Hallo,
ich versuche gerade das hier beschriebene Netzteil zu simulieren:
h**p://www.dse-faq.elektronik-kompendium.de/dse-faq.htm#F.9.1
Aber es scheinen Fehler in meinem Aufbau enthalten zu sein, denn eine
Änderung der Widerstände an den +-Anschlüssen der OpAmps hat keinen
Einfluß auf OUT. R2 habe ich auf die LEDs ausgelegt.
Danke schonmal.
schüler schrieb:> Aber es scheinen Fehler in meinem Aufbau enthalten zu sein,
Die Stromverstärkung eines 2N3055 ist zu klein, nimm mindestens einen
Darlington.
C3 und C4 willst du sicher noch anpassen.
MaWin schrieb:> Die Stromverstärkung eines 2N3055 ist zu klein, nimm mindestens einen> Darlington.
Hieß es bei LNGs nicht immer "nehmt keine Darlingtons, das ist langsam
und instabil"?!
Marian B. schrieb:> Hieß es bei LNGs nicht immer "nehmt keine Darlingtons, das ist langsam> und instabil"?!
Langsamer sind sie, kompensieren kann man jedoch mit C1 und C2.
Die Darlingtonschaltung an sich ist ok. Ein kleines Problem hat man ggf.
mit integrierten Darlington Transistoren: da ist der Basis-Emitter
Widerstand parallel zum letzten Transistor oft relativ klein (eher etwas
langsamer). Außerdem geht es nicht so gut 2 Darlingtons parallel zu
schalten - da bräuchte man etwa den doppelten Emitterwiderstand.
Trotzdem kann man kleiner Leistung auch 1 Darlingtontransistor nehmen.
hinz schrieb:> Nur nebenbei:>> Dein Trafomodell ist wenig realistisch, es sei denn du kannst den nur> mit einem Gabelstpler bewegen.
Normalerweise simuliert man den Netztrafo ja eh nicht mit, sondern
dimensioniert entsprechend und setzt in der Simulation eine
Spannungsquelle mit Innenwiderstand ein.
Vielen Dank für eure Hinweise. Soweit möglich habe ich versucht diese
umzusetzen (Widerstände verkleinert, Treibertransistor, realistischere
Stromversorgung :)) allerdings scheitere ich noch an der genauen
Dimensionierung der Bauteile. Folgende Berechnungen habe ich angestellt:
V-Potentiometer: R14 und R4
A-Potentiometer: R5 und R6
R1 = +VCC / ({REF: 5V} / R3 + {REF: 5V} / R14 + {LT1634-I-Min:
0.000111111})
R2 = (+VCC - {LED-Spannung: 3V}) / {LED-Strom: 20mA}
R10 = R16 = (V1 - {Transistor-Spannungsabfall: 1,2V}) /
{Transistor-I-Max: 2A}
R3 = V-Potentiometer
Ist das soweit richtig? Macht es Sinn die V- und I-Potentiometer auf den
gleichen Strom auszulegen? Wird bei diesen Werten die angesprochene
Flußspannung von D9 sichergestellt?
Die Werte der Kondensatoren wollte ich zum Schluß aus der Simulation
ermitteln.
schüler schrieb:> allerdings scheitere ich noch an der genauen Dimensionierung der> Bauteile. Folgende Berechnungen habe ich angestellt:
R14 ist immer 0, R15 und R16 finde ich zu gross.
Insgesamt sind R3 bis R6 sehr niederohmig, ich würde 10 mal grössere
nehmen.
Die Zenerdiode D9 scheint verpolt zu sein. Dadurch ist -VCC immer knapp
0,7 V unter der Ausgangsspannungs und die Regel-OpAmps können keinen
Strom durch die LED fliessen lassen.
Gruß
In der Regel simuliert man die Regelschaltung und den Trafo /
Gleichrichter getrennt. Die beiden Teile habe eine weitgehend getrenntes
Zeitverhalten. Die Rippelunterdrückung ist beim Regler in der Regel das
kleinste Problem. Wobei man den Teil mit Trafo / Gleichrichter und
Elkos auch nicht unbedingt simulieren muss - es schadet aber auch
nichts, die Rippelspannung und den den Effektivwert des Stromes für den
Trafo zu kennen. Ohne Berücksichtigung des Widerstandes des Trafos wird
das mit der Simulation des Gleichrichters aber auch kein realistisches
Bild geben.
In der Schaltung ist der BC337 immer noch zu klein als Treiber für 2
2N3055. Das sollte schon irgendwas wie BD135 oder größer sein. Die
Negative Spannung für die OPs wird zu wenig sein, weil die Zenerdiode
falsch run ist. R10 und R16 sind reichlich groß - für so wenig Strom
braucht es keinen 2N3055.
Ulrich H. schrieb:> Wobei man den Teil mit Trafo / Gleichrichter und> Elkos auch nicht unbedingt simulieren muss - es schadet aber auch> nichts, die Rippelspannung und den den Effektivwert des Stromes für den> Trafo zu kennen.
Dafür brauch man ja nix simulieren, dass kann man problemlos ausrechnen.
Ist aber natürlich nicht sehr genau, da die großen Elkos ja mindestens
+- 20 % Toleranz haben, teilweise ja sogar +50-20 %.
Wenn man den Ripple stark drücken möchte, warum auch immer (etwa weil
die PSRR vom Regler schlecht ist), empfiehlt sich eher ein LC-Siebglied.
Das belastet den Trafo auch weniger (Ladewinkel).
Ich würde einen anderen Transistor als den 2N3055 nehmen. TO-3 ist ein
blöde, umständlich zu montierendes Gehäuse. Nimm lieber was in TO-220
oder TO-247 für mehr Leistung.
Dank eurer Hinweise habe ich die Simulation stabil bekommen. Die
Einwände zum Trafo habe ich auch berücksichtigt und beschränke mich auf
die Regelung. Anstatt der 2n3055 würde ich beim Aufbau auch auf mje3055
ausweichen.
Simuliert habe ich das Ganze mit einer Referenz von 30V. Jetzt frage ich
mich allerdings wie die Kondensatoren zu dimensionieren sind, wenn ich
ein vergleichbares Regelverhalten wie z. B. des Funkschon 12/1973
Netzteils erreichen möchte. Weiche ich mit den derzeit gewählten Werten
weit vom Optimum ab?
schüler schrieb:> habe ich die Simulation stabil bekommen
Dabei sind aber die Korrekturkondensatoren C3/C4 ein wenig groß geraten.
Ein so langsames Netzteil willst du sicher nicht.
> Jetzt frage ich> mich allerdings wie die Kondensatoren zu dimensionieren sind, wenn ich> ein vergleichbares Regelverhalten wie z. B. des Funkschon 12/1973> Netzteils erreichen möchte.
Na da wirst du das Verhalten des FS_Netzteiles ermitteln und deine
Schaltung entsprechend anpassen müssen.
LEDs zur Veroderung der Regler einzusetzen ist keine so gute Idee, weil
die nur eine kleine Sperrspannung von ein paar Volt haben.
schüler schrieb:> Weiche ich mit den derzeit gewählten Werten> weit vom Optimum ab?
C3 und C4 sind viel zu gross, die Stromverstärkung der
Ausgangstransistoren könnte höher sein.
Und was heisst REF ? Speist du da 30V ein ?
Eher sollte dort eine Spannungsstabilisierungsdiode von
2.5V nach Masse sein, und dann sind 10 Ohm viel zu wenig.
V2 mit 35V ist auch zu hoch (Ureverse der LEDs).
ArnoR schrieb:> LEDs zur Veroderung der Regler einzusetzen ist keine so gute Idee, weil> die nur eine kleine Sperrspannung von ein paar Volt haben.
Stimmt bei 35V für die Operationsverstärker. In der unsprünglichen
Schaltung oben war das viel weniger. Dieser Schaltungsteil dürfte auch
mit z.B. 9V schon funktionieren.
Wofür dind D2 und D3 gut? Die haben nur das Standardmodell und keine
realistischen Parameter hinterlegt..??
Sorry für den unvollständigen Schaltplan, anbei die Ergänzung zu REF.
Hierbei habe ich versucht das Verhalten einer TL431 zu simulieren.
Also muss ich mit V2 runter um die Sperrspannung der LEDs nicht zu
überschreiten. Wäre auch eine Reihenschaltung mit einer Diode mit
größerer Sperrspannung oder eine Parallelschaltung mit zusätzlichen
Vorwiderstandänden für die LEDs eine Möglichkeit oder überwiegen die
daraus entstehenden Nachteile?
Bei den Kondensatoren C3 und C4 stehe ich leider immer noch auf dem
Schlauch. Ich weiß jetzt zwar das meine Werte viel zu groß sind, aber
mir gelingt es nicht die Last so zu bilden, dass der Einfluss der
Kondensatoren sichtbar wird und Erfahrungswerte um die Kondensatoren zu
Überschlagen fehlen mir leider auch noch.
Bei den LEDs wird es schwirig: mit einer Diode in Reihe wird der
Spannungsabfall reichlich groß. Schon jetzt kommt die Schaltung je nach
OP nicht ganz auf 0 V runter. Die passendere wahl wäre es da eher
normale Diode zu nehmen und die Anzeige ob Strom oder Spannung geregelt
wird getrennt zu machen (etwa indem die Ausgangsspannung der beiden OPs
vergleichen wird).
Der Widerstand R2 als Stromquelle für den Baisistrom bzw. LED Strom geht
so auch noch nicht - da müsste man schon eine konstantstromquelle (z.B.
mit 2 Transistoren) haben - sont hat man bei kleiner Ausgangsspannung zu
viel Strom und bei hoher Spannung zu wenig. Bei der ähnlichen Schaltung
mit fliegender Hilfsspannung ging es mit dem Widerstand, weil da die
Spannung am Ausgang des OPs nur wenig variierte.
Die Kompensationskondensatoren sollte so eher in der Größenordnung 100
pF - 1 nF liegen. Durch die andere Topologie der Schaltung wird man ein
etwas anderes Verhalten als bei dem FS Netzteil bekommen - teils besser
und teils schlechter.
Die passende Last zur Simulation wäre etwa eine Stromquelle, die in der
transient Simulation zwischen zwischen z.B. 100 mA und 1 A hin und her
wechselt (ca. 0.1 - 1 µs Anstiegszeit).
Ulrich H. schrieb:> Schon jetzt kommt die Schaltung je nach OP nicht ganz auf 0 V runter.
Nö. 7,.5V reicht ja wohl für Ausgangskomplianz und LED-Spannung.
> Bei der ähnlichen Schaltung> mit fliegender Hilfsspannung ging es mit dem Widerstand
Die Schaltung HAT eine fliegende Betriebsspannung.
> Der Widerstand R2 als Stromquelle für den Baisistrom bzw. LED Strom geht> so auch noch nicht - da müsste man schon eine konstantstromquelle (z.B.> mit 2 Transistoren) haben - sont hat man bei kleiner Ausgangsspannung zu> viel Strom und bei hoher Spannung zu wenig
Nö.
> Durch die andere Topologie der Schaltung wird man ein> etwas anderes Verhalten als bei dem FS Netzteil bekommen
Die Schaltung hat dieselbe Topologie.
Ich glaube, du hast die Schaltung nicht verstanden.
Helge A. schrieb:> Könntest du mal deine aktuelle Simulation hier als .asc hochladen?
Klar, die Kondensatoren habe ich schon verkleinert und bei den Dioden
habe ich ein Model hinterlegt. Bei die Spannung V2 bin ich noch am
rechnen, bzw. ausprobieren.
Ich habe jetzt u. a. folgendes probiert:
1. V2 auf 12V
2. R2 auf 480Ohm
3. REF auf 5V
Jetzt sieht es für mich so aus, als ob Ureverse von 5V nicht
überschritten wird, allerdings komm ich dann mit der Ausgangsspannung
auch nur bis fast 5V hoch und das ist etwas wenig für ein Netzteil :(
Der Spannungsteiler R3/R4 bestimmt die Ausgangsspannung, damit ist jeder
Wert möglich.
V2 mit 12V bedeutet wegen D9 nur 7V für die OpAmps.
Wenn dann an R10 und R16 bis 5V abfallen sollen wegen deine unsinnig
hohen Referenzspannung, dann hast du ein Problem.
Wenn dort nur 1V abfallen müsste, könnte man die 1V+0.7+0.7+0.7 = 2.8V
problemlos erzeugen.
Die 100u sind weg, die Schaltung ist trotzdem halbwegs stabil, und die
beiden Dioden sind raus. Referenz 2.5V, Hilfsspannung 12V,
Emitterwiderstand für den BD139 eingefügt, damit die Basen der beiden
3055 schneller leer werden. Ich habe den Eindruck, jetzt liegts mehr an
den Operationsverstärkern.
Schön ists noch nicht, die Überschwinger wären für mich ein no-go.
Der Kompensationskondensator für den Strom ist mit 1 pF wohl noch zu
klein. Mit 100 pF für die Spannungsregelung kommt das ggf. schon hin -
es ist aber immer noch recht schnell. Ob das mit jeder Last am Ausgang
geht muss die Simulation und die Messung an der realen Schaltung zeigen.
Mit so wenig Kapazität am Ausgang wird es mit der Stabilität auch schwer
- da wird man schon einiges mehr an Kapazität am Ausgang haben müssen
(so etwa 100 µF müssen es vermutlich schon werden). Die Schwierigkeit
ist vor allem die Schaltung auch mit variabler Last stabil zu bekommen.
Kritisch sind dabei vor allem die extremen Werte, also etwa kleiner
Strom und stark Kapazitive Last (z.B. 10000 µF low ESR) oder eine reine
Stromsenke bei eher hohem Strom. Die Testlast in der Simulation ist
dagegen noch sehr gutmütig.
Damit das mit der Stabilität hinkommt wird man vermutlich noch einen
weiteren Kondensator als Phase-Leed brauchen - etwa parallel zu R4.
Allerdings ist da die Einstellung der Spannung über R4 etwas
unpraktisch, weil sich damit auch die Kompensation (und auch die
Schleifenverstärkung) mit der Spannung ändert. Kritisch sind so vor
allem kleine eingestellte Spannungen.
Die Emitterwiderstände sind mit je 1 Ohm relativ groß - so viel Wärme
vermeidet man sonst eher. Die Widerstände haben auch einen Einfluss auf
die Auslegung der Regelung.
Helge A. schrieb:> Schön ists noch nicht, die Überschwinger wären für mich ein no-go.
Du siehst also, die richtige Auslegung eines Labornetztels ist nicht mit
wildem Rumgebastel zu erreichen.
100nF am Ausgang ist sehr wenig und stellt hohe Anforderungen, 1pF ist
auch wenig, die Werte erfordern rasant schnelle OpAmps und
Leistungstransistoren.
MaWin schrieb:> Der Spannungsteiler R3/R4 bestimmt die Ausgangsspannung, damit ist
...
> problemlos erzeugen.
Ich glaube, nach dieser Erklärung fällt so langsam der Groschen :)
Helge A. schrieb:> beiden Dioden sind raus. Referenz 2.5V, Hilfsspannung 12V,
Die Dioden sind von Vorteil, da sie vor Fremdeinspeisung aus der Last
schützen sollen.
Ulrich H. schrieb:> Die Emitterwiderstände sind mit je 1 Ohm relativ groß - so viel Wärme> vermeidet man sonst eher. Die Widerstände haben auch einen Einfluss auf> die Auslegung der Regelung.
Testweise habe ich die Widerstände auf 0.1 Ohm abgeändert und die
Simulation scheint noch zu funktionieren.
MaWin schrieb:> Helge A. schrieb:>> Schön ists noch nicht, die Überschwinger wären für mich ein no-go.
...
> auch wenig, die Werte erfordern rasant schnelle OpAmps und> Leistungstransistoren.
Würden sich die im FAQ genannten TAE2453 Opamps gutmütiger verhalten?
Ich kann leider kein passendes Spice Model finden um es zu testen oder
kennt ihr Alternativen mit Spice Model?
Weiterhin habe ich V2 auf 15V erhöht, um dem OpAmps 10V zur Verfügung zu
stellen.
Emitterwiderstände von nur 0,1 Ohm sind schon wieder Grenzwertig klein
für 2 N3055 . Das Reicht nicht mehr sicher um den Strom gleichmäßig zu
verteilen. Üblich sind 0,2 - 0,5 Ohm beim 2N3055.
Wie viel Spannung man für die Hilfsspannung braucht hängt vom OP ab.
Benötigt werden am OP Ausgang etwa +- 1,5 V (je nach LED Farbe). Wenn
die Zenerdiode für den negativen Teil passend gewählt wird, würde damit
ja nach OP ggf. auch schon 5 V ausreichen. Viel Spannung - insbesondere
die negative bringt nur Probleme mit der Sperrspannung der LEDs und dann
auch noch ggf. mehr Zeit bis der OP aus der Sättigung kommt. Etwas mehr
positive Spannung kann man ggf. für die Ref. Spannung gebrauchen. Der
variable Wert für R4 ist da keine so gute Lösung.
Der 2N3055 bzw. MJE3055 sind nicht besonders schnell - da muss dann auch
der OP nicht besonders schnell sein. Der Op sollte bei der Regelung
relativ unkritisch sein, sofern er einigermaßen schnell (so ab 1 MHZ
GBW) ist. Auch ein LM358 würde wohl ausreichen. Der TAE2453 scheint
ähnlich zu sein. Der präzisere LT Ersatz wäre z.B. der LT1013 - da
sollte ein Modell für dabei sein. Für die Simulation reicht auch das
Universal-Modell.
Die Punkte auf die man bei der Simulation achten muss sind eher ESR bei
den Elkos/Kondensatoren am Ausgang (und etwas vor dem Regler), ggf.
Induktivität bei den Emitterwiederständen. Eine gute Regelung für eine
definierte Last ist einfach, die Herausforderung ist eine Auslegung die
auch bei ganz verschiedener Last noch akzeptabel ist.
Besserwisser schrieb:> Denn der Kondensator nach der Brücke erzeugt Überschwinger beim> Abschalten!
Falsch nachgedacht. Da die Ausgangstransistoren von der Hilfsspannung
ihren Steuerstrom bekommen, sind sie aus, wenn die Hilfsspannung
zusammenbricht. Da die negative Spannung per Z-Diode gehalten wird,
liegt sie länger an als die positive.
Natürlich kann man das elegante Design durch Unfug kaputtmachen.
Ulrich H. schrieb:> Der 2N3055 bzw. MJE3055 sind nicht besonders schnell - da muss dann auch> der OP nicht besonders schnell sein.
Macht es Sinn die 3055er gegen z. B. mje15030 zu ersetzen? Soweit ich
die Datenblätter richtig verstanden habe, sollten sie schneller sein.
Für den bd139 habe ich bis jetzt leider noch keine schnellere
Alternative gefunden.
Der BD139 ist schnell genug, daß der früher in 27MHz-Funken als Endstufe
drin war.
Die 3055 werden schneller, wenn ein kleiner Widerstand von den Basen zum
Ausgang die gespeicherte Ladung aus den Basen abfließen läßt.
Die Schaltung wird gutmütiger durch den vorgeschlagenen C parallel zum
Spannungspoti. Ich hab noch bissel "rumgespielt", vielleicht paßt dir
das Verhalten so besser.. ;)
Helge A. schrieb:> Ich hab noch bissel "rumgespielt", vielleicht paßt dir> das Verhalten so besser.. ;)
Danke für deine Mühe, die Simulation wird immer besser und hilft mir
hoffentlich beim Verstehen der Funktionsweise :)
Ist es richtig, dass R2 und R17 Pull Ups sind und D9 vergrößert wurde,
um mehr Spannung für die LEDs zu erzeugen?
R9 und R14 beschleunigen die Entladung der Basen, gibt es eine
Faustformel für die Größe?
Die hässlichen Überschwingungen können, wie lurchi bereits empfahl, mit
einem Ausgangselko von um die 100µ abgemildert werden, kann ich sonst
noch was machen? Welche Größenordnung an Spulen oder Ferriten könnte
helfen?
Ebenfalls hässliche Überschwinger während des Startvorgangs der
Simulation scheinen mit einer Einschaltverzörgerung abgeschwächt zu
werden, was haltet ihr von meinem Versuch?
> Ist es richtig, dass R2 und R17 Pull Ups sind und D9 vergrößert wurde,> um mehr Spannung für die LEDs zu erzeugen?
D9 sollte ca. 6.2-6.8V haben, damit durch die Schaltung sicher komplett
eingeschaltet und auch komplett ausgeschaltet werden kann. Da liegst du
richtig.
Die Schaltung schafft den Übergang von U nach I besser mit R2 und R17.
> R9 und R14 beschleunigen die Entladung der Basen, gibt es eine> Faustformel für die Größe?
Bestimmt! Aber ich kenn sie nicht ;) Ohne die Dioden im Leistungszweig
hab ich beim 3055 früher 15 Ohm verwendet. Da die Spannungsdifferenz
über den Widerständen jetzt größer ist, passen 33Ω. Das kann man sogar
in der Simu gut sehen.
> Die hässlichen Überschwingungen können, wie lurchi bereits empfahl, mit> einem Ausgangselko von um die 100µ abgemildert werden, kann ich sonst> noch was machen? Welche Größenordnung an Spulen oder Ferriten könnte> helfen?
Spulen dürften fehl am Platze sein. Damit speicherst du nur Stromimpulse
und gibst diese gespeicherte Leistung trotzdem irgendwo hin ab.
Wahrscheinlich mit noch viel häßlicheren Überschwingern ;)
> Ebenfalls hässliche Überschwinger während des Startvorgangs der> Simulation scheinen mit einer Einschaltverzörgerung abgeschwächt zu> werden, was haltet ihr von meinem Versuch?
Im Prinzip eine gute Idee! Aber der Transistor sollte besser nach -VCC
ableiten, sonst sterben die LED vielleicht an zu hoher Sperrspannung.
Die Einschaltverzögerung kann man vermutlich besser in Reihe zu R19
machen - da erst einschalten, wenn die Hilfsspannung über z.B. 8 V ist.
Die Mindestlast allein durch R12 ist ggf. noch relativ gering. Da wäre
ggf. eine Konstantstrom-senke (etwa 5-10 mA) angebracht, sonst kriegt
die Schaltung ggf. Probleme wenn man als Sollspannung eine kleine
Spannung (z.B. 1 V) einstellt und wenig Strom zieht. Das ist ohnehin
noch ein Problem wenn man R4 zum einstellen der Spannung variiert - dann
ändert sich nämlich die Schleifenverstärkung und damit die Stabilität
mit der eingestellten Spannung. Da sollten also R3 und R4 konstant sein,
und die Spannung am oberen Ende von R3 variabel.
Wie klein man R9 und R14 macht, ist Abwägungssache. Wenn man viel Strom
um die Endtransistoren herum schickt, reicht dann irgendwann der
Transistor davor (jetzt noch BD139) nicht. Schon mit den 2 mal 33 Ohm
ist das recht knapp für den BD139. Die 33 Ohm am 2N3055 sind schon eine
ganz passende Größe. Als Alternative zu kleineren Widerständen gäbe es
sonst noch schnellere Transistoren (z.B. 2SD1047).
Beim Kondensator am Ausgang sollte man auf ein realistisches Model
achten, also auch den ESR Wert des Elkos mit berücksichtigen, und ggf.
auch nicht nur einen Elko mit 100 µF (eher low ESR), sondern ggf. auch
noch einen Folienkondensator mit z.B. 1 µF parallel einplanen.
schüler schrieb:> Ebenfalls hässliche Überschwinger während des Startvorgangs der> Simulation scheinen mit einer Einschaltverzörgerung abgeschwächt zu> werden, was haltet ihr von meinem Versuch?
Der entsteht durch deinen 2.2uF Elko.
Der braucht etwas bis er sich auflädt, so lange funktioniert es nicht.
Realistischer wird es, wenn die Spannungsquelle einen gewissen
Innenwiderstand bekommt, und die 2.2uF so reduziert werden (falls man
ihn behalten will), daß sie schneller aufgeladen werden als der 1000uF
Elko.
Dann kann deine ganze Schaltung entfallen, die sowieso gegen Masse, also
eine schwebende Versorgung geht.
Leichte Verbesserungen anbei.
Zuerst vielen Dank nochmal für euren Input. Leider komme ich erst jetzt
wieder dazu, mit der Simulation zu experimentieren.
Ulrich H. schrieb:> Das ist ohnehin> noch ein Problem wenn man R4 zum einstellen der Spannung variiert - dann> ändert sich nämlich die Schleifenverstärkung und damit die Stabilität> mit der eingestellten Spannung. Da sollten also R3 und R4 konstant sein,> und die Spannung am oberen Ende von R3 variabel.
Den Vorschlag habe ich auch mal durchgespielt, allerdings komme ich so
bei OUT nicht mehr auf 0V runter. Du erwähntest eine Stromsenke anstatt
von R12, könnte die hierbei helfen?
MaWin schrieb:> Leichte Verbesserungen anbei.
Du hast Recht und mit deinen Verbesserungen kann ich auf mein Soft-On
verzichten :)
schüler schrieb:> Ulrich H. schrieb:>> Das ist ohnehin>> noch ein Problem wenn man R4 zum einstellen der Spannung variiert - dann>> ändert sich nämlich die Schleifenverstärkung und damit die Stabilität>> mit der eingestellten Spannung. Da sollten also R3 und R4 konstant sein,>> und die Spannung am oberen Ende von R3 variabel.
Dazu habe ich mir gerade überlegt, ob man das mit einem zusätzlichen
tl431 lösen könnte. Dieser soll für den Spannungs-Op als negative
Referenz dienen. Wobei ich auch hier bei OUT nicht ganz auf 0V komme.
Ist dieser Ansatz Sinnvoll?
MaWin schrieb:> Kann man wirklich so viel auf einemal falsch verstehen?
Leider ja :(
Nach dem Bugfix schwingt die Ausgangsspannung bei niedrigen Spannungen
weniger als vorher.
Das ist zwar schön, dass sie weniger schwingt, aber sie sollte gar nicht
schwingen - und das auch bei komplexen Lasten und im Übergang von
Spannungs- zur Stromregelung. Dafür muss man C3 und C4 anpassen und den
neuen feedforward 10nF.
MaWin schrieb:> Dafür muss man C3 und C4 anpassen und den> neuen feedforward 10nF.
Oh C4 ist leider bei der letzten Änderung leider abhanden gekommen,
hoffe das passt wieder.
C4 kann nicht an den + Eingang, das wäre Mitkopplung zum Oszillator
statt Gegenkopplung zum Integrierer, zumal der durch C5
wechselstrommässig blockiert ist. Er muss an den - Eingang und damit er
wirken kann, muss - über einen Widerstand an Masse. Da gab es schon mal
R7 mit 10k.
schüler schrieb:> MaWin schrieb:>> Nein. Wie soll der 10p da am quasi geerdeten Eingang zerren können.
Sollte C3 auch zerren dürfen, bzw. sollte an - von U1 auch ein
zusätzlicher Widerstand dran?
schüler schrieb:> schüler schrieb:>> MaWin schrieb:>>> Nein. Wie soll der 10p da am quasi geerdeten Eingang zerren können.>> Sollte C3 auch zerren dürfen, bzw. sollte an - von U1 auch ein> zusätzlicher Widerstand dran?
Sorry, hab nichts gesagt.
Bringt es was, wenn ich vor den Strom-Integrierer auch einen
Impedanzwandler einbaue? Bei meiner Simulation konnte ich keine großen
Unterschiede feststellen.
MaWin schrieb:> Nein, bringt nichts, ein OpAmp Eingang ist ein OpAmp Eingang.
Ok, danke für die Antwort. Das bestätigt meine Erkentnisse aus der
Simulation :)
Also der LT1013 leidet weder unter latch up noch unter phase reversal.
Ein LM324/LM358 könnte mit phase reversal die Schaltung verunsichern,
dagegen hilft aber nur eine Schottky-Diode. CMOS-OpAmps haben selbst
Eingangsschutzdioden, und zumindest modernere sind über 10k ausreichend
abgeblockt. Beim TL072 liegt der phase reversal Bereich natürlich voll
im positiven, da könnten Dioden das schimmste verhindern, aber so alte
schlechte OpAMp sollte man sowieso nicht verbauen.
Danke für die Erklärung.
MaWin schrieb:> Also der LT1013 leidet weder unter latch up noch unter phase> reversal.
Jetzt weiß ich, worauf ich achten muss. Im Datasheet des LT1013/LT1014
gibt es unter "Voltage Follower with Input Exceeding the Negative Common
Mode Range" sogar schöne Oszillogramme zu dem Phänomen.
> Ein LM324/LM358 könnte mit phase reversal die Schaltung verunsichern,> dagegen hilft aber nur eine Schottky-Diode.
Da ich beim ersten Aufbau wohl einen LM324 verwenden werde, plane ich
die Schottky-Diode D4 mal mit ein und um den verbleibenden OpAmp nicht
brachliegen zu lassen, berücksichtige ich auch Arnos Hinweis:
ArnoR schrieb:> LEDs zur Veroderung der Regler einzusetzen ist keine so gute Idee, weil> die nur eine kleine Sperrspannung von ein paar Volt haben.
Aktueller Stand anbei.
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