Guten Morgen, ich bin grad dabei einen TP-Filter für meinen ADC zu dimensionieren, habe aber irgendwie das Gefühl, dass das so nicht richtig sein kann. Wäre also Dankbar für Hilfe und Korrektur bzw Verbesserungsvorschläge. Eckdaten: ADC Samplingrate: 500 ksps 12 Bita Auflösung Signal: periodisches Signal mit unbestimmter Form bei 25 kHz Eingangswiderstand des ADC: 2MOhm Das Signal wird mit einem OPV vorverstärkt und gemäß dem ADC-Sapnnungsbereich angepasst. Ich hatte gelesen, dass der Widerstand etwa 1/10 des Widerstandes für die nächste Stufe sein sollte (in dem Fall der ADC mit 2MOhm ?), daher habe ich R_tp=200 kOhm angenommen. Die Grenzfrequenz habe ich aus der halben Samplerate des ADC abgeleitet. mit C=1/(2*pi*fg*R) komme ich allerdings auf einen gefühlt sehr kleinen Kondensator. ( 1 / 2pi * 250.000 Hz * 200.000 Ohm = 3,1*10^-12 F) Ist das so wirklich richtig, demnach wäre der Kondensator 3,1pF groß... Würde sich eventuell ein anderer Filter (bei Verhältnismäßig ähnlichem Aufwand) eher lohnen? Danke im Vorraus, Kai
Kai schrieb: > Ich hatte gelesen, dass der Widerstand etwa 1/10 des Widerstandes für > die nächste Stufe sein sollte Das ist eine Faustregel für max. Ausgangsimpedanz bei Spannungsanpassung. Weniger ist in dem Fall also besser, damit dem ADC eine kurzzeitig möglichst stabile Quelle zur Verfügung steht.
Kai schrieb: > Die Grenzfrequenz habe ich aus der halben Samplerate des ADC abgeleitet. bedenke das der Pegel hinter dem Tiefpass bei der Samplingfrequenz in deinem Fall um 72db abgefallen sein muss ( wegen den 12 Bit). Sonst verltzte man die Shannonregel und bekommt Geistersignale. Ein Tiefpass mit 72db/Oktave zu bauen ist schon sportlich. Insbesonders dann wenn es im Durchlassbereich nur vernachlässigbare Gruppenlaufzeitverzerrungen erzeugen soll, was wichtig wäre, wenn der Signalverlauf unverfälscht verarbeitet weren soll, wie bei einen Oszillograf. Wenn du die Grenzfrequenz statt bei 250KHz wesentlich früher ansetzen könntest, wil einfach keine so schnelle Signale wichtig sind, würde sich das Tiefpassproblem entsprechend entschärfen. Ralph
> ADC Samplingrate: 500 ksps 12 Bita Auflösung Signal: periodisches Signal mit unbestimmter Form bei 25 kHz Eingangswiderstand des ADC: 2MOhm Typbezeichnung des ADCs? > Ich hatte gelesen, dass der Widerstand etwa 1/10 des Widerstandes für die nächste Stufe sein sollte (in dem Fall der ADC mit 2MOhm ?), daher habe ich R_tp=200 kOhm angenommen. Absoluter Blödsinn. Der ADC will so niederohmig wie möglich angesteuert werden.
In diesem Fall ist es zweckmäßigerweise einen Sigma Delta ADC einzusetzen, da man in diesem Fall mit Oversampling arbeiten kann und ein internes Dezimationsfilter einsetzen kann. Das erleichtert die Realisierung des Tiefpaß Filters. Hier einige Ressourcen dazu: http://home.mit.bme.hu/~kollar/IMEKO-procfiles-for-web/tc4/TC4-11st-Lisbon-2001/Imeko%202001%20Full%20Papers%20Directory/imeko-135.pdf http://ecad.tu-sofia.bg/et/2005/pdf/Paper145-A_Kuncheva.pdf http://www.ti.com/lit/an/sbaa230/sbaa230.pdf
> ich bin grad dabei einen TP-Filter für meinen ADC zu dimensionieren, Halleluja, preiset den Herrn. Endlich mal einer der sich Gedanken macht und nicht einfach nur einen Arduinomurks irgendwo dran pappt. :-) > Eingangswiderstand des ADC: 2MOhm Ueberraschend hoch. Bist du da auch ganz sicher? > Ich hatte gelesen, dass der Widerstand etwa 1/10 des Widerstandes für > die nächste Stufe sein sollte (in dem Fall der ADC mit 2MOhm ?), daher > habe ich R_tp=200 kOhm angenommen. Das ist Misst. Du hast doch dann einen Spannungteiler. Idealerweise sollte der einen Fehler haben der kleiner ist wie das kleinste Bit das du sinnvoll messen willst. In der Realitaet bemuehe dich eher mit dem Ausgangswiderstand einen OPs da rein zu gehen. Also mit wenigen Ohm. > Würde sich eventuell ein anderer Filter (bei Verhältnismäßig ähnlichem > Aufwand) eher lohnen? Du musst an deiner Samplingfrequenz das Signal um 12bit * 6db = 72db abschwaechen. Wenn du also nur einen RC Filter mit 6db/Octave verwenden willst dann muss die Grenzfrequenz entsprechend niedrig liegen. Du kannst natuerlich auch einen aktiven Filter verwenden. Dabei sind Filter 2 und 4.Ordnung noch gut beherrschbar. Bei aktiven Filter beachte das es da verschiedene Typen mit stark unterschiedlichen Eigenschaften gibt. Du musst dann den fuer deine Applikation passenden aussuchen. Olaf p.s: Und halte dich von HF-Entwicklern fern. Die glauben das 3dB Ripple total wenig ist. :-D
Siehe auch hier: https://training.ti.com/designing-delta-sigma-adcs-system-design-considerations-optimize-performance
Olaf schrieb: > Ueberraschend hoch. Bist du da auch ganz sicher? Selbst für den ADC im alten ATMega8 werden typ. 100 MOhm (!) Eingangswiderstand angegeben. Ist jetzt also nicht so ungewöhnlich. Wie o.a. empfiehlt es sich aber immer, ihn so niederohmig wie möglich anzusteuern. Ein OpAmp als aktiver Tiefpass kann also sehr sinnvoll sein.
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Kai schrieb: > Guten Morgen, > > ich bin grad dabei einen TP-Filter für meinen ADC zu dimensionieren, > habe aber irgendwie das Gefühl, dass das so nicht richtig sein kann. > Wäre also Dankbar für Hilfe und Korrektur bzw Verbesserungsvorschläge. https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-AP56003_ADC_Analog_Aspects-AN-v01_00-EN.pdf?fileId=5546d46269bda8df0169c9ee062d23a6 ab p.22 ff
Kai schrieb: > mit C=1/(2*pi*fg*R) komme ich allerdings auf einen gefühlt sehr kleinen > Kondensator. ( 1 / 2pi * 250.000 Hz * 200.000 Ohm = 3,1*10^-12 F) Die Rechnung ist richtig, der Ansatz falsch. 1. Der Quellwiderstand soll maximal 1/10 des Eingangswiderstands sein, je kleiner, desto besser. Es ist die Faustformel für die obere Grenze, die sicherlich auf den speziellen Anwendungsfall angepasst werden muss. 2. du berechnest die Grenzfrequenz des TP für fa/2. Damit ist dort die Dämpfung nur 3dB, du solltest aber für 12Bit 6dB/Bit*12Bit = 72dB haben - zumindest sollte dein Signal so viel unter der Vollaussteuerung liegen. Wenn dein Signal schon nur 25kHz hat, dann lass auf jeden Fall den TP knapp darüber beginnen. So hoch, dass er dein Signal noch nicht (verfälschend) dämpft, aber so niedrig, dass er bei 250kHz die dort noch vorhandenen Signalanteile auf <-72dB unter Vollaussteuerung bringt. Es wird dazu möglicherweise ein Tiefpass 2. Ordnung notwendig sein, denn ein RC-Glied (TP 1. Ordnung) für z.B. 30kHz hat bei 240kHz erst 60dB Dämpfung. Ein aktiver TP wäre noch besser, da er einen sehr niedrigen Quellwiderstand besitzt.
Matthias S. schrieb: > Selbst für den ADC im alten ATMega8 werden typ. 100 MOhm (!) > Eingangswiderstand angegeben. Aber nur statisch. Bei bis 250kHz ist der Eingangswiderstand deutlich niedriger. Kai schrieb: > Eingangswiderstand des ADC: 2MOhm Was sagt denn das Datenblatt über die max. Quellimpedanz des zu messenden Signals? Kai schrieb: > Ich hatte gelesen, dass der Widerstand etwa 1/10 des Widerstandes für > die nächste Stufe sein sollte Klar, mal wieder Daumenregel ohne Nachdenken oder wenigstens rechnerisch abschätzen. Bei 10% Fehler ist das ok. Aber dann brauchst du nur ein 4 Bit Wandler. Bei einem 12 Bit Wandler sollte der Fehler deutlich besser als 0,1% sein. Selbst dann sind die beiden letzten Bits schon im Fehlerbereich.
Hallejulia, danke für die ganzen Beiträge, da macht man sich echt Gedanken und verzweifelt schon fast, aber dann kommt ihr :) . Die ganzen Verlinkungen schaue ich mir gleich einmal an. Ach 2 MOhm, was schreib ich da - ich war da wohl noch mit den Gedanken beim vorgeschaltetetn OPV. Diesen ADC habe ich in Verwendung: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/adc122s706.pdf Aber irgendwie finde ich in dem Datenblatt grad Angabe zum Innenwiderstand? Eigentlich würde ich das ganze gerne mit einem passiven Filter lösen, stoße aber immer wieder auf die Vorezüge eines Sallekey - Lowpass (Butterworth) Filter. Hab die Dimensionierungen mit AktivFilter3.3 berechnet und anschliend in LTSpice simuliert und mir die FFT des Eingangs(*) und Ausgangssignal anzeigen lassen. Ich finde das Singal schaut doch ganz passabel aus. *Das Eingassignal besteht aus einem sauberen Sinus 2V, 25 kHz, das parallelgeschaltete Störsignal habe ich auf 600kHz und 0.2V gestellt Was meint ihr dazu ?
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Hier ein Screenshot auf LTSpice zu dem Sallenkey - Lowpass (Butterworth) Filter
Kai schrieb: > Was meint ihr dazu ? Dass da ein ordentlicher Teil von dem 600 kHz Sinus in deinem digitalen Signal wiederzufinden sein wird. Die 12 Bit erreichst du damit nicht. Siehe: Ralph B. schrieb: > bedenke das der Pegel hinter dem Tiefpass bei der Samplingfrequenz in > deinem Fall um 72db abgefallen sein muss ( wegen den 12 Bit). Sonst > verltzte man die Shannonregel und bekommt Geistersignale. oder: Olaf schrieb: > Du musst an deiner Samplingfrequenz das Signal um 12bit * 6db = 72db > abschwaechen.
Du hast zum statischen Innenwiderstand des ADCs ja immer noch den S&H Kondensator, der bei jeder Messung umgeladen wird. Dürfte bei diesem ADC DELTA_C_INA sein. Also 17pF. Bei 1MHz Samplefrequenz entspricht ein geschalteter 17pF Kondensator einem Zusätzlichen Widerstand von 58kOhm. Wenn Du die 12Bit haben willst, sollte ein Vorgeschalteter Widerstand max. 12Ohm haben. Oder ein C min. 68nF. Bei diesem ADC hast Du kein MUX und der S&H Kondensator wird immer wieder vom gleichen Kanal aufgeladen. Deshalb sieht es nicht ganz so schlimm aus.
Kai schrieb: > Hier ein Screenshot auf LTSpice Man schaltet keine Spannungsquellen parallel, auch nicht in Spice :-) Hier solltest du die beiden Quellen in Reihe schalten. Aber grundsätzlich: offenbar hast du die Grenzfrequenz auf 250kHz ausgelegt. Das ist nicht zielführend, denn dort hast du dann nur 3dB Dämpfung - du brauchst aber über 70dB (ev. weniger, je nach Restsignalanteile in dem Bereich)! Außerdem ist dein OP mit 1,6MHz GBW viel zu langsam. Aktive Filter haben hohe Anforderungen an die GBW des OPAs. Für deine Dimensionierung müsste der etwa 25MHz GBW haben ...
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Okay, das ist der erste Filter den ich überhuapt für eine Schaltung Plane / Simuliere, dachte das sieht auf den Screenshots schon ganz gut aus... Ich hab mich nochmal hingesetzt und mit FilterPro von Texas Instruments geschaut, was mit überschaubaren Aufwand so möglich wäre. Rausgekommen ist ein Filter 6 Ordnung (3x Sallen Key, Butterworth in Serie s.Anhang 1). Was meint ihr dazu ? Da ich den ADC extra so gewählt habe, dass zum exakt selben Zeitpunkt gemessen werden kann, ist das natürlich blöd, dass ich mir durch den Filter eine Phasenverschiebung einhole. Habt ihr vielleicht eine Idee wie das üblicher weise kompensiert wird? HildeK schrieb: > Man schaltet keine Spannungsquellen parallel, auch nicht in Spice :-) das ging jetzt in dem Moment schneller, aber du hast natürlich recht, in echt mache ich das natürlich nicht :) Und danke für den Hinweis für den Opamp, ich hatte den nur schnell ausgewählt ohne auf die GBW zu achten, für die Schaltung wird später ein anderer Opamp verwendet.
Ist das eine Audio Anwendung? Wenn ja, welche Vorstellungen hat man bezüglich Dynamikbereich, Slew Rate und die üblichen Verzerrungsmöglichkeiten (Nicht-Linear und Intermodulation) in den OPVs? Für High-End Audio wäre es nützlich auch die speziellen Audio OPVs dafuer zu begutachten. Auch sind balancierte Verbindungen zum ADC (mit solchen Eingängen) hier günstiger weil man dann Common Mode Noise besser unterdrücken kann. http://www.ti.com/amplifier-circuit/op-amps/audio/overview.html http://www.ti.com/audio-ic/converters/adc/overview.html?keyMatch=Audio%20ADCs&tisearch=Search-EN-Everything
HildeK schrieb: > denn > ein RC-Glied (TP 1. Ordnung) für z.B. 30kHz hat bei 240kHz erst 60dB > Dämpfung. TP 1. Ordnung hat 6 dB pro Oktave, also bei drei Oktaven 18 dB. 60 dB hat's erst nach drei Dekaden bei 30 MHz.
Zinnohr schrieb: > Ist das eine Audio Anwendung? Wenn ja, welche Vorstellungen hat man > bezüglich Dynamikbereich, Slew Rate und die üblichen > Verzerrungsmöglichkeiten (Nicht-Linear und Intermodulation) in den OPVs? Nein leider nicht, es geht um ein Messsystem welches eine anliegende Spannung an einer Spule messen muss.
Martin H. schrieb: > TP 1. Ordnung hat 6 dB pro Oktave, also bei drei Oktaven 18 dB. 60 dB > hat's erst nach drei Dekaden bei 30 MHz. Oh ja, da hast du natürlich recht. Danke für die Korrektur. Das macht es für den TO aber erst recht nicht besser.
Wie Stark das Filter bei der Nyquistgrenze dämpfen muss hängt vom Signal ab. Je nach Anwendung kann man mit einiges weniger als -72 dB bei 250 kHz auskommen. Das Eingangsspektrum auch bereits einiges an Dämpfung haben. Die Grenzfrequenz bei 250 kHz ist aber schon mal falsch, die sollte in aller Regel niedriger liegen - wie weit hängt vom Signal ab. Je dichter man an die Grenze heran geht, desto aufwändiger muss das Filter werden. Ich würde eher vom Signal ausgehen, danach die ein passendes Filter wählen und dann sehen wie schnell der ADC sein muss. Heute ist ein schnellerer ADC und dann etwas oversampling + digitale Filterung oft einfacher als ein sehr steiles analoges Filter.
Kai schrieb: > Eckdaten: > ADC Samplingrate: 500 ksps 12 Bita Auflösung > Signal: periodisches Signal mit unbestimmter Form bei 25 kHz Mach doch mal 'ne Abschätzung: Welchen Pegel bei welcher Frequenz haben mögliche Signalanteile > 250 kHz? Wenn die nicht mit Full-Scale reinhauen, dann müssen sie auch nicht mit 72 dB gedämpft werden. z.B ein 50/50 Rechteck oder ein Sägezahn mit 25 kHz Grundfrequenz hat bei 250 kHz bereits über 20 dB weniger Amplitude.
Kai schrieb: > Da ich den ADC extra so gewählt habe, dass zum > exakt selben Zeitpunkt gemessen werden kann, ist das natürlich blöd, > dass ich mir durch den Filter eine Phasenverschiebung einhole. Habt ihr > vielleicht eine Idee wie das üblicher weise kompensiert wird? Und wo kommen dann die hochfrequenten Störungen her? Wenn die Phasenlage so wichtig ist, wirst du mit keinem Filter richtig glücklich. Bessel haben zwar geringere Gruppenlaufzeitverzerrungen, aber eben auch eine Grundlaufzeit. Alternativ: wenn du zwei Signale vergleichen willst, wäre noch eine Möglichkeit, beide mit dem gleichartigen Filter zu filtern. Oder dafür zu sorgen, dass keine Störeinflüsse auf das System wirken und du gar kein Filter nehmen musst.
Kai schrieb: > es geht um ein Messsystem welches eine anliegende > Spannung an einer Spule messen muss. Langsam wird's mit der Pizza, zur Diavola fehlen jetzt noch die Peperoni... ;) Hinweis an Kai: bitte keine Salamitaktik in Scheiben, macht es den Helfern schwer, leg die Wurst komplett auf den Tisch.
Lurchi schrieb: > Ich würde eher vom Signal ausgehen, danach die ein passendes Filter > wählen und dann sehen wie schnell der ADC sein muss. Heute ist ein > schnellerer ADC und dann etwas oversampling + digitale Filterung oft > einfacher als ein sehr steiles analoges Filter. Ja das stimmt, allerdings setzen mir die Rahmenbedingungen diese Grenzen, dass kein anderer ADC in Frage kommt (SPI Interface des Raspi ist nicht schneller). Zumal die Spannung an 2 Punkten exkt zur gleichen Zeit gemessen werden muss ist dann die Auswahl des ADC schon in Stein gemeißelt. Martin H. schrieb: > Mach doch mal 'ne Abschätzung: Welchen Pegel bei welcher Frequenz haben > mögliche Signalanteile > 250 kHz? Wenn die nicht mit Full-Scale Das ist stark von der jeweiligen Messung abhängig, ich denke dass ich die Simulation und das vorhandene Spektrum in Matlab recht einfach besorgen könnte was aber wenn dann erst Ende nächster Woche etwas wird. Im Grunde geht es erst einmal um eine Rauschunterdrückung. Es ist durchaus möglich, dass es Spikes geben wird , dies sollten sicherlich aber 20 db niediger sein. Wirklich konkretes kann ich aber derzeitg leider wirklich nicht sagen. HildeK schrieb: > Alternativ: wenn du zwei Signale vergleichen willst, wäre noch eine > Möglichkeit, beide mit dem gleichartigen Filter zu filtern. Gute Idee!, das werde ich auf jeden Fall mal ausprobieren und schauen wie das aussieht, danke dir. Martin H. schrieb: > Hinweis an Kai: bitte keine Salamitaktik in Scheiben, macht es den > Helfern schwer, leg die Wurst komplett auf den Tisch. Ich lese das hier immer wieder, dabei habe ich kein Problem darüber zu sprechen wozu der Aufbau eigentlich dient :) Letztendlich sind 2 Spulen um einen Eisenring gewickelt (Primärspule und Sek. Spule). An der Primärspule wird ein Strom induziert, an der Sek Spule wird die Spannung abgegriffen. Der Strom (Messung mittels Rogowskispule) als auch die Spannung soll zum gleichen Zeitpunkt gesamplet werden. Die Spannugnen können zwischen >0.01 V als auch 40 V groß sein. Diesbezüglich kümmert sich ein inv. Differenzverstärker mit umschaltrbaren Widerständen um die Verstärkung und die Anpassung an 0-33V für den ADC. Dies Signal soll bevor der ADC es bekommt noch gefiltert werden. Falls interesse besteht, kann ich den Schaltplan hier hochladen.
Martin H. schrieb: > Hinweis an Kai: bitte keine Salamitaktik in Scheiben, macht es den > Helfern schwer, leg die Wurst komplett auf den Tisch. Ja, das kam mir inzwischen auch in den Sinn. - Anwendung kein Audio, daran haben mehrere gedacht. - zwei Signale zu wandeln, die keine Phasenverschiebung zueinander haben dürfen. - das Nutzspektrum ist auch nicht vollständig klar. Es ist offenbar kein Sinus, sondern hat eine Periode mit 25kHz, aber beliebige Signalform dazwischen. Gut, die Info wäre schon aus dem Eingangspost zu entnehmen gewesen. Damit dürften dann die 25kHz deutlich überschritten werden, was bei der Dimensionierung des Filters berücksichtigt werden muss. - unbekannte Störeinflüsse, die vielleicht auch auf anderem Wege behoben werden können. Kai schrieb: > Im Grunde geht es erst einmal um eine Rauschunterdrückung. Es ist > durchaus möglich, dass es Spikes geben wird , dies sollten sicherlich > aber 20 db niediger sein. Wirklich konkretes kann ich aber derzeitg > leider wirklich nicht sagen. Warum ist die Filterung nur bei der Spannungsmessung notwendig? Was ist an der Strommessung soviel besser? Sind für diese Anwendung wirklich 12Bit AD-Auflösung erforderlich? Weniger hieße auch weniger Anforderung an ein Filter. Lurchi schrieb: > Heute ist ein > schnellerer ADC und dann etwas oversampling + digitale Filterung oft > einfacher als ein sehr steiles analoges Filter. Das ist zwar richtig, löst aber das Problem der endlichen Gruppenlaufzeit nicht. Die hat auch ein digitales Filter.
HildeK schrieb: > Warum ist die Filterung nur bei der Spannungsmessung notwendig? Was ist > an der Strommessung soviel besser? Sind für diese Anwendung wirklich > 12Bit AD-Auflösung erforderlich? Weniger hieße auch weniger Anforderung > an ein Filter. An der Primärspule liegt ein vorgegebenes Sinussignal an. Somit muss in dem Fall "nur" das Rauschen durch die Rog. Spule gefiltert werden. An der sek. Seite ist Signal leider kein Sinus oder sonst weiter bekannt. Nur eben in der Periodendauer und U_max bzw U_min.
HildeK schrieb: > Lurchi schrieb: >> Heute ist ein >> schnellerer ADC und dann etwas oversampling + digitale Filterung oft >> einfacher als ein sehr steiles analoges Filter. > > Das ist zwar richtig, löst aber das Problem der endlichen > Gruppenlaufzeit nicht. Die hat auch ein digitales Filter. Digitale Filter haben auch Gruppenlaufzeit usw., aber beim Digitalen Filter ist die Laufzeit bekannt, stabil und für beide Kanäle gleich. D.h. man kann sie berücksichtigen und wenn nötig korrigieren. Ein vorgegebenes Sinussignal spricht schon mal dafür, dass man sehr wenig Störungen > 200 kHz hat. Für den Kanal bräuchte man an sich wohl nur wenig Filter. Aus Symmetrie-gründen wird man ggf. trotzdem noch filtern. Ein Rogowski spule kann schon mehr höherfrequente Störungen einfangen, muss aber nicht. Filter bei rund 100 kHz Grenzfrequenz sind gerade so im ungünstigen Bereich, wo aktive Filter mit OP nicht mehr so einfach sind, aber passive LC filter noch nicht so einfach sein weil die Induktivitäten relativ groß sind.
Olaf schrieb: > > Du musst an deiner Samplingfrequenz das Signal um 12bit * 6db = 72db > abschwaechen. Kurze Frage dazu. Wieso ist das so, wie wurde das hergeleitet?
Ali K. schrieb: >> Du musst an deiner Samplingfrequenz das Signal um 12bit * 6db = 72db >> abschwaechen. > > Kurze Frage dazu. > Wieso ist das so, wie wurde das hergeleitet? Naja, das ist der ideale Eingangsfilter, welche alle Signalanteile > fs/2 auf weniger als ein LSB des ADC dämpft, damit keinerlei Aliasing entsteht (Shannon-Nyquist Kriterium). Streng genommen ist die Aussage oben nicht ganz korrekt, die Dämpfung muss schon bei fs/2 bei 72dB angekommen sein!
Falk B. schrieb: > Ali K. schrieb: >>> Du musst an deiner Samplingfrequenz das Signal um 12bit * 6db = 72db >>> abschwaechen. >> >> Kurze Frage dazu. >> Wieso ist das so, wie wurde das hergeleitet? > > Naja, das ist der ideale Eingangsfilter, welche alle Signalanteile > > fs/2 auf weniger als ein LSB des ADC dämpft, damit keinerlei Aliasing > entsteht (Shannon-Nyquist Kriterium). Streng genommen ist die Aussage > oben nicht ganz korrekt, die Dämpfung muss schon bei fs/2 bei 72dB > angekommen sein! So ganz verstehe ich es noch nicht. Ich dachte, dass Shannon-Nyquist Kriterium besagt, dass das zu abzutastende Signal mit einer maximalen Frequenz von fmax mindestens mit der doppelten Abstandfrequenz abgetastet werden muss, um es rekonstruieren zu können. Was ist aber für den Fall, wenn das zu abzutastende Signal z.B. bei 1kHz liegt und man aber mit 1MHz abtastet? Muss der Eingangsfilter dann bei 500kHz oder bei 2kHz die Dämpfung bei 72dB haben?
Ali K. schrieb: >> Naja, das ist der ideale Eingangsfilter, welche alle Signalanteile > >> fs/2 auf weniger als ein LSB des ADC dämpft, damit keinerlei Aliasing >> entsteht (Shannon-Nyquist Kriterium). Streng genommen ist die Aussage >> oben nicht ganz korrekt, die Dämpfung muss schon bei fs/2 bei 72dB >> angekommen sein! > > So ganz verstehe ich es noch nicht. > Ich dachte, dass Shannon-Nyquist Kriterium besagt, dass das zu > abzutastende Signal mit einer maximalen Frequenz von fmax mindestens mit > der doppelten Abstandfrequenz abgetastet werden muss, um es > rekonstruieren zu können. Ist auch so. Das heißt aber, daß keine höherfrequenten Anteile im Signal sein dürfen. Um das sicher zu stellen, gibt es den Eingangsfilter. > Was ist aber für den Fall, wenn das zu abzutastende Signal z.B. bei 1kHz > liegt und man aber mit 1MHz abtastet? Ja was wohl? Kann man mit einem 40 Tonner auch einen Sack Zement transportieren? > Muss der Eingangsfilter dann bei 500kHz oder bei 2kHz die Dämpfung bei > 72dB haben? 500kHz
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