aber trotzdem ''minimale'' Schichtdicke. Diese gelingt relativ reproduzierbar, wenn die Paste mit einem flachen Gegenstand (Rasierklinge, Lineal, ...) aufgebracht, verteilt und vorsichtig abgezogen wird, sodass nur eine ''dünne'' Schicht auf dem [[Kühlkörper]] verbleibt. Dies erfordert einige Übung. Paste aufhäufeln, Bauteil eindrücken und befestigen erzielt bei weitem nicht die optimale Kühlleistung.
{{Absatz}}

== Zusätzliche Hinweise ==
Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.
{{Absatz}}

== Siehe auch ==

* [[Mosfet-Übersicht]]
* [http://www.mikrocontroller.net/articles/H-Br%C3%BCcken_%C3%9Cbersicht Übersicht H-Brücken]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[Treiber]]

== Links ==

* [https://www.youtube.com/user/sambenyaakov/videos Prof. Sam Ben-Yaakov], viele Videos zu Themen der Leistungselektronik (englisch)

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:!Hauptkategorie]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Leistungselektronik

2022-02-21T09:33:23Z

Powerfreak: /* Wärmeleitmaterialien */

Dieser Artikel ist der Einstiegspunkt zu einer Reihe von weiteren Beiträgen, die alle das Thema "Leistungselektronische Systeme" als Hintergrund besitzen. Weiterführende Details und Ergänzungen findet man in den verlinkten Artikeln wie [[IGBT]], [[FET]], [[TRIAC]], [[Kühlkörper]], [[Treiber]], [[Zwischenkreiskapazität]], [[Mosfet-Übersicht]].

In diesem Artikel geht es hauptsächlich darum einen Überblick über das "System" zu schaffen und diverse Grundlagen und Begriffe zu definieren.

== Was versteht man unter "Leistungselektronik"? ==
Unter dem Begriff "Leistungselektronik" versteht man alles, was mit Steuerung, Umformung oder dem Schalten von elektrischer Energie mit elektronischen Bauelementen zu tun hat. Dies beginnt bereits bei wenigen 100mA und wenigen Volt, reicht aber bis zu mehreren 100kV und mehreren 1000A. Bei kleineren Spannungen und Strömen besteht die Herausforderung nicht in den absoluten Werten selbst, sondern in der Umformung mit einem besonders hohen Wirkungsgrad und mit möglichst geringen EMV-Abstrahlungen.

Leistungselektronik bzw. leistungselektronische Systeme bestehen immer aus einem Steuerungs- bzw. Regelteil, und dem Leistungsteil selbst. Dieses Leistungsteil - oft auch als "Leistungselektronik" bezeichnet - besteht selbst wieder aus mehreren Komponenten, die aber '''immer''' aufeinander abgestimmt sein müssen.

== Sicherheitsvorkehrungen ==
Jeder der in diesem Bereich arbeitet muss sich über die Gefahren, die von hohen Spannungen (ab 50V_ac und ca. 60V_dc {offiziell 120V_dc}), hohen Strömen oder hohen Energien (z.B. aus einem Kondensator) ausgehen, informieren und entsprechende Sicherheitsvorkehrungen treffen.
Ab ca 12V zündet ein Lichtbogen und verlischt anschließend.
Ab ca. 20V bleibt ein Lichtbogen nach der Zündung stehen, bis die Spannung unter die Lichtbogenbrennspannung - die abhängig von der Lichtbogenlänge ist - fällt.
Auch bei einer einmaligen Entladung (z.B. aus einem Kondensator) kann so viel Energie in dem Brennmoment enthalten sein, daß flüssiges Metall durch die Gegend geschleudert wird.
Die Verwendung eines Trenntrafos und einer Schutzbrille - letzteres speziell für Messungen mit dem Oszi direkt am Testobjekt - sollte auch schon bei geringen Leistungen zur Standardausrüstung gehören, bei größeren Leistung auch ein Gehörschutz.

== Bestandteile eines leistungselektronischen Systems ==
Zum Leistungsteil gehören immer:
# Leistungshalbleiter ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]])
# Kühlung für den Leistungshalbleiter über [[Kühlkörper]]
# [[Zwischenkreiskapazität]]
# Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter
# Ansteuerschaltung = [[Treiber]]
# Spannungsversorgung für den Treiber
# Überwachungs- und Abschaltvorrichtung

Optional können noch eine separaten HS-Energieversorgung, ein Strom- bzw. Spannungssensor, sowie ggf. eine Potentialtrennung der Ansteuersignale von der Regeleineheit zum Treiber mit dazugehören.

'''Warum sind diese Komponenten immer Bestandteil einer leistungselektronischen Anwendung, und auf was ist zu achten?'''

=== Leistungshalbleiter ===
Der Leistungshalbleiter selbst ist der eigentliche Schalter. Hier gibt es verschiedene Typen/Arten von Halbleitern, die wichtigsten werden in den entsprechenden Kapiteln ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]]) genau erläutert.
Als kleine Zusammenfassung kann gesagt werden, daß sich ''nicht abschaltbare'' Bauteile wie TRIACs normalerweise ausschließlich für das Schalten von Wechselstrom (AC) eignen, und ''abschaltbare'' Bauteile wie [[FET]] und [[IGBT]] ihre Stärken bei Gleichstrom (DC) ausspielen. Si-FETs werden meist für Spannungen bis zu ca. 200V, und schnelles und häufiges Schalten >30..50kHz eingesetzt. IGBTs hingegen sind für Schaltfrequenzen bis zu typisch 10..12kHz, (selten bis zu 30kHz) und für Spannungen größer ca. 150V optimal eingesetzt. (FETs und IGBTs können auch schneller schalten, jedoch sinkt dann der Wirkungsgrad.) Mit den seit wenigen Jahren verfügbaren SIC-FETS (Siliziumcarbid) steigt die sinnvoll nutzbare Spannung auf bis zu 450V bzw. 800V (REI*: UJ3C065030K3S SiC-Kaskode-FET, 650V, 85A, Rdson 0,027R , TO-247-3L bzw. UF3C120040K3S SiC-Kaskode-FET, 1200V, 65A, Rdson 0,035R , TO-247-3L für ca. 26€ bzw. 35€ [Feb22]).

Vom FET existieren im Bereich Leistungselektronik zwei Haupttypen, der N-Kanal- und der P-Kanal FET. Details im entsprechenden Kapitel nur soviel Vorweg: Bei Anwendungen über ca. 30-40V oder mit hohen Strömen ist es sowohl bezüglich Kosten, als auch bezüglich Verluste und Auswahlmöglichkeiten sinnvoll zu prüfen, ob ein N-Kanal Typ mit seiner etwas aufwändigeren Ansteuerung bzw. Energieversorgung nicht doch Sinn macht. In industriellen Anwendungen wird der P-Kanal Typ auf Grund der etwas höheren Kosten bzw. des schlechteren RdsON nur relativ selten verwendet.
-

=== Kühlung für den Leistungshalbleiter ===
Leider läßt sich Energie nicht zu 100% verlustfrei konvertieren. Diese Verluste werden hauptsächlich in Form von Wärme abgestrahlt. Damit der (teure) Leistungshalbleiter die gewünschte Lebensdauer erreicht bzw. nicht überhitzt und damit zerstört wird, muß die Verlustenergie in irgend einer Art und Weise über einen [[Kühlkörper]] abgeführt werden.

Nur zum Vergleich: Eine 17cm durchmessende Herdplatte mit einer Leistung von 1000W hat eine Leistungsdichte von ca. 4,5W/cm². In unseren PCs - zur Kühlung der CPU - sind 50..70W/cm² übliche Werte. Die meisten Applikationen mit Leistungshalbleitern übersteigen die Leistungsdichte unserer Herdplatten bei weitem.

Diese Kühlung von nennenswerten Leistungen erfolgt fast ausschließlich durch Wärmeleitung und immer auch in Form von Wärmestrahlung. Bei sehr kleinen Verlustleistungen und hohen Temperaturdifferenzen vom Halbleiter zur Umgebungsluft ist die Ableitung durch Abstrahlung in die Luft (natürliche Konvektion) und Ableitung durch Wärmeleitung in die Platine ohne einen zusätzlichen Kühlkörper oft ausreichend. In Datenblättern findet man 50..75 K/W (ja = junction to ambient) vom Halbleiter zur Umgebungsluft, was bedeutet, daß man ca. 1W ohne Kühlkörper abführen könnte, da sich der Kühlkörper pro Watt um die genantnen 50..75K erwärmt. Für höhere Leistungen muß der Halbleiter auf einen Luftkühler z.B. [[Kühlkörper]] bzw. bei höchsten Leistungsdichten auf einem Wasserkühler montiert werden. Dies wird genauer im Kapitel "Kühlung von Leistungshalbleitern" beschrieben.

=== Zwischenkreiskapazität ===
Die [[Zwischenkreiskapazität]] ist der Energiepuffer der Anwendung, und muß mindestens ein Umschalten der Leistungsendstufe puffern können.
Jede Leitung/Verbindung stellt eine Induktivität dar. Die Energiequelle ist in 99,9% aller Fälle nicht ''direkt'' an der Leistungselektronik, sondern über je eine Induktivität in Hin- und Rückleitung, mit dem Schalter verbunden. Daher ist technisch gesehen die Quelle "weit" von der Last entfernt. Diese Induktivitäten führen sowohl zu einem Spannungseinbruch beim EINschalten, aus auch zu einer Spannungsüberhöhung beim AUSschalten, und genau '''dies''' muß durch den Zwischenkreis minimiert werden.
Die Zwischenkreiskapazität dient also der Kompensation der Leitungsinduktivitäten.
Die Anbindung des Kondensators mit ''geringst möglichen Abstand'' zum Leistungsschalter - d.h. mit geringst möglicher Induktivität - ist entscheidend über die Funktion der Leistungselektronik. Je besser diese Anbindung, desto näher kann man mit der Spannungsfestigkeit des Leistungsschalters an die maximale Spannung der Energiequelle heran. Anders gesagt: Die Spannungsreserve ist umgekehrt proportional zum technischen Niveau des Entwicklers ;-).

=== Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter ===
Da eine zu hohe Leitungsinduktivitäten zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensatoren beim Schaltbetrieb zu hohen Spannungsspitzen führt - die gegebenenfalls den Leistungshalbleiter zerstört - muss der Abstand und damit die ''Induktivität'' zwischen Zwischenkreiskondensator und Halbleiter so kurz wie möglich gehalten werden. Natürlich ist dies nicht immer optimal möglich, daher sind Möglichkeiten wie verdrillen von + und GND sowie das Parallelschalten von mehreren, gegeneinander isolierten Litzen mit geringerem Durchmesser oft sinnvoll. An dieser Stelle ist ein technisch optimales Design die erste Priorität, und erst dann Bauraum oder Kosten. Aus diesem Grund ist diese so simpel kingende Verbindung zwischen Zwischenkreis und Leistungsschalter hier als separates Bauteil aufgeführt

=== Ansteuerschaltung = Treiber ===
Um den Leistungshalbeiter kontrollieren zu können ist eine Ansteuerschaltung, der [[Treiber]], erforderlich. Der Treiber hat die Aufgabe das Ansteuersignal mit Logikpegel zum Schalten des Leistungshalbleiters umzusetzen. Hierbei sind verschiedene Anforderungen einzuhalten. Das Ansteuersignal besitzt einen fast beliebigen Logikpegel und könnte eine beliebige Flankensteilheit aufweisen. Gängige Treiber-ICs verfügen also über einen weiten Eingansspannungsbereich - z.B. 3-15V - und einer Schmidt-Trigger Funktionalität um das Signal aufzubereiten. Des Weiteren darf ein GND-Versatz von einigen, wenigen Volt zwischen Ansteuer-Controller und Leistungs-Ground - der von hohen Strömen hervorgerufen wird - nicht zu plötzlichen und ungeplanten Umschaltungen - oder zur Verhinderung von Umschaltungen - führen. Dieser Ground-Versatz ist übrigens eine der häufigsten "Herausforderungen" im Schaltungsdesign von Leistungeelektronik. Die wichtigste Aufgabe des Treibers ist jedoch das Ein- und Ausschalten des Leistungshalbleiters innerhalb einer definierten Zeit. Dazu muss der Treiber den zum Schalten erforderlichen Strom liefern können, und dies auch noch auf dem Potential, das der Leistungshalbleiter benötigt.
Damit der [[Treiber]] diese Aufgabe erfüllen kann, benötigt er die zum Schalten erforderliche Energiemenge. Diese Energie wird normalerweise aus einer anderen Quelle als der Leistungsstromversorgung bezogen und sinnvollerweise in einem Keramikkondensator gespeichert. Ist nur eine Quelle vorhanden ist auf eine gute Entkopplung der Treiberspannungsversorgung von der Leistungsquelle zu sorgen, z.B. durch einen Vorwiderstand von wenige Ohm und einem schnellen Kondensator, gegebenenfalls auch gestaffelt.
{{Absatz}}

=== Spannungsversorgung für den Treiber ===
Die Energieversorgung für die Ansteuerschaltung muss normalerweise eine geringe, durchschnittliche Energiemenge zur Verfügung stellen. Die Impulsbelastung ist jedoch entsprechend hoch, da sich der Treiber im Moment des Umschaltens einen entsprechend großen "Schluck" genehmigt. Details zum Energiebedarf siehe Artikel [[Treiber]].
Die Energie kann über je einen potentialfreien DCDC-Converter pro Schalter oder auch für LS-Schalter auf GND bezogen, und für HS-Schalter mittels Ladungspumpe (Aufladen eines Pufferkondensators auf HS-Ebene über eine Diode sobald der LS-Schalter einschaltet) zur Verfügung gestellt werden. Hier jedoch ist kein "Dauer-Ein" möglich, da der HS-Pufferkondensator nach einer berechenbaren Zeit nicht mehr genug Energie beinhaltet und gegebenenfalls unkontrolliert abschaltet
{{Absatz}}

=== Überwachungs- und Abschaltvorrichtung ===
Der Aufbau eines Leistungsteiles (siehe oben) ist meist recht aufwändig, und auch wenn man weiß was man tut können Fehler passieren. Das Ergebnis eines Fehlers oder eine kleinen Unachtsamkeit sind oft zuerstörte Leistungshalbleiter und einige defekte Bauteile in der Treiberschaltung, zu deren Suche und Austausch man wieder viel Zeit verschwenden muss.
Eine schnelle Meßvorrichtung zur sicheren Erkennung von Überspannung und -strom ist mit vergleichsweise geringem finanziellen Aufwand, aber am Anfang mit größerem zeitlichen Aufwand verbunden... aber es zahlt sich aus. Spätestens nach dem dritten Satz an Bauteilen fängt man an nachzudenken.
Empfehlenswert ist also eine Spannungemessung (Spannungsteiler für Betriebsspannung und Z-Diode für Referenz)
und eine Strommessung. Für einphasige Lasten genügt zur Strommessung ein kleiner induktivitätsarmer Shuntwiderstand im GND Rückleiter zwischen Schalter und Zwischenkreiskapazität, damit ist die Überstromabschaltung also GND-Bezogen. Der Shunt muss immer sehr niederohmig sein, damit die Verluste im Meßwiderstand überschaubar bleiben, und der GND-Versatz im Rahmen. Der Spannungsabfall an diesem Shunt wird dann mit einem OP verstärkt, und genau wie das Signal der Überspannung je einem schnellen Komparator (z.B. LM311, 100ns) zugeführt. Hier sind Abschaltzeiten von wenigen µs machbar. Aber Achtung auf die Überspannung durch Lastinduktivität oder parasitären Induktivitäten, denn je nach Abschaltgeschwindigkeit kann man sich das Leistungsteil auch dadurch zerstören, also ggf. bei kurzer Reaktionsgeschwindigkeit von z.B. <500ns langsam 'AB'schalten z.B. innerhalb von 10µs. (dU=-L*Di/dt)
Details zur Überspannungs- und Überstromabschaltung folgen zu gegebener Zeit.
Achtung: diese Abschaltungen müssen über ein Latch gespeichert, und der abgeschaltene Zustand gehalten werden, sonst erfolgt nach wenigen µs gleich wieder ein Zuschlalten auf einen vorhandenen Fehler.
{{Absatz}}

== Schaltungstopologien ==
In diesem Kapitel werden die am häufigsten verwendeten Schaltungstopologien in der Leistungselektronik dargestellt, und kurz besprochen:

[[Bild:Beispiel_Schaltungstopologien.png|miniatur|left|900px|Darstellung der wichtigsten Schaltungstopologien]]

;Low-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit der Versorgungsspannung verbunden. Der Treiber kann hier zwar direkt an GND geschaltet werden, jedoch ist bis zum Verbindungspunkt auf eine strikte Trennung zwischen Leistungs-GND und Signal-GND, genauso wie an möglichst direkte Anbindung an den Bezugspunkt (direkt an Source bzw. Emitter) zu achten.

;High-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit GND verbunden. Hier wird der Treiber nicht mit GND verbunden, jedoch trotzdem möglichst direkt mit der Source/Emitter des Bauteiles. Die Energieversorgung für den HS-Treiber erfolgt entweder über Bootstrap, oder über einen isolierten DCDC Wandler. Diese Art eines Schalters findet sehr häufig Anwendung z.B. im Kfz, da dort GND praktisch überall vorhanden ist, und keinen separaten Rückleiter erfordert.

;Halbbrücke: Eine Kombination aus LS-Schalter und HS-Schalter, die an der Verbindungsstelle zwischen LS- und HS-Schalter einen gemeinsamen Anschluß, den "Mittelpunkt" aufweist. Dadurch ist es möglich die Last entweder mit der Energiequelle, oder mit der Leistungs-GND zu verbinden. Besonders wichtig ist hier, daß zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes eine minimale Zeit vergehen muß. Diese Zeit muss absolut sicherstellen, daß zu keinem Zeitpunkt BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;H-Brücke: Zwei Halbbrücken mit gleicher Energiequelle. Die Last ist hier zwischen den beiden Mittelpunkten der Halbbrücken geschaltet, und kann dadurch sowohl in der eine, als auch in der andere Richtung durchflossen werden. Diese Anordnung wird oft verwendet um DC-Motoren zu steuern, und die Richtung zu wählen. Bezüglich der Treiber ist zu beachten, daß die beiden HS-Treiber jeweils eine getrennte Stromversorgung erfordern, was durch Bootstrap automatisch gegeben wäre. Das Bezugspotential der LS-Schalter ist zwar - wenn beim Design berücksichtigt - halbwegs gleich, der Sourceanschluß des linken HS-FETs liegt jedoch im Wechsel mit dem Sourceanschluß des rechten HS-FETs abwechslend auf GND und der Ausgangsspannung der Energiequelle. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke.

;Vollbrücke: Drei Halbbrücken mit gemeinsamer Leistungsquelle die eine dreiphasige Last - meist einen Motor - ansteuern. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke oder der H-Brücke.

Eines haben diese Schaltungsanordnungen gemeinsam: Durch PWM kann die fliesende Leistung (fast) stufenlos zwischen 0% und 100% geregelt werden. Bei einer 8-Bit PWM z.B. in 256 Stufen.
{{Absatz}}

== GND ist nicht gleich GND ==
So mancher kennt vermutlich das Problem einer Mikrocontrollerschaltung mit einem AD-Wandler. Wenn das Ergebnis der AD-Wandlung noch halbwegs der Realität entsprechen soll, dann müssen einige Vorsichtsmaßnahmen ergriffen werden, damit z.B. etwaige Negative- oder Überspannungen aus diesem oder parallelen Kanälen die Potentiale über die internen Klemmdioden nicht verschieben, und damit jegliche Genauigkeit verhindert. Neben der Abschirmungsproblematik ist es auch sinnvoll auf eine sorgfältige Trennung von Analog-GND zu Digital-GND zu achten. (Jaa Hubert L., aber hier reicht es noch ;-) )
Natürlich gibt es vielfältige Maßnahmen dies sicherzustellen, das zu diskutieren bzw. die "Beste Lösung" zu finden ist jedoch nicht Ziel dieses Artikels.

Ein sehr ähnliches Problem gibt es hier im Leistungsteil mit der Signal-GND (Signal vom und zum Treiber) und der Leistungs-GND (Hauptstrompfad).
Diese zwei GNDs (Signal-GND vom Treiber und Leistungs-GND vom Halbleiter) dürfen nur an einem Punkt miteinander verbunden werden, und zwar direkt am Anschlußpunkt von Source bzw. Emitter des Leistungsbauteiles selbst. In den Stromlaufplänen oben und denen des Artikels "Treiber" wird auffallen, daß der GND Anschluß des Treibers nicht irgendwo an Leistungs-GND angebunden ist, sondern möglichst direkt am Halbleiter.

Der Grund ist sehr einfach erklärt: '''GND-Versatz.'''

Hier geht es jetzt nicht um den ohmschen d.h. statisch, dem Strom folgenden, Spannungsabfall zwischen Source bzw. Emitter und dem Verbindungspunkt der beiden GNDs, sondern um den dynamischen durch die Induktivität von ein paar '''ZENTIMETER''' Leitung. Dieser Spannungsabfall steht dann nicht mehr zur Verfügung, um den [[FET]] / [[IGBT]] anzusteuern, da er der U_GS entgegen wirkt. {{Absatz}}
Bezüglich "ohmscher Anteil": bei 500A und 1mOhm sind das nur 0,5V, eigentlich vernachlässigbar, und ein guter Entwickler läßt sowieso etwas Luft.
Nehmen wir jetzt aber den induktiven Spannungsabfall, den wir gemäß dU = -L * dI / dt berechnen.
Drei Zentimeter Leiterbahn haben eine Aufbau abhängige parasitäre Induktivität von ca. 20..30nH.
Werden 125A in 250ns geschaltet bedeutet dies eine Stromsteilheit von 500A/µs. (Auch 6..10kA/µs sind keine Seltenheit!). Bei 500A/µs und 20nH entsteht in ''drei Zentimeter'' Leiterbahn bei ''jedem'' Schalten eine Selbstinduktionsspannung von -20nH·500A/1µs = ''-10V.''
Was das bedeutet, wenn die GS-Ansteuerspannung ''um'' 10V reduziert wird, kann sich sicher jeder denken, der Halbleiter schaltet überhaupt nicht mehr, bzw. schaltet nur sehr kurz und wird von dU wieder abgeschaltet. Des Weiteren verkraften die meisten, guten Treiber-ICs am Gateausgang eine Spannung von maximal 5V unter dem Bezugs-GND-Potential. Wird die Spannungsdifferenz etwas größer, tritt "magischer Rauch" aus, und wir brauchen wieder einen "neuen Timmy".

Das Thema der "parasitären Induktivitäten" begegnet uns wieder beim Thema ''"Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter"''. Dort tritt eine vergleichbare Stromsteilheit auf, die Induktivität der Verbindungen zwischen Kondensator und Leistungsschalter ist jedoch höchsten größer, aber nicht so einfach zu beheben wie bei der [[Treiber]]-GND durch Anschluss an der richtigen Stelle.
{{Absatz}}

== Begriffsdefinitionen ==
;Stromsteilheit: dI/dt = Änderung des Stromes über der Zeit z.B. 100A in 1µs = 100A/µs

;PWM: [[Pulsweitenmodulation]]: Durch Variation des Verhältnisses der Ein- und Ausschaltzeit entsteht bei gleicher Grundfrequenz ein Rechtecksignal mit variablem Verhältnis der Ein =1 zur Aus = 0 Zeit. Dies nennt man auch das "Tastverhältnis". Dieses Signal kann auch zur Leistungssteuerung verwendet werden, indem z.B. eine 1000W Heizung die auf 400W laufen soll zu 40% ein-, und zu 60% ausgeschaltet ist. Mit dieser Ansteuerung können beliebige Signalformen realisiert werden, sofern eine für die Schaltfrequenz geeignete Filterung erfolgt. Beim Motor (H-Brücke oder Vollbrücke) wird diese Filterung durch die Induktivität der Motorwicklung erreicht, sodaß der Strom nur mehr einen kleineren Stromrippel in etwa in Form eines Dreiecks aufweist.

;Tastverhältnis: Das Verhältnis t_ein / (t_ein + t_aus) bezeichnet man als Tastverhältnis. (engl. Duty Cycle, daher oft abgekürzt DC, Achtung: bitte nicht mit Direct Current = Gleichstrom verwechseln). Das Tastverhältnis ist eine Zahl zwischen '0' und '1'.

;Brückenkurzschluss: Siehe ''Querstrom''
;Querstrom: Dies wird meist verursacht durch gleichzeitiges oder überlappendes Schalten von HS- und LS-Schalter (oder einem defekten Schalter auf den "aufgeschaltet" wird). Moderne integrierte Treiber stellen durch eine intern erzeugte "Totzeit" sicher, daß dieser Fall des überlappenden Schaltens im Umschaltmoment nie eintritt. Bei einem Selbstbau-Treiber ist diese Funktionalität Pflicht. Gibt es diese "Totzeit" nicht, oder liegt in einem der Leistungshalbleiter ein Defekt vor steigt der Strom Aufgrund der geringen Induktivität in einem solchen Lastkreis leicht auf mehrere 1000A, und kommt einem Kurzschluß der Leistungsquelle gleich. Wird ein solcher Kurzschluß wie üblich schnell abgeschaltet, zerstören die dabei entstehenden Überspannungen die Schalter meist sofort.

Im Kleinleistungsbereich (Modellbau) lassen sich auch brückenkurzschluss-sichere Endstufen aus emittergekoppelten Komplementärtransistoren aufbauen. So ähnlich wie bei Lautsprecher-Endstufen. Stichwort: "Digitale Komplementärendstufe mit Potenzialversatz", dies bietet jedoch schaltungstechnisch keinen wirklichen Vorteil. Eine "echte" Treiberstufe mit Totzeit - egal ob diskret aufgebaut (Laufzeitverzögerung mit RC), mit RCD-Bestückung am Gate, oder im Treiber-IC integriert - ist "State of the Art".

== Parallelschalten von Leistungstransistoren==
FETs und IGBTs lassen sich relativ einfach parallelschalten, wenn ein paar wenige Grundsätze beachtet werden:
# Jeder Transistor bekommt einen eigenen Gate-Vorwiderstand bzw. eine eigene R||RD Beschaltung (Gatebeschaltung).
# Die Leistungsanbindung an Drain und Source – hier zählt "mOhm" und "nH" - wird symmetrisch aufgebaut, ähnlich einem "hydraulischen Abgleich" bei Heizungssystemen.
# Die Schleife "Kondensator — FET — Kondensator" wird minimiert.
# Die Gatebeschaltung wird möglichst nahe am Gate- und Source-Anschluß angebracht und bezüglich Induktivität (Leitungslänge)bis auf ca +/-20% symmetriert. Die Zuleitung zu den Gatebeschaltungen ist unkritisch''er''.
# Jedes Bauteil wird bezüglich Spannungsfestigkeit und Stromtragfähigkeit mit größerer Sicherheitsreserve als sonst üblich dimensioniert, denn trotz der hier genannten Maßnahmen können Asymmetrieen auftreten.

Sollten auf den Gateleitungen Schwingungen zu beobachten sein, kann es helfen, in ''jede'' Verbindung von Gatetreiber-Source zum Sourceanschluß des Schalters je einen Widerstand zu integrieren. Der Wert kann ist stark vom geschalteten Strom abhängig, und kann in erster Näherung so dimensioniert werden, daß an diesem Widerstand eine Spannung von ca. 1V abfällt. Dieser Spannungsabfall wirkt einer steigenden Gatespannung entgegen, und reduziert damit dI/dt am jeweils schnellsten Transistor. Achtung auf die Verlustleistung dieses Widerstandes.
Sinnvoller ist jedoch das Design hinsichtlich parasitäer Induktivitäten und Kapazitäten zu prüfen und ggf zu optimieren.
{{Absatz}}

== Kühlung der Leistungshalbleiter ==
''Anmerkung: Sollte ein Kenner dieses Thema (Falk?) die Zeit und Muse haben diesen Teil des Artikels '''sinnvoll''' in den wirklich schon guten Artikel [[Kühlkörper]] zu integrieren und hier zu verlinken, wäre ich dankbar ;-) die Zeit dafür habe ich im Moment nicht'' --[[Benutzerseite:Powerfreak|Powerfreak]]

Beim Betrieb von Leistungshalbleitern wird Wärme erzeugt. Dies geschieht sowohl im eingeschalteten Zustand, als auch bei jedem Ein- und Ausschalten.
Um eine Überhitzung und damit eine Zerstörung des Bauteiles zu verhindern muss diese Wärmeenergie entsprechend abgeführt werden. Ab einer Verlustleistung von ca. 1W ist es nicht mehr ausreichend wenn das Bauteil diese Energie nur abstrahlt, bzw. über Leitungen abführt. Am häufigsten werden diese Bauteile auf einen [[Kühlkörper]] geschraubt oder geklemmt, selten geklebt.

Sowohl die Oberfläche des Kühlkörpers als auch des wärmeerzeugende Bauteiles sind nicht eben und weisen eine gewisse Rauhigkeit auf. Dies bedeutet, dass sich die zwei Oberflächen nur punktuell berühren (meist nur mit wenigen Prozent der Gesamtfläche) und nicht auf der gesamten Fläche, für eine wirklsame Kühlung ist "Fläche" jedoch das "A und O".

Luft hat eine sehr schlechte Wärmeleitfähigkeit und die Luft, die zwischen den zwei Oberflächen liegt, verhindert eine Wärmeleitung zwischen den zwei Teilen sehr effektiv. Als Daumenwert kann man sagen, dass 1µm Luft in etwa einem absoluten Wärmewiderstand von ca. 1K/W entspricht... jedoch wird es sich nur in den seltensten Fällen nur um einen Mikrometer handeln, sondern meistens deutlich mehr.

=== Wärmeleitmaterialien ===
Diese Materialien verbessern die thermische Anbindung zwischen einem Bauteil, das Wärme erzeugt, und dem Bauteil, das diese Wärme durch Wärmeleitung in ein Kühlmittel (Luft oder Wasser) abführt. Diese Materialien werden zwar "Wärmeleit" -Folie bzw. -Paste genannt, leiten die Wärme jedoch nicht besonders gut...aber immer noch um mindestens den Faktor 100 besser als Luft... und genau das ist der Grund, warum diese verwendet werden müssen. (Kupfer leitet Wärme um den Faktor 15400 besser als Luft) Die Pasten enthalten meist Öle bzw. Wachse und Fette als Bindemittel und zur besseren Wärmeleitung Metalloxide bzw. Metall- oder Kohlenstoffpartikel als wärmeleitende Füllstoffe.
Der "''vielfach'' punktuelle" Kontakt von Bauteil und Kühlkörperoberfläche ist für eine optimale Anbindung sehr wichtig, da über diese kleinsten Kontaktpunke sehr viel Energie abgeführt werden kann. Daher ist es bei Verwendung von Paste essentiell, die Paste "möglichst dünn" aufzutragen - gegebenenfalls mit z.B. einem Stahllineal abzuziehen - und den restlichen Überschuß, der den direkten Kontakt von Bauteil und Kühlkörper möglicherweise verhindern könnte, sorgfältig herauszupressen. Die Paste soll nur die Luft dazwischen ersetzen, und nicht eine durchgehende Schicht erzeugen(!).

Besondere Beachtung finden die Wärmeleitfolien, die auf beiden Seiten eine thermisch leitfähige, wachsartige Beschichtung aufweisen. Diese Beschichtung schmilzt unter Wärmeeinwirkung auf und füllt die Spalten zwischen den Oberflächen besonders gut. Folien dieser Art werden ''Phase Change Material'' genannt. Auf Grund der Tatsache, daß das Material aufschmilzt, ist es erforderlich nach dem ersten Schmelzprozess den ursprünglich Anpressdruck des Bauteiles auf dem Kühlkörper durch nachspannen wieder herzustellen. Achtung: ''Vor'' dem Aufheizen und Nachspannen hat die Wärmeleitfähigkeit noch nicht die möglichen Minimalwerte erreicht. Zum Teil ist die Wärmeanbindung noch um Faktoren schlechter, daher beim ersten Einschalten noch nicht voll belasten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von verschiedenen Materialien:

:{| class="wikitable" style="width:40em"
|-
! style="width:8em" | Material
! style="width:10em" | Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)]
! Kommentar
|-
|Kupfer || 370 || schwankt zwischen ca. 350..400
|-
|Aluminium || 220 ||
|-
|Stahl || 50 || hochlegierte Stähle <20
|-
|Eisen || 80||
|-
|Silber || 430 ||
|-
|Zinn || 67 ||
|-
|Blei || 35||
|-
|Wärmeleitpaste || 3..10 || viele verschiedene Sorten verfügbar
|-
|Luft || 0,024 ||
|-
|Wasser || 0,6||
|-
|Öl || 0,15||
|-
|}

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Isolierfolien. Wenn jemand gute und bezahlbare Folien findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|WÄRMELEITFOL.86/82 ROT ||6,5 ||100×;100×0,25mm || C|| 14€
|-
|}
;Hinweis: Die Wärmeleitfähigkeit von Folien bezieht sich ausschließlich auf die Folie selbst. Selbst unter besten Bedingungen wird man die genannten Werte nicht erreichen, da durch den Übergang vom Bauteil in die Folie und von dort in den Kühlkörper ein zusätzlicher Wärmewiderstand entsteht. Eine Verschlechterung von ca. 30% oder mindestens 0,5K/W bei einem TO220-Bauteil ist zu erwarten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Wärmeleitpasten. Wenn jemand gute und bezahlbare Pasten findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|Artic Silver ||8,9 || 3,5g || C || 13,95€
|-
|Standard Pasten auf Silikonbasis ||3,0|| 3g..150g|| C / Rei / ... || wenige €/g
|-
|}

Montagerichtlinien:
Die so beliebten Bohrungen in eine blanken Kühlfahne des Transistors wie z. B. beim TO-220 Gehäuse suggerieren eine fantastisch einfache Montierbarkteit. Wird die Schraube aber nur ein klein wenig zu fest angezogen, verformt sich das Kupfer der Kühlfahne und sorgt dafür, dass sich der Kunststoff umpresste Teil des Transistors ein klein wenig abhebt. Dies hat eine deutlich schlechtere Wärmeanbindung zur Folge. Die isolierte Bohrung bei vollständig umspritzten – nicht zu verwechseln mit auch auf der Rückseite isolierten – Bauteilen umgeht dieses Risiko, genauso wie der nachfolgende Montagevorschlag.
* Bei hohen Verlustleistungen ist zu empfehlen, das Bauteil gegenüber der Stelle aufzupressen, an der die Verlustleistung entsteht, also direkt auf dem Kunststoff des Transistors über dem Chip.
* Werden mehrere Bauteile parallel auf dem Kühlkörper montiert sollte zwischen den Bauteilen ''mindestend'' soviel Abstand vorgesehen werden, wie die Breite des Bauteiles beträgt. Dies vermindert die gegenseitige, thermische Beeinflussing der Bauteile und ermöglicht eine bessere Wärmeabfuhr
* Zur Montage mehrerer Bauteile eignet sich eine Metallschiene die direkt auf den Kunststoff drückt sehr gut. Zwischen ''jedem'' Bauteil ist ein Verschraubungspunkt vorzusehen, damit jedes Bauteil gleichmäßig aufgedrückt wird.
* Vor dem Aufbringen der Paste/Folie sowohl Bauteil als auch Kühlkörper mit Alkohol reinigen.
* Die Wärmeleitwerte für eine Paste beziehen sich auf eine meist nicht genannte aber trotzdem ''minimale'' Schichtdicke. Diese gelingt relativ reproduzierbar, wenn die Paste mit einem flachen Gegenstand (Rasierklinge, Lineal, ...) aufgebracht, verteilt und vorsichtig abgezogen wird, sodass nur eine ''dünne'' Schicht auf dem [[Kühlkörper]] verbleibt. Dies erfordert einige Übung. Paste aufhäufeln, Bauteil eindrücken und befestigen erzielt bei weitem nicht die optimale Kühlleistung.
{{Absatz}}

== Zusätzliche Hinweise ==
Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.
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== Siehe auch ==

* [[Mosfet-Übersicht]]
* [http://www.mikrocontroller.net/articles/H-Br%C3%BCcken_%C3%9Cbersicht Übersicht H-Brücken]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[Treiber]]

== Links ==

* [https://www.youtube.com/user/sambenyaakov/videos Prof. Sam Ben-Yaakov], viele Videos zu Themen der Leistungselektronik (englisch)

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:!Hauptkategorie]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Leistungselektronik

2022-02-21T09:29:37Z

Powerfreak: /* Begriffsdefinitionen */

Dieser Artikel ist der Einstiegspunkt zu einer Reihe von weiteren Beiträgen, die alle das Thema "Leistungselektronische Systeme" als Hintergrund besitzen. Weiterführende Details und Ergänzungen findet man in den verlinkten Artikeln wie [[IGBT]], [[FET]], [[TRIAC]], [[Kühlkörper]], [[Treiber]], [[Zwischenkreiskapazität]], [[Mosfet-Übersicht]].

In diesem Artikel geht es hauptsächlich darum einen Überblick über das "System" zu schaffen und diverse Grundlagen und Begriffe zu definieren.

== Was versteht man unter "Leistungselektronik"? ==
Unter dem Begriff "Leistungselektronik" versteht man alles, was mit Steuerung, Umformung oder dem Schalten von elektrischer Energie mit elektronischen Bauelementen zu tun hat. Dies beginnt bereits bei wenigen 100mA und wenigen Volt, reicht aber bis zu mehreren 100kV und mehreren 1000A. Bei kleineren Spannungen und Strömen besteht die Herausforderung nicht in den absoluten Werten selbst, sondern in der Umformung mit einem besonders hohen Wirkungsgrad und mit möglichst geringen EMV-Abstrahlungen.

Leistungselektronik bzw. leistungselektronische Systeme bestehen immer aus einem Steuerungs- bzw. Regelteil, und dem Leistungsteil selbst. Dieses Leistungsteil - oft auch als "Leistungselektronik" bezeichnet - besteht selbst wieder aus mehreren Komponenten, die aber '''immer''' aufeinander abgestimmt sein müssen.

== Sicherheitsvorkehrungen ==
Jeder der in diesem Bereich arbeitet muss sich über die Gefahren, die von hohen Spannungen (ab 50V_ac und ca. 60V_dc {offiziell 120V_dc}), hohen Strömen oder hohen Energien (z.B. aus einem Kondensator) ausgehen, informieren und entsprechende Sicherheitsvorkehrungen treffen.
Ab ca 12V zündet ein Lichtbogen und verlischt anschließend.
Ab ca. 20V bleibt ein Lichtbogen nach der Zündung stehen, bis die Spannung unter die Lichtbogenbrennspannung - die abhängig von der Lichtbogenlänge ist - fällt.
Auch bei einer einmaligen Entladung (z.B. aus einem Kondensator) kann so viel Energie in dem Brennmoment enthalten sein, daß flüssiges Metall durch die Gegend geschleudert wird.
Die Verwendung eines Trenntrafos und einer Schutzbrille - letzteres speziell für Messungen mit dem Oszi direkt am Testobjekt - sollte auch schon bei geringen Leistungen zur Standardausrüstung gehören, bei größeren Leistung auch ein Gehörschutz.

== Bestandteile eines leistungselektronischen Systems ==
Zum Leistungsteil gehören immer:
# Leistungshalbleiter ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]])
# Kühlung für den Leistungshalbleiter über [[Kühlkörper]]
# [[Zwischenkreiskapazität]]
# Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter
# Ansteuerschaltung = [[Treiber]]
# Spannungsversorgung für den Treiber
# Überwachungs- und Abschaltvorrichtung

Optional können noch eine separaten HS-Energieversorgung, ein Strom- bzw. Spannungssensor, sowie ggf. eine Potentialtrennung der Ansteuersignale von der Regeleineheit zum Treiber mit dazugehören.

'''Warum sind diese Komponenten immer Bestandteil einer leistungselektronischen Anwendung, und auf was ist zu achten?'''

=== Leistungshalbleiter ===
Der Leistungshalbleiter selbst ist der eigentliche Schalter. Hier gibt es verschiedene Typen/Arten von Halbleitern, die wichtigsten werden in den entsprechenden Kapiteln ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]]) genau erläutert.
Als kleine Zusammenfassung kann gesagt werden, daß sich ''nicht abschaltbare'' Bauteile wie TRIACs normalerweise ausschließlich für das Schalten von Wechselstrom (AC) eignen, und ''abschaltbare'' Bauteile wie [[FET]] und [[IGBT]] ihre Stärken bei Gleichstrom (DC) ausspielen. Si-FETs werden meist für Spannungen bis zu ca. 200V, und schnelles und häufiges Schalten >30..50kHz eingesetzt. IGBTs hingegen sind für Schaltfrequenzen bis zu typisch 10..12kHz, (selten bis zu 30kHz) und für Spannungen größer ca. 150V optimal eingesetzt. (FETs und IGBTs können auch schneller schalten, jedoch sinkt dann der Wirkungsgrad.) Mit den seit wenigen Jahren verfügbaren SIC-FETS (Siliziumcarbid) steigt die sinnvoll nutzbare Spannung auf bis zu 450V bzw. 800V (REI*: UJ3C065030K3S SiC-Kaskode-FET, 650V, 85A, Rdson 0,027R , TO-247-3L bzw. UF3C120040K3S SiC-Kaskode-FET, 1200V, 65A, Rdson 0,035R , TO-247-3L für ca. 26€ bzw. 35€ [Feb22]).

Vom FET existieren im Bereich Leistungselektronik zwei Haupttypen, der N-Kanal- und der P-Kanal FET. Details im entsprechenden Kapitel nur soviel Vorweg: Bei Anwendungen über ca. 30-40V oder mit hohen Strömen ist es sowohl bezüglich Kosten, als auch bezüglich Verluste und Auswahlmöglichkeiten sinnvoll zu prüfen, ob ein N-Kanal Typ mit seiner etwas aufwändigeren Ansteuerung bzw. Energieversorgung nicht doch Sinn macht. In industriellen Anwendungen wird der P-Kanal Typ auf Grund der etwas höheren Kosten bzw. des schlechteren RdsON nur relativ selten verwendet.
-

=== Kühlung für den Leistungshalbleiter ===
Leider läßt sich Energie nicht zu 100% verlustfrei konvertieren. Diese Verluste werden hauptsächlich in Form von Wärme abgestrahlt. Damit der (teure) Leistungshalbleiter die gewünschte Lebensdauer erreicht bzw. nicht überhitzt und damit zerstört wird, muß die Verlustenergie in irgend einer Art und Weise über einen [[Kühlkörper]] abgeführt werden.

Nur zum Vergleich: Eine 17cm durchmessende Herdplatte mit einer Leistung von 1000W hat eine Leistungsdichte von ca. 4,5W/cm². In unseren PCs - zur Kühlung der CPU - sind 50..70W/cm² übliche Werte. Die meisten Applikationen mit Leistungshalbleitern übersteigen die Leistungsdichte unserer Herdplatten bei weitem.

Diese Kühlung von nennenswerten Leistungen erfolgt fast ausschließlich durch Wärmeleitung und immer auch in Form von Wärmestrahlung. Bei sehr kleinen Verlustleistungen und hohen Temperaturdifferenzen vom Halbleiter zur Umgebungsluft ist die Ableitung durch Abstrahlung in die Luft (natürliche Konvektion) und Ableitung durch Wärmeleitung in die Platine ohne einen zusätzlichen Kühlkörper oft ausreichend. In Datenblättern findet man 50..75 K/W (ja = junction to ambient) vom Halbleiter zur Umgebungsluft, was bedeutet, daß man ca. 1W ohne Kühlkörper abführen könnte, da sich der Kühlkörper pro Watt um die genantnen 50..75K erwärmt. Für höhere Leistungen muß der Halbleiter auf einen Luftkühler z.B. [[Kühlkörper]] bzw. bei höchsten Leistungsdichten auf einem Wasserkühler montiert werden. Dies wird genauer im Kapitel "Kühlung von Leistungshalbleitern" beschrieben.

=== Zwischenkreiskapazität ===
Die [[Zwischenkreiskapazität]] ist der Energiepuffer der Anwendung, und muß mindestens ein Umschalten der Leistungsendstufe puffern können.
Jede Leitung/Verbindung stellt eine Induktivität dar. Die Energiequelle ist in 99,9% aller Fälle nicht ''direkt'' an der Leistungselektronik, sondern über je eine Induktivität in Hin- und Rückleitung, mit dem Schalter verbunden. Daher ist technisch gesehen die Quelle "weit" von der Last entfernt. Diese Induktivitäten führen sowohl zu einem Spannungseinbruch beim EINschalten, aus auch zu einer Spannungsüberhöhung beim AUSschalten, und genau '''dies''' muß durch den Zwischenkreis minimiert werden.
Die Zwischenkreiskapazität dient also der Kompensation der Leitungsinduktivitäten.
Die Anbindung des Kondensators mit ''geringst möglichen Abstand'' zum Leistungsschalter - d.h. mit geringst möglicher Induktivität - ist entscheidend über die Funktion der Leistungselektronik. Je besser diese Anbindung, desto näher kann man mit der Spannungsfestigkeit des Leistungsschalters an die maximale Spannung der Energiequelle heran. Anders gesagt: Die Spannungsreserve ist umgekehrt proportional zum technischen Niveau des Entwicklers ;-).

=== Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter ===
Da eine zu hohe Leitungsinduktivitäten zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensatoren beim Schaltbetrieb zu hohen Spannungsspitzen führt - die gegebenenfalls den Leistungshalbleiter zerstört - muss der Abstand und damit die ''Induktivität'' zwischen Zwischenkreiskondensator und Halbleiter so kurz wie möglich gehalten werden. Natürlich ist dies nicht immer optimal möglich, daher sind Möglichkeiten wie verdrillen von + und GND sowie das Parallelschalten von mehreren, gegeneinander isolierten Litzen mit geringerem Durchmesser oft sinnvoll. An dieser Stelle ist ein technisch optimales Design die erste Priorität, und erst dann Bauraum oder Kosten. Aus diesem Grund ist diese so simpel kingende Verbindung zwischen Zwischenkreis und Leistungsschalter hier als separates Bauteil aufgeführt

=== Ansteuerschaltung = Treiber ===
Um den Leistungshalbeiter kontrollieren zu können ist eine Ansteuerschaltung, der [[Treiber]], erforderlich. Der Treiber hat die Aufgabe das Ansteuersignal mit Logikpegel zum Schalten des Leistungshalbleiters umzusetzen. Hierbei sind verschiedene Anforderungen einzuhalten. Das Ansteuersignal besitzt einen fast beliebigen Logikpegel und könnte eine beliebige Flankensteilheit aufweisen. Gängige Treiber-ICs verfügen also über einen weiten Eingansspannungsbereich - z.B. 3-15V - und einer Schmidt-Trigger Funktionalität um das Signal aufzubereiten. Des Weiteren darf ein GND-Versatz von einigen, wenigen Volt zwischen Ansteuer-Controller und Leistungs-Ground - der von hohen Strömen hervorgerufen wird - nicht zu plötzlichen und ungeplanten Umschaltungen - oder zur Verhinderung von Umschaltungen - führen. Dieser Ground-Versatz ist übrigens eine der häufigsten "Herausforderungen" im Schaltungsdesign von Leistungeelektronik. Die wichtigste Aufgabe des Treibers ist jedoch das Ein- und Ausschalten des Leistungshalbleiters innerhalb einer definierten Zeit. Dazu muss der Treiber den zum Schalten erforderlichen Strom liefern können, und dies auch noch auf dem Potential, das der Leistungshalbleiter benötigt.
Damit der [[Treiber]] diese Aufgabe erfüllen kann, benötigt er die zum Schalten erforderliche Energiemenge. Diese Energie wird normalerweise aus einer anderen Quelle als der Leistungsstromversorgung bezogen und sinnvollerweise in einem Keramikkondensator gespeichert. Ist nur eine Quelle vorhanden ist auf eine gute Entkopplung der Treiberspannungsversorgung von der Leistungsquelle zu sorgen, z.B. durch einen Vorwiderstand von wenige Ohm und einem schnellen Kondensator, gegebenenfalls auch gestaffelt.
{{Absatz}}

=== Spannungsversorgung für den Treiber ===
Die Energieversorgung für die Ansteuerschaltung muss normalerweise eine geringe, durchschnittliche Energiemenge zur Verfügung stellen. Die Impulsbelastung ist jedoch entsprechend hoch, da sich der Treiber im Moment des Umschaltens einen entsprechend großen "Schluck" genehmigt. Details zum Energiebedarf siehe Artikel [[Treiber]].
Die Energie kann über je einen potentialfreien DCDC-Converter pro Schalter oder auch für LS-Schalter auf GND bezogen, und für HS-Schalter mittels Ladungspumpe (Aufladen eines Pufferkondensators auf HS-Ebene über eine Diode sobald der LS-Schalter einschaltet) zur Verfügung gestellt werden. Hier jedoch ist kein "Dauer-Ein" möglich, da der HS-Pufferkondensator nach einer berechenbaren Zeit nicht mehr genug Energie beinhaltet und gegebenenfalls unkontrolliert abschaltet
{{Absatz}}

=== Überwachungs- und Abschaltvorrichtung ===
Der Aufbau eines Leistungsteiles (siehe oben) ist meist recht aufwändig, und auch wenn man weiß was man tut können Fehler passieren. Das Ergebnis eines Fehlers oder eine kleinen Unachtsamkeit sind oft zuerstörte Leistungshalbleiter und einige defekte Bauteile in der Treiberschaltung, zu deren Suche und Austausch man wieder viel Zeit verschwenden muss.
Eine schnelle Meßvorrichtung zur sicheren Erkennung von Überspannung und -strom ist mit vergleichsweise geringem finanziellen Aufwand, aber am Anfang mit größerem zeitlichen Aufwand verbunden... aber es zahlt sich aus. Spätestens nach dem dritten Satz an Bauteilen fängt man an nachzudenken.
Empfehlenswert ist also eine Spannungemessung (Spannungsteiler für Betriebsspannung und Z-Diode für Referenz)
und eine Strommessung. Für einphasige Lasten genügt zur Strommessung ein kleiner induktivitätsarmer Shuntwiderstand im GND Rückleiter zwischen Schalter und Zwischenkreiskapazität, damit ist die Überstromabschaltung also GND-Bezogen. Der Shunt muss immer sehr niederohmig sein, damit die Verluste im Meßwiderstand überschaubar bleiben, und der GND-Versatz im Rahmen. Der Spannungsabfall an diesem Shunt wird dann mit einem OP verstärkt, und genau wie das Signal der Überspannung je einem schnellen Komparator (z.B. LM311, 100ns) zugeführt. Hier sind Abschaltzeiten von wenigen µs machbar. Aber Achtung auf die Überspannung durch Lastinduktivität oder parasitären Induktivitäten, denn je nach Abschaltgeschwindigkeit kann man sich das Leistungsteil auch dadurch zerstören, also ggf. bei kurzer Reaktionsgeschwindigkeit von z.B. <500ns langsam 'AB'schalten z.B. innerhalb von 10µs. (dU=-L*Di/dt)
Details zur Überspannungs- und Überstromabschaltung folgen zu gegebener Zeit.
Achtung: diese Abschaltungen müssen über ein Latch gespeichert, und der abgeschaltene Zustand gehalten werden, sonst erfolgt nach wenigen µs gleich wieder ein Zuschlalten auf einen vorhandenen Fehler.
{{Absatz}}

== Schaltungstopologien ==
In diesem Kapitel werden die am häufigsten verwendeten Schaltungstopologien in der Leistungselektronik dargestellt, und kurz besprochen:

[[Bild:Beispiel_Schaltungstopologien.png|miniatur|left|900px|Darstellung der wichtigsten Schaltungstopologien]]

;Low-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit der Versorgungsspannung verbunden. Der Treiber kann hier zwar direkt an GND geschaltet werden, jedoch ist bis zum Verbindungspunkt auf eine strikte Trennung zwischen Leistungs-GND und Signal-GND, genauso wie an möglichst direkte Anbindung an den Bezugspunkt (direkt an Source bzw. Emitter) zu achten.

;High-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit GND verbunden. Hier wird der Treiber nicht mit GND verbunden, jedoch trotzdem möglichst direkt mit der Source/Emitter des Bauteiles. Die Energieversorgung für den HS-Treiber erfolgt entweder über Bootstrap, oder über einen isolierten DCDC Wandler. Diese Art eines Schalters findet sehr häufig Anwendung z.B. im Kfz, da dort GND praktisch überall vorhanden ist, und keinen separaten Rückleiter erfordert.

;Halbbrücke: Eine Kombination aus LS-Schalter und HS-Schalter, die an der Verbindungsstelle zwischen LS- und HS-Schalter einen gemeinsamen Anschluß, den "Mittelpunkt" aufweist. Dadurch ist es möglich die Last entweder mit der Energiequelle, oder mit der Leistungs-GND zu verbinden. Besonders wichtig ist hier, daß zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes eine minimale Zeit vergehen muß. Diese Zeit muss absolut sicherstellen, daß zu keinem Zeitpunkt BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;H-Brücke: Zwei Halbbrücken mit gleicher Energiequelle. Die Last ist hier zwischen den beiden Mittelpunkten der Halbbrücken geschaltet, und kann dadurch sowohl in der eine, als auch in der andere Richtung durchflossen werden. Diese Anordnung wird oft verwendet um DC-Motoren zu steuern, und die Richtung zu wählen. Bezüglich der Treiber ist zu beachten, daß die beiden HS-Treiber jeweils eine getrennte Stromversorgung erfordern, was durch Bootstrap automatisch gegeben wäre. Das Bezugspotential der LS-Schalter ist zwar - wenn beim Design berücksichtigt - halbwegs gleich, der Sourceanschluß des linken HS-FETs liegt jedoch im Wechsel mit dem Sourceanschluß des rechten HS-FETs abwechslend auf GND und der Ausgangsspannung der Energiequelle. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke.

;Vollbrücke: Drei Halbbrücken mit gemeinsamer Leistungsquelle die eine dreiphasige Last - meist einen Motor - ansteuern. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke oder der H-Brücke.

Eines haben diese Schaltungsanordnungen gemeinsam: Durch PWM kann die fliesende Leistung (fast) stufenlos zwischen 0% und 100% geregelt werden. Bei einer 8-Bit PWM z.B. in 256 Stufen.
{{Absatz}}

== GND ist nicht gleich GND ==
So mancher kennt vermutlich das Problem einer Mikrocontrollerschaltung mit einem AD-Wandler. Wenn das Ergebnis der AD-Wandlung noch halbwegs der Realität entsprechen soll, dann müssen einige Vorsichtsmaßnahmen ergriffen werden, damit z.B. etwaige Negative- oder Überspannungen aus diesem oder parallelen Kanälen die Potentiale über die internen Klemmdioden nicht verschieben, und damit jegliche Genauigkeit verhindert. Neben der Abschirmungsproblematik ist es auch sinnvoll auf eine sorgfältige Trennung von Analog-GND zu Digital-GND zu achten. (Jaa Hubert L., aber hier reicht es noch ;-) )
Natürlich gibt es vielfältige Maßnahmen dies sicherzustellen, das zu diskutieren bzw. die "Beste Lösung" zu finden ist jedoch nicht Ziel dieses Artikels.

Ein sehr ähnliches Problem gibt es hier im Leistungsteil mit der Signal-GND (Signal vom und zum Treiber) und der Leistungs-GND (Hauptstrompfad).
Diese zwei GNDs (Signal-GND vom Treiber und Leistungs-GND vom Halbleiter) dürfen nur an einem Punkt miteinander verbunden werden, und zwar direkt am Anschlußpunkt von Source bzw. Emitter des Leistungsbauteiles selbst. In den Stromlaufplänen oben und denen des Artikels "Treiber" wird auffallen, daß der GND Anschluß des Treibers nicht irgendwo an Leistungs-GND angebunden ist, sondern möglichst direkt am Halbleiter.

Der Grund ist sehr einfach erklärt: '''GND-Versatz.'''

Hier geht es jetzt nicht um den ohmschen d.h. statisch, dem Strom folgenden, Spannungsabfall zwischen Source bzw. Emitter und dem Verbindungspunkt der beiden GNDs, sondern um den dynamischen durch die Induktivität von ein paar '''ZENTIMETER''' Leitung. Dieser Spannungsabfall steht dann nicht mehr zur Verfügung, um den [[FET]] / [[IGBT]] anzusteuern, da er der U_GS entgegen wirkt. {{Absatz}}
Bezüglich "ohmscher Anteil": bei 500A und 1mOhm sind das nur 0,5V, eigentlich vernachlässigbar, und ein guter Entwickler läßt sowieso etwas Luft.
Nehmen wir jetzt aber den induktiven Spannungsabfall, den wir gemäß dU = -L * dI / dt berechnen.
Drei Zentimeter Leiterbahn haben eine Aufbau abhängige parasitäre Induktivität von ca. 20..30nH.
Werden 125A in 250ns geschaltet bedeutet dies eine Stromsteilheit von 500A/µs. (Auch 6..10kA/µs sind keine Seltenheit!). Bei 500A/µs und 20nH entsteht in ''drei Zentimeter'' Leiterbahn bei ''jedem'' Schalten eine Selbstinduktionsspannung von -20nH·500A/1µs = ''-10V.''
Was das bedeutet, wenn die GS-Ansteuerspannung ''um'' 10V reduziert wird, kann sich sicher jeder denken, der Halbleiter schaltet überhaupt nicht mehr, bzw. schaltet nur sehr kurz und wird von dU wieder abgeschaltet. Des Weiteren verkraften die meisten, guten Treiber-ICs am Gateausgang eine Spannung von maximal 5V unter dem Bezugs-GND-Potential. Wird die Spannungsdifferenz etwas größer, tritt "magischer Rauch" aus, und wir brauchen wieder einen "neuen Timmy".

Das Thema der "parasitären Induktivitäten" begegnet uns wieder beim Thema ''"Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter"''. Dort tritt eine vergleichbare Stromsteilheit auf, die Induktivität der Verbindungen zwischen Kondensator und Leistungsschalter ist jedoch höchsten größer, aber nicht so einfach zu beheben wie bei der [[Treiber]]-GND durch Anschluss an der richtigen Stelle.
{{Absatz}}

== Begriffsdefinitionen ==
;Stromsteilheit: dI/dt = Änderung des Stromes über der Zeit z.B. 100A in 1µs = 100A/µs

;PWM: [[Pulsweitenmodulation]]: Durch Variation des Verhältnisses der Ein- und Ausschaltzeit entsteht bei gleicher Grundfrequenz ein Rechtecksignal mit variablem Verhältnis der Ein =1 zur Aus = 0 Zeit. Dies nennt man auch das "Tastverhältnis". Dieses Signal kann auch zur Leistungssteuerung verwendet werden, indem z.B. eine 1000W Heizung die auf 400W laufen soll zu 40% ein-, und zu 60% ausgeschaltet ist. Mit dieser Ansteuerung können beliebige Signalformen realisiert werden, sofern eine für die Schaltfrequenz geeignete Filterung erfolgt. Beim Motor (H-Brücke oder Vollbrücke) wird diese Filterung durch die Induktivität der Motorwicklung erreicht, sodaß der Strom nur mehr einen kleineren Stromrippel in etwa in Form eines Dreiecks aufweist.

;Tastverhältnis: Das Verhältnis t_ein / (t_ein + t_aus) bezeichnet man als Tastverhältnis. (engl. Duty Cycle, daher oft abgekürzt DC, Achtung: bitte nicht mit Direct Current = Gleichstrom verwechseln). Das Tastverhältnis ist eine Zahl zwischen '0' und '1'.

;Brückenkurzschluss: Siehe ''Querstrom''
;Querstrom: Dies wird meist verursacht durch gleichzeitiges oder überlappendes Schalten von HS- und LS-Schalter (oder einem defekten Schalter auf den "aufgeschaltet" wird). Moderne integrierte Treiber stellen durch eine intern erzeugte "Totzeit" sicher, daß dieser Fall des überlappenden Schaltens im Umschaltmoment nie eintritt. Bei einem Selbstbau-Treiber ist diese Funktionalität Pflicht. Gibt es diese "Totzeit" nicht, oder liegt in einem der Leistungshalbleiter ein Defekt vor steigt der Strom Aufgrund der geringen Induktivität in einem solchen Lastkreis leicht auf mehrere 1000A, und kommt einem Kurzschluß der Leistungsquelle gleich. Wird ein solcher Kurzschluß wie üblich schnell abgeschaltet, zerstören die dabei entstehenden Überspannungen die Schalter meist sofort.

Im Kleinleistungsbereich (Modellbau) lassen sich auch brückenkurzschluss-sichere Endstufen aus emittergekoppelten Komplementärtransistoren aufbauen. So ähnlich wie bei Lautsprecher-Endstufen. Stichwort: "Digitale Komplementärendstufe mit Potenzialversatz", dies bietet jedoch schaltungstechnisch keinen wirklichen Vorteil. Eine "echte" Treiberstufe mit Totzeit - egal ob diskret aufgebaut (Laufzeitverzögerung mit RC), mit RCD-Bestückung am Gate, oder im Treiber-IC integriert - ist "State of the Art".

== Parallelschalten von Leistungstransistoren==
FETs und IGBTs lassen sich relativ einfach parallelschalten, wenn ein paar wenige Grundsätze beachtet werden:
# Jeder Transistor bekommt einen eigenen Gate-Vorwiderstand bzw. eine eigene R||RD Beschaltung (Gatebeschaltung).
# Die Leistungsanbindung an Drain und Source – hier zählt "mOhm" und "nH" - wird symmetrisch aufgebaut, ähnlich einem "hydraulischen Abgleich" bei Heizungssystemen.
# Die Schleife "Kondensator — FET — Kondensator" wird minimiert.
# Die Gatebeschaltung wird möglichst nahe am Gate- und Source-Anschluß angebracht und bezüglich Induktivität (Leitungslänge)bis auf ca +/-20% symmetriert. Die Zuleitung zu den Gatebeschaltungen ist unkritisch''er''.
# Jedes Bauteil wird bezüglich Spannungsfestigkeit und Stromtragfähigkeit mit größerer Sicherheitsreserve als sonst üblich dimensioniert, denn trotz der hier genannten Maßnahmen können Asymmetrieen auftreten.

Sollten auf den Gateleitungen Schwingungen zu beobachten sein, kann es helfen, in ''jede'' Verbindung von Gatetreiber-Source zum Sourceanschluß des Schalters je einen Widerstand zu integrieren. Der Wert kann ist stark vom geschalteten Strom abhängig, und kann in erster Näherung so dimensioniert werden, daß an diesem Widerstand eine Spannung von ca. 1V abfällt. Dieser Spannungsabfall wirkt einer steigenden Gatespannung entgegen, und reduziert damit dI/dt am jeweils schnellsten Transistor. Achtung auf die Verlustleistung dieses Widerstandes.
Sinnvoller ist jedoch das Design hinsichtlich parasitäer Induktivitäten und Kapazitäten zu prüfen und ggf zu optimieren.
{{Absatz}}

== Kühlung der Leistungshalbleiter ==
''Anmerkung: Sollte ein Kenner dieses Thema (Falk?) die Zeit und Muse haben diesen Teil des Artikels '''sinnvoll''' in den wirklich schon guten Artikel [[Kühlkörper]] zu integrieren und hier zu verlinken, wäre ich dankbar ;-) die Zeit dafür habe ich im Moment nicht'' --[[Benutzerseite:Powerfreak|Powerfreak]]

Beim Betrieb von Leistungshalbleitern wird Wärme erzeugt. Dies geschieht sowohl im eingeschalteten Zustand, als auch bei jedem Ein- und Ausschalten.
Um eine Überhitzung und damit eine Zerstörung des Bauteiles zu verhindern muss diese Wärmeenergie entsprechend abgeführt werden. Ab einer Verlustleistung von ca. 1W ist es nicht mehr ausreichend wenn das Bauteil diese Energie nur abstrahlt, bzw. über Leitungen abführt. Am häufigsten werden diese Bauteile auf einen [[Kühlkörper]] geschraubt oder geklemmt, selten geklebt.

Sowohl die Oberfläche des Kühlkörpers als auch des wärmeerzeugende Bauteiles sind nicht eben und weisen eine gewisse Rauhigkeit auf. Dies bedeutet, dass sich die zwei Oberflächen nur punktuell berühren (meist nur mit wenigen Prozent der Gesamtfläche) und nicht auf der gesamten Fläche, für eine wirklsame Kühlung ist "Fläche" jedoch das "A und O".

Luft hat eine sehr schlechte Wärmeleitfähigkeit und die Luft, die zwischen den zwei Oberflächen liegt, verhindert eine Wärmeleitung zwischen den zwei Teilen sehr effektiv. Als Daumenwert kann man sagen, dass 1µm Luft in etwa einem absoluten Wärmewiderstand von ca. 1K/W entspricht... jedoch wird es sich nur in den seltensten Fällen nur um einen Mikrometer handeln, sondern meistens deutlich mehr.

=== Wärmeleitmaterialien ===
Diese Materialien verbessern die thermische Anbindung zwischen einem Bauteil, das Wärme erzeugt, und dem Bauteil, das diese Wärme durch Wärmeleitung in ein Kühlmittel (Luft oder Wasser) abführt. Diese Materialien werden zwar "Wärmeleit" -Folie bzw. -Paste genannt, leiten die Wärme jedoch nicht besonders gut...aber immer noch um mindestens den Faktor 100 besser als Luft... und genau das ist der Grund, warum diese verwendet werden müssen. (Kupfer leitet Wärme um den Faktor 15400 besser als Luft) Die Pasten enthalten meist Öle bzw. Wachse und Fette als Bindemittel und zur besseren Wärmeleitung Metalloxide bzw. Metall- oder Kohlenstoffpartikel als wärmeleitende Füllstoffe.
Der "''vielfach'' punktuelle" Kontakt von Bauteil und Kühlkörperoberfläche ist für eine optimale Anbindung sehr wichtig, da über diese kleinsten Kontaktpunke sehr viel Energie abgeführt werden kann. Daher ist es bei Verwendung von Paste essentiell, die Paste "möglichst dünn" aufzutragen, und den Überschuß, der den direkten Kontakt von Bauteil und Kühlkörper möglicherweise verhindern könnte, herauszupressen. Die Paste soll nur die Luft dazwischen ersetzen, und nicht eine durchgehende Schicht erzeugen(!).

Besondere Beachtung finden die Wärmeleitfolien, die auf beiden Seiten eine thermisch leitfähige, wachsartige Beschichtung aufweisen. Diese Beschichtung schmilzt unter Wärmeeinwirkung auf und füllt die Spalten zwischen den Oberflächen besonders gut. Folien dieser Art werden ''Phase Change Material'' genannt. Auf Grund der Tatsache, daß das Material aufschmilzt, ist es erforderlich nach dem ersten Schmelzprozess den ursprünglich Anpressdruck des Bauteiles auf dem Kühlkörper durch nachspannen wieder herzustellen. Achtung: ''Vor'' dem Aufheizen und Nachspannen hat die Wärmeleitfähigkeit noch nicht die möglichen Minimalwerte erreicht. Zum Teil ist die Wärmeanbindung noch um Faktoren schlechter, daher beim ersten Einschalten noch nicht voll belasten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von verschiedenen Materialien:

:{| class="wikitable" style="width:40em"
|-
! style="width:8em" | Material
! style="width:10em" | Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)]
! Kommentar
|-
|Kupfer || 370 || schwankt zwischen ca. 350..400
|-
|Aluminium || 220 ||
|-
|Stahl || 50 || hochlegierte Stähle <20
|-
|Eisen || 80||
|-
|Silber || 430 ||
|-
|Zinn || 67 ||
|-
|Blei || 35||
|-
|Wärmeleitpaste || 3..10 || viele verschiedene Sorten verfügbar
|-
|Luft || 0,024 ||
|-
|Wasser || 0,6||
|-
|Öl || 0,15||
|-
|}

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Isolierfolien. Wenn jemand gute und bezahlbare Folien findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|WÄRMELEITFOL.86/82 ROT ||6,5 ||100×;100×0,25mm || C|| 14€
|-
|}
;Hinweis: Die Wärmeleitfähigkeit von Folien bezieht sich ausschließlich auf die Folie selbst. Selbst unter besten Bedingungen wird man die genannten Werte nicht erreichen, da durch den Übergang vom Bauteil in die Folie und von dort in den Kühlkörper ein zusätzlicher Wärmewiderstand entsteht. Eine Verschlechterung von ca. 30% oder mindestens 0,5K/W bei einem TO220-Bauteil ist zu erwarten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Wärmeleitpasten. Wenn jemand gute und bezahlbare Pasten findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|Artic Silver ||8,9 || 3,5g || C || 13,95€
|-
|Standard Pasten auf Silikonbasis ||3,0|| 3g..150g|| C / Rei / ... || wenige €/g
|-
|}

Montagerichtlinien:
Die so beliebten Bohrungen in eine blanken Kühlfahne des Transistors wie z. B. beim TO-220 Gehäuse suggerieren eine fantastisch einfache Montierbarkteit. Wird die Schraube aber nur ein klein wenig zu fest angezogen, verformt sich das Kupfer der Kühlfahne und sorgt dafür, dass sich der Kunststoff umpresste Teil des Transistors ein klein wenig abhebt. Dies hat eine deutlich schlechtere Wärmeanbindung zur Folge. Die isolierte Bohrung bei vollständig umspritzten – nicht zu verwechseln mit auch auf der Rückseite isolierten – Bauteilen umgeht dieses Risiko, genauso wie der nachfolgende Montagevorschlag.
* Bei hohen Verlustleistungen ist zu empfehlen, das Bauteil gegenüber der Stelle aufzupressen, an der die Verlustleistung entsteht, also direkt auf dem Kunststoff des Transistors über dem Chip.
* Werden mehrere Bauteile parallel auf dem Kühlkörper montiert sollte zwischen den Bauteilen ''mindestend'' soviel Abstand vorgesehen werden, wie die Breite des Bauteiles beträgt. Dies vermindert die gegenseitige, thermische Beeinflussing der Bauteile und ermöglicht eine bessere Wärmeabfuhr
* Zur Montage mehrerer Bauteile eignet sich eine Metallschiene die direkt auf den Kunststoff drückt sehr gut. Zwischen ''jedem'' Bauteil ist ein Verschraubungspunkt vorzusehen, damit jedes Bauteil gleichmäßig aufgedrückt wird.
* Vor dem Aufbringen der Paste/Folie sowohl Bauteil als auch Kühlkörper mit Alkohol reinigen.
* Die Wärmeleitwerte für eine Paste beziehen sich auf eine meist nicht genannte aber trotzdem ''minimale'' Schichtdicke. Diese gelingt relativ reproduzierbar, wenn die Paste mit einem flachen Gegenstand (Rasierklinge, Lineal, ...) aufgebracht, verteilt und vorsichtig abgezogen wird, sodass nur eine ''dünne'' Schicht auf dem [[Kühlkörper]] verbleibt. Dies erfordert einige Übung. Paste aufhäufeln, Bauteil eindrücken und befestigen erzielt bei weitem nicht die optimale Kühlleistung.
{{Absatz}}

== Zusätzliche Hinweise ==
Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.
{{Absatz}}

== Siehe auch ==

* [[Mosfet-Übersicht]]
* [http://www.mikrocontroller.net/articles/H-Br%C3%BCcken_%C3%9Cbersicht Übersicht H-Brücken]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[Treiber]]

== Links ==

* [https://www.youtube.com/user/sambenyaakov/videos Prof. Sam Ben-Yaakov], viele Videos zu Themen der Leistungselektronik (englisch)

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:!Hauptkategorie]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Leistungselektronik

2022-02-21T09:27:28Z

Powerfreak: /* GND ist nicht gleich GND */

Dieser Artikel ist der Einstiegspunkt zu einer Reihe von weiteren Beiträgen, die alle das Thema "Leistungselektronische Systeme" als Hintergrund besitzen. Weiterführende Details und Ergänzungen findet man in den verlinkten Artikeln wie [[IGBT]], [[FET]], [[TRIAC]], [[Kühlkörper]], [[Treiber]], [[Zwischenkreiskapazität]], [[Mosfet-Übersicht]].

In diesem Artikel geht es hauptsächlich darum einen Überblick über das "System" zu schaffen und diverse Grundlagen und Begriffe zu definieren.

== Was versteht man unter "Leistungselektronik"? ==
Unter dem Begriff "Leistungselektronik" versteht man alles, was mit Steuerung, Umformung oder dem Schalten von elektrischer Energie mit elektronischen Bauelementen zu tun hat. Dies beginnt bereits bei wenigen 100mA und wenigen Volt, reicht aber bis zu mehreren 100kV und mehreren 1000A. Bei kleineren Spannungen und Strömen besteht die Herausforderung nicht in den absoluten Werten selbst, sondern in der Umformung mit einem besonders hohen Wirkungsgrad und mit möglichst geringen EMV-Abstrahlungen.

Leistungselektronik bzw. leistungselektronische Systeme bestehen immer aus einem Steuerungs- bzw. Regelteil, und dem Leistungsteil selbst. Dieses Leistungsteil - oft auch als "Leistungselektronik" bezeichnet - besteht selbst wieder aus mehreren Komponenten, die aber '''immer''' aufeinander abgestimmt sein müssen.

== Sicherheitsvorkehrungen ==
Jeder der in diesem Bereich arbeitet muss sich über die Gefahren, die von hohen Spannungen (ab 50V_ac und ca. 60V_dc {offiziell 120V_dc}), hohen Strömen oder hohen Energien (z.B. aus einem Kondensator) ausgehen, informieren und entsprechende Sicherheitsvorkehrungen treffen.
Ab ca 12V zündet ein Lichtbogen und verlischt anschließend.
Ab ca. 20V bleibt ein Lichtbogen nach der Zündung stehen, bis die Spannung unter die Lichtbogenbrennspannung - die abhängig von der Lichtbogenlänge ist - fällt.
Auch bei einer einmaligen Entladung (z.B. aus einem Kondensator) kann so viel Energie in dem Brennmoment enthalten sein, daß flüssiges Metall durch die Gegend geschleudert wird.
Die Verwendung eines Trenntrafos und einer Schutzbrille - letzteres speziell für Messungen mit dem Oszi direkt am Testobjekt - sollte auch schon bei geringen Leistungen zur Standardausrüstung gehören, bei größeren Leistung auch ein Gehörschutz.

== Bestandteile eines leistungselektronischen Systems ==
Zum Leistungsteil gehören immer:
# Leistungshalbleiter ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]])
# Kühlung für den Leistungshalbleiter über [[Kühlkörper]]
# [[Zwischenkreiskapazität]]
# Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter
# Ansteuerschaltung = [[Treiber]]
# Spannungsversorgung für den Treiber
# Überwachungs- und Abschaltvorrichtung

Optional können noch eine separaten HS-Energieversorgung, ein Strom- bzw. Spannungssensor, sowie ggf. eine Potentialtrennung der Ansteuersignale von der Regeleineheit zum Treiber mit dazugehören.

'''Warum sind diese Komponenten immer Bestandteil einer leistungselektronischen Anwendung, und auf was ist zu achten?'''

=== Leistungshalbleiter ===
Der Leistungshalbleiter selbst ist der eigentliche Schalter. Hier gibt es verschiedene Typen/Arten von Halbleitern, die wichtigsten werden in den entsprechenden Kapiteln ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]]) genau erläutert.
Als kleine Zusammenfassung kann gesagt werden, daß sich ''nicht abschaltbare'' Bauteile wie TRIACs normalerweise ausschließlich für das Schalten von Wechselstrom (AC) eignen, und ''abschaltbare'' Bauteile wie [[FET]] und [[IGBT]] ihre Stärken bei Gleichstrom (DC) ausspielen. Si-FETs werden meist für Spannungen bis zu ca. 200V, und schnelles und häufiges Schalten >30..50kHz eingesetzt. IGBTs hingegen sind für Schaltfrequenzen bis zu typisch 10..12kHz, (selten bis zu 30kHz) und für Spannungen größer ca. 150V optimal eingesetzt. (FETs und IGBTs können auch schneller schalten, jedoch sinkt dann der Wirkungsgrad.) Mit den seit wenigen Jahren verfügbaren SIC-FETS (Siliziumcarbid) steigt die sinnvoll nutzbare Spannung auf bis zu 450V bzw. 800V (REI*: UJ3C065030K3S SiC-Kaskode-FET, 650V, 85A, Rdson 0,027R , TO-247-3L bzw. UF3C120040K3S SiC-Kaskode-FET, 1200V, 65A, Rdson 0,035R , TO-247-3L für ca. 26€ bzw. 35€ [Feb22]).

Vom FET existieren im Bereich Leistungselektronik zwei Haupttypen, der N-Kanal- und der P-Kanal FET. Details im entsprechenden Kapitel nur soviel Vorweg: Bei Anwendungen über ca. 30-40V oder mit hohen Strömen ist es sowohl bezüglich Kosten, als auch bezüglich Verluste und Auswahlmöglichkeiten sinnvoll zu prüfen, ob ein N-Kanal Typ mit seiner etwas aufwändigeren Ansteuerung bzw. Energieversorgung nicht doch Sinn macht. In industriellen Anwendungen wird der P-Kanal Typ auf Grund der etwas höheren Kosten bzw. des schlechteren RdsON nur relativ selten verwendet.
-

=== Kühlung für den Leistungshalbleiter ===
Leider läßt sich Energie nicht zu 100% verlustfrei konvertieren. Diese Verluste werden hauptsächlich in Form von Wärme abgestrahlt. Damit der (teure) Leistungshalbleiter die gewünschte Lebensdauer erreicht bzw. nicht überhitzt und damit zerstört wird, muß die Verlustenergie in irgend einer Art und Weise über einen [[Kühlkörper]] abgeführt werden.

Nur zum Vergleich: Eine 17cm durchmessende Herdplatte mit einer Leistung von 1000W hat eine Leistungsdichte von ca. 4,5W/cm². In unseren PCs - zur Kühlung der CPU - sind 50..70W/cm² übliche Werte. Die meisten Applikationen mit Leistungshalbleitern übersteigen die Leistungsdichte unserer Herdplatten bei weitem.

Diese Kühlung von nennenswerten Leistungen erfolgt fast ausschließlich durch Wärmeleitung und immer auch in Form von Wärmestrahlung. Bei sehr kleinen Verlustleistungen und hohen Temperaturdifferenzen vom Halbleiter zur Umgebungsluft ist die Ableitung durch Abstrahlung in die Luft (natürliche Konvektion) und Ableitung durch Wärmeleitung in die Platine ohne einen zusätzlichen Kühlkörper oft ausreichend. In Datenblättern findet man 50..75 K/W (ja = junction to ambient) vom Halbleiter zur Umgebungsluft, was bedeutet, daß man ca. 1W ohne Kühlkörper abführen könnte, da sich der Kühlkörper pro Watt um die genantnen 50..75K erwärmt. Für höhere Leistungen muß der Halbleiter auf einen Luftkühler z.B. [[Kühlkörper]] bzw. bei höchsten Leistungsdichten auf einem Wasserkühler montiert werden. Dies wird genauer im Kapitel "Kühlung von Leistungshalbleitern" beschrieben.

=== Zwischenkreiskapazität ===
Die [[Zwischenkreiskapazität]] ist der Energiepuffer der Anwendung, und muß mindestens ein Umschalten der Leistungsendstufe puffern können.
Jede Leitung/Verbindung stellt eine Induktivität dar. Die Energiequelle ist in 99,9% aller Fälle nicht ''direkt'' an der Leistungselektronik, sondern über je eine Induktivität in Hin- und Rückleitung, mit dem Schalter verbunden. Daher ist technisch gesehen die Quelle "weit" von der Last entfernt. Diese Induktivitäten führen sowohl zu einem Spannungseinbruch beim EINschalten, aus auch zu einer Spannungsüberhöhung beim AUSschalten, und genau '''dies''' muß durch den Zwischenkreis minimiert werden.
Die Zwischenkreiskapazität dient also der Kompensation der Leitungsinduktivitäten.
Die Anbindung des Kondensators mit ''geringst möglichen Abstand'' zum Leistungsschalter - d.h. mit geringst möglicher Induktivität - ist entscheidend über die Funktion der Leistungselektronik. Je besser diese Anbindung, desto näher kann man mit der Spannungsfestigkeit des Leistungsschalters an die maximale Spannung der Energiequelle heran. Anders gesagt: Die Spannungsreserve ist umgekehrt proportional zum technischen Niveau des Entwicklers ;-).

=== Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter ===
Da eine zu hohe Leitungsinduktivitäten zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensatoren beim Schaltbetrieb zu hohen Spannungsspitzen führt - die gegebenenfalls den Leistungshalbleiter zerstört - muss der Abstand und damit die ''Induktivität'' zwischen Zwischenkreiskondensator und Halbleiter so kurz wie möglich gehalten werden. Natürlich ist dies nicht immer optimal möglich, daher sind Möglichkeiten wie verdrillen von + und GND sowie das Parallelschalten von mehreren, gegeneinander isolierten Litzen mit geringerem Durchmesser oft sinnvoll. An dieser Stelle ist ein technisch optimales Design die erste Priorität, und erst dann Bauraum oder Kosten. Aus diesem Grund ist diese so simpel kingende Verbindung zwischen Zwischenkreis und Leistungsschalter hier als separates Bauteil aufgeführt

=== Ansteuerschaltung = Treiber ===
Um den Leistungshalbeiter kontrollieren zu können ist eine Ansteuerschaltung, der [[Treiber]], erforderlich. Der Treiber hat die Aufgabe das Ansteuersignal mit Logikpegel zum Schalten des Leistungshalbleiters umzusetzen. Hierbei sind verschiedene Anforderungen einzuhalten. Das Ansteuersignal besitzt einen fast beliebigen Logikpegel und könnte eine beliebige Flankensteilheit aufweisen. Gängige Treiber-ICs verfügen also über einen weiten Eingansspannungsbereich - z.B. 3-15V - und einer Schmidt-Trigger Funktionalität um das Signal aufzubereiten. Des Weiteren darf ein GND-Versatz von einigen, wenigen Volt zwischen Ansteuer-Controller und Leistungs-Ground - der von hohen Strömen hervorgerufen wird - nicht zu plötzlichen und ungeplanten Umschaltungen - oder zur Verhinderung von Umschaltungen - führen. Dieser Ground-Versatz ist übrigens eine der häufigsten "Herausforderungen" im Schaltungsdesign von Leistungeelektronik. Die wichtigste Aufgabe des Treibers ist jedoch das Ein- und Ausschalten des Leistungshalbleiters innerhalb einer definierten Zeit. Dazu muss der Treiber den zum Schalten erforderlichen Strom liefern können, und dies auch noch auf dem Potential, das der Leistungshalbleiter benötigt.
Damit der [[Treiber]] diese Aufgabe erfüllen kann, benötigt er die zum Schalten erforderliche Energiemenge. Diese Energie wird normalerweise aus einer anderen Quelle als der Leistungsstromversorgung bezogen und sinnvollerweise in einem Keramikkondensator gespeichert. Ist nur eine Quelle vorhanden ist auf eine gute Entkopplung der Treiberspannungsversorgung von der Leistungsquelle zu sorgen, z.B. durch einen Vorwiderstand von wenige Ohm und einem schnellen Kondensator, gegebenenfalls auch gestaffelt.
{{Absatz}}

=== Spannungsversorgung für den Treiber ===
Die Energieversorgung für die Ansteuerschaltung muss normalerweise eine geringe, durchschnittliche Energiemenge zur Verfügung stellen. Die Impulsbelastung ist jedoch entsprechend hoch, da sich der Treiber im Moment des Umschaltens einen entsprechend großen "Schluck" genehmigt. Details zum Energiebedarf siehe Artikel [[Treiber]].
Die Energie kann über je einen potentialfreien DCDC-Converter pro Schalter oder auch für LS-Schalter auf GND bezogen, und für HS-Schalter mittels Ladungspumpe (Aufladen eines Pufferkondensators auf HS-Ebene über eine Diode sobald der LS-Schalter einschaltet) zur Verfügung gestellt werden. Hier jedoch ist kein "Dauer-Ein" möglich, da der HS-Pufferkondensator nach einer berechenbaren Zeit nicht mehr genug Energie beinhaltet und gegebenenfalls unkontrolliert abschaltet
{{Absatz}}

=== Überwachungs- und Abschaltvorrichtung ===
Der Aufbau eines Leistungsteiles (siehe oben) ist meist recht aufwändig, und auch wenn man weiß was man tut können Fehler passieren. Das Ergebnis eines Fehlers oder eine kleinen Unachtsamkeit sind oft zuerstörte Leistungshalbleiter und einige defekte Bauteile in der Treiberschaltung, zu deren Suche und Austausch man wieder viel Zeit verschwenden muss.
Eine schnelle Meßvorrichtung zur sicheren Erkennung von Überspannung und -strom ist mit vergleichsweise geringem finanziellen Aufwand, aber am Anfang mit größerem zeitlichen Aufwand verbunden... aber es zahlt sich aus. Spätestens nach dem dritten Satz an Bauteilen fängt man an nachzudenken.
Empfehlenswert ist also eine Spannungemessung (Spannungsteiler für Betriebsspannung und Z-Diode für Referenz)
und eine Strommessung. Für einphasige Lasten genügt zur Strommessung ein kleiner induktivitätsarmer Shuntwiderstand im GND Rückleiter zwischen Schalter und Zwischenkreiskapazität, damit ist die Überstromabschaltung also GND-Bezogen. Der Shunt muss immer sehr niederohmig sein, damit die Verluste im Meßwiderstand überschaubar bleiben, und der GND-Versatz im Rahmen. Der Spannungsabfall an diesem Shunt wird dann mit einem OP verstärkt, und genau wie das Signal der Überspannung je einem schnellen Komparator (z.B. LM311, 100ns) zugeführt. Hier sind Abschaltzeiten von wenigen µs machbar. Aber Achtung auf die Überspannung durch Lastinduktivität oder parasitären Induktivitäten, denn je nach Abschaltgeschwindigkeit kann man sich das Leistungsteil auch dadurch zerstören, also ggf. bei kurzer Reaktionsgeschwindigkeit von z.B. <500ns langsam 'AB'schalten z.B. innerhalb von 10µs. (dU=-L*Di/dt)
Details zur Überspannungs- und Überstromabschaltung folgen zu gegebener Zeit.
Achtung: diese Abschaltungen müssen über ein Latch gespeichert, und der abgeschaltene Zustand gehalten werden, sonst erfolgt nach wenigen µs gleich wieder ein Zuschlalten auf einen vorhandenen Fehler.
{{Absatz}}

== Schaltungstopologien ==
In diesem Kapitel werden die am häufigsten verwendeten Schaltungstopologien in der Leistungselektronik dargestellt, und kurz besprochen:

[[Bild:Beispiel_Schaltungstopologien.png|miniatur|left|900px|Darstellung der wichtigsten Schaltungstopologien]]

;Low-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit der Versorgungsspannung verbunden. Der Treiber kann hier zwar direkt an GND geschaltet werden, jedoch ist bis zum Verbindungspunkt auf eine strikte Trennung zwischen Leistungs-GND und Signal-GND, genauso wie an möglichst direkte Anbindung an den Bezugspunkt (direkt an Source bzw. Emitter) zu achten.

;High-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit GND verbunden. Hier wird der Treiber nicht mit GND verbunden, jedoch trotzdem möglichst direkt mit der Source/Emitter des Bauteiles. Die Energieversorgung für den HS-Treiber erfolgt entweder über Bootstrap, oder über einen isolierten DCDC Wandler. Diese Art eines Schalters findet sehr häufig Anwendung z.B. im Kfz, da dort GND praktisch überall vorhanden ist, und keinen separaten Rückleiter erfordert.

;Halbbrücke: Eine Kombination aus LS-Schalter und HS-Schalter, die an der Verbindungsstelle zwischen LS- und HS-Schalter einen gemeinsamen Anschluß, den "Mittelpunkt" aufweist. Dadurch ist es möglich die Last entweder mit der Energiequelle, oder mit der Leistungs-GND zu verbinden. Besonders wichtig ist hier, daß zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes eine minimale Zeit vergehen muß. Diese Zeit muss absolut sicherstellen, daß zu keinem Zeitpunkt BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;H-Brücke: Zwei Halbbrücken mit gleicher Energiequelle. Die Last ist hier zwischen den beiden Mittelpunkten der Halbbrücken geschaltet, und kann dadurch sowohl in der eine, als auch in der andere Richtung durchflossen werden. Diese Anordnung wird oft verwendet um DC-Motoren zu steuern, und die Richtung zu wählen. Bezüglich der Treiber ist zu beachten, daß die beiden HS-Treiber jeweils eine getrennte Stromversorgung erfordern, was durch Bootstrap automatisch gegeben wäre. Das Bezugspotential der LS-Schalter ist zwar - wenn beim Design berücksichtigt - halbwegs gleich, der Sourceanschluß des linken HS-FETs liegt jedoch im Wechsel mit dem Sourceanschluß des rechten HS-FETs abwechslend auf GND und der Ausgangsspannung der Energiequelle. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke.

;Vollbrücke: Drei Halbbrücken mit gemeinsamer Leistungsquelle die eine dreiphasige Last - meist einen Motor - ansteuern. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke oder der H-Brücke.

Eines haben diese Schaltungsanordnungen gemeinsam: Durch PWM kann die fliesende Leistung (fast) stufenlos zwischen 0% und 100% geregelt werden. Bei einer 8-Bit PWM z.B. in 256 Stufen.
{{Absatz}}

== GND ist nicht gleich GND ==
So mancher kennt vermutlich das Problem einer Mikrocontrollerschaltung mit einem AD-Wandler. Wenn das Ergebnis der AD-Wandlung noch halbwegs der Realität entsprechen soll, dann müssen einige Vorsichtsmaßnahmen ergriffen werden, damit z.B. etwaige Negative- oder Überspannungen aus diesem oder parallelen Kanälen die Potentiale über die internen Klemmdioden nicht verschieben, und damit jegliche Genauigkeit verhindert. Neben der Abschirmungsproblematik ist es auch sinnvoll auf eine sorgfältige Trennung von Analog-GND zu Digital-GND zu achten. (Jaa Hubert L., aber hier reicht es noch ;-) )
Natürlich gibt es vielfältige Maßnahmen dies sicherzustellen, das zu diskutieren bzw. die "Beste Lösung" zu finden ist jedoch nicht Ziel dieses Artikels.

Ein sehr ähnliches Problem gibt es hier im Leistungsteil mit der Signal-GND (Signal vom und zum Treiber) und der Leistungs-GND (Hauptstrompfad).
Diese zwei GNDs (Signal-GND vom Treiber und Leistungs-GND vom Halbleiter) dürfen nur an einem Punkt miteinander verbunden werden, und zwar direkt am Anschlußpunkt von Source bzw. Emitter des Leistungsbauteiles selbst. In den Stromlaufplänen oben und denen des Artikels "Treiber" wird auffallen, daß der GND Anschluß des Treibers nicht irgendwo an Leistungs-GND angebunden ist, sondern möglichst direkt am Halbleiter.

Der Grund ist sehr einfach erklärt: '''GND-Versatz.'''

Hier geht es jetzt nicht um den ohmschen d.h. statisch, dem Strom folgenden, Spannungsabfall zwischen Source bzw. Emitter und dem Verbindungspunkt der beiden GNDs, sondern um den dynamischen durch die Induktivität von ein paar '''ZENTIMETER''' Leitung. Dieser Spannungsabfall steht dann nicht mehr zur Verfügung, um den [[FET]] / [[IGBT]] anzusteuern, da er der U_GS entgegen wirkt. {{Absatz}}
Bezüglich "ohmscher Anteil": bei 500A und 1mOhm sind das nur 0,5V, eigentlich vernachlässigbar, und ein guter Entwickler läßt sowieso etwas Luft.
Nehmen wir jetzt aber den induktiven Spannungsabfall, den wir gemäß dU = -L * dI / dt berechnen.
Drei Zentimeter Leiterbahn haben eine Aufbau abhängige parasitäre Induktivität von ca. 20..30nH.
Werden 125A in 250ns geschaltet bedeutet dies eine Stromsteilheit von 500A/µs. (Auch 6..10kA/µs sind keine Seltenheit!). Bei 500A/µs und 20nH entsteht in ''drei Zentimeter'' Leiterbahn bei ''jedem'' Schalten eine Selbstinduktionsspannung von -20nH·500A/1µs = ''-10V.''
Was das bedeutet, wenn die GS-Ansteuerspannung ''um'' 10V reduziert wird, kann sich sicher jeder denken, der Halbleiter schaltet überhaupt nicht mehr, bzw. schaltet nur sehr kurz und wird von dU wieder abgeschaltet. Des Weiteren verkraften die meisten, guten Treiber-ICs am Gateausgang eine Spannung von maximal 5V unter dem Bezugs-GND-Potential. Wird die Spannungsdifferenz etwas größer, tritt "magischer Rauch" aus, und wir brauchen wieder einen "neuen Timmy".

Das Thema der "parasitären Induktivitäten" begegnet uns wieder beim Thema ''"Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter"''. Dort tritt eine vergleichbare Stromsteilheit auf, die Induktivität der Verbindungen zwischen Kondensator und Leistungsschalter ist jedoch höchsten größer, aber nicht so einfach zu beheben wie bei der [[Treiber]]-GND durch Anschluss an der richtigen Stelle.
{{Absatz}}

== Begriffsdefinitionen ==
;Stromsteilheit: dI/dt = Änderung des Stromes über der Zeit z.B. 100A in 1µs = 100A/µs

;PWM: [[Pulsweitenmodulation]]: Durch Variation des Verhältnisses der Ein- und Ausschaltzeit entsteht bei gleicher Grundfrequenz ein Rechtecksignal mit variablem Verhältnis der Ein =1 zur Aus = 0 Zeit. Dies nennt man auch das "Tastverhältnis". Dieses Signal kann auch zur Leistungssteuerung verwendet werden, indem z.B. eine 1000W Heizung die auf 400W laufen soll zu 40% ein-, und zu 60% ausgeschaltet ist. Mit dieser Ansteuerung können beliebige Signalformen realisiert werden, sofern eine für die Schaltfrequenz geeignete Filterung erfolgt. Beim Motor (H-Brücke oder Vollbrücke) wird diese Filterung durch die Induktivität der Motorwicklung erreicht, sodaß der Strom nur mehr einen kleineren Stromrippel in etwa in Form eines Dreiecks aufweist.

;Tastverhältnis: Das Verhältnis t_ein / (t_ein + t_aus) bezeichnet man als Tastverhältnis. (engl. Duty Cycle, daher oft abgekürzt DC, Achtung: bitte nicht mit Direct Current = Gleichstrom verwechseln). Das Tastverhältnis ist eine Zahl zwischen '0' und '1'.

;Brückenkurzschluss: Siehe ''Querstrom''
;Querstrom: Dies wird meist verursacht durch gleichzeitiges oder überlappendes Schalten von HS- und LS-Schalter (oder einem defekten Schalter auf den "aufgeschaltet" wird). Moderne integrierte Treiber stellen durch eine intern erzeugte "Totzeit" sicher, daß dieser Fall des überlappenden Schaltens im Umschaltmoment nie eintritt. Bei einem Selbstbau-Treiber ist diese Funktionalität Pflicht.
Gibt es diese "Totzeit" nicht, oder liegt in einem der Leistungshalbleiter ein Defekt vor steigt der Strom Aufgrund der geringen Induktivität in einem solchen Lastkreis leicht auf mehrere 1000A, und kommt einem Kurzschluß der Leistungsquelle gleich. Wird ein solcher Kurzschluß wie üblich schnell abgeschaltet, zerstören die dabei entstehenden Überspannungen die Schalter meist sofort.

Im Kleinleistungsbereich (Modellbau) lassen sich auch brückenkurzschluss-sichere Endstufen aus emittergekoppelten Komplementärtransistoren aufbauen. So ähnlich wie bei Lautsprecher-Endstufen. Stichwort: "Digitale Komplementärendstufe mit Potenzialversatz", dies bietet jedoch schaltungstechnisch keinen wirklichen Vorteil. Eine "echte" Treiberstufe mit Totzeit - egal ob diskret aufgebaut (Laufzeitverzögerung mit RC), mit RCD-Bestückung am Gate, oder im Treiber-IC integriert - ist "State of the Art".

== Parallelschalten von Leistungstransistoren==
FETs und IGBTs lassen sich relativ einfach parallelschalten, wenn ein paar wenige Grundsätze beachtet werden:
# Jeder Transistor bekommt einen eigenen Gate-Vorwiderstand bzw. eine eigene R||RD Beschaltung (Gatebeschaltung).
# Die Leistungsanbindung an Drain und Source – hier zählt "mOhm" und "nH" - wird symmetrisch aufgebaut, ähnlich einem "hydraulischen Abgleich" bei Heizungssystemen.
# Die Schleife "Kondensator — FET — Kondensator" wird minimiert.
# Die Gatebeschaltung wird möglichst nahe am Gate- und Source-Anschluß angebracht und bezüglich Induktivität (Leitungslänge)bis auf ca +/-20% symmetriert. Die Zuleitung zu den Gatebeschaltungen ist unkritisch''er''.
# Jedes Bauteil wird bezüglich Spannungsfestigkeit und Stromtragfähigkeit mit größerer Sicherheitsreserve als sonst üblich dimensioniert, denn trotz der hier genannten Maßnahmen können Asymmetrieen auftreten.

Sollten auf den Gateleitungen Schwingungen zu beobachten sein, kann es helfen, in ''jede'' Verbindung von Gatetreiber-Source zum Sourceanschluß des Schalters je einen Widerstand zu integrieren. Der Wert kann ist stark vom geschalteten Strom abhängig, und kann in erster Näherung so dimensioniert werden, daß an diesem Widerstand eine Spannung von ca. 1V abfällt. Dieser Spannungsabfall wirkt einer steigenden Gatespannung entgegen, und reduziert damit dI/dt am jeweils schnellsten Transistor. Achtung auf die Verlustleistung dieses Widerstandes.
Sinnvoller ist jedoch das Design hinsichtlich parasitäer Induktivitäten und Kapazitäten zu prüfen und ggf zu optimieren.
{{Absatz}}

== Kühlung der Leistungshalbleiter ==
''Anmerkung: Sollte ein Kenner dieses Thema (Falk?) die Zeit und Muse haben diesen Teil des Artikels '''sinnvoll''' in den wirklich schon guten Artikel [[Kühlkörper]] zu integrieren und hier zu verlinken, wäre ich dankbar ;-) die Zeit dafür habe ich im Moment nicht'' --[[Benutzerseite:Powerfreak|Powerfreak]]

Beim Betrieb von Leistungshalbleitern wird Wärme erzeugt. Dies geschieht sowohl im eingeschalteten Zustand, als auch bei jedem Ein- und Ausschalten.
Um eine Überhitzung und damit eine Zerstörung des Bauteiles zu verhindern muss diese Wärmeenergie entsprechend abgeführt werden. Ab einer Verlustleistung von ca. 1W ist es nicht mehr ausreichend wenn das Bauteil diese Energie nur abstrahlt, bzw. über Leitungen abführt. Am häufigsten werden diese Bauteile auf einen [[Kühlkörper]] geschraubt oder geklemmt, selten geklebt.

Sowohl die Oberfläche des Kühlkörpers als auch des wärmeerzeugende Bauteiles sind nicht eben und weisen eine gewisse Rauhigkeit auf. Dies bedeutet, dass sich die zwei Oberflächen nur punktuell berühren (meist nur mit wenigen Prozent der Gesamtfläche) und nicht auf der gesamten Fläche, für eine wirklsame Kühlung ist "Fläche" jedoch das "A und O".

Luft hat eine sehr schlechte Wärmeleitfähigkeit und die Luft, die zwischen den zwei Oberflächen liegt, verhindert eine Wärmeleitung zwischen den zwei Teilen sehr effektiv. Als Daumenwert kann man sagen, dass 1µm Luft in etwa einem absoluten Wärmewiderstand von ca. 1K/W entspricht... jedoch wird es sich nur in den seltensten Fällen nur um einen Mikrometer handeln, sondern meistens deutlich mehr.

=== Wärmeleitmaterialien ===
Diese Materialien verbessern die thermische Anbindung zwischen einem Bauteil, das Wärme erzeugt, und dem Bauteil, das diese Wärme durch Wärmeleitung in ein Kühlmittel (Luft oder Wasser) abführt. Diese Materialien werden zwar "Wärmeleit" -Folie bzw. -Paste genannt, leiten die Wärme jedoch nicht besonders gut...aber immer noch um mindestens den Faktor 100 besser als Luft... und genau das ist der Grund, warum diese verwendet werden müssen. (Kupfer leitet Wärme um den Faktor 15400 besser als Luft) Die Pasten enthalten meist Öle bzw. Wachse und Fette als Bindemittel und zur besseren Wärmeleitung Metalloxide bzw. Metall- oder Kohlenstoffpartikel als wärmeleitende Füllstoffe.
Der "''vielfach'' punktuelle" Kontakt von Bauteil und Kühlkörperoberfläche ist für eine optimale Anbindung sehr wichtig, da über diese kleinsten Kontaktpunke sehr viel Energie abgeführt werden kann. Daher ist es bei Verwendung von Paste essentiell, die Paste "möglichst dünn" aufzutragen, und den Überschuß, der den direkten Kontakt von Bauteil und Kühlkörper möglicherweise verhindern könnte, herauszupressen. Die Paste soll nur die Luft dazwischen ersetzen, und nicht eine durchgehende Schicht erzeugen(!).

Besondere Beachtung finden die Wärmeleitfolien, die auf beiden Seiten eine thermisch leitfähige, wachsartige Beschichtung aufweisen. Diese Beschichtung schmilzt unter Wärmeeinwirkung auf und füllt die Spalten zwischen den Oberflächen besonders gut. Folien dieser Art werden ''Phase Change Material'' genannt. Auf Grund der Tatsache, daß das Material aufschmilzt, ist es erforderlich nach dem ersten Schmelzprozess den ursprünglich Anpressdruck des Bauteiles auf dem Kühlkörper durch nachspannen wieder herzustellen. Achtung: ''Vor'' dem Aufheizen und Nachspannen hat die Wärmeleitfähigkeit noch nicht die möglichen Minimalwerte erreicht. Zum Teil ist die Wärmeanbindung noch um Faktoren schlechter, daher beim ersten Einschalten noch nicht voll belasten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von verschiedenen Materialien:

:{| class="wikitable" style="width:40em"
|-
! style="width:8em" | Material
! style="width:10em" | Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)]
! Kommentar
|-
|Kupfer || 370 || schwankt zwischen ca. 350..400
|-
|Aluminium || 220 ||
|-
|Stahl || 50 || hochlegierte Stähle <20
|-
|Eisen || 80||
|-
|Silber || 430 ||
|-
|Zinn || 67 ||
|-
|Blei || 35||
|-
|Wärmeleitpaste || 3..10 || viele verschiedene Sorten verfügbar
|-
|Luft || 0,024 ||
|-
|Wasser || 0,6||
|-
|Öl || 0,15||
|-
|}

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Isolierfolien. Wenn jemand gute und bezahlbare Folien findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|WÄRMELEITFOL.86/82 ROT ||6,5 ||100×;100×0,25mm || C|| 14€
|-
|}
;Hinweis: Die Wärmeleitfähigkeit von Folien bezieht sich ausschließlich auf die Folie selbst. Selbst unter besten Bedingungen wird man die genannten Werte nicht erreichen, da durch den Übergang vom Bauteil in die Folie und von dort in den Kühlkörper ein zusätzlicher Wärmewiderstand entsteht. Eine Verschlechterung von ca. 30% oder mindestens 0,5K/W bei einem TO220-Bauteil ist zu erwarten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Wärmeleitpasten. Wenn jemand gute und bezahlbare Pasten findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|Artic Silver ||8,9 || 3,5g || C || 13,95€
|-
|Standard Pasten auf Silikonbasis ||3,0|| 3g..150g|| C / Rei / ... || wenige €/g
|-
|}

Montagerichtlinien:
Die so beliebten Bohrungen in eine blanken Kühlfahne des Transistors wie z. B. beim TO-220 Gehäuse suggerieren eine fantastisch einfache Montierbarkteit. Wird die Schraube aber nur ein klein wenig zu fest angezogen, verformt sich das Kupfer der Kühlfahne und sorgt dafür, dass sich der Kunststoff umpresste Teil des Transistors ein klein wenig abhebt. Dies hat eine deutlich schlechtere Wärmeanbindung zur Folge. Die isolierte Bohrung bei vollständig umspritzten – nicht zu verwechseln mit auch auf der Rückseite isolierten – Bauteilen umgeht dieses Risiko, genauso wie der nachfolgende Montagevorschlag.
* Bei hohen Verlustleistungen ist zu empfehlen, das Bauteil gegenüber der Stelle aufzupressen, an der die Verlustleistung entsteht, also direkt auf dem Kunststoff des Transistors über dem Chip.
* Werden mehrere Bauteile parallel auf dem Kühlkörper montiert sollte zwischen den Bauteilen ''mindestend'' soviel Abstand vorgesehen werden, wie die Breite des Bauteiles beträgt. Dies vermindert die gegenseitige, thermische Beeinflussing der Bauteile und ermöglicht eine bessere Wärmeabfuhr
* Zur Montage mehrerer Bauteile eignet sich eine Metallschiene die direkt auf den Kunststoff drückt sehr gut. Zwischen ''jedem'' Bauteil ist ein Verschraubungspunkt vorzusehen, damit jedes Bauteil gleichmäßig aufgedrückt wird.
* Vor dem Aufbringen der Paste/Folie sowohl Bauteil als auch Kühlkörper mit Alkohol reinigen.
* Die Wärmeleitwerte für eine Paste beziehen sich auf eine meist nicht genannte aber trotzdem ''minimale'' Schichtdicke. Diese gelingt relativ reproduzierbar, wenn die Paste mit einem flachen Gegenstand (Rasierklinge, Lineal, ...) aufgebracht, verteilt und vorsichtig abgezogen wird, sodass nur eine ''dünne'' Schicht auf dem [[Kühlkörper]] verbleibt. Dies erfordert einige Übung. Paste aufhäufeln, Bauteil eindrücken und befestigen erzielt bei weitem nicht die optimale Kühlleistung.
{{Absatz}}

== Zusätzliche Hinweise ==
Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.
{{Absatz}}

== Siehe auch ==

* [[Mosfet-Übersicht]]
* [http://www.mikrocontroller.net/articles/H-Br%C3%BCcken_%C3%9Cbersicht Übersicht H-Brücken]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[Treiber]]

== Links ==

* [https://www.youtube.com/user/sambenyaakov/videos Prof. Sam Ben-Yaakov], viele Videos zu Themen der Leistungselektronik (englisch)

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:!Hauptkategorie]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Leistungselektronik

2022-02-21T09:21:55Z

Powerfreak: /* Leistungshalbleiter */

Dieser Artikel ist der Einstiegspunkt zu einer Reihe von weiteren Beiträgen, die alle das Thema "Leistungselektronische Systeme" als Hintergrund besitzen. Weiterführende Details und Ergänzungen findet man in den verlinkten Artikeln wie [[IGBT]], [[FET]], [[TRIAC]], [[Kühlkörper]], [[Treiber]], [[Zwischenkreiskapazität]], [[Mosfet-Übersicht]].

In diesem Artikel geht es hauptsächlich darum einen Überblick über das "System" zu schaffen und diverse Grundlagen und Begriffe zu definieren.

== Was versteht man unter "Leistungselektronik"? ==
Unter dem Begriff "Leistungselektronik" versteht man alles, was mit Steuerung, Umformung oder dem Schalten von elektrischer Energie mit elektronischen Bauelementen zu tun hat. Dies beginnt bereits bei wenigen 100mA und wenigen Volt, reicht aber bis zu mehreren 100kV und mehreren 1000A. Bei kleineren Spannungen und Strömen besteht die Herausforderung nicht in den absoluten Werten selbst, sondern in der Umformung mit einem besonders hohen Wirkungsgrad und mit möglichst geringen EMV-Abstrahlungen.

Leistungselektronik bzw. leistungselektronische Systeme bestehen immer aus einem Steuerungs- bzw. Regelteil, und dem Leistungsteil selbst. Dieses Leistungsteil - oft auch als "Leistungselektronik" bezeichnet - besteht selbst wieder aus mehreren Komponenten, die aber '''immer''' aufeinander abgestimmt sein müssen.

== Sicherheitsvorkehrungen ==
Jeder der in diesem Bereich arbeitet muss sich über die Gefahren, die von hohen Spannungen (ab 50V_ac und ca. 60V_dc {offiziell 120V_dc}), hohen Strömen oder hohen Energien (z.B. aus einem Kondensator) ausgehen, informieren und entsprechende Sicherheitsvorkehrungen treffen.
Ab ca 12V zündet ein Lichtbogen und verlischt anschließend.
Ab ca. 20V bleibt ein Lichtbogen nach der Zündung stehen, bis die Spannung unter die Lichtbogenbrennspannung - die abhängig von der Lichtbogenlänge ist - fällt.
Auch bei einer einmaligen Entladung (z.B. aus einem Kondensator) kann so viel Energie in dem Brennmoment enthalten sein, daß flüssiges Metall durch die Gegend geschleudert wird.
Die Verwendung eines Trenntrafos und einer Schutzbrille - letzteres speziell für Messungen mit dem Oszi direkt am Testobjekt - sollte auch schon bei geringen Leistungen zur Standardausrüstung gehören, bei größeren Leistung auch ein Gehörschutz.

== Bestandteile eines leistungselektronischen Systems ==
Zum Leistungsteil gehören immer:
# Leistungshalbleiter ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]])
# Kühlung für den Leistungshalbleiter über [[Kühlkörper]]
# [[Zwischenkreiskapazität]]
# Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter
# Ansteuerschaltung = [[Treiber]]
# Spannungsversorgung für den Treiber
# Überwachungs- und Abschaltvorrichtung

Optional können noch eine separaten HS-Energieversorgung, ein Strom- bzw. Spannungssensor, sowie ggf. eine Potentialtrennung der Ansteuersignale von der Regeleineheit zum Treiber mit dazugehören.

'''Warum sind diese Komponenten immer Bestandteil einer leistungselektronischen Anwendung, und auf was ist zu achten?'''

=== Leistungshalbleiter ===
Der Leistungshalbleiter selbst ist der eigentliche Schalter. Hier gibt es verschiedene Typen/Arten von Halbleitern, die wichtigsten werden in den entsprechenden Kapiteln ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]]) genau erläutert.
Als kleine Zusammenfassung kann gesagt werden, daß sich ''nicht abschaltbare'' Bauteile wie TRIACs normalerweise ausschließlich für das Schalten von Wechselstrom (AC) eignen, und ''abschaltbare'' Bauteile wie [[FET]] und [[IGBT]] ihre Stärken bei Gleichstrom (DC) ausspielen. Si-FETs werden meist für Spannungen bis zu ca. 200V, und schnelles und häufiges Schalten >30..50kHz eingesetzt. IGBTs hingegen sind für Schaltfrequenzen bis zu typisch 10..12kHz, (selten bis zu 30kHz) und für Spannungen größer ca. 150V optimal eingesetzt. (FETs und IGBTs können auch schneller schalten, jedoch sinkt dann der Wirkungsgrad.) Mit den seit wenigen Jahren verfügbaren SIC-FETS (Siliziumcarbid) steigt die sinnvoll nutzbare Spannung auf bis zu 450V bzw. 800V (REI*: UJ3C065030K3S SiC-Kaskode-FET, 650V, 85A, Rdson 0,027R , TO-247-3L bzw. UF3C120040K3S SiC-Kaskode-FET, 1200V, 65A, Rdson 0,035R , TO-247-3L für ca. 26€ bzw. 35€ [Feb22]).

Vom FET existieren im Bereich Leistungselektronik zwei Haupttypen, der N-Kanal- und der P-Kanal FET. Details im entsprechenden Kapitel nur soviel Vorweg: Bei Anwendungen über ca. 30-40V oder mit hohen Strömen ist es sowohl bezüglich Kosten, als auch bezüglich Verluste und Auswahlmöglichkeiten sinnvoll zu prüfen, ob ein N-Kanal Typ mit seiner etwas aufwändigeren Ansteuerung bzw. Energieversorgung nicht doch Sinn macht. In industriellen Anwendungen wird der P-Kanal Typ auf Grund der etwas höheren Kosten bzw. des schlechteren RdsON nur relativ selten verwendet.
-

=== Kühlung für den Leistungshalbleiter ===
Leider läßt sich Energie nicht zu 100% verlustfrei konvertieren. Diese Verluste werden hauptsächlich in Form von Wärme abgestrahlt. Damit der (teure) Leistungshalbleiter die gewünschte Lebensdauer erreicht bzw. nicht überhitzt und damit zerstört wird, muß die Verlustenergie in irgend einer Art und Weise über einen [[Kühlkörper]] abgeführt werden.

Nur zum Vergleich: Eine 17cm durchmessende Herdplatte mit einer Leistung von 1000W hat eine Leistungsdichte von ca. 4,5W/cm². In unseren PCs - zur Kühlung der CPU - sind 50..70W/cm² übliche Werte. Die meisten Applikationen mit Leistungshalbleitern übersteigen die Leistungsdichte unserer Herdplatten bei weitem.

Diese Kühlung von nennenswerten Leistungen erfolgt fast ausschließlich durch Wärmeleitung und immer auch in Form von Wärmestrahlung. Bei sehr kleinen Verlustleistungen und hohen Temperaturdifferenzen vom Halbleiter zur Umgebungsluft ist die Ableitung durch Abstrahlung in die Luft (natürliche Konvektion) und Ableitung durch Wärmeleitung in die Platine ohne einen zusätzlichen Kühlkörper oft ausreichend. In Datenblättern findet man 50..75 K/W (ja = junction to ambient) vom Halbleiter zur Umgebungsluft, was bedeutet, daß man ca. 1W ohne Kühlkörper abführen könnte, da sich der Kühlkörper pro Watt um die genantnen 50..75K erwärmt. Für höhere Leistungen muß der Halbleiter auf einen Luftkühler z.B. [[Kühlkörper]] bzw. bei höchsten Leistungsdichten auf einem Wasserkühler montiert werden. Dies wird genauer im Kapitel "Kühlung von Leistungshalbleitern" beschrieben.

=== Zwischenkreiskapazität ===
Die [[Zwischenkreiskapazität]] ist der Energiepuffer der Anwendung, und muß mindestens ein Umschalten der Leistungsendstufe puffern können.
Jede Leitung/Verbindung stellt eine Induktivität dar. Die Energiequelle ist in 99,9% aller Fälle nicht ''direkt'' an der Leistungselektronik, sondern über je eine Induktivität in Hin- und Rückleitung, mit dem Schalter verbunden. Daher ist technisch gesehen die Quelle "weit" von der Last entfernt. Diese Induktivitäten führen sowohl zu einem Spannungseinbruch beim EINschalten, aus auch zu einer Spannungsüberhöhung beim AUSschalten, und genau '''dies''' muß durch den Zwischenkreis minimiert werden.
Die Zwischenkreiskapazität dient also der Kompensation der Leitungsinduktivitäten.
Die Anbindung des Kondensators mit ''geringst möglichen Abstand'' zum Leistungsschalter - d.h. mit geringst möglicher Induktivität - ist entscheidend über die Funktion der Leistungselektronik. Je besser diese Anbindung, desto näher kann man mit der Spannungsfestigkeit des Leistungsschalters an die maximale Spannung der Energiequelle heran. Anders gesagt: Die Spannungsreserve ist umgekehrt proportional zum technischen Niveau des Entwicklers ;-).

=== Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter ===
Da eine zu hohe Leitungsinduktivitäten zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensatoren beim Schaltbetrieb zu hohen Spannungsspitzen führt - die gegebenenfalls den Leistungshalbleiter zerstört - muss der Abstand und damit die ''Induktivität'' zwischen Zwischenkreiskondensator und Halbleiter so kurz wie möglich gehalten werden. Natürlich ist dies nicht immer optimal möglich, daher sind Möglichkeiten wie verdrillen von + und GND sowie das Parallelschalten von mehreren, gegeneinander isolierten Litzen mit geringerem Durchmesser oft sinnvoll. An dieser Stelle ist ein technisch optimales Design die erste Priorität, und erst dann Bauraum oder Kosten. Aus diesem Grund ist diese so simpel kingende Verbindung zwischen Zwischenkreis und Leistungsschalter hier als separates Bauteil aufgeführt

=== Ansteuerschaltung = Treiber ===
Um den Leistungshalbeiter kontrollieren zu können ist eine Ansteuerschaltung, der [[Treiber]], erforderlich. Der Treiber hat die Aufgabe das Ansteuersignal mit Logikpegel zum Schalten des Leistungshalbleiters umzusetzen. Hierbei sind verschiedene Anforderungen einzuhalten. Das Ansteuersignal besitzt einen fast beliebigen Logikpegel und könnte eine beliebige Flankensteilheit aufweisen. Gängige Treiber-ICs verfügen also über einen weiten Eingansspannungsbereich - z.B. 3-15V - und einer Schmidt-Trigger Funktionalität um das Signal aufzubereiten. Des Weiteren darf ein GND-Versatz von einigen, wenigen Volt zwischen Ansteuer-Controller und Leistungs-Ground - der von hohen Strömen hervorgerufen wird - nicht zu plötzlichen und ungeplanten Umschaltungen - oder zur Verhinderung von Umschaltungen - führen. Dieser Ground-Versatz ist übrigens eine der häufigsten "Herausforderungen" im Schaltungsdesign von Leistungeelektronik. Die wichtigste Aufgabe des Treibers ist jedoch das Ein- und Ausschalten des Leistungshalbleiters innerhalb einer definierten Zeit. Dazu muss der Treiber den zum Schalten erforderlichen Strom liefern können, und dies auch noch auf dem Potential, das der Leistungshalbleiter benötigt.
Damit der [[Treiber]] diese Aufgabe erfüllen kann, benötigt er die zum Schalten erforderliche Energiemenge. Diese Energie wird normalerweise aus einer anderen Quelle als der Leistungsstromversorgung bezogen und sinnvollerweise in einem Keramikkondensator gespeichert. Ist nur eine Quelle vorhanden ist auf eine gute Entkopplung der Treiberspannungsversorgung von der Leistungsquelle zu sorgen, z.B. durch einen Vorwiderstand von wenige Ohm und einem schnellen Kondensator, gegebenenfalls auch gestaffelt.
{{Absatz}}

=== Spannungsversorgung für den Treiber ===
Die Energieversorgung für die Ansteuerschaltung muss normalerweise eine geringe, durchschnittliche Energiemenge zur Verfügung stellen. Die Impulsbelastung ist jedoch entsprechend hoch, da sich der Treiber im Moment des Umschaltens einen entsprechend großen "Schluck" genehmigt. Details zum Energiebedarf siehe Artikel [[Treiber]].
Die Energie kann über je einen potentialfreien DCDC-Converter pro Schalter oder auch für LS-Schalter auf GND bezogen, und für HS-Schalter mittels Ladungspumpe (Aufladen eines Pufferkondensators auf HS-Ebene über eine Diode sobald der LS-Schalter einschaltet) zur Verfügung gestellt werden. Hier jedoch ist kein "Dauer-Ein" möglich, da der HS-Pufferkondensator nach einer berechenbaren Zeit nicht mehr genug Energie beinhaltet und gegebenenfalls unkontrolliert abschaltet
{{Absatz}}

=== Überwachungs- und Abschaltvorrichtung ===
Der Aufbau eines Leistungsteiles (siehe oben) ist meist recht aufwändig, und auch wenn man weiß was man tut können Fehler passieren. Das Ergebnis eines Fehlers oder eine kleinen Unachtsamkeit sind oft zuerstörte Leistungshalbleiter und einige defekte Bauteile in der Treiberschaltung, zu deren Suche und Austausch man wieder viel Zeit verschwenden muss.
Eine schnelle Meßvorrichtung zur sicheren Erkennung von Überspannung und -strom ist mit vergleichsweise geringem finanziellen Aufwand, aber am Anfang mit größerem zeitlichen Aufwand verbunden... aber es zahlt sich aus. Spätestens nach dem dritten Satz an Bauteilen fängt man an nachzudenken.
Empfehlenswert ist also eine Spannungemessung (Spannungsteiler für Betriebsspannung und Z-Diode für Referenz)
und eine Strommessung. Für einphasige Lasten genügt zur Strommessung ein kleiner induktivitätsarmer Shuntwiderstand im GND Rückleiter zwischen Schalter und Zwischenkreiskapazität, damit ist die Überstromabschaltung also GND-Bezogen. Der Shunt muss immer sehr niederohmig sein, damit die Verluste im Meßwiderstand überschaubar bleiben, und der GND-Versatz im Rahmen. Der Spannungsabfall an diesem Shunt wird dann mit einem OP verstärkt, und genau wie das Signal der Überspannung je einem schnellen Komparator (z.B. LM311, 100ns) zugeführt. Hier sind Abschaltzeiten von wenigen µs machbar. Aber Achtung auf die Überspannung durch Lastinduktivität oder parasitären Induktivitäten, denn je nach Abschaltgeschwindigkeit kann man sich das Leistungsteil auch dadurch zerstören, also ggf. bei kurzer Reaktionsgeschwindigkeit von z.B. <500ns langsam 'AB'schalten z.B. innerhalb von 10µs. (dU=-L*Di/dt)
Details zur Überspannungs- und Überstromabschaltung folgen zu gegebener Zeit.
Achtung: diese Abschaltungen müssen über ein Latch gespeichert, und der abgeschaltene Zustand gehalten werden, sonst erfolgt nach wenigen µs gleich wieder ein Zuschlalten auf einen vorhandenen Fehler.
{{Absatz}}

== Schaltungstopologien ==
In diesem Kapitel werden die am häufigsten verwendeten Schaltungstopologien in der Leistungselektronik dargestellt, und kurz besprochen:

[[Bild:Beispiel_Schaltungstopologien.png|miniatur|left|900px|Darstellung der wichtigsten Schaltungstopologien]]

;Low-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit der Versorgungsspannung verbunden. Der Treiber kann hier zwar direkt an GND geschaltet werden, jedoch ist bis zum Verbindungspunkt auf eine strikte Trennung zwischen Leistungs-GND und Signal-GND, genauso wie an möglichst direkte Anbindung an den Bezugspunkt (direkt an Source bzw. Emitter) zu achten.

;High-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit GND verbunden. Hier wird der Treiber nicht mit GND verbunden, jedoch trotzdem möglichst direkt mit der Source/Emitter des Bauteiles. Die Energieversorgung für den HS-Treiber erfolgt entweder über Bootstrap, oder über einen isolierten DCDC Wandler. Diese Art eines Schalters findet sehr häufig Anwendung z.B. im Kfz, da dort GND praktisch überall vorhanden ist, und keinen separaten Rückleiter erfordert.

;Halbbrücke: Eine Kombination aus LS-Schalter und HS-Schalter, die an der Verbindungsstelle zwischen LS- und HS-Schalter einen gemeinsamen Anschluß, den "Mittelpunkt" aufweist. Dadurch ist es möglich die Last entweder mit der Energiequelle, oder mit der Leistungs-GND zu verbinden. Besonders wichtig ist hier, daß zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes eine minimale Zeit vergehen muß. Diese Zeit muss absolut sicherstellen, daß zu keinem Zeitpunkt BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;H-Brücke: Zwei Halbbrücken mit gleicher Energiequelle. Die Last ist hier zwischen den beiden Mittelpunkten der Halbbrücken geschaltet, und kann dadurch sowohl in der eine, als auch in der andere Richtung durchflossen werden. Diese Anordnung wird oft verwendet um DC-Motoren zu steuern, und die Richtung zu wählen. Bezüglich der Treiber ist zu beachten, daß die beiden HS-Treiber jeweils eine getrennte Stromversorgung erfordern, was durch Bootstrap automatisch gegeben wäre. Das Bezugspotential der LS-Schalter ist zwar - wenn beim Design berücksichtigt - halbwegs gleich, der Sourceanschluß des linken HS-FETs liegt jedoch im Wechsel mit dem Sourceanschluß des rechten HS-FETs abwechslend auf GND und der Ausgangsspannung der Energiequelle. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke.

;Vollbrücke: Drei Halbbrücken mit gemeinsamer Leistungsquelle die eine dreiphasige Last - meist einen Motor - ansteuern. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke oder der H-Brücke.

Eines haben diese Schaltungsanordnungen gemeinsam: Durch PWM kann die fliesende Leistung (fast) stufenlos zwischen 0% und 100% geregelt werden. Bei einer 8-Bit PWM z.B. in 256 Stufen.
{{Absatz}}

== GND ist nicht gleich GND ==
So mancher kennt vermutlich das Problem einer Mikrocontrollerschaltung mit einem AD-Wandler. Wenn das Ergebnis der AD-Wandlung noch halbwegs der Realität entsprechen soll, dann müssen einige Vorsichtsmaßnahmen ergriffen werden, damit z.B. etwaige Negative- oder Überspannungen aus diesem oder parallelen Kanälen die Potentiale über die internen Klemmdioden nicht verschieben, und damit jegliche Genauigkeit verhindert. Neben der Abschirmungsproblematik ist es auch sinnvoll auf eine sorgfältige Trennung von Analog-GND zu Digital-GND zu achten. (Jaa Hubert L., aber hier reicht es noch ;-) )
Natürlich gibt es vielfältige Maßnahmen dies sicherzustellen, das zu diskutieren bzw. die "Beste Lösung" zu finden ist jedoch nicht Ziel dieses Artikels.

Ein sehr ähnliches Problem gibt es hier im Leistungsteil mit der Signal-GND (Signal vom und zum Treiber) und der Leistungs-GND (Hauptstrompfad).
Diese zwei GNDs (Signal-GND vom Treiber und Leistungs-GND vom Halbleiter) dürfen nur an einem Punkt miteinander verbunden werden, und zwar direkt am Anschlußpunkt von Source bzw. Emitter des Leistungsbauteiles selbst. In den Stromlaufplänen des Artikels "Treiber" wird auffallen, daß der GND Anschluß des Treibers nicht irgendwo an Leistungs-GND angebunden ist, sondern möglichst direkt am Halbleiter.

Der Grund ist sehr einfach erklärt: '''GND-Versatz.'''

Hier geht es jetzt nicht um den ohmschen d.h. statisch, dem Strom folgenden, Spannungsabfall zwischen Source bzw. Emitter und dem Verbindungspunkt der beiden GNDs, sondern um den dynamischen durch die Induktivität von ein paar '''ZENTIMETER''' Leitung. Dieser Spannungsabfall steht dann nicht mehr zur Verfügung, um den [[FET]] / [[IGBT]] anzusteuern, da er der U_GS entgegen wirkt. {{Absatz}}
Bezüglich "ohmscher Anteil": bei 500A und 1mOhm sind das nur 0,5V, eigentlich vernachlässigbar, und ein guter Entwickler läßt sowieso etwas Luft.
Nehmen wir jetzt aber den induktiven Spannungsabfall, den wir gemäß dU = -L * dI / dt berechnen.
Drei Zentimeter Leiterbahn haben eine Aufbau abhängige parasitäre Induktivität von ca. 20..30nH.
Werden 125A in 250ns geschaltet bedeutet dies eine Stromsteilheit von 500A/µs. (Auch 6..10kA/µs sind keine Seltenheit!). Bei 500A/µs und 20nH entsteht in ''drei Zentimeter'' Leiterbahn bei ''jedem'' Schalten eine Selbstinduktionsspannung von -20nH·500A/1µs = ''-10V.''
Was das bedeutet, wenn die GS-Ansteuerspannung ''um'' 10V reduziert wird, kann sich sicher jeder denken, der Halbleiter schaltet überhaupt nicht mehr, bzw. schaltet nur sehr kurz und wird von dU wieder abgeschaltet. Des Weiteren verkraften die meisten, guten Treiber-ICs am Gateausgang eine Spannung von maximal 5V unter dem Bezugs-GND-Potential. Wird die Spannungsdifferenz etwas größer, tritt "magischer Rauch" aus, und wir brauchen wieder einen "neuen Timmy".

Das Thema der "parasitären Induktivitäten" begegnet uns wieder beim Thema ''"Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter"''. Dort tritt eine vergleichbare Stromsteilheit auf, die Induktivität der Verbindungen zwischen Kondensator und Leistungsschalter ist jedoch höchsten größer, aber nicht so einfach zu beheben wie bei der [[Treiber]]-GND durch Anschluss an der richtigen Stelle.
{{Absatz}}

== Begriffsdefinitionen ==
;Stromsteilheit: dI/dt = Änderung des Stromes über der Zeit z.B. 100A in 1µs = 100A/µs

;PWM: [[Pulsweitenmodulation]]: Durch Variation des Verhältnisses der Ein- und Ausschaltzeit entsteht bei gleicher Grundfrequenz ein Rechtecksignal mit variablem Verhältnis der Ein =1 zur Aus = 0 Zeit. Dies nennt man auch das "Tastverhältnis". Dieses Signal kann auch zur Leistungssteuerung verwendet werden, indem z.B. eine 1000W Heizung die auf 400W laufen soll zu 40% ein-, und zu 60% ausgeschaltet ist. Mit dieser Ansteuerung können beliebige Signalformen realisiert werden, sofern eine für die Schaltfrequenz geeignete Filterung erfolgt. Beim Motor (H-Brücke oder Vollbrücke) wird diese Filterung durch die Induktivität der Motorwicklung erreicht, sodaß der Strom nur mehr einen kleineren Stromrippel in etwa in Form eines Dreiecks aufweist.

;Tastverhältnis: Das Verhältnis t_ein / (t_ein + t_aus) bezeichnet man als Tastverhältnis. (engl. Duty Cycle, daher oft abgekürzt DC, Achtung: bitte nicht mit Direct Current = Gleichstrom verwechseln). Das Tastverhältnis ist eine Zahl zwischen '0' und '1'.

;Brückenkurzschluss: Siehe ''Querstrom''
;Querstrom: Dies wird meist verursacht durch gleichzeitiges oder überlappendes Schalten von HS- und LS-Schalter (oder einem defekten Schalter auf den "aufgeschaltet" wird). Moderne integrierte Treiber stellen durch eine intern erzeugte "Totzeit" sicher, daß dieser Fall des überlappenden Schaltens im Umschaltmoment nie eintritt. Bei einem Selbstbau-Treiber ist diese Funktionalität Pflicht.
Gibt es diese "Totzeit" nicht, oder liegt in einem der Leistungshalbleiter ein Defekt vor steigt der Strom Aufgrund der geringen Induktivität in einem solchen Lastkreis leicht auf mehrere 1000A, und kommt einem Kurzschluß der Leistungsquelle gleich. Wird ein solcher Kurzschluß wie üblich schnell abgeschaltet, zerstören die dabei entstehenden Überspannungen die Schalter meist sofort.

Im Kleinleistungsbereich (Modellbau) lassen sich auch brückenkurzschluss-sichere Endstufen aus emittergekoppelten Komplementärtransistoren aufbauen. So ähnlich wie bei Lautsprecher-Endstufen. Stichwort: "Digitale Komplementärendstufe mit Potenzialversatz", dies bietet jedoch schaltungstechnisch keinen wirklichen Vorteil. Eine "echte" Treiberstufe mit Totzeit - egal ob diskret aufgebaut (Laufzeitverzögerung mit RC), mit RCD-Bestückung am Gate, oder im Treiber-IC integriert - ist "State of the Art".

== Parallelschalten von Leistungstransistoren==
FETs und IGBTs lassen sich relativ einfach parallelschalten, wenn ein paar wenige Grundsätze beachtet werden:
# Jeder Transistor bekommt einen eigenen Gate-Vorwiderstand bzw. eine eigene R||RD Beschaltung (Gatebeschaltung).
# Die Leistungsanbindung an Drain und Source – hier zählt "mOhm" und "nH" - wird symmetrisch aufgebaut, ähnlich einem "hydraulischen Abgleich" bei Heizungssystemen.
# Die Schleife "Kondensator — FET — Kondensator" wird minimiert.
# Die Gatebeschaltung wird möglichst nahe am Gate- und Source-Anschluß angebracht und bezüglich Induktivität (Leitungslänge)bis auf ca +/-20% symmetriert. Die Zuleitung zu den Gatebeschaltungen ist unkritisch''er''.
# Jedes Bauteil wird bezüglich Spannungsfestigkeit und Stromtragfähigkeit mit größerer Sicherheitsreserve als sonst üblich dimensioniert, denn trotz der hier genannten Maßnahmen können Asymmetrieen auftreten.

Sollten auf den Gateleitungen Schwingungen zu beobachten sein, kann es helfen, in ''jede'' Verbindung von Gatetreiber-Source zum Sourceanschluß des Schalters je einen Widerstand zu integrieren. Der Wert kann ist stark vom geschalteten Strom abhängig, und kann in erster Näherung so dimensioniert werden, daß an diesem Widerstand eine Spannung von ca. 1V abfällt. Dieser Spannungsabfall wirkt einer steigenden Gatespannung entgegen, und reduziert damit dI/dt am jeweils schnellsten Transistor. Achtung auf die Verlustleistung dieses Widerstandes.
Sinnvoller ist jedoch das Design hinsichtlich parasitäer Induktivitäten und Kapazitäten zu prüfen und ggf zu optimieren.
{{Absatz}}

== Kühlung der Leistungshalbleiter ==
''Anmerkung: Sollte ein Kenner dieses Thema (Falk?) die Zeit und Muse haben diesen Teil des Artikels '''sinnvoll''' in den wirklich schon guten Artikel [[Kühlkörper]] zu integrieren und hier zu verlinken, wäre ich dankbar ;-) die Zeit dafür habe ich im Moment nicht'' --[[Benutzerseite:Powerfreak|Powerfreak]]

Beim Betrieb von Leistungshalbleitern wird Wärme erzeugt. Dies geschieht sowohl im eingeschalteten Zustand, als auch bei jedem Ein- und Ausschalten.
Um eine Überhitzung und damit eine Zerstörung des Bauteiles zu verhindern muss diese Wärmeenergie entsprechend abgeführt werden. Ab einer Verlustleistung von ca. 1W ist es nicht mehr ausreichend wenn das Bauteil diese Energie nur abstrahlt, bzw. über Leitungen abführt. Am häufigsten werden diese Bauteile auf einen [[Kühlkörper]] geschraubt oder geklemmt, selten geklebt.

Sowohl die Oberfläche des Kühlkörpers als auch des wärmeerzeugende Bauteiles sind nicht eben und weisen eine gewisse Rauhigkeit auf. Dies bedeutet, dass sich die zwei Oberflächen nur punktuell berühren (meist nur mit wenigen Prozent der Gesamtfläche) und nicht auf der gesamten Fläche, für eine wirklsame Kühlung ist "Fläche" jedoch das "A und O".

Luft hat eine sehr schlechte Wärmeleitfähigkeit und die Luft, die zwischen den zwei Oberflächen liegt, verhindert eine Wärmeleitung zwischen den zwei Teilen sehr effektiv. Als Daumenwert kann man sagen, dass 1µm Luft in etwa einem absoluten Wärmewiderstand von ca. 1K/W entspricht... jedoch wird es sich nur in den seltensten Fällen nur um einen Mikrometer handeln, sondern meistens deutlich mehr.

=== Wärmeleitmaterialien ===
Diese Materialien verbessern die thermische Anbindung zwischen einem Bauteil, das Wärme erzeugt, und dem Bauteil, das diese Wärme durch Wärmeleitung in ein Kühlmittel (Luft oder Wasser) abführt. Diese Materialien werden zwar "Wärmeleit" -Folie bzw. -Paste genannt, leiten die Wärme jedoch nicht besonders gut...aber immer noch um mindestens den Faktor 100 besser als Luft... und genau das ist der Grund, warum diese verwendet werden müssen. (Kupfer leitet Wärme um den Faktor 15400 besser als Luft) Die Pasten enthalten meist Öle bzw. Wachse und Fette als Bindemittel und zur besseren Wärmeleitung Metalloxide bzw. Metall- oder Kohlenstoffpartikel als wärmeleitende Füllstoffe.
Der "''vielfach'' punktuelle" Kontakt von Bauteil und Kühlkörperoberfläche ist für eine optimale Anbindung sehr wichtig, da über diese kleinsten Kontaktpunke sehr viel Energie abgeführt werden kann. Daher ist es bei Verwendung von Paste essentiell, die Paste "möglichst dünn" aufzutragen, und den Überschuß, der den direkten Kontakt von Bauteil und Kühlkörper möglicherweise verhindern könnte, herauszupressen. Die Paste soll nur die Luft dazwischen ersetzen, und nicht eine durchgehende Schicht erzeugen(!).

Besondere Beachtung finden die Wärmeleitfolien, die auf beiden Seiten eine thermisch leitfähige, wachsartige Beschichtung aufweisen. Diese Beschichtung schmilzt unter Wärmeeinwirkung auf und füllt die Spalten zwischen den Oberflächen besonders gut. Folien dieser Art werden ''Phase Change Material'' genannt. Auf Grund der Tatsache, daß das Material aufschmilzt, ist es erforderlich nach dem ersten Schmelzprozess den ursprünglich Anpressdruck des Bauteiles auf dem Kühlkörper durch nachspannen wieder herzustellen. Achtung: ''Vor'' dem Aufheizen und Nachspannen hat die Wärmeleitfähigkeit noch nicht die möglichen Minimalwerte erreicht. Zum Teil ist die Wärmeanbindung noch um Faktoren schlechter, daher beim ersten Einschalten noch nicht voll belasten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von verschiedenen Materialien:

:{| class="wikitable" style="width:40em"
|-
! style="width:8em" | Material
! style="width:10em" | Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)]
! Kommentar
|-
|Kupfer || 370 || schwankt zwischen ca. 350..400
|-
|Aluminium || 220 ||
|-
|Stahl || 50 || hochlegierte Stähle <20
|-
|Eisen || 80||
|-
|Silber || 430 ||
|-
|Zinn || 67 ||
|-
|Blei || 35||
|-
|Wärmeleitpaste || 3..10 || viele verschiedene Sorten verfügbar
|-
|Luft || 0,024 ||
|-
|Wasser || 0,6||
|-
|Öl || 0,15||
|-
|}

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Isolierfolien. Wenn jemand gute und bezahlbare Folien findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|WÄRMELEITFOL.86/82 ROT ||6,5 ||100×;100×0,25mm || C|| 14€
|-
|}
;Hinweis: Die Wärmeleitfähigkeit von Folien bezieht sich ausschließlich auf die Folie selbst. Selbst unter besten Bedingungen wird man die genannten Werte nicht erreichen, da durch den Übergang vom Bauteil in die Folie und von dort in den Kühlkörper ein zusätzlicher Wärmewiderstand entsteht. Eine Verschlechterung von ca. 30% oder mindestens 0,5K/W bei einem TO220-Bauteil ist zu erwarten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Wärmeleitpasten. Wenn jemand gute und bezahlbare Pasten findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|Artic Silver ||8,9 || 3,5g || C || 13,95€
|-
|Standard Pasten auf Silikonbasis ||3,0|| 3g..150g|| C / Rei / ... || wenige €/g
|-
|}

Montagerichtlinien:
Die so beliebten Bohrungen in eine blanken Kühlfahne des Transistors wie z. B. beim TO-220 Gehäuse suggerieren eine fantastisch einfache Montierbarkteit. Wird die Schraube aber nur ein klein wenig zu fest angezogen, verformt sich das Kupfer der Kühlfahne und sorgt dafür, dass sich der Kunststoff umpresste Teil des Transistors ein klein wenig abhebt. Dies hat eine deutlich schlechtere Wärmeanbindung zur Folge. Die isolierte Bohrung bei vollständig umspritzten – nicht zu verwechseln mit auch auf der Rückseite isolierten – Bauteilen umgeht dieses Risiko, genauso wie der nachfolgende Montagevorschlag.
* Bei hohen Verlustleistungen ist zu empfehlen, das Bauteil gegenüber der Stelle aufzupressen, an der die Verlustleistung entsteht, also direkt auf dem Kunststoff des Transistors über dem Chip.
* Werden mehrere Bauteile parallel auf dem Kühlkörper montiert sollte zwischen den Bauteilen ''mindestend'' soviel Abstand vorgesehen werden, wie die Breite des Bauteiles beträgt. Dies vermindert die gegenseitige, thermische Beeinflussing der Bauteile und ermöglicht eine bessere Wärmeabfuhr
* Zur Montage mehrerer Bauteile eignet sich eine Metallschiene die direkt auf den Kunststoff drückt sehr gut. Zwischen ''jedem'' Bauteil ist ein Verschraubungspunkt vorzusehen, damit jedes Bauteil gleichmäßig aufgedrückt wird.
* Vor dem Aufbringen der Paste/Folie sowohl Bauteil als auch Kühlkörper mit Alkohol reinigen.
* Die Wärmeleitwerte für eine Paste beziehen sich auf eine meist nicht genannte aber trotzdem ''minimale'' Schichtdicke. Diese gelingt relativ reproduzierbar, wenn die Paste mit einem flachen Gegenstand (Rasierklinge, Lineal, ...) aufgebracht, verteilt und vorsichtig abgezogen wird, sodass nur eine ''dünne'' Schicht auf dem [[Kühlkörper]] verbleibt. Dies erfordert einige Übung. Paste aufhäufeln, Bauteil eindrücken und befestigen erzielt bei weitem nicht die optimale Kühlleistung.
{{Absatz}}

== Zusätzliche Hinweise ==
Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.
{{Absatz}}

== Siehe auch ==

* [[Mosfet-Übersicht]]
* [http://www.mikrocontroller.net/articles/H-Br%C3%BCcken_%C3%9Cbersicht Übersicht H-Brücken]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[Treiber]]

== Links ==

* [https://www.youtube.com/user/sambenyaakov/videos Prof. Sam Ben-Yaakov], viele Videos zu Themen der Leistungselektronik (englisch)

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:!Hauptkategorie]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

IGBT

2019-03-06T16:43:25Z

Powerfreak: /* Nachteile des IGBT */

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]].

== Einleitung ==

'''I'''nsulated '''G'''ate '''B'''ipolar '''T'''ransistor

Ein IGBT kann im ersten Ansatz wie eine Kombination aus [[FET | Feldeffekt]]-Transistor und [[Transistor|Bipolarem Transistor]] betrachtet werden, bei der ein N-Kanal FET einen PNP Bipolartransistor ansteuert. Daher ist der IGBT bezüglich der Ansteuereigenschaften wie der FET als spannungsgesteuertes Bauelement (Achtung Treiberleistung!) zu betrachten, und hat ein "Gate". Die weiteren Eigenschaften ähneln aber einem Bipolartransistor (Sättigungsverhalten), daher werden diese Anschlüsse mit "Kollektor" und "Emitter" bezeichnet.

=== Vorteile des IGBT ===

* Leistungslose Ansteuerung wie beim FET im statischen Betrieb
* Verfügbarkeit für deutlich höhere Betriebsspannungen gegenüber FET Aufgrund des internen Aufbaus.
* Niedrigere Verluste als die eines FETs ab einer Spannungsfestigkeit von derzeit (2014) ca. 250V .
* Höhere Impulsbelastbarkeit (Faktor 4..5 für sehr kurze Pulse <5..10µs, bei neuster Chiptechnologie <3..5µs).
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. (siehe "Nachteile des IGBT") Beim FET ist aufbaubedingt eine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Dies ist oft - je nach Applikation - ein Nachteil. Bei Anwendungen mit entweder hohen Strömen, und/oder schnellem Schalten ist es ein Vorteil, wenn keine Diode integriert, und eine Diode ausgewählt werden kann, die auf den Anwendungsfall optimiert ist. Diese wird teilweise schon im selben Gehäuse platziert.
* Geringe Erhöhung der Verluste bei steigender Temperatur verglichen mit einem FET.

=== Nachteile des IGBT ===

* Zum schnellen Schalten wird wie beim MOSFET ein starker [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Gatetreiber]] benötigt.
* Kann unter bestimmten Umständen (zu großes dU/dt) wie ein [[TRIAC|Thyristor]] zünden (Latch-Up Effekt). Der Strom ist hier nicht mehr kontrollierbar. Das wird bei modernen Typen durch strukturelle Maßnahmen im Aufbau effektiv verhindert.
* Schaltverluste beim Abschalten sind vergleichsweise hoch, bedingt durch den sogenannten "Tail current". Dieser wird verursacht durch Ladungsträger, die nach dem eigentlichen Ausschalten noch vollständig abgeführt werden, was zu einem langsam abklingenden Strom führt.
* Nur für relativ geringe Schaltfrequenzen einsetzbar ("hart schaltend", je nach Typ bis ca. 50kHz, Spezialtypen auch bis ca. 300kHz)
* Nicht rückwärts leitfähig
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Zum Schalten von induktiven Lasten ist eine externe Freilaufdiode sehr empfehlenswert. (siehe "Vorteile des IGBT")
* Kein Durchbruch zweiter Art wie beim FET. Vorgänge dieser Art führen beim IGBT im Allgemeinen zur sofortigen Zerstörung.

=== Erklärung der wichtigsten Datenblattwerte ===

{| class="wikitable"
|-
! Parameter || Symbol || Wert (Beispiel) || Erklärung
|-
| Collector Emitter (Breakdown) Voltage || <math>BV_\mathrm{CES}</math> oder <math>V_\mathrm{CE}</math> || 600V || Maximale Sperrspannung zwischen Kollektor und Emitter
|-
| DC collector current || <math>I_\mathrm{C}</math> || 60A @90°C || Maximaler, dauerhaft zulässiger Kollektorstrom bei 90°C
|-
| Pulsed Collector Current || <math>C_\mathrm{pulse}</math> oder <math>I_\mathrm{CM}</math> || 150A || Maximaler Pulsstrom (Achtung die zulässige Zeitdauer des Pulses kann nur über die maximale Junctiontemperatur ermittelt werden)
|-
| Short Circuit Withstand Time || <math>t_\mathrm{sc}</math> || 10µs || Maximale Zeit, nach der ein Kurzschluß abgeschaltet sein muß
|-
| Thermal Resistance (junction-case) || <math>R_\mathrm{th,JC}</math> || 0,33K/W || [[Kühlkörper|Thermischer Widerstand]] vom Siliziumchip bis zur Rückseite des Transistorgehäuses
|-
| Gate-Emitter Threshold Voltage || <math>V_\mathrm{GE(th)}</math> || 4,8V || Gatespannung, ab welcher der Transistor minimal leitend wird
|-
| Turn-on Delay || <math>t_\mathrm{d(on)}</math> || 50ns || Verzögerung zwischen einschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Rise Time || <math>t_\mathrm{r}</math> || 45ns || Anstiegszeit des Kollektorstromes
|-
| Turn-off Delay || <math>t_\mathrm{d(off)}</math> || 600ns || Verzögerung zwischen Abschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Fall Time || <math>t_\mathrm{f}</math> || 130ns || Abfallzeit des Kollektorstromes
|}
Für die oben genannten Werte gibt es exakte Definitionen unter denen diese Werte richtig sind. Oft wird dies auch in den Datenblättern grafisch dargestellt, unter Berücksichtigung der Abhängigkeiten. Die Angaben im Datenblatt bzw. dieser Tabelle sind auch SEHR stark von den Ansteuerbedingungen abhängig. In den Datenblättern werden die Werte immer für 25°C angegeben, soweit dort nicht anders vermerkt.

== Beispiel zur Bauteiledimensionierung ==

=== Spannungsfestigkeit ===

Die höchste vorkommende Betriebsspannung plus Abschaltüberspannung soll kleiner als ca. 80% der Spannungsfestigkeit des Bauteiles sein. Achtung: Zwischen dem je nach Anwendungsfall erforderlichen Pufferkondensator und dem IGBT wird es immer eine parasitäre Induktivität geben. Abhängig von Schaltgeschwindigkeit und Induktivität wird im Schaltmoment eine mehr oder weniger große Überspannungsspitze produziert. Dieser Peak addiert sich auf die aktuelle Versorgungsspannung. Die dabei entstehende Spannungsspitze darf die maximale Spannungsfestigkeit zu '''keinem''' Zeitpunkt überschreiten.

Überschlagsrechnung mit fiktiven Werten als Beispiel:
* Schaltgeschwindigkeit im Kurzschlußfall: dI/dt = 100A/µs,
* Induktivität: L = 1µH
* dU=-L*dI/dt = -1µH * 100A / 1µs = 100V

Dies bedeutet, daß an der parasitären Induktivität zwischen IGBT und Kondensator - auf Grund von Selbstinduktion im Schaltmoment - ein Überspannungspuls von bis zu 100V entstehen kann, der auf die Betriebsspannung aufzuschlagen ist. Wie hoch der Puls wirklich wird, hängt von der Verteilung der Induktivitäten, Kapazitäten, und der Steifigkeit des Systems ab. Also zuerst rechnen, dann einen guten Testaufbau anfertigen, und letztendlich messen.
 
'''Zielführend und absolut wichtig ist die Minimalisierung der parasitären Induktivität zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensator.'''

=== Stromtragfähigkeit ===

Welchen Strom muß der IGBT wie lange leiten? In jedem Datenblatt ist eine Stromtragfähigkeit bei 25°C und bei meist 100°C angegeben. Warm wird es dem IGBT im Betrieb von alleine, daher unbedingt den Wert bei z. B. 100°C verwenden. Dieser Wert ist als ERSTE Entscheidungsgrundlage ausreichend.
* Liegt dieser Wert mit ca. 30% Abstand darunter ist das OK.
* Ist der benötigte Strom im Bereich oder größer als der zulässige bei 100°C muß entweder ein anderer Typ eingesetzt oder mehrere IGBTs parallel geschaltet werden.
Achtung: Verlustleistung und Kühlanbindung prüfen. Gegebenenfalls einen weiteren IGBT parallel schalten, um die Verlustleistung auf zwei Bauteile zu verteilt.

=== Verlustleistung ===

Hier wird eine Näherung für die getaktete Anwendung dargestellt. In einem Transistor treten sowohl beim Ein- und Ausschalten, als auch während der eingeschalteten Zeit Verluste im Bauteil auf. Diese Verluste führen zu einer Bauteilerwärmung. Die dabei entstehende Temperatur darf die maximal zulässige Bauteiletemperatur nie überschreiten. Bei den ersten Projekten ist zu empfehlen, eine berechnete Chiptemperatur von ca. 125°C nicht zu überschreiten. Fast alle aktuell verfügbaren IGBTs nennen im Datenblatt eine Temperatur von 150°C als ihre maximale Chiptemperatur, manchmal auch schon 175°C.

{| class="wikitable"
|+ '''Beispiel'''
|-
! Parameter || Symbol ||Wert
|-
| Betriebsspannung || U_N || 400V
|-
| Nennstrom || I_N || 5A
|-
| Spannungsabfall bei I_N, Chiptemperatur = 150°C und einer Gatespannung von 15V || V_CE_sat || 2,0V
|-
| Taktfrequenz || f_schalt || 5kHz, (T=200µs)
|-
| on-Zeit || t_on || 150µs,
|-
| Einschaltzeit (risetime) || t_r || 1,5µs
|-
| Ausschaltzeit (falltime) || t_f || 1µs
|-
| Überhöhungsfaktor Einschalten || F_üein || 1,2
|-
| Überhöhungsfaktor Ausschalten || F_üaus || 1,4
|}

(Hintergrund für diese Überhöhungsfaktoren sind das übliche Überschwingen beim Schalten, sowie der Einfluß des Tailstromes. Diese Werte sind Erfahrungswerte.)

==== On-Verluste ====

<math>
P_\mathrm{on} = V_\mathrm{CE,sat} \cdot I_\mathrm{N} \cdot t_\mathrm{on}/T = 2,0\,\mathrm{V} \cdot 5\,\mathrm{A} \cdot 150\,\mathrm{\mu s} / 200\,\mathrm{\mu s} = 7,5\,\mathrm{W}
</math>

==== Schaltverluste (vereinfachter Ansatz) ====

Einschalten:
P_sw_on = 0,5 * U_N * I_N * F_üein * t_r/T
= 0,5 * 400V * 5A *1,2 * 1,5µs / 200µs = 9W
(Oder alternativ und genauer, wenn bekannt, P_sw_r=f_schalt * E_on d.h. Schaltfrequenz mal Einschaltverlustenergie. Aber Achtung... die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde müssen genau so zutreffen.)

Ausschalten:
P_sw_off = 0,5 * U_N * I_N * F_üaus * t_f/T
= 0,5 * 400V * 5A *1,4 * 1µs / 200µs = 7W
(Oder alternativ und genauer, wenn bekannt, P_sw_f=f_schalt * E_off d.h. Schaltfrequenz mal Ausschaltverlustenergie. Aber Achtung... die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde müssen genau so zutreffen.)

Die Gesamtverlustleistung beträgt also in etwa 23,5W.

Damit muß ein entsprechender [[Kühlkörper]] ausgelegt, und die Chiptemperatur berechnet werden. Z.B.:
* Kühlkörper mit einem R_th von 0,2K/W
* max. Umgebungstemperatur +60°C
* R_th "junction-case" des IGBTs 0,7K/W
* R_th der Wärmeleitfolie zwischen IGBT und Kühlkörper ca. 2,0K/W
* R_th gesamt: 2,9K/W 
* Bei einer Verlustleistung von 23,5W und einer Umgebungstemperatur von 60°C hat der Chip eine Temperatur von ca. 23,5W * 2,9K/W +60°C = 128°C. ==> o.k.!

Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß hier viele Vereinfachungen vorgenommen und die Art der Last nicht beachtet wurde, ist es sinnvoll einigen
Sicherheitsabstand zu den zulässigen Maximalwerten einzuhalten. Daher ist es empfehlenswert, die Chiptemperatur auf einen Bereich von ca. 125°C zu beschränken. Darüberhinaus sollte der Entwickler wissen was er tut.

=== Treiberleistung ===

Auch wenn der IGBT wie der MOSFET ein spannungsgesteuertes Bauelement ist, muß trotzdem bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten
die Gatekapazität von z. B. -8V auf +15V (dUg beträgt in diesem Beispiel 23V) und zurück umgeladen werden. Dafür benötigt man einen starken und schnellen [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Treiber]]. Da die Gatekapazität nicht im Datenblatt enthalten ist kann man sich mit der Eingangskapazität (Cies) behelfen. Im Arbeitspunkt ist die Gatekapazität ungefähr 5x größer als der im Datenblatt für Cies angegebene Wert. Daher berechnet sich die Treiberleistung wie folgt:

P_treiber = 2 x 0,5 x 5 x Cies x dUg² x f_schalt
= 5 x Cies x dUg² x f_schalt

Bei dUg = 23V, Cies=4nF und f_schalt=5kHz beträgt P_treiber = 53mW.
Aber Achtung, jeder Treiber hat auch einen Eigenverbrauch der leicht zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz - z. B. Induktionsheizung - wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant: z. B. dUg = 23V, Cies=20nF und f_schalt=250kHz, hier beträgt P_treiber = 13,3W (zuzüglich Eigenverbrauch).

== Zusätzliche Hinweise ==

* Bei IGBTs mit im Gehäuse integrierter Diode muß die Verlustleistung an der Diode separat berechnet und in obige Verlustleistungs- und Temperaturberechnung mit einbezogen werden. In erster Näherung genügt die Berechnung mit Strom und Spannungsfall beim entsprechenden Strom lt. Datenblatt d.h. (P_D = V_0*I_AV). Wenn mans genau haben will, kann zusätzlich noch die Verlusteistung am internen Diodenwiderstand in leitendem Zustand in die Berechnung mit einbezogen werden, d.h.
(P_D = V_D*i_D = (V_0+r_on*i_D)*i_D = V_0*i_D+r_on*i_D^2). In manchem Datenblatt sucht man den r_on jedoch vergeblich, da er vom Strom abhängig ist. Den Wert kann man aus der Diodenkennlinie ablesen. Achtung: Die Verluste in der Diode treten NUR in leitendem Zustand auf, das Tastverhältnis ist also zu beachten.
* Bei Spannungen > 60V unbedingt die einschlägigen Normen und Vorschriften beachten. (Potentialtrennung für Ansteuerung und Hilfsspannungsversorgung, [[Leiterbahnabstände]], Berührschutz,...)
* Prüfen, ob der IGBT wirklich abgeschaltet ist und bleibt (Gatespannung deutlich unter Schwellenspannung bzw. KEIN Stromfluß im ausgeschalteten Zustand)! Ansonsten muß zum sicheren Sperren des IGBTs eine negative Gatespannung (-5..-8V) angelegt werden. Hintergrund: In einer geschalteten Anwendung treten große Spannungssteilheiten z. B. am Kollektor auf. Aufgrund der internen parasitären Kapazitäten zwischen Gate, Emitter und Kollektor findet eine Überkopplung des Schaltpulses - z. B. beim Schalter gegen GND - vom Kollektoranschluß auf den Gateanschluß (kapazitiver Spannungsteiler zwischen K_G und G_E) statt. Dadurch wird das Gatepotential um einige Volt angehoben. Dies führt unter Umständen zu einem ungewollten Einschalten bzw. in einer Halbbrückenapplikation zu einem Brückenkurzschluß.
* Um einen Leistungstransistor richtig ein- bzw. auszuschalten wird der Einsatz eines [[Treiber|Treiberbausteines]] unbedingt empfohlen. Um den IGBT vor Schaden durch Kurzschluß zu schützen, sollte ein Treiber mit einer sogenannten Entsättigungsüberwachung (schnelle Überwachung von U_CE) verwendet werden. Des Weiteren sollte der Strom im Betrieb ständig gemessen werden um im Fehlerfalle eine Zerstörung zu verhindern.
* Zum Einschalten eines IGBTs ist eine Spannung von ca. 12..15V zu empfehlen. Eine größere Spannung führt zu höheren Umladeverlusten, bei einer geringeren Spannung verschenkt man meist Leistungsfähigkeit.
* Die Fläche in der Verbindung zwischen Treiber und Leistungsschalter ist unbedingt klein zu halten (verdrillte Kabel bzw. dicht nebeneinander bzw. übereinander geführte Leiterbahnen). Bei der Auswahl des Leitungsdurchmessers bzw. der Leiterbahnbreite beachten, daß die Ansteuerströme durchaus im Bereich von einigen Ampere liegen können.
* Die Schaltgeschwindigkeit und damit die Verluste und EMV-Abstrahlung wird stark durch die Gatebeschaltung beeinflußt. Im Datenblatt sind bei der Beschreibung der Ein- bzw. Ausschaltzeiten (meist bei "Test Conditions") Widerstandswerte im einstelligen Ohmbereich angegeben, für die diese dort genannten Schaltzeiten gültig sind. Es wird im Allgemeinen empfohlen die dort genannten Widerstandswerte NICHT zu UNTERschreiten. Die Wahl des Gatewiderstandes ist eine Wissenschalft für sich und immer ein zweischneidiges Schwert. Einerseits möchte man geringste Schalt- Verlustleistungen, d.h. eine kleine Schaltzeit = geringen Gatewiderstand, (1..15Ω). Achtung auf die Höhe der Ströme! Andererseits jedoch ein gutmütiges EMV-Verhalten und weniger hohe Ströme in der Gateleitung, d.h. größere Schaltzeit = höherer Gatewiderstand (evtl. bis zu 10..25Ω). Der Widerstandswert ist sehr stark von den Anforderungen abhängig. Meist ist ein asymmetrische Ansteuerung das Mittel der Wahl, d.h. R_g1 PARALLEL zu einer Serienschaltung aus D und R_g2. Ausschalten: Wahl eines größerer Widerstandswertes R_g1 direkt zwischen Gate und Treiberausgang. Einschalten: Wahl eines geringerer Wertes R_g2 + Seriendiode. R_g2 sorgt für ein zügiges Einschalten bei geringen Verlusten, R_g1 reduziert die durch parasitäre Induktivitäten hervorgerufene Abschaltüberspannung auf ein erträgliches Maß.
* Speziell in der Entwicklungsphase sollten die Ströme über '''Shunt''' oder einen schnellen Stromsensor überwacht werden. Eine Schnellabschaltung bei Überstrom ist für die Schaltung "Lebensnotwendig".

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Leistungselektronik

2018-09-05T19:33:55Z

Powerfreak: Erweiterung zur Treiberversorgung und Überwachungs- und Abschaltvorrichtung

Dieser Artikel ist der Einstiegspunkt zu einer Reihe von weiteren Beiträgen, die alle das Thema "Leistungselektronische Systeme" als Hintergrund besitzen. Weiterführende Details und Ergänzungen findet man in den verlinkten Artikeln wie [[IGBT]], [[FET]], [[TRIAC]], [[Kühlkörper]], [[Treiber]], [[Zwischenkreiskapazität]], [[Mosfet-Übersicht]].

In diesem Artikel geht es hauptsächlich darum einen Überblick über das "System" zu schaffen und diverse Grundlagen und Begriffe zu definieren.

== Was versteht man unter "Leistungselektronik"? ==
Unter dem Begriff "Leistungselektronik" versteht man alles, was mit Steuerung, Umformung oder dem Schalten von elektrischer Energie mit elektronischen Bauelementen zu tun hat. Dies beginnt bereits bei wenigen 100mA und wenigen Volt, reicht aber bis zu mehreren 100kV und mehreren 1000A. Bei kleineren Spannungen und Strömen besteht die Herausforderung nicht in den absoluten Werten selbst, sondern in der Umformung mit einem besonders hohen Wirkungsgrad und mit möglichst geringen EMV-Abstrahlungen.

Leistungselektronik bzw. leistungselektronische Systeme bestehen immer aus einem Steuerungs- bzw. Regelteil, und dem Leistungsteil selbst. Dieses Leistungsteil - oft auch als "Leistungselektronik" bezeichnet - besteht selbst wieder aus mehreren Komponenten, die aber '''immer''' aufeinander abgestimmt sein müssen.

== Sicherheitsvorkehrungen ==
Jeder der in diesem Bereich arbeitet muss sich über die Gefahren, die von hohen Spannungen (ab 50V_ac und ca. 60V_dc {offiziell 120V_dc}), hohen Strömen oder hohen Energien (z.B. aus einem Kondensator) ausgehen, informieren und entsprechende Sicherheitsvorkehrungen treffen.
Ab ca 12V zündet ein Lichtbogen und verlischt anschließend.
Ab ca. 20V bleibt ein Lichtbogen nach der Zündung stehen, bis die Spannung unter die Lichtbogenbrennspannung - die abhängig von der Lichtbogenlänge ist - fällt.
Auch bei einer einmaligen Entladung (z.B. aus einem Kondensator) kann so viel Energie in dem Brennmoment enthalten sein, daß flüssiges Metall durch die Gegend geschleudert wird.
Die Verwendung eines Trenntrafos und einer Schutzbrille - letzteres speziell für Messungen mit dem Oszi direkt am Testobjekt - sollte auch schon bei geringen Leistungen zur Standardausrüstung gehören, bei größeren Leistung auch ein Gehörschutz.

== Bestandteile eines leistungselektronischen Systems ==
Zum Leistungsteil gehören immer:
# Leistungshalbleiter ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]])
# Kühlung für den Leistungshalbleiter über [[Kühlkörper]]
# [[Zwischenkreiskapazität]]
# Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter
# Ansteuerschaltung = [[Treiber]]
# Spannungsversorgung für den Treiber
# Überwachungs- und Abschaltvorrichtung

Optional können noch eine separaten HS-Energieversorgung, ein Strom- bzw. Spannungssensor, sowie ggf. eine Potentialtrennung der Ansteuersignale von der Regeleineheit zum Treiber mit dazugehören.

'''Warum sind diese Komponenten immer Bestandteil einer leistungselektronischen Anwendung, und auf was ist zu achten?'''

=== Leistungshalbleiter ===
Der Leistungshalbleiter selbst ist der eigentliche Schalter. Hier gibt es verschiedene Typen/Arten von Halbleitern, die wichtigsten werden in den entsprechenden Kapiteln ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]]) genau erläutert.
Als kleine Zusammenfassung kann gesagt werden, daß sich ''nicht abschaltbare'' Bauteile wie TRIACs normalerweise ausschließlich für das Schalten von Wechselstrom (AC) eignen, und ''abschaltbare'' Bauteile wie [[FET]] und [[IGBT]] ihre Stärken bei Gleichstrom (DC) ausspielen. FETs werden meist für Spannungen bis zu ca. 200V, und schnelles und häufiges Schalten >30..50kHz eingesetzt. IGBTs hingegen sind für Schaltfrequenzen bis zu typisch 10..12kHz, (selten bis zu 30kHz) und für Spannungen größer ca. 150V optimal eingesetzt. (FETs und IGBTs können auch schneller schalten, jedoch sinkt dann der Wirkungsgrad.)Vom FET existieren im Bereich Leistungselektronik zwei Haupttypen, der N-Kanal- und der P-Kanal FET. Details im entsprechenden Kapitel nur soviel Vorweg: Bei Anwendungen über ca. 30-40V oder mit hohen Strömen ist es sowohl bezüglich Kosten, als auch bezüglich Verluste und Auswahlmöglichkeiten sinnvoll zu prüfen, ob ein N-Kanal Typ mit seiner etwas aufwändigeren Ansteuerung bzw. Energieversorgung nicht doch Sinn macht. In industriellen Anwendungen wird der P-Kanal Typ nur relativ selten verwendet.
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=== Kühlung für den Leistungshalbleiter ===
Leider läßt sich Energie nicht zu 100% verlustfrei konvertieren. Diese Verluste werden hauptsächlich in Form von Wärme abgestrahlt. Damit der (teure) Leistungshalbleiter die gewünschte Lebensdauer erreicht bzw. nicht überhitzt und damit zerstört wird, muß die Verlustenergie in irgend einer Art und Weise über einen [[Kühlkörper]] abgeführt werden.

Nur zum Vergleich: Eine 17cm durchmessende Herdplatte mit einer Leistung von 1000W hat eine Leistungsdichte von ca. 4,5W/cm². In unseren PCs - zur Kühlung der CPU - sind 50..70W/cm² übliche Werte. Die meisten Applikationen mit Leistungshalbleitern übersteigen die Leistungsdichte unserer Herdplatten bei weitem.

Diese Kühlung von nennenswerten Leistungen erfolgt fast ausschließlich durch Wärmeleitung und immer auch in Form von Wärmestrahlung. Bei sehr kleinen Verlustleistungen und hohen Temperaturdifferenzen vom Halbleiter zur Umgebungsluft ist die Ableitung durch Abstrahlung in die Luft (natürliche Konvektion) und Ableitung durch Wärmeleitung in die Platine ohne einen zusätzlichen Kühlkörper oft ausreichend. In Datenblättern findet man 50..75 K/W (ja = junction to ambient) vom Halbleiter zur Umgebungsluft, was bedeutet, daß man ca. 1W ohne Kühlkörper abführen könnte, da sich der Kühlkörper pro Watt um die genantnen 50..75K erwärmt. Für höhere Leistungen muß der Halbleiter auf einen Luftkühler z.B. [[Kühlkörper]] bzw. bei höchsten Leistungsdichten auf einem Wasserkühler montiert werden. Dies wird genauer im Kapitel "Kühlung von Leistungshalbleitern" beschrieben.

=== Zwischenkreiskapazität ===
Die [[Zwischenkreiskapazität]] ist der Energiepuffer der Anwendung, und muß mindestens ein Umschalten der Leistungsendstufe puffern können.
Jede Leitung/Verbindung stellt eine Induktivität dar. Die Energiequelle ist in 99,9% aller Fälle nicht ''direkt'' an der Leistungselektronik, sondern über je eine Induktivität in Hin- und Rückleitung, mit dem Schalter verbunden. Daher ist technisch gesehen die Quelle "weit" von der Last entfernt. Diese Induktivitäten führen sowohl zu einem Spannungseinbruch beim EINschalten, aus auch zu einer Spannungsüberhöhung beim AUSschalten, und genau '''dies''' muß durch den Zwischenkreis minimiert werden.
Die Zwischenkreiskapazität dient also der Kompensation der Leitungsinduktivitäten.
Die Anbindung des Kondensators mit ''geringst möglichen Abstand'' zum Leistungsschalter - d.h. mit geringst möglicher Induktivität - ist entscheidend über die Funktion der Leistungselektronik. Je besser diese Anbindung, desto näher kann man mit der Spannungsfestigkeit des Leistungsschalters an die maximale Spannung der Energiequelle heran. Anders gesagt: Die Spannungsreserve ist umgekehrt proportional zum technischen Niveau des Entwicklers ;-).

=== Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter ===
Da eine zu hohe Leitungsinduktivitäten zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensatoren beim Schaltbetrieb zu hohen Spannungsspitzen führt - die gegebenenfalls den Leistungshalbleiter zerstört - muss der Abstand und damit die ''Induktivität'' zwischen Zwischenkreiskondensator und Halbleiter so kurz wie möglich gehalten werden. Natürlich ist dies nicht immer optimal möglich, daher sind Möglichkeiten wie verdrillen von + und GND sowie das Parallelschalten von mehreren, gegeneinander isolierten Litzen mit geringerem Durchmesser oft sinnvoll. An dieser Stelle ist ein technisch optimales Design die erste Priorität, und erst dann Bauraum oder Kosten. Aus diesem Grund ist diese so simpel kingende Verbindung zwischen Zwischenkreis und Leistungsschalter hier als separates Bauteil aufgeführt

=== Ansteuerschaltung = Treiber ===
Um den Leistungshalbeiter kontrollieren zu können ist eine Ansteuerschaltung, der [[Treiber]], erforderlich. Der Treiber hat die Aufgabe das Ansteuersignal mit Logikpegel zum Schalten des Leistungshalbleiters umzusetzen. Hierbei sind verschiedene Anforderungen einzuhalten. Das Ansteuersignal besitzt einen fast beliebigen Logikpegel und könnte eine beliebige Flankensteilheit aufweisen. Gängige Treiber-ICs verfügen also über einen weiten Eingansspannungsbereich - z.B. 3-15V - und einer Schmidt-Trigger Funktionalität um das Signal aufzubereiten. Des Weiteren darf ein GND-Versatz von einigen, wenigen Volt zwischen Ansteuer-Controller und Leistungs-Ground - der von hohen Strömen hervorgerufen wird - nicht zu plötzlichen und ungeplanten Umschaltungen - oder zur Verhinderung von Umschaltungen - führen. Dieser Ground-Versatz ist übrigens eine der häufigsten "Herausforderungen" im Schaltungsdesign von Leistungeelektronik. Die wichtigste Aufgabe des Treibers ist jedoch das Ein- und Ausschalten des Leistungshalbleiters innerhalb einer definierten Zeit. Dazu muss der Treiber den zum Schalten erforderlichen Strom liefern können, und dies auch noch auf dem Potential, das der Leistungshalbleiter benötigt.
Damit der [[Treiber]] diese Aufgabe erfüllen kann, benötigt er die zum Schalten erforderliche Energiemenge. Diese Energie wird normalerweise aus einer anderen Quelle als der Leistungsstromversorgung bezogen und sinnvollerweise in einem Keramikkondensator gespeichert. Ist nur eine Quelle vorhanden ist auf eine gute Entkopplung der Treiberspannungsversorgung von der Leistungsquelle zu sorgen, z.B. durch einen Vorwiderstand von wenige Ohm und einem schnellen Kondensator, gegebenenfalls auch gestaffelt.
{{Absatz}}

=== Spannungsversorgung für den Treiber ===
Die Energieversorgung für die Ansteuerschaltung muss normalerweise eine geringe, durchschnittliche Energiemenge zur Verfügung stellen. Die Impulsbelastung ist jedoch entsprechend hoch, da sich der Treiber im Moment des Umschaltens einen entsprechend großen "Schluck" genehmigt. Details zum Energiebedarf siehe Artikel [[Treiber]].
Die Energie kann über je einen potentialfreien DCDC-Converter pro Schalter oder auch für LS-Schalter auf GND bezogen, und für HS-Schalter mittels Ladungspumpe (Aufladen eines Pufferkondensators auf HS-Ebene über eine Diode sobald der LS-Schalter einschaltet) zur Verfügung gestellt werden. Hier jedoch ist kein "Dauer-Ein" möglich, da der HS-Pufferkondensator nach einer berechenbaren Zeit nicht mehr genug Energie beinhaltet und gegebenenfalls unkontrolliert abschaltet
{{Absatz}}

=== Überwachungs- und Abschaltvorrichtung ===
Der Aufbau eines Leistungsteiles (siehe oben) ist meist recht aufwändig, und auch wenn man weiß was man tut können Fehler passieren. Das Ergebnis eines Fehlers oder eine kleinen Unachtsamkeit sind oft zuerstörte Leistungshalbleiter und einige defekte Bauteile in der Treiberschaltung, zu deren Suche und Austausch man wieder viel Zeit verschwenden muss.
Eine schnelle Meßvorrichtung zur sicheren Erkennung von Überspannung und -strom ist mit vergleichsweise geringem finanziellen Aufwand, aber am Anfang mit größerem zeitlichen Aufwand verbunden... aber es zahlt sich aus. Spätestens nach dem dritten Satz an Bauteilen fängt man an nachzudenken.
Empfehlenswert ist also eine Spannungemessung (Spannungsteiler für Betriebsspannung und Z-Diode für Referenz)
und eine Strommessung. Für einphasige Lasten genügt zur Strommessung ein kleiner induktivitätsarmer Shuntwiderstand im GND Rückleiter zwischen Schalter und Zwischenkreiskapazität, damit ist die Überstromabschaltung also GND-Bezogen. Der Shunt muss immer sehr niederohmig sein, damit die Verluste im Meßwiderstand überschaubar bleiben, und der GND-Versatz im Rahmen. Der Spannungsabfall an diesem Shunt wird dann mit einem OP verstärkt, und genau wie das Signal der Überspannung je einem schnellen Komparator (z.B. LM311, 100ns) zugeführt. Hier sind Abschaltzeiten von wenigen µs machbar. Aber Achtung auf die Überspannung durch Lastinduktivität oder parasitären Induktivitäten, denn je nach Abschaltgeschwindigkeit kann man sich das Leistungsteil auch dadurch zerstören, also ggf. bei kurzer Reaktionsgeschwindigkeit von z.B. <500ns langsam 'AB'schalten z.B. innerhalb von 10µs. (dU=-L*Di/dt)
Details zur Überspannungs- und Überstromabschaltung folgen zu gegebener Zeit.
Achtung: diese Abschaltungen müssen über ein Latch gespeichert, und der abgeschaltene Zustand gehalten werden, sonst erfolgt nach wenigen µs gleich wieder ein Zuschlalten auf einen vorhandenen Fehler.
{{Absatz}}

== Schaltungstopologien ==
In diesem Kapitel werden die am häufigsten verwendeten Schaltungstopologien in der Leistungselektronik dargestellt, und kurz besprochen:

[[Bild:Beispiel_Schaltungstopologien.png|miniatur|left|900px|Darstellung der wichtigsten Schaltungstopologien]]

;Low-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit der Versorgungsspannung verbunden. Der Treiber kann hier zwar direkt an GND geschaltet werden, jedoch ist bis zum Verbindungspunkt auf eine strikte Trennung zwischen Leistungs-GND und Signal-GND, genauso wie an möglichst direkte Anbindung an den Bezugspunkt (direkt an Source bzw. Emitter) zu achten.

;High-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit GND verbunden. Hier wird der Treiber nicht mit GND verbunden, jedoch trotzdem möglichst direkt mit der Source/Emitter des Bauteiles. Die Energieversorgung für den HS-Treiber erfolgt entweder über Bootstrap, oder über einen isolierten DCDC Wandler. Diese Art eines Schalters findet sehr häufig Anwendung z.B. im Kfz, da dort GND praktisch überall vorhanden ist, und keinen separaten Rückleiter erfordert.

;Halbbrücke: Eine Kombination aus LS-Schalter und HS-Schalter, die an der Verbindungsstelle zwischen LS- und HS-Schalter einen gemeinsamen Anschluß, den "Mittelpunkt" aufweist. Dadurch ist es möglich die Last entweder mit der Energiequelle, oder mit der Leistungs-GND zu verbinden. Besonders wichtig ist hier, daß zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes eine minimale Zeit vergehen muß. Diese Zeit muss absolut sicherstellen, daß zu keinem Zeitpunkt BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;H-Brücke: Zwei Halbbrücken mit gleicher Energiequelle. Die Last ist hier zwischen den beiden Mittelpunkten der Halbbrücken geschaltet, und kann dadurch sowohl in der eine, als auch in der andere Richtung durchflossen werden. Diese Anordnung wird oft verwendet um DC-Motoren zu steuern, und die Richtung zu wählen. Bezüglich der Treiber ist zu beachten, daß die beiden HS-Treiber jeweils eine getrennte Stromversorgung erfordern, was durch Bootstrap automatisch gegeben wäre. Das Bezugspotential der LS-Schalter ist zwar - wenn beim Design berücksichtigt - halbwegs gleich, der Sourceanschluß des linken HS-FETs liegt jedoch im Wechsel mit dem Sourceanschluß des rechten HS-FETs abwechslend auf GND und der Ausgangsspannung der Energiequelle. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke.

;Vollbrücke: Drei Halbbrücken mit gemeinsamer Leistungsquelle die eine dreiphasige Last - meist einen Motor - ansteuern. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke oder der H-Brücke.

Eines haben diese Schaltungsanordnungen gemeinsam: Durch PWM kann die fliesende Leistung (fast) stufenlos zwischen 0% und 100% geregelt werden. Bei einer 8-Bit PWM z.B. in 256 Stufen.
{{Absatz}}

== GND ist nicht gleich GND ==
So mancher kennt vermutlich das Problem einer Mikrocontrollerschaltung mit einem AD-Wandler. Wenn das Ergebnis der AD-Wandlung noch halbwegs der Realität entsprechen soll, dann müssen einige Vorsichtsmaßnahmen ergriffen werden, damit z.B. etwaige Negative- oder Überspannungen aus diesem oder parallelen Kanälen die Potentiale über die internen Klemmdioden nicht verschieben, und damit jegliche Genauigkeit verhindert. Neben der Abschirmungsproblematik ist es auch sinnvoll auf eine sorgfältige Trennung von Analog-GND zu Digital-GND zu achten. (Jaa Hubert L., aber hier reicht es noch ;-) )
Natürlich gibt es vielfältige Maßnahmen dies sicherzustellen, das zu diskutieren bzw. die "Beste Lösung" zu finden ist jedoch nicht Ziel dieses Artikels.

Ein sehr ähnliches Problem gibt es hier im Leistungsteil mit der Signal-GND (Signal vom und zum Treiber) und der Leistungs-GND (Hauptstrompfad).
Diese zwei GNDs (Signal-GND vom Treiber und Leistungs-GND vom Halbleiter) dürfen nur an einem Punkt miteinander verbunden werden, und zwar direkt am Anschlußpunkt von Source bzw. Emitter des Leistungsbauteiles selbst. In den Stromlaufplänen des Artikels "Treiber" wird auffallen, daß der GND Anschluß des Treibers nicht irgendwo an Leistungs-GND angebunden ist, sondern möglichst direkt am Halbleiter.

Der Grund ist sehr einfach erklärt: '''GND-Versatz.'''

Hier geht es jetzt nicht um den ohmschen d.h. statisch, dem Strom folgenden, Spannungsabfall zwischen Source bzw. Emitter und dem Verbindungspunkt der beiden GNDs, sondern um den dynamischen durch die Induktivität von ein paar '''ZENTIMETER''' Leitung. Dieser Spannungsabfall steht dann nicht mehr zur Verfügung, um den [[FET]] / [[IGBT]] anzusteuern, da er der U_GS entgegen wirkt. {{Absatz}}
Bezüglich "ohmscher Anteil": bei 500A und 1mOhm sind das nur 0,5V, eigentlich vernachlässigbar, und ein guter Entwickler läßt sowieso etwas Luft.
Nehmen wir jetzt aber den induktiven Spannungsabfall, den wir gemäß dU = -L * dI / dt berechnen.
Drei Zentimeter Leiterbahn haben eine Aufbau abhängige parasitäre Induktivität von ca. 20..30nH.
Werden 125A in 250ns geschaltet bedeutet dies eine Stromsteilheit von 500A/µs. (Auch 6..10kA/µs sind keine Seltenheit!). Bei 500A/µs und 20nH entsteht in ''drei Zentimeter'' Leiterbahn bei ''jedem'' Schalten eine Selbstinduktionsspannung von -20nH·500A/1µs = ''-10V.''
Was das bedeutet, wenn die GS-Ansteuerspannung ''um'' 10V reduziert wird, kann sich sicher jeder denken, der Halbleiter schaltet überhaupt nicht mehr, bzw. schaltet nur sehr kurz und wird von dU wieder abgeschaltet. Des Weiteren verkraften die meisten, guten Treiber-ICs am Gateausgang eine Spannung von maximal 5V unter dem Bezugs-GND-Potential. Wird die Spannungsdifferenz etwas größer, tritt "magischer Rauch" aus, und wir brauchen wieder einen "neuen Timmy".

Das Thema der "parasitären Induktivitäten" begegnet uns wieder beim Thema ''"Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter"''. Dort tritt eine vergleichbare Stromsteilheit auf, die Induktivität der Verbindungen zwischen Kondensator und Leistungsschalter ist jedoch höchsten größer, aber nicht so einfach zu beheben wie bei der [[Treiber]]-GND durch Anschluss an der richtigen Stelle.
{{Absatz}}

== Begriffsdefinitionen ==
;Stromsteilheit: dI/dt = Änderung des Stromes über der Zeit z.B. 100A in 1µs = 100A/µs

;PWM: [[Pulsweitenmodulation]]: Durch Variation des Verhältnisses der Ein- und Ausschaltzeit entsteht bei gleicher Grundfrequenz ein Rechtecksignal mit variablem Verhältnis der Ein =1 zur Aus = 0 Zeit. Dies nennt man auch das "Tastverhältnis". Dieses Signal kann auch zur Leistungssteuerung verwendet werden, indem z.B. eine 1000W Heizung die auf 400W laufen soll zu 40% ein-, und zu 60% ausgeschaltet ist. Mit dieser Ansteuerung können beliebige Signalformen realisiert werden, sofern eine für die Schaltfrequenz geeignete Filterung erfolgt. Beim Motor (H-Brücke oder Vollbrücke) wird diese Filterung durch die Induktivität der Motorwicklung erreicht, sodaß der Strom nur mehr einen kleineren Stromrippel in etwa in Form eines Dreiecks aufweist.

;Tastverhältnis: Das Verhältnis t_ein / (t_ein + t_aus) bezeichnet man als Tastverhältnis. (engl. Duty Cycle, daher oft abgekürzt DC, Achtung: bitte nicht mit Direct Current = Gleichstrom verwechseln). Das Tastverhältnis ist eine Zahl zwischen '0' und '1'.

;Brückenkurzschluss: Siehe ''Querstrom''
;Querstrom: Dies wird meist verursacht durch gleichzeitiges oder überlappendes Schalten von HS- und LS-Schalter (oder einem defekten Schalter auf den "aufgeschaltet" wird). Moderne integrierte Treiber stellen durch eine intern erzeugte "Totzeit" sicher, daß dieser Fall des überlappenden Schaltens im Umschaltmoment nie eintritt. Bei einem Selbstbau-Treiber ist diese Funktionalität Pflicht.
Gibt es diese "Totzeit" nicht, oder liegt in einem der Leistungshalbleiter ein Defekt vor steigt der Strom Aufgrund der geringen Induktivität in einem solchen Lastkreis leicht auf mehrere 1000A, und kommt einem Kurzschluß der Leistungsquelle gleich. Wird ein solcher Kurzschluß wie üblich schnell abgeschaltet, zerstören die dabei entstehenden Überspannungen die Schalter meist sofort.

Im Kleinleistungsbereich (Modellbau) lassen sich auch brückenkurzschluss-sichere Endstufen aus emittergekoppelten Komplementärtransistoren aufbauen. So ähnlich wie bei Lautsprecher-Endstufen. Stichwort: "Digitale Komplementärendstufe mit Potenzialversatz", dies bietet jedoch schaltungstechnisch keinen wirklichen Vorteil. Eine "echte" Treiberstufe mit Totzeit - egal ob diskret aufgebaut (Laufzeitverzögerung mit RC), mit RCD-Bestückung am Gate, oder im Treiber-IC integriert - ist "State of the Art".

== Parallelschalten von Leistungstransistoren==
FETs und IGBTs lassen sich relativ einfach parallelschalten, wenn ein paar wenige Grundsätze beachtet werden:
# Jeder Transistor bekommt einen eigenen Gate-Vorwiderstand bzw. eine eigene R||RD Beschaltung (Gatebeschaltung).
# Die Leistungsanbindung an Drain und Source – hier zählt "mOhm" und "nH" - wird symmetrisch aufgebaut, ähnlich einem "hydraulischen Abgleich" bei Heizungssystemen.
# Die Schleife "Kondensator — FET — Kondensator" wird minimiert.
# Die Gatebeschaltung wird möglichst nahe am Gate- und Source-Anschluß angebracht und bezüglich Induktivität (Leitungslänge)bis auf ca +/-20% symmetriert. Die Zuleitung zu den Gatebeschaltungen ist unkritisch''er''.
# Jedes Bauteil wird bezüglich Spannungsfestigkeit und Stromtragfähigkeit mit größerer Sicherheitsreserve als sonst üblich dimensioniert, denn trotz der hier genannten Maßnahmen können Asymmetrieen auftreten.

Sollten auf den Gateleitungen Schwingungen zu beobachten sein, kann es helfen, in ''jede'' Verbindung von Gatetreiber-Source zum Sourceanschluß des Schalters je einen Widerstand zu integrieren. Der Wert kann ist stark vom geschalteten Strom abhängig, und kann in erster Näherung so dimensioniert werden, daß an diesem Widerstand eine Spannung von ca. 1V abfällt. Dieser Spannungsabfall wirkt einer steigenden Gatespannung entgegen, und reduziert damit dI/dt am jeweils schnellsten Transistor. Achtung auf die Verlustleistung dieses Widerstandes.
Sinnvoller ist jedoch das Design hinsichtlich parasitäer Induktivitäten und Kapazitäten zu prüfen und ggf zu optimieren.
{{Absatz}}

== Kühlung der Leistungshalbleiter ==
''Anmerkung: Sollte ein Kenner dieses Thema (Falk?) die Zeit und Muse haben diesen Teil des Artikels '''sinnvoll''' in den wirklich schon guten Artikel [[Kühlkörper]] zu integrieren und hier zu verlinken, wäre ich dankbar ;-) die Zeit dafür habe ich im Moment nicht'' --[[Benutzerseite:Powerfreak|Powerfreak]]

Beim Betrieb von Leistungshalbleitern wird Wärme erzeugt. Dies geschieht sowohl im eingeschalteten Zustand, als auch bei jedem Ein- und Ausschalten.
Um eine Überhitzung und damit eine Zerstörung des Bauteiles zu verhindern muss diese Wärmeenergie entsprechend abgeführt werden. Ab einer Verlustleistung von ca. 1W ist es nicht mehr ausreichend wenn das Bauteil diese Energie nur abstrahlt, bzw. über Leitungen abführt. Am häufigsten werden diese Bauteile auf einen [[Kühlkörper]] geschraubt oder geklemmt, selten geklebt.

Sowohl die Oberfläche des Kühlkörpers als auch des wärmeerzeugende Bauteiles sind nicht eben und weisen eine gewisse Rauhigkeit auf. Dies bedeutet, dass sich die zwei Oberflächen nur punktuell berühren (meist nur mit wenigen Prozent der Gesamtfläche) und nicht auf der gesamten Fläche, für eine wirklsame Kühlung ist "Fläche" jedoch das "A und O".

Luft hat eine sehr schlechte Wärmeleitfähigkeit und die Luft, die zwischen den zwei Oberflächen liegt, verhindert eine Wärmeleitung zwischen den zwei Teilen sehr effektiv. Als Daumenwert kann man sagen, dass 1µm Luft in etwa einem absoluten Wärmewiderstand von ca. 1K/W entspricht... jedoch wird es sich nur in den seltensten Fällen nur um einen Mikrometer handeln, sondern meistens deutlich mehr.

=== Wärmeleitmaterialien ===
Diese Materialien verbessern die thermische Anbindung zwischen einem Bauteil, das Wärme erzeugt, und dem Bauteil, das diese Wärme durch Wärmeleitung in ein Kühlmittel (Luft oder Wasser) abführt. Diese Materialien werden zwar "Wärmeleit" -Folie bzw. -Paste genannt, leiten die Wärme jedoch nicht besonders gut...aber immer noch um mindestens den Faktor 100 besser als Luft... und genau das ist der Grund, warum diese verwendet werden müssen. (Kupfer leitet Wärme um den Faktor 15400 besser als Luft) Die Pasten enthalten meist Öle bzw. Wachse und Fette als Bindemittel und zur besseren Wärmeleitung Metalloxide bzw. Metall- oder Kohlenstoffpartikel als wärmeleitende Füllstoffe.
Der "''vielfach'' punktuelle" Kontakt von Bauteil und Kühlkörperoberfläche ist für eine optimale Anbindung sehr wichtig, da über diese kleinsten Kontaktpunke sehr viel Energie abgeführt werden kann. Daher ist es bei Verwendung von Paste essentiell, die Paste "möglichst dünn" aufzutragen, und den Überschuß, der den direkten Kontakt von Bauteil und Kühlkörper möglicherweise verhindern könnte, herauszupressen. Die Paste soll nur die Luft dazwischen ersetzen, und nicht eine durchgehende Schicht erzeugen(!).

Besondere Beachtung finden die Wärmeleitfolien, die auf beiden Seiten eine thermisch leitfähige, wachsartige Beschichtung aufweisen. Diese Beschichtung schmilzt unter Wärmeeinwirkung auf und füllt die Spalten zwischen den Oberflächen besonders gut. Folien dieser Art werden ''Phase Change Material'' genannt. Auf Grund der Tatsache, daß das Material aufschmilzt, ist es erforderlich nach dem ersten Schmelzprozess den ursprünglich Anpressdruck des Bauteiles auf dem Kühlkörper durch nachspannen wieder herzustellen. Achtung: ''Vor'' dem Aufheizen und Nachspannen hat die Wärmeleitfähigkeit noch nicht die möglichen Minimalwerte erreicht. Zum Teil ist die Wärmeanbindung noch um Faktoren schlechter, daher beim ersten Einschalten noch nicht voll belasten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von verschiedenen Materialien:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Kommentar
|-
|Kupfer || 370 || schwankt zwischen ca. 350..400
|-
|Aluminium || 220 ||
|-
|Stahl || 50 || hochlegierte Stähle <20
|-
|Eisen || 80||
|-
|Silber || 430 ||
|-
|Zinn || 67 ||
|-
|Blei || 35||
|-
|Wärmeleitpasten || 3..10 ||
|-
|Luft || 0,024 ||
|-
|Wasser || 0,6||
|-
|Öl || 0,15||
|-
|}

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Isolierfolien. Wenn jemand gute und bezahlbare Folien findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|WÄRMELEITFOL.86/82 ROT ||6,5 ||100×;100×0,25mm || C|| 14€
|-
|}
;Hinweis: Die Wärmeleitfähigkeit von Folien bezieht sich ausschließlich auf die Folie selbst. Selbst unter besten Bedingungen wird man die genannten Werte nicht erreichen, da durch den Übergang vom Bauteil in die Folie und von dort in den Kühlkörper ein zusätzlicher Wärmewiderstand entsteht. Eine Verschlechterung von ca. 30% oder mindestens 0,5K/W bei einem TO220-Bauteil ist zu erwarten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Wärmeleitpasten. Wenn jemand gute und bezahlbare Pasten findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|Artic Silver ||8,9 || 3,5g || C || 13,95€
|-
|Standard Pasten auf Silikonbasis ||3,0|| 3g..150g|| C / Rei / ... || wenige €/g
|-
|}

Montagerichtlinien:
Die so beliebten Bohrungen in eine blanken Kühlfahne des Transistors wie z. B. beim TO-220 Gehäuse suggerieren eine fantastisch einfache Montierbarkteit. Wird die Schraube aber nur ein klein wenig zu fest angezogen, verformt sich das Kupfer der Kühlfahne und sorgt dafür, dass sich der Kunststoff umpresste Teil des Transistors ein klein wenig abhebt. Dies hat eine deutlich schlechtere Wärmeanbindung zur Folge. Die isolierte Bohrung bei vollständig umspritzten – nicht zu verwechseln mit auch auf der Rückseite isolierten – Bauteilen umgeht dieses Risiko, genauso wie der nachfolgende Montagevorschlag.
* Bei hohen Verlustleistungen ist zu empfehlen, das Bauteil gegenüber der Stelle aufzupressen, an der die Verlustleistung entsteht, also direkt auf dem Kunststoff des Transistors über dem Chip.
* Werden mehrere Bauteile parallel auf dem Kühlkörper montiert sollte zwischen den Bauteilen ''mindestend'' soviel Abstand vorgesehen werden, wie die Breite des Bauteiles beträgt. Dies vermindert die gegenseitige, thermische Beeinflussing der Bauteile und ermöglicht eine bessere Wärmeabfuhr
* Zur Montage mehrerer Bauteile eignet sich eine Metallschiene die direkt auf den Kunststoff drückt sehr gut. Zwischen ''jedem'' Bauteil ist ein Verschraubungspunkt vorzusehen, damit jedes Bauteil gleichmäßig aufgedrückt wird.
* Vor dem Aufbringen der Paste/Folie sowohl Bauteil als auch Kühlkörper mit Alkohol reinigen.
* Die Wärmeleitwerte für eine Paste beziehen sich auf eine meist nicht genannte aber trotzdem ''minimale'' Schichtdicke. Diese gelingt relativ reproduzierbar, wenn die Paste mit einem flachen Gegenstand (Rasierklinge, Lineal, ...) aufgebracht, verteilt und vorsichtig abgezogen wird, sodass nur eine ''dünne'' Schicht auf dem [[Kühlkörper]] verbleibt. Dies erfordert einige Übung. Paste aufhäufeln, Bauteil eindrücken und befestigen erzielt bei weitem nicht die optimale Kühlleistung.
{{Absatz}}

== Zusätzliche Hinweise ==
Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.
{{Absatz}}

== Siehe auch ==
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [http://www.mikrocontroller.net/articles/H-Br%C3%BCcken_%C3%9Cbersicht Übersicht H-Brücken]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:!Hauptkategorie]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

IGBT

2017-03-13T21:31:38Z

Powerfreak: /* Nachteile des IGBT */

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]].

== Einleitung ==

'''I'''nsulated '''G'''ate '''B'''ipolar '''T'''ransistor

Ein IGBT kann im ersten Ansatz wie eine Kombination aus [[FET | Feldeffekt]]-Transistor und [[Transistor|Bipolarem Transistor]] betrachtet werden, bei der ein N-Kanal FET einen PNP Bipolartransistor ansteuert. Daher ist der IGBT bezüglich der Ansteuereigenschaften wie der FET als spannungsgesteuertes Bauelement (Achtung Treiberleistung!) zu betrachten, und hat ein "Gate". Die weiteren Eigenschaften ähneln aber einem Bipolartransistor (Sättigungsverhalten), daher werden diese Anschlüsse mit "Kollektor" und "Emitter" bezeichnet.

=== Vorteile des IGBT ===

* Leistungslose Ansteuerung wie beim FET im statischen Betrieb
* Verfügbarkeit für deutlich höhere Betriebsspannungen gegenüber FET Aufgrund des internen Aufbaus.
* Niedrigere Verluste als die eines FETs ab einer Spannungsfestigkeit von derzeit (2014) ca. 250V .
* Höhere Impulsbelastbarkeit (Faktor 4..5 für sehr kurze Pulse <5..10µs, bei neuster Chiptechnologie <3..5µs).
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. (siehe "Nachteile des IGBT") Beim FET ist aufbaubedingt eine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Dies ist oft - je nach Applikation - ein Nachteil. Bei Anwendungen mit entweder hohen Strömen, und/oder schnellem Schalten ist es ein Vorteil, wenn keine Diode integriert, und eine Diode ausgewählt werden kann, die auf den Anwendungsfall optimiert ist. Diese wird teilweise schon im selben Gehäuse platziert.
* Geringe Erhöhung der Verluste bei steigender Temperatur verglichen mit einem FET.

=== Nachteile des IGBT ===

* Zum schnellen Schalten wird wie beim MOSFET ein starker [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Gatetreiber]] benötigt.
* Kann unter bestimmten Umständen (zu großes dU/dt) wie ein [[TRIAC|Tyristor]] zünden (Latch-Up Effekt). Der Strom ist hier nicht mehr kontrollierbar. Das wird bei modernen Typen durch strukturelle Maßnahmen im Aufbau effektiv verhindert.
* Schaltverluste beim Abschalten sind vergleichsweise hoch, bedingt durch den sogenannten "Tail current". Dieser wird verursacht durch Ladungsträger, die nach dem eigentlichen Ausschalten noch vollständig abgeführt werden, was zu einem langsam abklingenden Strom führt.
* Nur für relativ geringe Schaltfrequenzen einsetzbar ("hart schaltend", je nach Typ bis ca. 50kHz, Spezialtypen auch bis ca. 300kHz)
* Nicht rückwärts leitfähig
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Zum Schalten von induktiven Lasten ist eine externe Freilaufdiode zwingend erforderlich. (siehe "Vorteile des IGBT")
* Kein Durchbruch zweiter Art wie beim FET. Vorgänge dieser Art führen beim IGBT im Allgemeinen zur sofortigen Zerstörung.

=== Erklärung der wichtigsten Datenblattwerte ===

{| class="wikitable"
|-
! Parameter || Symbol || Wert (Beispiel) || Erklärung
|-
| Collector Emitter (Breakdown) Voltage || <math>BV_\mathrm{CES}</math> oder <math>V_\mathrm{CE}</math> || 600V || Maximale Sperrspannung zwischen Kollektor und Emitter
|-
| DC collector current || <math>I_\mathrm{C}</math> || 60A @90°C || Maximaler, dauerhaft zulässiger Kollektorstrom bei 90°C
|-
| Pulsed Collector Current || <math>C_\mathrm{pulse}</math> oder <math>I_\mathrm{CM}</math> || 150A || Maximaler Pulsstrom (Achtung die zulässige Zeitdauer des Pulses kann nur über die maximale Junctiontemperatur ermittelt werden)
|-
| Short Circuit Withstand Time || <math>t_\mathrm{sc}</math> || 10µs || Maximale Zeit, nach der ein Kurzschluß abgeschaltet sein muß
|-
| Thermal Resistance (junction-case) || <math>R_\mathrm{th,JC}</math> || 0,33K/W || [[Kühlkörper|Thermischer Widerstand]] vom Siliziumchip bis zur Rückseite des Transistorgehäuses
|-
| Gate-Emitter Threshold Voltage || <math>V_\mathrm{GE(th)}</math> || 4,8V || Gatespannung, ab welcher der Transistor minimal leitend wird
|-
| Turn-on Delay || <math>t_\mathrm{d(on)}</math> || 50ns || Verzögerung zwischen einschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Rise Time || <math>t_\mathrm{r}</math> || 45ns || Anstiegszeit des Kollektorstromes
|-
| Turn-off Delay || <math>t_\mathrm{d(off)}</math> || 600ns || Verzögerung zwischen Abschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Fall Time || <math>t_\mathrm{f}</math> || 130ns || Abfallzeit des Kollektorstromes
|}
Für die oben genannten Werte gibt es exakte Definitionen unter denen diese Werte richtig sind. Oft wird dies auch in den Datenblättern grafisch dargestellt, unter Berücksichtigung der Abhängigkeiten. Die Angaben im Datenblatt bzw. dieser Tabelle sind auch SEHR stark von den Ansteuerbedingungen abhängig. In den Datenblättern werden die Werte immer für 25°C angegeben, soweit dort nicht anders vermerkt.

== Beispiel zur Bauteiledimensionierung ==

=== Spannungsfestigkeit ===

Die höchste vorkommende Betriebsspannung plus Abschaltüberspannung soll kleiner als ca. 80% der Spannungsfestigkeit des Bauteiles sein. Achtung: Zwischen dem je nach Anwendungsfall erforderlichen Pufferkondensator und dem IGBT wird es immer eine parasitäre Induktivität geben. Abhängig von Schaltgeschwindigkeit und Induktivität wird im Schaltmoment eine mehr oder weniger große Überspannungsspitze produziert. Dieser Peak addiert sich auf die aktuelle Versorgungsspannung. Die dabei entstehende Spannungsspitze darf die maximale Spannungsfestigkeit zu '''keinem''' Zeitpunkt überschreiten.

Überschlagsrechnung mit fiktiven Werten als Beispiel:
* Schaltgeschwindigkeit im Kurzschlußfall: dI/dt = 100A/µs,
* Induktivität: L = 1µH
* dU=-L*dI/dt = -1µH * 100A / 1µs = 100V

Dies bedeutet, daß an der parasitären Induktivität zwischen IGBT und Kondensator - auf Grund von Selbstinduktion im Schaltmoment - ein Überspannungspuls von bis zu 100V entstehen kann, der auf die Betriebsspannung aufzuschlagen ist. Wie hoch der Puls wirklich wird, hängt von der Verteilung der Induktivitäten, Kapazitäten, und der Steifigkeit des Systems ab. Also zuerst rechnen, dann einen guten Testaufbau anfertigen, und letztendlich messen.
 
'''Zielführend und absolut wichtig ist die Minimalisierung der parasitären Induktivität zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensator.'''

=== Stromtragfähigkeit ===

Welchen Strom muß der IGBT wie lange leiten? In jedem Datenblatt ist eine Stromtragfähigkeit bei 25°C und bei meist 100°C angegeben. Warm wird es dem IGBT im Betrieb von alleine, daher unbedingt den Wert bei z. B. 100°C verwenden. Dieser Wert ist als ERSTE Entscheidungsgrundlage ausreichend.
* Liegt dieser Wert mit ca. 30% Abstand darunter ist das OK.
* Ist der benötigte Strom im Bereich oder größer als der zulässige bei 100°C muß entweder ein anderer Typ eingesetzt oder mehrere IGBTs parallel geschaltet werden.
Achtung: Verlustleistung und Kühlanbindung prüfen. Gegebenenfalls einen weiteren IGBT parallel schalten, um die Verlustleistung auf zwei Bauteile zu verteilt.

=== Verlustleistung ===

Hier wird eine Näherung für die getaktete Anwendung dargestellt. In einem Transistor treten sowohl beim Ein- und Ausschalten, als auch während der eingeschalteten Zeit Verluste im Bauteil auf. Diese Verluste führen zu einer Bauteilerwärmung. Die dabei entstehende Temperatur darf die maximal zulässige Bauteiletemperatur nie überschreiten. Bei den ersten Projekten ist zu empfehlen, eine berechnete Chiptemperatur von ca. 125°C nicht zu überschreiten. Fast alle aktuell verfügbaren IGBTs nennen im Datenblatt eine Temperatur von 150°C als ihre maximale Chiptemperatur, manchmal auch schon 175°C.

{| class="wikitable"
|+ '''Beispiel'''
|-
! Parameter || Symbol ||Wert
|-
| Betriebsspannung || U_N || 400V
|-
| Nennstrom || I_N || 5A
|-
| Spannungsabfall bei I_N, Chiptemperatur = 150°C und einer Gatespannung von 15V || V_CE_sat || 2,0V
|-
| Taktfrequenz || f_schalt || 5kHz, (T=200µs)
|-
| on-Zeit || t_on || 150µs,
|-
| Einschaltzeit (risetime) || t_r || 1,5µs
|-
| Ausschaltzeit (falltime) || t_f || 1µs
|-
| Überhöhungsfaktor Einschalten || F_üein || 1,2
|-
| Überhöhungsfaktor Ausschalten || F_üaus || 1,4
|}

(Hintergrund für diese Überhöhungsfaktoren sind das übliche Überschwingen beim Schalten, sowie der Einfluß des Tailstromes. Diese Werte sind Erfahrungswerte.)

==== On-Verluste ====

<math>
P_\mathrm{on} = V_\mathrm{CE,sat} \cdot I_\mathrm{N} \cdot t_\mathrm{on}/T = 2,0\,\mathrm{V} \cdot 5\,\mathrm{A} \cdot 150\,\mathrm{\mu s} / 200\,\mathrm{\mu s} = 7,5\,\mathrm{W}
</math>

==== Schaltverluste (vereinfachter Ansatz) ====

Einschalten:
P_sw_on = 0,5 * U_N * I_N * F_üein * t_r/T
= 0,5 * 400V * 5A *1,2 * 1,5µs / 200µs = 9W
(Oder alternativ und genauer, wenn bekannt, P_sw_r=f_schalt * E_on d.h. Schaltfrequenz mal Einschaltverlustenergie. Aber Achtung... die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde müssen genau so zutreffen.)

Ausschalten:
P_sw_off = 0,5 * U_N * I_N * F_üaus * t_f/T
= 0,5 * 400V * 5A *1,4 * 1µs / 200µs = 7W
(Oder alternativ und genauer, wenn bekannt, P_sw_f=f_schalt * E_off d.h. Schaltfrequenz mal Ausschaltverlustenergie. Aber Achtung... die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde müssen genau so zutreffen.)

Die Gesamtverlustleistung beträgt also in etwa 23,5W.

Damit muß ein entsprechender [[Kühlkörper]] ausgelegt, und die Chiptemperatur berechnet werden. Z.B.:
* Kühlkörper mit einem R_th von 0,2K/W
* max. Umgebungstemperatur +60°C
* R_th "junction-case" des IGBTs 0,7K/W
* R_th der Wärmeleitfolie zwischen IGBT und Kühlkörper ca. 2,0K/W
* R_th gesamt: 2,9K/W 
* Bei einer Verlustleistung von 23,5W und einer Umgebungstemperatur von 60°C hat der Chip eine Temperatur von ca. 23,5W * 2,9K/W +60°C = 128°C. ==> o.k.!

Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß hier viele Vereinfachungen vorgenommen und die Art der Last nicht beachtet wurde, ist es sinnvoll einigen
Sicherheitsabstand zu den zulässigen Maximalwerten einzuhalten. Daher ist es empfehlenswert, die Chiptemperatur auf einen Bereich von ca. 125°C zu beschränken. Darüberhinaus sollte der Entwickler wissen was er tut.

=== Treiberleistung ===

Auch wenn der IGBT wie der MOSFET ein spannungsgesteuertes Bauelement ist, muß trotzdem bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten
die Gatekapazität von z. B. -8V auf +15V (dUg beträgt in diesem Beispiel 23V) und zurück umgeladen werden. Dafür benötigt man einen starken und schnellen [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Treiber]]. Da die Gatekapazität nicht im Datenblatt enthalten ist kann man sich mit der Eingangskapazität (Cies) behelfen. Im Arbeitspunkt ist die Gatekapazität ungefähr 5x größer als der im Datenblatt für Cies angegebene Wert. Daher berechnet sich die Treiberleistung wie folgt:

P_treiber = 2 x 0,5 x 5 x Cies x dUg² x f_schalt
= 5 x Cies x dUg² x f_schalt

Bei dUg = 23V, Cies=4nF und f_schalt=5kHz beträgt P_treiber = 53mW.
Aber Achtung, jeder Treiber hat auch einen Eigenverbrauch der leicht zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz - z. B. Induktionsheizung - wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant: z. B. dUg = 23V, Cies=20nF und f_schalt=250kHz, hier beträgt P_treiber = 13,3W (zuzüglich Eigenverbrauch).

== Zusätzliche Hinweise ==

* Bei IGBTs mit im Gehäuse integrierter Diode muß die Verlustleistung an der Diode separat berechnet und in obige Verlustleistungs- und Temperaturberechnung mit einbezogen werden. In erster Näherung genügt die Berechnung mit Strom und Spannungsfall beim entsprechenden Strom lt. Datenblatt d.h. (P_D = V_0*I_AV). Wenn mans genau haben will, kann zusätzlich noch die Verlusteistung am internen Diodenwiderstand in leitendem Zustand in die Berechnung mit einbezogen werden, d.h.
(P_D = V_D*i_D = (V_0+r_on*i_D)*i_D = V_0*i_D+r_on*i_D^2). In manchem Datenblatt sucht man den r_on jedoch vergeblich, da er vom Strom abhängig ist. Den Wert kann man aus der Diodenkennlinie ablesen. Achtung: Die Verluste in der Diode treten NUR in leitendem Zustand auf, das Tastverhältnis ist also zu beachten.
* Bei Spannungen > 60V unbedingt die einschlägigen Normen und Vorschriften beachten. (Potentialtrennung für Ansteuerung und Hilfsspannungsversorgung, [[Leiterbahnabstände]], Berührschutz,...)
* Prüfen, ob der IGBT wirklich abgeschaltet ist und bleibt (Gatespannung deutlich unter Schwellenspannung bzw. KEIN Stromfluß im ausgeschalteten Zustand)! Ansonsten muß zum sicheren Sperren des IGBTs eine negative Gatespannung (-5..-8V) angelegt werden. Hintergrund: In einer geschalteten Anwendung treten große Spannungssteilheiten z. B. am Kollektor auf. Aufgrund der internen parasitären Kapazitäten zwischen Gate, Emitter und Kollektor findet eine Überkopplung des Schaltpulses - z. B. beim Schalter gegen GND - vom Kollektoranschluß auf den Gateanschluß (kapazitiver Spannungsteiler zwischen K_G und G_E) statt. Dadurch wird das Gatepotential um einige Volt angehoben. Dies führt unter Umständen zu einem ungewollten Einschalten bzw. in einer Halbbrückenapplikation zu einem Brückenkurzschluß.
* Um einen Leistungstransistor richtig ein- bzw. auszuschalten wird der Einsatz eines [[Treiber|Treiberbausteines]] unbedingt empfohlen. Um den IGBT vor Schaden durch Kurzschluß zu schützen, sollte ein Treiber mit einer sogenannten Entsättigungsüberwachung (schnelle Überwachung von U_CE) verwendet werden. Des Weiteren sollte der Strom im Betrieb ständig gemessen werden um im Fehlerfalle eine Zerstörung zu verhindern.
* Zum Einschalten eines IGBTs ist eine Spannung von ca. 12..15V zu empfehlen. Eine größere Spannung führt zu höheren Umladeverlusten, bei einer geringeren Spannung verschenkt man meist Leistungsfähigkeit.
* Die Fläche in der Verbindung zwischen Treiber und Leistungsschalter ist unbedingt klein zu halten (verdrillte Kabel bzw. dicht nebeneinander bzw. übereinander geführte Leiterbahnen). Bei der Auswahl des Leitungsdurchmessers bzw. der Leiterbahnbreite beachten, daß die Ansteuerströme durchaus im Bereich von einigen Ampere liegen können.
* Die Schaltgeschwindigkeit und damit die Verluste und EMV-Abstrahlung wird stark durch die Gatebeschaltung beeinflußt. Im Datenblatt sind bei der Beschreibung der Ein- bzw. Ausschaltzeiten (meist bei "Test Conditions") Widerstandswerte im einstelligen Ohmbereich angegeben, für die diese dort genannten Schaltzeiten gültig sind. Es wird im Allgemeinen empfohlen die dort genannten Widerstandswerte NICHT zu UNTERschreiten. Die Wahl des Gatewiderstandes ist eine Wissenschalft für sich und immer ein zweischneidiges Schwert. Einerseits möchte man geringste Schalt- Verlustleistungen, d.h. eine kleine Schaltzeit = geringen Gatewiderstand, (1..15Ω). Achtung auf die Höhe der Ströme! Andererseits jedoch ein gutmütiges EMV-Verhalten und weniger hohe Ströme in der Gateleitung, d.h. größere Schaltzeit = höherer Gatewiderstand (evtl. bis zu 10..25Ω). Der Widerstandswert ist sehr stark von den Anforderungen abhängig. Meist ist ein asymmetrische Ansteuerung das Mittel der Wahl, d.h. R_g1 PARALLEL zu einer Serienschaltung aus D und R_g2. Ausschalten: Wahl eines größerer Widerstandswertes R_g1 direkt zwischen Gate und Treiberausgang. Einschalten: Wahl eines geringerer Wertes R_g2 + Seriendiode. R_g2 sorgt für ein zügiges Einschalten bei geringen Verlusten, R_g1 reduziert die durch parasitäre Induktivitäten hervorgerufene Abschaltüberspannung auf ein erträgliches Maß.
* Speziell in der Entwicklungsphase sollten die Ströme über '''Shunt''' oder einen schnellen Stromsensor überwacht werden. Eine Schnellabschaltung bei Überstrom ist für die Schaltung "Lebensnotwendig".

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

IGBT

2017-03-13T21:31:06Z

Powerfreak: /* Vorteile des IGBT */

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]].

== Einleitung ==

'''I'''nsulated '''G'''ate '''B'''ipolar '''T'''ransistor

Ein IGBT kann im ersten Ansatz wie eine Kombination aus [[FET | Feldeffekt]]-Transistor und [[Transistor|Bipolarem Transistor]] betrachtet werden, bei der ein N-Kanal FET einen PNP Bipolartransistor ansteuert. Daher ist der IGBT bezüglich der Ansteuereigenschaften wie der FET als spannungsgesteuertes Bauelement (Achtung Treiberleistung!) zu betrachten, und hat ein "Gate". Die weiteren Eigenschaften ähneln aber einem Bipolartransistor (Sättigungsverhalten), daher werden diese Anschlüsse mit "Kollektor" und "Emitter" bezeichnet.

=== Vorteile des IGBT ===

* Leistungslose Ansteuerung wie beim FET im statischen Betrieb
* Verfügbarkeit für deutlich höhere Betriebsspannungen gegenüber FET Aufgrund des internen Aufbaus.
* Niedrigere Verluste als die eines FETs ab einer Spannungsfestigkeit von derzeit (2014) ca. 250V .
* Höhere Impulsbelastbarkeit (Faktor 4..5 für sehr kurze Pulse <5..10µs, bei neuster Chiptechnologie <3..5µs).
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. (siehe "Nachteile des IGBT") Beim FET ist aufbaubedingt eine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Dies ist oft - je nach Applikation - ein Nachteil. Bei Anwendungen mit entweder hohen Strömen, und/oder schnellem Schalten ist es ein Vorteil, wenn keine Diode integriert, und eine Diode ausgewählt werden kann, die auf den Anwendungsfall optimiert ist. Diese wird teilweise schon im selben Gehäuse platziert.
* Geringe Erhöhung der Verluste bei steigender Temperatur verglichen mit einem FET.

=== Nachteile des IGBT ===

* Zum schnellen Schalten wird wie beim MOSFET ein starker [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Gatetreiber]] benötigt.
* Kann unter bestimmten Umständen (zu großes dU/dt) wie ein [[TRIAC|Tyristor]] zünden (Latch-Up Effekt). Der Strom ist hier nicht mehr kontrollierbar. Das wird bei modernen Typen durch strukturelle Maßnahmen im Aufbau effektiv verhindert.
* Schaltverluste beim Abschalten sind vergleichsweise hoch, bedingt durch den sogenannten "Tail current". Dieser wird verursacht durch Ladungsträger, die nach dem eigentlichen Ausschalten noch vollständig abgeführt werden, was zu einem langsam abklingenden Strom führt.
* Nur für relativ geringe Schaltfrequenzen einsetzbar ("hart schaltend", je nach Typ bis ca. 50kHz, Spezialtypen auch bis ca. 300kHz)
* Nicht rückwärts leitfähig
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Zum Schalten von induktiven Lasten ist eine externe Freilaufdiode zwingend erforderlich. (siehe Vorteile des IGBT!)
* Kein Durchbruch zweiter Art wie beim FET. Vorgänge dieser Art führen beim IGBT im Allgemeinen zur sofortigen Zerstörung.

=== Erklärung der wichtigsten Datenblattwerte ===

{| class="wikitable"
|-
! Parameter || Symbol || Wert (Beispiel) || Erklärung
|-
| Collector Emitter (Breakdown) Voltage || <math>BV_\mathrm{CES}</math> oder <math>V_\mathrm{CE}</math> || 600V || Maximale Sperrspannung zwischen Kollektor und Emitter
|-
| DC collector current || <math>I_\mathrm{C}</math> || 60A @90°C || Maximaler, dauerhaft zulässiger Kollektorstrom bei 90°C
|-
| Pulsed Collector Current || <math>C_\mathrm{pulse}</math> oder <math>I_\mathrm{CM}</math> || 150A || Maximaler Pulsstrom (Achtung die zulässige Zeitdauer des Pulses kann nur über die maximale Junctiontemperatur ermittelt werden)
|-
| Short Circuit Withstand Time || <math>t_\mathrm{sc}</math> || 10µs || Maximale Zeit, nach der ein Kurzschluß abgeschaltet sein muß
|-
| Thermal Resistance (junction-case) || <math>R_\mathrm{th,JC}</math> || 0,33K/W || [[Kühlkörper|Thermischer Widerstand]] vom Siliziumchip bis zur Rückseite des Transistorgehäuses
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| Gate-Emitter Threshold Voltage || <math>V_\mathrm{GE(th)}</math> || 4,8V || Gatespannung, ab welcher der Transistor minimal leitend wird
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| Turn-on Delay || <math>t_\mathrm{d(on)}</math> || 50ns || Verzögerung zwischen einschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Rise Time || <math>t_\mathrm{r}</math> || 45ns || Anstiegszeit des Kollektorstromes
|-
| Turn-off Delay || <math>t_\mathrm{d(off)}</math> || 600ns || Verzögerung zwischen Abschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Fall Time || <math>t_\mathrm{f}</math> || 130ns || Abfallzeit des Kollektorstromes
|}
Für die oben genannten Werte gibt es exakte Definitionen unter denen diese Werte richtig sind. Oft wird dies auch in den Datenblättern grafisch dargestellt, unter Berücksichtigung der Abhängigkeiten. Die Angaben im Datenblatt bzw. dieser Tabelle sind auch SEHR stark von den Ansteuerbedingungen abhängig. In den Datenblättern werden die Werte immer für 25°C angegeben, soweit dort nicht anders vermerkt.

== Beispiel zur Bauteiledimensionierung ==

=== Spannungsfestigkeit ===

Die höchste vorkommende Betriebsspannung plus Abschaltüberspannung soll kleiner als ca. 80% der Spannungsfestigkeit des Bauteiles sein. Achtung: Zwischen dem je nach Anwendungsfall erforderlichen Pufferkondensator und dem IGBT wird es immer eine parasitäre Induktivität geben. Abhängig von Schaltgeschwindigkeit und Induktivität wird im Schaltmoment eine mehr oder weniger große Überspannungsspitze produziert. Dieser Peak addiert sich auf die aktuelle Versorgungsspannung. Die dabei entstehende Spannungsspitze darf die maximale Spannungsfestigkeit zu '''keinem''' Zeitpunkt überschreiten.

Überschlagsrechnung mit fiktiven Werten als Beispiel:
* Schaltgeschwindigkeit im Kurzschlußfall: dI/dt = 100A/µs,
* Induktivität: L = 1µH
* dU=-L*dI/dt = -1µH * 100A / 1µs = 100V

Dies bedeutet, daß an der parasitären Induktivität zwischen IGBT und Kondensator - auf Grund von Selbstinduktion im Schaltmoment - ein Überspannungspuls von bis zu 100V entstehen kann, der auf die Betriebsspannung aufzuschlagen ist. Wie hoch der Puls wirklich wird, hängt von der Verteilung der Induktivitäten, Kapazitäten, und der Steifigkeit des Systems ab. Also zuerst rechnen, dann einen guten Testaufbau anfertigen, und letztendlich messen.
 
'''Zielführend und absolut wichtig ist die Minimalisierung der parasitären Induktivität zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensator.'''

=== Stromtragfähigkeit ===

Welchen Strom muß der IGBT wie lange leiten? In jedem Datenblatt ist eine Stromtragfähigkeit bei 25°C und bei meist 100°C angegeben. Warm wird es dem IGBT im Betrieb von alleine, daher unbedingt den Wert bei z. B. 100°C verwenden. Dieser Wert ist als ERSTE Entscheidungsgrundlage ausreichend.
* Liegt dieser Wert mit ca. 30% Abstand darunter ist das OK.
* Ist der benötigte Strom im Bereich oder größer als der zulässige bei 100°C muß entweder ein anderer Typ eingesetzt oder mehrere IGBTs parallel geschaltet werden.
Achtung: Verlustleistung und Kühlanbindung prüfen. Gegebenenfalls einen weiteren IGBT parallel schalten, um die Verlustleistung auf zwei Bauteile zu verteilt.

=== Verlustleistung ===

Hier wird eine Näherung für die getaktete Anwendung dargestellt. In einem Transistor treten sowohl beim Ein- und Ausschalten, als auch während der eingeschalteten Zeit Verluste im Bauteil auf. Diese Verluste führen zu einer Bauteilerwärmung. Die dabei entstehende Temperatur darf die maximal zulässige Bauteiletemperatur nie überschreiten. Bei den ersten Projekten ist zu empfehlen, eine berechnete Chiptemperatur von ca. 125°C nicht zu überschreiten. Fast alle aktuell verfügbaren IGBTs nennen im Datenblatt eine Temperatur von 150°C als ihre maximale Chiptemperatur, manchmal auch schon 175°C.

{| class="wikitable"
|+ '''Beispiel'''
|-
! Parameter || Symbol ||Wert
|-
| Betriebsspannung || U_N || 400V
|-
| Nennstrom || I_N || 5A
|-
| Spannungsabfall bei I_N, Chiptemperatur = 150°C und einer Gatespannung von 15V || V_CE_sat || 2,0V
|-
| Taktfrequenz || f_schalt || 5kHz, (T=200µs)
|-
| on-Zeit || t_on || 150µs,
|-
| Einschaltzeit (risetime) || t_r || 1,5µs
|-
| Ausschaltzeit (falltime) || t_f || 1µs
|-
| Überhöhungsfaktor Einschalten || F_üein || 1,2
|-
| Überhöhungsfaktor Ausschalten || F_üaus || 1,4
|}

(Hintergrund für diese Überhöhungsfaktoren sind das übliche Überschwingen beim Schalten, sowie der Einfluß des Tailstromes. Diese Werte sind Erfahrungswerte.)

==== On-Verluste ====

<math>
P_\mathrm{on} = V_\mathrm{CE,sat} \cdot I_\mathrm{N} \cdot t_\mathrm{on}/T = 2,0\,\mathrm{V} \cdot 5\,\mathrm{A} \cdot 150\,\mathrm{\mu s} / 200\,\mathrm{\mu s} = 7,5\,\mathrm{W}
</math>

==== Schaltverluste (vereinfachter Ansatz) ====

Einschalten:
P_sw_on = 0,5 * U_N * I_N * F_üein * t_r/T
= 0,5 * 400V * 5A *1,2 * 1,5µs / 200µs = 9W
(Oder alternativ und genauer, wenn bekannt, P_sw_r=f_schalt * E_on d.h. Schaltfrequenz mal Einschaltverlustenergie. Aber Achtung... die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde müssen genau so zutreffen.)

Ausschalten:
P_sw_off = 0,5 * U_N * I_N * F_üaus * t_f/T
= 0,5 * 400V * 5A *1,4 * 1µs / 200µs = 7W
(Oder alternativ und genauer, wenn bekannt, P_sw_f=f_schalt * E_off d.h. Schaltfrequenz mal Ausschaltverlustenergie. Aber Achtung... die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde müssen genau so zutreffen.)

Die Gesamtverlustleistung beträgt also in etwa 23,5W.

Damit muß ein entsprechender [[Kühlkörper]] ausgelegt, und die Chiptemperatur berechnet werden. Z.B.:
* Kühlkörper mit einem R_th von 0,2K/W
* max. Umgebungstemperatur +60°C
* R_th "junction-case" des IGBTs 0,7K/W
* R_th der Wärmeleitfolie zwischen IGBT und Kühlkörper ca. 2,0K/W
* R_th gesamt: 2,9K/W 
* Bei einer Verlustleistung von 23,5W und einer Umgebungstemperatur von 60°C hat der Chip eine Temperatur von ca. 23,5W * 2,9K/W +60°C = 128°C. ==> o.k.!

Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß hier viele Vereinfachungen vorgenommen und die Art der Last nicht beachtet wurde, ist es sinnvoll einigen
Sicherheitsabstand zu den zulässigen Maximalwerten einzuhalten. Daher ist es empfehlenswert, die Chiptemperatur auf einen Bereich von ca. 125°C zu beschränken. Darüberhinaus sollte der Entwickler wissen was er tut.

=== Treiberleistung ===

Auch wenn der IGBT wie der MOSFET ein spannungsgesteuertes Bauelement ist, muß trotzdem bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten
die Gatekapazität von z. B. -8V auf +15V (dUg beträgt in diesem Beispiel 23V) und zurück umgeladen werden. Dafür benötigt man einen starken und schnellen [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Treiber]]. Da die Gatekapazität nicht im Datenblatt enthalten ist kann man sich mit der Eingangskapazität (Cies) behelfen. Im Arbeitspunkt ist die Gatekapazität ungefähr 5x größer als der im Datenblatt für Cies angegebene Wert. Daher berechnet sich die Treiberleistung wie folgt:

P_treiber = 2 x 0,5 x 5 x Cies x dUg² x f_schalt
= 5 x Cies x dUg² x f_schalt

Bei dUg = 23V, Cies=4nF und f_schalt=5kHz beträgt P_treiber = 53mW.
Aber Achtung, jeder Treiber hat auch einen Eigenverbrauch der leicht zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz - z. B. Induktionsheizung - wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant: z. B. dUg = 23V, Cies=20nF und f_schalt=250kHz, hier beträgt P_treiber = 13,3W (zuzüglich Eigenverbrauch).

== Zusätzliche Hinweise ==

* Bei IGBTs mit im Gehäuse integrierter Diode muß die Verlustleistung an der Diode separat berechnet und in obige Verlustleistungs- und Temperaturberechnung mit einbezogen werden. In erster Näherung genügt die Berechnung mit Strom und Spannungsfall beim entsprechenden Strom lt. Datenblatt d.h. (P_D = V_0*I_AV). Wenn mans genau haben will, kann zusätzlich noch die Verlusteistung am internen Diodenwiderstand in leitendem Zustand in die Berechnung mit einbezogen werden, d.h.
(P_D = V_D*i_D = (V_0+r_on*i_D)*i_D = V_0*i_D+r_on*i_D^2). In manchem Datenblatt sucht man den r_on jedoch vergeblich, da er vom Strom abhängig ist. Den Wert kann man aus der Diodenkennlinie ablesen. Achtung: Die Verluste in der Diode treten NUR in leitendem Zustand auf, das Tastverhältnis ist also zu beachten.
* Bei Spannungen > 60V unbedingt die einschlägigen Normen und Vorschriften beachten. (Potentialtrennung für Ansteuerung und Hilfsspannungsversorgung, [[Leiterbahnabstände]], Berührschutz,...)
* Prüfen, ob der IGBT wirklich abgeschaltet ist und bleibt (Gatespannung deutlich unter Schwellenspannung bzw. KEIN Stromfluß im ausgeschalteten Zustand)! Ansonsten muß zum sicheren Sperren des IGBTs eine negative Gatespannung (-5..-8V) angelegt werden. Hintergrund: In einer geschalteten Anwendung treten große Spannungssteilheiten z. B. am Kollektor auf. Aufgrund der internen parasitären Kapazitäten zwischen Gate, Emitter und Kollektor findet eine Überkopplung des Schaltpulses - z. B. beim Schalter gegen GND - vom Kollektoranschluß auf den Gateanschluß (kapazitiver Spannungsteiler zwischen K_G und G_E) statt. Dadurch wird das Gatepotential um einige Volt angehoben. Dies führt unter Umständen zu einem ungewollten Einschalten bzw. in einer Halbbrückenapplikation zu einem Brückenkurzschluß.
* Um einen Leistungstransistor richtig ein- bzw. auszuschalten wird der Einsatz eines [[Treiber|Treiberbausteines]] unbedingt empfohlen. Um den IGBT vor Schaden durch Kurzschluß zu schützen, sollte ein Treiber mit einer sogenannten Entsättigungsüberwachung (schnelle Überwachung von U_CE) verwendet werden. Des Weiteren sollte der Strom im Betrieb ständig gemessen werden um im Fehlerfalle eine Zerstörung zu verhindern.
* Zum Einschalten eines IGBTs ist eine Spannung von ca. 12..15V zu empfehlen. Eine größere Spannung führt zu höheren Umladeverlusten, bei einer geringeren Spannung verschenkt man meist Leistungsfähigkeit.
* Die Fläche in der Verbindung zwischen Treiber und Leistungsschalter ist unbedingt klein zu halten (verdrillte Kabel bzw. dicht nebeneinander bzw. übereinander geführte Leiterbahnen). Bei der Auswahl des Leitungsdurchmessers bzw. der Leiterbahnbreite beachten, daß die Ansteuerströme durchaus im Bereich von einigen Ampere liegen können.
* Die Schaltgeschwindigkeit und damit die Verluste und EMV-Abstrahlung wird stark durch die Gatebeschaltung beeinflußt. Im Datenblatt sind bei der Beschreibung der Ein- bzw. Ausschaltzeiten (meist bei "Test Conditions") Widerstandswerte im einstelligen Ohmbereich angegeben, für die diese dort genannten Schaltzeiten gültig sind. Es wird im Allgemeinen empfohlen die dort genannten Widerstandswerte NICHT zu UNTERschreiten. Die Wahl des Gatewiderstandes ist eine Wissenschalft für sich und immer ein zweischneidiges Schwert. Einerseits möchte man geringste Schalt- Verlustleistungen, d.h. eine kleine Schaltzeit = geringen Gatewiderstand, (1..15Ω). Achtung auf die Höhe der Ströme! Andererseits jedoch ein gutmütiges EMV-Verhalten und weniger hohe Ströme in der Gateleitung, d.h. größere Schaltzeit = höherer Gatewiderstand (evtl. bis zu 10..25Ω). Der Widerstandswert ist sehr stark von den Anforderungen abhängig. Meist ist ein asymmetrische Ansteuerung das Mittel der Wahl, d.h. R_g1 PARALLEL zu einer Serienschaltung aus D und R_g2. Ausschalten: Wahl eines größerer Widerstandswertes R_g1 direkt zwischen Gate und Treiberausgang. Einschalten: Wahl eines geringerer Wertes R_g2 + Seriendiode. R_g2 sorgt für ein zügiges Einschalten bei geringen Verlusten, R_g1 reduziert die durch parasitäre Induktivitäten hervorgerufene Abschaltüberspannung auf ein erträgliches Maß.
* Speziell in der Entwicklungsphase sollten die Ströme über '''Shunt''' oder einen schnellen Stromsensor überwacht werden. Eine Schnellabschaltung bei Überstrom ist für die Schaltung "Lebensnotwendig".

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

IGBT

2017-03-13T21:25:39Z

Powerfreak: /* Nachteile des IGBT */

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]].

== Einleitung ==

'''I'''nsulated '''G'''ate '''B'''ipolar '''T'''ransistor

Ein IGBT kann im ersten Ansatz wie eine Kombination aus [[FET | Feldeffekt]]-Transistor und [[Transistor|Bipolarem Transistor]] betrachtet werden, bei der ein N-Kanal FET einen PNP Bipolartransistor ansteuert. Daher ist der IGBT bezüglich der Ansteuereigenschaften wie der FET als spannungsgesteuertes Bauelement (Achtung Treiberleistung!) zu betrachten, und hat ein "Gate". Die weiteren Eigenschaften ähneln aber einem Bipolartransistor (Sättigungsverhalten), daher werden diese Anschlüsse mit "Kollektor" und "Emitter" bezeichnet.

=== Vorteile des IGBT ===

* Leistungslose Ansteuerung wie beim FET im statischen Betrieb
* Verfügbarkeit für deutlich höhere Betriebsspannungen gegenüber FET Aufgrund des internen Aufbaus.
* Niedrigere Verluste als die eines FETs ab einer Spannungsfestigkeit von derzeit (2014) ca. 250V .
* Höhere Impulsbelastbarkeit (Faktor 4..5 für sehr kurze Pulse <5..10µs, bei neuster Chiptechnologie <3..5µs).
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Es kann eine Diode verwendet werden, die auf den Anwendungsfall optimiert ist. Diese wird teilweise schon im selben Gehäuse platziert.
* Geringe Erhöhung der Verluste bei steigender Temperatur verglichen mit einem FET.

=== Nachteile des IGBT ===

* Zum schnellen Schalten wird wie beim MOSFET ein starker [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Gatetreiber]] benötigt.
* Kann unter bestimmten Umständen (zu großes dU/dt) wie ein [[TRIAC|Tyristor]] zünden (Latch-Up Effekt). Der Strom ist hier nicht mehr kontrollierbar. Das wird bei modernen Typen durch strukturelle Maßnahmen im Aufbau effektiv verhindert.
* Schaltverluste beim Abschalten sind vergleichsweise hoch, bedingt durch den sogenannten "Tail current". Dieser wird verursacht durch Ladungsträger, die nach dem eigentlichen Ausschalten noch vollständig abgeführt werden, was zu einem langsam abklingenden Strom führt.
* Nur für relativ geringe Schaltfrequenzen einsetzbar ("hart schaltend", je nach Typ bis ca. 50kHz, Spezialtypen auch bis ca. 300kHz)
* Nicht rückwärts leitfähig
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Zum Schalten von induktiven Lasten ist eine externe Freilaufdiode zwingend erforderlich. (siehe Vorteile des IGBT!)
* Kein Durchbruch zweiter Art wie beim FET. Vorgänge dieser Art führen beim IGBT im Allgemeinen zur sofortigen Zerstörung.

=== Erklärung der wichtigsten Datenblattwerte ===

{| class="wikitable"
|-
! Parameter || Symbol || Wert (Beispiel) || Erklärung
|-
| Collector Emitter (Breakdown) Voltage || <math>BV_\mathrm{CES}</math> oder <math>V_\mathrm{CE}</math> || 600V || Maximale Sperrspannung zwischen Kollektor und Emitter
|-
| DC collector current || <math>I_\mathrm{C}</math> || 60A @90°C || Maximaler, dauerhaft zulässiger Kollektorstrom bei 90°C
|-
| Pulsed Collector Current || <math>C_\mathrm{pulse}</math> oder <math>I_\mathrm{CM}</math> || 150A || Maximaler Pulsstrom (Achtung die zulässige Zeitdauer des Pulses kann nur über die maximale Junctiontemperatur ermittelt werden)
|-
| Short Circuit Withstand Time || <math>t_\mathrm{sc}</math> || 10µs || Maximale Zeit, nach der ein Kurzschluß abgeschaltet sein muß
|-
| Thermal Resistance (junction-case) || <math>R_\mathrm{th,JC}</math> || 0,33K/W || [[Kühlkörper|Thermischer Widerstand]] vom Siliziumchip bis zur Rückseite des Transistorgehäuses
|-
| Gate-Emitter Threshold Voltage || <math>V_\mathrm{GE(th)}</math> || 4,8V || Gatespannung, ab welcher der Transistor minimal leitend wird
|-
| Turn-on Delay || <math>t_\mathrm{d(on)}</math> || 50ns || Verzögerung zwischen einschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Rise Time || <math>t_\mathrm{r}</math> || 45ns || Anstiegszeit des Kollektorstromes
|-
| Turn-off Delay || <math>t_\mathrm{d(off)}</math> || 600ns || Verzögerung zwischen Abschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Fall Time || <math>t_\mathrm{f}</math> || 130ns || Abfallzeit des Kollektorstromes
|}
Für die oben genannten Werte gibt es exakte Definitionen unter denen diese Werte richtig sind. Oft wird dies auch in den Datenblättern grafisch dargestellt, unter Berücksichtigung der Abhängigkeiten. Die Angaben im Datenblatt bzw. dieser Tabelle sind auch SEHR stark von den Ansteuerbedingungen abhängig. In den Datenblättern werden die Werte immer für 25°C angegeben, soweit dort nicht anders vermerkt.

== Beispiel zur Bauteiledimensionierung ==

=== Spannungsfestigkeit ===

Die höchste vorkommende Betriebsspannung plus Abschaltüberspannung soll kleiner als ca. 80% der Spannungsfestigkeit des Bauteiles sein. Achtung: Zwischen dem je nach Anwendungsfall erforderlichen Pufferkondensator und dem IGBT wird es immer eine parasitäre Induktivität geben. Abhängig von Schaltgeschwindigkeit und Induktivität wird im Schaltmoment eine mehr oder weniger große Überspannungsspitze produziert. Dieser Peak addiert sich auf die aktuelle Versorgungsspannung. Die dabei entstehende Spannungsspitze darf die maximale Spannungsfestigkeit zu '''keinem''' Zeitpunkt überschreiten.

Überschlagsrechnung mit fiktiven Werten als Beispiel:
* Schaltgeschwindigkeit im Kurzschlußfall: dI/dt = 100A/µs,
* Induktivität: L = 1µH
* dU=-L*dI/dt = -1µH * 100A / 1µs = 100V

Dies bedeutet, daß an der parasitären Induktivität zwischen IGBT und Kondensator - auf Grund von Selbstinduktion im Schaltmoment - ein Überspannungspuls von bis zu 100V entstehen kann, der auf die Betriebsspannung aufzuschlagen ist. Wie hoch der Puls wirklich wird, hängt von der Verteilung der Induktivitäten, Kapazitäten, und der Steifigkeit des Systems ab. Also zuerst rechnen, dann einen guten Testaufbau anfertigen, und letztendlich messen.
 
'''Zielführend und absolut wichtig ist die Minimalisierung der parasitären Induktivität zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensator.'''

=== Stromtragfähigkeit ===

Welchen Strom muß der IGBT wie lange leiten? In jedem Datenblatt ist eine Stromtragfähigkeit bei 25°C und bei meist 100°C angegeben. Warm wird es dem IGBT im Betrieb von alleine, daher unbedingt den Wert bei z. B. 100°C verwenden. Dieser Wert ist als ERSTE Entscheidungsgrundlage ausreichend.
* Liegt dieser Wert mit ca. 30% Abstand darunter ist das OK.
* Ist der benötigte Strom im Bereich oder größer als der zulässige bei 100°C muß entweder ein anderer Typ eingesetzt oder mehrere IGBTs parallel geschaltet werden.
Achtung: Verlustleistung und Kühlanbindung prüfen. Gegebenenfalls einen weiteren IGBT parallel schalten, um die Verlustleistung auf zwei Bauteile zu verteilt.

=== Verlustleistung ===

Hier wird eine Näherung für die getaktete Anwendung dargestellt. In einem Transistor treten sowohl beim Ein- und Ausschalten, als auch während der eingeschalteten Zeit Verluste im Bauteil auf. Diese Verluste führen zu einer Bauteilerwärmung. Die dabei entstehende Temperatur darf die maximal zulässige Bauteiletemperatur nie überschreiten. Bei den ersten Projekten ist zu empfehlen, eine berechnete Chiptemperatur von ca. 125°C nicht zu überschreiten. Fast alle aktuell verfügbaren IGBTs nennen im Datenblatt eine Temperatur von 150°C als ihre maximale Chiptemperatur, manchmal auch schon 175°C.

{| class="wikitable"
|+ '''Beispiel'''
|-
! Parameter || Symbol ||Wert
|-
| Betriebsspannung || U_N || 400V
|-
| Nennstrom || I_N || 5A
|-
| Spannungsabfall bei I_N, Chiptemperatur = 150°C und einer Gatespannung von 15V || V_CE_sat || 2,0V
|-
| Taktfrequenz || f_schalt || 5kHz, (T=200µs)
|-
| on-Zeit || t_on || 150µs,
|-
| Einschaltzeit (risetime) || t_r || 1,5µs
|-
| Ausschaltzeit (falltime) || t_f || 1µs
|-
| Überhöhungsfaktor Einschalten || F_üein || 1,2
|-
| Überhöhungsfaktor Ausschalten || F_üaus || 1,4
|}

(Hintergrund für diese Überhöhungsfaktoren sind das übliche Überschwingen beim Schalten, sowie der Einfluß des Tailstromes. Diese Werte sind Erfahrungswerte.)

==== On-Verluste ====

<math>
P_\mathrm{on} = V_\mathrm{CE,sat} \cdot I_\mathrm{N} \cdot t_\mathrm{on}/T = 2,0\,\mathrm{V} \cdot 5\,\mathrm{A} \cdot 150\,\mathrm{\mu s} / 200\,\mathrm{\mu s} = 7,5\,\mathrm{W}
</math>

==== Schaltverluste (vereinfachter Ansatz) ====

Einschalten:
P_sw_on = 0,5 * U_N * I_N * F_üein * t_r/T
= 0,5 * 400V * 5A *1,2 * 1,5µs / 200µs = 9W
(Oder alternativ und genauer, wenn bekannt, P_sw_r=f_schalt * E_on d.h. Schaltfrequenz mal Einschaltverlustenergie. Aber Achtung... die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde müssen genau so zutreffen.)

Ausschalten:
P_sw_off = 0,5 * U_N * I_N * F_üaus * t_f/T
= 0,5 * 400V * 5A *1,4 * 1µs / 200µs = 7W
(Oder alternativ und genauer, wenn bekannt, P_sw_f=f_schalt * E_off d.h. Schaltfrequenz mal Ausschaltverlustenergie. Aber Achtung... die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde müssen genau so zutreffen.)

Die Gesamtverlustleistung beträgt also in etwa 23,5W.

Damit muß ein entsprechender [[Kühlkörper]] ausgelegt, und die Chiptemperatur berechnet werden. Z.B.:
* Kühlkörper mit einem R_th von 0,2K/W
* max. Umgebungstemperatur +60°C
* R_th "junction-case" des IGBTs 0,7K/W
* R_th der Wärmeleitfolie zwischen IGBT und Kühlkörper ca. 2,0K/W
* R_th gesamt: 2,9K/W 
* Bei einer Verlustleistung von 23,5W und einer Umgebungstemperatur von 60°C hat der Chip eine Temperatur von ca. 23,5W * 2,9K/W +60°C = 128°C. ==> o.k.!

Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß hier viele Vereinfachungen vorgenommen und die Art der Last nicht beachtet wurde, ist es sinnvoll einigen
Sicherheitsabstand zu den zulässigen Maximalwerten einzuhalten. Daher ist es empfehlenswert, die Chiptemperatur auf einen Bereich von ca. 125°C zu beschränken. Darüberhinaus sollte der Entwickler wissen was er tut.

=== Treiberleistung ===

Auch wenn der IGBT wie der MOSFET ein spannungsgesteuertes Bauelement ist, muß trotzdem bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten
die Gatekapazität von z. B. -8V auf +15V (dUg beträgt in diesem Beispiel 23V) und zurück umgeladen werden. Dafür benötigt man einen starken und schnellen [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Treiber]]. Da die Gatekapazität nicht im Datenblatt enthalten ist kann man sich mit der Eingangskapazität (Cies) behelfen. Im Arbeitspunkt ist die Gatekapazität ungefähr 5x größer als der im Datenblatt für Cies angegebene Wert. Daher berechnet sich die Treiberleistung wie folgt:

P_treiber = 2 x 0,5 x 5 x Cies x dUg² x f_schalt
= 5 x Cies x dUg² x f_schalt

Bei dUg = 23V, Cies=4nF und f_schalt=5kHz beträgt P_treiber = 53mW.
Aber Achtung, jeder Treiber hat auch einen Eigenverbrauch der leicht zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz - z. B. Induktionsheizung - wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant: z. B. dUg = 23V, Cies=20nF und f_schalt=250kHz, hier beträgt P_treiber = 13,3W (zuzüglich Eigenverbrauch).

== Zusätzliche Hinweise ==

* Bei IGBTs mit im Gehäuse integrierter Diode muß die Verlustleistung an der Diode separat berechnet und in obige Verlustleistungs- und Temperaturberechnung mit einbezogen werden. In erster Näherung genügt die Berechnung mit Strom und Spannungsfall beim entsprechenden Strom lt. Datenblatt d.h. (P_D = V_0*I_AV). Wenn mans genau haben will, kann zusätzlich noch die Verlusteistung am internen Diodenwiderstand in leitendem Zustand in die Berechnung mit einbezogen werden, d.h.
(P_D = V_D*i_D = (V_0+r_on*i_D)*i_D = V_0*i_D+r_on*i_D^2). In manchem Datenblatt sucht man den r_on jedoch vergeblich, da er vom Strom abhängig ist. Den Wert kann man aus der Diodenkennlinie ablesen. Achtung: Die Verluste in der Diode treten NUR in leitendem Zustand auf, das Tastverhältnis ist also zu beachten.
* Bei Spannungen > 60V unbedingt die einschlägigen Normen und Vorschriften beachten. (Potentialtrennung für Ansteuerung und Hilfsspannungsversorgung, [[Leiterbahnabstände]], Berührschutz,...)
* Prüfen, ob der IGBT wirklich abgeschaltet ist und bleibt (Gatespannung deutlich unter Schwellenspannung bzw. KEIN Stromfluß im ausgeschalteten Zustand)! Ansonsten muß zum sicheren Sperren des IGBTs eine negative Gatespannung (-5..-8V) angelegt werden. Hintergrund: In einer geschalteten Anwendung treten große Spannungssteilheiten z. B. am Kollektor auf. Aufgrund der internen parasitären Kapazitäten zwischen Gate, Emitter und Kollektor findet eine Überkopplung des Schaltpulses - z. B. beim Schalter gegen GND - vom Kollektoranschluß auf den Gateanschluß (kapazitiver Spannungsteiler zwischen K_G und G_E) statt. Dadurch wird das Gatepotential um einige Volt angehoben. Dies führt unter Umständen zu einem ungewollten Einschalten bzw. in einer Halbbrückenapplikation zu einem Brückenkurzschluß.
* Um einen Leistungstransistor richtig ein- bzw. auszuschalten wird der Einsatz eines [[Treiber|Treiberbausteines]] unbedingt empfohlen. Um den IGBT vor Schaden durch Kurzschluß zu schützen, sollte ein Treiber mit einer sogenannten Entsättigungsüberwachung (schnelle Überwachung von U_CE) verwendet werden. Des Weiteren sollte der Strom im Betrieb ständig gemessen werden um im Fehlerfalle eine Zerstörung zu verhindern.
* Zum Einschalten eines IGBTs ist eine Spannung von ca. 12..15V zu empfehlen. Eine größere Spannung führt zu höheren Umladeverlusten, bei einer geringeren Spannung verschenkt man meist Leistungsfähigkeit.
* Die Fläche in der Verbindung zwischen Treiber und Leistungsschalter ist unbedingt klein zu halten (verdrillte Kabel bzw. dicht nebeneinander bzw. übereinander geführte Leiterbahnen). Bei der Auswahl des Leitungsdurchmessers bzw. der Leiterbahnbreite beachten, daß die Ansteuerströme durchaus im Bereich von einigen Ampere liegen können.
* Die Schaltgeschwindigkeit und damit die Verluste und EMV-Abstrahlung wird stark durch die Gatebeschaltung beeinflußt. Im Datenblatt sind bei der Beschreibung der Ein- bzw. Ausschaltzeiten (meist bei "Test Conditions") Widerstandswerte im einstelligen Ohmbereich angegeben, für die diese dort genannten Schaltzeiten gültig sind. Es wird im Allgemeinen empfohlen die dort genannten Widerstandswerte NICHT zu UNTERschreiten. Die Wahl des Gatewiderstandes ist eine Wissenschalft für sich und immer ein zweischneidiges Schwert. Einerseits möchte man geringste Schalt- Verlustleistungen, d.h. eine kleine Schaltzeit = geringen Gatewiderstand, (1..15Ω). Achtung auf die Höhe der Ströme! Andererseits jedoch ein gutmütiges EMV-Verhalten und weniger hohe Ströme in der Gateleitung, d.h. größere Schaltzeit = höherer Gatewiderstand (evtl. bis zu 10..25Ω). Der Widerstandswert ist sehr stark von den Anforderungen abhängig. Meist ist ein asymmetrische Ansteuerung das Mittel der Wahl, d.h. R_g1 PARALLEL zu einer Serienschaltung aus D und R_g2. Ausschalten: Wahl eines größerer Widerstandswertes R_g1 direkt zwischen Gate und Treiberausgang. Einschalten: Wahl eines geringerer Wertes R_g2 + Seriendiode. R_g2 sorgt für ein zügiges Einschalten bei geringen Verlusten, R_g1 reduziert die durch parasitäre Induktivitäten hervorgerufene Abschaltüberspannung auf ein erträgliches Maß.
* Speziell in der Entwicklungsphase sollten die Ströme über '''Shunt''' oder einen schnellen Stromsensor überwacht werden. Eine Schnellabschaltung bei Überstrom ist für die Schaltung "Lebensnotwendig".

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

IGBT

2017-03-13T21:24:27Z

Powerfreak: /* Vorteile des IGBT */

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]].

== Einleitung ==

'''I'''nsulated '''G'''ate '''B'''ipolar '''T'''ransistor

Ein IGBT kann im ersten Ansatz wie eine Kombination aus [[FET | Feldeffekt]]-Transistor und [[Transistor|Bipolarem Transistor]] betrachtet werden, bei der ein N-Kanal FET einen PNP Bipolartransistor ansteuert. Daher ist der IGBT bezüglich der Ansteuereigenschaften wie der FET als spannungsgesteuertes Bauelement (Achtung Treiberleistung!) zu betrachten, und hat ein "Gate". Die weiteren Eigenschaften ähneln aber einem Bipolartransistor (Sättigungsverhalten), daher werden diese Anschlüsse mit "Kollektor" und "Emitter" bezeichnet.

=== Vorteile des IGBT ===

* Leistungslose Ansteuerung wie beim FET im statischen Betrieb
* Verfügbarkeit für deutlich höhere Betriebsspannungen gegenüber FET Aufgrund des internen Aufbaus.
* Niedrigere Verluste als die eines FETs ab einer Spannungsfestigkeit von derzeit (2014) ca. 250V .
* Höhere Impulsbelastbarkeit (Faktor 4..5 für sehr kurze Pulse <5..10µs, bei neuster Chiptechnologie <3..5µs).
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Es kann eine Diode verwendet werden, die auf den Anwendungsfall optimiert ist. Diese wird teilweise schon im selben Gehäuse platziert.
* Geringe Erhöhung der Verluste bei steigender Temperatur verglichen mit einem FET.

=== Nachteile des IGBT ===

* Zum schnellen Schalten wird wie beim MOSFET ein starker [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Gatetreiber]] benötigt.
* Kann unter bestimmten Umständen (zu großes dU/dt) wie ein [[TRIAC|Tyristor]] zünden (Latch-Up Effekt). Der Strom ist hier nicht mehr kontrollierbar. Das wird bei modernen Typen durch strukturelle Maßnahmen im Aufbau effektiv verhindert.
* Schaltverluste beim Abschalten sind vergleichsweise hoch, bedingt durch den sogenannten "Tail current". Dieser wird verursacht durch Ladungsträger, die nach dem eigentlichen Ausschalten noch vollständig abgeführt werden, was zu einem langsam abklingenden Strom führt.
* Nur für relativ geringe Schaltfrequenzen einsetzbar ("hart schaltend", je nach Typ bis ca. 50kHz, Spezialtypen auch bis ca. 300kHz)
* Nicht rückwärts leitfähig
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Zum Schalten von induktiven Lasten in Halb- und Vollbrücken ist eine externe Freilaufdiode zwingend erforderlich.
* Kein Durchbruch zweiter Art wie beim FET. Vorgänge dieser Art führen beim IGBT im Allgemeinen zur sofortigen Zerstörung.

=== Erklärung der wichtigsten Datenblattwerte ===

{| class="wikitable"
|-
! Parameter || Symbol || Wert (Beispiel) || Erklärung
|-
| Collector Emitter (Breakdown) Voltage || <math>BV_\mathrm{CES}</math> oder <math>V_\mathrm{CE}</math> || 600V || Maximale Sperrspannung zwischen Kollektor und Emitter
|-
| DC collector current || <math>I_\mathrm{C}</math> || 60A @90°C || Maximaler, dauerhaft zulässiger Kollektorstrom bei 90°C
|-
| Pulsed Collector Current || <math>C_\mathrm{pulse}</math> oder <math>I_\mathrm{CM}</math> || 150A || Maximaler Pulsstrom (Achtung die zulässige Zeitdauer des Pulses kann nur über die maximale Junctiontemperatur ermittelt werden)
|-
| Short Circuit Withstand Time || <math>t_\mathrm{sc}</math> || 10µs || Maximale Zeit, nach der ein Kurzschluß abgeschaltet sein muß
|-
| Thermal Resistance (junction-case) || <math>R_\mathrm{th,JC}</math> || 0,33K/W || [[Kühlkörper|Thermischer Widerstand]] vom Siliziumchip bis zur Rückseite des Transistorgehäuses
|-
| Gate-Emitter Threshold Voltage || <math>V_\mathrm{GE(th)}</math> || 4,8V || Gatespannung, ab welcher der Transistor minimal leitend wird
|-
| Turn-on Delay || <math>t_\mathrm{d(on)}</math> || 50ns || Verzögerung zwischen einschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Rise Time || <math>t_\mathrm{r}</math> || 45ns || Anstiegszeit des Kollektorstromes
|-
| Turn-off Delay || <math>t_\mathrm{d(off)}</math> || 600ns || Verzögerung zwischen Abschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Fall Time || <math>t_\mathrm{f}</math> || 130ns || Abfallzeit des Kollektorstromes
|}
Für die oben genannten Werte gibt es exakte Definitionen unter denen diese Werte richtig sind. Oft wird dies auch in den Datenblättern grafisch dargestellt, unter Berücksichtigung der Abhängigkeiten. Die Angaben im Datenblatt bzw. dieser Tabelle sind auch SEHR stark von den Ansteuerbedingungen abhängig. In den Datenblättern werden die Werte immer für 25°C angegeben, soweit dort nicht anders vermerkt.

== Beispiel zur Bauteiledimensionierung ==

=== Spannungsfestigkeit ===

Die höchste vorkommende Betriebsspannung plus Abschaltüberspannung soll kleiner als ca. 80% der Spannungsfestigkeit des Bauteiles sein. Achtung: Zwischen dem je nach Anwendungsfall erforderlichen Pufferkondensator und dem IGBT wird es immer eine parasitäre Induktivität geben. Abhängig von Schaltgeschwindigkeit und Induktivität wird im Schaltmoment eine mehr oder weniger große Überspannungsspitze produziert. Dieser Peak addiert sich auf die aktuelle Versorgungsspannung. Die dabei entstehende Spannungsspitze darf die maximale Spannungsfestigkeit zu '''keinem''' Zeitpunkt überschreiten.

Überschlagsrechnung mit fiktiven Werten als Beispiel:
* Schaltgeschwindigkeit im Kurzschlußfall: dI/dt = 100A/µs,
* Induktivität: L = 1µH
* dU=-L*dI/dt = -1µH * 100A / 1µs = 100V

Dies bedeutet, daß an der parasitären Induktivität zwischen IGBT und Kondensator - auf Grund von Selbstinduktion im Schaltmoment - ein Überspannungspuls von bis zu 100V entstehen kann, der auf die Betriebsspannung aufzuschlagen ist. Wie hoch der Puls wirklich wird, hängt von der Verteilung der Induktivitäten, Kapazitäten, und der Steifigkeit des Systems ab. Also zuerst rechnen, dann einen guten Testaufbau anfertigen, und letztendlich messen.
 
'''Zielführend und absolut wichtig ist die Minimalisierung der parasitären Induktivität zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensator.'''

=== Stromtragfähigkeit ===

Welchen Strom muß der IGBT wie lange leiten? In jedem Datenblatt ist eine Stromtragfähigkeit bei 25°C und bei meist 100°C angegeben. Warm wird es dem IGBT im Betrieb von alleine, daher unbedingt den Wert bei z. B. 100°C verwenden. Dieser Wert ist als ERSTE Entscheidungsgrundlage ausreichend.
* Liegt dieser Wert mit ca. 30% Abstand darunter ist das OK.
* Ist der benötigte Strom im Bereich oder größer als der zulässige bei 100°C muß entweder ein anderer Typ eingesetzt oder mehrere IGBTs parallel geschaltet werden.
Achtung: Verlustleistung und Kühlanbindung prüfen. Gegebenenfalls einen weiteren IGBT parallel schalten, um die Verlustleistung auf zwei Bauteile zu verteilt.

=== Verlustleistung ===

Hier wird eine Näherung für die getaktete Anwendung dargestellt. In einem Transistor treten sowohl beim Ein- und Ausschalten, als auch während der eingeschalteten Zeit Verluste im Bauteil auf. Diese Verluste führen zu einer Bauteilerwärmung. Die dabei entstehende Temperatur darf die maximal zulässige Bauteiletemperatur nie überschreiten. Bei den ersten Projekten ist zu empfehlen, eine berechnete Chiptemperatur von ca. 125°C nicht zu überschreiten. Fast alle aktuell verfügbaren IGBTs nennen im Datenblatt eine Temperatur von 150°C als ihre maximale Chiptemperatur, manchmal auch schon 175°C.

{| class="wikitable"
|+ '''Beispiel'''
|-
! Parameter || Symbol ||Wert
|-
| Betriebsspannung || U_N || 400V
|-
| Nennstrom || I_N || 5A
|-
| Spannungsabfall bei I_N, Chiptemperatur = 150°C und einer Gatespannung von 15V || V_CE_sat || 2,0V
|-
| Taktfrequenz || f_schalt || 5kHz, (T=200µs)
|-
| on-Zeit || t_on || 150µs,
|-
| Einschaltzeit (risetime) || t_r || 1,5µs
|-
| Ausschaltzeit (falltime) || t_f || 1µs
|-
| Überhöhungsfaktor Einschalten || F_üein || 1,2
|-
| Überhöhungsfaktor Ausschalten || F_üaus || 1,4
|}

(Hintergrund für diese Überhöhungsfaktoren sind das übliche Überschwingen beim Schalten, sowie der Einfluß des Tailstromes. Diese Werte sind Erfahrungswerte.)

==== On-Verluste ====

<math>
P_\mathrm{on} = V_\mathrm{CE,sat} \cdot I_\mathrm{N} \cdot t_\mathrm{on}/T = 2,0\,\mathrm{V} \cdot 5\,\mathrm{A} \cdot 150\,\mathrm{\mu s} / 200\,\mathrm{\mu s} = 7,5\,\mathrm{W}
</math>

==== Schaltverluste (vereinfachter Ansatz) ====

Einschalten:
P_sw_on = 0,5 * U_N * I_N * F_üein * t_r/T
= 0,5 * 400V * 5A *1,2 * 1,5µs / 200µs = 9W
(Oder alternativ und genauer, wenn bekannt, P_sw_r=f_schalt * E_on d.h. Schaltfrequenz mal Einschaltverlustenergie. Aber Achtung... die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde müssen genau so zutreffen.)

Ausschalten:
P_sw_off = 0,5 * U_N * I_N * F_üaus * t_f/T
= 0,5 * 400V * 5A *1,4 * 1µs / 200µs = 7W
(Oder alternativ und genauer, wenn bekannt, P_sw_f=f_schalt * E_off d.h. Schaltfrequenz mal Ausschaltverlustenergie. Aber Achtung... die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde müssen genau so zutreffen.)

Die Gesamtverlustleistung beträgt also in etwa 23,5W.

Damit muß ein entsprechender [[Kühlkörper]] ausgelegt, und die Chiptemperatur berechnet werden. Z.B.:
* Kühlkörper mit einem R_th von 0,2K/W
* max. Umgebungstemperatur +60°C
* R_th "junction-case" des IGBTs 0,7K/W
* R_th der Wärmeleitfolie zwischen IGBT und Kühlkörper ca. 2,0K/W
* R_th gesamt: 2,9K/W 
* Bei einer Verlustleistung von 23,5W und einer Umgebungstemperatur von 60°C hat der Chip eine Temperatur von ca. 23,5W * 2,9K/W +60°C = 128°C. ==> o.k.!

Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß hier viele Vereinfachungen vorgenommen und die Art der Last nicht beachtet wurde, ist es sinnvoll einigen
Sicherheitsabstand zu den zulässigen Maximalwerten einzuhalten. Daher ist es empfehlenswert, die Chiptemperatur auf einen Bereich von ca. 125°C zu beschränken. Darüberhinaus sollte der Entwickler wissen was er tut.

=== Treiberleistung ===

Auch wenn der IGBT wie der MOSFET ein spannungsgesteuertes Bauelement ist, muß trotzdem bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten
die Gatekapazität von z. B. -8V auf +15V (dUg beträgt in diesem Beispiel 23V) und zurück umgeladen werden. Dafür benötigt man einen starken und schnellen [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Treiber]]. Da die Gatekapazität nicht im Datenblatt enthalten ist kann man sich mit der Eingangskapazität (Cies) behelfen. Im Arbeitspunkt ist die Gatekapazität ungefähr 5x größer als der im Datenblatt für Cies angegebene Wert. Daher berechnet sich die Treiberleistung wie folgt:

P_treiber = 2 x 0,5 x 5 x Cies x dUg² x f_schalt
= 5 x Cies x dUg² x f_schalt

Bei dUg = 23V, Cies=4nF und f_schalt=5kHz beträgt P_treiber = 53mW.
Aber Achtung, jeder Treiber hat auch einen Eigenverbrauch der leicht zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz - z. B. Induktionsheizung - wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant: z. B. dUg = 23V, Cies=20nF und f_schalt=250kHz, hier beträgt P_treiber = 13,3W (zuzüglich Eigenverbrauch).

== Zusätzliche Hinweise ==

* Bei IGBTs mit im Gehäuse integrierter Diode muß die Verlustleistung an der Diode separat berechnet und in obige Verlustleistungs- und Temperaturberechnung mit einbezogen werden. In erster Näherung genügt die Berechnung mit Strom und Spannungsfall beim entsprechenden Strom lt. Datenblatt d.h. (P_D = V_0*I_AV). Wenn mans genau haben will, kann zusätzlich noch die Verlusteistung am internen Diodenwiderstand in leitendem Zustand in die Berechnung mit einbezogen werden, d.h.
(P_D = V_D*i_D = (V_0+r_on*i_D)*i_D = V_0*i_D+r_on*i_D^2). In manchem Datenblatt sucht man den r_on jedoch vergeblich, da er vom Strom abhängig ist. Den Wert kann man aus der Diodenkennlinie ablesen. Achtung: Die Verluste in der Diode treten NUR in leitendem Zustand auf, das Tastverhältnis ist also zu beachten.
* Bei Spannungen > 60V unbedingt die einschlägigen Normen und Vorschriften beachten. (Potentialtrennung für Ansteuerung und Hilfsspannungsversorgung, [[Leiterbahnabstände]], Berührschutz,...)
* Prüfen, ob der IGBT wirklich abgeschaltet ist und bleibt (Gatespannung deutlich unter Schwellenspannung bzw. KEIN Stromfluß im ausgeschalteten Zustand)! Ansonsten muß zum sicheren Sperren des IGBTs eine negative Gatespannung (-5..-8V) angelegt werden. Hintergrund: In einer geschalteten Anwendung treten große Spannungssteilheiten z. B. am Kollektor auf. Aufgrund der internen parasitären Kapazitäten zwischen Gate, Emitter und Kollektor findet eine Überkopplung des Schaltpulses - z. B. beim Schalter gegen GND - vom Kollektoranschluß auf den Gateanschluß (kapazitiver Spannungsteiler zwischen K_G und G_E) statt. Dadurch wird das Gatepotential um einige Volt angehoben. Dies führt unter Umständen zu einem ungewollten Einschalten bzw. in einer Halbbrückenapplikation zu einem Brückenkurzschluß.
* Um einen Leistungstransistor richtig ein- bzw. auszuschalten wird der Einsatz eines [[Treiber|Treiberbausteines]] unbedingt empfohlen. Um den IGBT vor Schaden durch Kurzschluß zu schützen, sollte ein Treiber mit einer sogenannten Entsättigungsüberwachung (schnelle Überwachung von U_CE) verwendet werden. Des Weiteren sollte der Strom im Betrieb ständig gemessen werden um im Fehlerfalle eine Zerstörung zu verhindern.
* Zum Einschalten eines IGBTs ist eine Spannung von ca. 12..15V zu empfehlen. Eine größere Spannung führt zu höheren Umladeverlusten, bei einer geringeren Spannung verschenkt man meist Leistungsfähigkeit.
* Die Fläche in der Verbindung zwischen Treiber und Leistungsschalter ist unbedingt klein zu halten (verdrillte Kabel bzw. dicht nebeneinander bzw. übereinander geführte Leiterbahnen). Bei der Auswahl des Leitungsdurchmessers bzw. der Leiterbahnbreite beachten, daß die Ansteuerströme durchaus im Bereich von einigen Ampere liegen können.
* Die Schaltgeschwindigkeit und damit die Verluste und EMV-Abstrahlung wird stark durch die Gatebeschaltung beeinflußt. Im Datenblatt sind bei der Beschreibung der Ein- bzw. Ausschaltzeiten (meist bei "Test Conditions") Widerstandswerte im einstelligen Ohmbereich angegeben, für die diese dort genannten Schaltzeiten gültig sind. Es wird im Allgemeinen empfohlen die dort genannten Widerstandswerte NICHT zu UNTERschreiten. Die Wahl des Gatewiderstandes ist eine Wissenschalft für sich und immer ein zweischneidiges Schwert. Einerseits möchte man geringste Schalt- Verlustleistungen, d.h. eine kleine Schaltzeit = geringen Gatewiderstand, (1..15Ω). Achtung auf die Höhe der Ströme! Andererseits jedoch ein gutmütiges EMV-Verhalten und weniger hohe Ströme in der Gateleitung, d.h. größere Schaltzeit = höherer Gatewiderstand (evtl. bis zu 10..25Ω). Der Widerstandswert ist sehr stark von den Anforderungen abhängig. Meist ist ein asymmetrische Ansteuerung das Mittel der Wahl, d.h. R_g1 PARALLEL zu einer Serienschaltung aus D und R_g2. Ausschalten: Wahl eines größerer Widerstandswertes R_g1 direkt zwischen Gate und Treiberausgang. Einschalten: Wahl eines geringerer Wertes R_g2 + Seriendiode. R_g2 sorgt für ein zügiges Einschalten bei geringen Verlusten, R_g1 reduziert die durch parasitäre Induktivitäten hervorgerufene Abschaltüberspannung auf ein erträgliches Maß.
* Speziell in der Entwicklungsphase sollten die Ströme über '''Shunt''' oder einen schnellen Stromsensor überwacht werden. Eine Schnellabschaltung bei Überstrom ist für die Schaltung "Lebensnotwendig".

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Leistungselektronik

2016-08-24T06:31:32Z

Powerfreak: kleinere Anpassungen, Typo

Dieser Artikel ist der Einstiegspunkt zu einer Reihe von weiteren Beiträgen, die alle das Thema "Leistungselektronische Systeme" als Hintergrund besitzen. Weiterführende Details und Ergänzungen findet man in den verlinkten Artikeln wie [[IGBT]], [[FET]], [[TRIAC]], [[Kühlkörper]], [[Treiber]], [[Zwischenkreiskapazität]], [[Mosfet-Übersicht]].

In diesem Artikel geht es hauptsächlich darum einen Überblick über das "System" zu schaffen und diverse Grundlagen und Begriffe zu definieren.

== Was versteht man unter "Leistungselektronik"? ==
Unter dem Begriff "Leistungselektronik" versteht man alles, was mit Steuerung, Umformung oder dem Schalten von elektrischer Energie mit elektronischen Bauelementen zu tun hat. Dies beginnt bereits bei wenigen 100mA und wenigen Volt, reicht aber bis zu mehreren 100kV und mehreren 1000A. Bei kleineren Spannungen und Strömen besteht die Herausforderung nicht in den absoluten Werten selbst, sondern in der Umformung mit einem besonders hohen Wirkungsgrad und mit möglichst geringen EMV-Abstrahlungen.

Leistungselektronik bzw. leistungselektronische Systeme bestehen immer aus einem Steuerungs- bzw. Regelteil, und dem Leistungsteil selbst. Dieses Leistungsteil - oft auch als "Leistungselektronik" bezeichnet - besteht selbst wieder aus mehreren Komponenten, die aber '''immer''' aufeinander abgestimmt sein müssen.

== Sicherheitsvorkehrungen ==
Jeder der in diesem Bereich arbeitet muss sich über die Gefahren, die von hohen Spannungen (ab 50V_ac und ca. 60V_dc {offiziell 120V_dc}), hohen Strömen oder hohen Energien (z.B. aus einem Kondensator) ausgehen, informieren und entsprechende Sicherheitsvorkehrungen treffen.
Ab ca 12V zündet ein Lichtbogen und verlischt anschließend.
Ab ca. 20V bleibt ein Lichtbogen nach der Zündung stehen, bis die Spannung unter die Lichtbogenbrennspannung - die abhängig von der Lichtbogenlänge ist - fällt.
Auch bei einer einmaligen Entladung (z.B. aus einem Kondensator) kann so viel Energie in dem Brennmoment enthalten sein, daß flüssiges Metall durch die Gegend geschleudert wird.
Die Verwendung eines Trenntrafos und einer Schutzbrille - letzteres speziell für Messungen mit dem Oszi direkt am Testobjekt - sollte auch schon bei geringen Leistungen zur Standardausrüstung gehören, bei größeren Leistung auch ein Gehörschutz.

== Bestandteile eines leistungselektronischen Systems ==
Zum Leistungsteil gehören immer:
# Leistungshalbleiter ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]])
# Kühlung für den Leistungshalbleiter über [[Kühlkörper]]
# [[Zwischenkreiskapazität]]
# Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter
# Ansteuerschaltung = [[Treiber]]
# Spannungsversorgung für den Treiber

Optional können noch eine separaten HS-Energieversorgung, ein Strom- bzw. Spannungssensor, sowie ggf. eine Potentialtrennung der Ansteuersignale von der Regeleineheit zum Treiber mit dazugehören.

'''Warum sind diese Komponenten immer Bestandteil einer leistungselektronischen Anwendung, und auf was ist zu achten?'''

=== Leistungshalbleiter ===
Der Leistungshalbleiter selbst ist der eigentliche Schalter. Hier gibt es verschiedene Typen/Arten von Halbleitern, die wichtigsten werden in den entsprechenden Kapiteln ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]]) genau erläutert.
Als kleine Zusammenfassung kann gesagt werden, daß sich ''nicht abschaltbare'' Bauteile wie TRIACs normalerweise ausschließlich für das Schalten von Wechselstrom (AC) eignen, und ''abschaltbare'' Bauteile wie [[FET]] und [[IGBT]] ihre Stärken bei Gleichstrom (DC) ausspielen. FETs werden meist für Spannungen bis zu ca. 200V, und schnelles und häufiges Schalten >30..50kHz eingesetzt. IGBTs hingegen sind für Schaltfrequenzen bis zu typisch 10..12kHz, (selten bis zu 30kHz) und für Spannungen größer ca. 150V optimal eingesetzt. (FETs und IGBTs können auch schneller schalten, jedoch sinkt dann der Wirkungsgrad.)Vom FET existieren im Bereich Leistungselektronik zwei Haupttypen, der N-Kanal- und der P-Kanal FET. Details im entsprechenden Kapitel nur soviel Vorweg: Bei Anwendungen über ca. 30-40V oder mit hohen Strömen ist es sowohl bezüglich Kosten, als auch bezüglich Verluste und Auswahlmöglichkeiten sinnvoll zu prüfen, ob ein N-Kanal Typ mit seiner etwas aufwändigeren Ansteuerung bzw. Energieversorgung nicht doch Sinn macht. In industriellen Anwendungen wird der P-Kanal Typ nur relativ selten verwendet.
-

=== Kühlung für den Leistungshalbleiter ===
Leider läßt sich Energie nicht zu 100% verlustfrei konvertieren. Diese Verluste werden hauptsächlich in Form von Wärme abgestrahlt. Damit der (teure) Leistungshalbleiter die gewünschte Lebensdauer erreicht bzw. nicht überhitzt und damit zerstört wird, muß die Verlustenergie in irgend einer Art und Weise über einen [[Kühlkörper]] abgeführt werden.

Nur zum Vergleich: Eine 17cm durchmessende Herdplatte mit einer Leistung von 1000W hat eine Leistungsdichte von ca. 4,5W/cm². In unseren PCs - zur Kühlung der CPU - sind 50..70W/cm² übliche Werte. Die meisten Applikationen mit Leistungshalbleitern übersteigen die Leistungsdichte unserer Herdplatten bei weitem.

Diese Kühlung von nennenswerten Leistungen erfolgt fast ausschließlich durch Wärmeleitung und immer auch in Form von Wärmestrahlung. Bei sehr kleinen Verlustleistungen und hohen Temperaturdifferenzen vom Halbleiter zur Umgebungsluft ist die Ableitung durch Abstrahlung in die Luft (natürliche Konvektion) und Ableitung durch Wärmeleitung in die Platine ohne einen zusätzlichen Kühlkörper oft ausreichend. In Datenblättern findet man 50..75 K/W (ja = junction to ambient) vom Halbleiter zur Umgebungsluft, was bedeutet, daß man ca. 1W ohne Kühlkörper abführen könnte, da sich der Kühlkörper pro Watt um die genantnen 50..75K erwärmt. Für höhere Leistungen muß der Halbleiter auf einen Luftkühler z.B. [[Kühlkörper]] bzw. bei höchsten Leistungsdichten auf einem Wasserkühler montiert werden. Dies wird genauer im Kapitel "Kühlung von Leistungshalbleitern" beschrieben.

=== Zwischenkreiskapazität ===
Die [[Zwischenkreiskapazität]] ist der Energiepuffer der Anwendung, und muß mindestens ein Umschalten der Leistungsendstufe puffern können.
Jede Leitung/Verbindung stellt eine Induktivität dar. Die Energiequelle ist in 99,9% aller Fälle nicht ''direkt'' an der Leistungselektronik, sondern über je eine Induktivität in Hin- und Rückleitung, mit dem Schalter verbunden. Daher ist technisch gesehen die Quelle "weit" von der Last entfernt. Diese Induktivitäten führen sowohl zu einem Spannungseinbruch beim EINschalten, aus auch zu einer Spannungsüberhöhung beim AUSschalten, und genau '''dies''' muß durch den Zwischenkreis minimiert werden.
Die Zwischenkreiskapazität dient also der Kompensation der Leitungsinduktivitäten.
Die Anbindung des Kondensators mit ''geringst möglichen Abstand'' zum Leistungsschalter - d.h. mit geringst möglicher Induktivität - ist entscheidend über die Funktion der Leistungselektronik. Je besser diese Anbindung, desto näher kann man mit der Spannungsfestigkeit des Leistungsschalters an die maximale Spannung der Energiequelle heran. Anders gesagt: Die Spannungsreserve ist umgekehrt proportional zum technischen Niveau des Entwicklers ;-).

=== Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter ===
Da eine zu hohe Leitungsinduktivitäten zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensatoren beim Schaltbetrieb zu hohen Spannungsspitzen führt - die gegebenenfalls den Leistungshalbleiter zerstört - muss der Abstand und damit die ''Induktivität'' zwischen Zwischenkreiskondensator und Halbleiter so kurz wie möglich gehalten werden. Natürlich ist dies nicht immer optimal möglich, daher sind Möglichkeiten wie verdrillen von + und GND sowie das Parallelschalten von mehreren, gegeneinander isolierten Litzen mit geringerem Durchmesser oft sinnvoll. An dieser Stelle ist ein technisch optimales Design die erste Priorität, und erst dann Bauraum oder Kosten. Aus diesem Grund ist diese so simpel kingende Verbindung zwischen Zwischenkreis und Leistungsschalter hier als separates Bauteil aufgeführt

=== Ansteuerschaltung = Treiber ===
Um den Leistungshalbeiter kontrollieren zu können ist eine Ansteuerschaltung, der [[Treiber]], erforderlich. Der Treiber hat die Aufgabe das Ansteuersignal mit Logikpegel zum Schalten des Leistungshalbleiters umzusetzen. Hierbei sind verschiedene Anforderungen einzuhalten. Das Ansteuersignal besitzt einen fast beliebigen Logikpegel und könnte eine beliebige Flankensteilheit aufweisen. Gängige Treiber-ICs verfügen also über einen weiten Eingansspannungsbereich - z.B. 3-15V - und einer Schmidt-Trigger Funktionalität um das Signal aufzubereiten. Des Weiteren darf ein GND-Versatz von einigen, wenigen Volt zwischen Ansteuer-Controller und Leistungs-Ground - der von hohen Strömen hervorgerufen wird - nicht zu plötzlichen und ungeplanten Umschaltungen - oder zur Verhinderung von Umschaltungen - führen. Dieser Ground-Versatz ist übrigens eine der häufigsten "Herausforderungen" im Schaltungsdesign von Leistungeelektronik. Die wichtigste Aufgabe des Treibers ist jedoch das Ein- und Ausschalten des Leistungshalbleiters innerhalb einer definierten Zeit. Dazu muss der Treiber den zum Schalten erforderlichen Strom liefern können, und dies auch noch auf dem Potential, das der Leistungshalbleiter benötigt.
Damit der [[Treiber]] diese Aufgabe erfüllen kann, benötigt er die zum Schalten erforderliche Energiemenge. Diese Energie wird normalerweise aus einer anderen Quelle als der Leistungsstromversorgung bezogen und sinnvollerweise in einem Keramikkondensator gespeichert. Ist nur eine Quelle vorhanden ist auf eine gute Entkopplung der Treiberspannungsversorgung von der Leistungsquelle zu sorgen, z.B. durch einen Vorwiderstand von wenige Ohm und einem schnellen Kondensator, gegebenenfalls auch gestaffelt.
{{Absatz}}

== Schaltungstopologien ==
In diesem Kapitel werden die am häufigsten verwendeten Schaltungstopologien in der Leistungselektronik dargestellt, und kurz besprochen:

[[Bild:Beispiel_Schaltungstopologien.png|miniatur|left|900px|Darstellung der wichtigsten Schaltungstopologien]]

;Low-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit der Versorgungsspannung verbunden. Der Treiber kann hier zwar direkt an GND geschaltet werden, jedoch ist bis zum Verbindungspunkt auf eine strikte Trennung zwischen Leistungs-GND und Signal-GND, genauso wie an möglichst direkte Anbindung an den Bezugspunkt (direkt an Source bzw. Emitter) zu achten.

;High-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit GND verbunden. Hier wird der Treiber nicht mit GND verbunden, jedoch trotzdem möglichst direkt mit der Source/Emitter des Bauteiles. Die Energieversorgung für den HS-Treiber erfolgt entweder über Bootstrap, oder über einen isolierten DCDC Wandler. Diese Art eines Schalters findet sehr häufig Anwendung z.B. im Kfz, da dort GND praktisch überall vorhanden ist, und keinen separaten Rückleiter erfordert.

;Halbbrücke: Eine Kombination aus LS-Schalter und HS-Schalter, die an der Verbindungsstelle zwischen LS- und HS-Schalter einen gemeinsamen Anschluß, den "Mittelpunkt" aufweist. Dadurch ist es möglich die Last entweder mit der Energiequelle, oder mit der Leistungs-GND zu verbinden. Besonders wichtig ist hier, daß zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes eine minimale Zeit vergehen muß. Diese Zeit muss absolut sicherstellen, daß zu keinem Zeitpunkt BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;H-Brücke: Zwei Halbbrücken mit gleicher Energiequelle. Die Last ist hier zwischen den beiden Mittelpunkten der Halbbrücken geschaltet, und kann dadurch sowohl in der eine, als auch in der andere Richtung durchflossen werden. Diese Anordnung wird oft verwendet um DC-Motoren zu steuern, und die Richtung zu wählen. Bezüglich der Treiber ist zu beachten, daß die beiden HS-Treiber jeweils eine getrennte Stromversorgung erfordern, was durch Bootstrap automatisch gegeben wäre. Das Bezugspotential der LS-Schalter ist zwar - wenn beim Design berücksichtigt - halbwegs gleich, der Sourceanschluß des linken HS-FETs liegt jedoch im Wechsel mit dem Sourceanschluß des rechten HS-FETs abwechslend auf GND und der Ausgangsspannung der Energiequelle. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke.

;Vollbrücke: Drei Halbbrücken mit gemeinsamer Leistungsquelle die eine dreiphasige Last - meist einen Motor - ansteuern. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke oder der H-Brücke.

Eines haben diese Schaltungsanordnungen gemeinsam: Durch PWM kann die fliesende Leistung (fast) stufenlos zwischen 0% und 100% geregelt werden. Bei einer 8-Bit PWM z.B. in 256 Stufen.
{{Absatz}}

== GND ist nicht gleich GND ==
So mancher kennt vermutlich das Problem einer Mikrocontrollerschaltung mit einem AD-Wandler. Wenn das Ergebnis der AD-Wandlung noch halbwegs der Realität entsprechen soll, dann müssen einige Vorsichtsmaßnahmen ergriffen werden, damit z.B. etwaige Negative- oder Überspannungen aus diesem oder parallelen Kanälen die Potentiale über die internen Klemmdioden nicht verschieben, und damit jegliche Genauigkeit verhindert. Neben der Abschirmungsproblematik ist es auch sinnvoll auf eine sorgfältige Trennung von Analog-GND zu Digital-GND zu achten. (Jaa Hubert L., aber hier reicht es noch ;-) )
Natürlich gibt es vielfältige Maßnahmen dies sicherzustellen, das zu diskutieren bzw. die "Beste Lösung" zu finden ist jedoch nicht Ziel dieses Artikels.

Ein sehr ähnliches Problem gibt es hier im Leistungsteil mit der Signal-GND (Signal vom und zum Treiber) und der Leistungs-GND (Hauptstrompfad).
Diese zwei GNDs (Signal-GND vom Treiber und Leistungs-GND vom Halbleiter) dürfen nur an einem Punkt miteinander verbunden werden, und zwar direkt am Anschlußpunkt von Source bzw. Emitter des Leistungsbauteiles selbst. In den Stromlaufplänen des Artikels "Treiber" wird auffallen, daß der GND Anschluß des Treibers nicht irgendwo an Leistungs-GND angebunden ist, sondern möglichst direkt am Halbleiter.

Der Grund ist sehr einfach erklärt: '''GND-Versatz.'''

Hier geht es jetzt nicht um den ohmschen d.h. statisch, dem Strom folgenden, Spannungsabfall zwischen Source bzw. Emitter und dem Verbindungspunkt der beiden GNDs, sondern um den dynamischen durch die Induktivität von ein paar '''ZENTIMETER''' Leitung. Dieser Spannungsabfall steht dann nicht mehr zur Verfügung, um den [[FET]] / [[IGBT]] anzusteuern, da er der U_GS entgegen wirkt. {{Absatz}}
Bezüglich "ohmscher Anteil": bei 500A und 1mOhm sind das nur 0,5V, eigentlich vernachlässigbar, und ein guter Entwickler läßt sowieso etwas Luft.
Nehmen wir jetzt aber den induktiven Spannungsabfall, den wir gemäß dU = -L * dI / dt berechnen.
Drei Zentimeter Leiterbahn haben eine Aufbau abhängige parasitäre Induktivität von ca. 20..30nH.
Werden 125A in 250ns geschaltet bedeutet dies eine Stromsteilheit von 500A/µs. (Auch 6..10kA/µs sind keine Seltenheit!). Bei 500A/µs und 20nH entsteht in ''drei Zentimeter'' Leiterbahn bei ''jedem'' Schalten eine Selbstinduktionsspannung von -20nH·500A/1µs = ''-10V.''
Was das bedeutet, wenn die GS-Ansteuerspannung ''um'' 10V reduziert wird, kann sich sicher jeder denken, der Halbleiter schaltet überhaupt nicht mehr, bzw. schaltet nur sehr kurz und wird von dU wieder abgeschaltet. Des Weiteren verkraften die meisten, guten Treiber-ICs am Gateausgang eine Spannung von maximal 5V unter dem Bezugs-GND-Potential. Wird die Spannungsdifferenz etwas größer, tritt "magischer Rauch" aus, und wir brauchen wieder einen "neuen Timmy".

Das Thema der "parasitären Induktivitäten" begegnet uns wieder beim Thema ''"Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter"''. Dort tritt eine vergleichbare Stromsteilheit auf, die Induktivität der Verbindungen zwischen Kondensator und Leistungsschalter ist jedoch höchsten größer, aber nicht so einfach zu beheben wie bei der [[Treiber]]-GND durch Anschluss an der richtigen Stelle.
{{Absatz}}

== Begriffsdefinitionen ==
;Stromsteilheit: dI/dt = Änderung des Stromes über der Zeit z.B. 100A in 1µs = 100A/µs

;PWM: [[Pulsweitenmodulation]]: Durch Variation des Verhältnisses der Ein- und Ausschaltzeit entsteht bei gleicher Grundfrequenz ein Rechtecksignal mit variablem Verhältnis der Ein =1 zur Aus = 0 Zeit. Dies nennt man auch das "Tastverhältnis". Dieses Signal kann auch zur Leistungssteuerung verwendet werden, indem z.B. eine 1000W Heizung die auf 400W laufen soll zu 40% ein-, und zu 60% ausgeschaltet ist. Mit dieser Ansteuerung können beliebige Signalformen realisiert werden, sofern eine für die Schaltfrequenz geeignete Filterung erfolgt. Beim Motor (H-Brücke oder Vollbrücke) wird diese Filterung durch die Induktivität der Motorwicklung erreicht, sodaß der Strom nur mehr einen kleineren Stromrippel in etwa in Form eines Dreiecks aufweist.

;Tastverhältnis: Das Verhältnis t_ein / (t_ein + t_aus) bezeichnet man als Tastverhältnis. (engl. Duty Cycle, daher oft abgekürzt DC, Achtung: bitte nicht mit Direct Current = Gleichstrom verwechseln). Das Tastverhältnis ist eine Zahl zwischen '0' und '1'.

;Brückenkurzschluss: Siehe ''Querstrom''
;Querstrom: Dies wird meist verursacht durch gleichzeitiges oder überlappendes Schalten von HS- und LS-Schalter (oder einem defekten Schalter auf den "aufgeschaltet" wird). Moderne integrierte Treiber stellen durch eine intern erzeugte "Totzeit" sicher, daß dieser Fall des überlappenden Schaltens im Umschaltmoment nie eintritt. Bei einem Selbstbau-Treiber ist diese Funktionalität Pflicht.
Gibt es diese "Totzeit" nicht, oder liegt in einem der Leistungshalbleiter ein Defekt vor steigt der Strom Aufgrund der geringen Induktivität in einem solchen Lastkreis leicht auf mehrere 1000A, und kommt einem Kurzschluß der Leistungsquelle gleich. Wird ein solcher Kurzschluß wie üblich schnell abgeschaltet, zerstören die dabei entstehenden Überspannungen die Schalter meist sofort.

Im Kleinleistungsbereich (Modellbau) lassen sich auch brückenkurzschluss-sichere Endstufen aus emittergekoppelten Komplementärtransistoren aufbauen. So ähnlich wie bei Lautsprecher-Endstufen. Stichwort: "Digitale Komplementärendstufe mit Potenzialversatz", dies bietet jedoch schaltungstechnisch keinen wirklichen Vorteil. Eine "echte" Treiberstufe mit Totzeit - egal ob diskret aufgebaut (Laufzeitverzögerung mit RC), mit RCD-Bestückung am Gate, oder im Treiber-IC integriert - ist "State of the Art".

== Parallelschalten von Leistungstransistoren==
FETs und IGBTs lassen sich relativ einfach parallelschalten, wenn ein paar wenige Grundsätze beachtet werden:
# Jeder Transistor bekommt einen eigenen Gate-Vorwiderstand bzw. eine eigene R||RD Beschaltung (Gatebeschaltung).
# Die Leistungsanbindung an Drain und Source – hier zählt "mOhm" und "nH" - wird symmetrisch aufgebaut, ähnlich einem "hydraulischen Abgleich" bei Heizungssystemen.
# Die Schleife "Kondensator — FET — Kondensator" wird minimiert.
# Die Gatebeschaltung wird möglichst nahe am Gate- und Source-Anschluß angebracht und bezüglich Induktivität (Leitungslänge)bis auf ca +/-20% symmetriert. Die Zuleitung zu den Gatebeschaltungen ist unkritisch''er''.
# Jedes Bauteil wird bezüglich Spannungsfestigkeit und Stromtragfähigkeit mit größerer Sicherheitsreserve als sonst üblich dimensioniert, denn trotz der hier genannten Maßnahmen können Asymmetrieen auftreten.

Sollten auf den Gateleitungen Schwingungen zu beobachten sein, kann es helfen, in ''jede'' Verbindung von Gatetreiber-Source zum Sourceanschluß des Schalters je einen Widerstand zu integrieren. Der Wert kann ist stark vom geschalteten Strom abhängig, und kann in erster Näherung so dimensioniert werden, daß an diesem Widerstand eine Spannung von ca. 1V abfällt. Dieser Spannungsabfall wirkt einer steigenden Gatespannung entgegen, und reduziert damit dI/dt am jeweils schnellsten Transistor. Achtung auf die Verlustleistung dieses Widerstandes.
Sinnvoller ist jedoch das Design hinsichtlich parasitäer Induktivitäten und Kapazitäten zu prüfen und ggf zu optimieren.
{{Absatz}}

== Kühlung der Leistungshalbleiter ==
''Anmerkung: Sollte ein Kenner dieses Thema (Falk?) die Zeit und Muse haben diesen Teil des Artikels '''sinnvoll''' in den wirklich schon guten Artikel [[Kühlkörper]] zu integrieren und hier zu verlinken, wäre ich dankbar ;-) die Zeit dafür habe ich im Moment nicht'' --[[Benutzerseite:Powerfreak|Powerfreak]]

Beim Betrieb von Leistungshalbleitern wird Wärme erzeugt. Dies geschieht sowohl im eingeschalteten Zustand, als auch bei jedem Ein- und Ausschalten.
Um eine Überhitzung und damit eine Zerstörung des Bauteiles zu verhindern muss diese Wärmeenergie entsprechend abgeführt werden. Ab einer Verlustleistung von ca. 1W ist es nicht mehr ausreichend wenn das Bauteil diese Energie nur abstrahlt, bzw. über Leitungen abführt. Am häufigsten werden diese Bauteile auf einen [[Kühlkörper]] geschraubt oder geklemmt, selten geklebt.

Sowohl die Oberfläche des Kühlkörpers als auch des wärmeerzeugende Bauteiles sind nicht eben und weisen eine gewisse Rauhigkeit auf. Dies bedeutet, dass sich die zwei Oberflächen nur punktuell berühren (meist nur mit wenigen Prozent der Gesamtfläche) und nicht auf der gesamten Fläche, für eine wirklsame Kühlung ist "Fläche" jedoch das "A und O".

Luft hat eine sehr schlechte Wärmeleitfähigkeit und die Luft, die zwischen den zwei Oberflächen liegt, verhindert eine Wärmeleitung zwischen den zwei Teilen sehr effektiv. Als Daumenwert kann man sagen, dass 1µm Luft in etwa einem absoluten Wärmewiderstand von ca. 1K/W entspricht... jedoch wird es sich nur in den seltensten Fällen nur um einen Mikrometer handeln, sondern meistens deutlich mehr.

=== Wärmeleitmaterialien ===
Diese Materialien verbessern die thermische Anbindung zwischen einem Bauteil, das Wärme erzeugt, und dem Bauteil, das diese Wärme durch Wärmeleitung in ein Kühlmittel (Luft oder Wasser) abführt. Diese Materialien werden zwar "Wärmeleit" -Folie bzw. -Paste genannt, leiten die Wärme jedoch nicht besonders gut...aber immer noch um mindestens den Faktor 100 besser als Luft... und genau das ist der Grund, warum diese verwendet werden müssen. (Kupfer leitet Wärme um den Faktor 15400 besser als Luft) Die Pasten enthalten meist Öle bzw. Wachse und Fette als Bindemittel und zur besseren Wärmeleitung Metalloxide bzw. Metall- oder Kohlenstoffpartikel als wärmeleitende Füllstoffe.
Der "''vielfach'' punktuelle" Kontakt von Bauteil und Kühlkörperoberfläche ist für eine optimale Anbindung sehr wichtig, da über diese kleinsten Kontaktpunke sehr viel Energie abgeführt werden kann. Daher ist es bei Verwendung von Paste essentiell, die Paste "möglichst dünn" aufzutragen, und den Überschuß, der den direkten Kontakt von Bauteil und Kühlkörper möglicherweise verhindern könnte, herauszupressen. Die Paste soll nur die Luft dazwischen ersetzen, und nicht eine durchgehende Schicht erzeugen(!).

Besondere Beachtung finden die Wärmeleitfolien, die auf beiden Seiten eine thermisch leitfähige, wachsartige Beschichtung aufweisen. Diese Beschichtung schmilzt unter Wärmeeinwirkung auf und füllt die Spalten zwischen den Oberflächen besonders gut. Folien dieser Art werden ''Phase Change Material'' genannt. Auf Grund der Tatsache, daß das Material aufschmilzt, ist es erforderlich nach dem ersten Schmelzprozess den ursprünglich Anpressdruck des Bauteiles auf dem Kühlkörper durch nachspannen wieder herzustellen. Achtung: ''Vor'' dem Aufheizen und Nachspannen hat die Wärmeleitfähigkeit noch nicht die möglichen Minimalwerte erreicht. Zum Teil ist die Wärmeanbindung noch um Faktoren schlechter, daher beim ersten Einschalten noch nicht voll belasten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von verschiedenen Materialien:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Kommentar
|-
|Kupfer || 370 || schwankt zwischen ca. 350..400
|-
|Aluminium || 220 ||
|-
|Stahl || 50 || hochlegierte Stähle <20
|-
|Eisen || 80||
|-
|Silber || 430 ||
|-
|Zinn || 67 ||
|-
|Blei || 35||
|-
|Wärmeleitpasten || 3..10 ||
|-
|Luft || 0,024 ||
|-
|Wasser || 0,6||
|-
|Öl || 0,15||
|-
|}

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Isolierfolien. Wenn jemand gute und bezahlbare Folien findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|WÄRMELEITFOL.86/82 ROT ||6,5 ||100×;100×0,25mm || C|| 14€
|-
|}
;Hinweis: Die Wärmeleitfähigkeit von Folien bezieht sich ausschließlich auf die Folie selbst. Selbst unter besten Bedingungen wird man die genannten Werte nicht erreichen, da durch den Übergang vom Bauteil in die Folie und von dort in den Kühlkörper ein zusätzlicher Wärmewiderstand entsteht. Eine Verschlechterung von ca. 30% oder mindestens 0,5K/W bei einem TO220-Bauteil ist zu erwarten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Wärmeleitpasten. Wenn jemand gute und bezahlbare Pasten findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|Artic Silver ||8,9 || 3,5g || C || 13,95€
|-
|Standard Pasten auf Silikonbasis ||3,0|| 3g..150g|| C / Rei / ... || wenige €/g
|-
|}

Montagerichtlinien:
Die so beliebten Bohrungen in eine blanken Kühlfahne des Transistors wie z. B. beim TO-220 Gehäuse suggerieren eine fantastisch einfache Montierbarkteit. Wird die Schraube aber nur ein klein wenig zu fest angezogen, verformt sich das Kupfer der Kühlfahne und sorgt dafür, dass sich der Kunststoff umpresste Teil des Transistors ein klein wenig abhebt. Dies hat eine deutlich schlechtere Wärmeanbindung zur Folge. Die isolierte Bohrung bei vollständig umspritzten – nicht zu verwechseln mit auch auf der Rückseite isolierten – Bauteilen umgeht dieses Risiko, genauso wie der nachfolgende Montagevorschlag.
* Bei hohen Verlustleistungen ist zu empfehlen, das Bauteil gegenüber der Stelle aufzupressen, an der die Verlustleistung entsteht, also direkt auf dem Kunststoff des Transistors über dem Chip.
* Werden mehrere Bauteile parallel auf dem Kühlkörper montiert sollte zwischen den Bauteilen ''mindestend'' soviel Abstand vorgesehen werden, wie die Breite des Bauteiles beträgt. Dies vermindert die gegenseitige, thermische Beeinflussing der Bauteile und ermöglicht eine bessere Wärmeabfuhr
* Zur Montage mehrerer Bauteile eignet sich eine Metallschiene die direkt auf den Kunststoff drückt sehr gut. Zwischen ''jedem'' Bauteil ist ein Verschraubungspunkt vorzusehen, damit jedes Bauteil gleichmäßig aufgedrückt wird.
* Vor dem Aufbringen der Paste/Folie sowohl Bauteil als auch Kühlkörper mit Alkohol reinigen.
* Die Wärmeleitwerte für eine Paste beziehen sich auf eine meist nicht genannte aber trotzdem ''minimale'' Schichtdicke. Diese gelingt relativ reproduzierbar, wenn die Paste mit einem flachen Gegenstand (Rasierklinge, Lineal, ...) aufgebracht, verteilt und vorsichtig abgezogen wird, sodass nur eine ''dünne'' Schicht auf dem [[Kühlkörper]] verbleibt. Dies erfordert einige Übung. Paste aufhäufeln, Bauteil eindrücken und befestigen erzielt bei weitem nicht die optimale Kühlleistung.
{{Absatz}}

== Zusätzliche Hinweise ==
Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.
{{Absatz}}

== Siehe auch ==
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:!Hauptkategorie]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

LPC-Mikrocontroller

2016-02-20T21:11:56Z

Powerfreak: Link aktualisiert

[[Bild:overview_Sep2011.png|thumb|right|850px|Überblick über die aktuelle Cortex M0/3 Familie, ©NXP.com]]
[[Bild:positioning_NXPSep2011.gif|thumb|right|850px|Vergleich über die aktuelle Cortex M0/3 Familie, ©NXP.com]]
Die LPC-Familie von NXP basiert auf 32-Bit Cortex-Kernen von ARM und arbeitet mit bis zu 150MHz. Die seit Mitte 2013 neue LPC8xx-Serie basiert auf dem Cortex-M0+-Kern, die LPC11xx-Serie basiert auf dem Cortex-M0-Kern, die Serien LPC13xx, 17xx und 18xx auf dem Cortex-M3. Mikrocontroller aus der LPC13xx-Serie mit 72MHz und der LPC17xx-Serie mit 100MHz (120MHz) sind inzwischen auch für Privatnutzer zu Preisen erhältlich, die mit denen von 8-Bit-Mikrocontrollern vergleichbar sind. Eine Auflistung der verschiedenen Typen findet sich im Dokument '''[http://www.nxp.com/products/microcontrollers-and-processors/arm-processors/lpc-cortex-m-mcus:LPC-ARM-CORTEX-M-MCUS?fsrch=1&sr=1&pageNum=1 "Microcontrollers selection guide"]''' von NXP.

Von NXP sind preiswerte Entwicklungskits (ca. 25€ für Evaluation-Board incl. USB-JTAG Programmer und Debugger oder den neuen LPC-Link2, ein reiner Programmer + Debugger) erhältlich z.B. '''[http://www.watterott.com/index.php?page=search&keywords=LPCXpresso&cat=&mnf=&x=0&y=0 Watterott]'''. Siehe dazu auch die Dokumentation von NXP zu den '''[http://www.nxp.com/documents/leaflet/75016842.pdf LPCXpresso-Entwicklungskits (PDF)]''' und diese '''[http://www.mikrocontroller.net/wikisoftware/index.php?title=LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso Beschreibung]'''

== Allgemeine Infos + User-Manuals==

=== Eckdaten LPC8xx (Cortex-M0+) ===
Die sehr stromsparende '''[http://www.nxp.com/products/microcontrollers/cortex_m0_m0/series/LPC800.html#quickreference LPC8xx]''' ist nur in Packages mit einer relativ niedrigen Pinanzahl (DIP8, SO20, TSSOP16, TSSOP20) verfügbar, hat zwischen 4-16kB Flash, und 1-4kB RAM. Die zulässige Betriebsspannung liegt zwischen 1,8V und 3,6V.

Überblick über die Features der LPC800-Serie:
* 1 I2C
* 1-2 SSP
* 2-3 UART
* 4 Timer, 1 OS-Timer
* 1 watch dog
* 4 PWM-Einheiten
* 10-bit ADC.

'''[http://www.nxp.com/download/grouping/11045/user_manual User Manual der LPC8-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC11xx (Cortex-M0) ===
Die sehr stromsparende '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc11xx/ LPC11xx-Serie]''' (3,3V) bietet viele Möglichkeiten
* Der LPC1100L ist derzeit laut NXP (Sep2011) der preisgünstigste ARM auf dem Markt. Der 32Bit ARM mit einer Performance von ca. 45DMIPS @50MHZ benötigt bei dieser Taktfrequenz nur etwa 10mA. (Details siehe NXP-Seite)

* Überblick über die Features :
** LPC1100 Serie: • I2C, SSP, UART, GPIO, • Timers and watch dog timer, • 10-bit ADC, • Flash/SRAM memory, • Weitere Funktionen, siehe '''[http://www.mikrocontroller.net/articles/LPC1xxx#Features_eines_LPC11xx 2.3 Features]'''
** LPC1100L Serie zusätzlich zu LPC1100: • Power Profile mit lower power consumption in Active- und Sleep-mode, • Interne pull-ups auf VDD level, • Programmierbarer pseudo open-drain mode für GPIO Pins, • WWDT mit Clock Source Lock.
**LPC11C00 Serie zusätzlich zu LPC1100: • CAN controller, • On-chip CAN Treiber, • On-chip CAN Transceiver (LPC11C2x), • WDT (not windowed) mit Clock Source Lock.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10398.pdf User Manual der LPC11-Familie (PDF)]'''

* Besonderes Augenmerk möchte ich auf die neue Serie '''[http://www.nxp.com/ps/#/i=71498 LPC111xFD]''' legen, denn in jetzt gibt es den Cortex-M0 auch im DIL 28 '''[http://www.nxp.com/redirect/pip/LPC1114FN28.html den LPC1114FN28]'''
**Des Weiteren sind damit SO20, sowie TSSOP20 und TSSOP28 Bauformen verfügbar

=== Eckdaten LPC12xx (Cortex-M0) ===
* Die Low Power '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc12xx/ LPC12xx-Serie]''' (3,3V) ist laut NXP (Sep2011) ein Cortex-M0 mit 32 bis 128kB Flash, einem 45 CoreMark™ Benchmark-Score bei 30MHz, 2 bis 8kB SRAM, und einem internen 1% genauen 12MHz Oscillator.

* Überblick über die Features: fMAX von 30MHz, 1 10-Bit ADC mit 8 Kanälen, 2 Comparatoren, 2 UARTs, 1 SSP/SPI, 1 I2C, DMA Controller, CRC Engine, 1 32-Bit, 5 Timer (16- und 32-Bit, + RTC), 13 PWM Kanäle, bis zu 55 GPIOs.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10441.pdf User Manual der LPC12xx-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC13xx (Cortex-M3) ===
Die sehr stromsparende '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc13xx/ LPC13xx-Serie]''' (3,3V) bietet im LQFP 48 Gehäuse 8..32k Flash, 2..8k SRAM, 5 Timer (mit WD), 11 PWM, 1 UART, 1IIC, 1USB, 1..2 SPI, einen 8-Kanal/10Bit AD-Wandler und eine Taktfrequenz von max. 72MHz.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10375.pdf User Manual der LPC13xx-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC17xx (Cortex-M3) ===
Die '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc17xx/ LPC17xx-Serie]''' hingegen enthält eine weit größere Peripherie in einem LQFP80/100/144/208 Package.
32..512k Flash, 8..96k SRAM, 6 Timer (mit WD), 6 zusätzliche PWM-Einheiten, teilweise Ethernet und STN/TFT-LCD-Controller, meist USB (teilw. mit Host+OTG), 4 UART, 2..3IIC, 1..2 CAN, 1 SPI, 2 SSP/SPI einen 6..8-Kanal/12Bit AD-Wandler, einen 10Bit DAC, Motor-Control-Einheiten, einen Encoder-Eingang und eine Taktfrequenz von max. 100MHz(120MHz) und vieles mehr.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10360.pdf User Manual der LPC17xx-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC18xx (Cortex-M3) ===
Die '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc18xx/ LPC18xx-Serie]''' stellt DIE "High-Performance" Controller aus der Cortex-M3-Serie. Die Taktfrequenz geht bis 150MHz, die Controller enthalten große dual-Bank Flash Speicher bis zu 1MB, ein großes On-Chip SRAM mit bis zu 200KB, zusätzliche Peripherie wie z.B. SPI Flash Interface (SPIFI) und State Configurable Timer (SCT), 2x High Speed USB (1x mit On-Chip HS PHY) und eine MPU.

'''[http://ics.nxp.com/support/documents/microcontrollers/pdf/user.manual.lpc18xx.pdf User Manual der LPC18xx-Familie (PDF)]'''

Überblick über die Features: '''[http://ics.nxp.com/literature/leaflets/microcontrollers/pdf/lpc18xx.pdf LPC18xx Flyer von NXP]'''

=== Entwicklungskits ===
Von NXP sind sehr preiswerte Entwicklungskits (ca. 25€ für. USB-JTAG Programmer und Debugger) erhältlich z.B. '''[http://www.watterott.com/index.php?page=search&keywords=LPCXpresso&cat=&mnf=&x=0&y=0 Watterott]'''. Siehe dazu auch die Dokumentation von NXP zu den '''[http://www.nxp.com/documents/leaflet/75016842.pdf LPCXpresso-Entwicklungskits (PDF)]'''.

=== Kostenlose Entwicklungsumgebung für ALLE hier genannten Controller ===
Für die ganze Prozessorfamilie ist eine kostenlose Entwicklungsumgebung erhältlich. Informationen unter '''[http://www.lpcware.com/lpcxpresso/home lpcware]''': Die auf Eclipse basierende Entwicklungsumgebung ist nach der Installation bis 8k freigeschaltet und nach einer einfachen und kostenlosen Registrierung für 256kB. Die IDE ist auch für '''[http://www.lpcware.com/lpcxpresso/home Linux und Mac]''' verfügbar.

Hier die '''[http://www.mikrocontroller.net/articles/Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red Installationsanleitung]'''

== LPC8xx ==

=== Familienübersicht LPC8xx ===
Bezugsquellen und Preise (Stand 01/2014)
* LPC810FN8 (DIP8): Digikey 1,09 € (bei einem Stuck).
* LPC812JD20 (SOIC-W 20): Digikey 1,26 € (bei einem Stuck).
* LPC812JDH20 (TSSOP-20): Digikey 1,44 € (bei einem Stuck).

[[Bild:LPC800_block_diagram_Jan2014.gif|thumb|right|850px|Blockdiagramm des Cortex-M0+, ©NXP.com]]

=== Blockdiagramm der LPC8xx Familie ===

=== Features eines LPC8xx ===
* System:
** ARM Cortex-M0+ processor, running at frequencies of up to 30 MHz.
** single cycle multiplier
** single cycle I/O port
** ARM Cortex-M0+ built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Serial Wire Debug, Micro Trace Buffer supported.
** System tick timer.
* Memory:
** 16 kB (LPC812M101JD20/LPC812M101JDH20/LPC812M101JDH16), 8 kB (LPC811M001JDH16) or 4kB (LPC810M021FN8) on-chip flash programming memory.
** 4kB, 2 kB, or 1 kB SRAM.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
* Digital peripherals:
** Up to 18 General Purpose I/O (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors. Number of GPIO pins is reduced for smaller packages down to 6.
** GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
** High-current output driver (20 mA) on one pin.
** High-current sink drivers (20 mA) on two open drain pins.
** Four general purpose timers/counters with a total of four capture inputs and up to 13 match outputs.
** Programmable WatchDog Timer (WDT).
** '''Switch matrix for flexible configuration of each I/O pin function.'''
** CRC engine
* Analog peripherals:
** Comparator with internal and external references and 31 step voltage divider.
* Serial interfaces:
** UART with fractional baud rate generation, internal FIFO, and RS-485 support.
** SPI controllers with SSP features and with FIFO and multi-protocol capabilities.
** I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode.
* Clock generation:
** 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1% accuracy that can optionally be used as a system clock.
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** Programmable watchdog oscillator with a frequency range of 9.4 kHz to 2.3 MHz.
** 10 kHz low-power oscillator for the WKT.
** PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
** Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, CPU clock, and the Watchdog clock.
* Power control:
** Integrated PMU (Power Management Unit) to minimize power consumption during Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down modes.
** Power profiles residing in boot ROM allowing to optimize performance and minimize power consumption for any given application through one simple function call.
** Reduced power modes: Sleep mode, Deep-sleep mode, Power-down mode, and Deep power-down mode.
** Wake-up from Deep-sleep and Power-down modes on activity on USART, SPI, and I2C peripherals.
** Brownout detect.
* Unique device serial number for identification.
* Single 3.3 V power supply (1.8 V to 3.6 V).
* Available as DIP8, TSSOP16, SO20, and TSSOP20 package.

== LPC11xx ==

=== Familienübersicht LPC11xx ===
Bezugsquellen und Preise (Stand 01/2014):

Digikey: von 1.61EUR (LPC1111FN33) bis 5.73EUR (LPC11U37) bei einen Stueck. Die Familie ist sehr gross mit sehr unterschiedlichen Ausfuehrungen.

[[Bild:Block.diagramM0_NXPSep2011.gif|thumb|right|850px|Blockdiagramm des Cortex-M0, ©NXP.com]]

=== Blockdiagramm der LPC11xx Familie ===

=== Features eines LPC11xx ===
* System:
** ARM Cortex-M0 processor, running at frequencies of up to 50 MHz.
** ARM Cortex-M0 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Serial Wire Debug.
** System tick timer.
* Memory:
** 32 kB (LPC1114/LPC11C14), 24 kB (LPC1113), 16 kB (LPC1112/LPC11C12), or 8 kB (LPC1111) on-chip flash programming memory.
** 8 kB, 4 kB, or 2 kB SRAM.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
* Digital peripherals:
** Up to 42 General Purpose I/O (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors. Number of GPIO pins is reduced for smaller packages and LPC11C22/C24.
** GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
** High-current output driver (20 mA) on one pin.
** High-current sink drivers (20 mA) on two open drain pins.
** Four general purpose timers/counters with a total of four capture inputs and up to 13 match outputs.
** Programmable WatchDog Timer (WDT).
* Analog peripherals:
** 10-bit ADC with input multiplexing among 8 pins.
* Serial interfaces:
** UART with fractional baud rate generation, internal FIFO, and RS-485 support.
** SPI controllers with SSP features and with FIFO and multi-protocol capabilities.
** I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode.
* Clock generation:
** 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1% accuracy that can optionally be used as a system clock.
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** Programmable watchdog oscillator with a frequency range of 7.8 kHz to 1.8 MHz.
** PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
** Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, CPU clock, and the Watchdog clock.
* Power control:
** Integrated PMU (Power Management Unit) to minimize power consumption during Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down modes.
** Power profiles residing in boot ROM allowing to optimize performance and minimize power consumption for any given application through one simple function call.
** Processor wake-up from Deep-sleep mode via a dedicated start logic using up to 13 of the functional pins.
** Power-On Reset (POR).
** Brownout detect with four separate thresholds for interrupt and forced reset.
* Unique device serial number for identification.
* Single 3.3 V power supply (1.8 V to 3.6 V).
* Available in the following packages: 16WLCSP, 25WLCSP 20-SOIC, 20-TSSOP, 28-DIP, 28-TSSOP, 48-LQFP, 64-LQFP, 100-LQFP, and others.

== LPC12xx ==

=== Familienübersicht LPC12xx ===
Bezugsquellen und Preise:

[[Bild:block.diagramM0_NXPSep2011.gif|thumb|right|850px|Blockdiagramm des Cortex-M0, ©NXP.com]]

=== Blockdiagramm der LPC12xx Familie ===

=== Features eines LPC12xx ===

* Processor core
** ARM Cortex-M0 processor, running at frequencies of up to 45 MHz (one wait state from flash) or 30 MHz (zero wait states from flash). The LPC122x have a high score of over 45 in CoreMark CPU performance benchmark testing, equivalent to 1.51/MHz.
** ARM Cortex-M0 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Serial Wire Debug (SWD).
** System tick timer.
* Memory
** Up to 8 kB SRAM.
** Up to 128 kB on-chip flash programming memory.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
** Includes ROM-based 32-bit integer division routines.
* Clock generation unit
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** 12 MHz Internal RC (IRC) oscillator trimmed to 1 % accuracy that can optionally be used as a system clock.
** PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
** Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, main clock, and Watchdog clock.
** Real-Time Clock (RTC).
* Digital peripherals
** Micro DMA controller with 21 channels.
** CRC engine.
** Two UARTs with fractional baud rate generation and internal FIFO. One UART with RS-485 and modem support and one standard UART with IrDA.
** SSP/SPI controller with FIFO and multi-protocol capabilities.
** I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode. I2C-bus pins have programmable glitch filter.
** Up to 55 General Purpose I/O (GPIO) pins with programmable pull-up resistor, open-drain mode, programmable digital input glitch filter, and programmable input inverter.
** Programmable output drive on all GPIO pins. Four pins support high-current output drivers.
** All GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
** Four general purpose counter/timers with four capture inputs and four match outputs (32-bit timers) or two capture inputs and two match outputs (16-bit timers).
** Windowed WatchDog Timer (WWDT).
* Analog peripherals
** One 8-channel, 10-bit ADC.
** Two highly flexible analog comparators. Comparator outputs can be programmed to trigger a timer match signal or can be used to emulate 555 timer behavior.
* Power
** Three reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down.
** Processor wake-up from Deep-sleep mode via start logic using 12 port pins.
** Processor wake-up from Deep-power down and Deep-sleep modes via the RTC.
** Brownout detect with three separate thresholds each for interrupt and forced reset.
** Power-On Reset (POR).
** Integrated PMU (Power Management Unit).
* Unique device serial number for identification.
* 3.3 V power supply.
* Available as 64-pin and 48-pin LQFP package.

== LPC13xx ==

=== Familienübersicht LPC13xx ===
[[Bild:LPC13xx_Selection_Guide_Sep2011.png|thumb|left|600px|Selection Guide zur LPC13xx Familie, ©NXP.com]]
 

Bezugsquellen und Preise:

LPC1313 mit 32k-Flash mit 72MHz im LQFP 48 Gehäuse. Der LPC1313 ist bei '''[http://www.darisus.de/ Darius]''' erhältlich für 3,57 € (Juli 2011), oder DigiKey für 2,70 €. Entwicklungskit INKLUSIVE JTAG-Programmer & Debugger bei '''[http://www.watterott.com/de/LPC1343-LPCXpresso-Board Watterott]''' für 23,80 € (Juli 2011)

=== Blockdiagram der LPC13xx Familie ===

[[Bild:LPC13xx Block Diagram Sep2011.png|thumb|left|680px|Blockdiagramm der LPC13xx Familie, ©NXP.com]]
 

=== Features eines LPC1313 ===
* ARM Cortex-M3 processor, running at frequencies of up to 72 MHz.
* ARM Cortex-M3 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
* 32 kB on-chip flash programming memory.
* 8 kB SRAM.
* In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
* UART with fractional baud rate generation, modem, internal FIFO, and RS-485/EIA-485 support.
* SSP controller with FIFO and multi-protocol capabilities.
* Additional SSP controller on LPC1313FBD48/01.
* I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode.
* Up to 42 General Purpose I/O (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors.
* Four general purpose counter/timers with a total of four capture inputs and 13 match outputs.
* Programmable Watchdog Timer (WDT)
* System tick timer.
* Serial Wire Debug and Serial Wire Trace port.
* High-current output driver (20 mA) on one pin.
* High-current sink drivers (20 mA) on two I2C-bus pins in Fast-mode Plus.
* Integrated PMU (Power Management Unit) to minimize power consumption during Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down modes.
* Three reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down.
* Single power supply (2.0 V to 3.6 V).
* 10-bit ADC with input multiplexing among 8 pins.
* GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
* Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, CPU clock, or the watchdog clock.
* Processor wake-up from Deep-sleep mode via a dedicated start logic using up to 40 of the functional pins.
* Brownout detect with four separate thresholds for interrupt and one thresholds for forced reset.
* Power-On Reset (POR).
* Integrated oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
* 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1 % accuracy over the entire temperature and voltage range that can optionally be used as a system clock.
* Programmable watchdog oscillator with a frequency range of 7.8 kHz to 1.8 MHz. System PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
* Code Read Protection (CRP) with different security levels.
* Unique device serial number for identification.
* Available as 48-pin LQFP package and 33-pin HVQFN package.

== LPC17xx ==

=== Familienübersicht LPC17xx ===
[[Bild:LPC17xx_Selection_Guide_Sep2011.png|thumb|left|680px|Selection Guide zur LPC17xx Familie, ©NXP.com]]
 

Bezugsquellen und Preise:

LPC1754 mit 128K Flash im LQFP80, der bei '''[http://www.darisus.de/ Darius]''' für 7€74 (Juli/2011) erhältlich ist,[den LPC1751 (32k/8k) schon für 5€95] und bei Digikey für 6€35, den LPC1764FBD100 bei '''[http://www.tme.eu/de TME]''' für 7€ Entwicklungskit INCLUSIVE JTAG-Programmer & Debugger bei '''[http://www.watterott.com/de/LPC1769-LPCXpresso Watterott]''' für 23€80 (Juli/2011)

=== Blockdiagram der LPC17xx Familie ===

[[Bild:LPC177x_178x Block Diagram Sep2011.png|thumb|left|680px|Blockdiagramm der LPC17xx Familie, ©NXP.com]]
 

=== Features eines LPC1754 ===
* ARM Cortex-M3 processor, running at frequencies of up to 100 MHz
* A Memory Protection Unit (MPU) supporting eight regions is included.
* ARM Cortex-M3 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
* 128 kB on-chip flash program memory with In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) capabilities.
* 32 kB of SRAM on the CPU with local code/data bus for high-performance CPU access.
* Eight channel General Purpose DMA controller
* Serial interfaces:
* USB 2.0 full-speed controller that can be configured for either device, Host, or OTG operation with an on-chip PHY for device and Host functions
* Four UARTs with fractional baud rate generation, internal FIFO, IrDA, and DMA, Einer mit Modem I/Os und RS485 Support
* 1 CAN controller.
* 2 SSP controllers
* 1 SPI controller
* 2 I2C-bus interfaces with data rates of 1Mbit/s,
* I2S (Inter-IC Sound)
* 52 General Purpose I/O (GPIO) pins Any pin of ports 0 and 2 can be used to generate an interrupt.
* 8x 12-bit Analog-to-Digital Converter (ADC) conversion rates up to 200 kHz
* 1x 10-bit Digital-to-Analog Converter (DAC)
* Four general purpose timers/counters, with a total of eight capture inputs and ten compare outputs.
* One motor control PWM with support for three-phase motor control.
* Quadrature encoder interface that can monitor one external quadrature encoder.
* One standard PWM/timer block with external count input.
* Real-Time Clock (RTC) with a separate power domain including 20 bytes of battery-powered backup registers, An RTC interrupt can wake up the CPU from any reduced power mode.
* Watchdog Timer (WDT).
* Cortex-M3 system tick timer
* Repetitive interrupt timer
* Standard JTAG test/debug interface as well as Serial Wire Debug and Serial Wire Trace Port options.
* Four reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, Power-down, and Deep power-down.
* Single 3.3 V power supply (2.4 V to 3.6 V).
* Four external interrupt inputs configurable as edge/level sensitive. All pins on PORT0 and PORT2 can be used as edge sensitive interrupt sources.
* Non-maskable Interrupt (NMI) input.
* Wakeup Interrupt Controller (WIC)
* Each peripheral has its own clock divider for further power savings.
* Brownout detect with separate threshold for interrupt and forced reset.
* On-chip Power-On Reset (POR).
* On-chip crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
* 4 MHz internal RC oscillator trimmed to 1% accuracy that can optionally be used as a system clock.
* An on-chip PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the main oscillator, the internal RC oscillator, or the RTC oscillator.
* Available as 80-pin LQFP (12 x 12 x 1.4 mm) packages.

== LPC18xx ==

=== Familienübersicht LPC18xx ===
Bezugsquellen und Preise:

=== Blockdiagramm der LPC18xx Familie ===
[[Bild:block.diagram_NXP18xx Sep2011.gif|thumb|left|680px|Blockdiagramm der LPC18xx Familie, ©NXP.com]]
 

=== Features eines LPC18xx ===
DRAFT!
* Processor core
** ARM Cortex-M3 processor, running at frequencies of up to 180 MHz.
** ARM Cortex-M3 built-in Memory Protection Unit (MPU) supporting eight regions.
** ARM Cortex-M3 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Non-maskable Interrupt (NMI) input.
** JTAG and Serial Wire Debug, serial trace, eight breakpoints, and four watch points.
** ETM and ETB support.
** System tick timer.
* On-chip memory (flashless parts LPC1850/30/20/10)
** Up to 200 kB SRAM total for code and data use.
** Two 32 kB SRAM blocks with separate bus access. Both SRAM blocks can be powered down individually.
** 64 kB ROM containing boot code and on-chip software drivers.
** 32-bit One-Time Programmable (OTP) memory for general-purpose customer use.
* On-chip memory (parts with on-chip flash)
** Up to 1 MB total dual bank flash memory with flash accelerator.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
** Up to 136 kB SRAM for code and data use.
** Two 32 kB SRAM blocks with separate bus access. Both SRAM blocks can be powered down individually.
** 32 kB ROM containing boot code and on-chip software drivers.
** 32-bit One-Time Programmable (OTP) memory for general-purpose customer use.
* Clock generation unit
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1 % accuracy.
** Ultra-low power RTC crystal oscillator.
** Three PLLs allow CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. The second PLL is dedicated to the High-speed USB, the third PLL can be used as audio PLL.
** Clock output.
* Serial interfaces:
** Quad SPI Flash Interface (SPIFI) with four lanes and data rates of up to 40 MB per second total.
** 10/100T Ethernet MAC with RMII and MII interfaces and DMA support for high throughput at low CPU load. Support for IEEE 1588 time stamping/advanced time stamping (IEEE 1588-2008 v2).
** One High-speed USB 2.0 Host/Device/OTG interface with DMA support and on-chip PHY.
** One High-speed USB 2.0 Host/Device interface with DMA support, on-chip full-speed PHY and ULPI interface to external high-speed PHY.
** USB interface electrical test software included in ROM USB stack.
** Four 550 UARTs with DMA support: one UART with full modem interface; one UART with IrDA interface; three USARTs support synchronous mode and a smart card interface conforming to ISO7816 specification.
** Two C_CAN 2.0B controllers with one channel each.
** Two SSP controllers with FIFO and multi-protocol support. Both SSPs with DMA support.
** One Fast-mode Plus I2C-bus interface with monitor mode and with open-drain I/O pins conforming to the full I2C-bus specification. Supports data rates of up to 1 Mbit/s.
** One standard I2C-bus interface with monitor mode and standard I/O pins.
** Two I2S interfaces with DMA support, each with one input and one output.
* Digital peripherals:
** External Memory Controller (EMC) supporting external SRAM, ROM, NOR flash, and SDRAM devices.
** LCD controller with DMA support and a programmable display resolution of up to 1024H x 768V. Supports monochrome and color STN panels and TFT color panels; supports 1/2/4/8 bpp CLUT and 16/24-bit direct pixel mapping.
** SD/MMC card interface.
** Eight-channel General-Purpose DMA (GPDMA) controller can access all memories on the AHB and all DMA-capable AHB slaves.
** Up to 80 General-Purpose Input/Output (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors and open-drain modes.
** GPIO registers are located on the AHB for fast access. GPIO ports have DMA support.
** State Configurable Timer (SCT) subsystem on AHB.
** Four general-purpose timer/counters with capture and match capabilities.
** One motor control PWM for three-phase motor control.
** One Quadrature Encoder Interface (QEI).
** Repetitive Interrupt timer (RI timer).
** Windowed watchdog timer.
** Ultra-low power Real-Time Clock (RTC) on separate power domain with 256 bytes of battery powered backup registers.
** Alarm timer; can be battery powered.
* Digital peripherals available on flash-based parts LPC18xx only:
** <tbd>
* Analog peripherals:
** One 10-bit DAC with DMA support and a data conversion rate of 400 kSamples/s.
** Two 10-bit ADCs with DMA support and a data conversion rate of 400 kSamples/s.
* Security:
** Hardware-based AES security engine programmable through an on-chip API.
** Two 128-bit secure OTP memories for AES key storage and customer use.
** Unique ID for each device.
* Power:
** Single 3.3 V (2.2 V to 3.6 V) power supply with on-chip internal voltage regulator for the core supply and the RTC power domain.
** RTC power domain can be powered separately by a 3 V battery supply.
** Four reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, Power-down, and Deep power-down.
** Processor wake-up from Sleep mode via wake-up interrupts from various eripherals.
** Wake-up from Deep-sleep, Power-down, and Deep power-down modes via external interrupts and interrupts generated by battery powered blocks in the RTC power domain.
** Brownout detect with four separate thresholds for interrupt and forced reset.
** Power-On Reset (POR).
* Available as 100-pin, 144-pin, and 208-pin LQFP packages and as 100-pin, 180-pin, and 256-pin LBGA packages.

== Entwicklungsumgebungen ==
=== LPCWare (kostenlos) ===
[[Bild:lpcxpresso-debug_Code-red_3Sep2011.gif|thumb|right|680px|Ansicht der Entwicklungsumgebung, ©code-red-tech.com]]

==== Entwicklungs Tool ====
(Beschreibung aus der Web-Site:)
LPCXpresso's IDE (Ursprünglich von "Code RED" entwickelt, die Firma wurde 2013 von LPC gekauft) ist eine hoch integrierte Entwicklungsumgebung für LPC-Controller, und beinhaltet alle zur Entwicklung erforderlichen Tools um hoch qualitative Software in einer angemessenen Zeit zu schreiben. LPCXpresso basiert auf ein vereinfachtes Eclipse mit vielen LPC-specifischen Erweiterungen.
Des Weiteren ist eine aktuelle Version der Industrie-Standard GNU Tool-Chain mit einer propritären und optimierten C-Lib mit dabei. Die LPCXpresso IDE stellt ein voll optimiertes Executable zur Verfügung. Die einzige Beschränkung der kostenlosen Version ist eine Limitierung auf 256kB Code nach erfolgter Registrierung.
Das LPCXpresso Target Board ist eine Gemeinschaftsentwicklung von Embedded Artists, Code Red und NXP.

==== Features ====
Die LPCXpresso IDE stellt eine C-Umgebung mit Syntax-Colouring, Source-Formatierung, Funktions-Folding, sowie mit Online- und Offline Hilfe und umfangreichen Projekt-Management Funktionen zur Verfügung.
Dies beinhaltet:
* Wizards um Projekte für alle unterstützten Controller zu erstellen
* Automatische Linker Script Generierung inklusive Memory-Map Unterstützung
* Programmierung des Controllers
* On-Line Debugging
* Datenblatt-Zugriff über eingebauten Browser
* Support für die NXP LPC Microcontroller Familien, von Cortex-M0, Cortex-M3 bis Cortex-M4 und ARM7 bis ARM9

==== Peripherie und Register Views im Debugger ====
Der Peripherie-Viewer im integrierten Debugger zeigt alle Register und Bit-Felder in einer einfachen Baumstruktur.
Ein Prozessor-Register Viewer erlaubt den Zugriff auf alle Prozessor-Register und stellt eine "Smart-Formatting" Funktion zur Verfügung um komplexe Register wie Flags oder Status Register übersichtlich darstellen zu können.

==== Unterstützte Familien ====
Cortex-M0, Cortex-M3, Cortex-M4, Einzelne Controller aus der LPC2000 family, ARM966, ARM926-EJ, ARM926-EJ + VFP

==== Sehr preiswerter USB_JTAG_SWD Debugger ====
Von NXP sind sehr preiswerte Entwicklungskits (ca. 25€ für Evaluation-Board incl. USB-JTAG Programmer und Debugger) erhältlich z.B. '''[http://www.watterott.com/index.php?page=search&keywords=LPCXpresso&cat=&mnf=&x=0&y=0 Watterott]'''. Siehe dazu auch die Dokumentation von NXP zu den '''[http://www.nxp.com/documents/leaflet/75016842.pdf LPCXpresso-Entwicklungskits (PDF)]''' und diese '''[http://www.mikrocontroller.net/wikisoftware/index.php?title=LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso Beschreibung]'''
Der neue Programmer/Debugger ist hier für ca 18€ +P&P erhältlich '''[http://www.watterott.com/de/LPC-Link-2 Programmer]'''

==== Standard Library ====
Im Download der "Code Red" Entwicklungsumgebung ist eine relativ umfangreiche Firmwarebibliothek vorhanden.

==== Installationsanleitung zur IDE ====
'''[http://www.mikrocontroller.net/articles/Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red Installationsanleitung]'''

==== Codebase für LPC11xx und LPC13xx ====
Für die Cortex-M0 und -M3 Familien existieren verschiedene Basispakete die als Startausstattung sehr gut geeignet sind. Auf microbuilder.eu findet man eine sehr interessante Version inklusive Dokumentation.

'''[http://www.mikrocontroller.net/articles/Codebase_f%C3%BCr_LPC1xxx HIER]''' findet man alle Links zur original Codebase mit allen Dateien (Stand Januar 2012) aber auch eine deutsche Übersetzung zu den Files.

=== CooCox ===

Auf der '''[http://www.coocox.org/Index.html Homepage]''' von CooCox - einem chinesischen Open-Source Projekt, auf der eine IDE für Atmel, Energy Micro, Holtek, Nuvoton, ST, TI und NXP verfügbar ist - findet man die auf Eclipse basierende "CooCox CoIDE", die sich aus dem "CoBuilder" und dem "CoDebugger" zusammensetzt.
Des Weiteren bietet man dort ein Echtzeit-Multitasking Betriebssystem, sowie SW-Versionen von zwei unterschiedliche Debugging-Adapter und ein Stand-alone Flash-Tool zum freien Download an.

Die folgenden Controller können damit programmiert und debugged werden:
LPC1111x101 LPC1111x201 LPC1112x101 LPC1112x201
LPC1113x201 LPC1113x301 LPC1114x201 LPC1114x301
LPC11C14x301 LPC11C12x301
LPC1224x101 LPC1224x121 LPC1225x301 LPC1225x321 LPC1226x301 LPC1227x301

LPC1311 LPC1313 LPC1342 LPC1343
LPC1751 LPC1752 LPC1754 LPC1756 LPC1758 LPC1759
LPC1763 LPC1764 LPC1765 LPC1766 LPC1767 LPC1768 LPC1769

=== EmBlocks ===
'''[http://www.emblocks.org/web/ Emblocks]''' ist eine kostenlose Entwicklungsumgebung. Sie unterstützt neben NXP uC weitere ARM uC (STM32, EFM32) sowie PIC, AVR und MSP430. Die IDE hat einen eingebauten GDB Debugger welcher System view (Peripherie Register anzeigen) beim Debuggen unterstützt. Ausserdem gibt es einen Project Wizzard für NXP uC 
Unterstützt wird der JLINK mit folgenden NXP uC:
LPC11Axx, LPC11Exx, LPC11Uxx, LPC11xxLV, LPC12xx, LPC13Uxx, LPC13xx, LPC17xx, LPC18xx, LPC18xx, LPC177x_8x, LPC407x_8x

=== Codebase ===
Des Weiteren existiert eine umfangreiche Sammlung von '''[http://www.coocox.org/NXP-Series.php Code-Beispielen]'''.

=== Keil ===
[https://www.keil.com/demo/eval/arm.htm KEIL MDK-ARM] (Windows, Free Version auf 32KB begrenzt, mit vielen Beispielen zu div. Evaluation Boards)
*[http://www.keil.com/arm/chips.asp unterstützte Mikrocontroller]
=== WinARM ===
[http://www.siwawi.arubi.uni-kl.de/avr_projects/arm_projects/#winarm WinARM] (wird derzeit nicht gepflegt)

=== GNUARM ===
[http://gnuarm.com/ GNUARM] (Linux, Windows, wird derzeit nicht gepflegt),

=== Yagarto ===
[http://www.yagarto.de/ Yagarto] (Windows, mit Eclipse-Integration)

=== CodeSourcery ===
[http://www.codesourcery.com/gnu_toolchains/arm CodeSourcery CodeBench Lite]

== CMSIS - Standard für alle Plattformen ==
Der Cortex Microcontroller Software Interface Standard (CMSIS) stellt einen "abstraction layer" für alle Cortex-Mx Controller zur Verfügung.

CMSIS stellt einen Schnittstellenstandard von ARM dar, der von vielen Tool-Herstellern unterstützt wird und ist (laut verschiedener Berichte) kompatibel mit den verschiedensten Compilern (incl GCC). Dies wird erreicht durch einheitliche Definitionen für Adressen und Namen die den Zugriff auf die Register des Cores und der Peripherie ermöglichen.
Auch Standard-Funktionen für den Start und die Interrupts stehen zur Verfügung.
Natürlich kann auch weiterhin direkt auf die HW zugegriffen werden, es geht nur um eine Vereinheitlichung von identischen Funktionen.
Da die Peripherie-Teile zumindest innerhalb eines Halbleiterherstellers für die Cortex-Mx Controller sehr ähnlich oder sogar weitgehend identisch sind kann deutlich mehr SW für verschiedene Derivate innerhalb dieser Prozessorfamilien wiederverwendet werden. (siehe Google: "CMSIS_Doulos_Tutorial.pdf").

Ein weiterer, interessanter Punkt ist die CMSIS-DSP Lib mit ihren Vektorfunktionen, Matrix-Berechnung sowie komplexen Algorithmen für Filter,
Regler und Fourietransformation sowie weiterer DSP Algorithmen (insgesamt 61).

Leider hat diese Kompatibilität auch ihre Grenzen, denn Sonderfunktionen bzw. Spezialitäten in der "gleichen" Peripherie zwischen unterschiedlichen Halbleiterherstellern werden nicht abgedeckt.
Wäre auch zu schön, wenn die Prozesorhersteller dem Entwickler dadurch einen fliegenden HW-Wechsel bzw. eine einfache Vergleichbarkeit ermöglichen würden ;-)

Eine komplette CMSIS-Lib (V2.0) "Cortex Microcontroller Software Interface Standard" ist für das "Code Red" Paket verfügbar, inklusive einer "DSP-Library"
http://support.code-red-tech.com/CodeRedWiki/NewInVersion4
bzw. für GNU / Keil / IAR unter
http://ics.nxp.com/support/documents/microcontrollers/?search=CMSIS&type=software&Search.x=8&Search.y=12

== Links ==

* Wiki
** '''[[LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso]]'''
** '''[[Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red]]'''
** '''[[Codebase_f%C3%BCr_LPC1xxx]]'''
** '''[[LPC1xxx für Umsteiger]]'''

* Projekte
** [http://www.mikrocontroller.net/topic/264089 FreeRTOS auf LPC1768]
** [http://www.mikrocontroller.net/topic/321481 Multithreading auf LPC8xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/topic/319537 Python Script zum Flashen des LPC8xx]

* Suche im Forum
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC8* LPC8xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC11* LPC11xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC11* LPC11xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC12* LPC12xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC13* LPC13xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC17* LPC17xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC18* LPC18xx]

== Bezugsquellen ==

=== Controller ===
(Die Preiswertesten sind '''fett''' dargestellt)
* '''[http://darisusgmbh.de/shop/advanced_search_result.php?keywords=LPC1&x=0&y=0 Darisus]'''
* '''[http://www.elpro.org/shop/shop.php elpro]'''
* [http://www.hbe-shop.de HBE]
* [http://www.tme.eu/de/katalog#cleanParameters%3D1%26searchClick%3D1%26search%3DLPC1%26bf_szukaj%3D+ TME]
* [http://www.tn-electronics.de/advanced_search_result.php?keywords=LPC1&x=0&y=0 TN]
* [http://de.mouser.com/_/?Keyword=LPC1&Ns=Pricing|0&FS=True Mouser]
* [http://www.soselectronic.eu/?searchstring=LPC1&str=378 SOS]
* [http://de.farnell.com Farnell/Element14]

=== Evaluation Boards ===
* [http://www.watterott.com/index.php?page=search&page_action=query&desc=off&sdesc=on&keywords=LPCXpresso Watterott (24€ inclusive JTAG-Programmiergerät UND JTAG Debugger für kostenlose "Code-Red" Entwicklungsplattform)], dazu hier die [[LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso|Beschreibung]]
* [http://www.lpctools.com/evaluationboardskitsforlpc17xx.aspx LPC-Tools]
* [http://thinkembedded.ch/NXP:::25.html thinkembedded.ch] div. Olimex Boards

== Weblinks, Foren, Communities ==

* http://www.nxp.com/#/page/content=[f=/dynamic/applicationnotes/tid-50809_sid-56890/data.xml] Appnotes
* [http://www.siwawi.arubi.uni-kl.de/avr_projects/arm_projects/arm_memcards/index.html Projects]
* [http://mbed.org/handbook/Homepage MBED]
* [http://forums.nxp.com/forums/viewforum.php?f=1 NXP-WIKI]
* [http://knowledgebase.nxp.com/forumdisplay.php?s=389a3610c741bca7b18221d32b9c0ce0&f=4 NXP-Forum]
* [http://ics.nxp.com/lpcxpresso/ LPCXpresso]
* [http://code.google.com/p/32bitmicro/ 32BitMicro]
* [http://www.brc-electronics.nl SimpleCortex]
* [http://www.lpcware.com/ LPCWare NXP MCU community]
* [http://nanohome.be/nxp/index.html LPC175/6x und LPC23xx pin Configurator]
* [https://code.google.com/p/lpc-1768-arm-synthesizer/ MIDI controlled monophonic synthesizer based on the LPCXpresso 1768.]
* [https://code.google.com/p/lpc1343codebase/ An open source software library for NXP's Cortex-M3 based LPC1300 microcontroller family]
* [https://code.google.com/p/lpc1114codebase/ An open source software library for NXP's Cortex-M0 based LPC1100 microcontroller family]
* [https://code.google.com/p/lpc-12xx-bootloader/ A flexible bootloader for use with LPC12xx Microcontrollers from NXP, Firmware code is AES128 encrypted to secure your project / source code when giving out public firmware updates. ]
* [https://code.google.com/p/lpcxpresso-rc/ Read receiver and sensor signals for radio controlled model aircrafts configured for LPCXpresso]
* [https://code.google.com/p/olpcx/ Open toolset for LPCXpresso]
* [https://code.google.com/p/32bitmicro/ Collection of code and tools for 32 bit microcontrollers]
* [https://code.google.com/p/my-nxp-lpc1114/ my-nxp-lpc1114 study course]
* [https://code.google.com/p/nxp-lpc/ nxp-lpc]

== Entwicklungsplattformen ==

* [http://www.lpcware.com/lpcxpresso/home LPDXpresso Download (Kostenlos mit Debugger)]
* [http://www.lpcware.com LPCXpresso Homepage]
* [http://support.code-red-tech.com/CodeRedWiki/WikiHome CR-WIKI]
* [http://www.keil.com/arm/mdk.asp ARM/Keil MDK-ARM]
* IAR EWARM
* Rowley Crossworks
* Green Hills Software
* [http://www.coocox.org/CooCox_CoIDE.htm CooCox] (Kostenlos)

<references/>

[[Kategorie:ARM]]
[[Kategorie:LPC1x]]

LPC1xxx Entwicklungskit LPCXpresso

2015-12-30T08:20:05Z

Powerfreak: LPC-Link 2 hinzugefügt

[[Bild:LPCXpresso_board_NXP.jpg|thumb|right|550px|LPCXpresso ©NXP.com]]
==LPCXpresso ==

NXP hat das hier beschriebene Entwicklungskit zusammen mit Embedded Artists entwickelt. Dazu wurde von Code-Red - im Auftrag von NXP - eine passende Entwicklungsumgebung erstellt, die kostenlos erhältlich ist. Hier eine '''[http://ics.nxp.com/support/documents/microcontrollers/pdf/lpcxpresso.getting.started.pdf erste Einführung]'''

Das preiswerte Board (ca. 25€) ist z.B. hier erhältlich '''[http://www.watterott.com/index.php?page=search&keywords=LPCXpresso&cat=&mnf=&x=0&y=0 Watterott]'''. Hier die '''[http://www.nxp.com/documents/leaflet/75016842.pdf Dokumentation]''' (PDF) von NXP.

== Beschreibung ==

===Aufbau des Boards===

Das Board ist als teilbare Platine ausgeführt. Der obere Teil - der LPC-Link - hat sowohl die Funktion eines USB-Programmers, als auch die eines USB-Debuggers.

Der untere Teil ist ein reines Eval-Board, das - je nach Wunsch - mit einem LPC1114, LPC1343, oder LPC1769 ausgestattet ist.

LPC-Link und Eval-Buard können an der markierten Stelle zwischen dem 2x8-Poligen Stecker getrennt, und separat eingesetzt werden. Über einen 8x Jumper ist jederzeit wieder eine Verbindung möglich.

===Der LPC-Link===
[[Bild:LPC_Xpresso_lpc-link_NXP.jpg|thumb|right|550px|LPC-Link ©NXP.com]]
Der LPC-Link (inzwischen durch LPC-Link 2 abgelöst, siehe unten) enthält den Programmer und Debugger. Die PCB enthält einen LPC3154, eine USB-Schnittstelle, ein JTAG/SWD-Interface und ein paar LEDs.
Das Programmier-Interface ist sowohl im 2,54mm Raster (8-polige Lochreihe an der schmalen Seite zum Target, "J4"), als auch im 1,27mm Raster (2x5-polig, als SMD-Stiftleiste "J5") vorhanden. Pin 1 ist jeweils deutlich gekennzeichnet.
Hier die Pinbelegung:
{| class="wikitable"
|+ '''Steckerbelegung'''
|-
! Pin Nummer ||J5 (2x5-polig) || J4 (1x8-polig)
|-
| Pin 1|| V_Target || V_Target
|-
| Pin 2|| SWDIO/TMS|| SWDIO/TMS
|-
| Pin 3|| GND|| SWDCLK/TCLK
|-
| Pin 4|| SWDCLK/TCLK|| SWO/TDO
|-
| Pin 5|| GND|| nc/TDI
|-
| Pin 6|| SWO/TDO|| nRESET
|-
| Pin 7|| nc|| EXT Power
|-
| Pin 8|| nc/TDI|| GND
|-
| Pin 9|| GND|| -
|-
| Pin 10|| nRESET|| -
|}

Achtung: die Pinnummer für J4 entspricht dem GETRENNTEN Zustand der PCB. Die Nummerierung auf der Platine beginnt aber bei 1, und endet bei 15 (siehe auch Foto rechts).

===Der LPC-Link 2===

Der im Oktober 2015 eingeführte LPC-Link 2 ist die neue Version des Programmers/Debuggers für die LPC-Familie.
Der LPC-Link 2 ist auch kompatibel zu Seggers J-Link, den Tools und der IDE.
Details dazu findet Ihr '''[http://www.nxp.com/products/microcontrollers-and-processors/arm-processors/lpc-arm-cortex-m-mcus/lpc-dual-core-cortex-m0-m4f/lpc4300/lpc-link2:OM13054?fsrch=1&sr=2&pageNum=1 hier]'''.
Dort sind auch weiterführende Links wie z.B die Schaltpläne/Pinbelegung zu finden.

Das Board kann auch als Evaluation-Board mit einem LPC4370 oder als Lab-Tool mit diversen digitalen und analogen IOs eingesetzt werden.

===Eine passende Entwicklungsumgebung===
Code-Red hat einen speziell angepaßten C-Compiler entwickelt.
NXP hat die Firma und das Projekt aufgekauft und in eine eigene/gemeinsame Entwicklungsumgebung integriert, und damit langfristig Unterstützung für die Community gesichert. Die SW wird ststig weiterentwickelt.
Die IDE basiert auf Eclipse und ist ohne Registrierung bis 8kB freigeschaltet. Nach einer kostenlosen Registrierung erhält man eine eingeschränkte Lizenz die auch für den kommerziellen Einsatz zugelassen ist. Aktuell ist die Version 8.x, die Freie Version hat den vollen Funktionsumfang, ist aber auf Codegröße von 256 kB limitiert. In älteren Versionen gab es keinen C++ Support, keine Library Projekte und eine eingeschränkte CPU Auswahl, das wurde in der 8.x aufgehoben. Das Codelimit kann durch ein kostenpflichtiges Upgrade auf die 'Pro' Version aufgehoben werden.
Hier die '''[http://www.mikrocontroller.net/articles/Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red Installationsanleitung]'''.
Weitere Compiler sind verfügbar, hier eine '''[http://www.mikrocontroller.net/articles/LPC1xxx#Entwicklungsumgebungen Übersicht]'''

== Links ==

* [[LPC1xxx]]
* [[Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red]]
* [[Codebase_f%C3%BCr_LPC1xxx]]

Suche im Forum nach
* [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC11* LPC11xx]
* [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC12* LPC12xx]
* [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC13* LPC13xx]
* [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC17* LPC17xx]
* [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC18* LPC18xx]

== Bezugsquellen ==

=== Controller ===

* [http://www.elpro.org/shop/shop.php?p=32BitMicrocontroller elpro]
* [http://darisusgmbh.de/shop/advanced_search_result.php?keywords=LPC1&x=0&y=0 Darisus]
* [http://www.hbe-shop.de HBE]
* [http://www.tme.eu/de/katalog#cleanParameters%3D1%26searchClick%3D1%26search%3DLPC1%26bf_szukaj%3D+ TME]
* [http://de.mouser.com/_/?Keyword=LPC1&Ns=Pricing|0&FS=True Mouser]
* [http://www.soselectronic.eu/?searchstring=LPC1&str=378 SOS]

=== Evaluation Boards ===
* [http://www.watterott.com/index.php?page=search&page_action=query&desc=off&sdesc=on&keywords=LPCXpresso Watterott (24€ inclusive JTAG-Programmiergerät UND JTAG Debugger für kostenlose "LPCWare" Entwicklungsplattform)], dazu hier die '''[http://www.mikrocontroller.net/wikisoftware/index.php?title=LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso Beschreibung]'''
* [http://www.lpctools.com/evaluationboardskitsforlpc17xx.aspx LPC-Tools]
* [http://thinkembedded.ch/NXP:::25.html thinkembedded.ch] div. Olimex NXP Boards

=== Entwicklungsplattformen ===
* [http://www.lpcware.com/lpcxpresso/home LPDXpresso Download (Kostenlos mit Debugger)]
* [http://www.lpcware.com LPCXpresso Homepage]
* [http://support.code-red-tech.com/CodeRedWiki/WikiHome CR-WIKI]
* [http://www.keil.com/arm/mdk.asp ARM/Keil MDK-ARM]
* IAR EWARM
* [http://www.rowley.co.uk/arm/index.htm Rowley Crossworks]
* Green Hills Software

[[Kategorie:LPC1x]]

LPC1xxx Entwicklungskit LPCXpresso

2015-12-30T08:09:25Z

Powerfreak: /* Eine passende Entwicklungsumgebung */

[[Bild:LPCXpresso_board_NXP.jpg|thumb|right|550px|LPCXpresso ©NXP.com]]
==LPCXpresso ==

NXP hat das hier beschriebene Entwicklungskit zusammen mit Embedded Artists entwickelt. Dazu wurde von Code-Red - im Auftrag von NXP - eine passende Entwicklungsumgebung erstellt, die kostenlos erhältlich ist. Hier eine '''[http://ics.nxp.com/support/documents/microcontrollers/pdf/lpcxpresso.getting.started.pdf erste Einführung]'''

Das preiswerte Board (ca. 25€) ist z.B. hier erhältlich '''[http://www.watterott.com/index.php?page=search&keywords=LPCXpresso&cat=&mnf=&x=0&y=0 Watterott]'''. Hier die '''[http://www.nxp.com/documents/leaflet/75016842.pdf Dokumentation]''' (PDF) von NXP.

== Beschreibung ==

===Aufbau des Boards===

Das Board ist als teilbare Platine ausgeführt. Der obere Teil - der LPC-Link - hat sowohl die Funktion eines USB-Programmers, als auch die eines USB-Debuggers.

Der untere Teil ist ein reines Eval-Board, das - je nach Wunsch - mit einem LPC1114, LPC1343, oder LPC1769 ausgestattet ist.

LPC-Link und Eval-Buard können an der markierten Stelle zwischen dem 2x8-Poligen Stecker getrennt, und separat eingesetzt werden. Über einen 8x Jumper ist jederzeit wieder eine Verbindung möglich.

===Der LPC-Link===
[[Bild:LPC_Xpresso_lpc-link_NXP.jpg|thumb|right|550px|LPC-Link ©NXP.com]]
Der LPC-Link enthält den Programmer und Debugger. Die PCB enthält einen LPC3154, eine USB-Schnittstelle, ein JTAG/SWD-Interface und ein paar LEDs.
Das Programmier-Interface ist sowohl im 2,54mm Raster (8-polige Lochreihe an der schmalen Seite zum Target, "J4"), als auch im 1,27mm Raster (2x5-polig, als SMD-Stiftleiste "J5") vorhanden. Pin 1 ist jeweils deutlich gekennzeichnet.
Hier die Pinbelegung:
{| class="wikitable"
|+ '''Steckerbelegung'''
|-
! Pin Nummer ||J5 (2x5-polig) || J4 (1x8-polig)
|-
| Pin 1|| V_Target || V_Target
|-
| Pin 2|| SWDIO/TMS|| SWDIO/TMS
|-
| Pin 3|| GND|| SWDCLK/TCLK
|-
| Pin 4|| SWDCLK/TCLK|| SWO/TDO
|-
| Pin 5|| GND|| nc/TDI
|-
| Pin 6|| SWO/TDO|| nRESET
|-
| Pin 7|| nc|| EXT Power
|-
| Pin 8|| nc/TDI|| GND
|-
| Pin 9|| GND|| -
|-
| Pin 10|| nRESET|| -
|}

Achtung: die Pinnummer für J4 entspricht dem GETRENNTEN Zustand der PCB. Die Nummerierung auf der Platine beginnt aber bei 1, und endet bei 15 (siehe auch Foto rechts).

===Eine passende Entwicklungsumgebung===
Code-Red hat einen speziell angepaßten C-Compiler entwickelt.
NXP hat die Firma und das Projekt aufgekauft und in eine eigene/gemeinsame Entwicklungsumgebung integriert, und damit langfristig Unterstützung für die Community gesichert. Die SW wird ststig weiterentwickelt.
Die IDE basiert auf Eclipse und ist ohne Registrierung bis 8kB freigeschaltet. Nach einer kostenlosen Registrierung erhält man eine eingeschränkte Lizenz die auch für den kommerziellen Einsatz zugelassen ist. Aktuell ist die Version 8.x, die Freie Version hat den vollen Funktionsumfang, ist aber auf Codegröße von 256 kB limitiert. In älteren Versionen gab es keinen C++ Support, keine Library Projekte und eine eingeschränkte CPU Auswahl, das wurde in der 8.x aufgehoben. Das Codelimit kann durch ein kostenpflichtiges Upgrade auf die 'Pro' Version aufgehoben werden.
Hier die '''[http://www.mikrocontroller.net/articles/Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red Installationsanleitung]'''.
Weitere Compiler sind verfügbar, hier eine '''[http://www.mikrocontroller.net/articles/LPC1xxx#Entwicklungsumgebungen Übersicht]'''

== Links ==

* [[LPC1xxx]]
* [[Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red]]
* [[Codebase_f%C3%BCr_LPC1xxx]]

Suche im Forum nach
* [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC11* LPC11xx]
* [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC12* LPC12xx]
* [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC13* LPC13xx]
* [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC17* LPC17xx]
* [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC18* LPC18xx]

== Bezugsquellen ==

=== Controller ===

* [http://www.elpro.org/shop/shop.php?p=32BitMicrocontroller elpro]
* [http://darisusgmbh.de/shop/advanced_search_result.php?keywords=LPC1&x=0&y=0 Darisus]
* [http://www.hbe-shop.de HBE]
* [http://www.tme.eu/de/katalog#cleanParameters%3D1%26searchClick%3D1%26search%3DLPC1%26bf_szukaj%3D+ TME]
* [http://de.mouser.com/_/?Keyword=LPC1&Ns=Pricing|0&FS=True Mouser]
* [http://www.soselectronic.eu/?searchstring=LPC1&str=378 SOS]

=== Evaluation Boards ===
* [http://www.watterott.com/index.php?page=search&page_action=query&desc=off&sdesc=on&keywords=LPCXpresso Watterott (24€ inclusive JTAG-Programmiergerät UND JTAG Debugger für kostenlose "LPCWare" Entwicklungsplattform)], dazu hier die '''[http://www.mikrocontroller.net/wikisoftware/index.php?title=LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso Beschreibung]'''
* [http://www.lpctools.com/evaluationboardskitsforlpc17xx.aspx LPC-Tools]
* [http://thinkembedded.ch/NXP:::25.html thinkembedded.ch] div. Olimex NXP Boards

=== Entwicklungsplattformen ===
* [http://www.lpcware.com/lpcxpresso/home LPDXpresso Download (Kostenlos mit Debugger)]
* [http://www.lpcware.com LPCXpresso Homepage]
* [http://support.code-red-tech.com/CodeRedWiki/WikiHome CR-WIKI]
* [http://www.keil.com/arm/mdk.asp ARM/Keil MDK-ARM]
* IAR EWARM
* [http://www.rowley.co.uk/arm/index.htm Rowley Crossworks]
* Green Hills Software

[[Kategorie:LPC1x]]

LPC-Mikrocontroller

2015-12-30T08:06:32Z

Powerfreak: /* Sehr preiswerter USB_JTAG_SWD Debugger */

[[Bild:overview_Sep2011.png|thumb|right|850px|Überblick über die aktuelle Cortex M0/3 Familie, ©NXP.com]]
[[Bild:positioning_NXPSep2011.gif|thumb|right|850px|Vergleich über die aktuelle Cortex M0/3 Familie, ©NXP.com]]
Die LPC-Familie von NXP basiert auf 32-Bit Cortex-Kernen von ARM und arbeitet mit bis zu 150MHz. Die seit Mitte 2013 neue LPC8xx-Serie basiert auf dem Cortex-M0+-Kern, die LPC11xx-Serie basiert auf dem Cortex-M0-Kern, die Serien LPC13xx, 17xx und 18xx auf dem Cortex-M3. Mikrocontroller aus der LPC13xx-Serie mit 72MHz und der LPC17xx-Serie mit 100MHz (120MHz) sind inzwischen auch für Privatnutzer zu Preisen erhältlich, die mit denen von 8-Bit-Mikrocontrollern vergleichbar sind. Eine Auflistung der verschiedenen Typen findet sich im Dokument '''[http://www.nxp.com/documents/line_card/75017609.pdf "Microcontrollers selection guide" (PDF)]''' von NXP.

Von NXP sind preiswerte Entwicklungskits (ca. 25€ für Evaluation-Board incl. USB-JTAG Programmer und Debugger oder den neuen LPC-Link2, ein reiner Programmer + Debugger) erhältlich z.B. '''[http://www.watterott.com/index.php?page=search&keywords=LPCXpresso&cat=&mnf=&x=0&y=0 Watterott]'''. Siehe dazu auch die Dokumentation von NXP zu den '''[http://www.nxp.com/documents/leaflet/75016842.pdf LPCXpresso-Entwicklungskits (PDF)]''' und diese '''[http://www.mikrocontroller.net/wikisoftware/index.php?title=LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso Beschreibung]'''

== Allgemeine Infos + User-Manuals==

=== Eckdaten LPC8xx (Cortex-M0+) ===
Die sehr stromsparende '''[http://www.nxp.com/products/microcontrollers/cortex_m0_m0/series/LPC800.html#quickreference LPC8xx]''' ist nur in Packages mit einer relativ niedrigen Pinanzahl (DIP8, SO20, TSSOP16, TSSOP20) verfügbar, hat zwischen 4-16kB Flash, und 1-4kB RAM. Die zulässige Betriebsspannung liegt zwischen 1,8V und 3,6V.

Überblick über die Features der LPC800-Serie:
* 1 I2C
* 1-2 SSP
* 2-3 UART
* 4 Timer, 1 OS-Timer
* 1 watch dog
* 4 PWM-Einheiten
* 10-bit ADC.

'''[http://www.nxp.com/download/grouping/11045/user_manual User Manual der LPC8-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC11xx (Cortex-M0) ===
Die sehr stromsparende '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc11xx/ LPC11xx-Serie]''' (3,3V) bietet viele Möglichkeiten
* Der LPC1100L ist derzeit laut NXP (Sep2011) der preisgünstigste ARM auf dem Markt. Der 32Bit ARM mit einer Performance von ca. 45DMIPS @50MHZ benötigt bei dieser Taktfrequenz nur etwa 10mA. (Details siehe NXP-Seite)

* Überblick über die Features :
** LPC1100 Serie: • I2C, SSP, UART, GPIO, • Timers and watch dog timer, • 10-bit ADC, • Flash/SRAM memory, • Weitere Funktionen, siehe '''[http://www.mikrocontroller.net/articles/LPC1xxx#Features_eines_LPC11xx 2.3 Features]'''
** LPC1100L Serie zusätzlich zu LPC1100: • Power Profile mit lower power consumption in Active- und Sleep-mode, • Interne pull-ups auf VDD level, • Programmierbarer pseudo open-drain mode für GPIO Pins, • WWDT mit Clock Source Lock.
**LPC11C00 Serie zusätzlich zu LPC1100: • CAN controller, • On-chip CAN Treiber, • On-chip CAN Transceiver (LPC11C2x), • WDT (not windowed) mit Clock Source Lock.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10398.pdf User Manual der LPC11-Familie (PDF)]'''

* Besonderes Augenmerk möchte ich auf die neue Serie '''[http://www.nxp.com/ps/#/i=71498 LPC111xFD]''' legen, denn in jetzt gibt es den Cortex-M0 auch im DIL 28 '''[http://www.nxp.com/redirect/pip/LPC1114FN28.html den LPC1114FN28]'''
**Des Weiteren sind damit SO20, sowie TSSOP20 und TSSOP28 Bauformen verfügbar

=== Eckdaten LPC12xx (Cortex-M0) ===
* Die Low Power '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc12xx/ LPC12xx-Serie]''' (3,3V) ist laut NXP (Sep2011) ein Cortex-M0 mit 32 bis 128kB Flash, einem 45 CoreMark™ Benchmark-Score bei 30MHz, 2 bis 8kB SRAM, und einem internen 1% genauen 12MHz Oscillator.

* Überblick über die Features: fMAX von 30MHz, 1 10-Bit ADC mit 8 Kanälen, 2 Comparatoren, 2 UARTs, 1 SSP/SPI, 1 I2C, DMA Controller, CRC Engine, 1 32-Bit, 5 Timer (16- und 32-Bit, + RTC), 13 PWM Kanäle, bis zu 55 GPIOs.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10441.pdf User Manual der LPC12xx-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC13xx (Cortex-M3) ===
Die sehr stromsparende '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc13xx/ LPC13xx-Serie]''' (3,3V) bietet im LQFP 48 Gehäuse 8..32k Flash, 2..8k SRAM, 5 Timer (mit WD), 11 PWM, 1 UART, 1IIC, 1USB, 1..2 SPI, einen 8-Kanal/10Bit AD-Wandler und eine Taktfrequenz von max. 72MHz.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10375.pdf User Manual der LPC13xx-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC17xx (Cortex-M3) ===
Die '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc17xx/ LPC17xx-Serie]''' hingegen enthält eine weit größere Peripherie in einem LQFP80/100/144/208 Package.
32..512k Flash, 8..96k SRAM, 6 Timer (mit WD), 6 zusätzliche PWM-Einheiten, teilweise Ethernet und STN/TFT-LCD-Controller, meist USB (teilw. mit Host+OTG), 4 UART, 2..3IIC, 1..2 CAN, 1 SPI, 2 SSP/SPI einen 6..8-Kanal/12Bit AD-Wandler, einen 10Bit DAC, Motor-Control-Einheiten, einen Encoder-Eingang und eine Taktfrequenz von max. 100MHz(120MHz) und vieles mehr.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10360.pdf User Manual der LPC17xx-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC18xx (Cortex-M3) ===
Die '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc18xx/ LPC18xx-Serie]''' stellt DIE "High-Performance" Controller aus der Cortex-M3-Serie. Die Taktfrequenz geht bis 150MHz, die Controller enthalten große dual-Bank Flash Speicher bis zu 1MB, ein großes On-Chip SRAM mit bis zu 200KB, zusätzliche Peripherie wie z.B. SPI Flash Interface (SPIFI) und State Configurable Timer (SCT), 2x High Speed USB (1x mit On-Chip HS PHY) und eine MPU.

'''[http://ics.nxp.com/support/documents/microcontrollers/pdf/user.manual.lpc18xx.pdf User Manual der LPC18xx-Familie (PDF)]'''

Überblick über die Features: '''[http://ics.nxp.com/literature/leaflets/microcontrollers/pdf/lpc18xx.pdf LPC18xx Flyer von NXP]'''

=== Entwicklungskits ===
Von NXP sind sehr preiswerte Entwicklungskits (ca. 25€ für. USB-JTAG Programmer und Debugger) erhältlich z.B. '''[http://www.watterott.com/index.php?page=search&keywords=LPCXpresso&cat=&mnf=&x=0&y=0 Watterott]'''. Siehe dazu auch die Dokumentation von NXP zu den '''[http://www.nxp.com/documents/leaflet/75016842.pdf LPCXpresso-Entwicklungskits (PDF)]'''.

=== Kostenlose Entwicklungsumgebung für ALLE hier genannten Controller ===
Für die ganze Prozessorfamilie ist eine kostenlose Entwicklungsumgebung erhältlich. Informationen unter '''[http://www.lpcware.com/lpcxpresso/home lpcware]''': Die auf Eclipse basierende Entwicklungsumgebung ist nach der Installation bis 8k freigeschaltet und nach einer einfachen und kostenlosen Registrierung für 256kB. Die IDE ist auch für '''[http://www.lpcware.com/lpcxpresso/home Linux und Mac]''' verfügbar.

Hier die '''[http://www.mikrocontroller.net/articles/Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red Installationsanleitung]'''

== LPC8xx ==

=== Familienübersicht LPC8xx ===
Bezugsquellen und Preise (Stand 01/2014)
* LPC810FN8 (DIP8): Digikey 1,09 € (bei einem Stuck).
* LPC812JD20 (SOIC-W 20): Digikey 1,26 € (bei einem Stuck).
* LPC812JDH20 (TSSOP-20): Digikey 1,44 € (bei einem Stuck).

[[Bild:LPC800_block_diagram_Jan2014.gif|thumb|right|850px|Blockdiagramm des Cortex-M0+, ©NXP.com]]

=== Blockdiagramm der LPC8xx Familie ===

=== Features eines LPC8xx ===
* System:
** ARM Cortex-M0+ processor, running at frequencies of up to 30 MHz.
** single cycle multiplier
** single cycle I/O port
** ARM Cortex-M0+ built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Serial Wire Debug, Micro Trace Buffer supported.
** System tick timer.
* Memory:
** 16 kB (LPC812M101JD20/LPC812M101JDH20/LPC812M101JDH16), 8 kB (LPC811M001JDH16) or 4kB (LPC810M021FN8) on-chip flash programming memory.
** 4kB, 2 kB, or 1 kB SRAM.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
* Digital peripherals:
** Up to 18 General Purpose I/O (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors. Number of GPIO pins is reduced for smaller packages down to 6.
** GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
** High-current output driver (20 mA) on one pin.
** High-current sink drivers (20 mA) on two open drain pins.
** Four general purpose timers/counters with a total of four capture inputs and up to 13 match outputs.
** Programmable WatchDog Timer (WDT).
** '''Switch matrix for flexible configuration of each I/O pin function.'''
** CRC engine
* Analog peripherals:
** Comparator with internal and external references and 31 step voltage divider.
* Serial interfaces:
** UART with fractional baud rate generation, internal FIFO, and RS-485 support.
** SPI controllers with SSP features and with FIFO and multi-protocol capabilities.
** I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode.
* Clock generation:
** 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1% accuracy that can optionally be used as a system clock.
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** Programmable watchdog oscillator with a frequency range of 9.4 kHz to 2.3 MHz.
** 10 kHz low-power oscillator for the WKT.
** PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
** Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, CPU clock, and the Watchdog clock.
* Power control:
** Integrated PMU (Power Management Unit) to minimize power consumption during Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down modes.
** Power profiles residing in boot ROM allowing to optimize performance and minimize power consumption for any given application through one simple function call.
** Reduced power modes: Sleep mode, Deep-sleep mode, Power-down mode, and Deep power-down mode.
** Wake-up from Deep-sleep and Power-down modes on activity on USART, SPI, and I2C peripherals.
** Brownout detect.
* Unique device serial number for identification.
* Single 3.3 V power supply (1.8 V to 3.6 V).
* Available as DIP8, TSSOP16, SO20, and TSSOP20 package.

== LPC11xx ==

=== Familienübersicht LPC11xx ===
Bezugsquellen und Preise (Stand 01/2014):

Digikey: von 1.61EUR (LPC1111FN33) bis 5.73EUR (LPC11U37) bei einen Stueck. Die Familie ist sehr gross mit sehr unterschiedlichen Ausfuehrungen.

[[Bild:Block.diagramM0_NXPSep2011.gif|thumb|right|850px|Blockdiagramm des Cortex-M0, ©NXP.com]]

=== Blockdiagramm der LPC11xx Familie ===

=== Features eines LPC11xx ===
* System:
** ARM Cortex-M0 processor, running at frequencies of up to 50 MHz.
** ARM Cortex-M0 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Serial Wire Debug.
** System tick timer.
* Memory:
** 32 kB (LPC1114/LPC11C14), 24 kB (LPC1113), 16 kB (LPC1112/LPC11C12), or 8 kB (LPC1111) on-chip flash programming memory.
** 8 kB, 4 kB, or 2 kB SRAM.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
* Digital peripherals:
** Up to 42 General Purpose I/O (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors. Number of GPIO pins is reduced for smaller packages and LPC11C22/C24.
** GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
** High-current output driver (20 mA) on one pin.
** High-current sink drivers (20 mA) on two open drain pins.
** Four general purpose timers/counters with a total of four capture inputs and up to 13 match outputs.
** Programmable WatchDog Timer (WDT).
* Analog peripherals:
** 10-bit ADC with input multiplexing among 8 pins.
* Serial interfaces:
** UART with fractional baud rate generation, internal FIFO, and RS-485 support.
** SPI controllers with SSP features and with FIFO and multi-protocol capabilities.
** I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode.
* Clock generation:
** 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1% accuracy that can optionally be used as a system clock.
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** Programmable watchdog oscillator with a frequency range of 7.8 kHz to 1.8 MHz.
** PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
** Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, CPU clock, and the Watchdog clock.
* Power control:
** Integrated PMU (Power Management Unit) to minimize power consumption during Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down modes.
** Power profiles residing in boot ROM allowing to optimize performance and minimize power consumption for any given application through one simple function call.
** Processor wake-up from Deep-sleep mode via a dedicated start logic using up to 13 of the functional pins.
** Power-On Reset (POR).
** Brownout detect with four separate thresholds for interrupt and forced reset.
* Unique device serial number for identification.
* Single 3.3 V power supply (1.8 V to 3.6 V).
* Available in the following packages: 16WLCSP, 25WLCSP 20-SOIC, 20-TSSOP, 28-DIP, 28-TSSOP, 48-LQFP, 64-LQFP, 100-LQFP, and others.

== LPC12xx ==

=== Familienübersicht LPC12xx ===
Bezugsquellen und Preise:

[[Bild:block.diagramM0_NXPSep2011.gif|thumb|right|850px|Blockdiagramm des Cortex-M0, ©NXP.com]]

=== Blockdiagramm der LPC12xx Familie ===

=== Features eines LPC12xx ===

* Processor core
** ARM Cortex-M0 processor, running at frequencies of up to 45 MHz (one wait state from flash) or 30 MHz (zero wait states from flash). The LPC122x have a high score of over 45 in CoreMark CPU performance benchmark testing, equivalent to 1.51/MHz.
** ARM Cortex-M0 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Serial Wire Debug (SWD).
** System tick timer.
* Memory
** Up to 8 kB SRAM.
** Up to 128 kB on-chip flash programming memory.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
** Includes ROM-based 32-bit integer division routines.
* Clock generation unit
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** 12 MHz Internal RC (IRC) oscillator trimmed to 1 % accuracy that can optionally be used as a system clock.
** PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
** Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, main clock, and Watchdog clock.
** Real-Time Clock (RTC).
* Digital peripherals
** Micro DMA controller with 21 channels.
** CRC engine.
** Two UARTs with fractional baud rate generation and internal FIFO. One UART with RS-485 and modem support and one standard UART with IrDA.
** SSP/SPI controller with FIFO and multi-protocol capabilities.
** I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode. I2C-bus pins have programmable glitch filter.
** Up to 55 General Purpose I/O (GPIO) pins with programmable pull-up resistor, open-drain mode, programmable digital input glitch filter, and programmable input inverter.
** Programmable output drive on all GPIO pins. Four pins support high-current output drivers.
** All GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
** Four general purpose counter/timers with four capture inputs and four match outputs (32-bit timers) or two capture inputs and two match outputs (16-bit timers).
** Windowed WatchDog Timer (WWDT).
* Analog peripherals
** One 8-channel, 10-bit ADC.
** Two highly flexible analog comparators. Comparator outputs can be programmed to trigger a timer match signal or can be used to emulate 555 timer behavior.
* Power
** Three reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down.
** Processor wake-up from Deep-sleep mode via start logic using 12 port pins.
** Processor wake-up from Deep-power down and Deep-sleep modes via the RTC.
** Brownout detect with three separate thresholds each for interrupt and forced reset.
** Power-On Reset (POR).
** Integrated PMU (Power Management Unit).
* Unique device serial number for identification.
* 3.3 V power supply.
* Available as 64-pin and 48-pin LQFP package.

== LPC13xx ==

=== Familienübersicht LPC13xx ===
[[Bild:LPC13xx_Selection_Guide_Sep2011.png|thumb|left|600px|Selection Guide zur LPC13xx Familie, ©NXP.com]]
 

Bezugsquellen und Preise:

LPC1313 mit 32k-Flash mit 72MHz im LQFP 48 Gehäuse. Der LPC1313 ist bei '''[http://www.darisus.de/ Darius]''' erhältlich für 3,57 € (Juli 2011), oder DigiKey für 2,70 €. Entwicklungskit INKLUSIVE JTAG-Programmer & Debugger bei '''[http://www.watterott.com/de/LPC1343-LPCXpresso-Board Watterott]''' für 23,80 € (Juli 2011)

=== Blockdiagram der LPC13xx Familie ===

[[Bild:LPC13xx Block Diagram Sep2011.png|thumb|left|680px|Blockdiagramm der LPC13xx Familie, ©NXP.com]]
 

=== Features eines LPC1313 ===
* ARM Cortex-M3 processor, running at frequencies of up to 72 MHz.
* ARM Cortex-M3 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
* 32 kB on-chip flash programming memory.
* 8 kB SRAM.
* In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
* UART with fractional baud rate generation, modem, internal FIFO, and RS-485/EIA-485 support.
* SSP controller with FIFO and multi-protocol capabilities.
* Additional SSP controller on LPC1313FBD48/01.
* I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode.
* Up to 42 General Purpose I/O (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors.
* Four general purpose counter/timers with a total of four capture inputs and 13 match outputs.
* Programmable Watchdog Timer (WDT)
* System tick timer.
* Serial Wire Debug and Serial Wire Trace port.
* High-current output driver (20 mA) on one pin.
* High-current sink drivers (20 mA) on two I2C-bus pins in Fast-mode Plus.
* Integrated PMU (Power Management Unit) to minimize power consumption during Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down modes.
* Three reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down.
* Single power supply (2.0 V to 3.6 V).
* 10-bit ADC with input multiplexing among 8 pins.
* GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
* Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, CPU clock, or the watchdog clock.
* Processor wake-up from Deep-sleep mode via a dedicated start logic using up to 40 of the functional pins.
* Brownout detect with four separate thresholds for interrupt and one thresholds for forced reset.
* Power-On Reset (POR).
* Integrated oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
* 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1 % accuracy over the entire temperature and voltage range that can optionally be used as a system clock.
* Programmable watchdog oscillator with a frequency range of 7.8 kHz to 1.8 MHz. System PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
* Code Read Protection (CRP) with different security levels.
* Unique device serial number for identification.
* Available as 48-pin LQFP package and 33-pin HVQFN package.

== LPC17xx ==

=== Familienübersicht LPC17xx ===
[[Bild:LPC17xx_Selection_Guide_Sep2011.png|thumb|left|680px|Selection Guide zur LPC17xx Familie, ©NXP.com]]
 

Bezugsquellen und Preise:

LPC1754 mit 128K Flash im LQFP80, der bei '''[http://www.darisus.de/ Darius]''' für 7€74 (Juli/2011) erhältlich ist,[den LPC1751 (32k/8k) schon für 5€95] und bei Digikey für 6€35, den LPC1764FBD100 bei '''[http://www.tme.eu/de TME]''' für 7€ Entwicklungskit INCLUSIVE JTAG-Programmer & Debugger bei '''[http://www.watterott.com/de/LPC1769-LPCXpresso Watterott]''' für 23€80 (Juli/2011)

=== Blockdiagram der LPC17xx Familie ===

[[Bild:LPC177x_178x Block Diagram Sep2011.png|thumb|left|680px|Blockdiagramm der LPC17xx Familie, ©NXP.com]]
 

=== Features eines LPC1754 ===
* ARM Cortex-M3 processor, running at frequencies of up to 100 MHz
* A Memory Protection Unit (MPU) supporting eight regions is included.
* ARM Cortex-M3 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
* 128 kB on-chip flash program memory with In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) capabilities.
* 32 kB of SRAM on the CPU with local code/data bus for high-performance CPU access.
* Eight channel General Purpose DMA controller
* Serial interfaces:
* USB 2.0 full-speed controller that can be configured for either device, Host, or OTG operation with an on-chip PHY for device and Host functions
* Four UARTs with fractional baud rate generation, internal FIFO, IrDA, and DMA, Einer mit Modem I/Os und RS485 Support
* 1 CAN controller.
* 2 SSP controllers
* 1 SPI controller
* 2 I2C-bus interfaces with data rates of 1Mbit/s,
* I2S (Inter-IC Sound)
* 52 General Purpose I/O (GPIO) pins Any pin of ports 0 and 2 can be used to generate an interrupt.
* 8x 12-bit Analog-to-Digital Converter (ADC) conversion rates up to 200 kHz
* 1x 10-bit Digital-to-Analog Converter (DAC)
* Four general purpose timers/counters, with a total of eight capture inputs and ten compare outputs.
* One motor control PWM with support for three-phase motor control.
* Quadrature encoder interface that can monitor one external quadrature encoder.
* One standard PWM/timer block with external count input.
* Real-Time Clock (RTC) with a separate power domain including 20 bytes of battery-powered backup registers, An RTC interrupt can wake up the CPU from any reduced power mode.
* Watchdog Timer (WDT).
* Cortex-M3 system tick timer
* Repetitive interrupt timer
* Standard JTAG test/debug interface as well as Serial Wire Debug and Serial Wire Trace Port options.
* Four reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, Power-down, and Deep power-down.
* Single 3.3 V power supply (2.4 V to 3.6 V).
* Four external interrupt inputs configurable as edge/level sensitive. All pins on PORT0 and PORT2 can be used as edge sensitive interrupt sources.
* Non-maskable Interrupt (NMI) input.
* Wakeup Interrupt Controller (WIC)
* Each peripheral has its own clock divider for further power savings.
* Brownout detect with separate threshold for interrupt and forced reset.
* On-chip Power-On Reset (POR).
* On-chip crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
* 4 MHz internal RC oscillator trimmed to 1% accuracy that can optionally be used as a system clock.
* An on-chip PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the main oscillator, the internal RC oscillator, or the RTC oscillator.
* Available as 80-pin LQFP (12 x 12 x 1.4 mm) packages.

== LPC18xx ==

=== Familienübersicht LPC18xx ===
Bezugsquellen und Preise:

=== Blockdiagramm der LPC18xx Familie ===
[[Bild:block.diagram_NXP18xx Sep2011.gif|thumb|left|680px|Blockdiagramm der LPC18xx Familie, ©NXP.com]]
 

=== Features eines LPC18xx ===
DRAFT!
* Processor core
** ARM Cortex-M3 processor, running at frequencies of up to 180 MHz.
** ARM Cortex-M3 built-in Memory Protection Unit (MPU) supporting eight regions.
** ARM Cortex-M3 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Non-maskable Interrupt (NMI) input.
** JTAG and Serial Wire Debug, serial trace, eight breakpoints, and four watch points.
** ETM and ETB support.
** System tick timer.
* On-chip memory (flashless parts LPC1850/30/20/10)
** Up to 200 kB SRAM total for code and data use.
** Two 32 kB SRAM blocks with separate bus access. Both SRAM blocks can be powered down individually.
** 64 kB ROM containing boot code and on-chip software drivers.
** 32-bit One-Time Programmable (OTP) memory for general-purpose customer use.
* On-chip memory (parts with on-chip flash)
** Up to 1 MB total dual bank flash memory with flash accelerator.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
** Up to 136 kB SRAM for code and data use.
** Two 32 kB SRAM blocks with separate bus access. Both SRAM blocks can be powered down individually.
** 32 kB ROM containing boot code and on-chip software drivers.
** 32-bit One-Time Programmable (OTP) memory for general-purpose customer use.
* Clock generation unit
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1 % accuracy.
** Ultra-low power RTC crystal oscillator.
** Three PLLs allow CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. The second PLL is dedicated to the High-speed USB, the third PLL can be used as audio PLL.
** Clock output.
* Serial interfaces:
** Quad SPI Flash Interface (SPIFI) with four lanes and data rates of up to 40 MB per second total.
** 10/100T Ethernet MAC with RMII and MII interfaces and DMA support for high throughput at low CPU load. Support for IEEE 1588 time stamping/advanced time stamping (IEEE 1588-2008 v2).
** One High-speed USB 2.0 Host/Device/OTG interface with DMA support and on-chip PHY.
** One High-speed USB 2.0 Host/Device interface with DMA support, on-chip full-speed PHY and ULPI interface to external high-speed PHY.
** USB interface electrical test software included in ROM USB stack.
** Four 550 UARTs with DMA support: one UART with full modem interface; one UART with IrDA interface; three USARTs support synchronous mode and a smart card interface conforming to ISO7816 specification.
** Two C_CAN 2.0B controllers with one channel each.
** Two SSP controllers with FIFO and multi-protocol support. Both SSPs with DMA support.
** One Fast-mode Plus I2C-bus interface with monitor mode and with open-drain I/O pins conforming to the full I2C-bus specification. Supports data rates of up to 1 Mbit/s.
** One standard I2C-bus interface with monitor mode and standard I/O pins.
** Two I2S interfaces with DMA support, each with one input and one output.
* Digital peripherals:
** External Memory Controller (EMC) supporting external SRAM, ROM, NOR flash, and SDRAM devices.
** LCD controller with DMA support and a programmable display resolution of up to 1024H x 768V. Supports monochrome and color STN panels and TFT color panels; supports 1/2/4/8 bpp CLUT and 16/24-bit direct pixel mapping.
** SD/MMC card interface.
** Eight-channel General-Purpose DMA (GPDMA) controller can access all memories on the AHB and all DMA-capable AHB slaves.
** Up to 80 General-Purpose Input/Output (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors and open-drain modes.
** GPIO registers are located on the AHB for fast access. GPIO ports have DMA support.
** State Configurable Timer (SCT) subsystem on AHB.
** Four general-purpose timer/counters with capture and match capabilities.
** One motor control PWM for three-phase motor control.
** One Quadrature Encoder Interface (QEI).
** Repetitive Interrupt timer (RI timer).
** Windowed watchdog timer.
** Ultra-low power Real-Time Clock (RTC) on separate power domain with 256 bytes of battery powered backup registers.
** Alarm timer; can be battery powered.
* Digital peripherals available on flash-based parts LPC18xx only:
** <tbd>
* Analog peripherals:
** One 10-bit DAC with DMA support and a data conversion rate of 400 kSamples/s.
** Two 10-bit ADCs with DMA support and a data conversion rate of 400 kSamples/s.
* Security:
** Hardware-based AES security engine programmable through an on-chip API.
** Two 128-bit secure OTP memories for AES key storage and customer use.
** Unique ID for each device.
* Power:
** Single 3.3 V (2.2 V to 3.6 V) power supply with on-chip internal voltage regulator for the core supply and the RTC power domain.
** RTC power domain can be powered separately by a 3 V battery supply.
** Four reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, Power-down, and Deep power-down.
** Processor wake-up from Sleep mode via wake-up interrupts from various eripherals.
** Wake-up from Deep-sleep, Power-down, and Deep power-down modes via external interrupts and interrupts generated by battery powered blocks in the RTC power domain.
** Brownout detect with four separate thresholds for interrupt and forced reset.
** Power-On Reset (POR).
* Available as 100-pin, 144-pin, and 208-pin LQFP packages and as 100-pin, 180-pin, and 256-pin LBGA packages.

== Entwicklungsumgebungen ==
=== LPCWare (kostenlos) ===
[[Bild:lpcxpresso-debug_Code-red_3Sep2011.gif|thumb|right|680px|Ansicht der Entwicklungsumgebung, ©code-red-tech.com]]

==== Entwicklungs Tool ====
(Beschreibung aus der Web-Site:)
LPCXpresso's IDE (Ursprünglich von "Code RED" entwickelt, die Firma wurde 2013 von LPC gekauft) ist eine hoch integrierte Entwicklungsumgebung für LPC-Controller, und beinhaltet alle zur Entwicklung erforderlichen Tools um hoch qualitative Software in einer angemessenen Zeit zu schreiben. LPCXpresso basiert auf ein vereinfachtes Eclipse mit vielen LPC-specifischen Erweiterungen.
Des Weiteren ist eine aktuelle Version der Industrie-Standard GNU Tool-Chain mit einer propritären und optimierten C-Lib mit dabei. Die LPCXpresso IDE stellt ein voll optimiertes Executable zur Verfügung. Die einzige Beschränkung der kostenlosen Version ist eine Limitierung auf 256kB Code nach erfolgter Registrierung.
Das LPCXpresso Target Board ist eine Gemeinschaftsentwicklung von Embedded Artists, Code Red und NXP.

==== Features ====
Die LPCXpresso IDE stellt eine C-Umgebung mit Syntax-Colouring, Source-Formatierung, Funktions-Folding, sowie mit Online- und Offline Hilfe und umfangreichen Projekt-Management Funktionen zur Verfügung.
Dies beinhaltet:
* Wizards um Projekte für alle unterstützten Controller zu erstellen
* Automatische Linker Script Generierung inklusive Memory-Map Unterstützung
* Programmierung des Controllers
* On-Line Debugging
* Datenblatt-Zugriff über eingebauten Browser
* Support für die NXP LPC Microcontroller Familien, von Cortex-M0, Cortex-M3 bis Cortex-M4 und ARM7 bis ARM9

==== Peripherie und Register Views im Debugger ====
Der Peripherie-Viewer im integrierten Debugger zeigt alle Register und Bit-Felder in einer einfachen Baumstruktur.
Ein Prozessor-Register Viewer erlaubt den Zugriff auf alle Prozessor-Register und stellt eine "Smart-Formatting" Funktion zur Verfügung um komplexe Register wie Flags oder Status Register übersichtlich darstellen zu können.

==== Unterstützte Familien ====
Cortex-M0, Cortex-M3, Cortex-M4, Einzelne Controller aus der LPC2000 family, ARM966, ARM926-EJ, ARM926-EJ + VFP

==== Sehr preiswerter USB_JTAG_SWD Debugger ====
Von NXP sind sehr preiswerte Entwicklungskits (ca. 25€ für Evaluation-Board incl. USB-JTAG Programmer und Debugger) erhältlich z.B. '''[http://www.watterott.com/index.php?page=search&keywords=LPCXpresso&cat=&mnf=&x=0&y=0 Watterott]'''. Siehe dazu auch die Dokumentation von NXP zu den '''[http://www.nxp.com/documents/leaflet/75016842.pdf LPCXpresso-Entwicklungskits (PDF)]''' und diese '''[http://www.mikrocontroller.net/wikisoftware/index.php?title=LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso Beschreibung]'''
Der neue Programmer/Debugger ist hier für ca 18€ +P&P erhältlich '''[http://www.watterott.com/de/LPC-Link-2 Programmer]'''

==== Standard Library ====
Im Download der "Code Red" Entwicklungsumgebung ist eine relativ umfangreiche Firmwarebibliothek vorhanden.

==== Installationsanleitung zur IDE ====
'''[http://www.mikrocontroller.net/articles/Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red Installationsanleitung]'''

==== Codebase für LPC11xx und LPC13xx ====
Für die Cortex-M0 und -M3 Familien existieren verschiedene Basispakete die als Startausstattung sehr gut geeignet sind. Auf microbuilder.eu findet man eine sehr interessante Version inklusive Dokumentation.

'''[http://www.mikrocontroller.net/articles/Codebase_f%C3%BCr_LPC1xxx HIER]''' findet man alle Links zur original Codebase mit allen Dateien (Stand Januar 2012) aber auch eine deutsche Übersetzung zu den Files.

=== CooCox ===

Auf der '''[http://www.coocox.org/Index.html Homepage]''' von CooCox - einem chinesischen Open-Source Projekt, auf der eine IDE für Atmel, Energy Micro, Holtek, Nuvoton, ST, TI und NXP verfügbar ist - findet man die auf Eclipse basierende "CooCox CoIDE", die sich aus dem "CoBuilder" und dem "CoDebugger" zusammensetzt.
Des Weiteren bietet man dort ein Echtzeit-Multitasking Betriebssystem, sowie SW-Versionen von zwei unterschiedliche Debugging-Adapter und ein Stand-alone Flash-Tool zum freien Download an.

Die folgenden Controller können damit programmiert und debugged werden:
LPC1111x101 LPC1111x201 LPC1112x101 LPC1112x201
LPC1113x201 LPC1113x301 LPC1114x201 LPC1114x301
LPC11C14x301 LPC11C12x301
LPC1224x101 LPC1224x121 LPC1225x301 LPC1225x321 LPC1226x301 LPC1227x301

LPC1311 LPC1313 LPC1342 LPC1343
LPC1751 LPC1752 LPC1754 LPC1756 LPC1758 LPC1759
LPC1763 LPC1764 LPC1765 LPC1766 LPC1767 LPC1768 LPC1769

=== EmBlocks ===
'''[http://www.emblocks.org/web/ Emblocks]''' ist eine kostenlose Entwicklungsumgebung. Sie unterstützt neben NXP uC weitere ARM uC (STM32, EFM32) sowie PIC, AVR und MSP430. Die IDE hat einen eingebauten GDB Debugger welcher System view (Peripherie Register anzeigen) beim Debuggen unterstützt. Ausserdem gibt es einen Project Wizzard für NXP uC 
Unterstützt wird der JLINK mit folgenden NXP uC:
LPC11Axx, LPC11Exx, LPC11Uxx, LPC11xxLV, LPC12xx, LPC13Uxx, LPC13xx, LPC17xx, LPC18xx, LPC18xx, LPC177x_8x, LPC407x_8x

=== Codebase ===
Des Weiteren existiert eine umfangreiche Sammlung von '''[http://www.coocox.org/NXP-Series.php Code-Beispielen]'''.

=== Keil ===
[https://www.keil.com/demo/eval/arm.htm KEIL MDK-ARM] (Windows, Free Version auf 32KB begrenzt, mit vielen Beispielen zu div. Evaluation Boards)
*[http://www.keil.com/arm/chips.asp unterstützte Mikrocontroller]
=== WinARM ===
[http://www.siwawi.arubi.uni-kl.de/avr_projects/arm_projects/#winarm WinARM] (wird derzeit nicht gepflegt)

=== GNUARM ===
[http://gnuarm.com/ GNUARM] (Linux, Windows, wird derzeit nicht gepflegt),

=== Yagarto ===
[http://www.yagarto.de/ Yagarto] (Windows, mit Eclipse-Integration)

=== CodeSourcery ===
[http://www.codesourcery.com/gnu_toolchains/arm CodeSourcery CodeBench Lite]

== CMSIS - Standard für alle Plattformen ==
Der Cortex Microcontroller Software Interface Standard (CMSIS) stellt einen "abstraction layer" für alle Cortex-Mx Controller zur Verfügung.

CMSIS stellt einen Schnittstellenstandard von ARM dar, der von vielen Tool-Herstellern unterstützt wird und ist (laut verschiedener Berichte) kompatibel mit den verschiedensten Compilern (incl GCC). Dies wird erreicht durch einheitliche Definitionen für Adressen und Namen die den Zugriff auf die Register des Cores und der Peripherie ermöglichen.
Auch Standard-Funktionen für den Start und die Interrupts stehen zur Verfügung.
Natürlich kann auch weiterhin direkt auf die HW zugegriffen werden, es geht nur um eine Vereinheitlichung von identischen Funktionen.
Da die Peripherie-Teile zumindest innerhalb eines Halbleiterherstellers für die Cortex-Mx Controller sehr ähnlich oder sogar weitgehend identisch sind kann deutlich mehr SW für verschiedene Derivate innerhalb dieser Prozessorfamilien wiederverwendet werden. (siehe Google: "CMSIS_Doulos_Tutorial.pdf").

Ein weiterer, interessanter Punkt ist die CMSIS-DSP Lib mit ihren Vektorfunktionen, Matrix-Berechnung sowie komplexen Algorithmen für Filter,
Regler und Fourietransformation sowie weiterer DSP Algorithmen (insgesamt 61).

Leider hat diese Kompatibilität auch ihre Grenzen, denn Sonderfunktionen bzw. Spezialitäten in der "gleichen" Peripherie zwischen unterschiedlichen Halbleiterherstellern werden nicht abgedeckt.
Wäre auch zu schön, wenn die Prozesorhersteller dem Entwickler dadurch einen fliegenden HW-Wechsel bzw. eine einfache Vergleichbarkeit ermöglichen würden ;-)

Eine komplette CMSIS-Lib (V2.0) "Cortex Microcontroller Software Interface Standard" ist für das "Code Red" Paket verfügbar, inklusive einer "DSP-Library"
http://support.code-red-tech.com/CodeRedWiki/NewInVersion4
bzw. für GNU / Keil / IAR unter
http://ics.nxp.com/support/documents/microcontrollers/?search=CMSIS&type=software&Search.x=8&Search.y=12

== Links ==

* Wiki
** '''[[LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso]]'''
** '''[[Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red]]'''
** '''[[Codebase_f%C3%BCr_LPC1xxx]]'''
** '''[[LPC1xxx für Umsteiger]]'''

* Projekte
** [http://www.mikrocontroller.net/topic/264089 FreeRTOS auf LPC1768]
** [http://www.mikrocontroller.net/topic/321481 Multithreading auf LPC8xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/topic/319537 Python Script zum Flashen des LPC8xx]

* Suche im Forum
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC8* LPC8xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC11* LPC11xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC11* LPC11xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC12* LPC12xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC13* LPC13xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC17* LPC17xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC18* LPC18xx]

== Bezugsquellen ==

=== Controller ===
(Die Preiswertesten sind '''fett''' dargestellt)
* '''[http://darisusgmbh.de/shop/advanced_search_result.php?keywords=LPC1&x=0&y=0 Darisus]'''
* '''[http://www.elpro.org/shop/shop.php elpro]'''
* [http://www.hbe-shop.de HBE]
* [http://www.tme.eu/de/katalog#cleanParameters%3D1%26searchClick%3D1%26search%3DLPC1%26bf_szukaj%3D+ TME]
* [http://www.tn-electronics.de/advanced_search_result.php?keywords=LPC1&x=0&y=0 TN]
* [http://de.mouser.com/_/?Keyword=LPC1&Ns=Pricing|0&FS=True Mouser]
* [http://www.soselectronic.eu/?searchstring=LPC1&str=378 SOS]
* [http://de.farnell.com Farnell/Element14]

=== Evaluation Boards ===
* [http://www.watterott.com/index.php?page=search&page_action=query&desc=off&sdesc=on&keywords=LPCXpresso Watterott (24€ inclusive JTAG-Programmiergerät UND JTAG Debugger für kostenlose "Code-Red" Entwicklungsplattform)], dazu hier die [[LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso|Beschreibung]]
* [http://www.lpctools.com/evaluationboardskitsforlpc17xx.aspx LPC-Tools]
* [http://thinkembedded.ch/NXP:::25.html thinkembedded.ch] div. Olimex Boards

== Weblinks, Foren, Communities ==

* http://www.nxp.com/#/page/content=[f=/dynamic/applicationnotes/tid-50809_sid-56890/data.xml] Appnotes
* [http://www.siwawi.arubi.uni-kl.de/avr_projects/arm_projects/arm_memcards/index.html Projects]
* [http://mbed.org/handbook/Homepage MBED]
* [http://forums.nxp.com/forums/viewforum.php?f=1 NXP-WIKI]
* [http://knowledgebase.nxp.com/forumdisplay.php?s=389a3610c741bca7b18221d32b9c0ce0&f=4 NXP-Forum]
* [http://ics.nxp.com/lpcxpresso/ LPCXpresso]
* [http://code.google.com/p/32bitmicro/ 32BitMicro]
* [http://www.brc-electronics.nl SimpleCortex]
* [http://www.lpcware.com/ LPCWare NXP MCU community]
* [http://nanohome.be/nxp/index.html LPC175/6x und LPC23xx pin Configurator]
* [https://code.google.com/p/lpc-1768-arm-synthesizer/ MIDI controlled monophonic synthesizer based on the LPCXpresso 1768.]
* [https://code.google.com/p/lpc1343codebase/ An open source software library for NXP's Cortex-M3 based LPC1300 microcontroller family]
* [https://code.google.com/p/lpc1114codebase/ An open source software library for NXP's Cortex-M0 based LPC1100 microcontroller family]
* [https://code.google.com/p/lpc-12xx-bootloader/ A flexible bootloader for use with LPC12xx Microcontrollers from NXP, Firmware code is AES128 encrypted to secure your project / source code when giving out public firmware updates. ]
* [https://code.google.com/p/lpcxpresso-rc/ Read receiver and sensor signals for radio controlled model aircrafts configured for LPCXpresso]
* [https://code.google.com/p/olpcx/ Open toolset for LPCXpresso]
* [https://code.google.com/p/32bitmicro/ Collection of code and tools for 32 bit microcontrollers]
* [https://code.google.com/p/my-nxp-lpc1114/ my-nxp-lpc1114 study course]
* [https://code.google.com/p/nxp-lpc/ nxp-lpc]
* [https://code.google.com/p/futureflydrone/ UAV based on OpenPilot. Rewrite to NXP LPC1769.]

== Entwicklungsplattformen ==

* [http://www.lpcware.com/lpcxpresso/home LPDXpresso Download (Kostenlos mit Debugger)]
* [http://www.lpcware.com LPCXpresso Homepage]
* [http://support.code-red-tech.com/CodeRedWiki/WikiHome CR-WIKI]
* [http://www.keil.com/arm/mdk.asp ARM/Keil MDK-ARM]
* IAR EWARM
* Rowley Crossworks
* Green Hills Software
* [http://www.coocox.org/CooCox_CoIDE.htm CooCox] (Kostenlos)

<references/>

[[Kategorie:ARM]]
[[Kategorie:LPC1x]]

LPC-Mikrocontroller

2015-12-30T08:04:33Z

Powerfreak: /* Entwicklungs Tool */ Typo

[[Bild:overview_Sep2011.png|thumb|right|850px|Überblick über die aktuelle Cortex M0/3 Familie, ©NXP.com]]
[[Bild:positioning_NXPSep2011.gif|thumb|right|850px|Vergleich über die aktuelle Cortex M0/3 Familie, ©NXP.com]]
Die LPC-Familie von NXP basiert auf 32-Bit Cortex-Kernen von ARM und arbeitet mit bis zu 150MHz. Die seit Mitte 2013 neue LPC8xx-Serie basiert auf dem Cortex-M0+-Kern, die LPC11xx-Serie basiert auf dem Cortex-M0-Kern, die Serien LPC13xx, 17xx und 18xx auf dem Cortex-M3. Mikrocontroller aus der LPC13xx-Serie mit 72MHz und der LPC17xx-Serie mit 100MHz (120MHz) sind inzwischen auch für Privatnutzer zu Preisen erhältlich, die mit denen von 8-Bit-Mikrocontrollern vergleichbar sind. Eine Auflistung der verschiedenen Typen findet sich im Dokument '''[http://www.nxp.com/documents/line_card/75017609.pdf "Microcontrollers selection guide" (PDF)]''' von NXP.

Von NXP sind preiswerte Entwicklungskits (ca. 25€ für Evaluation-Board incl. USB-JTAG Programmer und Debugger oder den neuen LPC-Link2, ein reiner Programmer + Debugger) erhältlich z.B. '''[http://www.watterott.com/index.php?page=search&keywords=LPCXpresso&cat=&mnf=&x=0&y=0 Watterott]'''. Siehe dazu auch die Dokumentation von NXP zu den '''[http://www.nxp.com/documents/leaflet/75016842.pdf LPCXpresso-Entwicklungskits (PDF)]''' und diese '''[http://www.mikrocontroller.net/wikisoftware/index.php?title=LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso Beschreibung]'''

== Allgemeine Infos + User-Manuals==

=== Eckdaten LPC8xx (Cortex-M0+) ===
Die sehr stromsparende '''[http://www.nxp.com/products/microcontrollers/cortex_m0_m0/series/LPC800.html#quickreference LPC8xx]''' ist nur in Packages mit einer relativ niedrigen Pinanzahl (DIP8, SO20, TSSOP16, TSSOP20) verfügbar, hat zwischen 4-16kB Flash, und 1-4kB RAM. Die zulässige Betriebsspannung liegt zwischen 1,8V und 3,6V.

Überblick über die Features der LPC800-Serie:
* 1 I2C
* 1-2 SSP
* 2-3 UART
* 4 Timer, 1 OS-Timer
* 1 watch dog
* 4 PWM-Einheiten
* 10-bit ADC.

'''[http://www.nxp.com/download/grouping/11045/user_manual User Manual der LPC8-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC11xx (Cortex-M0) ===
Die sehr stromsparende '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc11xx/ LPC11xx-Serie]''' (3,3V) bietet viele Möglichkeiten
* Der LPC1100L ist derzeit laut NXP (Sep2011) der preisgünstigste ARM auf dem Markt. Der 32Bit ARM mit einer Performance von ca. 45DMIPS @50MHZ benötigt bei dieser Taktfrequenz nur etwa 10mA. (Details siehe NXP-Seite)

* Überblick über die Features :
** LPC1100 Serie: • I2C, SSP, UART, GPIO, • Timers and watch dog timer, • 10-bit ADC, • Flash/SRAM memory, • Weitere Funktionen, siehe '''[http://www.mikrocontroller.net/articles/LPC1xxx#Features_eines_LPC11xx 2.3 Features]'''
** LPC1100L Serie zusätzlich zu LPC1100: • Power Profile mit lower power consumption in Active- und Sleep-mode, • Interne pull-ups auf VDD level, • Programmierbarer pseudo open-drain mode für GPIO Pins, • WWDT mit Clock Source Lock.
**LPC11C00 Serie zusätzlich zu LPC1100: • CAN controller, • On-chip CAN Treiber, • On-chip CAN Transceiver (LPC11C2x), • WDT (not windowed) mit Clock Source Lock.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10398.pdf User Manual der LPC11-Familie (PDF)]'''

* Besonderes Augenmerk möchte ich auf die neue Serie '''[http://www.nxp.com/ps/#/i=71498 LPC111xFD]''' legen, denn in jetzt gibt es den Cortex-M0 auch im DIL 28 '''[http://www.nxp.com/redirect/pip/LPC1114FN28.html den LPC1114FN28]'''
**Des Weiteren sind damit SO20, sowie TSSOP20 und TSSOP28 Bauformen verfügbar

=== Eckdaten LPC12xx (Cortex-M0) ===
* Die Low Power '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc12xx/ LPC12xx-Serie]''' (3,3V) ist laut NXP (Sep2011) ein Cortex-M0 mit 32 bis 128kB Flash, einem 45 CoreMark™ Benchmark-Score bei 30MHz, 2 bis 8kB SRAM, und einem internen 1% genauen 12MHz Oscillator.

* Überblick über die Features: fMAX von 30MHz, 1 10-Bit ADC mit 8 Kanälen, 2 Comparatoren, 2 UARTs, 1 SSP/SPI, 1 I2C, DMA Controller, CRC Engine, 1 32-Bit, 5 Timer (16- und 32-Bit, + RTC), 13 PWM Kanäle, bis zu 55 GPIOs.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10441.pdf User Manual der LPC12xx-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC13xx (Cortex-M3) ===
Die sehr stromsparende '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc13xx/ LPC13xx-Serie]''' (3,3V) bietet im LQFP 48 Gehäuse 8..32k Flash, 2..8k SRAM, 5 Timer (mit WD), 11 PWM, 1 UART, 1IIC, 1USB, 1..2 SPI, einen 8-Kanal/10Bit AD-Wandler und eine Taktfrequenz von max. 72MHz.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10375.pdf User Manual der LPC13xx-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC17xx (Cortex-M3) ===
Die '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc17xx/ LPC17xx-Serie]''' hingegen enthält eine weit größere Peripherie in einem LQFP80/100/144/208 Package.
32..512k Flash, 8..96k SRAM, 6 Timer (mit WD), 6 zusätzliche PWM-Einheiten, teilweise Ethernet und STN/TFT-LCD-Controller, meist USB (teilw. mit Host+OTG), 4 UART, 2..3IIC, 1..2 CAN, 1 SPI, 2 SSP/SPI einen 6..8-Kanal/12Bit AD-Wandler, einen 10Bit DAC, Motor-Control-Einheiten, einen Encoder-Eingang und eine Taktfrequenz von max. 100MHz(120MHz) und vieles mehr.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10360.pdf User Manual der LPC17xx-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC18xx (Cortex-M3) ===
Die '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc18xx/ LPC18xx-Serie]''' stellt DIE "High-Performance" Controller aus der Cortex-M3-Serie. Die Taktfrequenz geht bis 150MHz, die Controller enthalten große dual-Bank Flash Speicher bis zu 1MB, ein großes On-Chip SRAM mit bis zu 200KB, zusätzliche Peripherie wie z.B. SPI Flash Interface (SPIFI) und State Configurable Timer (SCT), 2x High Speed USB (1x mit On-Chip HS PHY) und eine MPU.

'''[http://ics.nxp.com/support/documents/microcontrollers/pdf/user.manual.lpc18xx.pdf User Manual der LPC18xx-Familie (PDF)]'''

Überblick über die Features: '''[http://ics.nxp.com/literature/leaflets/microcontrollers/pdf/lpc18xx.pdf LPC18xx Flyer von NXP]'''

=== Entwicklungskits ===
Von NXP sind sehr preiswerte Entwicklungskits (ca. 25€ für. USB-JTAG Programmer und Debugger) erhältlich z.B. '''[http://www.watterott.com/index.php?page=search&keywords=LPCXpresso&cat=&mnf=&x=0&y=0 Watterott]'''. Siehe dazu auch die Dokumentation von NXP zu den '''[http://www.nxp.com/documents/leaflet/75016842.pdf LPCXpresso-Entwicklungskits (PDF)]'''.

=== Kostenlose Entwicklungsumgebung für ALLE hier genannten Controller ===
Für die ganze Prozessorfamilie ist eine kostenlose Entwicklungsumgebung erhältlich. Informationen unter '''[http://www.lpcware.com/lpcxpresso/home lpcware]''': Die auf Eclipse basierende Entwicklungsumgebung ist nach der Installation bis 8k freigeschaltet und nach einer einfachen und kostenlosen Registrierung für 256kB. Die IDE ist auch für '''[http://www.lpcware.com/lpcxpresso/home Linux und Mac]''' verfügbar.

Hier die '''[http://www.mikrocontroller.net/articles/Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red Installationsanleitung]'''

== LPC8xx ==

=== Familienübersicht LPC8xx ===
Bezugsquellen und Preise (Stand 01/2014)
* LPC810FN8 (DIP8): Digikey 1,09 € (bei einem Stuck).
* LPC812JD20 (SOIC-W 20): Digikey 1,26 € (bei einem Stuck).
* LPC812JDH20 (TSSOP-20): Digikey 1,44 € (bei einem Stuck).

[[Bild:LPC800_block_diagram_Jan2014.gif|thumb|right|850px|Blockdiagramm des Cortex-M0+, ©NXP.com]]

=== Blockdiagramm der LPC8xx Familie ===

=== Features eines LPC8xx ===
* System:
** ARM Cortex-M0+ processor, running at frequencies of up to 30 MHz.
** single cycle multiplier
** single cycle I/O port
** ARM Cortex-M0+ built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Serial Wire Debug, Micro Trace Buffer supported.
** System tick timer.
* Memory:
** 16 kB (LPC812M101JD20/LPC812M101JDH20/LPC812M101JDH16), 8 kB (LPC811M001JDH16) or 4kB (LPC810M021FN8) on-chip flash programming memory.
** 4kB, 2 kB, or 1 kB SRAM.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
* Digital peripherals:
** Up to 18 General Purpose I/O (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors. Number of GPIO pins is reduced for smaller packages down to 6.
** GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
** High-current output driver (20 mA) on one pin.
** High-current sink drivers (20 mA) on two open drain pins.
** Four general purpose timers/counters with a total of four capture inputs and up to 13 match outputs.
** Programmable WatchDog Timer (WDT).
** '''Switch matrix for flexible configuration of each I/O pin function.'''
** CRC engine
* Analog peripherals:
** Comparator with internal and external references and 31 step voltage divider.
* Serial interfaces:
** UART with fractional baud rate generation, internal FIFO, and RS-485 support.
** SPI controllers with SSP features and with FIFO and multi-protocol capabilities.
** I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode.
* Clock generation:
** 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1% accuracy that can optionally be used as a system clock.
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** Programmable watchdog oscillator with a frequency range of 9.4 kHz to 2.3 MHz.
** 10 kHz low-power oscillator for the WKT.
** PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
** Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, CPU clock, and the Watchdog clock.
* Power control:
** Integrated PMU (Power Management Unit) to minimize power consumption during Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down modes.
** Power profiles residing in boot ROM allowing to optimize performance and minimize power consumption for any given application through one simple function call.
** Reduced power modes: Sleep mode, Deep-sleep mode, Power-down mode, and Deep power-down mode.
** Wake-up from Deep-sleep and Power-down modes on activity on USART, SPI, and I2C peripherals.
** Brownout detect.
* Unique device serial number for identification.
* Single 3.3 V power supply (1.8 V to 3.6 V).
* Available as DIP8, TSSOP16, SO20, and TSSOP20 package.

== LPC11xx ==

=== Familienübersicht LPC11xx ===
Bezugsquellen und Preise (Stand 01/2014):

Digikey: von 1.61EUR (LPC1111FN33) bis 5.73EUR (LPC11U37) bei einen Stueck. Die Familie ist sehr gross mit sehr unterschiedlichen Ausfuehrungen.

[[Bild:Block.diagramM0_NXPSep2011.gif|thumb|right|850px|Blockdiagramm des Cortex-M0, ©NXP.com]]

=== Blockdiagramm der LPC11xx Familie ===

=== Features eines LPC11xx ===
* System:
** ARM Cortex-M0 processor, running at frequencies of up to 50 MHz.
** ARM Cortex-M0 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Serial Wire Debug.
** System tick timer.
* Memory:
** 32 kB (LPC1114/LPC11C14), 24 kB (LPC1113), 16 kB (LPC1112/LPC11C12), or 8 kB (LPC1111) on-chip flash programming memory.
** 8 kB, 4 kB, or 2 kB SRAM.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
* Digital peripherals:
** Up to 42 General Purpose I/O (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors. Number of GPIO pins is reduced for smaller packages and LPC11C22/C24.
** GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
** High-current output driver (20 mA) on one pin.
** High-current sink drivers (20 mA) on two open drain pins.
** Four general purpose timers/counters with a total of four capture inputs and up to 13 match outputs.
** Programmable WatchDog Timer (WDT).
* Analog peripherals:
** 10-bit ADC with input multiplexing among 8 pins.
* Serial interfaces:
** UART with fractional baud rate generation, internal FIFO, and RS-485 support.
** SPI controllers with SSP features and with FIFO and multi-protocol capabilities.
** I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode.
* Clock generation:
** 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1% accuracy that can optionally be used as a system clock.
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** Programmable watchdog oscillator with a frequency range of 7.8 kHz to 1.8 MHz.
** PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
** Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, CPU clock, and the Watchdog clock.
* Power control:
** Integrated PMU (Power Management Unit) to minimize power consumption during Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down modes.
** Power profiles residing in boot ROM allowing to optimize performance and minimize power consumption for any given application through one simple function call.
** Processor wake-up from Deep-sleep mode via a dedicated start logic using up to 13 of the functional pins.
** Power-On Reset (POR).
** Brownout detect with four separate thresholds for interrupt and forced reset.
* Unique device serial number for identification.
* Single 3.3 V power supply (1.8 V to 3.6 V).
* Available in the following packages: 16WLCSP, 25WLCSP 20-SOIC, 20-TSSOP, 28-DIP, 28-TSSOP, 48-LQFP, 64-LQFP, 100-LQFP, and others.

== LPC12xx ==

=== Familienübersicht LPC12xx ===
Bezugsquellen und Preise:

[[Bild:block.diagramM0_NXPSep2011.gif|thumb|right|850px|Blockdiagramm des Cortex-M0, ©NXP.com]]

=== Blockdiagramm der LPC12xx Familie ===

=== Features eines LPC12xx ===

* Processor core
** ARM Cortex-M0 processor, running at frequencies of up to 45 MHz (one wait state from flash) or 30 MHz (zero wait states from flash). The LPC122x have a high score of over 45 in CoreMark CPU performance benchmark testing, equivalent to 1.51/MHz.
** ARM Cortex-M0 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Serial Wire Debug (SWD).
** System tick timer.
* Memory
** Up to 8 kB SRAM.
** Up to 128 kB on-chip flash programming memory.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
** Includes ROM-based 32-bit integer division routines.
* Clock generation unit
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** 12 MHz Internal RC (IRC) oscillator trimmed to 1 % accuracy that can optionally be used as a system clock.
** PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
** Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, main clock, and Watchdog clock.
** Real-Time Clock (RTC).
* Digital peripherals
** Micro DMA controller with 21 channels.
** CRC engine.
** Two UARTs with fractional baud rate generation and internal FIFO. One UART with RS-485 and modem support and one standard UART with IrDA.
** SSP/SPI controller with FIFO and multi-protocol capabilities.
** I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode. I2C-bus pins have programmable glitch filter.
** Up to 55 General Purpose I/O (GPIO) pins with programmable pull-up resistor, open-drain mode, programmable digital input glitch filter, and programmable input inverter.
** Programmable output drive on all GPIO pins. Four pins support high-current output drivers.
** All GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
** Four general purpose counter/timers with four capture inputs and four match outputs (32-bit timers) or two capture inputs and two match outputs (16-bit timers).
** Windowed WatchDog Timer (WWDT).
* Analog peripherals
** One 8-channel, 10-bit ADC.
** Two highly flexible analog comparators. Comparator outputs can be programmed to trigger a timer match signal or can be used to emulate 555 timer behavior.
* Power
** Three reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down.
** Processor wake-up from Deep-sleep mode via start logic using 12 port pins.
** Processor wake-up from Deep-power down and Deep-sleep modes via the RTC.
** Brownout detect with three separate thresholds each for interrupt and forced reset.
** Power-On Reset (POR).
** Integrated PMU (Power Management Unit).
* Unique device serial number for identification.
* 3.3 V power supply.
* Available as 64-pin and 48-pin LQFP package.

== LPC13xx ==

=== Familienübersicht LPC13xx ===
[[Bild:LPC13xx_Selection_Guide_Sep2011.png|thumb|left|600px|Selection Guide zur LPC13xx Familie, ©NXP.com]]
 

Bezugsquellen und Preise:

LPC1313 mit 32k-Flash mit 72MHz im LQFP 48 Gehäuse. Der LPC1313 ist bei '''[http://www.darisus.de/ Darius]''' erhältlich für 3,57 € (Juli 2011), oder DigiKey für 2,70 €. Entwicklungskit INKLUSIVE JTAG-Programmer & Debugger bei '''[http://www.watterott.com/de/LPC1343-LPCXpresso-Board Watterott]''' für 23,80 € (Juli 2011)

=== Blockdiagram der LPC13xx Familie ===

[[Bild:LPC13xx Block Diagram Sep2011.png|thumb|left|680px|Blockdiagramm der LPC13xx Familie, ©NXP.com]]
 

=== Features eines LPC1313 ===
* ARM Cortex-M3 processor, running at frequencies of up to 72 MHz.
* ARM Cortex-M3 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
* 32 kB on-chip flash programming memory.
* 8 kB SRAM.
* In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
* UART with fractional baud rate generation, modem, internal FIFO, and RS-485/EIA-485 support.
* SSP controller with FIFO and multi-protocol capabilities.
* Additional SSP controller on LPC1313FBD48/01.
* I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode.
* Up to 42 General Purpose I/O (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors.
* Four general purpose counter/timers with a total of four capture inputs and 13 match outputs.
* Programmable Watchdog Timer (WDT)
* System tick timer.
* Serial Wire Debug and Serial Wire Trace port.
* High-current output driver (20 mA) on one pin.
* High-current sink drivers (20 mA) on two I2C-bus pins in Fast-mode Plus.
* Integrated PMU (Power Management Unit) to minimize power consumption during Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down modes.
* Three reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down.
* Single power supply (2.0 V to 3.6 V).
* 10-bit ADC with input multiplexing among 8 pins.
* GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
* Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, CPU clock, or the watchdog clock.
* Processor wake-up from Deep-sleep mode via a dedicated start logic using up to 40 of the functional pins.
* Brownout detect with four separate thresholds for interrupt and one thresholds for forced reset.
* Power-On Reset (POR).
* Integrated oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
* 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1 % accuracy over the entire temperature and voltage range that can optionally be used as a system clock.
* Programmable watchdog oscillator with a frequency range of 7.8 kHz to 1.8 MHz. System PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
* Code Read Protection (CRP) with different security levels.
* Unique device serial number for identification.
* Available as 48-pin LQFP package and 33-pin HVQFN package.

== LPC17xx ==

=== Familienübersicht LPC17xx ===
[[Bild:LPC17xx_Selection_Guide_Sep2011.png|thumb|left|680px|Selection Guide zur LPC17xx Familie, ©NXP.com]]
 

Bezugsquellen und Preise:

LPC1754 mit 128K Flash im LQFP80, der bei '''[http://www.darisus.de/ Darius]''' für 7€74 (Juli/2011) erhältlich ist,[den LPC1751 (32k/8k) schon für 5€95] und bei Digikey für 6€35, den LPC1764FBD100 bei '''[http://www.tme.eu/de TME]''' für 7€ Entwicklungskit INCLUSIVE JTAG-Programmer & Debugger bei '''[http://www.watterott.com/de/LPC1769-LPCXpresso Watterott]''' für 23€80 (Juli/2011)

=== Blockdiagram der LPC17xx Familie ===

[[Bild:LPC177x_178x Block Diagram Sep2011.png|thumb|left|680px|Blockdiagramm der LPC17xx Familie, ©NXP.com]]
 

=== Features eines LPC1754 ===
* ARM Cortex-M3 processor, running at frequencies of up to 100 MHz
* A Memory Protection Unit (MPU) supporting eight regions is included.
* ARM Cortex-M3 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
* 128 kB on-chip flash program memory with In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) capabilities.
* 32 kB of SRAM on the CPU with local code/data bus for high-performance CPU access.
* Eight channel General Purpose DMA controller
* Serial interfaces:
* USB 2.0 full-speed controller that can be configured for either device, Host, or OTG operation with an on-chip PHY for device and Host functions
* Four UARTs with fractional baud rate generation, internal FIFO, IrDA, and DMA, Einer mit Modem I/Os und RS485 Support
* 1 CAN controller.
* 2 SSP controllers
* 1 SPI controller
* 2 I2C-bus interfaces with data rates of 1Mbit/s,
* I2S (Inter-IC Sound)
* 52 General Purpose I/O (GPIO) pins Any pin of ports 0 and 2 can be used to generate an interrupt.
* 8x 12-bit Analog-to-Digital Converter (ADC) conversion rates up to 200 kHz
* 1x 10-bit Digital-to-Analog Converter (DAC)
* Four general purpose timers/counters, with a total of eight capture inputs and ten compare outputs.
* One motor control PWM with support for three-phase motor control.
* Quadrature encoder interface that can monitor one external quadrature encoder.
* One standard PWM/timer block with external count input.
* Real-Time Clock (RTC) with a separate power domain including 20 bytes of battery-powered backup registers, An RTC interrupt can wake up the CPU from any reduced power mode.
* Watchdog Timer (WDT).
* Cortex-M3 system tick timer
* Repetitive interrupt timer
* Standard JTAG test/debug interface as well as Serial Wire Debug and Serial Wire Trace Port options.
* Four reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, Power-down, and Deep power-down.
* Single 3.3 V power supply (2.4 V to 3.6 V).
* Four external interrupt inputs configurable as edge/level sensitive. All pins on PORT0 and PORT2 can be used as edge sensitive interrupt sources.
* Non-maskable Interrupt (NMI) input.
* Wakeup Interrupt Controller (WIC)
* Each peripheral has its own clock divider for further power savings.
* Brownout detect with separate threshold for interrupt and forced reset.
* On-chip Power-On Reset (POR).
* On-chip crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
* 4 MHz internal RC oscillator trimmed to 1% accuracy that can optionally be used as a system clock.
* An on-chip PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the main oscillator, the internal RC oscillator, or the RTC oscillator.
* Available as 80-pin LQFP (12 x 12 x 1.4 mm) packages.

== LPC18xx ==

=== Familienübersicht LPC18xx ===
Bezugsquellen und Preise:

=== Blockdiagramm der LPC18xx Familie ===
[[Bild:block.diagram_NXP18xx Sep2011.gif|thumb|left|680px|Blockdiagramm der LPC18xx Familie, ©NXP.com]]
 

=== Features eines LPC18xx ===
DRAFT!
* Processor core
** ARM Cortex-M3 processor, running at frequencies of up to 180 MHz.
** ARM Cortex-M3 built-in Memory Protection Unit (MPU) supporting eight regions.
** ARM Cortex-M3 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Non-maskable Interrupt (NMI) input.
** JTAG and Serial Wire Debug, serial trace, eight breakpoints, and four watch points.
** ETM and ETB support.
** System tick timer.
* On-chip memory (flashless parts LPC1850/30/20/10)
** Up to 200 kB SRAM total for code and data use.
** Two 32 kB SRAM blocks with separate bus access. Both SRAM blocks can be powered down individually.
** 64 kB ROM containing boot code and on-chip software drivers.
** 32-bit One-Time Programmable (OTP) memory for general-purpose customer use.
* On-chip memory (parts with on-chip flash)
** Up to 1 MB total dual bank flash memory with flash accelerator.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
** Up to 136 kB SRAM for code and data use.
** Two 32 kB SRAM blocks with separate bus access. Both SRAM blocks can be powered down individually.
** 32 kB ROM containing boot code and on-chip software drivers.
** 32-bit One-Time Programmable (OTP) memory for general-purpose customer use.
* Clock generation unit
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1 % accuracy.
** Ultra-low power RTC crystal oscillator.
** Three PLLs allow CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. The second PLL is dedicated to the High-speed USB, the third PLL can be used as audio PLL.
** Clock output.
* Serial interfaces:
** Quad SPI Flash Interface (SPIFI) with four lanes and data rates of up to 40 MB per second total.
** 10/100T Ethernet MAC with RMII and MII interfaces and DMA support for high throughput at low CPU load. Support for IEEE 1588 time stamping/advanced time stamping (IEEE 1588-2008 v2).
** One High-speed USB 2.0 Host/Device/OTG interface with DMA support and on-chip PHY.
** One High-speed USB 2.0 Host/Device interface with DMA support, on-chip full-speed PHY and ULPI interface to external high-speed PHY.
** USB interface electrical test software included in ROM USB stack.
** Four 550 UARTs with DMA support: one UART with full modem interface; one UART with IrDA interface; three USARTs support synchronous mode and a smart card interface conforming to ISO7816 specification.
** Two C_CAN 2.0B controllers with one channel each.
** Two SSP controllers with FIFO and multi-protocol support. Both SSPs with DMA support.
** One Fast-mode Plus I2C-bus interface with monitor mode and with open-drain I/O pins conforming to the full I2C-bus specification. Supports data rates of up to 1 Mbit/s.
** One standard I2C-bus interface with monitor mode and standard I/O pins.
** Two I2S interfaces with DMA support, each with one input and one output.
* Digital peripherals:
** External Memory Controller (EMC) supporting external SRAM, ROM, NOR flash, and SDRAM devices.
** LCD controller with DMA support and a programmable display resolution of up to 1024H x 768V. Supports monochrome and color STN panels and TFT color panels; supports 1/2/4/8 bpp CLUT and 16/24-bit direct pixel mapping.
** SD/MMC card interface.
** Eight-channel General-Purpose DMA (GPDMA) controller can access all memories on the AHB and all DMA-capable AHB slaves.
** Up to 80 General-Purpose Input/Output (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors and open-drain modes.
** GPIO registers are located on the AHB for fast access. GPIO ports have DMA support.
** State Configurable Timer (SCT) subsystem on AHB.
** Four general-purpose timer/counters with capture and match capabilities.
** One motor control PWM for three-phase motor control.
** One Quadrature Encoder Interface (QEI).
** Repetitive Interrupt timer (RI timer).
** Windowed watchdog timer.
** Ultra-low power Real-Time Clock (RTC) on separate power domain with 256 bytes of battery powered backup registers.
** Alarm timer; can be battery powered.
* Digital peripherals available on flash-based parts LPC18xx only:
** <tbd>
* Analog peripherals:
** One 10-bit DAC with DMA support and a data conversion rate of 400 kSamples/s.
** Two 10-bit ADCs with DMA support and a data conversion rate of 400 kSamples/s.
* Security:
** Hardware-based AES security engine programmable through an on-chip API.
** Two 128-bit secure OTP memories for AES key storage and customer use.
** Unique ID for each device.
* Power:
** Single 3.3 V (2.2 V to 3.6 V) power supply with on-chip internal voltage regulator for the core supply and the RTC power domain.
** RTC power domain can be powered separately by a 3 V battery supply.
** Four reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, Power-down, and Deep power-down.
** Processor wake-up from Sleep mode via wake-up interrupts from various eripherals.
** Wake-up from Deep-sleep, Power-down, and Deep power-down modes via external interrupts and interrupts generated by battery powered blocks in the RTC power domain.
** Brownout detect with four separate thresholds for interrupt and forced reset.
** Power-On Reset (POR).
* Available as 100-pin, 144-pin, and 208-pin LQFP packages and as 100-pin, 180-pin, and 256-pin LBGA packages.

== Entwicklungsumgebungen ==
=== LPCWare (kostenlos) ===
[[Bild:lpcxpresso-debug_Code-red_3Sep2011.gif|thumb|right|680px|Ansicht der Entwicklungsumgebung, ©code-red-tech.com]]

==== Entwicklungs Tool ====
(Beschreibung aus der Web-Site:)
LPCXpresso's IDE (Ursprünglich von "Code RED" entwickelt, die Firma wurde 2013 von LPC gekauft) ist eine hoch integrierte Entwicklungsumgebung für LPC-Controller, und beinhaltet alle zur Entwicklung erforderlichen Tools um hoch qualitative Software in einer angemessenen Zeit zu schreiben. LPCXpresso basiert auf ein vereinfachtes Eclipse mit vielen LPC-specifischen Erweiterungen.
Des Weiteren ist eine aktuelle Version der Industrie-Standard GNU Tool-Chain mit einer propritären und optimierten C-Lib mit dabei. Die LPCXpresso IDE stellt ein voll optimiertes Executable zur Verfügung. Die einzige Beschränkung der kostenlosen Version ist eine Limitierung auf 256kB Code nach erfolgter Registrierung.
Das LPCXpresso Target Board ist eine Gemeinschaftsentwicklung von Embedded Artists, Code Red und NXP.

==== Features ====
Die LPCXpresso IDE stellt eine C-Umgebung mit Syntax-Colouring, Source-Formatierung, Funktions-Folding, sowie mit Online- und Offline Hilfe und umfangreichen Projekt-Management Funktionen zur Verfügung.
Dies beinhaltet:
* Wizards um Projekte für alle unterstützten Controller zu erstellen
* Automatische Linker Script Generierung inklusive Memory-Map Unterstützung
* Programmierung des Controllers
* On-Line Debugging
* Datenblatt-Zugriff über eingebauten Browser
* Support für die NXP LPC Microcontroller Familien, von Cortex-M0, Cortex-M3 bis Cortex-M4 und ARM7 bis ARM9

==== Peripherie und Register Views im Debugger ====
Der Peripherie-Viewer im integrierten Debugger zeigt alle Register und Bit-Felder in einer einfachen Baumstruktur.
Ein Prozessor-Register Viewer erlaubt den Zugriff auf alle Prozessor-Register und stellt eine "Smart-Formatting" Funktion zur Verfügung um komplexe Register wie Flags oder Status Register übersichtlich darstellen zu können.

==== Unterstützte Familien ====
Cortex-M0, Cortex-M3, Cortex-M4, Einzelne Controller aus der LPC2000 family, ARM966, ARM926-EJ, ARM926-EJ + VFP

==== Sehr preiswerter USB_JTAG_SWD Debugger ====
Von NXP sind sehr preiswerte Entwicklungskits (ca. 25€ für Evaluation-Board incl. USB-JTAG Programmer und Debugger) erhältlich z.B. '''[http://www.watterott.com/index.php?page=search&keywords=LPCXpresso&cat=&mnf=&x=0&y=0 Watterott]'''. Siehe dazu auch die Dokumentation von NXP zu den '''[http://www.nxp.com/documents/leaflet/75016842.pdf LPCXpresso-Entwicklungskits (PDF)]''' und diese '''[http://www.mikrocontroller.net/wikisoftware/index.php?title=LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso Beschreibung]'''

==== Standard Library ====
Im Download der "Code Red" Entwicklungsumgebung ist eine relativ umfangreiche Firmwarebibliothek vorhanden.

==== Installationsanleitung zur IDE ====
'''[http://www.mikrocontroller.net/articles/Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red Installationsanleitung]'''

==== Codebase für LPC11xx und LPC13xx ====
Für die Cortex-M0 und -M3 Familien existieren verschiedene Basispakete die als Startausstattung sehr gut geeignet sind. Auf microbuilder.eu findet man eine sehr interessante Version inklusive Dokumentation.

'''[http://www.mikrocontroller.net/articles/Codebase_f%C3%BCr_LPC1xxx HIER]''' findet man alle Links zur original Codebase mit allen Dateien (Stand Januar 2012) aber auch eine deutsche Übersetzung zu den Files.

=== CooCox ===

Auf der '''[http://www.coocox.org/Index.html Homepage]''' von CooCox - einem chinesischen Open-Source Projekt, auf der eine IDE für Atmel, Energy Micro, Holtek, Nuvoton, ST, TI und NXP verfügbar ist - findet man die auf Eclipse basierende "CooCox CoIDE", die sich aus dem "CoBuilder" und dem "CoDebugger" zusammensetzt.
Des Weiteren bietet man dort ein Echtzeit-Multitasking Betriebssystem, sowie SW-Versionen von zwei unterschiedliche Debugging-Adapter und ein Stand-alone Flash-Tool zum freien Download an.

Die folgenden Controller können damit programmiert und debugged werden:
LPC1111x101 LPC1111x201 LPC1112x101 LPC1112x201
LPC1113x201 LPC1113x301 LPC1114x201 LPC1114x301
LPC11C14x301 LPC11C12x301
LPC1224x101 LPC1224x121 LPC1225x301 LPC1225x321 LPC1226x301 LPC1227x301

LPC1311 LPC1313 LPC1342 LPC1343
LPC1751 LPC1752 LPC1754 LPC1756 LPC1758 LPC1759
LPC1763 LPC1764 LPC1765 LPC1766 LPC1767 LPC1768 LPC1769

=== EmBlocks ===
'''[http://www.emblocks.org/web/ Emblocks]''' ist eine kostenlose Entwicklungsumgebung. Sie unterstützt neben NXP uC weitere ARM uC (STM32, EFM32) sowie PIC, AVR und MSP430. Die IDE hat einen eingebauten GDB Debugger welcher System view (Peripherie Register anzeigen) beim Debuggen unterstützt. Ausserdem gibt es einen Project Wizzard für NXP uC 
Unterstützt wird der JLINK mit folgenden NXP uC:
LPC11Axx, LPC11Exx, LPC11Uxx, LPC11xxLV, LPC12xx, LPC13Uxx, LPC13xx, LPC17xx, LPC18xx, LPC18xx, LPC177x_8x, LPC407x_8x

=== Codebase ===
Des Weiteren existiert eine umfangreiche Sammlung von '''[http://www.coocox.org/NXP-Series.php Code-Beispielen]'''.

=== Keil ===
[https://www.keil.com/demo/eval/arm.htm KEIL MDK-ARM] (Windows, Free Version auf 32KB begrenzt, mit vielen Beispielen zu div. Evaluation Boards)
*[http://www.keil.com/arm/chips.asp unterstützte Mikrocontroller]
=== WinARM ===
[http://www.siwawi.arubi.uni-kl.de/avr_projects/arm_projects/#winarm WinARM] (wird derzeit nicht gepflegt)

=== GNUARM ===
[http://gnuarm.com/ GNUARM] (Linux, Windows, wird derzeit nicht gepflegt),

=== Yagarto ===
[http://www.yagarto.de/ Yagarto] (Windows, mit Eclipse-Integration)

=== CodeSourcery ===
[http://www.codesourcery.com/gnu_toolchains/arm CodeSourcery CodeBench Lite]

== CMSIS - Standard für alle Plattformen ==
Der Cortex Microcontroller Software Interface Standard (CMSIS) stellt einen "abstraction layer" für alle Cortex-Mx Controller zur Verfügung.

CMSIS stellt einen Schnittstellenstandard von ARM dar, der von vielen Tool-Herstellern unterstützt wird und ist (laut verschiedener Berichte) kompatibel mit den verschiedensten Compilern (incl GCC). Dies wird erreicht durch einheitliche Definitionen für Adressen und Namen die den Zugriff auf die Register des Cores und der Peripherie ermöglichen.
Auch Standard-Funktionen für den Start und die Interrupts stehen zur Verfügung.
Natürlich kann auch weiterhin direkt auf die HW zugegriffen werden, es geht nur um eine Vereinheitlichung von identischen Funktionen.
Da die Peripherie-Teile zumindest innerhalb eines Halbleiterherstellers für die Cortex-Mx Controller sehr ähnlich oder sogar weitgehend identisch sind kann deutlich mehr SW für verschiedene Derivate innerhalb dieser Prozessorfamilien wiederverwendet werden. (siehe Google: "CMSIS_Doulos_Tutorial.pdf").

Ein weiterer, interessanter Punkt ist die CMSIS-DSP Lib mit ihren Vektorfunktionen, Matrix-Berechnung sowie komplexen Algorithmen für Filter,
Regler und Fourietransformation sowie weiterer DSP Algorithmen (insgesamt 61).

Leider hat diese Kompatibilität auch ihre Grenzen, denn Sonderfunktionen bzw. Spezialitäten in der "gleichen" Peripherie zwischen unterschiedlichen Halbleiterherstellern werden nicht abgedeckt.
Wäre auch zu schön, wenn die Prozesorhersteller dem Entwickler dadurch einen fliegenden HW-Wechsel bzw. eine einfache Vergleichbarkeit ermöglichen würden ;-)

Eine komplette CMSIS-Lib (V2.0) "Cortex Microcontroller Software Interface Standard" ist für das "Code Red" Paket verfügbar, inklusive einer "DSP-Library"
http://support.code-red-tech.com/CodeRedWiki/NewInVersion4
bzw. für GNU / Keil / IAR unter
http://ics.nxp.com/support/documents/microcontrollers/?search=CMSIS&type=software&Search.x=8&Search.y=12

== Links ==

* Wiki
** '''[[LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso]]'''
** '''[[Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red]]'''
** '''[[Codebase_f%C3%BCr_LPC1xxx]]'''
** '''[[LPC1xxx für Umsteiger]]'''

* Projekte
** [http://www.mikrocontroller.net/topic/264089 FreeRTOS auf LPC1768]
** [http://www.mikrocontroller.net/topic/321481 Multithreading auf LPC8xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/topic/319537 Python Script zum Flashen des LPC8xx]

* Suche im Forum
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC8* LPC8xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC11* LPC11xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC11* LPC11xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC12* LPC12xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC13* LPC13xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC17* LPC17xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC18* LPC18xx]

== Bezugsquellen ==

=== Controller ===
(Die Preiswertesten sind '''fett''' dargestellt)
* '''[http://darisusgmbh.de/shop/advanced_search_result.php?keywords=LPC1&x=0&y=0 Darisus]'''
* '''[http://www.elpro.org/shop/shop.php elpro]'''
* [http://www.hbe-shop.de HBE]
* [http://www.tme.eu/de/katalog#cleanParameters%3D1%26searchClick%3D1%26search%3DLPC1%26bf_szukaj%3D+ TME]
* [http://www.tn-electronics.de/advanced_search_result.php?keywords=LPC1&x=0&y=0 TN]
* [http://de.mouser.com/_/?Keyword=LPC1&Ns=Pricing|0&FS=True Mouser]
* [http://www.soselectronic.eu/?searchstring=LPC1&str=378 SOS]
* [http://de.farnell.com Farnell/Element14]

=== Evaluation Boards ===
* [http://www.watterott.com/index.php?page=search&page_action=query&desc=off&sdesc=on&keywords=LPCXpresso Watterott (24€ inclusive JTAG-Programmiergerät UND JTAG Debugger für kostenlose "Code-Red" Entwicklungsplattform)], dazu hier die [[LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso|Beschreibung]]
* [http://www.lpctools.com/evaluationboardskitsforlpc17xx.aspx LPC-Tools]
* [http://thinkembedded.ch/NXP:::25.html thinkembedded.ch] div. Olimex Boards

== Weblinks, Foren, Communities ==

* http://www.nxp.com/#/page/content=[f=/dynamic/applicationnotes/tid-50809_sid-56890/data.xml] Appnotes
* [http://www.siwawi.arubi.uni-kl.de/avr_projects/arm_projects/arm_memcards/index.html Projects]
* [http://mbed.org/handbook/Homepage MBED]
* [http://forums.nxp.com/forums/viewforum.php?f=1 NXP-WIKI]
* [http://knowledgebase.nxp.com/forumdisplay.php?s=389a3610c741bca7b18221d32b9c0ce0&f=4 NXP-Forum]
* [http://ics.nxp.com/lpcxpresso/ LPCXpresso]
* [http://code.google.com/p/32bitmicro/ 32BitMicro]
* [http://www.brc-electronics.nl SimpleCortex]
* [http://www.lpcware.com/ LPCWare NXP MCU community]
* [http://nanohome.be/nxp/index.html LPC175/6x und LPC23xx pin Configurator]
* [https://code.google.com/p/lpc-1768-arm-synthesizer/ MIDI controlled monophonic synthesizer based on the LPCXpresso 1768.]
* [https://code.google.com/p/lpc1343codebase/ An open source software library for NXP's Cortex-M3 based LPC1300 microcontroller family]
* [https://code.google.com/p/lpc1114codebase/ An open source software library for NXP's Cortex-M0 based LPC1100 microcontroller family]
* [https://code.google.com/p/lpc-12xx-bootloader/ A flexible bootloader for use with LPC12xx Microcontrollers from NXP, Firmware code is AES128 encrypted to secure your project / source code when giving out public firmware updates. ]
* [https://code.google.com/p/lpcxpresso-rc/ Read receiver and sensor signals for radio controlled model aircrafts configured for LPCXpresso]
* [https://code.google.com/p/olpcx/ Open toolset for LPCXpresso]
* [https://code.google.com/p/32bitmicro/ Collection of code and tools for 32 bit microcontrollers]
* [https://code.google.com/p/my-nxp-lpc1114/ my-nxp-lpc1114 study course]
* [https://code.google.com/p/nxp-lpc/ nxp-lpc]
* [https://code.google.com/p/futureflydrone/ UAV based on OpenPilot. Rewrite to NXP LPC1769.]

== Entwicklungsplattformen ==

* [http://www.lpcware.com/lpcxpresso/home LPDXpresso Download (Kostenlos mit Debugger)]
* [http://www.lpcware.com LPCXpresso Homepage]
* [http://support.code-red-tech.com/CodeRedWiki/WikiHome CR-WIKI]
* [http://www.keil.com/arm/mdk.asp ARM/Keil MDK-ARM]
* IAR EWARM
* Rowley Crossworks
* Green Hills Software
* [http://www.coocox.org/CooCox_CoIDE.htm CooCox] (Kostenlos)

<references/>

[[Kategorie:ARM]]
[[Kategorie:LPC1x]]

LPC-Mikrocontroller

2015-12-30T08:03:50Z

Powerfreak: /* Familienübersicht LPC13xx */

[[Bild:overview_Sep2011.png|thumb|right|850px|Überblick über die aktuelle Cortex M0/3 Familie, ©NXP.com]]
[[Bild:positioning_NXPSep2011.gif|thumb|right|850px|Vergleich über die aktuelle Cortex M0/3 Familie, ©NXP.com]]
Die LPC-Familie von NXP basiert auf 32-Bit Cortex-Kernen von ARM und arbeitet mit bis zu 150MHz. Die seit Mitte 2013 neue LPC8xx-Serie basiert auf dem Cortex-M0+-Kern, die LPC11xx-Serie basiert auf dem Cortex-M0-Kern, die Serien LPC13xx, 17xx und 18xx auf dem Cortex-M3. Mikrocontroller aus der LPC13xx-Serie mit 72MHz und der LPC17xx-Serie mit 100MHz (120MHz) sind inzwischen auch für Privatnutzer zu Preisen erhältlich, die mit denen von 8-Bit-Mikrocontrollern vergleichbar sind. Eine Auflistung der verschiedenen Typen findet sich im Dokument '''[http://www.nxp.com/documents/line_card/75017609.pdf "Microcontrollers selection guide" (PDF)]''' von NXP.

Von NXP sind preiswerte Entwicklungskits (ca. 25€ für Evaluation-Board incl. USB-JTAG Programmer und Debugger oder den neuen LPC-Link2, ein reiner Programmer + Debugger) erhältlich z.B. '''[http://www.watterott.com/index.php?page=search&keywords=LPCXpresso&cat=&mnf=&x=0&y=0 Watterott]'''. Siehe dazu auch die Dokumentation von NXP zu den '''[http://www.nxp.com/documents/leaflet/75016842.pdf LPCXpresso-Entwicklungskits (PDF)]''' und diese '''[http://www.mikrocontroller.net/wikisoftware/index.php?title=LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso Beschreibung]'''

== Allgemeine Infos + User-Manuals==

=== Eckdaten LPC8xx (Cortex-M0+) ===
Die sehr stromsparende '''[http://www.nxp.com/products/microcontrollers/cortex_m0_m0/series/LPC800.html#quickreference LPC8xx]''' ist nur in Packages mit einer relativ niedrigen Pinanzahl (DIP8, SO20, TSSOP16, TSSOP20) verfügbar, hat zwischen 4-16kB Flash, und 1-4kB RAM. Die zulässige Betriebsspannung liegt zwischen 1,8V und 3,6V.

Überblick über die Features der LPC800-Serie:
* 1 I2C
* 1-2 SSP
* 2-3 UART
* 4 Timer, 1 OS-Timer
* 1 watch dog
* 4 PWM-Einheiten
* 10-bit ADC.

'''[http://www.nxp.com/download/grouping/11045/user_manual User Manual der LPC8-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC11xx (Cortex-M0) ===
Die sehr stromsparende '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc11xx/ LPC11xx-Serie]''' (3,3V) bietet viele Möglichkeiten
* Der LPC1100L ist derzeit laut NXP (Sep2011) der preisgünstigste ARM auf dem Markt. Der 32Bit ARM mit einer Performance von ca. 45DMIPS @50MHZ benötigt bei dieser Taktfrequenz nur etwa 10mA. (Details siehe NXP-Seite)

* Überblick über die Features :
** LPC1100 Serie: • I2C, SSP, UART, GPIO, • Timers and watch dog timer, • 10-bit ADC, • Flash/SRAM memory, • Weitere Funktionen, siehe '''[http://www.mikrocontroller.net/articles/LPC1xxx#Features_eines_LPC11xx 2.3 Features]'''
** LPC1100L Serie zusätzlich zu LPC1100: • Power Profile mit lower power consumption in Active- und Sleep-mode, • Interne pull-ups auf VDD level, • Programmierbarer pseudo open-drain mode für GPIO Pins, • WWDT mit Clock Source Lock.
**LPC11C00 Serie zusätzlich zu LPC1100: • CAN controller, • On-chip CAN Treiber, • On-chip CAN Transceiver (LPC11C2x), • WDT (not windowed) mit Clock Source Lock.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10398.pdf User Manual der LPC11-Familie (PDF)]'''

* Besonderes Augenmerk möchte ich auf die neue Serie '''[http://www.nxp.com/ps/#/i=71498 LPC111xFD]''' legen, denn in jetzt gibt es den Cortex-M0 auch im DIL 28 '''[http://www.nxp.com/redirect/pip/LPC1114FN28.html den LPC1114FN28]'''
**Des Weiteren sind damit SO20, sowie TSSOP20 und TSSOP28 Bauformen verfügbar

=== Eckdaten LPC12xx (Cortex-M0) ===
* Die Low Power '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc12xx/ LPC12xx-Serie]''' (3,3V) ist laut NXP (Sep2011) ein Cortex-M0 mit 32 bis 128kB Flash, einem 45 CoreMark™ Benchmark-Score bei 30MHz, 2 bis 8kB SRAM, und einem internen 1% genauen 12MHz Oscillator.

* Überblick über die Features: fMAX von 30MHz, 1 10-Bit ADC mit 8 Kanälen, 2 Comparatoren, 2 UARTs, 1 SSP/SPI, 1 I2C, DMA Controller, CRC Engine, 1 32-Bit, 5 Timer (16- und 32-Bit, + RTC), 13 PWM Kanäle, bis zu 55 GPIOs.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10441.pdf User Manual der LPC12xx-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC13xx (Cortex-M3) ===
Die sehr stromsparende '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc13xx/ LPC13xx-Serie]''' (3,3V) bietet im LQFP 48 Gehäuse 8..32k Flash, 2..8k SRAM, 5 Timer (mit WD), 11 PWM, 1 UART, 1IIC, 1USB, 1..2 SPI, einen 8-Kanal/10Bit AD-Wandler und eine Taktfrequenz von max. 72MHz.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10375.pdf User Manual der LPC13xx-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC17xx (Cortex-M3) ===
Die '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc17xx/ LPC17xx-Serie]''' hingegen enthält eine weit größere Peripherie in einem LQFP80/100/144/208 Package.
32..512k Flash, 8..96k SRAM, 6 Timer (mit WD), 6 zusätzliche PWM-Einheiten, teilweise Ethernet und STN/TFT-LCD-Controller, meist USB (teilw. mit Host+OTG), 4 UART, 2..3IIC, 1..2 CAN, 1 SPI, 2 SSP/SPI einen 6..8-Kanal/12Bit AD-Wandler, einen 10Bit DAC, Motor-Control-Einheiten, einen Encoder-Eingang und eine Taktfrequenz von max. 100MHz(120MHz) und vieles mehr.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10360.pdf User Manual der LPC17xx-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC18xx (Cortex-M3) ===
Die '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc18xx/ LPC18xx-Serie]''' stellt DIE "High-Performance" Controller aus der Cortex-M3-Serie. Die Taktfrequenz geht bis 150MHz, die Controller enthalten große dual-Bank Flash Speicher bis zu 1MB, ein großes On-Chip SRAM mit bis zu 200KB, zusätzliche Peripherie wie z.B. SPI Flash Interface (SPIFI) und State Configurable Timer (SCT), 2x High Speed USB (1x mit On-Chip HS PHY) und eine MPU.

'''[http://ics.nxp.com/support/documents/microcontrollers/pdf/user.manual.lpc18xx.pdf User Manual der LPC18xx-Familie (PDF)]'''

Überblick über die Features: '''[http://ics.nxp.com/literature/leaflets/microcontrollers/pdf/lpc18xx.pdf LPC18xx Flyer von NXP]'''

=== Entwicklungskits ===
Von NXP sind sehr preiswerte Entwicklungskits (ca. 25€ für. USB-JTAG Programmer und Debugger) erhältlich z.B. '''[http://www.watterott.com/index.php?page=search&keywords=LPCXpresso&cat=&mnf=&x=0&y=0 Watterott]'''. Siehe dazu auch die Dokumentation von NXP zu den '''[http://www.nxp.com/documents/leaflet/75016842.pdf LPCXpresso-Entwicklungskits (PDF)]'''.

=== Kostenlose Entwicklungsumgebung für ALLE hier genannten Controller ===
Für die ganze Prozessorfamilie ist eine kostenlose Entwicklungsumgebung erhältlich. Informationen unter '''[http://www.lpcware.com/lpcxpresso/home lpcware]''': Die auf Eclipse basierende Entwicklungsumgebung ist nach der Installation bis 8k freigeschaltet und nach einer einfachen und kostenlosen Registrierung für 256kB. Die IDE ist auch für '''[http://www.lpcware.com/lpcxpresso/home Linux und Mac]''' verfügbar.

Hier die '''[http://www.mikrocontroller.net/articles/Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red Installationsanleitung]'''

== LPC8xx ==

=== Familienübersicht LPC8xx ===
Bezugsquellen und Preise (Stand 01/2014)
* LPC810FN8 (DIP8): Digikey 1,09 € (bei einem Stuck).
* LPC812JD20 (SOIC-W 20): Digikey 1,26 € (bei einem Stuck).
* LPC812JDH20 (TSSOP-20): Digikey 1,44 € (bei einem Stuck).

[[Bild:LPC800_block_diagram_Jan2014.gif|thumb|right|850px|Blockdiagramm des Cortex-M0+, ©NXP.com]]

=== Blockdiagramm der LPC8xx Familie ===

=== Features eines LPC8xx ===
* System:
** ARM Cortex-M0+ processor, running at frequencies of up to 30 MHz.
** single cycle multiplier
** single cycle I/O port
** ARM Cortex-M0+ built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Serial Wire Debug, Micro Trace Buffer supported.
** System tick timer.
* Memory:
** 16 kB (LPC812M101JD20/LPC812M101JDH20/LPC812M101JDH16), 8 kB (LPC811M001JDH16) or 4kB (LPC810M021FN8) on-chip flash programming memory.
** 4kB, 2 kB, or 1 kB SRAM.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
* Digital peripherals:
** Up to 18 General Purpose I/O (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors. Number of GPIO pins is reduced for smaller packages down to 6.
** GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
** High-current output driver (20 mA) on one pin.
** High-current sink drivers (20 mA) on two open drain pins.
** Four general purpose timers/counters with a total of four capture inputs and up to 13 match outputs.
** Programmable WatchDog Timer (WDT).
** '''Switch matrix for flexible configuration of each I/O pin function.'''
** CRC engine
* Analog peripherals:
** Comparator with internal and external references and 31 step voltage divider.
* Serial interfaces:
** UART with fractional baud rate generation, internal FIFO, and RS-485 support.
** SPI controllers with SSP features and with FIFO and multi-protocol capabilities.
** I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode.
* Clock generation:
** 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1% accuracy that can optionally be used as a system clock.
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** Programmable watchdog oscillator with a frequency range of 9.4 kHz to 2.3 MHz.
** 10 kHz low-power oscillator for the WKT.
** PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
** Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, CPU clock, and the Watchdog clock.
* Power control:
** Integrated PMU (Power Management Unit) to minimize power consumption during Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down modes.
** Power profiles residing in boot ROM allowing to optimize performance and minimize power consumption for any given application through one simple function call.
** Reduced power modes: Sleep mode, Deep-sleep mode, Power-down mode, and Deep power-down mode.
** Wake-up from Deep-sleep and Power-down modes on activity on USART, SPI, and I2C peripherals.
** Brownout detect.
* Unique device serial number for identification.
* Single 3.3 V power supply (1.8 V to 3.6 V).
* Available as DIP8, TSSOP16, SO20, and TSSOP20 package.

== LPC11xx ==

=== Familienübersicht LPC11xx ===
Bezugsquellen und Preise (Stand 01/2014):

Digikey: von 1.61EUR (LPC1111FN33) bis 5.73EUR (LPC11U37) bei einen Stueck. Die Familie ist sehr gross mit sehr unterschiedlichen Ausfuehrungen.

[[Bild:Block.diagramM0_NXPSep2011.gif|thumb|right|850px|Blockdiagramm des Cortex-M0, ©NXP.com]]

=== Blockdiagramm der LPC11xx Familie ===

=== Features eines LPC11xx ===
* System:
** ARM Cortex-M0 processor, running at frequencies of up to 50 MHz.
** ARM Cortex-M0 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Serial Wire Debug.
** System tick timer.
* Memory:
** 32 kB (LPC1114/LPC11C14), 24 kB (LPC1113), 16 kB (LPC1112/LPC11C12), or 8 kB (LPC1111) on-chip flash programming memory.
** 8 kB, 4 kB, or 2 kB SRAM.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
* Digital peripherals:
** Up to 42 General Purpose I/O (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors. Number of GPIO pins is reduced for smaller packages and LPC11C22/C24.
** GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
** High-current output driver (20 mA) on one pin.
** High-current sink drivers (20 mA) on two open drain pins.
** Four general purpose timers/counters with a total of four capture inputs and up to 13 match outputs.
** Programmable WatchDog Timer (WDT).
* Analog peripherals:
** 10-bit ADC with input multiplexing among 8 pins.
* Serial interfaces:
** UART with fractional baud rate generation, internal FIFO, and RS-485 support.
** SPI controllers with SSP features and with FIFO and multi-protocol capabilities.
** I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode.
* Clock generation:
** 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1% accuracy that can optionally be used as a system clock.
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** Programmable watchdog oscillator with a frequency range of 7.8 kHz to 1.8 MHz.
** PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
** Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, CPU clock, and the Watchdog clock.
* Power control:
** Integrated PMU (Power Management Unit) to minimize power consumption during Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down modes.
** Power profiles residing in boot ROM allowing to optimize performance and minimize power consumption for any given application through one simple function call.
** Processor wake-up from Deep-sleep mode via a dedicated start logic using up to 13 of the functional pins.
** Power-On Reset (POR).
** Brownout detect with four separate thresholds for interrupt and forced reset.
* Unique device serial number for identification.
* Single 3.3 V power supply (1.8 V to 3.6 V).
* Available in the following packages: 16WLCSP, 25WLCSP 20-SOIC, 20-TSSOP, 28-DIP, 28-TSSOP, 48-LQFP, 64-LQFP, 100-LQFP, and others.

== LPC12xx ==

=== Familienübersicht LPC12xx ===
Bezugsquellen und Preise:

[[Bild:block.diagramM0_NXPSep2011.gif|thumb|right|850px|Blockdiagramm des Cortex-M0, ©NXP.com]]

=== Blockdiagramm der LPC12xx Familie ===

=== Features eines LPC12xx ===

* Processor core
** ARM Cortex-M0 processor, running at frequencies of up to 45 MHz (one wait state from flash) or 30 MHz (zero wait states from flash). The LPC122x have a high score of over 45 in CoreMark CPU performance benchmark testing, equivalent to 1.51/MHz.
** ARM Cortex-M0 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Serial Wire Debug (SWD).
** System tick timer.
* Memory
** Up to 8 kB SRAM.
** Up to 128 kB on-chip flash programming memory.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
** Includes ROM-based 32-bit integer division routines.
* Clock generation unit
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** 12 MHz Internal RC (IRC) oscillator trimmed to 1 % accuracy that can optionally be used as a system clock.
** PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
** Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, main clock, and Watchdog clock.
** Real-Time Clock (RTC).
* Digital peripherals
** Micro DMA controller with 21 channels.
** CRC engine.
** Two UARTs with fractional baud rate generation and internal FIFO. One UART with RS-485 and modem support and one standard UART with IrDA.
** SSP/SPI controller with FIFO and multi-protocol capabilities.
** I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode. I2C-bus pins have programmable glitch filter.
** Up to 55 General Purpose I/O (GPIO) pins with programmable pull-up resistor, open-drain mode, programmable digital input glitch filter, and programmable input inverter.
** Programmable output drive on all GPIO pins. Four pins support high-current output drivers.
** All GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
** Four general purpose counter/timers with four capture inputs and four match outputs (32-bit timers) or two capture inputs and two match outputs (16-bit timers).
** Windowed WatchDog Timer (WWDT).
* Analog peripherals
** One 8-channel, 10-bit ADC.
** Two highly flexible analog comparators. Comparator outputs can be programmed to trigger a timer match signal or can be used to emulate 555 timer behavior.
* Power
** Three reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down.
** Processor wake-up from Deep-sleep mode via start logic using 12 port pins.
** Processor wake-up from Deep-power down and Deep-sleep modes via the RTC.
** Brownout detect with three separate thresholds each for interrupt and forced reset.
** Power-On Reset (POR).
** Integrated PMU (Power Management Unit).
* Unique device serial number for identification.
* 3.3 V power supply.
* Available as 64-pin and 48-pin LQFP package.

== LPC13xx ==

=== Familienübersicht LPC13xx ===
[[Bild:LPC13xx_Selection_Guide_Sep2011.png|thumb|left|600px|Selection Guide zur LPC13xx Familie, ©NXP.com]]
 

Bezugsquellen und Preise:

LPC1313 mit 32k-Flash mit 72MHz im LQFP 48 Gehäuse. Der LPC1313 ist bei '''[http://www.darisus.de/ Darius]''' erhältlich für 3,57 € (Juli 2011), oder DigiKey für 2,70 €. Entwicklungskit INKLUSIVE JTAG-Programmer & Debugger bei '''[http://www.watterott.com/de/LPC1343-LPCXpresso-Board Watterott]''' für 23,80 € (Juli 2011)

=== Blockdiagram der LPC13xx Familie ===

[[Bild:LPC13xx Block Diagram Sep2011.png|thumb|left|680px|Blockdiagramm der LPC13xx Familie, ©NXP.com]]
 

=== Features eines LPC1313 ===
* ARM Cortex-M3 processor, running at frequencies of up to 72 MHz.
* ARM Cortex-M3 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
* 32 kB on-chip flash programming memory.
* 8 kB SRAM.
* In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
* UART with fractional baud rate generation, modem, internal FIFO, and RS-485/EIA-485 support.
* SSP controller with FIFO and multi-protocol capabilities.
* Additional SSP controller on LPC1313FBD48/01.
* I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode.
* Up to 42 General Purpose I/O (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors.
* Four general purpose counter/timers with a total of four capture inputs and 13 match outputs.
* Programmable Watchdog Timer (WDT)
* System tick timer.
* Serial Wire Debug and Serial Wire Trace port.
* High-current output driver (20 mA) on one pin.
* High-current sink drivers (20 mA) on two I2C-bus pins in Fast-mode Plus.
* Integrated PMU (Power Management Unit) to minimize power consumption during Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down modes.
* Three reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down.
* Single power supply (2.0 V to 3.6 V).
* 10-bit ADC with input multiplexing among 8 pins.
* GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
* Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, CPU clock, or the watchdog clock.
* Processor wake-up from Deep-sleep mode via a dedicated start logic using up to 40 of the functional pins.
* Brownout detect with four separate thresholds for interrupt and one thresholds for forced reset.
* Power-On Reset (POR).
* Integrated oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
* 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1 % accuracy over the entire temperature and voltage range that can optionally be used as a system clock.
* Programmable watchdog oscillator with a frequency range of 7.8 kHz to 1.8 MHz. System PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
* Code Read Protection (CRP) with different security levels.
* Unique device serial number for identification.
* Available as 48-pin LQFP package and 33-pin HVQFN package.

== LPC17xx ==

=== Familienübersicht LPC17xx ===
[[Bild:LPC17xx_Selection_Guide_Sep2011.png|thumb|left|680px|Selection Guide zur LPC17xx Familie, ©NXP.com]]
 

Bezugsquellen und Preise:

LPC1754 mit 128K Flash im LQFP80, der bei '''[http://www.darisus.de/ Darius]''' für 7€74 (Juli/2011) erhältlich ist,[den LPC1751 (32k/8k) schon für 5€95] und bei Digikey für 6€35, den LPC1764FBD100 bei '''[http://www.tme.eu/de TME]''' für 7€ Entwicklungskit INCLUSIVE JTAG-Programmer & Debugger bei '''[http://www.watterott.com/de/LPC1769-LPCXpresso Watterott]''' für 23€80 (Juli/2011)

=== Blockdiagram der LPC17xx Familie ===

[[Bild:LPC177x_178x Block Diagram Sep2011.png|thumb|left|680px|Blockdiagramm der LPC17xx Familie, ©NXP.com]]
 

=== Features eines LPC1754 ===
* ARM Cortex-M3 processor, running at frequencies of up to 100 MHz
* A Memory Protection Unit (MPU) supporting eight regions is included.
* ARM Cortex-M3 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
* 128 kB on-chip flash program memory with In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) capabilities.
* 32 kB of SRAM on the CPU with local code/data bus for high-performance CPU access.
* Eight channel General Purpose DMA controller
* Serial interfaces:
* USB 2.0 full-speed controller that can be configured for either device, Host, or OTG operation with an on-chip PHY for device and Host functions
* Four UARTs with fractional baud rate generation, internal FIFO, IrDA, and DMA, Einer mit Modem I/Os und RS485 Support
* 1 CAN controller.
* 2 SSP controllers
* 1 SPI controller
* 2 I2C-bus interfaces with data rates of 1Mbit/s,
* I2S (Inter-IC Sound)
* 52 General Purpose I/O (GPIO) pins Any pin of ports 0 and 2 can be used to generate an interrupt.
* 8x 12-bit Analog-to-Digital Converter (ADC) conversion rates up to 200 kHz
* 1x 10-bit Digital-to-Analog Converter (DAC)
* Four general purpose timers/counters, with a total of eight capture inputs and ten compare outputs.
* One motor control PWM with support for three-phase motor control.
* Quadrature encoder interface that can monitor one external quadrature encoder.
* One standard PWM/timer block with external count input.
* Real-Time Clock (RTC) with a separate power domain including 20 bytes of battery-powered backup registers, An RTC interrupt can wake up the CPU from any reduced power mode.
* Watchdog Timer (WDT).
* Cortex-M3 system tick timer
* Repetitive interrupt timer
* Standard JTAG test/debug interface as well as Serial Wire Debug and Serial Wire Trace Port options.
* Four reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, Power-down, and Deep power-down.
* Single 3.3 V power supply (2.4 V to 3.6 V).
* Four external interrupt inputs configurable as edge/level sensitive. All pins on PORT0 and PORT2 can be used as edge sensitive interrupt sources.
* Non-maskable Interrupt (NMI) input.
* Wakeup Interrupt Controller (WIC)
* Each peripheral has its own clock divider for further power savings.
* Brownout detect with separate threshold for interrupt and forced reset.
* On-chip Power-On Reset (POR).
* On-chip crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
* 4 MHz internal RC oscillator trimmed to 1% accuracy that can optionally be used as a system clock.
* An on-chip PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the main oscillator, the internal RC oscillator, or the RTC oscillator.
* Available as 80-pin LQFP (12 x 12 x 1.4 mm) packages.

== LPC18xx ==

=== Familienübersicht LPC18xx ===
Bezugsquellen und Preise:

=== Blockdiagramm der LPC18xx Familie ===
[[Bild:block.diagram_NXP18xx Sep2011.gif|thumb|left|680px|Blockdiagramm der LPC18xx Familie, ©NXP.com]]
 

=== Features eines LPC18xx ===
DRAFT!
* Processor core
** ARM Cortex-M3 processor, running at frequencies of up to 180 MHz.
** ARM Cortex-M3 built-in Memory Protection Unit (MPU) supporting eight regions.
** ARM Cortex-M3 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Non-maskable Interrupt (NMI) input.
** JTAG and Serial Wire Debug, serial trace, eight breakpoints, and four watch points.
** ETM and ETB support.
** System tick timer.
* On-chip memory (flashless parts LPC1850/30/20/10)
** Up to 200 kB SRAM total for code and data use.
** Two 32 kB SRAM blocks with separate bus access. Both SRAM blocks can be powered down individually.
** 64 kB ROM containing boot code and on-chip software drivers.
** 32-bit One-Time Programmable (OTP) memory for general-purpose customer use.
* On-chip memory (parts with on-chip flash)
** Up to 1 MB total dual bank flash memory with flash accelerator.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
** Up to 136 kB SRAM for code and data use.
** Two 32 kB SRAM blocks with separate bus access. Both SRAM blocks can be powered down individually.
** 32 kB ROM containing boot code and on-chip software drivers.
** 32-bit One-Time Programmable (OTP) memory for general-purpose customer use.
* Clock generation unit
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1 % accuracy.
** Ultra-low power RTC crystal oscillator.
** Three PLLs allow CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. The second PLL is dedicated to the High-speed USB, the third PLL can be used as audio PLL.
** Clock output.
* Serial interfaces:
** Quad SPI Flash Interface (SPIFI) with four lanes and data rates of up to 40 MB per second total.
** 10/100T Ethernet MAC with RMII and MII interfaces and DMA support for high throughput at low CPU load. Support for IEEE 1588 time stamping/advanced time stamping (IEEE 1588-2008 v2).
** One High-speed USB 2.0 Host/Device/OTG interface with DMA support and on-chip PHY.
** One High-speed USB 2.0 Host/Device interface with DMA support, on-chip full-speed PHY and ULPI interface to external high-speed PHY.
** USB interface electrical test software included in ROM USB stack.
** Four 550 UARTs with DMA support: one UART with full modem interface; one UART with IrDA interface; three USARTs support synchronous mode and a smart card interface conforming to ISO7816 specification.
** Two C_CAN 2.0B controllers with one channel each.
** Two SSP controllers with FIFO and multi-protocol support. Both SSPs with DMA support.
** One Fast-mode Plus I2C-bus interface with monitor mode and with open-drain I/O pins conforming to the full I2C-bus specification. Supports data rates of up to 1 Mbit/s.
** One standard I2C-bus interface with monitor mode and standard I/O pins.
** Two I2S interfaces with DMA support, each with one input and one output.
* Digital peripherals:
** External Memory Controller (EMC) supporting external SRAM, ROM, NOR flash, and SDRAM devices.
** LCD controller with DMA support and a programmable display resolution of up to 1024H x 768V. Supports monochrome and color STN panels and TFT color panels; supports 1/2/4/8 bpp CLUT and 16/24-bit direct pixel mapping.
** SD/MMC card interface.
** Eight-channel General-Purpose DMA (GPDMA) controller can access all memories on the AHB and all DMA-capable AHB slaves.
** Up to 80 General-Purpose Input/Output (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors and open-drain modes.
** GPIO registers are located on the AHB for fast access. GPIO ports have DMA support.
** State Configurable Timer (SCT) subsystem on AHB.
** Four general-purpose timer/counters with capture and match capabilities.
** One motor control PWM for three-phase motor control.
** One Quadrature Encoder Interface (QEI).
** Repetitive Interrupt timer (RI timer).
** Windowed watchdog timer.
** Ultra-low power Real-Time Clock (RTC) on separate power domain with 256 bytes of battery powered backup registers.
** Alarm timer; can be battery powered.
* Digital peripherals available on flash-based parts LPC18xx only:
** <tbd>
* Analog peripherals:
** One 10-bit DAC with DMA support and a data conversion rate of 400 kSamples/s.
** Two 10-bit ADCs with DMA support and a data conversion rate of 400 kSamples/s.
* Security:
** Hardware-based AES security engine programmable through an on-chip API.
** Two 128-bit secure OTP memories for AES key storage and customer use.
** Unique ID for each device.
* Power:
** Single 3.3 V (2.2 V to 3.6 V) power supply with on-chip internal voltage regulator for the core supply and the RTC power domain.
** RTC power domain can be powered separately by a 3 V battery supply.
** Four reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, Power-down, and Deep power-down.
** Processor wake-up from Sleep mode via wake-up interrupts from various eripherals.
** Wake-up from Deep-sleep, Power-down, and Deep power-down modes via external interrupts and interrupts generated by battery powered blocks in the RTC power domain.
** Brownout detect with four separate thresholds for interrupt and forced reset.
** Power-On Reset (POR).
* Available as 100-pin, 144-pin, and 208-pin LQFP packages and as 100-pin, 180-pin, and 256-pin LBGA packages.

== Entwicklungsumgebungen ==
=== LPCWare (kostenlos) ===
[[Bild:lpcxpresso-debug_Code-red_3Sep2011.gif|thumb|right|680px|Ansicht der Entwicklungsumgebung, ©code-red-tech.com]]

==== Entwicklungs Tool ====
(Beschreibung aus der Web-Site:)
LPCXpresso's IDE (Ursprünglich von "Code REd" entwickelt, die Firma wurde 2013 von LPC gekauft) ist eine hoch integrierte Entwicklungsumgebung für LPC-Controller, und beinhaltet alle zur Entwicklung erforderlichen Tools um hoch qualitative Software in einer angemessenen Zeit zu schreiben. LPCXpresso basiert auf ein vereinfachtes Eclipse mit vielen LPC-specifischen Erweiterungen.
Des Weiteren ist eine aktuelle Version der Industrie-Standard GNU Tool-Chain mit einer propritären und optimierten C-Lib mit dabei. Die LPCXpresso IDE stellt ein voll optimiertes Executable zur Verfügung. Die einzige Beschränkung der kostenlosen Version ist eine Limitierung auf 256kB Code nach erfolgter Registrierung.
Das LPCXpresso Target Board ist eine Gemeinschaftsentwicklung von Embedded Artists, Code Red und NXP.

==== Features ====
Die LPCXpresso IDE stellt eine C-Umgebung mit Syntax-Colouring, Source-Formatierung, Funktions-Folding, sowie mit Online- und Offline Hilfe und umfangreichen Projekt-Management Funktionen zur Verfügung.
Dies beinhaltet:
* Wizards um Projekte für alle unterstützten Controller zu erstellen
* Automatische Linker Script Generierung inklusive Memory-Map Unterstützung
* Programmierung des Controllers
* On-Line Debugging
* Datenblatt-Zugriff über eingebauten Browser
* Support für die NXP LPC Microcontroller Familien, von Cortex-M0, Cortex-M3 bis Cortex-M4 und ARM7 bis ARM9

==== Peripherie und Register Views im Debugger ====
Der Peripherie-Viewer im integrierten Debugger zeigt alle Register und Bit-Felder in einer einfachen Baumstruktur.
Ein Prozessor-Register Viewer erlaubt den Zugriff auf alle Prozessor-Register und stellt eine "Smart-Formatting" Funktion zur Verfügung um komplexe Register wie Flags oder Status Register übersichtlich darstellen zu können.

==== Unterstützte Familien ====
Cortex-M0, Cortex-M3, Cortex-M4, Einzelne Controller aus der LPC2000 family, ARM966, ARM926-EJ, ARM926-EJ + VFP

==== Sehr preiswerter USB_JTAG_SWD Debugger ====
Von NXP sind sehr preiswerte Entwicklungskits (ca. 25€ für Evaluation-Board incl. USB-JTAG Programmer und Debugger) erhältlich z.B. '''[http://www.watterott.com/index.php?page=search&keywords=LPCXpresso&cat=&mnf=&x=0&y=0 Watterott]'''. Siehe dazu auch die Dokumentation von NXP zu den '''[http://www.nxp.com/documents/leaflet/75016842.pdf LPCXpresso-Entwicklungskits (PDF)]''' und diese '''[http://www.mikrocontroller.net/wikisoftware/index.php?title=LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso Beschreibung]'''

==== Standard Library ====
Im Download der "Code Red" Entwicklungsumgebung ist eine relativ umfangreiche Firmwarebibliothek vorhanden.

==== Installationsanleitung zur IDE ====
'''[http://www.mikrocontroller.net/articles/Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red Installationsanleitung]'''

==== Codebase für LPC11xx und LPC13xx ====
Für die Cortex-M0 und -M3 Familien existieren verschiedene Basispakete die als Startausstattung sehr gut geeignet sind. Auf microbuilder.eu findet man eine sehr interessante Version inklusive Dokumentation.

'''[http://www.mikrocontroller.net/articles/Codebase_f%C3%BCr_LPC1xxx HIER]''' findet man alle Links zur original Codebase mit allen Dateien (Stand Januar 2012) aber auch eine deutsche Übersetzung zu den Files.

=== CooCox ===

Auf der '''[http://www.coocox.org/Index.html Homepage]''' von CooCox - einem chinesischen Open-Source Projekt, auf der eine IDE für Atmel, Energy Micro, Holtek, Nuvoton, ST, TI und NXP verfügbar ist - findet man die auf Eclipse basierende "CooCox CoIDE", die sich aus dem "CoBuilder" und dem "CoDebugger" zusammensetzt.
Des Weiteren bietet man dort ein Echtzeit-Multitasking Betriebssystem, sowie SW-Versionen von zwei unterschiedliche Debugging-Adapter und ein Stand-alone Flash-Tool zum freien Download an.

Die folgenden Controller können damit programmiert und debugged werden:
LPC1111x101 LPC1111x201 LPC1112x101 LPC1112x201
LPC1113x201 LPC1113x301 LPC1114x201 LPC1114x301
LPC11C14x301 LPC11C12x301
LPC1224x101 LPC1224x121 LPC1225x301 LPC1225x321 LPC1226x301 LPC1227x301

LPC1311 LPC1313 LPC1342 LPC1343
LPC1751 LPC1752 LPC1754 LPC1756 LPC1758 LPC1759
LPC1763 LPC1764 LPC1765 LPC1766 LPC1767 LPC1768 LPC1769

=== EmBlocks ===
'''[http://www.emblocks.org/web/ Emblocks]''' ist eine kostenlose Entwicklungsumgebung. Sie unterstützt neben NXP uC weitere ARM uC (STM32, EFM32) sowie PIC, AVR und MSP430. Die IDE hat einen eingebauten GDB Debugger welcher System view (Peripherie Register anzeigen) beim Debuggen unterstützt. Ausserdem gibt es einen Project Wizzard für NXP uC 
Unterstützt wird der JLINK mit folgenden NXP uC:
LPC11Axx, LPC11Exx, LPC11Uxx, LPC11xxLV, LPC12xx, LPC13Uxx, LPC13xx, LPC17xx, LPC18xx, LPC18xx, LPC177x_8x, LPC407x_8x

=== Codebase ===
Des Weiteren existiert eine umfangreiche Sammlung von '''[http://www.coocox.org/NXP-Series.php Code-Beispielen]'''.

=== Keil ===
[https://www.keil.com/demo/eval/arm.htm KEIL MDK-ARM] (Windows, Free Version auf 32KB begrenzt, mit vielen Beispielen zu div. Evaluation Boards)
*[http://www.keil.com/arm/chips.asp unterstützte Mikrocontroller]
=== WinARM ===
[http://www.siwawi.arubi.uni-kl.de/avr_projects/arm_projects/#winarm WinARM] (wird derzeit nicht gepflegt)

=== GNUARM ===
[http://gnuarm.com/ GNUARM] (Linux, Windows, wird derzeit nicht gepflegt),

=== Yagarto ===
[http://www.yagarto.de/ Yagarto] (Windows, mit Eclipse-Integration)

=== CodeSourcery ===
[http://www.codesourcery.com/gnu_toolchains/arm CodeSourcery CodeBench Lite]

== CMSIS - Standard für alle Plattformen ==
Der Cortex Microcontroller Software Interface Standard (CMSIS) stellt einen "abstraction layer" für alle Cortex-Mx Controller zur Verfügung.

CMSIS stellt einen Schnittstellenstandard von ARM dar, der von vielen Tool-Herstellern unterstützt wird und ist (laut verschiedener Berichte) kompatibel mit den verschiedensten Compilern (incl GCC). Dies wird erreicht durch einheitliche Definitionen für Adressen und Namen die den Zugriff auf die Register des Cores und der Peripherie ermöglichen.
Auch Standard-Funktionen für den Start und die Interrupts stehen zur Verfügung.
Natürlich kann auch weiterhin direkt auf die HW zugegriffen werden, es geht nur um eine Vereinheitlichung von identischen Funktionen.
Da die Peripherie-Teile zumindest innerhalb eines Halbleiterherstellers für die Cortex-Mx Controller sehr ähnlich oder sogar weitgehend identisch sind kann deutlich mehr SW für verschiedene Derivate innerhalb dieser Prozessorfamilien wiederverwendet werden. (siehe Google: "CMSIS_Doulos_Tutorial.pdf").

Ein weiterer, interessanter Punkt ist die CMSIS-DSP Lib mit ihren Vektorfunktionen, Matrix-Berechnung sowie komplexen Algorithmen für Filter,
Regler und Fourietransformation sowie weiterer DSP Algorithmen (insgesamt 61).

Leider hat diese Kompatibilität auch ihre Grenzen, denn Sonderfunktionen bzw. Spezialitäten in der "gleichen" Peripherie zwischen unterschiedlichen Halbleiterherstellern werden nicht abgedeckt.
Wäre auch zu schön, wenn die Prozesorhersteller dem Entwickler dadurch einen fliegenden HW-Wechsel bzw. eine einfache Vergleichbarkeit ermöglichen würden ;-)

Eine komplette CMSIS-Lib (V2.0) "Cortex Microcontroller Software Interface Standard" ist für das "Code Red" Paket verfügbar, inklusive einer "DSP-Library"
http://support.code-red-tech.com/CodeRedWiki/NewInVersion4
bzw. für GNU / Keil / IAR unter
http://ics.nxp.com/support/documents/microcontrollers/?search=CMSIS&type=software&Search.x=8&Search.y=12

== Links ==

* Wiki
** '''[[LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso]]'''
** '''[[Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red]]'''
** '''[[Codebase_f%C3%BCr_LPC1xxx]]'''
** '''[[LPC1xxx für Umsteiger]]'''

* Projekte
** [http://www.mikrocontroller.net/topic/264089 FreeRTOS auf LPC1768]
** [http://www.mikrocontroller.net/topic/321481 Multithreading auf LPC8xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/topic/319537 Python Script zum Flashen des LPC8xx]

* Suche im Forum
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC8* LPC8xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC11* LPC11xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC11* LPC11xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC12* LPC12xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC13* LPC13xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC17* LPC17xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC18* LPC18xx]

== Bezugsquellen ==

=== Controller ===
(Die Preiswertesten sind '''fett''' dargestellt)
* '''[http://darisusgmbh.de/shop/advanced_search_result.php?keywords=LPC1&x=0&y=0 Darisus]'''
* '''[http://www.elpro.org/shop/shop.php elpro]'''
* [http://www.hbe-shop.de HBE]
* [http://www.tme.eu/de/katalog#cleanParameters%3D1%26searchClick%3D1%26search%3DLPC1%26bf_szukaj%3D+ TME]
* [http://www.tn-electronics.de/advanced_search_result.php?keywords=LPC1&x=0&y=0 TN]
* [http://de.mouser.com/_/?Keyword=LPC1&Ns=Pricing|0&FS=True Mouser]
* [http://www.soselectronic.eu/?searchstring=LPC1&str=378 SOS]
* [http://de.farnell.com Farnell/Element14]

=== Evaluation Boards ===
* [http://www.watterott.com/index.php?page=search&page_action=query&desc=off&sdesc=on&keywords=LPCXpresso Watterott (24€ inclusive JTAG-Programmiergerät UND JTAG Debugger für kostenlose "Code-Red" Entwicklungsplattform)], dazu hier die [[LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso|Beschreibung]]
* [http://www.lpctools.com/evaluationboardskitsforlpc17xx.aspx LPC-Tools]
* [http://thinkembedded.ch/NXP:::25.html thinkembedded.ch] div. Olimex Boards

== Weblinks, Foren, Communities ==

* http://www.nxp.com/#/page/content=[f=/dynamic/applicationnotes/tid-50809_sid-56890/data.xml] Appnotes
* [http://www.siwawi.arubi.uni-kl.de/avr_projects/arm_projects/arm_memcards/index.html Projects]
* [http://mbed.org/handbook/Homepage MBED]
* [http://forums.nxp.com/forums/viewforum.php?f=1 NXP-WIKI]
* [http://knowledgebase.nxp.com/forumdisplay.php?s=389a3610c741bca7b18221d32b9c0ce0&f=4 NXP-Forum]
* [http://ics.nxp.com/lpcxpresso/ LPCXpresso]
* [http://code.google.com/p/32bitmicro/ 32BitMicro]
* [http://www.brc-electronics.nl SimpleCortex]
* [http://www.lpcware.com/ LPCWare NXP MCU community]
* [http://nanohome.be/nxp/index.html LPC175/6x und LPC23xx pin Configurator]
* [https://code.google.com/p/lpc-1768-arm-synthesizer/ MIDI controlled monophonic synthesizer based on the LPCXpresso 1768.]
* [https://code.google.com/p/lpc1343codebase/ An open source software library for NXP's Cortex-M3 based LPC1300 microcontroller family]
* [https://code.google.com/p/lpc1114codebase/ An open source software library for NXP's Cortex-M0 based LPC1100 microcontroller family]
* [https://code.google.com/p/lpc-12xx-bootloader/ A flexible bootloader for use with LPC12xx Microcontrollers from NXP, Firmware code is AES128 encrypted to secure your project / source code when giving out public firmware updates. ]
* [https://code.google.com/p/lpcxpresso-rc/ Read receiver and sensor signals for radio controlled model aircrafts configured for LPCXpresso]
* [https://code.google.com/p/olpcx/ Open toolset for LPCXpresso]
* [https://code.google.com/p/32bitmicro/ Collection of code and tools for 32 bit microcontrollers]
* [https://code.google.com/p/my-nxp-lpc1114/ my-nxp-lpc1114 study course]
* [https://code.google.com/p/nxp-lpc/ nxp-lpc]
* [https://code.google.com/p/futureflydrone/ UAV based on OpenPilot. Rewrite to NXP LPC1769.]

== Entwicklungsplattformen ==

* [http://www.lpcware.com/lpcxpresso/home LPDXpresso Download (Kostenlos mit Debugger)]
* [http://www.lpcware.com LPCXpresso Homepage]
* [http://support.code-red-tech.com/CodeRedWiki/WikiHome CR-WIKI]
* [http://www.keil.com/arm/mdk.asp ARM/Keil MDK-ARM]
* IAR EWARM
* Rowley Crossworks
* Green Hills Software
* [http://www.coocox.org/CooCox_CoIDE.htm CooCox] (Kostenlos)

<references/>

[[Kategorie:ARM]]
[[Kategorie:LPC1x]]

LPC-Mikrocontroller

2015-12-30T08:02:20Z

Powerfreak: neuer Programmer nachgetragen

[[Bild:overview_Sep2011.png|thumb|right|850px|Überblick über die aktuelle Cortex M0/3 Familie, ©NXP.com]]
[[Bild:positioning_NXPSep2011.gif|thumb|right|850px|Vergleich über die aktuelle Cortex M0/3 Familie, ©NXP.com]]
Die LPC-Familie von NXP basiert auf 32-Bit Cortex-Kernen von ARM und arbeitet mit bis zu 150MHz. Die seit Mitte 2013 neue LPC8xx-Serie basiert auf dem Cortex-M0+-Kern, die LPC11xx-Serie basiert auf dem Cortex-M0-Kern, die Serien LPC13xx, 17xx und 18xx auf dem Cortex-M3. Mikrocontroller aus der LPC13xx-Serie mit 72MHz und der LPC17xx-Serie mit 100MHz (120MHz) sind inzwischen auch für Privatnutzer zu Preisen erhältlich, die mit denen von 8-Bit-Mikrocontrollern vergleichbar sind. Eine Auflistung der verschiedenen Typen findet sich im Dokument '''[http://www.nxp.com/documents/line_card/75017609.pdf "Microcontrollers selection guide" (PDF)]''' von NXP.

Von NXP sind preiswerte Entwicklungskits (ca. 25€ für Evaluation-Board incl. USB-JTAG Programmer und Debugger oder den neuen LPC-Link2, ein reiner Programmer + Debugger) erhältlich z.B. '''[http://www.watterott.com/index.php?page=search&keywords=LPCXpresso&cat=&mnf=&x=0&y=0 Watterott]'''. Siehe dazu auch die Dokumentation von NXP zu den '''[http://www.nxp.com/documents/leaflet/75016842.pdf LPCXpresso-Entwicklungskits (PDF)]''' und diese '''[http://www.mikrocontroller.net/wikisoftware/index.php?title=LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso Beschreibung]'''

== Allgemeine Infos + User-Manuals==

=== Eckdaten LPC8xx (Cortex-M0+) ===
Die sehr stromsparende '''[http://www.nxp.com/products/microcontrollers/cortex_m0_m0/series/LPC800.html#quickreference LPC8xx]''' ist nur in Packages mit einer relativ niedrigen Pinanzahl (DIP8, SO20, TSSOP16, TSSOP20) verfügbar, hat zwischen 4-16kB Flash, und 1-4kB RAM. Die zulässige Betriebsspannung liegt zwischen 1,8V und 3,6V.

Überblick über die Features der LPC800-Serie:
* 1 I2C
* 1-2 SSP
* 2-3 UART
* 4 Timer, 1 OS-Timer
* 1 watch dog
* 4 PWM-Einheiten
* 10-bit ADC.

'''[http://www.nxp.com/download/grouping/11045/user_manual User Manual der LPC8-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC11xx (Cortex-M0) ===
Die sehr stromsparende '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc11xx/ LPC11xx-Serie]''' (3,3V) bietet viele Möglichkeiten
* Der LPC1100L ist derzeit laut NXP (Sep2011) der preisgünstigste ARM auf dem Markt. Der 32Bit ARM mit einer Performance von ca. 45DMIPS @50MHZ benötigt bei dieser Taktfrequenz nur etwa 10mA. (Details siehe NXP-Seite)

* Überblick über die Features :
** LPC1100 Serie: • I2C, SSP, UART, GPIO, • Timers and watch dog timer, • 10-bit ADC, • Flash/SRAM memory, • Weitere Funktionen, siehe '''[http://www.mikrocontroller.net/articles/LPC1xxx#Features_eines_LPC11xx 2.3 Features]'''
** LPC1100L Serie zusätzlich zu LPC1100: • Power Profile mit lower power consumption in Active- und Sleep-mode, • Interne pull-ups auf VDD level, • Programmierbarer pseudo open-drain mode für GPIO Pins, • WWDT mit Clock Source Lock.
**LPC11C00 Serie zusätzlich zu LPC1100: • CAN controller, • On-chip CAN Treiber, • On-chip CAN Transceiver (LPC11C2x), • WDT (not windowed) mit Clock Source Lock.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10398.pdf User Manual der LPC11-Familie (PDF)]'''

* Besonderes Augenmerk möchte ich auf die neue Serie '''[http://www.nxp.com/ps/#/i=71498 LPC111xFD]''' legen, denn in jetzt gibt es den Cortex-M0 auch im DIL 28 '''[http://www.nxp.com/redirect/pip/LPC1114FN28.html den LPC1114FN28]'''
**Des Weiteren sind damit SO20, sowie TSSOP20 und TSSOP28 Bauformen verfügbar

=== Eckdaten LPC12xx (Cortex-M0) ===
* Die Low Power '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc12xx/ LPC12xx-Serie]''' (3,3V) ist laut NXP (Sep2011) ein Cortex-M0 mit 32 bis 128kB Flash, einem 45 CoreMark™ Benchmark-Score bei 30MHz, 2 bis 8kB SRAM, und einem internen 1% genauen 12MHz Oscillator.

* Überblick über die Features: fMAX von 30MHz, 1 10-Bit ADC mit 8 Kanälen, 2 Comparatoren, 2 UARTs, 1 SSP/SPI, 1 I2C, DMA Controller, CRC Engine, 1 32-Bit, 5 Timer (16- und 32-Bit, + RTC), 13 PWM Kanäle, bis zu 55 GPIOs.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10441.pdf User Manual der LPC12xx-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC13xx (Cortex-M3) ===
Die sehr stromsparende '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc13xx/ LPC13xx-Serie]''' (3,3V) bietet im LQFP 48 Gehäuse 8..32k Flash, 2..8k SRAM, 5 Timer (mit WD), 11 PWM, 1 UART, 1IIC, 1USB, 1..2 SPI, einen 8-Kanal/10Bit AD-Wandler und eine Taktfrequenz von max. 72MHz.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10375.pdf User Manual der LPC13xx-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC17xx (Cortex-M3) ===
Die '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc17xx/ LPC17xx-Serie]''' hingegen enthält eine weit größere Peripherie in einem LQFP80/100/144/208 Package.
32..512k Flash, 8..96k SRAM, 6 Timer (mit WD), 6 zusätzliche PWM-Einheiten, teilweise Ethernet und STN/TFT-LCD-Controller, meist USB (teilw. mit Host+OTG), 4 UART, 2..3IIC, 1..2 CAN, 1 SPI, 2 SSP/SPI einen 6..8-Kanal/12Bit AD-Wandler, einen 10Bit DAC, Motor-Control-Einheiten, einen Encoder-Eingang und eine Taktfrequenz von max. 100MHz(120MHz) und vieles mehr.

'''[http://www.nxp.com/documents/user_manual/UM10360.pdf User Manual der LPC17xx-Familie (PDF)]'''

=== Eckdaten LPC18xx (Cortex-M3) ===
Die '''[http://ics.nxp.com/products/lpc1000/lpc18xx/ LPC18xx-Serie]''' stellt DIE "High-Performance" Controller aus der Cortex-M3-Serie. Die Taktfrequenz geht bis 150MHz, die Controller enthalten große dual-Bank Flash Speicher bis zu 1MB, ein großes On-Chip SRAM mit bis zu 200KB, zusätzliche Peripherie wie z.B. SPI Flash Interface (SPIFI) und State Configurable Timer (SCT), 2x High Speed USB (1x mit On-Chip HS PHY) und eine MPU.

'''[http://ics.nxp.com/support/documents/microcontrollers/pdf/user.manual.lpc18xx.pdf User Manual der LPC18xx-Familie (PDF)]'''

Überblick über die Features: '''[http://ics.nxp.com/literature/leaflets/microcontrollers/pdf/lpc18xx.pdf LPC18xx Flyer von NXP]'''

=== Entwicklungskits ===
Von NXP sind sehr preiswerte Entwicklungskits (ca. 25€ für. USB-JTAG Programmer und Debugger) erhältlich z.B. '''[http://www.watterott.com/index.php?page=search&keywords=LPCXpresso&cat=&mnf=&x=0&y=0 Watterott]'''. Siehe dazu auch die Dokumentation von NXP zu den '''[http://www.nxp.com/documents/leaflet/75016842.pdf LPCXpresso-Entwicklungskits (PDF)]'''.

=== Kostenlose Entwicklungsumgebung für ALLE hier genannten Controller ===
Für die ganze Prozessorfamilie ist eine kostenlose Entwicklungsumgebung erhältlich. Informationen unter '''[http://www.lpcware.com/lpcxpresso/home lpcware]''': Die auf Eclipse basierende Entwicklungsumgebung ist nach der Installation bis 8k freigeschaltet und nach einer einfachen und kostenlosen Registrierung für 256kB. Die IDE ist auch für '''[http://www.lpcware.com/lpcxpresso/home Linux und Mac]''' verfügbar.

Hier die '''[http://www.mikrocontroller.net/articles/Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red Installationsanleitung]'''

== LPC8xx ==

=== Familienübersicht LPC8xx ===
Bezugsquellen und Preise (Stand 01/2014)
* LPC810FN8 (DIP8): Digikey 1,09 € (bei einem Stuck).
* LPC812JD20 (SOIC-W 20): Digikey 1,26 € (bei einem Stuck).
* LPC812JDH20 (TSSOP-20): Digikey 1,44 € (bei einem Stuck).

[[Bild:LPC800_block_diagram_Jan2014.gif|thumb|right|850px|Blockdiagramm des Cortex-M0+, ©NXP.com]]

=== Blockdiagramm der LPC8xx Familie ===

=== Features eines LPC8xx ===
* System:
** ARM Cortex-M0+ processor, running at frequencies of up to 30 MHz.
** single cycle multiplier
** single cycle I/O port
** ARM Cortex-M0+ built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Serial Wire Debug, Micro Trace Buffer supported.
** System tick timer.
* Memory:
** 16 kB (LPC812M101JD20/LPC812M101JDH20/LPC812M101JDH16), 8 kB (LPC811M001JDH16) or 4kB (LPC810M021FN8) on-chip flash programming memory.
** 4kB, 2 kB, or 1 kB SRAM.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
* Digital peripherals:
** Up to 18 General Purpose I/O (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors. Number of GPIO pins is reduced for smaller packages down to 6.
** GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
** High-current output driver (20 mA) on one pin.
** High-current sink drivers (20 mA) on two open drain pins.
** Four general purpose timers/counters with a total of four capture inputs and up to 13 match outputs.
** Programmable WatchDog Timer (WDT).
** '''Switch matrix for flexible configuration of each I/O pin function.'''
** CRC engine
* Analog peripherals:
** Comparator with internal and external references and 31 step voltage divider.
* Serial interfaces:
** UART with fractional baud rate generation, internal FIFO, and RS-485 support.
** SPI controllers with SSP features and with FIFO and multi-protocol capabilities.
** I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode.
* Clock generation:
** 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1% accuracy that can optionally be used as a system clock.
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** Programmable watchdog oscillator with a frequency range of 9.4 kHz to 2.3 MHz.
** 10 kHz low-power oscillator for the WKT.
** PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
** Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, CPU clock, and the Watchdog clock.
* Power control:
** Integrated PMU (Power Management Unit) to minimize power consumption during Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down modes.
** Power profiles residing in boot ROM allowing to optimize performance and minimize power consumption for any given application through one simple function call.
** Reduced power modes: Sleep mode, Deep-sleep mode, Power-down mode, and Deep power-down mode.
** Wake-up from Deep-sleep and Power-down modes on activity on USART, SPI, and I2C peripherals.
** Brownout detect.
* Unique device serial number for identification.
* Single 3.3 V power supply (1.8 V to 3.6 V).
* Available as DIP8, TSSOP16, SO20, and TSSOP20 package.

== LPC11xx ==

=== Familienübersicht LPC11xx ===
Bezugsquellen und Preise (Stand 01/2014):

Digikey: von 1.61EUR (LPC1111FN33) bis 5.73EUR (LPC11U37) bei einen Stueck. Die Familie ist sehr gross mit sehr unterschiedlichen Ausfuehrungen.

[[Bild:Block.diagramM0_NXPSep2011.gif|thumb|right|850px|Blockdiagramm des Cortex-M0, ©NXP.com]]

=== Blockdiagramm der LPC11xx Familie ===

=== Features eines LPC11xx ===
* System:
** ARM Cortex-M0 processor, running at frequencies of up to 50 MHz.
** ARM Cortex-M0 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Serial Wire Debug.
** System tick timer.
* Memory:
** 32 kB (LPC1114/LPC11C14), 24 kB (LPC1113), 16 kB (LPC1112/LPC11C12), or 8 kB (LPC1111) on-chip flash programming memory.
** 8 kB, 4 kB, or 2 kB SRAM.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
* Digital peripherals:
** Up to 42 General Purpose I/O (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors. Number of GPIO pins is reduced for smaller packages and LPC11C22/C24.
** GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
** High-current output driver (20 mA) on one pin.
** High-current sink drivers (20 mA) on two open drain pins.
** Four general purpose timers/counters with a total of four capture inputs and up to 13 match outputs.
** Programmable WatchDog Timer (WDT).
* Analog peripherals:
** 10-bit ADC with input multiplexing among 8 pins.
* Serial interfaces:
** UART with fractional baud rate generation, internal FIFO, and RS-485 support.
** SPI controllers with SSP features and with FIFO and multi-protocol capabilities.
** I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode.
* Clock generation:
** 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1% accuracy that can optionally be used as a system clock.
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** Programmable watchdog oscillator with a frequency range of 7.8 kHz to 1.8 MHz.
** PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
** Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, CPU clock, and the Watchdog clock.
* Power control:
** Integrated PMU (Power Management Unit) to minimize power consumption during Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down modes.
** Power profiles residing in boot ROM allowing to optimize performance and minimize power consumption for any given application through one simple function call.
** Processor wake-up from Deep-sleep mode via a dedicated start logic using up to 13 of the functional pins.
** Power-On Reset (POR).
** Brownout detect with four separate thresholds for interrupt and forced reset.
* Unique device serial number for identification.
* Single 3.3 V power supply (1.8 V to 3.6 V).
* Available in the following packages: 16WLCSP, 25WLCSP 20-SOIC, 20-TSSOP, 28-DIP, 28-TSSOP, 48-LQFP, 64-LQFP, 100-LQFP, and others.

== LPC12xx ==

=== Familienübersicht LPC12xx ===
Bezugsquellen und Preise:

[[Bild:block.diagramM0_NXPSep2011.gif|thumb|right|850px|Blockdiagramm des Cortex-M0, ©NXP.com]]

=== Blockdiagramm der LPC12xx Familie ===

=== Features eines LPC12xx ===

* Processor core
** ARM Cortex-M0 processor, running at frequencies of up to 45 MHz (one wait state from flash) or 30 MHz (zero wait states from flash). The LPC122x have a high score of over 45 in CoreMark CPU performance benchmark testing, equivalent to 1.51/MHz.
** ARM Cortex-M0 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Serial Wire Debug (SWD).
** System tick timer.
* Memory
** Up to 8 kB SRAM.
** Up to 128 kB on-chip flash programming memory.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
** Includes ROM-based 32-bit integer division routines.
* Clock generation unit
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** 12 MHz Internal RC (IRC) oscillator trimmed to 1 % accuracy that can optionally be used as a system clock.
** PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
** Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, main clock, and Watchdog clock.
** Real-Time Clock (RTC).
* Digital peripherals
** Micro DMA controller with 21 channels.
** CRC engine.
** Two UARTs with fractional baud rate generation and internal FIFO. One UART with RS-485 and modem support and one standard UART with IrDA.
** SSP/SPI controller with FIFO and multi-protocol capabilities.
** I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode. I2C-bus pins have programmable glitch filter.
** Up to 55 General Purpose I/O (GPIO) pins with programmable pull-up resistor, open-drain mode, programmable digital input glitch filter, and programmable input inverter.
** Programmable output drive on all GPIO pins. Four pins support high-current output drivers.
** All GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
** Four general purpose counter/timers with four capture inputs and four match outputs (32-bit timers) or two capture inputs and two match outputs (16-bit timers).
** Windowed WatchDog Timer (WWDT).
* Analog peripherals
** One 8-channel, 10-bit ADC.
** Two highly flexible analog comparators. Comparator outputs can be programmed to trigger a timer match signal or can be used to emulate 555 timer behavior.
* Power
** Three reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down.
** Processor wake-up from Deep-sleep mode via start logic using 12 port pins.
** Processor wake-up from Deep-power down and Deep-sleep modes via the RTC.
** Brownout detect with three separate thresholds each for interrupt and forced reset.
** Power-On Reset (POR).
** Integrated PMU (Power Management Unit).
* Unique device serial number for identification.
* 3.3 V power supply.
* Available as 64-pin and 48-pin LQFP package.

== LPC13xx ==

=== Familienübersicht LPC13xx ===
[[Bild:LPC13xx_Selection_Guide_Sep2011.png|thumb|left|600px|Selection Guide zur LPC13xx Familie, ©NXP.com]]
 

Bezugsquellen und Preise:

LPC1313 mit 32k-Flash mit 72MHz im LQFP 48 Gehäuse. Der LPC1313 ist bei '''[http://www.darisus.de/ Darius]''' erhältlich für 3,57 € (Juli 2011), oder DigiKey für 2,70 €. (Für den "/1" suche ich noch eine Bezugsquelle.) Entwicklungskit INKLUSIVE JTAG-Programmer & Debugger bei '''[http://www.watterott.com/de/LPC1343-LPCXpresso-Board Watterott]''' für 23,80 € (Juli 2011)

=== Blockdiagram der LPC13xx Familie ===

[[Bild:LPC13xx Block Diagram Sep2011.png|thumb|left|680px|Blockdiagramm der LPC13xx Familie, ©NXP.com]]
 

=== Features eines LPC1313 ===
* ARM Cortex-M3 processor, running at frequencies of up to 72 MHz.
* ARM Cortex-M3 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
* 32 kB on-chip flash programming memory.
* 8 kB SRAM.
* In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
* UART with fractional baud rate generation, modem, internal FIFO, and RS-485/EIA-485 support.
* SSP controller with FIFO and multi-protocol capabilities.
* Additional SSP controller on LPC1313FBD48/01.
* I2C-bus interface supporting full I2C-bus specification and Fast-mode Plus with a data rate of 1 Mbit/s with multiple address recognition and monitor mode.
* Up to 42 General Purpose I/O (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors.
* Four general purpose counter/timers with a total of four capture inputs and 13 match outputs.
* Programmable Watchdog Timer (WDT)
* System tick timer.
* Serial Wire Debug and Serial Wire Trace port.
* High-current output driver (20 mA) on one pin.
* High-current sink drivers (20 mA) on two I2C-bus pins in Fast-mode Plus.
* Integrated PMU (Power Management Unit) to minimize power consumption during Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down modes.
* Three reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, and Deep power-down.
* Single power supply (2.0 V to 3.6 V).
* 10-bit ADC with input multiplexing among 8 pins.
* GPIO pins can be used as edge and level sensitive interrupt sources.
* Clock output function with divider that can reflect the system oscillator clock, IRC clock, CPU clock, or the watchdog clock.
* Processor wake-up from Deep-sleep mode via a dedicated start logic using up to 40 of the functional pins.
* Brownout detect with four separate thresholds for interrupt and one thresholds for forced reset.
* Power-On Reset (POR).
* Integrated oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
* 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1 % accuracy over the entire temperature and voltage range that can optionally be used as a system clock.
* Programmable watchdog oscillator with a frequency range of 7.8 kHz to 1.8 MHz. System PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the system oscillator or the internal RC oscillator.
* Code Read Protection (CRP) with different security levels.
* Unique device serial number for identification.
* Available as 48-pin LQFP package and 33-pin HVQFN package.

== LPC17xx ==

=== Familienübersicht LPC17xx ===
[[Bild:LPC17xx_Selection_Guide_Sep2011.png|thumb|left|680px|Selection Guide zur LPC17xx Familie, ©NXP.com]]
 

Bezugsquellen und Preise:

LPC1754 mit 128K Flash im LQFP80, der bei '''[http://www.darisus.de/ Darius]''' für 7€74 (Juli/2011) erhältlich ist,[den LPC1751 (32k/8k) schon für 5€95] und bei Digikey für 6€35, den LPC1764FBD100 bei '''[http://www.tme.eu/de TME]''' für 7€ Entwicklungskit INCLUSIVE JTAG-Programmer & Debugger bei '''[http://www.watterott.com/de/LPC1769-LPCXpresso Watterott]''' für 23€80 (Juli/2011)

=== Blockdiagram der LPC17xx Familie ===

[[Bild:LPC177x_178x Block Diagram Sep2011.png|thumb|left|680px|Blockdiagramm der LPC17xx Familie, ©NXP.com]]
 

=== Features eines LPC1754 ===
* ARM Cortex-M3 processor, running at frequencies of up to 100 MHz
* A Memory Protection Unit (MPU) supporting eight regions is included.
* ARM Cortex-M3 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
* 128 kB on-chip flash program memory with In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) capabilities.
* 32 kB of SRAM on the CPU with local code/data bus for high-performance CPU access.
* Eight channel General Purpose DMA controller
* Serial interfaces:
* USB 2.0 full-speed controller that can be configured for either device, Host, or OTG operation with an on-chip PHY for device and Host functions
* Four UARTs with fractional baud rate generation, internal FIFO, IrDA, and DMA, Einer mit Modem I/Os und RS485 Support
* 1 CAN controller.
* 2 SSP controllers
* 1 SPI controller
* 2 I2C-bus interfaces with data rates of 1Mbit/s,
* I2S (Inter-IC Sound)
* 52 General Purpose I/O (GPIO) pins Any pin of ports 0 and 2 can be used to generate an interrupt.
* 8x 12-bit Analog-to-Digital Converter (ADC) conversion rates up to 200 kHz
* 1x 10-bit Digital-to-Analog Converter (DAC)
* Four general purpose timers/counters, with a total of eight capture inputs and ten compare outputs.
* One motor control PWM with support for three-phase motor control.
* Quadrature encoder interface that can monitor one external quadrature encoder.
* One standard PWM/timer block with external count input.
* Real-Time Clock (RTC) with a separate power domain including 20 bytes of battery-powered backup registers, An RTC interrupt can wake up the CPU from any reduced power mode.
* Watchdog Timer (WDT).
* Cortex-M3 system tick timer
* Repetitive interrupt timer
* Standard JTAG test/debug interface as well as Serial Wire Debug and Serial Wire Trace Port options.
* Four reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, Power-down, and Deep power-down.
* Single 3.3 V power supply (2.4 V to 3.6 V).
* Four external interrupt inputs configurable as edge/level sensitive. All pins on PORT0 and PORT2 can be used as edge sensitive interrupt sources.
* Non-maskable Interrupt (NMI) input.
* Wakeup Interrupt Controller (WIC)
* Each peripheral has its own clock divider for further power savings.
* Brownout detect with separate threshold for interrupt and forced reset.
* On-chip Power-On Reset (POR).
* On-chip crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
* 4 MHz internal RC oscillator trimmed to 1% accuracy that can optionally be used as a system clock.
* An on-chip PLL allows CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. May be run from the main oscillator, the internal RC oscillator, or the RTC oscillator.
* Available as 80-pin LQFP (12 x 12 x 1.4 mm) packages.

== LPC18xx ==

=== Familienübersicht LPC18xx ===
Bezugsquellen und Preise:

=== Blockdiagramm der LPC18xx Familie ===
[[Bild:block.diagram_NXP18xx Sep2011.gif|thumb|left|680px|Blockdiagramm der LPC18xx Familie, ©NXP.com]]
 

=== Features eines LPC18xx ===
DRAFT!
* Processor core
** ARM Cortex-M3 processor, running at frequencies of up to 180 MHz.
** ARM Cortex-M3 built-in Memory Protection Unit (MPU) supporting eight regions.
** ARM Cortex-M3 built-in Nested Vectored Interrupt Controller (NVIC).
** Non-maskable Interrupt (NMI) input.
** JTAG and Serial Wire Debug, serial trace, eight breakpoints, and four watch points.
** ETM and ETB support.
** System tick timer.
* On-chip memory (flashless parts LPC1850/30/20/10)
** Up to 200 kB SRAM total for code and data use.
** Two 32 kB SRAM blocks with separate bus access. Both SRAM blocks can be powered down individually.
** 64 kB ROM containing boot code and on-chip software drivers.
** 32-bit One-Time Programmable (OTP) memory for general-purpose customer use.
* On-chip memory (parts with on-chip flash)
** Up to 1 MB total dual bank flash memory with flash accelerator.
** In-System Programming (ISP) and In-Application Programming (IAP) via on-chip bootloader software.
** Up to 136 kB SRAM for code and data use.
** Two 32 kB SRAM blocks with separate bus access. Both SRAM blocks can be powered down individually.
** 32 kB ROM containing boot code and on-chip software drivers.
** 32-bit One-Time Programmable (OTP) memory for general-purpose customer use.
* Clock generation unit
** Crystal oscillator with an operating range of 1 MHz to 25 MHz.
** 12 MHz internal RC oscillator trimmed to 1 % accuracy.
** Ultra-low power RTC crystal oscillator.
** Three PLLs allow CPU operation up to the maximum CPU rate without the need for a high-frequency crystal. The second PLL is dedicated to the High-speed USB, the third PLL can be used as audio PLL.
** Clock output.
* Serial interfaces:
** Quad SPI Flash Interface (SPIFI) with four lanes and data rates of up to 40 MB per second total.
** 10/100T Ethernet MAC with RMII and MII interfaces and DMA support for high throughput at low CPU load. Support for IEEE 1588 time stamping/advanced time stamping (IEEE 1588-2008 v2).
** One High-speed USB 2.0 Host/Device/OTG interface with DMA support and on-chip PHY.
** One High-speed USB 2.0 Host/Device interface with DMA support, on-chip full-speed PHY and ULPI interface to external high-speed PHY.
** USB interface electrical test software included in ROM USB stack.
** Four 550 UARTs with DMA support: one UART with full modem interface; one UART with IrDA interface; three USARTs support synchronous mode and a smart card interface conforming to ISO7816 specification.
** Two C_CAN 2.0B controllers with one channel each.
** Two SSP controllers with FIFO and multi-protocol support. Both SSPs with DMA support.
** One Fast-mode Plus I2C-bus interface with monitor mode and with open-drain I/O pins conforming to the full I2C-bus specification. Supports data rates of up to 1 Mbit/s.
** One standard I2C-bus interface with monitor mode and standard I/O pins.
** Two I2S interfaces with DMA support, each with one input and one output.
* Digital peripherals:
** External Memory Controller (EMC) supporting external SRAM, ROM, NOR flash, and SDRAM devices.
** LCD controller with DMA support and a programmable display resolution of up to 1024H x 768V. Supports monochrome and color STN panels and TFT color panels; supports 1/2/4/8 bpp CLUT and 16/24-bit direct pixel mapping.
** SD/MMC card interface.
** Eight-channel General-Purpose DMA (GPDMA) controller can access all memories on the AHB and all DMA-capable AHB slaves.
** Up to 80 General-Purpose Input/Output (GPIO) pins with configurable pull-up/pull-down resistors and open-drain modes.
** GPIO registers are located on the AHB for fast access. GPIO ports have DMA support.
** State Configurable Timer (SCT) subsystem on AHB.
** Four general-purpose timer/counters with capture and match capabilities.
** One motor control PWM for three-phase motor control.
** One Quadrature Encoder Interface (QEI).
** Repetitive Interrupt timer (RI timer).
** Windowed watchdog timer.
** Ultra-low power Real-Time Clock (RTC) on separate power domain with 256 bytes of battery powered backup registers.
** Alarm timer; can be battery powered.
* Digital peripherals available on flash-based parts LPC18xx only:
** <tbd>
* Analog peripherals:
** One 10-bit DAC with DMA support and a data conversion rate of 400 kSamples/s.
** Two 10-bit ADCs with DMA support and a data conversion rate of 400 kSamples/s.
* Security:
** Hardware-based AES security engine programmable through an on-chip API.
** Two 128-bit secure OTP memories for AES key storage and customer use.
** Unique ID for each device.
* Power:
** Single 3.3 V (2.2 V to 3.6 V) power supply with on-chip internal voltage regulator for the core supply and the RTC power domain.
** RTC power domain can be powered separately by a 3 V battery supply.
** Four reduced power modes: Sleep, Deep-sleep, Power-down, and Deep power-down.
** Processor wake-up from Sleep mode via wake-up interrupts from various eripherals.
** Wake-up from Deep-sleep, Power-down, and Deep power-down modes via external interrupts and interrupts generated by battery powered blocks in the RTC power domain.
** Brownout detect with four separate thresholds for interrupt and forced reset.
** Power-On Reset (POR).
* Available as 100-pin, 144-pin, and 208-pin LQFP packages and as 100-pin, 180-pin, and 256-pin LBGA packages.

== Entwicklungsumgebungen ==
=== LPCWare (kostenlos) ===
[[Bild:lpcxpresso-debug_Code-red_3Sep2011.gif|thumb|right|680px|Ansicht der Entwicklungsumgebung, ©code-red-tech.com]]

==== Entwicklungs Tool ====
(Beschreibung aus der Web-Site:)
LPCXpresso's IDE (Ursprünglich von "Code REd" entwickelt, die Firma wurde 2013 von LPC gekauft) ist eine hoch integrierte Entwicklungsumgebung für LPC-Controller, und beinhaltet alle zur Entwicklung erforderlichen Tools um hoch qualitative Software in einer angemessenen Zeit zu schreiben. LPCXpresso basiert auf ein vereinfachtes Eclipse mit vielen LPC-specifischen Erweiterungen.
Des Weiteren ist eine aktuelle Version der Industrie-Standard GNU Tool-Chain mit einer propritären und optimierten C-Lib mit dabei. Die LPCXpresso IDE stellt ein voll optimiertes Executable zur Verfügung. Die einzige Beschränkung der kostenlosen Version ist eine Limitierung auf 256kB Code nach erfolgter Registrierung.
Das LPCXpresso Target Board ist eine Gemeinschaftsentwicklung von Embedded Artists, Code Red und NXP.

==== Features ====
Die LPCXpresso IDE stellt eine C-Umgebung mit Syntax-Colouring, Source-Formatierung, Funktions-Folding, sowie mit Online- und Offline Hilfe und umfangreichen Projekt-Management Funktionen zur Verfügung.
Dies beinhaltet:
* Wizards um Projekte für alle unterstützten Controller zu erstellen
* Automatische Linker Script Generierung inklusive Memory-Map Unterstützung
* Programmierung des Controllers
* On-Line Debugging
* Datenblatt-Zugriff über eingebauten Browser
* Support für die NXP LPC Microcontroller Familien, von Cortex-M0, Cortex-M3 bis Cortex-M4 und ARM7 bis ARM9

==== Peripherie und Register Views im Debugger ====
Der Peripherie-Viewer im integrierten Debugger zeigt alle Register und Bit-Felder in einer einfachen Baumstruktur.
Ein Prozessor-Register Viewer erlaubt den Zugriff auf alle Prozessor-Register und stellt eine "Smart-Formatting" Funktion zur Verfügung um komplexe Register wie Flags oder Status Register übersichtlich darstellen zu können.

==== Unterstützte Familien ====
Cortex-M0, Cortex-M3, Cortex-M4, Einzelne Controller aus der LPC2000 family, ARM966, ARM926-EJ, ARM926-EJ + VFP

==== Sehr preiswerter USB_JTAG_SWD Debugger ====
Von NXP sind sehr preiswerte Entwicklungskits (ca. 25€ für Evaluation-Board incl. USB-JTAG Programmer und Debugger) erhältlich z.B. '''[http://www.watterott.com/index.php?page=search&keywords=LPCXpresso&cat=&mnf=&x=0&y=0 Watterott]'''. Siehe dazu auch die Dokumentation von NXP zu den '''[http://www.nxp.com/documents/leaflet/75016842.pdf LPCXpresso-Entwicklungskits (PDF)]''' und diese '''[http://www.mikrocontroller.net/wikisoftware/index.php?title=LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso Beschreibung]'''

==== Standard Library ====
Im Download der "Code Red" Entwicklungsumgebung ist eine relativ umfangreiche Firmwarebibliothek vorhanden.

==== Installationsanleitung zur IDE ====
'''[http://www.mikrocontroller.net/articles/Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red Installationsanleitung]'''

==== Codebase für LPC11xx und LPC13xx ====
Für die Cortex-M0 und -M3 Familien existieren verschiedene Basispakete die als Startausstattung sehr gut geeignet sind. Auf microbuilder.eu findet man eine sehr interessante Version inklusive Dokumentation.

'''[http://www.mikrocontroller.net/articles/Codebase_f%C3%BCr_LPC1xxx HIER]''' findet man alle Links zur original Codebase mit allen Dateien (Stand Januar 2012) aber auch eine deutsche Übersetzung zu den Files.

=== CooCox ===

Auf der '''[http://www.coocox.org/Index.html Homepage]''' von CooCox - einem chinesischen Open-Source Projekt, auf der eine IDE für Atmel, Energy Micro, Holtek, Nuvoton, ST, TI und NXP verfügbar ist - findet man die auf Eclipse basierende "CooCox CoIDE", die sich aus dem "CoBuilder" und dem "CoDebugger" zusammensetzt.
Des Weiteren bietet man dort ein Echtzeit-Multitasking Betriebssystem, sowie SW-Versionen von zwei unterschiedliche Debugging-Adapter und ein Stand-alone Flash-Tool zum freien Download an.

Die folgenden Controller können damit programmiert und debugged werden:
LPC1111x101 LPC1111x201 LPC1112x101 LPC1112x201
LPC1113x201 LPC1113x301 LPC1114x201 LPC1114x301
LPC11C14x301 LPC11C12x301
LPC1224x101 LPC1224x121 LPC1225x301 LPC1225x321 LPC1226x301 LPC1227x301

LPC1311 LPC1313 LPC1342 LPC1343
LPC1751 LPC1752 LPC1754 LPC1756 LPC1758 LPC1759
LPC1763 LPC1764 LPC1765 LPC1766 LPC1767 LPC1768 LPC1769

=== EmBlocks ===
'''[http://www.emblocks.org/web/ Emblocks]''' ist eine kostenlose Entwicklungsumgebung. Sie unterstützt neben NXP uC weitere ARM uC (STM32, EFM32) sowie PIC, AVR und MSP430. Die IDE hat einen eingebauten GDB Debugger welcher System view (Peripherie Register anzeigen) beim Debuggen unterstützt. Ausserdem gibt es einen Project Wizzard für NXP uC 
Unterstützt wird der JLINK mit folgenden NXP uC:
LPC11Axx, LPC11Exx, LPC11Uxx, LPC11xxLV, LPC12xx, LPC13Uxx, LPC13xx, LPC17xx, LPC18xx, LPC18xx, LPC177x_8x, LPC407x_8x

=== Codebase ===
Des Weiteren existiert eine umfangreiche Sammlung von '''[http://www.coocox.org/NXP-Series.php Code-Beispielen]'''.

=== Keil ===
[https://www.keil.com/demo/eval/arm.htm KEIL MDK-ARM] (Windows, Free Version auf 32KB begrenzt, mit vielen Beispielen zu div. Evaluation Boards)
*[http://www.keil.com/arm/chips.asp unterstützte Mikrocontroller]
=== WinARM ===
[http://www.siwawi.arubi.uni-kl.de/avr_projects/arm_projects/#winarm WinARM] (wird derzeit nicht gepflegt)

=== GNUARM ===
[http://gnuarm.com/ GNUARM] (Linux, Windows, wird derzeit nicht gepflegt),

=== Yagarto ===
[http://www.yagarto.de/ Yagarto] (Windows, mit Eclipse-Integration)

=== CodeSourcery ===
[http://www.codesourcery.com/gnu_toolchains/arm CodeSourcery CodeBench Lite]

== CMSIS - Standard für alle Plattformen ==
Der Cortex Microcontroller Software Interface Standard (CMSIS) stellt einen "abstraction layer" für alle Cortex-Mx Controller zur Verfügung.

CMSIS stellt einen Schnittstellenstandard von ARM dar, der von vielen Tool-Herstellern unterstützt wird und ist (laut verschiedener Berichte) kompatibel mit den verschiedensten Compilern (incl GCC). Dies wird erreicht durch einheitliche Definitionen für Adressen und Namen die den Zugriff auf die Register des Cores und der Peripherie ermöglichen.
Auch Standard-Funktionen für den Start und die Interrupts stehen zur Verfügung.
Natürlich kann auch weiterhin direkt auf die HW zugegriffen werden, es geht nur um eine Vereinheitlichung von identischen Funktionen.
Da die Peripherie-Teile zumindest innerhalb eines Halbleiterherstellers für die Cortex-Mx Controller sehr ähnlich oder sogar weitgehend identisch sind kann deutlich mehr SW für verschiedene Derivate innerhalb dieser Prozessorfamilien wiederverwendet werden. (siehe Google: "CMSIS_Doulos_Tutorial.pdf").

Ein weiterer, interessanter Punkt ist die CMSIS-DSP Lib mit ihren Vektorfunktionen, Matrix-Berechnung sowie komplexen Algorithmen für Filter,
Regler und Fourietransformation sowie weiterer DSP Algorithmen (insgesamt 61).

Leider hat diese Kompatibilität auch ihre Grenzen, denn Sonderfunktionen bzw. Spezialitäten in der "gleichen" Peripherie zwischen unterschiedlichen Halbleiterherstellern werden nicht abgedeckt.
Wäre auch zu schön, wenn die Prozesorhersteller dem Entwickler dadurch einen fliegenden HW-Wechsel bzw. eine einfache Vergleichbarkeit ermöglichen würden ;-)

Eine komplette CMSIS-Lib (V2.0) "Cortex Microcontroller Software Interface Standard" ist für das "Code Red" Paket verfügbar, inklusive einer "DSP-Library"
http://support.code-red-tech.com/CodeRedWiki/NewInVersion4
bzw. für GNU / Keil / IAR unter
http://ics.nxp.com/support/documents/microcontrollers/?search=CMSIS&type=software&Search.x=8&Search.y=12

== Links ==

* Wiki
** '''[[LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso]]'''
** '''[[Installationsanleitung_C-Entwicklungsumgebung_f%C3%BCr_LPC1xxx_von_Code_Red]]'''
** '''[[Codebase_f%C3%BCr_LPC1xxx]]'''
** '''[[LPC1xxx für Umsteiger]]'''

* Projekte
** [http://www.mikrocontroller.net/topic/264089 FreeRTOS auf LPC1768]
** [http://www.mikrocontroller.net/topic/321481 Multithreading auf LPC8xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/topic/319537 Python Script zum Flashen des LPC8xx]

* Suche im Forum
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC8* LPC8xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC11* LPC11xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC11* LPC11xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC12* LPC12xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC13* LPC13xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC17* LPC17xx]
** [http://www.mikrocontroller.net/search?query=LPC18* LPC18xx]

== Bezugsquellen ==

=== Controller ===
(Die Preiswertesten sind '''fett''' dargestellt)
* '''[http://darisusgmbh.de/shop/advanced_search_result.php?keywords=LPC1&x=0&y=0 Darisus]'''
* '''[http://www.elpro.org/shop/shop.php elpro]'''
* [http://www.hbe-shop.de HBE]
* [http://www.tme.eu/de/katalog#cleanParameters%3D1%26searchClick%3D1%26search%3DLPC1%26bf_szukaj%3D+ TME]
* [http://www.tn-electronics.de/advanced_search_result.php?keywords=LPC1&x=0&y=0 TN]
* [http://de.mouser.com/_/?Keyword=LPC1&Ns=Pricing|0&FS=True Mouser]
* [http://www.soselectronic.eu/?searchstring=LPC1&str=378 SOS]
* [http://de.farnell.com Farnell/Element14]

=== Evaluation Boards ===
* [http://www.watterott.com/index.php?page=search&page_action=query&desc=off&sdesc=on&keywords=LPCXpresso Watterott (24€ inclusive JTAG-Programmiergerät UND JTAG Debugger für kostenlose "Code-Red" Entwicklungsplattform)], dazu hier die [[LPC1xxx_Entwicklungskit_LPCXpresso|Beschreibung]]
* [http://www.lpctools.com/evaluationboardskitsforlpc17xx.aspx LPC-Tools]
* [http://thinkembedded.ch/NXP:::25.html thinkembedded.ch] div. Olimex Boards

== Weblinks, Foren, Communities ==

* http://www.nxp.com/#/page/content=[f=/dynamic/applicationnotes/tid-50809_sid-56890/data.xml] Appnotes
* [http://www.siwawi.arubi.uni-kl.de/avr_projects/arm_projects/arm_memcards/index.html Projects]
* [http://mbed.org/handbook/Homepage MBED]
* [http://forums.nxp.com/forums/viewforum.php?f=1 NXP-WIKI]
* [http://knowledgebase.nxp.com/forumdisplay.php?s=389a3610c741bca7b18221d32b9c0ce0&f=4 NXP-Forum]
* [http://ics.nxp.com/lpcxpresso/ LPCXpresso]
* [http://code.google.com/p/32bitmicro/ 32BitMicro]
* [http://www.brc-electronics.nl SimpleCortex]
* [http://www.lpcware.com/ LPCWare NXP MCU community]
* [http://nanohome.be/nxp/index.html LPC175/6x und LPC23xx pin Configurator]
* [https://code.google.com/p/lpc-1768-arm-synthesizer/ MIDI controlled monophonic synthesizer based on the LPCXpresso 1768.]
* [https://code.google.com/p/lpc1343codebase/ An open source software library for NXP's Cortex-M3 based LPC1300 microcontroller family]
* [https://code.google.com/p/lpc1114codebase/ An open source software library for NXP's Cortex-M0 based LPC1100 microcontroller family]
* [https://code.google.com/p/lpc-12xx-bootloader/ A flexible bootloader for use with LPC12xx Microcontrollers from NXP, Firmware code is AES128 encrypted to secure your project / source code when giving out public firmware updates. ]
* [https://code.google.com/p/lpcxpresso-rc/ Read receiver and sensor signals for radio controlled model aircrafts configured for LPCXpresso]
* [https://code.google.com/p/olpcx/ Open toolset for LPCXpresso]
* [https://code.google.com/p/32bitmicro/ Collection of code and tools for 32 bit microcontrollers]
* [https://code.google.com/p/my-nxp-lpc1114/ my-nxp-lpc1114 study course]
* [https://code.google.com/p/nxp-lpc/ nxp-lpc]
* [https://code.google.com/p/futureflydrone/ UAV based on OpenPilot. Rewrite to NXP LPC1769.]

== Entwicklungsplattformen ==

* [http://www.lpcware.com/lpcxpresso/home LPDXpresso Download (Kostenlos mit Debugger)]
* [http://www.lpcware.com LPCXpresso Homepage]
* [http://support.code-red-tech.com/CodeRedWiki/WikiHome CR-WIKI]
* [http://www.keil.com/arm/mdk.asp ARM/Keil MDK-ARM]
* IAR EWARM
* Rowley Crossworks
* Green Hills Software
* [http://www.coocox.org/CooCox_CoIDE.htm CooCox] (Kostenlos)

<references/>

[[Kategorie:ARM]]
[[Kategorie:LPC1x]]

FET

2015-12-29T09:41:44Z

Powerfreak: /* Gate-Source Threshold Voltage */ , parasitäre Diode vervollständigt/ergänzt

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

Ein FET (engl. '''F'''ield '''E'''ffect '''T'''ransistor) ist ein Feldeffekttransistor. Der FET ist ein Bauelement, das im Gegensatz zum Bipolartransistor (engl. '''B'''ipolar '''J'''unction '''T'''ransistor, BJT) mit Spannung und nicht mit Strom gesteuert wird. Unterschieden werden
* MOSFET = engl. '''M'''etall '''O'''xide '''S'''emiconductor '''F'''ield '''E'''ffect '''T'''ransistor; Metalloxidschicht-FET, größte Teilgruppe der FETs mit isoliertem Gate
* JFET = engl. '''J'''unction '''F'''ield '''E'''ffect '''T'''ransistor, Übergangszonen FET, der steuerbare Kanal wird durch einen PN-Übergang wie in einer Diode gebildet

Die drei Anschlüsse eines FETs werden ''Gate'', ''Drain'' und ''Source'' genannt. Unter Umständen ist ein vierter Anschluß vorhanden, der ''Bulk'' genannt wird. Normalerweise ist Bulk intern mit Source verbunden. Wenn dies nicht der Fall ist, muss diese Verbindung durch den Designer in der Schaltung hergestellt werden.

== FET-Typen ==

FETs werden hauptsächlich unterschieden in N-Kanal und P-Kanal, sowie "selbst sperrend = Anreicherungstyp" (engl. enhancement type) und "selbst leitend = Verarmungstyp" (engl. depletion type). Beim selbstleitenden FET ist der Transistor bei 0V Gate-Source Spannung maximal leitend (durchgesteuert) und wird durch Anlegen einer Spannung ans Gate gesperrt. Beim selbstsperrenden FET (größte Gruppe) ist der Transistor bei 0V Gate-Source Spannung gesperrt und wird durch Anlegen einer Spannung ans Gate leitend. Ist die Linie zwischen Drain und Source durchgezogen handelt es sich um einen selbstleitenden, bei einer gestrichelten Linie um einen selbstsperrenden FET. JFETs gibt es nur als Verarmungstyp. Im weiteren Artikel wird nur mehr der "selbstsperrende" MOSFET betrachtet.

{| class="wikitable"
|+ '''Typen von Feldeffekttransistoren  '''
|-
! Typ || N-Kanal || P-Kanal
|- valign="top"
| JFET || [[bild:JFET-N.png|center]]
* drittgrößte Gruppe
* bislang nur für kleine Leistungen verfügbar
* JFETs mit hoher Leistung sind im Kommen
* Eingangsstufen von OPVs
* Eingangsstufen von HF-Verstärkern bis in den GHz-Bereich
* als einfache [[Konstantstromquelle]] geeignet
| [[bild:JFET-P.png|center]]
* selten
|- valign="top"
| MOSFET Anreicherungstyp (selbst sperrend) || [[bild:MOS-EN.png|center]]
* größte Gruppe
* sehr viele Typen erhältlich
| [[bild:MOS-EP.png|center]]
* zweitgrößte Gruppe
* bei gleicher Geometrie etwas schlechter als ein N-Kanal Typ
|- valign="top"
| MOSFET Verarmungstyp (selbst leitend) || [[bild:MOS-DN.png|center]]
* selten
| [[bild:MOS-DP.png|center]]
* sehr selten
|}

=== Vorteile des FET ===

* Niedrigere Verluste als bei Bipolartransistoren.
* Sehr schnelles Schalten möglich, daher für sehr hohe Frequenzen geeignet (keine Speicherzeit wie beim BJT).
* Einfaches Parallelschalten im Schaltbetrieb, da Unterschiede im <math>R_{DS,on}</math> durch den positiven Temperaturkoeffizienten ausgeglichen werden.
* Leistungslose Ansteuerung im statischen Fall, jedoch hohe Umladeverluste am Gate!
* oft preiswerter als vergleichbare Bipolartransistoren (engl. '''B'''ipolar '''J'''unction '''T'''ransistor, BJT)
* Relativ unempfindlich gegen Überspannung zwischen Drain und Source. Bei Überschreitung der Maximalspannung zwischen Drain und Source findet ein sogenannter "Durchbruch" statt. Dies ist vergleichbar mit dem Zener-Effekt. Ist die Energiemenge begrenzt, ist dieser Durchbruch reversibel und der FET wird NICHT zerstört, im Gegensatz zum BJT.

=== Nachteile des FET ===

* Nur bedingt für hohe Spannungen [[Transistor#Wann setzt man einen MOSFET, Bipolartransistor, IGBT oder Thyristor ein ? |geeignet]], die ON-Verluste sind ab ca. 250V höher als bei einem [[IGBT]].
* Parasitäre Diode parallel zur Drain-Source Strecke ist immer enthalten, das (Ab-)Schaltverhalten dieser Dioden ist meist schlechter als separate Dioden, was häufig zu unerwünschten Schwingungen führt.
* Empfindlicher gegen ESD am Gate als BJT
* Positiver Temperaturkoeffizient (TK), der <math>R_{DS,on}</math> ist stark temperaturabhängig und steigt von 25°C (Datenblattangabe) auf 150°C ungefähr um den Faktor 2. Dadurch steigen auch die Verluste und damit die Erwärmung des Bauteiles.

=== Erklärung der wichtigsten Datenblattwerte ===

{| class="wikitable"
|-
! '''Parameter''' || '''Symbol''' || '''Wert''' (Beispiel)|| '''Erklärung'''
|-
| Drain Source (Breakdown) Voltage || V(BR)_DSS oder V_DS || 75V || Maximale Spannungsfestigkeit des Bauteiles zwischen Drain und Source
|-
| Continuous Drain current || I_D(on) || 55A @125°C || Maximaler Dauerstrom bei 125°C Gehäusetemperatur
|-
| Pulsed Drain Current || ID_pulse oder I_CD(on) || 240A || Maximaler Pulsstrom (Achtung die zulässige Zeitdauer des Pulses kann nur über die maximale Junctiontemperatur ermittelt werden)
|-
| Repetetive Avalanche Energy || t_sc || 280mJ || Maximale Energie, welche beim Avalanche Durchbruch bei Überschreiten der maximalen Drain-Source Spannung im MOSFET bei z. B. 1% Puls/Pausen Verhältnis regelmäßig auftreten darf, ohne den FET zu schädigen
|-
| Drain-Source ON Resistance || R_DS_ON || 0,01Ω || Widerstand des eingeschalteten FETs bei '''25°C''', V_GS = 10V und ID = 30A
|-
| Drain-Source ON Resistance || R_DS_on || 0,021Ω || Widerstand des eingeschalteten FETs bei '''175°C''', V_GS = 10V und ID = 30A
|-
| Thermal Resistance (junction-case) || R_th_JC || 0,8K/W || Thermischer Widerstand im Transistor vom eigentlichen Chip im Inneren (junction) bis zur Rückseite des Transistorgehäuses (case)
|-
| Gate-Source Threshold Voltage || V_GS(th) || 2,0-4,5V || Gatespannung, ab welcher der Transistor minimal leitend wird (I_D typisch 100-200µA), große Toleranz, typisch 1:2 zwischen Minimum und Maximum
|-
| Turn-on Delay || t_d(on) || 40ns || Verzögerung zwischen dem Einschalten am Gate bis zur Reaktion im Drainstrom
|-
| Rise Time || t_r || 200ns || Anstiegszeit des Transistorstromes am Drain
|-
| Turn-off Delay || t_d(off) || 120ns || Verzögerung zwischen Abschalten am Gate bis zur Reaktion im Drainstrom
|-
| Fall Time || t_f || 60ns || Abfallzeit des Transistorstromes am Drain
|}

Die oben genannten Zeiten gelten ausschließlich unter den angegebenen Messbedingungen (Gatewiderstand, Treiberspannung, sowie einer '''FET-Teperatur von 25°C!''') und müssen für die eigene Anwendung ggf. neu berechnet werden. Meist wird man sie eher messen, weil die Rechung zu aufwändig und bisweilen unmöglich ist.

==== Gate-Source Threshold Voltage ====
Gerade bei der '''Gate-Source Threshold Voltage <math>V_{GS}(th)</math>''' gibt es hier immer wieder Verwirrung. Sie gibt an, ab welcher Spannung der MOSFET anfängt, minimal leitfähig zu werden. Diese Spannung ist technologisch bedingt auch heute noch einer starken Toleranz unterworfen, typischerweise hat der Bereich bei dem der FET zu leiten beginnt eine Spreizung von etwa 1:2 zwischen Minimum und Maximum. Welche Spannung man nun wirklich anlegen muss, um den gewünschten sehr kleinen <math>R_{DS}(on)</math> zu erreichen kann der Tabelle im jeweiligen Datenblatt entnommen werden. Dabei unbedingt die angegebene Gatespannung beachten, nur dieser Wert ist garantiert!. Die Kurvenschar von ID über UGS stellt immer nur typische Werte dar, keine garantierten Extremwerte (engl. worst case). Als Standardwerte kann man typisch 10-15V für einen Standardtypen und ca. 3-5V für einen Logic Level Mosfet (LL-FET) ansetzen. Kleinsignal-FETs leiten schon ab ca 1..1,2V. Bei Ansteuerung mit 5V benötigt man also einen Typen, der '''sicher''' bei 4,5V voll durchgesteuert ist, z.B. IRLZ34N. Bei 3,3V ist er bereits nicht mehr zuverlässig nutzbar. Es gibt auch Typen mit noch geringerer Spannung für Vollaussteuerung. Wer einen BUZ11 (<math>V_{GS}(th)</math> 4V max.) mit 5V ansteuert riskiert ein Abfackeln des MOSFETs, denn je nach Toleranz kann er bereit ganz gut aufgesteuert sein oder auch nicht.

[[bild: IRLZ34N_R_DS_ON.png | thumb | 800px | R_DS_ON im Datenblatt des IRLZ34N]]

{{Clear}}

==== Parasitäre Diode ====

Der Schwerpunkt in der FET-Entwicklung liegt auf den geringst-möglichen <math>R_{DS}(on)</math>, die Diode entsteht auf Grund des Herstellungsprozesses, und wird nur nachrangig verbessert, da viele Optimierungsversuche auch einen Einfluss auf wichtige Kennwerte des FETs hatten und haben.
Daher muss sorgfältig geprüft werden, ob die Schaltgeschwindigkeit, die Recovery-Time und die damit verbundenen Verluste sowie die dabei erzeugte unerwünschte EMV-Abstahlung tolerierbar ist, oder nicht.
Hier hilft es oft eine optimierte Diode / Schottky-Diode zum FET parallel zu schalten. Ganz ausblenden läßt sich die parasitäre Diode jedoch nicht, jedoch kann man den Anteil des Stromes beeinflussen, der über die intere Diode fliest.

{| class="wikitable"
|+ ''' Parasitäre Diode des FETs '''
|-
! '''Parameter''' || '''Symbol''' || '''Value''' (Beispiel)|| '''Erklärung'''
|-
| Continuous Current (Diode) || I_S || 75A || Maximaler Dauerstrom der parasitären Diode, meist identisch zum maximalen Dauerstrom des MOSFETs
|-
| Forward Voltage (Diode)|| V_SD || 1,0..1,3V || Spannungsfall an der parasitären Diode
|-
| Reverse Recovery Time || t_rr || 80..120ns || Zeit, die die Elektronen brauchen um aus der leitenden Diode vollständig abzufließen. Während dieser Zeit fließt der Strom in '''Rückwärtsrichtung''' durch die Diode.
|-
| Reverse Recovery Charge || Q_rr || 60nC || Ladungsmenge, die während t_rr rückwärts durch die Diode fließt.
|}

== Haupttypen und Gatespannungslevel ==

===Unterschied N-Kanal / P-Kanal FET===

Im Schaltsymbol werden die MOSFET-Typen meist durch die Pfeilrichtung in der Mitte des Symbols (eigentlich "Bulk") vom oder zum Gate unterschieden. Zeigt der Pfeil zum Gate hin, handelt es sich um einen N-Kanal-FET, zeigt der Pfeil vom Gate weg um einen P-Kanal FET.

Der große Vorteil des N-Kanal FETs (Elektronenleitung) ist, daß er immer niederohmiger ist, als ein gleich großer P-Kanal FET (Löcherleitung). Daher sind P-Kanal Typen bei vergleichbaren Werten auch immer größer = teuerer da weniger Chips auf einem Wafer Platz haben.

Beim N-Kanal FET muss die Gatespannung positiv gegenüber Source sein. Dabei wird der FET dann leitend, wenn die sogenannte "threshold voltage" (Schwellenspannung) erreicht wird. Eine typische Anwendung ist z. B. ein '''Low-Side Schalter''': Source an GND, Drain an die Last, Ansteuerung des N-Kanal FETs mit 12V gleichbedeutend mit 12V ÜBER den Source = GND Potential.

Beim P-Kanal FET als HS-Schalter muss die Gatespannung negativer=niedriger als das Sourcepotential sein.Beispiel.
Beispiel:
Lastspannung = 400V d.h. Source an 400V, Last zwischen Drain und GND, Ansteuerung des P-Kanal FETs mit 388V, also 12V UNTER dem Sourcepotential.

Beim N-Kanal FET als HS-Schalter muss die Gatespannung positver=höher als das Sourcepotential sein.
Beispiel:
Lastspannung = 400V d.h. Last an 400V, Drain an die Last, Source an GND, Ansteuerung des N-Kanal FETs mit 412V, also 12V ÜBER dem Sourcepotential.
In diesem Fall ist aber eine zusätzliche Spannungsquelle erforderlich, denn der FET wird mit einer Spannung über der Lastspannung eingeschaltet.

'''Weblinks'''
* [http://www.eetimes.com/General/DisplayPrintViewContent?contentItemId=4009943 A primer on high-side FET load switches (Part 1 of 2)], Qi Deng, Senior Product Marketing Manager, Mixed-Signal Products, Micrel, Inc., 5/3/2007 4:14 PM EDT, www.eetimes.com
* [http://www.eetimes.com/General/DisplayPrintViewContent?contentItemId=4009944 A primer on high-side FET load switches (Part 2 of 2)], Qi Deng, Senior Product Marketing Manager, Mixed-Signal Products. Micrel, Inc., 5/7/2007 1:36 PM EDT, www.eetimes.com
* [http://www.vishay.com/docs/70611/70611.pdf AN804 P-Channel MOSFETs, the Best Choice for High-Side Switching (PDF)] von Vishay Siliconix

===Unterschied Logic-Level / "Normal"-Level===

Den meisten FETs ist gemein, daß sie mit einer Spannung von 10..15V angesteuert werden müssen, um den minimalen Einschaltwiderstand zu erreichen. Diese FETs lassen sich nicht ohne weiteres mit einem CMOS-Pegel von 5V ansteuern. Es gibt jedoch für diesen Anwendungsfall sogenannte "Logic Level" (LL) FETs, die schon bei einer Gatespannung von etwa 4,5V voll durchgesteuert sind. Einige Kleinsignal-FETs sind schon ab ca. 1,2V voll durchgesteuert.

== Beispiel zur Bauteiledimensionierung ==

=== Spannungsfestigkeit ===

Die höchste vorkommende Betriebsspannung + Abschaltüberspannung soll kleiner als ca. 80% der Spannungsfestigkeit des Bauteiles sein.

Achtung: Zwischen dem je nach Anwendungsfall erforderlichen Pufferkondensator und dem FET wird es immer eine parasitäre Induktivität geben.
Abhängig von Schaltgeschwindigkeit und Induktivität wird im Schaltmoment eine mehr oder weniger große Übrspannungsspitze produziert. Dieser Peak
addiert sich auf die aktuelle Versorgungsspannung.

Überschlagsrechnung als Beispiel:
* Schaltgeschwindigkeit: dI/dt = -100A/µs (= Abschalten von 5A innerhalb 50ns),
* Induktivität: L = 1µH (~ 1 m loses, ungebündeltes Kabel)
* dU=-L*dI/dt = -1µH * (-100A / 1µs) = 100V

Dies bedeutet, daß an der "Induktivität" zwischen Transistor und Kondensator - Aufgrund von Selbstinduktion im Schaltmoment - ein Überspannungspuls von ca. 100V entsteht, der auf die Betriebsspannung aufzuschlagen ist, also lieber die Leitung kürzer machen, und - sofern möglich - nicht ganz so schnell schalten.

=== Stromtragfähigkeit ===

In jedem Datenblatt ist eine Stromtragfähigkeit bei 25°C, und meist noch bei einer höheren Temperatur z.B. 125°C, 150°C oder 175°C Kühlfahnentemperatur angegeben. Dieser Wert ist als ERSTE Entscheidungsgrundlage ausreichend, aber aus der theoretisch abführbaren Verlustleistung errechnet, und
* dient zum qualitativen Vergleich von Transistoren bezüglich ihres R_ds(on) und ihres Wärmewiderstands.
* ist für die Dimensionierung einer Schaltung nur als Richtwert zu interpretieren.
* ist ohne Schaltverluste genannt, und daher nur für einen Schaltbetrieb von wenigen Hz gültig. Außerdem wird ein annähernd idealer Kühlkörper unterstellt, der trotz der Verlustleistung das Gehäuse des Transistors auf der angegebenen Temperatur halten kann.
* entbindet einen nicht davon den Kopf einzuschalten... siehe die nachfolgenden Zeilen.
* Liegt der Strom für den die Schaltung entwickelt wird mit ca. 10..20% Abstand unter dem Datenblattwert von 125°C ist dieses Bauteil vermutlich verwendbar (siehe Detailberechnungen unten !).
* Ist der benötigte Strom im Bereich oder größer als der zulässige bei 125°C sollte entweder ein anderer Typ eingesetzt oder mehrere FETs ''des gleichen Typs'' parallelgeschaltet werden.

=== Verlustleistung ===

Hier wird eine Näherung für eine getaktete Anwendung betrachtet. In einem Transistor treten sowohl beim Ein- und Ausschalten, als auch während der Einschaltphase Verluste im Bauteil auf. Diese Verluste führen zu einer Bauteilerwärmung. Die dabei entstehende Temperatur darf die maximal zulässige Bauteiletemperatur nie überschreiten. Bei den ersten Projekten ist zu empfehlen eine berechnete Chiptemperatur von ca. 125°C nicht zu überschreiten. Fast alle aktuell verfügbaren FETs nennen im Datenblatt eine Temperatur von 175°C als ihre maximale Chiptemperatur.

{| class="wikitable"
|+ '''Beispiel'''
|-
! Parameter || Symbol ||Wert
|-
| Betriebsspannung || UN || 70 V
|-
| Nennstrom || IN || 30 A
|-
| Drain-Source Widerstand bei einer Chiptemperatur von 125°C und einer Gatespannung von 10V || RDSon || 17 mΩ
|-
| on-Zeit || ton || 150 µs
|-
| Schaltfrequenz || ƒschalt || 5 kHz, (T = 200µs)
|-
| Einschaltzeit (risetime) || tr || 500 ns
|-
| Ausschaltzeit (falltime) || tƒ || 800 ns
|-
|}

==== Leitend-Verluste ====

Während der FET bei [[PWM]]-Ansteuerung eingeschaltet ist, erzeugt er Verlustleistung.

<math>
P_\text{ON}
= I_\mathrm{N}^2 \cdot R_\mathrm{DS_\mathrm{ON}} \cdot \frac{t_\mathrm{ON}}{T}
= 30^2A^2 \cdot 17m\Omega \cdot \frac{150\mu s}{200\mu s} = 11{,}5W
</math>

==== Schalt-Verluste ====

Vereinfachter Ansatz.

Einschalten:

:<math>\begin{align}
P_\mathrm{SW_r}
&= \tfrac14 \cdot U_N \cdot I_N \cdot \frac{t_r}{T} \\
&= \tfrac14 \cdot 70V \cdot 30A \cdot \frac{500ns}{200\mu s}=1{,}3W
\end{align}</math>

Ausschalten:

:<math>\begin{align}
P_\mathrm{SW_f}
&=\tfrac14 \cdot U_N \cdot I_N \cdot \frac{t_f}{T}\\
&=\tfrac14 \cdot 70V \cdot 30A \cdot \frac{800ns}{200\mu s}=2{,}1W
\end{align}</math>

Alternativ und genauer kann man rechnen, wenn die Ein- Ausschaltenergie im Datenblatt angegeben ist. Aber Achtung! Die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde, müssen genau so zutreffen.
:<math>\begin{align}
P_{SW_f} = f_{schalt} \cdot E_{ON}
\end{align}</math>
:<math>\begin{align}
P_{SW_r} = f_{schalt} \cdot E_{OFF}
\end{align}</math>

Die Gesamtverlustleistung beträgt also in etwa 15W.

Damit muß ein entsprechender [[Kühlkörper]] ausgelegt und die Chiptemperatur berechnet werden. z. B.:
* Kühlkörper mit einem R_th von 0,2K/W
* max. Umgebungstemperatur +60°C
* R_th "junction-case" des FETs 0,8K/W
* R_th der Wärmeleitfolie zwischen FET und Kühlkörper ca. 2,0K/W
* R_th gesamt: 3,0K/W 
* Bei einer Verlustleistung von 18W und einer Umgebungstemperatur von 60°C hat der Chip eine Temperatur von ca. 18W * 3,0K/W +60°C = 114°C. ==> o.k.!

Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß hier viele Vereinfachungen vorgenommen, und die Art der Last nicht beachtet wurde ist es sinnvoll, einen gewissen Sicherheitsabstand zu den zulässigen Maximalwerten einzuhalten. Daher ist es empfehlenswert, die Chiptemperatur auf ca. 125°C zu beschränken.

Des Weiteren ist hier die parasitäre Diode im FET nicht berücksichtigt.
Wenn während der "off" Zeit ein Strom über die Diode fließt (Reverse recovery current oder Freilaufstrom), muß die dadurch '''zusätzlich''' entstehende Verlustleistung in die obige Berechnung der maximalen Chiptemperatur mit einfließen.

==Treiberleistung==

Auch wenn der MOSFET ein spannungsgesteuertes Bauelement ist, muss trotzdem bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten die Gatekapazität umgeladen werden. Bei älteren Leistungs-FET - oder bei einem schlechten Design (!) - muss sogar teilweise mit negativer Spannung am Gate gearbeitet werden, um eine vollständige Sperrung zu erreichen.
Diese Umladung muss möglichst schnell erfolgen, um die Verluste im FET während der Umschaltphase zu minimieren. Dazu findet ein [[Mosfet-Übersicht#Mosfet-Treiber|Mosfet-Treiber]] Verwendung. Hier eine detaillierte Beschreibung zum [[Treiber]].

Da die Gatekapazität nicht direkt im Datenblatt enthalten ist kann man sich mit der Eingangskapazität Ciss behelfen. Im Arbeitspunkt ist die Gatekapazität ungefähr 5x größer als der im Datenblatt für Ciss angegebene Wert.
Daher berechnet sich die Treiberleistung wie folgt:

:<math>P_\text{Treiber} = C \cdot U^2 \cdot f = 5 \cdot C_\text{íss} \cdot U_\text{Gate}^2 \cdot f_\text{schalt}</math>

1.Beispiel, kleine MOSFET-Steuerung mit niedriger Leistung und Frequenz.

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot 4{,}8\,\text{nF} \cdot 15\,\text{V}^2 \cdot 10\,\text{kHz} = 54\,\text{mW}</math>

2.Beispiel, sehr große MOSFET-Steuerung für Induktionsheizung mit sehr hoher Leistung und Frequenz.

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot 24\,\text{nF} \cdot 15\,\text{V}^2 \cdot 250\,\text{kHz} = 6{,}75\,\text{W}</math>

Aber Achtung, so ein MOSFET-Treiber hat auch einen Eigenverbrauch, der leicht zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Bei niedrigen PWM-Frequenzen kann man Logic Level MOSFETs auch direkt per CMOS-Ausgang ansteuern, z.B. mit einem [[AVR]], wie in diesem [http://www.mikrocontroller.net/topic/246449#2519459 Forumsbeitrag] zu sehen ist.

== Low- und High-Side ==

Definition LS- und HS:

;Low-Side Schalter: Der FET schaltet eine Last gegen GND - auch als LS-Schalter bezeichnet.
;High-Side Schalter: Der FET schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als HS-Schalter bezeichnet.

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== SOA Diagramm ==

SOA-Diagramm (engl. '''S'''afe '''O'''perating '''A'''rea, sicherer Arbeitsbereich) beschreibt die zulässige Verlustleistung eines Transistors in Anhängigkeit des Drainstroms (I_D), der Drain-Source Spannung (U_DS) und der Pulsbreite. Als Beispiel sei hier der BUZ 11 genannt. Im nachfolgenden Diagramm ist das SOA-Diagramm dargestellt. Wie ist es zu verstehen? Zunächst gibt es eine Grenze auf der linken Seite, die schräge, dunkelblaue Line. Diese wird durch den minimalen R_DS_ON festgelegt, hier wirkt der MOSFET wie ein ohmscher Widerstand. Mehr Strom kann bei einer bestimmten Spannung nicht fließen. Die zweite Grenzlinie ist ganz rechts die pinkfarbene Linie, sie stellt die maximale Sperrspannung des MOSFET dar. Die dritte Grenze ist der maximal zulässige Drainstrom, hier im Beispiel 120A, dargestellt durch die gelbe Linie. Die maximale Spannung zwischen Drain und Source sowie der Drainstrom sind abhängig von der Pulsbreite, mit welcher der MOSFET betrieben wird. Bei nur 2,5µs Pulsbreite (Rechteckimpuls) müssen die beiden Parameter sich innerhalb der Fläche bewegen, welche durch die dunkelblaue, gelbe und die pinkfarbene Line begrenzt wird. Im Extremfall dürfen 50V anliegen und 120A fließen, das sind satte 6kW Pulsleistung! Werden die Pulse breiter, so sinken die zulässigen Ströme und Spannungen, bei 1ms (dunkelblaue Linie bis zur braunen Linie, dann zur pinkfarbenen Linie) sind maximal noch 50V und 7A zulässig, also nur noch 350W. Die letzte Linie stellt den Fall für Gleichstrom (engl. '''D'''irect '''C'''urrent), also Dauerbelastung dar, hier sind bei 50V maximal 1,5A zulässig, was einer Dauerverlustleistung von 75W entspricht. MOSFETs, welche nur für Schaltbetrieb und nicht für [[#Linearbetrieb von MOSFETs | Linearbetrieb]] geeignet sind, haben keine Kennlinie für DC. Im normalen Schaltbetrieb liegt der Arbeitspunkt auf der linken Grenzlinie R_DS_ON_MIN. Nur im Linearbetrieb liegt der Arbeitspunkt innerhalb der Fläche, welche durch die Außenlinien begrenzt wird.

[[bild: SOA-BUZ11.png | thumb | 300px| SOA-Diagramm]]

Bei der Anwendung des Diagramms gilt es einiges zu beachten. Die Pulsleistungen sind nur zulässig, wenn der MOSFET vorher kalt ist, sprich ca. 25°C Sperrschichttemperatur hat. War er vorher schon heiß, reduziert sich die zulässige Belastung deutlich. Ebenso dürfen die Pulse nicht zu schnell wiederholt werden, denn dann ist der MOSFET noch vom vorherigen Puls aufgeheizt. Im Fall von DC sind 75W Verlustleistung auch eher ein theoretischer Wert, welcher real nur schwer erreicht werden kann, wenn der MOSFET auf einem sehr großen [[Kühlkörper]] optimal montiert ist. Praktisch liegen die erreichbaren Werte eher bei der Hälfte.

(Anm. Eigentlich müsste für die R_DS_ON Grenzlinie R = U / I der minimale R_DS_ON rauskommen, hier ~40mOhm, es kommen aber ~80mOhm raus. Die Ursache dafür ist unklar, möglicherweise liegt hier ein Sicherheitsfaktor zu grunde).

{{Clear}}

== Linearbetrieb von MOSFETs ==

Der Großteil der Anwendungen nutzt MOSFETs als Schalter, d.h. der MOSFET ist entweder voll gesperrt oder voll durchgesteuert. Dafür gelten auch all die Hinweise in diesem Artikel. In bestimmten Anwendungen werden MOSFETs aber auch im Linearbetrieb eingesetzt, z.B in linearen Endstufen für Audio, Video, elektronischen Lasten und Stromquellen. Hier muss man einiges beachten. Ein verbreiteter Irrtum besteht darin zu glauben, MOSFETs könne man im Linearbetrieb einfach parallel schalten, weil der positive Temperaturkoeffizient von <math>R_{DS(ON)}</math> eine Symmetrierung bewirkt, ähnlich den Emitterwiderständen bei parallelgeschalteten Bipolartransistoren. Das ist ''ausschließlich'' im Schaltbetrieb möglich, und daher falsch! Im Linearbetrieb spielt der Temperaturkoeffizient von <math>R_{DS(ON)}</math> keine Rolle, weil der MOSFET selten bis nie komplett durchgesteuert ist. Eben darum ist beim Linearbetrieb der minimale <math>R_{DS(ON)}</math> in den meisten Fällen unwichtig und man kann auch eher hochohmige, ältere MOSFETs verwenden, wie z.B. den BUZ11.

Hier wirkt vielmehr der negative Temperaturkoeffizient (TK) der Thresholdspannung <math>U_{GS(thr)}</math>, vergleichbar dem negativen TK der Basis-Emitter-Spannung von Bipolartransistoren. D.h. mit steigender Temperatur und konstanter Gate-Source-Spannung steigt der Stromfluss der Drain-Source Strecke. In einer Parallelschaltung von MOSFETs würde dies bedeuten, dass der MOSFET mit dem geringfügig größeren Drainstrom (Fertigungstoleranzen) wärmer wird, was zu einem weiter steigenden Drainstrom und damit noch mehr Wärme führt. Damit ist die Schaltung thermisch instabil und würde zum Durchbrennen der MOSFETs führen, einer nach dem Anderen.

Um das zu verhindern muss man relativ große Ausgleichswiderstände in die Source-Leitung der einzelnen MOSFETs schalten, um diese Drift zu kompensieren. Dadurch verschlechtert sich natürlich der Wirkungsgrad des Verstärkers. MOSFETs haben einen TK von typisch -5mV/K für <math>U_{GS(thr)}</math>, das ist mehr als das doppelte von Bipolartransistoren mit typisch -2mV/K, weshalb die Symmetrierungswiderstände mehr als doppelt so groß sein müssen. Weiterhin muss man beachten, dass die Toleranzen von <math>U_{GS(thr)}</math> sehr groß sind, im Bereich von Volt! Das kann man sinnvoll nicht mehr mit Gatewiderständen symmetrieren, hier muss man die MOSFETs ausmessen und Gruppen mit geringen Toleranzen in einer Schaltung verwenden (engl. matching).

Eine andere Möglichkeit ist die getrennte Ansteuerung der einzelnen MOSFETs, das wird oft in elektronischen Lasten bzw. [[Konstantstromquelle#Konstantstromquelle mit Operationsverstärker und Transistor | Konstantstromquellen]] gemacht. Hier treten keine zusätzlichen Verluste auf und der Mehraufwand in der Ansteuerung ist meist unkritisch.

Weiterhin muss man beachten, dass viele der heutigen HochleistungsMOSFETs intern eine Parallelschaltung vieler kleiner MOSFET-Zellen (z.B. sogenannte Trench-FET) sind, und somit oft für den Linearbetrieb ungeeignet sind. Denn auch dort können einzelne Zellen überhitzen und durchbrennen (Hot Spot). Ob ein MOSFET für den Linearbetrieb tauglich ist steht manchmal im Datenblatt, oft aber eher nicht, eben weil die meisten MOSFETs als Schalter entwickelt und gebaut sind. Typische Vertreter für Linearbetrieb findet man in der [[MOSFET-Übersicht]]. Ein wichtiges Indiz für Linearbetrieb ist eine Kurve für DC im [[#SOA_Diagramm | SOA-Diagramm]]. Meist geht es dort nur bis 10ms, DC fehlt, eben weil DC (engl. '''D'''irect '''C'''urrent = Gleichstrom = Linearbetrieb) nicht zulässig ist. Manchmal hat der Hersteller auch "vergessen", die Kennlinie für DC mit reinzuschreiben, wie z.B. bei [http://www.irf.com/product-info/hi-rel/alerts/fv5-p-09-01-A.pdf IRF], wie in diesem [http://www.mikrocontroller.net/topic/291760#3106758 Beitrag] zu erfahren ist.
Ein recht gutes Indiz dafür, ob ein FET für den Linearbetrieb taugt, ist die Vorwärtssteilheit. Diese kennzeichnet die Abhängigkeit des Drainstromes von der Ansteuerung am Gate als <math>S = \Delta i_d/\Delta u_{gs}</math>. Moderne Trench-FET erreichen heute Steilheiten im dreistelligen Bereich und sind für Linearanwendungen völlig unbrauchbar. Zum Vergleich: Der BUZ11 kommt mit gerade einmal 4 bis 5 Siemens daher.

In diesem Beitrag wird die DC-Linie im SOA-Diagramm noch genauer erklärt: [http://www.mikrocontroller.net/topic/319961#3473567 Re: MOSFET Linearbetrieb möglich?]

== Siehe auch ==

* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[Treiber]]
* [[Snippets#Wie_schlie.C3.9Fe_ich_einen_MOSFET_an_einen_Mikrocontroller_an.3F|Wie schließe ich einen Mosfet an einen Mikrocontroller an?]]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/168218#1609684 Forumsbeitrag]: MOSFETs im Linearbetrieb
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/186785#new Forumsbeitrag]: nochmal MOSFETs im Linearbetrieb
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/319961#3473567 Forumsbeitrag]: sehr ausführlicher Forumsbeitrag über MOSFETs im Linearbetrieb. Berücksichtigt auch den Spirito-Effekt.
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/143324#new Forumsbeitrag]: Über eine elektronische Last, sehr lang
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/246449#2519459 Forumsbeitrag]: Logic Level MOSFETs direkt mit einem [[AVR]] treiben.
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/267254#2787855 Forumsbeitrag]: MOSFETs im Linearbetrieb, Laborerfahrungen
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/267254#2787945 Forumsbeitrag]: MOSFETs für Linearbetrieb
* [https://www.mikrocontroller.net/topic/269642?goto=2820617#2820617 Forumsbeitrag]: Verpol- und Überspannungsschutz mit MOSFETs
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/246449#2519459 Forumsbeitrag]: Logic Level MOSFETs direkt mit einem AVR treiben

== Weblinks ==

* [http://www.elektronikinfo.de/strom/feldeffekttransistoren.htm Feldeffekttransistoren bei elektronikinfo.de]
* [http://www.elektronik-kompendium.de/sites/bau/0207011.htm FET im ELKO]
* [http://www.elektronik-kompendium.de/sites/bau/0510161.htm MOSFET im ELKO]
* [http://www.sprut.de/electronic/switch/nkanal/nkanal.html MOSFET bei sprut.de]
* [http://sound.westhost.com/articles/hexfet.htm#51 MOSFETs in Audioendstufen, engl.]
* [http://irf.custhelp.com/cgi-bin/irf.cfg/php/enduser/std_adp.php?p_faqid=214&p_created=1019728945&p_sid=pt9ITiCj&p_accessibility=0&p_redirect=&p_lva=&p_sp=cF9zcmNoPTEmcF9zb3J0X2J5PSZwX2dyaWRzb3J0PSZwX3Jvd19jbnQ9MTQsMTQmcF9wcm9kcz0mcF9jYXRzPSZwX3B2PSZwX2N2PSZwX3BhZ2U9MSZwX3NlYXJjaF90ZXh0PWxpbmVhcg**&p_li=&p_topview=1 FAQ Answer ID 214 bei IRF zum Linearbetrieb]
* [http://www.nxp.com/documents/application_note/AN11158.pdf AN11158 - Understanding power MOSFET data sheet parameters] von NXP (PDF)
* [http://www.infineon.com/dgdl/Infineon+-+Application+Note+-+PowerMOSFETs+-+OptiMOS%E2%84%A2+-+Linear+Mode+Operation+and+SOA+Power+MOSFETs.pdf?fileId=db3a30433e30e4bf013e3646e9381200 AN: Linear Mode Operation andSafe Operating Diagram of Power-MOSFETs] von Infineon (PDF)
* [http://www.ixys.com/Documents/Articles/Article_Linear_Power_MOSFETs.pdf MOSFETs Withstand Stress of Linear-Mode Operation] Neuentwickelte MOSFETs für Linearbetrieb (PDF)

[[Kategorie:Bauteile]] [[Kategorie:Leistungselektronik]]

Treiber

2015-10-09T15:51:55Z

Powerfreak: /* Gatebeschaltung */

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

Ein '''Transistor-Treiber''' ist eine Schaltung, welche den nötigen Strom zur Verfügung stellt, um einen großen [[Transistor]] in der erforderlichen Zeit ein- bzw. auszuschalten. Es handelt sich dabei meist um einen Verstärker mit zusätzlichem [[Pegelwandler]]. Dadurch ist es möglich, mit einem Logikausgang, welcher meist mit 5 oder 3,3V betrieben wird, große Lasten mit [[FET|MOSFETs]] bzw. [[IGBT|IGBTs]] zu schalten. Dieser Treiber kann analog (linear) oder digital arbeiten.

In diesem Artikel wird hauptsächlich auf die Besonderheiten zur Ansteuerung von MOSFETs und IGBTs in der Leistungselektronik Bezug genommen, welche geschaltet betrieben werden. Diese Treiber sind digitale [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]]

==Anwendung ==

[[FET | MOSFETs]] und [[IGBT]]s werden mit einer Spannung gesteuert. Bei einer Gate-Source bzw. Gate-Emitter Spannung von 0V ist das Bauteil gesperrt bzw. hochohmig. Steigt die Spannung über die sogenannte "Schwellenspannung" (engl. threshold voltage) – die für Leistungsbauteile zwischen ca. 3 und 4,5V liegt –
geht das Bauteil langsam vom gesperrten in den leitenden Zustand über. Bei einem weiteren Spannungsanstieg bis zu einem Level von ca. 12V verringert sich der Einschaltwiderstand beim MOSFET bzw. der Kollektor-Emitter Spannungsabfall beim IGBT auf den im Datenblatt angegebenen minimalen Wert. Eine weitere Erhöhung führt nur zu einer vergleichsweise geringen Reduktion des Widerstandes bzw. Spannungsabfalls und erhöht die Energiemenge, die beim Schalten durch den Treiber
umgeladen werden muss dramatisch (P~U² !). Praktisch beschränkt man sich daher meist auf Gatespannungen zwischen 12...15V. Aufgrund von unvermeidbaren, sehr kleinen parasitären Effekten tritt meist ein geringes Überschwingen der Gatespannung auf. Zusammen mit diesem Überschwingen darf die Gatespannung bei nicht "Logic-Level" FETs 20V nie überschreiten, bei "Logic-Level" wird meist eine maximale Gatespannung von 10V angegeben.

Im Betrieb fällt an einem Leistungstransistor immer eine bestimmte Verlustleistung an. Diese Verluste teilen sich auf in "Schaltverluste" und "Leitend- bzw. ON-Verluste". Die ON-Verluste sind hauptsächlich vom Leistungsschalter selbst abhängig, die Schaltverluste hingegen von der Schaltgeschwindigkeit. Je schneller ein FET/IGBT ein- bzw. ausgeschaltet wird, desto geringer sind die Schaltverluste.

Leider gibt es hier neben physikalischen Grenzen insbesondere unerwünschte Nebenwirkungen, nämlich die EMV ('''E'''lektro '''M'''agnetische '''V'''erträglichkeit). Je schneller geschaltet wird, desto stärker sind die Störungen die dadurch erzeugt werden. Diese Störungen sind sehr schnell so stark, dass andere Schaltungen im Umkreis von einigen Metern beeinflußt werden d.h. die USB Maus leuchtet plötzlich auf, ohne dass sie bewegt wurde bzw. der eigene Mikrocontroller macht nicht mehr was er eigentlich sollte. EMV ist Heute eines der wichtigsten "Krisenthemen" während der Entwicklungsphase, daher nicht auf die leichte Schulter nehmen.

=== Gatebeschaltung ===

Zwischen Treiberstufe und Schalter sind in fast allen Fällen einige passive Bauteile vorhanden. Dies wird hier im Weiteren als "Gatebeschaltung" bezeichnet.
 Hier ein Beispiel mit "Vollausstattung" und die dazugehörige Erklärung:
[[Bild:Gatebeschaltung.png|miniatur|ohne|Gatebeschaltung]]

# '''Gatewiderstand "R1"''', um die Schaltgeschwindigkeit den Erfordernissen anzupassen. Je schneller die Schaltflanke, desto geringer die Schaltverluste. ABER Je schneller die Schaltflanke, desto größer die erzeugten Störungen (EMV). Gleichzeitig hat ein schnelles "Abschalten" auch einen starken Überschwinger (snap-off einer Diode und/oder Selbstinduktion (inductive kick)) zur Folge. Aus diesem Grund wird häufig
# ein '''Widerstand "R2"''' und eine '''Diode "D1"''' in Serienschaltung dem o.g. Gatewiderstand "R1" parallelgeschaltet, und zwar so, dass ein langsames ausschalten (D1 gesperrt) aber ein schnelles einschalten (D1 leitend und damit R1 parallel zu R2) ermöglicht wird, d.h. R || (R2+D1). In Schaltplänen bei denen der Mosfet mit viel Power angesteuert wird, sieht man oft einen Gate-Vorwiderstand im Bereich von ca. 2-30 Ohm. Dieser dient zwar auch zum Begrenzen des Gate-Stroms, allerdings bildet die Gate-Kapazität mit der Leiterbahninduktivität einen Schwingkreis mit einer Resonanzfrequenz im höheren MHz-Bereich. Um die Anregung dieses Schwingkreises zu verringern und so die Schwingung zu dämpfen, wird der Widerstand benötigt. Der Widerstandswert ist hier durchaus kritisch, da ein hoher Widerstand zwar die Schwingung begrenzt, dafür jedoch die Verluste im FET erhöht. Hier ist eine exake Abstimmung zwischen "zulässigem Schwingungsverhalten" und "zulässiger Verlustleistung" erforderlich.
# Um das empfindliche Gate zu schützen, wird oft eine '''Z-Diode "D2"''', besser eine schnellere Transil-Diode (Transient Suppressor Diode) so zwischen "Gate" und "Source" bzw. "Emitter" geschaltet ("Kathode" am "Gate"), dass das "Gate" vor Spannungen > 20V geschützt wird. Bei einem sauberen Aufbau kann diese Sicherheitsfunktion normalerweise entfallen. Bei Testaufbauten ist eine 16V Transil-Diode Aufgrund der dort häufig vorkommenden Induktivitäten (Drahtverhau ;-) SEHR zu empfehlen. Das gleiche gilt für die
# '''Klemmdiodenkombination "D3" ''' (Z- bzw. Transil Diode, antiseriell mit einer normalen Diode) zwischen "Drain" bzw. "Kollektor" und Gate so ("Kathode" der Z-Diode an "Drain" bzw. "Kollektor"), dass die Diode das Gatepotential anhebt, wenn die "Drain-Source" bzw. "Kollektor-Emitter" Potential in die Nähe der maximalen Blockierspannung (Spannungsfestigkeit) des Schalters kommt bzw. den vom Entwickler definierten, maximalen Spannungslevel erreicht. Dieses "anheben" führt dann zu einem vergleichsweise hochohmigen Einschalten des Schalters und damit zum VERLUSTBEHAFTETEN Energieabbau. Bei einem 30V FET verwendet man üblicherweise z. B. eine 24V Transil-Diode, bei 150V FET z. B. eine 130V Transil-Diode und bei einem 600V IGBT z. B. eine 540V Transil-Diode. Die antiserielle Diode, die verhindert, dass die Gatespannung bei fehlender Leistungsversorgung über die Transildiode abfließt, muss die gleiche Spannungsfestigkeit wie der Schalter aufweisen.

=== Treiberleistung ===

IGBT und FET sind zwar spannungsgesteuerte Bauelemente, trotzdem muss bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten die Gatekapazität umgeladen werden, wozu ''Strom'' erforderlich ist. Der Energiegehalt eines Kondensators wird mit

:<math>E= \frac{1}{2} \cdot C \cdot U^2</math>

berechnet. Es ist jedoch der Energiebedarf bei jedem Aufladen und Entladen zu berücksichtigen. Die Gateladung ist jedoch nicht in jedem Datenblatt angegeben. Statt dessen kann - zur Ermittlung der wirksamen Kapazität - die Datenblattangabe für "Cies" beim IGBT, bzw. der Datenblattwert für "Ciss" beim FET mit dem Faktor 5 multipliziert werden. Dies stellt eine sehr gute Näherung dar.

Daher ergibt sich die Treiberleistung wie folgt:

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot Cx \cdot U_g^2 \cdot f_\text{schalt}</math>

Zum Beispiel bei Ug=18V, Cies=4nF und ƒschalt=5kHz beträgt Ptreiber=32mW.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz – z. B. Induktionsheizung – wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant, z. B. Ug = 18V, Cies=20nF und ƒschalt=250kHz, hier beträgt Ptreiber=8,1W. Zusätzlich muss der Eigenverbrauch des Treibers berücksichtigt werden, der durchaus zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Eine weitere Möglichkeit zur exakten Berechnung der Treiberleistung von IGBTs und MOSFETs (z.B. 1200V) kann durch die notwendige Gateladung ''Qgate'' erfolgen. Häufig existieren Angaben der gesamten Gateladung in Datenblättern als Gateladekurve oder Ladungsmenge. Aus dem Spannungshub des Treibers ''Udriver'' (z.B 20V), der gesamten Gateladung ''Qgate'' (z.B. 2150nC) und der geforderten Schaltfrequenz des Treibers ''fswitch'' (z.B. 8kHz) ergibt sich die erforderliche Treiberleistung:

:<math>P_\text{driver} = f_\text{switch} \cdot Q_\text{gate} \cdot U_\text{driver}</math>

Somit beträgt die Leistung ''Pdriver''=0,344W. Der Eigenverbrauch des Treibers ist von der eingesetzten Technologie abhängig und kann bis zu 1W betragen.

Abschließend ist zu erwähnen, dass die Gesamtladung ''Qgate'' von IGBTs und MOSFETs stark vom verwendeten Spannungshub des Treibers abhängt. Im Datenblatt werden typischerweise Maximalwerte angegeben, so dass die tatsächliche Gesamtladung ''Qgate'' etwas geringer ausfällt.

Nun ist aber auch interessant, wieviel Strom man braucht, um einen FET/IGBT in einer bestimmten Zeit einschalten zu können. Hier hilft uns die Formel

:<math>Q = I \cdot t</math>

Umgeformt nach "Strom" erhält man

:<math>I = Q / t</math>

Wenn also z.B. ein FET eine Gateladung von 2150nC als ''Qgate(on)'' hat und man in 1µs schalten möchte, benötigt man
:<math>I = 2150nC/1us = 2150mA</math>

und dieser Strom muss für den genannten Zeitraum von 1µs fließen. Soll der FET hingegen in 100ns schalten, ist ein Gatestrom von 21,5A erforderlich. Dieser Strom fließt nur für die genannte Zeit von 100ns, die Treiberschaltung muß also so gut aufgebaut sein, dass der Strom in einer Zeitspanne deutlich kürzer als die 100ns zur Verfügung gestellt werden kann (Puffer-Kondensator + niederinduktive Anbindung), und ''darin'' liegt dann "die Kunst" eines guten Treibers... wobei auch gut 1A für 1µs schon eine Herausforderung darstellen kann.

=== Definition zu Low- und High-Side Schalter===

;Low-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet.

;High-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet.

===Beispiele zu Low-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Achtung! Auch wenn bei FETs eine Diode (Bodydiode) implementiert ist, muss bei induktiven Lasten oder langen Zuleitungen sowohl bei FETs als auch bei IGBTs eine schnelle Diode parallel geschaltet werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepasst werden muss.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_1_2.png|miniatur|ohne|900px|Beispiele zu diskreten LS-Treibern ]]

Treiber-1 eignet sich eher dazu langsamere Schaltvorgänge mit Kleinsignal-FETs durchzuführen, aber auch höhere Leistungen sind prinzipiell so machbar, wenn man sich die höhere Verluste durch die langsame Ansteuerung erlauben kann.
Der Widerstand R26 sollte an das gewünschte Schaltverhalten angepasst werden, weniger als ca. 100 Ohm ist wegen der Stromtragfähigkeit des gewählten T4 nicht zu empfehlen. Das Schaltverhalten ist hier sehr unsymmetrisch (langsam "ein", sehr schnell "aus"). Sollten größere Ströme geschaltet werden wird eine andere Ansteuermöglichkeit empfohlen.

Treiber-2a und 2b sind durchaus in der Lage höhere Impulsleistungen an den Leistungstransistor zu liefern.
Letztendlich ist der maximale Strom von der Stromtragfähigkeit von T1 und T2 abhängig. Die Kombination aus zwei Gate-Widerständen und einer Diode sind für schnelles Einschalten und etwas langsameres Ausschalten ausgelegt. Das oben gezeigte Beispiel kann so angepasst werden, dass beim Ausschalten nur ein kleiner Spannungsüberschwinger (10..20% der Betriebsspannung) zu sehen ist. Die Anbindung von C1 ist relativ kritisch, auf kürzest mögliche Anbindung ist zu achten

Zu beachten ist, dass Treiber 2a am Eingang vor R4 ein Signal erwartet, welches für "An" bereits auf der Spannungsebene der Treiberschaltung, oder zumindest auf der benötigten Gate-Spannung des FETs (typischerweise 12V) liegt. Steht dagegen nur ein Logik-Signal mit 5V oder 3,3V zur Verfügung, so muss diese zuerst über eine weitere Stufe erhöht werden. Dies erledigt die Erweiterung in 2b.

Eine andere Variante eines diskreten Treibers der von Haus aus mit unterschiedlichen Spannungsniveaus auskommt, ist [http://www.mikrocontroller.net/topic/261315#2710777 in diesem Thread] beschrieben. Diese Variante kann auch als HS-Treiber verwendet werden.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines LS-Treibers mit Logikbausteinen]]

Dieses Schaltungsbeispiel mit Logikgattern ist gut geeignet, um Leistungs-FETs mit einer mittleren Leistung anzusteuern. Es ist zu empfehlen einen Leistungsschalter mit geringer Gateladung (Qg) auszusuchen. Achtung auf den Maximalstrom, den der Inverter liefern kann. Der 4069 sollte mit ca. 12V, max. 15V betrieben werden. Wenn ein Logik-Level Schalter ausgesucht wird, ist ein auch 74AC14 (kein AHC) zu empfehlen.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_4.png|miniatur|ohne|600px|Beispiele eines LS-Treibers mit einem fertigen IC]]

Oben im Bild ist ein kommerzieller Treiber-IC zu sehen – hier im Beispiel 2127 von IR. Hierzu gibt es jedoch sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich, siehe dazu [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]].

Achtung:
Der GND-Zweig des Leistungskreises hat auch bei bestem Aufbau einen recht großen Einfluss auf die beim Schalter ankommende Gate-Spannung. Auf einen niederinduktiven Aufbau des Ansteuerkreises ist zu achten. Je nach Aufbau führt das sonst zu einer zu geringen Gate-Spannung im Schaltmoment – Ugs direkt am Schalter bricht beim Einschalten ein – oder zu einer Überspannung am Gate – Ugs schwingt über die Gatetreiberversorgung hinaus. Beides führt vermutlich früher oder später zu einer Zerstörung des Leistungsschalters. Letzteres kann oft durch eine 15V Z-Diode direkt am Schalter zwischen Gate und Source bzw. Emitter verhindert werden, eine Optimierung des Layouts bzw. der Verdrahtung ist jedoch zielführender. Beschreibungen hierzu im weiteren Verlauf des Artikels.

Die oben gezeigte Masseführung ist nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Masseführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluss der Treiber-Masse direkt am GND-Symbol statt direkt am Schalter – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Masse gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
Ein 10cm langer Draht besitzt eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH · 50A/1µs = 5V.

===Beispiele zu High-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele zu HS-Treibern, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepaßt werden muss.
High-Side Treiber sind etwas komplexer aufgebaut. Der Versorgungsspannungskreis muss isoliert zur restlichen Beschaltung aufgebaut werden. Auf die Isolationsabstände ist besonders zu achten.

Achtung: Auch wenn bei FETs eine – meist unzureichende – Diode implementiert ist, sollte bei induktiven Lasten (oder langen Zuleitungen) sowohl bei FETs, als auch bei IGBTs eine zusätzliche Diode eingesetzt werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_1.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines diskreten HS-Treibers ]]

Hier im ersten Beispiel eine diskrete Ansteuerschaltung für einen HS-Schalter. Achtung, das Signal wird durch die Push-Pull-Stufe invertiert. Statt Q5/Q6 muss - wie im Schaltbild im Text genannt - ein integrierter high speed Treiber wie z. B. der sehr preisgünstigen MC34151 oder MC34152 verwendet werden, da sonst je nach FET-Typ zu hohe Querströme im Umschaltzeitpunkt fließen könnten.
Die hier abgebildete Beschaltung – die ohne weitere Veränderung bei geringerer Schaltleistung auch ohne die Push-Pull Stufe betrieben werden kann – ist für eine Betriebsspannung von ca. 400V ausgelegt. Der Widerstand R12 (hier 4k7) muss an eine geänderte Spannung angepaßt werden. Für 40V beträgt er in dieser Beschaltung 3k3. Diese Schaltung kann auch sehr einfach simuliert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_2.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit einem fertigen IC ]]

Das zweite Beispiel verwendet einen integrierten HS-Schalter von International Rectifier (IR) und eine separate, isolierte Versorgungsspannung. Zum IC gibt es sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich. Eine Übersicht über verschiedene Treiber-ICs findet man hier [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber|MOSFET-Treiber]].

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit Bootstrap Versorgung ]]

Das dritte Beispiel unterscheidet sich zum vorhergehenden nur dadurch, dass die Versorgungsspannung für den Treiber über eine Bootstrap-Schaltung gewonnen wird. Näheres im weiteren Verlauf dieses Artikels.

Die oben gezeigte Leitungsführung für Treiberbezugspotential und GND-Potential ist auch hier nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Leitungsführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluß des Treiber-Bezugspotentials nicht direkt an Emitter bzw. Source – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Bezugspotential gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
10cm Kabel besitzen eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH*50A/1µs = 5V.

=== Stromversorgung eines High-Side Treibers ===

Jede Treiberstufe benötigt eine entsprechende Spannungsversorgung.
Bei einem LS-Schalter gestaltet sich dies relativ einfach, da die Versorgungsspannung im Bereich von 12..15V über dem GND Potential
liegt.

Bei einem High Side N-Kanal Schalter ist deutlich mehr Aufwand nötig, da hier die Treiberspannung 12..15V über dem Sourcepotential des HS-Schalters liegen muss. Das Source-Potential liegt beim HS-Schalter je nach Anwendungsfall auf 12V bis 400V, manchmal sogar noch höher.

==== Versorgung über isolierte DC/DC Wandler ====

Die Versorgung hierfür kann relativ einfach mit integrierten DC/DC-Wandlermodulen aufgebaut werden, wie sie für wenig Geld bei Conrad oder Reichelt verfügbar sind. Dabei muss neben der Leistung und Isolationsspannung vor allem die parasitäre Koppelkapazität zwischen Ein- und Ausgang beachtet werden (engl. isolation capacity). Denn diese wird bei jedem Schaltvorgang umgeladen und erzeugt Störströme. DC/DC Wandler für Leistungssschalter mit mehreren kHz sollten weniger als 100pF Koppelkapazität haben (grober Richtwert).

==== Versorgung durch eine Bootstrap Schaltung====

Wenn es sich bei der Applikation um eine Halbbrücke handelt und der HS-Schalter nicht dauerhaft eingeschaltet sein muss (Tastverhältnis <100%), sondern regelmäßig getaktet wird ([[PWM]]), kann die Versorgung des HS-Schalters auch aus der massebezogenen Versorgung des LS-Schalters generiert werden. Diese Schaltung nennt sich ''Bootstrap''.

Immer wenn der LS einer Halbbrücke eingeschaltet ist, liegt das Source Potential des High Side Schalters auf GND. In diesem Zeitraum kann der Kondensator am Treiber des HS-Schalters über eine Diode aufgeladen werden. Energiequelle ist hierbei die Spannungsversorgung des LS-Schalters. Siehe dazu eines der Beispiele oben.

Wenn man 100% Tastverhältnis benötigt, kann man die Speisung des Bootstrapkondensators über eine Ladungspumpe erreichen, wie es in [http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-978.pdf AN978] von IRF dargestellt ist (Seite 18, Figure 16).

=====Bootstrapkondensator=====

Der Bootstrapkondensator soll eine niederinduktive und niederohmige Pufferung des Energiebedarfes für einen Schaltvorgang bereitstellen, daher ist ein Keramikkondensator oder auch ein Folienkondensator erforderlich. Der Energiebedarf eines Schaltvorganges ergibt sich recht einfach:

:<math> C = \frac{Q_\text{gate}}{\Delta U}</math>

Beispiel: Als erlaubten Spannungseinbruch während der Energieentnahme wird hier 0,5V festgelegt. Die gesamte Gateladung Qgate (Total gate charge) ist hier z. B. 58nC bei Ug=10V. Daraus errechnet sich eine Minimalkapazität von 58nC / 0,5V = 116nF. Die Erfahrung zeigt, dass ein großzügiges erhöhen um den Faktor 3..8 sinnvoll ist, da in der Rechnung weder Leckströme des FETs und des Kondensators noch der Energieverbrauch der Treiberschaltung selbst berücksichtigt wird. Des Weiteren ist die Gateladung nur für 10V angegeben. Höhere Gatespannungen erfordern eine höhere Energiemenge. Achtung: je größer der Kondensator gewählt wird, desto mehr Zeit wird zum Laden des Kondensators über die strombegrenzende Bootstrapdiode benötigt.

Auch wenn der Kerko für die Pufferung der Schaltenergie ausreichend ist, ist es meist sinnvoll einen Elko/Tako parallel zu schalten. Die dort gespeicherte Energie hilft z. B. wenn eine längere "on" Zeit erforderlich ist. Genauso verringert der zusätzliche Energiespeicher den zum Ladungsausgleich erforderlichen Strompuls des Kerkos. Dadurch verbessert sich das EMV-Verhalten des Treibers meßbar.

=====Auslegung des Bootstrapdiodenzweiges =====

# Die Spannungsfestigkeit der Diode muss größer sein, als die auftretende Maximalspannung des Lastkreises.
# Im ersten Ansatz muss die Recovery-Zeit der Diode (trr) mindestens um den Faktor 10 kürzer sein, als die minimale "on" Zeit des LS-FETs. Ist z. B. der LS-FET immer für mindestens 10ms ein, ist eine 1N4007 (trr ca. 1µs) ausreichend. Bei höheren Schaltfrequenzen genügt oft eine UF4007 (trr ca. 75ns). In einer Halbbrücke bedeutet eine längere trr-Zeit jedoch, dass der Bootstrapkondensator des HS-Treibers beim Einschalten solange entladen wird, bis die Diode wieder sperrt. In diesem Fall muss die schnellere Diode unabhängig von der "on" Zeit ausgewählt werden
#Der zulässige Strom durch die Diode ist das letzte Auswahlkriterium. Da der Strom kaum kontrollierbar ist muss er mit einem Widerstand begrenzt werden. Bei einer 1N4007 beträgt der wiederholbare Maximalstrom 1A. Die Diode hat als sogenannten ''Single pulse'' aber eine deutlich größere Strombelastung (Datenblattangabe UF4007 = 30A). Da der Kondensator nur beim ersten Einschalten komplett vollgeladen, im Betrieb aber wie hier im Beispiel berechnet nur um <0,5V aufgeladen wird, kann der Widerstand kleiner ausfallen. Daher ist in diesem Beispiel bei 15V Versorgungsspannung und Ausnutzung eines 50% = 15A Peaks für das erste Aufladen ein Minimalwiderstand von (15V – 1,5V) / 15A = 0,9Ω erforderlich. Der Widerstand wird auf 1Ω festgelegt. Die 1,5V stammen vom Spannungsabfall an der Diode bei 1A, bei höheren Strömen steigt der Spannungsabfall an.

Aus dem Wert des Bootstrap-Kondensators, des -widerstandes und des Tastverhältnisses (hier im Beispiel auf 2% festgelegt) ergibt sich eine minimale "on" Zeit für den LS-Schalter von
: t = Rbt · Cbt / D
d.h. 1Ω · 470nF / 0,02 = 23,5µs. Schneller als gut 40kHz sollte in diesem Beispiel also nicht geschaltet werden, da sonst der Bootstrapkondensator nur unzureichend nachgeladen werden kann.

==Besonderheiten beim Treiberaufbau==

[[Bild:Gatekreis_Bild1.png|miniatur|rechts|300px|Gatekreis, wie im Schaltplan gezeichnet]]
Fast jeder, der schon einmal eine geschaltete Leistungsendstufe in Betrieb genommen hat, musste feststellen, dass der Leistungsschalter nicht immer genau das macht, was man vorher geplant hatte. Die Hauptursache ist meist – neben Problemen mit der Leistungsversorgung selbst, siehe weiter unten – der Gatekreis.

Die abgebildete Schaltung zeigt einen Aufbau wie er – unabhängig wie die Treiberstufe selbst umgesetzt wird – standardmäßig im Schaltplan implementiert ist.

{{Absatz}}

[[Bild:Gatekreis_Bild2.png|miniatur|rechts|350px|Gatekreis, wie er real auf der PCB vorhanden ist]]

Rechts ist der Gatekreis so gezeichnet, wie er sich unter realen Bedingungen wirklich darstellt.

Es ist hier nicht die Frage, ob diese parasitären Einflüsse wirklich vorhanden sind oder nicht, sondern nur wie groß die Werte sind. Hier sind unterschiedliche Einflüsse dargestellt, die sich teilweise gegenseitig beeinflussen.

# R & L zwischen Source und GND: Das "Treiber GND" Signal ist wie deutlich zu sehen DIREKT am Source Anschluß des FETs angeschlossen, und nicht am GND-Fußpunkt des Leistungspfades von "Vcc" zu "GND".Jeder Zentimeter der Leitung zwischen Source und GND beeinflußt den Gatekreis. Sobald der FET durchschaltet entsteht an den o.g. parasitären Bauteilen (Induktivität und Widerstand) ein Spannungsabfall, der dem Gatesignal entgegenwirkt, und damit z. B. beim Einschalten die am FET anliegende Gatespannung reduziert.
# R & L zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND": Da der Widerstand im unteren mΩ-Bereich liegt kann dieser Einfluß hier ignoriert werden. Die Induktivität im Gatekreis bremst jedoch den Signalanstieg am Gate, sodass auch das Schaltverhalten beeinflußt wird. Dieser Effekt ist jedoch normalerweise nicht sehr stark wirksam. Hier besteht aber die Gefahr, dass die Induktivität mit der Gatekapazität einen Schwingkreis bildet.
# Überkopplung über Ciss: Wenn das Drainpotential z. B. beim abschalten plötzlich von "GND" auf "Vcc" springt, findet über Ciss eine überkopplung vom Drain auf das Gatesignal statt. Diese führt zu einer Potentialanhebung die im schlimmsten Fall sogar die"turn on" Schwelle überschreiten, und zum wiedereinschalten des FETs oder zu Oszillationen führen kann.

;Fazit: Die Schleife zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND" muss klein wie möglich gehalten werden. Sitzt der Treiber nicht nahe am Leistungs-FET, ist es empfehlenswert die zwei Kabel so kurz wie möglich halten und zu verdrillen. Auf einer PBC die Leitungen direkt nebeneinander führen. Auf eine direkte Anbindung an Source bzw. Emitter ist zu achten!

=== Shoot-Through ===
Unter "Shoot-Through" versteht man einen "verbotenen" Zustand (in Halb- bzw. Voll-Brücken und 3-Phasigen Endstufen) bei dem sowohl der HS-Schalter, als auch der LS-Schalter '''einer''' Halbbrücke gleichzeitig eingeschaltet sind. Dies hätte zur Folge, daß die Energiequelle und der Zwischenkreiskondensator der Endstufe kurzgeschlossen werden. Dabei wird unweigerlich der "magische Rauch" aus den Halbleitern entweichen, und die Endstufe mit einem lauten Knall ihr Leben aushauchen.
Zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes muß zwingend eine minimale Zeit vergehen, die so lange ist, daß der ausschaltende Schalter sicher aus ist, bevor durch Einschalten des anderen Schalters Strom zu fließen beginnt. Zu keinem Zeitpunkt dürfen BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;FAQ:

FET wird zu heiß:
*Verlustleistung zu hoch, Ursache könnte sein dass
**die Gatespannung zu niedrig ist,
**die Schaltgeschwindigkeit und damit die Treiberleistung zu gering ist, oder
**Der Treiber am Source/Emitter nicht direkt angebunden ist, und durch die dadurch entstehende parasitäre Induktivität die Spannung im kritischen Schaltmoment kurzzeitig einbricht, oder
**Schwingungen auf der Gateleitung oder im Leistungszweig vorhanden sind.
*Die Kühlung ist unzureichend
**da keine oder falsche Isolierfolie / Paste, oder
**ein zu kleiner Kühlkörper verwendet wird.

== Zusätzliche Hinweise ==

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Fußnoten ==
<references/>

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/280480#2960070 Forumsbeitrag]: Clevere MOSFET-Treiber mit kleinsten Trafos
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/283585#3004839 Forumsbeitrag]: Galvanisch getrennte Ansteuerung eines MOSFETs mittels Übertrager und 100% Tastverhältnis
* [http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-978.pdf AN978] von IRF: HV Floating MOS-Gate Driver ICs , engl.

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Treiber

2015-10-09T15:24:09Z

Powerfreak: /* Gatebeschaltung */ Korrekturen korrigiert

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

Ein '''Transistor-Treiber''' ist eine Schaltung, welche den nötigen Strom zur Verfügung stellt, um einen großen [[Transistor]] in der erforderlichen Zeit ein- bzw. auszuschalten. Es handelt sich dabei meist um einen Verstärker mit zusätzlichem [[Pegelwandler]]. Dadurch ist es möglich, mit einem Logikausgang, welcher meist mit 5 oder 3,3V betrieben wird, große Lasten mit [[FET|MOSFETs]] bzw. [[IGBT|IGBTs]] zu schalten. Dieser Treiber kann analog (linear) oder digital arbeiten.

In diesem Artikel wird hauptsächlich auf die Besonderheiten zur Ansteuerung von MOSFETs und IGBTs in der Leistungselektronik Bezug genommen, welche geschaltet betrieben werden. Diese Treiber sind digitale [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]]

==Anwendung ==

[[FET | MOSFETs]] und [[IGBT]]s werden mit einer Spannung gesteuert. Bei einer Gate-Source bzw. Gate-Emitter Spannung von 0V ist das Bauteil gesperrt bzw. hochohmig. Steigt die Spannung über die sogenannte "Schwellenspannung" (engl. threshold voltage) – die für Leistungsbauteile zwischen ca. 3 und 4,5V liegt –
geht das Bauteil langsam vom gesperrten in den leitenden Zustand über. Bei einem weiteren Spannungsanstieg bis zu einem Level von ca. 12V verringert sich der Einschaltwiderstand beim MOSFET bzw. der Kollektor-Emitter Spannungsabfall beim IGBT auf den im Datenblatt angegebenen minimalen Wert. Eine weitere Erhöhung führt nur zu einer vergleichsweise geringen Reduktion des Widerstandes bzw. Spannungsabfalls und erhöht die Energiemenge, die beim Schalten durch den Treiber
umgeladen werden muss dramatisch (P~U² !). Praktisch beschränkt man sich daher meist auf Gatespannungen zwischen 12...15V. Aufgrund von unvermeidbaren, sehr kleinen parasitären Effekten tritt meist ein geringes Überschwingen der Gatespannung auf. Zusammen mit diesem Überschwingen darf die Gatespannung bei nicht "Logic-Level" FETs 20V nie überschreiten, bei "Logic-Level" wird meist eine maximale Gatespannung von 10V angegeben.

Im Betrieb fällt an einem Leistungstransistor immer eine bestimmte Verlustleistung an. Diese Verluste teilen sich auf in "Schaltverluste" und "Leitend- bzw. ON-Verluste". Die ON-Verluste sind hauptsächlich vom Leistungsschalter selbst abhängig, die Schaltverluste hingegen von der Schaltgeschwindigkeit. Je schneller ein FET/IGBT ein- bzw. ausgeschaltet wird, desto geringer sind die Schaltverluste.

Leider gibt es hier neben physikalischen Grenzen insbesondere unerwünschte Nebenwirkungen, nämlich die EMV ('''E'''lektro '''M'''agnetische '''V'''erträglichkeit). Je schneller geschaltet wird, desto stärker sind die Störungen die dadurch erzeugt werden. Diese Störungen sind sehr schnell so stark, dass andere Schaltungen im Umkreis von einigen Metern beeinflußt werden d.h. die USB Maus leuchtet plötzlich auf, ohne dass sie bewegt wurde bzw. der eigene Mikrocontroller macht nicht mehr was er eigentlich sollte. EMV ist Heute eines der wichtigsten "Krisenthemen" während der Entwicklungsphase, daher nicht auf die leichte Schulter nehmen.

=== Gatebeschaltung ===

Zwischen Treiberstufe und Schalter sind in fast allen Fällen einige passive Bauteile vorhanden. Dies wird hier im Weiteren als "Gatebeschaltung" bezeichnet.
 Hier ein Beispiel mit "Vollausstattung" und die dazugehörige Erklärung:
[[Bild:Gatebeschaltung.png|miniatur|ohne|Gatebeschaltung]]

# '''Gatewiderstand "R1"''', um die Schaltgeschwindigkeit den Erfordernissen anzupassen. Je schneller die Schaltflanke, desto geringer die Schaltverluste. ABER Je schneller die Schaltflanke, desto größer die erzeugten Störungen (EMV). Gleichzeitig hat ein schnelles "Abschalten" auch einen starken Überschwinger (snap-off einer Diode und/oder Selbstinduktion (inductive kick)) zur Folge. Aus diesem Grund wird häufig
# ein '''Widerstand "R2"''' und eine '''Diode "D1"''' in Serienschaltung dem o.g. Gatewiderstand "R_g1" parallelgeschaltet, und zwar so, dass ein langsames ausschalten (D gesperrt) aber ein schnelles einschalten (D leitend und damit R_g1 parallel zu R_g2) ermöglicht wird, d.h. R_g1 || (R_g2+D). In Schaltplänen bei denen der Mosfet mit viel Power angesteuert wird, sieht man oft einen Gate-Vorwiderstand im Bereich von ca. 2-30 Ohm. Dieser dient zwar auch zum Begrenzen des Gate-Stroms, allerdings bildet die Gate-Kapazität mit der Leiterbahninduktivität einen Schwingkreis mit einer Resonanzfrequenz im höheren MHz-Bereich. Um die Anregung dieses Schwingkreises zu verringern und so die Schwingung zu dämpfen, wird der Widerstand benötigt. Der Widerstandswert ist hier durchaus kritisch, da ein hoher Widerstand zwar die Schwingung begrenzt, dafür jedoch die Verluste im FET erhöht. Hier ist eine exake Abstimmung zwischen "zulässigem Schwingungsverhalten" und "zulässiger Verlustleistung" erforderlich.
# Um das empfindliche Gate zu schützen, wird oft eine '''Z-Diode "D2"''', besser eine schnellere Transil-Diode (Transient Suppressor Diode) so zwischen "Gate" und "Source" bzw. "Emitter" geschaltet ("Kathode" am "Gate"), dass das "Gate" vor Spannungen > 20V geschützt wird. Bei einem sauberen Aufbau kann diese Sicherheitsfunktion normalerweise entfallen. Bei Testaufbauten ist eine 16V Transil-Diode Aufgrund der dort häufig vorkommenden Induktivitäten (Drahtverhau ;-) SEHR zu empfehlen. Das gleiche gilt für die
# '''Klemmdiodenkombination "D3" ''' (Z- bzw. Transil Diode, antiseriell mit einer normalen Diode) zwischen "Drain" bzw. "Kollektor" und Gate so ("Kathode" der Z-Diode an "Drain" bzw. "Kollektor"), dass die Diode das Gatepotential anhebt, wenn die "Drain-Source" bzw. "Kollektor-Emitter" Potential in die Nähe der maximalen Blockierspannung (Spannungsfestigkeit) des Schalters kommt bzw. den vom Entwickler definierten, maximalen Spannungslevel erreicht. Dieses "anheben" führt dann zu einem vergleichsweise hochohmigen Einschalten des Schalters und damit zum VERLUSTBEHAFTETEN Energieabbau. Bei einem 30V FET verwendet man üblicherweise z. B. eine 24V Transil-Diode, bei 150V FET z. B. eine 130V Transil-Diode und bei einem 600V IGBT z. B. eine 540V Transil-Diode. Die antiserielle Diode, die verhindert, dass die Gatespannung bei fehlender Leistungsversorgung über die Transildiode abfließt, muss die gleiche Spannungsfestigkeit wie der Schalter aufweisen.

=== Treiberleistung ===

IGBT und FET sind zwar spannungsgesteuerte Bauelemente, trotzdem muss bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten die Gatekapazität umgeladen werden, wozu ''Strom'' erforderlich ist. Der Energiegehalt eines Kondensators wird mit

:<math>E= \frac{1}{2} \cdot C \cdot U^2</math>

berechnet. Es ist jedoch der Energiebedarf bei jedem Aufladen und Entladen zu berücksichtigen. Die Gateladung ist jedoch nicht in jedem Datenblatt angegeben. Statt dessen kann - zur Ermittlung der wirksamen Kapazität - die Datenblattangabe für "Cies" beim IGBT, bzw. der Datenblattwert für "Ciss" beim FET mit dem Faktor 5 multipliziert werden. Dies stellt eine sehr gute Näherung dar.

Daher ergibt sich die Treiberleistung wie folgt:

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot Cx \cdot U_g^2 \cdot f_\text{schalt}</math>

Zum Beispiel bei Ug=18V, Cies=4nF und ƒschalt=5kHz beträgt Ptreiber=32mW.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz – z. B. Induktionsheizung – wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant, z. B. Ug = 18V, Cies=20nF und ƒschalt=250kHz, hier beträgt Ptreiber=8,1W. Zusätzlich muss der Eigenverbrauch des Treibers berücksichtigt werden, der durchaus zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Eine weitere Möglichkeit zur exakten Berechnung der Treiberleistung von IGBTs und MOSFETs (z.B. 1200V) kann durch die notwendige Gateladung ''Qgate'' erfolgen. Häufig existieren Angaben der gesamten Gateladung in Datenblättern als Gateladekurve oder Ladungsmenge. Aus dem Spannungshub des Treibers ''Udriver'' (z.B 20V), der gesamten Gateladung ''Qgate'' (z.B. 2150nC) und der geforderten Schaltfrequenz des Treibers ''fswitch'' (z.B. 8kHz) ergibt sich die erforderliche Treiberleistung:

:<math>P_\text{driver} = f_\text{switch} \cdot Q_\text{gate} \cdot U_\text{driver}</math>

Somit beträgt die Leistung ''Pdriver''=0,344W. Der Eigenverbrauch des Treibers ist von der eingesetzten Technologie abhängig und kann bis zu 1W betragen.

Abschließend ist zu erwähnen, dass die Gesamtladung ''Qgate'' von IGBTs und MOSFETs stark vom verwendeten Spannungshub des Treibers abhängt. Im Datenblatt werden typischerweise Maximalwerte angegeben, so dass die tatsächliche Gesamtladung ''Qgate'' etwas geringer ausfällt.

Nun ist aber auch interessant, wieviel Strom man braucht, um einen FET/IGBT in einer bestimmten Zeit einschalten zu können. Hier hilft uns die Formel

:<math>Q = I \cdot t</math>

Umgeformt nach "Strom" erhält man

:<math>I = Q / t</math>

Wenn also z.B. ein FET eine Gateladung von 2150nC als ''Qgate(on)'' hat und man in 1µs schalten möchte, benötigt man
:<math>I = 2150nC/1us = 2150mA</math>

und dieser Strom muss für den genannten Zeitraum von 1µs fließen. Soll der FET hingegen in 100ns schalten, ist ein Gatestrom von 21,5A erforderlich. Dieser Strom fließt nur für die genannte Zeit von 100ns, die Treiberschaltung muß also so gut aufgebaut sein, dass der Strom in einer Zeitspanne deutlich kürzer als die 100ns zur Verfügung gestellt werden kann (Puffer-Kondensator + niederinduktive Anbindung), und ''darin'' liegt dann "die Kunst" eines guten Treibers... wobei auch gut 1A für 1µs schon eine Herausforderung darstellen kann.

=== Definition zu Low- und High-Side Schalter===

;Low-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet.

;High-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet.

===Beispiele zu Low-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Achtung! Auch wenn bei FETs eine Diode (Bodydiode) implementiert ist, muss bei induktiven Lasten oder langen Zuleitungen sowohl bei FETs als auch bei IGBTs eine schnelle Diode parallel geschaltet werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepasst werden muss.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_1_2.png|miniatur|ohne|900px|Beispiele zu diskreten LS-Treibern ]]

Treiber-1 eignet sich eher dazu langsamere Schaltvorgänge mit Kleinsignal-FETs durchzuführen, aber auch höhere Leistungen sind prinzipiell so machbar, wenn man sich die höhere Verluste durch die langsame Ansteuerung erlauben kann.
Der Widerstand R26 sollte an das gewünschte Schaltverhalten angepasst werden, weniger als ca. 100 Ohm ist wegen der Stromtragfähigkeit des gewählten T4 nicht zu empfehlen. Das Schaltverhalten ist hier sehr unsymmetrisch (langsam "ein", sehr schnell "aus"). Sollten größere Ströme geschaltet werden wird eine andere Ansteuermöglichkeit empfohlen.

Treiber-2a und 2b sind durchaus in der Lage höhere Impulsleistungen an den Leistungstransistor zu liefern.
Letztendlich ist der maximale Strom von der Stromtragfähigkeit von T1 und T2 abhängig. Die Kombination aus zwei Gate-Widerständen und einer Diode sind für schnelles Einschalten und etwas langsameres Ausschalten ausgelegt. Das oben gezeigte Beispiel kann so angepasst werden, dass beim Ausschalten nur ein kleiner Spannungsüberschwinger (10..20% der Betriebsspannung) zu sehen ist. Die Anbindung von C1 ist relativ kritisch, auf kürzest mögliche Anbindung ist zu achten

Zu beachten ist, dass Treiber 2a am Eingang vor R4 ein Signal erwartet, welches für "An" bereits auf der Spannungsebene der Treiberschaltung, oder zumindest auf der benötigten Gate-Spannung des FETs (typischerweise 12V) liegt. Steht dagegen nur ein Logik-Signal mit 5V oder 3,3V zur Verfügung, so muss diese zuerst über eine weitere Stufe erhöht werden. Dies erledigt die Erweiterung in 2b.

Eine andere Variante eines diskreten Treibers der von Haus aus mit unterschiedlichen Spannungsniveaus auskommt, ist [http://www.mikrocontroller.net/topic/261315#2710777 in diesem Thread] beschrieben. Diese Variante kann auch als HS-Treiber verwendet werden.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines LS-Treibers mit Logikbausteinen]]

Dieses Schaltungsbeispiel mit Logikgattern ist gut geeignet, um Leistungs-FETs mit einer mittleren Leistung anzusteuern. Es ist zu empfehlen einen Leistungsschalter mit geringer Gateladung (Qg) auszusuchen. Achtung auf den Maximalstrom, den der Inverter liefern kann. Der 4069 sollte mit ca. 12V, max. 15V betrieben werden. Wenn ein Logik-Level Schalter ausgesucht wird, ist ein auch 74AC14 (kein AHC) zu empfehlen.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_4.png|miniatur|ohne|600px|Beispiele eines LS-Treibers mit einem fertigen IC]]

Oben im Bild ist ein kommerzieller Treiber-IC zu sehen – hier im Beispiel 2127 von IR. Hierzu gibt es jedoch sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich, siehe dazu [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]].

Achtung:
Der GND-Zweig des Leistungskreises hat auch bei bestem Aufbau einen recht großen Einfluss auf die beim Schalter ankommende Gate-Spannung. Auf einen niederinduktiven Aufbau des Ansteuerkreises ist zu achten. Je nach Aufbau führt das sonst zu einer zu geringen Gate-Spannung im Schaltmoment – Ugs direkt am Schalter bricht beim Einschalten ein – oder zu einer Überspannung am Gate – Ugs schwingt über die Gatetreiberversorgung hinaus. Beides führt vermutlich früher oder später zu einer Zerstörung des Leistungsschalters. Letzteres kann oft durch eine 15V Z-Diode direkt am Schalter zwischen Gate und Source bzw. Emitter verhindert werden, eine Optimierung des Layouts bzw. der Verdrahtung ist jedoch zielführender. Beschreibungen hierzu im weiteren Verlauf des Artikels.

Die oben gezeigte Masseführung ist nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Masseführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluss der Treiber-Masse direkt am GND-Symbol statt direkt am Schalter – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Masse gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
Ein 10cm langer Draht besitzt eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH · 50A/1µs = 5V.

===Beispiele zu High-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele zu HS-Treibern, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepaßt werden muss.
High-Side Treiber sind etwas komplexer aufgebaut. Der Versorgungsspannungskreis muss isoliert zur restlichen Beschaltung aufgebaut werden. Auf die Isolationsabstände ist besonders zu achten.

Achtung: Auch wenn bei FETs eine – meist unzureichende – Diode implementiert ist, sollte bei induktiven Lasten (oder langen Zuleitungen) sowohl bei FETs, als auch bei IGBTs eine zusätzliche Diode eingesetzt werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_1.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines diskreten HS-Treibers ]]

Hier im ersten Beispiel eine diskrete Ansteuerschaltung für einen HS-Schalter. Achtung, das Signal wird durch die Push-Pull-Stufe invertiert. Statt Q5/Q6 muss - wie im Schaltbild im Text genannt - ein integrierter high speed Treiber wie z. B. der sehr preisgünstigen MC34151 oder MC34152 verwendet werden, da sonst je nach FET-Typ zu hohe Querströme im Umschaltzeitpunkt fließen könnten.
Die hier abgebildete Beschaltung – die ohne weitere Veränderung bei geringerer Schaltleistung auch ohne die Push-Pull Stufe betrieben werden kann – ist für eine Betriebsspannung von ca. 400V ausgelegt. Der Widerstand R12 (hier 4k7) muss an eine geänderte Spannung angepaßt werden. Für 40V beträgt er in dieser Beschaltung 3k3. Diese Schaltung kann auch sehr einfach simuliert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_2.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit einem fertigen IC ]]

Das zweite Beispiel verwendet einen integrierten HS-Schalter von International Rectifier (IR) und eine separate, isolierte Versorgungsspannung. Zum IC gibt es sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich. Eine Übersicht über verschiedene Treiber-ICs findet man hier [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber|MOSFET-Treiber]].

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit Bootstrap Versorgung ]]

Das dritte Beispiel unterscheidet sich zum vorhergehenden nur dadurch, dass die Versorgungsspannung für den Treiber über eine Bootstrap-Schaltung gewonnen wird. Näheres im weiteren Verlauf dieses Artikels.

Die oben gezeigte Leitungsführung für Treiberbezugspotential und GND-Potential ist auch hier nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Leitungsführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluß des Treiber-Bezugspotentials nicht direkt an Emitter bzw. Source – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Bezugspotential gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
10cm Kabel besitzen eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH*50A/1µs = 5V.

=== Stromversorgung eines High-Side Treibers ===

Jede Treiberstufe benötigt eine entsprechende Spannungsversorgung.
Bei einem LS-Schalter gestaltet sich dies relativ einfach, da die Versorgungsspannung im Bereich von 12..15V über dem GND Potential
liegt.

Bei einem High Side N-Kanal Schalter ist deutlich mehr Aufwand nötig, da hier die Treiberspannung 12..15V über dem Sourcepotential des HS-Schalters liegen muss. Das Source-Potential liegt beim HS-Schalter je nach Anwendungsfall auf 12V bis 400V, manchmal sogar noch höher.

==== Versorgung über isolierte DC/DC Wandler ====

Die Versorgung hierfür kann relativ einfach mit integrierten DC/DC-Wandlermodulen aufgebaut werden, wie sie für wenig Geld bei Conrad oder Reichelt verfügbar sind. Dabei muss neben der Leistung und Isolationsspannung vor allem die parasitäre Koppelkapazität zwischen Ein- und Ausgang beachtet werden (engl. isolation capacity). Denn diese wird bei jedem Schaltvorgang umgeladen und erzeugt Störströme. DC/DC Wandler für Leistungssschalter mit mehreren kHz sollten weniger als 100pF Koppelkapazität haben (grober Richtwert).

==== Versorgung durch eine Bootstrap Schaltung====

Wenn es sich bei der Applikation um eine Halbbrücke handelt und der HS-Schalter nicht dauerhaft eingeschaltet sein muss (Tastverhältnis <100%), sondern regelmäßig getaktet wird ([[PWM]]), kann die Versorgung des HS-Schalters auch aus der massebezogenen Versorgung des LS-Schalters generiert werden. Diese Schaltung nennt sich ''Bootstrap''.

Immer wenn der LS einer Halbbrücke eingeschaltet ist, liegt das Source Potential des High Side Schalters auf GND. In diesem Zeitraum kann der Kondensator am Treiber des HS-Schalters über eine Diode aufgeladen werden. Energiequelle ist hierbei die Spannungsversorgung des LS-Schalters. Siehe dazu eines der Beispiele oben.

Wenn man 100% Tastverhältnis benötigt, kann man die Speisung des Bootstrapkondensators über eine Ladungspumpe erreichen, wie es in [http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-978.pdf AN978] von IRF dargestellt ist (Seite 18, Figure 16).

=====Bootstrapkondensator=====

Der Bootstrapkondensator soll eine niederinduktive und niederohmige Pufferung des Energiebedarfes für einen Schaltvorgang bereitstellen, daher ist ein Keramikkondensator oder auch ein Folienkondensator erforderlich. Der Energiebedarf eines Schaltvorganges ergibt sich recht einfach:

:<math> C = \frac{Q_\text{gate}}{\Delta U}</math>

Beispiel: Als erlaubten Spannungseinbruch während der Energieentnahme wird hier 0,5V festgelegt. Die gesamte Gateladung Qgate (Total gate charge) ist hier z. B. 58nC bei Ug=10V. Daraus errechnet sich eine Minimalkapazität von 58nC / 0,5V = 116nF. Die Erfahrung zeigt, dass ein großzügiges erhöhen um den Faktor 3..8 sinnvoll ist, da in der Rechnung weder Leckströme des FETs und des Kondensators noch der Energieverbrauch der Treiberschaltung selbst berücksichtigt wird. Des Weiteren ist die Gateladung nur für 10V angegeben. Höhere Gatespannungen erfordern eine höhere Energiemenge. Achtung: je größer der Kondensator gewählt wird, desto mehr Zeit wird zum Laden des Kondensators über die strombegrenzende Bootstrapdiode benötigt.

Auch wenn der Kerko für die Pufferung der Schaltenergie ausreichend ist, ist es meist sinnvoll einen Elko/Tako parallel zu schalten. Die dort gespeicherte Energie hilft z. B. wenn eine längere "on" Zeit erforderlich ist. Genauso verringert der zusätzliche Energiespeicher den zum Ladungsausgleich erforderlichen Strompuls des Kerkos. Dadurch verbessert sich das EMV-Verhalten des Treibers meßbar.

=====Auslegung des Bootstrapdiodenzweiges =====

# Die Spannungsfestigkeit der Diode muss größer sein, als die auftretende Maximalspannung des Lastkreises.
# Im ersten Ansatz muss die Recovery-Zeit der Diode (trr) mindestens um den Faktor 10 kürzer sein, als die minimale "on" Zeit des LS-FETs. Ist z. B. der LS-FET immer für mindestens 10ms ein, ist eine 1N4007 (trr ca. 1µs) ausreichend. Bei höheren Schaltfrequenzen genügt oft eine UF4007 (trr ca. 75ns). In einer Halbbrücke bedeutet eine längere trr-Zeit jedoch, dass der Bootstrapkondensator des HS-Treibers beim Einschalten solange entladen wird, bis die Diode wieder sperrt. In diesem Fall muss die schnellere Diode unabhängig von der "on" Zeit ausgewählt werden
#Der zulässige Strom durch die Diode ist das letzte Auswahlkriterium. Da der Strom kaum kontrollierbar ist muss er mit einem Widerstand begrenzt werden. Bei einer 1N4007 beträgt der wiederholbare Maximalstrom 1A. Die Diode hat als sogenannten ''Single pulse'' aber eine deutlich größere Strombelastung (Datenblattangabe UF4007 = 30A). Da der Kondensator nur beim ersten Einschalten komplett vollgeladen, im Betrieb aber wie hier im Beispiel berechnet nur um <0,5V aufgeladen wird, kann der Widerstand kleiner ausfallen. Daher ist in diesem Beispiel bei 15V Versorgungsspannung und Ausnutzung eines 50% = 15A Peaks für das erste Aufladen ein Minimalwiderstand von (15V – 1,5V) / 15A = 0,9Ω erforderlich. Der Widerstand wird auf 1Ω festgelegt. Die 1,5V stammen vom Spannungsabfall an der Diode bei 1A, bei höheren Strömen steigt der Spannungsabfall an.

Aus dem Wert des Bootstrap-Kondensators, des -widerstandes und des Tastverhältnisses (hier im Beispiel auf 2% festgelegt) ergibt sich eine minimale "on" Zeit für den LS-Schalter von
: t = Rbt · Cbt / D
d.h. 1Ω · 470nF / 0,02 = 23,5µs. Schneller als gut 40kHz sollte in diesem Beispiel also nicht geschaltet werden, da sonst der Bootstrapkondensator nur unzureichend nachgeladen werden kann.

==Besonderheiten beim Treiberaufbau==

[[Bild:Gatekreis_Bild1.png|miniatur|rechts|300px|Gatekreis, wie im Schaltplan gezeichnet]]
Fast jeder, der schon einmal eine geschaltete Leistungsendstufe in Betrieb genommen hat, musste feststellen, dass der Leistungsschalter nicht immer genau das macht, was man vorher geplant hatte. Die Hauptursache ist meist – neben Problemen mit der Leistungsversorgung selbst, siehe weiter unten – der Gatekreis.

Die abgebildete Schaltung zeigt einen Aufbau wie er – unabhängig wie die Treiberstufe selbst umgesetzt wird – standardmäßig im Schaltplan implementiert ist.

{{Absatz}}

[[Bild:Gatekreis_Bild2.png|miniatur|rechts|350px|Gatekreis, wie er real auf der PCB vorhanden ist]]

Rechts ist der Gatekreis so gezeichnet, wie er sich unter realen Bedingungen wirklich darstellt.

Es ist hier nicht die Frage, ob diese parasitären Einflüsse wirklich vorhanden sind oder nicht, sondern nur wie groß die Werte sind. Hier sind unterschiedliche Einflüsse dargestellt, die sich teilweise gegenseitig beeinflussen.

# R & L zwischen Source und GND: Das "Treiber GND" Signal ist wie deutlich zu sehen DIREKT am Source Anschluß des FETs angeschlossen, und nicht am GND-Fußpunkt des Leistungspfades von "Vcc" zu "GND".Jeder Zentimeter der Leitung zwischen Source und GND beeinflußt den Gatekreis. Sobald der FET durchschaltet entsteht an den o.g. parasitären Bauteilen (Induktivität und Widerstand) ein Spannungsabfall, der dem Gatesignal entgegenwirkt, und damit z. B. beim Einschalten die am FET anliegende Gatespannung reduziert.
# R & L zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND": Da der Widerstand im unteren mΩ-Bereich liegt kann dieser Einfluß hier ignoriert werden. Die Induktivität im Gatekreis bremst jedoch den Signalanstieg am Gate, sodass auch das Schaltverhalten beeinflußt wird. Dieser Effekt ist jedoch normalerweise nicht sehr stark wirksam. Hier besteht aber die Gefahr, dass die Induktivität mit der Gatekapazität einen Schwingkreis bildet.
# Überkopplung über Ciss: Wenn das Drainpotential z. B. beim abschalten plötzlich von "GND" auf "Vcc" springt, findet über Ciss eine überkopplung vom Drain auf das Gatesignal statt. Diese führt zu einer Potentialanhebung die im schlimmsten Fall sogar die"turn on" Schwelle überschreiten, und zum wiedereinschalten des FETs oder zu Oszillationen führen kann.

;Fazit: Die Schleife zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND" muss klein wie möglich gehalten werden. Sitzt der Treiber nicht nahe am Leistungs-FET, ist es empfehlenswert die zwei Kabel so kurz wie möglich halten und zu verdrillen. Auf einer PBC die Leitungen direkt nebeneinander führen. Auf eine direkte Anbindung an Source bzw. Emitter ist zu achten!

=== Shoot-Through ===
Unter "Shoot-Through" versteht man einen "verbotenen" Zustand (in Halb- bzw. Voll-Brücken und 3-Phasigen Endstufen) bei dem sowohl der HS-Schalter, als auch der LS-Schalter '''einer''' Halbbrücke gleichzeitig eingeschaltet sind. Dies hätte zur Folge, daß die Energiequelle und der Zwischenkreiskondensator der Endstufe kurzgeschlossen werden. Dabei wird unweigerlich der "magische Rauch" aus den Halbleitern entweichen, und die Endstufe mit einem lauten Knall ihr Leben aushauchen.
Zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes muß zwingend eine minimale Zeit vergehen, die so lange ist, daß der ausschaltende Schalter sicher aus ist, bevor durch Einschalten des anderen Schalters Strom zu fließen beginnt. Zu keinem Zeitpunkt dürfen BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;FAQ:

FET wird zu heiß:
*Verlustleistung zu hoch, Ursache könnte sein dass
**die Gatespannung zu niedrig ist,
**die Schaltgeschwindigkeit und damit die Treiberleistung zu gering ist, oder
**Der Treiber am Source/Emitter nicht direkt angebunden ist, und durch die dadurch entstehende parasitäre Induktivität die Spannung im kritischen Schaltmoment kurzzeitig einbricht, oder
**Schwingungen auf der Gateleitung oder im Leistungszweig vorhanden sind.
*Die Kühlung ist unzureichend
**da keine oder falsche Isolierfolie / Paste, oder
**ein zu kleiner Kühlkörper verwendet wird.

== Zusätzliche Hinweise ==

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Fußnoten ==
<references/>

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/280480#2960070 Forumsbeitrag]: Clevere MOSFET-Treiber mit kleinsten Trafos
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/283585#3004839 Forumsbeitrag]: Galvanisch getrennte Ansteuerung eines MOSFETs mittels Übertrager und 100% Tastverhältnis
* [http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-978.pdf AN978] von IRF: HV Floating MOS-Gate Driver ICs , engl.

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Treiber

2015-10-09T14:45:35Z

Powerfreak: /* Gatebeschaltung */ Fehlerhafte Änderung korrigiert

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

Ein '''Transistor-Treiber''' ist eine Schaltung, welche den nötigen Strom zur Verfügung stellt, um einen großen [[Transistor]] in der erforderlichen Zeit ein- bzw. auszuschalten. Es handelt sich dabei meist um einen Verstärker mit zusätzlichem [[Pegelwandler]]. Dadurch ist es möglich, mit einem Logikausgang, welcher meist mit 5 oder 3,3V betrieben wird, große Lasten mit [[FET|MOSFETs]] bzw. [[IGBT|IGBTs]] zu schalten. Dieser Treiber kann analog (linear) oder digital arbeiten.

In diesem Artikel wird hauptsächlich auf die Besonderheiten zur Ansteuerung von MOSFETs und IGBTs in der Leistungselektronik Bezug genommen, welche geschaltet betrieben werden. Diese Treiber sind digitale [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]]

==Anwendung ==

[[FET | MOSFETs]] und [[IGBT]]s werden mit einer Spannung gesteuert. Bei einer Gate-Source bzw. Gate-Emitter Spannung von 0V ist das Bauteil gesperrt bzw. hochohmig. Steigt die Spannung über die sogenannte "Schwellenspannung" (engl. threshold voltage) – die für Leistungsbauteile zwischen ca. 3 und 4,5V liegt –
geht das Bauteil langsam vom gesperrten in den leitenden Zustand über. Bei einem weiteren Spannungsanstieg bis zu einem Level von ca. 12V verringert sich der Einschaltwiderstand beim MOSFET bzw. der Kollektor-Emitter Spannungsabfall beim IGBT auf den im Datenblatt angegebenen minimalen Wert. Eine weitere Erhöhung führt nur zu einer vergleichsweise geringen Reduktion des Widerstandes bzw. Spannungsabfalls und erhöht die Energiemenge, die beim Schalten durch den Treiber
umgeladen werden muss dramatisch (P~U² !). Praktisch beschränkt man sich daher meist auf Gatespannungen zwischen 12...15V. Aufgrund von unvermeidbaren, sehr kleinen parasitären Effekten tritt meist ein geringes Überschwingen der Gatespannung auf. Zusammen mit diesem Überschwingen darf die Gatespannung bei nicht "Logic-Level" FETs 20V nie überschreiten, bei "Logic-Level" wird meist eine maximale Gatespannung von 10V angegeben.

Im Betrieb fällt an einem Leistungstransistor immer eine bestimmte Verlustleistung an. Diese Verluste teilen sich auf in "Schaltverluste" und "Leitend- bzw. ON-Verluste". Die ON-Verluste sind hauptsächlich vom Leistungsschalter selbst abhängig, die Schaltverluste hingegen von der Schaltgeschwindigkeit. Je schneller ein FET/IGBT ein- bzw. ausgeschaltet wird, desto geringer sind die Schaltverluste.

Leider gibt es hier neben physikalischen Grenzen insbesondere unerwünschte Nebenwirkungen, nämlich die EMV ('''E'''lektro '''M'''agnetische '''V'''erträglichkeit). Je schneller geschaltet wird, desto stärker sind die Störungen die dadurch erzeugt werden. Diese Störungen sind sehr schnell so stark, dass andere Schaltungen im Umkreis von einigen Metern beeinflußt werden d.h. die USB Maus leuchtet plötzlich auf, ohne dass sie bewegt wurde bzw. der eigene Mikrocontroller macht nicht mehr was er eigentlich sollte. EMV ist Heute eines der wichtigsten "Krisenthemen" während der Entwicklungsphase, daher nicht auf die leichte Schulter nehmen.

=== Gatebeschaltung ===

Zwischen Treiberstufe und Schalter sind in fast allen Fällen einige passive Bauteile vorhanden. Dies wird hier im Weiteren als "Gatebeschaltung" bezeichnet.
 Hier ein Beispiel mit "Vollausstattung" und die dazugehörige Erklärung:
[[Bild:Gatebeschaltung.png|miniatur|ohne|Gatebeschaltung]]

# '''Gatewiderstand "R_g1"''', um die Schaltgeschwindigkeit den Erfordernissen anzupassen. Je schneller die Schaltflanke, desto geringer die Schaltverluste. ABER Je schneller die Schaltflanke, desto größer die erzeugten Störungen (EMV). Gleichzeitig hat ein schnelles "Abschalten" auch einen starken Überschwinger (snap-off einer Diode und/oder Selbstinduktion (inductive kick)) zur Folge. Aus diesem Grund wird häufig
# ein '''Widerstand "R_g2"''' und eine '''Diode "D"''' in Serienschaltung dem o.g. Gatewiderstand "R_g1" parallelgeschaltet, und zwar so, dass ein langsames ausschalten (D gesperrt) aber ein schnelles einschalten (D leitend und damit R_g1 parallel zu R_g2) ermöglicht wird, d.h. R_g1 || (R_g2+D). In Schaltplänen bei denen der Mosfet mit viel Power angesteuert wird, sieht man oft einen Gate-Vorwiderstand im Bereich von ca. 2-30 Ohm. Dieser dient zwar auch zum Begrenzen des Gate-Stroms, allerdings bildet die Gate-Kapazität mit der Leiterbahninduktivität einen Schwingkreis mit einer Resonanzfrequenz im höheren MHz-Bereich. Um die Anregung dieses Schwingkreises zu verringern und so die Schwingung zu dämpfen, wird der Widerstand benötigt. Der Widerstandswert ist hier durchaus kritisch, da ein hoher Widerstand zwar die Schwingung begrenzt, dafür jedoch die Verluste im FET erhöht. Hier ist eine exake Abstimmung zwischen "zulässigem Schwingungsverhalten" und "zulässiger Verlustleistung" erforderlich.
# Um das empfindliche Gate zu schützen, wird oft eine '''Z-Diode''', besser eine schnellere Transil-Diode (Transient Suppressor Diode) so zwischen "Gate" und "Source" bzw. "Emitter" geschaltet ("Kathode" am "Gate"), dass das "Gate" vor Spannungen > 20V geschützt wird. Bei einem sauberen Aufbau kann diese Sicherheitsfunktion normalerweise entfallen. Bei Testaufbauten ist eine 16V Transil-Diode Aufgrund der dort häufig vorkommenden Induktivitäten (Drahtverhau ;-) SEHR zu empfehlen. Das gleiche gilt für die
# '''Klemmdiodenkombination''' (Z- bzw. Transil Diode, antiseriell mit einer normalen Diode) zwischen "Drain" bzw. "Kollektor" und Gate so ("Kathode" der Z-Diode an "Drain" bzw. "Kollektor"), dass die Diode das Gatepotential anhebt, wenn die "Drain-Source" bzw. "Kollektor-Emitter" Potential in die Nähe der maximalen Blockierspannung (Spannungsfestigkeit) des Schalters kommt bzw. den vom Entwickler definierten, maximalen Spannungslevel erreicht. Dieses "anheben" führt dann zu einem vergleichsweise hochohmigen Einschalten des Schalters und damit zum VERLUSTBEHAFTETEN Energieabbau. Bei einem 30V FET verwendet man üblicherweise z. B. eine 24V Transil-Diode, bei 150V FET z. B. eine 130V Transil-Diode und bei einem 600V IGBT z. B. eine 540V Transil-Diode. Die antiserielle Diode, die verhindert, dass die Gatespannung bei fehlender Leistungsversorgung über die Transildiode abfließt, muss die gleiche Spannungsfestigkeit wie der Schalter aufweisen.

=== Treiberleistung ===

IGBT und FET sind zwar spannungsgesteuerte Bauelemente, trotzdem muss bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten die Gatekapazität umgeladen werden, wozu ''Strom'' erforderlich ist. Der Energiegehalt eines Kondensators wird mit

:<math>E= \frac{1}{2} \cdot C \cdot U^2</math>

berechnet. Es ist jedoch der Energiebedarf bei jedem Aufladen und Entladen zu berücksichtigen. Die Gateladung ist jedoch nicht in jedem Datenblatt angegeben. Statt dessen kann - zur Ermittlung der wirksamen Kapazität - die Datenblattangabe für "Cies" beim IGBT, bzw. der Datenblattwert für "Ciss" beim FET mit dem Faktor 5 multipliziert werden. Dies stellt eine sehr gute Näherung dar.

Daher ergibt sich die Treiberleistung wie folgt:

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot Cx \cdot U_g^2 \cdot f_\text{schalt}</math>

Zum Beispiel bei Ug=18V, Cies=4nF und ƒschalt=5kHz beträgt Ptreiber=32mW.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz – z. B. Induktionsheizung – wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant, z. B. Ug = 18V, Cies=20nF und ƒschalt=250kHz, hier beträgt Ptreiber=8,1W. Zusätzlich muss der Eigenverbrauch des Treibers berücksichtigt werden, der durchaus zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Eine weitere Möglichkeit zur exakten Berechnung der Treiberleistung von IGBTs und MOSFETs (z.B. 1200V) kann durch die notwendige Gateladung ''Qgate'' erfolgen. Häufig existieren Angaben der gesamten Gateladung in Datenblättern als Gateladekurve oder Ladungsmenge. Aus dem Spannungshub des Treibers ''Udriver'' (z.B 20V), der gesamten Gateladung ''Qgate'' (z.B. 2150nC) und der geforderten Schaltfrequenz des Treibers ''fswitch'' (z.B. 8kHz) ergibt sich die erforderliche Treiberleistung:

:<math>P_\text{driver} = f_\text{switch} \cdot Q_\text{gate} \cdot U_\text{driver}</math>

Somit beträgt die Leistung ''Pdriver''=0,344W. Der Eigenverbrauch des Treibers ist von der eingesetzten Technologie abhängig und kann bis zu 1W betragen.

Abschließend ist zu erwähnen, dass die Gesamtladung ''Qgate'' von IGBTs und MOSFETs stark vom verwendeten Spannungshub des Treibers abhängt. Im Datenblatt werden typischerweise Maximalwerte angegeben, so dass die tatsächliche Gesamtladung ''Qgate'' etwas geringer ausfällt.

Nun ist aber auch interessant, wieviel Strom man braucht, um einen FET/IGBT in einer bestimmten Zeit einschalten zu können. Hier hilft uns die Formel

:<math>Q = I \cdot t</math>

Umgeformt nach "Strom" erhält man

:<math>I = Q / t</math>

Wenn also z.B. ein FET eine Gateladung von 2150nC als ''Qgate(on)'' hat und man in 1µs schalten möchte, benötigt man
:<math>I = 2150nC/1us = 2150mA</math>

und dieser Strom muss für den genannten Zeitraum von 1µs fließen. Soll der FET hingegen in 100ns schalten, ist ein Gatestrom von 21,5A erforderlich. Dieser Strom fließt nur für die genannte Zeit von 100ns, die Treiberschaltung muß also so gut aufgebaut sein, dass der Strom in einer Zeitspanne deutlich kürzer als die 100ns zur Verfügung gestellt werden kann (Puffer-Kondensator + niederinduktive Anbindung), und ''darin'' liegt dann "die Kunst" eines guten Treibers... wobei auch gut 1A für 1µs schon eine Herausforderung darstellen kann.

=== Definition zu Low- und High-Side Schalter===

;Low-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet.

;High-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet.

===Beispiele zu Low-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Achtung! Auch wenn bei FETs eine Diode (Bodydiode) implementiert ist, muss bei induktiven Lasten oder langen Zuleitungen sowohl bei FETs als auch bei IGBTs eine schnelle Diode parallel geschaltet werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepasst werden muss.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_1_2.png|miniatur|ohne|900px|Beispiele zu diskreten LS-Treibern ]]

Treiber-1 eignet sich eher dazu langsamere Schaltvorgänge mit Kleinsignal-FETs durchzuführen, aber auch höhere Leistungen sind prinzipiell so machbar, wenn man sich die höhere Verluste durch die langsame Ansteuerung erlauben kann.
Der Widerstand R26 sollte an das gewünschte Schaltverhalten angepasst werden, weniger als ca. 100 Ohm ist wegen der Stromtragfähigkeit des gewählten T4 nicht zu empfehlen. Das Schaltverhalten ist hier sehr unsymmetrisch (langsam "ein", sehr schnell "aus"). Sollten größere Ströme geschaltet werden wird eine andere Ansteuermöglichkeit empfohlen.

Treiber-2a und 2b sind durchaus in der Lage höhere Impulsleistungen an den Leistungstransistor zu liefern.
Letztendlich ist der maximale Strom von der Stromtragfähigkeit von T1 und T2 abhängig. Die Kombination aus zwei Gate-Widerständen und einer Diode sind für schnelles Einschalten und etwas langsameres Ausschalten ausgelegt. Das oben gezeigte Beispiel kann so angepasst werden, dass beim Ausschalten nur ein kleiner Spannungsüberschwinger (10..20% der Betriebsspannung) zu sehen ist. Die Anbindung von C1 ist relativ kritisch, auf kürzest mögliche Anbindung ist zu achten

Zu beachten ist, dass Treiber 2a am Eingang vor R4 ein Signal erwartet, welches für "An" bereits auf der Spannungsebene der Treiberschaltung, oder zumindest auf der benötigten Gate-Spannung des FETs (typischerweise 12V) liegt. Steht dagegen nur ein Logik-Signal mit 5V oder 3,3V zur Verfügung, so muss diese zuerst über eine weitere Stufe erhöht werden. Dies erledigt die Erweiterung in 2b.

Eine andere Variante eines diskreten Treibers der von Haus aus mit unterschiedlichen Spannungsniveaus auskommt, ist [http://www.mikrocontroller.net/topic/261315#2710777 in diesem Thread] beschrieben. Diese Variante kann auch als HS-Treiber verwendet werden.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines LS-Treibers mit Logikbausteinen]]

Dieses Schaltungsbeispiel mit Logikgattern ist gut geeignet, um Leistungs-FETs mit einer mittleren Leistung anzusteuern. Es ist zu empfehlen einen Leistungsschalter mit geringer Gateladung (Qg) auszusuchen. Achtung auf den Maximalstrom, den der Inverter liefern kann. Der 4069 sollte mit ca. 12V, max. 15V betrieben werden. Wenn ein Logik-Level Schalter ausgesucht wird, ist ein auch 74AC14 (kein AHC) zu empfehlen.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_4.png|miniatur|ohne|600px|Beispiele eines LS-Treibers mit einem fertigen IC]]

Oben im Bild ist ein kommerzieller Treiber-IC zu sehen – hier im Beispiel 2127 von IR. Hierzu gibt es jedoch sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich, siehe dazu [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]].

Achtung:
Der GND-Zweig des Leistungskreises hat auch bei bestem Aufbau einen recht großen Einfluss auf die beim Schalter ankommende Gate-Spannung. Auf einen niederinduktiven Aufbau des Ansteuerkreises ist zu achten. Je nach Aufbau führt das sonst zu einer zu geringen Gate-Spannung im Schaltmoment – Ugs direkt am Schalter bricht beim Einschalten ein – oder zu einer Überspannung am Gate – Ugs schwingt über die Gatetreiberversorgung hinaus. Beides führt vermutlich früher oder später zu einer Zerstörung des Leistungsschalters. Letzteres kann oft durch eine 15V Z-Diode direkt am Schalter zwischen Gate und Source bzw. Emitter verhindert werden, eine Optimierung des Layouts bzw. der Verdrahtung ist jedoch zielführender. Beschreibungen hierzu im weiteren Verlauf des Artikels.

Die oben gezeigte Masseführung ist nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Masseführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluss der Treiber-Masse direkt am GND-Symbol statt direkt am Schalter – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Masse gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
Ein 10cm langer Draht besitzt eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH · 50A/1µs = 5V.

===Beispiele zu High-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele zu HS-Treibern, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepaßt werden muss.
High-Side Treiber sind etwas komplexer aufgebaut. Der Versorgungsspannungskreis muss isoliert zur restlichen Beschaltung aufgebaut werden. Auf die Isolationsabstände ist besonders zu achten.

Achtung: Auch wenn bei FETs eine – meist unzureichende – Diode implementiert ist, sollte bei induktiven Lasten (oder langen Zuleitungen) sowohl bei FETs, als auch bei IGBTs eine zusätzliche Diode eingesetzt werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_1.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines diskreten HS-Treibers ]]

Hier im ersten Beispiel eine diskrete Ansteuerschaltung für einen HS-Schalter. Achtung, das Signal wird durch die Push-Pull-Stufe invertiert. Statt Q5/Q6 muss - wie im Schaltbild im Text genannt - ein integrierter high speed Treiber wie z. B. der sehr preisgünstigen MC34151 oder MC34152 verwendet werden, da sonst je nach FET-Typ zu hohe Querströme im Umschaltzeitpunkt fließen könnten.
Die hier abgebildete Beschaltung – die ohne weitere Veränderung bei geringerer Schaltleistung auch ohne die Push-Pull Stufe betrieben werden kann – ist für eine Betriebsspannung von ca. 400V ausgelegt. Der Widerstand R12 (hier 4k7) muss an eine geänderte Spannung angepaßt werden. Für 40V beträgt er in dieser Beschaltung 3k3. Diese Schaltung kann auch sehr einfach simuliert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_2.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit einem fertigen IC ]]

Das zweite Beispiel verwendet einen integrierten HS-Schalter von International Rectifier (IR) und eine separate, isolierte Versorgungsspannung. Zum IC gibt es sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich. Eine Übersicht über verschiedene Treiber-ICs findet man hier [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber|MOSFET-Treiber]].

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit Bootstrap Versorgung ]]

Das dritte Beispiel unterscheidet sich zum vorhergehenden nur dadurch, dass die Versorgungsspannung für den Treiber über eine Bootstrap-Schaltung gewonnen wird. Näheres im weiteren Verlauf dieses Artikels.

Die oben gezeigte Leitungsführung für Treiberbezugspotential und GND-Potential ist auch hier nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Leitungsführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluß des Treiber-Bezugspotentials nicht direkt an Emitter bzw. Source – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Bezugspotential gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
10cm Kabel besitzen eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH*50A/1µs = 5V.

=== Stromversorgung eines High-Side Treibers ===

Jede Treiberstufe benötigt eine entsprechende Spannungsversorgung.
Bei einem LS-Schalter gestaltet sich dies relativ einfach, da die Versorgungsspannung im Bereich von 12..15V über dem GND Potential
liegt.

Bei einem High Side N-Kanal Schalter ist deutlich mehr Aufwand nötig, da hier die Treiberspannung 12..15V über dem Sourcepotential des HS-Schalters liegen muss. Das Source-Potential liegt beim HS-Schalter je nach Anwendungsfall auf 12V bis 400V, manchmal sogar noch höher.

==== Versorgung über isolierte DC/DC Wandler ====

Die Versorgung hierfür kann relativ einfach mit integrierten DC/DC-Wandlermodulen aufgebaut werden, wie sie für wenig Geld bei Conrad oder Reichelt verfügbar sind. Dabei muss neben der Leistung und Isolationsspannung vor allem die parasitäre Koppelkapazität zwischen Ein- und Ausgang beachtet werden (engl. isolation capacity). Denn diese wird bei jedem Schaltvorgang umgeladen und erzeugt Störströme. DC/DC Wandler für Leistungssschalter mit mehreren kHz sollten weniger als 100pF Koppelkapazität haben (grober Richtwert).

==== Versorgung durch eine Bootstrap Schaltung====

Wenn es sich bei der Applikation um eine Halbbrücke handelt und der HS-Schalter nicht dauerhaft eingeschaltet sein muss (Tastverhältnis <100%), sondern regelmäßig getaktet wird ([[PWM]]), kann die Versorgung des HS-Schalters auch aus der massebezogenen Versorgung des LS-Schalters generiert werden. Diese Schaltung nennt sich ''Bootstrap''.

Immer wenn der LS einer Halbbrücke eingeschaltet ist, liegt das Source Potential des High Side Schalters auf GND. In diesem Zeitraum kann der Kondensator am Treiber des HS-Schalters über eine Diode aufgeladen werden. Energiequelle ist hierbei die Spannungsversorgung des LS-Schalters. Siehe dazu eines der Beispiele oben.

Wenn man 100% Tastverhältnis benötigt, kann man die Speisung des Bootstrapkondensators über eine Ladungspumpe erreichen, wie es in [http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-978.pdf AN978] von IRF dargestellt ist (Seite 18, Figure 16).

=====Bootstrapkondensator=====

Der Bootstrapkondensator soll eine niederinduktive und niederohmige Pufferung des Energiebedarfes für einen Schaltvorgang bereitstellen, daher ist ein Keramikkondensator oder auch ein Folienkondensator erforderlich. Der Energiebedarf eines Schaltvorganges ergibt sich recht einfach:

:<math> C = \frac{Q_\text{gate}}{\Delta U}</math>

Beispiel: Als erlaubten Spannungseinbruch während der Energieentnahme wird hier 0,5V festgelegt. Die gesamte Gateladung Qgate (Total gate charge) ist hier z. B. 58nC bei Ug=10V. Daraus errechnet sich eine Minimalkapazität von 58nC / 0,5V = 116nF. Die Erfahrung zeigt, dass ein großzügiges erhöhen um den Faktor 3..8 sinnvoll ist, da in der Rechnung weder Leckströme des FETs und des Kondensators noch der Energieverbrauch der Treiberschaltung selbst berücksichtigt wird. Des Weiteren ist die Gateladung nur für 10V angegeben. Höhere Gatespannungen erfordern eine höhere Energiemenge. Achtung: je größer der Kondensator gewählt wird, desto mehr Zeit wird zum Laden des Kondensators über die strombegrenzende Bootstrapdiode benötigt.

Auch wenn der Kerko für die Pufferung der Schaltenergie ausreichend ist, ist es meist sinnvoll einen Elko/Tako parallel zu schalten. Die dort gespeicherte Energie hilft z. B. wenn eine längere "on" Zeit erforderlich ist. Genauso verringert der zusätzliche Energiespeicher den zum Ladungsausgleich erforderlichen Strompuls des Kerkos. Dadurch verbessert sich das EMV-Verhalten des Treibers meßbar.

=====Auslegung des Bootstrapdiodenzweiges =====

# Die Spannungsfestigkeit der Diode muss größer sein, als die auftretende Maximalspannung des Lastkreises.
# Im ersten Ansatz muss die Recovery-Zeit der Diode (trr) mindestens um den Faktor 10 kürzer sein, als die minimale "on" Zeit des LS-FETs. Ist z. B. der LS-FET immer für mindestens 10ms ein, ist eine 1N4007 (trr ca. 1µs) ausreichend. Bei höheren Schaltfrequenzen genügt oft eine UF4007 (trr ca. 75ns). In einer Halbbrücke bedeutet eine längere trr-Zeit jedoch, dass der Bootstrapkondensator des HS-Treibers beim Einschalten solange entladen wird, bis die Diode wieder sperrt. In diesem Fall muss die schnellere Diode unabhängig von der "on" Zeit ausgewählt werden
#Der zulässige Strom durch die Diode ist das letzte Auswahlkriterium. Da der Strom kaum kontrollierbar ist muss er mit einem Widerstand begrenzt werden. Bei einer 1N4007 beträgt der wiederholbare Maximalstrom 1A. Die Diode hat als sogenannten ''Single pulse'' aber eine deutlich größere Strombelastung (Datenblattangabe UF4007 = 30A). Da der Kondensator nur beim ersten Einschalten komplett vollgeladen, im Betrieb aber wie hier im Beispiel berechnet nur um <0,5V aufgeladen wird, kann der Widerstand kleiner ausfallen. Daher ist in diesem Beispiel bei 15V Versorgungsspannung und Ausnutzung eines 50% = 15A Peaks für das erste Aufladen ein Minimalwiderstand von (15V – 1,5V) / 15A = 0,9Ω erforderlich. Der Widerstand wird auf 1Ω festgelegt. Die 1,5V stammen vom Spannungsabfall an der Diode bei 1A, bei höheren Strömen steigt der Spannungsabfall an.

Aus dem Wert des Bootstrap-Kondensators, des -widerstandes und des Tastverhältnisses (hier im Beispiel auf 2% festgelegt) ergibt sich eine minimale "on" Zeit für den LS-Schalter von
: t = Rbt · Cbt / D
d.h. 1Ω · 470nF / 0,02 = 23,5µs. Schneller als gut 40kHz sollte in diesem Beispiel also nicht geschaltet werden, da sonst der Bootstrapkondensator nur unzureichend nachgeladen werden kann.

==Besonderheiten beim Treiberaufbau==

[[Bild:Gatekreis_Bild1.png|miniatur|rechts|300px|Gatekreis, wie im Schaltplan gezeichnet]]
Fast jeder, der schon einmal eine geschaltete Leistungsendstufe in Betrieb genommen hat, musste feststellen, dass der Leistungsschalter nicht immer genau das macht, was man vorher geplant hatte. Die Hauptursache ist meist – neben Problemen mit der Leistungsversorgung selbst, siehe weiter unten – der Gatekreis.

Die abgebildete Schaltung zeigt einen Aufbau wie er – unabhängig wie die Treiberstufe selbst umgesetzt wird – standardmäßig im Schaltplan implementiert ist.

{{Absatz}}

[[Bild:Gatekreis_Bild2.png|miniatur|rechts|350px|Gatekreis, wie er real auf der PCB vorhanden ist]]

Rechts ist der Gatekreis so gezeichnet, wie er sich unter realen Bedingungen wirklich darstellt.

Es ist hier nicht die Frage, ob diese parasitären Einflüsse wirklich vorhanden sind oder nicht, sondern nur wie groß die Werte sind. Hier sind unterschiedliche Einflüsse dargestellt, die sich teilweise gegenseitig beeinflussen.

# R & L zwischen Source und GND: Das "Treiber GND" Signal ist wie deutlich zu sehen DIREKT am Source Anschluß des FETs angeschlossen, und nicht am GND-Fußpunkt des Leistungspfades von "Vcc" zu "GND".Jeder Zentimeter der Leitung zwischen Source und GND beeinflußt den Gatekreis. Sobald der FET durchschaltet entsteht an den o.g. parasitären Bauteilen (Induktivität und Widerstand) ein Spannungsabfall, der dem Gatesignal entgegenwirkt, und damit z. B. beim Einschalten die am FET anliegende Gatespannung reduziert.
# R & L zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND": Da der Widerstand im unteren mΩ-Bereich liegt kann dieser Einfluß hier ignoriert werden. Die Induktivität im Gatekreis bremst jedoch den Signalanstieg am Gate, sodass auch das Schaltverhalten beeinflußt wird. Dieser Effekt ist jedoch normalerweise nicht sehr stark wirksam. Hier besteht aber die Gefahr, dass die Induktivität mit der Gatekapazität einen Schwingkreis bildet.
# Überkopplung über Ciss: Wenn das Drainpotential z. B. beim abschalten plötzlich von "GND" auf "Vcc" springt, findet über Ciss eine überkopplung vom Drain auf das Gatesignal statt. Diese führt zu einer Potentialanhebung die im schlimmsten Fall sogar die"turn on" Schwelle überschreiten, und zum wiedereinschalten des FETs oder zu Oszillationen führen kann.

;Fazit: Die Schleife zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND" muss klein wie möglich gehalten werden. Sitzt der Treiber nicht nahe am Leistungs-FET, ist es empfehlenswert die zwei Kabel so kurz wie möglich halten und zu verdrillen. Auf einer PBC die Leitungen direkt nebeneinander führen. Auf eine direkte Anbindung an Source bzw. Emitter ist zu achten!

=== Shoot-Through ===
Unter "Shoot-Through" versteht man einen "verbotenen" Zustand (in Halb- bzw. Voll-Brücken und 3-Phasigen Endstufen) bei dem sowohl der HS-Schalter, als auch der LS-Schalter '''einer''' Halbbrücke gleichzeitig eingeschaltet sind. Dies hätte zur Folge, daß die Energiequelle und der Zwischenkreiskondensator der Endstufe kurzgeschlossen werden. Dabei wird unweigerlich der "magische Rauch" aus den Halbleitern entweichen, und die Endstufe mit einem lauten Knall ihr Leben aushauchen.
Zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes muß zwingend eine minimale Zeit vergehen, die so lange ist, daß der ausschaltende Schalter sicher aus ist, bevor durch Einschalten des anderen Schalters Strom zu fließen beginnt. Zu keinem Zeitpunkt dürfen BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;FAQ:

FET wird zu heiß:
*Verlustleistung zu hoch, Ursache könnte sein dass
**die Gatespannung zu niedrig ist,
**die Schaltgeschwindigkeit und damit die Treiberleistung zu gering ist, oder
**Der Treiber am Source/Emitter nicht direkt angebunden ist, und durch die dadurch entstehende parasitäre Induktivität die Spannung im kritischen Schaltmoment kurzzeitig einbricht, oder
**Schwingungen auf der Gateleitung oder im Leistungszweig vorhanden sind.
*Die Kühlung ist unzureichend
**da keine oder falsche Isolierfolie / Paste, oder
**ein zu kleiner Kühlkörper verwendet wird.

== Zusätzliche Hinweise ==

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Fußnoten ==
<references/>

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/280480#2960070 Forumsbeitrag]: Clevere MOSFET-Treiber mit kleinsten Trafos
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/283585#3004839 Forumsbeitrag]: Galvanisch getrennte Ansteuerung eines MOSFETs mittels Übertrager und 100% Tastverhältnis
* [http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-978.pdf AN978] von IRF: HV Floating MOS-Gate Driver ICs , engl.

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Treiber

2015-10-08T18:05:38Z

Powerfreak:

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

Ein '''Transistor-Treiber''' ist eine Schaltung, welche den nötigen Strom zur Verfügung stellt, um einen großen [[Transistor]] in der erforderlichen Zeit ein- bzw. auszuschalten. Es handelt sich dabei meist um einen Verstärker mit zusätzlichem [[Pegelwandler]]. Dadurch ist es möglich, mit einem Logikausgang, welcher meist mit 5 oder 3,3V betrieben wird, große Lasten mit [[FET|MOSFETs]] bzw. [[IGBT|IGBTs]] zu schalten. Dieser Treiber kann analog (linear) oder digital arbeiten.

In diesem Artikel wird hauptsächlich auf die Besonderheiten zur Ansteuerung von MOSFETs und IGBTs in der Leistungselektronik Bezug genommen, welche geschaltet betrieben werden. Diese Treiber sind digitale [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]]

==Anwendung ==

[[FET | MOSFETs]] und [[IGBT]]s werden mit einer Spannung gesteuert. Bei einer Gate-Source bzw. Gate-Emitter Spannung von 0V ist das Bauteil gesperrt bzw. hochohmig. Steigt die Spannung über die sogenannte "Schwellenspannung" (engl. threshold voltage) – die für Leistungsbauteile zwischen ca. 3 und 4,5V liegt –
geht das Bauteil langsam vom gesperrten in den leitenden Zustand über. Bei einem weiteren Spannungsanstieg bis zu einem Level von ca. 12V verringert sich der Einschaltwiderstand beim MOSFET bzw. der Kollektor-Emitter Spannungsabfall beim IGBT auf den im Datenblatt angegebenen minimalen Wert. Eine weitere Erhöhung führt nur zu einer vergleichsweise geringen Reduktion des Widerstandes bzw. Spannungsabfalls und erhöht die Energiemenge, die beim Schalten durch den Treiber
umgeladen werden muss dramatisch (P~U² !). Praktisch beschränkt man sich daher meist auf Gatespannungen zwischen 12...15V. Aufgrund von unvermeidbaren, sehr kleinen parasitären Effekten tritt meist ein geringes Überschwingen der Gatespannung auf. Zusammen mit diesem Überschwingen darf die Gatespannung bei nicht "Logic-Level" FETs 20V nie überschreiten, bei "Logic-Level" wird meist eine maximale Gatespannung von 10V angegeben.

Im Betrieb fällt an einem Leistungstransistor immer eine bestimmte Verlustleistung an. Diese Verluste teilen sich auf in "Schaltverluste" und "Leitend- bzw. ON-Verluste". Die ON-Verluste sind hauptsächlich vom Leistungsschalter selbst abhängig, die Schaltverluste hingegen von der Schaltgeschwindigkeit. Je schneller ein FET/IGBT ein- bzw. ausgeschaltet wird, desto geringer sind die Schaltverluste.

Leider gibt es hier neben physikalischen Grenzen insbesondere unerwünschte Nebenwirkungen, nämlich die EMV ('''E'''lektro '''M'''agnetische '''V'''erträglichkeit). Je schneller geschaltet wird, desto stärker sind die Störungen die dadurch erzeugt werden. Diese Störungen sind sehr schnell so stark, dass andere Schaltungen im Umkreis von einigen Metern beeinflußt werden d.h. die USB Maus leuchtet plötzlich auf, ohne dass sie bewegt wurde bzw. der eigene Mikrocontroller macht nicht mehr was er eigentlich sollte. EMV ist Heute eines der wichtigsten "Krisenthemen" während der Entwicklungsphase, daher nicht auf die leichte Schulter nehmen.

=== Gatebeschaltung ===

Zwischen Treiberstufe und Schalter sind in fast allen Fällen einige passive Bauteile vorhanden. Dies wird hier im Weiteren als "Gatebeschaltung" bezeichnet.
 Hier ein Beispiel mit "Vollausstattung" und die dazugehörige Erklärung:

# '''Gatewiderstand "R_g1"''', um die Schaltgeschwindigkeit den Erfordernissen anzupassen. Je schneller die Schaltflanke, desto geringer die Schaltverluste. ABER Je schneller die Schaltflanke, desto größer die erzeugten Störungen (EMV). Gleichzeitig hat ein schnelles "Abschalten" auch einen starken Überschwinger (snap-off einer Diode und/oder Selbstinduktion (inductive kick)) zur Folge. Aus diesem Grund wird häufig
# ein '''Widerstand "R_g2"''' und eine '''Diode "D"''' in Serienschaltung dem o.g. Gatewiderstand "R_g1" parallelgeschaltet, und zwar so, dass ein langsames ausschalten (D gesperrt) aber ein schnelles einschalten (D leitend und damit R_g1 parallel zu R_g2) ermöglicht wird, d.h. R_g1 || (R_g2+D). In Schaltplänen bei denen der Mosfet mit viel Power angesteuert wird, sieht man oft einen Gate-Vorwiderstand im Bereich von ca. 2-30 Ohm. Dieser dient zwar auch zum Begrenzen des Gate-Stroms, allerdings bildet die Gate-Kapazität mit der Leiterbahninduktivität einen Schwingkreis mit einer Resonanzfrequenz im höheren MHz-Bereich. Um die Anregung dieses Schwingkreises zu verringern und so die Schwingung zu dämpfen, wird der Widerstand benötigt. Der Widerstandswert ist hier durchaus kritisch, da ein hoher Widerstand zwar die Schwingung begrenzt, dafür jedoch die Verluste im FET erhöht. Hier ist eine exake Abstimmung zwischen "zulässigem Schwingungsverhalten" und "zulässiger Verlustleistung" erforderlich.
# Um das empfindliche Gate zu schützen, wird oft eine '''Z-Diode''', besser eine schnellere Transil-Diode (Transient Suppressor Diode) so zwischen "Gate" und "Source" bzw. "Emitter" geschaltet ("Kathode" am "Gate"), dass das "Gate" vor Spannungen > 20V geschützt wird. Bei einem sauberen Aufbau kann diese Sicherheitsfunktion normalerweise entfallen. Bei Testaufbauten ist eine 16V Transil-Diode Aufgrund der dort häufig vorkommenden Induktivitäten (Drahtverhau ;-) SEHR zu empfehlen. Das gleiche gilt für die
# '''Klemmdiodenkombination''' (Z- bzw. Transil Diode, antiseriell mit einer normalen Diode) zwischen "Drain" bzw. "Kollektor" und Gate so ("Kathode" der Z-Diode an "Drain" bzw. "Kollektor"), dass die Diode das Gatepotential anhebt, wenn die "Drain-Source" bzw. "Kollektor-Emitter" Potential in die Nähe der maximalen Blockierspannung (Spannungsfestigkeit) des Schalters kommt bzw. den vom Entwickler definierten, maximalen Spannungslevel erreicht. Dieses "anheben" führt dann zu einem vergleichsweise hochohmigen Einschalten des Schalters und damit zum VERLUSTBEHAFTETEN Energieabbau. Bei einem 30V FET verwendet man üblicherweise z. B. eine 24V Transil-Diode, bei 150V FET z. B. eine 130V Transil-Diode und bei einem 600V IGBT z. B. eine 540V Transil-Diode. Die antiserielle Diode, die verhindert, dass die Gatespannung bei fehlender Leistungsversorgung über die Transildiode abfließt, muss die gleiche Spannungsfestigkeit wie der Schalter aufweisen.

=== Treiberleistung ===

IGBT und FET sind zwar spannungsgesteuerte Bauelemente, trotzdem muss bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten die Gatekapazität umgeladen werden, wozu ''Strom'' erforderlich ist. Der Energiegehalt eines Kondensators wird mit

:<math>E= \frac{1}{2} \cdot C \cdot U^2</math>

berechnet. Es ist jedoch der Energiebedarf bei jedem Aufladen und Entladen zu berücksichtigen. Die Gateladung ist jedoch nicht in jedem Datenblatt angegeben. Statt dessen kann - zur Ermittlung der wirksamen Kapazität - die Datenblattangabe für "Cies" beim IGBT, bzw. der Datenblattwert für "Ciss" beim FET mit dem Faktor 5 multipliziert werden. Dies stellt eine sehr gute Näherung dar.

Daher ergibt sich die Treiberleistung wie folgt:

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot Cx \cdot U_g^2 \cdot f_\text{schalt}</math>

Zum Beispiel bei Ug=18V, Cies=4nF und ƒschalt=5kHz beträgt Ptreiber=32mW.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz – z. B. Induktionsheizung – wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant, z. B. Ug = 18V, Cies=20nF und ƒschalt=250kHz, hier beträgt Ptreiber=8,1W. Zusätzlich muss der Eigenverbrauch des Treibers berücksichtigt werden, der durchaus zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Eine weitere Möglichkeit zur exakten Berechnung der Treiberleistung von IGBTs und MOSFETs (z.B. 1200V) kann durch die notwendige Gateladung ''Qgate'' erfolgen. Häufig existieren Angaben der gesamten Gateladung in Datenblättern als Gateladekurve oder Ladungsmenge. Aus dem Spannungshub des Treibers ''Udriver'' (z.B 20V), der gesamten Gateladung ''Qgate'' (z.B. 2150nC) und der geforderten Schaltfrequenz des Treibers ''fswitch'' (z.B. 8kHz) ergibt sich die erforderliche Treiberleistung:

:<math>P_\text{driver} = f_\text{switch} \cdot Q_\text{gate} \cdot U_\text{driver}</math>

Somit beträgt die Leistung ''Pdriver''=0,344W. Der Eigenverbrauch des Treibers ist von der eingesetzten Technologie abhängig und kann bis zu 1W betragen.

Abschließend ist zu erwähnen, dass die Gesamtladung ''Qgate'' von IGBTs und MOSFETs stark vom verwendeten Spannungshub des Treibers abhängt. Im Datenblatt werden typischerweise Maximalwerte angegeben, so dass die tatsächliche Gesamtladung ''Qgate'' etwas geringer ausfällt.

Nun ist aber auch interessant, wieviel Strom man braucht, um einen FET/IGBT in einer bestimmten Zeit einschalten zu können. Hier hilft uns die Formel

:<math>Q = I \cdot t</math>

Umgeformt nach "Strom" erhält man

:<math>I = Q / t</math>

Wenn also z.B. ein FET eine Gateladung von 2150nC als ''Qgate(on)'' hat und man in 1µs schalten möchte, benötigt man
:<math>I = 2150nC/1us = 2150mA</math>

und dieser Strom muss für den genannten Zeitraum von 1µs fließen. Soll der FET hingegen in 100ns schalten, ist ein Gatestrom von 21,5A erforderlich. Dieser Strom fließt nur für die genannte Zeit von 100ns, die Treiberschaltung muß also so gut aufgebaut sein, dass der Strom in einer Zeitspanne deutlich kürzer als die 100ns zur Verfügung gestellt werden kann (Puffer-Kondensator + niederinduktive Anbindung), und ''darin'' liegt dann "die Kunst" eines guten Treibers... wobei auch gut 1A für 1µs schon eine Herausforderung darstellen kann.

=== Definition zu Low- und High-Side Schalter===

;Low-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet.

;High-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet.

===Beispiele zu Low-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Achtung! Auch wenn bei FETs eine Diode (Bodydiode) implementiert ist, muss bei induktiven Lasten oder langen Zuleitungen sowohl bei FETs als auch bei IGBTs eine schnelle Diode parallel geschaltet werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepasst werden muss.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_1_2.png|miniatur|ohne|900px|Beispiele zu diskreten LS-Treibern ]]

Treiber-1 eignet sich eher dazu langsamere Schaltvorgänge mit Kleinsignal-FETs durchzuführen, aber auch höhere Leistungen sind prinzipiell so machbar, wenn man sich die höhere Verluste durch die langsame Ansteuerung erlauben kann.
Der Widerstand R26 sollte an das gewünschte Schaltverhalten angepasst werden, weniger als ca. 100 Ohm ist wegen der Stromtragfähigkeit des gewählten T4 nicht zu empfehlen. Das Schaltverhalten ist hier sehr unsymmetrisch (langsam "ein", sehr schnell "aus"). Sollten größere Ströme geschaltet werden wird eine andere Ansteuermöglichkeit empfohlen.

Treiber-2a und 2b sind durchaus in der Lage höhere Impulsleistungen an den Leistungstransistor zu liefern.
Letztendlich ist der maximale Strom von der Stromtragfähigkeit von T1 und T2 abhängig. Die Kombination aus zwei Gate-Widerständen und einer Diode sind für schnelles Einschalten und etwas langsameres Ausschalten ausgelegt. Das oben gezeigte Beispiel kann so angepasst werden, dass beim Ausschalten nur ein kleiner Spannungsüberschwinger (10..20% der Betriebsspannung) zu sehen ist. Die Anbindung von C1 ist relativ kritisch, auf kürzest mögliche Anbindung ist zu achten

Zu beachten ist, dass Treiber 2a am Eingang vor R4 ein Signal erwartet, welches für "An" bereits auf der Spannungsebene der Treiberschaltung, oder zumindest auf der benötigten Gate-Spannung des FETs (typischerweise 12V) liegt. Steht dagegen nur ein Logik-Signal mit 5V oder 3,3V zur Verfügung, so muss diese zuerst über eine weitere Stufe erhöht werden. Dies erledigt die Erweiterung in 2b.

Eine andere Variante eines diskreten Treibers der von Haus aus mit unterschiedlichen Spannungsniveaus auskommt, ist [http://www.mikrocontroller.net/topic/261315#2710777 in diesem Thread] beschrieben. Diese Variante kann auch als HS-Treiber verwendet werden.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines LS-Treibers mit Logikbausteinen]]

Dieses Schaltungsbeispiel mit Logikgattern ist gut geeignet, um Leistungs-FETs mit einer mittleren Leistung anzusteuern. Es ist zu empfehlen einen Leistungsschalter mit geringer Gateladung (Qg) auszusuchen. Achtung auf den Maximalstrom, den der Inverter liefern kann. Der 4069 sollte mit ca. 12V, max. 15V betrieben werden. Wenn ein Logik-Level Schalter ausgesucht wird, ist ein auch 74AC14 (kein AHC) zu empfehlen.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_4.png|miniatur|ohne|600px|Beispiele eines LS-Treibers mit einem fertigen IC]]

Oben im Bild ist ein kommerzieller Treiber-IC zu sehen – hier im Beispiel 2127 von IR. Hierzu gibt es jedoch sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich, siehe dazu [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]].

Achtung:
Der GND-Zweig des Leistungskreises hat auch bei bestem Aufbau einen recht großen Einfluss auf die beim Schalter ankommende Gate-Spannung. Auf einen niederinduktiven Aufbau des Ansteuerkreises ist zu achten. Je nach Aufbau führt das sonst zu einer zu geringen Gate-Spannung im Schaltmoment – Ugs direkt am Schalter bricht beim Einschalten ein – oder zu einer Überspannung am Gate – Ugs schwingt über die Gatetreiberversorgung hinaus. Beides führt vermutlich früher oder später zu einer Zerstörung des Leistungsschalters. Letzteres kann oft durch eine 15V Z-Diode direkt am Schalter zwischen Gate und Source bzw. Emitter verhindert werden, eine Optimierung des Layouts bzw. der Verdrahtung ist jedoch zielführender. Beschreibungen hierzu im weiteren Verlauf des Artikels.

Die oben gezeigte Masseführung ist nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Masseführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluss der Treiber-Masse direkt am GND-Symbol statt direkt am Schalter – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Masse gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
Ein 10cm langer Draht besitzt eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH · 50A/1µs = 5V.

===Beispiele zu High-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele zu HS-Treibern, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepaßt werden muss.
High-Side Treiber sind etwas komplexer aufgebaut. Der Versorgungsspannungskreis muss isoliert zur restlichen Beschaltung aufgebaut werden. Auf die Isolationsabstände ist besonders zu achten.

Achtung: Auch wenn bei FETs eine – meist unzureichende – Diode implementiert ist, sollte bei induktiven Lasten (oder langen Zuleitungen) sowohl bei FETs, als auch bei IGBTs eine zusätzliche Diode eingesetzt werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_1.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines diskreten HS-Treibers ]]

Hier im ersten Beispiel eine diskrete Ansteuerschaltung für einen HS-Schalter. Achtung, das Signal wird durch die Push-Pull-Stufe invertiert. Statt Q5/Q6 muss - wie im Schaltbild im Text genannt - ein integrierter high speed Treiber wie z. B. der sehr preisgünstigen MC34151 oder MC34152 verwendet werden, da sonst je nach FET-Typ zu hohe Querströme im Umschaltzeitpunkt fließen könnten.
Die hier abgebildete Beschaltung – die ohne weitere Veränderung bei geringerer Schaltleistung auch ohne die Push-Pull Stufe betrieben werden kann – ist für eine Betriebsspannung von ca. 400V ausgelegt. Der Widerstand R12 (hier 4k7) muss an eine geänderte Spannung angepaßt werden. Für 40V beträgt er in dieser Beschaltung 3k3. Diese Schaltung kann auch sehr einfach simuliert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_2.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit einem fertigen IC ]]

Das zweite Beispiel verwendet einen integrierten HS-Schalter von International Rectifier (IR) und eine separate, isolierte Versorgungsspannung. Zum IC gibt es sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich. Eine Übersicht über verschiedene Treiber-ICs findet man hier [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber|MOSFET-Treiber]].

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit Bootstrap Versorgung ]]

Das dritte Beispiel unterscheidet sich zum vorhergehenden nur dadurch, dass die Versorgungsspannung für den Treiber über eine Bootstrap-Schaltung gewonnen wird. Näheres im weiteren Verlauf dieses Artikels.

Die oben gezeigte Leitungsführung für Treiberbezugspotential und GND-Potential ist auch hier nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Leitungsführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluß des Treiber-Bezugspotentials nicht direkt an Emitter bzw. Source – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Bezugspotential gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
10cm Kabel besitzen eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH*50A/1µs = 5V.

=== Stromversorgung eines High-Side Treibers ===

Jede Treiberstufe benötigt eine entsprechende Spannungsversorgung.
Bei einem LS-Schalter gestaltet sich dies relativ einfach, da die Versorgungsspannung im Bereich von 12..15V über dem GND Potential
liegt.

Bei einem High Side N-Kanal Schalter ist deutlich mehr Aufwand nötig, da hier die Treiberspannung 12..15V über dem Sourcepotential des HS-Schalters liegen muss. Das Source-Potential liegt beim HS-Schalter je nach Anwendungsfall auf 12V bis 400V, manchmal sogar noch höher.

==== Versorgung über isolierte DC/DC Wandler ====

Die Versorgung hierfür kann relativ einfach mit integrierten DC/DC-Wandlermodulen aufgebaut werden, wie sie für wenig Geld bei Conrad oder Reichelt verfügbar sind. Dabei muss neben der Leistung und Isolationsspannung vor allem die parasitäre Koppelkapazität zwischen Ein- und Ausgang beachtet werden (engl. isolation capacity). Denn diese wird bei jedem Schaltvorgang umgeladen und erzeugt Störströme. DC/DC Wandler für Leistungssschalter mit mehreren kHz sollten weniger als 100pF Koppelkapazität haben (grober Richtwert).

==== Versorgung durch eine Bootstrap Schaltung====

Wenn es sich bei der Applikation um eine Halbbrücke handelt und der HS-Schalter nicht dauerhaft eingeschaltet sein muss (Tastverhältnis <100%), sondern regelmäßig getaktet wird ([[PWM]]), kann die Versorgung des HS-Schalters auch aus der massebezogenen Versorgung des LS-Schalters generiert werden. Diese Schaltung nennt sich ''Bootstrap''.

Immer wenn der LS einer Halbbrücke eingeschaltet ist, liegt das Source Potential des High Side Schalters auf GND. In diesem Zeitraum kann der Kondensator am Treiber des HS-Schalters über eine Diode aufgeladen werden. Energiequelle ist hierbei die Spannungsversorgung des LS-Schalters. Siehe dazu eines der Beispiele oben.

Wenn man 100% Tastverhältnis benötigt, kann man die Speisung des Bootstrapkondensators über eine Ladungspumpe erreichen, wie es in [http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-978.pdf AN978] von IRF dargestellt ist (Seite 18, Figure 16).

=====Bootstrapkondensator=====

Der Bootstrapkondensator soll eine niederinduktive und niederohmige Pufferung des Energiebedarfes für einen Schaltvorgang bereitstellen, daher ist ein Keramikkondensator oder auch ein Folienkondensator erforderlich. Der Energiebedarf eines Schaltvorganges ergibt sich recht einfach:

:<math> C = \frac{Q_\text{gate}}{\Delta U}</math>

Beispiel: Als erlaubten Spannungseinbruch während der Energieentnahme wird hier 0,5V festgelegt. Die gesamte Gateladung Qgate (Total gate charge) ist hier z. B. 58nC bei Ug=10V. Daraus errechnet sich eine Minimalkapazität von 58nC / 0,5V = 116nF. Die Erfahrung zeigt, dass ein großzügiges erhöhen um den Faktor 3..8 sinnvoll ist, da in der Rechnung weder Leckströme des FETs und des Kondensators noch der Energieverbrauch der Treiberschaltung selbst berücksichtigt wird. Des Weiteren ist die Gateladung nur für 10V angegeben. Höhere Gatespannungen erfordern eine höhere Energiemenge. Achtung: je größer der Kondensator gewählt wird, desto mehr Zeit wird zum Laden des Kondensators über die strombegrenzende Bootstrapdiode benötigt.

Auch wenn der Kerko für die Pufferung der Schaltenergie ausreichend ist, ist es meist sinnvoll einen Elko/Tako parallel zu schalten. Die dort gespeicherte Energie hilft z. B. wenn eine längere "on" Zeit erforderlich ist. Genauso verringert der zusätzliche Energiespeicher den zum Ladungsausgleich erforderlichen Strompuls des Kerkos. Dadurch verbessert sich das EMV-Verhalten des Treibers meßbar.

=====Auslegung des Bootstrapdiodenzweiges =====

# Die Spannungsfestigkeit der Diode muss größer sein, als die auftretende Maximalspannung des Lastkreises.
# Im ersten Ansatz muss die Recovery-Zeit der Diode (trr) mindestens um den Faktor 10 kürzer sein, als die minimale "on" Zeit des LS-FETs. Ist z. B. der LS-FET immer für mindestens 10ms ein, ist eine 1N4007 (trr ca. 1µs) ausreichend. Bei höheren Schaltfrequenzen genügt oft eine UF4007 (trr ca. 75ns). In einer Halbbrücke bedeutet eine längere trr-Zeit jedoch, dass der Bootstrapkondensator des HS-Treibers beim Einschalten solange entladen wird, bis die Diode wieder sperrt. In diesem Fall muss die schnellere Diode unabhängig von der "on" Zeit ausgewählt werden
#Der zulässige Strom durch die Diode ist das letzte Auswahlkriterium. Da der Strom kaum kontrollierbar ist muss er mit einem Widerstand begrenzt werden. Bei einer 1N4007 beträgt der wiederholbare Maximalstrom 1A. Die Diode hat als sogenannten ''Single pulse'' aber eine deutlich größere Strombelastung (Datenblattangabe UF4007 = 30A). Da der Kondensator nur beim ersten Einschalten komplett vollgeladen, im Betrieb aber wie hier im Beispiel berechnet nur um <0,5V aufgeladen wird, kann der Widerstand kleiner ausfallen. Daher ist in diesem Beispiel bei 15V Versorgungsspannung und Ausnutzung eines 50% = 15A Peaks für das erste Aufladen ein Minimalwiderstand von (15V – 1,5V) / 15A = 0,9Ω erforderlich. Der Widerstand wird auf 1Ω festgelegt. Die 1,5V stammen vom Spannungsabfall an der Diode bei 1A, bei höheren Strömen steigt der Spannungsabfall an.

Aus dem Wert des Bootstrap-Kondensators, des -widerstandes und des Tastverhältnisses (hier im Beispiel auf 2% festgelegt) ergibt sich eine minimale "on" Zeit für den LS-Schalter von
: t = Rbt · Cbt / D
d.h. 1Ω · 470nF / 0,02 = 23,5µs. Schneller als gut 40kHz sollte in diesem Beispiel also nicht geschaltet werden, da sonst der Bootstrapkondensator nur unzureichend nachgeladen werden kann.

==Besonderheiten beim Treiberaufbau==

[[Bild:Gatekreis_Bild1.png|miniatur|rechts|300px|Gatekreis, wie im Schaltplan gezeichnet]]
Fast jeder, der schon einmal eine geschaltete Leistungsendstufe in Betrieb genommen hat, musste feststellen, dass der Leistungsschalter nicht immer genau das macht, was man vorher geplant hatte. Die Hauptursache ist meist – neben Problemen mit der Leistungsversorgung selbst, siehe weiter unten – der Gatekreis.

Die abgebildete Schaltung zeigt einen Aufbau wie er – unabhängig wie die Treiberstufe selbst umgesetzt wird – standardmäßig im Schaltplan implementiert ist.

{{Absatz}}

[[Bild:Gatekreis_Bild2.png|miniatur|rechts|350px|Gatekreis, wie er real auf der PCB vorhanden ist]]

Rechts ist der Gatekreis so gezeichnet, wie er sich unter realen Bedingungen wirklich darstellt.

Es ist hier nicht die Frage, ob diese parasitären Einflüsse wirklich vorhanden sind oder nicht, sondern nur wie groß die Werte sind. Hier sind unterschiedliche Einflüsse dargestellt, die sich teilweise gegenseitig beeinflussen.

# R & L zwischen Source und GND: Das "Treiber GND" Signal ist wie deutlich zu sehen DIREKT am Source Anschluß des FETs angeschlossen, und nicht am GND-Fußpunkt des Leistungspfades von "Vcc" zu "GND".Jeder Zentimeter der Leitung zwischen Source und GND beeinflußt den Gatekreis. Sobald der FET durchschaltet entsteht an den o.g. parasitären Bauteilen (Induktivität und Widerstand) ein Spannungsabfall, der dem Gatesignal entgegenwirkt, und damit z. B. beim Einschalten die am FET anliegende Gatespannung reduziert.
# R & L zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND": Da der Widerstand im unteren mΩ-Bereich liegt kann dieser Einfluß hier ignoriert werden. Die Induktivität im Gatekreis bremst jedoch den Signalanstieg am Gate, sodass auch das Schaltverhalten beeinflußt wird. Dieser Effekt ist jedoch normalerweise nicht sehr stark wirksam. Hier besteht aber die Gefahr, dass die Induktivität mit der Gatekapazität einen Schwingkreis bildet.
# Überkopplung über Ciss: Wenn das Drainpotential z. B. beim abschalten plötzlich von "GND" auf "Vcc" springt, findet über Ciss eine überkopplung vom Drain auf das Gatesignal statt. Diese führt zu einer Potentialanhebung die im schlimmsten Fall sogar die"turn on" Schwelle überschreiten, und zum wiedereinschalten des FETs oder zu Oszillationen führen kann.

;Fazit: Die Schleife zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND" muss klein wie möglich gehalten werden. Sitzt der Treiber nicht nahe am Leistungs-FET, ist es empfehlenswert die zwei Kabel so kurz wie möglich halten und zu verdrillen. Auf einer PBC die Leitungen direkt nebeneinander führen. Auf eine direkte Anbindung an Source bzw. Emitter ist zu achten!

=== Shoot-Through ===
Unter "Shoot-Through" versteht man einen "verbotenen" Zustand (in Halb- bzw. Voll-Brücken und 3-Phasigen Endstufen) bei dem sowohl der HS-Schalter, als auch der LS-Schalter '''einer''' Halbbrücke gleichzeitig eingeschaltet sind. Dies hätte zur Folge, daß die Energiequelle und der Zwischenkreiskondensator der Endstufe kurzgeschlossen werden. Dabei wird unweigerlich der "magische Rauch" aus den Halbleitern entweichen, und die Endstufe mit einem lauten Knall ihr Leben aushauchen.
Zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes muß zwingend eine minimale Zeit vergehen, die so lange ist, daß der ausschaltende Schalter sicher aus ist, bevor durch Einschalten des anderen Schalters Strom zu fließen beginnt. Zu keinem Zeitpunkt dürfen BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;FAQ:

FET wird zu heiß:
*Verlustleistung zu hoch, Ursache könnte sein dass
**die Gatespannung zu niedrig ist,
**die Schaltgeschwindigkeit und damit die Treiberleistung zu gering ist, oder
**Der Treiber am Source/Emitter nicht direkt angebunden ist, und durch die dadurch entstehende parasitäre Induktivität die Spannung im kritischen Schaltmoment kurzzeitig einbricht, oder
**Schwingungen auf der Gateleitung oder im Leistungszweig vorhanden sind.
*Die Kühlung ist unzureichend
**da keine oder falsche Isolierfolie / Paste, oder
**ein zu kleiner Kühlkörper verwendet wird.

== Zusätzliche Hinweise ==

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Fußnoten ==
<references/>

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/280480#2960070 Forumsbeitrag]: Clevere MOSFET-Treiber mit kleinsten Trafos
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/283585#3004839 Forumsbeitrag]: Galvanisch getrennte Ansteuerung eines MOSFETs mittels Übertrager und 100% Tastverhältnis
* [http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-978.pdf AN978] von IRF: HV Floating MOS-Gate Driver ICs , engl.

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Leistungselektronik

2015-10-04T08:56:46Z

Powerfreak: /* Zwischenkreiskapazität */

Dieser Artikel ist der Einstiegspunkt zu einer Reihe von weiteren Beiträgen, die alle das Thema "Leistungselektronische Systeme" als Hintergrund besitzen. Weiterführende Details und Ergänzungen findet man in den verlinkten Artikeln wie [[IGBT]], [[FET]], [[TRIAC]], [[Kühlkörper]], [[Treiber]], [[Zwischenkreiskapazität]], [[Mosfet-Übersicht]].

In diesem Artikel geht es hauptsächlich darum einen Überblick über das "System" zu schaffen und diverse Grundlagen und Begriffe zu definieren.

== Was versteht man unter "Leistungselektronik"? ==
Unter dem Begriff "Leistungselektronik" versteht man alles, was mit Steuerung, Umformung oder dem Schalten von elektrischer Energie mit elektronischen Bauelementen zu tun hat. Dies beginnt bereits bei wenigen 100mA und wenigen Volt, reicht aber bis zu mehreren 100kV und mehreren 1000A. Bei kleineren Spannungen und Strömen besteht die Herausforderung nicht in den absoluten Werten selbst, sondern in der Umformung mit einem besonders hohen Wirkungsgrad und mit möglichst geringen EMV-Abstrahlungen.

Leistungselektronik bzw. leistungselektronische Systeme bestehen immer aus einem Steuerungs- bzw. Regelteil, und dem Leistungsteil selbst. Dieses Leistungsteil - oft auch als "Leistungselektronik" bezeichnet - besteht selbst wieder aus mehreren Komponenten, die aber '''immer''' aufeinander abgestimmt sein müssen.

== Sicherheitsvorkehrungen ==
Jeder der in diesem Bereich arbeitet muss sich über die Gefahren, die von hohen Spannungen (ab 50V_ac und ca. 60V_dc {offiziell 120V_dc}), hohen Strömen oder hohen Energien (z.B. aus einem Kondensator) ausgehen, informieren und entsprechende Sicherheitsvorkehrungen treffen.
Ab ca 12V zündet ein Lichtbogen und verlischt anschließend.
Ab ca. 20V bleibt ein Lichtbogen nach der Zündung stehen, bis die Spannung unter die Lichtbogenbrennspannung - die abhängig von der Lichtbogenlänge ist - fällt.
Auch bei einer einmaligen Entladung (z.B. aus einem Kondensator) kann so viel Energie in dem Brennmoment enthalten sein, daß flüssiges Metall durch die Gegend geschleudert wird.
Die Verwendung eines Trenntrafos und einer Schutzbrille - letzteres speziell für Messungen mit dem Oszi direkt am Testobjekt - sollte auch schon bei geringen Leistungen zur Standardausrüstung gehören, bei größeren Leistung auch ein Gehörschutz.

== Bestandteile eines leistungselektronischen Systems ==
Zum Leistungsteil gehören immer:
# Leistungshalbleiter ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]])
# Kühlung für den Leistungshalbleiter über [[Kühlkörper]]
# [[Zwischenkreiskapazität]]
# Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter
# Ansteuerschaltung = [[Treiber]]
# Spannungsversorgung für den Treiber

Optional können noch eine separaten HS-Energieversorgung, ein Strom- bzw. Spannungssensor, sowie ggf. eine Potentialtrennung der Ansteuersignale von der Regeleineheit zum Treiber mit dazugehören.

'''Warum sind diese Komponenten immer Bestandteil einer leistungselektronischen Anwendung, und auf was ist zu achten?'''

=== Leistungshalbleiter ===
Der Leistungshalbleiter selbst ist der eigentliche Schalter. Hier gibt es verschiedene Typen/Arten von Halbleitern, die wichtigsten werden in den entsprechenden Kapiteln ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]]) genau erläutert.
Als kleine Zusammenfassung kann gesagt werden, daß sich ''nicht abschaltbare'' Bauteile wie TRIACs normalerweise ausschließlich für das Schalten von Wechselstrom (AC) eignen, und ''abschaltbare'' Bauteile wie [[FET]] und [[IGBT]] ihre Stärken bei Gleichstrom (DC) ausspielen. FETs werden meist für Spannungen bis zu ca. 200V, und schnelles und häufiges Schalten >30..50kHz eingesetzt. IGBTs hingegen sind für Schaltfrequenzen bis zu typisch 10..12kHz, (selten bis zu 30kHz) und für Spannungen größer ca. 150V optimal eingesetzt. (FETs und IGBTs können auch schneller schalten, jedoch sinkt dann der Wirkungsgrad.)Vom FET existieren im Bereich Leistungselektronik zwei Haupttypen, der N-Kanal- und der P-Kanal FET. Details im entsprechenden Kapitel nur soviel Vorweg: Bei Anwendungen über ca. 30-40V oder mit hohen Strömen ist es sowohl bezüglich Kosten, als auch bezüglich Verluste und Auswahlmöglichkeiten sinnvoll zu prüfen, ob ein N-Kanal Typ mit seiner etwas aufwändigeren Ansteuerung bzw. Energieversorgung nicht doch Sinn macht. In industriellen Anwendungen wird der P-Kanal Typ nur relativ selten verwendet.
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=== Kühlung für den Leistungshalbleiter ===
Leider läßt sich Energie nicht zu 100% verlustfrei konvertieren. Diese Verluste werden hauptsächlich in Form von Wärme abgestrahlt. Damit der (teure) Leistungshalbleiter die gewünschte Lebensdauer erreicht bzw. nicht überhitzt und damit zerstört wird, muß die Verlustenergie in irgend einer Art und Weise über einen [[Kühlkörper]] abgeführt werden.

Nur zum Vergleich: Eine 17cm durchmessende Herdplatte mit einer Leistung von 1000W hat eine Leistungsdichte von ca. 4,5W/cm². In unseren PCs - zur Kühlung der CPU - sind 50..70W/cm² übliche Werte. Die meisten Applikationen mit Leistungshalbleitern übersteigen die Leistungsdichte unserer Herdplatten bei weitem.

Diese Kühlung von nennenswerten Leistungen erfolgt fast ausschließlich durch Wärmeleitung und immer auch in Form von Wärmestrahlung. Bei sehr kleinen Verlustleistungen und hohen Temperaturdifferenzen vom Halbleiter zur Umgebungsluft ist die Ableitung durch Abstrahlung in die Luft (natürliche Konvektion) und Ableitung durch Wärmeleitung in die Platine ohne einen zusätzlichen Kühlkörper oft ausreichend. In Datenblättern findet man 50..75 K/W (ja = junction to ambient) vom Halbleiter zur Umgebungsluft, was bedeutet, daß man ca. 1W ohne Kühlkörper abführen könnte, da sich der Kühlkörper pro Watt um die genantnen 50..75K erwärmt. Für höhere Leistungen muß der Halbleiter auf einen Luftkühler z.B. [[Kühlkörper]] bzw. bei höchsten Leistungsdichten auf einem Wasserkühler montiert werden. Dies wird genauer im Kapitel "Kühlung von Leistungshalbleitern" beschrieben.

=== Zwischenkreiskapazität ===
Die [[Zwischenkreiskapazität]] ist der Energiepuffer der Anwendung, und muß mindestens ein Umschalten der Leistungsendstufe puffern können.
Jede Leitung/Verbindung stellt eine Induktivität dar. Die Energiequelle ist in 99,9% aller Fälle nicht ''direkt'' an der Leistungselektronik, sondern über je eine Induktivität in Hin- und Rückleitung, mit dem Schalter verbunden. Daher ist technisch gesehen die Quelle "weit" von der Last entfernt. Diese Induktivitäten führen sowohl zu einem Spannungseinbruch beim EINschalten, aus auch zu einer Spannungsüberhöhung beim AUSschalten, und genau '''dies''' muß durch den Zwischenkreis minimiert werden.
Die Zwischenkreiskapazität dient also der Kompensation der Leitungsinduktivitäten.
Die Anbindung des Kondensators mit ''geringst möglichen Abstand'' zum Leistungsschalter - d.h. mit geringst möglicher Induktivität - ist entscheidend über die Funktion der Leistungselektronik. Je besser diese Anbindung, desto näher kann man mit der Spannungsfestigkeit des Leistungsschalters an die maximale Spannung der Energiequelle heran. Anders gesagt: Die Spannungsreserve ist umgekehrt proportional zum technischen Niveau des Entwicklers ;-).

=== Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter ===
Da eine zu hohe Leitungsinduktivitäten zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensatoren beim Schaltbetrieb zu hohen Spannungsspitzen führt - die gegebenenfalls den Leistungshalbleiter zerstört - muss der Abstand und damit die ''Induktivität'' zwischen Zwischenkreiskondensator und Halbleiter so kurz wie möglich gehalten werden. Natürlich ist dies nicht immer optimal möglich, daher sind Möglichkeiten wie verdrillen von + und GND sowie das Parallelschalten von mehreren, gegeneinander isolierten Litzen mit geringerem Durchmesser oft sinnvoll. An dieser Stelle ist ein technisch optimales Design die erste Priorität, und erst dann Bauraum oder Kosten. Aus diesem Grund ist diese so simpel kingende Verbindung zwischen Zwischenkreis und Leistungsschalter hier als separates Bauteil aufgeführt

=== Ansteuerschaltung = Treiber ===
Um den Leistungshalbeiter kontrollieren zu können ist eine Ansteuerschaltung, der [[Treiber]], erforderlich. Der Treiber hat die Aufgabe das Ansteuersignal mit Logikpegel zum Schalten des Leistungshalbleiters umzusetzen. Hierbei sind verschiedene Anforderungen einzuhalten. Das Ansteuersignal besitzt einen fast beliebigen Logikpegel und könnte eine beliebige Flankensteilheit aufweisen. Gängige Treiber-ICs verfügen also über einen weiten Eingansspannungsbereich - z.B. 3-15V - und einer Schmidt-Trigger Funktionalität um das Signal aufzubereiten. Des Weiteren darf ein GND-Versatz von einigen, wenigen Volt zwischen Ansteuer-Controller und Leistungs-Ground - der von hohen Strömen hervorgerufen wird - nicht zu plötzlichen und ungeplanten Umschaltungen - oder zur Verhinderung von Umschaltungen - führen. Dieser Ground-Versatz ist übrigens eine der häufigsten "Herausforderungen" im Schaltungsdesign von Leistungeelektronik. Die wichtigste Aufgabe des Treibers ist jedoch das Ein- und Ausschalten des Leistungshalbleiters innerhalb einer definierten Zeit. Dazu muss der Treiber den zum Schalten erforderlichen Strom liefern können, und dies auch noch auf dem Potential, das der Leistungshalbleiter benötigt.
Damit der [[Treiber]] diese Aufgabe erfüllen kann, benötigt er die zum Schalten erforderliche Energiemenge. Diese Energie wird normalerweise aus einer anderen Quelle als der Leistungsstromversorgung bezogen und sinnvollerweise in einem Keramikkondensator gespeichert. Ist nur eine Quelle vorhanden ist auf eine gute Entkopplung der Treiberspannungsversorgung von der Leistungsquelle zu sorgen, z.B. durch einen Vorwiderstand von wenige Ohm und einem schnellen Kondensator, gegebenenfalls auch gestaffelt.
{{Absatz}}

== Schaltungstopologien ==
In diesem Kapitel werden die am häufigsten verwendeten Schaltungstopologien in der Leistungselektronik dargestellt, und kurz besprochen:

[[Bild:Beispiel_Schaltungstopologien.png|miniatur|left|900px|Darstellung der wichtigsten Schaltungstopologien]]

;Low-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit der Versorgungsspannung verbunden. Der Treiber kann hier zwar direkt an GND geschaltet werden, jedoch ist bis zum Verbindungspunkt auf eine strikte Trennung zwischen Leistungs-GND und Signal-GND, genauso wie an möglichst direkte Anbindung an den Bezugspunkt (direkt an Source bzw. Emitter) zu achten.

;High-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit GND verbunden. Hier wird der Treiber nicht mit GND verbunden, jedoch trotzdem möglichst direkt mit der Source/Emitter des Bauteiles. Die Energieversorgung für den HS-Treiber erfolgt entweder über Bootstrap, oder über einen isolierten DCDC Wandler. Diese Art eines Schalters findet sehr häufig Anwendung z.B. im Kfz, da dort GND praktisch überall vorhanden ist, und keinen separaten Rückleiter erfordert.

;Halbbrücke: Eine Kombination aus LS-Schalter und HS-Schalter, die an der Verbindungsstelle zwischen LS- und HS-Schalter einen gemeinsamen Anschluß, den "Mittelpunkt" aufweist. Dadurch ist es möglich die Last entweder mit der Energiequelle, oder mit der Leistungs-GND zu verbinden. Besonders wichtig ist hier, daß zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes eine minimale Zeit vergehen muß. Diese Zeit muss absolut sicherstellen, daß zu keinem Zeitpunkt BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;H-Brücke: Zwei Halbbrücken mit gleicher Energiequelle. Die Last ist hier zwischen den beiden Mittelpunkten der Halbbrücken geschaltet, und kann dadurch sowohl in der eine, als auch in der andere Richtung durchflossen werden. Diese Anordnung wird oft verwendet um DC-Motoren zu steuern, und die Richtung zu wählen. Bezüglich der Treiber ist zu beachten, daß die beiden HS-Treiber jeweils eine getrennte Stromversorgung erfordern, was durch Bootstrap automatisch gegeben wäre. Das Bezugspotential der LS-Schalter ist zwar - wenn beim Design berücksichtigt - halbwegs gleich, der Sourceanschluß des linken HS-FETs liegt jedoch im Wechsel mit dem Sourceanschluß des rechten HS-FETs abwechslend auf GND und der Ausgangsspannung der Energiequelle. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke.

;Vollbrücke: Drei Halbbrücken mit gemeinsamer Leistungsquelle die eine dreiphasige Last - meist einen Motor - ansteuern. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke oder der H-Brücke.

Eines haben diese Schaltungsanordnungen gemeinsam: Durch PWM kann die fliesende Leistung (fast) stufenlos zwischen 0% und 100% geregelt werden. Bei einer 8-Bit PWM z.B. in 256 Stufen.
{{Absatz}}

== GND ist nicht gleich GND ==
So mancher kennt vermutlich das Problem einer Mikrocontrollerschaltung mit einem AD-Wandler. Wenn das Ergebnis der AD-Wandlung noch halbwegs der Realität entsprechen soll, dann müssen einige Vorsichtsmaßnahmen ergriffen werden. Neben der Abschirmungsproblematik ist es auch sinnvoll auf eine sorgfältige Trennung von Analog-GND zu Digital-GND zu achten. (Jaa Hubert L., aber hier reicht es noch ;-) )
Natürlich gibt es vielfältige Maßnahmen dies sicherzustellen, das zu diskutieren bzw. die "Beste Lösung" zu finden ist jedoch nicht Ziel dieses Artikels.

Ein sehr ähnliches Problem gibt es hier im Leistungsteil mit der Signal-GND (Signal vom und zum Treiber) und der Leistungs-GND (Hauptstrompfad).
Diese zwei GNDs (Signal-GND vom Treiber und Leistungs-GND vom Halbleiter) dürfen nur an einem Punkt miteinander verbunden werden, und zwar direkt am Anschlußpunkt von Source bzw. Emitter des Leistungsbauteiles selbst. In den Stromlaufplänen des Artikels "Treiber" wird auffallen, daß der GND Anschluß des Treibers nicht irgendwo an Leistungs-GND angebunden ist, sondern möglichst direkt am Halbleiter.

Der Grund ist sehr einfach erklärt: '''GND-Versatz.'''

Hier geht es jetzt nicht um den ohmschen d.h. statisch, dem Strom folgenden, Spannungsabfall zwischen Source bzw. Emitter und dem Verbindungspunkt der beiden GNDs, sondern um den dynamischen durch die Induktivität von ein paar '''ZENTIMETER''' Leitung. Dieser Spannungsabfall steht dann nicht mehr zur Verfügung, um den [[FET]] / [[IGBT]] anzusteuern, da er der U_GS entgegen wirkt. {{Absatz}}
Bezüglich "ohmscher Anteil": bei 500A und 1mOhm sind das nur 0,5V, eigentlich vernachlässigbar, und ein guter Entwickler läßt sowieso etwas Luft.
Nehmen wir jetzt aber den induktiven Spannungsabfall, den wir gemäß dU = -L * dI / dt berechnen.
Drei Zentimeter Leiterbahn haben eine Aufbau abhängige parasitäre Induktivität von ca. 20..30nH.
Werden 125A in 250ns geschaltet bedeutet dies eine Stromsteilheit von 500A/µs. (Auch 6..10kA/µs sind keine Seltenheit!). Bei 500/µs und 20nH entsteht in ''drei Zentimeter'' Leiterbahn bei ''jedem'' Schalten eine Selbstinduktionsspannung von -20nH·500A/1µs = ''-10V.''
Was das bedeutet, wenn die GS-Ansteuerspannung ''um'' 10V reduziert wird, kann sich sicher jeder denken, der Halbleiter schaltet überhaupt nicht mehr, oder wird ggf. im Linearbetrieb eingesetzt und damit sofort heiß bzw. zerstört. Des Weiteren verkraften die meisten, guten Treiber-ICs am Gateausgang eine Spannung von maximal 5V unter dem Bezugs-GND-Potential. Wird die Spannungsdifferenz etwas größer, tritt "magischer Rauch" aus, und wir brauchen wieder einen "neuen Timmy".

Das Thema der "parasitären Induktivitäten" begegnet uns wieder beim Thema ''"Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter"''. Dort tritt eine vergleichbare Stromsteilheit auf, die Induktivität der Verbindungen zwischen Kondensator und Leistungsschalter ist jedoch höchsten größer, aber nicht so einfach zu beheben wie bei der [[Treiber]]-GND durch Anschluss an der richtigen Stelle.
{{Absatz}}

== Begriffsdefinitionen ==
;Stromsteilheit: dI/dt = Änderung des Stromes über der Zeit z.B. 100A in 1µs = 100A/µs

;PWM: [[Pulsweitenmodulation]]: Durch Variation des Verhältnisses der Ein- und Ausschaltzeit entsteht bei gleicher Grundfrequenz ein Rechtecksignal mit variablem Verhältnis der Ein =1 zur Aus = 0 Zeit. Dies nennt man auch das "Tastverhältnis". Dieses Signal kann auch zur Leistungssteuerung verwendet werden, indem z.B. eine 1000W Heizung die auf 400W laufen soll zu 40% ein-, und zu 60% ausgeschaltet ist. Mit dieser Ansteuerung können beliebige Signalformen realisiert werden, sofern eine für die Schaltfrequenz geeignete Filterung erfolgt. Beim Motor (H-Brücke oder Vollbrücke) wird diese Filterung durch die Induktivität der Motorwicklung erreicht, sodaß der Strom nur mehr einen kleineren Stromrippel in etwa in Form eines Dreiecks aufweist.

;Tastverhältnis: Das Verhältnis t_ein / (t_ein + t_aus) bezeichnet man als Tastverhältnis. (engl. Duty Cycle, daher oft abgekürzt DC, Achtung: bitte nicht mit Direct Current = Gleichstrom verwechseln). Das Tastverhältnis ist eine Zahl zwischen '0' und '1'.

;Brückenkurzschluss: Siehe ''Querstrom''
;Querstrom: Dies wird meist verursacht durch gleichzeitiges oder überlappendes Schalten von HS- und LS-Schalter (oder einem defekten Schalter auf den "aufgeschaltet" wird). Moderne integrierte Treiber stellen durch eine intern erzeugte "Totzeit" sicher, daß dieser Fall des überlappenden Schaltens im Umschaltmoment nie eintritt. Bei einem Selbstbau-Treiber ist diese Funktionalität Pflicht.
Gibt es diese "Totzeit" nicht, oder liegt in einem der Leistungshalbleiter ein Defekt vor steigt der Strom Aufgrund der geringen Induktivität in einem solchen Lastkreis leicht auf mehrere 1000A, und kommt einem Kurzschluß der Leistungsquelle gleich. Wird ein solcher Kurzschluß wie üblich schnell abgeschaltet, zerstören die dabei entstehenden Überspannungen die Schalter meist sofort.

Im Kleinleistungsbereich (Modellbau) lassen sich auch brückenkurzschluss-sichere Endstufen aus emittergekoppelten Komplementärtransistoren aufbauen. So ähnlich wie bei Lautsprecher-Endstufen. Stichwort: "Digitale Komplementärendstufe mit Potenzialversatz", dies bietet jedoch schaltungstechnisch keinen wirklichen Vorteil. Eine "echte" Treiberstufe mit Totzeit - egal ob diskret aufgebaut (Laufzeitverzögerung mit RC), mit RCD-Bestückung am Gate, oder im Treiber-IC integriert - ist "State of the Art".

== Parallelschalten von Leistungstransistoren==
FETs und IGBTs lassen sich relativ einfach parallelschalten, wenn ein paar wenige Grundsätze beachtet werden:
# Jeder Transistor bekommt einen eigenen Gate-Vorwiderstand bzw. eine eigene R||RD Beschaltung (Gatebeschaltung).
# Die Leistungsanbindung an Drain und Source – hier zählt "mOhm" und "nH" - wird symmetrisch aufgebaut, ähnlich einem "hydraulischen Abgleich" bei Heizungssystemen.
# Die Schleife "Kondensator — FET — Kondensator" wird minimiert.
# Die Gatebeschaltung wird möglichst nahe am Gate- und Source-Anschluß angebracht und bezüglich Induktivität (Leitungslänge)bis auf ca +/-20% symmetriert. Die Zuleitung zu den Gatebeschaltungen ist unkritisch''er''.
# Jedes Bauteil wird bezüglich Spannungsfestigkeit und Stromtragfähigkeit mit größerer Sicherheitsreserve als sonst üblich dimensioniert, denn trotz der hier genannten Maßnahmen können Asymmetrieen auftreten.

Sollten auf den Gateleitungen Schwingungen zu beobachten sein, kann es helfen, in ''jede'' Verbindung von Gatetreiber-Source zum Sourceanschluß des Schalters je einen Widerstand zu integrieren. Der Wert kann ist stark vom geschalteten Strom abhängig, und kann in erster Näherung so dimensioniert werden, daß an diesem Widerstand eine Spannung von ca. 1V abfällt. Dieser Spannungsabfall wirkt einer steigenden Gatespannung entgegen, und reduziert damit dI/dt am jeweils schnellsten Transistor. Achtung auf die Verlustleistung dieses Widerstandes.
Sinnvoller ist jedoch das Design hinsichtlich parasitäer Induktivitäten und Kapazitäten zu prüfen und ggf zu optimieren.
{{Absatz}}

== Kühlung der Leistungshalbleiter ==
''Anmerkung: Sollte ein Kenner dieses Thema (Falk?) die Zeit und Muse haben diesen Teil des Artikels '''sinnvoll''' in den wirklich schon guten Artikel [[Kühlkörper]] zu integrieren und hier zu verlinken, wäre ich dankbar ;-) die Zeit dafür habe ich im Moment nicht'' --[[Benutzerseite:Powerfreak|Powerfreak]]

Beim Betrieb von Leistungshalbleitern wird Wärme erzeugt. Dies geschieht sowohl im eingeschalteten Zustand, als auch bei jedem Ein- und Ausschalten.
Um eine Überhitzung und damit eine Zerstörung des Bauteiles zu verhindern muss diese Wärmeenergie entsprechend abgeführt werden. Ab einer Verlustleistung von ca. 1W ist es nicht mehr ausreichend wenn das Bauteil diese Energie nur abstrahlt, bzw. über Leitungen abführt. Am häufigsten werden diese Bauteile auf einen [[Kühlkörper]] geschraubt oder geklemmt, selten geklebt.

Sowohl die Oberfläche des Kühlkörpers als auch des wärmeerzeugende Bauteiles sind nicht eben und weisen eine gewisse Rauhigkeit auf. Dies bedeutet, dass sich die zwei Oberflächen nur punktuell berühren (meist nur mit wenigen Prozent der Gesamtfläche) und nicht auf der gesamten Fläche, für eine wirklsame Kühlung ist "Fläche" jedoch das "A und O".

Luft hat eine sehr schlechte Wärmeleitfähigkeit und die Luft, die zwischen den zwei Oberflächen liegt, verhindert eine Wärmeleitung zwischen den zwei Teilen sehr effektiv. Als Daumenwert kann man sagen, dass 1µm Luft in etwa einem absoluten Wärmewiderstand von ca. 1K/W entspricht... jedoch wird es sich nur in den seltensten Fällen nur um einen Mikrometer handeln, sondern meistens deutlich mehr.

=== Wärmeleitmaterialien ===
Diese Materialien verbessern die thermische Anbindung zwischen einem Bauteil, das Wärme erzeugt, und dem Bauteil, das diese Wärme durch Wärmeleitung in ein Kühlmittel (Luft oder Wasser) abführt. Diese Materialien werden zwar "Wärmeleit" -Folie bzw. -Paste genannt, leiten die Wärme jedoch nicht besonders gut...aber immer noch um mindestens den Faktor 100 besser als Luft... und genau das ist der Grund, warum diese verwendet werden müssen. (Kupfer leitet Wärme um den Faktor 15400 besser als Luft) Die Pasten enthalten meist Öle bzw. Wachse und Fette als Bindemittel und zur besseren Wärmeleitung Metalloxide bzw. Metall- oder Kohlenstoffpartikel als wärmeleitende Füllstoffe.
Der "''vielfach'' punktuelle" Kontakt von Bauteil und Kühlkörperoberfläche ist für eine optimale Anbindung sehr wichtig, da über diese kleinsten Kontaktpunke sehr viel Energie abgeführt werden kann. Daher ist es bei Verwendung von Paste essentiell, die Paste "möglichst dünn" aufzutragen, und den Überschuß, der den direkten Kontakt von Bauteil und Kühlkörper möglicherweise verhindern könnte, herauszupressen. Die Paste soll nur die Luft dazwischen ersetzen, und nicht eine durchgehende Schicht erzeugen(!).

Besondere Beachtung finden die Wärmeleitfolien, die auf beiden Seiten eine thermisch leitfähige, wachsartige Beschichtung aufweisen. Diese Beschichtung schmilzt unter Wärmeeinwirkung auf und füllt die Spalten zwischen den Oberflächen besonders gut. Folien dieser Art werden ''Phase Change Material'' genannt. Auf Grund der Tatsache, daß das Material aufschmilzt, ist es erforderlich nach dem ersten Schmelzprozess den ursprünglich Anpressdruck des Bauteiles auf dem Kühlkörper durch nachspannen wieder herzustellen. Achtung: ''Vor'' dem Aufheizen und Nachspannen hat die Wärmeleitfähigkeit noch nicht die möglichen Minimalwerte erreicht. Zum Teil ist die Wärmeanbindung noch um Faktoren schlechter, daher beim ersten Einschalten noch nicht voll belasten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von verschiedenen Materialien:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Kommentar
|-
|Kupfer || 370 || schwankt zwischen ca. 350..400
|-
|Aluminium || 220 ||
|-
|Stahl || 50 || hochlegierte Stähle <20
|-
|Eisen || 80||
|-
|Silber || 430 ||
|-
|Zinn || 67 ||
|-
|Blei || 35||
|-
|Wärmeleitpasten || 3..10 ||
|-
|Luft || 0,024 ||
|-
|Wasser || 0,6||
|-
|Öl || 0,15||
|-
|}

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Isolierfolien. Wenn jemand gute und bezahlbare Folien findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|WÄRMELEITFOL.86/82 ROT ||6,5 ||100×;100×0,25mm || C|| 14€
|-
|}
;Hinweis: Die Wärmeleitfähigkeit von Folien bezieht sich ausschließlich auf die Folie selbst. Selbst unter besten Bedingungen wird man die genannten Werte nicht erreichen, da durch den Übergang vom Bauteil in die Folie und von dort in den Kühlkörper ein zusätzlicher Wärmewiderstand entsteht. Eine Verschlechterung von ca. 30% oder mindestens 0,5K/W bei einem TO220-Bauteil ist zu erwarten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Wärmeleitpasten. Wenn jemand gute und bezahlbare Pasten findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|Artic Silver ||8,9 || 3,5g || C || 13,95€
|-
|Standard Pasten auf Silikonbasis ||3,0|| 3g..150g|| C / Rei / ... || wenige €/g
|-
|}

Montagerichtlinien:
Die so beliebten Bohrungen in eine blanken Kühlfahne des Transistors wie z. B. beim TO-220 Gehäuse suggerieren eine fantastisch einfache Montierbarkteit. Wird die Schraube aber nur ein klein wenig zu fest angezogen, verformt sich das Kupfer der Kühlfahne und sorgt dafür, dass sich der Kunststoff umpresste Teil des Transistors ein klein wenig abhebt. Dies hat eine deutlich schlechtere Wärmeanbindung zur Folge. Die isolierte Bohrung bei vollständig umspritzten – nicht zu verwechseln mit auch auf der Rückseite isolierten – Bauteilen umgeht dieses Risiko, genauso wie der nachfolgende Montagevorschlag.
* Bei hohen Verlustleistungen ist zu empfehlen, das Bauteil gegenüber der Stelle aufzupressen, an der die Verlustleistung entsteht, also direkt auf dem Kunststoff des Transistors über dem Chip.
* Werden mehrere Bauteile parallel auf dem Kühlkörper montiert sollte zwischen den Bauteilen ''mindestend'' soviel Abstand vorgesehen werden, wie die Breite des Bauteiles beträgt. Dies vermindert die gegenseitige, thermische Beeinflussing der Bauteile und ermöglicht eine bessere Wärmeabfuhr
* Zur Montage mehrerer Bauteile eignet sich eine Metallschiene die direkt auf den Kunststoff drückt sehr gut. Zwischen ''jedem'' Bauteil ist ein Verschraubungspunkt vorzusehen, damit jedes Bauteil gleichmäßig aufgedrückt wird.
* Vor dem Aufbringen der Paste/Folie sowohl Bauteil als auch Kühlkörper mit Alkohol reinigen.
* Die Wärmeleitwerte für eine Paste beziehen sich auf eine meist nicht genannte aber trotzdem ''minimale'' Schichtdicke. Diese gelingt relativ reproduzierbar, wenn die Paste mit einem flachen Gegenstand (Rasierklinge, Lineal, ...) aufgebracht, verteilt und vorsichtig abgezogen wird, sodass nur eine ''dünne'' Schicht auf dem [[Kühlkörper]] verbleibt. Dies erfordert einige Übung. Paste aufhäufeln, Bauteil eindrücken und befestigen erzielt bei weitem nicht die optimale Kühlleistung.
{{Absatz}}

== Zusätzliche Hinweise ==
Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.
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== Siehe auch ==
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:!Hauptkategorie]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Treiber

2015-05-29T09:26:32Z

Powerfreak: /* Beispiele zu High-Side Treibern */ kleine Korrektur in der Beschreibung

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

Ein '''Transistor-Treiber''' ist eine Schaltung, welche den nötigen Strom zur Verfügung stellt, um einen großen [[Transistor]] in der erforderlichen Zeit ein- bzw. auszuschalten. Es handelt sich dabei meist um einen Verstärker mit zusätzlichem [[Pegelwandler]]. Dadurch ist es möglich, mit einem Logikausgang, welcher meist mit 5 oder 3,3V betrieben wird, große Lasten mit [[FET|MOSFETs]] bzw. [[IGBT|IGBTs]] zu schalten. Dieser Treiber kann analog (linear) oder digital arbeiten.

In diesem Artikel wird hauptsächlich auf die Besonderheiten zur Ansteuerung von MOSFETs und IGBTs in der Leistungselektronik Bezug genommen, welche geschaltet betrieben werden. Diese Treiber sind digitale [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]]

==Anwendung ==

[[FET | MOSFETs]] und [[IGBT]]s werden mit einer Spannung gesteuert. Bei einer Gate-Source bzw. Gate-Emitter Spannung von 0V ist das Bauteil gesperrt bzw. hochohmig. Steigt die Spannung über die sogenannte "Schwellenspannung" (engl. threshold voltage) – die für Leistungsbauteile zwischen ca. 3 und 4,5V liegt –
geht das Bauteil langsam vom gesperrten in den leitenden Zustand über. Bei einem weiteren Spannungsanstieg bis zu einem Level von ca. 12V verringert sich der Einschaltwiderstand beim MOSFET bzw. der Kollektor-Emitter Spannungsabfall beim IGBT auf den im Datenblatt angegebenen minimalen Wert. Eine weitere Erhöhung führt nur zu einer vergleichsweise geringen Reduktion des Widerstandes bzw. Spannungsabfalls und erhöht die Energiemenge, die beim Schalten durch den Treiber
umgeladen werden muss dramatisch (P~U² !). Praktisch beschränkt man sich daher meist auf Gatespannungen zwischen 12...15V. Aufgrund von unvermeidbaren, sehr kleinen parasitären Effekten tritt meist ein geringes Überschwingen der Gatespannung auf. Zusammen mit diesem Überschwingen darf die Gatespannung bei nicht "Logic-Level" FETs 20V nie überschreiten, bei "Logic-Level" wird meist eine maximale Gatespannung von 10V angegeben.

Im Betrieb fällt an einem Leistungstransistor immer eine bestimmte Verlustleistung an. Diese Verluste teilen sich auf in "Schaltverluste" und "Leitend- bzw. ON-Verluste". Die ON-Verluste sind hauptsächlich vom Leistungsschalter selbst abhängig, die Schaltverluste hingegen von der Schaltgeschwindigkeit. Je schneller ein FET/IGBT ein- bzw. ausgeschaltet wird, desto geringer sind die Schaltverluste.

Leider gibt es hier neben physikalischen Grenzen insbesondere unerwünschte Nebenwirkungen, nämlich die EMV ('''E'''lektro '''M'''agnetische '''V'''erträglichkeit). Je schneller geschaltet wird, desto stärker sind die Störungen die dadurch erzeugt werden. Diese Störungen sind sehr schnell so stark, dass andere Schaltungen im Umkreis von einigen Metern beeinflußt werden d.h. die USB Maus leuchtet plötzlich auf, ohne dass sie bewegt wurde bzw. der eigene Mikrocontroller macht nicht mehr was er eigentlich sollte. EMV ist Heute eines der wichtigsten "Krisenthemen" während der Entwicklungsphase, daher nicht auf die leichte Schulter nehmen.

=== Gatebeschaltung ===

Zwischen Treiberstufe und Schalter sind in fast allen Fällen einige passive Bauteile vorhanden. Dies wird hier im Weiteren als "Gatebeschaltung" bezeichnet.
 Hier ein Beispiel mit "Vollausstattung" und die dazugehörige Erklärung:

# '''Gatewiderstand "R_g1"''', um die Schaltgeschwindigkeit den Erfordernissen anzupassen. Je schneller die Schaltflanke, desto geringer die Schaltverluste. ABER Je schneller die Schaltflanke, desto größer die erzeugten Störungen (EMV). Gleichzeitig hat ein schnelles "Abschalten" auch einen starken Überschwinger (snap-off einer Diode und/oder Selbstinduktion (inductive kick)) zur Folge. Aus diesem Grund wird häufig
# ein '''Widerstand "R_g2"''' und eine '''Diode "D"''' in Serienschaltung dem o.g. Gatewiderstand "R_g1" parallelgeschaltet, und zwar so, dass ein langsames ausschalten (D gesperrt) aber ein schnelles einschalten (D leitend und damit R_g1 parallel zu R_g2) ermöglicht wird, d.h. R_g1 || (R_g2+D).
# Um das empfindliche Gate zu schützen, wird oft eine '''Z-Diode''', besser eine schnellere Transil-Diode (Transient Suppressor Diode) so zwischen "Gate" und "Source" bzw. "Emitter" geschaltet ("Kathode" am "Gate"), dass das "Gate" vor Spannungen > 20V geschützt wird. Bei einem sauberen Aufbau kann diese Sicherheitsfunktion normalerweise entfallen. Bei Testaufbauten ist eine 16V Transil-Diode Aufgrund der dort häufig vorkommenden Induktivitäten (Drahtverhau ;-) SEHR zu empfehlen. Das gleiche gilt für die
# '''Klemmdiodenkombination''' (Z- bzw. Transil Diode, antiseriell mit einer normalen Diode) zwischen "Drain" bzw. "Kollektor" und Gate so ("Kathode" der Z-Diode an "Drain" bzw. "Kollektor"), dass die Diode das Gatepotential anhebt, wenn die "Drain-Source" bzw. "Kollektor-Emitter" Potential in die Nähe der maximalen Blockierspannung (Spannungsfestigkeit) des Schalters kommt bzw. den vom Entwickler definierten, maximalen Spannungslevel erreicht. Dieses "anheben" führt dann zu einem vergleichsweise hochohmigen Einschalten des Schalters und damit zum VERLUSTBEHAFTETEN Energieabbau. Bei einem 30V FET verwendet man üblicherweise z. B. eine 24V Transil-Diode, bei 150V FET z. B. eine 130V Transil-Diode und bei einem 600V IGBT z. B. eine 540V Transil-Diode. Die antiserielle Diode, die verhindert, dass die Gatespannung bei fehlender Leistungsversorgung über die Transildiode abfließt, muss die gleiche Spannungsfestigkeit wie der Schalter aufweisen.

=== Treiberleistung ===

IGBT und FET sind zwar spannungsgesteuerte Bauelemente, trotzdem muss bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten die Gatekapazität umgeladen werden, wozu ''Strom'' erforderlich ist. Der Energiegehalt eines Kondensators wird mit

:<math>E= \frac{1}{2} \cdot C \cdot U^2</math>

berechnet. Es ist jedoch der Energiebedarf bei jedem Aufladen und Entladen zu berücksichtigen. Die Gateladung ist jedoch nicht in jedem Datenblatt angegeben. Statt dessen kann - zur Ermittlung der wirksamen Kapazität - die Datenblattangabe für "Cies" beim IGBT, bzw. der Datenblattwert für "Ciss" beim FET mit dem Faktor 5 multipliziert werden. Dies stellt eine sehr gute Näherung dar.

Daher ergibt sich die Treiberleistung wie folgt:

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot Cx \cdot U_g^2 \cdot f_\text{schalt}</math>

Zum Beispiel bei Ug=18V, Cies=4nF und ƒschalt=5kHz beträgt Ptreiber=32mW.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz – z. B. Induktionsheizung – wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant, z. B. Ug = 18V, Cies=20nF und ƒschalt=250kHz, hier beträgt Ptreiber=8,1W. Zusätzlich muss der Eigenverbrauch des Treibers berücksichtigt werden, der durchaus zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Eine weitere Möglichkeit zur exakten Berechnung der Treiberleistung von IGBTs und MOSFETs (z.B. 1200V) kann durch die notwendige Gateladung ''Qgate'' erfolgen. Häufig existieren Angaben der gesamten Gateladung in Datenblättern als Gateladekurve oder Ladungsmenge. Aus dem Spannungshub des Treibers ''Udriver'' (z.B 20V), der gesamten Gateladung ''Qgate'' (z.B. 2150nC) und der geforderten Schaltfrequenz des Treibers ''fswitch'' (z.B. 8kHz) ergibt sich die erforderliche Treiberleistung:

:<math>P_\text{driver} = f_\text{switch} \cdot Q_\text{gate} \cdot U_\text{driver}</math>

Somit beträgt die Leistung ''Pdriver''=0,344W. Der Eigenverbrauch des Treibers ist von der eingesetzten Technologie abhängig und kann bis zu 1W betragen.

Abschließend ist zu erwähnen, dass die Gesamtladung ''Qgate'' von IGBTs und MOSFETs stark vom verwendeten Spannungshub des Treibers abhängt. Im Datenblatt werden typischerweise Maximalwerte angegeben, so dass die tatsächliche Gesamtladung ''Qgate'' etwas geringer ausfällt.

Nun ist aber auch interessant, wieviel Strom man braucht, um einen FET/IGBT in einer bestimmten Zeit einschalten zu können. Hier hilft uns die Formel

:<math>Q = I \cdot t</math>

Umgeformt nach "Strom" erhält man

:<math>I = Q / t</math>

Wenn also z.B. ein FET eine Gateladung von 2150nC als ''Qgate(on)'' hat und man in 1µs schalten möchte, benötigt man
:<math>I = 2150nC/1us = 2150mA</math>

und dieser Strom muss für den genannten Zeitraum von 1µs fließen. Soll der FET hingegen in 100ns schalten, ist ein Gatestrom von 21,5A erforderlich. Dieser Strom fließt nur für die genannte Zeit von 100ns, die Treiberschaltung muß also so gut aufgebaut sein, dass der Strom in einer Zeitspanne deutlich kürzer als die 100ns zur Verfügung gestellt werden kann (Puffer-Kondensator + niederinduktive Anbindung), und ''darin'' liegt dann "die Kunst" eines guten Treibers... wobei auch gut 1A für 1µs schon eine Herausforderung darstellen kann.

=== Definition zu Low- und High-Side Schalter===

;Low-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet.

;High-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet.

===Beispiele zu Low-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Achtung! Auch wenn bei FETs eine Diode (Bodydiode) implementiert ist, muss bei induktiven Lasten oder langen Zuleitungen sowohl bei FETs als auch bei IGBTs eine schnelle Diode parallel geschaltet werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepasst werden muss.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_1_2.png|miniatur|ohne|900px|Beispiele zu diskreten LS-Treibern ]]

Treiber-1 eignet sich eher dazu langsamere Schaltvorgänge mit Kleinsignal-FETs durchzuführen, aber auch höhere Leistungen sind prinzipiell so machbar, wenn man sich die höhere Verluste durch die langsame Ansteuerung erlauben kann.
Der Widerstand R26 sollte an das gewünschte Schaltverhalten angepasst werden, weniger als ca. 100 Ohm ist wegen der Stromtragfähigkeit des gewählten T4 nicht zu empfehlen. Das Schaltverhalten ist hier sehr unsymmetrisch (langsam "ein", sehr schnell "aus"). Sollten größere Ströme geschaltet werden wird eine andere Ansteuermöglichkeit empfohlen.

Treiber-2a und 2b sind durchaus in der Lage höhere Impulsleistungen an den Leistungstransistor zu liefern.
Letztendlich ist der maximale Strom von der Stromtragfähigkeit von T1 und T2 abhängig. Die Kombination aus zwei Gate-Widerständen und einer Diode sind für schnelles Einschalten und etwas langsameres Ausschalten ausgelegt. Das oben gezeigte Beispiel kann so angepasst werden, dass beim Ausschalten nur ein kleiner Spannungsüberschwinger (10..20% der Betriebsspannung) zu sehen ist. Die Anbindung von C1 ist relativ kritisch, auf kürzest mögliche Anbindung ist zu achten

Zu beachten ist, dass Treiber 2a am Eingang vor R4 ein Signal erwartet, welches für "An" bereits auf der Spannungsebene der Treiberschaltung, oder zumindest auf der benötigten Gate-Spannung des FETs (typischerweise 12V) liegt. Steht dagegen nur ein Logik-Signal mit 5V oder 3,3V zur Verfügung, so muss diese zuerst über eine weitere Stufe erhöht werden. Dies erledigt die Erweiterung in 2b.

Eine andere Variante eines diskreten Treibers der von Haus aus mit unterschiedlichen Spannungsniveaus auskommt, ist [http://www.mikrocontroller.net/topic/261315#2710777 in diesem Thread] beschrieben. Diese Variante kann auch als HS-Treiber verwendet werden.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines LS-Treibers mit Logikbausteinen]]

Dieses Schaltungsbeispiel mit Logikgattern ist gut geeignet, um Leistungs-FETs mit einer mittleren Leistung anzusteuern. Es ist zu empfehlen einen Leistungsschalter mit geringer Gateladung (Qg) auszusuchen. Achtung auf den Maximalstrom, den der Inverter liefern kann. Der 4069 sollte mit ca. 12V, max. 15V betrieben werden. Wenn ein Logik-Level Schalter ausgesucht wird, ist ein auch 74AC14 (kein AHC) zu empfehlen.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_4.png|miniatur|ohne|600px|Beispiele eines LS-Treibers mit einem fertigen IC]]

Oben im Bild ist ein kommerzieller Treiber-IC zu sehen – hier im Beispiel 2127 von IR. Hierzu gibt es jedoch sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich, siehe dazu [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]].

Achtung:
Der GND-Zweig des Leistungskreises hat auch bei bestem Aufbau einen recht großen Einfluss auf die beim Schalter ankommende Gate-Spannung. Auf einen niederinduktiven Aufbau des Ansteuerkreises ist zu achten. Je nach Aufbau führt das sonst zu einer zu geringen Gate-Spannung im Schaltmoment – Ugs direkt am Schalter bricht beim Einschalten ein – oder zu einer Überspannung am Gate – Ugs schwingt über die Gatetreiberversorgung hinaus. Beides führt vermutlich früher oder später zu einer Zerstörung des Leistungsschalters. Letzteres kann oft durch eine 15V Z-Diode direkt am Schalter zwischen Gate und Source bzw. Emitter verhindert werden, eine Optimierung des Layouts bzw. der Verdrahtung ist jedoch zielführender. Beschreibungen hierzu im weiteren Verlauf des Artikels.

Die oben gezeigte Masseführung ist nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Masseführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluss der Treiber-Masse direkt am GND-Symbol statt direkt am Schalter – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Masse gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
Ein 10cm langer Draht besitzt eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH · 50A/1µs = 5V.

===Beispiele zu High-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele zu HS-Treibern, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepaßt werden muss.
High-Side Treiber sind etwas komplexer aufgebaut. Der Versorgungsspannungskreis muss isoliert zur restlichen Beschaltung aufgebaut werden. Auf die Isolationsabstände ist besonders zu achten.

Achtung: Auch wenn bei FETs eine – meist unzureichende – Diode implementiert ist, sollte bei induktiven Lasten (oder langen Zuleitungen) sowohl bei FETs, als auch bei IGBTs eine zusätzliche Diode eingesetzt werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_1.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines diskreten HS-Treibers ]]

Hier im ersten Beispiel eine diskrete Ansteuerschaltung für einen HS-Schalter. Achtung, das Signal wird durch die Push-Pull-Stufe invertiert. Statt Q5/Q6 muss - wie im Schaltbild im Text genannt - ein integrierter high speed Treiber wie z. B. der sehr preisgünstigen MC34151 oder MC34152 verwendet werden, da sonst je nach FET-Typ zu hohe Querströme im Umschaltzeitpunkt fließen könnten.
Die hier abgebildete Beschaltung – die ohne weitere Veränderung bei geringerer Schaltleistung auch ohne die Push-Pull Stufe betrieben werden kann – ist für eine Betriebsspannung von ca. 400V ausgelegt. Der Widerstand R12 (hier 4k7) muss an eine geänderte Spannung angepaßt werden. Für 40V beträgt er in dieser Beschaltung 3k3. Diese Schaltung kann auch sehr einfach simuliert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_2.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit einem fertigen IC ]]

Das zweite Beispiel verwendet einen integrierten HS-Schalter von International Rectifier (IR) und eine separate, isolierte Versorgungsspannung. Zum IC gibt es sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich. Eine Übersicht über verschiedene Treiber-ICs findet man hier [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber|MOSFET-Treiber]].

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit Bootstrap Versorgung ]]

Das dritte Beispiel unterscheidet sich zum vorhergehenden nur dadurch, dass die Versorgungsspannung für den Treiber über eine Bootstrap-Schaltung gewonnen wird. Näheres im weiteren Verlauf dieses Artikels.

Die oben gezeigte Leitungsführung für Treiberbezugspotential und GND-Potential ist auch hier nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Leitungsführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluß des Treiber-Bezugspotentials nicht direkt an Emitter bzw. Source – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Bezugspotential gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
10cm Kabel besitzen eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH*50A/1µs = 5V.

=== Stromversorgung eines High-Side Treibers ===

Jede Treiberstufe benötigt eine entsprechende Spannungsversorgung.
Bei einem LS-Schalter gestaltet sich dies relativ einfach, da die Versorgungsspannung im Bereich von 12..15V über dem GND Potential
liegt.

Bei einem High Side N-Kanal Schalter ist deutlich mehr Aufwand nötig, da hier die Treiberspannung 12..15V über dem Sourcepotential des HS-Schalters liegen muss. Das Source-Potential liegt beim HS-Schalter je nach Anwendungsfall auf 12V bis 400V, manchmal sogar noch höher.

==== Versorgung über isolierte DCDC Wandler ====

Die Versorgung hierfür kann relativ einfach mit integrierten DCDC-Wandlermodulen aufgebaut werden, wie sie für wenig Geld bei Conrad oder Reichelt verfügbar sind (Leistung und Isolationsspannung beachten!).

==== Versorgung durch eine Bootstrap Schaltung====

Wenn es sich bei der Applikation um eine Halbbrücke handelt und der HS-Schalter nicht dauerhaft eingeschaltet sein muss (Tastverhältnis <100%), sondern regelmäßig getaktet wird ([[PWM]]), kann die Versorgung des HS-Schalters auch aus der massebezogenen Versorgung des LS-Schalters generiert werden. Diese Schaltung nennt sich ''Bootstrap''.

Immer wenn der LS einer Halbbrücke eingeschaltet ist, liegt das Source Potential des High Side Schalters auf GND. In diesem Zeitraum kann der Kondensator am Treiber des HS-Schalters über eine Diode aufgeladen werden. Energiequelle ist hierbei die Spannungsversorgung des LS-Schalters. Siehe dazu eines der Beispiele oben.

Wenn man 100% Tastverhältnis benötigt, kann man die Speisung des Bootstrapkondensators über eine Ladungspumpe erreichen, wie es in [http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-978.pdf AN978] von IRF dargestellt ist (Seite 18, Figure 16).

=====Bootstrapkondensator=====

Der Bootstrapkondensator soll eine niederinduktive und niederohmige Pufferung des Energiebedarfes für einen Schaltvorgang bereitstellen, daher ist ein Keramikkondensator oder auch ein Folienkondensator erforderlich. Der Energiebedarf eines Schaltvorganges ergibt sich recht einfach:

:<math> C = \frac{Q_\text{gate}}{\Delta U}</math>

Beispiel: Als erlaubten Spannungseinbruch während der Energieentnahme wird hier 0,5V festgelegt. Die gesamte Gateladung Qgate (Total gate charge) ist hier z. B. 58nC bei Ug=10V. Daraus errechnet sich eine Minimalkapazität von 58nC / 0,5V = 116nF. Die Erfahrung zeigt, dass ein großzügiges erhöhen um den Faktor 3..8 sinnvoll ist, da in der Rechnung weder Leckströme des FETs und des Kondensators noch der Energieverbrauch der Treiberschaltung selbst berücksichtigt wird. Des Weiteren ist die Gateladung nur für 10V angegeben. Höhere Gatespannungen erfordern eine höhere Energiemenge. Achtung: je größer der Kondensator gewählt wird, desto mehr Zeit wird zum Laden des Kondensators über die strombegrenzende Bootstrapdiode benötigt.

Auch wenn der Kerko für die Pufferung der Schaltenergie ausreichend ist, ist es meist sinnvoll einen Elko/Tako parallel zu schalten. Die dort gespeicherte Energie hilft z. B. wenn eine längere "on" Zeit erforderlich ist. Genauso verringert der zusätzliche Energiespeicher den zum Ladungsausgleich erforderlichen Strompuls des Kerkos. Dadurch verbessert sich das EMV-Verhalten des Treibers meßbar.

=====Auslegung des Bootstrapdiodenzweiges =====

# Die Spannungsfestigkeit der Diode muss größer sein, als die auftretende Maximalspannung des Lastkreises.
# Im ersten Ansatz muss die Recovery-Zeit der Diode (trr) mindestens um den Faktor 10 kürzer sein, als die minimale "on" Zeit des LS-FETs. Ist z. B. der LS-FET immer für mindestens 10ms ein, ist eine 1N4007 (trr ca. 1µs) ausreichend. Bei höheren Schaltfrequenzen genügt oft eine UF4007 (trr ca. 75ns). In einer Halbbrücke bedeutet eine längere trr-Zeit jedoch, dass der Bootstrapkondensator des HS-Treibers beim Einschalten solange entladen wird, bis die Diode wieder sperrt. In diesem Fall muss die schnellere Diode unabhängig von der "on" Zeit ausgewählt werden
#Der zulässige Strom durch die Diode ist das letzte Auswahlkriterium. Da der Strom kaum kontrollierbar ist muss er mit einem Widerstand begrenzt werden. Bei einer 1N4007 beträgt der wiederholbare Maximalstrom 1A. Die Diode hat als sogenannten ''Single pulse'' aber eine deutlich größere Strombelastung (Datenblattangabe UF4007 = 30A). Da der Kondensator nur beim ersten Einschalten komplett vollgeladen, im Betrieb aber wie hier im Beispiel berechnet nur um <0,5V aufgeladen wird, kann der Widerstand kleiner ausfallen. Daher ist in diesem Beispiel bei 15V Versorgungsspannung und Ausnutzung eines 50% = 15A Peaks für das erste Aufladen ein Minimalwiderstand von (15V – 1,5V) / 15A = 0,9Ω erforderlich. Der Widerstand wird auf 1Ω festgelegt. Die 1,5V stammen vom Spannungsabfall an der Diode bei 1A, bei höheren Strömen steigt der Spannungsabfall an.

Aus dem Wert des Bootstrap-Kondensators, des -widerstandes und des Tastverhältnisses (hier im Beispiel auf 2% festgelegt) ergibt sich eine minimale "on" Zeit für den LS-Schalter von
: t = Rbt · Cbt / D
d.h. 1Ω · 470nF / 0,02 = 23,5µs. Schneller als gut 40kHz sollte in diesem Beispiel also nicht geschaltet werden, da sonst der Bootstrapkondensator nur unzureichend nachgeladen werden kann.

==Besonderheiten beim Treiberaufbau==

[[Bild:Gatekreis_Bild1.png|miniatur|rechts|300px|Gatekreis, wie im Schaltplan gezeichnet]]
Fast jeder, der schon einmal eine geschaltete Leistungsendstufe in Betrieb genommen hat, musste feststellen, dass der Leistungsschalter nicht immer genau das macht, was man vorher geplant hatte. Die Hauptursache ist meist – neben Problemen mit der Leistungsversorgung selbst, siehe weiter unten – der Gatekreis.

Die abgebildete Schaltung zeigt einen Aufbau wie er – unabhängig wie die Treiberstufe selbst umgesetzt wird – standardmäßig im Schaltplan implementiert ist.

{{Absatz}}

[[Bild:Gatekreis_Bild2.png|miniatur|rechts|350px|Gatekreis, wie er real auf der PCB vorhanden ist]]

Rechts ist der Gatekreis so gezeichnet, wie er sich unter realen Bedingungen wirklich darstellt.

Es ist hier nicht die Frage, ob diese parasitären Einflüsse wirklich vorhanden sind oder nicht, sondern nur wie groß die Werte sind. Hier sind unterschiedliche Einflüsse dargestellt, die sich teilweise gegenseitig beeinflussen.

# R & L zwischen Source und GND: Das "Treiber GND" Signal ist wie deutlich zu sehen DIREKT am Source Anschluß des FETs angeschlossen, und nicht am GND-Fußpunkt des Leistungspfades von "Vcc" zu "GND".Jeder Zentimeter der Leitung zwischen Source und GND beeinflußt den Gatekreis. Sobald der FET durchschaltet entsteht an den o.g. parasitären Bauteilen (Induktivität und Widerstand) ein Spannungsabfall, der dem Gatesignal entgegenwirkt, und damit z. B. beim Einschalten die am FET anliegende Gatespannung reduziert.
# R & L zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND": Da der Widerstand im unteren mΩ-Bereich liegt kann dieser Einfluß hier ignoriert werden. Die Induktivität im Gatekreis bremst jedoch den Signalanstieg am Gate, sodass auch das Schaltverhalten beeinflußt wird. Dieser Effekt ist jedoch normalerweise nicht sehr stark wirksam. Hier besteht aber die Gefahr, dass die Induktivität mit der Gatekapazität einen Schwingkreis bildet.
# Überkopplung über Ciss: Wenn das Drainpotential z. B. beim abschalten plötzlich von "GND" auf "Vcc" springt, findet über Ciss eine überkopplung vom Drain auf das Gatesignal statt. Diese führt zu einer Potentialanhebung die im schlimmsten Fall sogar die"turn on" Schwelle überschreiten, und zum wiedereinschalten des FETs oder zu Oszillationen führen kann.

;Fazit: Die Schleife zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND" muss klein wie möglich gehalten werden. Sitzt der Treiber nicht nahe am Leistungs-FET, ist es empfehlenswert die zwei Kabel so kurz wie möglich halten und zu verdrillen. Auf einer PBC die Leitungen direkt nebeneinander führen. Auf eine direkte Anbindung an Source bzw. Emitter ist zu achten!

=== Shoot-Through ===
Unter "Shoot-Through" versteht man einen "verbotenen" Zustand (in Halb- bzw. Voll-Brücken und 3-Phasigen Endstufen) bei dem sowohl der HS-Schalter, als auch der LS-Schalter '''einer''' Halbbrücke gleichzeitig eingeschaltet sind. Dies hätte zur Folge, daß die Energiequelle und der Zwischenkreiskondensator der Endstufe kurzgeschlossen werden. Dabei wird unweigerlich der "magische Rauch" aus den Halbleitern entweichen, und die Endstufe mit einem lauten Knall ihr Leben aushauchen.
Zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes muß zwingend eine minimale Zeit vergehen, die so lange ist, daß der ausschaltende Schalter sicher aus ist, bevor durch Einschalten des anderen Schalters Strom zu fließen beginnt. Zu keinem Zeitpunkt dürfen BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;FAQ:

FET wird zu heiß:
*Verlustleistung zu hoch, Ursache könnte sein dass
**die Gatespannung zu niedrig ist,
**die Schaltgeschwindigkeit und damit die Treiberleistung zu gering ist, oder
**Der Treiber am Source/Emitter nicht direkt angebunden ist, und durch die dadurch entstehende parasitäre Induktivität die Spannung im kritischen Schaltmoment kurzzeitig einbricht, oder
**Schwingungen auf der Gateleitung oder im Leistungszweig vorhanden sind.
*Die Kühlung ist unzureichend
**da keine oder falsche Isolierfolie / Paste, oder
**ein zu kleiner Kühlkörper verwendet wird.

== Zusätzliche Hinweise ==

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Fußnoten ==
<references/>

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/280480#2960070 Forumsbeitrag]: Clevere MOSFET-Treiber mit kleinsten Trafos
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/283585#3004839 Forumsbeitrag]: Galvanisch getrennte Ansteuerung eines MOSFETs mittels Übertrager und 100% Tastverhältnis
* [http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-978.pdf AN978] von IRF: HV Floating MOS-Gate Driver ICs , engl.

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Treiber

2015-05-28T18:50:01Z

Powerfreak: Treiber funktioniert und ist in Serie, bitte erst simulieren, dann ändern

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

Ein '''Transistor-Treiber''' ist eine Schaltung, welche den nötigen Strom zur Verfügung stellt, um einen großen [[Transistor]] in der erforderlichen Zeit ein- bzw. auszuschalten. Es handelt sich dabei meist um einen Verstärker mit zusätzlichem [[Pegelwandler]]. Dadurch ist es möglich, mit einem Logikausgang, welcher meist mit 5 oder 3,3V betrieben wird, große Lasten mit [[FET|MOSFETs]] bzw. [[IGBT|IGBTs]] zu schalten. Dieser Treiber kann analog (linear) oder digital arbeiten.

In diesem Artikel wird hauptsächlich auf die Besonderheiten zur Ansteuerung von MOSFETs und IGBTs in der Leistungselektronik Bezug genommen, welche geschaltet betrieben werden. Diese Treiber sind digitale [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]]

==Anwendung ==

[[FET | MOSFETs]] und [[IGBT]]s werden mit einer Spannung gesteuert. Bei einer Gate-Source bzw. Gate-Emitter Spannung von 0V ist das Bauteil gesperrt bzw. hochohmig. Steigt die Spannung über die sogenannte "Schwellenspannung" (engl. threshold voltage) – die für Leistungsbauteile zwischen ca. 3 und 4,5V liegt –
geht das Bauteil langsam vom gesperrten in den leitenden Zustand über. Bei einem weiteren Spannungsanstieg bis zu einem Level von ca. 12V verringert sich der Einschaltwiderstand beim MOSFET bzw. der Kollektor-Emitter Spannungsabfall beim IGBT auf den im Datenblatt angegebenen minimalen Wert. Eine weitere Erhöhung führt nur zu einer vergleichsweise geringen Reduktion des Widerstandes bzw. Spannungsabfalls und erhöht die Energiemenge, die beim Schalten durch den Treiber
umgeladen werden muss dramatisch (P~U² !). Praktisch beschränkt man sich daher meist auf Gatespannungen zwischen 12...15V. Aufgrund von unvermeidbaren, sehr kleinen parasitären Effekten tritt meist ein geringes Überschwingen der Gatespannung auf. Zusammen mit diesem Überschwingen darf die Gatespannung bei nicht "Logic-Level" FETs 20V nie überschreiten, bei "Logic-Level" wird meist eine maximale Gatespannung von 10V angegeben.

Im Betrieb fällt an einem Leistungstransistor immer eine bestimmte Verlustleistung an. Diese Verluste teilen sich auf in "Schaltverluste" und "Leitend- bzw. ON-Verluste". Die ON-Verluste sind hauptsächlich vom Leistungsschalter selbst abhängig, die Schaltverluste hingegen von der Schaltgeschwindigkeit. Je schneller ein FET/IGBT ein- bzw. ausgeschaltet wird, desto geringer sind die Schaltverluste.

Leider gibt es hier neben physikalischen Grenzen insbesondere unerwünschte Nebenwirkungen, nämlich die EMV ('''E'''lektro '''M'''agnetische '''V'''erträglichkeit). Je schneller geschaltet wird, desto stärker sind die Störungen die dadurch erzeugt werden. Diese Störungen sind sehr schnell so stark, dass andere Schaltungen im Umkreis von einigen Metern beeinflußt werden d.h. die USB Maus leuchtet plötzlich auf, ohne dass sie bewegt wurde bzw. der eigene Mikrocontroller macht nicht mehr was er eigentlich sollte. EMV ist Heute eines der wichtigsten "Krisenthemen" während der Entwicklungsphase, daher nicht auf die leichte Schulter nehmen.

=== Gatebeschaltung ===

Zwischen Treiberstufe und Schalter sind in fast allen Fällen einige passive Bauteile vorhanden. Dies wird hier im Weiteren als "Gatebeschaltung" bezeichnet.
 Hier ein Beispiel mit "Vollausstattung" und die dazugehörige Erklärung:

# '''Gatewiderstand "R_g1"''', um die Schaltgeschwindigkeit den Erfordernissen anzupassen. Je schneller die Schaltflanke, desto geringer die Schaltverluste. ABER Je schneller die Schaltflanke, desto größer die erzeugten Störungen (EMV). Gleichzeitig hat ein schnelles "Abschalten" auch einen starken Überschwinger (snap-off einer Diode und/oder Selbstinduktion (inductive kick)) zur Folge. Aus diesem Grund wird häufig
# ein '''Widerstand "R_g2"''' und eine '''Diode "D"''' in Serienschaltung dem o.g. Gatewiderstand "R_g1" parallelgeschaltet, und zwar so, dass ein langsames ausschalten (D gesperrt) aber ein schnelles einschalten (D leitend und damit R_g1 parallel zu R_g2) ermöglicht wird, d.h. R_g1 || (R_g2+D).
# Um das empfindliche Gate zu schützen, wird oft eine '''Z-Diode''', besser eine schnellere Transil-Diode (Transient Suppressor Diode) so zwischen "Gate" und "Source" bzw. "Emitter" geschaltet ("Kathode" am "Gate"), dass das "Gate" vor Spannungen > 20V geschützt wird. Bei einem sauberen Aufbau kann diese Sicherheitsfunktion normalerweise entfallen. Bei Testaufbauten ist eine 16V Transil-Diode Aufgrund der dort häufig vorkommenden Induktivitäten (Drahtverhau ;-) SEHR zu empfehlen. Das gleiche gilt für die
# '''Klemmdiodenkombination''' (Z- bzw. Transil Diode, antiseriell mit einer normalen Diode) zwischen "Drain" bzw. "Kollektor" und Gate so ("Kathode" der Z-Diode an "Drain" bzw. "Kollektor"), dass die Diode das Gatepotential anhebt, wenn die "Drain-Source" bzw. "Kollektor-Emitter" Potential in die Nähe der maximalen Blockierspannung (Spannungsfestigkeit) des Schalters kommt bzw. den vom Entwickler definierten, maximalen Spannungslevel erreicht. Dieses "anheben" führt dann zu einem vergleichsweise hochohmigen Einschalten des Schalters und damit zum VERLUSTBEHAFTETEN Energieabbau. Bei einem 30V FET verwendet man üblicherweise z. B. eine 24V Transil-Diode, bei 150V FET z. B. eine 130V Transil-Diode und bei einem 600V IGBT z. B. eine 540V Transil-Diode. Die antiserielle Diode, die verhindert, dass die Gatespannung bei fehlender Leistungsversorgung über die Transildiode abfließt, muss die gleiche Spannungsfestigkeit wie der Schalter aufweisen.

=== Treiberleistung ===

IGBT und FET sind zwar spannungsgesteuerte Bauelemente, trotzdem muss bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten die Gatekapazität umgeladen werden, wozu ''Strom'' erforderlich ist. Der Energiegehalt eines Kondensators wird mit

:<math>E= \frac{1}{2} \cdot C \cdot U^2</math>

berechnet. Es ist jedoch der Energiebedarf bei jedem Aufladen und Entladen zu berücksichtigen. Die Gateladung ist jedoch nicht in jedem Datenblatt angegeben. Statt dessen kann - zur Ermittlung der wirksamen Kapazität - die Datenblattangabe für "Cies" beim IGBT, bzw. der Datenblattwert für "Ciss" beim FET mit dem Faktor 5 multipliziert werden. Dies stellt eine sehr gute Näherung dar.

Daher ergibt sich die Treiberleistung wie folgt:

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot Cx \cdot U_g^2 \cdot f_\text{schalt}</math>

Zum Beispiel bei Ug=18V, Cies=4nF und ƒschalt=5kHz beträgt Ptreiber=32mW.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz – z. B. Induktionsheizung – wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant, z. B. Ug = 18V, Cies=20nF und ƒschalt=250kHz, hier beträgt Ptreiber=8,1W. Zusätzlich muss der Eigenverbrauch des Treibers berücksichtigt werden, der durchaus zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Eine weitere Möglichkeit zur exakten Berechnung der Treiberleistung von IGBTs und MOSFETs (z.B. 1200V) kann durch die notwendige Gateladung ''Qgate'' erfolgen. Häufig existieren Angaben der gesamten Gateladung in Datenblättern als Gateladekurve oder Ladungsmenge. Aus dem Spannungshub des Treibers ''Udriver'' (z.B 20V), der gesamten Gateladung ''Qgate'' (z.B. 2150nC) und der geforderten Schaltfrequenz des Treibers ''fswitch'' (z.B. 8kHz) ergibt sich die erforderliche Treiberleistung:

:<math>P_\text{driver} = f_\text{switch} \cdot Q_\text{gate} \cdot U_\text{driver}</math>

Somit beträgt die Leistung ''Pdriver''=0,344W. Der Eigenverbrauch des Treibers ist von der eingesetzten Technologie abhängig und kann bis zu 1W betragen.

Abschließend ist zu erwähnen, dass die Gesamtladung ''Qgate'' von IGBTs und MOSFETs stark vom verwendeten Spannungshub des Treibers abhängt. Im Datenblatt werden typischerweise Maximalwerte angegeben, so dass die tatsächliche Gesamtladung ''Qgate'' etwas geringer ausfällt.

Nun ist aber auch interessant, wieviel Strom man braucht, um einen FET/IGBT in einer bestimmten Zeit einschalten zu können. Hier hilft uns die Formel

:<math>Q = I \cdot t</math>

Umgeformt nach "Strom" erhält man

:<math>I = Q / t</math>

Wenn also z.B. ein FET eine Gateladung von 2150nC als ''Qgate(on)'' hat und man in 1µs schalten möchte, benötigt man
:<math>I = 2150nC/1us = 2150mA</math>

und dieser Strom muss für den genannten Zeitraum von 1µs fließen. Soll der FET hingegen in 100ns schalten, ist ein Gatestrom von 21,5A erforderlich. Dieser Strom fließt nur für die genannte Zeit von 100ns, die Treiberschaltung muß also so gut aufgebaut sein, dass der Strom in einer Zeitspanne deutlich kürzer als die 100ns zur Verfügung gestellt werden kann (Puffer-Kondensator + niederinduktive Anbindung), und ''darin'' liegt dann "die Kunst" eines guten Treibers... wobei auch gut 1A für 1µs schon eine Herausforderung darstellen kann.

=== Definition zu Low- und High-Side Schalter===

;Low-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet.

;High-Side–Schalter: Der FET schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet.

===Beispiele zu Low-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Achtung! Auch wenn bei FETs eine Diode (Bodydiode) implementiert ist, muss bei induktiven Lasten oder langen Zuleitungen sowohl bei FETs als auch bei IGBTs eine schnelle Diode parallel geschaltet werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepasst werden muss.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_1_2.png|miniatur|ohne|900px|Beispiele zu diskreten LS-Treibern ]]

Treiber-1 eignet sich eher dazu langsamere Schaltvorgänge mit Kleinsignal-FETs durchzuführen, aber auch höhere Leistungen sind prinzipiell so machbar, wenn man sich die höhere Verluste durch die langsame Ansteuerung erlauben kann.
Der Widerstand R26 sollte an das gewünschte Schaltverhalten angepasst werden, weniger als ca. 100 Ohm ist wegen der Stromtragfähigkeit des gewählten T4 nicht zu empfehlen. Das Schaltverhalten ist hier sehr unsymmetrisch (langsam "ein", sehr schnell "aus"). Sollten größere Ströme geschaltet werden wird eine andere Ansteuermöglichkeit empfohlen.

Treiber-2a und 2b sind durchaus in der Lage höhere Impulsleistungen an den Leistungstransistor zu liefern.
Letztendlich ist der maximale Strom von der Stromtragfähigkeit von T1 und T2 abhängig. Die Kombination aus zwei Gate-Widerständen und einer Diode sind für schnelles Einschalten und etwas langsameres Ausschalten ausgelegt. Das oben gezeigte Beispiel kann so angepasst werden, dass beim Ausschalten nur ein kleiner Spannungsüberschwinger (10..20% der Betriebsspannung) zu sehen ist. Die Anbindung von C1 ist relativ kritisch, auf kürzest mögliche Anbindung ist zu achten

Zu beachten ist, dass Treiber 2a am Eingang vor R4 ein Signal erwartet, welches für "An" bereits auf der Spannungsebene der Treiberschaltung, oder zumindest auf der benötigten Gate-Spannung des FETs (typischerweise 12V) liegt. Steht dagegen nur ein Logik-Signal mit 5V oder 3,3V zur Verfügung, so muss diese zuerst über eine weitere Stufe erhöht werden. Dies erledigt die Erweiterung in 2b.

Eine andere Variante eines diskreten Treibers der von Haus aus mit unterschiedlichen Spannungsniveaus auskommt, ist [http://www.mikrocontroller.net/topic/261315#2710777 in diesem Thread] beschrieben. Diese Variante kann auch als HS-Treiber verwendet werden.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines LS-Treibers mit Logikbausteinen]]

Dieses Schaltungsbeispiel mit Logikgattern ist gut geeignet, um Leistungs-FETs mit einer mittleren Leistung anzusteuern. Es ist zu empfehlen einen Leistungsschalter mit geringer Gateladung (Qg) auszusuchen. Achtung auf den Maximalstrom, den der Inverter liefern kann. Der 4069 sollte mit ca. 12V, max. 15V betrieben werden. Wenn ein Logik-Level Schalter ausgesucht wird, ist ein auch 74AC14 (kein AHC) zu empfehlen.

[[Bild:Beispiel_LS_Treiber_4.png|miniatur|ohne|600px|Beispiele eines LS-Treibers mit einem fertigen IC]]

Oben im Bild ist ein kommerzieller Treiber-IC zu sehen – hier im Beispiel 2127 von IR. Hierzu gibt es jedoch sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich, siehe dazu [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber | MOSFET-Treiber]].

Achtung:
Der GND-Zweig des Leistungskreises hat auch bei bestem Aufbau einen recht großen Einfluss auf die beim Schalter ankommende Gate-Spannung. Auf einen niederinduktiven Aufbau des Ansteuerkreises ist zu achten. Je nach Aufbau führt das sonst zu einer zu geringen Gate-Spannung im Schaltmoment – Ugs direkt am Schalter bricht beim Einschalten ein – oder zu einer Überspannung am Gate – Ugs schwingt über die Gatetreiberversorgung hinaus. Beides führt vermutlich früher oder später zu einer Zerstörung des Leistungsschalters. Letzteres kann oft durch eine 15V Z-Diode direkt am Schalter zwischen Gate und Source bzw. Emitter verhindert werden, eine Optimierung des Layouts bzw. der Verdrahtung ist jedoch zielführender. Beschreibungen hierzu im weiteren Verlauf des Artikels.

Die oben gezeigte Masseführung ist nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Masseführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluss der Treiber-Masse direkt am GND-Symbol statt direkt am Schalter – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Masse gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
Ein 10cm langer Draht besitzt eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH · 50A/1µs = 5V.

===Beispiele zu High-Side Treibern===

Nachfolgend ein paar Beispiele zu HS-Treibern, die sowohl für FETs, als auch für IGBTs verwendet werden können. Bitte beachten, dass jede Treiberschaltung sowohl an den Leistungsschalter, als auch an den gesamten Lastkreis individuell angepaßt werden muss.
High-Side Treiber sind etwas komplexer aufgebaut. Der Versorgungsspannungskreis muss isoliert zur restlichen Beschaltung aufgebaut werden. Auf die Isolationsabstände ist besonders zu achten.

Achtung: Auch wenn bei FETs eine – meist unzureichende – Diode implementiert ist, sollte bei induktiven Lasten (oder langen Zuleitungen) sowohl bei FETs, als auch bei IGBTs eine zusätzliche Diode eingesetzt werden. Beim Einquadrantensteller wird sie in Sperrrichtung parallel zur Last, bei Halb- bzw. Vollbrücken parallel zum Leistungsschalter eingesetzt. Diese Diode – die hier im Beispiel nicht gezeigt ist – muss räumlich direkt neben dem Leistungsschalter bzw. der Last platziert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_1.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines diskreten HS-Treibers ]]

Hier im ersten Beispiel eine diskrete Ansteuerung für einen HS-Schalter. Achtung, das Signal durch die Push-Pull-Stufe invertiert. Statt Q5/Q6 wird empfohlen einen integrierten high speed Treiber wie z. B. die sehr preisgünstigen MC34151 oder MC34152 zu verwenden.
Die hier abgebildete Beschaltung – die ohne weitere Veränderung bei geringerer Schaltleistung auch ohne die Push-Pull Stufe betrieben werden kann – ist für eine Betriebsspannung von ca. 400V ausgelegt. Der Widerstand R12 (hier 4k7) muss an eine geänderte Spannung angepaßt werden. Für 40V beträgt er in dieser Beschaltung 3k3. Diese Schaltung kann auch sehr einfach simuliert werden.

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_2.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit einem fertigen IC ]]

Das zweite Beispiel verwendet einen integrierten HS-Schalter von International Rectifier (IR) und eine separate, isolierte Versorgungsspannung. Zum IC gibt es sehr viele Alternativen, sowohl von IR, als auch von anderen Firmen. Die Beschaltung ist jedoch immer relativ ähnlich. Eine Übersicht über verschiedene Treiber-ICs findet man hier [[MOSFET-Übersicht#Mosfet-Treiber|MOSFET-Treiber]].

[[Bild:Beispiel_HS_Treiber_3.png|miniatur|ohne|600px|Beispiel eines HS-Treibers mit Bootstrap Versorgung ]]

Das dritte Beispiel unterscheidet sich zum vorhergehenden nur dadurch, dass die Versorgungsspannung für den Treiber über eine Bootstrap-Schaltung gewonnen wird. Näheres im weiteren Verlauf dieses Artikels.

Die oben gezeigte Leitungsführung für Treiberbezugspotential und GND-Potential ist auch hier nicht zum Spaß ''genau so'' gezeichnet. Durch eine unsaubere Leitungsführung – und dazu zählt z. B. auch schon der Anschluß des Treiber-Bezugspotentials nicht direkt an Emitter bzw. Source – kann der Treiber oder der Schalter durch Überspannung zerstört werden. Auch ein zu starkes "Unterschwingen" des GND-Potentials gegenüber des gerade auf Bezugspotential gelegten Gatesignals führt unweigerlich zur Zerstörung des Treibers. Viele Bausteine sind bis zu einer Spannungsdifferenz von ca. –5V betriebsfähig.
10cm Kabel besitzen eine parasitäre Induktivität von ca. 100nH. Werden 50A in 1µs geschaltet – was schon relativ langsam ist – entsteht bei jedem Schalten eine Selbstinduktionsspannung von 100nH*50A/1µs = 5V.

=== Stromversorgung eines High-Side Treibers ===

Jede Treiberstufe benötigt eine entsprechende Spannungsversorgung.
Bei einem LS-Schalter gestaltet sich dies relativ einfach, da die Versorgungsspannung im Bereich von 12..15V über dem GND Potential
liegt.

Bei einem High Side N-Kanal Schalter ist deutlich mehr Aufwand nötig, da hier die Treiberspannung 12..15V über dem Sourcepotential des HS-Schalters liegen muss. Das Source-Potential liegt beim HS-Schalter je nach Anwendungsfall auf 12V bis 400V, manchmal sogar noch höher.

==== Versorgung über isolierte DCDC Wandler ====

Die Versorgung hierfür kann relativ einfach mit integrierten DCDC-Wandlermodulen aufgebaut werden, wie sie für wenig Geld bei Conrad oder Reichelt verfügbar sind (Leistung und Isolationsspannung beachten!).

==== Versorgung durch eine Bootstrap Schaltung====

Wenn es sich bei der Applikation um eine Halbbrücke handelt und der HS-Schalter nicht dauerhaft eingeschaltet sein muss (Tastverhältnis <100%), sondern regelmäßig getaktet wird ([[PWM]]), kann die Versorgung des HS-Schalters auch aus der massebezogenen Versorgung des LS-Schalters generiert werden. Diese Schaltung nennt sich ''Bootstrap''.

Immer wenn der LS einer Halbbrücke eingeschaltet ist, liegt das Source Potential des High Side Schalters auf GND. In diesem Zeitraum kann der Kondensator am Treiber des HS-Schalters über eine Diode aufgeladen werden. Energiequelle ist hierbei die Spannungsversorgung des LS-Schalters. Siehe dazu eines der Beispiele oben.

Wenn man 100% Tastverhältnis benötigt, kann man die Speisung des Bootstrapkondensators über eine Ladungspumpe erreichen, wie es in [http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-978.pdf AN978] von IRF dargestellt ist (Seite 18, Figure 16).

=====Bootstrapkondensator=====

Der Bootstrapkondensator soll eine niederinduktive und niederohmige Pufferung des Energiebedarfes für einen Schaltvorgang bereitstellen, daher ist ein Keramikkondensator oder auch ein Folienkondensator erforderlich. Der Energiebedarf eines Schaltvorganges ergibt sich recht einfach:

:<math> C = \frac{Q_\text{gate}}{\Delta U}</math>

Beispiel: Als erlaubten Spannungseinbruch während der Energieentnahme wird hier 0,5V festgelegt. Die gesamte Gateladung Qgate (Total gate charge) ist hier z. B. 58nC bei Ug=10V. Daraus errechnet sich eine Minimalkapazität von 58nC / 0,5V = 116nF. Die Erfahrung zeigt, dass ein großzügiges erhöhen um den Faktor 3..8 sinnvoll ist, da in der Rechnung weder Leckströme des FETs und des Kondensators noch der Energieverbrauch der Treiberschaltung selbst berücksichtigt wird. Des Weiteren ist die Gateladung nur für 10V angegeben. Höhere Gatespannungen erfordern eine höhere Energiemenge. Achtung: je größer der Kondensator gewählt wird, desto mehr Zeit wird zum Laden des Kondensators über die strombegrenzende Bootstrapdiode benötigt.

Auch wenn der Kerko für die Pufferung der Schaltenergie ausreichend ist, ist es meist sinnvoll einen Elko/Tako parallel zu schalten. Die dort gespeicherte Energie hilft z. B. wenn eine längere "on" Zeit erforderlich ist. Genauso verringert der zusätzliche Energiespeicher den zum Ladungsausgleich erforderlichen Strompuls des Kerkos. Dadurch verbessert sich das EMV-Verhalten des Treibers meßbar.

=====Auslegung des Bootstrapdiodenzweiges =====

# Die Spannungsfestigkeit der Diode muss größer sein, als die auftretende Maximalspannung des Lastkreises.
# Im ersten Ansatz muss die Recovery-Zeit der Diode (trr) mindestens um den Faktor 10 kürzer sein, als die minimale "on" Zeit des LS-FETs. Ist z. B. der LS-FET immer für mindestens 10ms ein, ist eine 1N4007 (trr ca. 1µs) ausreichend. Bei höheren Schaltfrequenzen genügt oft eine UF4007 (trr ca. 75ns). In einer Halbbrücke bedeutet eine längere trr-Zeit jedoch, dass der Bootstrapkondensator des HS-Treibers beim Einschalten solange entladen wird, bis die Diode wieder sperrt. In diesem Fall muss die schnellere Diode unabhängig von der "on" Zeit ausgewählt werden
#Der zulässige Strom durch die Diode ist das letzte Auswahlkriterium. Da der Strom kaum kontrollierbar ist muss er mit einem Widerstand begrenzt werden. Bei einer 1N4007 beträgt der wiederholbare Maximalstrom 1A. Die Diode hat als sogenannten ''Single pulse'' aber eine deutlich größere Strombelastung (Datenblattangabe UF4007 = 30A). Da der Kondensator nur beim ersten Einschalten komplett vollgeladen, im Betrieb aber wie hier im Beispiel berechnet nur um <0,5V aufgeladen wird, kann der Widerstand kleiner ausfallen. Daher ist in diesem Beispiel bei 15V Versorgungsspannung und Ausnutzung eines 50% = 15A Peaks für das erste Aufladen ein Minimalwiderstand von (15V – 1,5V) / 15A = 0,9Ω erforderlich. Der Widerstand wird auf 1Ω festgelegt. Die 1,5V stammen vom Spannungsabfall an der Diode bei 1A, bei höheren Strömen steigt der Spannungsabfall an.

Aus dem Wert des Bootstrap-Kondensators, des -widerstandes und des Tastverhältnisses (hier im Beispiel auf 2% festgelegt) ergibt sich eine minimale "on" Zeit für den LS-Schalter von
: t = Rbt · Cbt / D
d.h. 1Ω · 470nF / 0,02 = 23,5µs. Schneller als gut 40kHz sollte in diesem Beispiel also nicht geschaltet werden, da sonst der Bootstrapkondensator nur unzureichend nachgeladen werden kann.

==Besonderheiten beim Treiberaufbau==

[[Bild:Gatekreis_Bild1.png|miniatur|rechts|300px|Gatekreis, wie im Schaltplan gezeichnet]]
Fast jeder, der schon einmal eine geschaltete Leistungsendstufe in Betrieb genommen hat, musste feststellen, dass der Leistungsschalter nicht immer genau das macht, was man vorher geplant hatte. Die Hauptursache ist meist – neben Problemen mit der Leistungsversorgung selbst, siehe weiter unten – der Gatekreis.

Die abgebildete Schaltung zeigt einen Aufbau wie er – unabhängig wie die Treiberstufe selbst umgesetzt wird – standardmäßig im Schaltplan implementiert ist.

{{Absatz}}

[[Bild:Gatekreis_Bild2.png|miniatur|rechts|350px|Gatekreis, wie er real auf der PCB vorhanden ist]]

Rechts ist der Gatekreis so gezeichnet, wie er sich unter realen Bedingungen wirklich darstellt.

Es ist hier nicht die Frage, ob diese parasitären Einflüsse wirklich vorhanden sind oder nicht, sondern nur wie groß die Werte sind. Hier sind unterschiedliche Einflüsse dargestellt, die sich teilweise gegenseitig beeinflussen.

# R & L zwischen Source und GND: Das "Treiber GND" Signal ist wie deutlich zu sehen DIREKT am Source Anschluß des FETs angeschlossen, und nicht am GND-Fußpunkt des Leistungspfades von "Vcc" zu "GND".Jeder Zentimeter der Leitung zwischen Source und GND beeinflußt den Gatekreis. Sobald der FET durchschaltet entsteht an den o.g. parasitären Bauteilen (Induktivität und Widerstand) ein Spannungsabfall, der dem Gatesignal entgegenwirkt, und damit z. B. beim Einschalten die am FET anliegende Gatespannung reduziert.
# R & L zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND": Da der Widerstand im unteren mΩ-Bereich liegt kann dieser Einfluß hier ignoriert werden. Die Induktivität im Gatekreis bremst jedoch den Signalanstieg am Gate, sodass auch das Schaltverhalten beeinflußt wird. Dieser Effekt ist jedoch normalerweise nicht sehr stark wirksam. Hier besteht aber die Gefahr, dass die Induktivität mit der Gatekapazität einen Schwingkreis bildet.
# Überkopplung über Ciss: Wenn das Drainpotential z. B. beim abschalten plötzlich von "GND" auf "Vcc" springt, findet über Ciss eine überkopplung vom Drain auf das Gatesignal statt. Diese führt zu einer Potentialanhebung die im schlimmsten Fall sogar die"turn on" Schwelle überschreiten, und zum wiedereinschalten des FETs oder zu Oszillationen führen kann.

;Fazit: Die Schleife zwischen den Treiberausgängen "Gate Signal" und "Treiber GND" muss klein wie möglich gehalten werden. Sitzt der Treiber nicht nahe am Leistungs-FET, ist es empfehlenswert die zwei Kabel so kurz wie möglich halten und zu verdrillen. Auf einer PBC die Leitungen direkt nebeneinander führen. Auf eine direkte Anbindung an Source bzw. Emitter ist zu achten!

=== Shoot-Through ===
Unter "Shoot-Through" versteht man einen "verbotenen" Zustand (in Halb- bzw. Voll-Brücken und 3-Phasigen Endstufen) bei dem sowohl der HS-Schalter, als auch der LS-Schalter '''einer''' Halbbrücke gleichzeitig eingeschaltet sind. Dies hätte zur Folge, daß die Energiequelle und der Zwischenkreiskondensator der Endstufe kurzgeschlossen werden. Dabei wird unweigerlich der "magische Rauch" aus den Halbleitern entweichen, und die Endstufe mit einem lauten Knall ihr Leben aushauchen.
Zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes muß zwingend eine minimale Zeit vergehen, die so lange ist, daß der ausschaltende Schalter sicher aus ist, bevor durch Einschalten des anderen Schalters Strom zu fließen beginnt. Zu keinem Zeitpunkt dürfen BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;FAQ:

FET wird zu heiß:
*Verlustleistung zu hoch, Ursache könnte sein dass
**die Gatespannung zu niedrig ist,
**die Schaltgeschwindigkeit und damit die Treiberleistung zu gering ist, oder
**Der Treiber am Source/Emitter nicht direkt angebunden ist, und durch die dadurch entstehende parasitäre Induktivität die Spannung im kritischen Schaltmoment kurzzeitig einbricht, oder
**Schwingungen auf der Gateleitung oder im Leistungszweig vorhanden sind.
*Die Kühlung ist unzureichend
**da keine oder falsche Isolierfolie / Paste, oder
**ein zu kleiner Kühlkörper verwendet wird.

== Zusätzliche Hinweise ==

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Fußnoten ==
<references/>

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/280480#2960070 Forumsbeitrag]: Clevere MOSFET-Treiber mit kleinsten Trafos
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/283585#3004839 Forumsbeitrag]: Galvanisch getrennte Ansteuerung eines MOSFETs mittels Übertrager und 100% Tastverhältnis
* [http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-978.pdf AN978] von IRF: HV Floating MOS-Gate Driver ICs , engl.

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Standardbauelemente

2015-05-17T06:06:41Z

Powerfreak: elpro als Shop eingefügt

Gerade Neulinge kennen das Problem: Man hat eine tolle Schaltung mit vielen Operationsverstärkern, Spannungsreglern, Logikbausteinen, ADCs, was auch immer entwickelt und jetzt geht's an die Realisierung.

Aber welche Bausteine nehmen in dem Wust der Angebote? Also erstmal auf die Seiten der Hersteller und die Produktpalette durchforsten. Nach einigen Stunden gewissenhafter Recherche hat man dann endlich alle Bauteile beisammen und will bestellen. Und dann kommt das böse Erwachen: Einige Bauelemente gibt's nur bei Reichelt, andere nur bei Conrad. Farnell hat zwar das meiste, aber da kann man als Privatperson leider nicht bestellen. Manche ICs bekommt man nur in 1000er Stückzahlen oder sind halt einfach nur viel zu teuer.

Nach einigen Jahren praktischer Erfahrung hat man dann seine "Standardbauelemente", die man immer wieder verwendet. Dieser Artikel soll helfen andere von dieser Erfahrung profitieren zu lassen. Ähnliche Anregungen findet man auch in der de.sci.electronics-FAQ: Grundausstattung des Bastlers [[http://dse-faq.elektronik-kompendium.de/dse-faq.htm#F.2]].

== Hinweise ==
Hier soll eine Liste von häufig anzutreffenden, preiswerten und verfügbaren Standardbauelementen entstehen. Diese Liste soll knapp und bündig sein, für technische Daten wird auf die Datenblätter verwiesen. Hier gilt: "weniger ist mehr", exotische Bauelemente sind also unerwünscht. Für hier gelistete Typen sollte gelten:
* für Privatpersonen verfügbar
* preiswert (nicht billig)

Nicht gelistet werden sollen:
* hunderte Typen, die alle den gleichen Zweck erfüllen, aber keinen Mehrwert bringen. Stattdessen auf die bekanntesten / preiswertesten beschränken.
* Details. Stattdessen die Felder "Besonderheiten" und "Anwendungen" benutzen, z. B. "I²C, 12bit" bei Besonderheiten für einen ADC oder "Präzision, Audio" bei Anwendungen für einen OpAmp.

Wer eine Sparte, oder eine Anwendung vermisst, aber selber nichts dazu beitragen kann: Einfach hinzufügen. Wer z. B. einen HF OpAmp sucht und hier nicht fündig wird sollte also eine neue Zeile einfügen und in die Spalte Anwendungen "HF" eintragen. Vielleicht kann ja jemand den Rest der Zeile füllen.

Immer den Grundtypen listen und nicht eine der Varianten, und schon gar nicht alle Varianten einzeln! Also z. B. "LM324" statt "LM324N".

Wenn möglich Direktlinks auf Datenblätter vermeiden und eine Suchmaschine befragen: "http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=lm324_also_zumindest_so_ähnlich_denn_die_suchmaschine_sucht_hier_nicht_mehr_nach_lm324"
* so werden alle Varianten gefunden
* und tote Links vermieden

Die wichtigsten, allgemeinen Standard-Typen ganz oben in der Tabelle listen, danach erst die Spezialtypen für bestimmte Anwendungen.

Und weil es mir so wichtig ist nochmal: Ich rufe geradezu dazu auf, überflüssige, unverfügbare Typen zu löschen!

= Aktive Bauelemente =
== Analog ==

=== Transistoren ===
''Siehe auch:'' '''[[Transistor-Übersicht#NPN|Transistor-Übersicht]]'''
====NPN====
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="transistors-npn"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BC337 BC337]
| 0,04
| Standardtyp (SMD: [http://www.mikrocontroller.net/part/BC817 BC817])
| bis ~300mA sinnvoll
| R,D,P,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.google.de/search?num=100&hl=de&q=datasheet+bc337+filetype%3Apdf&btnG=Suche&meta=lr%3Dlang_de%7Clang_en PDF]
|-

| [http://www.mikrocontroller.net/part/MMBT2222A MMBT2222A]
| 0,05
| SMD TO-23 Gehäuse, Ptot bis 350mW
| bis ~ 300mA sinnvoll
| R,D
| [http://www.reichelt.de/?;ACTION=7;LA=6;OPEN=1;INDEX=0;FILENAME=A100%252F2N2222ASMD%2523FAI.pdf;SID=29Jo9LE6wQAR0AADnPx904c70c3257c398b8b92e44b2052e44b2f PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BC547 BC547]
| 0,03
| Standardtyp, [http://www.mikrocontroller.net/part/BC847 in SMD BC847]
| bis ~50mA sinnvoll
| R,D,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.semiconductors.philips.com/acrobat_download/datasheets/BC847_BC547_SER_6.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BC635 BC635]/[http://www.mikrocontroller.net/part/BC639 BC639]
| 0,07
| andere Pinbelegung als BC547 (= BD135 in anderem Gehäuse)
| bis ~500mA sinnvoll
| R,D
| [http://www.semiconductors.philips.com/acrobat/datasheets/BC635_BCP54_BCX54_6.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BD433 BD433]/[http://www.mikrocontroller.net/part/BD437 BD437]
| 0,19
| niedrige Sättigungsspannung
| bis ~2A sinnvoll
| R
| [http://www.fairchildsemi.com/ds/BD%2FBD435.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TIP41C TIP41C]
| 0,24
| Ptot: 65W, geringe Stromverstärkung (max.75)
| Grenzwert 10A
| R
| [http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/fairchild/TIP41C.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TIP102 TIP102]
| 0,42
| Ptot bis 80W mit Kühlkörper, hohe Stromverstärkung von über 1000 über einen sehr großen Bereich (Darlington).
| Grenzwert 8A
| R
| [http://www.fairchildsemi.com/ds/TI%2FTIP102.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TIP3055 TIP3055]
| 0,75
| Ptot bis 90W mit Kühlkörper, Stromverstärkung sehr niedrig (bei großen Strömen << 100)
| Grenzwert 15A
| R
| [http://www.ortodoxism.ro/datasheets/PowerInnovations/mXvutwr.pdf PDF]
|-====
| [http://www.mikrocontroller.net/part/2N6284 2N6284]
| 4,50
| Lin. NPN-PowerDarlington, Ptot bis 160W, Stromverstärkung ~ 750
| 100V Ic 20A
| R
| [http://www.ortodoxism.ro/datasheets/SGSThomsonMicroelectronics/mXvsruq.pdf PDF]
|-
|}

====PNP====
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="transistors-pnp"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BC327 BC327]
| 0,04
| Komplementärtyp zu [http://www.mikrocontroller.net/part/BC337 BC337]
| bis ~300mA sinnvoll
| R,D,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.google.de/search?num=100&hl=de&q=datasheet+bc327+filetype%3Apdf&btnG=Suche&meta=lr%3Dlang_de%7Clang_en PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BC557 BC557]
| 0,03
| Komplementärtyp zu [http://www.mikrocontroller.net/part/BC547 BC547]
| bis ~50mA sinnvoll
| R,D,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.semiconductors.philips.com/acrobat_download/datasheets/BC556_557_4.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BC636 BC636]/[http://www.mikrocontroller.net/part/BC640 BC640]
| 0,07
| Komplementärtyp zu [http://www.mikrocontroller.net/part/BC635 BC635]
| bis ~500mA sinnvoll
| R,D
| [http://www.semiconductors.philips.com/acrobat/datasheets/BC640_BCP53_BCX53_6.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TIP2955 TIP2955]
| 0,75
| Ptot bis 90W mit Kühlkörper
| Grenzwert 15A
| R
| [http://www.ortodoxism.ro/datasheets/motorola/TIP2955.pdf PDF]
|-
|}

====N-MOSFET====
''Siehe auch:'' '''[[MOSFET-Übersicht#N-Kanal_MOSFET|MOSFET-Übersicht]]'''

BUZ10, BUZ11 etc. sind wie alle BUZ Typen ziemlich veraltet. Bitte nicht listen; es gibt fast immer was besseres von IRF.
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="mosfet-n"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRF1010N IRF1010N]
| 0,78
| max 50V, max 85A, 11 mOhm On-Widerstand
| Alles, was mit POWER zu tun hat ...
| R
| [http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irf1010n.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRF1404 IRF1404]
| 0,96
| max 40V, max 162A, 4 mOhm, 200W
| sehr geringer Rds, TO-220
| R
| [http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irf1404.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRLZ34N IRLZ34N]
| 0,41
| max 55V, max 30A, 35 mOhm On-Widerstand
| Gatespannung kompatibel mit 5V-Controllern.
| R, D, [https://www.IT-WNS.de/ I], C
| [http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irlz34n.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRLML2502 IRLML2502]
| 0,17
| max 20V, max 4,2A (cont.), 45 mOhm On-Widerstand
| SOT23 SMD-FET, extrem niedrige V_GS_th, bei niedrigem R_DS_on
| R, D
| [http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irlml2502.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BS170 BS170]
| 0,10
| max 60V, bis 500mA, 5Ω On-Widerstand
| veraltete Technik, aber in bastelfreundlichem TO-92 Gehäuse
| R,D
| [http://www.fairchildsemi.com/ds/BS/BS170.pdf PDF] (Fairchild)
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BSS123 BSS123]
| 0,05
| max 100V, max 170mA (cont.), Thresholdspannung 1,7V, On-Widerstand 1,3Ω
| SOT23 SMD-FET, auch für 3V3-versorgte Schaltungen bestens geeignet
| R,D
| [http://www.fairchildsemi.com/ds/BS/BSS123.pdf PDF] (Fairchild)
|-
| BUK100-50GL
| 1,15
| Logic-Level Power
|
| R
| [http://www.nxp.com/pip/BUK100-50GL_1.html PDF] (NXP)
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRLIZ44N IRLIZ44N]
| 1,45
| Logic-Level Power 30A 55V 22mohm
| TO-220
| R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
|
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRLR2905 IRLR2905]/[http://www.mikrocontroller.net/part/IRLU2905 IRLU2905]
| 0,60
| Logic-Level Power 36A 55V RDS=27 mOhm
| D-Pak
| R, C, P
|
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRLU3410 IRLU3410]
| 0,71
| Logic-Level Power, 100V, 17A, 105mOhm RDS(on), I-PAK
|
| R
| [http://www.datasheetarchive.com/pdf-datasheets/Datasheets-303/37622.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRF7301 IRF7301]
| 0,91
| Dual N-MOSFET mit nur 70mOhm RDS(on) bei 2.7 V, SO-8
| Laststromschaltung bei kleinen Spannungen, z. B. an Akkus
| C, R
| [http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irf7301.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/PMV30UN PMV30UN]
| 0,35
| max 20V, 5.7A (5s), <36mOhm(@4.5V), <63mOhm(@1.8V) On-Widerstand, Ultra-Low-Level: 1.8V.
| SOT-23 SMD, Treiber für Microcontroller-Ausgänge, Motortreiber, Verpolschutz.
| D
| (NXP)
|}

====P-MOSFET====
''Siehe auch:'' '''[[MOSFET-Übersicht#P-Kanal_MOSFET|MOSFET-Übersicht]]'''

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="mosfet-p"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRLML6401 IRLML6401]
| 0,18
| max -12V, ca -4,3A (cont.), ca. 0,05Ω On-Widerstand
| SOT-23 SMD FET, extrem niedrige V_GS_th, bei niedrigem R_DS_on
| R, D
| [http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irlml6401.pdf]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRF7220 IRF7220]
| 0,50
| max -14V, ca -10A (cont.), ca. 0,02Ω On-Widerstand
| Gehäuse SO-8, brauchbar in 3,3V Systemen
| R
| [http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irf7220.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRFR5305 IRFR5305]
| 0,56
| max -55V, -31A (cont.), ca. 0,065Ω On-Widerstand
| Gehäuse D-Pak (SMD, TO-252AA), Uth=-2 bis -4V
| R
| [http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irfr5305.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BS250 BS250]
| 0,26
| max -45V, bis -230mA (cont.), 14 (und mehr) Ohm On-Widerstand
| veraltete Technik aber in bastelfreundlichem TO-92 Gehäuse von R lieferbar
| R
| [http://www.vishay.com/docs/70209/70209.pdf PDF] (Vishay)
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/NDS0610 NDS0610]
| 0,07
| max -60V, bis -120mA (cont.), 20 (und mehr) Ohm On-Widerstand
| SOT-23 SMD Gehäuse Anwendung z. B. als [http://www.mikrocontroller.net/topic/42113#317220 Verpolschutz mit geringem Spannungsabfall]
| R, D DK
| [http://www.fairchildsemi.com/ds/ND%2FNDS0610.pdf PDF] (Fairchild)
|-
| PMV33UPE,
| 0.52
| max -20V, 5.3A (5s), <36mOhm(@4.5V), <65mOhm(@1.8V) On-Widerstand, Ultra-Low-Level: 1.8V.
| SOT-23 SMD, Treiber für Microcontroller-Ausgänge, Motortreiber, Verpolschutz.
| D
| (NXP)
|-
|}

====MOSFET-Pärchen====

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="mosfet-n-p"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/IRF7389 IRF7389]
| 0,51
| 30 V, >2,5 A, 30/60 mOhm On-Widerstand
| Gehäuse SO-8
| D,R
| [http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irf7389.pdf PDF]
|-
|}

=== Dioden ===
==== Standarddioden ====
''Siehe auch:'' '''[[Dioden-Übersicht]]'''

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="mosfet-p"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/1N4148 1N4148]
| 0,02
| Kleinsignal-Gleichrichterdiode
| 75V/150mA
| R,D,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.fairchildsemi.com/ds/1N/1N4148.pdf D]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/1N4007 1N4001]..[http://www.mikrocontroller.net/part/1N4007 1N4007]
| 0,02
| Mehrzweck-Gleichrichterdiode, 1N4001..1N4007 mit gestaffelter Sperrspannung
| 1A 50..1000V
| R,D,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.fairchildsemi.com/ds/1N/1N4001.pdf D]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/UF4001 UF4001]..[http://www.mikrocontroller.net/part/UF4007 UF4007]
| 0,06 - 0,07
| UltraFast-Gleichrichterdiode, gestaffelte Sperrspannung, trr<50ns bzw 75ns
| 1A
| R, D
| [http://www.ortodoxism.ro/datasheets/vishay/uf4001.pdf Datenblatt]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/1N5400 1N5400]..[http://www.mikrocontroller.net/part/1N5408 1N5408]
| 0,06
| Mehrzweck-Gleichrichterdiode, 1N5400..1N5408 mit gestaffelter Sperrspannung
| 3A, 50..1000V
| R, D
| [http://www.ortodoxism.ro/datasheets/fairchild/1N5401.pdf D]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/UF5404 UF5404], [http://www.mikrocontroller.net/part/UF5408 UF5408]
| 0,11 bzw 0,22
| UltraFast-Gleichrichterdiode, gestaffelte Sperrspannung, trr<50ns bzw 75ns
| 3A, 50..1000V
| R
|
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BAT46 BAT46]
| 0,10
| Kleinsignal-Schottky-Diode
| 150mA
| D,R
| [http://www.alldatasheet.com/view.jsp?Searchword=BAT46 D]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BAT54 BAT54(A/C/S)]
| 0,072
| sehr schnelle Kleinsignal-(Doppel-)Schottky-Diode
| 200mA
| R,D,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.alldatasheet.com/view.jsp?Searchword=BAT54 D]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/SB120 SB120]..[http://www.mikrocontroller.net/part/SB160 SB160]
| 0,13
| Schottky-Diode
| 1A 20-60V
| R,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.alldatasheet.com/view.jsp?Searchword=SB140 D]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/1N5817 1N5817]..[http://www.mikrocontroller.net/part/1N5819 1N5819]
| 0,15
| Schottky-Diode, sehr ähnlich zu SB120-140
| 1A 20/30/40V
| R, D, C, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.alldatasheet.com/view.jsp?Searchword=1N5819 D]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BA159 BA159]
| 0,051
| Standard-Diode
| HF 1A 1000V
| R
| [http://www.alldatasheet.com/view.jsp?Searchword=BA159 D]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BAV99 BAV99]
| 0,041
| Standard-Doppeldiode, SOT-23
| ESD-Schutz
| R
| [http://www.alldatasheet.com/view.jsp?Searchword=BAV99 D]
|-
|}

==== Z-Dioden ====
Nahezu jeder Lieferant von Elektronikbauteilen hat [[Diode#Z-Diode|Z-Dioden]] im Sortiment. Meist gliedert sich das Angebot in die 0,5W und 1,3W-Typen. Für den Handapparat sind fertig gefüllte Sortierkästen eine gute Wahl. Sie enthalten 10-20 Stück jeder Spannung einer Leistungsklasse. Wer weniger braucht, dem seien einige Standardanwendungsfälle angeraten:
* Querregler für kleinste Leistungen, typ. Spannungen 3.3V, 5,1V, 9V, 12V
* Spannungsbegrenzung an MOSFET-Gates 10V
* Bereitstellung von Referenzspannungen 2,4V-15V (bis 10V in 0,3V-Schritten, darüber 1V-Schritte)
* Die Spannung von Z-Dioden unterhalb von 5V ist stark vom Strom abhängig und die Nennspannung wird je nach Typ bei unterschiedlichem Strom spezifiziert, so dass bei verschiedenen 3,3V Typen recht verschiedene Spannungen auftreten können

==== Suppressordioden ====
==== Leuchtdioden====
Die Auswahl an [[LED|Leuchtdioden]] übersteigt die 2000 Typen. Sie unterscheiden sich nicht nur in der Farbe, der Form und den Bauweisen, auch die Leuchtstärke und der dafür notwendige Strom sind Auswahlkriterien. Wie bei den Z-Dioden sind Sortimente im Fall von Unsicherheit die beste Wahl. Ansonsten sind:
* für Anzeigezwecke Leuchtstärken von 2-50mcd ausreichend, zumal die Abstrahlwinkel über 90° liegen.
* Bis 2000mcd sind bereits Schutzmaßnahmen notwendig, denn bei 30° Abstrahlwinkel ist es fürs Auge bereits gefährlich
* Mehr als 4000mcd sind schon sehr hell, selten sind die Abstrahlwinkel allerdings größer als 15°

RGB-LEDs gibt es in zwei Grundkonfigurationen. Die gemeinsame Anode (common anode) erlaubt die Open-Collector-Ansteuerung der einzelnen Farben per NPN-Transistor. Für die gemeinsame Kathode (common cathode) muss man dann einen PNP-Transistor einsetzen oder spezielle Anzeigentreiber. Letztere setzen zu einem wesentlichen Teil auf gemeinsame Kathode. Die Ansteuerung mit Logik-Ausgängen hängt davon ab, wieviel Strom der Ausgang verträgt (sink, common anode) oder liefert (source, common cathode).

Leistungs-LEDs, die 0,3A und mehr vertragen, gehören nicht zu den Standardbauteilen, erfreuen sich aber großer Beliebtheit. Da sie grundsätzlich der Kühlung bedürfen und in SMD-Bauweise gefertigt werden, ist der Kauf auf fertigen sog. Star-Platinen (deutsch: Stern) empfehlenswert. Eine solche Platine lässt sich leicht auf größere Kühlkörper schrauben und bietet sehr gut lötbare Anschlussflächen.

Ein Handapparat aus je 10 LEDs der Farben rot, grün, gelb und weiß, 5mm Durchmesser und ca. 30mcd, zzgl. 20 Widerstände 330 Ohm (1/4W) sind für 5V und das Steckbrett völlig ausreichend. Für die Unterstützung (warm-)weißer Leistungs-LEDs (je ca. 90lm) müssen schon Typen mit >2000mcd (bevorzugt gelb oder orange) vorgesehen werden.

=== Instrumentenverstärker ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/INA128 INA128]
| 6,37 (F)
| Verstärkung über 1 Widerstand einstellbar
| Brückenverstärker , Datenerfassung
| F
| [http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/ina128.pdf#search=%22ina128%22 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/INA326 INA326]
| ca. 3 (DK)
| Low Power, läuft an 3.3 oder 5 V
| Medizintechnik (EKG), Sensoren
| DK, C
| [http://www.ti.com/lit/gpn/ina326 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/AD620 AD620]
| ca. 8 (R)
| Standardtyp
| EKG, EEG, Brückenverstärker
| R, RS, DK
| [http://www.analog.com/UploadedFiles/Data_Sheets/37793330023930AD620_e.pdf PDF]
|-
|}

=== Operationsverstärker ===
==== Liste ====
Es sind die ''typical values'' bei ''25°C'' angegeben. Falls es selektierte Versionen gibt (z. B. LM358'''A''') ist der schlechtere Wert des Standardteils angegeben.

Bei den R2R output Werten immer die Last RL in Ohm mitangeben, ansonsten sind die Werte relativ sinnlos. Teilweise steht auch dabei für welche Versorgungsspannung dies gilt.
Vcc ist Versorgungs-Plus. Vee ist Versorgungs-Minus.

Bei der Stromaufnahme (supply current) ist der Strom pro IC angegeben. Weil es besser aussieht, ist sie in den Datenblättern oft pro OPV angegeben und muss z. B. bei einem Quad noch mit vier multipliziert werden.

Der Preis ist für Einzelstücke angegeben und entspricht meistens dem bei Reichelt.

''' ''Siehe auch:'' [http://www.rn-wissen.de/index.php/Operationsverst%C3%A4rker#Liste_g.C3.A4ngiger_Typen_von_Operationsverst.C3.A4rkern RN - Liste gängiger Typen von Operationsverstärkern]'''

<center>Die Tabelle lässt sich mit einem Klick auf die Überschriften '''sortieren'''.</center>
{| {{Tabelle}} style="font-size:80%" class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! OPVs
! Unity- Gain in MHz
! Slew-Rate in V/µs
! Input Offset Spannung in mV
! Input Offset Strom
! Input Bias Strom
! R2R in
! R2R out @RL Vcc
! Strom- aufnahme in mA
! Bemerkung
! Daten- blatt
! Lieferant
! Preis (€)
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM358 LM358] / [http://www.mikrocontroller.net/part/LM324 LM324]
| 2 / 4
| 1
| 0,5
| 3
| 5 nA
| 45 nA
| Vcc-2V Vee-0,1V
| Vcc-1,5V Vee+5mV @10kΩ 5V
| 0,8
| Standard-OP, Vcc=3V-30V, Isink=15mA Isource=30mA Isink-max=40mA
| [http://www.ti.com/lit/gpn/lm358 PDF(358)] / [http://www.ti.com/lit/gpn/lm324 PDF(324)]
| alle
| 0,19
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TL072 TL072]
| 2
| 3
| 13
| 3
| 5 pA
| 65 pA
| Vcc-0V Vee+3V
| Vcc-1,5V Vee+1,5V @10kΩ 30V
| 2,8
| Standard Audio, Low Noise/JFET Eingang, Quad-Version: TL074, single: TL071(mit Offsetkorr.)
| [http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/tl072.pdf PDF]
| alle
| 0,17
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/NE5532 NE5532]
| 2
| 10
| 9
| 0,5
| 10 nA
| 500 nA
|
| Vcc-2V Vee+2V @600Ω 30V
| 8
| Standard Audio OP, treibt 600Ω, Iout=35mA
| [http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/ne5532.pdf PDF]
| alle
| 0,23
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MAX4238 MAX4238/4239]
| 1
| MAX4238: 1.0, MAX4239: 6.5
| MAX4238: 0.35, MAX4239: 1.6
| 0,0001
| 2 pA
| 1 pA
| Vcc+0.3V Vee-0.3V
| Vcc-4mV Vee+4mV @10kΩ / Vcc-35mV Vee+35mV @1kΩ
| 0.6 @Vcc=5.5V
| very low offset ("zero offset") 0.1µV, Rail2Rail, Vcc=2.7-5.5V, MAX4239: min. Gain x10
| [http://datasheets.maxim-ic.com/en/ds/MAX4238-MAX4239.pdf PDF]
| F, (R MAX4238)
| 2,55 (1,45)
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/OPA333 OPA333]
| 1
| 0.350
| 0.16
| 0.002
| 140 pA
| 70 pA
| Vcc+0.1V Vee-0.1V
| Vcc-30mV Vee+30mV @10kΩ
| 0.017
| micro power, low offset 2µV, Rail2Rail, Vcc=1.8-5.5V, SOT23-5 SO-8, Dual:OPA2333
| [http://focus.ti.com/general/docs/lit/getliterature.tsp?genericPartNumber=opa333&fileType=pdf PDF]
| F
| 3,60
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/OPA335 OPA335]
| 1
| 2
| 1.6
| 0.001
| 120 pA
| 70 pA
| Vcc-1.5V Vee-0.1V
| Vcc-15mV Vee+15mV @10kΩ, Vcc-1mV Vee+1mV @100kΩ
| 0.285
| low offset 1µV, Rail2Rail, Vcc=2.7-5.5V, SOT23-5 SO-8, Dual:OPA2335
| [http://focus.ti.com/general/docs/lit/getliterature.tsp?genericPartNumber=opa335&fileType=pdf PDF]
| F
| 3,50

|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TL062 TL062]
| 2
| 1
| 3
| 3
| 5 pA
| 30 pA
|
|
| 0,4
| Low Power/JFET Eingang, veraltet
| [http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/tl062.pdf PDF]
| alle
| 0,17
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TS912 TS912]
| 2
| 1 @5V
| 0,8 @5V
| 2-10
| 1 pA
| 1 pA
| Vcc+0,2V Vee-0,2V over the rail
| Vcc-0,05V Vee+0,04V @10kΩ 5V
| 0,4
| Standard Rail2Rail Typ, Vcc=2,7-16V, Iout=40mA, Quad: TS914
| [http://www.st.com/stonline/products/literature/ds/2325/ts912.pdf PDF]
| alle
| 0,80
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LMC6484 LMC6484]
| 4
| 1,5
| 0,9
| 3
| 2 pA
| 4 pA
| Vcc+0,2V Vee-0,2V over the rail
| Vcc-0,2V Vee+0,2V @2kΩ 5V
| 3
| Iout=16mA@5V Iout=28mA@15V
| [http://www.national.com/ds.cgi/LM/LMC6484.pdf PDF]
| R
| 2,35
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/OPA2340 OPA2340]
| 2
| 5,5
| 6
| 0,150
| 1 pA
| 1 pA
| Vcc+0,5V Vee-0,5V over the rail
| Vcc-0,04V Vee+0,04V @2kΩ
| 1,5
| CMOS Vcc=2,5V - 5,5V
| [http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/opa4340.pdf PDF]
| R
| 1,65
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LF356 LF356]
| 1
| 5
| 12
| 3
| 3 pA
| 30 pA
| Vcc'''+'''0,1V Vee+3V
| Vcc-2V Vee+2V @10kΩ 30V
| 5
| high bandwidth J-FET, Settling-Time = 1,5µs @0.01% error-voltage, Eingang knapp über Vcc,
| [http://www.reichelt.de/?;ACTION=7;LA=6;OPEN=0;INDEX=0;FILENAME=A200%252FLF355_LF356_LF357%2523STM.pdf; PDF]
| alle
| 0,50
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/OP07 OP07]
| 1
| 0,6
| 0,3
| 0,030
| 0,4 nA
| 1 nA
| Vcc-1,5V Vee+1,5V
| Vcc-2,2V Vee+2,2V @2kΩ 15V
| 0,7 - 2,5
| geringer Offset <80µV je nach Hersteller
| [http://www.reichelt.de/?;ACTION=7;LA=6;OPEN=1;INDEX=0;FILENAME=A200%252FOP07%2523AD.pdf; PDF]
| alle
| 0,25
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LMC6062 LMC6062]
| 2
| 0,1
| 0,015
| 0,1
| 0,01 pA max:2pA
| 0,01 pA max:4pA
|
| Vcc-0,05V Vee+0,05V @25kΩ 5V
| 0,045
| Precision, Micropower, CMOS, Is~40µA (typ.), Iout=8mA
| [http://www.national.com/ds.cgi/LM/LMC6062.pdf PDF]
| R
| 2,05
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM4250 LM4250]
| 1
| 0,3-0,01
| 1-0,001
| 3-5
| 3-10 nA
| 8-50 nA
| Vcc-0,6V Vee+0,6V
| Vcc-0,6V Vee+0,6V @10kΩ 3V
| 0,008 - 0,09
| Micropower, "programmierbar", Werte jeweils für Is=8µA und 90µA
| [http://www.national.com/ds.cgi/LM/LM4250.pdf PDF]
| R
| 0,98
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/ICL7621 ICL7621]
| 2
| 0,5
| 0,15
| 15
| 30 pA
| 1 pA
| Vcc-0,3V Vee+0,3V unklar 
| Vcc-0,1V Vee+0,1V @100kΩ
| 0,2
| Micropower CMOS Vcc=2V - 16V
| [http://datasheets.maxim-ic.com/en/ds/ICL7611-ICL764X.pdf PDF]
| R
| 1,10
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/ICL7611 ICL7611] / [http://www.mikrocontroller.net/part/ICL7612 ICL7612]
| 1
| 0,5
| 0,15
| 15
| 30 pA
| 1 pA
| Vcc-0,3V Vee+0,3V unklar 
| Vcc-0,1V Vee+0,1V @100kΩ
| 0,010 - 1
| gleich mit ICL7621, aber nur 1 OPV und dafür programmierbar: Is= 10µA, 100µA, 1mA
| [http://datasheets.maxim-ic.com/en/ds/ICL7611-ICL764X.pdf PDF]
| R
| 0,82
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM13700 LM13700]
| 2
| 2
| 50
| 0,5
| 0,1 µA
| 0,4 µA
|
| Vcc-0,8V Vee+0,6V
| 2,6
| OTA - Steilheits-OP 50V/µs
| [http://www.national.com/ds.cgi/LM/LM13700.pdf PDF]
| R
| 0,90
|-

| [http://www.mikrocontroller.net/part/µA733 µA733]
| 1
| 1200*
|
|
| 6 µA
| 40 µA
|
| Vcc-3,5V Vee+3,5V @2kΩ
| 25
| Video OP, Vcc=12V, Isink=2mA; Gains of 10, 100, 400; Rin=8kΩ; VOutput offset=0,6V;
| [http://www.national.com/ds.cgi/LM/µA733 PDF]
| R
| 0,50
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/NE592 NE592]
| 1
| 1200*
|
|
| 1 µA
| 9 µA
|
| Vcc-4V Vee+4V @2kΩ
| 20
| Video OP, Vcc=12V, Isink=15mA; Rin=4-30kΩ; VOutput offset=1,5V;
| [http://www.national.com/ds.cgi/LM/NE592 PDF]
| R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| 0,40
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LT1363 LT1363]
| 1
| 70
| 1000
| 1,5
| 120 nA
| 0,6 µA
| Vcc-1,6V Vee+1,8V
| Vcc-0,9V Vee+0,9V @500Ω 10V
| 7
| Steilheits OP, Vcc=5-15V, Isink/source=30-60mA; Rin=5MΩ*;
| [http://www.national.com/ds.cgi/LM/LT1363 PDF]
| R
| 3,80
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/CA3140 CA3140]
| 1
| 4,5
| 9
| 5
| 0,5 pA
| 10 pA
| Vee-0,5V
| Vcc-2V Vee+0,6V @2kΩ 15V
| 4
| BIMOS-OP - kleiner Eingangsstrom, ideal für Single-Supply, Vcc-min=4V
| [http://www.intersil.com/data/fn/fn957.pdf PDF]
| R
| 0,47
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TCA0372 TCA0372]
| 2
| 1,1
| 1,3
| 1
| 10 nA
| 100 nA
| Vee to Vcc-1,0V
| Vcc-0,8V Vee+0,8V @0,1A 30V Vcc-1,3V Vee+1,3V @1A 24V
| 5
| Power-OPV, Thermal Shutdown, Io=1A Io(max)=1.5A
| [http://www.reichelt.de/?;ACTION=7;LA=6;OPEN=0;INDEX=0;FILENAME=A200%252FTCA0372%2523MOT.pdf; PDF]
| alle, R
| 0,70
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LA6510 LA6510]
| 2
|
| 0,15
| 2
| 10 nA
| 100 nA
| Vcc-2V Vee+0V
| Vcc-2V Vee+2V @33Ω 30V
| 12
| Power-OPV, current limiter pin, Imax=1A P=2,5W, Gehäuse:SIP10F
| [http://www.reichelt.de/?;ACTION=7;LA=6;OPEN=0;INDEX=0;FILENAME=A200%252FLA6510%2523SAN.pdf; PDF]
| R
| 0,80
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/L272 L272]
| 2
| 0,35
| 1
| 15
| 50 nA
| 300 nA
|
| Vcc-1V Vee+0,3V @0,1A 24V Vcc-1,5V Vee+0,6V @0,5A 24V
| 8
| Power-OPV, Vcc=4V-28V, Io=0,7A P=1W, Thermal Shutdown @160°C
| [http://www.reichelt.de/?;ACTION=7;LA=6;OPEN=0;INDEX=0;FILENAME=A200%252FL272fai.pdf; PDF]
| R
| 0,70
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TLC272 TLC272]
| 2
| 1,7
| 2,9
| 1,1
| 0,1 pA
| 0,7 pA
| Vcc-0.8V Vee-0.3V
| Vcc-1.2V Vee+0V @10kΩ
| 5
| Precision OPV, für hochohmige Messanwendungen, Single: TLC271, Quad: TLC274, weniger Offset: TLC277
| [http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/tlc272.pdf PDF]
| R, CSD
| 0,26
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MCP602 MCP602-I/P]
| 2
| 2,8
| 2,3
| 1
| 1 pA
| 1 pA
| Vcc-1,2V Vee-0,2V
| Vcc-0,1V Vee+0,1V @5kΩ
| 0,5
| Vcc=2,7V-5,5V Vout=20mA
| [http://www.chipcatalog.com/Doc/88306CED2FD891755A0736169A8D31C1.pdf PDF]
| R
| 0,55
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM393 LM393]
| 2
|
|
| 1
| 5 nA
| 65 nA
| Vcc-2V Vee+0V
| Open- Collector
| 1,6
| Standard-Komparator, Isink=16mA, Vcc=2V - 36V, Response-Time=1,5µs
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=lm393 PDF]
| alle
| 0,10
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM339 LM339]
| 4
|
|
| 1,4
| 2,3 nA
| 60 nA
|
| Open- Collector
| 1,1
| Standard-Komparator, Isink=16mA, Vcc=2V - 36V, Response-Time=1,5µs
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=lm339 PDF]
| alle
| 0,10
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TLC3702 TLC3702]
| 2
|
|
| 1,2
|
| 5pA
|
|
| 0,02
| Micropower-Komparator (20µA) PushPull Ausgang
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=tlc3702 PDF]
| F, C
| 0,80
|-


|}

Warum findet sich in obiger Liste kein [http://www.mikrocontroller.net/part/LM741 741], war er doch lange Zeit "der" OPV schlechthin? Nun, er wird allgemein als "veraltet" angesehen, da er aus den 60er Jahren stammt (1968 von Fairchild vorgestellt, etwa ab 1969 kommerziell erhältlich) und keine besonderen technischen Daten aufweist. Der immerhin etwa fünf Jahre jüngere 324 (von 1974) kostet häufig ein paar Cent weniger, enthält dafür aber vier statt einen OPV mit besseren Daten.

==== Empfehlungen ====
===== Lineare NF-Verstärker =====
Als besonders lineare Verstärker für Audiozwecke eignen sich u.a der Ne5532, LF356.

===== HF-taugliche Verstärker =====
Für HF-Anwendungen eigenen sich besonders:

[http://www.mikrocontroller.net/part/LT1222 LT1222]

===== Komparatoren =====
Komparatoren müssen schnell aber nicht so genau schalten. Dafür eigenen sich :

=== Spannungsregler ===
==== Linearregler ====
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="linearregler"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung Datenblatt
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LP2950 LP2950]
| 0,39 - 0,53
| Festspannungsregler Low-Dropout
| 3 - 5V 100mA, TO-92, <120µA Ruhestrom
| R, D
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM2940 LM2940]
| 0,40
| Festspannungsregler Low-Dropout
| z. B. 5V, 1A(@0,5V drop), Verpolschutz, TO-220, SOT-223.
| R, D
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM1117 LM1117]
| 0,65
| Festspannungsregler Low-Dropout (auch LT1117, NCP#, REG#, usw.)
| z. B. 3V3, 800mA(@1,1V drop), SOT-223. fixed 3V3 oder adjustable
| D, R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM317 LM317]
| 0,22
| Linearer einstellbarer Spannungsregler (LM337 für neg. Spannungen)
| max 40V -> 1,2 - 37V, max 1.5A, TO220
| alle
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MAX663 MAX663]
| 1,80
| Linearer, einstellbarer Spannungsregler
| sehr niedriger Eigenstromverbrauch
|
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM7805 LM78xx]
| <1,00
| Festspannungregler (xx=05: 5V, xx=12: 12V ...)
|
| alle
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM7905 LM79xx]
| <1,00
| Festspannungregler, negative Spannung (xx=05: -5V, xx=12: -12V ...)
|
| alle
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LF33 LF33]
| <1,00
| Festspannungregler
| +3,3V, TO-220, 1A
| R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MCP1700 MCP1700]
| <1,00
| Festspannungregler, Low-Dropout, sehr niedriger Eigenstromverbrauch, siehe auch MCP1702/MCP1703, durch geringe PSRR eher nur für Batterieanwendung
| +3,3V u.a., TO-92, SOT-89, SOT-23, 200mA
| R, F, [https://www.IT-WNS.de/ I]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM2931 LM2931]
| ~0,30 - 0,40
| feste (5V; 3,3V) und variable (3..24V) Low-Dropout Spannungsregler (max. 100mA)
| TO-220, TO-92, SMD, Automotive, Iq=0,4mA
| R
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM723 μA723/LM723]
| ~0,30
| einstellbar 2-37V
| Netzteile mit Strombegrenzung, Netzteile mit hohem Ausgangsstrom, Labornetzteile, DIP-14, SO-14
| alle

|}

Siehe auch:
* [http://www.national.com/an/AN/AN-1148.pdf AN-1148: Application Note 1148 Linear Regulators: Theory of Operation and Compensation] von National Semiconductor Corporation (PDF)

==== Schaltregler ====
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="schaltregler"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM2576 LM2576, LM2575, LM2574]
| 0,90
| Step-Down (einstellbar/"ADJ" oder Festspannung)
| max 40Vin -> 1,2 - 37Vout, TO220-5 u.a., LM2576 bis 3A, LM2575 bis 1A, LM2574 bis 0,5A, als HV-Typen Vin bis 63V
| alle - Achtung: R liefert u.U. den nur zum LM2596 äquivalenten P3596
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LM2576 PDF] - [http://www.mikrocontroller.net/topic/58094#450561 mit Funk-Entstördrossel FED100µ (Reichelt...) bis 3 A]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM2577 LM2577, LM1577]
|
| Step-Up (ADJ oder Festsp.), auch als Step-Up/-Down ([http://www.mikrocontroller.net/topic/262140 "buck boost" bzw. SEPIC]) betreibbar
| 3,5 - 40Vin -> 0 - 60Vout, TO220-5 u.a.,
|
| [http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm2577.pdf PDF]
|-
| [[MC34063]]A
| 0,29
| Step-Up ~0,3A / Step-Down 0,7A / Inverter 0,2A-0,6A
| SO-8/DIP-8; Tool zum Berechnen auf [http://www.nomad.ee/micros/mc34063a/index.shtml www.nomad.ee]
| R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.onsemi.com/pub/Collateral/MC34063A-D.PDF PDF], [http://www.mikrocontroller.net/articles/MC34063]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/PR4401 PR4401]
| 0,50
| Led-Treiber, Step-Up, Batteriebetrieb mit einer Zelle (bis 0,9 V)
| SO-23
| R, [http://www.ak-modul-bus.de/ AK Modul-Bus], [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.prema.com/pdf/pr4401.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LT1930 LT1930] und [http://www.mikrocontroller.net/part/LT1932 LT1932]
| ~3 €
| Leistungs-Led-Treiber, Step-Up
| SO-23
| R
| [http://www.linear.com/pc/productDetail.jsp?navId=H0,C1,C1003,C1042,C1031,C1061,P1813]

|-
|}

==== Shuntregler/[[Spannungsreferenz]] ====
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="schaltregler"
|- bgcolor="#eeeeee" style="text-align:center"
! Bezeichnung
! Preis [€]
! Spannung [V]
! Strom [mA]
! Fehler [%]
! Temperatur koeffizient typ/max [ppm/K]
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TL431 TL431]
| 0,15
| 2,5-36
| 1-100
| 2
| 20/70
| Präzise Alternative zur Z-Diode; SO8; TO92
| C, R, DK
|[http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=TL431 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LT1021 LT1021]
| 5,00
| 5; 7; 10
| 10
| 1; 0,05
| 2/5
| Präzisionsreferenz, +/-10mA Ausgangsstrom
| C, R, DK
|[http://www.datasheetarchive.com/pdf/getfile.php?dir=Datasheets-17&file=DSA-321686.pdf&scan= PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LT1004 LT1004]
| 1,90
| 1,235; 2,5
| 0.01-20
| 0,8
| 20/50
| niedriger Stromverbrauch, ab 20 µA; 1,2V bessere Eigenschaften; TI =! LT
| R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
|[http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LT1004 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LT1009 LT1009]
| 1,95
| 2,5
| 1-10
| 0,2
| 20/30
| verbesserter Ersatz für LM336
| R
|[http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LT1009 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM336-2.5 LM336-2.5]
| 0,20
| 2,5; 5,0
| 0,6-10
| 4
| 70/230
| TO92; SO8; 1% erhältlich
| C, R, DK
|[http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LM336 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM385 LM385]
| 0,35
| 1,2V; 2,5
| 0,015-20
| 2
| 30/150
| Präzise Alternative zur Z-Diode; SO8; TO92
| C, R, DK
|[http://www.reichelt.de/?;ACTION=7;LA=6;OPEN=0;INDEX=0;FILENAME=A200%252FLM385Z1%252C2%2523TEX.pdf; PDF]
|-
| LM 4041 CIDBZT
| 0,35
| 1,22V-10,0
| 0,000045-12
| 0,5
| 20/100
| Battery Powered Equipment
| elpro.org
|[http://www.google.de/url?sa=t&rct=j&q=&esrc=s&source=web&cd=5&ved=0CEYQFjAE&url=http%3A%2F%2Fwww.farnell.com%2Fdatasheets%2F36982.pdf&ei=MCbJU9ShJajy7Ab41YDIBw&usg=AFQjCNEhAH7BdMUd-YWQB1HRbdUNmvzA_Q&bvm=bv.71198958,d.ZGU]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LT1029 LT1029]
| 2,20
| 5,0
| 0,6-10
| 1
| 8/40
| Bandgap TO92; 0,2% erhältlich
| C, R, DK
|[http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LT1029 PDF]
|-
| ADR36x
| 2,20
| 2,048; 2,5; 3; 3,3; 4,096; 5
| -1, +5
| 0,1
| 3/9
| Bandgap; SOT23
| DK, RS, FAR
|[http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=ADR363 PDF]
|-
|}

Viele Spannungsreferenzen haben auch [http://www.maxim-ic.com/products/references/ Maxim] und [http://focus.ti.com/paramsearch/docs/parametricsearch.tsp?family=analog&familyId=401&uiTemplateId=NODE_STRY_PGE_T TI] im Programm.

=== Stromquelle ===
==== Referenzstromquelle ====
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="referenzstromquelle"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM334 LM334]
| 0,58 - 1,84
| Referenzstromquelle, 1µA...10mA, TO-92
| Referenzstromquelle/Temperatursensor
| R, C
| [http://www.national.com/ds/LM/LM134.pdf PDF]
|}

=== Timer ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="can"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/NE555 555]
| 0,15
| Universeller Zeitgeber.
| Für alles, wirklich alles. CMOS-Versionen lassen sich aufgrund ihrer niedrigeren Betriebsspannung besser mit µCs verbinden.
| alle
| [http://www.google.de/search?q=555+Datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/DS1307 DS1307]
| 1,95
| 64 X 8 Serial Real Time Clock. Quarzuhr / Kalender Baustein mit serieller TWI-Schnittstelle.
| Uhrenfunktion, unabhängig vom µC, aber µC-Steuerbar. Batteriepufferbar (3V-Knopfzelle wie CR2032) um die Zeit bei ausgeschalteter Board-Betriebsspannung weiter zu zählen.
| D, R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.google.de/search?q=DS1307 Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/PCF8583 PCF8583]
| 1,50
| I²C/TWI Real Time Clock, Calendar, SRAM, Alarm, Timer, Eventcounter
| Auf Basis eines SRAM-chips, deshalb kann ein großer Teil als SRAM genutzt werden (ca 240 bytes). Berechnet Datum (4 Jahre, Jahr 0 = Schaltjahr), Uhrzeit (12/24), Wochentag. ein 32-kHz-Uhrenquarz ist nötig, sonst als Uhr unbrauchbar da störempfindlich. Möglichkeit eines Interruptausganges bei voreingestellter Alarmzeit. Bemerkenswert einfaches Protokoll. Kann umgeschaltet werden in einen Timer-Modus (einfacher Counter mit bestimmter Timebase) oder Event-Counter-Modus (Eingangssignale zählen).
| R
| [http://www.alldatasheet.com/view.jsp?Searchword=PCF8583]
|-
|}

=== Analogschalter und Multiplexer ===
Die DG2xx DG3xx DG4xx, teilweise auch DG5xx bezeichnen Analogschalter und Multiplexer die sich zum Industriestandard entwickelt haben. Es gibt sie von vielen Herstellern und zahlreichen Ausführungen in allen R(on) Bereichen und sind Pinkompatibel. Anstelle von "DGxxx" benutzen Hersteller für verbesserte/moderne Versionen ihre eigenen Präfixe wie "ADGxxx" von Analog Devices oder "MAXxxx" von Maxim. Für einfache Schalter werden häufig die letzten zwei Ziffern 01 bis 05 und 11-13 benutzt, 06/07/08/09 bezeichnet 16:1 8:1 und 4:1 Multiplexer in Single Ended und Differential Ended. Spannungsbereich geht bis +/-12 oder +/-15 V, die Steuereingänge haben zum Teil TTL-Kompatibilität, andernfalls einen Pin der den Logikpegel definiert (z. B. VCC).
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="can"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/DG201 DG201]/[http://www.mikrocontroller.net/part/DG202 DG202]/[http://www.mikrocontroller.net/part/DG212 DG212]
| ~2-3€
| Vierfach Einzelschalter in SPST, SPDT,
| Zum µC-gesteuerten schalten von Analogsignalen, in Audio, Video, und Messschaltungen, in OP-Schaltungen für programmierbare Verstärkungen
| Maxim, Analog Devices, u.a.
| [http://search.datasheetcatalog.net/cgi-bin/helo.pl?text=DG202&action=Search]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/DG306 DG306]/[http://www.mikrocontroller.net/part/DG406 DG406]
| ~4-10€
| 16:1 Analog-Multiplexer
| Zum Multiplexen von Analogsignalen, Kanalauswahl für ADC-Messschaltungen.
| Maxim, Analog Devices, u.a.
| [http://search.datasheetcatalog.net/cgi-bin/helo.pl?text=DG306&action=Search]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/DG307 DG307]/[http://www.mikrocontroller.net/part/DG408 DG408]
| ~4-10€
| Zweifach 8:1 bzw Einfach 8:1 differential ended (8 Doppelkanäle)
| Zum Multiplexen von Analogsignalen, Kanalauswahl für ADC-Messschaltungen auch für differentielle Eingänge.
| Maxim, Analog Devices, u.a.
| [http://search.datasheetcatalog.net/cgi-bin/helo.pl?text=DG308&action=Search]
|-
|-
| 4051, z. B. [http://www.mikrocontroller.net/part/74HC4051 74HC4051]
| ab 25ct
| 1:8 Multiplexer, R_on <100Ω, auch 2:4, 1:16 usw
| Zum µC-gesteuerten schalten von Analogsignalen, in Audio, Video, und Messschaltungen, in OP-Schaltungen für programmierbare Verstärkungen
| verschiedende
| [http://search.datasheetcatalog.net/cgi-bin/helo.pl?text=74HC4051&action=Search]
|}

== Digital ==

=== CAN ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="can"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MCP2515 MCP2515]
| 2,55
| CAN 2.0B, [[SPI]]-Schnittstelle
|
| D,F,R,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q= PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/SJA1000 SJA1000]
| 4,55
| PellCAN 2.0B, 8 Bit parallele Schnittstelle
|
| F,R
|-
|}

=== Logik ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/74HC4050 74HC4050]
| 0,27
| z. B. 5V => 3V
| Pegelwandler unidirektional abwärts
| alle
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=74hc4050 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/HEF4104B HEF4104B]
| 0,77
| z. B. 5V => 12V
| Pegelwandler unidirektional aufwärts
| alle
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=HEF4104B PDF]
|-

|}

=== USB ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="usb"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/FT232 FT232]
| 3,59
| USB <-> RS232 Wandler
| Zugriff über virtuellen COM Port
| D, R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.ftdichip.com/Support/Documents/DataSheets/ICs/DS_FT232BL_BQ.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/FT245 FT245]
| 4,79
| USB <-> Seriell Wandler mit paralleler Schnittstelle
| Zugriff über virtuellen COM Port
| D, R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=ft245 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TUSB3410 TUSB3410]
| 3,50
| USB <-> RS232 mit 8052 CPU
| Zugriff über virtuellen COM Port
| DK
| [http://focus.ti.com/docs/prod/folders/print/tusb3410.html PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MCP2200 MCP2200]
| 1,90
| USB <-> UART per fest-vorprogrammiertem PIC
| Zugriff über virtuellen COM Port
| R, RS, F, M, DK, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/22228B.pdf PDF]
|-
|}

=== GPS ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="usb"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| NL-552ETTL (uBlox5)
| 25,43
| GPS-Empfänger
| Zugriff über TTL (NMEA Protokoll)
| www.mercateo.com
| [http://www.navilock.de/produkte/gruppen/13/Boards_und_Module/60721_NL-552ETTL_ublox5.html HTML]
|-
| NL-550ERS (uBlox5)
| 24,95
| GPS-Empfänger
| Zugriff über RS232 (NMEA Protokoll)
| www.mercateo.com
| [http://www.navilock.de/produkte/gruppen/13/Boards_und_Module/60418_NL-550ERS_ublox5.html HTML]
|-
| NL-551EUSB (uBlox5)
| 22,56
| GPS-Empfänger
| Zugriff über USB (NMEA Protokoll)
| www.mercateo.com
| [http://www.navilock.de/produkt/60419/pdf.html?sprache=de PDF]
|-
| EM-406A (Sirf III)
| um 35 Euro
| GPS-Empfänger mit 1PPS-Ausgang
| Zugriff über TTL (NMEA Protokoll)
|
| [http://www.navilock.de/produkte/G_60407/merkmale.html HTML]
|-
| CW25-TIM
| ca. 35 Euro (ab 10 Stk)
| GPS Empfänger mit zusätzlichen Frequenzausgang(programmierbar von 10Hz..30Mhz)
| Sehr interesant wenn man einen präzisen Takt braucht.(für Adwandler, Datenlogger usw)
| [http://www.navsync.com]
|-
| Timing Multi-GNSS Receiver Module Typ Furuno GT-87
| Kostet 48,67€
| Ein GPS Empfänger auch mit zusätzlichen Frequenzausgang, für aber für alle Satelitten(GPS,GLONASS,usw).
| Interresant für simultane Ad-Wandlung an verschiendenen Orten, da zwei Empfänger sehr präzise sind im Gleichlauf.
| Zu erhalten bei Bürklin. Bestell.Nr. 64S3190
| HTML[http://www.furuno.com]
|}

=== Treiber ===
==== Diverse Treiber ====
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/ULN2003A ULN2003A]
| 0,29
| 7-fach Low-Side Treiber
| 50V/500mA
| R, D, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=ULN2003 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/ULN2803A ULN2803A]
| 0,31
| 8-fach Low-Side Treiber
| 50V/500mA
| alle
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=ULN2803 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TPIC6B595 TPIC6B595]
| 1,00
| 8-fach Low-Side Treiber mit integriertem Schieberegister
| 45V/250mA
| F
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=TPIC6B595 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/UDN2981 UDN2981]
| 1,50
| 8-fach High-Side Treiber
| 50V/500mA
| R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=UDN2981 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/ICL7667 ICL7667]
| 1
| Dual inverting MOSFET Treiber
| 18V, 20ns@1nF
| R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=ICL7667 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/HCPL3120 HCPL3120]
| 3.70
| Optokoppler mit integriertem MOSFET-Treiber
| Schaltnetzteile, etc.
| C
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=HCPL3120 PDF]
|-
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/SN75179B SN75179B]
| 0.36
| RS-485/422 Receiver/Transmitter, alter IC mit hohem Stromverbrauch (60mA!)
| Serielle Daten (z. B.UART) über weite Strecken
| R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=SN75174 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MAX485 MAX485]
| 1.50
| RS-485/422 Receiver/Transmitter, moderner CMOS IC mit geringem Stromverbrauch (0,3mA!)
| Serielle Daten (z. B.UART) über weite Strecken
| R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=MAX485 PDF]
|-
| LTC1480
|
| RS-485 Transceiver
| Betriebsspannung 3,3V, "Ultralow Power"
| R, C u.a.
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LTC1480 PDF]
|-
| MAX3232
|
| RS-232 Transceiver
| Betriebsspannung 3V bis 5,5V
| R, D, C, [https://www.IT-WNS.de/ I] u.a.
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=MAX3232 PDF]
|-

|}

==== 7-Segment LED-Treiber ====
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="led"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MAX6950 MAX6950 (MAX6951)]
| ~9€
| 5 (8) Stellen Treiber mit [[SPI]]-Schnittstelle
| Unterstützt 2.7 bis 5.5 V Versorgungsspannung, für LEDs mit gemeinsamer Kathode, minimierte Anzahl von Ausgangs-PINs - trotzdem alle Segmente/LEDs einzeln angsteuerbar, nur QSOP Package
| Mouser
| [http://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX6950-MAX6951.pdf MAX]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/STLED316S STLED316S], [http://www.mikrocontroller.net/part/STLED316SMTR STLED316SMTR]
| ~2€
| Sechs-Stellen Treiber mit [[SPI]]-ähnlicher Busschnittstelle
| Sechs-Stellen Treiber, der zusätzlich noch ein 8x2 Tastaturdekoder enthält. Die Busschnittstelle ist [[SPI]]-ähnlich, MOSI und MISO liegen auf einem gemeinsamen PIN als DIN/DOUT (SISO). Nur 5 Volt.
| Mouser
| [http://www.st.com/web/en/resource/technical/document/datasheet/CD00181714.pdf ST]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/ICM7218 ICM7218C]
| ~6€
| Acht-Stellen Treiber mit paralleler Busschnittstelle
| Alt, teuer, benötigt viele µC-Pins für die parallele Schnittstelle
| Reichelt
| [http://www.intersil.com/data/fn/FN3159.pdf Intersil]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MAX7221 MAX7221]
| ~6€
| Acht-Stellen Treiber mit [[SPI]]-Schnittstelle
| Mit BCD-Dekoder, kann auch beliebige 8x8 LED-Matrix ansteuern, nur 5 Volt
| Reichelt
| [http://datasheets.maxim-ic.com/en/ds/MAX7219-MAX7221.pdf Maxim]
|}

==== Punkt/Streifen (Dot/Bar) LED-Treiber ====
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="bar"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM3914 LM3914]
| ~1,20 €
| 10-Stellen Balkenanzeigetreiber mit Analogeingang
| Lineare A/D-Wandlung
| Reichelt
| [http://www.national.com/pf/LM/LM3914.html National]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM3915 LM3915]
| ~1,40 €
| 10-Stellen Balkenanzeigetreiber mit Analogeingang
| Logarithmische A/D-Wandlung
| Reichelt
| [http://www.national.com/pf/LM/LM3915.html National]
|}

=== Analogschalter aus der 4000 Logikreihe ===
Die folgenden Schalter werden digital gesteuert, daher sind sie im Kapitel [[#Digital|Digital]] einsortiert. Sie basieren auf standard CMOS-Technologien, sind daher weit verbreitet, günstig, haben aber daher auch nur mäßige Eigenschaften und begrenzte Anwendungsbereiche. Analogschalter für Präzisionsanwendungen sind im Kapitel [[#Analog|Analog]]. Zum Schalten Analog- oder Digitalsignalen. Je nach Typ sind Analogsignale bis in den 100 MHz Bereich mit einer Schaltfrequenz bis mehrere 10 MHz möglich.

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="can"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/CD4051 4051]
| 0,25
| Ein 8:1 Analogmultiplexer.
|
| alle
| [http://www.google.de/search?q=4051+datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/CD4052 4052]
| 0,11
| Zwei 4:1 Analogmultiplexer/-demultiplexer
|
| alle
| [http://www.google.de/search?q=4052+datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/CD4053 4053]
| 0,16
| Drei 2:1 Analogmultiplexer/-demultiplexer
|
| alle
| [http://www.google.de/search?q=4053+datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/CD4066 4066]
| 0,15
| Vier Analogschalter
|
| alle
| [http://www.datasheets.org.uk/pdf/347282.pdf 4066.pdf]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/CD4067 4067]
| 0,60
| Ein 16:1 Analogmultiplexer/-demultiplexer
|
| alle
| [http://www.google.de/search?q=4067+datasheet Google]
|-
|}

=== Galvanische Trennelemente ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/CNY17 CNY17]
| 0,28
| Optisch, Standardtyp
| 3,7kV 50-100kHz
| R,C
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=CNY17 PDF], [http://www.reichelt.de/?;ACTION=7;LA=6;OPEN=0;INDEX=0;FILENAME=A500%252FCNY17-I_CNY17-II_CNY17-III.pdf; PDF Temic]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/6N137 6N137]
| 0,49
| Optisch, Logikausgang (5V)
| sehr schnell 14MHz
| R,D,[https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.reichelt.de/?;ACTION=7;LA=6;OPEN=0;INDEX=0;FILENAME=A500%252F6N137.pdf; PDF]
|-
| ADUM240*
| 10
| Induktiv, 3V/5V Logik
| extrem schnell, EN90650, 5kV
| F
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=adum240 PDF]
|-
| ISO72*
| 1,25
| Kapazitiv, 3V/5V
| 6kV, bis zu 150MHz
| DK,F
| [http://focus.ti.com/paramsearch/docs/parametricsearch.tsp?family=analog&familyId=897&uiTemplateId=NODE_STRY_PGE_T PDF]
|-
| PC817/827/837/847
| 0,3
| Optisch
| 8x7, x=Anzahl der Optokoppler
| C, R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://focus.ti.com/paramsearch/docs/parametricsearch.tsp?family=analog&familyId=897&uiTemplateId=NODE_STRY_PGE_T PDF]
|-
|}

=== Displays ===
Bei den Textdisplays eignet sich praktisch jedes [[HD44780]] kompatible Display.
Praktisch jeder Elektronikversender hat eine Auswahl an verschiedenen Größen zu bieten.
Wer keinen besonderen Anforderungen an die Größe der Displays hat sollte sich bei Pollin und in Ebay umschauen.

=== Speicher ===

==== [[RAM]] ====

==== [[EEPROM]] ====

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="EEPROMmemory"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| ST 24C01 BN6, ST 24C02 BN6, ST 24C256 BN6 (allgemein 24C## mit ## Größe in kbit)
| 0,14€ - 1,50€
| EEPROM Speicher mit seriellem (I2C) Interface, 1kbit bis 512 kbit Speicher. Viele verschiedene Hersteller.
| Speichern von Konfigurationsdaten
| R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=24C PDF]
|-
|}

== Converter ==
=== ADC ===

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Geschwindigkeit / Sps/s
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/ADC830 ADC830]
| 6
| 8-Bit-ADC, Differentiell, Parallel, (DIL-20)
| 8770
| C,R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=adc830 PDF]
|-
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LTC2400 LTC2400CS8]
| 8,30
| 24-Bit-ADC, Single Ended, Seriell (SPI), (SO-8)
| ca. 6
| R
| [http://www.linear.com/pc/downloadDocument.do?navId=H0,C1,C1155,C1001,C1152,P1636,D1887]
|-
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LTC2440 LTC2440CGN]
| 8,40
| 24-Bit-ADC, Differentiell, Seriell (SPI), (SSOP-16)
| bis 3500
| R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LTC2440 PDF]
|-
|-
| CS5381
| 37,50
| 24 Bit Stereo-Audio-ADC (SOIC-24)
| bis 192k
|
| [http://www.cirrus.com/en/products/cs5381.html Seite]
|-
|-
| ADS830
| 6,10
| 8 Bit ADC Parallel (SSOP-20)
| bis 60M
| R
| [http://www.datasheetcatalog.com/datasheets_pdf/A/D/S/8/ADS830.shtml PDF]
|-
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/MCP3204 MCP3204]
| 2,65
| 12-Bit-SAR-ADC, Single Ended, 4 Kanäle mit MUX, Seriell (SPI), (DIL-14/SO-14)
| bis 100k
| C,R
| [http://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/21298c.pdf PDF]
|-
|}

=== DAC ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/DAC08 DAC08]
| 0,90
| 8-Bit DAC mit parallelem Businterface.
| Alt, preiswert. Benötigt viele µC Pins (min. 8, paralleler Bus) und eine doppelte Spannungsversorgung. Langsamere Version: 0808.
| alle
| [http://www.google.de/search?q=DAC08+Datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/AD7524 AD7524]
| 3,00
| 8-Bit DAC mit parallelem Businterface
| Benötigt viele µC Pins. Single-Supply (5V bis 15V).
| alle
| [http://www.google.de/search?q=7524+Datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TDA8444 TDA8444]
| 1,20
| Achtfach 6-Bit DAC mit seriellem TWI-Businterface. Bezahlbarer sechsfach-DAC, allerdings mit geringer Auflösung.
| Dort wo µC gesteuert viele Ausgangskanäle mit geringer, ungenauer Auflösung benötigt werden.
| R
| [http://www.google.de/search?q=TDA8444+Datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/PCF8591 PCF8591]
| 2,50
| 8-Bit DAC, 8-Bit ADC mit seriellem TWI-Businterface.
| Z.B. in Regelkreisen wo sowohl ein DAC, als auch ein ADC benötigt wird.
| R
| [http://www.google.de/search?q=PFC8591+Datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TDA8702 TDA8702]
| 2,50
| 8-Bit Video DAC mit parallelem Businterface und Clock-Eingang.
| Schnelle Wandlung bis 30 MHz. Benötigt viele µC Pins.
| R
| [http://www.google.de/search?q=TDA8702+Datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LTC1661 LTC1661]
| 2,45
| Dual 10-bit DAC mit seriellem 3-Leitungs-Businterface.
| Guter Kompromiss aus Preis und Leistung. (Achtung, Micro-SO8-Gehäuse)
| F, C (Suchfunktion weigert sich manchmal ihn im Conrad-Shop zu finden), R
| [http://www.google.de/search?q=LTC1661+Datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LTC1257 LTC1257]
| 6,20
| 12-bit DAC mit kaskadierbarem seriellen 3-Leitungs-Businterface.
| Genauer µC-steuerbarer DAC.
| C, F, R
| [http://www.google.de/search?q=LTC1257+Datasheet Google]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LTC1456 LTC1456]
| 10,-
| 12-bit DAC mit kaskadierbarem seriellen 3-Leitungs-Businterface.
| Genauer µC-steuerbarer DAC.
| C
| [http://www.google.de/search?q=LTC1456+Datasheet Google]
|-
| MCP4922
| 2,25
| 2Kanal 12-bit DAC mit SPI-Interface
| Genauer µC-steuerbarer DAC von Microchip.
| R
| [http://ww1.microchip.com/downloads/en/devicedoc/21897a.pdf Datenblatt]
|-
|}

== Sensoren (aktiv) ==
=== [[Temperatursensor|Temperatur]] ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM75 LM75]
| 1,75
| Temperatursensor mit I²C (TWI) Bus Interface (3.3V und 5V Version) (SMD)
| D, R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LM75 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/DS1621 DS1621]
| ~5
| Temperatursensor mit I²C (TWI) Bus Interface (wie LM75, kein SMD)
| C, D
|
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/DS18B20 DS18B20]
| 2,95
| Temperatursensor mit 1-Wire Interface
| D, R, [https://www.IT-WNS.de/ I]
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=DS18B20 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM35 LM35]
| 1,19
| Analoger Temperatursensor
| D, R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LM35 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/LM335 LM335]
| 0,87
| Analoger Temperatursensor
| R
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=LM335 PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TSIC306 TSIC306]
| 6
| Digitaler Temperatursensor (auch analog oder ratiometrisch)
| R,C
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q=TSIC306 PDF]
|-
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/TSIC506 TSIC506]
| 6
| Digitaler Temperatursensor (fertig kalibriert bis zu 0,1K zwischen 0-45°C)
| F
| [http://www.zmd.de/pdf/ZMD%20TSic%20Data%20Sheet%20V3%207.pdf PDF]
|-
|}

Wenn man z. B. einen Übertemperaturschutz bauen will, bei der es nur eine Schaltschwelle gibt, dann empfiehlt sich die Verwendung eines NTCs. Dessen Kennlinie ist gegenüber den Kennlinien von z. B. LM335 dahingehend im Vorteil, dass eine geringe Temperaturänderung besser messbar ist. Eine detailliertere Übersicht findet sich im Artikel [[Temperatursensor]]en, andere Sensoren sind in der [[:Category:Sensorik|Kategorie Sensorik]] zu finden.

= Passive Bauelemente =
== Sensoren (passiv)==
=== Licht ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BPX65 BPX65]
| 4,25
| Fotodiode 10µA, 350-1000nm
| schnelle Lichtmessungen (bis MHz Bereich), großer Wellenlängenbereich
| R
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BPW34 BPW34]
| 0,59
| Fotodiode 80µA, 400-1100nm
| großer Wellenlängenbereich, Low Cost model, große Verfügbarkeit
| R
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/BPW21 BPW21]
| 5,25
| Fotodiode 10µA, 550nm
| Lichtspektrum des menschlichen Auges
| R
|-
|}

=== [[Temperatursensor|Temperatur]] ===
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/KTY81 KTY81]
| ~0,50
| nichtlinear(*), bis 150°C
| in μC Schaltungen
| R, D
| [http://www.semiconductors.philips.com/acrobat/datasheets/KTY84_SERIES_5.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/KTY84 KTY84]
| 0,72
| nichtlinear(*), bis 300°C
| in μC Schaltungen
| R
| [http://www.datasheetcatalog.org/datasheet2/e/0l2lc3p1dl8e5dgghsfh2oee43py.pdf PDF]
|-
| [http://www.mikrocontroller.net/part/PT100 Pt100] / [http://www.mikrocontroller.net/part/PT1000 Pt1000]
| ab 3,00
| lineare Kennlinie
| analoge Messschaltungen
| F C R
|
|-
|}

(*) Verschaltet man den Sensor als Spannungsteiler (Abgriff an den ADC), so erhält man dadurch eine meist ausreichende Linearisierung!

== Widerstände ==
Mit einem Widerstandssortiment, welches die E12-Werte enthält, kann man normalerweise nicht falsch liegen. Denn früher oder später benötigt man jeden Widerstandswert der E12-Reihe einmal. Für einen Einstieg eignen sich die Sortimente vom Pollin. Auch ein Blick in Ebay kann sich lohnen, um ein Einstiegssortiment zu bekommen. Wer Schaltungen an Netzspannung entwickelt, sollte auf die ''Operation Voltage'' achten, denn nicht alle Typen weisen die nötige Spannungsfestigkeit auf. Als Daumenregel gilt: ½-Watt-Widerstände oder größer passen immer, zwei bis drei in Reihe geschaltete ¼-Watt-Widerständen tun es auch.

== Kondensatoren ==
{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| 100nF Keramik
| ~0.05
|
| [[Kondensator#Entkoppelkondensator | Abblockkondensator]] zwischen VCC und GND vor allem bei Digital-ICs
| alle
| [http://www.datasheetarchive.com/search.php?q= PDF]
|-
| 100nF Keramik SMD 0603
| ~0.01 (bei 100 Stück)
| SMD 0603
| [[Kondensator#Entkoppelkondensator | Abblockkondensator]] zwischen VCC und GND vor allem bei Digital-ICs
| D
| [http://www.google.de/search?num=100&hl=de&q=datasheet+0603+chip-capacitors+filetype%3Apdf&btnG=Suche&meta=lr%3Dlang_de%7Clang_en PDF]
|-
|}

= Mechanische Bauelemente =

== Taster / Schalter ==

== Steckverbinder ==

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Bezeichnung
! Preis (€)
! Beschreibung
! Anwendungen
! Lieferant
! Datenblatt
|-
| WSL 10G
| 0,07
| Wannenstecker, 10-polig, gerade, Raster 2,54 mm
| Verbindung zwischen zwei Platinen mit Flachbandkabel
| R, alle
| -
|-
| PFL 10
| 0,09
| Pfostenleiste, 10-polig, Schneidklemmtechnik, Raster 2,54 mm
| Verbindung zwischen zwei Platinen mit Flachbandkabel
| R,alle
| -
|-
| AWG 28-10G
| 0,70€/m
| Flachbandkabel, 10-polig, 3 Meter, Raster 1,27 mm
| Verbindung zwischen zwei Platinen mit Flachbandkabel
| R,alle
| -
|-
| D-SUB BU 09FB
| 0,50
| D-Sub 9-polig auf 10-polig Pfostenleiste mit Flachbandkabel
| Anschluss für serielle Schnittstelle am PC
| R
| -
|-
| KKxx025C
| 0,35 - 1,20
| Flachkabel-IC-Sockelverbinder, xx-polig (08, 14, 16, 18, 20, 28 erhältlich)
| Übergang von Leiterplatte auf Steckbrett
| R
| -
|-
| Anreihklemmen
| 0,30
| Reihenklemme/Anreihklemme (verschieden Typen, für Lochraster: Raster 5.08)
| Anschluss der Spannungsversorung, leistungsstarke Verbraucher
| alle
| -
|-
|
| 0,30
| Hohlstecker/DC-Stecker
| siehe englische Wikipedia [http://en.wikipedia.org/wiki/Coaxial_power_connector Coaxial power connector]
| -
| -
|-
|}

= Lieferanten =

'''Lokale Lieferanten: [[Lokale Anbieter]]'''
 
Allgemeine Lieferantenliste: [[Elektronikversender]] 
Metallteile/Mechanik Lieferantenliste: [[Eisenwarenversender]] 

{| {{Tabelle}} class="wikitable sortable" id="opamps"
|- bgcolor="#eeeeee"
! Kürzel
! Name
! Webseite
! Kommentar
|-
|B
|Bürklin
|[http://www.buerklin.de www.buerklin.de]
|Ladengeschäft in München
|-
|C
|Conrad
|[http://www.conrad.de www.conrad.de]
|Gigantisches Sortiment, aber sehr hohe Preise. Nur zu empfehlen, wenn die benötigten Teile nirgendwo anders aufzutreiben sind. Trotzdem kann man auch hier gelegentlich ein Schnäppchen machen. Filialen haben nicht alle Katalogartikel auf Lager
|-
|D
|CSD-Electronics
|[http://www.csd-electronics.de www.csd-electronics.de]
|Kleiner Shop mit überschaubarem Sortiment und akzeptablen Preisen. Ladengeschäft in Bonn
|-
|DK
|Digikey
|[http://de.digikey.com www.de.digikey.com]
|Mindestbestellmenge von 65€, sonst 18€ Versandkosten
|-
|e
|elpro
|[http://http://www.elpro.org/shop/shop.php http://www.elpro.org/shop/shop.php]
|großes Sortiment, sehr preiswert
|-
|F
|Farnell
|[http://www.farnell.de www.farnell.de]
|Versand nur Firmen & Studenten. Farnell-Zwischenhändler für Privatkunden: HBE-Shop [http://www.hbe-shop.de] (wenn Ware im Shop nicht gelistet, einfach Farnell-Bestellnummer eingeben)
|-
|I
|IT-WNS
|[http://www.it-wns.de www.it-wns.de]
|Kein Mindestbestellwert, geringe Versandkosten ab 2,45€
|-
|M
|Meilhaus
|[http://www.meilhaus.de www.meilhaus.de]
|Nur gewerbliche Kunden
|-
|P
|Pollin
|[http://www.pollin.de www.pollin.de]
|Hier finden sich viele Schnäppchen und Industrierestposten
|-
|U
|Mouser
|[http://www.mouser.com www.mouser.com]
| 20€ Versand, ab 65€ Versandkostenfrei. Großes Sortiment und meist die niedrigsten Preise wenn man größere Stückzahlen benötigt.
|-
|R
|Reichelt
|[http://www.reichelt.de www.reichelt.de]
| Mindestbestellmenge von 10€, sonst Zuschlag von 3€, 5,60€ Versand, großes Sortiment und meist gute Preise
|-
|}

[[Kategorie:Bauteile| ]]
[[Kategorie:Lieferanten]]
[[Kategorie:Liste mit Bauteilen]]

Mikrocontroller

2015-05-08T18:23:24Z

Powerfreak: /* Verbreitete Mikrocontrollerfamilien */

Ein Mikrocontroller ist ein [[Prozessor]] plus Zusatzmodule. Der Unterschied zu Mikroprozessoren besteht darin, dass bei einem Mikrocontroller Speicher, [[Digital]]- und [[Analog]]- Ein- und Ausgänge, Timer, UART etc. meist auf einem einzigen Chip integriert sind, so dass eine Mikrocontroller-Anwendung oft mit ein paar wenigen Bauteilen auskommt.

Mikrocontroller werden häufig zuerst an der [[Bit]]-Zahl des internen Datenbusses unterschieden: 4/8/16 oder 32 Bit. Diese Bit-Zahl kann man als die Länge der Daten interpretieren, die der Controller in einem Befehl verarbeiten kann. Die größte in 8 [[Digitaltechnik|Bit]] (= 1 [[Digitaltechnik|Byte]]) darstellbare Zahl ist die 255, somit kann ein 8 Bit-Mikrocontroller z. B. in einem Additionsbefehl immer nur Zahlen bis 255 verarbeiten. Zur Bearbeitung von größeren Zahlen werden dann mehrere Befehle hintereinander benötigt, was natürlich länger dauert.

== Taktung ==

Ein Mikrocontroller braucht, wie jeder andere Prozessor auch, zum Betrieb einen [[Taktfrequenz | Takt]]. Dieser kann extern zugeführt werden (Taktgenerator, Quarzoszillator), mittels externem Quarz erzeugt, oder von einem internen Taktgeber (RC-Oszillator) abgeleitet werden. Die maximale Frequenz mit der ein Controller betrieben werden kann reicht von 1 MHz bei alten Controllern bis über 100 MHz bei großen 32-"Bittern". Diese Taktfrequenz sagt jedoch noch nicht viel über die tatsächliche Geschwindigkeit eines Prozessors aus. So wird z. B. bei den meisten alten [[8051]]-Controllern die Frequenz intern durch 12 geteilt (Maschinentakt), ein mit 24 MHz getakteter 8051 arbeitet also eigentlich nur mit 2 MHz. Benötigt dieser dann für einen Befehl durchschnittlich 2 Taktzyklen, so bleiben "nur" noch 1 Millionen Befehle pro Sekunde übrig. Ein [[AVR]], der ungeteilt mit 8MHz arbeitet und für viele der Befehle nur einen Zyklus braucht, schafft dagegen fast 8 Millionen Befehle pro Sekunde. Neue 8051 Typen verarbeiten ebenfalls einen Befehl in einem Taktzyklus und sind erhältlich bis 100 MHz.

== Wozu ist ein Mikrocontroller gut? ==

Hier ein paar Beispiele, für welche Aufgaben Mikrocontroller verwendet werden können:

* Ladegeräte
* [[Motoransteuerung mit PWM|Motorsteuerungen]] (z. B. [[Schrittmotoren|Schrittmotor]]-Controller ([[Schrittmotor-Controller (Stepper)|Stepper)]])
* Roboter
* [[USB IO Expander|Meßwerterfassung]] (z. B. [[Drehzahlmesser]] im Auto)
* [[Steuerung und Regelung eines Raums mit dem AVR-Webserver|Temperaturregelung]]
* [[MP3]]- und DVD-Player
* Schaltuhren
* [[ISP|Programmieradapter]]

== Welchen Mikrocontroller soll ich verwenden? ==

Ein Mikrocontroller für Hobbyanwender sollte idealerweise folgende Voraussetzungen erfüllen:

* gute Beschaffbarkeit
* niedriger Preis spielt bei den kleinen Stückzahlen keine so große Rolle
* handliche Bauform: ein Controller mit 20 Pins ist leichter handzuhaben als einer mit 128
* [[Speicher#Flash-ROM | Flash-ROM]]: der Controller sollte mindestens 1000 mal neu programmiert werden können
* In-System-Programmierbarkeit ([[ISP]]): man benötigt kein teures Programmiergerät und muss den Controller zur Programmierung nicht aus der Schaltung entfernen
* kostenlose Software verfügbar: [[Assembler]] bekommt man praktisch immer kostenlos vom Hersteller des Controllers, [[C]]-[[Compiler]] seltener

Eine ausführliche Beschreibung der Entscheidungskriterien gibt es auf der Seite [[Entscheidung Mikrocontroller]] sowie [[STM32 für Einsteiger]]

== Verbreitete Mikrocontrollerfamilien ==
* 1 Bit
** [[MC14500B]] (Motorola, historisch!)

* 4 Bit
** [[MARC4]] (Atmel)
** [[SM62]] (Epson)

* 8 Bit
** [http://www.analog.com/MicroConverter MicroConverter®] (Analog Devices)
** [[AVR]] (Atmel)
** [[PIC]] (Microchip)
** [[8048]] (Intel)
** [[8051]] (Intel, versch. Hersteller)
** [[H8]] (Renesas, früher Hitachi)
** [[68HC05]] (Freescale, früher Motorola)
** [[68HC08]] (Freescale, früher Motorola)
** [[68HC11]] (Freescale, früher Motorola)
** [[ST62]] (SGS-Thomson)
** [[78K0S]] (NEC)
** [[Z8]] (Zilog)
** [[PSoC]] (Cypress)

* 16 Bit
** [[C16x]] (Infineon)
** [[M16C]] (Renesas, früher Mitsubishi)
** [[R8C]] (Renesas)
** [[H8]] (Renesas, früher Hitachi)
** [[68HC12]] (Freescale, früher Motorola)
** [[68HC16]] (Freescale, früher Motorola)
** [[dsPIC]] (Microchip)
** [[PIC24]] (Microchip)
** [[MSP430]] (Texas Instruments)
** [[ZNEO]] (Zilog)

* 32 Bit
** [[ADuC7xxx]] (Analog Devices) [[ARM]]-Core
** [[AT91SAM]] (Atmel) [[ARM]]-Core
** [[AVR32]] (Atmel)
** [[Kinetis]] (Freescale) [[ARM]]-Core
** [[LPC1xxx]] (NXP) [[ARM]]-Core
** [[LPC2000|LPC2xxx]] (NXP ehemals Philips) [[ARM]]-Core
** [[PIC32]] (Microchip)
** [[TriCore]] (Infineon)
** [[XMCxxxx]] (Infineon) [[ARM]]-Core (im Hobbybereich schwerer beschaffbar)
** [[SuperH]] (Renesas, früher Hitachi)
** [[STM32]] (STMicroelectronics) [[ARM]] Cortex M-Core
** [[FR50]] (Fujitsu)
** [[EFM32]] (Energy Micro) [[ARM]] Cortex M-Core

== Links ==

* [http://chaosradio.ccc.de/cre067.html Podcast CRE67 Mikrocontroller] bei Chaosradio Express
* [http://www.edn.com/article/CA6615617.html 36th annual EDN microprocessor/microcontroller directory] bei edn.com (2009)

[[Category:Grundlagen]]
[[Category:Mikrocontroller| ]]
[[Category:Bauteile]]

Zwischenkreiskapazität

2015-05-08T18:19:47Z

Powerfreak: /* Kondensatorauswahl */

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

=== Zwischenkreiskondensator ===

==== Einführung ====
Die Zwischenkreiskapazität ist der '''wichtigste ''' Energiespeicher eines leistungselektronischen Systems, der Speicher für schnelle, transiente Vorgänge. In 99% aller Fälle befindet sich die Energiequelle technisch gesehen "weit" von der Last entfernt. Da jede Leitung eine Induktivität darstellt, ist die Quelle nicht direkt, sondern über je eine Induktivität in Hin- und Rückleitung mit der Leistungselektronik verbunden. Die Zwischenkreiskapazität - die stets in geringst möglichen Abstand d.h. niederinduktiv zum Leistungsschalter positioniert werden muss - dient der Kompensation der Leitungsinduktivitäten zwischen Energiequelle und Leistungselektronik.

{{Absatz}}

[[Bild:Leistungsteil_Bild1.png|miniatur|left|600px|Einfache Endstufe wie im Schaltplan gezeichnet (idealisiert!)]]
Im nebenstehenden Bild ist der "Standard-Schaltplan" einer Endstufe mit ohmscher Last zu sehen.
{{Absatz}}
Nehmen wir an, man verwendet eine neue Autobatterie mit 13,5V als Energiequelle, und einen Heizwiderstand (L des Widerstandes hier vernachlässigt) mit 0,1 Ohm. Der FET und die je 1m langen Zuleitungen haben zusammen 4mOhm. Dies ergibt einen Maximalstrom von ca. 130A.

Die Leistung des Heizwiderstandes soll mit einer PWM-Frequenz von 10kHz geregelt werden. In den nachfolgenden Beispielen wird zur Vereinfachung ein Tastverhältnis von 50% fest vorgegeben
{{Absatz}}

[[Bild:Zwischenkreiskondensator_Ideal.png|miniatur|left|600px|Idealer Spannung- und Stromverlauf an einer ohmschen Last]]
Hier der '''ideale''' Spannungs- und Stromverlauf zwischen FET und Lastwiderstand.
{{Absatz}}

[[Bild:Zwischenkreiskondensator_Real1.png|miniatur|left|600px|Annähernd realer Spannung- und Stromverlauf an der ohmschen Last mit Induktivitäten in der Zuleitung]]
Jetzt blicken wir der Realität ins Auge, und bauen das sehr rudimentäre Simulationsmodell halbwegs real auf. Dazu fügen wir - bei unveränderter Gateansteuerung, und unverändertem Timing - für die je 1m langen Versorgungsleitungen zwischen Batterie und Leistungsteil eine Induktivität von 1µH in das Simulationsmodell ein. Ohne genaue Kentniss des Lastkreises bzw. der Verdrahtung kann eine parasitäre Induktivität von ca. 10nH/cm angenommen werden.

Deutlich ist zu erkennen, dass der Strom gerade einmal 120A anstatt 130A erreicht. Die Stromform ist absolut nicht vergleichbar.
Des Weiteren erreicht die Spannung am Drain des 30V FETs knapp 900V, was das Bauteil beim ersten abschalten sofort zerstören wird.
{{Absatz}}

Ist kein Stützkondensator vorhanden, wird der gesammte AC-Stromrippel direkt aus der Batterie gezogen, was
# einen hohen Überspannungsimpuls erzeugt.
# die Zuleitungen als Sendeantenne missbraucht (EMV).
# nicht den gewünschten Strom und Stromverlauf im Widerstand erzeugt.
# die Batterie selbst mit Mikrozyklen belastet.
# mit höchster Warscheinlichkeit einen hässlichen Ausschwinvorgang erzeugt (EMV).
{{Absatz}}
{{Absatz}}

[[Bild:Zwischenkreiskondensator_Real2.png|miniatur|left|600px|Annähernd kompensierter Spannung- und Stromverlauf an der ohmschen Last mit Induktivitäten in der Zuleitung ]]
Hier ein Beispiel mit einem Stützkondensator. Die beim Kondensator vorhandenen, parasitären Einflüsse sind in dieser Simulation nicht berücksichtigt um die Komplexität zu minimieren.

Designkriterien für den Kondensator folgen.

Der Einfluss des Kondensators ist deutlich sichtbar. Der rechteckförmige Stromverlauf ist schon fast wieder erkennbar... genauso wie eine Schwingneigung im entstandenen LC-Kreis ;-(
{{Absatz}}

=== Design des Stützkondensators ===

Den im Vergleich zwischen den beiden obigen Simulationen fehlende Strom liefert der Kondensator. Die parasitären Elemente dieses Bauteiles haben je nach Typ mehr oder weniger Einfluss in dieser Anwendung.

====Ersatzschaltbild eines Kondensators====

[[Bild:Kondensator_Ersatzschaltbild_einfach.png|miniatur|right|600px|Vereinfachtes Ersatzschaltbild eines Kondensators]]
Unabhängig vom Kondensatortyp besitzt jeder Kondensator nicht nur die aufgedruckte Kapazität, sondern auch einen internen Widerstand (ESR), und eine interne Induktivität (ESL).

Bei gewickelten Kondenstoren (fast alle Elkos und viele Folienkondensatoren) ist die parasitäre Induktivität aufbaubedingt größer, als bei geschichteten Folienkondensatoren. Für die meisten Anwendungen genügen jedoch Elektrolytkondensatoren, die bezahlbar und mit fast beliebigen Werten verfügbar sind.

Häufig ist es einfacher und preiswerter, mehrere Elkos parallel zu schalten, als auf Folienkondensatoren umzusteigen.
{{Absatz}}
Achtung: Unbedingt auf die möglichst symmetrische Anbindung der parallelgeschalteten Bauteile zum Leistungsschalter achten. Die Leitungslänge zwischen dem einzelnem Kondensator und der Endstufe muß möglichst identisch sein.
{{Absatz}}
Es gibt jedoch einige Anwendungen – meist mit höherer Frequenz oder sehr kurzer Impulszeit (Induktionsheizung [Resonanz-C], elektromagnetische Beschleuniger, Coin-Schrinker, ... ) die die Verwendung von impulsfesten Folienkondensatoren (z. B. MKP10, FKP1,... ) erforderlich machen.
{{Absatz}}

====Kondensatorauswahl====

Die Bestimmung der benötigten Kapazität und Anzahl der Kondensatoren hängt ab von...

# Frequenz des Stromes (Schaltfrequenz × 2) ==> wie oft kommt die Flanke , bzw. wie oft wird Energie entnommen/geladen ==> Verlustleistung
# Flankensteilheit (trise, tfall) ==> wie schnell wird die Energie entnommen ==> die parasitäre Induktivität wirkt der Kapazität entgegen
# Tastverhältnis = Effektive Strombelastung (nicht Mittelwert!) ==> ohmsche Verlustleistung
# Kühlmöglichkeiten (Verluste im Kondensator, Temperaturerhöhung, Kühlanbindung) ==> Abfuhr der Verlustleistung ==> höhere zulässige Stombelastbarkeit
# ESR ==> ohmsche Verlustleistung
# Betriebsspannung ==> Lebensdauer

[[Bild:RMS-Berechnung.png|miniatur|right|600px|Berechnung der RMS-Ströme für die am häufigsten vorkommenden Signalformen]]
Aufgrund der vielfältigen Möglichkeiten wird ein stark vereinfachter Ansatz verfolgt, der für den nicht professionellen Anwendungsfall als ausreichend erscheint. (Verbesserungsvorschläge sind jederzeit erwünscht! bitte über PN)

# Betriebsspannung definieren. Diese Spannung nur zu ca. 80% ausnutzen.
# Betriebspunkte festlegen: a) Wie lange dauert die Stromentnahme (dt in s), b) wie hoch ist der Peakstrom (I in A) und c) um welchen Wert darf die Spannung dadurch einbrechen (dU in V)?
# Über die Näherung C = I·dt/dU die dafür benötige Kapazität in Farad berechnen. Den nächsten, größeren Wert als minimum Wert wählen.
# Effektivwert der Strombelastung berechnen – siehe die nebenstehende Übersicht – Wenn die Stromform im Augenblick unbekannt ist wäre der Versuch angebracht die ungefähre Stromform und damit die Belastung durch eine Simulation zu ermitteln. Ansonsten bleibt nur der Ansatz die Kondensatoren zuerst auf den Peakstrom auszulegen, was bei entsprechendem Geldbeutel der sichere Ansatz ist, und dann Stück für Stück die Anzahl der Kondensatoren zu reduzieren (siehe Punkt 8).
# Maximalstrom des Kondensators (bei Elkos bei 100Hz) aus dem Datenblatt auslesen. (Bei Folienkondensatoren den nächsten Punkt überspringen)
# Umrechnen des Datenblattwertes auf die Schaltfrequenz der eigenen Applikation (Umrechnungsbeispiel gilt nur für Elkos!): (von 100Hz auf 10Hz: I[10Hz] = I[100Hz]·0,8; von 100Hz auf 1kHz: I[1kHz] = I[100Hz]·1,3. Eine weitere Vergrößerung für höhere Frequenzen >1kHz ist so nicht zulässig, der 1kHz Wert bleibt bestehen.
# Wenn die Strombelastung größer als die im Datenblatt angegebene ist, mehrere Kondensatoren parallel schalten oder anderen Kondensatortyp wählen.
# Kondensator im Betrieb testen. Dazu wird der Kondensator in der Schaltung betrieben und dabei die Minimalspannung, die Maximalspannung und die Temperatur gemessen. Der Spannungseinbruch muss im selbst gewählten Rahmen bleiben, die Maximalspannung darf nie erreicht werden (Sicherheitsabstand!) und die maximal zulässige Betriebstemperatur des Bauteiles darf nicht erreicht werden (Messungen Anfangs in kurzen, dann je nach Änderungsgeschwindigkeit der Temperatur in längeren Abständen aufnehmen, bis sich die Temperatur auch nach einigen Minuten nicht mehr erhöht, sofortiger Abbruch bei erreichen der Maximaltemperatur!). Als Daumenregel gilt: Bei allen Kondensatoren 15..20K unter dem spezifizieten Maximalwert bleiben. Da jedes halbwegs gute Multimeter Heute die Möglichkeit einer Temperaturmessung bietet, sollte dies für jeden machbar sein.
# Den Test unter Punkt 8. an mehreren Betriebspunkten wiederholen.

Auslegungskriterium bei Elkos ist die max. Rippelstrombelastbarkeit, bei Folienkondensatoren der erlaubte Spannungsrippel bzw. -einbruch. Nur in den seltensten Fällen wird die Verwendung von einem einzelnen Kondensator alle Probleme lösen. Die Parallelschaltung von mehreren Kondensatoren des gleichen Typs ist daher grundsätzlich zu empfehlen (Achtung: Leitungslänge von Zuleitung+Ableitung muss möglichst gleich sein, sonst werden die Bauteile nicht gleichmäßig belastet). Lieber mehrere Elko mit dem besten Preis-Leistungs Verhältnis, als ein Spezialtyp.
{{Absatz}}

=== Anbindung des Stützkondensators an das Leistungsteil ===
[[Bild:Leistungsteil_Bild2.png|miniatur|rechts|600px|Einfache Endstufe wie mit Verdrahtung und PCB umgesetzt ]]
Im Bild ist der Leistungspfad – bestehend aus Zuleitungen, Kondensator und Endstufe – mit den wirksamen parasitären Einflüssen dargestellt.
Die dort gezeigten parasitären Elemente zwischen Kondensator und Leistungsschalter stellen den kompletten Leistungszweig dar, der im Schaltvorgang belastet wird.

Die Optimierung der im Bild gezeigte Schleife – d.h. kürzest mögliche Verbindung mit minimierter Induktivität – muss beim Design oberste Priorität besitzen.
{{Absatz}}

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Zwischenkreiskapazität

2015-05-08T18:17:46Z

Powerfreak: /* Kondensatorauswahl */

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

=== Zwischenkreiskondensator ===

==== Einführung ====
Die Zwischenkreiskapazität ist der '''wichtigste ''' Energiespeicher eines leistungselektronischen Systems, der Speicher für schnelle, transiente Vorgänge. In 99% aller Fälle befindet sich die Energiequelle technisch gesehen "weit" von der Last entfernt. Da jede Leitung eine Induktivität darstellt, ist die Quelle nicht direkt, sondern über je eine Induktivität in Hin- und Rückleitung mit der Leistungselektronik verbunden. Die Zwischenkreiskapazität - die stets in geringst möglichen Abstand d.h. niederinduktiv zum Leistungsschalter positioniert werden muss - dient der Kompensation der Leitungsinduktivitäten zwischen Energiequelle und Leistungselektronik.

{{Absatz}}

[[Bild:Leistungsteil_Bild1.png|miniatur|left|600px|Einfache Endstufe wie im Schaltplan gezeichnet (idealisiert!)]]
Im nebenstehenden Bild ist der "Standard-Schaltplan" einer Endstufe mit ohmscher Last zu sehen.
{{Absatz}}
Nehmen wir an, man verwendet eine neue Autobatterie mit 13,5V als Energiequelle, und einen Heizwiderstand (L des Widerstandes hier vernachlässigt) mit 0,1 Ohm. Der FET und die je 1m langen Zuleitungen haben zusammen 4mOhm. Dies ergibt einen Maximalstrom von ca. 130A.

Die Leistung des Heizwiderstandes soll mit einer PWM-Frequenz von 10kHz geregelt werden. In den nachfolgenden Beispielen wird zur Vereinfachung ein Tastverhältnis von 50% fest vorgegeben
{{Absatz}}

[[Bild:Zwischenkreiskondensator_Ideal.png|miniatur|left|600px|Idealer Spannung- und Stromverlauf an einer ohmschen Last]]
Hier der '''ideale''' Spannungs- und Stromverlauf zwischen FET und Lastwiderstand.
{{Absatz}}

[[Bild:Zwischenkreiskondensator_Real1.png|miniatur|left|600px|Annähernd realer Spannung- und Stromverlauf an der ohmschen Last mit Induktivitäten in der Zuleitung]]
Jetzt blicken wir der Realität ins Auge, und bauen das sehr rudimentäre Simulationsmodell halbwegs real auf. Dazu fügen wir - bei unveränderter Gateansteuerung, und unverändertem Timing - für die je 1m langen Versorgungsleitungen zwischen Batterie und Leistungsteil eine Induktivität von 1µH in das Simulationsmodell ein. Ohne genaue Kentniss des Lastkreises bzw. der Verdrahtung kann eine parasitäre Induktivität von ca. 10nH/cm angenommen werden.

Deutlich ist zu erkennen, dass der Strom gerade einmal 120A anstatt 130A erreicht. Die Stromform ist absolut nicht vergleichbar.
Des Weiteren erreicht die Spannung am Drain des 30V FETs knapp 900V, was das Bauteil beim ersten abschalten sofort zerstören wird.
{{Absatz}}

Ist kein Stützkondensator vorhanden, wird der gesammte AC-Stromrippel direkt aus der Batterie gezogen, was
# einen hohen Überspannungsimpuls erzeugt.
# die Zuleitungen als Sendeantenne missbraucht (EMV).
# nicht den gewünschten Strom und Stromverlauf im Widerstand erzeugt.
# die Batterie selbst mit Mikrozyklen belastet.
# mit höchster Warscheinlichkeit einen hässlichen Ausschwinvorgang erzeugt (EMV).
{{Absatz}}
{{Absatz}}

[[Bild:Zwischenkreiskondensator_Real2.png|miniatur|left|600px|Annähernd kompensierter Spannung- und Stromverlauf an der ohmschen Last mit Induktivitäten in der Zuleitung ]]
Hier ein Beispiel mit einem Stützkondensator. Die beim Kondensator vorhandenen, parasitären Einflüsse sind in dieser Simulation nicht berücksichtigt um die Komplexität zu minimieren.

Designkriterien für den Kondensator folgen.

Der Einfluss des Kondensators ist deutlich sichtbar. Der rechteckförmige Stromverlauf ist schon fast wieder erkennbar... genauso wie eine Schwingneigung im entstandenen LC-Kreis ;-(
{{Absatz}}

=== Design des Stützkondensators ===

Den im Vergleich zwischen den beiden obigen Simulationen fehlende Strom liefert der Kondensator. Die parasitären Elemente dieses Bauteiles haben je nach Typ mehr oder weniger Einfluss in dieser Anwendung.

====Ersatzschaltbild eines Kondensators====

[[Bild:Kondensator_Ersatzschaltbild_einfach.png|miniatur|right|600px|Vereinfachtes Ersatzschaltbild eines Kondensators]]
Unabhängig vom Kondensatortyp besitzt jeder Kondensator nicht nur die aufgedruckte Kapazität, sondern auch einen internen Widerstand (ESR), und eine interne Induktivität (ESL).

Bei gewickelten Kondenstoren (fast alle Elkos und viele Folienkondensatoren) ist die parasitäre Induktivität aufbaubedingt größer, als bei geschichteten Folienkondensatoren. Für die meisten Anwendungen genügen jedoch Elektrolytkondensatoren, die bezahlbar und mit fast beliebigen Werten verfügbar sind.

Häufig ist es einfacher und preiswerter, mehrere Elkos parallel zu schalten, als auf Folienkondensatoren umzusteigen.
{{Absatz}}
Achtung: Unbedingt auf die möglichst symmetrische Anbindung der parallelgeschalteten Bauteile zum Leistungsschalter achten. Die Leitungslänge zwischen dem einzelnem Kondensator und der Endstufe muß möglichst identisch sein.
{{Absatz}}
Es gibt jedoch einige Anwendungen – meist mit höherer Frequenz oder sehr kurzer Impulszeit (Induktionsheizung [Resonanz-C], elektromagnetische Beschleuniger, Coin-Schrinker, ... ) die die Verwendung von impulsfesten Folienkondensatoren (z. B. MKP10, FKP1,... ) erforderlich machen.
{{Absatz}}

====Kondensatorauswahl====

Die Bestimmung der benötigten Kapazität und Anzahl der Kondensatoren hängt ab von...

# Frequenz des Stromes (Schaltfrequenz × 2) ==> wie oft kommt die Flanke , bzw. wie oft wird Energie entnommen/geladen ==> Verlustleistung
# Flankensteilheit (trise, tfall) ==> wie schnell wird die Energie entnommen ==> die parasitäre Induktivität wirkt der Kapazität entgegen
# Tastverhältnis = Effektive Strombelastung (nicht Mittelwert!) ==> ohmsche Verlustleistung
# Kühlmöglichkeiten (Verluste im Kondensator, Temperaturerhöhung, Kühlanbindung) ==> Abfuhr der Verlustleistung ==> höhere zulässige Stombelastbarkeit
# ESR ==> ohmsche Verlustleistung
# Betriebsspannung ==> Lebensdauer

[[Bild:RMS-Berechnung.png|miniatur|right|600px|Berechnung der RMS-Ströme für die am häufigsten vorkommenden Signalformen]]
Aufgrund der vielfältigen Möglichkeiten wird ein stark vereinfachter Ansatz verfolgt, der für den nicht professionellen Anwendungsfall als ausreichend erscheint. (Verbesserungsvorschläge sind jederzeit erwünscht! bitte über PN)

# Betriebsspannung definieren. Diese Spannung nur zu ca. 80% ausnutzen.
# Betriebspunkte festlegen: a) Wie lange dauert die Stromentnahme (dt in s), b) wie hoch ist der Peakstrom (I in A) und c) um welchen Wert darf die Spannung dadurch einbrechen (dU in V)?
# Über die Näherung C = I·dt/dU die dafür benötige Kapazität in Farad berechnen. Den nächsten, größeren Wert als minimum Wert wählen.
# Effektivwert der Strombelastung berechnen – siehe die nebenstehende Übersicht – Wenn die Stromform im Augenblick unbekannt ist wäre der Versuch angebracht die ungefähre Stromform und damit die Belastung durch eine Simulation zu ermitteln. Ansonsten bleibt nur der Ansatz die Kondensatoren zuerst auf den Peakstrom auszulegen, was bei entsprechendem Geldbeutel der sichere Ansatz ist, und dann Stück für Stück die Anzahl der Kondensatoren zu reduzieren (siehe Punkt 8).
# Maximalstrom des Kondensators (bei Elkos bei 100Hz) aus dem Datenblatt auslesen. (Bei Folienkondensatoren den nächsten Punkt überspringen)
# Umrechnen des Datenblattwertes auf die Schaltfrequenz der eigenen Applikation (Umrechnungsbeispiel gilt nur für Elkos!): (von 100Hz auf 10Hz: I[10Hz] = I[100Hz]·0,8; von 100Hz auf 1kHz: I[1kHz] = I[100Hz]·1,3. Eine weitere Vergrößerung für höhere Frequenzen >1kHz ist so nicht zulässig, der 1kHz Wert bleibt bestehen.
# Wenn die Strombelastung größer als die im Datenblatt angegebene ist, mehrere Kondensatoren parallel schalten oder anderen Kondensatortyp wählen.
# Kondensator im Betrieb testen. Dazu wird der Kondensator in der Schaltung betrieben und dabei die Minimalspannung, die Maximalspannung und die Temperatur gemessen. Der Spannungseinbruch muss im selbst gewählten Rahmen bleiben, die Maximalspannung darf nie erreicht werden (Sicherheitsabstand!) und die maximal zulässige Betriebstemperatur des Bauteiles darf nicht erreicht werden (Messungen Anfangs in kurzen, dann je nach Änderungsgeschwindigkeit der Temperatur in längeren Abständen aufnehmen, bis sich die Temperatur auch nach einigen Minuten nicht mehr erhöht, sofortiger Abbruch bei erreichen der Maximaltemperatur!). Als Daumenregel gilt: Bei allen Kondensatoren 15..20K unter dem spezifizieten Maximalwert bleiben. Da jedes halbwegs gute Multimeter Heute die Möglichkeit einer Temperaturmessung bietet, sollte dies für jeden machbar sein.
# Den Test unter Punkt 8. an mehreren Betriebspunkten wiederholen.

Auslegungskriterium bei Elkos ist die max. Rippelstrombelastbarkeit, bei Folienkondensatoren der erlaubte Spannungsrippel bzw. -einbruch. Nur in den seltensten Fällen wird die Verwendung von einem einzelnen Kondensator alle Probleme lösen. Die Parallelschaltung von mehreren Kondensatoren des gleichen Typs ist daher grundsätzlich zu empfehlen. Lieber mehrere Elko mit dem besten Preis-Leistungs Verhältnis, als ein Spezialtyp.
{{Absatz}}

=== Anbindung des Stützkondensators an das Leistungsteil ===
[[Bild:Leistungsteil_Bild2.png|miniatur|rechts|600px|Einfache Endstufe wie mit Verdrahtung und PCB umgesetzt ]]
Im Bild ist der Leistungspfad – bestehend aus Zuleitungen, Kondensator und Endstufe – mit den wirksamen parasitären Einflüssen dargestellt.
Die dort gezeigten parasitären Elemente zwischen Kondensator und Leistungsschalter stellen den kompletten Leistungszweig dar, der im Schaltvorgang belastet wird.

Die Optimierung der im Bild gezeigte Schleife – d.h. kürzest mögliche Verbindung mit minimierter Induktivität – muss beim Design oberste Priorität besitzen.
{{Absatz}}

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Zwischenkreiskapazität

2015-05-08T18:13:16Z

Powerfreak: /* Kondensatorauswahl */

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

=== Zwischenkreiskondensator ===

==== Einführung ====
Die Zwischenkreiskapazität ist der '''wichtigste ''' Energiespeicher eines leistungselektronischen Systems, der Speicher für schnelle, transiente Vorgänge. In 99% aller Fälle befindet sich die Energiequelle technisch gesehen "weit" von der Last entfernt. Da jede Leitung eine Induktivität darstellt, ist die Quelle nicht direkt, sondern über je eine Induktivität in Hin- und Rückleitung mit der Leistungselektronik verbunden. Die Zwischenkreiskapazität - die stets in geringst möglichen Abstand d.h. niederinduktiv zum Leistungsschalter positioniert werden muss - dient der Kompensation der Leitungsinduktivitäten zwischen Energiequelle und Leistungselektronik.

{{Absatz}}

[[Bild:Leistungsteil_Bild1.png|miniatur|left|600px|Einfache Endstufe wie im Schaltplan gezeichnet (idealisiert!)]]
Im nebenstehenden Bild ist der "Standard-Schaltplan" einer Endstufe mit ohmscher Last zu sehen.
{{Absatz}}
Nehmen wir an, man verwendet eine neue Autobatterie mit 13,5V als Energiequelle, und einen Heizwiderstand (L des Widerstandes hier vernachlässigt) mit 0,1 Ohm. Der FET und die je 1m langen Zuleitungen haben zusammen 4mOhm. Dies ergibt einen Maximalstrom von ca. 130A.

Die Leistung des Heizwiderstandes soll mit einer PWM-Frequenz von 10kHz geregelt werden. In den nachfolgenden Beispielen wird zur Vereinfachung ein Tastverhältnis von 50% fest vorgegeben
{{Absatz}}

[[Bild:Zwischenkreiskondensator_Ideal.png|miniatur|left|600px|Idealer Spannung- und Stromverlauf an einer ohmschen Last]]
Hier der '''ideale''' Spannungs- und Stromverlauf zwischen FET und Lastwiderstand.
{{Absatz}}

[[Bild:Zwischenkreiskondensator_Real1.png|miniatur|left|600px|Annähernd realer Spannung- und Stromverlauf an der ohmschen Last mit Induktivitäten in der Zuleitung]]
Jetzt blicken wir der Realität ins Auge, und bauen das sehr rudimentäre Simulationsmodell halbwegs real auf. Dazu fügen wir - bei unveränderter Gateansteuerung, und unverändertem Timing - für die je 1m langen Versorgungsleitungen zwischen Batterie und Leistungsteil eine Induktivität von 1µH in das Simulationsmodell ein. Ohne genaue Kentniss des Lastkreises bzw. der Verdrahtung kann eine parasitäre Induktivität von ca. 10nH/cm angenommen werden.

Deutlich ist zu erkennen, dass der Strom gerade einmal 120A anstatt 130A erreicht. Die Stromform ist absolut nicht vergleichbar.
Des Weiteren erreicht die Spannung am Drain des 30V FETs knapp 900V, was das Bauteil beim ersten abschalten sofort zerstören wird.
{{Absatz}}

Ist kein Stützkondensator vorhanden, wird der gesammte AC-Stromrippel direkt aus der Batterie gezogen, was
# einen hohen Überspannungsimpuls erzeugt.
# die Zuleitungen als Sendeantenne missbraucht (EMV).
# nicht den gewünschten Strom und Stromverlauf im Widerstand erzeugt.
# die Batterie selbst mit Mikrozyklen belastet.
# mit höchster Warscheinlichkeit einen hässlichen Ausschwinvorgang erzeugt (EMV).
{{Absatz}}
{{Absatz}}

[[Bild:Zwischenkreiskondensator_Real2.png|miniatur|left|600px|Annähernd kompensierter Spannung- und Stromverlauf an der ohmschen Last mit Induktivitäten in der Zuleitung ]]
Hier ein Beispiel mit einem Stützkondensator. Die beim Kondensator vorhandenen, parasitären Einflüsse sind in dieser Simulation nicht berücksichtigt um die Komplexität zu minimieren.

Designkriterien für den Kondensator folgen.

Der Einfluss des Kondensators ist deutlich sichtbar. Der rechteckförmige Stromverlauf ist schon fast wieder erkennbar... genauso wie eine Schwingneigung im entstandenen LC-Kreis ;-(
{{Absatz}}

=== Design des Stützkondensators ===

Den im Vergleich zwischen den beiden obigen Simulationen fehlende Strom liefert der Kondensator. Die parasitären Elemente dieses Bauteiles haben je nach Typ mehr oder weniger Einfluss in dieser Anwendung.

====Ersatzschaltbild eines Kondensators====

[[Bild:Kondensator_Ersatzschaltbild_einfach.png|miniatur|right|600px|Vereinfachtes Ersatzschaltbild eines Kondensators]]
Unabhängig vom Kondensatortyp besitzt jeder Kondensator nicht nur die aufgedruckte Kapazität, sondern auch einen internen Widerstand (ESR), und eine interne Induktivität (ESL).

Bei gewickelten Kondenstoren (fast alle Elkos und viele Folienkondensatoren) ist die parasitäre Induktivität aufbaubedingt größer, als bei geschichteten Folienkondensatoren. Für die meisten Anwendungen genügen jedoch Elektrolytkondensatoren, die bezahlbar und mit fast beliebigen Werten verfügbar sind.

Häufig ist es einfacher und preiswerter, mehrere Elkos parallel zu schalten, als auf Folienkondensatoren umzusteigen.
{{Absatz}}
Achtung: Unbedingt auf die möglichst symmetrische Anbindung der parallelgeschalteten Bauteile zum Leistungsschalter achten. Die Leitungslänge zwischen dem einzelnem Kondensator und der Endstufe muß möglichst identisch sein.
{{Absatz}}
Es gibt jedoch einige Anwendungen – meist mit höherer Frequenz oder sehr kurzer Impulszeit (Induktionsheizung [Resonanz-C], elektromagnetische Beschleuniger, Coin-Schrinker, ... ) die die Verwendung von impulsfesten Folienkondensatoren (z. B. MKP10, FKP1,... ) erforderlich machen.
{{Absatz}}

====Kondensatorauswahl====

Die Bestimmung der benötigten Kapazität und Anzahl der Kondensatoren hängt ab von...

# Frequenz des Stromes (Schaltfrequenz × 2) ==> wie oft kommt die Flanke , bzw. wie oft wird Energie entnommen/geladen ==> Verlustleistung
# Flankensteilheit (trise, tfall) ==> wie schnell wird die Energie entnommen ==> die parasitäre Induktivität wirkt der Kapazität entgegen
# Tastverhältnis = Effektive Strombelastung (nicht Mittelwert!) ==> ohmsche Verlustleistung
# Kühlmöglichkeiten (Verluste im Kondensator, Temperaturerhöhung, Kühlanbindung) ==> Abfuhr der Verlustleistung ==> höhere zulässige Stombelastbarkeit
# ESR ==> ohmsche Verlustleistung
# Betriebsspannung ==> Lebensdauer

[[Bild:RMS-Berechnung.png|miniatur|right|600px|Berechnung der RMS-Ströme für die am häufigsten vorkommenden Signalformen]]
Aufgrund der vielfältigen Möglichkeiten wird ein stark vereinfachter Ansatz verfolgt, der für den nicht professionellen Anwendungsfall als ausreichend erscheint. (Verbesserungsvorschläge sind jederzeit erwünscht! bitte über PN)

# Betriebsspannung definieren. Diese Spannung nur zu ca. 80% ausnutzen.
# Betriebspunkte festlegen: a) Wie lange dauert die Stromentnahme (dt in s), b) wie hoch ist der Peakstrom (I in A) und c) um welchen Wert darf die Spannung dadurch einbrechen (dU in V)?
# Über die Näherung C = I·dt/dU die dafür benötige Kapazität in Farad berechnen. Den nächsten, größeren Wert als minimum Wert wählen.
# Effektivwert der Strombelastung berechnen – siehe die nebenstehende Übersicht – Wenn die Stromform im Augenblick unbekannt ist wäre der Versuch angebracht die ungefähre Stromform und damit die Belastung durch eine Simulation zu ermitteln. Ansonsten bleibt nur der Ansatz die Kondensatoren zuerst auf den Peakstrom auszulegen, was bei entsprechendem Geldbeutel der sichere Ansatz ist, und dann Stück für Stück die Anzahl der Kondensatoren zu reduzieren (siehe Punkt 8).
# Maximalstrom des Kondensators (bei Elkos bei 100Hz) aus dem Datenblatt auslesen. (Bei Folienkondensatoren den nächsten Punkt überspringen)
# Umrechnen des Datenblattwertes auf die Schaltfrequenz der eigenen Applikation (Umrechnungsbeispiel gilt nur für Elkos!): (von 100Hz auf 10Hz: I[10Hz] = I[100Hz]·0,8; von 100Hz auf 1kHz: I[1kHz] = I[100Hz]·1,3. Eine weitere Vergrößerung für höhere Frequenzen >1kHz ist so nicht zulässig, der 1kHz Wert bleibt bestehen.
# Wenn die Strombelastung größer als die im Datenblatt angegebene ist, mehrere Kondensatoren parallel schalten oder anderen Kondensatortyp wählen.
# Kondensator im Betrieb testen. Dazu wird der Kondensator in der Schaltung betrieben und dabei die Minimalspannung, die Maximalspannung und die Temperatur gemessen. Der Spannungseinbruch muss im selbst gewählten Rahmen bleiben, die Maximalspannung darf nie erreicht werden (Sicherheitsabstand!) und die maximal zulässige Betriebstemperatur des Bauteiles darf nicht erreicht werden (Messungen Anfangs in kurzen, dann je nach Änderungsgeschwindigkeit der Temperatur in längeren Abständen aufnehmen, bis sich die Temperatur auch nach einigen Minuten nicht mehr erhöht, sofortiger Abbruch bei erreichen der Maximaltemperatur!). Als Daumenregel gilt: Kann das Bauteil nicht mehr angefasst werden (Vorsicht bei Spannungen über 40V!) ist es vermutlich überbelastet.
# Den Test unter Punkt 8. an mehreren Betriebspunkten wiederholen.

Auslegungskriterium bei Elkos ist die max. Rippelstrombelastbarkeit, bei Folienkondensatoren der erlaubte Spannungsrippel bzw. -einbruch. Nur in den seltensten Fällen wird die Verwendung von einem einzelnen Kondensator alle Probleme lösen. Die Parallelschaltung von mehreren Kondensatoren des gleichen Typs ist daher grundsätzlich zu empfehlen. Lieber mehrere Elko mit dem besten Preis-Leistungs Verhältnis, als ein Spezialtyp.
{{Absatz}}

=== Anbindung des Stützkondensators an das Leistungsteil ===
[[Bild:Leistungsteil_Bild2.png|miniatur|rechts|600px|Einfache Endstufe wie mit Verdrahtung und PCB umgesetzt ]]
Im Bild ist der Leistungspfad – bestehend aus Zuleitungen, Kondensator und Endstufe – mit den wirksamen parasitären Einflüssen dargestellt.
Die dort gezeigten parasitären Elemente zwischen Kondensator und Leistungsschalter stellen den kompletten Leistungszweig dar, der im Schaltvorgang belastet wird.

Die Optimierung der im Bild gezeigte Schleife – d.h. kürzest mögliche Verbindung mit minimierter Induktivität – muss beim Design oberste Priorität besitzen.
{{Absatz}}

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Zwischenkreiskapazität

2015-05-08T18:11:30Z

Powerfreak: /* Kondensatorauswahl */

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

=== Zwischenkreiskondensator ===

==== Einführung ====
Die Zwischenkreiskapazität ist der '''wichtigste ''' Energiespeicher eines leistungselektronischen Systems, der Speicher für schnelle, transiente Vorgänge. In 99% aller Fälle befindet sich die Energiequelle technisch gesehen "weit" von der Last entfernt. Da jede Leitung eine Induktivität darstellt, ist die Quelle nicht direkt, sondern über je eine Induktivität in Hin- und Rückleitung mit der Leistungselektronik verbunden. Die Zwischenkreiskapazität - die stets in geringst möglichen Abstand d.h. niederinduktiv zum Leistungsschalter positioniert werden muss - dient der Kompensation der Leitungsinduktivitäten zwischen Energiequelle und Leistungselektronik.

{{Absatz}}

[[Bild:Leistungsteil_Bild1.png|miniatur|left|600px|Einfache Endstufe wie im Schaltplan gezeichnet (idealisiert!)]]
Im nebenstehenden Bild ist der "Standard-Schaltplan" einer Endstufe mit ohmscher Last zu sehen.
{{Absatz}}
Nehmen wir an, man verwendet eine neue Autobatterie mit 13,5V als Energiequelle, und einen Heizwiderstand (L des Widerstandes hier vernachlässigt) mit 0,1 Ohm. Der FET und die je 1m langen Zuleitungen haben zusammen 4mOhm. Dies ergibt einen Maximalstrom von ca. 130A.

Die Leistung des Heizwiderstandes soll mit einer PWM-Frequenz von 10kHz geregelt werden. In den nachfolgenden Beispielen wird zur Vereinfachung ein Tastverhältnis von 50% fest vorgegeben
{{Absatz}}

[[Bild:Zwischenkreiskondensator_Ideal.png|miniatur|left|600px|Idealer Spannung- und Stromverlauf an einer ohmschen Last]]
Hier der '''ideale''' Spannungs- und Stromverlauf zwischen FET und Lastwiderstand.
{{Absatz}}

[[Bild:Zwischenkreiskondensator_Real1.png|miniatur|left|600px|Annähernd realer Spannung- und Stromverlauf an der ohmschen Last mit Induktivitäten in der Zuleitung]]
Jetzt blicken wir der Realität ins Auge, und bauen das sehr rudimentäre Simulationsmodell halbwegs real auf. Dazu fügen wir - bei unveränderter Gateansteuerung, und unverändertem Timing - für die je 1m langen Versorgungsleitungen zwischen Batterie und Leistungsteil eine Induktivität von 1µH in das Simulationsmodell ein. Ohne genaue Kentniss des Lastkreises bzw. der Verdrahtung kann eine parasitäre Induktivität von ca. 10nH/cm angenommen werden.

Deutlich ist zu erkennen, dass der Strom gerade einmal 120A anstatt 130A erreicht. Die Stromform ist absolut nicht vergleichbar.
Des Weiteren erreicht die Spannung am Drain des 30V FETs knapp 900V, was das Bauteil beim ersten abschalten sofort zerstören wird.
{{Absatz}}

Ist kein Stützkondensator vorhanden, wird der gesammte AC-Stromrippel direkt aus der Batterie gezogen, was
# einen hohen Überspannungsimpuls erzeugt.
# die Zuleitungen als Sendeantenne missbraucht (EMV).
# nicht den gewünschten Strom und Stromverlauf im Widerstand erzeugt.
# die Batterie selbst mit Mikrozyklen belastet.
# mit höchster Warscheinlichkeit einen hässlichen Ausschwinvorgang erzeugt (EMV).
{{Absatz}}
{{Absatz}}

[[Bild:Zwischenkreiskondensator_Real2.png|miniatur|left|600px|Annähernd kompensierter Spannung- und Stromverlauf an der ohmschen Last mit Induktivitäten in der Zuleitung ]]
Hier ein Beispiel mit einem Stützkondensator. Die beim Kondensator vorhandenen, parasitären Einflüsse sind in dieser Simulation nicht berücksichtigt um die Komplexität zu minimieren.

Designkriterien für den Kondensator folgen.

Der Einfluss des Kondensators ist deutlich sichtbar. Der rechteckförmige Stromverlauf ist schon fast wieder erkennbar... genauso wie eine Schwingneigung im entstandenen LC-Kreis ;-(
{{Absatz}}

=== Design des Stützkondensators ===

Den im Vergleich zwischen den beiden obigen Simulationen fehlende Strom liefert der Kondensator. Die parasitären Elemente dieses Bauteiles haben je nach Typ mehr oder weniger Einfluss in dieser Anwendung.

====Ersatzschaltbild eines Kondensators====

[[Bild:Kondensator_Ersatzschaltbild_einfach.png|miniatur|right|600px|Vereinfachtes Ersatzschaltbild eines Kondensators]]
Unabhängig vom Kondensatortyp besitzt jeder Kondensator nicht nur die aufgedruckte Kapazität, sondern auch einen internen Widerstand (ESR), und eine interne Induktivität (ESL).

Bei gewickelten Kondenstoren (fast alle Elkos und viele Folienkondensatoren) ist die parasitäre Induktivität aufbaubedingt größer, als bei geschichteten Folienkondensatoren. Für die meisten Anwendungen genügen jedoch Elektrolytkondensatoren, die bezahlbar und mit fast beliebigen Werten verfügbar sind.

Häufig ist es einfacher und preiswerter, mehrere Elkos parallel zu schalten, als auf Folienkondensatoren umzusteigen.
{{Absatz}}
Achtung: Unbedingt auf die möglichst symmetrische Anbindung der parallelgeschalteten Bauteile zum Leistungsschalter achten. Die Leitungslänge zwischen dem einzelnem Kondensator und der Endstufe muß möglichst identisch sein.
{{Absatz}}
Es gibt jedoch einige Anwendungen – meist mit höherer Frequenz oder sehr kurzer Impulszeit (Induktionsheizung [Resonanz-C], elektromagnetische Beschleuniger, Coin-Schrinker, ... ) die die Verwendung von impulsfesten Folienkondensatoren (z. B. MKP10, FKP1,... ) erforderlich machen.
{{Absatz}}

====Kondensatorauswahl====

Die Bestimmung der benötigten Kapazität und Anzahl der Kondensatoren hängt ab von...

# Frequenz des Stromes (Schaltfrequenz × 2) ==> wie oft kommt die Flanke , bzw. wie oft wird Energie entnommen/geladen ==> Verlustleistung
# Flankensteilheit (trise, tfall) ==> wie schnell wird die Energie entnommen ==> die parasitäre Induktivität wirkt der Kapazität entgegen
# Tastverhältnis = Effektive Strombelastung (nicht Mittelwert!) ==> ohmsche Verlustleistung
# Kühlmöglichkeiten (Verluste im Kondensator, Temperaturerhöhung, Kühlanbindung) ==> Abfuhr der Verlustleistung ==> höhere zulässige Stombelastbarkeit
# ESR ==> ohmsche Verlustleistung
# Betriebsspannung ==> Lebensdauer

[[Bild:RMS-Berechnung.png|miniatur|right|600px|Berechnung der RMS-Ströme für die am häufigsten vorkommenden Signalformen]]
Aufgrund der vielfältigen Möglichkeiten wird ein stark vereinfachter Ansatz verfolgt, der für den nicht professionellen Anwendungsfall als ausreichend erscheint. (Verbesserungsvorschläge sind jederzeit erwünscht! bitte über PN)

# Betriebsspannung definieren. Diese Spannung nur zu ca. 80% ausnutzen.
# Betriebspunkte festlegen: a) Wie lange dauert die Stromentnahme (dt in s), b) wie hoch ist der Peakstrom (I in A) und c) um welchen Wert darf die Spannung dadurch einbrechen (dU in V)?
# Über die Näherung C = I·dt/dU die dafür benötige Kapazität in Farad berechnen. Den nächsten, größeren Wert als minimum Wert wählen.
# Effektivwert der Strombelastung berechnen – siehe die folgende Übersicht unten – Wenn die Stromform im Augenblick unbekannt ist wäre der Versuch angebracht die ungefähre Stromform und damit die Belastung durch eine Simulation zu ermitteln. Ansonsten bleibt nur der Ansatz die Kondensatoren zuerst auf den Peakstrom auszulegen, was bei entsprechendem Geldbeutel der sichere Ansatz ist, und dann Stück für Stück die Anzahl der Kondensatoren zu reduzieren (siehe Punkt 8).
# Maximalstrom des Kondensators (bei Elkos bei 100Hz) aus dem Datenblatt auslesen. (Bei Folienkondensatoren den nächsten Punkt überspringen)
# Umrechnen des Datenblattwertes auf die Schaltfrequenz der eigenen Applikation (Umrechnungsbeispiel gilt nur für Elkos!): (von 100Hz auf 10Hz: I[10Hz] = I[100Hz]·0,8; von 100Hz auf 1kHz: I[1kHz] = I[100Hz]·1,3. Eine weitere Vergrößerung für höhere Frequenzen >1kHz ist so nicht zulässig, der 1kHz Wert bleibt bestehen.
# Wenn die Strombelastung größer als die im Datenblatt angegebene ist, mehrere Kondensatoren parallel schalten oder anderen Kondensatortyp wählen.
# Kondensator im Betrieb testen. Dazu wird der Kondensator in der Schaltung betrieben und dabei die Minimalspannung, die Maximalspannung und die Temperatur gemessen. Der Spannungseinbruch muss im selbst gewählten Rahmen bleiben, die Maximalspannung darf nie erreicht werden (Sicherheitsabstand!) und die maximal zulässige Betriebstemperatur des Bauteiles darf nicht erreicht werden (Messungen Anfangs in kurzen, dann je nach Änderungsgeschwindigkeit der Temperatur in längeren Abständen aufnehmen, bis sich die Temperatur auch nach einigen Minuten nicht mehr erhöht, sofortiger Abbruch bei erreichen der Maximaltemperatur!). Als Daumenregel gilt: Kann das Bauteil nicht mehr angefasst werden (Vorsicht bei Spannungen über 40V!) ist es vermutlich überbelastet.
# Den Test unter Punkt 8. an mehreren Betriebspunkten wiederholen.

Auslegungskriterium bei Elkos ist die max. Rippelstrombelastbarkeit, bei Folienkondensatoren der erlaubte Spannungsrippel bzw. -einbruch. Nur in den seltensten Fällen wird die Verwendung von einem einzelnen Kondensator alle Probleme lösen. Die Parallelschaltung von mehreren Kondensatoren des gleichen Typs ist daher grundsätzlich zu empfehlen. Lieber mehrere Elko mit dem besten Preis-Leistungs Verhältnis, als ein Spezialtyp.
{{Absatz}}

=== Anbindung des Stützkondensators an das Leistungsteil ===
[[Bild:Leistungsteil_Bild2.png|miniatur|rechts|600px|Einfache Endstufe wie mit Verdrahtung und PCB umgesetzt ]]
Im Bild ist der Leistungspfad – bestehend aus Zuleitungen, Kondensator und Endstufe – mit den wirksamen parasitären Einflüssen dargestellt.
Die dort gezeigten parasitären Elemente zwischen Kondensator und Leistungsschalter stellen den kompletten Leistungszweig dar, der im Schaltvorgang belastet wird.

Die Optimierung der im Bild gezeigte Schleife – d.h. kürzest mögliche Verbindung mit minimierter Induktivität – muss beim Design oberste Priorität besitzen.
{{Absatz}}

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Zwischenkreiskapazität

2015-05-08T18:06:28Z

Powerfreak:

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

=== Zwischenkreiskondensator ===

==== Einführung ====
Die Zwischenkreiskapazität ist der '''wichtigste ''' Energiespeicher eines leistungselektronischen Systems, der Speicher für schnelle, transiente Vorgänge. In 99% aller Fälle befindet sich die Energiequelle technisch gesehen "weit" von der Last entfernt. Da jede Leitung eine Induktivität darstellt, ist die Quelle nicht direkt, sondern über je eine Induktivität in Hin- und Rückleitung mit der Leistungselektronik verbunden. Die Zwischenkreiskapazität - die stets in geringst möglichen Abstand d.h. niederinduktiv zum Leistungsschalter positioniert werden muss - dient der Kompensation der Leitungsinduktivitäten zwischen Energiequelle und Leistungselektronik.

{{Absatz}}

[[Bild:Leistungsteil_Bild1.png|miniatur|left|600px|Einfache Endstufe wie im Schaltplan gezeichnet (idealisiert!)]]
Im nebenstehenden Bild ist der "Standard-Schaltplan" einer Endstufe mit ohmscher Last zu sehen.
{{Absatz}}
Nehmen wir an, man verwendet eine neue Autobatterie mit 13,5V als Energiequelle, und einen Heizwiderstand (L des Widerstandes hier vernachlässigt) mit 0,1 Ohm. Der FET und die je 1m langen Zuleitungen haben zusammen 4mOhm. Dies ergibt einen Maximalstrom von ca. 130A.

Die Leistung des Heizwiderstandes soll mit einer PWM-Frequenz von 10kHz geregelt werden. In den nachfolgenden Beispielen wird zur Vereinfachung ein Tastverhältnis von 50% fest vorgegeben
{{Absatz}}

[[Bild:Zwischenkreiskondensator_Ideal.png|miniatur|left|600px|Idealer Spannung- und Stromverlauf an einer ohmschen Last]]
Hier der '''ideale''' Spannungs- und Stromverlauf zwischen FET und Lastwiderstand.
{{Absatz}}

[[Bild:Zwischenkreiskondensator_Real1.png|miniatur|left|600px|Annähernd realer Spannung- und Stromverlauf an der ohmschen Last mit Induktivitäten in der Zuleitung]]
Jetzt blicken wir der Realität ins Auge, und bauen das sehr rudimentäre Simulationsmodell halbwegs real auf. Dazu fügen wir - bei unveränderter Gateansteuerung, und unverändertem Timing - für die je 1m langen Versorgungsleitungen zwischen Batterie und Leistungsteil eine Induktivität von 1µH in das Simulationsmodell ein. Ohne genaue Kentniss des Lastkreises bzw. der Verdrahtung kann eine parasitäre Induktivität von ca. 10nH/cm angenommen werden.

Deutlich ist zu erkennen, dass der Strom gerade einmal 120A anstatt 130A erreicht. Die Stromform ist absolut nicht vergleichbar.
Des Weiteren erreicht die Spannung am Drain des 30V FETs knapp 900V, was das Bauteil beim ersten abschalten sofort zerstören wird.
{{Absatz}}

Ist kein Stützkondensator vorhanden, wird der gesammte AC-Stromrippel direkt aus der Batterie gezogen, was
# einen hohen Überspannungsimpuls erzeugt.
# die Zuleitungen als Sendeantenne missbraucht (EMV).
# nicht den gewünschten Strom und Stromverlauf im Widerstand erzeugt.
# die Batterie selbst mit Mikrozyklen belastet.
# mit höchster Warscheinlichkeit einen hässlichen Ausschwinvorgang erzeugt (EMV).
{{Absatz}}
{{Absatz}}

[[Bild:Zwischenkreiskondensator_Real2.png|miniatur|left|600px|Annähernd kompensierter Spannung- und Stromverlauf an der ohmschen Last mit Induktivitäten in der Zuleitung ]]
Hier ein Beispiel mit einem Stützkondensator. Die beim Kondensator vorhandenen, parasitären Einflüsse sind in dieser Simulation nicht berücksichtigt um die Komplexität zu minimieren.

Designkriterien für den Kondensator folgen.

Der Einfluss des Kondensators ist deutlich sichtbar. Der rechteckförmige Stromverlauf ist schon fast wieder erkennbar... genauso wie eine Schwingneigung im entstandenen LC-Kreis ;-(
{{Absatz}}

=== Design des Stützkondensators ===

Den im Vergleich zwischen den beiden obigen Simulationen fehlende Strom liefert der Kondensator. Die parasitären Elemente dieses Bauteiles haben je nach Typ mehr oder weniger Einfluss in dieser Anwendung.

====Ersatzschaltbild eines Kondensators====

[[Bild:Kondensator_Ersatzschaltbild_einfach.png|miniatur|right|600px|Vereinfachtes Ersatzschaltbild eines Kondensators]]
Unabhängig vom Kondensatortyp besitzt jeder Kondensator nicht nur die aufgedruckte Kapazität, sondern auch einen internen Widerstand (ESR), und eine interne Induktivität (ESL).

Bei gewickelten Kondenstoren (fast alle Elkos und viele Folienkondensatoren) ist die parasitäre Induktivität aufbaubedingt größer, als bei geschichteten Folienkondensatoren. Für die meisten Anwendungen genügen jedoch Elektrolytkondensatoren, die bezahlbar und mit fast beliebigen Werten verfügbar sind.

Häufig ist es einfacher und preiswerter, mehrere Elkos parallel zu schalten, als auf Folienkondensatoren umzusteigen.
{{Absatz}}
Achtung: Unbedingt auf die möglichst symmetrische Anbindung der parallelgeschalteten Bauteile zum Leistungsschalter achten. Die Leitungslänge zwischen dem einzelnem Kondensator und der Endstufe muß möglichst identisch sein.
{{Absatz}}
Es gibt jedoch einige Anwendungen – meist mit höherer Frequenz oder sehr kurzer Impulszeit (Induktionsheizung [Resonanz-C], elektromagnetische Beschleuniger, Coin-Schrinker, ... ) die die Verwendung von impulsfesten Folienkondensatoren (z. B. MKP10, FKP1,... ) erforderlich machen.
{{Absatz}}

====Kondensatorauswahl====

Die Bestimmung der benötigten Kapazität und Anzahl der Kondensatoren hängt ab von...

# Frequenz des Stromes (Schaltfrequenz × 2) ==> wie oft kommt die Flanke ==> Verlustleistung
# Flankensteilheit (trise, tfall) ==> wie schnell wird die Energie entnommen ==> Induktivität
# Tastverhältnis = Effektive Strombelastung (nicht Mittelwert!) ==> Verlustleistung
# Kühlmöglichkeiten (Verluste im Kondensator, Temperaturerhöhung, Kühlanbindung) ==> Abfuhr der Verlustleistung ==> höhere zulässige Stombelastbarkeit
# ESR ==> Verlustleistung
# Betriebsspannung ==> Lebensdauer

[[Bild:RMS-Berechnung.png|miniatur|right|600px|Berechnung der RMS-Ströme für die am häufigsten vorkommenden Signalformen]]
Aufgrund der vielfältigen Möglichkeiten wird ein stark vereinfachter Ansatz verfolgt, der für den nicht professionellen Anwendungsfall als ausreichend erscheint. (Verbesserungsvorschläge sind jederzeit erwünscht! bitte über PN)

# Betriebsspannung definieren. Diese Spannung nur zu ca. 80% ausnutzen.
# Betriebspunkte festlegen: a) Wie lange dauert die Stromentnahme (dt in s), b) wie hoch ist der Peakstrom (I in A) und c) um welchen Wert darf die Spannung dadurch einbrechen (dU in V)?
# Über die Näherung C = I·dt/dU die dafür benötige Kapazität in Farad berechnen. Den nächsten, größeren Wert als minimum Wert wählen.
# Effektivwert der Strombelastung berechnen – siehe die folgende Übersicht unten – Wenn die Stromform im Augenblick unbekannt ist wäre der Versuch angebracht die ungefähre Stromform und damit die Belastung durch eine Simulation zu ermitteln. Ansonsten bleibt nur der Ansatz die Kondensatoren zuerst auf den Peakstrom auszulegen, was bei entsprechendem Geldbeutel der sichere Ansatz ist, und dann Stück für Stück die Anzahl der Kondensatoren zu reduzieren (siehe Punkt 8).
# Maximalstrom des Kondensators (bei Elkos bei 100Hz) aus dem Datenblatt auslesen. (Bei Folienkondensatoren den nächsten Punkt überspringen)
# Umrechnen des Datenblattwertes auf die Schaltfrequenz der eigenen Applikation (Umrechnungsbeispiel gilt nur für Elkos!): (von 100Hz auf 10Hz: I[10Hz] = I[100Hz]·0,8; von 100Hz auf 1kHz: I[1kHz] = I[100Hz]·1,3. Eine weitere Vergrößerung für höhere Frequenzen >1kHz ist so nicht zulässig, der 1kHz Wert bleibt bestehen.
# Wenn die Strombelastung größer als die im Datenblatt angegebene ist, mehrere Kondensatoren parallel schalten oder anderen Kondensatortyp wählen.
# Kondensator im Betrieb testen. Dazu wird der Kondensator in der Schaltung betrieben und dabei die Minimalspannung, die Maximalspannung und die Temperatur gemessen. Der Spannungseinbruch muss im selbst gewählten Rahmen bleiben, die Maximalspannung darf nie erreicht werden (Sicherheitsabstand!) und die maximal zulässige Betriebstemperatur des Bauteiles darf nicht erreicht werden (Messungen Anfangs in kurzen, dann je nach Änderungsgeschwindigkeit der Temperatur in längeren Abständen aufnehmen, bis sich die Temperatur auch nach einigen Minuten nicht mehr erhöht, sofortiger Abbruch bei erreichen der Maximaltemperatur!). Als Daumenregel gilt: Kann das Bauteil nicht mehr angefasst werden (Vorsicht bei Spannungen über 40V!) ist es vermutlich überbelastet.
# Den Test unter Punkt 8. an mehreren Betriebspunkten wiederholen.

Auslegungskriterium bei Elkos ist die max. Rippelstrombelastbarkeit, bei Folienkondensatoren der erlaubte Spannungsrippel bzw. -einbruch. Nur in den seltensten Fällen wird die Verwendung von einem einzelnen Kondensator alle Probleme lösen. Die Parallelschaltung von mehreren Kondensatoren des gleichen Typs ist daher grundsätzlich zu empfehlen. Lieber mehrere Elko mit dem besten Preis-Leistungs Verhältnis, als ein Spezialtyp.
{{Absatz}}

=== Anbindung des Stützkondensators an das Leistungsteil ===
[[Bild:Leistungsteil_Bild2.png|miniatur|rechts|600px|Einfache Endstufe wie mit Verdrahtung und PCB umgesetzt ]]
Im Bild ist der Leistungspfad – bestehend aus Zuleitungen, Kondensator und Endstufe – mit den wirksamen parasitären Einflüssen dargestellt.
Die dort gezeigten parasitären Elemente zwischen Kondensator und Leistungsschalter stellen den kompletten Leistungszweig dar, der im Schaltvorgang belastet wird.

Die Optimierung der im Bild gezeigte Schleife – d.h. kürzest mögliche Verbindung mit minimierter Induktivität – muss beim Design oberste Priorität besitzen.
{{Absatz}}

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

Zwischenkreiskapazität

2015-05-08T18:05:32Z

Powerfreak: Ergänzung

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

=== Zwischenkreiskondensator ===

==== Einführung ====
Die Zwischenkreiskapazität ist der '''wichtigste ''' Energiespeicher eines leistungselektronischen Systems, der Speicher für schnelle, transiente Vorgänge. In 99% aller Fälle befindet sich die Energiequelle technisch gesehen "weit" von der Last entfernt. Da jede Leitung eine Induktivität darstellt, ist die Quelle nicht direkt, sondern über je eine Induktivität in Hin- und Rückleitung mit der Leistungselektronik verbunden. Die Zwischenkreiskapazität - die stets in geringst möglichen Abstand d.h. niederinduktiv zum Leistungsschalter positioniert werden muss - dient der Kompensation der Leitungsinduktivitäten zwischen Energiequelle und Leistungselektronik.

{{Absatz}}

[[Bild:Leistungsteil_Bild1.png|miniatur|left|600px|Einfache Endstufe wie im Schaltplan gezeichnet (idealisiert!)]]
Im nebenstehenden Bild ist der "Standard-Schaltplan" einer Endstufe mit ohmscher Last zu sehen.
{{Absatz}}
Nehmen wir an, man verwendet eine neue Autobatterie mit 13,5V als Energiequelle, und einen Heizwiderstand (L des Widerstandes hier vernachlässigt) mit 0,1 Ohm. Der FET und die je 1m langen Zuleitungen haben zusammen 4mOhm. Dies ergibt einen Maximalstrom von ca. 130A.

Die Leistung des Heizwiderstandes soll mit einer PWM-Frequenz von 10kHz geregelt werden. In den nachfolgenden Beispielen wird ein Tastverhältnis von 50% fest vorgegeben
{{Absatz}}

[[Bild:Zwischenkreiskondensator_Ideal.png|miniatur|left|600px|Idealer Spannung- und Stromverlauf an einer ohmschen Last]]
Hier der '''ideale''' Spannungs- und Stromverlauf zwischen FET und Lastwiderstand.
{{Absatz}}

[[Bild:Zwischenkreiskondensator_Real1.png|miniatur|left|600px|Annähernd realer Spannung- und Stromverlauf an der ohmschen Last mit Induktivitäten in der Zuleitung]]
Jetzt blicken wir der Realität ins Auge, und bauen das sehr rudimentäre Simulationsmodell halbwegs real auf. Dazu fügen wir - bei unveränderter Gateansteuerung, und unverändertem Timing - für die je 1m langen Versorgungsleitungen zwischen Batterie und Leistungsteil eine Induktivität von 1µH in das Simulationsmodell ein. Ohne genaue Kentniss des Lastkreises bzw. der Verdrahtung kann eine parasitäre Induktivität von ca. 10nH/cm angenommen werden.

Deutlich ist zu erkennen, dass der Strom gerade einmal 120A anstatt 130A erreicht. Die Stromform ist absolut nicht vergleichbar.
Des Weiteren erreicht die Spannung am Drain des 30V FETs knapp 900V, was das Bauteil beim ersten abschalten sofort zerstören wird.
{{Absatz}}

Ist kein Stützkondensator vorhanden, wird der gesammte AC-Stromrippel direkt aus der Batterie gezogen, was
# einen hohen Überspannungsimpuls erzeugt.
# die Zuleitungen als Sendeantenne missbraucht (EMV).
# nicht den gewünschten Strom und Stromverlauf im Widerstand erzeugt.
# die Batterie selbst mit Mikrozyklen belastet.
# mit höchster Warscheinlichkeit einen hässlichen Ausschwinvorgang erzeugt (EMV).
{{Absatz}}
{{Absatz}}

[[Bild:Zwischenkreiskondensator_Real2.png|miniatur|left|600px|Annähernd kompensierter Spannung- und Stromverlauf an der ohmschen Last mit Induktivitäten in der Zuleitung ]]
Hier ein Beispiel mit einem Stützkondensator. Die beim Kondensator vorhandenen, parasitären Einflüsse sind in dieser Simulation nicht berücksichtigt um die Komplexität zu minimieren.

Designkriterien für den Kondensator folgen.

Der Einfluss des Kondensators ist deutlich sichtbar. Der rechteckförmige Stromverlauf ist schon fast wieder erkennbar... genauso wie eine Schwingneigung im entstandenen LC-Kreis ;-(
{{Absatz}}

=== Design des Stützkondensators ===

Den im Vergleich zwischen den beiden obigen Simulationen fehlende Strom liefert der Kondensator. Die parasitären Elemente dieses Bauteiles haben je nach Typ mehr oder weniger Einfluss in dieser Anwendung.

====Ersatzschaltbild eines Kondensators====

[[Bild:Kondensator_Ersatzschaltbild_einfach.png|miniatur|right|600px|Vereinfachtes Ersatzschaltbild eines Kondensators]]
Unabhängig vom Kondensatortyp besitzt jeder Kondensator nicht nur die aufgedruckte Kapazität, sondern auch einen internen Widerstand (ESR), und eine interne Induktivität (ESL).

Bei gewickelten Kondenstoren (fast alle Elkos und viele Folienkondensatoren) ist die parasitäre Induktivität aufbaubedingt größer, als bei geschichteten Folienkondensatoren. Für die meisten Anwendungen genügen jedoch Elektrolytkondensatoren, die bezahlbar und mit fast beliebigen Werten verfügbar sind.

Häufig ist es einfacher und preiswerter, mehrere Elkos parallel zu schalten, als auf Folienkondensatoren umzusteigen.
{{Absatz}}
Achtung: Unbedingt auf die möglichst symmetrische Anbindung der parallelgeschalteten Bauteile zum Leistungsschalter achten. Die Leitungslänge zwischen dem einzelnem Kondensator und der Endstufe muß möglichst identisch sein.
{{Absatz}}
Es gibt jedoch einige Anwendungen – meist mit höherer Frequenz oder sehr kurzer Impulszeit (Induktionsheizung [Resonanz-C], elektromagnetische Beschleuniger, Coin-Schrinker, ... ) die die Verwendung von impulsfesten Folienkondensatoren (z. B. MKP10, FKP1,... ) erforderlich machen.
{{Absatz}}

====Kondensatorauswahl====

Die Bestimmung der benötigten Kapazität und Anzahl der Kondensatoren hängt ab von...

# Frequenz des Stromes (Schaltfrequenz × 2) ==> wie oft kommt die Flanke ==> Verlustleistung
# Flankensteilheit (trise, tfall) ==> wie schnell wird die Energie entnommen ==> Induktivität
# Tastverhältnis = Effektive Strombelastung (nicht Mittelwert!) ==> Verlustleistung
# Kühlmöglichkeiten (Verluste im Kondensator, Temperaturerhöhung, Kühlanbindung) ==> Abfuhr der Verlustleistung ==> höhere zulässige Stombelastbarkeit
# ESR ==> Verlustleistung
# Betriebsspannung ==> Lebensdauer

[[Bild:RMS-Berechnung.png|miniatur|right|600px|Berechnung der RMS-Ströme für die am häufigsten vorkommenden Signalformen]]
Aufgrund der vielfältigen Möglichkeiten wird ein stark vereinfachter Ansatz verfolgt, der für den nicht professionellen Anwendungsfall als ausreichend erscheint. (Verbesserungsvorschläge sind jederzeit erwünscht! bitte über PN)

# Betriebsspannung definieren. Diese Spannung nur zu ca. 80% ausnutzen.
# Betriebspunkte festlegen: a) Wie lange dauert die Stromentnahme (dt in s), b) wie hoch ist der Peakstrom (I in A) und c) um welchen Wert darf die Spannung dadurch einbrechen (dU in V)?
# Über die Näherung C = I·dt/dU die dafür benötige Kapazität in Farad berechnen. Den nächsten, größeren Wert als minimum Wert wählen.
# Effektivwert der Strombelastung berechnen – siehe die folgende Übersicht unten – Wenn die Stromform im Augenblick unbekannt ist wäre der Versuch angebracht die ungefähre Stromform und damit die Belastung durch eine Simulation zu ermitteln. Ansonsten bleibt nur der Ansatz die Kondensatoren zuerst auf den Peakstrom auszulegen, was bei entsprechendem Geldbeutel der sichere Ansatz ist, und dann Stück für Stück die Anzahl der Kondensatoren zu reduzieren (siehe Punkt 8).
# Maximalstrom des Kondensators (bei Elkos bei 100Hz) aus dem Datenblatt auslesen. (Bei Folienkondensatoren den nächsten Punkt überspringen)
# Umrechnen des Datenblattwertes auf die Schaltfrequenz der eigenen Applikation (Umrechnungsbeispiel gilt nur für Elkos!): (von 100Hz auf 10Hz: I[10Hz] = I[100Hz]·0,8; von 100Hz auf 1kHz: I[1kHz] = I[100Hz]·1,3. Eine weitere Vergrößerung für höhere Frequenzen >1kHz ist so nicht zulässig, der 1kHz Wert bleibt bestehen.
# Wenn die Strombelastung größer als die im Datenblatt angegebene ist, mehrere Kondensatoren parallel schalten oder anderen Kondensatortyp wählen.
# Kondensator im Betrieb testen. Dazu wird der Kondensator in der Schaltung betrieben und dabei die Minimalspannung, die Maximalspannung und die Temperatur gemessen. Der Spannungseinbruch muss im selbst gewählten Rahmen bleiben, die Maximalspannung darf nie erreicht werden (Sicherheitsabstand!) und die maximal zulässige Betriebstemperatur des Bauteiles darf nicht erreicht werden (Messungen Anfangs in kurzen, dann je nach Änderungsgeschwindigkeit der Temperatur in längeren Abständen aufnehmen, bis sich die Temperatur auch nach einigen Minuten nicht mehr erhöht, sofortiger Abbruch bei erreichen der Maximaltemperatur!). Als Daumenregel gilt: Kann das Bauteil nicht mehr angefasst werden (Vorsicht bei Spannungen über 40V!) ist es vermutlich überbelastet.
# Den Test unter Punkt 8. an mehreren Betriebspunkten wiederholen.

Auslegungskriterium bei Elkos ist die max. Rippelstrombelastbarkeit, bei Folienkondensatoren der erlaubte Spannungsrippel bzw. -einbruch. Nur in den seltensten Fällen wird die Verwendung von einem einzelnen Kondensator alle Probleme lösen. Die Parallelschaltung von mehreren Kondensatoren des gleichen Typs ist daher grundsätzlich zu empfehlen. Lieber mehrere Elko mit dem besten Preis-Leistungs Verhältnis, als ein Spezialtyp.
{{Absatz}}

=== Anbindung des Stützkondensators an das Leistungsteil ===
[[Bild:Leistungsteil_Bild2.png|miniatur|rechts|600px|Einfache Endstufe wie mit Verdrahtung und PCB umgesetzt ]]
Im Bild ist der Leistungspfad – bestehend aus Zuleitungen, Kondensator und Endstufe – mit den wirksamen parasitären Einflüssen dargestellt.
Die dort gezeigten parasitären Elemente zwischen Kondensator und Leistungsschalter stellen den kompletten Leistungszweig dar, der im Schaltvorgang belastet wird.

Die Optimierung der im Bild gezeigte Schleife – d.h. kürzest mögliche Verbindung mit minimierter Induktivität – muss beim Design oberste Priorität besitzen.
{{Absatz}}

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

IGBT

2015-01-11T09:15:52Z

Powerfreak: /* Zusätzliche Hinweise */ Formelkorrektur

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]].

== Einleitung ==

'''I'''nsulated '''G'''ate '''B'''ipolar '''T'''ransistor

Ein IGBT kann im ersten Ansatz wie eine Kombination aus [[FET | Feldeffekt]]-Transistor und [[Transistor|Bipolarem Transistor]] betrachtet werden, bei der ein N-Kanal FET einen PNP Bipolartransistor ansteuert. Daher ist der IGBT bezüglich der Ansteuereigenschaften wie der FET als spannungsgesteuertes Bauelement (Achtung Treiberleistung!) zu betrachten, und hat ein "Gate". Die weiteren Eigenschaften ähneln aber einem Bipolartransistor (Sättigungsverhalten), daher werden diese Anschlüsse mit "Kollektor" und "Emitter" bezeichnet.

=== Vorteile des IGBT ===

* Leistungslose Ansteuerung wie beim FET im statischen Betrieb
* Verfügbarkeit für deutlich höhere Betriebsspannungen gegenüber FET Aufgrund des internen Aufbaus.
* Niedrigere Verluste als die eines FETs ab einer Spannungsfestigkeit von derzeit (2014) ca. 250V .
* Höhere Impulsbelastbarkeit (Faktor 4..5 für sehr kurze Pulse <5..10µs, bei neuster Chiptechnologie <3..5µs).
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Es kann eine Diode verwendet werden, die auf den Anwendungsfall optimiert ist. Diese wird teilweise schon im selben Gehäuse platziert.
* Geringe Erhöhung der Verluste bei steigender Temperatur. (Beim FET steigt der <math>R_{DS(on)}</math> mit der Temperatur).

=== Nachteile des IGBT ===

* Zum schnellen Schalten wird wie beim MOSFET ein starker [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Gatetreiber]] benötigt.
* Kann unter bestimmten Umständen (zu großes dU/dt) wie ein [[TRIAC|Tyristor]] zünden (Latch-Up Effekt). Der Strom ist hier nicht mehr kontrollierbar. Das wird bei modernen Typen durch strukturelle Maßnahmen im Aufbau effektiv verhindert.
* Schaltverluste beim Abschalten sind vergleichsweise hoch, bedingt durch den sogenannten "Tail current". Dieser wird verursacht durch Ladungsträger, die nach dem eigentlichen Ausschalten noch vollständig abgeführt werden, was zu einem langsam abklingenden Strom führt.
* Nur für relativ geringe Schaltfrequenzen einsetzbar ("hart schaltend", je nach Typ bis ca. 50kHz, Spezialtypen auch bis ca. 300kHz)
* Nicht rückwärts leitfähig
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Zum Schalten von induktiven Lasten in Halb- und Vollbrücken ist eine externe Freilaufdiode zwingend erforderlich.
* Kein Durchbruch zweiter Art wie beim FET. Vorgänge dieser Art führen beim IGBT im Allgemeinen zur sofortigen Zerstörung.

=== Erklärung der wichtigsten Datenblattwerte ===

{| class="wikitable"
|-
! Parameter || Symbol || Wert (Beispiel) || Erklärung
|-
| Collector Emitter (Breakdown) Voltage || <math>BV_\mathrm{CES}</math> oder <math>V_\mathrm{CE}</math> || 600V || Maximale Sperrspannung zwischen Kollektor und Emitter
|-
| DC collector current || <math>I_\mathrm{C}</math> || 60A @90°C || Maximaler, dauerhaft zulässiger Kollektorstrom bei 90°C
|-
| Pulsed Collector Current || <math>C_\mathrm{pulse}</math> oder <math>I_\mathrm{CM}</math> || 150A || Maximaler Pulsstrom (Achtung die zulässige Zeitdauer des Pulses kann nur über die maximale Junctiontemperatur ermittelt werden)
|-
| Short Circuit Withstand Time || <math>t_\mathrm{sc}</math> || 10µs || Maximale Zeit, nach der ein Kurzschluß abgeschaltet sein muß
|-
| Thermal Resistance (junction-case) || <math>R_\mathrm{th,JC}</math> || 0,33K/W || [[Kühlkörper|Thermischer Widerstand]] vom Siliziumchip bis zur Rückseite des Transistorgehäuses
|-
| Gate-Emitter Threshold Voltage || <math>V_\mathrm{GE(th)}</math> || 4,8V || Gatespannung, ab welcher der Transistor minimal leitend wird
|-
| Turn-on Delay || <math>t_\mathrm{d(on)}</math> || 50ns || Verzögerung zwischen einschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Rise Time || <math>t_\mathrm{r}</math> || 45ns || Anstiegszeit des Kollektorstromes
|-
| Turn-off Delay || <math>t_\mathrm{d(off)}</math> || 600ns || Verzögerung zwischen Abschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Fall Time || <math>t_\mathrm{f}</math> || 130ns || Abfallzeit des Kollektorstromes
|}
Für die oben genannten Werte gibt es exakte Definitionen unter denen diese Werte richtig sind. Oft wird dies auch in den Datenblättern grafisch dargestellt, unter Berücksichtigung der Abhängigkeiten. Die Angaben im Datenblatt bzw. dieser Tabelle sind auch SEHR stark von den Ansteuerbedingungen abhängig. In den Datenblättern werden die Werte immer für 25°C angegeben, soweit dort nicht anders vermerkt.

== Beispiel zur Bauteiledimensionierung ==

=== Spannungsfestigkeit ===

Die höchste vorkommende Betriebsspannung plus Abschaltüberspannung soll kleiner als ca. 80% der Spannungsfestigkeit des Bauteiles sein. Achtung: Zwischen dem je nach Anwendungsfall erforderlichen Pufferkondensator und dem IGBT wird es immer eine parasitäre Induktivität geben. Abhängig von Schaltgeschwindigkeit und Induktivität wird im Schaltmoment eine mehr oder weniger große Überspannungsspitze produziert. Dieser Peak addiert sich auf die aktuelle Versorgungsspannung. Die dabei entstehende Spannungsspitze darf die maximale Spannungsfestigkeit zu '''keinem''' Zeitpunkt überschreiten.

Überschlagsrechnung mit fiktiven Werten als Beispiel:
* Schaltgeschwindigkeit im Kurzschlußfall: dI/dt = 100A/µs,
* Induktivität: L = 1µH
* dU=-L*dI/dt = -1µH * 100A / 1µs = 100V

Dies bedeutet, daß an der parasitären Induktivität zwischen IGBT und Kondensator - auf Grund von Selbstinduktion im Schaltmoment - ein Überspannungspuls von bis zu 100V entstehen kann, der auf die Betriebsspannung aufzuschlagen ist. Wie hoch der Puls wirklich wird, hängt von der Verteilung der Induktivitäten, Kapazitäten, und der Steifigkeit des Systems ab. Also zuerst rechnen, dann einen guten Testaufbau anfertigen, und letztendlich messen.
 
'''Zielführend und absolut wichtig ist die Minimalisierung der parasitären Induktivität zwischen Leistungshalbleiter und Zwichenkreiskondensator.'''

=== Stromtragfähigkeit ===

Welchen Strom muß der IGBT wie lange leiten? In jedem Datenblatt ist eine Stromtragfähigkeit bei 25°C und bei meist 100°C angegeben. Warm wird es dem IGBT im Betrieb von alleine, daher unbedingt den Wert bei z. B. 100°C verwenden. Dieser Wert ist als ERSTE Entscheidungsgrundlage ausreichend.
* Liegt dieser Wert mit ca. 30% Abstand darunter ist das OK.
* Ist der benötigte Strom im Bereich oder größer als der zulässige bei 100°C muß entweder ein anderer Typ eingesetzt oder mehrere IGBTs parallel geschaltet werden.
Achtung: Verlustleistung und Kühlanbindung prüfen. Gegebenenfalls einen weiteren IGBT parallel schalten, um die Verlustleistung auf zwei Bauteile zu verteilt.

=== Verlustleistung ===

Hier wird eine Näherung für die getaktete Anwendung dargestellt. In einem Transistor treten sowohl beim Ein- und Ausschalten, als auch während der eingeschalteten Zeit Verluste im Bauteil auf. Diese Verluste führen zu einer Bauteilerwärmung. Die dabei entstehende Temperatur darf die maximal zulässige Bauteiletemperatur nie überschreiten. Bei den ersten Projekten ist zu empfehlen, eine berechnete Chiptemperatur von ca. 125°C nicht zu überschreiten. Fast alle aktuell verfügbaren IGBTs nennen im Datenblatt eine Temperatur von 150°C als ihre maximale Chiptemperatur, manchmal auch schon 175°C.

{| class="wikitable"
|+ '''Beispiel'''
|-
! Parameter || Symbol ||Wert
|-
| Betriebsspannung || U_N || 400V
|-
| Nennstrom || I_N || 5A
|-
| Spannungsabfall bei I_N, Chiptemperatur = 150°C und einer Gatespannung von 15V || V_CE_sat || 2,0V
|-
| Taktfrequenz || f_schalt || 5kHz, (T=200µs)
|-
| on-Zeit || t_on || 150µs,
|-
| Einschaltzeit (risetime) || t_r || 1,5µs
|-
| Ausschaltzeit (falltime) || t_f || 1µs
|-
| Überhöhungsfaktor Einschalten || F_üein || 1,2
|-
| Überhöhungsfaktor Ausschalten || F_üaus || 1,4
|}

(Hintergrund für diese Überhöhungsfaktoren sind das übliche Überschwingen beim Schalten, sowie der Einfluß des Tailstromes. Diese Werte sind Erfahrungswerte.)

==== On-Verluste ====

<math>
P_\mathrm{on} = V_\mathrm{CE,sat} \cdot I_\mathrm{N} \cdot t_\mathrm{on}/T = 2,0\,\mathrm{V} \cdot 5\,\mathrm{A} \cdot 150\,\mathrm{\mu s} / 200\,\mathrm{\mu s} = 7,5\,\mathrm{W}
</math>

==== Schaltverluste (vereinfachter Ansatz) ====

Einschalten:
P_sw_on = 0,5 * U_N * I_N * F_üein * t_r/T
= 0,5 * 400V * 5A *1,2 * 1,5µs / 200µs = 9W
(Oder alternativ und genauer, wenn bekannt, P_sw_r=f_schalt * E_on d.h. Schaltrequenz mal Einschaltverlustenergie. Aber Achtung... die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde müssen genau so zutreffen.)

Ausschalten:
P_sw_off = 0,5 * U_N * I_N * F_üaus * t_f/T
= 0,5 * 400V * 5A *1,4 * 1µs / 200µs = 7W
(Oder alternativ und genauer, wenn bekannt, P_sw_f=f_schalt * E_off d.h. Schaltrequenz mal Einschaltverlustenergie. Aber Achtung... die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde müssen genau so zutreffen.)

Die Gesamtverlustleistung beträgt also in etwa 23,5W.

Damit muß ein entsprechender [[Kühlkörper]] ausgelegt, und die Chiptemperatur berechnet werden. Z.B.:
* Kühlkörper mit einem R_th von 0,2K/W
* max. Umgebungstemperatur +60°C
* R_th "junction-case" des IGBTs 0,7K/W
* R_th der Wärmeleitfolie zwischen IGBT und Kühlkörper ca. 2,0K/W
* R_th gesamt: 2,9K/W 
* Bei einer Verlustleistung von 23,5W und einer Umgebungstemperatur von 60°C hat der Chip eine Temperatur von ca. 23,5W * 2,9K/W +60°C = 128°C. ==> o.k.!

Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß hier viele Vereinfachungen vorgenommen und die Art der Last nicht beachtet wurde, ist es sinnvoll einigen
Sicherheitsabstand zu den zulässigen Maximalwerten einzuhalten. Daher ist es empfehlenswert, die Chiptemperatur auf einen Bereich von ca. 125°C zu beschränken. Darüberhinaus sollte der Entwickler wissen was er tut.

=== Treiberleistung ===

Auch wenn der IGBT wie der MOSFET ein spannungsgesteuertes Bauelement ist, muß trotzdem bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten
die Gatekapazität von z. B. -8V auf +15V (dUg beträgt in diesem Beispiel 23V) und zurück umgeladen werden. Dafür benötigt man einen starken und schnellen [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Treiber]]. Da die Gatekapazität nicht im Datenblatt enthalten ist kann man sich mit der Eingangskappazität (Cies) behelfen. Im Arbeitspunkt ist die Gatekapazität ungefähr 5x größer als der im Datenblatt für Cies angegebene Wert. Daher berechnet sich die Treiberleistung wie folgt:

P_treiber = 2 x 0,5 x 5 x Cies x dUg² x f_schalt
= 5 x Cies x dUg² x f_schalt

Bei dUg = 23V, Cies=4nF und f_schalt=5kHz beträgt P_treiber = 53mW.
Aber Achtung, jeder Treiber hat auch einen Eigenverbrauch der leicht zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz - z. B. Induktionsheizung - wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant: z. B. dUg = 23V, Cies=20nF und f_schalt=250kHz, hier beträgt P_treiber = 13,3W (zuzüglich Eigenverbrauch).

== Zusätzliche Hinweise ==

* Bei IGBTs mit im Gehäuse integrierter Diode muß die Verlustleistung an der Diode separat berechnet und in obige Verlustleistungs- und Temperaturberechnung mit einbezogen werden. In erster Näherung genügt die Berechnung mit Strom und Spannungsfall beim entsprechenden Strom lt. Datenblatt d.h. (P_D = V_0*I_AV). Wenn mans genau haben will, kann zusätzlich noch die Verlusteistung am internen Diodenwiderstand in leitendem Zustand in die Berechnung mit einbezogen werden, d.h.
(P_D = V_D*i_D = (V_0+r_on*i_D)*i_D = V_0*i_D+r_on*i_D^2). In manchem Datenblatt sucht man den r_on jedoch vergeblich, da er vom Strom abhängig ist. Den Wert kann man aus der Diodenkennlinie ablesen. Achtung: Die Verluste in der Diode treten NUR in leitendem Zustand auf, das Tastverhältnis ist also zu beachten.
* Bei Spannungen > 60V unbedingt die einschlägigen Normen und Vorschriften beachten. (Potentialtrennung für Ansteuerung und Hilfsspannungsversorgung, [[Leiterbahnabstände]], Berührschutz,...)
* Prüfen, ob der IGBT wirklich abgeschaltet ist und bleibt (Gatespannung deutlich unter Schwellenspannung bzw. KEIN Stromfluß im ausgeschalteten Zustand)! Ansonsten muß zum sicheren Sperren des IGBTs eine negative Gatespannung (-5..-8V) angelegt werden. Hintergrund: In einer geschalteten Anwendung treten große Spannungssteilheiten z. B. am Kollektor auf. Aufgrund der internen parasitären Kapazitäten zwischen Gate, Emitter und Kollektor findet eine Überkopplung des Schaltpulses - z. B. beim Schalter gegen GND - vom Kollektoranschluß auf den Gateanschluß (kapazitiver Spannungsteiler zwischen K_G und G_E) statt. Dadurch wird das Gatepotential um einige Volt angehoben. Dies führt unter Umständen zu einem ungewollten Einschalten bzw. in einer Halbbrückenapplikation zu einem Brückenkurzschluß.
* Um einen Leistungstransistor richtig ein- bzw. auszuschalten wird der Einsatz eines [[Treiber|Treiberbausteines]] unbedingt empfohlen. Um den IGBT vor Schaden durch Kurzschluß zu schützen, sollte ein Treiber mit einer sogenannten Entsättigungsüberwachung (schnelle Überwachung von U_CE) verwendet werden. Des Weiteren sollte der Strom im Betrieb ständig gemessen werden um im Fehlerfalle eine Zerstörung zu verhindern.
* Zum Einschalten eines IGBTs ist eine Spannung von ca. 12..15V zu empfehlen. Eine größere Spannung führt zu höheren Umladeverlusten, bei einer geringeren Spannung verschenkt man meist Leistungsfähigkeit.
* Die Fläche in der Verbindung zwischen Treiber und Leistungsschalter ist unbedingt klein zu halten (verdrillte Kabel bzw. dicht nebeneinander bzw. übereinander geführte Leiterbahnen). Bei der Auswahl des Leitungsdurchmessers bzw. der Leiterbahnbreite beachten, daß die Ansteuerströme durchaus im Bereich von einigen Ampere liegen können.
* Die Schaltgeschwindigkeit und damit die Verluste und EMV-Abstrahlung wird stark durch die Gatebeschaltung beeinflußt. Im Datenblatt sind bei der Beschreibung der Ein- bzw. Ausschaltzeiten (meist bei "Test Conditions") Widerstandswerte im einstelligen Ohmbereich angegeben, für die diese dort genannten Schaltzeiten gültig sind. Es wird im Allgemeinen empfohlen die dort genannten Widerstandswerte NICHT zu UNTERschreiten. Die Wahl des Gatewiderstandes ist eine Wissenschalft für sich und immer ein zweischneidiges Schwert. Einerseits möchte man geringste Schalt- Verlustleistungen, d.h. eine kleine Schaltzeit = geringen Gatewiderstand, (1..15Ω). Achtung auf die Höhe der Ströme! Andererseits jedoch ein gutmütiges EMV-Verhalten und weniger hohe Ströme in der Gateleitung, d.h. größere Schaltzeit = höherer Gatewiderstand (evtl. bis zu 10..25Ω). Der Widerstandswert ist sehr stark von den Anforderungen abhängig. Meist ist ein asymmetrische Ansteuerung das Mittel der Wahl, d.h. R_g1 PARALLEL zu einer Serienschaltung aus D und R_g2. Ausschalten: Wahl eines größerer Widerstandswertes R_g1 direkt zwischen Gate und Treiberausgang. Einschalten: Wahl eines geringerer Wertes R_g2 + Seriendiode. R_g2 sorgt für ein zügiges Einschalten bei geringen Verlusten, R_g1 reduziert die durch parasitäre Induktivitäten hervorgerufene Abschaltüberspannung auf ein erträgliches Maß.
* Speziell in der Entwicklungsphase sollten die Ströme über '''Shunt''' oder einen schnellen Stromsensor überwacht werden. Eine Schnellabschaltung bei Überstrom ist für die Schaltung "Lebensnotwendig".

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

IGBT

2015-01-10T19:43:18Z

Powerfreak: Ergänzung bei der Diodenverlustleistung

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]].

== Einleitung ==

'''I'''nsulated '''G'''ate '''B'''ipolar '''T'''ransistor

Ein IGBT kann im ersten Ansatz wie eine Kombination aus [[FET | Feldeffekt]]-Transistor und [[Transistor|Bipolarem Transistor]] betrachtet werden, bei der ein N-Kanal FET einen PNP Bipolartransistor ansteuert. Daher ist der IGBT bezüglich der Ansteuereigenschaften wie der FET als spannungsgesteuertes Bauelement (Achtung Treiberleistung!) zu betrachten, und hat ein "Gate". Die weiteren Eigenschaften ähneln aber einem Bipolartransistor (Sättigungsverhalten), daher werden diese Anschlüsse mit "Kollektor" und "Emitter" bezeichnet.

=== Vorteile des IGBT ===

* Leistungslose Ansteuerung wie beim FET im statischen Betrieb
* Verfügbarkeit für deutlich höhere Betriebsspannungen gegenüber FET Aufgrund des internen Aufbaus.
* Niedrigere Verluste als die eines FETs ab einer Spannungsfestigkeit von derzeit (2014) ca. 250V .
* Höhere Impulsbelastbarkeit (Faktor 4..5 für sehr kurze Pulse <5..10µs, bei neuster Chiptechnologie <3..5µs).
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Es kann eine Diode verwendet werden, die auf den Anwendungsfall optimiert ist. Diese wird teilweise schon im selben Gehäuse platziert.
* Geringe Erhöhung der Verluste bei steigender Temperatur. (Beim FET steigt der <math>R_{DS(on)}</math> mit der Temperatur).

=== Nachteile des IGBT ===

* Zum schnellen Schalten wird wie beim MOSFET ein starker [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Gatetreiber]] benötigt.
* Kann unter bestimmten Umständen (zu großes dU/dt) wie ein [[TRIAC|Tyristor]] zünden (Latch-Up Effekt). Der Strom ist hier nicht mehr kontrollierbar. Das wird bei modernen Typen durch strukturelle Maßnahmen im Aufbau effektiv verhindert.
* Schaltverluste beim Abschalten sind vergleichsweise hoch, bedingt durch den sogenannten "Tail current". Dieser wird verursacht durch Ladungsträger, die nach dem eigentlichen Ausschalten noch vollständig abgeführt werden, was zu einem langsam abklingenden Strom führt.
* Nur für relativ geringe Schaltfrequenzen einsetzbar ("hart schaltend", je nach Typ bis ca. 50kHz, Spezialtypen auch bis ca. 300kHz)
* Nicht rückwärts leitfähig
* Keine parasitäre Freilaufdiode vorhanden. Zum Schalten von induktiven Lasten in Halb- und Vollbrücken ist eine externe Freilaufdiode zwingend erforderlich.
* Kein Durchbruch zweiter Art wie beim FET. Vorgänge dieser Art führen beim IGBT im Allgemeinen zur sofortigen Zerstörung.

=== Erklärung der wichtigsten Datenblattwerte ===

{| class="wikitable"
|-
! Parameter || Symbol || Wert (Beispiel) || Erklärung
|-
| Collector Emitter (Breakdown) Voltage || <math>BV_\mathrm{CES}</math> oder <math>V_\mathrm{CE}</math> || 600V || Maximale Sperrspannung zwischen Kollektor und Emitter
|-
| DC collector current || <math>I_\mathrm{C}</math> || 60A @90°C || Maximaler, dauerhaft zulässiger Kollektorstrom bei 90°C
|-
| Pulsed Collector Current || <math>C_\mathrm{pulse}</math> oder <math>I_\mathrm{CM}</math> || 150A || Maximaler Pulsstrom (Achtung die zulässige Zeitdauer des Pulses kann nur über die maximale Junctiontemperatur ermittelt werden)
|-
| Short Circuit Withstand Time || <math>t_\mathrm{sc}</math> || 10µs || Maximale Zeit, nach der ein Kurzschluß abgeschaltet sein muß
|-
| Thermal Resistance (junction-case) || <math>R_\mathrm{th,JC}</math> || 0,33K/W || [[Kühlkörper|Thermischer Widerstand]] vom Siliziumchip bis zur Rückseite des Transistorgehäuses
|-
| Gate-Emitter Threshold Voltage || <math>V_\mathrm{GE(th)}</math> || 4,8V || Gatespannung, ab welcher der Transistor minimal leitend wird
|-
| Turn-on Delay || <math>t_\mathrm{d(on)}</math> || 50ns || Verzögerung zwischen einschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Rise Time || <math>t_\mathrm{r}</math> || 45ns || Anstiegszeit des Kollektorstromes
|-
| Turn-off Delay || <math>t_\mathrm{d(off)}</math> || 600ns || Verzögerung zwischen Abschalten am Gate zur Reaktion am Kollektorstromes
|-
| Fall Time || <math>t_\mathrm{f}</math> || 130ns || Abfallzeit des Kollektorstromes
|}
Für die oben genannten Werte gibt es exakte Definitionen unter denen diese Werte richtig sind. Oft wird dies auch in den Datenblättern grafisch dargestellt, unter Berücksichtigung der Abhängigkeiten. Die Angaben im Datenblatt bzw. dieser Tabelle sind auch SEHR stark von den Ansteuerbedingungen abhängig. In den Datenblättern werden die Werte immer für 25°C angegeben, soweit dort nicht anders vermerkt.

== Beispiel zur Bauteiledimensionierung ==

=== Spannungsfestigkeit ===

Die höchste vorkommende Betriebsspannung plus Abschaltüberspannung soll kleiner als ca. 80% der Spannungsfestigkeit des Bauteiles sein. Achtung: Zwischen dem je nach Anwendungsfall erforderlichen Pufferkondensator und dem IGBT wird es immer eine parasitäre Induktivität geben. Abhängig von Schaltgeschwindigkeit und Induktivität wird im Schaltmoment eine mehr oder weniger große Überspannungsspitze produziert. Dieser Peak addiert sich auf die aktuelle Versorgungsspannung. Die dabei entstehende Spannungsspitze darf die maximale Spannungsfestigkeit zu '''keinem''' Zeitpunkt überschreiten.

Überschlagsrechnung mit fiktiven Werten als Beispiel:
* Schaltgeschwindigkeit im Kurzschlußfall: dI/dt = 100A/µs,
* Induktivität: L = 1µH
* dU=-L*dI/dt = -1µH * 100A / 1µs = 100V

Dies bedeutet, daß an der parasitären Induktivität zwischen IGBT und Kondensator - auf Grund von Selbstinduktion im Schaltmoment - ein Überspannungspuls von bis zu 100V entstehen kann, der auf die Betriebsspannung aufzuschlagen ist. Wie hoch der Puls wirklich wird, hängt von der Verteilung der Induktivitäten, Kapazitäten, und der Steifigkeit des Systems ab. Also zuerst rechnen, dann einen guten Testaufbau anfertigen, und letztendlich messen.
 
'''Zielführend und absolut wichtig ist die Minimalisierung der parasitären Induktivität zwischen Leistungshalbleiter und Zwichenkreiskondensator.'''

=== Stromtragfähigkeit ===

Welchen Strom muß der IGBT wie lange leiten? In jedem Datenblatt ist eine Stromtragfähigkeit bei 25°C und bei meist 100°C angegeben. Warm wird es dem IGBT im Betrieb von alleine, daher unbedingt den Wert bei z. B. 100°C verwenden. Dieser Wert ist als ERSTE Entscheidungsgrundlage ausreichend.
* Liegt dieser Wert mit ca. 30% Abstand darunter ist das OK.
* Ist der benötigte Strom im Bereich oder größer als der zulässige bei 100°C muß entweder ein anderer Typ eingesetzt oder mehrere IGBTs parallel geschaltet werden.
Achtung: Verlustleistung und Kühlanbindung prüfen. Gegebenenfalls einen weiteren IGBT parallel schalten, um die Verlustleistung auf zwei Bauteile zu verteilt.

=== Verlustleistung ===

Hier wird eine Näherung für die getaktete Anwendung dargestellt. In einem Transistor treten sowohl beim Ein- und Ausschalten, als auch während der eingeschalteten Zeit Verluste im Bauteil auf. Diese Verluste führen zu einer Bauteilerwärmung. Die dabei entstehende Temperatur darf die maximal zulässige Bauteiletemperatur nie überschreiten. Bei den ersten Projekten ist zu empfehlen, eine berechnete Chiptemperatur von ca. 125°C nicht zu überschreiten. Fast alle aktuell verfügbaren IGBTs nennen im Datenblatt eine Temperatur von 150°C als ihre maximale Chiptemperatur, manchmal auch schon 175°C.

{| class="wikitable"
|+ '''Beispiel'''
|-
! Parameter || Symbol ||Wert
|-
| Betriebsspannung || U_N || 400V
|-
| Nennstrom || I_N || 5A
|-
| Spannungsabfall bei I_N, Chiptemperatur = 150°C und einer Gatespannung von 15V || V_CE_sat || 2,0V
|-
| Taktfrequenz || f_schalt || 5kHz, (T=200µs)
|-
| on-Zeit || t_on || 150µs,
|-
| Einschaltzeit (risetime) || t_r || 1,5µs
|-
| Ausschaltzeit (falltime) || t_f || 1µs
|-
| Überhöhungsfaktor Einschalten || F_üein || 1,2
|-
| Überhöhungsfaktor Ausschalten || F_üaus || 1,4
|}

(Hintergrund für diese Überhöhungsfaktoren sind das übliche Überschwingen beim Schalten, sowie der Einfluß des Tailstromes. Diese Werte sind Erfahrungswerte.)

==== On-Verluste ====

<math>
P_\mathrm{on} = V_\mathrm{CE,sat} \cdot I_\mathrm{N} \cdot t_\mathrm{on}/T = 2,0\,\mathrm{V} \cdot 5\,\mathrm{A} \cdot 150\,\mathrm{\mu s} / 200\,\mathrm{\mu s} = 7,5\,\mathrm{W}
</math>

==== Schaltverluste (vereinfachter Ansatz) ====

Einschalten:
P_sw_on = 0,5 * U_N * I_N * F_üein * t_r/T
= 0,5 * 400V * 5A *1,2 * 1,5µs / 200µs = 9W
(Oder alternativ und genauer, wenn bekannt, P_sw_r=f_schalt * E_on d.h. Schaltrequenz mal Einschaltverlustenergie. Aber Achtung... die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde müssen genau so zutreffen.)

Ausschalten:
P_sw_off = 0,5 * U_N * I_N * F_üaus * t_f/T
= 0,5 * 400V * 5A *1,4 * 1µs / 200µs = 7W
(Oder alternativ und genauer, wenn bekannt, P_sw_f=f_schalt * E_off d.h. Schaltrequenz mal Einschaltverlustenergie. Aber Achtung... die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde müssen genau so zutreffen.)

Die Gesamtverlustleistung beträgt also in etwa 23,5W.

Damit muß ein entsprechender [[Kühlkörper]] ausgelegt, und die Chiptemperatur berechnet werden. Z.B.:
* Kühlkörper mit einem R_th von 0,2K/W
* max. Umgebungstemperatur +60°C
* R_th "junction-case" des IGBTs 0,7K/W
* R_th der Wärmeleitfolie zwischen IGBT und Kühlkörper ca. 2,0K/W
* R_th gesamt: 2,9K/W 
* Bei einer Verlustleistung von 23,5W und einer Umgebungstemperatur von 60°C hat der Chip eine Temperatur von ca. 23,5W * 2,9K/W +60°C = 128°C. ==> o.k.!

Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß hier viele Vereinfachungen vorgenommen und die Art der Last nicht beachtet wurde, ist es sinnvoll einigen
Sicherheitsabstand zu den zulässigen Maximalwerten einzuhalten. Daher ist es empfehlenswert, die Chiptemperatur auf einen Bereich von ca. 125°C zu beschränken. Darüberhinaus sollte der Entwickler wissen was er tut.

=== Treiberleistung ===

Auch wenn der IGBT wie der MOSFET ein spannungsgesteuertes Bauelement ist, muß trotzdem bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten
die Gatekapazität von z. B. -8V auf +15V (dUg beträgt in diesem Beispiel 23V) und zurück umgeladen werden. Dafür benötigt man einen starken und schnellen [[MOSFET-Übersicht#MOSFET-Treiber | Treiber]]. Da die Gatekapazität nicht im Datenblatt enthalten ist kann man sich mit der Eingangskappazität (Cies) behelfen. Im Arbeitspunkt ist die Gatekapazität ungefähr 5x größer als der im Datenblatt für Cies angegebene Wert. Daher berechnet sich die Treiberleistung wie folgt:

P_treiber = 2 x 0,5 x 5 x Cies x dUg² x f_schalt
= 5 x Cies x dUg² x f_schalt

Bei dUg = 23V, Cies=4nF und f_schalt=5kHz beträgt P_treiber = 53mW.
Aber Achtung, jeder Treiber hat auch einen Eigenverbrauch der leicht zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Bei größeren Strömen mit einer höheren Frequenz - z. B. Induktionsheizung - wird die Ansteuerleistung schon sehr interessant: z. B. dUg = 23V, Cies=20nF und f_schalt=250kHz, hier beträgt P_treiber = 13,3W (zuzüglich Eigenverbrauch).

== Zusätzliche Hinweise ==

* Bei IGBTs mit im Gehäuse integrierter Diode muß die Verlustleistung an der Diode separat berechnet und in obige Verlustleistungs- und Temperaturberechnung mit einbezogen werden. In erster Näherung genügt die Berechnung mit Strom und Spannungsfall beim entsprechenden Strom lt. Datenblatt d.h. (P_D = I_D_rms * V_D). Wenn mans genau haben will, kann zusätzlich noch die Verlusteistung am internen Diodenwiderstand in leitendem Zustand in die Berechnung mit einbezogen werden, d.h. (P_D = i*u=U_0*I_AV+r_on*I_RMS^2). In manchem Datenblatt sucht man den r_on jedoch vergeblich. Achtung: Die Verluste in der Diode treten NUR in leitendem Zustand auf, das Tastverhältnis ist also zu beachten.
* Bei Spannungen > 60V unbedingt die einschlägigen Normen und Vorschriften beachten. (Potentialtrennung für Ansteuerung und Hilfsspannungsversorgung, [[Leiterbahnabstände]], Berührschutz,...)
* Prüfen, ob der IGBT wirklich abgeschaltet ist und bleibt (Gatespannung deutlich unter Schwellenspannung bzw. KEIN Stromfluß im ausgeschalteten Zustand)! Ansonsten muß zum sicheren Sperren des IGBTs eine negative Gatespannung (-5..-8V) angelegt werden. Hintergrund: In einer geschalteten Anwendung treten große Spannungssteilheiten z. B. am Kollektor auf. Aufgrund der internen parasitären Kapazitäten zwischen Gate, Emitter und Kollektor findet eine Überkopplung des Schaltpulses - z. B. beim Schalter gegen GND - vom Kollektoranschluß auf den Gateanschluß (kapazitiver Spannungsteiler zwischen K_G und G_E) statt. Dadurch wird das Gatepotential um einige Volt angehoben. Dies führt unter Umständen zu einem ungewollten Einschalten bzw. in einer Halbbrückenapplikation zu einem Brückenkurzschluß.
* Um einen Leistungstransistor richtig ein- bzw. auszuschalten wird der Einsatz eines [[Treiber|Treiberbausteines]] unbedingt empfohlen. Um den IGBT vor Schaden durch Kurzschluß zu schützen, sollte ein Treiber mit einer sogenannten Entsättigungsüberwachung (schnelle Überwachung von U_CE) verwendet werden. Des Weiteren sollte der Strom im Betrieb ständig gemessen werden um im Fehlerfalle eine Zerstörung zu verhindern.
* Zum Einschalten eines IGBTs ist eine Spannung von ca. 12..15V zu empfehlen. Eine größere Spannung führt zu höheren Umladeverlusten, bei einer geringeren Spannung verschenkt man meist Leistungsfähigkeit.
* Die Fläche in der Verbindung zwischen Treiber und Leistungsschalter ist unbedingt klein zu halten (verdrillte Kabel bzw. dicht nebeneinander bzw. übereinander geführte Leiterbahnen). Bei der Auswahl des Leitungsdurchmessers bzw. der Leiterbahnbreite beachten, daß die Ansteuerströme durchaus im Bereich von einigen Ampere liegen können.
* Die Schaltgeschwindigkeit und damit die Verluste und EMV-Abstrahlung wird stark durch die Gatebeschaltung beeinflußt. Im Datenblatt sind bei der Beschreibung der Ein- bzw. Ausschaltzeiten (meist bei "Test Conditions") Widerstandswerte im einstelligen Ohmbereich angegeben, für die diese dort genannten Schaltzeiten gültig sind. Es wird im Allgemeinen empfohlen die dort genannten Widerstandswerte NICHT zu UNTERschreiten. Die Wahl des Gatewiderstandes ist eine Wissenschalft für sich und immer ein zweischneidiges Schwert. Einerseits möchte man geringste Schalt- Verlustleistungen, d.h. eine kleine Schaltzeit = geringen Gatewiderstand, (1..15Ω). Achtung auf die Höhe der Ströme! Andererseits jedoch ein gutmütiges EMV-Verhalten und weniger hohe Ströme in der Gateleitung, d.h. größere Schaltzeit = höherer Gatewiderstand (evtl. bis zu 10..25Ω). Der Widerstandswert ist sehr stark von den Anforderungen abhängig. Meist ist ein asymmetrische Ansteuerung das Mittel der Wahl, d.h. R_g1 PARALLEL zu einer Serienschaltung aus D und R_g2. Ausschalten: Wahl eines größerer Widerstandswertes R_g1 direkt zwischen Gate und Treiberausgang. Einschalten: Wahl eines geringerer Wertes R_g2 + Seriendiode. R_g2 sorgt für ein zügiges Einschalten bei geringen Verlusten, R_g1 reduziert die durch parasitäre Induktivitäten hervorgerufene Abschaltüberspannung auf ein erträgliches Maß.
* Speziell in der Entwicklungsphase sollten die Ströme über '''Shunt''' oder einen schnellen Stromsensor überwacht werden. Eine Schnellabschaltung bei Überstrom ist für die Schaltung "Lebensnotwendig".

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Siehe auch ==
* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]

FET

2014-11-24T19:46:14Z

Powerfreak: Update

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

Ein FET (engl. '''F'''ield '''E'''ffect '''T'''ransistor) ist ein Feldeffekttransistor. Der FET ist ein Bauelement, das im Gegensatz zum Bipolartransistor (engl. '''B'''ipolar '''J'''unction '''T'''ransistor, BJT) mit Spannung und nicht mit Strom gesteuert wird. Unterschieden werden
* MOSFET = engl. '''M'''etall '''O'''xide '''S'''emiconductor '''F'''ield '''E'''ffect '''T'''ransistor; Metalloxidschicht-FET, größte Teilgruppe der FETs mit isoliertem Gate
* JFET = engl. '''J'''unction '''F'''ield '''E'''ffect '''T'''ransistor, Übergangszonen FET, der steuerbare Kanal wird durch einen PN-Übergang wie in einer Diode gebildet

Die drei Anschlüsse eines FETs werden ''Gate'', ''Drain'' und ''Source'' genannt. Unter Umständen ist ein vierter Anschluß vorhanden, der ''Bulk'' genannt wird. Normalerweise ist Bulk intern mit Source verbunden. Wenn dies nicht der Fall ist, muss diese Verbindung durch den Designer in der Schaltung hergestellt werden.

== FET-Typen ==

FETs werden hauptsächlich unterschieden in N-Kanal und P-Kanal, sowie "selbst sperrend = Anreicherungstyp" (engl. enhancement type) und "selbst leitend = Verarmungstyp" (engl. depletion type). Beim selbstleitenden FET ist der Transistor bei 0V Gate-Source Spannung maximal leitend (durchgesteuert) und wird durch Anlegen einer Spannung ans Gate gesperrt. Beim selbstsperrenden FET (größte Gruppe) ist der Transistor bei 0V Gate-Source Spannung gesperrt und wird durch Anlegen einer Spannung ans Gate leitend. Ist die Linie zwischen Drain und Source durchgezogen handelt es sich um einen selbstleitenden, bei einer gestrichelten Linie um einen selbstsperrenden FET. JFETs gibt es nur als Verarmungstyp. Im weiteren Artikel wird nur mehr der "selbstsperrende" MOSFET betrachtet.

{| class="wikitable"
|+ '''Typen von Feldeffekttransistoren  '''
|-
! Typ || N-Kanal || P-Kanal
|- valign="top"
| JFET || [[bild:JFET-N.png|center]]
* drittgrößte Gruppe
* bislang nur für kleine Leistungen verfügbar
* JFETs mit hoher Leistung sind im Kommen
* Eingangsstufen von OPVs
* Eingangsstufen von HF-Verstärkern bis in den GHz-Bereich
* als einfache [[Konstantstromquelle]] geeignet
| [[bild:JFET-P.png|center]]
* selten
|- valign="top"
| MOSFET Anreicherungstyp (selbst sperrend) || [[bild:MOS-EN.png|center]]
* größte Gruppe
* sehr viele Typen erhältlich
| [[bild:MOS-EP.png|center]]
* zweitgrößte Gruppe
* bei gleicher Geometrie etwas schlechter als ein N-Kanal Typ
|- valign="top"
| MOSFET Verarmungstyp (selbst leitend) || [[bild:MOS-DN.png|center]]
* selten
| [[bild:MOS-DP.png|center]]
* sehr selten
|}

=== Vorteile des FET ===

* Niedrigere Verluste als bei Bipolartransistoren.
* Sehr schnelles Schalten möglich, daher für sehr hohe Frequenzen geeignet (keine Speicherzeit wie beim BJT).
* Einfaches Parallelschalten im Schaltbetrieb, da Unterschiede im <math>R_{DS,on}</math> durch den positiven Temperaturkoeffizienten ausgeglichen werden.
* Leistungslose Ansteuerung im statischen Fall, jedoch hohe Umladeverluste am Gate!
* oft preiswerter als vergleichbare Bipolartransistoren (engl. '''B'''ipolar '''J'''unction '''T'''ransistor, BJT)
* Relativ unempfindlich gegen Überspannung zwischen Drain und Source. Bei Überschreitung der Maximalspannung zwischen Drain und Source findet ein sogenannter "Durchbruch" statt. Dies ist vergleichbar mit dem Zener-Effekt. Ist die Energiemenge begrenzt, ist dieser Durchbruch reversibel und der FET wird NICHT zerstört, im Gegensatz zum BJT.

=== Nachteile des FET ===

* Nur bedingt für hohe Spannungen [[Transistor#Wann setzt man einen MOSFET, Bipolartransistor, IGBT oder Thyristor ein ? |geeignet]], die ON-Verluste sind ab ca. 250V höher als bei einem [[IGBT]].
* Parasitäre Diode parallel zur Drain-Source Strecke ist immer enthalten, das (Ab-)Schaltverhalten dieser Dioden ist meist schlechter als separate Dioden, was häufig zu unerwünschten Schwingungen führt.
* Empfindlicher gegen ESD am Gate als BJT
* Positiver Temperaturkoeffizient (TK), der <math>R_{DS,on}</math> ist stark temperaturabhängig und steigt von 25°C (Datenblattangabe) auf 150°C ungefähr um den Faktor 2. Dadurch steigen auch die Verluste und damit die Erwärmung des Bauteiles.

=== Erklärung der wichtigsten Datenblattwerte ===

{| class="wikitable"
|-
! '''Parameter''' || '''Symbol''' || '''Wert''' (Beispiel)|| '''Erklärung'''
|-
| Drain Source (Breakdown) Voltage || V(BR)_DSS oder V_DS || 75V || Maximale Spannungsfestigkeit des Bauteiles zwischen Drain und Source
|-
| Continuous Drain current || I_D(on) || 55A @125°C || Maximaler Dauerstrom bei 125°C Gehäusetemperatur
|-
| Pulsed Drain Current || ID_pulse oder I_CD(on) || 240A || Maximaler Pulsstrom (Achtung die zulässige Zeitdauer des Pulses kann nur über die maximale Junctiontemperatur ermittelt werden)
|-
| Repetetive Avalanche Energy || t_sc || 280mJ || Maximale Energie, welche beim Avalanche Durchbruch bei Überschreiten der maximalen Drain-Source Spannung im MOSFET bei z. B. 1% Puls/Pausen Verhältnis regelmäßig auftreten darf, ohne den FET zu schädigen
|-
| Drain-Source ON Resistance || R_DS_ON || 0,01Ω || Widerstand des eingeschalteten FETs bei '''25°C''', V_GS = 10V und ID = 30A
|-
| Drain-Source ON Resistance || R_DS_on || 0,021Ω || Widerstand des eingeschalteten FETs bei '''175°C''', V_GS = 10V und ID = 30A
|-
| Thermal Resistance (junction-case) || R_th_JC || 0,8K/W || Thermischer Widerstand im Transistor vom eigentlichen Chip im Inneren (junction) bis zur Rückseite des Transistorgehäuses (case)
|-
| Gate-Source Threshold Voltage || V_GS(th) || 2,0-4,5V || Gatespannung, ab welcher der Transistor minimal leitend wird (I_D typisch 100-200µA), große Toleranz, typisch 1:2 zwischen Minimum und Maximum
|-
| Turn-on Delay || t_d(on) || 40ns || Verzögerung zwischen dem Einschalten am Gate bis zur Reaktion im Drainstrom
|-
| Rise Time || t_r || 200ns || Anstiegszeit des Transistorstromes am Drain
|-
| Turn-off Delay || t_d(off) || 120ns || Verzögerung zwischen Abschalten am Gate bis zur Reaktion im Drainstrom
|-
| Fall Time || t_f || 60ns || Abfallzeit des Transistorstromes am Drain
|}

Die oben genannten Zeiten gelten ausschließlich unter den angegebenen Messbedingungen (Gatewiderstand, Treiberspannung, sowie einer '''FET-Teperatur von 25°C!''') und müssen für die eigene Anwendung ggf. neu berechnet werden. Meist wird man sie eher messen, weil die Rechung zu aufwändig und bisweilen unmöglich ist.

Gerade bei der '''Gate-Source Threshold Voltage <math>V_{GS}(th)</math>''' gibt es hier immer wieder Verwirrung. Sie gibt an, ab welcher Spannung der MOSFET anfängt, leitfähig zu werden.
Diese Spannung ist technologisch bedingt auch heute noch einer starken Toleranz unterworfen, typisch 1:2 zwischen Minimum und Maximum. Im praktischen Betrieb muss man mindestens das Doppelte anlegen, um den MOSFET voll aufzusteuern. Genauere Werte findet man in jedem Datenblatt, meist in einer Kurve dargestellt.
Als Standardwerte kann man typisch 10-15V für einen Standardtypen und ca. 3-5V für einen Logic Level Mosfet ansetzen.
Deshalb braucht man bei 5V Ansteuerung einen Typen, der '''sicher''' bei typ. 4,5V voll durchgesteuert ist, z.B. IRLZ34N. Bei 3,3V ist er bereits nicht mehr zuverlässig nutzbar. Es gibt auch Typen mit noch geringerer Spannung für Vollaussteuerung. Wer einen BUZ11 (MAX <math>V_{GS}(th)</math> 4V) mit 5V ansteuert riskiert ein Abfackeln des MOSFETs, denn je nach Toleranz kann er bereit ganz gut aufgesteuert sein oder auch nicht.

{| class="wikitable"
|+ ''' Parasitäre Diode des FETs '''
|-
! '''Parameter''' || '''Symbol''' || '''Value''' (Beispiel)|| '''Erklärung'''
|-
| Continuous Current (Diode) || I_S || 75A || Maximaler Dauerstrom der parasitären Diode, meist identisch zum maximalen Dauerstrom des MOSFETs
|-
| Forward Voltage (Diode)|| V_SD || 1,0..1,3V || Spannungsfall an der parasitären Diode
|-
| Reverse Recovery Time || t_rr || 80..120ns || Zeit, die die Elektronen brauchen um aus der leitenden Diode vollständig abzufließen. Während dieser Zeit fließt der Strom in '''Rückwärtsrichtung''' durch die Diode.
|-
| Reverse Recovery Charge || Q_rr || 60nC || Ladungsmenge, die während t_rr rückwärts durch die Diode fließt.
|}

== Haupttypen und Gatespannungslevel ==

===Unterschied N-Kanal / P-Kanal FET===

Im Schaltsymbol werden die MOSFET-Typen meist durch die Pfeilrichtung in der Mitte des Symbols (eigentlich "Bulk") vom oder zum Gate unterschieden. Zeigt der Pfeil zum Gate hin, handelt es sich um einen N-Kanal-FET, zeigt der Pfeil vom Gate weg um einen P-Kanal FET.

Der große Vorteil des N-Kanal FETs (Elektronenleitung) ist, daß er immer niederohmiger ist, als ein gleich großer P-Kanal FET (Löcherleitung). Daher sind P-Kanal Typen bei vergleichbaren Werten auch immer größer = teuerer da weniger Chips auf einem Wafer Platz haben.

Beim N-Kanal FET muss die Gatespannung positiv gegenüber Source sein. Dabei wird der FET dann leitend, wenn die sogenannte "threshold voltage" (Schwellenspannung) erreicht wird. Eine typische Anwendung ist z. B. ein '''Low-Side Schalter''': Source an GND, Drain an die Last, Ansteuerung des N-Kanal FETs mit 12V gleichbedeutend mit 12V ÜBER den Source = GND Potential.

Beim P-Kanal FET als HS-Schalter muss die Gatespannung negativer=niedriger als das Sourcepotential sein.Beispiel.
Beispiel:
Lastspannung = 400V d.h. Source an 400V, Last zwischen Drain und GND, Ansteuerung des P-Kanal FETs mit 388V, also 12V UNTER dem Sourcepotential.

Beim N-Kanal FET als HS-Schalter muss die Gatespannung positver=höher als das Sourcepotential sein.
Beispiel:
Lastspannung = 400V d.h. Last an 400V, Drain an die Last, Source an GND, Ansteuerung des N-Kanal FETs mit 412V, also 12V ÜBER dem Sourcepotential.
In diesem Fall ist aber eine zusätzliche Spannungsquelle erforderlich, denn der FET wird mit einer Spannung über der Lastspannung eingeschaltet.

'''Weblinks'''
* [http://www.eetimes.com/General/DisplayPrintViewContent?contentItemId=4009943 A primer on high-side FET load switches (Part 1 of 2)], Qi Deng, Senior Product Marketing Manager, Mixed-Signal Products, Micrel, Inc., 5/3/2007 4:14 PM EDT, www.eetimes.com
* [http://www.eetimes.com/General/DisplayPrintViewContent?contentItemId=4009944 A primer on high-side FET load switches (Part 2 of 2)], Qi Deng, Senior Product Marketing Manager, Mixed-Signal Products. Micrel, Inc., 5/7/2007 1:36 PM EDT, www.eetimes.com
* [http://www.vishay.com/docs/70611/70611.pdf AN804 P-Channel MOSFETs, the Best Choice for High-Side Switching (PDF)] von Vishay Siliconix

===Unterschied Logic-Level / "Normal"-Level===

Den meisten FETs ist gemein, daß sie mit einer Spannung von 10..15V angesteuert werden müssen, um den minimalen Einschaltwiderstand zu erreichen. Diese FETs lassen sich nicht ohne weiteres mit einem CMOS-Pegel von 5V ansteuern. Es gibt jedoch für diesen Anwendungsfall sogenannte "Logic Level" (LL) FETs, die schon bei einer Gatespannung von etwa 4,5V voll durchgesteuert sind. Einige Kleinsignal-FETs sind schon ab ca. 1,2V voll durchgesteuert.

== Beispiel zur Bauteiledimensionierung ==

=== Spannungsfestigkeit ===

Die höchste vorkommende Betriebsspannung + Abschaltüberspannung soll kleiner als ca. 80% der Spannungsfestigkeit des Bauteiles sein.

Achtung: Zwischen dem je nach Anwendungsfall erforderlichen Pufferkondensator und dem FET wird es immer eine parasitäre Induktivität geben.
Abhängig von Schaltgeschwindigkeit und Induktivität wird im Schaltmoment eine mehr oder weniger große Übrspannungsspitze produziert. Dieser Peak
addiert sich auf die aktuelle Versorgungsspannung.

Überschlagsrechnung als Beispiel:
* Schaltgeschwindigkeit: dI/dt = -100A/µs (= Abschalten von 5A innerhalb 50ns),
* Induktivität: L = 1µH (~ 1 m loses, ungebündeltes Kabel)
* dU=-L*dI/dt = -1µH * (-100A / 1µs) = 100V

Dies bedeutet, daß an der "Induktivität" zwischen Transistor und Kondensator - Aufgrund von Selbstinduktion im Schaltmoment - ein Überspannungspuls von ca. 100V entsteht, der auf die Betriebsspannung aufzuschlagen ist, also lieber die Leitung kürzer machen, und - sofern möglich - nicht ganz so schnell schalten.

=== Stromtragfähigkeit ===

In jedem Datenblatt ist eine Stromtragfähigkeit bei 25°C, und meist noch bei einer höheren Temperatur z.B. 125°C, 150°C oder 175°C Kühlfahnentemperatur angegeben. Dieser Wert ist als ERSTE Entscheidungsgrundlage ausreichend, aber aus der theoretisch abführbaren Verlustleistung errechnet, und
* dient zum qualitativen Vergleich von Transistoren bezüglich ihres R_ds(on) und ihres Wärmewiderstands.
* ist für die Dimensionierung einer Schaltung nur als Richtwert zu interpretieren.
* ist ohne Schaltverluste genannt, und daher nur für einen Schaltbetrieb von wenigen Hz gültig. Außerdem wird ein annähernd idealer Kühlkörper unterstellt, der trotz der Verlustleistung das Gehäuse des Transistors auf der angegebenen Temperatur halten kann.
* entbindet einen nicht davon den Kopf einzuschalten... siehe die nachfolgenden Zeilen.
* Liegt der Strom für den die Schaltung entwickelt wird mit ca. 10..20% Abstand unter dem Datenblattwert von 125°C ist dieses Bauteil vermutlich verwendbar (siehe Detailberechnungen unten !).
* Ist der benötigte Strom im Bereich oder größer als der zulässige bei 125°C sollte entweder ein anderer Typ eingesetzt oder mehrere FETs ''des gleichen Typs'' parallelgeschaltet werden.

=== Verlustleistung ===

Hier wird eine Näherung für eine getaktete Anwendung betrachtet. In einem Transistor treten sowohl beim Ein- und Ausschalten, als auch während der Einschaltphase Verluste im Bauteil auf. Diese Verluste führen zu einer Bauteilerwärmung. Die dabei entstehende Temperatur darf die maximal zulässige Bauteiletemperatur nie überschreiten. Bei den ersten Projekten ist zu empfehlen eine berechnete Chiptemperatur von ca. 125°C nicht zu überschreiten. Fast alle aktuell verfügbaren FETs nennen im Datenblatt eine Temperatur von 175°C als ihre maximale Chiptemperatur.

{| class="wikitable"
|+ '''Beispiel'''
|-
! Parameter || Symbol ||Wert
|-
| Betriebsspannung || UN || 70 V
|-
| Nennstrom || IN || 30 A
|-
| Drain-Source Widerstand bei einer Chiptemperatur von 125°C und einer Gatespannung von 10V || RDSon || 17 mΩ
|-
| on-Zeit || ton || 150 µs
|-
| Schaltfrequenz || ƒschalt || 5 kHz, (T = 200µs)
|-
| Einschaltzeit (risetime) || tr || 500 ns
|-
| Ausschaltzeit (falltime) || tƒ || 800 ns
|-
|}

==== Leitend-Verluste ====

Während der FET bei [[PWM]]-Ansteuerung eingeschaltet ist, erzeugt er Verlustleitung.

<math>
P_\text{ON}
= I_\mathrm{N}^2 \cdot R_\mathrm{DS_\mathrm{ON}} \cdot \frac{t_\mathrm{ON}}{T}
= 30A^2 \cdot 17m\Omega \cdot \frac{150\mu s}{200\mu s} = 11{,}5W
</math>

==== Schalt-Verluste ====

Vereinfachter Ansatz.

Einschalten:

:<math>\begin{align}
P_\mathrm{SW_r}
&= \tfrac14 \cdot U_N \cdot I_N \cdot \frac{t_r}{T} \\
&= \tfrac14 \cdot 70V \cdot 30A \cdot \frac{500ns}{200\mu s}=1{,}3W
\end{align}</math>

Ausschalten:

:<math>\begin{align}
P_\mathrm{SW_f}
&=\tfrac14 \cdot U_N \cdot I_N \cdot \frac{t_f}{T}\\
&=\tfrac14 \cdot 70V \cdot 30A \cdot \frac{800ns}{200\mu s}=2{,}1W
\end{align}</math>

Alternativ und genauer kann man rechnen, wenn die Ein- Ausschaltenergie im Datenblatt angegeben ist. Aber Achtung! Die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde, müssen genau so zutreffen.
:<math>\begin{align}
P_{SW_f} = f_{schalt} \cdot E_{ON}
\end{align}</math>
:<math>\begin{align}
P_{SW_r} = f_{schalt} \cdot E_{OFF}
\end{align}</math>

Die Gesamtverlustleistung beträgt also in etwa 15W.

Damit muß ein entsprechender [[Kühlkörper]] ausgelegt und die Chiptemperatur berechnet werden. z. B.:
* Kühlkörper mit einem R_th von 0,2K/W
* max. Umgebungstemperatur +60°C
* R_th "junction-case" des FETs 0,8K/W
* R_th der Wärmeleitfolie zwischen FET und Kühlkörper ca. 2,0K/W
* R_th gesamt: 3,0K/W 
* Bei einer Verlustleistung von 18W und einer Umgebungstemperatur von 60°C hat der Chip eine Temperatur von ca. 18W * 3,0K/W +60°C = 114°C. ==> o.k.!

Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß hier viele Vereinfachungen vorgenommen, und die Art der Last nicht beachtet wurde ist es sinnvoll, einen gewissen Sicherheitsabstand zu den zulässigen Maximalwerten einzuhalten. Daher ist es empfehlenswert, die Chiptemperatur auf ca. 125°C zu beschränken.

Des Weiteren ist hier die parasitäre Diode im FET nicht berücksichtigt.
Wenn während der "off" Zeit ein Strom über die Diode fließt (Reverse recovery current oder Freilaufstrom), muß die dadurch '''zusätzlich''' entstehende Verlustleistung in die obige Berechnung der maximalen Chiptemperatur mit einfließen.

==Treiberleistung==

Auch wenn der MOSFET ein spannungsgesteuertes Bauelement ist, muss trotzdem bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten die Gatekapazität umgeladen werden. Bei älteren Leistungs-FET - oder bei einem schlechten Design (!) - muss sogar teilweise mit negativer Spannung am Gate gearbeitet werden, um eine vollständige Sperrung zu erreichen.
Diese Umladung muss möglichst schnell erfolgen, um die Verluste im FET während der Umschaltphase zu minimieren. Dazu findet ein [[Mosfet-Übersicht#Mosfet-Treiber|Mosfet-Treiber]] Verwendung. Hier eine detaillierte Beschreibung zum [[Treiber]].

Da die Gatekapazität nicht direkt im Datenblatt enthalten ist kann man sich mit der Eingangskapazität Ciss behelfen. Im Arbeitspunkt ist die Gatekapazität ungefähr 5x größer als der im Datenblatt für Ciss angegebene Wert.
Daher berechnet sich die Treiberleistung wie folgt:

:<math>P_\text{Treiber} = C \cdot U^2 \cdot f = 5 \cdot C_\text{íss} \cdot U_\text{Gate}^2 \cdot f_\text{schalt}</math>

1.Beispiel, kleine MOSFET-Steuerung mit niedriger Leistung und Frequenz.

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot 4{,}8\,\text{nF} \cdot 15\,\text{V}^2 \cdot 10\,\text{kHz} = 54\,\text{mW}</math>

2.Beispiel, sehr große MOSFET-Steuerung für Induktionsheizung mit sehr hoher Leistung und Frequenz.

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot 24\,\text{nF} \cdot 15\,\text{V}^2 \cdot 250\,\text{kHz} = 6{,}75\,\text{W}</math>

Aber Achtung, so ein MOSFET-Treiber hat auch einen Eigenverbrauch, der leicht zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Bei niedrigen PWM-Frequenzen kann man Logic Level MOSFETs auch direkt per CMOS-Ausgang ansteuern, z.B. mit einem [[AVR]], wie in diesem [http://www.mikrocontroller.net/topic/246449#2519459 Forumsbeitrag] zu sehen ist.

== Low- und High-Side ==

Definition LS- und HS:

;Low-Side Schalter: Der FET schaltet eine Last gegen GND - auch als LS-Schalter bezeichnet.
;High-Side Schalter: Der FET schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als HS-Schalter bezeichnet.

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== SOA Diagramm ==

SOA-Diagramm (engl. '''S'''afe '''O'''perating '''A'''rea, sicherer Arbeitsbereich) beschreibt die zulässige Verlustleistung eines Transistors in Anhängigkeit des Drainstroms (I_D), der Drain-Source Spannung (U_DS) und der Pulsbreite. Als Beispiel sei hier der BUZ 11 genannt. Im nachfolgenden Diagramm ist das SOA-Diagramm dargestellt. Wie ist es zu verstehen? Zunächst gibt es eine Grenze auf der linken Seite, die schräge, dunkelblaue Line. Diese wird durch den minimalen R_DS_ON festgelegt, hier wirkt der MOSFET wie ein ohmscher Widerstand. Mehr Strom kann bei einer bestimmten Spannung nicht fließen. Die zweite Grenzlinie ist ganz rechts die pinkfarbene Linie, sie stellt die maximale Sperrspannung des MOSFET dar. Die dritte Grenze ist der maximal zulässige Drainstrom, hier im Beispiel 120A, dargestellt durch die gelbe Linie. Die maximale Spannung zwischen Drain und Source sowie der Drainstrom sind abhängig von der Pulsbreite, mit welcher der MOSFET betrieben wird. Bei nur 2,5µs Pulsbreite (Rechteckimpuls) müssen die beiden Parameter sich innerhalb der Fläche bewegen, welche durch die dunkelblaue, gelbe und die pinkfarbene Line begrenzt wird. Im Extremfall dürfen 50V anliegen und 120A fließen, das sind satte 6kW Pulsleistung! Werden die Pulse breiter, so sinken die zulässigen Ströme und Spannungen, bei 1ms (dunkelblaue Linie bis zur braunen Linie, dann zur pinkfarbenen Linie) sind maximal noch 50V und 7A zulässig, also nur noch 350W. Die letzte Linie stellt den Fall für Gleichstrom (engl. '''D'''irect '''C'''urrent), also Dauerbelastung dar, hier sind bei 50V maximal 1,5A zulässig, was einer Dauerverlustleistung von 75W entspricht. MOSFETs, welche nur für Schaltbetrieb und nicht für [[#Linearbetrieb von MOSFETs | Linearbetrieb]] geeignet sind, haben keine Kennlinie für DC. Im normalen Schaltbetrieb liegt der Arbeitspunkt auf der linken Grenzlinie R_DS_ON_MIN.

[[bild: SOA-BUZ11.png | thumb | 300px| SOA-Diagramm]]

Bei der Anwendung des Diagramms gilt es einiges zu beachten. Die Pulsleistungen sind nur zulässig, wenn der MOSFET vorher kalt ist, sprich ca. 25°C Sperrschichttemperatur hat. War er vorher schon heiß, reduziert sich die zulässige Belastung deutlich. Ebenso dürfen die Pulse nicht zu schnell wiederholt werden, denn dann ist der MOSFET noch vom vorherigen Puls aufgeheizt. Im Fall von DC sind 75W Verlustleistung auch eher ein theoretischer Wert, welcher real nur schwer erreicht werden kann, wenn der MOSFET auf einem sehr großen [[Kühlkörper]] optimal montiert ist. Praktisch liegen die erreichbaren Werte eher bei der Hälfte.

(Anm. Eigentlich müsste für die R_DS_ON Grenzlinie R = U / I der minimale R_DS_ON rauskommen, hier ~40mOhm, es kommen aber ~80mOhm raus. Die Ursache dafür ist unklar, möglicherweise liegt hier ein Sicherheitsfaktor zu grunde).

{{Clear}}

== Linearbetrieb von MOSFETs ==

Der Großteil der Anwendungen nutzt MOSFETs als Schalter, d.h. der MOSFET ist entweder voll gesperrt oder voll durchgesteuert. Dafür gelten auch all die Hinweise in diesem Artikel. In bestimmten Anwendungen werden MOSFETs aber auch im Linearbetrieb eingesetzt, z.B in linearen Endstufen für Audio, Video, elektronischen Lasten und Stromquellen. Hier muss man einiges beachten. Ein verbreiteter Irrtum besteht darin zu glauben, MOSFETs könne man im Linearbetrieb einfach parallel schalten, weil der positive Temperaturkoeffizient von <math>R_{DS(ON)}</math> eine Symmetrierung bewirkt, ähnlich den Emitterwiderständen bei parallelgeschalteten Bipolartransistoren. Das ist ''ausschließlich'' im Schaltbetrieb möglich, und daher falsch! Im Linearbetrieb spielt der Temperaturkoeffizient von <math>R_{DS(ON)}</math> keine Rolle, weil der MOSFET selten bis nie komplett durchgesteuert ist. Eben darum ist beim Linearbetrieb der minimale <math>R_{DS(ON)}</math> in den meisten Fällen unwichtig und man kann auch eher hochohmige, ältere MOSFETs verwenden, wie z.B. den BUZ11.

Hier wirkt vielmehr der negative Temperaturkoeffizient (TK) der Thresholdspannung <math>U_{GS(thr)}</math>, vergleichbar dem negativen TK der Basis-Emitter-Spannung von Bipolartransistoren. D.h. mit steigender Temperatur und konstanter Gate-Source-Spannung steigt der Stromfluss der Drain-Source Strecke. In einer Parallelschaltung von MOSFETs würde dies bedeuten, dass der MOSFET mit dem geringfügig größeren Drainstrom (Fertigungstoleranzen) wärmer wird, was zu einem weiter steigenden Drainstrom und damit noch mehr Wärme führt. Damit ist die Schaltung thermisch instabil und würde zum Durchbrennen der MOSFETs führen, einer nach dem Anderen.

Um das zu verhindern muss man relativ große Ausgleichswiderstände in die Source-Leitung der einzelnen MOSFETs schalten, um diese Drift zu kompensieren. Dadurch verschlechtert sich natürlich der Wirkungsgrad des Verstärkers. MOSFETs haben einen TK von typisch -5mV/K für <math>U_{GS(thr)}</math>, das ist mehr als das doppelte von Bipolartransistoren mit typisch -2mV/K, weshalb die Symmetrierungswiderstände mehr als doppelt so groß sein müssen. Weiterhin muss man beachten, dass die Toleranzen von <math>U_{GS(thr)}</math> sehr groß sind, im Bereich von Volt! Das kann man sinnvoll nicht mehr mit Gatewiderständen symmetrieren, hier muss man die MOSFETs ausmessen und Gruppen mit geringen Toleranzen in einer Schaltung verwenden (engl. matching).

Eine andere Möglichkeit ist die getrennte Ansteuerung der einzelnen MOSFETs, das wird oft in elektronischen Lasten bzw. [[Konstantstromquelle#Konstantstromquelle mit Operationsverstärker und Transistor | Konstantstromquellen]] gemacht. Hier treten keine zusätzlichen Verluste auf und der Mehraufwand in der Ansteuerung ist meist unkritisch.

Weiterhin muss man beachten, dass viele der heutigen HochleistungsMOSFETs intern eine Parallelschaltung vieler kleiner MOSFET-Zellen (z.B. sogenannte Trench-FET) sind, und somit oft für den Linearbetrieb ungeeignet sind. Denn auch dort können einzelne Zellen überhitzen und durchbrennen (Hot Spot). Ob ein MOSFET für den Linearbetrieb tauglich ist steht manchmal im Datenblatt, oft aber eher nicht, eben weil die meisten MOSFETs als Schalter entwickelt und gebaut sind. Typische Vertreter für Linearbetrieb findet man in der [[MOSFET-Übersicht]]. Ein wichtiges Indiz für Linearbetrieb ist eine Kurve für DC im [[#SOA_Diagramm | SOA-Diagramm]]. Meist geht es dort nur bis 10ms, DC fehlt, eben weil DC (engl. '''D'''irect '''C'''urrent = Gleichstrom = Linearbetrieb) nicht zulässig ist. Manchmal hat der Hersteller auch "vergessen", die Kennlinie für DC mit reinzuschreiben, wie z.B. bei [http://www.irf.com/product-info/hi-rel/alerts/fv5-p-09-01-A.pdf IRF], wie in diesem [http://www.mikrocontroller.net/topic/291760#3106758 Beitrag] zu erfahren ist.
Ein recht gutes Indiz dafür, ob ein FET für den Linearbetrieb taugt, ist die Vorwärtssteilheit. Diese kennzeichnet die Abhängigkeit des Drainstromes von der Ansteuerung am Gate als <math>S = \Delta i_d/\Delta u_{gs}</math>. Moderne Trench-FET erreichen heute Steilheiten im dreistelligen Bereich und sind für Linearanwendungen völlig unbrauchbar. Zum Vergleich: Der BUZ11 kommt mit gerade einmal 4 bis 5 Siemens daher.

In diesem Beitrag wird die DC-Linie im SOA-Diagramm noch genauer erklärt: [http://www.mikrocontroller.net/topic/319961#3473567 Re: MOSFET Linearbetrieb möglich?]

== Siehe auch ==

* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[Treiber]]
* [[Snippets#Wie_schlie.C3.9Fe_ich_einen_MOSFET_an_einen_Mikrocontroller_an.3F|Wie schließe ich einen Mosfet an einen Mikrocontroller an?]]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/168218#1609684 Forumsbeitrag]: MOSFETs im Linearbetrieb
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/186785#new Forumsbeitrag]: nochmal MOSFETs im Linearbetrieb
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/319961#3473567 Forumsbeitrag]: sehr ausführlicher Forumsbeitrag über MOSFETs im Linearbetrieb. Berücksichtigt auch den Spirito-Effekt.
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/143324#new Forumsbeitrag]: Über eine elektronische Last, sehr lang
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/246449#2519459 Forumsbeitrag]: Logic Level MOSFETs direkt mit einem [[AVR]] treiben.
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/267254#2787855 Forumsbeitrag]: MOSFETs im Linearbetrieb, Laborerfahrungen
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/267254#2787945 Forumsbeitrag]: MOSFETs für Linearbetrieb

== Weblinks ==

* [http://www.elektronikinfo.de/strom/feldeffekttransistoren.htm Feldeffekttransistoren bei elektronikinfo.de]
* [http://www.elektronik-kompendium.de/sites/bau/0207011.htm FET im ELKO]
* [http://www.elektronik-kompendium.de/sites/bau/0510161.htm MOSFET im ELKO]
* [http://www.sprut.de/electronic/switch/nkanal/nkanal.html MOSFET bei sprut.de]
* [http://sound.westhost.com/articles/hexfet.htm#51 MOSFETs in Audioendstufen, engl.]
* [http://irf.custhelp.com/cgi-bin/irf.cfg/php/enduser/std_adp.php?p_faqid=214&p_created=1019728945&p_sid=pt9ITiCj&p_accessibility=0&p_redirect=&p_lva=&p_sp=cF9zcmNoPTEmcF9zb3J0X2J5PSZwX2dyaWRzb3J0PSZwX3Jvd19jbnQ9MTQsMTQmcF9wcm9kcz0mcF9jYXRzPSZwX3B2PSZwX2N2PSZwX3BhZ2U9MSZwX3NlYXJjaF90ZXh0PWxpbmVhcg**&p_li=&p_topview=1 FAQ Answer ID 214 bei IRF zum Linearbetrieb]
* [http://www.nxp.com/documents/application_note/AN11158.pdf AN11158 - Understanding power MOSFET data sheet parameters] von NXP (PDF)

[[Category:Bauteile]] [[Kategorie:Leistungselektronik]]

FET

2014-11-24T19:40:55Z

Powerfreak: /* Erklärung der wichtigsten Datenblattwerte */

Dieser Artikel versteht sich als Unterpunkt zum Artikel [[Leistungselektronik]]

Ein FET (engl. '''F'''ield '''E'''ffect '''T'''ransistor) ist ein Feldeffekttransistor. Der FET ist ein Bauelement, das im Gegensatz zum Bipolartransistor (engl. '''B'''ipolar '''J'''unction '''T'''ransistor, BJT) mit Spannung und nicht mit Strom gesteuert wird. Unterschieden werden
* MOSFET = engl. '''M'''etall '''O'''xide '''S'''emiconductor '''F'''ield '''E'''ffect '''T'''ransistor; Metalloxidschicht-FET, größte Teilgruppe der FETs mit isoliertem Gate
* JFET = engl. '''J'''unction '''F'''ield '''E'''ffect '''T'''ransistor, Übergangszonen FET, der steuerbare Kanal wird durch einen PN-Übergang wie in einer Diode gebildet

Die drei Anschlüsse eines FETs werden ''Gate'', ''Drain'' und ''Source'' genannt. Unter Umständen ist ein vierter Anschluß vorhanden, der ''Bulk'' genannt wird. Normalerweise ist Bulk intern mit Source verbunden. Wenn dies nicht der Fall ist, muss diese Verbindung durch den Designer in der Schaltung hergestellt werden.

== FET-Typen ==

FETs werden hauptsächlich unterschieden in N-Kanal und P-Kanal, sowie "selbst sperrend = Anreicherungstyp" (engl. enhancement type) und "selbst leitend = Verarmungstyp" (engl. depletion type). Beim selbstleitenden FET ist der Transistor bei 0V Gate-Source Spannung maximal leitend (durchgesteuert) und wird durch Anlegen einer Spannung ans Gate gesperrt. Beim selbstsperrenden FET (größte Gruppe) ist der Transistor bei 0V Gate-Source Spannung gesperrt und wird durch Anlegen einer Spannung ans Gate leitend. Ist die Linie zwischen Drain und Source durchgezogen handelt es sich um einen selbstleitenden, bei einer gestrichelten Linie um einen selbstsperrenden FET. JFETs gibt es nur als Verarmungstyp. Im weiteren Artikel wird nur mehr der "selbstsperrende" MOSFET betrachtet.

{| class="wikitable"
|+ '''Typen von Feldeffekttransistoren  '''
|-
! Typ || N-Kanal || P-Kanal
|- valign="top"
| JFET || [[bild:JFET-N.png|center]]
* drittgrößte Gruppe
* bislang nur für kleine Leistungen verfügbar
* JFETs mit hoher Leistung sind im Kommen
* Eingangsstufen von OPVs
* Eingangsstufen von HF-Verstärkern bis in den GHz-Bereich
* als einfache [[Konstantstromquelle]] geeignet
| [[bild:JFET-P.png|center]]
* selten
|- valign="top"
| MOSFET Anreicherungstyp (selbst sperrend) || [[bild:MOS-EN.png|center]]
* größte Gruppe
* sehr viele Typen erhältlich
| [[bild:MOS-EP.png|center]]
* zweitgrößte Gruppe
* bei gleicher Geometrie etwas schlechter als ein N-Kanal Typ
|- valign="top"
| MOSFET Verarmungstyp (selbst leitend) || [[bild:MOS-DN.png|center]]
* selten
| [[bild:MOS-DP.png|center]]
* sehr selten
|}

=== Vorteile des FET ===

* Niedrigere Verluste als bei Bipolartransistoren.
* Sehr schnelles Schalten möglich, daher für sehr hohe Frequenzen geeignet (keine Speicherzeit wie beim BJT).
* Einfaches Parallelschalten im Schaltbetrieb, da Unterschiede im <math>R_{DS,on}</math> durch den positiven Temperaturkoeffizienten ausgeglichen werden.
* Leistungslose Ansteuerung im statischen Fall, jedoch hohe Umladeverluste am Gate!
* oft preiswerter als vergleichbare Bipolartransistoren (engl. '''B'''ipolar '''J'''unction '''T'''ransistor, BJT)
* Relativ unempfindlich gegen Überspannung zwischen Drain und Source. Bei Überschreitung der Maximalspannung zwischen Drain und Source findet ein sogenannter "Durchbruch" statt. Dies ist vergleichbar mit dem Zener-Effekt. Ist die Energiemenge begrenzt, ist dieser Durchbruch reversibel und der FET wird NICHT zerstört, im Gegensatz zum BJT.

=== Nachteile des FET ===

* Nur bedingt für hohe Spannungen [[Transistor#Wann setzt man einen MOSFET, Bipolartransistor, IGBT oder Thyristor ein ? |geeignet]], die ON-Verluste sind ab ca. 250V höher als bei einem [[IGBT]].
* Parasitäre Diode parallel zur Drain-Source Strecke ist immer enthalten, das (Ab-)Schaltverhalten dieser Dioden ist meist schlechter als separate Dioden, was häufig zu unerwünschten Schwingungen führt.
* Empfindlicher gegen ESD am Gate als BJT
* Positiver Temperaturkoeffizient (TK), der <math>R_{DS,on}</math> ist stark temperaturabhängig und steigt von 25°C (Datenblattangabe) auf 150°C ungefähr um den Faktor 2. Dadurch steigen auch die Verluste und damit die Erwärmung des Bauteiles.

=== Erklärung der wichtigsten Datenblattwerte ===

{| class="wikitable"
|-
! '''Parameter''' || '''Symbol''' || '''Wert''' (Beispiel)|| '''Erklärung'''
|-
| Drain Source (Breakdown) Voltage || V(BR)_DSS oder V_DS || 75V || Maximale Spannungsfestigkeit des Bauteiles zwischen Drain und Source
|-
| Continuous Drain current || I_D(on) || 55A @125°C || Maximaler Dauerstrom bei 125°C Gehäusetemperatur
|-
| Pulsed Drain Current || ID_pulse oder I_CD(on) || 240A || Maximaler Pulsstrom (Achtung die zulässige Zeitdauer des Pulses kann nur über die maximale Junctiontemperatur ermittelt werden)
|-
| Repetetive Avalanche Energy || t_sc || 280mJ || Maximale Energie, welche beim Avalanche Durchbruch bei Überschreiten der maximalen Drain-Source Spannung im MOSFET bei z. B. 1% Puls/Pausen Verhältnis regelmäßig auftreten darf, ohne den FET zu schädigen
|-
| Drain-Source ON Resistance || R_DS_ON || 0,01Ω || Widerstand des eingeschalteten FETs bei '''25°C''', V_GS = 10V und ID = 30A
|-
| Drain-Source ON Resistance || R_DS_on || 0,021Ω || Widerstand des eingeschalteten FETs bei '''175°C''', V_GS = 10V und ID = 30A
|-
| Thermal Resistance (junction-case) || R_th_JC || 0,8K/W || Thermischer Widerstand im Transistor vom eigentlichen Chip im Inneren (junction) bis zur Rückseite des Transistorgehäuses (case)
|-
| Gate-Source Threshold Voltage || V_GS(th) || 2,0-4,5V || Gatespannung, ab welcher der Transistor minimal leitend wird (I_D typisch 100-200µA), große Toleranz, typisch 1:2 zwischen Minimum und Maximum
|-
| Turn-on Delay || t_d(on) || 40ns || Verzögerung zwischen dem Einschalten am Gate bis zur Reaktion im Drainstrom
|-
| Rise Time || t_r || 200ns || Anstiegszeit des Transistorstromes am Drain
|-
| Turn-off Delay || t_d(off) || 120ns || Verzögerung zwischen Abschalten am Gate bis zur Reaktion im Drainstrom
|-
| Fall Time || t_f || 60ns || Abfallzeit des Transistorstromes am Drain
|}

Die oben genannten Zeiten gelten ausschließlich unter den angegebenen Messbedingungen (Gatewiderstand, Treiberspannung, sowie einer '''FET-Teperatur von 25°C!''') und müssen für die eigene Anwendung ggf. neu berechnet werden. Meist wird man sie eher messen, weil die Rechung zu aufwändig und bisweilen unmöglich ist.

Gerade bei der '''Gate-Source Threshold Voltage <math>V_{GS}(th)</math>''' gibt es hier immer wieder Verwirrung. Sie gibt an, ab welcher Spannung der MOSFET anfängt, leitfähig zu werden.
Diese Spannung ist technologisch bedingt auch heute noch einer starken Toleranz unterworfen, typisch 1:2 zwischen Minimum und Maximum. Im praktischen Betrieb muss man mindestens das Doppelte anlegen, um den MOSFET voll aufzusteuern. Genauere Werte findet man in jedem Datenblatt, meist in einer Kurve dargestellt.
Als Standardwerte kann man typisch 10-15V für einen Standardtypen und ca. 3-5V für einen Logic Level Mosfet ansetzen.
Deshalb braucht man bei 5V Ansteuerung einen Typen, der '''sicher''' bei typ. 4,5V voll durchgesteuert ist, z.B. IRLZ34N. Bei 3,3V ist er bereits nicht mehr zuverlässig nutzbar. Es gibt auch Typen mit noch geringerer Spannung für Vollaussteuerung. Wer einen BUZ11 (MAX <math>V_{GS}(th)</math> 4V) mit 5V ansteuert riskiert ein Abfackeln des MOSFETs, denn je nach Toleranz kann er bereit ganz gut aufgesteuert sein oder auch nicht.

{| class="wikitable"
|+ ''' Parasitäre Diode des FETs '''
|-
! '''Parameter''' || '''Symbol''' || '''Value''' (Beispiel)|| '''Erklärung'''
|-
| Continuous Current (Diode) || I_S || 75A || Maximaler Dauerstrom der parasitären Diode, meist identisch zum maximalen Dauerstrom des MOSFETs
|-
| Forward Voltage (Diode)|| V_SD || 1,0..1,3V || Spannungsfall an der parasitären Diode
|-
| Reverse Recovery Time || t_rr || 80..120ns || Zeit, die die Elektronen brauchen um aus der leitenden Diode vollständig abzufließen. Während dieser Zeit fließt der Strom in '''Rückwärtsrichtung''' durch die Diode.
|-
| Reverse Recovery Charge || Q_rr || 60nC || Ladungsmenge, die während t_rr rückwärts durch die Diode fließt.
|}

==== SOA Diagramm ====

SOA-Diagramm (engl. '''S'''afe '''O'''perating '''A'''rea, sicherer Arbeitsbereich) beschreibt die zulässige Verlustleistung eines Transistors in Anhängigkeit des Drainstroms (I_D), der Drain-Source Spannung (U_DS) und der Pulsbreite. Als Beispiel sei hier der BUZ 11 genannt. Im nachfolgenden Diagramm ist das SOA-Diagramm dargestellt. Wie ist es zu verstehen? Zunächst gibt es eine Grenze auf der linken Seite, die schräge, dunkelblaue Line. Diese wird durch den minimalen R_DS_ON festgelegt, hier wirkt der MOSFET wie ein ohmscher Widerstand. Mehr Strom kann bei einer bestimmten Spannung nicht fließen. Die zweite Grenzlinie ist ganz rechts die pinkfarbene Linie, sie stellt die maximale Sperrspannung des MOSFET dar. Die dritte Grenze ist der maximal zulässige Drainstrom, hier im Beispiel 120A, dargestellt durch die gelbe Linie. Die maximale Spannung zwischen Drain und Source sowie der Drainstrom sind abhängig von der Pulsbreite, mit welcher der MOSFET betrieben wird. Bei nur 2,5µs Pulsbreite (Rechteckimpuls) müssen die beiden Parameter sich innerhalb der Fläche bewegen, welche durch die dunkelblaue, gelbe und die pinkfarbene Line begrenzt wird. Im Extremfall dürfen 50V anliegen und 120A fließen, das sind satte 6kW Pulsleistung! Werden die Pulse breiter, so sinken die zulässigen Ströme und Spannungen, bei 1ms (dunkelblaue Linie bis zur braunen Linie, dann zur pinkfarbenen Linie) sind maximal noch 50V und 7A zulässig, also nur noch 350W. Die letzte Linie stellt den Fall für Gleichstrom (engl. '''D'''irect '''C'''urrent), also Dauerbelastung dar, hier sind bei 50V maximal 1,5A zulässig, was einer Dauerverlustleistung von 75W entspricht. MOSFETs, welche nur für Schaltbetrieb und nicht für [[#Linearbetrieb von MOSFETs | Linearbetrieb]] geeignet sind, haben keine Kennlinie für DC. Im normalen Schaltbetrieb liegt der Arbeitspunkt auf der linken Grenzlinie R_DS_ON_MIN.

[[bild: SOA-BUZ11.png | thumb | 300px| SOA-Diagramm]]

Bei der Anwendung des Diagramms gilt es einiges zu beachten. Die Pulsleistungen sind nur zulässig, wenn der MOSFET vorher kalt ist, sprich ca. 25°C Sperrschichttemperatur hat. War er vorher schon heiß, reduziert sich die zulässige Belastung deutlich. Ebenso dürfen die Pulse nicht zu schnell wiederholt werden, denn dann ist der MOSFET noch vom vorherigen Puls aufgeheizt. Im Fall von DC sind 75W Verlustleistung auch eher ein theoretischer Wert, welcher real nur schwer erreicht werden kann, wenn der MOSFET auf einem sehr großen [[Kühlkörper]] optimal montiert ist. Praktisch liegen die erreichbaren Werte eher bei der Hälfte.

(Anm. Eigentlich müsste für die R_DS_ON Grenzlinie R = U / I der minimale R_DS_ON rauskommen, hier ~40mOhm, es kommen aber ~80mOhm raus. Die Ursache dafür ist unklar, möglicherweise liegt hier ein Sicherheitsfaktor zu grunde).

{{Clear}}

== Haupttypen und Gatespannungslevel ==

===Unterschied N-Kanal / P-Kanal FET===

Im Schaltsymbol werden die MOSFET-Typen meist durch die Pfeilrichtung in der Mitte des Symbols (eigentlich "Bulk") vom oder zum Gate unterschieden. Zeigt der Pfeil zum Gate hin, handelt es sich um einen N-Kanal-FET, zeigt der Pfeil vom Gate weg um einen P-Kanal FET.

Der große Vorteil des N-Kanal FETs (Elektronenleitung) ist, daß er immer niederohmiger ist, als ein gleich großer P-Kanal FET (Löcherleitung). Daher sind P-Kanal Typen bei vergleichbaren Werten auch immer größer = teuerer da weniger Chips auf einem Wafer Platz haben.

Beim N-Kanal FET muss die Gatespannung positiv gegenüber Source sein. Dabei wird der FET dann leitend, wenn die sogenannte "threshold voltage" (Schwellenspannung) erreicht wird. Eine typische Anwendung ist z. B. ein '''Low-Side Schalter''': Source an GND, Drain an die Last, Ansteuerung des N-Kanal FETs mit 12V gleichbedeutend mit 12V ÜBER den Source = GND Potential.

Beim P-Kanal FET als HS-Schalter muss die Gatespannung negativer=niedriger als das Sourcepotential sein.Beispiel.
Beispiel:
Lastspannung = 400V d.h. Source an 400V, Last zwischen Drain und GND, Ansteuerung des P-Kanal FETs mit 388V, also 12V UNTER dem Sourcepotential.

Beim N-Kanal FET als HS-Schalter muss die Gatespannung positver=höher als das Sourcepotential sein.
Beispiel:
Lastspannung = 400V d.h. Last an 400V, Drain an die Last, Source an GND, Ansteuerung des N-Kanal FETs mit 412V, also 12V ÜBER dem Sourcepotential.
In diesem Fall ist aber eine zusätzliche Spannungsquelle erforderlich, denn der FET wird mit einer Spannung über der Lastspannung eingeschaltet.

'''Weblinks'''
* [http://www.eetimes.com/General/DisplayPrintViewContent?contentItemId=4009943 A primer on high-side FET load switches (Part 1 of 2)], Qi Deng, Senior Product Marketing Manager, Mixed-Signal Products, Micrel, Inc., 5/3/2007 4:14 PM EDT, www.eetimes.com
* [http://www.eetimes.com/General/DisplayPrintViewContent?contentItemId=4009944 A primer on high-side FET load switches (Part 2 of 2)], Qi Deng, Senior Product Marketing Manager, Mixed-Signal Products. Micrel, Inc., 5/7/2007 1:36 PM EDT, www.eetimes.com
* [http://www.vishay.com/docs/70611/70611.pdf AN804 P-Channel MOSFETs, the Best Choice for High-Side Switching (PDF)] von Vishay Siliconix

===Unterschied Logic-Level / "Normal"-Level===

Den meisten FETs ist gemein, daß sie mit einer Spannung von 10..15V angesteuert werden müssen, um den minimalen Einschaltwiderstand zu erreichen. Diese FETs lassen sich nicht ohne weiteres mit einem CMOS-Pegel von 5V ansteuern. Es gibt jedoch für diesen Anwendungsfall sogenannte "Logic Level" (LL) FETs, die schon bei einer Gatespannung von etwa 4,5V voll durchgesteuert sind. Einige Kleinsignal-FETs sind schon ab ca. 1,2V voll durchgesteuert.

== Beispiel zur Bauteiledimensionierung ==

=== Spannungsfestigkeit ===

Die höchste vorkommende Betriebsspannung + Abschaltüberspannung soll kleiner als ca. 80% der Spannungsfestigkeit des Bauteiles sein.

Achtung: Zwischen dem je nach Anwendungsfall erforderlichen Pufferkondensator und dem FET wird es immer eine parasitäre Induktivität geben.
Abhängig von Schaltgeschwindigkeit und Induktivität wird im Schaltmoment eine mehr oder weniger große Übrspannungsspitze produziert. Dieser Peak
addiert sich auf die aktuelle Versorgungsspannung.

Überschlagsrechnung als Beispiel:
* Schaltgeschwindigkeit: dI/dt = -100A/µs (= Abschalten von 5A innerhalb 50ns),
* Induktivität: L = 1µH (~ 1 m loses, ungebündeltes Kabel)
* dU=-L*dI/dt = -1µH * (-100A / 1µs) = 100V

Dies bedeutet, daß an der "Induktivität" zwischen Transistor und Kondensator - Aufgrund von Selbstinduktion im Schaltmoment - ein Überspannungspuls von ca. 100V entsteht, der auf die Betriebsspannung aufzuschlagen ist, also lieber die Leitung kürzer machen, und - sofern möglich - nicht ganz so schnell schalten.

=== Stromtragfähigkeit ===

In jedem Datenblatt ist eine Stromtragfähigkeit bei 25°C, und meist noch bei einer höheren Temperatur z.B. 125°C, 150°C oder 175°C Kühlfahnentemperatur angegeben. Dieser Wert ist als ERSTE Entscheidungsgrundlage ausreichend, aber aus der theoretisch abführbaren Verlustleistung errechnet, und
* dient zum qualitativen Vergleich von Transistoren bezüglich ihres R_ds(on) und ihres Wärmewiderstands.
* ist für die Dimensionierung einer Schaltung nur als Richtwert zu interpretieren.
* ist ohne Schaltverluste genannt, und daher nur für einen Schaltbetrieb von wenigen Hz gültig. Außerdem wird ein annähernd idealer Kühlkörper unterstellt, der trotz der Verlustleistung das Gehäuse des Transistors auf der angegebenen Temperatur halten kann.
* entbindet einen nicht davon den Kopf einzuschalten... siehe die nachfolgenden Zeilen.
* Liegt der Strom für den die Schaltung entwickelt wird mit ca. 10..20% Abstand unter dem Datenblattwert von 125°C ist dieses Bauteil vermutlich verwendbar (siehe Detailberechnungen unten !).
* Ist der benötigte Strom im Bereich oder größer als der zulässige bei 125°C sollte entweder ein anderer Typ eingesetzt oder mehrere FETs ''des gleichen Typs'' parallelgeschaltet werden.

=== Verlustleistung ===

Hier wird eine Näherung für eine getaktete Anwendung betrachtet. In einem Transistor treten sowohl beim Ein- und Ausschalten, als auch während der Einschaltphase Verluste im Bauteil auf. Diese Verluste führen zu einer Bauteilerwärmung. Die dabei entstehende Temperatur darf die maximal zulässige Bauteiletemperatur nie überschreiten. Bei den ersten Projekten ist zu empfehlen eine berechnete Chiptemperatur von ca. 125°C nicht zu überschreiten. Fast alle aktuell verfügbaren FETs nennen im Datenblatt eine Temperatur von 175°C als ihre maximale Chiptemperatur.

{| class="wikitable"
|+ '''Beispiel'''
|-
! Parameter || Symbol ||Wert
|-
| Betriebsspannung || UN || 70 V
|-
| Nennstrom || IN || 30 A
|-
| Drain-Source Widerstand bei einer Chiptemperatur von 125°C und einer Gatespannung von 10V || RDSon || 17 mΩ
|-
| on-Zeit || ton || 150 µs
|-
| Schaltfrequenz || ƒschalt || 5 kHz, (T = 200µs)
|-
| Einschaltzeit (risetime) || tr || 500 ns
|-
| Ausschaltzeit (falltime) || tƒ || 800 ns
|-
|}

==== Leitend-Verluste ====

Während der FET bei [[PWM]]-Ansteuerung eingeschaltet ist, erzeugt er Verlustleitung.

<math>
P_\text{ON}
= I_\mathrm{N}^2 \cdot R_\mathrm{DS_\mathrm{ON}} \cdot \frac{t_\mathrm{ON}}{T}
= 30A^2 \cdot 17m\Omega \cdot \frac{150\mu s}{200\mu s} = 11{,}5W
</math>

==== Schalt-Verluste ====

Vereinfachter Ansatz.

Einschalten:

:<math>\begin{align}
P_\mathrm{SW_r}
&= \tfrac14 \cdot U_N \cdot I_N \cdot \frac{t_r}{T} \\
&= \tfrac14 \cdot 70V \cdot 30A \cdot \frac{500ns}{200\mu s}=1{,}3W
\end{align}</math>

Ausschalten:

:<math>\begin{align}
P_\mathrm{SW_f}
&=\tfrac14 \cdot U_N \cdot I_N \cdot \frac{t_f}{T}\\
&=\tfrac14 \cdot 70V \cdot 30A \cdot \frac{800ns}{200\mu s}=2{,}1W
\end{align}</math>

Alternativ und genauer kann man rechnen, wenn die Ein- Ausschaltenergie im Datenblatt angegeben ist. Aber Achtung! Die Randbedingungen unter denen die genannte Energie ermittelt wurde, müssen genau so zutreffen.
:<math>\begin{align}
P_{SW_f} = f_{schalt} \cdot E_{ON}
\end{align}</math>
:<math>\begin{align}
P_{SW_r} = f_{schalt} \cdot E_{OFF}
\end{align}</math>

Die Gesamtverlustleistung beträgt also in etwa 15W.

Damit muß ein entsprechender [[Kühlkörper]] ausgelegt und die Chiptemperatur berechnet werden. z. B.:
* Kühlkörper mit einem R_th von 0,2K/W
* max. Umgebungstemperatur +60°C
* R_th "junction-case" des FETs 0,8K/W
* R_th der Wärmeleitfolie zwischen FET und Kühlkörper ca. 2,0K/W
* R_th gesamt: 3,0K/W 
* Bei einer Verlustleistung von 18W und einer Umgebungstemperatur von 60°C hat der Chip eine Temperatur von ca. 18W * 3,0K/W +60°C = 114°C. ==> o.k.!

Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß hier viele Vereinfachungen vorgenommen, und die Art der Last nicht beachtet wurde ist es sinnvoll, einen gewissen Sicherheitsabstand zu den zulässigen Maximalwerten einzuhalten. Daher ist es empfehlenswert, die Chiptemperatur auf ca. 125°C zu beschränken.

Des Weiteren ist hier die parasitäre Diode im FET nicht berücksichtigt.
Wenn während der "off" Zeit ein Strom über die Diode fließt (Reverse recovery current oder Freilaufstrom), muß die dadurch '''zusätzlich''' entstehende Verlustleistung in die obige Berechnung der maximalen Chiptemperatur mit einfließen.

==Treiberleistung==

Auch wenn der MOSFET ein spannungsgesteuertes Bauelement ist, muss trotzdem bei jedem Einschalten und bei jedem Ausschalten die Gatekapazität umgeladen werden. Bei älteren Leistungs-FET - oder bei einem schlechten Design (!) - muss sogar teilweise mit negativer Spannung am Gate gearbeitet werden, um eine vollständige Sperrung zu erreichen.
Diese Umladung muss möglichst schnell erfolgen, um die Verluste im FET während der Umschaltphase zu minimieren. Dazu findet ein [[Mosfet-Übersicht#Mosfet-Treiber|Mosfet-Treiber]] Verwendung. Hier eine detaillierte Beschreibung zum [[Treiber]].

Da die Gatekapazität nicht direkt im Datenblatt enthalten ist kann man sich mit der Eingangskapazität Ciss behelfen. Im Arbeitspunkt ist die Gatekapazität ungefähr 5x größer als der im Datenblatt für Ciss angegebene Wert.
Daher berechnet sich die Treiberleistung wie folgt:

:<math>P_\text{Treiber} = C \cdot U^2 \cdot f = 5 \cdot C_\text{íss} \cdot U_\text{Gate}^2 \cdot f_\text{schalt}</math>

1.Beispiel, kleine MOSFET-Steuerung mit niedriger Leistung und Frequenz.

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot 4{,}8\,\text{nF} \cdot 15\,\text{V}^2 \cdot 10\,\text{kHz} = 54\,\text{mW}</math>

2.Beispiel, sehr große MOSFET-Steuerung für Induktionsheizung mit sehr hoher Leistung und Frequenz.

:<math>P_\text{treiber} = 5 \cdot 24\,\text{nF} \cdot 15\,\text{V}^2 \cdot 250\,\text{kHz} = 6{,}75\,\text{W}</math>

Aber Achtung, so ein MOSFET-Treiber hat auch einen Eigenverbrauch, der leicht zwischen 0,5 und 1 W liegen kann.

Bei niedrigen PWM-Frequenzen kann man Logic Level MOSFETs auch direkt per CMOS-Ausgang ansteuern, z.B. mit einem [[AVR]], wie in diesem [http://www.mikrocontroller.net/topic/246449#2519459 Forumsbeitrag] zu sehen ist.

== Low- und High-Side ==

Definition LS- und HS:

;Low-Side Schalter: Der FET schaltet eine Last gegen GND - auch als LS-Schalter bezeichnet.
;High-Side Schalter: Der FET schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als HS-Schalter bezeichnet.

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.

== Linearbetrieb von MOSFETs ==

Der Großteil der Anwendungen nutzt MOSFETs als Schalter, d.h. der MOSFET ist entweder voll gesperrt oder voll durchgesteuert. Dafür gelten auch all die Hinweise in diesem Artikel. In bestimmten Anwendungen werden MOSFETs aber auch im Linearbetrieb eingesetzt, z.B in linearen Endstufen für Audio, Video, elektronischen Lasten und Stromquellen. Hier muss man einiges beachten. Ein verbreiteter Irrtum besteht darin zu glauben, MOSFETs könne man im Linearbetrieb einfach parallel schalten, weil der positive Temperaturkoeffizient von <math>R_{DS(ON)}</math> eine Symmetrierung bewirkt, ähnlich den Emitterwiderständen bei parallelgeschalteten Bipolartransistoren. Das ist ''ausschließlich'' im Schaltbetrieb möglich, und daher falsch! Im Linearbetrieb spielt der Temperaturkoeffizient von <math>R_{DS(ON)}</math> keine Rolle, weil der MOSFET selten bis nie komplett durchgesteuert ist. Eben darum ist beim Linearbetrieb der minimale <math>R_{DS(ON)}</math> in den meisten Fällen unwichtig und man kann auch eher hochohmige, ältere MOSFETs verwenden, wie z.B. den BUZ11.

Hier wirkt vielmehr der negative Temperaturkoeffizient (TK) der Thresholdspannung <math>U_{GS(thr)}</math>, vergleichbar dem negativen TK der Basis-Emitter-Spannung von Bipolartransistoren. D.h. mit steigender Temperatur und konstanter Gate-Source-Spannung steigt der Stromfluss der Drain-Source Strecke. In einer Parallelschaltung von MOSFETs würde dies bedeuten, dass der MOSFET mit dem geringfügig größeren Drainstrom (Fertigungstoleranzen) wärmer wird, was zu einem weiter steigenden Drainstrom und damit noch mehr Wärme führt. Damit ist die Schaltung thermisch instabil und würde zum Durchbrennen der MOSFETs führen, einer nach dem Anderen.

Um das zu verhindern muss man relativ große Ausgleichswiderstände in die Source-Leitung der einzelnen MOSFETs schalten, um diese Drift zu kompensieren. Dadurch verschlechtert sich natürlich der Wirkungsgrad des Verstärkers. MOSFETs haben einen TK von typisch -5mV/K für <math>U_{GS(thr)}</math>, das ist mehr als das doppelte von Bipolartransistoren mit typisch -2mV/K, weshalb die Symmetrierungswiderstände mehr als doppelt so groß sein müssen. Weiterhin muss man beachten, dass die Toleranzen von <math>U_{GS(thr)}</math> sehr groß sind, im Bereich von Volt! Das kann man sinnvoll nicht mehr mit Gatewiderständen symmetrieren, hier muss man die MOSFETs ausmessen und Gruppen mit geringen Toleranzen in einer Schaltung verwenden (engl. matching).

Eine andere Möglichkeit ist die getrennte Ansteuerung der einzelnen MOSFETs, das wird oft in elektronischen Lasten bzw. [[Konstantstromquelle#Konstantstromquelle mit Operationsverstärker und Transistor | Konstantstromquellen]] gemacht. Hier treten keine zusätzlichen Verluste auf und der Mehraufwand in der Ansteuerung ist meist unkritisch.

Weiterhin muss man beachten, dass viele der heutigen HochleistungsMOSFETs intern eine Parallelschaltung vieler kleiner MOSFET-Zellen (z.B. sogenannte Trench-FET) sind, und somit oft für den Linearbetrieb ungeeignet sind. Denn auch dort können einzelne Zellen überhitzen und durchbrennen (Hot Spot). Ob ein MOSFET für den Linearbetrieb tauglich ist steht manchmal im Datenblatt, oft aber eher nicht, eben weil die meisten MOSFETs als Schalter entwickelt und gebaut sind. Typische Vertreter für Linearbetrieb findet man in der [[MOSFET-Übersicht]]. Ein wichtiges Indiz für Linearbetrieb ist eine Kurve für DC im [[#SOA_Diagramm | SOA-Diagramm]]. Meist geht es dort nur bis 10ms, DC fehlt, eben weil DC (engl. '''D'''irect '''C'''urrent = Gleichstrom = Linearbetrieb) nicht zulässig ist. Manchmal hat der Hersteller auch "vergessen", die Kennlinie für DC mit reinzuschreiben, wie z.B. bei [http://www.irf.com/product-info/hi-rel/alerts/fv5-p-09-01-A.pdf IRF], wie in diesem [http://www.mikrocontroller.net/topic/291760#3106758 Beitrag] zu erfahren ist.
Ein recht gutes Indiz dafür, ob ein FET für den Linearbetrieb taugt, ist die Vorwärtssteilheit. Diese kennzeichnet die Abhängigkeit des Drainstromes von der Ansteuerung am Gate als <math>S = \Delta i_d/\Delta u_{gs}</math>. Moderne Trench-FET erreichen heute Steilheiten im dreistelligen Bereich und sind für Linearanwendungen völlig unbrauchbar. Zum Vergleich: Der BUZ11 kommt mit gerade einmal 4 bis 5 Siemens daher.

In diesem Beitrag wird die DC-Linie im SOA-Diagramm noch genauer erklärt: [http://www.mikrocontroller.net/topic/319961#3473567 Re: MOSFET Linearbetrieb möglich?]

== Siehe auch ==

* [[Leistungselektronik]]
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[Treiber]]
* [[Snippets#Wie_schlie.C3.9Fe_ich_einen_MOSFET_an_einen_Mikrocontroller_an.3F|Wie schließe ich einen Mosfet an einen Mikrocontroller an?]]
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/168218#1609684 Forumsbeitrag]: MOSFETs im Linearbetrieb
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/186785#new Forumsbeitrag]: nochmal MOSFETs im Linearbetrieb
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/319961#3473567 Forumsbeitrag]: sehr ausführlicher Forumsbeitrag über MOSFETs im Linearbetrieb. Berücksichtigt auch den Spirito-Effekt.
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/143324#new Forumsbeitrag]: Über eine elektronische Last, sehr lang
*[http://www.mikrocontroller.net/topic/246449#2519459 Forumsbeitrag]: Logic Level MOSFETs direkt mit einem [[AVR]] treiben.
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/267254#2787855 Forumsbeitrag]: MOSFETs im Linearbetrieb, Laborerfahrungen
* [http://www.mikrocontroller.net/topic/267254#2787945 Forumsbeitrag]: MOSFETs für Linearbetrieb

== Weblinks ==

* [http://www.elektronikinfo.de/strom/feldeffekttransistoren.htm Feldeffekttransistoren bei elektronikinfo.de]
* [http://www.elektronik-kompendium.de/sites/bau/0207011.htm FET im ELKO]
* [http://www.elektronik-kompendium.de/sites/bau/0510161.htm MOSFET im ELKO]
* [http://www.sprut.de/electronic/switch/nkanal/nkanal.html MOSFET bei sprut.de]
* [http://sound.westhost.com/articles/hexfet.htm#51 MOSFETs in Audioendstufen, engl.]
* [http://irf.custhelp.com/cgi-bin/irf.cfg/php/enduser/std_adp.php?p_faqid=214&p_created=1019728945&p_sid=pt9ITiCj&p_accessibility=0&p_redirect=&p_lva=&p_sp=cF9zcmNoPTEmcF9zb3J0X2J5PSZwX2dyaWRzb3J0PSZwX3Jvd19jbnQ9MTQsMTQmcF9wcm9kcz0mcF9jYXRzPSZwX3B2PSZwX2N2PSZwX3BhZ2U9MSZwX3NlYXJjaF90ZXh0PWxpbmVhcg**&p_li=&p_topview=1 FAQ Answer ID 214 bei IRF zum Linearbetrieb]
* [http://www.nxp.com/documents/application_note/AN11158.pdf AN11158 - Understanding power MOSFET data sheet parameters] von NXP (PDF)

[[Category:Bauteile]] [[Kategorie:Leistungselektronik]]

Leistungselektronik

2014-11-23T08:54:00Z

Powerfreak: /* Kühlung der Leistungshalbleiter */

Dieser Artikel ist der Einstiegspunkt zu einer Reihe von weiteren Beiträgen, die alle das Thema "Leistungselektronische Systeme" als Hintergrund besitzen. Weiterführende Details und Ergänzungen findet man in den verlinkten Artikeln wie [[IGBT]], [[FET]], [[TRIAC]], [[Kühlkörper]], [[Treiber]], [[Zwischenkreiskapazität]], [[Mosfet-Übersicht]].

In diesem Artikel geht es hauptsächlich darum einen Überblick über das "System" zu schaffen und diverse Grundlagen und Begriffe zu definieren.

== Leistungselektronik ==

=== Was versteht man unter "Leistungselektronik"? ===

Unter dem Begriff "Leistungselektronik" versteht man alles, was mit Steuerung, Umformung oder dem Schalten von elektrischer Energie mit elektronischen Bauelementen zu tun hat. Dies beginnt bereits bei wenigen 100mA und wenigen Volt, reicht aber bis zu mehreren 100kV und mehreren 1000A. Bei kleineren Spannungen und Strömen besteht die Herausforderung nicht in den absoluten Werten selbst, sondern in der Umformung mit einem besonders hohen Wirkungsgrad und mit möglichst geringen EMV-Abstrahlungen.

Leistungselektronik bzw. leistungselektronische Systeme bestehen immer aus einem Steuerungs- bzw. Regelteil, und dem Leistungsteil selbst. Dieses Leistungsteil - oft auch als "Leistungselektronik" bezeichnet - besteht selbst wieder aus mehreren Komponenten, die aber '''immer''' aufeinander abgestimmt sein müssen.

=== Sicherheitsvorkehrungen ===
Jeder der in diesem Bereich arbeitet muss sich über die Gefahren, die von hohen Spannungen (ab 50V_ac und ca. 60V_dc {offiziell 120V_dc}), hohen Strömen oder hohen Energien (z.B. aus einem Kondensator) ausgehen, informieren und entsprechende Sicherheitsvorkehrungen treffen.
Ab ca 12V zündet ein Lichtbogen und verlischt anschließend.
Ab ca. 20V bleibt ein Lichtbogen nach der Zündung stehen, bis die Spannung unter die Lichtbogenbrennspannung - die abhängig von der Lichtbogenlänge ist - fällt.
Auch bei einer einmaligen Entladung (z.B. aus einem Kondensator) kann so viel Energie in dem Brennmoment enthalten sein, daß flüssiges Metall durch die Gegend geschleudert wird.
Die Verwendung eines Trenntrafos und einer Schutzbrille - letzteres speziell für Messungen mit dem Oszi direkt am Testobjekt - sollte auch schon bei geringen Leistungen zur Standardausrüstung gehören, bei größeren Leistung auch ein Gehörschutz.

{{Absatz}}

=== Bestandteile eines leistungselektronischen Systems ===
Zum Leistungsteil gehören immer:
# Leistungshalbleiter ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]])
# Kühlung für den Leistungshalbleiter über [[Kühlkörper]]
# [[Zwischenkreiskapazität]]
# Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter
# Ansteuerschaltung = [[Treiber]]
# Spannungsversorgung für den Treiber

Optional können noch eine separaten HS-Energieversorgung, ein Strom- bzw. Spannungssensor, sowie ggf. eine Potentialtrennung der Ansteuersignale von der Regeleineheit zum Treiber mit dazugehören.

'''Warum sind diese Komponenten immer Bestandteil einer leistungselektronischen Anwendung, und auf was ist zu achten?'''

==== Leistungshalbleiter====
Der Leistungshalbleiter selbst ist der eigentliche Schalter. Hier gibt es verschiedene Typen/Arten von Halbleitern, die wichtigsten werden in den entsprechenden Kapiteln ([[FET]], [[Mosfet-Übersicht]], [[IGBT]], [[TRIAC]]) genau erläutert.
Als kleine Zusammenfassung kann gesagt werden, daß sich ''nicht abschaltbare'' Bauteile wie TRIACs normalerweise ausschließlich für das Schalten von Wechselstrom (AC) eignen, und ''abschaltbare'' Bauteile wie [[FET]] und [[IGBT]] ihre Stärken bei Gleichstrom (DC) ausspielen. FETs werden meist für Spannungen bis zu ca. 200V, und schnelles und häufiges Schalten >30..50kHz eingesetzt. IGBTs hingegen sind für Schaltfrequenzen bis zu typisch 10..12kHz, (selten bis zu 30kHz) und für Spannungen größer ca. 150V optimal eingesetzt. (FETs und IGBTs können auch schneller schalten, jedoch sinkt dann der Wirkungsgrad.)Vom FET existieren im Bereich Leistungselektronik zwei Haupttypen, der N-Kanal- und der P-Kanal FET. Details im entsprechenden Kapitel nur soviel Vorweg: Bei Anwendungen über ca. 30-40V oder mit hohen Strömen ist es sowohl bezüglich Kosten, als auch bezüglich Verluste und Auswahlmöglichkeiten sinnvoll zu prüfen, ob ein N-Kanal Typ mit seiner etwas aufwändigeren Ansteuerung bzw. Energieversorgung nicht doch Sinn macht. In industriellen Anwendungen wird der P-Kanal Typ nur relativ selten verwendet.
-

==== Kühlung für den Leistungshalbleiter ====
Leider läßt sich Energie nicht zu 100% verlustfrei konvertieren. Diese Verluste werden hauptsächlich in Form von Wärme abgestrahlt. Damit der (teure) Leistungshalbleiter die gewünschte Lebensdauer erreicht bzw. nicht überhitzt und damit zerstört wird, muß die Verlustenergie in irgend einer Art und Weise über einen [[Kühlkörper]] abgeführt werden.

Nur zum Vergleich: Eine 17cm durchmessende Herdplatte mit einer Leistung von 1000W hat eine Leistungsdichte von ca. 4,5W/cm². In unseren PCs - zur Kühlung der CPU - sind 50..70W/cm² übliche Werte. Die meisten Applikationen mit Leistungshalbleitern übersteigen die Leistungsdichte unserer Herdplatten bei weitem.

Diese Kühlung von nennenswerten Leistungen erfolgt fast ausschließlich durch Wärmeleitung und immer auch in Form von Wärmestrahlung. Bei sehr kleinen Verlustleistungen und hohen Temperaturdifferenzen vom Halbleiter zur Umgebungsluft ist die Ableitung durch Abstrahlung in die Luft (natürliche Konvektion) und Ableitung durch Wärmeleitung in die Platine ohne einen zusätzlichen Kühlkörper oft ausreichend. In Datenblättern findet man 50..75 K/W (ja = junction to ambient) vom Halbleiter zur Umgebungsluft, was bedeutet, daß man ca. 1W ohne Kühlkörper abführen könnte, da sich der Kühlkörper pro Watt um die genantnen 50..75K erwärmt. Für höhere Leistungen muß der Halbleiter auf einen Luftkühler z.B. [[Kühlkörper]] bzw. bei höchsten Leistungsdichten auf einem Wasserkühler montiert werden. Dies wird genauer im Kapitel "Kühlung von Leistungshalbleitern" beschrieben.

==== Zwischenkreiskapazität ====
Die [[Zwischenkreiskapazität]] ist der Energiepuffer der Anwendung, und muß mindestens ein Umschalten der Leistungsendstufe puffern können.
Da jede Leitung/Verbindung eine Induktivität darstellt, ist in 99,9% aller Fälle die Energiequelle technisch gesehen "weit" von der Last entfernt, heißt: die Quelle ist nicht direkt, sondern über je eine Induktivität in Hin- und Rückleitung, mit dem Schalter verbunden. Diese Induktivitäten führen zu einem Spannungseinbruch beim schalten, und genau '''dieser''' Spannungseinbruch muß durch den Zwischenkreis minimiert werden.
Die Zwischenkreiskapazität - die stets in ''geringst möglichen Abstand'' zum Leistungsschalter positioniert werden muss - dient also der Kompensation der Leitungsinduktivitäten. Die Anbindung mit geringst möglicher Induktivität ist entscheidend über die Funktion der Leistungselektronik. Je besser diese Anbindung, desto näher kann man mit der Spannungsfestigkeit des Leistungsschalters an die maximale Spannung der Energiequelle heran. Anders gesagt: Die Spannungsreserve ist umgekehrt proportional zum technischen Niveau des Entwicklers ;-).

==== Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter ====
Da eine zu hohe Leitungsinduktivitäten zwischen Leistungshalbleiter und Zwischenkreiskondensatoren beim Schaltbetrieb zu hohen Spannungsspitzen führt - die gegebenenfalls den Leistungshalbleiter zerstört - muss der Abstand und damit die ''Induktivität'' zwischen Zwischenkreiskondensator und Halbleiter so kurz wie möglich gehalten werden. Natürlich ist dies nicht immer optimal möglich, daher sind Möglichkeiten wie verdrillen von + und GND sowie das Parallelschalten von mehreren, gegeneinander isolierten Litzen mit geringerem Durchmesser oft sinnvoll. An dieser Stelle ist ein technisch optimales Design die erste Priorität, und erst dann Bauraum oder Kosten. Aus diesem Grund ist diese so simpel kingende Verbindung zwischen Zwischenkreis und Leistungsschalter hier als separates Bauteil aufgeführt

==== Ansteuerschaltung = Treiber ====
Um den Leistungshalbeiter kontrollieren zu können ist eine Ansteuerschaltung, der [[Treiber]], erforderlich. Der Treiber hat die Aufgabe das Ansteuersignal mit Logikpegel zum Schalten des Leistungshalbleiters umzusetzen. Hierbei sind verschiedene Anforderungen einzuhalten. Das Ansteuersignal besitzt einen fast beliebigen Logikpegel und könnte eine beliebige Flankensteilheit aufweisen. Gängige Treiber-ICs verfügen also über einen weiten Eingansspannungsbereich - z.B. 3-15V - und einer Schmidt-Trigger Funktionalität um das Signal aufzubereiten. Des Weiteren darf ein GND-Versatz von einigen, wenigen Volt zwischen Ansteuer-Controller und Leistungs-Ground - der von hohen Strömen hervorgerufen wird - nicht zu plötzlichen und ungeplanten Umschaltungen - oder zur Verhinderung von Umschaltungen - führen. Dieser Ground-Versatz ist übrigens eine der häufigsten "Herausforderungen" im Schaltungsdesign von Leistungeelektronik. Die wichtigste Aufgabe des Treibers ist jedoch das Ein- und Ausschalten des Leistungshalbleiters innerhalb einer definierten Zeit. Dazu muss der Treiber den zum Schalten erforderlichen Strom liefern können, und dies auch noch auf dem Potential, das der Leistungshalbleiter benötigt.
Damit der [[Treiber]] diese Aufgabe erfüllen kann, benötigt er die zum Schalten erforderliche Energiemenge. Diese Energie wird normalerweise aus einer anderen Quelle als der Leistungsstromversorgung bezogen und sinnvollerweise in einem Keramikkondensator gespeichert. Ist nur eine Quelle vorhanden ist auf eine gute Entkopplung der Treiberspannungsversorgung von der Leistungsquelle zu sorgen, z.B. durch einen Vorwiderstand von wenige Ohm und einem schnellen Kondensator, gegebenenfalls auch gestaffelt.
{{Absatz}}

=== Schaltungstopologien: ===

In diesem Kapitel werden die am häufigsten verwendeten Schaltungstopologien in der Leistungselektronik dargestellt, und kurz besprochen:

[[Bild:Beispiel_Schaltungstopologien.png|miniatur|left|900px|Darstellung der wichtigsten Schaltungstopologien]]

;Low-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last gegen GND – auch als ''LS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit der Versorgungsspannung verbunden. Der Treiber kann hier zwar direkt an GND geschaltet werden, jedoch ist bis zum Verbindungspunkt auf eine strikte Trennung zwischen Leistungs-GND und Signal-GND, genauso wie an möglichst direkte Anbindung an den Bezugspunkt (direkt an Source bzw. Emitter) zu achten.

;High-Side–Schalter: Der Halbleiter schaltet eine Last an die Versorgungsspannung – auch als ''HS-Schalter'' bezeichnet. Die Last ist fest mit GND verbunden. Hier wird der Treiber nicht mit GND verbunden, jedoch trotzdem möglichst direkt mit der Source/Emitter des Bauteiles. Die Energieversorgung für den HS-Treiber erfolgt entweder über Bootstrap, oder über einen isolierten DCDC Wandler. Diese Art eines Schalters findet sehr häufig Anwendung z.B. im Kfz, da dort GND praktisch überall vorhanden ist, und keinen separaten Rückleiter erfordert.

;Halbbrücke: Eine Kombination aus LS-Schalter und HS-Schalter, die an der Verbindungsstelle zwischen LS- und HS-Schalter einen gemeinsamen Anschluß, den "Mittelpunkt" aufweist. Dadurch ist es möglich die Last entweder mit der Energiequelle, oder mit der Leistungs-GND zu verbinden. Besonders wichtig ist hier, daß zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des anderen Schaltes eine minimale Zeit vergehen muß. Diese Zeit muss absolut sicherstellen, daß zu keinem Zeitpunkt BEIDE Schalter gleichzeitig leitend sind. Moderne Halbbrücken-Treiber ICs haben diese sogenannte "shoot-through protection" bereits eingebaut. Ansonsten läßt sich die Funktion auch extern nachrüsten, sogar eine RCD-Kombination ist hier möglich. Hierbei wird das Ansteuersignal zum IC beim Einschalten über RC verlangsamt, der Widerstand jedoch beim Ausschalten mit einer Diode überbrückt, und daher praktisch ohne Verzögerung abgeschaltet.

;H-Brücke: Zwei Halbbrücken mit gleicher Energiequelle. Die Last ist hier zwischen den beiden Mittelpunkten der Halbbrücken geschaltet, und kann dadurch sowohl in der eine, als auch in der andere Richtung durchflossen werden. Diese Anordnung wird oft verwendet um DC-Motoren zu steuern, und die Richtung zu wählen. Bezüglich der Treiber ist zu beachten, daß die beiden HS-Treiber jeweils eine getrennte Stromversorgung erfordern, was durch Bootstrap automatisch gegeben wäre. Das Bezugspotential der LS-Schalter ist zwar - wenn beim Design berücksichtigt - halbwegs gleich, der Sourceanschluß des linken HS-FETs liegt jedoch im Wechsel mit dem Sourceanschluß des rechten HS-FETs abwechslend auf GND und der Ausgangsspannung der Energiequelle. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke.

;Vollbrücke: Drei Halbbrücken mit gemeinsamer Leistungsquelle die eine dreiphasige Last - meist einen Motor - ansteuern. Des Weiteren gelten die o.g. genannten Randbedingungen zur Anordnung der Halbbrücke oder der H-Brücke.

Eines haben diese Schaltungsanordnungen gemeinsam: Durch PWM kann die fliesende Leistung (fast) stufenlos zwischen 0% und 100% geregelt werden. Bei einer 8-Bit PWM z.B. in 256 Stufen.
{{Absatz}}

=== GND ist nicht gleich GND ===
So mancher kennt vermutlich das Problem einer Mikrocontrollerschaltung mit einem AD-Wandler. Wenn das Ergebnis der AD-Wandlung noch halbwegs der Realität entsprechen soll, dann müssen einige Vorsichtsmaßnahmen ergriffen werden. Neben der Abschirmungsproblematik ist es auch sinnvoll auf eine sorgfältige Trennung von Analog-GND zu Digital-GND zu achten. (Jaa Hubert L., aber hier reicht es noch ;-) )
Natürlich gibt es vielfältige Maßnahmen dies sicherzustellen, das zu diskutieren bzw. die "Beste Lösung" zu finden ist jedoch nicht Ziel dieses Artikels.

Ein sehr ähnliches Problem gibt es hier im Leistungsteil mit der Signal-GND (Signal vom und zum Treiber) und der Leistungs-GND (Hauptstrompfad).
Diese zwei GNDs (Signal-GND vom Treiber und Leistungs-GND vom Halbleiter) dürfen nur an einem Punkt miteinander verbunden werden, und zwar direkt am Anschlußpunkt von Source bzw. Emitter des Leistungsbauteiles selbst. In den Stromlaufplänen des Artikels "Treiber" wird auffallen, daß der GND Anschluß des Treibers nicht irgendwo an Leistungs-GND angebunden ist, sondern möglichst direkt am Halbleiter.

Der Grund ist sehr einfach erklärt: '''GND-Versatz.'''

Hier geht es jetzt nicht um den ohmschen d.h. statisch, dem Strom folgenden, Spannungsabfall zwischen Source bzw. Emitter und dem Verbindungspunkt der beiden GNDs, sondern um den dynamischen durch die Induktivität von ein paar '''ZENTIMETER''' Leitung. Dieser Spannungsabfall steht dann nicht mehr zur Verfügung, um den [[FET]] / [[IGBT]] anzusteuern, da er der U_GS entgegen wirkt. {{Absatz}}
Bezüglich "ohmscher Anteil": bei 500A und 1mOhm sind das nur 0,5V, eigentlich vernachlässigbar, und ein guter Entwickler läßt sowieso etwas Luft.
Nehmen wir jetzt aber den induktiven Spannungsabfall, den wir gemäß dU = -L * dI / dt berechnen.
Drei Zentimeter Leiterbahn haben eine Aufbau abhängige parasitäre Induktivität von ca. 20..30nH.
Werden 125A in 250ns geschaltet bedeutet dies eine Stromsteilheit von 500A/µs. (Auch 6..10kA/µs sind keine Seltenheit!). Bei 500/µs und 20nH entsteht in ''drei Zentimeter'' Leiterbahn bei ''jedem'' Schalten eine Selbstinduktionsspannung von -20nH·500A/1µs = ''-10V.''
Was das bedeutet, wenn die GS-Ansteuerspannung ''um'' 10V reduziert wird, kann sich sicher jeder denken, der Halbleiter schaltet überhaupt nicht mehr, oder wird ggf. im Linearbetrieb eingesetzt und damit sofort heiß bzw. zerstört. Des Weiteren verkraften die meisten, guten Treiber-ICs am Gateausgang eine Spannung von maximal 5V unter dem Bezugs-GND-Potential. Wird die Spannungsdifferenz etwas größer, tritt "magischer Rauch" aus, und wir brauchen wieder einen "neuen Timmy".

Das Thema der "parasitären Induktivitäten" begegnet uns wieder beim Thema ''"Niederinduktiver Aufbau zwischen Zwischenkreiskondensator und Leistungshalbleiter"''. Dort tritt eine vergleichbare Stromsteilheit auf, die Induktivität der Verbindungen zwischen Kondensator und Leistungsschalter ist jedoch höchsten größer, aber nicht so einfach zu beheben wie bei der [[Treiber]]-GND durch Anschluss an der richtigen Stelle.
{{Absatz}}

=== Begriffsdefinitionen: ===

;Stromsteilheit: dI/dt = Änderung des Stromes über der Zeit z.B. 100A in 1µs = 100A/µs

;PWM: [[Pulsweitenmodulation]]: Durch Variation des Verhältnisses der Ein- und Ausschaltzeit entsteht bei gleicher Grundfrequenz ein Rechtecksignal mit variablem Verhältnis der Ein =1 zur Aus = 0 Zeit. Dies nennt man auch das "Tastverhältnis". Dieses Signal kann auch zur Leistungssteuerung verwendet werden, indem z.B. eine 1000W Heizung die auf 400W laufen soll zu 40% ein-, und zu 60% ausgeschaltet ist. Mit dieser Ansteuerung können beliebige Signalformen realisiert werden, sofern eine für die Schaltfrequenz geeignete Filterung erfolgt. Beim Motor (H-Brücke oder Vollbrücke) wird diese Filterung durch die Induktivität der Motorwicklung erreicht, sodaß der Strom nur mehr einen kleineren Stromrippel in etwa in Form eines Dreiecks aufweist.

;Tastverhältnis: Das Verhältnis t_ein / (t_ein + t_aus) bezeichnet man als Tastverhältnis. (engl. Duty Cycle, daher oft abgekürzt DC, Achtung: bitte nicht mit Direct Current = Gleichstrom verwechseln). Das Tastverhältnis ist eine Zahl zwischen '0' und '1'.

;Brückenkurzschluss:
;Querstrom:
Dies wird meist verursacht durch gleichzeitiges oder überlappendes Schalten von HS- und LS-Schalter (oder einem defekten Schalter auf den "aufgeschaltet" wird). Moderne integrierte Treiber stellen durch eine intern erzeugte "Totzeit" sicher, daß dieser Fall des überlappenden Schaltens im Umschaltmoment nie eintritt. Bei einem Selbstbau-Treiber ist diese Funktionalität Pflicht.
Gibt es diese "Totzeit" nicht, oder liegt in einem der Leistungshalbleiter ein Defekt vor steigt der Strom Aufgrund der geringen Induktivität in einem solchen Lastkreis leicht auf mehrere 1000A, und kommt einem Kurzschluß der Leistungsquelle gleich. Wird ein solcher Kurzschluß wie üblich schnell abgeschaltet, zerstören die dabei entstehenden Überspannungen die Schalter meist sofort.

Im Kleinleistungsbereich (Modellbau) lassen sich auch brückenkurzschluss-sichere Endstufen aus emittergekoppelten Komplementärtransistoren aufbauen. So ähnlich wie bei Lautsprecher-Endstufen. Stichwort: "Digitale Komplementärendstufe mit Potenzialversatz", dies bietet jedoch schaltungstechnisch keinen wirklichen Vorteil. Eine "echte" Treiberstufe mit Totzeit - egal ob diskret aufgebaut (Laufzeitverzögerung mit RC), mit RCD-Bestückung am Gate, oder im Treiber-IC integriert - ist "State of the Art".

{{Absatz}}

=== Parallelschalten von Leistungstransistoren===

FETs und IGBTs lassen sich relativ einfach parallelschalten, wenn ein paar wenige Grundsätze beachtet werden:
# Jeder Transistor bekommt einen eigenen Gate-Vorwiderstand bzw. eine eigene R||RD Beschaltung (Gatebeschaltung).
# Die Leistungsanbindung an Drain und Source – hier zählt "mOhm" und "nH" - wird symmetrisch aufgebaut, ähnlich einem "hydraulischen Abgleich" bei Heizungssystemen.
# Die Schleife "Kondensator — FET — Kondensator" wird minimiert.
# Die Gatebeschaltung wird möglichst nahe am Gate- und Source-Anschluß angebracht und bezüglich Induktivität (Leitungslänge)bis auf ca +/-20% symmetriert. Die Zuleitung zu den Gatebeschaltungen ist unkritisch''er''.
# Jedes Bauteil wird bezüglich Spannungsfestigkeit und Stromtragfähigkeit mit größerer Sicherheitsreserve als sonst üblich dimensioniert, denn trotz der hier genannten Maßnahmen können Asymmetrieen auftreten.

Sollten auf den Gateleitungen Schwingungen zu beobachten sein, kann es helfen, in ''jede'' Verbindung von Gatetreiber-Source zum Sourceanschluß des Schalters je einen Widerstand zu integrieren. Der Wert kann ist stark vom geschalteten Strom abhängig, und kann in erster Näherung so dimensioniert werden, daß an diesem Widerstand eine Spannung von ca. 1V abfällt. Dieser Spannungsabfall wirkt einer steigenden Gatespannung entgegen, und reduziert damit dI/dt am jeweils schnellsten Transistor. Achtung auf die Verlustleistung dieses Widerstandes.
Sinnvoller ist jedoch das Design hinsichtlich parasitäer Induktivitäten und Kapazitäten zu prüfen und ggf zu optimieren.
{{Absatz}}

=== Kühlung der Leistungshalbleiter ===

[Anmerkung des Autors: Sollte ein Kenner dieses Thema (Falk?) die Zeit und Muse haben diesen Teil des Artikels '''sinnvoll''' in den wirklich schon guten Artikel [[Kühlkörper]] zu integrieren und hier zu verlinken, wäre ich dankbar ;-) die Zeit dafür habe ich im Moment nicht ]

Beim Betrieb von Leistungshalbleitern wird Wärme erzeugt. Dies geschieht sowohl im eingeschalteten Zustand, als auch bei jedem Ein- und Ausschalten.
Um eine Überhitzung und damit eine Zerstörung des Bauteiles zu verhindern muss diese Wärmeenergie entsprechend abgeführt werden. Ab einer Verlustleistung von ca. 1W ist es nicht mehr ausreichend wenn das Bauteil diese Energie nur abstrahlt, bzw. über Leitungen abführt. Am häufigsten werden diese Bauteile auf einen [[Kühlkörper]] geschraubt oder geklemmt, selten geklebt.

Sowohl die Oberfläche des Kühlkörpers als auch des wärmeerzeugende Bauteiles sind nicht eben und weisen eine gewisse Rauhigkeit auf. Dies bedeutet, dass sich die zwei Oberflächen nur punktuell berühren (meist nur mit wenigen Prozent der Gesamtfläche) und nicht auf der gesamten Fläche, für eine wirklsame Kühlung ist "Fläche" jedoch das "A und O".

Luft hat eine sehr schlechte Wärmeleitfähigkeit und die Luft, die zwischen den zwei Oberflächen liegt, verhindert eine Wärmeleitung zwischen den zwei Teilen sehr effektiv. Als Daumenwert kann man sagen, dass 1µm Luft in etwa einem absoluten Wärmewiderstand von ca. 1K/W entspricht... jedoch wird es sich nur in den seltensten Fällen nur um einen Mikrometer handeln, sondern meistens deutlich mehr.

====Wärmeleitmaterialien:====

Diese Materialien verbessern die thermische Anbindung zwischen einem Bauteil, das Wärme erzeugt, und dem Bauteil, das diese Wärme durch Wärmeleitung in ein Kühlmittel (Luft oder Wasser) abführt. Diese Materialien werden zwar "Wärmeleit" -Folie bzw. -Paste genannt, leiten die Wärme jedoch nicht besonders gut...aber immer noch um mindestens den Faktor 100 besser als Luft... und genau das ist der Grund, warum diese verwendet werden müssen. (Kupfer leitet Wärme um den Faktor 15400 besser als Luft) Die Pasten enthalten meist Öle bzw. Wachse und Fette als Bindemittel und zur besseren Wärmeleitung Metalloxide bzw. Metall- oder Kohlenstoffpartikel als wärmeleitende Füllstoffe.
Der "''vielfach'' punktuelle" Kontakt von Bauteil und Kühlkörperoberfläche ist für eine optimale Anbindung sehr wichtig, da über diese kleinsten Kontaktpunke sehr viel Energie abgeführt werden kann. Daher ist es bei Verwendung von Paste essentiell, die Paste "möglichst dünn" aufzutragen, und den Überschuß, der den direkten Kontakt von Bauteil und Kühlkörper möglicherweise verhindern könnte, herauszupressen. Die Paste soll nur die Luft dazwischen ersetzen, und nicht eine durchgehende Schicht erzeugen(!).

Besondere Beachtung finden die Wärmeleitfolien, die auf beiden Seiten eine thermisch leitfähige, wachsartige Beschichtung aufweisen. Diese Beschichtung schmilzt unter Wärmeeinwirkung auf und füllt die Spalten zwischen den Oberflächen besonders gut. Folien dieser Art werden ''Phase Change Material'' genannt. Auf Grund der Tatsache, daß das Material aufschmilzt, ist es erforderlich nach dem ersten Schmelzprozess den ursprünglich Anpressdruck des Bauteiles auf dem Kühlkörper durch nachspannen wieder herzustellen. Achtung: ''Vor'' dem Aufheizen und Nachspannen hat die Wärmeleitfähigkeit noch nicht die möglichen Minimalwerte erreicht. Zum Teil ist die Wärmeanbindung noch um Faktoren schlechter, daher beim ersten Einschalten noch nicht voll belasten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von verschiedenen Materialien:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Kommentar
|-
|Kupfer || 370 || schwankt zwischen ca. 350..400
|-
|Aluminium || 220 ||
|-
|Stahl || 50 || hochlegierte Stähle <20
|-
|Eisen || 80||
|-
|Silber || 430 ||
|-
|Zinn || 67 ||
|-
|Blei || 35||
|-
|Wärmeleitpasten || 3..10 ||
|-
|Luft || 0,024 ||
|-
|Wasser || 0,6||
|-
|Öl || 0,15||
|-
|}

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Isolierfolien. Wenn jemand gute und bezahlbare Folien findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
|-
! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
|-
|WÄRMELEITFOL.86/82 ROT ||6,5 ||100×;100×0,25mm || C|| 14€
|-
|}
;Hinweis: Die Wärmeleitfähigkeit von Folien bezieht sich ausschließlich auf die Folie selbst. Selbst unter besten Bedingungen wird man die genannten Werte nicht erreichen, da durch den Übergang vom Bauteil in die Folie und von dort in den Kühlkörper ein zusätzlicher Wärmewiderstand entsteht. Eine Verschlechterung von ca. 30% oder mindestens 0,5K/W bei einem TO220-Bauteil ist zu erwarten.

Hier eine Übersicht über die Wärmeleitfähigkeit von ''ausgewählten'' Wärmeleitpasten. Wenn jemand gute und bezahlbare Pasten findet/kennt, bitte hier mit allen Daten angeben, um dem Nutzer die Entscheidung zu erleichtern:

:{| class="wikitable" style="text-align:left"
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! Material || Wärmeleitfähigkeit [W/(m·K)] || Größe / Menge ||Bezugsquelle || ungefähre Kosten
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|Artic Silver ||8,9 || 3,5g || C || 13,95€
|-
|Standard Pasten auf Silikonbasis ||3,0|| 3g..150g|| C / Rei / ... || wenige €/g
|-
|}

Montagerichtlinien:
Die so beliebten Bohrungen in eine blanken Kühlfahne des Transistors wie z. B. beim TO-220 Gehäuse suggerieren eine fantastisch einfache Montierbarkteit. Wird die Schraube aber nur ein klein wenig zu fest angezogen, verformt sich das Kupfer der Kühlfahne und sorgt dafür, dass sich der Kunststoff umpresste Teil des Transistors ein klein wenig abhebt. Dies hat eine deutlich schlechtere Wärmeanbindung zur Folge. Die isolierte Bohrung bei vollständig umspritzten – nicht zu verwechseln mit auch auf der Rückseite isolierten – Bauteilen umgeht dieses Risiko, genauso wie der nachfolgende Montagevorschlag.
* Bei hohen Verlustleistungen ist zu empfehlen, das Bauteil gegenüber der Stelle aufzupressen, an der die Verlustleistung entsteht, also direkt auf dem Kunststoff des Transistors über dem Chip.
* Werden mehrere Bauteile parallel auf dem Kühlkörper montiert sollte zwischen den Bauteilen ''mindestend'' soviel Abstand vorgesehen werden, wie die Breite des Bauteiles beträgt. Dies vermindert die gegenseitige, thermische Beeinflussing der Bauteile und ermöglicht eine bessere Wärmeabfuhr
* Zur Montage mehrerer Bauteile eignet sich eine Metallschiene die direkt auf den Kunststoff drückt sehr gut. Zwischen ''jedem'' Bauteil ist ein Verschraubungspunkt vorzusehen, damit jedes Bauteil gleichmäßig aufgedrückt wird.
* Vor dem Aufbringen der Paste/Folie sowohl Bauteil als auch Kühlkörper mit Alkohol reinigen.
* Die Wärmeleitwerte für eine Paste beziehen sich auf eine meist nicht genannte aber trotzdem ''minimale'' Schichtdicke. Diese gelingt relativ reproduzierbar, wenn die Paste mit einem flachen Gegenstand (Rasierklinge, Lineal, ...) aufgebracht, verteilt und vorsichtig abgezogen wird, sodass nur eine ''dünne'' Schicht auf dem [[Kühlkörper]] verbleibt. Dies erfordert einige Übung. Paste aufhäufeln, Bauteil eindrücken und befestigen erzielt bei weitem nicht die optimale Kühlleistung.
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== Zusätzliche Hinweise ==

Anregungen oder Fragen auch gerne per Email an [http://www.mikrocontroller.net/user/show/powerfreak Powerfreak]. Dieser Artikel kann dadurch regelmäßig erweitert und ggf. durch ein FAQ ergänzt werden.
{{Absatz}}

== Siehe auch ==
* [[Mosfet-Übersicht]]
* [[IGBT]]
* [[FET]]
* [[TRIAC]]
* [[Kühlkörper]]
* [[Zwischenkreiskapazität]]
* [[Treiber]]

[[Kategorie:Bauteile]]
[[Kategorie:!Hauptkategorie]]
[[Kategorie:Leistungselektronik]]