Hallo,
ich bin ziemlich ratlos. Ich habe einen Halbbrückengegentaktwandler
entwickelt und mich an Standardschaltungen orientiert. Zuvor habe ich
erfolgreich eine PFC zum Laufen gebracht. Die macht mir keine Probleme.
Da ich so einige Erfahrungen gemacht habe, testete ich erst einmal die
Steuerung und danach wurden 33V anlegt. Gut, es gab ein paar Probleme
die ich dann verbessert habe. Danach habe ich 50V ohne Probleme
angelegt. Die Ausgangsspannung entsprach auch den Erwartungen.
Ich habe sogar die Steuerimpulse an den Gates mit einen Hameg HM 806
überprüft. Die Impulse sehen gut aus, die Lücke beträgt bei voller
Pulsbreite ca. 230 ns. Das müsste ein guter Wert sein. Der Wirkungsgrad
bei UB=50V und 5W Last lag so bei 67%. Das dürfte für diese niedrige
Spannung ebenfalls in Ordnung sein. Im Leerlauf, die sekundären
Ladeelkos geladen, ohne Last, zogen die MOSFET ca. 28 mA.
Leider konnte ich mit den Testspannungen nicht weiter hoch gehen.
Also habe ich die PFC angeschlossen. Zuerst ohne Versorgung der
Steuerung. Es lagen an dem MOSFET jetzt ca. 340V an, keine Probleme.
Dann habe ich den ersten Betrieb gewagt und die Sicherung flog heraus.
Die MOSFET waren defekt. Nach dem Ausbau habe ich folgende Werte
gemessen. Beide IRFP240A haben zwischen Drain und Source 0 Ohm. Der
highside MOSFET hat zwischen Gate und Source, sowie Gate und Drain 3,8
Ohm. Der lowside MOSFET hat jeweils 28 Ohm.
Der IR2110S wurde ordnungsgemäss angesteuert. Der lowside Ausgangsimpuls
war in Ordnung, die Highside lag jedoch konstant auf ca. 12 V, war also
voll ausgesteuert, keine Pulse.
Ich vermute das zuerst beim IR2110S der highside Treiber hochgegangen
ist und dem MOSFET dauernd voll ausgesteuert hat. Danach ist der lowside
MOSFET hochgegangen, da er die 340V durchschalten musste.
Die Schaltung müsste doch eigentlich in Ordnung sein.
Woran könnte es liegen?
Gruss Klaus.
Die ES23A ist eine 200V-Diode die fliegt da ab.
> Ich vermute das zuerst beim IR2110S der highside Treiber hochgegangen> ist und dem MOSFET dauernd voll ausgesteuert hat.
Meine Erfahrung ist genau umgekehrt: die zerschossene Endstufe nimmt
dann den Treiber mit.
Was soll die Dämpfungsperle im Drain hat wenig Sinn, schieb die besser
über die Gate Beine. Wenn das ein starker Wandler ist glüht es die Perle
weg.
Die Diode über dem Mosfet kannst du weglassen, hart auf die Bodydiode
darf nicht geschaltetet werden. Abgesehen davon passt, wie schon gesagt,
die Spannung nicht.
Versuch doch einen Abschuss zu Triggern. Drain des unteren Mosfets und
auf Dropout Triggern, gleichzeitig beide Gatesignale. Oder Strom in der
Brücke. Einen Stromwandler hast du ja für den Trafostrom.
Layout muss auch passen, also niederinduktive Anbindung an einen
Stützkondensator der DC-Eingangsspannung, und das rechtliche Layout bla
bla.
Denn Treiber würde ich schnell verdächtigen. Ich hatte nur Probleme mit
den Dignern, vor allem wenns mal eiskalt wird..
MFG Fralla
Hallo,
ja, die ES2JA hält 600V aus (35ns/2A). Die Dioden sind alle OK. Die
Dämpfungsperle im Drain werde ich herausnehmen. Die hatte Unitrode, bzw.
TI, 2001 in einer Schaltung noch vorgesehen. Meine Simulationen mit
LTSpice zeigten auch das sie sinnvoll sei.
Das beigefügte Bild zeigt UB=50V und den Spannungsfall über die
Dämpfungsperle//10Ohm. Die mittlere Pulsbreite beträgt ca. 25ns,
negative Spitze = 15V. Den Strom konnte ich so leider nicht ermitteln.
Aber Du, Fralla, wirst schon recht haben.
> Versuch doch einen Abschuss zu Triggern.
Meinst Du damit, ich soll den Kurzschluss wiederholen?
> Drain des unteren Mosfets und auf Dropout Triggern,
Ist damit die fallende Flanke von U(Drain) gemeint?
Gruss Klaus.
>Die hatte Unitrode, bzw. TI, 2001 in einer Schaltung noch vorgesehen. >Meine
Simulationen mit LTSpice zeigten auch das sie sinnvoll sei.
Wie hat dies Simulation das gezeigt? Das recovery Verhalten von Fets ist
in der Regel sehr bescheiden modeliert, ich trau dem nicht. Wenn das
Teil funktioniert kannst du sie ja mit und ohne versuchen.
Die Perlen erhöhen auch die Induktivität (und dämpfen natürlich auch).
Aber hatt man schwigungen im Drain durch Layout, und die Perle wirkt, so
muss diese die gesammte Energie in den parasitären Induktivitäten
"Fressen". Mag sein das es bei schwachen Wandlern geht. Aber bei hohen
Leistungen (kW bis viele kW) geht das so nicht mehr, die glühen weg.
>> Drain des unteren Mosfets und auf Dropout Triggern,>Ist damit die fallende Flanke von U(Drain) gemeint?
Oje, du hast ein Analog Oszi, das hab ich nicht gedacht. Mit Dropout
wäre gemeint, das das Oszi Triggert wenn nach einer Zeit keine Flanke am
Drain mehr kommt, denn dann ist die Brücke Zerstört oder abgeschaltet.
Danach kann man sich in ruhe die gespeicherten Waveforms ansehen und die
Ursache feststellen. Analog geht das nicht.
Du kannst versuchen langsam die Spannung raufzudrehen (Trenntrafo oder
PFC runterdrehen), und dabei die beiden Gates (auch das Floatende) und
den Schaltknoten beobachten.
Ich muss ehrlich sagen, dass Schaltregler noch nie ohne Digital Oszi
(sei es ein billiges Rigol) analysiert habe und analog Oszis nur beim
Studium und privat verwendet habe.
Eine Sicherung (SMD) im oberen Fet kann helfen das Testen billiger zu
machen. Tatsache ist, dass man den Abschuss herausfordern muss um der
Ursache auf den Grund zu gehen.
Und check den Treiber (beschaltung, Signale), der kann ein Mistvieh
sein.
MFG Fralla
Hallo Fralla,
vielen Dank. Ja mein Oszi ist noch analog. Ich habe ihn noch vor ein
paar Monaten bei eBay ersteigert. Es ist gar nicht schlecht. Klar,
Dropouts kann ich damit nicht erfassen.
Ich werde mal die Versorgungsspannung von 50V weiter in Stufen erhöhen.
Dafür habe ich noch einen passenden Trafo. Das wird aber noch etwas
dauern.
Gruss Klaus.
>Beide IRFP240A haben zwischen Drain und Source 0 Ohm.
Tatsächlich ein IRFP240A? Jetzt kommts mir erst, das ist doch ein recht
beliebter für Audio-Verstäker denk ich.
Du hast dich verschrieben oder?
Denn sonst ist es kein Wunder, dass es die Fets knallt und die externen
Dioden leben....
MFG Fralla
Klaus Ra. schrieb:> ja, verschrieben. Es sind IRFP460A.> Sind die OK?
Die haben eine TurnOff Zeit von 110 nS, bei hohen Strömen evtl. noch
mehr. Das wird mit der Totzeit recht knapp. Du solltest die mal auf
500nS erhöhen.
>Es sind IRFP460A. Sind die OK?
Ja sind ok, wenn auch nicht das modernste. Muss aber trotzdem
funktionieren.
Und wie gesagt, die Gatesignale beobachten wenn du die Spannung bzw Last
hochdrehst, dann siehst du obs an der Totzeit liegt...
MFG
Hallo Matthias,
auf die Turnoff - Zeit hatte ich gar nicht so geachtet. Es gab ja auch
genügend Vorlagen für die Schaltung. Ich arbeite mit 200KHz, also 2,5µs
je Puls. Bei 0,5µs Totzeit käme ich so auf ein maximales Tastverhältnis
von 90%. Das ginge vielleicht gerade noch so. Zumindest wäre das ein
Ansatz. Ich könnte auch noch etwas mit der Frequenz heruntergehen um das
maximale Tastverhältnis zu verbessern.
Hallo Fralla,
kann man an Hand der Gatesignale überhaupt etwas zur Totzeit sagen?
Spielt die Last da keine Rolle?
> Layout muss auch passen, also niederinduktive Anbindung an einen> Stützkondensator der DC-Eingangsspannung, und das rechtliche Layout
Ich habe den IR2110 ziemlich nah an den MOSFETs platziert und auf kurze
Wege geachtet. COM, die Masse für die Ausgangsstufe des IR2110, habe ich
auch sehr kurz zum Low-MOSFET angebunden. Allerdings habe ich VSS, die
Masse für die Eingangsseite des IR2110 über die ganze Platinenbreite
direkt am Anschluss der Betriebsspannungen verbunden. Das sollte ich
bestimmt noch ändern.
Meine Frage: ich habe eine 15V und 240V Versorgung. Der COM Anschluss
sollte direkt auf kurzem Wege zum dazugehörigen MOSFET geführt sein.
Dies ist gegeben. Jetzt hätte ich noch den VSS der mit 0V, bzw. Masse,
des 15V - Kreises verbunden ist. Wo sollten beide Massen der beiden
Stromkreise verbunden werden?
Ich vermute mal, an der Source des Low-MOSFET. Richtig?
Dann wäre dies noch zu ändern.
Weiter gibt es noch einen Punkt. Die highside Source geht direkt nach L8
und von da wieder zurück über L7//10Ohm zum lowside Drain. Das sind gut
4cm, 1,5cm liegen davon direkt übereinander. Das dürfte ein kleiner
Trafo sein. Das Hin und Zurück werde ich direkt an den MOSFET
kurzschliessen.
Gruss Klaus.
Klaus Ra. schrieb:> Ich arbeite mit 200KHz, also 2,5µs> je Puls.
Ist es dir möglich, die Frequenz zu senken? Diese hohe Frequenz in
Verbindung mit den älteren MOSFets ist ein Garant für unnötig hohe
Verluste. Die halbe Frequenz wär schon mal gut, evtl. sogar nur 40-60
kHz.
Klaus Ra. schrieb:> Jetzt hätte ich noch den VSS der mit 0V, bzw. Masse,> des 15V - Kreises verbunden ist. Wo sollten beide Massen der beiden> Stromkreise verbunden werden?
Beim IR2110 verbinde ich die beiden Massepunkte dicht am Treiber IC
selber, um Potentialdifferenzen über dem IR möglichst auszuschliessen.
Da sich die Pins direkt gegenüber liegen, erlaubt das eine dicke Brücke
unter dem IC.
Hallo Matthias,
so weit kann ich die Frequenz sicher nicht senken. Dann würde ich lieber
bessere MOSFETs einsetzen. Kannst Du mir welche empfehlen?
Ich denke auch das die beiden Massepunkte dicht am Treiber IC verbunden
werden sollten.
Mal eine Frage zu Snubbern. Ich habe einen primärseitig am Trafo
vorgesehen. Jetzt sehe ich jedoch Spitzen zwischen Drain und Source.
Sollte ich den Snubber am Trafo weglassen und besser an Drain und Source
gehen?
Gruss Klaus.
Klaus Ra. schrieb:> Dann würde ich lieber> bessere MOSFETs einsetzen. Kannst Du mir welche empfehlen?
Nein, ich hab mal kurz bei IRF nachgeblättert, aber mit 500 Volt Typen
siehts da nicht so gut aus. Vllt. sind IGBTs eine Option. Es sollte aber
auch mit den IRFP460 gehen, aber die Frequenz muss ein wenig runter,
oder eben die Totzeit hoch.
Das ist aber leicht zu prüfen. Lege in Reihe zum 330 Volt Kreis einen
Shunt oder halt eine Glühlampe und messe, ob über diesem Widerstand
grosse Spitzen erscheinen im Takt des Umschaltens. (Netztrennung
beachten!) Dann gehe mit der Totzeit hoch, bis diese grossen Spitzen
verschwinden und nur die Halbbrückenpulse bleiben.
Früher oder später solltest du allerdings eine Stromüberwachung
realisieren, spätestens, wenn du Last am Ausgang hast.
Klaus Ra. schrieb:> Sollte ich den Snubber am Trafo weglassen
Gute Frage. Snubber kosten Energie, aber können Halbleiter retten. Vllt.
kennt sich jemand hier besser aus. Die GegenEMK des Trafos ist
jedenfalls nicht zu unterschätzen und der Snubber könnte wenigstens die
erste kurze Spitze killen, bevor die Recoverydiode reagiert.
Nim infineon fets, aber c6 typen. IGBT is hier unsinn. Und ja am gate
kann man sehen wie weit man mit der totzeit gehen kann. Auch kurze
querströme sieht man am gate(spannung). Mfg
Hallo Matthias, hallo Fralla,
inzwischen habe ich die Schaltung wieder repariert. Ich habe schon
wieder einige Tests mit UB=50V unternommen und schon ein paar Probleme
entdeckt denen ich noch genauer auf den Grund gehen muss.
Die PFC ist das SNT sind auf getrennten Platinen untergebracht. Es hat
sich gezeigt, dass selbst 10cm Zuleitung schon Probleme bereiten.
Allerdings dachte ich, die beiden in Reihe geschalteten 2,2µF MKP10
Kondensatoren würden sämtliche Überschwinger verhindern. Dem war aber
nicht so. Bei UB=50V hatte ich Spitzen die die Spannung bis auf 80V
brachten. Ein 0,1µF MKP10 über +UB und 0V genügt um hier die Spitzen
verschwinden zu lassen.
Und dann wären noch Spitzen über Source-Drain. Die müsste man wohl mit
Snubber beseitigen.
Gruss Klaus.
Klaus Ra. schrieb:> die beiden in Reihe geschalteten 2,2µF MKP10> Kondensatoren würden sämtliche Überschwinger verhindern.
Die können auch genau das Gegenteil bewirken, wenn sie mit dem Trafo
einen Schwingkreis bilden, der von der Halbbrücke angestossen wird.
Behalte das mal im Auge mittels Oszi.
Hallo Matthias,
ich habe wohl die Ursache des Durchbruchs der MOSFET entdeckt. Einer der
2,2µF MKP10 und zwar der mit Verbindung zu 0V, hatte dort keine
Verbindung zu 0V. Die Durchkontaktierung war nicht gegeben. Deshalb kam
es zu starken Überschwingern. Mit wundert es im zurückblickend ein wenig
warum es bis UB=50V überhaupt noch einiger maßen lief.
Ich habe daraufhin die PFC als Spannungsquelle genutzt aber erst einmal
mit 60W Glühbirnen als Spannungsteiler. Ich bin schrittweise von 79V,
145V bis auf 266V gegangen. Allerdings habe ich noch ein Elko an UB
geschaltet damit Nebeneffekte unterdrückt wurden. Die Last betrug bis zu
18W
Eigentlich waren die Tests erfolgreich.
Mir macht aber der IR2110 Probleme. Die Schaltfrequenz liegt bei 200KHz,
es sind eher 209KHz. Bis UB=50V stieg die Temperatur des IR2110 bis auf
65°C. Jetzt bei UB=266V steigt sie auf 85°C. Mit einem IC-Kühlkörper
geht sie auf ca. 70C herunter. Ich finde, die Betriebstemperatur ist
deutlich zu hoch.
Hinzu kommt, die MOSFET (Kühlkörper R(th) 4 K/W) waren bei UB=50V bei
Lasten von 0-16W gerade mal 29°C warm geworden. Jetzt gehen sie bis auf
53°C hoch.
Du hattest mir ja geraten die Frequenz zu halbieren. Wie warm dürfen
denn die IR2110 in der Regel im "quasi Leerlauf" werden?
Gruss Klaus.
Klaus Ra. schrieb:> Wie warm dürfen> denn die IR2110 in der Regel im "quasi Leerlauf" werden?
Ob Leerlauf oder Vollast sollte den IRs ziemlich egal sein, die
entscheidende Wärmequelle ist die Endstufe, die die Gates umladen muss.
Das Datenblatt gibt 150°C als absolutes Maximum an, das würde ich an
deiner Stelle aber nicht ausprobieren. Die resultierende Last berechnet
sich also aus der Gateladung, dem Gatewiderstand und der Anstiegs- und
Abfallzeit. Logisch, das bei fallender Frequenz seltener umgeladen
werden muss und damit die Leistung sinkt.
Evtl. kannst du an den Gatewiderständen was machen, allerdings je höher,
desto langsamer wird umgeladen. Je niedriger, desto mehr Strom fliesst
im IR.
Hallo Matthias,
ja, in der Simulation sieht alles gut aus. Die Stromspitzen gehen
simuliert bei 3,9Ohm bis auf 0,8A hoch, gemessen mit einem 80MHz Oszi
sind es 1,0A. Allerdings sind es am IR2110 simuliert bei 200KHz (nur)
0,28W, bei 100KHz (nur) 0,15W, was ich nicht ganz glaube.
Der IR2110 (SOIC16) hat ein Wärmewiderstand Junction/Umgebung von 100
°C/W.
Vergleiche mit anderen SOIC16 haben gezeigt, dass Junction/Case bei 75°C
liegen muss.
Mein IC-Kühlkörper hat ebenfalls ein R(th) von 75K/W. Gemessen habe ich
mit Kühlkörper 70°C. Bei 0,28W ergäbe sich: 70°C + 0,28W x (75K/W +
75K/W) = 124°C Junction - Temperatur. In der Praxis dürfte der Gesamt -
R(th) in der Summe etwas günstiger sein.
Ich habe zwei Möglichkeiten, 200KHz beibehalten und die von Fralla
empfohlenen Infineon MOSFET c6 Typen verwenden.
Die bekomme ich von Mouser so um die 2€. Nebenbei, die IRFP460A haben
bei Conrad 4,50€ gekostet. Allerdings sollte man bei Mouser nicht für
ein paar Euro bestellen.
Oder ich senke die Frequenz auf 100KHz. Dann müsste der Trafo etwas
anders gewickelt werden. Das ist aber noch ein anderes Thema.
Gruss Klaus.
Lelauf oder Vollast ist überhaupt nicht egal für die Schaltverluste, was
sowohl ein und Ausschalten betrifft. Die entscheidende Ursache bei
Mosfets imm Leerlauf ist die DS-Kapazität. Diese Energie wird immer
vernichtet (also Wärem). Sie entscheidet wir warm die Fets werden. Das
Gate Laden ist da völlig zu vernachlässigen. Die Kapazitäten sind sehr
nichtlinear, aber oft ist Eoss ausgegeben, also Engerie vs Spannung. So
kann man diesen Wert einfach mit der Schaltfrquenz multiplizieren.
Ein typisches Beispiel sind Resonanzwandler. Ich hab hier einen Wandler
mit 45m/600V Fets. Ohne Kühlkörper brennen die Fets nach einer Minute ab
wenn kein Trafo angehängt ist. Und was passiert mit Trafo? Man kann
immerhin 2000W (von 4kW) ziehen. Mit angehängtem Trafo im Leerlauf, kann
die Brücke dauerhaft getaktet werden, es ist offensichtlich warum...
Ja, die C6 Fets eignen sich ganz gut. Aber auch deine jetzigen können
ohne Probleme mit 200kHz getaktet werden. In deren Zeit war das auch
normal..
MFG Fralla
Hallo Fralla,
> Aber auch deine jetzigen können ohne Probleme mit 200kHz getaktet werden. > In
deren Zeit war das auch normal..
Das beruhigt mich schon mal etwas. Es muss dann an der Ansteuerung
liegen. Wie ich schon sagte, das Gate wird mit einem Peak von 1,0A über
einen 3,9 Ohm SMD-Widerstand angesteuert. Die Entladung erfolgt mit
einem etwas geringerem Peak. Sollte ich hier etwas ändern? Ggf. mittels
Diode/Widerstand?
Gruss Klaus.
AuszugTreiberPower.jpg
(110 KB)
