Hallo!
Ich habe folgendes Problem:
Zur Ansteuerung der N-Chanel MOSFETS eines synchronen Tiefsetzstellers,
möchte ich den LM5104 verwenden und haben ihn wie auf dem Anhang zu
sehen ist auf einer Leiterplatte verlötet.
Nun ist so, dass wenn ich die Schaltung mit Spannung versorge, der Strom
proportional immer weiter ansteigt (Strombegrenzung des Labornetzteils
greift ein). Ich erreiche die min. 12V für den Treiber garnicht weil ich
die Versorgung nicht auf 12V eingestellt bekomme, da bereits bei ca. 6V
ein Strom von über 1A fließen würde.
Ich habe nun den oberen MOSFET Q1 ausgelötet und habe das Problem mit
dem steigenden Strom nicht mehr. Wenn ich am Gate von Q2 mit dem
Oszilloskop messe habe ich das erwartete Schaltsignal zwischen 0 und ca.
12V an diesem MOSFET. Mit verbundenem MOSFET Q1 spielen beide
Gate-Signale der MOSFET verrückt.
Weiß jemand Rat und kann mir Anregung darüber geben, was ich falsch
mache?
Lötstellen, etc. habe ich kontrolliert. Sind allerdings natürlich nicht
vollkommen ausgeschlossen.
Das habe ich bereits versucht:
- anderen MOSFET-Treiber LM5104
- anderen MOSFET Q1
VG
Ergänzung:
Vorgesehen ist am Eingang LI ein 250kHz PWM Signal mit einer Amplitude
von 3V.
Ich habe zu Testzwecken ein 250kHz und ein 3Khz Signal ausprobiert.
Beide fürhen zum selben Ergebnis. Verbinde ich LI mit GND bei
eingelöteten MOSFET Q1 führt dies zu den gleichen Problemen wie mit dem
PWM-Signal
Zwischen 12V und C2 fehlt eine Diode (Bootstrap)
Dann könnte ein paar Gate-Entladewiderstände an den MOSFETs nicht
schaden. Ebenso je eine Z-diode (15V)
Vielleicht haste auch D und S von einem der beiden oder beiden Mosfets
vertauscht.
Oder Du hast gar keinen N-Kanal, sondern einen P_Kanal eingelötet.
Zeig dach mal Leiterplatten-Zeichnung, und ein Foto vom Aufbau, und den
genauen Typ der Mosfets.
rogerz schrieb:> ... Korrektur:> Die Diode ist im Treiber, die externe Verbindung von 12V nach C2 muß> also weg.
Denkst du das könnte schon die Lösung des Problems sein? Da dachte ich,
ich mache alles wie in der Beispiel-Applikation und dann... mist
Übrigens wird nur der MOSFET Q1 sehr heiß, dass könnte ja darauf
schließen, dass Q2 durchschaltet während Q1 nur begrenzt leitet. Daher
ist es vielleicht auch kein vollständiger Kurzschluss sondern der Strom
wird durch den nicht ganz leitenden Q1 begrenzt?
Ich versuche mir gerade alles etwas zu erklären.
Update:
ich habe die verbindende Leiterbanhn zwischen Vdd und HB mit einem
Schraubendreher durchtrennt (nicht schön aber zumindest sind die beiden
nun hoffentlich getrennt). Am Problem hat sich bisher nichts geändert.
... dann sind wohl noch mehr Fehler (oder defekte Bauteile) im Spiel.
Gefühlsmäßig würde ich den Bootatrap-C (C2) noch wtwas größer machen
z.B. 10µ keramisch. Aus diesem muß der highside-Treiber versorgt werden
... evtl. testest du noch bei 3kHz, dafür sind 100nF definitiv zu klein.
RH schrieb:> Update:>> ich habe die verbindende Leiterbanhn zwischen Vdd und HB mit einem> Schraubendreher durchtrennt (nicht schön aber zumindest sind die beiden> nun hoffentlich getrennt). Am Problem hat sich bisher nichts geändert.
Wieso hoffentlich? Zu müde um das Multimeter zu nutzen?
Ich würd Q1 und den LM5104 tauschen, denn Q1 hat einige thermische
Probleme mit P_tot wenn seine Gatespannung nur 12V beträgt.
Teste wieder mit 250 KHz. Beim Stromhochdrehen mit Highside-FET ist auch
ein deutliches Surren vermutlich vom Treiber zu hören.
Hm die im Beispiel errechneten Kondensatorgrößen sind noch wesentlich
kleiner. Natürlich nicht genau auf meinen Fall anwendbar, aber ich
dachte mit 1uF und 0,1uF würde ich schon richtig fahren.
MiWi schrieb:> RH schrieb:>> Update:>>>> ich habe die verbindende Leiterbanhn zwischen Vdd und HB mit einem>> Schraubendreher durchtrennt (nicht schön aber zumindest sind die beiden>> nun hoffentlich getrennt). Am Problem hat sich bisher nichts geändert.>> Wieso hoffentlich? Zu müde um das Multimeter zu nutzen?>
Habe nachgemessen. Multimeter piepst nicht.
> Ich würd Q1 und den LM5104 tauschen, denn Q1 hat einige thermische> Probleme mit P_tot wenn seine Gatespannung nur 12V beträgt.
Wie meinst du das? Q1 und LM5104 habe ich beide bereits einmal
ausgetauscht. Momentan habe ich die Platte so modifiziert, dass ich Q1
mit Krokoklemmen angeschlossen habe und so einfach austauschen kann.
Habe allerdings keine anderen MOSFET-Typen da.
Gruß
RH schrieb:> ... Momentan habe ich die Platte so modifiziert, dass ich Q1> mit Krokoklemmen angeschlossen habe und so einfach austauschen kann.
OMG, so kann das nichts werden!
Stichworte: parasitäre Induktivitäten, Gate-Oszillation, etc.
Die Totzeit solltest du nicht auf Minimum einstellen, solange noch
NICHTS funktioniert. Ändere R5 auf 100k (max. Totzeit), um der Schaltung
überhaupt eine Chance zu geben.
Ein Oszilloskop wäre nicht schlecht - ist bald Weihnachten! ;-)
RH schrieb:> Hm die im Beispiel errechneten Kondensatorgrößen sind noch wesentlich> kleiner. Natürlich nicht genau auf meinen Fall anwendbar, aber ich> dachte mit 1uF und 0,1uF würde ich schon richtig fahren.
... der 1uF (C3) geht aber nach GND nicht nach HS. Dein Bootstrap-C ist
somit nur 100nF, Qg deines MOSFETs ist doppelt so groß wie im
Design-Beispiel. Auch für 250kHz sind 100nF mindestens grenzwertig. Mach
es Dir doch einfach und geh auf die sichere Seite: C2=10µF .... wenn die
Funktion dann erstmal da ist, kannst du dann kleinere Werte einbauen, um
zu sehen, bis wohin es noch funktioniert
rogerz schrieb:> RH schrieb:>> ... Momentan habe ich die Platte so modifiziert, dass ich Q1>> mit Krokoklemmen angeschlossen habe und so einfach austauschen kann.>> OMG, so kann das nichts werden!> Stichworte: parasitäre Induktivitäten, Gate-Oszillation, etc.>
Klar, ist wie gesagt nicht schön aber bin davon ausgegangen, dass es zum
Ausprobieren genügen sollte.
> Die Totzeit solltest du nicht auf Minimum einstellen, solange noch> NICHTS funktioniert. Ändere R5 auf 100k (max. Totzeit), um der Schaltung> überhaupt eine Chance zu geben.
Hab ich bereits gemacht. Ist ein 100kOhm widerstand drin. Hat aber
nichts an der Situation geändert.
>> Ein Oszilloskop wäre nicht schlecht - ist bald Weihnachten! ;-)
Hab ein Fluke 190-204 von der Uni zur Verfügung. Das sollte erstmal
reichen. :)
rogerz schrieb:> ... der 1uF (C3) geht aber nach GND nicht nach HS. Dein Bootstrap-C ist> somit nur 100nF, Qg deines MOSFETs ist doppelt so groß wie im> Design-Beispiel. Auch für 250kHz sind 100nF mindestens grenzwertig. Mach> es Dir doch einfach und geh auf die sichere Seite: C2=10µF .... wenn die> Funktion dann erstmal da ist, kannst du dann kleinere Werte einbauen, um> zu sehen, bis wohin es noch funktionier
Jau, meine MOSFETS haben ein Qg von ca. 80 nC. Dann werd ichs damit mal
versuchen. Genau, der Bypass-Kondensator soll laut Datenblatt mindestens
10x so groß wie der Bootstrap-C sein.
Ist deine Vermutung auch, dass der Treiber den Highside-MOSFET nicht
komplett, bzw. wie am Oszi zu sehen ist eigentlich garnicht, geschaltet
bekommt, und daher dort die Hohe Leistung abfällt?
Ich suche mal nach einem geeigneten Kondensator und schicke gleich mal
Aufnahmen von den Spannungsverläufen am Scope.
Update:
ich habe einen 10uF Kondensator gefunden und für C2 eingelötet. Ohne
Erfolg. Problem bleibt weiterhin wie gehabt bestehen. Den MOSFET Q1 habe
ich auch bereits wieder eingelötet.
Ich bin echt am Verzweifeln. Ich habe echt keinen blassen Schimmer was
ich falsch mache...
Ohne die Diode klappt das mit dem Bootstrapping nicht.
Alternativ, koennte man eine 9V Blockbatterie anklemmen.
Dein Schaltplan hat einige Fehler gegenueber der Applikation.
RH schrieb:> Beim Stromhochdrehen mit Highside-FET ist auch ein deutliches Surren> vermutlich vom Treiber zu hören.
Ich bin mir sicher, dass der Treiber nicht surrt, sondern dass das von
Kerkos (Piezoeffekt) oder der Spule (Magnetostriktion) kommt.
RH schrieb:> Weiß jemand Rat und kann mir Anregung darüber geben, was ich falsch> mache?
Ich würde mal die Induktivität abklemmen, die Ausgangsstufe gegen einen
Lastwiderstand arbeiten lassen und mir dann mal das Timing und die Pegel
der Ansteuerung ansehen.
Dieter schrieb:> Ohne die Diode klappt das mit dem Bootstrapping nicht.> Alternativ, koennte man eine 9V Blockbatterie anklemmen.> Dein Schaltplan hat einige Fehler gegenueber der Applikation.
Der LM5104 hat eine interne Bootstrap-Diode. Die weiter Verbindung ohne
Diode habe ich gekappt.
Ob sich eine Batterie anklemmen lässt, müsste ich prüfen, da ja alles
auf einer Platine verlötet ist.
Momentan kommen die 12V aus einem LMR16006XDDC der die 50V
eingangsseitig (bzw. momentan sind es zu Testzwecken nur 30V) zu ca.
11,9V regelt.
Lothar M. schrieb:> Ich würde mal die Induktivität abklemmen, die Ausgangsstufe gegen einen> Lastwiderstand arbeiten lassen und mir dann mal das Timing und die Pegel> der Ansteuerung ansehen.
Werde ich mal ausprobieren. Bisher kann ich keine Kurven begutachten, da
der Strom einfach zu stark ansteigt.
Lothar M. schrieb:> Ich bin mir sicher, dass der Treiber nicht surrt, sondern dass das von> Kerkos (Piezoeffekt) oder der Spule (Magnetostriktion) kommt.
Gut möglich...
rogerz schrieb:> (btw: ....lebt D5 überhaupt noch??? ... ist D5 richtig gepolt> eingebaut???)
Habe gerade nal nachgemessen. Im eingelöteten Zustand hat die Diode
einen Widerstand in Sperrrcihtung von nur ca. 50kOhm. Ausgelötet sind
0,5MOhm.
Rest wird dann auch gemacht. D5 ist theoretisch überflüssig und soll nur
zur Entlastung der Body-Diode von Q2 während der Totzeit dienen -
bleibt also erstmal draußen.
RH schrieb:> rogerz schrieb:>> (btw: ....lebt D5 überhaupt noch??? ... ist D5 richtig gepolt>> eingebaut???)>> Habe gerade nal nachgemessen. Im eingelöteten Zustand hat die Diode> einen Widerstand in Sperrrcihtung von nur ca. 50kOhm. Ausgelötet sind> 0,5MOhm.
Hat Dein Multimeter auch eine Diodenmeßfunktion ...
Welcher Bauteiltyp ist es?
Wollte nur sicher sein, daß sie nicht durchlegiert ist (Kurschluß)
>> Rest wird dann auch gemacht. D5 ist theoretisch überflüssig und soll nur> zur Entlastung der Body-Diode von Q2 während der Totzeit dienen -> bleibt also erstmal draußen.
Klar, dann laß sie erstmal raus.
rogerz schrieb:> Hat Dein Multimeter auch eine Diodenmeßfunktion ...> Welcher Bauteiltyp ist es?> Wollte nur sicher sein, daß sie nicht durchlegiert ist (Kurschluß)
Ja hat es:
Flussrichtung: 0,25V
Sperrichtung: 0L
Es sind Dioden vom Typ SS110.
rogerz schrieb:> Aber evtl. sind die 7.5Ohm Gate-Rs zu hochohmig?
Da fällt mir sogar ein, dass ich da die 7,5 R Widerstände noch nicht da
waren. 10 R Widerstände drin habe. Habe ansonsten noch 4,7 OHm und 1
Ohm. Soll ich die mal tauschen?
RH schrieb:> rogerz schrieb:>> Aber evtl. sind die 7.5Ohm Gate-Rs zu hochohmig?>> Da fällt mir sogar ein, dass ich da die 7,5 R Widerstände noch nicht da> waren. 10 R Widerstände drin habe. Habe ansonsten noch 4,7 OHm und 1> Ohm. Soll ich die mal tauschen?
NEIN, Oszi-Bilder sollst du machen! ;-)
rogerz schrieb:> ... dann möchte ich sehen:> - Signale LI, HO, LO, HS (getriggert auf LI, steigende Flanke)> - Foto vom Aufbau
Hier die Signale:
LI - ROT
HO - Blau
LO - Schwarz
HS - Grün
RH schrieb:> LI - ROT> HO - Blau> LO - Schwarz> HS - Grün
Bzw.
LI - A
HO - B
LO - C
HS - D
Ist es nicht schon sonderbar, dass HS linear ansteigt? Und das auch nur
auf ca. 5V?
DANKE! :-)
... kann da nichts Falsches sehen. Der Treiber und Q2 haben es bis
hierhin schon mal überlbt!
Jetzt die gleichen Signale nochmal mit eingebautem Q1 ... alles
natürlich wieder mit 12V!
RH schrieb:> Ist es nicht schon sonderbar, dass HS linear ansteigt? Und das auch nur> auf ca. 5V?
... was soll HS anders machen? Es ist nur ein 1kOhm da, der nach oben
zieht. Da wird irgend eine Kapazität aufgeladen. In der gemessenen
kurzen Zeit geht es halt nicht höher als 5V ...
rogerz schrieb:> ... was soll HS anders machen? Es ist nur ein 1kOhm da, der nach oben> zieht. Da wird irgend eine Kapazität aufgeladen. In der gemessenen> kurzen Zeit geht es halt nicht höher als 5V ...
Denkfehler meinerseits...
rogerz schrieb:> Jetzt die gleichen Signale nochmal mit eingebautem Q1 ... alles> natürlich wieder mit 12V!
Habe Q1 eingelötet aber der Treiber spielt wieder verrückt. ich habe
zwar keinen hohen Strom, allerdings springen die Signale B bis D von 0
auf undefinierbare Signale.
...Okay genau in diesem Moment griff die Strombegrenzung wieder ein und
der Strom steigt wieder...
Hier noch ein Bild der Verläufe. So sah es kurze Zeit aus, wechselte
aber immer zu konstanten Spannungen bei B bis C. Wie hoch diese waren
konnte ich leider nicht abfotografieren.. da kam schon wieder das alte
Problem mit dem steigenden Strom...
Also 250kHz sind bei der Gatekapazität des MOSFET nicht möglich.
Dabei wird jeder MOSFET heiß, weil er so schnell gar nicht durchschalten
kann.
3-10kHz genügen zum Testen.
Kannst du mal nachmessen, ob die Spannung an HO um mindestens 10V über
die Versorgungsspannung hinaus ansteigt?
Der Elko am Ausgang macht auch keinen Sinn, erst recht nicht bei 250kHz
Bernadette schrieb:> Also 250kHz sind bei der Gatekapazität des MOSFET nicht möglich.> Dabei wird jeder MOSFET heiß, weil er so schnell gar nicht durchschalten> kann.>> 3-10kHz genügen zum Testen.
Habe jetzt mal mit 6 KHz getestet. Keine Änderung... HO kann ich nicht
messen, der Strom steigt ehe ich überhaupt in die nähe der 12V komme auf
über 1A.
RH schrieb:> Habe Q1 eingelötet aber der Treiber spielt wieder verrückt. ich habe> zwar keinen hohen Strom, allerdings springen die Signale B bis D von 0> auf undefinierbare Signale.
... zeigt doch mal ein Oszi-Bild!
Könnten Schwingungen sein, die durch ein schlechtes Layout befeuert
werden. Ein flächiges Layout (das hast du offenbar angestrebt) ist hier
nicht unbedingt angesagt. Die Flächen bilden Plattenkondesatoren und
ermöglichen Übersprechen auf Signale, die das evtl. nicht abhaben
können.
Einige Bauteil müssen noch auf der Rückseite sein...
Wenn ich auf die Platine vergrößere, sehe ich etliche Lötspritzer und
unsaubere Lötstellen - das solltest du mal i.O. bringen...
rogerz schrieb:> ... zeigt doch mal ein Oszi-Bild!
Das ist ja leider nicht mehr möglich, weil jetzt wieder der Strom so
hoch ansteigt, dass ich die 12V nicht guten Gewissens einstellen kann...
Ich kann einmal den Strom hochdrehen aber dann bleibt wohl nichts mehr
als Rauch zurück?
Bernadette schrieb:> kannst du die MOSFETs auslöten und prüfen?>> Oder im eingelöteten Zustand zeigt ein defekter MOSFET in der Regel> einen Kurzschluss zwischen D und S.
Q1 war bereits ausgelötet und vorhin habe ich einen neuen eingelötet.
Der sollte i. O. sein.
Bernadette schrieb:> C3 und C20 sind recht klein gewählt.> Ich empfehle je 10uF.
Habe es bereits mit 10uF ausprobiert, das hat aber auch nichts
geändert...
Könnte es eventuell sein, dass der LMR16006XDDC nicht genung Strom
liefert?
Test des Treibers ohne MOSFETs
An VDD 12V anlegen.
HB darf grundsätzlich nicht mit VDD verbunden sein!!!!!!!!!!!
An HB eine Spannung VDD + 12V anlegen.
Am Eingang dann den Pegel wechseln, die muss an den Ausgängen
entsprechend dem Datenblatt ankommen.
Bernadette schrieb:> Der Elko am Ausgang macht auch keinen Sinn, erst recht nicht bei 250kHz
Meinst du C5? der soll zum Ausgleichen von Lastwechseln dienen. Als
schneller Ausgleich dient der 100nF KerKo.
Bernadette schrieb:> HB darf grundsätzlich nicht mit VDD verbunden sein!!!!!!!!!!!
Das ist auch schon jemanden aufgefallen. Die Verbindung habe ich deshalb
weggekratzt.
RH schrieb:> rogerz schrieb:>> ... zeigt doch mal ein Oszi-Bild!>> Das ist ja leider nicht mehr möglich, weil jetzt wieder der Strom so> hoch ansteigt, dass ich die 12V nicht guten Gewissens einstellen kann...> Ich kann einmal den Strom hochdrehen aber dann bleibt wohl nichts mehr> als Rauch zurück?
Habs gesehen, überschnitt sich mit meinem Post.
Strom solltest Du nicht hochdrehen - bring nur verbrande Erde!
Die Schaltung muß erstmal ohne Last laufen - dann ist der Strom auch
nicht an der Grenze. Es sieht wohl so aus, daß durch die Schwingungen
beide MOSFETs gleichzeitig eingeschaltet werden - wo soll der hohe Strom
sonst fließen?
Q1 mal checken - die Bodydiode noch meßbar? ... Diodenmessfunktion! ;-)
rogerz schrieb:> Es sieht wohl so aus, daß durch die Schwingungen> beide MOSFETs gleichzeitig eingeschaltet werden - wo soll der hohe Strom> sonst fließen?
Ich habe bei 100 gebauten H-Brücken nie eine schwingende Brücke erlebt.
rogerz schrieb:> Q1 mal checken - die Bodydiode noch meßbar? ... Diodenmessfunktion! ;-)
Diode von Q1:
Durchfluss: 0,48V
Sperrrichtung: 0L
also alles Okay... bei Q2 das selbe...
Bernadette schrieb:> Auch die interne Diode sollte mal geprüft werden.> Einfach von außen an den Pins des Treiber-IC messen.
meinst du die Bootstrap-Diode des Treibers?
rogerz schrieb:> Könnten Schwingungen sein, die durch ein schlechtes Layout befeuert> werden. Ein flächiges Layout (das hast du offenbar angestrebt) ist hier> nicht unbedingt angesagt. Die Flächen bilden Plattenkondesatoren und> ermöglichen Übersprechen auf Signale, die das evtl. nicht abhaben> können.>> Einige Bauteil müssen noch auf der Rückseite sein...
Genau, das flächige Layout beruht auf dem Datenblatt einiger MOSFETs
nachdem die Drain Fläche ca. 2,5 cm2 groß sein sollte, um den
Wärmeabtransport laut Datenblatt zu garantieren.
Genau unter anderem die Dioden und Gate-Widerstände befinden sich auf
der Rückseite.
Hier die Platine als 3D-Ansicht.
Bernadette schrieb:> Du willst doch eine pulsierende Spannung am Ausgang, warum dann ein C?
Nein, eigentlich genau eben nicht. Bei der Schaltung handelt es sich um
einen Buck-Converter. Das pulsierende Ausgangssignal am Highside-Gate
soll also durch ein LC-Filter geglättet werden.
Über das Tastverhältnis des PWM Signals (LI) wird die Ausgangsspannung
geregelt (siehe Synchronwandler).
Bernadette schrieb:> C=1000uF kannst du nicht 250000 mal pro Sekunde laden und entladen> !!!!
Sollen Sie ja eben auch nicht, da der Ausgangskondensator die
Ausgangsspannung glätten soll...
Bernadette schrieb:> Du willst doch eine pulsierende Spannung am Ausgang, warum dann> ein C?>> Raus damit !!!!!!!!!!!!!!!!!!!!
ORRRDDER!
Das ist keine H-Brücke ... es soll ein Stepdown-Wandler werden! Da MUSS
ein Ausgangs-C dran sein.
Ich gehe davon aus, das der Ausgangfilter noch abgeklemmt ist.
Bevor die Halbbrücke an HS nicht sauber schaltet muß der Filter nich
wieder ran.
Bernadette schrieb:> C=1000uF kannst du nicht 250000 mal pro Sekunde laden und entladen !!!!
Ach...
der hat die Spule schon rausgelötet, somit spielt's keine Rolle.
rogerz schrieb:> ORRRDDER!> Das ist keine H-Brücke ... es soll ein Stepdown-Wandler werden! Da MUSS> ein Ausgangs-C dran sein.>> Ich gehe davon aus, das der Ausgangfilter noch abgeklemmt ist.> Bevor die Halbbrücke an HS nicht sauber schaltet muß der Filter nich> wieder ran.
Richtig, momentan ist der Filter noch abgeklemmt, da L ja nicht
eingelötet ist. Im prinzip, handelt es sich also momentan um eine
Halbbrücke. Nur wieso schaltet der LM5104 Q1 nicht... C2 und C20 sind
nun beide 10uF KerKos.
Ist im Prinzip möglich.
Aber die MOSFETs können nicht mit 250kHz schalten.
Und Stepdown baut man grundsätzlich anders.
In deiner Schaltung wird dein Ausgangskondensator immer wieder entladen
und eine Spannungskontrolle fehlt auch.
Das Entladen führt zu unnötigen Energieverlusten und für eine korrekte
Funktion wäre eine hohe PWM-Frequenz erforderlich.
Zu Testen der Schaltung erst mal Ausgangs-C weg lassen.
Was ist wenn die Verbindung zwischen HB und Vdd zwar beim Messen mit dem
Multimeter gekappt ist, es allerdings bei höheren Spannungen zum
überschlag kommt? (Surren beim Hochdrehen des Stroms?) Allerdings liegt
die Spannung bei der es hörbar anfängt zu Surren nur bei ca. 6V...
RH schrieb:> rogerz schrieb:>> ORRRDDER!>> Das ist keine H-Brücke ... es soll ein Stepdown-Wandler werden! Da MUSS>> ein Ausgangs-C dran sein.>>>> Ich gehe davon aus, das der Ausgangfilter noch abgeklemmt ist.>> Bevor die Halbbrücke an HS nicht sauber schaltet muß der Filter nich>> wieder ran.>> Richtig, momentan ist der Filter noch abgeklemmt, da L ja nicht> eingelötet ist. Im prinzip, handelt es sich also momentan um eine> Halbbrücke. Nur wieso schaltet der LM5104 Q1 nicht... C2 und C20 sind> nun beide 10uF KerKos.
Nimm mal D1 und D2 raus, also nur mit 7,5Ohm auf die Gates.
Das scharfe Ausschalten über die Dioden hat einen hohes du/dt an HS
zurfolge, das auf andere Schaltungteile einkoppeln könnte.
Als Testfrequenz würde ich erstmal auf 20kHz zurückgehen. Wenns damit
geht spricht nichts dagegen später wieder höher zu gehen.
rogerz schrieb:> Nimm mal D1 und D2 raus, also nur mit 7,5Ohm auf die Gates.
D1 und D2 sind raus. Verändert nichts am Problem.
Momentan handelt es sich um 10 Ohm Widerstände. Soll ich diese mal durch
4,7 Ohm ersetzen?
RH schrieb:> rogerz schrieb:>> Nimm mal D1 und D2 raus, also nur mit 7,5Ohm auf die Gates.>> D1 und D2 sind raus. Verändert nichts am Problem.>> Momentan handelt es sich um 10 Ohm Widerstände. Soll ich diese mal durch> 4,7 Ohm ersetzen?
Kleinere Gate-Rs schalten schneller und führen zu höherem Übersprechen.
... eigentlich sollte man mit noch höheren Gate-Rs testen, um die
Schaltflanken zu verlangsamen. Das läßt aber die maximale Totzeit von
200ns nicht zu.
Hast du schon Gate-Entlade-Rs eingebaut? ... je 10k von G nach S
Läuft der Strom immer noch so schnell hoch, dass du nichts messen
kannst? Dann löte so viele Bauteile aus, dass der Strom niedrig bleibt
und du mal vernünftig mit dem Oszi auf Fehlersuche gehen kannst.
L1 ist schon ausgelötet? Dann entferne noch Q1. Jetzt schau dir die
Gate-Signale an, ob sie korrekt erzeugt werden und vernünftige
Flankensteilheit haben.
Versucht dein Controller derzeit schon den Spannungswandler zu regeln?
Dann schalte vorübergehend mal diese Regelung ab (vielleicht läuft sie
ja Amok) und steuere den MOSFET-Treiber mit festem Tastverhältnis an.
Bestehen die Probleme weiter?
Bist du noch bei der niedrigen PWM-Frequenz (20kHz)? Bring das System
erst mal damit zum laufen ehe du die Frequenz hochdrehst. (solange die
Spule ausgelötet ist, darfst du dir auch niedrige Frequenzen erlauben).
RH schrieb:> Momentan handelt es sich um 10 Ohm Widerstände. Soll ich diese mal durch> 4,7 Ohm ersetzen?
Das ist "Feinkosmetik" um die du dich kümmern kannst, wenn das System
mal läuft und noch ein bisschen besser laufen soll. Um erst mal den
Fehler in deinem System zu finden, machen 4,7Ohm und 10Ohm keinen
Unterschied.
Bernd K. schrieb:> Sicher, dass D5 nicht falsch rum drin steckt?>> Einfach mal eine Idee, weil dann das Verhalten zu erklären wäre.
D5 ist momentan ausgelötet.
Irgendwo muss es aber einen Kurzen geben, der mit der Schaltfrequenz
einhergeht. Anders kann ich mir das Surren nicht erklären. Teste
momentan mit 6 KHz.
Sitze hier ja mitlerweile seit einigen Tagen dran und finde diesen
doofen Fehler einfach nicht.
Achim S. schrieb:> Läuft der Strom immer noch so schnell hoch, dass du nichts messen> kannst? Dann löte so viele Bauteile aus, dass der Strom niedrig bleibt> und du mal vernünftig mit dem Oszi auf Fehlersuche gehen kannst.>> L1 ist schon ausgelötet? Dann entferne noch Q1. Jetzt schau dir die> Gate-Signale an, ob sie korrekt erzeugt werden und vernünftige> Flankensteilheit haben.>> Versucht dein Controller derzeit schon den Spannungswandler zu regeln?> Dann schalte vorübergehend mal diese Regelung ab (vielleicht läuft sie> ja Amok) und steuere den MOSFET-Treiber mit festem Tastverhältnis an.> Bestehen die Probleme weiter?>> Bist du noch bei der niedrigen PWM-Frequenz (20kHz)? Bring das System> erst mal damit zum laufen ehe du die Frequenz hochdrehst. (solange die> Spule ausgelötet ist, darfst du dir auch niedrige Frequenzen erlauben).
L1 ist ausgelötet. Q1 war auch schon ausgelötet. Oben gibs eine Messung
mit dem Oszi bei der nur Q2 angeschlossen war und HS auf 12V gezogen
wurde. (genaueres ein paar Posts weiter oben)
Geregelt wird noch nichts. Der Controller gibt nur ein 6 KHz Signal mit
D = 0.5 raus.
Hast du die FETs irgendwie geprüft?
Auch schon den Treiber geprüft?
Rechne dir mal mit der Gatekapazität und dem Gatewiderstand die
Zeitkonstante aus, dann wird erkennbar, dass 250kHz nicht funktionieren
werden.
Ohne deinen C=1000uF sollte die Schaltung dann mit f-PWM <=20kHz
funktionieren, wenn der Ausgang offen bleibt.
Dann kannst du ja die PWM-Frequenz steigern und sehen, was passiert.
Die Wärmeentwicklung an den MOSFETs steigt mit der Frequenz.
RH schrieb:> L1 ist ausgelötet. Q1 war auch schon ausgelötet. Oben gibs eine Messung> mit dem Oszi bei der nur Q2 angeschlossen war und HS auf 12V gezogen> wurde. (genaueres ein paar Posts weiter oben)
ok, dann wäre mein nächster Ansatz: löte Q2 aus (durch 100Ohm ersetzen)
und Q1 wieder ein. Läuft der Strom jetzt hoch oder bleibt er in einem
vernüftigen Bereich? Was zeigen dann die Oszi-Messungen?
RH schrieb:> rogerz schrieb:>> Hast du schon Gate-Entlade-Rs eingebaut? ... je 10k von G nach S>> Nein, kann ich aber macAchim S. schrieb:> ok, dann wäre mein nächster Ansatz: löte Q2 aus (durch 100Ohm ersetzen)> und Q1 wieder ein. Läuft der Strom jetzt hoch oder bleibt er in einem> vernüftigen Bereich? Was zeigen dann die Oszi-Messungen?
Q2 durch 100Ohm ersetzen geht Leiterplattentechnisch nicht.. Allerding
habe ich Q2 ausgelötet und nun bleibt der Strom niedrig. Anscheinend
sind Q2 und Q1 also tatsächlich zeitgleich eingeschaltet...
RH schrieb:> Anscheinend sind Q2 und Q1 also tatsächlich zeitgleich eingeschaltet...
Man kann das mit dem Oszillopkop /messen/: sieh dir das Ausgangssignal
an und parallel dazu die Versorgungsspannung (die ggfs. über einen 1 Ohm
Widerstand zugeführt wird). Wenn da ein Kurzschluss ist, dann bricht die
Versorgung kurz ein.
RH schrieb:> Die Regelung soll über den uC erfolgen der auch das PWM Signal erzeugt.
Viel Spaß beim Debuggen. Nicht, dass du da mal zufällig irgendwo einen
Breakpoint setzt.
Ich mache meine Regler so, dass die Hardware regelt und die Software
nur einen Sollwert vorgibt. Dann bleibt ggfs. schlimmstenfalls der
letzte Wert stabil am Ausgang. Aber er läuft nicht davon, weil der
Regler dank D-Anteil grade "aufdrehen" wollte und 90% PWM ausgibt...
;-)
BTW: das ganze Ding ist für einen Schaltregler übrigens unheimlich
geräumig mit weit ausgreifenden Stromschleifen aufgebaut und in der
Summe ein toller Störsender.
RH schrieb:> Q2 durch 100Ohm ersetzen geht Leiterplattentechnisch nicht
kannst du bei ausgelötetem Q2 am linken Anschluss von L1 einen
Widerstand gegen Masse einlöten? Dann bewegt sich HS wieder und man
sieht, ob/wie HO schaltet.
Bernadette schrieb:> Gate-Entladewiderstände kannst du weglassen, ist nur bei offenen> Gates> notwendig, die Gates werden durch R=7.5 Ohm ausreichend ge- und> entladen.
... ach ja?
Wer sorgt den deiner Meinung nach dafür, daß die Gates ständig korrekt
ge- und entladen werden?
Der Treiber - richtig!
Aber wie kann der Treiber das garantieren, wenn er selbst nicht im
zulässigen Arbeitsbereich läuft? ... z.B. durch das langsame Aufdrehen
von Spannung oder Strom?
@RH
Lerne erst einmal Datenblatt lesen. Ned bloss wischen aufm Geraet. A
bissl plus mal durch rechnen, waere auch vonnoeten.
Ugs max. 10V.
&
t=2πRC=6.3*7*0.000005
Dieter schrieb:> fg=5kHz
bei einem Vorwiderstand am Gate von 7 Ohm soll sich eine Grenzfrequenz
von 5kHz ergeben? Das klingt nicht gerade realistisch. Wirf lieber
selbst nochmal einen Blick ins Datenblatt und rechne nochmal nach.
@RH
Richtig. 3 Nullen nach dem Komma zu wenig. Dh an dem Teil liegt es
nicht.
Ueberlege in Ruhe den Unterschied zwischen lueckendem und
nichtlueckendem Betrieb. Bei letzterem, wie das ganze hochlaufen
koennte.
Bei ersterem, wie da Q2 geschaltet werden muesste in den Luecken.
Dieter schrieb:> Ueberlege in Ruhe den Unterschied zwischen lueckendem und> nichtlueckendem Betrieb. Bei letzterem, wie das ganze hochlaufen> koennte.
Aktuell gibt es keinen lückenden Betrieb und kein Hochlaufen: L1 und Q2
sind ausgelötet, die Ansteuerung erfolgt mit festen Dutycycle.
Leider kann man nun nicht beurteilen, ob die Ansteuerung weiter sauber
ist: da HS ohne Belastung einfach hochläuft kann die Ladungspumpe nicht
funktionieren und man sieht HO nicht schalten. Deshalb wäre die oben
vorgeschlagene 100Ohm Last anstelle von Q2 günstig, um die
Ansteuersignale nochmal nachmessen zu können. (ein Übersichtsbild, dass
die volle PWM-Periode zeigt, und je ein hochaufgelöstes Bild von
steigender und fallender Flanke der Gatesignale).
Ansonsten deutet mit dem aktuellen Bild vieles darauf hin, dass -
solange Q2 aufgelötet war - eine Schluss gegen Masse vorlag, der mit dem
Ablöten von Q2 entfernt wurde. Das kann an einem defekten Q2 gelegen
haben. Weiter oben wurde schon angefragt (und ausgeschlossen), ob evtl.
D5 verpolt war. Eine weitere Möglichkeit wäre, dass beim Auflöten von Q2
der Schluss gegen Masse erzeugt wurde,.
@TO: es wäre mal geschickt, Layoutbilder deiner Platine zu zeigen. Du
hast zwar oben die schicken 3D-Ansichten hochgeladen. Aber auf denen
verdecken die Bauteile den Blick auf die Leitungen, so dass man nicht
sicher erkennen kann, wo kritische Leitungen langlaufen und Abstände
evtl. etwas klein geraten sind. Insbesondere den Verlauf von Masse um Q2
herum würde ich mir etwas genauer anschauen.
Achim S. schrieb:> ...> Ansonsten deutet mit dem aktuellen Bild vieles darauf hin, dass -> solange Q2 aufgelötet war - eine Schluss gegen Masse vorlag, der mit dem> Ablöten von Q2 entfernt wurde. Das kann an einem defekten Q2 gelegen> haben. Weiter oben wurde schon angefragt (und ausgeschlossen), ob evtl.> D5 verpolt war. Eine weitere Möglichkeit wäre, dass beim Auflöten von Q2> der Schluss gegen Masse erzeugt wurde,.
.... das hört sich plausibel an!
Die vielen Lötspritzer könnten eine weitere Kurzschlußursache sein.
Achim S. schrieb:> Deshalb wäre die oben> vorgeschlagene 100Ohm Last anstelle von Q2 günstig
Man kann auch Q2 (wenn der nicht kaputt ist) nur Gatte und Source löten.
Achim S. schrieb:> Ansonsten deutet mit dem aktuellen Bild vieles darauf hin, dass -> solange Q2 aufgelötet war - eine Schluss gegen Masse vorlag, der mit dem> Ablöten von Q2 entfernt wurde. Das kann an einem defekten Q2 gelegen> haben. Weiter oben wurde schon angefragt (und ausgeschlossen), ob evtl.> D5 verpolt war. Eine weitere Möglichkeit wäre, dass beim Auflöten von Q2> der Schluss gegen Masse erzeugt wurde,.
ich überpüfe Q2 mal.
Achim S. schrieb:> @TO: es wäre mal geschickt, Layoutbilder deiner Platine zu zeigen. Du> hast zwar oben die schicken 3D-Ansichten hochgeladen. Aber auf denen> verdecken die Bauteile den Blick auf die Leitungen, so dass man nicht> sicher erkennen kann, wo kritische Leitungen langlaufen und Abstände> evtl. etwas klein geraten sind. Insbesondere den Verlauf von Masse um Q2> herum würde ich mir etwas genauer anschauen.
Siehe Anhang! Bitte bei der Kritik konstruktiv bleiben aber gerne so
viel wie möglich. Ist mein erstes PCB-Layout.
Dieter schrieb:> Ueberlege in Ruhe den Unterschied zwischen lueckendem und> nichtlueckendem Betrieb. Bei letzterem, wie das ganze hochlaufen> koennte.> Bei ersterem, wie da Q2 geschaltet werden muesste in den Luecken.
Momentan sieht die Schaltung durch die Ausgelöteten Teile so wie im
Anhang zu sehen ist aus.
RH schrieb:> Bitte bei der Kritik konstruktiv bleiben
das versuche ich im Normalfall ;-)
rogerz hat schon auf eine kritische Stelle hingewiesen (der Thread ist
inzwischen etwas länglich, ich hatte das Layoutbild, auf das er sich
bezieht, gar nicht auf dem Schirm).
An der von rogerz gekennzeichneten Stelle kommen sich HS und GND so
nahe, dass es leicht zu einem Schluss kommen könnte.
Was bedeutet die dort sichtbare rot schraffierte Stelle in deinem
Layouttool? Ist das die Öffnung der Lötstopmaske? Dann ist ein
Kurzschluss an der Stelle recht wahrscheinlich. Oder ist es nur die
Umrandung eine Kupferfläche? Dann würde ich trotzdem auf der realen
Platine mal nachschauen, ob das ein Lötzinnsptratzler einen Schluss
gemacht haben könnte.
Was mir ansonsten beim Layout auf den ersten Blick auffällt: die
Masseverbindung des Ausgangskondensators (C5) ist miserabel. Du hast
zwar große Masseflächen, aber sowohl auf top als auch auf bottom sind
die Lagen so durchschnitten, dass der Strom keinen vernünftigen Rückweg
zum Massenanschluss des Eingangskondensators findet. Selbst wenn du den
Fehler der aktuellen Platine beheben kannst - diese Masseverbindung wird
Grund genug sein, ein neues Layout anzufertigen.
Um den schlechten Strompfad bewerten zu können: überlege dir den
Stromkreis beim Einschalten von Q1 und male ihn in dein Layout ein.
(Also: vom + Anschluss von C4 über Q1 über L1 über C5 und auf der
Massefläche wieder zurück zum - Anschluss von C4. Daraus muss ein
kleiner, niederimpedanter Stromkreis werden. Im Augenblick ist der
Rückweg vom - Anschluss von C5 zum - Anschluss von C4 wirklich
schrecklich (und das ist konstruktiv gemeint ;-)
Achim S. schrieb:> kannst du bei ausgelötetem Q2 am linken Anschluss von L1 einen> Widerstand gegen Masse einlöten? Dann bewegt sich HS wieder und man> sieht, ob/wie HO schaltet.
Hab einen 100 Ohm Widerstand wie von dir vorgeschlagen eingelötet. So
schauts nun aus.
RH schrieb:> So> schauts nun aus.
kannst du nochmal dazu schreiben, welches Signal was ist? Und zwar am
besten mit Kanal A.. Kanal D statt mit Farben: ich tue mich mit der
Erkennung der Farben auf deinen Fotos recht schwer.
Achim S. schrieb:> das versuche ich im Normalfall ;-)
Hat auch dieses Mal geklappt. Ist nur leider häufig in Foren der Fall,
dass man als Beginner bloß gestellt wird.
Das ich einen weiteren Versuch beim Layout benötigen würde, hatte ich
mir fast schon gedacht, dafür habe ich einfach zu wenig Erfahrung. Das
es bisher garnicht funktioniert ist trotzdem ganz schön frustrierend.
Achim S. schrieb:> Was bedeutet die dort sichtbare rot schraffierte Stelle in deinem> Layouttool? Ist das die Öffnung der Lötstopmaske?
Das ist nur die Grenze einer Kupferfläche. Ausgefüllt ist allerdings nur
der rot gefüllte Bereich.
Im Anhang ist die Stelle in Real zu sehen.
Achim S. schrieb:> kannst du nochmal dazu schreiben, welches Signal was ist? Und zwar am> besten mit Kanal A.. Kanal D statt mit Farben: ich tue mich mit der> Erkennung der Farben auf deinen Fotos recht schwer.
Ups, klar!
A - LI
B - LO
C - HO
D - HS
Achim S. schrieb:> Um den schlechten Strompfad bewerten zu können: überlege dir den Stromkreis
Hier sind diese Stromkreise auch zu finden:
http://www.lothar-miller.de/s9y/categories/40-Layout-Schaltregler
Aber derzeit klemmts ja viel, viel weiter vorn...
RH schrieb:> Genau, das flächige Layout beruht auf dem Datenblatt einiger MOSFETs> nachdem die Drain Fläche ca. 2,5 cm2 groß sein sollte, um den> Wärmeabtransport laut Datenblatt zu garantieren.Absolut vorrangig für die Funktion eines Schaltreglers (zudem eines im
250kHz Bereich mit Flankensteilheiten >10MHz-Bereich) ist aber ein
kompakter Aufbau. Die Entwärmung der Bauteile kommt dann anschließend.
RH schrieb:> Ist mein erstes PCB-Layout.
Ich finde im ganzen Thread kein Wort zum DRC.
Hast du den mal gegen deine Platine laufen lassen?
Lothar M. schrieb:> Ich finde im ganzen Thread kein Wort zum DRC.> Hast du den mal gegen deine Platine laufen lassen?
Selbstverständlich... Da ist laut PCBNew DRC alles i.O.
Achim S. schrieb:> Um den schlechten Strompfad bewerten zu können: überlege dir den> Stromkreis beim Einschalten von Q1 und male ihn in dein Layout ein.> (Also: vom + Anschluss von C4 über Q1 über L1 über C5 und auf der> Massefläche wieder zurück zum - Anschluss von C4. Daraus muss ein> kleiner, niederimpedanter Stromkreis werden. Im Augenblick ist der> Rückweg vom - Anschluss von C5 zum - Anschluss von C4 wirklich> schrecklich (und das ist konstruktiv gemeint ;-)
Aiaiai jetzt wo ichs weiß macht das natürlich voll und ganz Sinn. Der
Strom muss ja theoretisch fast komplett einmal rum...
Ich werd ein neues Layout ohne großer Drain-Flächen der FETs machen und
dann alles etwas nach oben schieben, damit C5 und C4 vernünftig über
Masse verbunden sind.
Gegen die Zerstückelung der Masseflächen unternehme ich dann auch etwas.
RH schrieb:> A - LI> B - LO> C - HO> D - HS
ok, HS ist jetzt wieder durchmoduliert, so dass die Ladungspumpe zur
Ansteuerung von HO eigentlich funktionieren sollte. Die steigende
Schaltflanke von HO kann ich auch erahnen (HO springt um ca. 20V nach
oben, während sein Bezugspotential HS nur um 15V hochgeht). Aber die
fallende Flanke von C fehlt mir völlig. Vielleicht ist mit deinen
vorherigen Korrekturen im Bereich der Ladungspumpe (Verbindung HB und
VCC) doch noch was nicht in Ordnung. Oder die vorherige Verbindung hat
die Ladungspumpe im Treiber IC gehimmelt.
Kannst du in dieser Konstellation bitte nochmal eine Messung aufnehmen:
HO
HS
HB
LO
Und zwar alle so, dass man den 0V-Wert aller Kanäle am linken
Bildschirmrand erkennen kann (der fehlt momentan für HO).
Und möglichst HO und HS nahe nebeneinander und in gleicher Skalierung,
damit man leicht die tatsächliche GS-Spannung von Q1 erkennen kann (also
die Spannungsdifferenz von HO zu HS).
RH schrieb:> Aiaiai jetzt wo ichs weiß macht das natürlich voll und ganz Sinn. Der> Strom muss ja theoretisch fast komplett einmal rum...
Genau. Und sich dabei ggf. auch noch durch "Engstellen durchquetschen"
(z.B. bei C8 oder neben C10).
Für den Gleichanteil des Stroms wäre es im Prinzip nur wichtig, dass
"die Leitung breit genug" ist. Aber im Schaltregler hast du Flanken mit
hochfrequenten Wechselanteilen - die reagieren kritisch auf die
parasitäre Induktivität von Stromschleifen. So dass man deren
Schleifenfläche möglichst klein halten soll. Und zwar insbesondere die
"Unterschiede" in den beiden Stromschleifen, die beim Umschalten von Q1
auf Q2 entstehen. Lothar hat ja oben seine Seite verlinkt, auf der das
schön erklärt ist.
Achim S. schrieb:> Kannst du in dieser Konstellation bitte nochmal eine Messung aufnehmen:> HO> HS> HB> LO
A - HB
B - LO
C - HO
D - HS
Alles gegen Masse gemessen ist das so okay?
RH schrieb:> Alles gegen Masse gemessen ist das so okay?
Ja, passt so.
Man erkennt, dass dein Treiber auf HO ein Problem hat. Er hält nicht den
Pegel und schaltet dann mit einer definierten Flanke aus. Sondern er
"driftet" in der On-Phase langsam nach unten (obwohl HB konstant
bleibt). Und er schaltet jedes zweite mal an einer völlig falschen
Stelle ein, so dass beide Transistoren gleichzeitig geöffnet sind.
Im angehängten pdf:
- Flanke 1 kommt korrekt: LO schaltet aus, HO schaltet ein.
- in der anschließenden On-Phase 1 hält HO aber nicht den Pegel (obwohl
seine Versorgung HB konstant bleibt) sondern driftet nach unten. Das ist
schon mal eine klare Fehlfunktion.
- Vor der steigenden Flanke von LO sollte auf HO eine steile fallende
Flanke sein, die aber nicht existiert (vielleicht weil HO schon so weit
nach unten gedriftet ist, dass es nicht mehr weiter sinken kann).
- bei Flanke 2 schaltet dann HO an einer völlig falschen Stelle ein.
Kurz danach schaltet auch LO ein, so dass hier über einen längeren
Zeitraum beide FETs leiten würden. Weil die Ansteuerung von Q1 unsauber
ist während Q2 durchsteuert ist es klar, dass Q1 warm wird während Q2
kalt bleibt.
"Eigentlich" sollte dein FET-Treiber solche Ansteuersignale nicht
erzeugen können. (In deiner ersten Oszi-Messung, die noch mit anderer
Bestückung stattfand, sahen die Kurven auch noch "sauberer" aus.)
Ich würde nochmal die Lötkorrekturen um HB/Vss kontrollieren und ggf.
den Treiberbaustein gegen ein neues Exemplar austauschen. Wenn die
Flanken dann korrekt kommen sollten, ggf. bei Q2 wieder den
100Ohm-Widerstand rauslöten und einen FET einlöten.
Ups: sorry, die 5MB für das pdf waren etwas übertrieben. Ich habe
einfach die Oszi-Grafik unskaliert ins pdf kopiert und nicht darauf
geachtet, was für eine Filegröße daraus wird.
Achim S. schrieb:>> Ich würde nochmal die Lötkorrekturen um HB/Vss kontrollieren und ggf.> den Treiberbaustein gegen ein neues Exemplar austauschen. Wenn die> Flanken dann korrekt kommen sollten, ggf. bei Q2 wieder den> 100Ohm-Widerstand rauslöten und einen FET einlöten.
Ich würde jetzt einen neuen Treiber bestellen und eine Platine komplett
neu bestücken, so dass nur der Treiber + MOSFETs und dafür nötige
Peripherie vorhanden ist. Damit habe ich hoffentlich so wenige
Fehlerquellen wie möglich und schaue dann ob er die MOSFETs dann
geschaltet bekommt. Die Fehler beim Layout (große Stromschleifen, etc. )
sollten ja noch nicht ins Gewicht fallen, da ich ja nur eine Halbbrücke
ohne Last erzeuge oder?
Achim S. schrieb:> Ups: sorry, die 5MB für das pdf waren etwas übertrieben. Ich habe> einfach die Oszi-Grafik unskaliert ins pdf kopiert und nicht darauf> geachtet, was für eine Filegröße daraus wird.
Schau mal hier.. ich habe die Frequenz auf 1,5 kHz reduziert oben waren
es 3 KHz. Wie man sieht ist die entladung freuquenzunabhängig oder irre
ich mich?
Tany schrieb:> Es sieht so aus, als die Ladepumpe nicht wie gewünscht funktioniert.> Entweder Kondensator prüfen oder ne ext. Diode ergänzen.
HB ist imho stabil ca. 10 V größer als HS. Für mich sieht es danach aus,
als würde die Ladungspumpe immer mehr als die für UVLO benötigten
Spannung erzeugen - d.h. die Ladungspumpe als solche funktioniert in
meinen Augen. (Vielleicht mal noch eine Messung mit HS und HB direkt
nebeneinander in gleicher Skalierung, um das noch besser beurteilen zu
können).
Trotzdem zickt der aus HB und HS versorgte HO-Treiber rum.
RH schrieb:> Wie man sieht ist die entladung freuquenzunabhängig oder irre> ich mich?
Irgendwann wird die PWM-Periode bei gegebenem Wert von Cboot zu lange,
so dass HB einbricht und dann natürlich auch HO. Aber wie schon
geschrieben: eigentlich sieht der Verlauf von HB vernünftig aus, was für
ein ausreichend großes Cboot spricht.
RH schrieb:> Ich würde jetzt einen neuen Treiber bestellen und eine Platine komplett> neu bestücken, so dass nur der Treiber + MOSFETs und dafür nötige> Peripherie vorhanden ist.
Klingt nach einem Plan. Vielleicht am Anfang sogar ohne Q2 und wieder
mit einem Entladewiderstand statt Q2 - für den Fall dass der
ursprüngliche Fehler doch noch nicht erkannt ist und auch bei der neu
bestückten Platine gleich wieder das identische Problem auftritt (und
dabei ggf. Bauteile himmelt).
Bei einer neuem neuen Treiber koennten in den Drainpfad noch
Widerstaende oder Lampen als Schutz geschaltet werden. Der Fehler, dass
beide Mosfets kurz beim Umschalten an sind, koennte durch quasi prellen
oder Schwinger der Schaltflanken von der Ansteuerung auch kommen, bzw.
durch eigene EMV des unguenstigen Aufbaus verursacht werden.
Dieter schrieb:> Test ohne C2 mit 9V Blockbatterie zwischen HB und Vdd
Du meinst bestimmt zwischen HB und HS?
Das ist wohl die beste Methode um den Fehler zu lokalisieren.
Bernd K. schrieb:> Hier mal ein MOSFET mit deutlich besserem Qg:> https://www.mouser.de/ProductDetail/Infineon-Technologies/BSC040N08NS5ATMA1?qs=3Bi3m9r5MQYg6gX6tNC4kQ%3D%3D>> Qg=43nC, Rdson=3,4mOhm (beides typ. @ Vgs=10V)> Wenn denn 80V ok ist.
Wow der sieht top aus. Gerade die kurze Anstiegs- und Abfallzeit ist
super. Allerdings halt nicht per Hand lötbar. Eventuell würde ich für
den nächsten Platinenversuch allerdings sowieso eine Schablone
mitbestellen und die Teile im Ofen auflöten.
Hm ob 80V reichen ist so eine Sache. Prinzipiel schalten die MOSFETs ja
maximal 50V. Wie das mit Spannungsspitzen aussieht kann ich ja nur
abschätzen oder gibts da wege das mit hinreichender Sicherheit
auszulegen?
Tany schrieb:> Dieter schrieb:>> Test ohne C2 mit 9V Blockbatterie zwischen HB und Vdd>> Du meinst bestimmt zwischen HB und HS?> Das ist wohl die beste Methode um den Fehler zu lokalisieren.
Womit sollte ich in dem Fall dann rechnen? Ich brauche C2 doch zum
Bootstrapping... Stehe da gerade auf dem Schlauch.
C2 stellt Stromversorgung für die Highside mit interner Body Diode
sicher, wenn du Highside mit 9V ext. versorgst, muß C2 nicht zwingend
vorhanden sein, aber auch nicht unbedingt weg.
RH schrieb:> Wie das mit Spannungsspitzen aussieht kann ich ja nur> abschätzen
das hängt entscheidend von deinem Layout ab (und von den unerwünschten
parasitären Kapazitäten in den Stromschleifen)
Tany schrieb:> wenn du Highside mit 9V ext. versorgst, muß C2 nicht zwingend> vorhanden sein, aber auch nicht unbedingt weg.
Wenn die Highside mit einem 9V-block zwischen HB und HS versorgt werden
soll, dann muss aber VCC reduziert werden. Sonst versucht die
integrierte Diode im Treiber, den 9V-Block auf 11V aufzuladen.
RH schrieb:> Womit sollte ich in dem Fall dann rechnen? Ich brauche C2 doch zum> Bootstrapping... Stehe da gerade auf dem Schlauch.
Es geht Dieter und Tany darum, ohne Bootstrapping auszukommen (also eine
externe Versorgung für den High-Side Treiber auszuprobieren). Kann man
machen. Ich persönlich würde aber im Zweifel lieber den Verlauf von HB
zu HS genauer (und mit höherer Zeitauflösung) nachmessen.
Deine Messungen von gestern deuten schon mal darauf hin, dass das
Bootstrapping an sich funktioniert (HB liegt immer um knapp den
Zahlenwert von Vdd über HS). Das könnte man nochmal genauer nachmessen
(HB und HS in gleicher Skalierung direkt nebeneinander). Und den
Zeitverlauf direkt bei der Schaltflanke mit höherer Zeitauflösung
anschauen (ob HB-HS nicht vielleicht doch zwischendurch einbricht).
Achim S. schrieb:> und von den unerwünschten> parasitären Kapazitäten
das sollte natürlich heißen: "von den unerwünschten parasitären
Induktivitäten deiner Stromschleifen"
RH schrieb:> zwischen HB und HS?
HS wuerde ich bewusst dabei nicht verwenden. Sondern Vdd. Die Variante
mit HS waere ein weiterer Test.
Bei der Variante mit Vdd sollte unbedingt auch einmal der Strom gemessen
werden.
Achim S. schrieb:> Deine Messungen von gestern deuten schon mal darauf hin, dass das> Bootstrapping an sich funktioniert (HB liegt immer um knapp den> Zahlenwert von Vdd über HS). Das könnte man nochmal genauer nachmessen> (HB und HS in gleicher Skalierung direkt nebeneinander). Und den> Zeitverlauf direkt bei der Schaltflanke mit höherer Zeitauflösung> anschauen (ob HB-HS nicht vielleicht doch zwischendurch einbricht).
Werde ich sofort machen!
So ich habe nun folgendes gemacht:
Neue Platine wie im Anhang zu sehen ist zusammengelötet.
Und siehe da! ich kriege die Grundschaltung zumindest zusammen und sie
funktioniert.
zwischen Ground und HS messe ich bei einem Tastverhältnis von 50% die
erwarteten Vin/2 (in diesem Fall 10V da Vin = 20V nicht wie im
Schaltplan 15V!!!)
Im Oszi:
A - LI
B - HO --> HO & LO mi Nullpunkt ganz unten im Diagramm + gleicher
Skalierung
C - LO
D - HS
HO schwingt sehr stark (siehe Bild) und erreicht sehr hohe Spannungen.
Außerdem "zappelt" D (also HS) im Oszi ganz schön wild rum. Beim Messen
mit Multimeter zwischen HS und GND ergibt sich aber genau die halbe
Spannung von Vin.
HO steigt auch linear mit Vin an.
Bei Vin gleich 30V habe ich zwischen HS und GND eine Spannung von 15V.
Zwischen HO und GND sind es 40V. Das bedeutet ja, dass Vgs = 25V sind?
bei Vin = 40V sinds dann schon Vgs = 30V... das ist ja viel zu viel.
Dazu kommen die ziemlich starken Schwinger beim Einschalten von HO...
müsste HO nicht zwischen HS und HS+Vdd wechseln?
Ja aber müssten es nicht eigentlich HS+(Vdd-2V) sein? ansonsten habe ich
bei einem geringeren Tastverhältnis noch größere Spannungsdifferenzen
zwischen Gate und Source des Highside-Fets...
Neue Treiber sind bestellt, werden aber ein paar Tage brauchen.
RH schrieb:> Ja aber müssten es nicht eigentlich HS+(Vdd-2V) sein?
HS wechselt zwischen 0 (Q1 an, Q2 aus) und Vin (Q1 aus, Q2 an)...
so ca. wie beim Anhang zu sehen ist.
Achso ja klar.
Meinst du das Schwingen daher, dass der Treiber defekt ist? Anonsten
würde ich eventuell nämlich auch mal wie du Augangskondensator und Spule
einlöten.
Meinst du es ist nötig einen Lastwiderstand einzubauen oder wieso hast
du einen in deiner Simulation?
Hält der LC-Filter HS nicht auf Vin/2 bei 50% Tastverhältnis?
RH schrieb:> ...> Dazu kommen die ziemlich starken Schwinger beim Einschalten von HO...> müsste HO nicht zwischen HS und HS+Vdd wechseln?
Erstmal meinen Glückwunsch!
Das Schwingen entsteht durch die Schaltflanken angeregt
L-C-Schwingkreise, die durch parasitäte L und C gebildet werden. Diese
unerwünschten L und C kannst du verringert: Achim hat schon das Layout
als Ursache angesprochen. Es gibt aber noch L und C-Anteile die nur
schwer beeinflußt werden können: Ausgangskapazität der MOSFETs und
Induktivitäten der Bauteilanschlüsse (und sogar interne Bonddrähte!).
Du kannst Spule und Elko wieder einlöten.
Ohne Lastwiderstand steigt die Ausgangsspannung fast auf Vin.
Wenn es dein Labornetzteil werden soll, musst du besonders auf Reglung
achten, denn Tastverhältnis kannst du nicht beliebig verkleinern
/vergrößern.
Habe jetzt mal zum Ausprobieren die 12V über die 1. Platine laufen
lassen (LMR16006) das funktioniert genauso wie mit dem Labornetzteil.
Sprich auch die selben Schwingungen. Das heißt aber ja schonmal, dass
nicht dort der Fehler auf der ersten Platine versteckt ist.
Ich werde jetzt mal Spule und Kondensator einlöten und mir das Ganze
nochmal anschauen.
Habe die Schaltung um den LC-Tiefpass ergänz und siehe da, so sehen die
Verläufe nun aus. (siehe Anhang)
Die Freuquent beträgt in der Aufnahme in Anhang 48 KHz. D = 0,75
Vin = 20V, Vout = 15V also alles okay.
Einziges Problem ist nun die doofe Schwingung am Gate. Die kommt mir,
wenn ich mit der Freuquenz hochgehe, denke ich irgendwann in die Quere.
Beim neuem Layout werde ich also auf große Flächen verzichten und
außerdem zwischen Gate und Source der Mosfets noch jeweils eine 15V
Zehner-Diode platzieren. Klingt das nach einem Plan?
Danke bis hierhin auf jeden Fall schonmal an jeden für die tolle
Unterstützung.
RH schrieb:> ...> Einziges Problem ist nun die doofe Schwingung am Gate. Die kommt mir,> wenn ich mit der Freuquenz hochgehe, denke ich irgendwann in die Quere.
Jetzt müßte ein direkter Einfluß auf die Gate-Schwingungen durch
Weglassen der Gate-Dioden sichtbar werden. Also die Schaltflanken
verlangsamen an HS ... Totzeit unbedingt auf Maximum stellen.
Google mal "Millerkapazität" und "Self turn ON MOSFET".
Zu Letzterem wirst du auf ein schönes paper von Toshiba stossen...
RH schrieb:> Einziges Problem ist nun die doofe Schwingung am Gate.
Als erstes könntest du sicherstellen, dass wir uns keinen Messartefakt
anschauen. Benutze zum Messen mit dem Oszi bitte einen 10:1 Tastteiler.
Geh mit dessen Spitze auf das HO-Signal (Spitze direkt am IC auf den Pin
drücken). Geh mit dem Masseclip des Tastteilers direkt auf das
HS-Signale neben dem IC (z.B. das HS-Ende von C2).
Aber Achtung: dabei darf kein weiterer Masseclip an eine andere Stelle
der Schaltung angeschlossen sein. Und das Netzteil muss potentialfrei
sein (so dass sich HS auf GND-Potential des Oszis einstellen kann). Wenn
eine von beiden Bedingungen nicht erfüllt ist kannst du damit die
Schaltung zerstören.
Auf die Art minimierst du die parasitäre Induktivität des Tastkopfs, so
dass der nicht zur Schwingung beiträgt. Außerdem misst du dann das
HO-Signal relativ zu dessen Bezugssignal HS. Dass die beiden ggf.
gegenüber GND schwingen ergibt sich aus der schon früher beschriebenen
ungüstigen GND-Führung in deiner Schaltung.
Sieht HO dann besser aus?
Die wesentliche Verbesserung im Neudesign wird in der besseren
Masseverbindung bestehen.
Ansonsten kannst du den Stromkreis zur Gateansteuerung etwas optimieren.
Der geht vom HB-Ende von C2 über das IC auf HO, über R3 auf das Gate,
über die GS-Kapazität auf die Source an HS und von dort zum HS-Ende von
C2. Dieser Kreis soll möglichst kompakt werden. Er passt auch in deinem
aktuellen Layout schon nicht ganz schlecht. Aber dass du R3 auf die
Rückseite gelegt hast und dadurch ein paar nH an Induktivität durch die
vias zugefügt hast, lässt sich verbessern.
Die Diode in der Gate-Leitung würde ich weglassen - durch die
einstellbare Totzeit des Treibers brauchst du diese asymmetrische
Gateansteuerung mit schneller fallender Flanke und langsamerer
steigender Flanke nicht.
Leider habe ich das Wochenende natürlich keinen Zugriff auf die
Ausrüstung von der Uni. Ich werde das Wochenende aber nutzen, um ein
neues Layout zu erstellen und Montag dann deinen Versuchsaufbau testen
@Achim S.
Ihr würdet also empfehlen die Dioden komplett aus dem Layout
wegzulassen? Zehner Dioden zwischen Gate und Source würde ich aber
trotzdem vorsehen oder gibt es dort einen Grund um davon abzuraten?
rogerz schrieb:> Jetzt müßte ein direkter Einfluß auf die Gate-Schwingungen durch> Weglassen der Gate-Dioden sichtbar werden. Also die Schaltflanken> verlangsamen an HS ... Totzeit unbedingt auf Maximum stellen.
Das werde ich natürlich auch mal austesten ;-)
RH schrieb:> Zehner Dioden zwischen Gate und Source würde ich aber> trotzdem vorsehen oder gibt es dort einen Grund um davon abzuraten?
Sie haben zumindest eine Kapazität, die du zusätzlich zur Gatekapzität
umladen musst (auch wenn der Wert je nach konkreter Auswahl der
Zenerdiode vielleicht nicht ins Gewicht fällt).
Wenn du ein hinreichend gutes Layout hast, das keine übertriebenen
Spannungsspitzen an parasitären Induktivitäten generiert, und die
Versorgung des Treiber-ICs korrekt ist, haben die Zenerdiode am Gate
keine Funktion. Wenn du die genannten Voraussetzungen nicht erfüllst,
solltest du ggf. eher an deren Optimierung arbeiten.
Aber wenn du ganz auf Nummer sicher gehen willst, kannst du die
Zenerdiode im Layout vorsehen (und dann ggf. nicht bestücken). Nur mach
nicht den Fehler, um der eigentlich unnötigen Zenerdioden willen die
Stromschleife der Gateansteuerung übertrieben groß zu machen.
RH schrieb:> keinen Zugriff auf die> Ausrüstung von der Uni. Ich werde das Wochenende aber nutzen, um ein> neues Layout zu erstellen und Montag dann deinen Versuchsaufbau testen
Wenn du Ausrüstung von der Uni hast, dann hast du ggf. dort auch Zugriff
auf einen Differentialtastkopf. Wenn du sowas verfügbar hast, solltest
du meine obige Messbeschreibung wieder vergessen und einfach direkt die
Differnzspannung von G nach S von Q1 messen - das ist wesentlich besser,
als HS mit der Oszimasse zu verbinden.
Vielleicht habt Ihr an der Uni auch ein passendes Oszi, von dem man
Screenshots auf einen USB-Stick speichern kannst. Das ist deutlich
besser als jpg-Fotos vom Bildschirm anzufertigen (insbesondere auch für
den Fall, dass die Aufnahmen für eine schriftliche Ausarbeitung von dir
benötigt werden sollten).
RH schrieb:> Ihr würdet also empfehlen die Dioden komplett aus dem Layout> wegzulassen? Zehner Dioden zwischen Gate und Source würde ich aber> trotzdem vorsehen oder gibt es dort einen Grund um davon abzuraten?
Die Z-Dioden von G nach S schützen das Gate vor transienten
Überspannungen, die sollten auf jeden Fall rein. Im Layout gehören sie
direkt an G/S.
Z-Spannung höher als die normale Gate-Steuerspannung, aber niedriger als
die maximale Ugs des verbauten MOSFETS wählen... idR landet man so bei
einer 15V Z-Diode.
In meinen Schaltungen sind auch immer Gate-Entladewiderstände
vorgesehen, egal wie die Ansteuerung davor aussieht. Eine einzige
übersehene offene Lötstelle (z.B. am Gatewiderstand) und das
Gate-Potential hängt frei in der Luft. Ein 10k..47k nahe am MOSFET sorgt
in diesem Fall für klare Verhältnisse beim Einschalten und vermeidet so
Folgeschäden.
Beim derzeitigen Entwicklungsstand deiner Schaltung halte ich diese
beiden Schutzmaßnahmen (Z-Dioden, Gate-Entlade-Rs) für nötig. Späteres
Nichtbestücken ist ja nicht ausgeschlossen. Einfach auf die Unterseite
der Platine damit, wenn oben kein Platz ist.
Ob die Dioden parallel zum Gate-R Sinn machen, probierst du einfach mal
aus und entscheidest dann, ob du sie im Layout als stille Reserve
vorsehen willst oder komplett rausnimmst. Sie kosten ja auch Platz und
wenn sie nichts bringen, dann wird der Gate-Stromkreis umso kompakter im
Layout.
Die Schottky-Diode D5 halt ich nicht unbedingt für notwendig. Wenn du
sie im Layout vorsehen kannst, dann nahe Q2. Im aktuellen Layout ist sie
zu weit weg.
Ein paar allgemeine Tips für das neue Layout:
Kupferflächen grundsätzlich nur dort, wo sie einen Nutzen haben.
Versuche Pads in Kupferflächen zu vermeiden - speziell von kleinen
Bauteilen. Das spätere Löten geht dann schneller. Wenn absolut nicht
vemeidbar, dann Thermal-spokes (Breite dann nur 0.2 bis 0.3mm) vorsehen.
Die Drain-Fläche von MOSFETs direkt im Pad mit einem Raster von Vias
versehen (z.B. d=0.7 4x5 im 1.27mm Abstand, keine Thermal-spokes hier
soll ja Wärme durch) und auf beiden Seiten des PCB Cu-Flächen einbauen
(Wärmespreizung und Kühlung). Im Bereich des Via-Rasters den
Lötstopplack auch auf der Unterseite freistellen, so kann beim manuellen
Bestücken/Reparieren massiv Wärme von unten zugeführt werden.
Normale Leiterbahnen in Breite und Abstand einheitlich 0.2 bis 0.3mm.
Leiterbahnen, die höhere Ströme führen müssen, natürlich entsprechend
breiter. Alle Leiterbahnen so kurz wie möglich, Bauteile selbst können
auch "Strecke" machen.
DRC nutzen, sofern vorhanden. Kritische Stellen ermitteln und
entschärfen.
Achim S. schrieb:> Sie haben zumindest eine Kapazität, die du zusätzlich zur Gatekapzität> umladen musst (auch wenn der Wert je nach konkreter Auswahl der> Zenerdiode vielleicht nicht ins Gewicht fällt).
Hm.. mit meinen etwa 80nC Qg habe ich ja schon einiges an den MOSFETs
umzuladen. Aber gegebenenfalls kann ich sie ja auch eben ausgelötet
lassen. Momentan kommt es ja wegen der starken Schwinger beim
Highste-FET zu enormen Überspannungen am Highside-Gate.
Achim S. schrieb:> Wenn du Ausrüstung von der Uni hast, dann hast du ggf. dort auch Zugriff> auf einen Differentialtastkopf. Wenn du sowas verfügbar hast, solltest> du meine obige Messbeschreibung wieder vergessen und einfach direkt die> Differnzspannung von G nach S von Q1 messen - das ist wesentlich besser,> als HS mit der Oszimasse zu verbinden.>> Vielleicht habt Ihr an der Uni auch ein passendes Oszi, von dem man> Screenshots auf einen USB-Stick speichern kannst. Das ist deutlich> besser als jpg-Fotos vom Bildschirm anzufertigen (insbesondere auch für> den Fall, dass die Aufnahmen für eine schriftliche Ausarbeitung von dir> benötigt werden sollten).
Danach kann ich mich mal erkundigen. Bei meinen letzten Messungen
gestern habe ich herausgefunden, dass das von mir verwendete Fluke Oszi
auch Screenshots auf USB speichern kann. Das hätte mir natürlich schon
viel eher auffallen können und wäre sicher gut für die Dokumentation
gewesen.
rogerz schrieb:> Die Schottky-Diode D5 halt ich nicht unbedingt für notwendig. Wenn du> sie im Layout vorsehen kannst, dann nahe Q2. Im aktuellen Layout ist sie> zu weit weg.
D5 soll die Body-Diode des unteren MOSFETs während der Totzeit entlasten
und hat eine deutlich geringere Durchlassspannung als diese. tendenziell
würde ich sie also schon drin lassen wollen aber vielleicht entscheide
ich das, jenachdem wie gut ich sie im Layout untergebracht bekomme...
rogerz schrieb:> Die Drain-Fläche von MOSFETs direkt im Pad mit einem Raster von Vias> versehen (z.B. d=0.7 4x5 im 1.27mm Abstand, keine Thermal-spokes hier> soll ja Wärme durch) und auf beiden Seiten des PCB Cu-Flächen einbauen> (Wärmespreizung und Kühlung). Im Bereich des Via-Rasters den> Lötstopplack auch auf der Unterseite freistellen, so kann beim manuellen> Bestücken/Reparieren massiv Wärme von unten zugeführt werden.
also Quasi auf der Rückseite eine große freiliegende Drain-Fläche? muss
ich dann irgendwas beachten wegen der Isolation? Theoretisch könnte ich
ja auch von unten einen Kühlkörper verbauen? (mit Isolationsfolie
dazwischen natürlich)
Meinst du mit der guten Wärmezufuhr beim Einlösen, das Verlöten der
großen Drainanschlüsse der MOSFETs?
RH schrieb:> rogerz schrieb:>> Die Drain-Fläche von MOSFETs direkt im Pad mit einem Raster von Vias>> versehen (z.B. d=0.7 4x5 im 1.27mm Abstand, keine Thermal-spokes hier>> soll ja Wärme durch) und auf beiden Seiten des PCB Cu-Flächen einbauen>> (Wärmespreizung und Kühlung). Im Bereich des Via-Rasters den>> Lötstopplack auch auf der Unterseite freistellen, so kann beim manuellen>> Bestücken/Reparieren massiv Wärme von unten zugeführt werden.>> also Quasi auf der Rückseite eine große freiliegende Drain-Fläche? muss> ich dann irgendwas beachten wegen der Isolation? Theoretisch könnte ich> ja auch von unten einen Kühlkörper verbauen? (mit Isolationsfolie> dazwischen natürlich)> Meinst du mit der guten Wärmezufuhr beim Einlösen, das Verlöten der> großen Drainanschlüsse der MOSFETs?
Richtig, es soll erstmal das Löten erleichtern.
Die Kühlung der MOSFETs wird verbessert, indem die Verlustwärme auf
beide Seiten der Platine verteilt wird (je mehr Oberfläche, umso besser
die Kühlung) und um Platz für ein optimales Layout auf der Oberseite zu
schaffen. Es reicht, den Lötstopplack auf der Unterseite nur im Bereich
des Via-Rasters weglassen nicht auf der ganzen Fläche.
Kühlkörper mit Isofolie geht im Prinzip. Es entstehen dadurch jedoch
zusätzliche kapazitive Koppelwege, die bedacht werden müssen.
So!
Ich habe das Problem mit der Schwingung beim Einschalten des
Highside-FETs behoben. Ich hatte nicht daran gedacht C4 und C15
einzulöten. Und siehe da die Schwingung ist weg.
Ich habe die Schaltung jetzt auch mal mit einer Last (Glühbirne
ausprobiert) und sie funktioniert! Einziges Manko ist noch, dass die
Wahl der Drossel nicht optimal ist. Lothar Miller schreib ja bereits in
seinem Block, dass keine billigen Eisenkern Drosseln verbaut werden
sollen. Dabei handelt es sich allerdings wohl bei mir. Die Drossel, bzw.
vermutlich der Kern, wird auch bei keiner dranhängenden Last warm bis
heiß.
Zum Signal ist noch zu sagen, dass beim Schalten der MOSFETs am
Ausgangssignal starke Ripple (ca. 1V) zu sehen sind. Siehe Anhang.
Kommen die wohl durch die generellen MOSFET Schaltvorgänge oder durchs
ungünstige Design? Habe bisher noch keine Lösung gefunden, um diese zu
minimieren.
Aber doch kein 7MB bitmap hier posten. Sowas wandelt man doch in ein
schnuckeliges 50kB jpg um.
Fuer Deine vorgesehene Anwendung ist der Treiber eigentlich weniger
geeignet, da dieser nur die Zustaende jeweils einen der Mosfets
einzuschalten kennt. Den Zustand beide seien aus, gibt es nicht, bzw.
nur fuer die kurze Totzeitphase.
RH schrieb:> Einziges Manko ist noch, dass die> Wahl der Drossel nicht optimal ist. Lothar Miller schreib ja bereits in> seinem Block, dass keine billigen Eisenkern Drosseln verbaut werden> sollen. Dabei handelt es sich allerdings wohl bei mir. Die Drossel, bzw.> vermutlich der Kern, wird auch bei keiner dranhängenden Last warm bis> heiß.
Bei einem StepDown muss eine Speicherdrossel eingesetzt werden.
Der Rdc der Drossel sollte möglichst niedrig liegen, weil die I²*R
Verluste mit verantwortlich für die Erwärmung sind.
Das Kernmaterial spielt eine Rolle bei der Wahl der Betriebsfrequenz.
Hier haben wir es mit zunehmenden Ummagnetisierungsverlusten bei höheren
Frequenzen zu tun, die auch für eine Erwärmung sorgt.
Ganz böse ist es, wenn der (unterdimensionierte) Kern in die Sättigung
gerät. Dann ist nur noch der Rdc wirksam und sorgt für immense Ströme.
Ich würde mal zu einer Speicherdrossel raten, die richtig Power hat:
https://www.darisusgmbh.de/shop/product_info.php/info/p8199_DPU100A10-----Drossel-100uH--10A.html
Leider gibt Darisus in seinem Shop keine weiteren Informationen bekannt.
Weitere Informationen finden sich aber in folgendem Link:
https://cdn.sos.sk/productdata/19/99/cf741ba6/dpo-1-0-220.pdf
RH schrieb:> dass keine billigen Eisenkern Drosseln verbaut werden> sollen. Dabei handelt es sich allerdings wohl bei mir
Hast du auch eine konkrete Typangabe, was für eine Spule du verbaut
hast? Ich habe es beim Scannen des Threads nicht gefunden. Der Ripple am
Ausgang hängt primär von der Filterwirkung von Spule und
Ausgangskondensator ab.
RH schrieb:> Die Drossel, bzw.> vermutlich der Kern, wird auch bei keiner dranhängenden Last warm bis> heiß.
Wie Dieter schon geschrieben hat: dein Treiber kann keinen lückenden
Betrieb (was man eigentlich bei geringer Belastung macht). Durch den
zwangsweisen kontinuierlichen Betrieb dreht sich die Stromrichtung in
der Spule bei jedem einzelnen PWM-Puls (du lädst und entlädst den
Ausgangskondensator jeweils über die Spule, statt ihn ständig
nachzuladen). Die Ummagnetisierungsverluste in der Spule können dabei
ggf. größer sein, als wenn du eine Last am Ausgang hättest.
Achim S. schrieb:> Hast du auch eine konkrete Typangabe, was für eine Spule du verbaut> hast? Ich habe es beim Scannen des Threads nicht gefunden. Der Ripple am> Ausgang hängt primär von der Filterwirkung von Spule und> Ausgangskondensator ab.
Eine Typangabe habe ich leider nicht. Es handelt sich um eine
Ringkern-Spule aus China. 100 uH und 6A max. Strom.
Achim S. schrieb:> Wie Dieter schon geschrieben hat: dein Treiber kann keinen lückenden> Betrieb (was man eigentlich bei geringer Belastung macht). Durch den> zwangsweisen kontinuierlichen Betrieb dreht sich die Stromrichtung in> der Spule bei jedem einzelnen PWM-Puls (du lädst und entlädst den> Ausgangskondensator jeweils über die Spule, statt ihn ständig> nachzuladen). Die Ummagnetisierungsverluste in der Spule können dabei> ggf. größer sein, als wenn du eine Last am Ausgang hättest.
Das hatte ich bereits auch so erwartet. Allerdings hatte ich nicht damit
gerechnet, dass die Verluste so hoch sein werden. Vorallem, da ich ja
bei einer Spulengröße von 100uH und 250 KHz ein relativ kleines dI haben
sollte... So ganz erklären kann ich mir die Erwärmung ohne Last auch
nicht. Da sollte ja eigentlich garkein Strom fließen oder vermutlich
werden ja immer irgendwo parasitäre sträme fließen. Laut Labornetzteil,
zieht nur die Halbbrücke, die ja über ein separates Netzteil gespeißt
wird, ca. 20-30mA bei Leerlauf.
Tut mir leid für den Spam. In der Abbildung handelt es sich bei der
grünen Linie um die Ausgangsspannung.
Vielleicht würden ein Klappferrit am Ausgangskabel diese Spannungsrippel
rausfiltern?
RH schrieb:> Achim S. schrieb:>> Hast du auch eine konkrete Typangabe, was für eine Spule du verbaut>> hast? Ich habe es beim Scannen des Threads nicht gefunden. Der Ripple am>> Ausgang hängt primär von der Filterwirkung von Spule und>> Ausgangskondensator ab.>> So eine sollte es sein:> https://de.aliexpress.com/item/32956979564.html?spm=a2g0o.detail.1000014.3.5ace6e07ti7xlh&gps-id=pcDetailBottomMoreOtherSeller&scm=1007.13338.146109.0&scm_id=1007.13338.146109.0&scm-url=1007.13338.146109.0&pvid=8beba336-7fd2-4d6d-b7b8-33dd0f72cbde>
Das ist jetzt wohl ein Witz.
Ich sehe gerade, dass die chinesische Spule einen Kerndurchmesser von
13mm hat. 1 Cent hat ja schon 16mm Durchmesser. Und dann CuL mit 0,5mm.
Kein Wunder, wenn die heiß wird. Für die Puppenstube gerade so geeignet.
Ok, 100µH könnte die Leerlaufindunktivität sein. Aber bei 6A ist da
garantiert keine Induktivität übrig und der Draht fängt an zu glühen.
Mal als Beispiel eine Talema Drossel mit 100µH / 7,5A
Durchmesser 43mm, CuL 1,0mm. Das hört sich schon anders an.
Und hier wird auch angegeben, dass die 100µH bei 7,5A gelten.
Im Leerlauf sind es dann 160µH.
RH schrieb:> In der Abbildung handelt es sich bei der> grünen Linie um die Ausgangsspannung.>> Vielleicht würden ein Klappferrit am Ausgangskabel diese Spannungsrippel> rausfiltern?
Mit "Ripple" würde ich die annähernd dreieckförmige Wechselspannung
bezeichnen, die sich ergibt, weil der Kondensator im PWM-Takt geladen
und entladen wird. Dieser Ripple wird vom LC-Filter gedämpft. Und von
diesem Ripple ist in deiner Messung praktisch nichts zu sehen.
Was du siehst sind Störungen, die von den Schaltflanken durchschlagen.
Die wichtigste Gegenmaßnahme wäre das verbesserte Layout.
RH schrieb:> So eine sollte es sein:> https://de.aliexpress.com/item/32956979564.html?spm=a2g0o.detail.1000014.3.5ace6e07ti7xlh&gps-id=pcDetailBottomMoreOtherSeller&scm=1007.13338.146109.0&scm_id=1007.13338.146109.0&scm-url=1007.13338.146109.0&pvid=8beba336-7fd2-4d6d-b7b8-33dd0f72cbde
der gelbe Kern kennzeichnet wimre einen Eisenpulverkern. Bei hohen
Frequenzen macht der tastächlich gehörige Kernverluste (weil dann selbst
in den relativ kleinen Eisenpartikeln nennenswerte Wirbelströme
induziert werden). Aber bei den 5kHz, die du verwendest, müsste er
eigentlich kalt bleiben. Und die Kupferverluste müsste bei unbelastetem
Ausgang auch sehr gering sein.
Wenn die Spule trotzdem heiß wird ist sie wohl nicht annähernd für die
Leistung ausgelegt, für die sie bei aliexpress beworben wird. Kauf dir
Bauteile lieber bei Händlern, die ernstzunehmende Spezifikationen zur
Verfügung stellen.
Bernd K. schrieb:> Das ist jetzt wohl ein Witz.> Ich sehe gerade, dass die chinesische Spule einen Kerndurchmesser von> 13mm hat. 1 Cent hat ja schon 16mm Durchmesser. Und dann CuL mit 0,5mm.> Kein Wunder, wenn die heiß wird. Für die Puppenstube gerade so geeignet.>> Ok, 100µH könnte die Leerlaufindunktivität sein. Aber bei 6A ist da> garantiert keine Induktivität übrig und der Draht fängt an zu glühen.>> Mal als Beispiel eine Talema Drossel mit 100µH / 7,5A> Durchmesser 43mm, CuL 1,0mm. Das hört sich schon anders an.>> Und hier wird auch angegeben, dass die 100µH bei 7,5A gelten.> Im Leerlauf sind es dann 160µH.
Da sieht man was passiert, wenn man blind beim Chinesen kauft. Nach dem
Motto: Wer billig kauft, kauft zweimal.
Achim S. schrieb:> Was du siehst sind Störungen, die von den Schaltflanken durchschlagen.> Die wichtigste Gegenmaßnahme wäre das verbesserte Layout.
Damit habe ich schon gerechnet. Allerdings sind fast 2V Ausschlag bei
den Störungen schon enorm. Naja das Layout hat halt auch noch so seine
Macken.
LM5104.PNG
(22 KB)
