Hallo!
Ich habe eine Frage zum Thema Modulation/Demodulation im Zusammenhang
mit Phasenrauschen.
Wenn mein LO-Signal, das ich für die Modulation verwende, mit
Phasenrauschen behaftet ist, sinkt natürlich das SNR (im Spektrum in der
HF-Lage). Nun habe ich gelesen, dass die Störungen durch das
Phasenrauschen komplett "rückgängig" gemacht werden können, wenn zur
Demodulation das exakt gleiche LO-Signal aus dem Sender (phasenrichtig)
verwendet wird. Also wenn man im Empfänger das LO-Signal zur
Abwärtsmischung des Senders zur Verfügung hat, mit dem gleichen
Phasenrauschen. In einem Kommunikationssystem ist diese Möglichkeit zwar
eher selten gegeben, im Bereich der Sensorik hingegen schon. Ein solches
System habe ich heute in Matlab mal simuliert, wobei sich die Störungen
durch das Phasenrauschen durch die phasensynchrone Demodulation mit dem
LO des Senders nicht reduziert haben.
Hat jemand schonmal sowas in der Praxis gesehen/benutzt oder hat eine
Literaturangabe, wo dazu etwas steht? Ich habe das nämlich nur in einem
Nebensatz irgendwo gelesen, wo nicht weiter darauf eingegangen wurde.
Vielen Dank und viele Grüße
Klaus!
Hi, Klaus,
> Wenn mein LO-Signal, das ich für die Modulation verwende, mit> Phasenrauschen behaftet ist, sinkt natürlich das SNR (im Spektrum in der> HF-Lage).
Nicht unbedingt. Große Schwierigkeiten gibt es, wenn das Spektrum Deines
LO vom schlanken Strich zur breiten Glocke entartet ist und sich neben
Deinem gewünschten Signal ein Störsignal befindet, das infolge der
Breite des LO auch in die ZF passt.
Thermisches Rauschen von der Empfangsantenne hat auch auf den
Nachbarkanälen diesele Rauschdichte. Wie sehr die Breited des LO dann
stört, das hängt von der Modulationsart ab: Bei A1 weniger als bei F3.
> Nun habe ich gelesen, dass die Störungen durch das> Phasenrauschen komplett "rückgängig" gemacht werden können, wenn zur> Demodulation das exakt gleiche LO-Signal aus dem Sender (phasenrichtig)> verwendet wird.
Sollte der Übertragungskanal dazwischen Filter enthalten mit einer
Gruppenlaufzeitverzerrung, klappt das mit dem Rückmischen weniger gut.
> wobei sich die Störungen> durch das Phasenrauschen durch die phasensynchrone Demodulation mit dem> LO des Senders nicht reduziert haben.
Rätselhaft.
Ciao
Wolfgang Horn
B e r n d W. schrieb:>> mit einer Gruppenlaufzeitverzerrung>> IMO reicht schon eine ausreichende Laufzeit, dann korreliert das> Rauschen nicht mehr.
Die Laufzeiten könnte man ja anpassen.
Sobald irgendein irgendwie schwingfähiges Gebilde, und sei es nur die
Antenne/Leitung selber, beteiligt ist ist das gesendete Signal nicht das
was beim Empfänger/Kompensator ankommt.
Darum kann dann auch keine gute/perfekte Kompensation mehr erfolgen.
Kurt
Hi, B e r n d W. schrieb:>> Wenn mein LO-Signal, das ich für die Modulation verwende,>> mit Phasenrauschen behaftet ist>> Welche Frequenz, läßt sich das filtern?
So zufällig das Rauschen - im Gegensatz zu Spred-Spectrum-Techniken - so
gut geht das Filtern wie die Rekonstruktion zerschlagener Hühnereier.
Ein Phasenfehler von 180° wirkt absolut desaströs.
Ich kenne das Verfahren aus Homodyn-Empfängern. Im Gegensatz zum
Superheterodyn-Empfänger folgt auf die ZF kein Demodulator, sondern das
LO-Signal setzt die ZF auf die ursprüngliche Frequenz zurück.
Ciao
Wolfgang Horn
Hallo,
vielen Dank schonmal für eure Ideen. Tatsächlich liegt die Anwendung
eher im Bereich der Sensorik, weshalb keine Antenne o.ä. im Spiel sind.
Um das ganze zu veranschulichen habe ich mal eine Skizze beigefügt.
Der LO schiwngt im Bereich 1 kHz und wird prinzipbedingt mit dem zu
messenden Signal überlagert, das äußerst niederfrequent ist (0-30 Hz).
Durch eine nichtlineare Kennlinie im System kommt es zu einer
(gewollten) Aufwärtsmischung, so dass die beiden Seitenbänder des zu
messenden Signals rund um 1 kHz liegen. Wie ich es skizziert habe, sind
die Seitenbänder so natürlich vom Phasenrauschen des Trägers betroffen.
Wie gesagt soll nun am Ende wieder demoduliert, also abwärtsgemischt
werden. Irgendeine Chance, das Phasenrauschen wieder wegzubekommen?
@Wolfgang Horn
Sorry, ich hab mich nicht genau genug ausgedrückt. Gemeint war, das
LO-Signal mit einem Quarzfilter zu säubern, bevor der Schaden
angerichtet wird. Voraussetzung wäre aber eine sich nicht verändernde
Frequenz.
Nachtrag
Das hat sich überschnitten. LO=1kHz, das wird einem Quarzfilter
schwierig.
@Klaus
Hängt die LO-Frequenz von irgendwas ab oder ist die konstannt?
Eine 1kHz Linie sollte man doch auf eine Art und Weise erzeugen können
dass man mit gängigen Messgeräten das Phasenrauschen nicht mal
nachweisen kann.
Wie erzeugst du die jetzt? Ist ein Rechteck ok? Dann (guter)
Quarzoszillator mit ein paar MHz, und mit Flipflops auf 1kHz runter
teilen.
asd schrieb:> Eine 1kHz Linie sollte man doch auf eine Art und Weise erzeugen können> dass man mit gängigen Messgeräten das Phasenrauschen nicht mal> nachweisen kann.
Das stimmt, dennoch ist das (äußerst geringe) Phasenrauschen in der
Messtechnik ein Problem.
asd schrieb:> Wie erzeugst du die jetzt? Ist ein Rechteck ok?
Leider muss es ein reines sinusförmiges Signal sein.
> Leider muss es ein reines sinusförmiges Signal sein.
Kann man relativ einfach wegfiltern.
Es wäre aber hilfreich, wenn die maximal zulässigen Fremdanteile am
LO-Signal bekannt wären. Reicht ein Sinus mit einem Klirrfaktor von 1%
oder 0,1% oder noch besser?
Möglicherweise ginge auch ein Hartley- oder Colpitts-Oszillator.
Jedenfalls würde ich keinen Funktionsgenerator-IC XR2206 oder eine
Wien-Brücke verwenden, denn da wird das Phasenrauschen gleich kostenlos
mitgeliefert.
Klaus schrieb:> Irgendeine Chance, das Phasenrauschen wieder wegzubekommen?
Evtl. durch eine geringfügig andere Frequenzeinstellung bzw. ein anderes
FTW.
Das Phasenrauschen der DDS-Oszillatoren hängt auch von den Inkrementen
des Phasenakkumulators ab und der Lage der Stützstellen, die evtl. sogar
auf der Kurve wandern.
Wenn du mit einer konstanten Frequenz arbeitest, dürfte es sinnvoll sein
einen ordentlichen Quarzoszillator zu verwenden, und diesen mit einem
relativ schnellen Binärteiler auf die gewünschte Frequenz
herunterzuteilen und dann zu filtern.
HC- oder AC-Logik sollte besser sein als Standard CMOS, weil die Lage
der steileren Flanken naturgemäß genauer definiert ist, als bei der
langsameren Logik. IQ-Signale bekommst du so auch sehr einfach.
Danke für die zwischenzeitlichen Informationen, Klaus,
die Anordnung nach Bild ist unverständlich, weil nach der nicht-linearen
Kennlinie sofort wieder "Demodulation" kommt - und unbekannt ist, was in
diesem Modul passiert. Lediglich das deltaphi lässt erkennen, der
Demodulator sei phasensensitiv.
Egal. Ein DDS wie der AD9850 ist bekannt für das Phaenrauschen als Folge
des Quantisierungsrauschens. Das entsteht, wenn ein Sinus angenähert
wird durch eine Treppenkurve.
Zum Hochmischen aber braucht man keine Treppenkurce, dafür genügt 1 Bit.
Legst Du den Ausgang des DAC auf den Komparator im IC, verschwindet das
Phasenrauschen. (Wenn der Komparator keines mehr erzeugt, aber dessen
Offset sollte sich wegtrimmen lassen.)
Ciao
Wolfgang Horn
> Legst Du den Ausgang des DAC auf den Komparator im IC,> verschwindet das Phasenrauschen.
Da wäre ich mir nicht so sicher. Wenn der Nulldurchgang des Sinussignals
einen Jitter aufweist, überträgt sich das auch auf den Rechteck.
> Phasenrauschen als Folge des Quantisierungsrauschens
Regelmäßige Treppenstufen erzeugen nur Harmonische, das Durchschieben
des Phasenakkus ist das Problem.
> Lage der Stützstellen, die evtl. sogar auf der Kurve wandern.
Wie Hp M. schon schrieb, muss ein Teilfaktor verwendet werden, bei dem
die Stützstellen sich bei jeder Schwingung wiederholen.
Ansonsten ist die Variante eines Quarzoszillators mit Teiler und
anschließendem Tiefpass vorzuziehen.
Hi, B e r n d,
>> Legst Du den Ausgang des DAC auf den Komparator im IC,>> verschwindet das Phasenrauschen.> Da wäre ich mir nicht so sicher. Wenn der Nulldurchgang des Sinussignals> einen Jitter aufweist, überträgt sich das auch auf den Rechteck.
Deshalb habe ich klar definiert, dass ich den DDS-IC wie AD9850 meine.
Wenn keine Fremdsignale einstreuen und der Offset des Komparators
weggetrimmt ist, dann haben wir ein klares Signal im Nulldurchgang.
Natürlich wäre es besser, hätte der AD9850 das höchstwertige Adressbit
als Ausgang verfügbar, aber wenn das nicht, ist die zweitbeste Lösung
die Beste der Machbaren.
Eiwände gern, Bernd, aber bitte klar und deutlich genug für eine
sachliche Antwort.
Ciao
Wolfgang Horn
> dass ich den DDS-IC wie AD9850 meine
Genau dieses Signal hab ich hier schon selber auf dem Oszilloskop
rumwackeln sehen, besonders den Nulldurchgang.
Allerdings sieht so eine niedrige Frequenz deutlich ruhiger aus.
Falls ich mich nicht verrechnet habe, bekommt eine Welle aufgrund des
Frequenzverhältnisses 125MHz/1kHz = 125000 Stützpunkte.
Im Gegensatz dazu wären es bei 10MHz nur 12,5 Stufen. Das Signal
wechselt deshalb zwischen einer Kurve mit 12 Stützpunkten und einer
zweiten mit 13 Stützpunkten hin und her.
Hi, B e r n d,
> Genau dieses Signal hab ich hier schon selber auf dem Oszilloskop> rumwackeln sehen, besonders den Nulldurchgang.
Worauf hast Du denn dabei getriggert? Was wackelt da gegenüber wem?
Der AD9850 hat ja leider keinen Trigger mit einer Bedeutung wie: "Hier
Nulldurchgang!"
Wenn Du den Analogausgang des AD9850 durch ein Tiefpass filterst, dann
ergibt sich die Spannung an dessen Ausgang durch die Akkumulation einer
Vielzahl von Amplitudenwerten vorher. (Ich vermute, in der Größenordnung
der Gruppenlaufzeitverzerrung sind die schrittweisen Ampltudenwerte am
Eingang in den aktuellen Wert am Ausgang eingegangen.)
Solltest Du mit dem Nulldurchgang des gefilterten Signals triggern, dann
sieht Deine Probe am Analogausgang des AD9850 das Quantisierungsrauschen
des DDS, und zwar das in der Frequenz: Am Scope siehst Du keinen klaren,
strichförmigen Nullduchgang, sondern in der Mittelung der Bilder vieler
Durchgänge siehst Du ein Band. Das ist so breit, wie der DDS einen
winzigen Phasenrest in die nächste Periode schieben musste, damit er
dort abgearbeitet werde.
Wäre die Referenzfrequenz ein ganzzahliges Vielfaches der
Ausgangsfrequenz, wäre der Phasenrest Null und das Band verdichtet sich
zum Strich. (Allerdings haben wir da noch die Rückwirkung vom Tiefpass
am Ausgang.)
> Im Gegensatz dazu wären es bei 10MHz nur 12,5 Stufen. Das Signal> wechselt deshalb zwischen einer Kurve mit 12 Stützpunkten und einer> zweiten mit 13 Stützpunkten hin und her.
Genau. Vielleicht braucht dies Quantenrauschen in der Zeit aus auch sehr
viel mehr Perioden, bis das Wewchselspiel mit den Stutzpunkten wieder
vorn beginnt. Du merkst das: Je näher die Ausgangsfrequenz am
ganzzahligen Teile der Referenzfrequenz, deso schmaler das erwähnte
Band. Darin müssten dann auch meherere parallele Streifen zu sehen -ich
habe mir das Jitter z zwischen Analogausgang AD9850 und Ausgang Tiefpass
nie so genau angeschaut.
Ciao
Wolfgang Horn, "den Geheimnissen des AD9850 auf der Spur!"
