Hallo liebes Forum.
Momentan beschäftige ich mich mit dem Bau eines synchronen
Tiefsetzstellers von 48V nach 12V mit P_out von ca. 140W.
Die Wahl fiel auf einen LT3800 von Linear. Bei der Simulation mit
SwitcherCad ist mir momentan etwas sehr unklar:
Wie kommen wie die extremen Ströme beim Kommutieren des Stromes von
Q2/D2 nach Q1 zu Stande? Veralbert mich die Simulation oder habe ich in
der Schaltung irgendetwas vergessen oder falsch verstanden? Also
eigentlich habe ich ja nur das Beispiel von Linear bzgl.
Eingangsspannung und Strom angepasst... ratlos
Ich wäre für Eure Hilfe sehr, sehr dankbar.
Viele Grüße,
dreandas
> Wie kommen wie die extremen Ströme beim Kommutieren des Stromes von> Q2/D2 nach Q1 zu Stande?
Entweder sind beide MOSFETs gleichzeit eingeschaltet, oder man sieht
hier den Reverse-Recovery Strom der Diode.
Zeichne mal die Strom von Q2 und D2 einzeln auf und zoome den
interessanten Bereich größer. Zusätzlich solltest Du dir die
Gate-Signale anschauen.
Dann müsste man schon erkennen können, wo der Fehler liegt.
Durch des Spannungssprung von 48V müssen natürlich auch die an dem
Knoten liegenden (parasitären) Kapazitäten der Diode und der Mosfets
umgeladen werden, das ist der Strompuls. Mit c4 hat das nichts zu tun,
der ist durch L1 vom Sprung abgekoppelt.
U. B. schrieb:> Keine / zu kleine Totzeit beim Schalten zwischen Q1-Q2 ?>> Rückwärtserholzeit von Q2 ?>> Eventuell Q2 "langsamer" einschalten ( Gatewiderstand ) ?
Die Totzeit (laut Datenblatt 150ns) ist beim LT3800 leider nicht im
Treiber einstellbar. Werde es jetzt mal mit R_G beim Bottom-FET
ausprobieren.
Danke.
Johannes schrieb:>> Wie kommen wie die extremen Ströme beim Kommutieren des Stromes von>> Q2/D2 nach Q1 zu Stande?>> Entweder sind beide MOSFETs gleichzeit eingeschaltet, oder man sieht> hier den Reverse-Recovery Strom der Diode.>> Zeichne mal die Strom von Q2 und D2 einzeln auf und zoome den> interessanten Bereich größer. Zusätzlich solltest Du dir die> Gate-Signale anschauen.>> Dann müsste man schon erkennen können, wo der Fehler liegt.
Nach Abschalten der Gatespannung an Q2 beginnt die Kommutierung von Q2
nach D2 und dann schaltet auch schon Q1 zu. Hänge mal das
Simulationsergebnis mit an.
Andreas S. schrieb:> U. B. schrieb:>> Keine / zu kleine Totzeit beim Schalten zwischen Q1-Q2 ?>>>> Rückwärtserholzeit von Q2 ?>>>> Eventuell Q2 "langsamer" einschalten ( Gatewiderstand ) ?>> Die Totzeit (laut Datenblatt 150ns) ist beim LT3800 leider nicht im> Treiber einstellbar. Werde es jetzt mal mit R_G beim Bottom-FET> ausprobieren.
Habe jetzt für das Einschalten von Q1 mal einen Vorwiderstand von 220R!
eingefügt und das reduziert die Stromspitze sehr deutlich. Aber 220R als
Gatewiderstand das ist doch Wahnsinnig viel?
Gibt hier evtl. noch eine elegantere schaltungstechnische Lösung?
Vielen Dank schon mal an Euch für die Ideen und Hilfe!
OK, man sieht hier den Recovery-Strom, den die Diode braucht, um
vollständig zu sperren bzw. den Strom, der durhc die Diodenkapazität
fließt.
In der Praxis ist dieser Strom niedriger, weil man da immer auch
Induktivitäten im Spiel sind. Du kannst jetzt entweder langsamer
schalten durch einen Gate-Widerstand oder mal versuchen, eine
Induktivität einzubauen.
Das Problem mit den Induktivität ist aber, dass es dann zu Schwingunen
kommen kann und die Simulation dadurch sehr langsam wird.
Nach meiner Erfahrung tut man sich bei solchen Simulationen am
leichtesten, wenn man mit idealen Bauteilen simuliert:
- Den Transistor durch einen Schalter (SW) ersetzen mit negativer
Hysterese,
dann entsteht ein fliesender Übergang von off nach on.
- Die Diode durch eine Diode ersetzen mit Epsilon, so dass die auch
einen
weichen Übergang macht.
Damit sieht man dann zwar einige Effekte nicht, die man in der Realität
hat, aber die sind sowieso stark Abhängig vom Layout und
Bauteileigenschaften, die man nicht wirklich simulieren kann.
Der Vorteil ist, dass die Simulation wesentlich besser läuft und man
kann sich auf das konzentrieren, was man wirklich sehen möchte.
> Aber 220R als> Gatewiderstand das ist doch Wahnsinnig viel?
Grössenordnung 100 Ohm ist auch für grössere FET durchaus möglich.
Am besten aufbauen, dann oszilloskopieren und Leerlaufverluste der
Schaltung ( also ohne Last ) in Abhängigkeit vom Gatewiderstand
beobachten.
Ich stelle mir gerade die Frage, welche Eigenschaften die verwendeten
Mosfets haben sollten, damit man schon rein von der "Theorie" her gut
ins Rennen geht.
Wäre folgender Gedankengang richtig:
C_gs groß damit das Schalten etwas länger dauert
C_gd klein damit durch großes d_id/d_t U_gs nicht beeinflusst wird
R_ds(on) möglichst klein
Ja und jetzt die Preisfrage ob es sowas in der Art überhaupt gibt gerade
bei der Abhängigkeit von C_gs und C_gd habe ich keine Erfahrung...
Nachtrag: Ich hab mir deine Kurven gerade nochmal angeschaut, der hohe
Strom-Peak fließt nicht in der Schottky-Diode D2 sondern in Q2.
Das kommt daher, dass im Mosfet die Body-Diode auch leitfähig ist
(parallel zu D2) und diese Diode ist deutlich langsaer als die
Schottky-Diode. Du könntest mal zum Test eine Diode mit einer noch
kleineren Vorwärtsspannung simulieren, dann sollte der Peak kleiner
werden
> Ich stelle mir gerade die Frage, welche Eigenschaften die verwendeten> Mosfets haben sollten, damit man schon rein von der "Theorie" her gut> ins Rennen geht.
Wie meinst Du das jetzt? Der Mosfet sollte eigentlich möglichst schnell
schalten, der ist nicht das Problem, sondern die Body-Diode.
> Wäre folgender Gedankengang richtig:> C_gs groß damit das Schalten etwas länger dauert
Wenn man langsam schalten möchte, dann schon. Dadurch macht man aber
größere Schaltverluste, was eher nicht gewünscht ist.
> C_gd klein damit durch großes d_id/d_t U_gs nicht beeinflusst wird
Nicht di/dt ist das Problem, sondern du/dt. Wenn du aber langsam
schalten möchtest, sollte C_gd eher größer sein.
> R_ds(on) möglichst klein
Das hat mit dem Schaltvorgang eigentlich nichts zu tun. Prinzipiell ist
ein kleiner Widerstand schon gut, aber gerade bei sehr hohen
PWM-Frequenzen sind oft die Schaltverluste größer als die ohmschen
Verluste, so dass sich das relativiert.
> Wie meinst Du das jetzt? Der Mosfet sollte eigentlich möglichst schnell> schalten, der ist nicht das Problem, sondern die Body-Diode.
Hallo Johannes,
vielen Dank für Deine ausführliche Antwort. Das die langsame
Schaltgeschwindigkeit für die Schaltverluste kontraproduktiv ist, war
mir bewusst. Ich meinte die Frage eher in Richtung: "Bevor ich mit R_G
rumspiele, könnte man ja auch einen langsamen FET nehmen mit wenig
R_ds(on)" Also quasi Optimum zw. Schalt- und Durchlassverlusten.
Der Hinweis mit dem Q_rr der Bodydiode hat mir gerade die Augen geöffnet
und das ist auch des "Rätsels" Lösung. Man sieht manchmal einfach den
Wald vor lauter Bäumen nicht. Habe gerade einmal Q2 deaktiviert und
siehe da die Speicherladung von D2 ist so klein, das man quasi kein/kaum
eine Stromspitze sieht.
Prima! Ich danke Dir!
Hallo Andreas,
ich kann bei der originalen LT-Schaltung Deine Stromspitzen so nicht
nachvollziehen. Setz mal eine Ferrit Bead, 47nH, über Drain ein.
Gruss Klaus.
Klaus Ra. schrieb:> Hallo Andreas,> ich kann bei der originalen LT-Schaltung Deine Stromspitzen so nicht> nachvollziehen. Setz mal eine Ferrit Bead, 47nH, über Drain ein.> Gruss Klaus.
Hallo Klaus,
vielen Dank für Deinen Hinweis. Die Ferritperle reduziert die
Stromspitzen deutlich. Prima Tip! Danke!
In dem Original LT-Spice-Beispiel des LT3800 sind die Stromspitzen nur
solange klein, bis man die Eingangsspannung und den Ausgangsstrom
vergrößert. Bei 48V und 12A geht das dort genauso los. Richtig arg wird
es dann mit schnelleren FETs. Hoffe das ist bei Dir genauso, sonst trau
ich meinem LTspice nicht mehr :-)
Gruß, Andreas
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