Hallo Zusammen
Ich habe hier schon viele nützliche Tipps gefunden, aber für mein
aktuelles Problem noch nichts passendes gefunden.
Zunächst ein paar Worte zu meinem Projekt. Es handelt sich um ein SNT
für LED Beleuchtungen. Als Topologie wird ein Single-Stage Flyback
verwendet. D.h. der Sperrwandler wird direkt an der Netzspannung
betrieben. Durch eine konstante On-Time folgt der Stromverlauf dem
Spannungsverlauf. Die Ansteuerung des Mosfets übernimmt ein Digitaler
Signalcontroller. Soviel mal dazu.
Kenndaten des Schaltnetzteils sind folgende:
Vin = 85V-265V
Pout = 20W
Vout = 24
fsw,min = 35 kHz
Ich hab anhand von 2 Application Notes (AND8451/D von On Semi und
AN-8025 von Fairchild) den Trafo berechnet. Primärseitig erhalte ich
860µH und Sekundärseitig 86µH. Die restlichen Komponenten habe ich
ebenfalls anhand der beiden Application Notes berechnet.
Anschliessend habe ich das Ganze mit LTSpice simuliert (.asc Datei im
Anhang). Die konstante On-Time wird durch einen Timer gewährleistet.
Sobald der Strom durch die Sekundärseite Null wird, wird der Mosfet
wieder eingeschaltet. Meine Simulation liefert mir auch genau das
gewünschte Ergebnis. Am Ausgang liegen ziemlich genau 24V an bei 833mA.
Ich habe einen Prototypen anfertigen lassen und aufgebaut. Als Mosfet
habe ich zuerst einen 2SK3050 mit einem Rdson von 4,4Ohm verwendet.
Mein Problem ist nun folgendes:
Wenn ich nun 7x3W LEDs an den Ausgang hänge und die Spannung langsam
hochdreh, leuchten die LEDs wie gewünscht. Ab einer Spannung von ca.80V
und einer übertragenen Leistung von 10W besitzt mein Mosfet bereits eine
Temperatur von annähernd 100°C.
Hat jemand eine Vermutung an was es liegen könnte?
Ich hab die Spannung am Shunt gemessen und er liegt im Bereich der
Simulation ebenso die Spannung am Mosfet. Habe auch bereits den Mosfet
durch einen Typen mit niedrigerem Rdson ersetzt. Um die Spannungsspitzen
im Ausschaltmoment abzufangen habe ich ein Snubber-Netzwerk bestehend
aus 2 Dioden verwendet.
Ich hoffe jemand hat eine Vermutung, die ich dann überprüfen könnte.
Vielen Dank schon einmal und falls weitere Informationen benötigt werden
einfach schreiben.
Zunächst habe ich einen UCC27322 verwendet. Dieser wurde von TI
vorgeschlagen. Da dieser aber 9A peak current liefert bin ich
mittlerweile bei einem MCP1416 mit 1.5A peak current.
Durch die Änderung des MOSFET-Treiber geht momentan der Treiberausgang
direkt auf meine Gate vom MOSFET. Wird ein Gate-Vorwiderstand zwingend
benötigt?
Ich habe die Verläufe am Oszi gemessen aber kann sie jedoch nicht auf
dem PC speichern. :/
Christian schrieb:> Ich habe die Verläufe am Oszi gemessen aber kann sie jedoch nicht auf> dem PC speichern. :/
Eine Digitalkamera tut es auch aber nicht die vom Mobiltelefon.
> Alles klar. Hier folgt der Schaltplan. Dachte nur mit der .asc datei> kann man selber nachsimulieren :)
Hallo Christian,
Deine Simulation benutzt ja kaum was reales, alles gesteuerte Quellen.
Dann kannst Du natuerlich kaum die Temperatur in Deinem MOSFET
simulieren.
Aber wenn Du ein Scope hast, siehst Du doch eigentlich genau, wo was
abfaellt und damit beantworten sich die Fragen selber, oder?
Gruss
Michael
Also mein Flyback bleibt bei 65 W kalt. MOSFET keine 50°C, Diode wird
heißer. Kern max. 50°C.
Welchen Kern verwendest Du, geht der in die Sättigung? Welches
Wicklungsverhältnis, Luftspalt? L ist recht hoch.
Gatespannung sauber (schnell genug)?
RCD Snubber am MOSFET? Ich sehe keinen. Zwischenkreiskondensator 470n?
Soll es nicht 47µ heißen?
Noch ein Fehler: Du nimmst den BCM, schaltest direkt nach Strom=0 wieder
ein. Warte noch auf das folgende Valley am Transistordrain und schalte
dann erst ein -> reduziert Schaltverluste. ICs dazu: NXP TEA15xx
Für LTSpice gibt es von Infineon sehr gute CoolMOS Modelle. Kannst mal
probieren.
Christian schrieb:> Wird ein Gate-Vorwiderstand zwingend> benötigt?
Das kommt darauf an.. Hast du einen starken treiber und ein paar cm
Gatezuleitung, so kannst du problemlos Oszillationen beim Umschalten
bekommen oder das Gateoxid durch Überspannung beschädigen. Um einen
halbwegs definierten Schaltvorgang und brauchbare Spannungsverläufe
messen zu können müsstest du einen einbauen. (Kommt aber auf den Treiber
drauf an, umso "schwächer" desto unproblematischer ist es)
Intressant wären die Spannungsverläufe am Mosfet (D-S) und des Gates
(G-S). Am besten wäre natürlich noch der Strom über D-S falls möglich,
ansonsten mal (negativ. Masse an Source falls dein Aufabu es zulässt!)
über die Shunts messen.
Und das ganze einmal über die Periode und dann sowohl Einschalt- als
auch Ausschaltvorgang.
@Alex
Ich verwende einen ER28 Kern aus 3C90 Material mit einem AL-Wert von
86nH.
Das Windungsverhältnis von Primär zu Sekundär ist ca. 3,1:1.
Wohl ne dumme Frage aber wie kann ich feststellen ob der Kern in die
Sättigung kommt?
Die Gatespannung schaltet in knapp 500ns von 0V auf 13V.
Der Zwischenkreiskondensator soll nur 470nF sein, da sonst der Verlauf
der Eingangsspannung nicht mehr sinusförmig ist. Dadurch würde der
Stromverlauf ebenfalls abweichen und man würde einen schlechteren PFC
Wert bekommen.
Ok - der Kern is ja riesig. Ich hatte nen RM10. Allerdings habe ich die
nicht selbst designt.
Du mußt eben das Feld im Kern berechnen, ob da die Sättigung erreicht
wird. Mußt im DB nachschauen, wieviel Tesla der kann. Oder Spannung über
dem MOSFET Shunt messen - wenn der am Ende "unendlich" ansteigt, dann
sättigt die Spule.
Was ist die DC Spannung am Eingang? Wenn die sehr gering wird, dann
werden die Ströme im MOSFET groß, da die Einschaltdauer sehr groß wird
-> Sättigung?
Solltest da echt mal nachrechnen, welche Werte rauskommen. PFC brauchst
Du ja nicht. Bei Lightning fängt die Norm m.W. bei 25 oder 30 W an.
Da Du konstante t_on nimmst variiert die Frequenz - welche kommt raus?
Duty cycle?
Die Diode am Ausgang kann Ui/n+Uo in Sperrrichtung?
Ach ja, MOSFETS hatte ich einmal Infineon SPP11N60, SPP07N60 (heißen
mittlerweile IPP mit anderer Nomenklatur) und Toshiba SK????. Diode war
eine 20CTQ150 oder so. 1500 µF am Ausgang, keine Induktivität
zusätzlich.
Noch ein Tip für den Übertrager. Meine Simulation verwendet ein
realistischeres Modell mit Lstreu und Lhaupt + Kopplung.
Streinduktivität 1-2% VOR den Übertrager. Danach Lhaupt parallel zur
"unendlich" großen Induktivität Lp_ideal des idealen Übertragers. Bei
Dir sqrt(Lp_ideal/Ls_ideal) = n
DCin---Ls------ ----
| | |
Lh Lp_ideal Ls_ideal
| | |
---- -----
MOSFET
|
Rs
|
GND
Lp_ideal ist ca. 1000 größer als das reale Lh. Bei Lh setzt Du Deine
800µH ein, Ls eben ca. 10µH. Wenn Du noch das (nichtlineare) Coss des
Transistors berücksichtigst siehst Du die wunderschönsten parasitäten
Effekte.
Hab eben mal die Größe des ER28 überprüft. Der ist doch kleiner als
angenommen und etwa wie der RM10. Du hast aber auch weniger Leistung als
ich hatte. Ae_min ist entscheidend, da geht das Material in die
Sättigung.
@Alex
Also die Spannung übern shunt geht nicht gegen unendlich.
Habe bei meinen Überlegungen auch den RM10 Kern in betracht gezogen,
mich dann aber doch für den ER28 entschieden, da geringere Erwärmung.
An meinem Eingang liegt keine DC Spannung an sondern die
gleichgerichtete Netzspannung. Da im vergleich zur on-time die spannung
sich in dem zeitraum kaum ändert kann sie als konstant angenommen
werden. Durch die vorgegebene Induktivität und die on-time gibt es einen
bestimmten stromanstieg.
Hast du bei deinem Sperrwandler DC am Eingang oder auch AC?
Bei den Frequenzen kommen Werte zwischen 35kHz und 85kHz raus. Im
Nulldurchgang ist die Frequenz am höchsten. Dort geht auch die Duty
Cycle richtung 0.9. Könnte es sein, dass der Mosfet dies nicht verträgt,
da es sich ja um einen art kurzschluss handelt? Wobei zu diesem
Zeitpunkt kaum spannung anliegt?
Die Diode am Ausgang ist eine ES1D. Kann in Sperrichtung 200V ab.
> Wird ein Gate-Vorwiderstand zwingend benötigt?
Nein, er ist kontraproduktiv, ich hätte erwartet, er bildet in deiner
Simulation den leider nicht vermeidbaren Innenwiderstand des Treibers
ab. Aber bei 3 sich gegenseitig behindernden gesteuerten
Spannungsquellen die sich alle um das Gate des MOSFETs schlagen, braucht
man ja dieses 1 Ohm.
> Wohl ne dumme Frage aber wie kann ich feststellen ob der Kern in die> Sättigung kommt?
Erst mal brauchst du eine bestimmte Anzahl von Windungen je nach
Spannung weil du ein bestimmtes Volt/Wdg nicht überschreiten darfst
(Verliste durch eddy currents). Dann natürlich Strom * Windungsnaahl
nicht zu hoch werden darf. Man wird um 400mT erlauben.
Du hast keinen Snubber. Das ist nicht dein Ernst, oder ? Deine
Simulation zeigt nicht die Streuinduktivität, für die du den Snubber
brauchst. Aber Alex zeigt sie.
-+-------+--+
| | |
L1 R C
| | |
+--|>|--+--+
|
So nu hab ich doch noch n Oszi gefunden mit USB-Anschluss.
Ich habe mal die Bilder angehängt.
Die Eingangsspannung war 30VAC.
Im ersten Bild sieht man die Drain-Source-Spannung mit extremer
Schwingung.
Im zweiten Bild die Gatespannung des Mosfets.
Das dritte Bild zeigt die Spannung am Shunt Widerstand (410mOhm).
Das letzte Bild zeigt die Spannung der Zero Current Detection. Also die
Spannung der Hilfswicklung nach der Diode.
Also so wie mir die Tatsache um die Ohren gehauen wird, dass ich kein
RCD-Netzwerk verwendet habe wird wohl dort der Fehler liegen.
Weiss jemand spontan wie ich ein solches RCD-Netzwert dimensionieren
muss oder hat einen passenden Link zur Hand?
R muss die Energie verheizen können ohne daß die Spannung über die
zulässige Spannung des MOSFETs steigt.
Wenn 1 Watt zu verheizen ist, und der MOSFET noch 50V mehr abkann,
reichen beispielsweise 2k5/1W, wobei die real gewählten Werte immer ein
Kompromiss sind zwischen dem was man sich traut.
Die Zeitkonstante RC sollte so beim 10-fachen der Schaltfrequenz liegen.
Je grösser als der Widerstandswert, um so kleiner der Kondensator,
allerdings um so grössere Sperrspannung braucht er. Natürlich muss er
bei der Frequenz auch noch wirken und den Strom aushalten, ein Elko mit
hohem ESL wirkt nicht und hält nicht dicht.
Die Diode muss schnell genug sein.
Woooo - das sind aber Überschwinger am Drain! Mein Flyback hatte DC
Eingang, um die 300V. Der absolute Wert ist aber egal. Bei Dir geht der
MOSFET bei Netzspannung aber hops.
Ich meinte eigentlich die äquivalente DC-Spannung nach der
Gleichrichtung. Bei Dir kann die Spannung ja sehr stark absinken und der
duty steigt extrem an. Messe doch mal genau dort, die hoch der Strom
durch die Induktivität ist.
Bei einer PFC hat man das ja auch aber die sind mit über 90% trotzdem
effizient.
Übrigens sind nur 30 V schon sehr wenig, da ist der Strom natürlich
wesentlich höher als bei mir. Ich vermute schon, daß die Induktivität
dafür viel zu groß ist. Feldstärke im Kern bei maximalem Strom
berechnet?
Snubber:
Bei mir habe ich nen RCD. Glaube 2n2 und 100k? Weiß es echt nicht mehr
genau. Diode muß sehr schnell sein. Keine Netzgleichrichterdiode nehmen.
Mit der Strommessung in Bild 3 stimmt auch was nicht. Der Strom ist nach
dem Ausschalten 0 und nicht mit DC überlagert wie bei Dir.
@Alex
Wie berechne ich die maximale Feldstärke. Muss leider gestehen, dass
Magnetismus ein wunder Punkt ist :/
Woran könnte es liegen, dass der Strom von DC überlagert wird und nicht
direkt 0 ist? Habe leider sehr begrenzte praktische Erfahrung.
Da ich kein Felder-Experte bin, weiß ich die Formeln nicht aus dem Kopf.
Es gibt aber gute Anleitungen im Netz zur Feldstärke. Bei steigender
Induktivität und steigendem Strom steigt die Feldstärke.
Hast Du einen Kühlkörper am MOSFET? Kannst ja mal mit Rdson*RMSstrom die
Verluste und die Temp berechnen, ob das hinkommt.
Zum Thema Stromverlauf: muß falsch gemessen sein. Wenn der MOSFET aus
ist, fließt primärseitig "kein" Strom mehr. Der wird auf der
Sekundärseite abgegeben.
Hast Du auch einen Speichertrafo mit Luftspalt?
Hallo Christian,
> Wie berechne ich die maximale Feldstärke. Muss leider gestehen, dass> Magnetismus ein wunder Punkt ist :/
Na, da gibbet viel im Netz zur Betsimmung der Flussdichte,
Saettigung....
> Woran könnte es liegen, dass der Strom von DC überlagert wird und nicht> direkt 0 ist?
Hm..... ich habe immernoch keinen richtigen Schaltplan gesehen!
Nur eine komische Simulation mit gesteuerten Schaltern statt richtiger
Bauteile.
Aber wenn das 0.15A bei 100V sind, wird sicher der Transistor heiss....
> Habe leider sehr begrenzte praktische Erfahrung.
Dann ist das ein seeeehr gewagtes Projekt!
Respekt
Gruss
Michael
Hallo Christian,
1. ist die Sekundärseite richtig angeschlossen? Der Trafo muss
sekundärseitig so gepolt sein, dass in der Ausschaltzeit der Strom in
den Ausgangskondensator fließt. Deine Screenshots zeigen leider immer
nur einen Kanal.
2. Ist der Trafo selbst gewickelt? Welche Streuinduktivität und welche
Hauptinduktivität hast Du (ca. Werte)?
@Alex
Ich gebe bei meinem Trafo den Al-Wert an der wird soweit mir bekannt
über den Luftspalt eingestellt. Die Induktivitäten stimmen auch. Habe
aber festgestellt, dass die Streuinduktivität bei 95µH liegt. Das sind
dann ungefähr 11% von meiner Hauptinduktivität.
Und soweit mir bekannt ist die Streuinduktivität für die
Spannungsspitzen beim ausschalten verantwortlich?
@Michael
Ich kann hier leider keinen Stromlaufplan posten, da mein Chef weniger
erfreut wäre.
Find ich toll, dass du das Projekt als seeeeehr gewagt bezeichnest.
Fühle mich auch als Berufsanfänger seeeeehr gefordert.
Meinst du mit 0,15A bei 100V die Tatsache, dass der Strom nicht komplett
auf 0 sinkt sondern noch schwingt?
Bin für sämtliche Tipps und Hinweise offen.
@ Michael O.
Ja die Sekundärseite ist mittlerweile richtig angeschlossen. Primär und
Sekundär waren durch einen Fehler im Stromlaufplan zunächst gleichsinnig
gewickelt.
Wenn man beide Ströme misst. Sieht man wie der Primärstrom steigt und
nach dem auschalten der Sekundärstrom von einem bestimmten Wert an
sinkt.
Ich habe die Trafos in China wickeln lassen. Messungen haben ergeben
dass die Primärinduktivität die geforderten 860µH besitzt und die
Sekundärseite 86µH. Die Streuinduktivität hat leider 95µ, obwohl ich
maximal 10µH gefordert hatte.
Ah ja, mein Trafo hatte nicht mal 1% Streu.
Der Schaltplan eines Flyback ist ja nichts geheimes. Anscheinend ist bei
Dir ja weniger drauf als üblich, da erst im Aufbau.
Jetzt hört es sich besser an. Kannst ja mal Iprim und Isek gleichzeitig
messen (Stromzange) und schauen, welches Übersetzungsverhältnis wirklich
vorliegt.
Hast Du ein Leistungsmessgerät um den Wirkungsgrad zu bestimmen? Mit
meinem ist er nicht vergleichbar, da ich kein fertiges Produkt hatte.
Das gäbe auch Anhaltspunkte, ob alles i.O. ist.
@Alex
Jo ich habe auch irgendwo gelesen, dass gute Sperrwandler 1%
Streuinduktivität haben und wirklich schlechte vll 3%. D.h. meine 11%
sind eine katastrophe.
Habe nun einen Teil vom Schaltplan angehängt. Daraus sollte eigentlich
das wichtigste ersichtlich sein. Die Diode D5 ist eine SM15T200A und die
Diode D6 eine STTH1L06A. Sind diese bestückt werden sie bei ca. 70V über
100°C heiss. Dafür bleibt eben der MOSFET kühler.
Habe dass Übersetzungsverhälntis überprüft und es liegt bei ca. 3:1.
Passt soweit, da ich primär 100 Wicklungen habe und sekundär 32
Wicklungen. Die Spannung am Mosfet stimmt bei Vin = 30V auch, da Vds =
Vin + ü*Vout.
--> Vds = 30V + 3,1*22 = 98.2V.
Stimmt mit den gemessenen 100V gut überein.
VDR kommt hinter die Sicherung, NTC (current inrush limiter) auch noch
rein, die 95uH wird ein Messfehler sein, das Problem liegt meist auf
deutscher Seite, selten auch chinesischer, die wissen, was sie tun,
haben im Gegensatz zu unserer nachfolgenden Generation know how, als
Snubber eine Z-Diode halte ich nicht für so elegant, ein RC Snubber
transportiert mehr Leistung zurück in den primären Kreis (ausserdem kann
man die Leistung leicht durch die mittlere Spannung am R messen). Filter
(an Eingang und Ausgang) legt man möglichst auf die Schaltfrequenz aus,
d.h. eine LC-Kombination die auf Grund des ESL des C und ESC des L
gerade bei der Schaltfrequenz ihre maximale Dämpfungswirkung hat, sieht
bei dir bisher eher hingeschätzt aus.
@ MaWin
Vielen Dank für die Hinweise. Jo die Eingangsfilter sind momentan nur
abgeschätzt und werden genauer dimensioniert wenn das SNT mal läuft.
Dann werd ich mir mal ein RCD Snubber basteln und testen.
Habe mir mittlerweile einen neuen Trafo bestellt bei dem ich als erstes
1 Lage der Sekundärwicklung hab, dazwischen die Primärwicklung und
danach wieder 1 Lage Sekundärwicklung. Hoffe dadurch die
Streuinduktivität zu verringern.
Wenn Du mal die Verluste messen willst, dann miss doch mal Eingangs- und
Ausgangsseitig Strom + Spannung. -> Wirkunsgrad
Dass der MOSFET "heiss" wird sagt nichts über die eigentlichen Verluste
aus. Je nachdem ob Du einen Kühlkörper spendiert hast oder nicht kann
dies ein normales Verhalten sein oder auf fette Verluste hindeuten.
Ansonsten hilft es die Verluste mal überschlagshalber zu schätzen.
Du kannst die Ströme durch die Bauteile und die mittlere Einschaltdauer
messen. Mit den jeweiligen Ohmschen Widerständen (MOSFET,
Wicklungswiderstände, Diodenabfallspannung) der Bauteile und der
mittleren Anschaltdauer kann man wenigstens die Größenordnung der
statischen Verluste abschätzen.
Wenn dann ein Bauteil gefühlt drastisch andere Verluste aufweist hast Du
einen Anhaltspunkt.
Bezgl. MOSFET:
Beachte, dass der MOSFET minimal die reflektierte Zwischenkreisspannung
am Trafo sieht. Bei 230Vac Eingang hast Du bis 350Vdc peak, der MOSFET
sieht dann mindestens 700V.
Welchen MOSFET verwendet ihr eigentlich?
Bzgl. Trafo:
Pass auf, dass euch der Trafo nicht sättigt. Sollte durch den Luftspalt
eigentlich eine schöne Scherung geben, aber man weiss ja nie.
Wenn die Streuinduktivität sehr hoch ist, bleibt primärseitig ein Teil
der im Streufeld gespeicherten Energie und erhöht die Spannung über dem
MOSFET. Letzten endes musst Du diese Energie in Wärme umwandeln :(.
Beim RCD Snubber wird die Energie des Impuls direkt durch den C auf die
obere Versorgungsspannung zurückgeführt. Was man also niederinduktiv
hinkriegt, wird rückgespeist. Bei der Z-Diode ist immer zumindest die
Z-Diodenspannung * Strom verloren.
Die Z-Diode ergibt eine definierte Spannung und damit eine definierte
(hoffentlich ausreichend kurze) Entladezeit der Strominduktivität,
während die Spannung beim RCD Snubber eher Glückssache ist.
Ich hab noch keine praktische Erfahrung ob ein Snubber Netzwerk mit RCD
oder wie bisher mit Z-Diode wirksamer ist.
Hauptproblem durfte jedoch sein die Streuinduktivität nach Möglichkeit
so gering wie möglich zu halten?
Ja es wird ein DSC von TI verwendet. Um genau zu sein der TMS320F28027.
Dieser gibt die konstante On-Time vor und sobald der Strom durch die
Sekundärspule 0 wird, detektiert dies der Controller über eine
Hilfswicklung und startet den Timerbasecounter neu. Funktioniert wie
gesagt auch wunderbar, nur wird der MOSFET eben heiss.
Bisher habe ich einen 2SK3050 MOSFET verwendet mit 600V. Könnte es auch
mal mit einem 800V Typ versuchen. Wobei ich momentan ja schon bei knapp
70V die extreme Wärmeentwicklung hab.
>> Bzgl. Trafo:> Pass auf, dass euch der Trafo nicht sättigt.
Das ist gaaanz wichtig. Allerdings sieht der Stromschrieb ueberhaupt
nicht nach Saettigung aus! Soweit also Entwarnung! Aber im Auge
behalten.
Gruss
Michael
PS.: Warum "laesst" Du den Uebertrager wickeln? Bei den Daten
(Windungszahl) ist das doch Kleinkram und Du kannst leichter mit dem
Aufbau "spielen".
Weil Deutsche das schon lange nicht mehr können.
Mit know how häte man nämlich schneller seinen Trafo,
selbst gewickelt, als man den Auftrag geschrieben hat.
Also schickt man einen Auftrag nach China,
und die nehmen erstens gern das Geld,
und lachen sich zweiten scheckig wenn sie auf
diese Art erfahren, was die nachfolgende Generation
aus Deutschland nicht mehr kann,
denn damit wissen sie, daß es mit dem Know How
hier nicht so weit her ist wie immer kolportiert.
Für eine gute Versorgung in Deutschland sollte es
allerdings Sets von den Herstellern von Kernen geben,
in denen Kerne, Bobbins, Kupferlackdraht, Kapton-
Klebebänder und Berechnungsunterlagen drin liegen,
damit man sich den Kram nicht immer mühsam zusammen-
kaufen muss, z.B. bei Spulen.de
Hallo,
HF-Trafos wickeln ist wirklich kinderleicht - nicht zu vergleichen mit
dem Aufwand, einen 50Hz-Trafo zu wickeln. Habe in den letzten Jahren
einige HF-Trafos für kleine und mittlere Schaltnetzteile gewickelt. Man
braucht ja meistens nicht über 50 Windungen.
Alle benötigten Teile für solche Trafos kann man bequem (auch als
Privatperson) im Online-Shop von Menting (www.spulen.com) beziehen. Dort
gibt es eine mittelgroße Auswahl an Kernsätzen, Spulenkörper,
Halteklammern für die Kerne sowie eine große Auswahl an HF-Litzen. Kann
ich nur sehr empfehlen!
Martin
Jo das seh ich genauso, dass das Wickeln keine all zu großen
Schwierigkeiten darstellen würde. Aber wir haben hier die passenden
Materialien nicht. Weder Spulenkörper noch Kerne.
Wäre meiner Meinung nach günstiger sich davon ein Sortiment anzuschaffen
anstatt 4 Wochen auf einen Trafo aus China zu warten. Naja wurde hier
halt bisher immer so gemacht.
