Ich habe für das Balancing von ein paar Supercaps die im Anhang gezeigte Schaltung aufgebaut. In LTspice funktioniert alles wie es soll, allerdings mit idealem Opamp. Der AZ431 erzeugt eine Referenzspannung, die mit der Spannung über dem Widerstandsteiler R102/R103 verglichen wird. Als Opamp habe ich den NCS2001 gewählt, da dieser schon bei 0,9V Betriebsspannung funktioniert und der Ausgang bis Rail-50mV kann. Da die Caps in Serie nur bis 2,3V geladen werden sollen, habe ich die Schaltschwelle auf ~2,45V gelegt. Als Mosfet kam in der aufgebauten Schaltung anstelle des 6344 ein WST3400 rein, der ähnliche Specs hat und theoretisch auch funktionieren sollte.
Beim Testen der Schaltung an einem Labornetzteil mit 2,6V Ausgangsspannung kam es dann zu folgendem Verhalten: Der AZ431 liefert eine saubere Referenz von 1,26V, die auch stabil bleibt. Die Spannung über dem Spannungsteiler allerdings steigt erstmal normal an, ab der Schaltwelle ist sie aber geclampt bei ca 1,45V und steigt mit steigender Spannung erstmal nicht weiter. Der Ausgang vom Opamp wird nicht wie erwartet und in LTspice simuliert auf die Railspannung hochgezogen, sondern verweilt bei ca 1,3V. Es ist kein Schwingen, auf dem Scope ist es sauber. Es sieht aus wie ein Linearbetrieb, das würde allerdings einen Feedback des Opamps erfordern. Der WST3400 hat aber laut Datenblatt einen Leckstrom von gerade mal max 100nA am Gate. Somit sollte es eigentlich kein Linearbetrieb sein. Er wird aber auch heiß wie im Linearbetrieb, >100°C bei 200mA. Wird die Spannung am Netzteil auf >3V erhöht, gibt es einen Sprung. Der Spannungsteiler nimmt den erwarteten Wert an, der Ausgang vom Opamp springt auf die Rail-50mV hoch und der Mosfet schaltet voll durch. Aber ich kann mir aktuell nicht erklären weshalb der Bereich zwischen 2,4V bis 3,xV sich so anders verhält. Vllt hat hier jemand eine Idee.
Habe kein Problem die Idee in die Tonne zu treten falls sie dumm ist. Aber ich würde gerne verstehen was da los ist
Ich habe für das Balancing von ein paar Supercaps die im Anhang gezeigte
Schaltung aufgebaut.
Etwas naiv. Da fehlt mindestens die Hysterese am Komparator, sonst schwingt das Ding wie die Hölle.
Da die
Caps in Serie nur bis 2,3V geladen werden sollen, habe ich die
Schaltschwelle auf ~2,45V gelegt. Als Mosfet kam in der aufgebauten
Schaltung anstelle des 6344 ein WST3400 rein, der ähnliche Specs hat und
theoretisch auch funktionieren sollte.
Schon mal gut, der ist für 2,5V U_GS spezifiziert.
Beim Testen der Schaltung an einem Labornetzteil mit 2,6V
Ausgangsspannung kam es dann zu folgendem Verhalten: Der AZ431 liefert
eine saubere Referenz von 1,26V, die auch stabil bleibt. Die Spannung
über dem Spannungsteiler allerdings steigt erstmal normal an,
Wo? Am Eingang vom OPV oder an den Klemmen des Netzteils?
ab der
Schaltwelle ist sie aber geclampt bei ca 1,45V und steigt mit steigender
Spannung erstmal nicht weiter. Der Ausgang vom Opamp wird nicht wie
erwartet und in LTspice simuliert auf die Railspannung hochgezogen,
sondern verweilt bei ca 1,3V.
Es sieht aus wie ein Linearbetrieb, das würde allerdings einen Feedback
des Opamps erfordern.
Die Schaltung arbeitet im Linearbetrieb.
Ab Erreichen der Referenzspannung belastet der MOSFET den Elko zunehmend stärker und hält damit die Spannung, jeder weitere in die Schaltung fliessende Strom wird nicht in den Goldcap sondern durch den MOSFET geleitet, linear aber die Verlustleistung teilt er sich mit dem 4R7.
2.45V/4R7 = 500mA, ca. 1.2W.
Dass bei dir bis 3V (am Labornetzteil?) noch Linearbetrieb herrscht, liegt wohl am (Experimentiersteckbrett?) Aufbau, am IC werden es bis dahin 2.45V sein wegen Übergangswiderständen oder fehlender Abblockung.
Willst du ein Schaltverhalten, brauchst du einen Mitkopplungswiderstand um eine Hysterese zu bekommen.
Die AZ431 braucht übrigens viel Strom auch bei nicht-vollem Goldcap, 0.5mA. Ungeschickte Wahl.
ab der
Schaltwelle ist sie aber geclampt bei ca 1,45V und steigt mit steigender
Spannung erstmal nicht weiter.
Schau mal ins DB des OPs, ich hatte schon welche, deren Eingänge nicht weiter als ca. eine Diodenspannung auseinander liegen durften, bzw. ab dieser Differenz zueinander niederohmig wurden...
Steht dann wie ganz nebenbei im Kleingedruckten auf Seite 37, also schau bitte selbst.
Vielen Dank für die zahlreichen Antworten. An die Hysterese habe ich nicht gedacht, das werde ich mal einlöten, bzw drüberlöten. Wobei ich eine Schwingneigung eher bei der direkten Schaltschwelle von 2,4V erwartet hätte, nicht bei 2,6V, 200mV oberhalb der Schwelle. Und auch nicht mit dem Betrieb an einem Netzteil, bei dem das Stromlimit hoch eingestellt wurde um nicht durch das Umschalten von CV zu CC irgendwas zu beeinflussen.
Die Schaltung liegt als PCB vor, habe ich bei einer anderen Bestellung bei PCBWay mitbestellt, daher schließe ich mal Fehler durch Steckbrettaufbau aus. Gemessen wurde vierpunkt. Versorgt mit Linearnetzteil, gemessen direkt am PCB mit einem Multimeter wie Oszilloskop. Bei der Messung mit 2,6V Supply wurde tatsächlich nur der Fet heiß, die Leistung hat sich nicht zwischen Widerstand und Fet aufgeteilt. Habe ich mit einer Wärmebildkamera beobachten können. Natürlich wurde der Widerstand auch etwas warm, aber ein 1W Widerstand mit 0,19W belastet, nicht dramatisch. Es war der Fet, der über 110°C heiß wurde.
VIDR ist ein guter Hinweis, aber ich denke nicht dass ich das bei 2,6V Supply irgendwo verletze. Wenn ich zb R104 auslöte oder den Gatepin anhebe, und kein Strom durch den Fet fließt, dann schaltet der Ausgang vom Opamp direkt bei der Schaltschwelle auf Vcc-50mV hoch, wie ich es auch erwarten würde.
Input Differential Voltage Range (Note 1) VIDR VEE−300 mV to 7.0 V
Aaah, schau an.
Oft dürfen die Eingänge auch weiter auseinander liegen, aber dann sind sie eben nicht mehr hochohmig. Und der TO hat ja prompt 100K davor, die paar µA werden dann einfach OP-intern zur Referenz durchgereicht.
Nur 300mV ist schon heftig, das konnten sie wohl nicht mehr im Kleingedruckten verstecken...
Input Differential Voltage Range (Note 1) VIDR VEE−300 mV to 7.0 V
Aaah, schau an.
Oft dürfen die Eingänge auch weiter auseinander liegen, aber dann sind
sie eben nicht mehr hochohmig. Und der TO hat ja prompt 100K davor, die
paar µA werden dann einfach OP-intern zur Referenz durchgereicht.
Nur 300mV ist schon heftig, das konnten sie wohl nicht mehr im
Kleingedruckten verstecken...
Bist du blind! Das darf bis 7V hochgegehen! Nur der Gleichtaktbereich darf halt nicht verlassen werden. Die Angabe ist leicht irreführend, denn die Differenzspannung hat mit VEE nichts zu tun.
Wenn ich zb R104 auslöte oder den Gatepin
anhebe, und kein Strom durch den Fet fließt, dann schaltet der Ausgang
vom Opamp direkt bei der Schaltschwelle auf Vcc-50mV hoch, wie ich es
auch erwarten würde.
Na der Fet kann ja damit nun schwerlich was zu tun haben, er hat doch allein sein Gate am OP. Es sei denn, deine Betriebsspannung bricht durch die Belastung ein.
Wir hatten hier bisher nur geklärt, warum sich beide OP-Eingangsspannungen nicht so stark unterscheiden, wie erwartet.
Möglicherweise gibt dieser OP aber tatsächlich Unsinn aus, sobald du die -300mV überschreitest. Immerhin steht es bei ihm ja direkt in den Maximaldaten. In dem Fall bräuchtest du schlicht einen anderen.
Möglicherweise gibt dieser OP aber tatsächlich Unsinn aus, sobald du die
-300mV überschreitest. Immerhin steht es bei ihm ja direkt in den
Maximaldaten.
Tja, offensichtlich will man hier wieder unbedingt Stress...
Mein Problem ist es ja eh nicht, habe hier lediglich gesagt, was die Ursache sein kann, und daß es OPs gibt, bei denen die Eingänge eben nicht hochohmig gegeneinander bleiben, sobald auch nur überraschend geringe Spannungsdifferenzen bestehen. Wenn der TO jetzt nicht gerade die Eingänge vertauscht, oder die Spannungsteiler niederohmig gemessen hat, bleibt ja nur noch der OP.
Mehr gibt es nicht zu sagen, allen ein schönes Wochenende, und dem TO viel Glück!
Tja, offensichtlich will man hier wieder unbedingt Stress...
Sehe ich auch so. Antworten wie die vor deinem Posting helfen überhaupt nicht. Schon garnicht weiter. Ist nur eine subjektive Arroganz die dort spricht.
Ich kann zum Thema leider nicht viel sagen, aber es interessiert mich schon. Aber angesprochene Aussagen finde ich ärgerlich. Geht ja anders wie durchaus auch gezeigt wird.
Ob die Teile original sind kann ich mangels Erfahrung nicht beurteilen. Sind von LCSC. Im Anhang ist ein Bild von dem Opamp, der aufgelötet ist. Oben der AZ431, Mitte der Opamp, unten der Fet
Und ja, es sind mehrere Platinen vorhanden, zeigen alle das Selbe verhalten. Dass die Eingänge des Opamps vertauscht wurden würde ich ausschließen, ich habe alles mehrfach anhand der Datenblätter geprüft, sollte korrekt sein.
Wenn ich das mit dieser Schaltung nicht hinbekomme, dann wird es so eine simple Transistorlösung. Aber der Grund für das Verhalten interessiert mich schon. Heute Abend habe ich etwas Zeit um daran zu basteln
Beim Testen der Schaltung an einem Labornetzteil mit 2,6V
Ausgangsspannung kam es dann zu folgendem Verhalten: Der AZ431 liefert
eine saubere Referenz von 1,26V, die auch stabil bleibt. Die Spannung
über dem Spannungsteiler allerdings steigt erstmal normal an, ab der
Schaltwelle ist sie aber geclampt bei ca 1,45V und steigt mit steigender
Spannung erstmal nicht weiter.
drehst Du die Spannung langsam hinauf oder schaltest Du die 2,6V direkt auf die Schaltung? Nicht das - trotz einhalten der relevanten Daten - eine Art Latchup auftritt weil die Versorgung zu langsam steigt...
Im Datenblatt hab ich (auch im Kleingedruckten) nix gefunden das eine Slewrate für die Versorgung angibt aber... wer weiß ob das jemals spezifiziert wurde.
Testvorschlag: Spannung am Netzteil auf 2V einstellen und dann den Balancer direkt aufschalten.
drehst Du die Spannung langsam hinauf oder schaltest Du die 2,6V direkt
auf die Schaltung? Nicht das - trotz einhalten der relevanten Daten -
eine Art Latchup auftritt weil die Versorgung zu langsam steigt...
Ich hatte die Spannung von 0V relativ langsam hochgedreht, ist ja auch beim Laden der Supercaps so, da baut sich bei Konstantstrom die Spannung langsam auf.
Aber ich hatte zum späteren Zeitpunkt auch die 2,6V direkt eingeschalten. Immer wieder kurz zum Messen an verschiedenen Punkten der Schaltung. Der Fet wird so heiß, da wollte ich das nicht dauerhaft laufen lassen um zu messen
Ich werde mal versuchen die Hysterese zu implementieren. Wird etwas tricky, da die Referenzspannung aktuell fix ist, und mit Hysterese liegt sie in einem anderen Bereich. Ich müsste den Spannungsteiler rausschmeißen und zb 1k anstelle R102 einlöten. Dann einen 24k als Feedback und den AZ431 auf 2,35V bringen. Ist etwas fummelig, aber ich versuche es. Dann werde ich mal noch einen 20-30 Ohm Widerstand zwischen Ausgang und Gate löten, um das mögliche Thema mit der Kapazität am Ausgang vorzubeugen.
Ich werde mal versuchen die Hysterese zu implementieren. Wird etwas
tricky, da die Referenzspannung aktuell fix ist, und mit Hysterese liegt
sie in einem anderen Bereich.
Du brauchst doch keine riesige Hysterese, und zum Test darfs ja auch ein klein wenig mehr als 5V am Kondensator sein.
Kleine Berechnung zeigt, es geht mit dem AZ431 nicht, mit 2,5-2,6V eine Referenz mit 2,35V zu erzeugen. Der braucht mindestens 3V, was am Supercap aber schon viel zu hoch ist. Jetzt muss ich erstmal ordentlich rechnen ob es überhaupt so sinnvoll zu lösen ist
Ich habe aktuell noch gar keinen Elko dran gehabt. Nur ein Netzteil, bis es vllt mal funktioniert.
Ich habe eben folgendes geändert: R102 mit 9k1 und R103 mit 10k ersetzt. Musste etwas niederohmiger werden für den Feedback Widerstand. Den habe ich auf 330k gesetzt. Zusätzlich noch 33 Ohm am Ausgang des Opamp zum Gate. Und was ist das Resultat? Keine Änderung.
Der Ausgang vom Opamp geht bei 2,6V Supply nicht über 1,35V. Ein Schwingen ist beim besten Willen nicht zu erkennen, egal ob ich mit 1ms/div oder 10us/div am Scope schaue. Die Schaltschwelle ist mit 2,4V ok, darunter passiert nichts, darüber geht der Ausgang vom Opamp auf 1,35V und clampt bis ca 3V. Der Mosfet kocht bei etwas über 200mA, wie gehabt
Hatte ich bereits. Ich hatte das Gate hochgenommen, ein anderes Mal den R104 draußen. In beiden Fällen verhält es sich danach wie in der Spice Simulation. Der Opamp schaltet bei ca 2,4V den Ausgang auf Vcc hoch. Nur wenn der Mosfet dran und R104 drin ist, dann geht der Opamp Ausgang auf maximal 1,35V und springt erst bei ca 3Vcc auf Vcc rauf
Hatte ich bereits. Ich hatte das Gate hochgenommen, ein anderes
Mal den
R104 draußen. In beiden Fällen verhält es sich danach wie in der Spice
Simulation. Der Opamp schaltet bei ca 2,4V den Ausgang auf Vcc hoch. Nur
wenn der Mosfet dran und R104 drin ist, dann geht der Opamp Ausgang auf
maximal 1,35V und springt erst bei ca 3Vcc auf Vcc rauf
Auf welchen Wert ist die Strombegrenzung vom Netzteil mit dem Du testest eingestellt?
Für mich wirkt das irgendwie als ob Dir das Zusammenspiel Netzteil/FET/OPV den Kummer bereitet den Du nun messen kannst..
Hatte ich bereits. Ich hatte das Gate hochgenommen, ein anderes Mal den
R104 draußen. In beiden Fällen verhält es sich danach wie in der Spice
Simulation. Der Opamp schaltet bei ca 2,4V den Ausgang auf Vcc hoch. Nur
wenn der Mosfet dran und R104 drin ist, dann geht der Opamp Ausgang auf
maximal 1,35V und springt erst bei ca 3Vcc auf Vcc rauf
Das zeigt doch, dass das Schalten des MOSFET über die Versorgung auf den Rest der Schaltung rückkoppelt. Wenn die Versorgung nicht durch die 4,7Ohm belastet wird, funktioniert ja alles. Hänge doch testweise den MOSFET Pfad an eine separate Versorgung.
Schau dir mal das Fig.4 Gate-Charge Diagramm im LCSC Datenblatt des WST3400 an. Vielleicht ist hier die Erklärung zu finden, weshalb es ab 3Vcc plötzlich funktioniert.
Nein, die Strombegrenzung habe ich eben deswegen auf 1A gestellt, die funkt nicht dazwischen. Die Spannung am Netzteil ist stabil. Wenn diese auf 3V erhöht wird, steigt der Strom auch auf etwas über 550mA, was eben durch R104 möglich ist. Nur im Bereich zwischen 2,4V (darunter schaltet der Opamp korrekt aus) und 3,0V macht Probleme und sieht nach Linearbetrieb aus, obwohl es eigentlich nicht so sein sollte.
Den Widerstand R104 hatte ich bereits verdoppelt, interessanterweise mit dem gleichen Ergebnis. Der Strom lag bei ca 200mA bis 3V, danach ist er auf knapp 280mA gestiegen
Schau dir mal das Fig.4 Gate-Charge Diagramm im LCSC Datenblatt des
WST3400 an. Vielleicht ist hier die Erklärung zu finden, weshalb es ab
3Vcc plötzlich funktioniert.
Das ist ein sehr interessanter Hinweis. Unterscheidet sich deutlich vom IRLML6344, den ich in Spice verwendet habe. Auch ist der Bereich unterhalb 4Vgs in dem Rdson Graphen gar nicht gelistet, wogegen der IRLML6344 bis 2V runter geht, und bei 4Vgs einen deutlich niedrigeren Rdson hat. Ich werde mal ein paar IRLML6344 bestellen. Muss nur schauen wann, eine Bestellung bei Digikey für die paar Cent ist zu schade. Da warte ich bis ich was zusammen habe oder bestelle über die Firma was mit
Ab Erreichen der Referenzspannung belastet der MOSFET den Elko zunehmend
stärker und hält damit die Spannung, jeder weitere in die Schaltung
fliessende Strom wird nicht in den Goldcap sondern durch den MOSFET
geleitet, linear aber die Verlustleistung teilt er sich mit dem 4R7.
2.45V/4R7 = 500mA, ca. 1.2W.
Dass bei dir bis 3V (am Labornetzteil?) noch Linearbetrieb herrscht,
liegt wohl am (Experimentiersteckbrett?) Aufbau, am IC werden es bis
dahin 2.45V sein wegen Übergangswiderständen oder fehlender Abblockung.
der Spannungsteiler am OpAmp ist mit 2 x 100k 1:1, für den AZ431 finde ich im Datenbaltt 2.5V deshalb sollte der bei 5V begrnzen oder?
Gibt es evtl unterschieliche Wert für Vref?
Und wenn schon bipolar, warum keinen PNP? Dann reicht der OpAmp, der im '431 integriert ist, aus, und er braucht keinen zusätzlichen. Und die max. 100mA durch 431 reichen als Basisstrom locker aus.
Ansonsten könnte der TE einen Blick auf MCP65R41 & co werfen. OpAmp + Referenz in einem Gehäuse, kleine Hysterese schon integriert, braucht <3µA, läuft ab 1.8V, kommt am Ausgang bis auf 0.2V an seine Rails.
der Spannungsteiler am OpAmp ist mit 2 x 100k 1:1, für den AZ431 finde
ich im Datenbaltt 2.5V deshalb sollte der bei 5V begrnzen oder?
Gibt es evtl unterschieliche Wert für Vref?
Den gibt es mit unterschiedlichen Spannungen. Ich habe einen mit 1,25V, was auch passt.
Die Sache mit den Transistoren ist definitiv ein Backup. Ist ja die gängige Art, Ref plus kleinen PNP und größeren NPN. Gegebenfalls Ref plus PNP. Aber wenn es sich bei PNP und NPN ähnlich verhält wie bei NMOS und PMOS (N-Channel günstiger, besser), dann eher kleiner PNP und etwas größerer NPN. Aber erstmal versuche ich es nochmals mit dem 6344.
Aber wenn es sich bei PNP und NPN ähnlich verhält wie bei NMOS
und PMOS (N-Channel günstiger, besser), dann eher kleiner PNP und etwas
größerer NPN.
Der erste NPN ist schon im '431 eingebaut, sh. Blockschaltbild.
und "Besser" ist bei der Anwendung relativ egal. Du willst das "zuviel an Strom" in Wärme verwandeln, da macht es wenig Unterschied ob das in deinen Lastwiderständen oder im Transistor passiert, oder weil der wenig Stromverstärkung hat, auch zum Teil im AZ431. Ist eh alles auf derselben Platine und wird ähnlich warm.
Wenn wir mal annehmen, dass es nicht schwingt (der TO hat mit dem Oszi mit verschiedenen Zeitauflösungen geschaut), dann bleibt nur Linearbetrieb. Die Schaltung regelt sauber auf Null Differenz am OPV-Eingang. Der OPV dreht die Gatespannung genau so weit auf, dass ein Strom fließt, der einen Spannungsabfall auf der Versorgungsleitung produziert, sodass die Spannung an der Baugruppe konstant bleibt.
Ich würde mit dem Multimeter messen: Spannung an der Baugruppe, Spannung am Netzteil, Spannungsabfall über der Leitung, dann wird's klarer.
Edit: In der Simulation mal 0.5 Ohm in die Versorgung hängen, dann dürfte ungefähr das gleiche passieren.
Könnte auch ein Problem mit dem AZ431 sein. Man sollte mal die Spannung an der Kathode messen, wenn die Versorgungsspannung hochgedreht wird.
AHHH, MOMENT! Der AZ431 hat 2,5V Referenzspannung! Damit geht es NICHT! Man braucht eine Version wie TV431 mit 1,25V. Außerdem braucht der nur minimal 100uA.
Braucht der OPamp keine 100nF oder 10uF über der Betriebsspannung, oder
wird das generell überbewertet?
Bei OpAmps nicht generell so "unbedingt" wie z.B. bei CMOS-Digitalbausteinen, die beim Umschalten sehr kurz hohe Ströme ziehen.
Bei OpAmps mit kapazitiver Last, bei hohen Frequenzen usw. kann das nötig sein.
Bei der Anwendung hier eher nicht. Aber schadet auch nichts, kostet nicht viel.
Wenn wir mal annehmen, dass es nicht schwingt (der TO hat mit dem Oszi
mit verschiedenen Zeitauflösungen geschaut), dann bleibt nur
Linearbetrieb. Die Schaltung reüber positive Rückkopplung), ich verstehe allerdings die beabsichtigte Funktion der Schaltung nicht so recht. So wie im Original-Schaltplan schaltet der OP entweder ein oder aus. Schaltet der OP ein, schaltet auch der MOSFET durch und dieser belastet den Elko mit 4,7 Ohm. So gesehen eine sehr gewagte Schaltung, die genau dadurch doch schwingen kann. (OP schaltet seine eigene Spannungsversorgung). Von den anderen fehlerhaften Schaltungsdetails (431er funktioniert nicht bei der Spannung etc.) mal abgesehen.
Und die kapazitive Last am Ausgang ist im Betrieb als Komparator irrelevant, wenn es nicht auf schnelle Schaltzeiten ankommt. Und das tut es in dieser Anwendung nicht.
(Das Quote ist irgendwie kaputt, ich hatte das so nicht geschrieben)
Ja stimmt, die Erwartung des TO an die Originalschaltung ist "digital ein oder aus", das würde in der Praxis einen ständigen Wechsel bedeuten. Für den Anwendungsfall würde aus meiner Sicht absichtlicher Linearbetrieb mehr Sinn machen, also statt eine Hysterese (Mitkopplung) eine Gegenkopplung einzubauen, und den Transistor so auszulegen, dass er die Wärme wegkriegt.
Hab was beim Aufräumen gefunden. Evtl. interessiert's den TO ja.
Der IC is ne olle Kameelle und verheizt satte ~3µA!
Das ganze ist auf 1,666V ausgelegt und lässt ab da dann ~6mV ab. Sowas wie ein "Photonen-Syphon". Und die LED leuchtet so auch sichtbar.
Beim langsamen Hochlaufen von 0V an, wird der ICL leider etwas "undicht" am Ausgang (bei ~0,8-1V). So das der Transistor weit genug aufsteuert, das die kleine Solarzelle nicht dagegen ankommt (selten direktes Sonnenlicht). Die Diode zur Basis verhinder dies.
Tut in nem ~35J alten ELV Funkwecker, seit glaube gut 10J.
Also, ich habe heute die Zeit gefunden mit der Schaltung weiterzumachen. Die originalen IRLM6344 sind mittlerweile da und testweise eingelötet. Die Schaltung verhält sich damit wie vorhergesehen, es lag also tatsächlich an den China-Mosfets
