Filterdaten gesucht

Josef L. schrieb:
> Den
> Hersteller entziffere ich zu "Asahi"

Könnte stimmen. Siehe viertes Bild, der blaue Filter:

https://dk4sx.darc.de/semco.htm

Schriftzug im gleichen Stil, mit "Asahi Dempa" beschriftet.

Bernd Mer. schrieb:
> "Asahi Dempa"

Das müsste es sein, denn die Schrift ist genau dieselbe, es fehlt nur 
die Umrandung. Nur finde ich auch damit nichts Verwertbares...

Trotzdem danke. Die Hoffnung steigt, dass noch andere dieses oder ein 
ähnliches Filter besitzen oder ein altes Datenblatt.

"Dempa" oder "Denpa" heißt nur Radiowellen oder so.

Josef L. schrieb:
> Wichtigste Info für mich wäre natürlich der Abschlußwiderstand
> beidseitig, dann könnte ich es mit dem nanoVNA durchmessen.

Du kannst auch die auf 50 Ohm bezogene S-Matrix messen, und dann die 
erforderliche Abschlussimpedanz für minimale Welligkeit im 
Durchlassbereich per Simulation ermitteln.

Wenn Du die Möglichkeit zu simulieren nicht hast, böte es sich 
alternativ an, die S-Parameter im interessanten Frequenzbereich hier als 
Touchstone-File zu posten. Es findet sich sicher jemand, der das 
übernimmt (wenn es etwas Zeit hat, biete ich mich gern an).

Ich habe grade noch in einem alten Katalog ein Angebot für ein (Noname-) 
Filter Schmalband-FM 9 MHz gefunden, 79 DM, darüber - jedoch nicht 
eindeutig zugeordnet - eine passende Grafik mit 54 mm Abmessung, da sind 
1200 Ohm / 30 pF angegeben.

Wenn ich bei der nanoVNA-Messung aber davor und dahinter 1150 Ohm 
Widerstände reinsetze, kommt hinten kaum mehr was raus. Ich bastle 
schnell mal zwei Übertrager 1:25 (5 Stränge verdrillt auf Ferritkern), 
das sollte für 9 MHz nicht allzu schwer sein.

So, Übertrager habe ich fertig, 5.5 Windungen bifilar (oder wie sagt man 
bei 5 Strängen parallel?) auf 7mm-Ringkern. Nicht absolut ideal für 9 
MHz, aber eine Windung rausnehmen hieße neu wickeln. Auf die 0.1 dB 
verzichte ich für den Test dann doch lieber. Die 14 dB Dämpfung kommen 
durch den 1.2k Widerstand im Abschluß, Spannungsverhältnis 5:1 sind 
-13.98 dB. Die beiden sind ziemlich identisch.

Dann mit je 1 Trimmer 10-40 pF ans Filter und das ans nanoVNA; da kann 
man ziemlich spielen. Nur wie das halt so ist, entweder niedrige 
Durchlassdämpfung aber schlechtere Nahselektion, oder umgekehrt. Die 
Welligkeit lässt sich unter 1dB bringen. Nur die Weitabselektion ist 
mau, das verhält sich wie ein Kondensator 2.2 pF im Durchlass oder eine 
Induktivität 5.1nH gegen Masse.

Josef L. schrieb:
> "Dempa" oder "Denpa" heißt nur Radiowellen oder so.

Ok, ist halt deren Name

https://www.japanyello.com/company/21712/Asahi_Dempa_Co_Ltd

Seltsam, die Bandbreite ist nur 13,2 kHz, das reicht grade mal für gute 
AM-Qualität bei störungsfreiem Empfang (ohne Nachbarsender)! Zum 
Beispiel Polen auf 225 kHz und RTE Radio 1 auf 252 kHz senden mit 
deutlich mehr als 10 kHz Bandbreite.

Josef L. schrieb:
> schlechtere Nahselektion

Von so einem Filter würde ich > 90 dB Dämpfung im Sperrbereich erwarten. 
Ich habe gerade mal ein unbekanntes 10,7 MHz-Quarzfilter im 
Metallgehäuse aus der Grabbelkiste geholt (Zustand unbekannt, das kann 
schon einmal einen drauf bekommen haben), mit Kabeln versehen und an den 
VNA gesteckt, und dann ein Anpassnetzwerk dazugerechnet. Da bekomme ich 
fast 90 dB Dämpfung im Sperrbereich. Allerdings ist es nicht so steil 
wie Dein Filter, und hat wahrscheinlich eine geringere Ordnung.

Es sieht so aus, als ob bei Deiner Messung irgendwas zwischen Aus- und 
Eingang verkoppelt (das Anpassnetzwerk?). Für > 90 dB Dämpfung kommt ein 
fliegender Aufbau schnell an seine Grenzen.

Das Bild filt_transf.png ist die S-Matrix umgerechnet auf (450 + j0) Ohm 
Portimpedanz, als schneller Versuch auf direkt auf dem VNA.

Mario H. schrieb:
> und dann ein Anpassnetzwerk dazugerechnet.

Ääh - wie? Da bin ich etwas unbedarft, bzw. die Software vom nanoVNA V2 
bietet das leider nicht an. Aber ich könnte die Messung als .s2p oder 
wie sich das nennt abspeichern, falls man das dann weiter verarbeiten 
kann.

Ich schließe mein Filter dann mal so an wie ich das bei deinem sehe, 
also ohne alles, und Koax bis 1 mm vor dem Pin. Kann aber 10 Std. 
dauern.

Josef L. schrieb:
> Ääh - wie?

Na ja, man kennt die S-Matrix des Filters als Funktion der Frequenz. 
Ebenso kennt man die S-Matrix der beiden LC-Tiefpässe als Funktion der 
Frequenz. Und man weiß, wie man die S-Matrix einer Reihenschaltung von 
Zweitoren berechnet. Damit kennt man die S-Parameter des Filters 
inklusive den Anpassnetzwerken.

> Aber ich könnte die Messung als .s2p oder
> wie sich das nennt abspeichern, falls man das dann weiter verarbeiten
> kann.

Man kann. Es muss nur die volle S-Matrix in der s2p-Datei enthalten 
sein. Also S11, S21, S12, und S22. Mit dem nanoVNA musst Du dann wohl 
einmal umdrehen.

Dann habe ich noch folgendes gefunden (Langenscheidts Lehrbuch der 
japanischen Schrift): 朝日 = [Name] Asahi = Morgensonne; daher wohl der 
Bogen über dem Schriftzug.

Also jetzt die Trimmer und Übertrager abgelötet und das Filter direkt 
ans nanoVNA; musste erstmal neu kalibrieren für den engen Bereich um 9 
MHz herum (mit 30, 200 und 1000 kHz Bandbreite). Jetzt ohne .s2p 
abzuspeichern erstmal die Filterkurven. Warum zum Teufel ist das jetzt 
um soviel besser? Bis 130 MHz unter -60 dBm! Die Welligkeit im 
Durchlassbereich ist natürlich nicht akzeptabel, ob da Paralleltrimmer 
helfen?

Warum sollte man ein Filter für 1200 Ohm Abschluss auslegen, wenn es 
auch für 50 Ohm geht, siehe 
https://www.beam-verlag.de/app/download/16621177/hf-module-Probe.pdf

Die Welligkeit beruht auf totaler Fehlanpassung, denn das XF-9M ist mit 
500 Ohm || 30pF spezifiziert. Nimm einfach mal 470 Ohm in Serie auf 
jeder Seite. De zusätzliche Dämpfung ist ja erst einmal uninteressant. 
Besser sind Trafos (z.B. auf BN43-2402 Doppellochkern) mit 
Trifilarwindung (ü=1:9) oder als Autotrafo mit 4+9wdg (ü=1:10,5). 
Alternativ LC-Netzwerk siehe Bild.

MfG, Horst

HST schrieb:
> XF-9M ist mit 500 Ohm || 30pF spezifiziert

Es ist ja nicht das von KVG sondern (siehe Eingangspost) eines von 
Asahi, dessen Daten ich nicht kenne sondern aus einem alten Katalog 1200 
Ohm || 30 pF vermutet habe. Mit entsprechenden Trafos 1:25 
Impedanzverhältnis bekomme ich aber nur ca. 60 dB Dämpfung innerhalb 500 
kHz bei 3-4 dB Durchlassdämpfung.

Mal sehen was 2x 470 Ohm bringen.

Josef L. schrieb:
> Warum zum Teufel ist das jetzt um soviel besser?

Weil Dein Aufbau offenbar für große Sperrdämpfungen untauglich ist. 
Poste doch mal ein Foto.

Aber bei Dir verkoppelt immer noch etwas, sofern Du nicht an die Grenzen 
Deines VNA kommst. Ich habe mein Filter mit den oben gezeigten doppelt 
geschirmten CLF100-Koaxkabeln nochmal angehängt. Auf der 50 Ohm-Skala 
bekomme ich ohne weiteres > 100 dB Sperrdämpfung. Und der Rauschflur in 
filt_wb2.png scheint noch nicht die Grenze zu sein. Wenn ich aber mit 
noch größerem Dynamikbereich messen will, wird die Sweepzeit elend lang, 
oder ich müßte das Filter mit mehr als 0 dBm anblasen, was es vielleicht 
nicht so gern hat.

Zu größeren Frequenzen kann man erahnen, dass das Filter etwas 
durchlässiger wird, aber immer noch mit > 90 dB sperrt.

Wenn ich die Daten auf 450 Ohm Portimpedanz transformiere 
(filt_wb2_transf.png), rutscht der Rauschflur natürlich auch etwas hoch.

> Warum sollte man ein Filter für 1200 Ohm Abschluss auslegen, wenn es
> auch für 50 Ohm geht

Nicht in jeder Schaltung hat man eine 50 Ohm-Umgebung, daher überlässt 
man die Anpassung lieber dem Anwender. Aber es gibt auch Quarzfilter mit 
eingebauten Anpassnetzwerken.

> Jetzt ohne .s2p abzuspeichern erstmal die Filterkurve

Wenn Du Dein s2p-File postest, berechne ich Dir ein LC-Anpassnetzwerk.

Im Eingangspost steht aber nichts von XF-9M, sondern erst bei deinen 
Messungen, daher meine Annahme. Am schnellsten bekommt man die Impedanz 
mit zwei variablen Serien-Rs heraus.
Bei hochohmigen Impedanzen (>100 Ohm) wird eine saubere hohe 
Sperrdämpfung von >60db nur mit durchgehender Masseverbindung zur 
Vermeidung von auch nur minimaler Streuinduktivität erzielt. Dafür ist 
es angebracht, das Filter mit seinem gesamten Metallgehäuse auf einer 
durchgehenden Massefläche zu montieren.
Eine Durchlassdämpfung von 3-4 db erscheint hoch zu sein, ist aber 
durchaus bei solchen Filtern denkbar.

HST schrieb:
> XF-9M

Ja, ist verwirrend, ist mir auch erst bei deiner Antwort aufgefallen.

Mario H. schrieb:
> Aber bei Dir verkoppelt immer noch etwas

Wie soll ich das VNA kalibrieren, wenn ich die Kabel direkt an das 
Filter löte? Ich habe Kabel mit N-Steckern, kalibriere diese, und habe 2 
N-Buchsen, die ich an Ein- und Ausgang des Filters löte. Da sind schon 1 
cm 1 mm CuAg zur Masse. Und die Massen beider Buchsen über das 
Filtergehäuse verbunden.

Ich habe schon überlegt, Kabel N auf SMA zu kaufen und SMA-Kalibrierset, 
wäre wahrscheinlich für höhere Frequenzen günstiger. Ansonsten ist das 
VNA OK, bei offenen Kabelenden, 5-6 cm voneinander entfernt, messe ich 
bei 12x-Mittelung die Dämpfung wie oben. Bei 40x geht es sicher noch 
weiter runter, aber da dauert schon die Kalibration (4 Messungen) schon 
über eine Stunde.

Josef L. schrieb:
> Wie soll ich das VNA kalibrieren, wenn ich die Kabel direkt an das
> Filter löte?

Bei mir sind an den beiden ca. 10 cm langen Koax-Kabeln am Ende Stecker, 
in denen die Kalibrierebene liegt. Bei 10 MHz stört das für diese Zwecke 
nicht groß. Die Kabel sind doppelt geschirmt.

> und habe 2
> N-Buchsen, die ich an Ein- und Ausgang des Filters löte. Da sind schon 1
> cm 1 mm CuAg zur Masse. Und die Massen beider Buchsen über das
> Filtergehäuse verbunden.

D.h. ein Zentimeter Draht mit einem Millimeter Durchmesser von der Masse 
der N-Buchse zum Filtergehäuse? Vielleicht hilft es, die Masse besser 
(d.h. mit niedrigerer Induktivität) auf das Filtergehäuse aufzulegen. Es 
würde mich jedenfalls wundern, wenn das Filter selbst so schlecht ist.

> Ich habe schon überlegt, Kabel N auf SMA zu kaufen und SMA-Kalibrierset,
> wäre wahrscheinlich für höhere Frequenzen günstiger.

Das sollte hier keine Rolle spielen.

Mario H. schrieb:
> Bei mir sind an den beiden ca. 10 cm langen Koax-Kabeln am Ende Stecker,
> in denen die Kalibrierebene liegt.

Verstanden, das könnte ich auch so realisieren. Zwei N-Stecker habe ich 
noch. Aber wie kalibriert man "Through"? Beide Kabelenden verlöten und 
schirmen?

Aber jetzt ist erstmal Fußball :-)

Josef L. schrieb:
> Aber wie kalibriert man "Through"? Beide Kabelenden verlöten und
> schirmen?

Bei mir per UOSM, d.h. es reicht eine beliebige Strippe bzw. Netzwerk 
als Thru zwischen den beiden Ports, von dem man nur wissen muss, dass es 
reziprok ist, und das nicht zu viel dämpfen darf.

Mit dem nanoVNA könntest Du die Ports am VNA mit einem Stück N(m)-N(m) 
Kabel absetzen, und dann Dein vorhandenes Kalibrierkit mit dem bekannten 
Thru verwenden. An das Filter müsste dann noch ein N(f)-N(f)-Adapter. 
Oder Du machst an einen VNA-Port ein N(m)-N(m) Kabel, und an den anderen 
ein N(m)-N(f)-Kabel. Der Thru ist dann ein "Flush Thru" mit Länge Null. 
An das Filter müssten die passenden Gegenstücke bzw. ein zusätzlicher 
Adapter.

Verstanden. Da müsste ich einiges besorgen. Momentan habe ich nur noch 
1,5m RG 174/U, das ist für die N-Stecker etwas dünn und könnte wohl 
schon wieder an den Ansetzstellen Reflexionen verursachen. Und bei einem 
von den N-Steckern fehlt eine der Plastikscheiben im Tütchen...

Die Version mit zwei 10cm-Kabeln (RG 174/U) an N-Steckern habe ich mal 
zusammengebaut, das schaut jetzt bis 40MHz (und sogar weiter bis über 
100) besser aus, im engen Bereich (1M, 200k, 30k um 9M herum) wie zuvor.

Morgen versuche ich mal mit Anpassungsnetzwerk bzw. .s2p abzuspeichern.

Kennt wirklich keiner das Filter? Kann es in ICOM-Geräten benutzt worden 
sein?

Heute vormittag nochmal Messungen gemacht. Mit 470 Ohm starke Dämpfung, 
klar, und die Welligkeit war nicht wegzubekommen. Dann nochmal die 
beiden 1:25 (Impedanz) Übertrager verbaut, also auf 1250 Ohm angepasst, 
und die beiden Trimmer abgeglichen. So schaut das ja ganz gut aus, die 
Dämpfung außerhalb des Durchlassbereiches ist extrem abhängig von der 
Beschaltung, insbesondere der Masse. Messung ist mit Gehäuse mit der 
Hand angefasst - ohne ist es 10 dB schlechter.

Aufgrund der offensichtlich wirklich so hohen Abschlusswiderstände nehme 
ich an, dass es sich im ein Design ohne beidseitige Symmetrieübertrager 
handelt, ählich wie Fig. 3 in
https://www.rfcafe.com/references/electronics-world/crystal-filters-electronics-world-april-1969.htm

also ohne R1/C0, das wäre jeweils die externe Last.

Hallo Josef,

ist vielleicht eine überflüssige Anmerkung, aber die im verlinkten 
Artikel gezeigten Symmetriertrafos sind bei einem Lattice-Filter 
(Brückenschaltung) immer notwendig.

Die 3db Durchgangsdämpfung ist ok, da ja auch die Dämpfung der 1:25 
Trafos mit dabei ist. Kannst ja einfach mal die Dämpfung der Trafos 
"back-to-back" messen. Ich  schätze so um 1db Dämpfung, wenn sie 
streuarm sind.

Ich habe Filter mit höheren Impedanzen überwiegend in einer simplen 
aktiven Adapterschaltung gemessen, bei der man die Abschlusswiderstände 
entsprechend wählen kann, wie auf Seite 1&3 im angehängten PDF (rote 
Werte, hier je 220 Ohm).

Dein Filter sieht schon sehr gut aus. Irgendwelche S11-werte sind bei 
solchen ZF-Filtern nicht ganz so wichtig (S11 ist schon bei einer 
Welligkeit von 0,5db nur noch knapp -10db). Nur mein Senf dazu ;-))

MfG, Horst

Nur zur Kenntnis und vielleicht zukünftigen Anregung:

Auf dem Dortmunder AFu-Markt letzten Samstag bot jemand verschiedene 
Filter sehr ähnlichen Aussehens von R&S an. Dummerweise habe ich keins 
mitgenommen, aber man kann ja nicht alles kaufen.

HST schrieb:
> aber die im verlinkten
> Artikel gezeigten Symmetriertrafos sind bei einem Lattice-Filter
> (Brückenschaltung) immer notwendig.

Horst, das ist klar. Aber in dieser Schaltung fehlen davor/dahinter 
Übertrager auf eine andere (niedrigere) Abschlussimpedanz. Also die, die 
ich außerhalb hinzugefügt habe (plus je einen Trimmer) um die 
Filterkurve so schön glatt zu bekommen. Die 1200 Ohm sind in der 
Größenordnung dessen, was dort in Tabelle 2 für Ladderfilter angegeben 
ist. Die Größenordnung sollte für Latticefilter ähnlich sein, zudem hat 
es ja eine größere Bandbreite.

"Anpsssübertrager" statt "Symmetrieübertrager" wäre natürlich weniger 
missverständlich gewesen...
Wie es in einem solchen kommerziellen Filter bezüglich Anpassung an ein 
bestimmtes Z aussieht, weiß man ja meistens nicht.

Ich wollte eigentlich nur auf den Messadapter hinweisen, der es eben 
erlaubt, sehr einfach die Anpassung eines beliebigen Filters durch die 
entsprechende Auswahl von 2 Widerständen (bei deinem Filter eben so um 
1250 Ohm) erlaubt. Eine solche Schaltung erlaubt auch die Messung der 
Durchlassdämpfung des eigentlichen Filters ohne Einflüsse der 
Anpassglieder (Trafos / LC). Filtertyp und Bandbreite haben damit nichts 
zu tun. Anpassung an den VNA spielt dadurch auch keine Rolle.

Ich habe evtl. den Fehler gemacht, aus Faulheit nicht Screenshots des 
Adapters zu machen, sondern einfach das gesamte PDF anzuhängen.

Kommerzielle Filter werden meist mit Impedanzen gebaut, die für 
bestimmte Schaltungen optimiert sind. Ein solches Beispiel sind z.B. die 
monolithischen 45MHz-Filter, die mit Z=3kOhm früher für Mobilgeräte mit 
dem Mischer NE602 und dem ZF-Amp MC1350 ausgelegt waren (Zout-Mixer und 
Zin-Amp jeweils 3kOhm).
Aber jetzt reicht's auch  ;-))

Viel Spaß mit dem Filter. Sieht ja sehr gut aus.

HST schrieb:
> Ich wollte eigentlich nur auf den Messadapter hinweisen, der es eben
> erlaubt, sehr einfach die Anpassung eines beliebigen Filters durch die
> entsprechende Auswahl von 2 Widerständen (bei deinem Filter eben so um
> 1250 Ohm) erlaubt.

Wozu braucht man eine solche Anpassschaltung, wenn man ohnehin 
vektoriell misst? Man kann doch dann einfach die gemessene S-Matrix auf 
jede beliebige komplexe Portimpedanz umrechnen. Das ist oben doch 
mehrfach vorgeführt. Oder man kann auch testweise ein LC-Anpassnetzwerk 
dazurechnen und selbiges optimieren.

Ich habe mir vorhin s2spice.exe heruntergeladen, bemerkt dass ich da 
noch eine cygwin1.dll brauche, dann etwas nach der Kommandozeile
d.h. "s2spice.exe myfile.s2p Z1 Z2" mit Z1=Z2=50 im Falle vom nanoVNA 
gesucht und bin mit meinen Messdatenfiles gleich auf die Nase gefallen. 
Nach dem Hinweis "load version 1.01" weil die "more points" könnte, habe 
ich mal in das entstandene myfile.lib geschaut - das Programm ist ein 
Witz, zumindest die völlig unnötige Beschränkung der Meßpunktezahl 
(falls es nicht in den diversen SPICE-Versionen Beschränkungen gibt).

Und dann macht es aus 5.000 MHz satte 5.000000e+03gHz!

Wenn ich Zeit habe, werde ich das mal in Visual C# nachbauen. Aber 
erstmal probiere ich aus, was sich mit dem entstandenen Spicemodell 
anfangen lässt.

Josef L. schrieb:
> s2spice.exe

S-Parameter (also Frequenzbereich) in ein brauchbares SPICE-Modell zu 
konvertieren ist eine Wissenschaft für sich. Selsbt die teuren 
kommerziellen Konverter haben ihre Grenzen, gerade für so schmalbandige 
Filter.

Es ist hier sinnvoller eine Simulation im Frequenzbereich zu rechnen, 
also bei freier Software Qucs usw zu verwenden. Die sind auch sonst 
besser auf S-Parameter vorbereitet was 50Ohm-Ports und die 
Ergebnisdarstellung angeht.

~~

Wie Mario schrieb könntest du einfach mal die S-Parameter hier 
hochladen, dann kann man dir helfen. Wichtig wäre nur der richtige 
Phasenbezug, also dass in den S2P-Daten keine größeren Kabellängen 
drinstecken. Das kann man ggf einfach testen (und auch korrigieren) mit 
OPEN oder SHORT am Filter, die du ebenfalls als S2P mitlieferst.

Mario H. schrieb:
> Wozu braucht man eine solche Anpassschaltung, wenn man ohnehin
> vektoriell misst? Man kann doch dann einfach die gemessene S-Matrix auf
> jede beliebige komplexe Portimpedanz umrechnen.

Ja, das wäre der einfache Weg.

Die Möglichkeiten bei Messung der vollständigen S-Parameter mit einem 
VNA (anstatt Betragsmessung des SWR) haben sich wohl noch nicht 
rumgesprochen ;-)

Ich habe die ToucStone-Datei bisher deswegen nicht abgespeichert, weil 
ich mit dem Hinweis, dass ein ordentlicher Massebezug das ein und alles 
ist, den Aufbau mit Trimmern und Anpassübertragern 1250:50 Ohm die 
schöne glatte Filterkurve bekommen habe und damit eigentlich zufrieden 
bin. Wenn ich die jetzt als .s2p abspeichere brächte das wenig, noch 
bessere Anpassung müsste mit evtl. sogar negativen Kapazitäten rechnen, 
die dann auch noch durch die Übertrager impedanzmäßig umgerechnet werden 
müssten.

Aber ich kann gerne nochmal das Filter direkt an den Anschlüssen messen, 
um was zu lernen. Über Hinweise in 
https://electronics.stackexchange.com/questions/235003/convert-s2p-file-to-spice-model 
bin ich (ohne mich dort anzumelden) auf eine Version von s2spice 
gekommen, und wie die funktioniert steht in 
https://designers-guide.org/forum/Attachments/CreateS-ParameterSUBCKTinPSpice.pdf, 
also dass einfach 4 Spannungsquellen benutzt werden, die mit den 
gemessenen Werten parametrisiert definiert sind. Insofern kann es völlig 
egal sein, wieviele Werte ich messe, da müsste es keine Beschränkung auf 
150 Werte zu geben.

Ich nehme an, um das zu benutzen müsste ich sinnvollerweise in Spice 
einen AC-Sweep mit dem Frequenzbereich machen, der im Modell verwendet 
wurde?

Simulant schrieb:
> Ja, das wäre der einfache Weg.

Wie oben schon einmal erwähnt, braucht man dann allerdings die volle 
S-Matrix, wie man an der Umrechnung sieht, da hier alle Komponenten 
gemischt werden:

Dabei ist S ursprünglich n-Port S-Matrix, die auf die reellen 
Portimpedanzen R1,R2,...,Rn (hier = 50 Ohm) bezogen ist, und S' die neue 
S-Matrix, die auf die komplexen Impedanzen Z01,...,Z0n bezogen ist. 
Weiter ist E die Einheitsmatrix und der hochgestellte Stern die 
Adjungierte.

Mit dem nanoVNA heißt das also einmal umdrehen.

Simulant schrieb:
> Es ist hier sinnvoller eine Simulation im Frequenzbereich zu rechnen,
> also bei freier Software Qucs usw zu verwenden.

Eine Reihe von kostenlosen S-Parameter-Plottern kann das auch umrechnen. 
Die METAS VNA-Tools z.B. können das zumindest für reelle Impedanzen. 
Appcad solle das auch beherrschen, ich bin mir aber nicht ganz sicher. 
QUCS ist auch auf reelle Z0i beschränkt. Ansonsten ist es aber kein 
großes Problem, die obige Umrechnung in Matlab, Octave, oder der sonst 
wo zu implementieren.

Edit: Formel korrigiert, nachdem ich noch einmal in das Paper von K. 
Kurokawa (IEEE Trans. Microwave Theory Techn. 13, Issue: 2) aus dem Jahr 
1965 geschaut habe.

Josef L. schrieb:
> Wenn ich die jetzt als .s2p abspeichere brächte das wenig

Ja, man würde direkt in 50 Ohm-Umgebung messen, ohne weitere Elemente.

Sofern die Filterimpedanz weitab von 50 Ohm liegt wäre auch eine gute 
Kalibrierung wichtig, damit auch hohe Impedanzwerte zuverlässig gemessen 
werden. Wenn's in den kOhm-Bereich geht bekommt man hohe 
Reflektionswerte und kleine Änderungen der Reflektion entsprechen dann 
großen Impedanzänderungen. Da werden SHORT und OPEN wichtig, die den 
richtigen Bezug für Totalreflektion setzen.


Josef L. schrieb:
> Ich nehme an, um das zu benutzen müsste ich sinnvollerweise in Spice
> einen AC-Sweep mit dem Frequenzbereich machen, der im Modell verwendet
> wurde?

Ja, das sollte funktionieren. Es wäre trotzdem sinnvoll, dass du hier 
die S2P-Datei (gemessen in 50 Ohm nur mit Filter) auch hochlädst und wir 
das parallel in einem HF-Simulator anschauen können, um Probleme 
auszuschliessen die mit deiner SPICE-Simulation zu tun haben.

Mario H. schrieb:
> Ansonsten ist es aber kein
> großes Problem, die obige Umrechnung in Matlab, Octave, oder der sonst
> wo zu implementieren.

Falls jemand sich daran versuchen möchte: Ich habe Testdaten generiert 
mit einem simulierten 9 MHz Bandpass für 500 Ohm (!) Portimpedanz, 
angehängt sind die resultierenden S-Parameter in 500 Ohm und 50 Ohm. 
Damit kann man die Berechnungen prüfen.

(Wer Sonnet hat: das kann auch die Portimpedanzen von S2P-Dateien 
umrechnen, reell und auch komplex. Auf den Wege hatte ich auch die 
angehängten Daten konvertiert.)

Ich habe jetzt beim nanoVNA einmal "Sx1" und dann "Sx2" aufnehmen und 
anschließend ".s2p exportieren" gemacht und diese Datei auf 151 Punkte 
beschnitten, 30kHz Bandbreite mit 0.2kHz Auflösung. Ich bin nicht sicher 
ob das wirklich vor und zurück gemessen wurde, auch wenn sich die Werte 
geringfügig unterscheiden, meinar Ansicht nach aber sind sie zu nahe 
beienander. Ich messe das nochmal in anderer Richtung und kombiniere 
dann die Ergebnisse, aber das dauert etwas.

Die volle Datei hat 1001 Punkte, aber vor und nach dem Bereich der 
beschnittenen Datei ist nur Rauschen (<-85dBm).

Wenn ich deine Messdaten (50 Ohm) umrechne auf Portimpedanz 600Ohm || 
50pF bekommt man eine schöne Bandpasskurve mit 2dB Einfügedämpfung und 
passabler Anpassung.

Danke, das ist hilfreich. Nur 600 Ohm sind mit bi-/tri-/quadri- usw. 
gewickelten Breitbandübertrager ja nicht drin, da geht nur 
200/450/800/1250...

Mit 1250 Ohm || etwa 30pF (10..40 Trimmer) habe ich ja ein brauchbares 
Ergebnis erzielt, nur ist der Übertrager da nicht mehr so toll; da wäre 
schön zu wissen ob 450 oder 800 Ohm geeigneter wären, bevor ich neu 
wickle :-)

Mit s2spice kommt die obige Blackbox (4-Pol) raus - ich kann sie leider 
in PSPICE nicht lesen, das meldet, es würde ".ENDS" am Ende fehlen...

Josef L. schrieb:
> Mit 1250 Ohm || etwa 30pF (10..40 Trimmer) habe ich ja ein brauchbares
> Ergebnis erzielt

Mit deinen S-Parametern passt es bei 1250 Ohm || 30pF nicht so gut 
(siehe Anhang), darum hatte ich nach den Werten für geringsten Ripple 
und beste Anpassung gesucht.

Vielleicht stimmt dann mit der Messung noch etwas nicht.

Simulant schrieb:
> Mario H. schrieb:
>> Wozu braucht man eine solche Anpassschaltung, wenn man ohnehin
>> vektoriell misst? Man kann doch dann einfach die gemessene S-Matrix auf
>> jede beliebige komplexe Portimpedanz umrechnen.
>
> Ja, das wäre der einfache Weg.
>
> Die Möglichkeiten bei Messung der vollständigen S-Parameter mit einem
> VNA (anstatt Betragsmessung des SWR) haben sich wohl noch nicht
> rumgesprochen ;-)

Na ja, wenn ich die (für den Lerneffekt durchaus sehr wertvollen) 
Klimmzüge hier sehe, ist eine einfache Adapterschaltung mit einem 
Transistor und einem FET gar nicht so verkehrt, wenn man die Parameter 
von teilweise unbekannten Filtern durch einfache Justierung von 2 
Widerständen schnell und einfach ermitteln will (Z und Dämpfung). Keine 
möglichst genaue SOLT-Kalibrierung nötig, keine Umrechnung von 50 Ohm 
auf ein wesentlich höheres Z mit der Gefahr von Artefakten durch 
steigende Ungenauigkeit bei Impedanzen >400 Ohm.

Bei dann bekanntem Z ist m.E. auch die Anpassung mit Trafos einfacher 
und kommt der Wirklichkeit näher. Ich habe Trafos immer mit gutem Erfolg 
mit den kleinen BN43-2402 Doppellochkernen verwendet, wenn die 
Filterimpedanz bekannt ist (bis zu ü=~50 --> Z=2,5kOhm). Dann kann man 
natürlich im Gegensatz zum Adapter neben S11 auch die Gruppenlaufzeit 
messen.

Wir hatten das schon vor über 10 Jahren mit dem DG8SAQ-VNA durchgespielt 
- siehe Bilder (Messungen von DK7JB).

Der Thread entwickelt sich ganz interessant.
MfG,  Horst

Ich denke ich kann das jetzt auch simulieren, mit den "realen" 
Übertragern, nachdem ich die erzeugte .lib in Pspice zum Laufen gebracht 
habe - korrigierte Version anbei.

Korrekturen:
1) Die Zwischenräume in der .SUBCKT Zeile explizit mit "blank" gefüllt
2) Nach .ENDS eine Leerstelle und eine "Neue Zeile", optional den Namen 
der SUBCKT + Leerstelle
3) Werte "-inf" , also log(0), durch -110 ersetzt

Leider speichert die doofe nanoVNA-Software in den .s2p-Dateien nur den 
dB-Wert der auf 5 Stellen gerundeten Spannungswerte (max=1), egal 
wieviele Messungen man mitteln lässt. Die Kurve am Bildschirm hat genaue 
Werte, in der Datei stehen nur dB-Werte von 0.00000, 0.00001, 0.00002, 
... usw.
(also -inf, -100, -93.9794, -90.4575,...); ich muss mal sehen ob die 
anderen Speicheroptionen bereits gemittelte dB-Werte liefern und ich die 
.s2p daraus basteln kann.

Anbei die damit erzeugte Durchlasskurve und zugehörige "Schaltung".

Josef L. schrieb:
> Danke, das ist hilfreich. Nur 600 Ohm sind mit bi-/tri-/quadri- usw.
> gewickelten Breitbandübertrager ja nicht drin, da geht nur
> 200/450/800/1250...

Ich würde das mit einem einfachen LC-Tiefpass anpassen. Bei einem so 
schmalbandigen Filter braucht man keinen Trafo, plus dass die 
Tiefpasscharakteristik des Anpassglieds dem Filter zu hohen Frequenzen 
hin hilft. Zumindest im Prinzip, in der Praxis wird es wohl wenig 
ausmachen. Plus dass eine 0603- oder 0805-SMD-Induktivität und 
Kondensator kleiner und billiger sind, als fast jeder Trafo, und heute 
in hervorragender Qualität von der Stange verfügbar sind. Vielleicht 
kann man auch Anpassglieder mit Bandpassverhalten versuchen. Ich 
bezweifle aber, dass das einen großen Unterschied machen würde.

Anbei einmal eine Simulation mit einem LC-Tiefpass als Anpassglied, für 
möglichst kleine Welligkeit, und auf E24-Werte gerundet. Die Zacken auf 
der Durchlasskurve und das wilde Gezappel von |S11| und |S22| sind 
natürlich unphysikalisch und der Tatsache geschuldet, dass die 
Frequenzauflösung im s2p-File zu grob für diese Zwecke gewählt ist. Man 
sieht ja schon, wenn man das plottet, dass da wegen der zu geringen 
Auflösung einige harte Knicke im Verlauf sind. Ich bekomme das auch mit 
kubischer Interpolation nicht glattgebügelt.

HST schrieb:
> Na ja, wenn ich die (für den Lerneffekt durchaus sehr wertvollen)
> Klimmzüge hier sehe, ist eine einfache Adapterschaltung mit einem
> Transistor und einem FET gar nicht so verkehrt

Das muss wohl eine Frage dessen sein, was man gewohnt ist, und was man 
in der Schublade hat. Für mich ist es deutlich schneller und einfacher, 
das einfach an den VNA zu klemmen, und den Rest zu rechnen und zu 
simulieren. Wenn man einmal die S-Matrix als s2p-File hat, hat man ja 
eine vollständige Charakterisierung des Filters (solange es sich linear 
verhält) und kann alles andere rechnen.

Josef L. schrieb:
> die doofe nanoVNA-Software

Kennst Du die Software von Joe Q. Smith? Siehe hier: 
https://github.com/joeqsmith. Der ist auch im eevblog-Forum recht aktiv 
und leistet dort nach Kräften Support.

Seine Software hat deutlich mehr Features, und sollte auch saubere 
Touchstone-Files zustande bringen. Sofern sie mit Deiner Version des 
nanoVNA kompatibel ist.

Danke für die interessanten Beiträge, auch wenn ich grade durch Fußball 
etwas abgelenkt bin :-)
Ich habe mal einfach mit Vorwiderständen und Parallelkondensatoren in 
der Simulation gespielt, C=30pF konstant, Rv=150/400/750/1200/1750 von 
oben nach unten; da ist natürlich die unvermeidliche Dämpfung mit drin. 
LC probiere ich auch noch zu simulieren.

Und morgen versuche ich den 30kHz-Bereich mal mit höherer Auflösung 
(50Hz) und besserer Genauigkeit aufzunehmen.

Josef L. schrieb:
> Danke, das ist hilfreich. Nur 600 Ohm sind mit bi-/tri-/quadri- usw.
> gewickelten Breitbandübertrager ja nicht drin, da geht nur
> 200/450/800/1250...
Kleiner Tip:
Du brauchst gar keine bi/tri...filaren Wicklungen bei diesen Frequenzen. 
Die habe ich nur verwendet, wenn's gepasst hat (200, 450 Ohm). Ich habe 
praktisch fast immer solche Dinger auf den erwähnten Kernen als 
Autotrafos gewickelt. Die Doppellochkerne erlauben sogar "halbe" 
Windungen (im Gegensatz zu Ringkernen). Das funktioniert hervorragend 
bis über 20MHz (bei 48MHz habe ich die BN61-2402 genommen). Wichtig ist 
, dass XL der Wicklungen immer mindestens um den Faktor 5 größer als die 
jeweilige Impedanz ist (besser Faktor 10).
Beispiele bei meinen 5MHz-Filtern:
Z=  380 Ohm: 11wdg, Anzapf bei 4wdg (exakt  378 Ohm,  XL ca. 4,7 & 
0,6kOhm)
Z= 1100 Ohm  19wdg, Anzapf bei 4wdg (exakt 1128 Ohm,  XL ca. 14 & 
0,6kOhm)
--> Für z.B. 9MHz-600 Ohm: 14wdg, Anzapf bei 4wdg (exakt 612 Ohm)

@HST
Autotrafo ist interessant, werde ich probieren. Die Frage ist, ob das 
einen Vorteil zur Anpassung mit LC-Glied gibt. Bei dem sehe ich in der 
Simulation, dass die Dämpfung außerhalb des Durchlassbereichs ansteigt. 
Aber das kann ja daran liegen, dass da sowieso nur Rauschen gemessen 
wurde.

In Edis Thread zum Detektor habe ich Versuche mit resonanten LC-Filtern 
gemacht, u.a. ZF-Filtern und da gesehen, dass Schwingkreise (also 
LC-Parallelkreise, wie es der Übertrager zusammen mit der Lastkapazität 
bildet) sich mit Anzapfung sehr ungünstig verhalten - siehe Grafik. 
FM-ZF-Filter, Einspeisung ist an der Koppelwicklung, Messung (rot) am 
oberen Ende der Schwingkreiswicklung, wo der Kondensator auf Masse geht, 
und blau und grün jeweils an der Anzapfung, wobei einmal das eine, dann 
das andere Ende der Spule auf Masse liegt. Das ist von der Dämpfung her 
30 dB schlechter! Insofern prüfe ich mal die Versionen Trafo und 
Spartrafo, auf 2x10cm Draht kommt es jetzt nicht an.

Uha, jetzt wird's langsam OT.
Ich kann dein Bild nicht richtig interpretieren - was bedeutet die 
Frequenzskala bei dem 10,7MHz Filter?
Mit was hast du gemessen? Macht eigentlich nur Sinn mit einem sehr 
hochohmigen FET-Tastkopf. Solche Filter zeigen außerdem nur dann die 
gewünschte Resonanzkurve, wenn sie auf beiden Seiten mit der geplanten 
Impedanz abgeschlossen sind, um die gewünschte Betriebsgüte Qb (--> 
b3/fm) zu erzielen. Dazu kommt eine recht große Streuung mit 
Kopplungsfaktoren so zwischen 0,2 bis max 0,5, die zu seltsamen Effekten 
führen können. Aber auch hier ist eine Autotrafo-Kopplung einer 
getrennten Wicklung vorzuziehen, da damit zusätzliche kapazitive 
Kopplungen je nach Phasenlage minimiert werden.
(Es gab mal ZF-BF, bei denen bei denen es möglich war, durch magnetische 
plus kapazitive Kopplung mit entsprechender Phasenlage die Kopplung auf 
Null zu justieren). Es gibt tonnenweise Literatur über 
Einzelkreise/Bandfilter und deren Verhalten bei der unvermeidbaren 
Belastung in einer Schaltung (Leerlauf- vs. Betriebsgüte&Bandbreite und 
die dadurch resultierende Leistungsdämpfung).

Trafos mit Ferriten haben deutlich andere Eigenschaften. Zum Beispiel 
weisen Doppellochkerne einen Kopplungsfaktor von >0,99 auf, also fast 
ideal. Dazu kommt eine sehr kleine Eigenkapazität von <1pF (zumindest 
bei den kleinen BN43-2402) und eine extreme Dämpfung der Eigenresonanz 
im MHz-Bereich. Im Prinzip ist es hier fast egal, ob man eine separate 
Koppelwicklung nimmt. Allerdings ist beim Anzapf weniger Draht nötig und 
die Dämpfung ist etwas kleiner. Ich habe immer CuL-Draht mit DM 
0,1-0,2mm je nach Zahl der Windungen genommen.

Ich habe mal 2 Seiten herauskopiert, die typische Messungen von Trafos 
und LC-Gliedern zeigen (plus eine Doku von Fair-Rite). LC-Glieder sind 
etwas flexibler und können bei L-Güten >100 weniger Dämpfung aufweisen, 
sind aber mit mehr Aufwand und Platzbedarf verbunden.

Übrigens, die angegebenen 30pF beim Filter sollte man nicht zu eng 
sehen. Wird eigentlich nur gemacht, um eventuelle Schaltkapazitäten zu 
berücksichtigen. Deine Messung mit den 1:25 Trafos zeigt doch eine 
schöne Durchlasskurve, die sich kaum verbessern lässt.

So, ich mach Schluss, das ufert sonst aus. Sei zufrieden mit dem schönen 
Filter ;-))
MfG,  Horst

HST schrieb:
> Ich kann dein Bild nicht richtig interpretieren - was bedeutet die
> Frequenzskala bei dem 10,7MHz Filter?

Nur zur Info: Gemessen mit nanoVNA, davor/danach 3.3k-Widerstand, daher 
Dämpfung um ca. 36 dB. Frequenzsskala 10-640MHz, soll nur zeigen, dass 
der Abgriff an der Anzapfung eine Polstelle mit recht niedriger Frequenz 
erzeugt und dann um 100 MHz deutlich geringere Dämpfungswerte auftreten. 
Bis dahin sollte das Filter aber wegen Nebenempfangsstellen möglichst 
hohe Dämpfungswerte aufweisen. Wenn sich ein Spartrafo ähnlich verhalten 
würde, gäbe es evtl. Schwierigkeiten mit Nebenresonanzen des 
9MHz-Filters (27, 45, 63MHz,...) - war halt meine Befürchtung. Ich lass 
mich gern eines anderen belehren, auch durch eigene Experimente.

Aber vermutlich ist die Anpassung mit LC-Gliedern das einfachste. Danke 
für die PDFs, die Gegenüberstellung Übertrager/LC-Match ist interessant.

Sieh das mal etwas entspannter. Solche "Notches" können eben durch die 
Dreckeffekte bei kleinem Koppelfaktor bzw. eher durch den Messaufbau 
(Streukapazität & -Induktivität) bei Resonanzkreisen entstehen. Wenn du 
die Kurven für die Trafos ansiehst, sind da keine solchen Effekte zu 
sehen.

Außerdem werden solche Xtalfilter in ZF-Verstärkern mit mindestens einem 
LC-Kreis irgendwo in der Verstärker/Demodulatorkette eingesetzt (u.U. 
auch im Filter selbst).

Auch die LC-Anpassung ist ja so breitbandig, dass eventuelle 
Nebenresonanzen des Filters ohnehin nicht unterdrückt werden können, da 
sie immer nur ca. 50-150kHz oberhalb der Filterfrequenz auftreten. Hier 
muss der Hersteller schon beim Design (Filterquarze) darauf achten, dass 
die genügend gedämpft werden. Sie können im MHz-Bereich mit LC-Kreisen 
nicht ausreichend unterdrückt werden.

Über die Resonanzen auf der 3. oder sogar 5. Harmonischen brauchst du 
dir keinerlei Gedanken zu machen, da die erstens sehr schmal und extrem 
stark gedämpft sind. Anbei die Messung eines 9MHz 4-Polfilters mit 
breitbandiger Trafoanpassung und Resonanz auf der 3.Harmonischen. Die 5. 
war schon gar nicht mehr messbar. Meine Güte, das ist alles schon ewig 
her - hab's gerade noch im Datenkeller gefunden.

MfG,  Horst