Ich habe eine Schaltung entworfen, in der ein Atmega 328P im standalone betrieben wird und von einer Li-Io Zelle 18650 Li-Ion 3.7 V 3400 mAh versorgt wird.
Der Atmega schaltet über einen Digitalen-Außgang den MOSFET IRLML 6244.
Der MOSFET schalten die GND für ein SIM-800l Modul.
Jetzt meine Frage:
Da der MOSFET IRLML 6244 eine SMD Bauform hat und ich meine Schaltung auf einer Lochraster-Platine aufgebaut habe und keine SMD-Technik besitze, musste ich improvisieren. Mit viel Mühe konnte ich den MOSFET mit einer schmalen Lötspitze und Steckstiften zwar verbauen und die Schaltung zum laufen bringen, dass gelbe vom Ei ist das aber nicht (Pfusch).
Kennt ihr für diesen Mosfet vielleicht eine Alternative in einer TO-92 oder TO-220 Bauform?
Der MOSFET muss sowohl mit der Schaltspanung vom Atmega und den kurzen Stromspitzen (ca.2A) vom SIM-Modul arbeiten können.
Ich danke euch schon mal vielmals für eure Unterstützung und Hilfe im vorraus.
Nach meinem Kenntnisstand gibt es keine Alternative in THT. Aber du kannst SMD Adapter-Boards verwenden. Manche Leute löten den Transistor im 45 Grad Winkel direkt auf drei Lötaugen.
Manche Leute löten den Transistor im 45 Grad Winkel direkt auf drei Lötaugen.
SOT23 und 0805 kann man auch mit "THT-Löt-Equipment" noch ziemlich gut auf Lochraster bestücken. Braucht etwas Übung und ggf. eine Lupenlampe.
Jedoch: Für kleines Geld kann man sich auch gleich die passenden Platinen fertigen lassen. Deutlich zuverlässiger und reproduzierbarer. Leider mit Lieferzeit verbunden.
und keine SMD-Technik besitze, musste ich improvisieren.
[...] eine Alternative in einer TO-92 oder TO-220 Bauform?
Da TO-220 größenmäßig noch OK zu sein scheint, rate ich (wenn Bestückung von SOT23 auf Lochraster partout nicht gehen will) eindeutig zu Adaptern, wie z.B.:
Weil: Aktuelle Sachen gibt es in THT kaum noch und 3.3V-LL-Fet in TO-220 sind AFAIK alle längst abgekündigt. Spätstens für Breadboard-Aufbauten braucht man die Adapter sowieso immer wieder.
Idee: N-Fet in der Plusleitung, der Atmega taktet eine Spule zur Hochsetzung auf 12V für das Gate. Also ein kleines step up bauen.
(Spule, NPN, Basiswiderstand zum Port, Diode, Kondensator, 12V Zenerdiode)
Oder der Atmega schaltet ein kleines geregeltes 3 auf 12V step up ein.
Vielen Dank euch schon mal für die konstruktiven Vorschläge.
Ich habe mal kurz die Mosfet-Seite per Hand gezeichnet. (siehe Anhang)
Die Familien lässt gerade keine Eagel-Zeichnung zu :-)
Ablockkondensatoren für den Atmega habe ich auf der Zeichnung aus Zeitgründen weggelassen, wurden aber verbaut.
Die Anforderung sind halt minimaler Stromverbrauch.
Mein erster Ansatz war das SIM-Modul im deep-standby zu betreiben.
Alle Versuche scheiterten aufgrund des fehlenden PWR-PIN am China Modul. Auch alle weitern AT Befehle führten nicht zum gewünschten Erfolg.
Somit bin ich bei der aktuellen MOSFET-Lösung gelandet.
Der MOSFET schalten die GND für ein SIM-800l Modul.
Das ist bedonders dann eine sehr, sehr schlechte Idee, wenn auch noch Datenleitungen an das Modul angeschlossen sind.
Denn die allermeisten Datenblattangaben beziehen sich auf den GND. Und welchen Pegel hat der GND-Pin dann, wenn er hochohmig abgeschaltet ist?
Mal zum Nachdenken: was passiert, wenn GND hochohmig abgeschaltet ist, aber irgendein Dateneingang (hier der RX-Eingang des SIM800) mit 0V angesteuert wird?
"parasitäre Versorgung" -> Danke für den Tipp Lothar
Dann ist das ja ein grober Fehler in der Schaltung.
Kurz zum Verständnis:
Ich dachte die Daten-Kommunikation wird erst nach SIM800.begin(9600) gestartet. Meine Annahme war, dass ich den Mosfet davor anschalte und die Schaltung so funktionieren kann.
Code-Ausschnitt:
digitalWrite(mosfet1, HIGH); // Mosfet-Schalter auf High setzen
delay(13000); // Give time to your GSM shield log on to network
SIM800.begin(9600);
delay(2000);
SIM800.println("AT");
Ich dachte die Daten-Kommunikation wird erst nach SIM800.begin(9600)
gestartet.
Das Problem tritt auf, sobald TX des ATmega auf Low geht und der Gnd-Pin vom SIM800 in der Luft hängt. Hast du in der TX-Leitung, die vom ATmega kommt, einmal bei abgeschaltetem MOSFET den Strom gemessen?
Und der 470µF, noch dazu Low-ESR, ist auch ungünstig eingebunden, wegen dem recht extremen Ladestromimpuls. Ist bestimmt gesünder, den direkt zw. Masse und Vcc zu schalten.
Zumal mir die 470µ etwas sehr übertrieben erscheinen ...
Alternativ auch noch ein Si2305 mit Adapterboard. Möglichst nicht von AliExpress nehmen. Da habe ich ein RdsOn von 143mOhm (@Vgs 4,5V) gemessen, anstatt der im Vishay Datenblatt angegebenen max. 35mOhm (@Vgs 4,5V).
Ich dachte die Daten-Kommunikation wird erst nach SIM800.begin(9600)
gestartet.
Und welchen Pegel haben diese Pins davor?
"parasitäre Versorgung" -> Danke für den Tipp Lothar
Dann ist das ja ein grober Fehler in der Schaltung.
Du kannst das Modul aber auch beim Schalten von Vcc parasitär versorgen: nämlich dann, wenn du Vcc abschaltest und ein Dateneingang mit "high" angesteuert wird.
Das Abschalten mit dem HighSide-P-Mosfet geht also so:
Zumal mir die 470µ etwas sehr übertrieben erscheinen ...
ist sogar noch untertrieben. Lt. Datenblatt vom SIM800 sollen es sogar 1000µ sein. Und wenn die Chinesen, die sonst alles gerne einsparen, dort 1000µ Tantal bestücken, dann sicher nicht, weil die noch im Lager rumlagen
ich habe den Schaltplan auf ein P Mosfet umgestellt.
Danke HHinz für den Bauteiltipp FDD306P
Ich würde den BC547 über einen 10k Widerstand mit einem High Signal durchschalten.
Was ich mir aber gerade nicht erklären kann ist, wie R2 berechnet wird.
Über einen prüfenden Blick von euch wäre ich euch dankbar.
ich habe den Schaltplan auf einEN P Mosfet umgestellt.
Ich würde den BC547 über einen 10k Widerstand mit einem High Signal
durchschalten.
Geht.
Was ich mir aber gerade nicht erklären kann ist, wie R2 berechnet wird.
Garnicht, wird mit Erfahrung über den Daumen geguckt - irgendwas zwischen 5k und 500kOhm. Je hochohmiger, desto störempfindlicher, mach' 4k7 rein und fertig.
Deine Pegelanpassung 4k7 - 5k6 bereitet Bauchgrummeln, da werden die garantierten Schaltschwellen des µC abhängig vom Akkustand nicht eingehalten.
ich hatte mir als Grundlage eine Beispielsachaltung genommen,
in der ist ein Arduino Nano mit einem SIM-800l Modul verbunden.
Da ich den Atmega 328P ja im standalone betreibe scheint der Spannungsteiler somit nicht notwending zu sein und wird umgehend entfernt.
Der Mikrocontroller und auch das SIM-Modul hängen beide an der selben AKKU Betriebsspanung.
Mein Gedankengang war folgender.
Generell soll die Schaltung ja so stromsparend wie möglich sein.
Ohne den NPN müsste ich doch den Digitalen-Ausgang die ganze Zeit auf HIGH lassen, damit der P-Kanal Mosfet nicht durschaltet und das Sim-Modul aktiviert. Würde das nicht höheren Strombedarf bedeuten?
Liege ich da auch wieder falsch? Und wenn ja, wie sieht denn da die Beschaltung aus ohne NPN aus?
Was ich mir aber gerade nicht erklären kann ist, wie R2 berechnet wird.
(a) Lange Antwort
Über R2 wird die Gate-Kapazität von T2 (der Mosfet) entladen.
Warum? In der Zeit, die das Gate dabei zwischen den definierten Schaltpegeln verbringt, ist T2 möglicherweise im Linearbetrieb und dissipiert Leistung, die nur durch die angeschlossene Last begrenzt ist und viel größer ist, als im definierten "on" oder "off"-Zustand. Diese Zeit sollte so kurz sein, dass T2 währenddessen nicht unzulässig wärmer wird.
Maximale Schaltzeit (überschlagsmäßig): Das Datenblatt legt nahe, dass T2 eine maximale einmalige Energiemenge im Bereich 0.1 (bis 0.3J ?) aufnehmen kann (?). Bei 1 Ohm angenommenem Lastwiderstand und 4V Versorgung werden dann maximal 2W am Transistor dissipiert, ein Zustand der also maximal 50ms anhalten darf.
Ich würde davon deutlich wegbleiben. Sagen wir: 10ms, um auf der sicheren Seite zu sein, normalerweise schaltet man deutlich schneller.
Bei einer angenommenen Gate-Ladung von 21nC (Datenblatt) bräuchte man also ~2µA Gate-Entladestrom, um diesen Bereich in etwa 10ms sicher und garantiert zu durchlaufen.
R2 darf unter diesen Vorausetzungen also höchstens 200k groß sein, um diesen Entladestrom auch noch bis zur Schwellspannung (Datenblatt: V_GS(th)>0.4V) aufrecht erhalten zu können.
Aus dem Bauchgefühl heraus würde ich ihn eine Größenordnung kleiner wählen und würde auch den Schaltvorgang nicht über eine Millisekunde ausdehnen. Und ich würde diese grobe Überschlagsrechnung mit konkreten Messungen validieren.
(b) Kurze Antwort:
Gar nicht. Obiges zeigt, dass der NPN-Transistor T1 und sein Drumrum hyperfluid sind.
Der µC-Ausgang schafft es mit seiner PP-Endstufe ganz allein, T2 innerhalb einiger µs umzusteuern, also deutlich schneller, und ohne zusätzlichen Querstrom durch R2, also auch noch stromsparender.
Der µC-Ausgang schafft es mit seiner PP-Endstufe ganz allein, T2
innerhalb einiger µs umzusteuern
Nur leider funktioniert das nur, wenn die PP-Endstufe aktiv ist, d.h. der Pin als Ausgang konfiguriert ist. Direkt nach einem Reset ist er das bestimmt nicht. Und nur dann kommt der Widerstand R2 zum Tragen und sorgt dafür, dass das Gate sicher entladen ist und nicht irgendwo hin driftet.
Wo sollte da bei High am Ausgang mehr Strom fließen?
Scheinbar nirgendwo. Ich war da fälschlicherweise der Annahme, dass das High Signal mehr verbraucht als das Low Signal. Des Weiteren dachte ich, dass das High Signal im Sleep Mode des Atmega nicht bestehen bleibt.
Ich habe den NPN jetzt entfernt R2 mit 4,7k aber erstmal so gelassen.
