Hallo,
ich habe mal wieder ein Problem. Und zwar habe ich ein Hochpass 2.
Ordnung in MLF-Struktur dimensioniert und simuliert. Allerdings erhalte
ich bei höheren Frequenzen (10 kHz) eine Überhöhung und eine
gleichzeitige Phasenverschiebung, sodass keine wirkliche Phasenreserve
mehr gegeben ist. Jetzt habe ich in einem PDF gelesen, dass Filter in
MLF-Struktur immer stabil sind. Stimmt das? Würde ja dann nicht mit
meinen Simulationen übereinstimmen.
Im Fall der Instabilität, wie könnte ich durch äußere Beschaltung
kompensieren? Lead-Lag-Kompensation?!
Grüße,
Julian
Ich habe euch jetzt einmal den Schaltplan mit angehängt. Vermuten tue
ich , dass die zweite Grenzfrequenz des OPVs erreicht wird und die
Phasenreserve durch eine weitere Phasendrehung aufgebraucht wird.
Hallo Julian,
Ein MFB-Hochpass Filter ist eine ganz schlechte Idee, da der
Opamp-Ausgang rein kapazitiv belastet wird und der Generator praktisch
im Kurzschlussbetrieb arbeitet.
Nimm eine andere Filterstruktur für den Hochpass.
Im Anhang die Schaltung für eine Simulation mit LTspice.
LTspice gibt es kostenlos von www.linear.com
Nachtrag
Der LMV771 kann keine +/-3,3V. Siehe Datenblatt.
Gruß
Helmut
Danke schonmal für deine schnelle Antwort:)
Das würde bedeuten, dass auch eine Sallen-Key-Struktur nicht angebracht
wäre.
Was wäre denn für diesen Filter an Kompensation am sinnvollsten?
Nachfolgend kommt ein Tiefpass, sodass die Frequenz, bei dem der
Hochpass droht instabil zu werden, schon stark gedämpft wird. Oder
ändert das am Schwingen nicht mehr viel?
Der Sallen-Key Hochpass hat dieses Problem nicht,
Sallen-Key Schaltung hier:
http://www.dr-seifert-online.de/Downloads/NichtinvSallenandKeyTiefHochpass.pdf
Im Anhang die Schaltung für LTspice.
Die Bauteilwerte stammen im Prinzip von Filterlab. Ich habe dann deren C
von 820uF auf 10uF geändert und die Widerstandswerte entsprechend
skaliert und "gerundet". (R*C gleich lassen.)
Ah dann habe ich mich verkuckt. Das war dann ein Tiefpass in
Salen-Key-Struktur, der die Kapazität in der Rückkopplung hat.
Gibt es dennoch eine Möglichkeit den Hochpass in MLF-Struktur
umzusetzen, ohne dass Instabilität droht?
> Gibt es dennoch eine Möglichkeit den Hochpass in MLF-Struktur
umzusetzen, ohne dass Instabilität droht?
Der MFB Hochpass ist eine Fehlkonstruktion bezüglich praktischer
Realisierung.
Leider wird das in der Fachliteratur nicht erwähnt. Deshalb fallen viele
dann in diese Falle.
Hier ein Link zu einer anderen Diskussion über Filter im Forum.
Beitrag "Aktiver Hochpass 2. Ordnung (Multiple Feedback) wie Bauteile bestimmen?"
Da sieht man doch immer wieder wie weit Theorie und Praxis auseinander
gehen. Verstehe echt nicht, warum Bücher sowas nicht in einem kleinen
Satz erwähnen können. Ich danke dir schonmal für deine Hilfe:)
>Gibt es dennoch eine Möglichkeit den Hochpass in MLF-Struktur>umzusetzen, ohne dass Instabilität droht?
Es gibt im wesentlichen zwei Gründe, warum MFB-Filter (Tiefpaß und
Bandpaß) eingesetzt werden: Durch die invertierende Beschaltung erhält
man eine verschwindende Gleichtakteingangsspannung. Das kann besonders
niedrigen Klirr bedeuten. Zusätzlich vermeidet man noch andere Probleme,
die mit der endlichen CMRR zusammenhängen. Der zweite Grund ist, daß man
auch Nicht-RRIO-OPamps verwenden kann, ohne den
Gleichtakteingangsspannungsbereich zu überschreiten, korrekte
Dimensionierung vorausgesetzt.
Ja, man kann den MFB-Hochpaß theoretisch stabilisieren und die "phase
margin" wieder etwas aufpolieren, indem man den Ausgang des OPamp über
einen niederohmigen Widerstand von der Gegenkopplung "isoliert". Ein
solcher Widerstand sollte auch in den Ausgang des treibenden Verstärker
dieses Filters eingefügt werden. In der Regel weichen die
Filtereigenschaften dann aber mehr oder weniger stark vom idealen
Verlauf ab.
Letztlich bleibt der MFB-Hochpaß aber trotzdem eine Fehlkonstruktion,
weil für schnelle Spannungsänderungen die beteiligten OPamps durch die
Caps praktisch Kurzschlüsse an ihren Ausgängen sehen. Mir ist völlig
unklar, wie dieser Filtertyp immer wieder in der Literatur besprochen
wird, ohne daß die erheblichen Nachteile dieser Fehlkonstruktion auch
nur mit einem Wort erwähnt werden.
Ihr habt mir bislang sehr geholfen:)
Ich habe nur noch nicht verstanden, wie ich die niederohmigen
Widerstände zur Stabilisierung verbauen muss. Wie isoliere ich den
OpAmp-Ausgang von meinem Rückkopplungszweig? Und was ist mein treibender
Verstärker im Filter? Ich habe doch nur einen OpAmp, der auch gleich
mein Verstärker ist.
>Ich habe nur noch nicht verstanden, wie ich die niederohmigen>Widerstände zur Stabilisierung verbauen muss.
Habe mich absichtlich vage ausgedrückt, damit du nicht auf die Idee
kommst, das auszuprobieren. Warum muß es denn unbedingt ein MFB-Hochpaß
sein?? Hat dir das jemand "empfohlen"? Hast du einen Link?
>Und was ist mein treibender Verstärker im Filter? Ich habe doch nur einen>OpAmp, der auch gleich mein Verstärker ist.
Du hast den gezeichneten Opamp. Und dann gibt es doch eine Schaltung,
die den Eingang von deinem Filter treibt.
Am besten erzählst du mal in allen Details, was du überhaupt vorhast...
Es geht um eine analoge Vorverarbeitung von EKG-Signalen auf einer
Elektrode. Der Hochpass soll baseline wander und Gleichspannungsoffsets
aus dem EIngangssignal filtern. Bislang ist ein MLF-Hochpassfilter
implementiert. Und die Frage ist, ob man den unter umständen verwenden
kann, oder es einfach keinen Sinn macht.
Ich kann mir bislang leider auch noch nicht genau erklären, warum der
Hochpass in der Realität nicht umsetzbar ist. Die Kapazität im
Rückkopplungspfad ist ja keine Last. Gibt es Paper, die sich mit dem
Problem auseinander setzen? In Büchern findet man da ja nicht wirklich
was.
>Ich kann mir bislang leider auch noch nicht genau erklären, warum der>Hochpass in der Realität nicht umsetzbar ist. Die Kapazität im>Rückkopplungspfad ist ja keine Last.
Och, jetzt haben wir es dir so oft erklärt. Schau den Schaltplan an, den
du uns gemalt hast. Dann siehst du eine direkte Verbindung von VG1 zum
Ausgang von U1 durch die beiden Caps C2 und C3. VG1, und damit ja wohl
der Ausgang des OPamps der hier sitzen soll, sieht also eine ganz
erhebliche kapazitive Last und wird für hohe Frequenzen kurzgeschlossen.
Auch der Ausgang von U1 sieht einen kapazitiven Kurzschluß und zwar
ebenfalls durch C3 und C2, jetzt aber direkt in den "Ausgang" VG1. Das
bewirkt bei U1 eine "phase lag" mit Aufzehrung der "phase margin", was
du ja schon selbst simuliert hast und auch Helmut.
Warum ich dir die englischen Ausdrücke gebe? Damit du in der
anglo-amerikanischen Fachliteratur nachlesen kannst. Dort findest du
genau diese Begriffe.
Jetzt werdet ihr mich wahrscheinlich hauen, aber vor meinem Hochpass
sitzt ein kompensierter Impedanzwandler als hochohmige Eingangsstufe.
Damit habe ich doch eigentlich keinen wirklichen Kurzschluss mehr oder?
Julian schrieb:> Jetzt werdet ihr mich wahrscheinlich hauen,
Würde ich gern, ja, ist aber leider verboten... :-}
> aber vor meinem Hochpass sitzt ein kompensierter> Impedanzwandler als hochohmige Eingangsstufe.
Na schön. - Was tut der Impedanzwandler? - Richtig:
Er wandelt die Impedanz, und zwar von hoher Eingans-
auf niedrige Ausgangsimpedanz.
Nimm jetzt die Gesamtschaltung her und verfolge den
Signalweg: Vom Ausgang des Impedanzwandlers, der seiner
Aufgabe gemäß einen niedrigen (differentiellen) Innen-
widerstand hat, geht der Signalweg über C2 und C3 zum
Ausgang (!) des Filter-OPV, (der auch einen niedrigen
Ausgangswiderstand hat.)
Zwei Ausgänge sind über (zu) niedrige Impedanzen
miteinander verbunden: Ein Kurzschluss.
> Damit habe ich doch eigentlich keinen wirklichen> Kurzschluss mehr oder?
Mit "Kurzschluss" ist gemeint, dass der Lastwiderstand
deutlich zu gering ist, so dass die Schaltung nicht
mehr korrekt funktioniert.
15µF haben bei 100Hz einen Scheinwiderstand von ungefähr
100 Ohm. Das ist für die OPVs quasi ein Kurzschluss.
Da gibt es noch viel zu lernen:) Nur bei welcher Größenordnung kann ich
sagen, dass die Größe meiner Widerstände in meinem Signalpfad
ausreichend sind, sodass ich diesen Kurzschlussbetrieb nicht mehr habe?!
Schau dir die Simulation an. Bei 10Hz muss der Opamp bereits 1mA je Volt
Eingangsspannung liefern. Siehe Bild. Somit willst du den gar nicht für
viel mehr als 10Hz benutzen. Dazu benötigt sie auch noch 3 "fette"
Kondensatoren statt 2.
Warum willst du die schlechteste Schaltung nehmen die niemand wirklich
verwendet?
Julian schrieb:> Da gibt es noch viel zu lernen:)
Ja, durchaus. Hihi!
> Nur bei welcher Größenordnung kann ich sagen, dass> die Größe meiner Widerstände in meinem Signalpfad> ausreichend sind, sodass ich diesen Kurzschlussbetrieb> nicht mehr habe?!
Für rein reelle (ohmsche) Widerstände gibt es mehrere
recht einfache Antworten:
1) "Ohne Nachdenken: 10kOhm" (Zitat MaWin)
Eine etwas pauschale, aber zutreffende Aussage.
2) Im Datenblatt nachgucken: Häufig finden sich Angaben zum
Lastwiderstand; manchmal wenigstens Hinweise. Das Datenblatt
zum LMV771 nimmt häufig als Beispielwerte 600 Ohm und 2kOhm.
Diese Beispielwerte haben die Verfasser des Datenblattes
nicht ganz ohne Grund hineingeschrieben... ;-)
3) Aus U_a_max und I_a_max ausrechnen.
Gibt einen theoretischen Minimalwert, zu dem man deutlichen
Abstand halten sollte.
Für Kapazitäten als grobe Abschätzung: Blindwiderstand des
Kondensators bei "unity gain bandwidth" ausrechnen und mit
oben ermittelten Werten vergleichen.
Beispiel LMV771: f = 3.5MHz, C = 15µF
Xc = 1 / (2*pi*f*C) = 1 / 330 Ohm = 0.003 Ohm (!!)
Scheinwiderstand ist viel zu klein --> nicht akzeptabel.
Auch hier: Ins Datenblatt gucken. Tatsächlich finden sich für
den LMV771 Verstärkungskurven bis 1nF. Bei 1nF und 3.5MHz
ist Xc immerhin schon 45 Ohm.
Mittlerweile kommt Licht ins Dunkle:) Wir sind uns einig, die Schaltung
ist nicht gerade optimal, allerdings möchte ich sie als Beispiel nutzen,
um es vollends zu verstehen.
Für mich ist eine Sache noch unklar. In meinem Signalpfad (Ausgang OPV
des Hochpasses, C2, C3, R3, zum Ausgang des OPVs des Impedanzwandlers)
habe ich die beiden Kapazitäten vom Hochpass, den differenztiellen
Widerstand des Ausgangs vom OPV des Impedanzwandlers und einen
Serienwiderstand mit 12 Ohm. Meine obige Simulation zeigt, dass schon
der 12 Ohm Widerstand dafür sorgt, dass die Phasendrehung bei weitem
nicht mehr an die 90 Grad herankommt. Wenn man jetzt den differentiellen
Widerstand und die Blindwiderstände dazuzählt, steigt die Impedanz nur
noch weiter.
Durch die 12 Ohm und einer positiven Betriebsspannung von 1,65 V
entsteht bei höheren Frequenzen (sehr geringer Blindwiderstand der
Kapazitäten) ein Strom von ca. 14 mA, was doch für den OPV nicht zu viel
sein sollte, oder?
>Meine obige Simulation zeigt, dass schon der 12 Ohm Widerstand dafür sorgt,>dass die Phasendrehung bei weitem nicht mehr an die 90 Grad herankommt.
Leider ist deine Simulation so aber nicht korrekt. Zumindest ahnst du
jetzt, warum dieser Widerstand wohl eingefügt wurde.
Julian, bau die Schaltung aus der du diesen MFB-Hochpass gefunden hast,
doch einfach komplett nach. Wenn die Originalschaltung zufriedenstellend
funktioniert, dann wird es deine wohl auch tun. Sie ist nicht optimal,
aber was solls. Da du uns keinen Link zur Originalschaltung gegeben
hast, ist es müßig, hier nach einer Alternative zu suchen.
Ihr habt mir beim Verstehen der Schaltung und den sehr offensichtlichen
Schwachstellen schon sehr geholfen:)
Jetzt interessiert mich aber, was an meiner Simulation falsch ist.
Ich möchte ja gar nicht mit euch eine Alternative diskutieren, möchte
nur verstehen, warum diese gegebene Schaltung Probleme machen kann, um
später diese Fehler in meiner Schaltung nicht auch zu machen.
Die zuletzt von dir angehängte Schaltung hat doch mit dem MFB-Hochpass
überhaupt nichts zu tun.
Was soll diese Schaltung denn zeigen? RC-Tiefpass aber wozu?
Es ging doch um das MFB-Hochpassfilter oder geht es inzwischen um etwas
ganz anderes?
Die obige Schaltung hat noch immer was mit dem MLF-Hochpass zu tun. Ich
habe halt noch immer nicht ganz verstanden, warum es sich um einen
Kurzschluss handelt, denn der 12 Ohm Widerstand + differentielle
Widerstände begrenzen den Strom aus dem OPV doch schon ganz gut, sodass
der maximale Strom, der vom OPV geliefert werden kann, gar nicht
erreicht wird.
Dazu zeigt meine Simulation, dass sich die Phase bei 12 Ohm Widerstand
nur noch um knapp 50 ° dreht.
Der Schaltplan meiner Simulation enthält einen 100 Ohm
Ausgangswiderstand des OPVs, die Kapazität im Rückkopplungszweig und den
12 Ohm Widerstand.
Dein Opamp davor regelt hinter den 12Ohm. Damit sieht man dahinter die
12Ohm nicht mehr. Stattdessen versucht dieser Opamp sich zu verhalten
als ob er 0Ohm Ausgangswiderstand hätte. Dadurch geht der ab einer
bestimmten Frequenz wegen zu viel Strom einfach in die Begrenzung und
verzerrt.
Wenn du unbedingt diese MFB-Hochpassschaltung nehmen willst, dann musst
du nochmals zwei Widerstände zusätzlich einwerfen. Damit wirkt der Opamp
bei höheren Frequenzen als normaler invertierender Verstärker mit
Verstärkung -0,987 und die Belastung der Vorstufe beträgt dann 2kOhm.
Extrawiderstände: R7, R8 2kOhm
Siehe die mittlere Schaltung.
Es geht mir um die kapazitive Last des U2. Ich habe nochmal einen
Schaltplan angehängt, auf dem ich den Weg der kapazitiven Last gegen
Masse eingezeichnet habe. Der Ausgang von U2 kann den Widerstand R3 also
nicht sehen? Kann der denn den differentiellen Widerstand des OPVs U1
sehen, oder sieht er nur die kapazitäten C2 und C3?
> Der Ausgang von U2 kann den Widerstand R3 also
nicht sehen?
Von den 12Ohm sieht man nur 12Ohm/Verstärkungsreserve_U1 = fast 0Ohm,
weil
Verstärkungsreserve = Leerlaufverstärkung/Verstärkung(hier 2)
Wenn du die 12Ohm als Ausgangswiderstand haben willst, dann musst du
diesen Spannungsteiler 1k/1k direkt an den Opamp-Ausgang hängen.
>Jetzt interessiert mich aber, was an meiner Simulation falsch ist.
Im Anhang ist eine vereinfachte Phasenganganalyse gezeigt. Wie ich
bereits oben geschrieben habe, bewirkt die kapazitive Last eine "phase
lag" und eine Aufzehrung der "phase margin". Die Folge davon ist
Instabilität. Durch Einfügen von zwei 100R Widerständen kann die "phase
margin" soweit aufpoliert werden, daß nun keine gefährliche
Schwingneigung mehr besteht. Die OPamps sehen aber immer noch für höhere
Signalfrequenzen sehr niederohmige Lasten, weshalb Helmut wohl 2k
Widerstände gewählt hat.
Die zusätzlichen Widerstände haben auch einen positiven Einfluß auf den
Frequenzgang der Schaltung, weil eben die Instabilität beseitigt ist.
"murks1.png" und "murks2.png" zeigen die Frequenzgänge.
Für die vereinfachte Phasenganganalyse wird eine "open loop output
impedance" von 100R für den LMV771 angenommen. Dann wird der
Phasenunterschied zwischen Ausgangsspannung und Spannung am "-" Eingang
des gleichen OPamps miteinander verglichen. Bei Frequenzen im Bereich
der Grenzfrequenz des OPamps möchte man keine negativeren
Phasenunterschiede als rund -30° haben. Bei niedrigeren Frequenzen kann
man bis rund -60° zulassen, so ganz grob. "murks3.png" und "murks5.png"
zeigen den Phasengang für die Schaltung ohne zusätzliche Widerstände.
Die "phase margin" ist völlig futsch. "murks4.png" und "murks6.png"
zeigen den Phasengang für die Schaltung mit 100R Widerständen. Die
"phase margin" ist wieder aufpoliert und die Schaltung stabil.
Wow, ich denke, ich habe die Problematik jetzt ganz gut durchstiegen und
danke euch vielmals für eure Hilfe. Hat mich im Verständnis sehr viel
weiter gebracht. Und durch das einbringen der beiden Widerstände ist das
Problem auch schon sehr gut gelöst:)
