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Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik MOSFET-Halbbrücke: Hilfe, es klingelt!


Autor: Stefan Hellermann (Gast)
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Hi,


für mein Heizgerät habe ich eine Halbbrücke mit Coolmos-FETs für den 
hart geschalteten PWM-Betrieb aufgebaut. 100 kHz, 4 kW soll das später 
heizen.

Das Problem: Die Drain-Source- und Gate-Source-Spannungen weisen starkes 
Klingeln und hohe Überschwinger auf.

Habe Induktivitäten im Kommutierungskreis so weit minimiert, wie nur 
irgend geht, aber die Coolmos-Transistoren zeigen offenbar enormes 
Überschwingen.

Habe schon einen zehnmal höheren Gatevorwiderstand ausprobiert, als im 
Datenblatt für die charakteristischen Schaltzeiten verwendet wurde.

33 Ohm statt 3,3 Ohm beim IPW60R045CP.

Hilft nix. Klingelt immer noch.

Was hilft, ist eine Ferritperle über ein Drainbeinchen geschoben, aber 
die Perle wird innerhalb weniger Sekunden derart glühend heiß, dass sie 
die Curie-Temperatur überschreitet, und das kann es ja wohl nicht sein.

Die AppNotes von Infineon habe ich alle gelesen "Mastering the Art of 
Slowness" z.B. Aber siehe, Gatewiderstand wäre beim IPW60R045CP demnach 
minimal 10...17 Ohm, und da bin ich schon drüber.

Wie bekomme ich den Coolmos CP in einer hart geschalteten Brücke in den 
Griff? Gibt das da einen Trick? Muss ich die Schleifenimpedanz im 
Drainkreis doch wieder erhöhen, damit die CP-Typen in einer Brücke 
verwendet werden können?

Autor: Stefan Hellermann (Gast)
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Ach so, noch vergessen: Zwischenkreisspannung ist 400V..

Autor: Stefan Hellermann (Gast)
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Wird natürlich eine Induktionsheizplatte, falls sich jemand fragt..

Autor: Thomas S. (thomas_s74)
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Wie siet denn der GDT und der GDT Treiber aus?

Autor: Stefan Hellermann (Gast)
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Hi Thomas,


habe keinen GDT, sondern einen integrierten Gatetreiber.

Gatetreiber ist bei High- und Low-Side ein TC4422; der liefert (ohne den 
Gatevorwiderstand) bis zu 9A.

Beide GDs sind über einen High-Speed-Optokoppler kompett galvanisch 
getrennt; die High-Side hat zusätzlich die übliche Bootstrapschaltung 
zur Stromversorgung.

Gate-Vorwiderstand kommt danach; wenn man nach der Siemens AppNote geht, 
dann muss der IPW60R045CP so zwischen 10 und 18 Ohm verwenden; ich habe 
jetzt 15 Ohm drin. Die als Test verwendeten 33 Ohm haben keine 
wesentliche Änderung ergeben, was die Transienten und das Klingeln 
angeht.

Weiterhin habe ich vorgesehen, dass zu dem Gatevorwiderstand noch eine 
Reihenschaltung aus Schottky-Diode und einem zweiten, kleineren 
Widerstand parallelgeschaltet wird, um speziell das Ausschalten zu 
beschleunigen, bzw. das du/dt-bedingte Aufsteuern des jeweils gesperrten 
Transistors durch den anderen zu verhindern.

Aber das hilft alles nichts, was dieses HF-Klingeln im gesamten 
Drainkreis der Brücke angeht.

Autor: oszi40 (Gast)
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Mach mal ein Foto.
Selbst wenn die Schaltung total richtig ist, könnte noch der Aufbau 
kritisch sein? Bei Induktionskochplatten sind die MOSFETs ziemlich nahe 
an der Spule, um Induktivität am falschen Ort zu vermeiden.

Autor: Lukas K. (carrotindustries)
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R-C Snubber über die Drain-Source der MOSFETs schonmal ausprobiert?

Autor: Lothar Miller (lkmiller) (Moderator) Benutzerseite
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> was die Transienten und das Klingeln angeht.
Wie steil sind die Umschaltflanken?

> was dieses HF-Klingeln im gesamten Drainkreis der Brücke angeht.
Layout zeigen...

> Mach mal ein Foto.
Auch vom Messaufbau: wo ist die Oszi-Masse angeklemmt?
Und: miss mal mit der Oszi-Messspitze direkt an der Oszi-Masse.

Autor: Stefan Hellermann (Gast)
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Hi,


> Wie steil sind die Umschaltflanken?

Lt. 
[http://de.sitestat.com/infineon/infineon/s?infineo...]

komme ich bei 10 A im Lastkreis und einem Rg von 17 Ohm auf ca. 30V/ns.


> Layout

Layout gibt es nicht, weil das Ganze fliegend verdrahtet ist. Wie 
gesagt, die beiden FETs sind direkt nebeneinander auf dem Kühlkörper 
verschraubt, und der Kondensator mit weniger als 10mm Abstand direkt 
über die passenden Pins.

Hatte das aber auch schon auf Platine, nur da war das noch schlimmer.

Ansteuerschaltung ist ebenfalls direkt dran; nur daran liegt es 
höchstens indirekt (in dem die selbst bei 15 Ohm Vorwiderstand zu gut 
bzw. zu schnell ist). Das sieht man daran, dass ein einzelner CoolMos 
(z.B. in der PFC-Stufe davor) mit exakt der gleichen Treiberschaltung 
und Anordnung perfekt sauber schaltet.

Das Problem hab ich nur in der Brücke.



Dass das durch die hohen Ausgangskapazitäten der CoolMos CP-Typen kommt, 
leuchtet mir ja ein.

Die Bauteilkapazitäten werden hart umgeladen, wenn ein Transistor 
schaltet, und sie bilden einen Schwingkreis mit der 
Schleifeninduktivität (Leitungsinduktivitäten) des ganzen Drainkreises 
der Halbbrücke.

Die Frage ist nur, was kann ich dagegen tun? Bessere 
Abblockkondensatoren sind definitiv nicht machbar; besser als so ein 
Polypropylen-FKP-Typ parallel zu mehreren Keramischen geht ja nun nicht 
mehr.

Ferritperle über dem Drain eines oder beider der Brückentransistoren 
funktioniert im Prinzip perfekt zum Beseitigen des Klingelns, nur die 
Dinger werden sofort glühend heiß und wirken dann nicht mehr.

Habe ich die Streuinduktivität des Drainkreises zu stark optimiert?

Autor: Stefan Hellermann (Gast)
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Ach so:

> RC Snubber


RC-Dämpfungsglied hatte ich schon ausprobiert; das brachte aber nicht 
viel.

Wobei, das werde ich mir morgen noch einmal genauer ansehen; vielleicht 
hilft ein RC-Snubber ja doch besser, als ich denke. Werde den einfach 
mal etwas größer machen; hatte den vorher für 0,5 Watt Verlustleistung 
bemessen.

Vielleicht muss man einfach in Kauf nehmen, dass ein dicker Snubber 
reinkommt.

Ansonsten versuche ich, morgen ein Foto von den Oszillogrammen zu 
machen.

Gruß,
Stefan.

Autor: Stefan Hellermann (Gast)
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Hi,


also, die versprochenen Fotos von den Oszillogrammen kann ich erst 
morgen machen.

Je länger ich mich mit dem Mistding von Transistorbrücke beschäftige, 
desto mehr komme ich zu dem Ergebnis, dass diese Coolmos ein paar 
unangenehme Eingeschaften haben, die Siemens/Infineon nicht so gerne an 
die große Glocke hängen.

Das Hauptproblem ist wohl, dass die Ausgangskapazität der Dinger derart 
extrem nichtlinear ist, dass gerade die unbelastete Brücke sich 
problematisch verhält, wenn z.B. der obere Brückentransistor 
einschaltet, dann hat im Leerlauffall der untere Transistor noch eine 
D-S-Spannung von Null Volt; bedingt durch seine extreme 
Ausgangskapazität bei niedrigen Spannungen, wird das Einschalten des 
oberen Transistors eine sehr hohe Stromspitze verursachen, die umso 
höher ist, je kleiner die Schleifenimpedanz des Drainkreises ist.


Aber, wenn ich eine Induktivität in den Drainkreis einbaue, z.B. 200 nH, 
dann habe ich natürlich den Rückschlagimpuls, bzw. muss diese 
Induktivität bedämpfen.

Also Verlustleistung, die ich nicht will.


Kann man vielleicht eine Z-Induktivität (Induktivität mit stark 
ausgeprägtem Knick in der BH-Kurve und kleiner Fläche in der 
BH-Schleife, also eine Sättigungsinduktivität) einbauen?


Taugt dieses Amorphe Metall etwas dafür?

Bei den amorphen Metallen habe ich aber Probleme mit deren Giftigkeit.
Gibt es amorphe Metalle für Induktivitäten, die ohne
Kobalt auskommen?

Oder irgendwelche Ferrite, die extrem scharfe BH-Kurven haben?

Autor: Johannes (Gast)
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> für mein Heizgerät habe ich eine Halbbrücke mit Coolmos-FETs für den
> hart geschalteten PWM-Betrieb aufgebaut. 100 kHz, 4 kW soll das später
> heizen.

> IPW60R045CP.

Das ist schon mal kritisch. Die "CP"-Mosfets schalten extrem schnell und 
haben eine ziemlich langsame Diode. Da sind solche Probleme eigentlich 
vorprogrammiert.

> Layout gibt es nicht, weil das Ganze fliegend verdrahtet ist

Das ist für so eine Anwendung auch keine so gute Idee. Einen 
niederinduktiven Aufbau mit sauberen Masseflächen bekommt man auf einer 
Platine wesentlich besser in den Griff.


> Je länger ich mich mit dem Mistding von Transistorbrücke beschäftige,
> desto mehr komme ich zu dem Ergebnis, dass diese Coolmos ein paar
> unangenehme Eingeschaften haben, die Siemens/Infineon nicht so gerne an
> die große Glocke hängen.

Ja, das hast Du richtig erkannt. Nimm lieber Transistoren aus der 
CFD-Serie, die sollten für so eine Anwendung besser geeignet sein.
Oder nimm einen IGBT, z.B. die Warp-Speed Typen von IRF.

Was ist denn an deiner Brücke angeschlossen? Betreibst du die Halbbrücke 
gerade alleine, also ohne Last. Wenn eine Last angeschlossen wird, die 
einen Strom durch die Body-Dioden treibt, dann wirst Du noch viel mehr 
Probleme mit diesen Transistoren bekommen (Recovery-Strom).

> Das Hauptproblem ist wohl, dass die Ausgangskapazität der Dinger derart
> extrem nichtlinear ist, dass gerade die unbelastete Brücke sich
> problematisch verhält, wenn z.B. der obere Brückentransistor
> einschaltet, dann hat im Leerlauffall der untere Transistor noch eine
> D-S-Spannung von Null Volt; bedingt durch seine extreme
> Ausgangskapazität bei niedrigen Spannungen, wird das Einschalten des
> oberen Transistors eine sehr hohe Stromspitze verursachen, die umso
> höher ist, je kleiner die Schleifenimpedanz des Drainkreises ist.

Ja, das ist richtig. Deshalb sollte man Mosfets bei so hohen Spannungen 
möglichst gar nicht hart schalten lassen. Die CP-Typen sind dafür wie 
gesagt eher schlecht geeignet.

> Aber, wenn ich eine Induktivität in den Drainkreis einbaue, z.B. 200 nH,
> dann habe ich natürlich den Rückschlagimpuls, bzw. muss diese
> Induktivität bedämpfen.

So eine Induktivität solltest Du absolut vermeiden. Die reduziert zwar 
beim Einschalten die Verluste, dafür bekommst Du beim Ausschalten eine 
Spannungsspitze, die sehr schnell den Transistor zerstören kann. mach 
die Induktivität besser möglichst klein; dann bekommst Du zwar einen 
großen Strom-Peak beim einschalten, der aber auch ziemlich schnell 
wieder abklingt.

Autor: Stefan Hellermann (Gast)
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Hallo Johannes,


also, Reverse-Recovery ist absolut kein Thema, da die Inversdioden nicht 
Strom führen.

Momentan ist die Brücke für den Test sowieso im Leerlauf.
Später hängt da ein L-LC-Lastkreis dran, aber das heißt, das ist dann 
eher unkritischer, weil man sich dem Nullspannungsschalten annähert.

Ich wollte, dass die Brücke halt auch im Leerlauf stabil funktioniert.


Das Problem ist, wenn die Kondensatoren jetzt bereits an den gekürzten 
Transistorbeinen hängen, dann kann eine eventuelle Massefläche noch so 
dick sein - kleiner wird die Induktivität nimmer.

Wegen der Spannungsspitzen: IMO sieht das bei mir eher so aus, dass die 
MOSFETs den Überspannungsdurchbruch absolut problemlos mitmachen (Sind 
ja "Avalanche-Rated"), aber der hohe Stromfluss mit den Schwingungen 
sorgt für Überspannungen am Gateanschluss und zerstört das Gateoxid. ==> 
PENG!


> mach die Induktivität besser möglichst klein; dann bekommst Du zwar
> einen großen Strom-Peak beim einschalten, der aber auch ziemlich
> schnell wieder abklingt.

Tja. Das hatte ich ja auch gedacht. Nur, wirklich, noch kürzer kann ich 
die Anschlussbeinchen nicht kürzen.  20...30 Nanohenry würde ich 
insgesamt schätzen; wie gesagt, die Abblockkondensatoren sitzen absolut 
direkt an den Transistorbeinchen. Und bessere Abblockkondensatoren gibt 
es nicht.


Von den Coolmos-CP-Transistoren habe ich schon zwölf Stück gekauft, das 
waren über hundert Euro. Mehr kann ich wirklich nicht ausgeben, das gibt 
mein Erspartes nicht her.


Allerdings, generell, was die Schaltenergien angeht, da ist die 
Verlustleistung auch bei den CPs nicht das größte Problem. Denn die 
Ausgangskapazität wird ja bei höherer Spannung sehr, sehr klein.


Hart schalten mach Sinn, ich verschiedene Ausgangsamplituden für 
verschiedene Induktionsspulen mit beliebigen Induktivitäten einstellen 
wollte.

Da muss PWM her, das geht nicht gut bei einem vollständig resonanten 
Wandler.


Wenn man nur irgendwie diese Überschwinger wegbekommen könnte..

Autor: Michael O. (mischu)
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Hallo Stefan,

Du machst gerade dieselbe Lernkurve durch wie ich vor ein paar Wochen :)

Stefan Hellermann schrieb:
> Momentan ist die Brücke für den Test sowieso im Leerlauf.
> Später hängt da ein L-LC-Lastkreis dran, aber das heißt, das ist dann
> eher unkritischer, weil man sich dem Nullspannungsschalten annähert.

Das ist leider ein Trugschluss!! Wohin kommutiert denn der Strom, damit 
dein MOSFET spannungslos geschaltet wird?   Genau, in die Bodydiode des 
MOSFET.
Da diese beim "CP" für hartes Schalten optimiert wurde ist diese für 
weiches Schalten denkbar ungeeignet. Der Strom kommutiert zunächst von 
einem Schalter in die Body-Diode des anderen Halbbrückenzweiges. Nach 
einer Verzögerung wird der dazugehörige Schalter weich eingeschaltet und 
schließt die Bodydiode kurz. Das reicht aber nicht um die verbliebene 
Ladung aus der Diode freizuräumen. Erst nach dem Abschalten wird dieses 
Diode in Reverse Recovery leergeräumt und macht bei den CPs hohe 
Verluste.

Stefan Hellermann schrieb:
> on den Coolmos-CP-Transistoren habe ich schon zwölf Stück gekauft, das
> waren über hundert Euro. Mehr kann ich wirklich nicht ausgeben, das gibt
> mein Erspartes nicht her.

Habe ungefähr 40 Stück aus der "C3" Serie in die Luft gejagt, bis ich 
das Konglomerat an Problemen aus meinem letzten Aufbau vollständig im 
Griff hatte.
Falls das zu teuer ist, dann kauf Dir doch für 100 EUR eine 
Induktionsheizplatte im Laden :)  Die funktioniert.

Stefan Hellermann schrieb:
> Wegen der Spannungsspitzen: IMO sieht das bei mir eher so aus, dass die
> MOSFETs den Überspannungsdurchbruch absolut problemlos mitmachen (Sind
> ja "Avalanche-Rated"), aber der hohe Stromfluss mit den Schwingungen
> sorgt für Überspannungen am Gateanschluss und zerstört das Gateoxid. ==>
> PENG!
Schau Dir mal die Appnotes zu den CP an.
http://de.sitestat.com/infineon/infineon/s?infineo...

Ich arbeite jetzt mit den CFD und die laufen sehr gut.
Alternativ schau Dir mal die C6 Serie an.
http://www.infineon.com/dgdl/Mastering+the+Art+of+...

Stefan Hellermann schrieb:
> Wenn man nur irgendwie diese Überschwinger wegbekommen könnte..
Hast Du schon beschrieben, wie deine Gateschaltung genau aussieht und 
mit welchen Widerständen du arbeitest?

Autor: Michael O. (mischu)
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Stefan Hellermann schrieb:
> Was hilft, ist eine Ferritperle über ein Drainbeinchen geschoben, aber
> die Perle wird innerhalb weniger Sekunden derart glühend heiß, dass sie
> die Curie-Temperatur überschreitet, und das kann es ja wohl nicht sein.

Ähem,  da sollte die auch nicht hin :)
Im Application note zum CP steht auch:
"4.3 Use gate ferrite beads"

Das Problem ist, dass die MOSFETs so ratten schnell sind, dass eine 
eingestreute kleine Spannugsänderung in die Gateleitung die MOSFETs 
beeinflussen kann.
Ich hatte in meinem letzten Aufbau kurzzeitig ein Schwingen mit 250MHz 
bei 80Vpp am Gate :)

Autor: oszi40 (Gast)
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Michael O. schrieb:
> kurzzeitig ein Schwingen mit 250MHz

1.Eine gute Gelegenheit den Aufbau HF-mäßig zu prüfen? Wahscheinlich war 
der Aufbau dieser Endstufen ähnlich dem Meißner Generator bei dieser 
Frequenz?

2.Ob Ferritperlen am Gate ausreichen?

3.Interessant wäre auch, ob exterene, schnelle Schutzdioden die 
Opferzahl der MOSFETS verringert.

Autor: Sven L. (svenl)
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Bei den Leistungen ist es kein Wunder, dass die Ferritperle die 
Curietemperatur erreicht und "kaputtgekocht" wird.

Die gehört auf's Gate, damit hochfrequente Anteile am Gate verdrosselt 
werden.

Gruß!

Sven

Autor: Johannes (Gast)
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> Momentan ist die Brücke für den Test sowieso im Leerlauf.
> Später hängt da ein L-LC-Lastkreis dran, aber das heißt, das ist dann
> eher unkritischer, weil man sich dem Nullspannungsschalten annähert.

Da würde ich mich nicht drauf verlassen; siehe Beitrag von Michael O.

> Ich wollte, dass die Brücke halt auch im Leerlauf stabil funktioniert.

Das ist prinzipiell eine gute Idee, aber nicht unbedingt notwendig.

> Das Problem ist, wenn die Kondensatoren jetzt bereits an den gekürzten
> Transistorbeinen hängen, dann kann eine eventuelle Massefläche noch so
> dick sein - kleiner wird die Induktivität nimmer.

Zeichne doch mal einen Schaltplan. Welche Kondensatoren meinst Du denn 
damit? Und mach ein Foto von deinem Aufbau.

> Wegen der Spannungsspitzen: IMO sieht das bei mir eher so aus, dass die
> MOSFETs den Überspannungsdurchbruch absolut problemlos mitmachen (Sind
> ja "Avalanche-Rated"), aber der hohe Stromfluss mit den Schwingungen
> sorgt für Überspannungen am Gateanschluss und zerstört das Gateoxid. ==>
> PENG!

Dann hast Du eine zu große Induktivität zwischen Gate-Driver und Mosfet. 
der Gate-Treiber muss möglichst nah am Mosfet dran sein und die 
Bezugsmasse muss eine separate Verbindung direkt zum 
Transistor-Drainanschluss haben.


> Hart schalten mach Sinn, ich verschiedene Ausgangsamplituden für
> verschiedene Induktionsspulen mit beliebigen Induktivitäten einstellen
> wollte.

Weiter oben schreibst Du, dass du so eine Art LLC-Schaltung machst. Also 
was denn jetzt? Außerdem kann auch ein LLC-Resonanzkreis einen Strom 
durch die Body-Diode treiben, wenn man eine zu niedrige Frequenz bei zu 
großer Last hat. Dann werden deine CPs in sehr kurzer Zeit explodieren.

> Da muss PWM her, das geht nicht gut bei einem vollständig resonanten
> Wandler.

Diesen Satz verstehe ich jetzt nicht...

Autor: oszi40 (Gast)
Datum:

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Obiger Link 19:04 Application Note Punkt 4.4 stand u.a.:

"4.3 Use gate ferrite beads
===>We strongly recommend the use of ferrite beads in the gate as close 
as possible to the gate electrode to suppress any spikes, which may 
enter from drain dv/dt into the gate circuit. As the ferrite bead sees a 
peak pulse
current determined by external Rg and gate drive, it should be chosen 
for this pulse current. Choose the ferrite..."

Also unbedingt Ferritperlen auf Gate und Aufbau ...

Autor: Stefan Hellermann (Gast)
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Angehängte Dateien:

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Hi,


anbei einmal die Schaltung, so wie ich sie zum Testen aufgelötet habe, 
und die Spannungsformen, so wie ich sie auch auf dem Oszillogramm sehe.

Die Kurven spuckt PSPICE aus, aber die Messung bestätigt das.

(Habe die PSPICE-Ausgabe als PDF ausgedruckt, und dann mit dem 
Open-Source Inkscape nach PNG konvertiert)


Zur Schaltung: Wie gesagt, ich messe momentan im Leerlauf.

Die Gates der beiden Transistoren werden 180° phasenverschoben mit je 
einem 100kHz-Rechteck angesteuert.

Die Induktivitäten sind die Streuinduktivitäten, so wie ich sie vom 
Aufbau erwarten kann. (10 nH/cm Leitungslänge).

Die angehängten Dateien sind:
- Schaltung.png: Die Schaltung
- V_gs.png: Die Gate-Source-Spannung der Transistoren über die Zeit
  (Hier heftiges Klingeln; lt. Messung mit dem Oszilloskop ist das
   gar noch schlimmer als hier zu sehen)
- V_DS.png: Die Drain-Source-Spannung (Spannung in der Brückenmitte)
- V_DS_gross.png: Eine Vergrößerung des Klingelns



Foto vom Aufbau kommt noch; muss mir erstmal einen Fotoapparat 
ausborgen.

Gruß,
Stefan

Autor: Stefan Hellermann (Gast)
Datum:

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Ach so, noch eine Anmerkung,

die von Siemens empfohlenen Ferritperlen (BLM41...) am Gate habe ich 
schon drin, die bringen keine sichtbare Verbesserung bei der 
Ausgangsspannung.

Autor: Johannes (Gast)
Datum:

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> anbei einmal die Schaltung, so wie ich sie zum Testen aufgelötet habe,
> und die Spannungsformen, so wie ich sie auch auf dem Oszillogramm sehe.

So eine Simulation ist aber immer ziemlich idealisiert. Was hier auf 
jeden Fall noch fehlt, sind die Kapazität der High-Side Gate-Treiber 
gegen Masse. Das solltest Du nicht vernachlässigen.

Werden im Simulationsmodell der Mosfets die internen Induktivität schon 
berücksichtigt?

Du könntest zumindest die Indutivität am Source-Anschluss "abschalten", 
wenn die Gate-Treiber Masse "näher" am Mosfet angeschlossen wird, also 
oberhalb der 10 nH Induktivität.

Um die Induktivität der Gate-Leitung zu reduzieren, werden ofmals 
koplanare Leiterstrukturen verwendet, das geht aber nur auf einer 
richtigen Platine.

Autor: Stefan Hellermann (Gast)
Datum:

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Hallo Johannes,


> Werden im Simulationsmodell der Mosfets die internen Induktivität schon
berücksichtigt?

ja, 8 nH für Source- und Gate-Pin, und 3 nH für den Drainpin sind schon 
enthalten. habe ich testweise aber auch schon mal im Modell auf null 
gesetzt, und auf die externen Induktivitäten aufgeschlagen.

Das gibt lt Simulation immer noch das Schwingverhalten der 
Gate-Source-Spannung.


> Kapazität der High-Side Gate-Treiber gegen Masse. Das solltest Du nicht 
vernachlässigen.

OK. Das spezielle Problem, was ich hier habe, zeigt sich allerdings auch 
auf der Low-Side, und da spielt das ja keine Rolle...

Danke trotzdem für Deine Antwort!

Gruß,
Stefan

Autor: M. Köhler (sylaina)
Datum:
Angehängte Dateien:

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Ich hab mir nur die letzten Beiträge durchgelesen bis da, wo die 
Simulationsergebnisse sind. Du scheinst hier ein Problem auf der 
Ansteuerseite zu haben. An den Diagrammen sieht man sehr schön, dass das 
Schwingen auf der GS-Seite immer zur selben Zeit wie das Schwingen auf 
der DS-Seite statt findet. Aufgrund der Amplituden auf der GS-Seite ist 
das Verhalten der DS-Seite auch zu erwarten.

Jetzt schau ich mir mal die Ansteuerungen an:

V3 und V4 sind Pulsquellen mit 14V Amplitude wie ich vermute, TD steht 
für die Delay-Zeit, TR für Risetime, TF für Falltime, PW für Pulswidth 
und PER für Periodendauer schätze ich mal (kenne PSpice nur aus dem 
Studium und das ist schon ein paar Tage her, damals wars noch nicht bei 
Orcad).

Schaun wir mal: Also ich beginne mit dem unteren Mosfet (Lowside), 
dieser ohne Delay: In der ersten Nanosekunde geht er von 0V auf 14V, 
dann bleibt er viereinhalb Nanosekunden lang an und fällt anschließend 
eine Nanosekunde lang wieder von 14V auf 0V ab. Damit haben wir eine 
Gesamtschaltzeit von sechseinhalb Nanosekunden.

Soweit sogut.

Nun der zweite Mosfet (Highside). Dieser wird nach fünf Nanosekunden 
eingeschaltet, braucht dann auch eine Nanosekunde lang und ist nach 
absolut sechs Nanosekunden voll eingeschaltet...nach sechs Nanosekunde 
ist der unter Mosfet aber noch gar nicht aus -> Folge: Kurzschluss.

Im Diagramm, dass ich angehangen hab sieht man, dass kurz nach fünf 
Nanosekunden die zweite Pulsquelle bereits über 3V geht während die 
andere noch voll da ist. 3V ist von den genannten Mosfets (IPW60) aber 
die typische Threshold-Voltage. Du machst also den einen Mosfet schon 
auf während der andere noch voll leitet.

Das zeigen auch deine Diagramme, das erste Schwingen beginnt nämlich 
kurz nach fünf Nanosekunden, also genau dann wenn der zweite Mosfet 
öffnet.

Könnte es sein, dass dein Problem hierher kommt?

Autor: Johannes (Gast)
Datum:

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> Schaun wir mal: Also ich beginne mit dem unteren Mosfet (Lowside),
> dieser ohne Delay: In der ersten Nanosekunde geht er von 0V auf 14V,
> dann bleibt er viereinhalb Nanosekunden lang an und fällt anschließend
> eine Nanosekunde lang wieder von 14V auf 0V ab. Damit haben wir eine
> Gesamtschaltzeit von sechseinhalb Nanosekunden.

Wenn man sich die Parameter der Gate-Spannungsquellen genau anschaut, 
sieht man, dass die Delay-Time, Puls-Breite und die Periode in µs 
angegeben sind (e-6), und nicht Nanosekunden. Man hat also jeweils 4,5 
µs breite Pulse, eine Quelle kommt um 5µs verzögert. Es gibt also keine 
Überschneidung.

Autor: M. Köhler (sylaina)
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Stimmt, irgendwie hab ich die e-6 als e-9 gelesen. Muss meine Brille mal 
wieder putzen, is ja auch schon Freitag....oO

Autor: I. L. (Gast)
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Dürfte ich fragen woher du das Model deines MOSFETs bekommen hast bzw. 
wie du das in PSpice integriert hast?


Gruß Knut

Autor: Stefan Hellermann (Gast)
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Knut, Hallo,


das Simulationsmodell für den Mosfet stellt Siemens auf der 
Infineon-Homepage zum Download bereit.

Ist ganz leicht zu finden, musst mal bei "design ressources" o.ä. 
gucken.

Autor: Stefan Hellermann (Gast)
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Hi,


OK, also ich danke hiermit noch einmal, auch Johannes, denn das Problem
mit den Inversdioden der CPs könnte bei mir auch noch kritisch werden.

Mit L-LC-Last meinte ich übrigens, einen Parallelresonanzkreis, der über 
eine Serieninduktivität von der Brücke mit einer Rechteckspannung 
gespeist wird.

Dabei wollte ich die bekannte Phase-Shift-PWM machen, und in der Tat, 
die Inversdioden könnten kritisch werden.


Was allerdings das Hauptproblem, den Leerlauf, angeht, da sehe ich weit 
und breit kein Land.

Habe alles versucht. Ansteuermäßig mit abgestimmtem Saugkreis exakt die 
störende Resonanzfrequenz mit verschiedenen Phasenverschiebungen 
aufaddiert, Miller-Kondensator extern, dI/dt-Begrenzung über höhere 
Source-Induktivität,
Kondensator über die G-S-Strecke...

Damit es nicht mehr klingelt, muss ich den Gatewiderstand derart weit 
erhöhen, dass die Schaltung gar nicht mehr ordentlich schaltet (70 Ohm 
oder so).


RC-Snubber am Brückenausgang - Viel zu viel Verlustleistung.

Was geht, ist ein Turn-On-Snubber, also Induktivität (z.b. 100nH) plus 
Parallelwiderstand im Drainkreis. Sehr unschön wegen der 
Verlustleistung, und weil der Widerstand gleichzeitig mehrere Watt 
Verlustleistung aushalten muss, als auch noch induktivitätsarm sein 
muss.


Jetzt bin ich mit meinem Latein fast am Ende.

Das Problem ist nicht nur, die CPs waren teuer, sondern die C6 scheinen 
überall ausverkauft zu sein.

Zumindest die IPW60R041C6.


Tja. Das war wohl nix.


Gruß,
Stefan

Autor: Michael O. (mischu)
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Stefan Hellermann schrieb:
> Was allerdings das Hauptproblem, den Leerlauf, angeht, da sehe ich weit
> und breit kein Land.

Dann schließ doch mal eine rein ohmsche und eine rein induktive Last an. 
Wie sieht es dann aus?

Wenn dann alles kaputt ist, lags vermutlich am Layout :(.

Kannst Du trotzdem mal ein Foto posten.

Autor: Jens G. (jensig)
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>Das Problem ist nicht nur, die CPs waren teuer, sondern die C6 scheinen
>überall ausverkauft zu sein.

Tja - wenn Du alle verglühst ;-)

Autor: oszi40 (Gast)
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Ab einer gewissen Menge lohnt es sich die Firma zu kaufen oder einen 
anderen Typ zu probieren?
CoolMOS: 
http://www.infineon.com/dgdl/600V_CoolMOS_C6_E6-pb...

Autor: Tim (Gast)
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Hallo,

das Klingeln scheind mir ein Mischprodukt aus verschiedenen 
HF-Frequenzen zu sein.

Dabei spielen Laufzeitunterschiede z.B.in der Software keine 
unerhebliche Rolle.

Auch störende einflüsse auf einen Timer (555) haben solche Auswirkungen.

Diese kleinen Unterschiede werden durch die MOSFET's verstärkt und wie 
in einen Dioden Mischer zu einen lautstarken NF-Signal demoduliert.

Und dabei spielt deine Induktivität den Lautsprecher.

mfg. Tim hennig

Autor: Fralla (Gast)
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Ich glaubt du checkst nicht was mit "klingeln" in der 
Leistungselektronik gemeint ist.....

Autor: Tim (Gast)
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Klär mich auf

Autor: Simon K. (simon) Benutzerseite
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Weil es "Klingeln" AFAIK auch gar nicht gibt und eher eine (absichtlich) 
arm übersetzte Version von "Ringing" ist.
Siehe:
http://de.wikipedia.org/wiki/%C3%9Cberschwingen
oder
http://de.wikipedia.org/wiki/Gibbssches_Ph%C3%A4nomen

Je nach Kontext. Wobei mit "Ringing" eigentlich eher das gibbssche 
Ringing gemeint ist. Jedenfalls hier.

Falls es "Klingeln" doch gibt, ist es mMn. kein sehr gelungener 
Fachbegriff ;-)

EDIT: Im Wikipedia Artikel steht sogar, dass man auf deutsch auch 
"klingeln" sagt. Hm ;-) Für den Begriff bin ich wohl zu jung bzw. 
neumodisch.

Autor: Fralla (Gast)
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In meinem Umfeld (Leistungselektronik) werden ungewünschte manchmal 
gefährliche (für den Halbleiter) Schwingungen beim Schalten von 
Leistungshalbleitern bezeichnet. Ob das wie hier Fets sind oder IGBTs, 
GTOs oder sonst was ist egal. Dieses "Klingeln" hört man nicht, hat also 
nichts mit Magnetostriktion oder bewegten Drähten in 
Drosseln/Transformatoren zu tun.
Ich denke es kommt daher das die Frequenz (des Klingelns) immer weit 
höher als die Schaltfrequenz ist und sich damit, im Vergleich zum 
langsam schaltenden Halbleiter, wie ein Klingeln anhöre würde. Ist aber 
reine spekultaion meinerseits ob dies daher kommt.

>Und dabei spielt deine Induktivität den Lautsprecher.
Hat jedenfalls nichts damit zu tun wenn parasiten mit dem Fet schwingen.

Autor: Lukas K. (carrotindustries)
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Simon K. schrieb:
> Je nach Kontext. Wobei mit "Ringing" eigentlich eher das gibbssche
> Ringing gemeint ist. Jedenfalls hier.
Nein, denn in dem von dir verlinkten Wikipedia-Artikel steht:
>Das Gibbsche Phänomen sollte nicht mit dem Überschwingen von Signalen
>verwechselt werden.

Autor: Tim (Gast)
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Ja die Definition ist schon etwas merkwürdig.

In den Sendeanlagen spricht mann auch von Klingeln nur damit meint mann 
die Überlagerung von unterschiedlichen Frequenzen die unerwünschte 
Schwingungen in den Röhrenendstufen/Transformatoren verursachen.

In modernen Halbleiterendstufen gibt es diesen Effekt nicht.

Desshalb auch die Anname es könnte sich um Überlagerung der Harmonischen 
Handeln.

Mein Bruder hatt einen Induktionsherd dessen Elektronik wurde mal 
getauscht dabei kam es beim Einschalten für 3s zu einem Klirrenden 
geräusch.

Nachden Tausch der Platte war das weg.

Das Überschwingen Kann man mit einen Zeitversetzten gegenimpuls 
Kompensieren.

Auslösung am Gate des FEET's ungefähr 2/3 vor der Zeit bevor der 
Ausgangspegel den sollwert ereicht.

Breite max 45% der Pulsbreite des Überschwingenden Signals Positive 
Halbwelle.

Damit Steuere Ich BL-Motore im oberen Spannungsbereich an sonst würde 
die Isolation schaden nehmen. Drehzahl 60.0000 bis 80.000 U/min

Autor: G. L. (lele)
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Hi Stefan,

sorry, dass ich alten Thread wieder hervorhole, aber vielleicht geht da 
noch was.

Hast du das Problem inzwischen in Griff bekommen?
Oder zumindest die Ursache für dieses Schaltverhalten gefunden?
Habe nämlich gerade mit einer ähnlichen Geschichte zu kämpfen...

Grüße

Autor: WehOhWeh (Gast)
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G. L. schrieb:
> Hi Stefan,
>
> sorry, dass ich alten Thread wieder hervorhole, aber vielleicht geht da
> noch was.
>
> Hast du das Problem inzwischen in Griff bekommen?
> Oder zumindest die Ursache für dieses Schaltverhalten gefunden?
> Habe nämlich gerade mit einer ähnlichen Geschichte zu kämpfen...
>
> Grüße

Mach deinen eigenen verdammten Beitrag auf. Was soll das???

Ich tipp hier schon, derweil ist das nur eine sehr verfaulte Leiche :-(

Autor: Stefan Us (stefanus)
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Nicht aufregen, er hat doch nur höflich gefragt. Und außerdem ist das 
ein öffentlicher Thread.

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