Hi,
für mein Heizgerät habe ich eine Halbbrücke mit Coolmos-FETs für den
hart geschalteten PWM-Betrieb aufgebaut. 100 kHz, 4 kW soll das später
heizen.
Das Problem: Die Drain-Source- und Gate-Source-Spannungen weisen starkes
Klingeln und hohe Überschwinger auf.
Habe Induktivitäten im Kommutierungskreis so weit minimiert, wie nur
irgend geht, aber die Coolmos-Transistoren zeigen offenbar enormes
Überschwingen.
Habe schon einen zehnmal höheren Gatevorwiderstand ausprobiert, als im
Datenblatt für die charakteristischen Schaltzeiten verwendet wurde.
33 Ohm statt 3,3 Ohm beim IPW60R045CP.
Hilft nix. Klingelt immer noch.
Was hilft, ist eine Ferritperle über ein Drainbeinchen geschoben, aber
die Perle wird innerhalb weniger Sekunden derart glühend heiß, dass sie
die Curie-Temperatur überschreitet, und das kann es ja wohl nicht sein.
Die AppNotes von Infineon habe ich alle gelesen "Mastering the Art of
Slowness" z.B. Aber siehe, Gatewiderstand wäre beim IPW60R045CP demnach
minimal 10...17 Ohm, und da bin ich schon drüber.
Wie bekomme ich den Coolmos CP in einer hart geschalteten Brücke in den
Griff? Gibt das da einen Trick? Muss ich die Schleifenimpedanz im
Drainkreis doch wieder erhöhen, damit die CP-Typen in einer Brücke
verwendet werden können?
Hi Thomas,
habe keinen GDT, sondern einen integrierten Gatetreiber.
Gatetreiber ist bei High- und Low-Side ein TC4422; der liefert (ohne den
Gatevorwiderstand) bis zu 9A.
Beide GDs sind über einen High-Speed-Optokoppler kompett galvanisch
getrennt; die High-Side hat zusätzlich die übliche Bootstrapschaltung
zur Stromversorgung.
Gate-Vorwiderstand kommt danach; wenn man nach der Siemens AppNote geht,
dann muss der IPW60R045CP so zwischen 10 und 18 Ohm verwenden; ich habe
jetzt 15 Ohm drin. Die als Test verwendeten 33 Ohm haben keine
wesentliche Änderung ergeben, was die Transienten und das Klingeln
angeht.
Weiterhin habe ich vorgesehen, dass zu dem Gatevorwiderstand noch eine
Reihenschaltung aus Schottky-Diode und einem zweiten, kleineren
Widerstand parallelgeschaltet wird, um speziell das Ausschalten zu
beschleunigen, bzw. das du/dt-bedingte Aufsteuern des jeweils gesperrten
Transistors durch den anderen zu verhindern.
Aber das hilft alles nichts, was dieses HF-Klingeln im gesamten
Drainkreis der Brücke angeht.
Mach mal ein Foto.
Selbst wenn die Schaltung total richtig ist, könnte noch der Aufbau
kritisch sein? Bei Induktionskochplatten sind die MOSFETs ziemlich nahe
an der Spule, um Induktivität am falschen Ort zu vermeiden.
> was die Transienten und das Klingeln angeht.
Wie steil sind die Umschaltflanken?
> was dieses HF-Klingeln im gesamten Drainkreis der Brücke angeht.
Layout zeigen...
> Mach mal ein Foto.
Auch vom Messaufbau: wo ist die Oszi-Masse angeklemmt?
Und: miss mal mit der Oszi-Messspitze direkt an der Oszi-Masse.
Hi,
> Wie steil sind die Umschaltflanken?
Lt.
[http://de.sitestat.com/infineon/infineon/s?infineon.Products.Discretes___Standard_Products.MOSFETs.Power_MOSFETs.N-Channel_MOSFETs__500V...900V_.DOCUMENTS.Aplication%20Note%20CoolMOS%20CP%20(%20AN_CoolMOS_CP_01_Rev.%201.2).pdf&ns_type=pdf&ns_url=http://www.infineon.com/dgdl/Aplication+Note+CoolMOS+CP+%28+AN_CoolMOS_CP_01_Rev.+1.2%29.pdf?folderId=db3a304412b407950112b408e8c90004&fileId=db3a304412b407950112b40ac9a40688]
komme ich bei 10 A im Lastkreis und einem Rg von 17 Ohm auf ca. 30V/ns.
> Layout
Layout gibt es nicht, weil das Ganze fliegend verdrahtet ist. Wie
gesagt, die beiden FETs sind direkt nebeneinander auf dem Kühlkörper
verschraubt, und der Kondensator mit weniger als 10mm Abstand direkt
über die passenden Pins.
Hatte das aber auch schon auf Platine, nur da war das noch schlimmer.
Ansteuerschaltung ist ebenfalls direkt dran; nur daran liegt es
höchstens indirekt (in dem die selbst bei 15 Ohm Vorwiderstand zu gut
bzw. zu schnell ist). Das sieht man daran, dass ein einzelner CoolMos
(z.B. in der PFC-Stufe davor) mit exakt der gleichen Treiberschaltung
und Anordnung perfekt sauber schaltet.
Das Problem hab ich nur in der Brücke.
Dass das durch die hohen Ausgangskapazitäten der CoolMos CP-Typen kommt,
leuchtet mir ja ein.
Die Bauteilkapazitäten werden hart umgeladen, wenn ein Transistor
schaltet, und sie bilden einen Schwingkreis mit der
Schleifeninduktivität (Leitungsinduktivitäten) des ganzen Drainkreises
der Halbbrücke.
Die Frage ist nur, was kann ich dagegen tun? Bessere
Abblockkondensatoren sind definitiv nicht machbar; besser als so ein
Polypropylen-FKP-Typ parallel zu mehreren Keramischen geht ja nun nicht
mehr.
Ferritperle über dem Drain eines oder beider der Brückentransistoren
funktioniert im Prinzip perfekt zum Beseitigen des Klingelns, nur die
Dinger werden sofort glühend heiß und wirken dann nicht mehr.
Habe ich die Streuinduktivität des Drainkreises zu stark optimiert?
Ach so:
> RC Snubber
RC-Dämpfungsglied hatte ich schon ausprobiert; das brachte aber nicht
viel.
Wobei, das werde ich mir morgen noch einmal genauer ansehen; vielleicht
hilft ein RC-Snubber ja doch besser, als ich denke. Werde den einfach
mal etwas größer machen; hatte den vorher für 0,5 Watt Verlustleistung
bemessen.
Vielleicht muss man einfach in Kauf nehmen, dass ein dicker Snubber
reinkommt.
Ansonsten versuche ich, morgen ein Foto von den Oszillogrammen zu
machen.
Gruß,
Stefan.
Hi,
also, die versprochenen Fotos von den Oszillogrammen kann ich erst
morgen machen.
Je länger ich mich mit dem Mistding von Transistorbrücke beschäftige,
desto mehr komme ich zu dem Ergebnis, dass diese Coolmos ein paar
unangenehme Eingeschaften haben, die Siemens/Infineon nicht so gerne an
die große Glocke hängen.
Das Hauptproblem ist wohl, dass die Ausgangskapazität der Dinger derart
extrem nichtlinear ist, dass gerade die unbelastete Brücke sich
problematisch verhält, wenn z.B. der obere Brückentransistor
einschaltet, dann hat im Leerlauffall der untere Transistor noch eine
D-S-Spannung von Null Volt; bedingt durch seine extreme
Ausgangskapazität bei niedrigen Spannungen, wird das Einschalten des
oberen Transistors eine sehr hohe Stromspitze verursachen, die umso
höher ist, je kleiner die Schleifenimpedanz des Drainkreises ist.
Aber, wenn ich eine Induktivität in den Drainkreis einbaue, z.B. 200 nH,
dann habe ich natürlich den Rückschlagimpuls, bzw. muss diese
Induktivität bedämpfen.
Also Verlustleistung, die ich nicht will.
Kann man vielleicht eine Z-Induktivität (Induktivität mit stark
ausgeprägtem Knick in der BH-Kurve und kleiner Fläche in der
BH-Schleife, also eine Sättigungsinduktivität) einbauen?
Taugt dieses Amorphe Metall etwas dafür?
Bei den amorphen Metallen habe ich aber Probleme mit deren Giftigkeit.
Gibt es amorphe Metalle für Induktivitäten, die ohne
Kobalt auskommen?
Oder irgendwelche Ferrite, die extrem scharfe BH-Kurven haben?
> für mein Heizgerät habe ich eine Halbbrücke mit Coolmos-FETs für den> hart geschalteten PWM-Betrieb aufgebaut. 100 kHz, 4 kW soll das später> heizen.> IPW60R045CP.
Das ist schon mal kritisch. Die "CP"-Mosfets schalten extrem schnell und
haben eine ziemlich langsame Diode. Da sind solche Probleme eigentlich
vorprogrammiert.
> Layout gibt es nicht, weil das Ganze fliegend verdrahtet ist
Das ist für so eine Anwendung auch keine so gute Idee. Einen
niederinduktiven Aufbau mit sauberen Masseflächen bekommt man auf einer
Platine wesentlich besser in den Griff.
> Je länger ich mich mit dem Mistding von Transistorbrücke beschäftige,> desto mehr komme ich zu dem Ergebnis, dass diese Coolmos ein paar> unangenehme Eingeschaften haben, die Siemens/Infineon nicht so gerne an> die große Glocke hängen.
Ja, das hast Du richtig erkannt. Nimm lieber Transistoren aus der
CFD-Serie, die sollten für so eine Anwendung besser geeignet sein.
Oder nimm einen IGBT, z.B. die Warp-Speed Typen von IRF.
Was ist denn an deiner Brücke angeschlossen? Betreibst du die Halbbrücke
gerade alleine, also ohne Last. Wenn eine Last angeschlossen wird, die
einen Strom durch die Body-Dioden treibt, dann wirst Du noch viel mehr
Probleme mit diesen Transistoren bekommen (Recovery-Strom).
> Das Hauptproblem ist wohl, dass die Ausgangskapazität der Dinger derart> extrem nichtlinear ist, dass gerade die unbelastete Brücke sich> problematisch verhält, wenn z.B. der obere Brückentransistor> einschaltet, dann hat im Leerlauffall der untere Transistor noch eine> D-S-Spannung von Null Volt; bedingt durch seine extreme> Ausgangskapazität bei niedrigen Spannungen, wird das Einschalten des> oberen Transistors eine sehr hohe Stromspitze verursachen, die umso> höher ist, je kleiner die Schleifenimpedanz des Drainkreises ist.
Ja, das ist richtig. Deshalb sollte man Mosfets bei so hohen Spannungen
möglichst gar nicht hart schalten lassen. Die CP-Typen sind dafür wie
gesagt eher schlecht geeignet.
> Aber, wenn ich eine Induktivität in den Drainkreis einbaue, z.B. 200 nH,> dann habe ich natürlich den Rückschlagimpuls, bzw. muss diese> Induktivität bedämpfen.
So eine Induktivität solltest Du absolut vermeiden. Die reduziert zwar
beim Einschalten die Verluste, dafür bekommst Du beim Ausschalten eine
Spannungsspitze, die sehr schnell den Transistor zerstören kann. mach
die Induktivität besser möglichst klein; dann bekommst Du zwar einen
großen Strom-Peak beim einschalten, der aber auch ziemlich schnell
wieder abklingt.
Hallo Johannes,
also, Reverse-Recovery ist absolut kein Thema, da die Inversdioden nicht
Strom führen.
Momentan ist die Brücke für den Test sowieso im Leerlauf.
Später hängt da ein L-LC-Lastkreis dran, aber das heißt, das ist dann
eher unkritischer, weil man sich dem Nullspannungsschalten annähert.
Ich wollte, dass die Brücke halt auch im Leerlauf stabil funktioniert.
Das Problem ist, wenn die Kondensatoren jetzt bereits an den gekürzten
Transistorbeinen hängen, dann kann eine eventuelle Massefläche noch so
dick sein - kleiner wird die Induktivität nimmer.
Wegen der Spannungsspitzen: IMO sieht das bei mir eher so aus, dass die
MOSFETs den Überspannungsdurchbruch absolut problemlos mitmachen (Sind
ja "Avalanche-Rated"), aber der hohe Stromfluss mit den Schwingungen
sorgt für Überspannungen am Gateanschluss und zerstört das Gateoxid. ==>
PENG!
> mach die Induktivität besser möglichst klein; dann bekommst Du zwar> einen großen Strom-Peak beim einschalten, der aber auch ziemlich> schnell wieder abklingt.
Tja. Das hatte ich ja auch gedacht. Nur, wirklich, noch kürzer kann ich
die Anschlussbeinchen nicht kürzen. 20...30 Nanohenry würde ich
insgesamt schätzen; wie gesagt, die Abblockkondensatoren sitzen absolut
direkt an den Transistorbeinchen. Und bessere Abblockkondensatoren gibt
es nicht.
Von den Coolmos-CP-Transistoren habe ich schon zwölf Stück gekauft, das
waren über hundert Euro. Mehr kann ich wirklich nicht ausgeben, das gibt
mein Erspartes nicht her.
Allerdings, generell, was die Schaltenergien angeht, da ist die
Verlustleistung auch bei den CPs nicht das größte Problem. Denn die
Ausgangskapazität wird ja bei höherer Spannung sehr, sehr klein.
Hart schalten mach Sinn, ich verschiedene Ausgangsamplituden für
verschiedene Induktionsspulen mit beliebigen Induktivitäten einstellen
wollte.
Da muss PWM her, das geht nicht gut bei einem vollständig resonanten
Wandler.
Wenn man nur irgendwie diese Überschwinger wegbekommen könnte..
Stefan Hellermann schrieb:> Was hilft, ist eine Ferritperle über ein Drainbeinchen geschoben, aber> die Perle wird innerhalb weniger Sekunden derart glühend heiß, dass sie> die Curie-Temperatur überschreitet, und das kann es ja wohl nicht sein.
Ähem, da sollte die auch nicht hin :)
Im Application note zum CP steht auch:
"4.3 Use gate ferrite beads"
Das Problem ist, dass die MOSFETs so ratten schnell sind, dass eine
eingestreute kleine Spannugsänderung in die Gateleitung die MOSFETs
beeinflussen kann.
Ich hatte in meinem letzten Aufbau kurzzeitig ein Schwingen mit 250MHz
bei 80Vpp am Gate :)
Michael O. schrieb:> kurzzeitig ein Schwingen mit 250MHz
1.Eine gute Gelegenheit den Aufbau HF-mäßig zu prüfen? Wahscheinlich war
der Aufbau dieser Endstufen ähnlich dem Meißner Generator bei dieser
Frequenz?
2.Ob Ferritperlen am Gate ausreichen?
3.Interessant wäre auch, ob exterene, schnelle Schutzdioden die
Opferzahl der MOSFETS verringert.
Bei den Leistungen ist es kein Wunder, dass die Ferritperle die
Curietemperatur erreicht und "kaputtgekocht" wird.
Die gehört auf's Gate, damit hochfrequente Anteile am Gate verdrosselt
werden.
Gruß!
Sven
> Momentan ist die Brücke für den Test sowieso im Leerlauf.> Später hängt da ein L-LC-Lastkreis dran, aber das heißt, das ist dann> eher unkritischer, weil man sich dem Nullspannungsschalten annähert.
Da würde ich mich nicht drauf verlassen; siehe Beitrag von Michael O.
> Ich wollte, dass die Brücke halt auch im Leerlauf stabil funktioniert.
Das ist prinzipiell eine gute Idee, aber nicht unbedingt notwendig.
> Das Problem ist, wenn die Kondensatoren jetzt bereits an den gekürzten> Transistorbeinen hängen, dann kann eine eventuelle Massefläche noch so> dick sein - kleiner wird die Induktivität nimmer.
Zeichne doch mal einen Schaltplan. Welche Kondensatoren meinst Du denn
damit? Und mach ein Foto von deinem Aufbau.
> Wegen der Spannungsspitzen: IMO sieht das bei mir eher so aus, dass die> MOSFETs den Überspannungsdurchbruch absolut problemlos mitmachen (Sind> ja "Avalanche-Rated"), aber der hohe Stromfluss mit den Schwingungen> sorgt für Überspannungen am Gateanschluss und zerstört das Gateoxid. ==>> PENG!
Dann hast Du eine zu große Induktivität zwischen Gate-Driver und Mosfet.
der Gate-Treiber muss möglichst nah am Mosfet dran sein und die
Bezugsmasse muss eine separate Verbindung direkt zum
Transistor-Drainanschluss haben.
> Hart schalten mach Sinn, ich verschiedene Ausgangsamplituden für> verschiedene Induktionsspulen mit beliebigen Induktivitäten einstellen> wollte.
Weiter oben schreibst Du, dass du so eine Art LLC-Schaltung machst. Also
was denn jetzt? Außerdem kann auch ein LLC-Resonanzkreis einen Strom
durch die Body-Diode treiben, wenn man eine zu niedrige Frequenz bei zu
großer Last hat. Dann werden deine CPs in sehr kurzer Zeit explodieren.
> Da muss PWM her, das geht nicht gut bei einem vollständig resonanten> Wandler.
Diesen Satz verstehe ich jetzt nicht...
Obiger Link 19:04 Application Note Punkt 4.4 stand u.a.:
"4.3 Use gate ferrite beads
===>We strongly recommend the use of ferrite beads in the gate as close
as possible to the gate electrode to suppress any spikes, which may
enter from drain dv/dt into the gate circuit. As the ferrite bead sees a
peak pulse
current determined by external Rg and gate drive, it should be chosen
for this pulse current. Choose the ferrite..."
Also unbedingt Ferritperlen auf Gate und Aufbau ...
Hi,
anbei einmal die Schaltung, so wie ich sie zum Testen aufgelötet habe,
und die Spannungsformen, so wie ich sie auch auf dem Oszillogramm sehe.
Die Kurven spuckt PSPICE aus, aber die Messung bestätigt das.
(Habe die PSPICE-Ausgabe als PDF ausgedruckt, und dann mit dem
Open-Source Inkscape nach PNG konvertiert)
Zur Schaltung: Wie gesagt, ich messe momentan im Leerlauf.
Die Gates der beiden Transistoren werden 180° phasenverschoben mit je
einem 100kHz-Rechteck angesteuert.
Die Induktivitäten sind die Streuinduktivitäten, so wie ich sie vom
Aufbau erwarten kann. (10 nH/cm Leitungslänge).
Die angehängten Dateien sind:
- Schaltung.png: Die Schaltung
- V_gs.png: Die Gate-Source-Spannung der Transistoren über die Zeit
(Hier heftiges Klingeln; lt. Messung mit dem Oszilloskop ist das
gar noch schlimmer als hier zu sehen)
- V_DS.png: Die Drain-Source-Spannung (Spannung in der Brückenmitte)
- V_DS_gross.png: Eine Vergrößerung des Klingelns
Foto vom Aufbau kommt noch; muss mir erstmal einen Fotoapparat
ausborgen.
Gruß,
Stefan
Ach so, noch eine Anmerkung,
die von Siemens empfohlenen Ferritperlen (BLM41...) am Gate habe ich
schon drin, die bringen keine sichtbare Verbesserung bei der
Ausgangsspannung.
> anbei einmal die Schaltung, so wie ich sie zum Testen aufgelötet habe,> und die Spannungsformen, so wie ich sie auch auf dem Oszillogramm sehe.
So eine Simulation ist aber immer ziemlich idealisiert. Was hier auf
jeden Fall noch fehlt, sind die Kapazität der High-Side Gate-Treiber
gegen Masse. Das solltest Du nicht vernachlässigen.
Werden im Simulationsmodell der Mosfets die internen Induktivität schon
berücksichtigt?
Du könntest zumindest die Indutivität am Source-Anschluss "abschalten",
wenn die Gate-Treiber Masse "näher" am Mosfet angeschlossen wird, also
oberhalb der 10 nH Induktivität.
Um die Induktivität der Gate-Leitung zu reduzieren, werden ofmals
koplanare Leiterstrukturen verwendet, das geht aber nur auf einer
richtigen Platine.
Hallo Johannes,
> Werden im Simulationsmodell der Mosfets die internen Induktivität schon
berücksichtigt?
ja, 8 nH für Source- und Gate-Pin, und 3 nH für den Drainpin sind schon
enthalten. habe ich testweise aber auch schon mal im Modell auf null
gesetzt, und auf die externen Induktivitäten aufgeschlagen.
Das gibt lt Simulation immer noch das Schwingverhalten der
Gate-Source-Spannung.
> Kapazität der High-Side Gate-Treiber gegen Masse. Das solltest Du nicht
vernachlässigen.
OK. Das spezielle Problem, was ich hier habe, zeigt sich allerdings auch
auf der Low-Side, und da spielt das ja keine Rolle...
Danke trotzdem für Deine Antwort!
Gruß,
Stefan
Ich hab mir nur die letzten Beiträge durchgelesen bis da, wo die
Simulationsergebnisse sind. Du scheinst hier ein Problem auf der
Ansteuerseite zu haben. An den Diagrammen sieht man sehr schön, dass das
Schwingen auf der GS-Seite immer zur selben Zeit wie das Schwingen auf
der DS-Seite statt findet. Aufgrund der Amplituden auf der GS-Seite ist
das Verhalten der DS-Seite auch zu erwarten.
Jetzt schau ich mir mal die Ansteuerungen an:
V3 und V4 sind Pulsquellen mit 14V Amplitude wie ich vermute, TD steht
für die Delay-Zeit, TR für Risetime, TF für Falltime, PW für Pulswidth
und PER für Periodendauer schätze ich mal (kenne PSpice nur aus dem
Studium und das ist schon ein paar Tage her, damals wars noch nicht bei
Orcad).
Schaun wir mal: Also ich beginne mit dem unteren Mosfet (Lowside),
dieser ohne Delay: In der ersten Nanosekunde geht er von 0V auf 14V,
dann bleibt er viereinhalb Nanosekunden lang an und fällt anschließend
eine Nanosekunde lang wieder von 14V auf 0V ab. Damit haben wir eine
Gesamtschaltzeit von sechseinhalb Nanosekunden.
Soweit sogut.
Nun der zweite Mosfet (Highside). Dieser wird nach fünf Nanosekunden
eingeschaltet, braucht dann auch eine Nanosekunde lang und ist nach
absolut sechs Nanosekunden voll eingeschaltet...nach sechs Nanosekunde
ist der unter Mosfet aber noch gar nicht aus -> Folge: Kurzschluss.
Im Diagramm, dass ich angehangen hab sieht man, dass kurz nach fünf
Nanosekunden die zweite Pulsquelle bereits über 3V geht während die
andere noch voll da ist. 3V ist von den genannten Mosfets (IPW60) aber
die typische Threshold-Voltage. Du machst also den einen Mosfet schon
auf während der andere noch voll leitet.
Das zeigen auch deine Diagramme, das erste Schwingen beginnt nämlich
kurz nach fünf Nanosekunden, also genau dann wenn der zweite Mosfet
öffnet.
Könnte es sein, dass dein Problem hierher kommt?
> Schaun wir mal: Also ich beginne mit dem unteren Mosfet (Lowside),> dieser ohne Delay: In der ersten Nanosekunde geht er von 0V auf 14V,> dann bleibt er viereinhalb Nanosekunden lang an und fällt anschließend> eine Nanosekunde lang wieder von 14V auf 0V ab. Damit haben wir eine> Gesamtschaltzeit von sechseinhalb Nanosekunden.
Wenn man sich die Parameter der Gate-Spannungsquellen genau anschaut,
sieht man, dass die Delay-Time, Puls-Breite und die Periode in µs
angegeben sind (e-6), und nicht Nanosekunden. Man hat also jeweils 4,5
µs breite Pulse, eine Quelle kommt um 5µs verzögert. Es gibt also keine
Überschneidung.
Knut, Hallo,
das Simulationsmodell für den Mosfet stellt Siemens auf der
Infineon-Homepage zum Download bereit.
Ist ganz leicht zu finden, musst mal bei "design ressources" o.ä.
gucken.
Hi,
OK, also ich danke hiermit noch einmal, auch Johannes, denn das Problem
mit den Inversdioden der CPs könnte bei mir auch noch kritisch werden.
Mit L-LC-Last meinte ich übrigens, einen Parallelresonanzkreis, der über
eine Serieninduktivität von der Brücke mit einer Rechteckspannung
gespeist wird.
Dabei wollte ich die bekannte Phase-Shift-PWM machen, und in der Tat,
die Inversdioden könnten kritisch werden.
Was allerdings das Hauptproblem, den Leerlauf, angeht, da sehe ich weit
und breit kein Land.
Habe alles versucht. Ansteuermäßig mit abgestimmtem Saugkreis exakt die
störende Resonanzfrequenz mit verschiedenen Phasenverschiebungen
aufaddiert, Miller-Kondensator extern, dI/dt-Begrenzung über höhere
Source-Induktivität,
Kondensator über die G-S-Strecke...
Damit es nicht mehr klingelt, muss ich den Gatewiderstand derart weit
erhöhen, dass die Schaltung gar nicht mehr ordentlich schaltet (70 Ohm
oder so).
RC-Snubber am Brückenausgang - Viel zu viel Verlustleistung.
Was geht, ist ein Turn-On-Snubber, also Induktivität (z.b. 100nH) plus
Parallelwiderstand im Drainkreis. Sehr unschön wegen der
Verlustleistung, und weil der Widerstand gleichzeitig mehrere Watt
Verlustleistung aushalten muss, als auch noch induktivitätsarm sein
muss.
Jetzt bin ich mit meinem Latein fast am Ende.
Das Problem ist nicht nur, die CPs waren teuer, sondern die C6 scheinen
überall ausverkauft zu sein.
Zumindest die IPW60R041C6.
Tja. Das war wohl nix.
Gruß,
Stefan
Stefan Hellermann schrieb:> Was allerdings das Hauptproblem, den Leerlauf, angeht, da sehe ich weit> und breit kein Land.
Dann schließ doch mal eine rein ohmsche und eine rein induktive Last an.
Wie sieht es dann aus?
Wenn dann alles kaputt ist, lags vermutlich am Layout :(.
Kannst Du trotzdem mal ein Foto posten.
Hallo,
das Klingeln scheind mir ein Mischprodukt aus verschiedenen
HF-Frequenzen zu sein.
Dabei spielen Laufzeitunterschiede z.B.in der Software keine
unerhebliche Rolle.
Auch störende einflüsse auf einen Timer (555) haben solche Auswirkungen.
Diese kleinen Unterschiede werden durch die MOSFET's verstärkt und wie
in einen Dioden Mischer zu einen lautstarken NF-Signal demoduliert.
Und dabei spielt deine Induktivität den Lautsprecher.
mfg. Tim hennig
Weil es "Klingeln" AFAIK auch gar nicht gibt und eher eine (absichtlich)
arm übersetzte Version von "Ringing" ist.
Siehe:
http://de.wikipedia.org/wiki/%C3%9Cberschwingen
oder
http://de.wikipedia.org/wiki/Gibbssches_Ph%C3%A4nomen
Je nach Kontext. Wobei mit "Ringing" eigentlich eher das gibbssche
Ringing gemeint ist. Jedenfalls hier.
Falls es "Klingeln" doch gibt, ist es mMn. kein sehr gelungener
Fachbegriff ;-)
EDIT: Im Wikipedia Artikel steht sogar, dass man auf deutsch auch
"klingeln" sagt. Hm ;-) Für den Begriff bin ich wohl zu jung bzw.
neumodisch.
In meinem Umfeld (Leistungselektronik) werden ungewünschte manchmal
gefährliche (für den Halbleiter) Schwingungen beim Schalten von
Leistungshalbleitern bezeichnet. Ob das wie hier Fets sind oder IGBTs,
GTOs oder sonst was ist egal. Dieses "Klingeln" hört man nicht, hat also
nichts mit Magnetostriktion oder bewegten Drähten in
Drosseln/Transformatoren zu tun.
Ich denke es kommt daher das die Frequenz (des Klingelns) immer weit
höher als die Schaltfrequenz ist und sich damit, im Vergleich zum
langsam schaltenden Halbleiter, wie ein Klingeln anhöre würde. Ist aber
reine spekultaion meinerseits ob dies daher kommt.
>Und dabei spielt deine Induktivität den Lautsprecher.
Hat jedenfalls nichts damit zu tun wenn parasiten mit dem Fet schwingen.
Simon K. schrieb:> Je nach Kontext. Wobei mit "Ringing" eigentlich eher das gibbssche> Ringing gemeint ist. Jedenfalls hier.
Nein, denn in dem von dir verlinkten Wikipedia-Artikel steht:
>Das Gibbsche Phänomen sollte nicht mit dem Überschwingen von Signalen>verwechselt werden.
Ja die Definition ist schon etwas merkwürdig.
In den Sendeanlagen spricht mann auch von Klingeln nur damit meint mann
die Überlagerung von unterschiedlichen Frequenzen die unerwünschte
Schwingungen in den Röhrenendstufen/Transformatoren verursachen.
In modernen Halbleiterendstufen gibt es diesen Effekt nicht.
Desshalb auch die Anname es könnte sich um Überlagerung der Harmonischen
Handeln.
Mein Bruder hatt einen Induktionsherd dessen Elektronik wurde mal
getauscht dabei kam es beim Einschalten für 3s zu einem Klirrenden
geräusch.
Nachden Tausch der Platte war das weg.
Das Überschwingen Kann man mit einen Zeitversetzten gegenimpuls
Kompensieren.
Auslösung am Gate des FEET's ungefähr 2/3 vor der Zeit bevor der
Ausgangspegel den sollwert ereicht.
Breite max 45% der Pulsbreite des Überschwingenden Signals Positive
Halbwelle.
Damit Steuere Ich BL-Motore im oberen Spannungsbereich an sonst würde
die Isolation schaden nehmen. Drehzahl 60.0000 bis 80.000 U/min
Hi Stefan,
sorry, dass ich alten Thread wieder hervorhole, aber vielleicht geht da
noch was.
Hast du das Problem inzwischen in Griff bekommen?
Oder zumindest die Ursache für dieses Schaltverhalten gefunden?
Habe nämlich gerade mit einer ähnlichen Geschichte zu kämpfen...
Grüße
G. L. schrieb:> Hi Stefan,>> sorry, dass ich alten Thread wieder hervorhole, aber vielleicht geht da> noch was.>> Hast du das Problem inzwischen in Griff bekommen?> Oder zumindest die Ursache für dieses Schaltverhalten gefunden?> Habe nämlich gerade mit einer ähnlichen Geschichte zu kämpfen...>> Grüße
Mach deinen eigenen verdammten Beitrag auf. Was soll das???
Ich tipp hier schon, derweil ist das nur eine sehr verfaulte Leiche :-(
