Ich suche Daten/Datenblatt zu dem oben abgebildeten ZF-FM-Quarzfilter. Bekannt ist die Mittenfrequenz 9000 kHz und die Bandbreite (von mir händisch in rot draufgeschrieben). Abmessungen sind 54x17x17 mm³. Den Hersteller entziffere ich zu "Asahi", finde im Web aber nichts zu diesem Teil. Ist wohl von etwa 1977-1985. Wichtigste Info für mich wäre natürlich der Abschlußwiderstand beidseitig, dann könnte ich es mit dem nanoVNA durchmessen.
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Der Schriftzug kommt mir bekannt vor. https://www.agc.com/en/company/history/index.html 1907 Asahi Glass Co., Ltd. was established in Amagasaki, Hyogo Prefecture das könnte der Hersteller gewesen sein die bauen hauptsächlich optische Filter für Laser, das stört die Suche. Der hier scheint nur Halbleiter herzustellen https://en.wikipedia.org/wiki/Asahi_Kasei Und dann gab es einen Hersteller Asahi für Amateurfunkantennen und Zubehör, hier ein SWR-Meter. Das Logo sieht aber anders aus.
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Josef L. schrieb: > Den > Hersteller entziffere ich zu "Asahi" Könnte stimmen. Siehe viertes Bild, der blaue Filter: https://dk4sx.darc.de/semco.htm Schriftzug im gleichen Stil, mit "Asahi Dempa" beschriftet.
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Bernd Mer. schrieb: > "Asahi Dempa" Das müsste es sein, denn die Schrift ist genau dieselbe, es fehlt nur die Umrandung. Nur finde ich auch damit nichts Verwertbares... Trotzdem danke. Die Hoffnung steigt, dass noch andere dieses oder ein ähnliches Filter besitzen oder ein altes Datenblatt. "Dempa" oder "Denpa" heißt nur Radiowellen oder so.
Josef L. schrieb: > Wichtigste Info für mich wäre natürlich der Abschlußwiderstand > beidseitig, dann könnte ich es mit dem nanoVNA durchmessen. Du kannst auch die auf 50 Ohm bezogene S-Matrix messen, und dann die erforderliche Abschlussimpedanz für minimale Welligkeit im Durchlassbereich per Simulation ermitteln. Wenn Du die Möglichkeit zu simulieren nicht hast, böte es sich alternativ an, die S-Parameter im interessanten Frequenzbereich hier als Touchstone-File zu posten. Es findet sich sicher jemand, der das übernimmt (wenn es etwas Zeit hat, biete ich mich gern an).
Zur Not, wenn man die Daten nicht findet, ausmessen. Die Ein- und Ausgangsimpedanz variabel machen. Bei Fehlanpassung ist der Frequenzgang im Durchlaßbereich wellig. Die Einstellung suchen, bei dem die Welligkeit am geringsten ist. Der nanoVNA hat ja vermutlich an Ein- und Ausgang eine Impedanz von 50 Ohm. Einstellbare Widerstände zwischen nanoVNA und Filter schalten, und die geringste Welligkeit suchen und dann die Widerstände messen. Und die 50 Ohm vom nanoVNA noch dazu addieren.
Miss doch einfach mit dem NVA was das Filter hat und probiere einfach das konjugiert komplexe als source / load. Nachdem in und out gekennzeichnet sind, ist das möglicherweise auf beiden Seiten nicht gleich. Nicht unüblich sind ein paar 100 Ohm par 30 pF oder so. Mit Trimmern sollte man den sweet spot schnell finden. Gerhard H
von Gerhard H. schrieb:
>Nicht unüblich sind ein paar 100 Ohm par 30 pF oder so.
Guter Tip, also noch Trimmkondensatoren parallel zu
Ein- und Ausgang schalten, die beeinflussen auch noch
die Welligkeit.
Ich habe grade noch in einem alten Katalog ein Angebot für ein (Noname-) Filter Schmalband-FM 9 MHz gefunden, 79 DM, darüber - jedoch nicht eindeutig zugeordnet - eine passende Grafik mit 54 mm Abmessung, da sind 1200 Ohm / 30 pF angegeben. Wenn ich bei der nanoVNA-Messung aber davor und dahinter 1150 Ohm Widerstände reinsetze, kommt hinten kaum mehr was raus. Ich bastle schnell mal zwei Übertrager 1:25 (5 Stränge verdrillt auf Ferritkern), das sollte für 9 MHz nicht allzu schwer sein.
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Wusste ich doch, ich habe drei Quarze von Asahi mit dem Schriftzug, hier 116 MHz und noch irgendwo zwei mit 100 MHz https://www.electronicparts-outlet.com/en/234_asahi immerhin eine Fundstelle im Web, Quarze für das 2m-Band, "vintage and rare" Der Name scheint in Japan gängig zu sein, es gibt eine Brauerei, eine Stadt und einen Funkamateur die Asahi heissen. Es gibt auch noch Asahi-Pentax mit Vorsatzlinsen für den Fotoapparat, das sind natürlich auch "Filter" >in einem alten Katalog ach ja da habe ich noch einen, leider nirgends ein Datum, von Hannes Bauer in Bamberch. Aber da galt für Quarzfilter noch der alte Grundsatz "Deutsche, esst deutsche Bananen". Nur von KVG Neckarbischofsheim.
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So, Übertrager habe ich fertig, 5.5 Windungen bifilar (oder wie sagt man bei 5 Strängen parallel?) auf 7mm-Ringkern. Nicht absolut ideal für 9 MHz, aber eine Windung rausnehmen hieße neu wickeln. Auf die 0.1 dB verzichte ich für den Test dann doch lieber. Die 14 dB Dämpfung kommen durch den 1.2k Widerstand im Abschluß, Spannungsverhältnis 5:1 sind -13.98 dB. Die beiden sind ziemlich identisch. Dann mit je 1 Trimmer 10-40 pF ans Filter und das ans nanoVNA; da kann man ziemlich spielen. Nur wie das halt so ist, entweder niedrige Durchlassdämpfung aber schlechtere Nahselektion, oder umgekehrt. Die Welligkeit lässt sich unter 1dB bringen. Nur die Weitabselektion ist mau, das verhält sich wie ein Kondensator 2.2 pF im Durchlass oder eine Induktivität 5.1nH gegen Masse.
Josef L. schrieb: > "Dempa" oder "Denpa" heißt nur Radiowellen oder so. Ok, ist halt deren Name https://www.japanyello.com/company/21712/Asahi_Dempa_Co_Ltd
Seltsam, die Bandbreite ist nur 13,2 kHz, das reicht grade mal für gute AM-Qualität bei störungsfreiem Empfang (ohne Nachbarsender)! Zum Beispiel Polen auf 225 kHz und RTE Radio 1 auf 252 kHz senden mit deutlich mehr als 10 kHz Bandbreite.
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Josef L. schrieb: > schlechtere Nahselektion Von so einem Filter würde ich > 90 dB Dämpfung im Sperrbereich erwarten. Ich habe gerade mal ein unbekanntes 10,7 MHz-Quarzfilter im Metallgehäuse aus der Grabbelkiste geholt (Zustand unbekannt, das kann schon einmal einen drauf bekommen haben), mit Kabeln versehen und an den VNA gesteckt, und dann ein Anpassnetzwerk dazugerechnet. Da bekomme ich fast 90 dB Dämpfung im Sperrbereich. Allerdings ist es nicht so steil wie Dein Filter, und hat wahrscheinlich eine geringere Ordnung. Es sieht so aus, als ob bei Deiner Messung irgendwas zwischen Aus- und Eingang verkoppelt (das Anpassnetzwerk?). Für > 90 dB Dämpfung kommt ein fliegender Aufbau schnell an seine Grenzen. Das Bild filt_transf.png ist die S-Matrix umgerechnet auf (450 + j0) Ohm Portimpedanz, als schneller Versuch auf direkt auf dem VNA.
Mario H. schrieb: > und dann ein Anpassnetzwerk dazugerechnet. Ääh - wie? Da bin ich etwas unbedarft, bzw. die Software vom nanoVNA V2 bietet das leider nicht an. Aber ich könnte die Messung als .s2p oder wie sich das nennt abspeichern, falls man das dann weiter verarbeiten kann. Ich schließe mein Filter dann mal so an wie ich das bei deinem sehe, also ohne alles, und Koax bis 1 mm vor dem Pin. Kann aber 10 Std. dauern.
Josef L. schrieb: > Ääh - wie? Na ja, man kennt die S-Matrix des Filters als Funktion der Frequenz. Ebenso kennt man die S-Matrix der beiden LC-Tiefpässe als Funktion der Frequenz. Und man weiß, wie man die S-Matrix einer Reihenschaltung von Zweitoren berechnet. Damit kennt man die S-Parameter des Filters inklusive den Anpassnetzwerken. > Aber ich könnte die Messung als .s2p oder > wie sich das nennt abspeichern, falls man das dann weiter verarbeiten > kann. Man kann. Es muss nur die volle S-Matrix in der s2p-Datei enthalten sein. Also S11, S21, S12, und S22. Mit dem nanoVNA musst Du dann wohl einmal umdrehen.
Dann habe ich noch folgendes gefunden (Langenscheidts Lehrbuch der japanischen Schrift): 朝日 = [Name] Asahi = Morgensonne; daher wohl der Bogen über dem Schriftzug.
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XF-9M-50R-15x-B30k.jpg
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Also jetzt die Trimmer und Übertrager abgelötet und das Filter direkt ans nanoVNA; musste erstmal neu kalibrieren für den engen Bereich um 9 MHz herum (mit 30, 200 und 1000 kHz Bandbreite). Jetzt ohne .s2p abzuspeichern erstmal die Filterkurven. Warum zum Teufel ist das jetzt um soviel besser? Bis 130 MHz unter -60 dBm! Die Welligkeit im Durchlassbereich ist natürlich nicht akzeptabel, ob da Paralleltrimmer helfen? Warum sollte man ein Filter für 1200 Ohm Abschluss auslegen, wenn es auch für 50 Ohm geht, siehe https://www.beam-verlag.de/app/download/16621177/hf-module-Probe.pdf
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Die Welligkeit beruht auf totaler Fehlanpassung, denn das XF-9M ist mit 500 Ohm || 30pF spezifiziert. Nimm einfach mal 470 Ohm in Serie auf jeder Seite. De zusätzliche Dämpfung ist ja erst einmal uninteressant. Besser sind Trafos (z.B. auf BN43-2402 Doppellochkern) mit Trifilarwindung (ü=1:9) oder als Autotrafo mit 4+9wdg (ü=1:10,5). Alternativ LC-Netzwerk siehe Bild. MfG, Horst
HST schrieb: > XF-9M ist mit 500 Ohm || 30pF spezifiziert Es ist ja nicht das von KVG sondern (siehe Eingangspost) eines von Asahi, dessen Daten ich nicht kenne sondern aus einem alten Katalog 1200 Ohm || 30 pF vermutet habe. Mit entsprechenden Trafos 1:25 Impedanzverhältnis bekomme ich aber nur ca. 60 dB Dämpfung innerhalb 500 kHz bei 3-4 dB Durchlassdämpfung. Mal sehen was 2x 470 Ohm bringen.
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Josef L. schrieb: > Warum zum Teufel ist das jetzt um soviel besser? Weil Dein Aufbau offenbar für große Sperrdämpfungen untauglich ist. Poste doch mal ein Foto. Aber bei Dir verkoppelt immer noch etwas, sofern Du nicht an die Grenzen Deines VNA kommst. Ich habe mein Filter mit den oben gezeigten doppelt geschirmten CLF100-Koaxkabeln nochmal angehängt. Auf der 50 Ohm-Skala bekomme ich ohne weiteres > 100 dB Sperrdämpfung. Und der Rauschflur in filt_wb2.png scheint noch nicht die Grenze zu sein. Wenn ich aber mit noch größerem Dynamikbereich messen will, wird die Sweepzeit elend lang, oder ich müßte das Filter mit mehr als 0 dBm anblasen, was es vielleicht nicht so gern hat. Zu größeren Frequenzen kann man erahnen, dass das Filter etwas durchlässiger wird, aber immer noch mit > 90 dB sperrt. Wenn ich die Daten auf 450 Ohm Portimpedanz transformiere (filt_wb2_transf.png), rutscht der Rauschflur natürlich auch etwas hoch. > Warum sollte man ein Filter für 1200 Ohm Abschluss auslegen, wenn es > auch für 50 Ohm geht Nicht in jeder Schaltung hat man eine 50 Ohm-Umgebung, daher überlässt man die Anpassung lieber dem Anwender. Aber es gibt auch Quarzfilter mit eingebauten Anpassnetzwerken. > Jetzt ohne .s2p abzuspeichern erstmal die Filterkurve Wenn Du Dein s2p-File postest, berechne ich Dir ein LC-Anpassnetzwerk.
Im Eingangspost steht aber nichts von XF-9M, sondern erst bei deinen Messungen, daher meine Annahme. Am schnellsten bekommt man die Impedanz mit zwei variablen Serien-Rs heraus. Bei hochohmigen Impedanzen (>100 Ohm) wird eine saubere hohe Sperrdämpfung von >60db nur mit durchgehender Masseverbindung zur Vermeidung von auch nur minimaler Streuinduktivität erzielt. Dafür ist es angebracht, das Filter mit seinem gesamten Metallgehäuse auf einer durchgehenden Massefläche zu montieren. Eine Durchlassdämpfung von 3-4 db erscheint hoch zu sein, ist aber durchaus bei solchen Filtern denkbar.
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Kabel-offen-12x-40M.jpg
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HST schrieb: > XF-9M Ja, ist verwirrend, ist mir auch erst bei deiner Antwort aufgefallen. Mario H. schrieb: > Aber bei Dir verkoppelt immer noch etwas Wie soll ich das VNA kalibrieren, wenn ich die Kabel direkt an das Filter löte? Ich habe Kabel mit N-Steckern, kalibriere diese, und habe 2 N-Buchsen, die ich an Ein- und Ausgang des Filters löte. Da sind schon 1 cm 1 mm CuAg zur Masse. Und die Massen beider Buchsen über das Filtergehäuse verbunden. Ich habe schon überlegt, Kabel N auf SMA zu kaufen und SMA-Kalibrierset, wäre wahrscheinlich für höhere Frequenzen günstiger. Ansonsten ist das VNA OK, bei offenen Kabelenden, 5-6 cm voneinander entfernt, messe ich bei 12x-Mittelung die Dämpfung wie oben. Bei 40x geht es sicher noch weiter runter, aber da dauert schon die Kalibration (4 Messungen) schon über eine Stunde.
Josef L. schrieb: > Wie soll ich das VNA kalibrieren, wenn ich die Kabel direkt an das > Filter löte? Bei mir sind an den beiden ca. 10 cm langen Koax-Kabeln am Ende Stecker, in denen die Kalibrierebene liegt. Bei 10 MHz stört das für diese Zwecke nicht groß. Die Kabel sind doppelt geschirmt. > und habe 2 > N-Buchsen, die ich an Ein- und Ausgang des Filters löte. Da sind schon 1 > cm 1 mm CuAg zur Masse. Und die Massen beider Buchsen über das > Filtergehäuse verbunden. D.h. ein Zentimeter Draht mit einem Millimeter Durchmesser von der Masse der N-Buchse zum Filtergehäuse? Vielleicht hilft es, die Masse besser (d.h. mit niedrigerer Induktivität) auf das Filtergehäuse aufzulegen. Es würde mich jedenfalls wundern, wenn das Filter selbst so schlecht ist. > Ich habe schon überlegt, Kabel N auf SMA zu kaufen und SMA-Kalibrierset, > wäre wahrscheinlich für höhere Frequenzen günstiger. Das sollte hier keine Rolle spielen.
Mario H. schrieb: > Bei mir sind an den beiden ca. 10 cm langen Koax-Kabeln am Ende Stecker, > in denen die Kalibrierebene liegt. Verstanden, das könnte ich auch so realisieren. Zwei N-Stecker habe ich noch. Aber wie kalibriert man "Through"? Beide Kabelenden verlöten und schirmen? Aber jetzt ist erstmal Fußball :-)
Josef L. schrieb: > Aber wie kalibriert man "Through"? Beide Kabelenden verlöten und > schirmen? Bei mir per UOSM, d.h. es reicht eine beliebige Strippe bzw. Netzwerk als Thru zwischen den beiden Ports, von dem man nur wissen muss, dass es reziprok ist, und das nicht zu viel dämpfen darf. Mit dem nanoVNA könntest Du die Ports am VNA mit einem Stück N(m)-N(m) Kabel absetzen, und dann Dein vorhandenes Kalibrierkit mit dem bekannten Thru verwenden. An das Filter müsste dann noch ein N(f)-N(f)-Adapter. Oder Du machst an einen VNA-Port ein N(m)-N(m) Kabel, und an den anderen ein N(m)-N(f)-Kabel. Der Thru ist dann ein "Flush Thru" mit Länge Null. An das Filter müssten die passenden Gegenstücke bzw. ein zusätzlicher Adapter.
Verstanden. Da müsste ich einiges besorgen. Momentan habe ich nur noch 1,5m RG 174/U, das ist für die N-Stecker etwas dünn und könnte wohl schon wieder an den Ansetzstellen Reflexionen verursachen. Und bei einem von den N-Steckern fehlt eine der Plastikscheiben im Tütchen...
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Die Version mit zwei 10cm-Kabeln (RG 174/U) an N-Steckern habe ich mal zusammengebaut, das schaut jetzt bis 40MHz (und sogar weiter bis über 100) besser aus, im engen Bereich (1M, 200k, 30k um 9M herum) wie zuvor. Morgen versuche ich mal mit Anpassungsnetzwerk bzw. .s2p abzuspeichern. Kennt wirklich keiner das Filter? Kann es in ICOM-Geräten benutzt worden sein?
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Heute vormittag nochmal Messungen gemacht. Mit 470 Ohm starke Dämpfung, klar, und die Welligkeit war nicht wegzubekommen. Dann nochmal die beiden 1:25 (Impedanz) Übertrager verbaut, also auf 1250 Ohm angepasst, und die beiden Trimmer abgeglichen. So schaut das ja ganz gut aus, die Dämpfung außerhalb des Durchlassbereiches ist extrem abhängig von der Beschaltung, insbesondere der Masse. Messung ist mit Gehäuse mit der Hand angefasst - ohne ist es 10 dB schlechter.
Beitrag #7268170 wurde von einem Moderator gelöscht.
Aufgrund der offensichtlich wirklich so hohen Abschlusswiderstände nehme ich an, dass es sich im ein Design ohne beidseitige Symmetrieübertrager handelt, ählich wie Fig. 3 in https://www.rfcafe.com/references/electronics-world/crystal-filters-electronics-world-april-1969.htm also ohne R1/C0, das wäre jeweils die externe Last.
Hallo Josef, ist vielleicht eine überflüssige Anmerkung, aber die im verlinkten Artikel gezeigten Symmetriertrafos sind bei einem Lattice-Filter (Brückenschaltung) immer notwendig. Die 3db Durchgangsdämpfung ist ok, da ja auch die Dämpfung der 1:25 Trafos mit dabei ist. Kannst ja einfach mal die Dämpfung der Trafos "back-to-back" messen. Ich schätze so um 1db Dämpfung, wenn sie streuarm sind. Ich habe Filter mit höheren Impedanzen überwiegend in einer simplen aktiven Adapterschaltung gemessen, bei der man die Abschlusswiderstände entsprechend wählen kann, wie auf Seite 1&3 im angehängten PDF (rote Werte, hier je 220 Ohm). Dein Filter sieht schon sehr gut aus. Irgendwelche S11-werte sind bei solchen ZF-Filtern nicht ganz so wichtig (S11 ist schon bei einer Welligkeit von 0,5db nur noch knapp -10db). Nur mein Senf dazu ;-)) MfG, Horst
Nur zur Kenntnis und vielleicht zukünftigen Anregung: Auf dem Dortmunder AFu-Markt letzten Samstag bot jemand verschiedene Filter sehr ähnlichen Aussehens von R&S an. Dummerweise habe ich keins mitgenommen, aber man kann ja nicht alles kaufen.
HST schrieb: > aber die im verlinkten > Artikel gezeigten Symmetriertrafos sind bei einem Lattice-Filter > (Brückenschaltung) immer notwendig. Horst, das ist klar. Aber in dieser Schaltung fehlen davor/dahinter Übertrager auf eine andere (niedrigere) Abschlussimpedanz. Also die, die ich außerhalb hinzugefügt habe (plus je einen Trimmer) um die Filterkurve so schön glatt zu bekommen. Die 1200 Ohm sind in der Größenordnung dessen, was dort in Tabelle 2 für Ladderfilter angegeben ist. Die Größenordnung sollte für Latticefilter ähnlich sein, zudem hat es ja eine größere Bandbreite.
"Anpsssübertrager" statt "Symmetrieübertrager" wäre natürlich weniger missverständlich gewesen... Wie es in einem solchen kommerziellen Filter bezüglich Anpassung an ein bestimmtes Z aussieht, weiß man ja meistens nicht. Ich wollte eigentlich nur auf den Messadapter hinweisen, der es eben erlaubt, sehr einfach die Anpassung eines beliebigen Filters durch die entsprechende Auswahl von 2 Widerständen (bei deinem Filter eben so um 1250 Ohm) erlaubt. Eine solche Schaltung erlaubt auch die Messung der Durchlassdämpfung des eigentlichen Filters ohne Einflüsse der Anpassglieder (Trafos / LC). Filtertyp und Bandbreite haben damit nichts zu tun. Anpassung an den VNA spielt dadurch auch keine Rolle. Ich habe evtl. den Fehler gemacht, aus Faulheit nicht Screenshots des Adapters zu machen, sondern einfach das gesamte PDF anzuhängen. Kommerzielle Filter werden meist mit Impedanzen gebaut, die für bestimmte Schaltungen optimiert sind. Ein solches Beispiel sind z.B. die monolithischen 45MHz-Filter, die mit Z=3kOhm früher für Mobilgeräte mit dem Mischer NE602 und dem ZF-Amp MC1350 ausgelegt waren (Zout-Mixer und Zin-Amp jeweils 3kOhm). Aber jetzt reicht's auch ;-)) Viel Spaß mit dem Filter. Sieht ja sehr gut aus.
HST schrieb: > Ich wollte eigentlich nur auf den Messadapter hinweisen, der es eben > erlaubt, sehr einfach die Anpassung eines beliebigen Filters durch die > entsprechende Auswahl von 2 Widerständen (bei deinem Filter eben so um > 1250 Ohm) erlaubt. Wozu braucht man eine solche Anpassschaltung, wenn man ohnehin vektoriell misst? Man kann doch dann einfach die gemessene S-Matrix auf jede beliebige komplexe Portimpedanz umrechnen. Das ist oben doch mehrfach vorgeführt. Oder man kann auch testweise ein LC-Anpassnetzwerk dazurechnen und selbiges optimieren.
Ich habe mir vorhin s2spice.exe heruntergeladen, bemerkt dass ich da noch eine cygwin1.dll brauche, dann etwas nach der Kommandozeile d.h. "s2spice.exe myfile.s2p Z1 Z2" mit Z1=Z2=50 im Falle vom nanoVNA gesucht und bin mit meinen Messdatenfiles gleich auf die Nase gefallen. Nach dem Hinweis "load version 1.01" weil die "more points" könnte, habe ich mal in das entstandene myfile.lib geschaut - das Programm ist ein Witz, zumindest die völlig unnötige Beschränkung der Meßpunktezahl (falls es nicht in den diversen SPICE-Versionen Beschränkungen gibt). Und dann macht es aus 5.000 MHz satte 5.000000e+03gHz! Wenn ich Zeit habe, werde ich das mal in Visual C# nachbauen. Aber erstmal probiere ich aus, was sich mit dem entstandenen Spicemodell anfangen lässt.
Josef L. schrieb: > s2spice.exe S-Parameter (also Frequenzbereich) in ein brauchbares SPICE-Modell zu konvertieren ist eine Wissenschaft für sich. Selsbt die teuren kommerziellen Konverter haben ihre Grenzen, gerade für so schmalbandige Filter. Es ist hier sinnvoller eine Simulation im Frequenzbereich zu rechnen, also bei freier Software Qucs usw zu verwenden. Die sind auch sonst besser auf S-Parameter vorbereitet was 50Ohm-Ports und die Ergebnisdarstellung angeht. ~~ Wie Mario schrieb könntest du einfach mal die S-Parameter hier hochladen, dann kann man dir helfen. Wichtig wäre nur der richtige Phasenbezug, also dass in den S2P-Daten keine größeren Kabellängen drinstecken. Das kann man ggf einfach testen (und auch korrigieren) mit OPEN oder SHORT am Filter, die du ebenfalls als S2P mitlieferst.
Mario H. schrieb: > Wozu braucht man eine solche Anpassschaltung, wenn man ohnehin > vektoriell misst? Man kann doch dann einfach die gemessene S-Matrix auf > jede beliebige komplexe Portimpedanz umrechnen. Ja, das wäre der einfache Weg. Die Möglichkeiten bei Messung der vollständigen S-Parameter mit einem VNA (anstatt Betragsmessung des SWR) haben sich wohl noch nicht rumgesprochen ;-)
Ich habe die ToucStone-Datei bisher deswegen nicht abgespeichert, weil ich mit dem Hinweis, dass ein ordentlicher Massebezug das ein und alles ist, den Aufbau mit Trimmern und Anpassübertragern 1250:50 Ohm die schöne glatte Filterkurve bekommen habe und damit eigentlich zufrieden bin. Wenn ich die jetzt als .s2p abspeichere brächte das wenig, noch bessere Anpassung müsste mit evtl. sogar negativen Kapazitäten rechnen, die dann auch noch durch die Übertrager impedanzmäßig umgerechnet werden müssten. Aber ich kann gerne nochmal das Filter direkt an den Anschlüssen messen, um was zu lernen. Über Hinweise in https://electronics.stackexchange.com/questions/235003/convert-s2p-file-to-spice-model bin ich (ohne mich dort anzumelden) auf eine Version von s2spice gekommen, und wie die funktioniert steht in https://designers-guide.org/forum/Attachments/CreateS-ParameterSUBCKTinPSpice.pdf, also dass einfach 4 Spannungsquellen benutzt werden, die mit den gemessenen Werten parametrisiert definiert sind. Insofern kann es völlig egal sein, wieviele Werte ich messe, da müsste es keine Beschränkung auf 150 Werte zu geben. Ich nehme an, um das zu benutzen müsste ich sinnvollerweise in Spice einen AC-Sweep mit dem Frequenzbereich machen, der im Modell verwendet wurde?
Simulant schrieb: > Ja, das wäre der einfache Weg. Wie oben schon einmal erwähnt, braucht man dann allerdings die volle S-Matrix, wie man an der Umrechnung sieht, da hier alle Komponenten gemischt werden:
Dabei ist S ursprünglich n-Port S-Matrix, die auf die reellen Portimpedanzen R1,R2,...,Rn (hier = 50 Ohm) bezogen ist, und S' die neue S-Matrix, die auf die komplexen Impedanzen Z01,...,Z0n bezogen ist. Weiter ist E die Einheitsmatrix und der hochgestellte Stern die Adjungierte. Mit dem nanoVNA heißt das also einmal umdrehen. Simulant schrieb: > Es ist hier sinnvoller eine Simulation im Frequenzbereich zu rechnen, > also bei freier Software Qucs usw zu verwenden. Eine Reihe von kostenlosen S-Parameter-Plottern kann das auch umrechnen. Die METAS VNA-Tools z.B. können das zumindest für reelle Impedanzen. Appcad solle das auch beherrschen, ich bin mir aber nicht ganz sicher. QUCS ist auch auf reelle Z0i beschränkt. Ansonsten ist es aber kein großes Problem, die obige Umrechnung in Matlab, Octave, oder der sonst wo zu implementieren. Edit: Formel korrigiert, nachdem ich noch einmal in das Paper von K. Kurokawa (IEEE Trans. Microwave Theory Techn. 13, Issue: 2) aus dem Jahr 1965 geschaut habe.
Josef L. schrieb: > Wenn ich die jetzt als .s2p abspeichere brächte das wenig Ja, man würde direkt in 50 Ohm-Umgebung messen, ohne weitere Elemente. Sofern die Filterimpedanz weitab von 50 Ohm liegt wäre auch eine gute Kalibrierung wichtig, damit auch hohe Impedanzwerte zuverlässig gemessen werden. Wenn's in den kOhm-Bereich geht bekommt man hohe Reflektionswerte und kleine Änderungen der Reflektion entsprechen dann großen Impedanzänderungen. Da werden SHORT und OPEN wichtig, die den richtigen Bezug für Totalreflektion setzen. Josef L. schrieb: > Ich nehme an, um das zu benutzen müsste ich sinnvollerweise in Spice > einen AC-Sweep mit dem Frequenzbereich machen, der im Modell verwendet > wurde? Ja, das sollte funktionieren. Es wäre trotzdem sinnvoll, dass du hier die S2P-Datei (gemessen in 50 Ohm nur mit Filter) auch hochlädst und wir das parallel in einem HF-Simulator anschauen können, um Probleme auszuschliessen die mit deiner SPICE-Simulation zu tun haben.
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Mario H. schrieb: > Ansonsten ist es aber kein > großes Problem, die obige Umrechnung in Matlab, Octave, oder der sonst > wo zu implementieren. Falls jemand sich daran versuchen möchte: Ich habe Testdaten generiert mit einem simulierten 9 MHz Bandpass für 500 Ohm (!) Portimpedanz, angehängt sind die resultierenden S-Parameter in 500 Ohm und 50 Ohm. Damit kann man die Berechnungen prüfen. (Wer Sonnet hat: das kann auch die Portimpedanzen von S2P-Dateien umrechnen, reell und auch komplex. Auf den Wege hatte ich auch die angehängten Daten konvertiert.)
Ich habe jetzt beim nanoVNA einmal "Sx1" und dann "Sx2" aufnehmen und anschließend ".s2p exportieren" gemacht und diese Datei auf 151 Punkte beschnitten, 30kHz Bandbreite mit 0.2kHz Auflösung. Ich bin nicht sicher ob das wirklich vor und zurück gemessen wurde, auch wenn sich die Werte geringfügig unterscheiden, meinar Ansicht nach aber sind sie zu nahe beienander. Ich messe das nochmal in anderer Richtung und kombiniere dann die Ergebnisse, aber das dauert etwas. Die volle Datei hat 1001 Punkte, aber vor und nach dem Bereich der beschnittenen Datei ist nur Rauschen (<-85dBm).
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umgerechnet_600Ohm_50pF.png
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Wenn ich deine Messdaten (50 Ohm) umrechne auf Portimpedanz 600Ohm || 50pF bekommt man eine schöne Bandpasskurve mit 2dB Einfügedämpfung und passabler Anpassung.
Danke, das ist hilfreich. Nur 600 Ohm sind mit bi-/tri-/quadri- usw. gewickelten Breitbandübertrager ja nicht drin, da geht nur 200/450/800/1250... Mit 1250 Ohm || etwa 30pF (10..40 Trimmer) habe ich ja ein brauchbares Ergebnis erzielt, nur ist der Übertrager da nicht mehr so toll; da wäre schön zu wissen ob 450 oder 800 Ohm geeigneter wären, bevor ich neu wickle :-) Mit s2spice kommt die obige Blackbox (4-Pol) raus - ich kann sie leider in PSPICE nicht lesen, das meldet, es würde ".ENDS" am Ende fehlen...
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umgerechnet_1250Ohm_30pF.png
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Josef L. schrieb: > Mit 1250 Ohm || etwa 30pF (10..40 Trimmer) habe ich ja ein brauchbares > Ergebnis erzielt Mit deinen S-Parametern passt es bei 1250 Ohm || 30pF nicht so gut (siehe Anhang), darum hatte ich nach den Werten für geringsten Ripple und beste Anpassung gesucht. Vielleicht stimmt dann mit der Messung noch etwas nicht.
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Simulant schrieb: > Mario H. schrieb: >> Wozu braucht man eine solche Anpassschaltung, wenn man ohnehin >> vektoriell misst? Man kann doch dann einfach die gemessene S-Matrix auf >> jede beliebige komplexe Portimpedanz umrechnen. > > Ja, das wäre der einfache Weg. > > Die Möglichkeiten bei Messung der vollständigen S-Parameter mit einem > VNA (anstatt Betragsmessung des SWR) haben sich wohl noch nicht > rumgesprochen ;-) Na ja, wenn ich die (für den Lerneffekt durchaus sehr wertvollen) Klimmzüge hier sehe, ist eine einfache Adapterschaltung mit einem Transistor und einem FET gar nicht so verkehrt, wenn man die Parameter von teilweise unbekannten Filtern durch einfache Justierung von 2 Widerständen schnell und einfach ermitteln will (Z und Dämpfung). Keine möglichst genaue SOLT-Kalibrierung nötig, keine Umrechnung von 50 Ohm auf ein wesentlich höheres Z mit der Gefahr von Artefakten durch steigende Ungenauigkeit bei Impedanzen >400 Ohm. Bei dann bekanntem Z ist m.E. auch die Anpassung mit Trafos einfacher und kommt der Wirklichkeit näher. Ich habe Trafos immer mit gutem Erfolg mit den kleinen BN43-2402 Doppellochkernen verwendet, wenn die Filterimpedanz bekannt ist (bis zu ü=~50 --> Z=2,5kOhm). Dann kann man natürlich im Gegensatz zum Adapter neben S11 auch die Gruppenlaufzeit messen. Wir hatten das schon vor über 10 Jahren mit dem DG8SAQ-VNA durchgespielt - siehe Bilder (Messungen von DK7JB). Der Thread entwickelt sich ganz interessant. MfG, Horst
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Ich denke ich kann das jetzt auch simulieren, mit den "realen" Übertragern, nachdem ich die erzeugte .lib in Pspice zum Laufen gebracht habe - korrigierte Version anbei. Korrekturen: 1) Die Zwischenräume in der .SUBCKT Zeile explizit mit "blank" gefüllt 2) Nach .ENDS eine Leerstelle und eine "Neue Zeile", optional den Namen der SUBCKT + Leerstelle 3) Werte "-inf" , also log(0), durch -110 ersetzt Leider speichert die doofe nanoVNA-Software in den .s2p-Dateien nur den dB-Wert der auf 5 Stellen gerundeten Spannungswerte (max=1), egal wieviele Messungen man mitteln lässt. Die Kurve am Bildschirm hat genaue Werte, in der Datei stehen nur dB-Werte von 0.00000, 0.00001, 0.00002, ... usw. (also -inf, -100, -93.9794, -90.4575,...); ich muss mal sehen ob die anderen Speicheroptionen bereits gemittelte dB-Werte liefern und ich die .s2p daraus basteln kann. Anbei die damit erzeugte Durchlasskurve und zugehörige "Schaltung".
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XF-9M0-FM-B30k.png
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Josef L. schrieb: > Danke, das ist hilfreich. Nur 600 Ohm sind mit bi-/tri-/quadri- usw. > gewickelten Breitbandübertrager ja nicht drin, da geht nur > 200/450/800/1250... Ich würde das mit einem einfachen LC-Tiefpass anpassen. Bei einem so schmalbandigen Filter braucht man keinen Trafo, plus dass die Tiefpasscharakteristik des Anpassglieds dem Filter zu hohen Frequenzen hin hilft. Zumindest im Prinzip, in der Praxis wird es wohl wenig ausmachen. Plus dass eine 0603- oder 0805-SMD-Induktivität und Kondensator kleiner und billiger sind, als fast jeder Trafo, und heute in hervorragender Qualität von der Stange verfügbar sind. Vielleicht kann man auch Anpassglieder mit Bandpassverhalten versuchen. Ich bezweifle aber, dass das einen großen Unterschied machen würde. Anbei einmal eine Simulation mit einem LC-Tiefpass als Anpassglied, für möglichst kleine Welligkeit, und auf E24-Werte gerundet. Die Zacken auf der Durchlasskurve und das wilde Gezappel von |S11| und |S22| sind natürlich unphysikalisch und der Tatsache geschuldet, dass die Frequenzauflösung im s2p-File zu grob für diese Zwecke gewählt ist. Man sieht ja schon, wenn man das plottet, dass da wegen der zu geringen Auflösung einige harte Knicke im Verlauf sind. Ich bekomme das auch mit kubischer Interpolation nicht glattgebügelt. HST schrieb: > Na ja, wenn ich die (für den Lerneffekt durchaus sehr wertvollen) > Klimmzüge hier sehe, ist eine einfache Adapterschaltung mit einem > Transistor und einem FET gar nicht so verkehrt Das muss wohl eine Frage dessen sein, was man gewohnt ist, und was man in der Schublade hat. Für mich ist es deutlich schneller und einfacher, das einfach an den VNA zu klemmen, und den Rest zu rechnen und zu simulieren. Wenn man einmal die S-Matrix als s2p-File hat, hat man ja eine vollständige Charakterisierung des Filters (solange es sich linear verhält) und kann alles andere rechnen.
Josef L. schrieb: > die doofe nanoVNA-Software Kennst Du die Software von Joe Q. Smith? Siehe hier: https://github.com/joeqsmith. Der ist auch im eevblog-Forum recht aktiv und leistet dort nach Kräften Support. Seine Software hat deutlich mehr Features, und sollte auch saubere Touchstone-Files zustande bringen. Sofern sie mit Deiner Version des nanoVNA kompatibel ist.
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QF_9MHz_650Ohm_50pF.png
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Simulant schrieb: > Ich habe Testdaten generiert > mit einem simulierten 9 MHz Bandpass für 500 Ohm (!) Portimpedanz, > angehängt sind die resultierenden S-Parameter in 500 Ohm und 50 Ohm. > Damit kann man die Berechnungen prüfen. Funktioniert sehr gut, selbst mit RFSim99. Simulant schrieb: > Wenn ich deine Messdaten (50 Ohm) umrechne auf Portimpedanz 600Ohm || > 50pF bekommt man eine schöne Bandpasskurve mit 2dB Einfügedämpfung und > passabler Anpassung. In den S-Parameters des Quarzfilters befinden sich etliche Ausschläge die nicht da sein sollten. 600Ohm || 50pF ist aber eine gute Abschlußimpedanz für das Filter. Selbst mit einem Realteil von 800 Ohm (1:16 Übertrager) sieht es noch OK aus.
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Danke für die interessanten Beiträge, auch wenn ich grade durch Fußball etwas abgelenkt bin :-) Ich habe mal einfach mit Vorwiderständen und Parallelkondensatoren in der Simulation gespielt, C=30pF konstant, Rv=150/400/750/1200/1750 von oben nach unten; da ist natürlich die unvermeidliche Dämpfung mit drin. LC probiere ich auch noch zu simulieren. Und morgen versuche ich den 30kHz-Bereich mal mit höherer Auflösung (50Hz) und besserer Genauigkeit aufzunehmen.
Josef L. schrieb: > Danke, das ist hilfreich. Nur 600 Ohm sind mit bi-/tri-/quadri- usw. > gewickelten Breitbandübertrager ja nicht drin, da geht nur > 200/450/800/1250... Kleiner Tip: Du brauchst gar keine bi/tri...filaren Wicklungen bei diesen Frequenzen. Die habe ich nur verwendet, wenn's gepasst hat (200, 450 Ohm). Ich habe praktisch fast immer solche Dinger auf den erwähnten Kernen als Autotrafos gewickelt. Die Doppellochkerne erlauben sogar "halbe" Windungen (im Gegensatz zu Ringkernen). Das funktioniert hervorragend bis über 20MHz (bei 48MHz habe ich die BN61-2402 genommen). Wichtig ist , dass XL der Wicklungen immer mindestens um den Faktor 5 größer als die jeweilige Impedanz ist (besser Faktor 10). Beispiele bei meinen 5MHz-Filtern: Z= 380 Ohm: 11wdg, Anzapf bei 4wdg (exakt 378 Ohm, XL ca. 4,7 & 0,6kOhm) Z= 1100 Ohm 19wdg, Anzapf bei 4wdg (exakt 1128 Ohm, XL ca. 14 & 0,6kOhm) --> Für z.B. 9MHz-600 Ohm: 14wdg, Anzapf bei 4wdg (exakt 612 Ohm)
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@HST Autotrafo ist interessant, werde ich probieren. Die Frage ist, ob das einen Vorteil zur Anpassung mit LC-Glied gibt. Bei dem sehe ich in der Simulation, dass die Dämpfung außerhalb des Durchlassbereichs ansteigt. Aber das kann ja daran liegen, dass da sowieso nur Rauschen gemessen wurde. In Edis Thread zum Detektor habe ich Versuche mit resonanten LC-Filtern gemacht, u.a. ZF-Filtern und da gesehen, dass Schwingkreise (also LC-Parallelkreise, wie es der Übertrager zusammen mit der Lastkapazität bildet) sich mit Anzapfung sehr ungünstig verhalten - siehe Grafik. FM-ZF-Filter, Einspeisung ist an der Koppelwicklung, Messung (rot) am oberen Ende der Schwingkreiswicklung, wo der Kondensator auf Masse geht, und blau und grün jeweils an der Anzapfung, wobei einmal das eine, dann das andere Ende der Spule auf Masse liegt. Das ist von der Dämpfung her 30 dB schlechter! Insofern prüfe ich mal die Versionen Trafo und Spartrafo, auf 2x10cm Draht kommt es jetzt nicht an.
Uha, jetzt wird's langsam OT. Ich kann dein Bild nicht richtig interpretieren - was bedeutet die Frequenzskala bei dem 10,7MHz Filter? Mit was hast du gemessen? Macht eigentlich nur Sinn mit einem sehr hochohmigen FET-Tastkopf. Solche Filter zeigen außerdem nur dann die gewünschte Resonanzkurve, wenn sie auf beiden Seiten mit der geplanten Impedanz abgeschlossen sind, um die gewünschte Betriebsgüte Qb (--> b3/fm) zu erzielen. Dazu kommt eine recht große Streuung mit Kopplungsfaktoren so zwischen 0,2 bis max 0,5, die zu seltsamen Effekten führen können. Aber auch hier ist eine Autotrafo-Kopplung einer getrennten Wicklung vorzuziehen, da damit zusätzliche kapazitive Kopplungen je nach Phasenlage minimiert werden. (Es gab mal ZF-BF, bei denen bei denen es möglich war, durch magnetische plus kapazitive Kopplung mit entsprechender Phasenlage die Kopplung auf Null zu justieren). Es gibt tonnenweise Literatur über Einzelkreise/Bandfilter und deren Verhalten bei der unvermeidbaren Belastung in einer Schaltung (Leerlauf- vs. Betriebsgüte&Bandbreite und die dadurch resultierende Leistungsdämpfung). Trafos mit Ferriten haben deutlich andere Eigenschaften. Zum Beispiel weisen Doppellochkerne einen Kopplungsfaktor von >0,99 auf, also fast ideal. Dazu kommt eine sehr kleine Eigenkapazität von <1pF (zumindest bei den kleinen BN43-2402) und eine extreme Dämpfung der Eigenresonanz im MHz-Bereich. Im Prinzip ist es hier fast egal, ob man eine separate Koppelwicklung nimmt. Allerdings ist beim Anzapf weniger Draht nötig und die Dämpfung ist etwas kleiner. Ich habe immer CuL-Draht mit DM 0,1-0,2mm je nach Zahl der Windungen genommen. Ich habe mal 2 Seiten herauskopiert, die typische Messungen von Trafos und LC-Gliedern zeigen (plus eine Doku von Fair-Rite). LC-Glieder sind etwas flexibler und können bei L-Güten >100 weniger Dämpfung aufweisen, sind aber mit mehr Aufwand und Platzbedarf verbunden. Übrigens, die angegebenen 30pF beim Filter sollte man nicht zu eng sehen. Wird eigentlich nur gemacht, um eventuelle Schaltkapazitäten zu berücksichtigen. Deine Messung mit den 1:25 Trafos zeigt doch eine schöne Durchlasskurve, die sich kaum verbessern lässt. So, ich mach Schluss, das ufert sonst aus. Sei zufrieden mit dem schönen Filter ;-)) MfG, Horst
HST schrieb: > Ich kann dein Bild nicht richtig interpretieren - was bedeutet die > Frequenzskala bei dem 10,7MHz Filter? Nur zur Info: Gemessen mit nanoVNA, davor/danach 3.3k-Widerstand, daher Dämpfung um ca. 36 dB. Frequenzsskala 10-640MHz, soll nur zeigen, dass der Abgriff an der Anzapfung eine Polstelle mit recht niedriger Frequenz erzeugt und dann um 100 MHz deutlich geringere Dämpfungswerte auftreten. Bis dahin sollte das Filter aber wegen Nebenempfangsstellen möglichst hohe Dämpfungswerte aufweisen. Wenn sich ein Spartrafo ähnlich verhalten würde, gäbe es evtl. Schwierigkeiten mit Nebenresonanzen des 9MHz-Filters (27, 45, 63MHz,...) - war halt meine Befürchtung. Ich lass mich gern eines anderen belehren, auch durch eigene Experimente. Aber vermutlich ist die Anpassung mit LC-Gliedern das einfachste. Danke für die PDFs, die Gegenüberstellung Übertrager/LC-Match ist interessant.
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Sieh das mal etwas entspannter. Solche "Notches" können eben durch die Dreckeffekte bei kleinem Koppelfaktor bzw. eher durch den Messaufbau (Streukapazität & -Induktivität) bei Resonanzkreisen entstehen. Wenn du die Kurven für die Trafos ansiehst, sind da keine solchen Effekte zu sehen. Außerdem werden solche Xtalfilter in ZF-Verstärkern mit mindestens einem LC-Kreis irgendwo in der Verstärker/Demodulatorkette eingesetzt (u.U. auch im Filter selbst). Auch die LC-Anpassung ist ja so breitbandig, dass eventuelle Nebenresonanzen des Filters ohnehin nicht unterdrückt werden können, da sie immer nur ca. 50-150kHz oberhalb der Filterfrequenz auftreten. Hier muss der Hersteller schon beim Design (Filterquarze) darauf achten, dass die genügend gedämpft werden. Sie können im MHz-Bereich mit LC-Kreisen nicht ausreichend unterdrückt werden. Über die Resonanzen auf der 3. oder sogar 5. Harmonischen brauchst du dir keinerlei Gedanken zu machen, da die erstens sehr schmal und extrem stark gedämpft sind. Anbei die Messung eines 9MHz 4-Polfilters mit breitbandiger Trafoanpassung und Resonanz auf der 3.Harmonischen. Die 5. war schon gar nicht mehr messbar. Meine Güte, das ist alles schon ewig her - hab's gerade noch im Datenkeller gefunden. MfG, Horst
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