Ich überlege gerade, inwieweit folgendes Sinn machen kann:
IGBT's schalten vergleichsweise langsam, haben aber bei hohen Strömen
Vorteile. MOSFETs sind flott, haben aber entsprechend bei hohen Strömen
Nachteile.
Wen man nun beide parallelschaltet, und jeweils für die Anstiegszeit des
IGBT den MOSFET mit anschaltet und für die Abfallzeit (Tail) des IGBT
den IGBT entsprechend früher ausschaltet und für die Tailzeit (z.B.
500ns) den Mosfet verzögert ausschaltet, dann sollte man doch bis auf
den Ansteueraufwand die Vorteile beider Teile vereint haben können.
Sagen wir mal bei 250kHz - also bei entsprechenden IGBT's üblicherweise
ausserhalb derer Spezifikation. Dadurch, dass der Mosfet immer nur die
kurze Tailzeit die Last trägt, sollte er dies zumindest thermisch
abfedern können.
Ist da ein Denkfehler (ausser dem Aufwand)?
Kennt jemand zu dem Prinzip eventuell Links? Meine Suche in Google
konnte ich nicht richtig eingrenzen - da passt nichts.
Grüsse
OK - ich muss den Anwendungsfall konkretisieren: Solid State Tesla Coil
in Dual Resonance Betrieb.
250kHz für 40us an, dann 20ms aus (also sehr kleiner Dutycycle).
50A
400V
MOSFET IXFH 16N50P
Pv = I²*R_DS-ON
R_DS-ON=0.4Ohm
toff+tfall=70+22=92ns
IGBT HGTG20N60B3D
Pv = I*U. U ca 2V.
td(off)+tfall =220+140=360ns
Der Einfachheit halber betrachte ich jetzt mal nur die
Ausschaltsituation:
Halbe Periodendauer=2us. Annahme, der IGBT wird nach 1600ns
ausgeschaltet, d.h. 400ns vor Ende der Rechteckhalbwelle.
Verlustleistung MOSFET: 40 (halbwellen)* 50A*50A*0,4Ohm =40kW für 200ns
(Annahme, der IGBT ist noch an für ca. 200ns, d.h. der MOSFET muss nur
ca. 200ns leiten. Dann noch während der Fallzeit ca. 40*200V*50A=400kW
für 22ns. Also kleiner 1Watt im Mittel. Alles sehr grob natürlich (bin
kein Elektroniker).
Oder hab ich mich hier jetzt irgendwo gnadenlos vertan?
Grüsse
Servus,
die Parallelschaltung von Mosfet, IGBT is ziemlich interessant. Die
Ausschaltverluste werden dadurch auf jeden Fall gesenkt.
Ich kenne dafür zwei Moden: 1.) Schalte IGBT und Mosfet gleichzeitig ein
und MOSFET verzögert aus, so dass dieser die Ausschaltverluste
übernimmt.
2.) Schalte den Mosfet nur zur Ausschaltentlastung ein.
ganz Allgemein:
IGBTS haben mehr Schaltverluste, bei hohem Strom weniger
einschaltverluste da sie linear zunemen.
Mosfets schalten sehr schnell und vergleichsweis Verlustarm,
Leitverluste nehmen quadratisch zu.
Doch parallel vereint die Vorteile nicht so einfach. Denn wenn der IGBT
den Strom übernimmt (sonst brächte man ihn gar nicht parallelschalten)
produziert dieser Einschaltverluste (wenn resonant geschaltet wenigert)
aber beim Abschalten trotzdem Tailstrom da der Strom auf den Fet
kommutiern muss. Dabei kann es dan ordenlich schwingen
Man kann Mosfet und Bipolartransistor aber in Serie Schalten und
erreicht damit eine Ersparnis der Schaltverluste.
Vorteil ist, das der Fet nur ca 20V sperren muss. Der Fet macht bei
abschalten auf. damit fließt der restliche Strom im Transistor durch die
Basis weiter und räumt ihn mit dem Laststrom blitzschnell aus.
Kann insbesondere dann einsetzen wenn hohe Spannung und kleiner Strom
mit hoher frequenz zu schalten sind.
Nehmen wird an man bau einen Flyback (so welcher ein 1200V Bauteil
benötigt möchte hoch so 100Khz takten. Mosfet hat zuviel Widerstand und
IGBT ist zu langsam. Da bietet es sich an einen Mosfet und Transistor in
Serie zu Schalten.
Gibts übrigens in einem Chip aka. ESBT.
In den 80ern baute man soetwas. Doch dann kam der IGBT und verdrängte
dieses Konzept. Mit jetztigen Mosfets und BJT wirds vielleicht mal was.
ST baut ESBT 2,2kV jedoch nur für keine Leistungen, für Hilfsnetzteile
in 690VAC Netzten Hilfreich, für mehr noch nicht da die dinger einfach
keinen Strom können.
MFG Fralla
Dan,danke. Im gegebenen Fall wäre das Mode 2.
Fralla - verstehe (oder glaube zu verstehen). In meinem Anwendungsfall
geht es jedoch um extreme Ströme (jenseits des Data sheet peek Stroms)
für relativ kurze Zeit, da ja bei sogenannten DRSSTC's im Resonanzfall
quasi ein Kurzschluss entsteht.
Die Bemerkungen hinsichtlich Kommutierung des Tailstroms muss ich noch
verarbeiten. Würde der Tailstrom hier nicht sehr viel schneller abfallen
wie ohne FET? Der widerstand durch den FET wäre ja nach kürzester Zeit
kleiner als durch den sinkenden Tailstrom des IGBT, oder?
Danke.
Grüsse
Ok - Abwandlung des ganzen: Langsamer Leistungsstarker Igbt kombiniert
mit ultraschnellem, leistungsschwächerem Igbt. Würde das i Quadrat Thema
umgehen?
>Fralla - verstehe (oder glaube zu verstehen). In meinem Anwendungsfall>geht es jedoch um extreme Ströme (jenseits des Data sheet peek Stroms)>für relativ kurze Zeit, da ja bei sogenannten DRSSTC's im Resonanzfall>quasi ein Kurzschluss entsteht.
Hallo! Genau in DRSSTC hab ich mal versucht durch Fets Schaltverluste zu
reduzeiren damit ich mit eine Coil für größer 100kHz bauen kann ohne
Interrupterrate zu senken. Der Mosfet war aufgrund seines quadratischen
verhaltens nicht fähig die Ströme wenn auch nur kurt zu führen. Hatte da
660A Primästrom was auf einem 45m Coolmos nicht gutgeht.
Daher ist mein Ansatz jetzt eine Multiphasenansteuerung der Coil (teuer
da Brücke mehrfach) oder ein aktives Entlastungsnetzwerk.
>Ok - Abwandlung des ganzen: Langsamer Leistungsstarker Igbt kombiniert>mit ultraschnellem, leistungsschwächerem Igbt. Würde das i Quadrat Thema>umgehen?
Dann gibts eh keine quadratischen Verluste. In inudstriellen Anwedungen
wie Frequenzumrichter, zb in Mittelspannungsumrichtern, vermendet man
dann gleich akrive Entlastungsnetzwerke. Denn wenn schon die Mühe einer
extra Ansteuerung, dann kann man den kleinen, schnellen IGBT(in dem Fall
auch Fet) zum aktiven Schalten eines Entlastungsnetzwerks verwenden. Zb
um eine Kapazität (zu dV/dt begrenzen beim Abschalten) vor dem
Einschalten zu entladen oder die Energie einer Drossel zur
Stromanstiegsbegrenzung aktiv verlustarm abzuführen.
MFG
Bei einer DRSSTC braucht man sich gar keine gedanken über Ein und
Ausschaltverluste machen, denn der IGBT schaltet nur im
Stromnulldurchgang (LC-Reihenschwingkreis). Wobei das natürlich nur,
wenn man ein Primär-Strom Feedback verwendet. Alles andere ist eh
pfusch, und tötet über kurz oder lang jeden IGBT da ist das Problem aber
auch mehr die Spannung, denn wenn der IGBT unter "Dampf" abschaltet,
dann gibts ganz böse Transienten.
Deswegen muss man immer dafür sorge tragen das das gesamt delay der
Treiberanordnung möglichst gering bleibt. Denn da kommt auch wieder das
nächste Problem. Die Body-Diode wird leitend, bevor der IGBT den Strom
übernimmt. Dann zwingt man die Diode in den Recovery und es fließt für
einen kurzen Moment ein großer Strom intern im IGBT-Modul.
Wenn es hin zu größeren IGBTs geht (Langsamer) dann kommt man nicht
umher den Nulldurchgang vorzuberechnen. In unserer neuen DRSSTC machen
wir das mit einem FPGA.
Ich lasse extra auf die Leitende Diode Schalten, da die gesammte
Kapazität im IGBT dann schon entladen ist.
Dafür muss man ganz ganz leicht im Induktiven Bereich bleiben. Also kurz
vor dem Nulldurchgang asuschalten die Verluste halten sich gering da nur
wenige A fließen. Kapazitäten des oberen und unteren IGBT laden um, die
schnelle integrierte Diode (ist kann keine langsame Bodydiode) beginnt
kurz zu leiten, kurz darauf wird der IGBT mit Null Spannung
eingeschaltet.
Mit den herkömmlichen primärfeedbacks wird erst im oder nach den
Nulldurchgang geschaltet. Und knallen auf die volle Spannung. Die IGBTs
Schalten jedoch selbst weich aus bis die Diode leitet, und dann passiert
das schlimmere, der andere Brückenzweig schaltet auf leitende Diode
womit der Strom extrem schnell auf den gegenüberliegenden Schalter
kommutieren muss, was extreme recoveryströme durch die Brücke fließen
lässt.
MFG
OK, ich sehe, ich bin auf 2 Erfahrene im Umgang mit DRSSTC's gestossen.
Danke für Eure Beiträge. Den Ansatz paralle MOSFETs verwerfe ich also -
die parallelen, schnellen IGBT's finde ich noch interessant.
Allerdings bin ich nicht ganz sicher, ob wir genau über den gleichen
Aspekt sprechen. Vielleicht erst noch ein paar Info's - zur Zeit nutze
ich im zugegebenermassen üblen Aufbau eine Abwandlung der Steve Ward
Ansteuerung (welche von den Zeiten schon ok sein sollte), zusammen mit
einer Prediktor Schaltung von CTC-Labs. Ich schätze mal, Ihr kennt die.
Für den Fall, dass Ihr das nicht eh schon wisst - dieser Prediktor
erreicht über eine dem an der Primärspule abnehmenden Current
Transformer nachgeschalteten, kleinen Induktivität ein Vorauseilen des
Feedbacksignals um ca. eine 4-tel Periode. Damit kann man ja relativ gut
leicht vorauseilend den IGBT abschalten. FPGA ist natürlich schon die
höhere Kunst. Demnächst möchte ich einmal den neuen Universal Driver 2
von Steve Ward nachbauen, der eventuelle Schwachstellen meines Aufbaus
beseitigen sollte.
Die oben genannten HGTG20N60B3D sind ja schon recht flott. Dennoch denke
ich, dass sie bei den genannten 250kHz zu langsam sind - das ist
eigentlich der Punkt, auf den ich abziele. Da ich keine neue
Sekundärspule mit kleinerer Resonanzfrequenz wickeln kann, muss ich auf
andere Art versuchen, die Verluste zu minimieren. Jens, das ist dann ja
auch das Problem - durch die Langsamkeit wird eben nicht genau genug im
Nulldurchgang der Resonanz abgeschaltet, sondern eben etwas vorher und
etwas nachher. Ausserdem haben wir ja 2 Frequenzen
Fralla - zu den Entlastungsnetzwerken, das ist das gleiche wie aktive
Snubber?
Mal sehen, was ich dazu finde. Würden diese nicht im wesentlichen im
hart schaltenden Betrieb ihre Anwendung finden? (Nun gut, letztendlich
schaltet ein zu langsamer Igbt natürlich auch zu kurz).
Vermutlich ist das jetzt alles zu aufwendig, und der Kauf
schnellstmöglicher IGBT's wäre wohl der bessere Ansatz. Aber es ist halt
auch technisch interessant, hierüber zu reflektieren.
Wenn Ihr noch weitere Aspekte/Links habt, bitte gerne rüberschieben!
>zusammen mit einer Prediktor Schaltung von CTC-Labs. Ich schätze mal, Ihr >kennt
die.
Ja diese Schaltung ist schon ok. Kann abe nur auf eine Frequenz ideal
abgestimmt werden. Die Zeit die der Schaltpunkt vorauseilt ist
Frequenzabhängig. Und wie bekannt ist ändert sich die Frequenz (bei
langen Streamern, Groundstrikes, etc).
Mein Ansatz ist es, wie es andere auch machen, eine PLL auf die Frequenz
zu Synchronisieren und dann möglichst kurz vor dem Nulldurchgang
abzuschalten und den Schaltknoten durch den restlichen Strom von selbst
umschwingen zu lassen.
Problem ist das bei jedem Burst die PLL einschwingen muss, also soll das
ganze Digital realisiert werden. Problem ist ja auch das sich die
Frequenz auch innerhalb des Bursts ändert. Eventuel die Schaltzeitpunkte
in einem Art Kennfeld speichern welches angelerent wird. So wie der LTFT
(Long Term Fuel Trimm), was jedes Ottomotorsteuergerät bei der
Lambdaregelung macht. SInd einfach nur Gedanken und praktisch vielleicht
unnötig....
>Fralla - zu den Entlastungsnetzwerken, das ist das gleiche wie aktive>Snubber?
Ja eigentlich schon, beides kann aktiv und passiv ausgeführt sein, von
der Systematik Verlustbehaftet oder nicht, die Spannnungs- oder
Stroamanstiegsgeschwindigkeit begrenzen, Dämpfen (Verluste) oder Clampen
(begrenzen)
>Würden diese nicht im wesentlichen im>hart schaltenden Betrieb ihre Anwendung finden?
Es ist schwierig bis unmöglich in einem Resoanten Netzwerk ohne hilfe
ZVS bei Einschalen und ZCS beim Ausschalten zu erreichen
Eines davon kann natürlich geschehen, das weitere durch exterene
Netzwerke.
Bsb.: den Strom natürlich (dh ohne hohe Stromseilheit welche Rcovery
oder Tailstrom verursacht) abkommutieren lassen, den anderen Schalter in
der Brücke durch einen weiteren kleinen, schnellen Schalter ZVS
einzuschalten.
>Vermutlich ist das jetzt alles zu aufwendig, und der Kauf>schnellstmöglicher IGBT's wäre wohl der bessere Ansatz
So passiert es in der Industrie auch oft, es werden komplex
Entlastungsnetzwerke entwicklet, getestet bis die nächste IGBT
gerneration kommt und die Performance übertrifft...
Ich versuche auch nur aus Hobby die maximale Leistung aus einem IGBT zu
quetschen, ein mit einem größeren wäre alles einfacher.
Andereseits will man DRSSTC ja um die 100kHz betreiben, ist mit den
großen Ziegln schwer. Da wäre interleaving ein Ansatz, aber sehr sehr
teuer.
NPT IGBTs lassen sich auch parallelschalten. Im Betrieb mit Normströmen
in PFC, DC/DC ohne Probleme möglich. Allerdings haben die eher hohe
Ucs,sat. Das parallelschalten funktioniert in DRSSTC, wo man ja oft
Ströme die den im DB angegeben Maximalstrom um den Faktor 10
überschreiten hat, meiner erfahrung nach nicht...
250kHz ist ja recht hoch. Da wirds einfach schwer einen IGBT zu finden
den man zusätzlich fest mit Strom überlasten kann. Ist eigentlich zu
hoch für IGBTs. Die SMPS-IGBT Serie von Fairchild ist für Frquenzen um
die 200kHz gemacht, allerdings mit festen Stromderating (was ma ja
wieder überfahren kann, aber hinderte A werdens wohl nicht)
Was willst du erreichen? Mehr Primärstrom? Höhere Interupterfrequenz?
Eventuell Lightspeed IGBT Serie von IXYS ansehen. Sind allerdings keine
Stromwunder.
Neben NPT, PT gibts ja auch noch die Trenchmos(aka Fieldstop) Bauweise,
zb: http://www.fairchildsemi.com/ds/FG/FGY75N60SMD.pdf allerdings sind
die auch nicht so Überstromresistent wie PT IGBTs (Hab ich nur in einem
Inverter geteste, nicht DRSSTC)
SO jetzt reichts genug Gedanken zu dem Thema...
MFG Fralla
Fralla, super,danke. Bin inzwischen im Urlaubshotel angekommen, und dank
Regen wird wohl reichlich zeit zum googlen bleiben.
Erste prio wird bei meiner Drsstc wohl erstmal die hohe Frequenz, und
dann erst hoehere Stöme zu beherschen. Dazu wird jetzt erstmal der Ward
UD2 Treiber aufgebaut - der erscheint gegenüber CTCs Schaltung doch noch
etwas fortgeschrittener. Dann mal sehen, was damit aus der Standard igbt
endstufe rauszuholen ist. Wenn das dann soweit passt, koennte ich
versuchen, mit active snubber oder auch mit langsamen Igbt/schnellen
Igbt Kombinationen zu optimieren. Alles mehr um des Spasses halber.
Jens, hast Du irgendwo Details zu Deiner fpga Lösung veröffentlicht?
Gruesse
@Fralla
Denke mal interleaving ist genau der richtige Ansatz für DRSSTCs mit
noch höherer Frequenz, habe mal eine PDF über ein Skalierbaren Umrichter
gelesen. Da ist das ganz schön beschrieben, einziger Haken ist das man
noch Dioden in Reihe zu den IGBTs braucht, was die Verluste erhöht.
Wir haben hier noch einen ganzen Haufen 1800A Frequenzthyristoren
liegen, da kam uns auch schon mal die Idee die Sequenziell zu feuern.
Mit 10 Stück könnte man schon so 20Khz erreichen. Für die Umsetzung
fehlt nur noch eine kleine Schaltung, die Strom für kurze Zeit über die
Reihendioden schickt um die Freiwerdezeit zu verkürzen. Aber es würde
ein ziemlich kompakter und robuster aufbau werden, da man alles zwischen
Sammelschienen pressen könnte.
Die üblichen Predikterschaltungen lassen sich sinnvoll nicht nutzen. Als
ich CTC letzens gesehen habe, haben wir das noch mal diskutiert. CTC
baut ja mittlerweile Spulen gewerblich für Veranstaltungen etc. Die
Predikterschaltungen lassen sich immer nur für einen Arbeitzspunkt genau
einstellen, sobald sich an den Parametern was ändert, ist alles für die
Katz. Daher stammt auch unsere Idee mit dem FPGA. Erste Tests sind sehr
vielversprechend. Der FPGA hat Zugang zu jedem IGBT einzeln, kann jeden
Strom und jede Spannung messen. Beim ersten einschalten fährt der FPGA
einen Testzyklus. Jeder IGBT wird kurz eingeschaltet und der FPGA misst
das Gesamtdelay und legt es ab. Dann wird der Schwingkreis ausgemessen
und die Parameter davon abgelegt. Alles zusammen fließt dann in eine
entsprechende Nullpunkt-Vorberechnung ein. Jeder IGBT verfügt über einen
CPLD der die Totzeiten und die Überstromerkennung inkl. einem Soft-Aus
macht. Später kommt noch ein Gbit Glasfaserlink hinzu, über den man sich
live die kompletten Diagnosedaten anschauen kann.
Hmm, vielleicht kann mich doch noch mal jemand über diesen interleaving
Ansatz aufklären. Ich habe dazu zwar etwas im zusammenhang mit
Solarwechselrichtern oder auch DC-DC gelesen, aber so richtig auf den
Anwendungsfall übertragen kann ich nicht.
Meint das nun z.b. 2 Halbbrücken parallel, welche dann sequentiell
angesteuert werden, um die Leistung zu verteilen
Oder
Diese Schaltung, bei der 4 Igbts übereinander sind, so wie hier in
Figure 2:
http://www.power-mag.com/pdf/feature_pdf/1274178969_Microsemi_Feature_Layout_1.pdf
Die erstere könnte ich mir bei Drsstcs ja noch vorstellen, wobei der
einzige Vorteil ja in der laengeren Pause läge. Die zweite kapiere ich
nicht - zumindest nicht fuer Drsstcs mit hohen Frequenzen.
Grüsse
Der Zweite Schaltung ist ein einfaer NPC-Multilevelconverter wie er in
extrem vielen Frequenzumrichtern für Mittelspannung eingesetzt wird,
vorteil ist die veringerung der Sperrspannung da die Dioden immer auf
den Kondensatormittelpunkt Clampen, hat aber nichts mit intereaving zu
tun.
Gibt verschiednene Ansatzte für DRSSTC intervleaving, zb nimmt man drei
Volbrücken. Die erste FB steuert die erste Vollwelle, die nächste FB die
weitere Vollwelle, usw...
Das Prinzip ist nicht neu und wird bei Induktionöfen zum
Oberflächenhärten (diese Brauchen klarerweise hohe Frequenz) mit
hunderten kW seit vielen Jahren so gemacht. Damit auch für DRSSTC
geeignet.
Ok, danke. Hab ein paar schoene Beispiele gefunden. Sollte ja mit uC
angesteuert nicht allzuviel Mehraufwand bedeuten, mal von der Arbeit
abgesehen. Wenn der Winter kommt...
Zurueck zum ursprünglichen Thema - es scheint doch Sinn zu machen!
http://www.eetimes.com/electronics-news/4196940/MOSFET-Assisted-Soft-Switching-of-IGBTs-A-Re-Examination
Nochmal zur Erinnerung - es ging ja darum, vergleichsweise langsame
Igbts bei hohen frequenzen zu verwenden, d.h. Trotz ZCS ist ein
störender tail current eben nicht auszuschliessen. Bei Einschalten eines
parallelen Mosfets nur während der fall time und current tail time
muessten sich lt. obigen Artikels doch Vorteile ergeben. Zumindest
solange der Mosfet während der ca. 200ns den Strom von 400-600A
verkraftet.
