Hey Leute,
ich habe mal eine Frage zu einer Wechselrichterschaltung (s. Anhang).
Das generelle Prinzip der Schaltung habe ich verstanden. Wenn M1 durch
Vctl1 durchgeschaltet wird liegt Vcc am R-L-Strang an. Wenn M2 durch
Vctl2 durchgeschaltet wird, dann wird der Strang auf Masse gezogen.
Wenn ich mir jetzt aber eine Spannungsmasche vorstelle, dann dürfte über
den R-L-Strang ja nur Vctl1 abfallen oder(Wenn M1 durchschaltet)?
Danke im Voraus!
So habe ich mir das auch gedacht, aber wenn ich ich das in LTspice
simulieren möchte, dann bekomme ich an meinem Verbaucher immer nur die
Spannung von Vctl1.
Vgs ist ja die Spannung von Gate zu Source. Wenn jetzt Anfangs 0V an
Source anliegt, da kein Strom fließt, und die Threshhold-Spannung am
Gate anliegt, dann schaltet er durch und an Source liegt nahezu Vcc an,
dann ist doch eigentlich Vgs negativ und der MOSFET müsste sperren.
Das heißt theoretisch müsste er hin- und herschalten.
Mach dir mal klar, das der MOSFet nichts von GND weiss, sondern nur die
Spannung zwischen Source und Gate sieht. Um ihn durchzuschalten, muss
also am Gate eine Spannung liegen, die höher ist also Source + Ugth.
Schaltet er durch, liegt an der Source nahezu Vcc. Also muss in diesem
Fall Ug auch höher sein als Vcc + Ugth.
Das ist der Grund, warum Ladungspumpen in den handelüblichen Treibern
verbaut sind, die stocken auf die Spannung an der Source immer ihre Vdd
auf.
Vcc reicht also zum Durchsteuern nicht.
Darum ja menie Frage, wie groß Vctl1 im Vergleich zu Vcc ist.
Weiß ich übrigens immer noch nicht...
Aber nachdem die Source am RL Glied "variabel" liegt, wandert diese
solange nach "oben", bis die GS-Spannung nicht weiter ausreicht.
Ja. Diese Spannung stellt sich automatisch ein. Ugs des oberen n-Fet
sinkt bis auf die Threshold-Spannung des Transistors, je nach Typ 1-3V.
Das ist ineffizienter Linearbetrieb, der Transistor wird sehr warm.
2 Lösungsmöglichkeiten:
- Spannung am Gate auf mindestens Vcc+3V erhöhen (quasiresonante
gatedrive-Schaltung, Bootstrap, Ansteuerung per Transformator)
- p-Fet für oben nehmen.
Nennt sich high-side N Channel problem, kannst auch mal nach Googeln.
Wenn man jetzt deine gezeigte Schaltung mal mit einem p-fet aufbaut,
dann ist das ein Step-Down Synchrongleichrichter.
Wenn man weiterhin Upfet=0 annimmt, dann ist Ur+Ul = Vcc. Also zum
Beispiel im Einschaltmoment wenn I=0 ist.
Ich nehme an, dass R den ohmschen Widerstand von L symbolisieren soll?
Wenn du R duch ein C ersetzt hast du übrigens einen Resonanzwandler. Da
gilt das gesagte dann natürlich nicht mehr.
Nachtrag: Deine gezeigte Schaltung ist ein DC-DC Wandler.
AC bekommst du nur auf 2 Möglichkeiten hin:
- Resonanzwandler
- Unteren N-fet nicht auf Ground sondern auf -Vcc hängen (split power
supply).
Danke erstmal für all die schnellen Antworten.
Das R soll in der Tat der Widerstand der Induktivität sein.
Das R-L-Glied soll ein Strang eines 3-Phasen Drehstrommotors sein.
Wieso ist die Schaltung ein DC-DC Converter? Was ich vorhabe ist die
MOSFET'S mit einem PWM-Signal, dass einen Sinus repräsentiert, zu
steuern.
Wie das Verhältnis zu Vctl1 und Vcc sein muss, war ja genau mein
Anfangsproblem.
Wenn ich z.B einen MOSFET mit max 16V Vgs und max 60V Vds habe, sollte
ich schon ein Vgs von 10V nehmen, damit ich einen geringen Rdson habe,
wodurch die Verlustleistung sinkt.
Wenn ich jetzt eine Spannung von 40V schalten will mit einem Vgs von
10V, dann müsste ich das Gate mit ca. 50V ansteuern.
Mein Vorhaben müsste doch mit MOSFET's umsetzbar sein, oder nicht?
Sascha schrieb:> Nachtrag: Deine gezeigte Schaltung ist ein DC-DC Wandler.
Nö. Das ist lediglich eine unvollständige Halbbrücke. Gewandelt wird da
erstmal gar nix, denn wir wissen ja nicht, was für Signale der TE da
anlegen will.
Johnny schrieb:> sollte> ich schon ein Vgs von 10V nehmen, damit ich einen geringen Rdson habe,> wodurch die Verlustleistung sinkt.
So isses. Allerdings spielt Uds keine Rolle, du kannst auch mit 10V Ug
einen 3 Volt Kreis schalten.
> Mein Vorhaben müsste doch mit MOSFET's umsetzbar sein, oder nicht?
Sischer dat. Machen wir ja alle so - allerdings eben meist mit
Ladungspumpen, weil die bei PWM eh nicht stören.
Weil deswegen:
"
Wieso ist die Schaltung ein DC-DC Converter? Was ich vorhabe ist die
MOSFET'S mit einem PWM-Signal, dass einen Sinus repräsentiert, zu
steuern.
"
Antwort: Das ist das Schaltbild eines Step-Down Synchrongleichrichters.
Ersetzt du den Low-Side FET durch eine Diode, ist es nur noch ein
Step-Down.
(Ja ich weiss, da fehlt die Ansteuerung bei. Aber Wortklaubereien sind
Zeitverschwendung)
Wenn das eine Wicklung eines Motors sein soll, dann kannst du nur
positive Spannungen auf die Wicklung geben.
Wo kommt die negative Spannung her? Richtig, du baust das gleiche
nochmal auf und hängst L nicht an Ground sondern an die andere Seite.
Voila, H-Brücke.
Und dann wird da auch AC draus, dann hast du auch die negative
Halbwelle.
Alternativ wie gesagt Split-Power Supply. Oben +Vcc und unten -Vcc. Geht
auch.
Die gezeigte Schaltung war ja nur die halbe Wahrheit, an der ich
versucht habe mein Problem zu erklären.
Ich habe einen Drehstrommotor, dass bedeutet ich habe die obrige
Schaltung 3 mal und jedem Punkt zwischen zwei MOSFET's verbinde ich mit
einem R-L-Motorstrang.
Habe mir jetzt Gate-Driver angeguckt die mit dem "bootstrapping"
arbeiten. Diese steuer ich dann mit meinen PWM-Signalen an.
Verstehe ich richtig, dass mit der Versorgungsspannung Vgd vom Gate
Driver
Vgs gesteuert wird? Denn wenn der Low-Side MOSFET durchgeschaltet ist,
wird der Bootstrap-Kondensator auf Vgd geladen. Wird nun der Punkt
zwischen den beiden MOSFET's auf Vcc gezogen summiert diese sich dazu
(Vcc+Vgd=Vg).
Johnny schrieb:> Verstehe ich richtig
Ja. Für den Highside (wenn N-Kanal) muß man halt irgendwoher eine
Spannung kriegen, die über der Brückenbetriebsspannung liegt. Weit
genug zum sauberen Durchschalten. Diese kann man aber auf verschiedenste
Weise erzeugen, nur entscheidet man sich für gewöhnlich für den
geringsten Aufwand. Und falls der Duty-Cycle des HS immer genügend weit
unter 100% bleibt, geht dieses "einfache Bootstrapping", generiert durch
Diode und Kondi alleine.
Du brauchst die Schaltung 6 Mal. 3 H-Brücken.
Sonst kannst du nur positive Halbwellen erzeugen und damit läuft ein
Drehstrommotor nunmal nicht sonderlich gut.
Ja so habe ich mir das vorgestellt mit den drei Endtufen, demnach müsste
das ja so aussehen:
http://tmi.yokogawa.com/images/content/Dl850_EX1_1.jpg
Natürlich dann noch noch mit Gate-Treiber IC's die von Optkopplern
angesteuert werden.
Danke für den Schaltplan der gibt mir einen guten Einblick... Hast du
auf einen Bremswiderstand im Generatorbetrieb verzichtet?
Sascha schrieb:> Ja. Diese Spannung stellt sich automatisch ein. Ugs des oberen n-Fet> sinkt bis auf die Threshold-Spannung des TransistorsNein
Die sich einstellende Gate-Source Spannung des oberen MOSFET ist nicht
die Threshold-Spannung dieses MOSFET. Zumindest nicht das, was im
Datenblatt als Threshold-Spannung ausgewiesen ist. Die Spannung die sich
einstellt, ist die Steuerspannung, die dieses MOSFET-Exemplar für den
gerade fließenden Drain-Strom braucht. Diese Spannung ist i.d.R.
deutlich größer als die Threshold-Spannung.
Nach Definition ist die Threshold-Spannung (Threshold = Schwelle) der
Wert der Gate-Source Spannung, bei dem der MOSFET gerade vom sperrenden
in den leitenden Zustand übergeht. Da es keinen scharfen Übergang gibt,
ist es Definitionssache, wohin man diese Schwelle legt. Und je nach
Hersteller wird ein anderer Wert des Drainstroms als Schwelle genommen.
Ein gängiger Wert sind 250µA. Nur in sehr wenigen Fällen wird man einen
MOSFET, der 250µA durchläßt, als durchgeschaltet bezeichnen.
Johnny schrieb:> ich habe mal eine Frage zu einer Wechselrichterschaltung (s. Anhang).
Das ist kein Wechselrichter, sondern eine Gegentakt-Ausgangsstufe.
Beziehungsweise Halbbrücke. Kommt natürlich auf die (nichtspezifizierte)
Ansteuerung an.
> Das generelle Prinzip der Schaltung habe ich verstanden. Wenn M1 durch> Vctl1 durchgeschaltet wird liegt Vcc am R-L-Strang an.
Nein. Wie du ja selber schon festgestellt hast, ist die Aussteuerbarkeit
des oberen Brückenzweigs sehr eingeschränkt. Deswegen nimmt man im
oberen Brückenzweig entweder einen p-Kanal MOSFET oder baut die
Steuerung so auf, daß die Gatespannung des oberen n-Kanal MOSFET größer
ist als die Betriebsspannung. Entweder per Ladungspumpe oder per
Bootstrap-Schaltung. Die meisten integrierten MOSFET-Treiber können das
schon von sich aus.
Axel S. schrieb:> Sascha schrieb:>> Ja. Diese Spannung stellt sich automatisch ein. Ugs des oberen n-Fet>> sinkt bis auf die Threshold-Spannung des Transistors>> Nein>> Die sich einstellende Gate-Source Spannung des oberen MOSFET ist nicht> die Threshold-Spannung dieses MOSFET. Zumindest nicht das, was im> Datenblatt als Threshold-Spannung ausgewiesen ist. Die Spannung die sich> einstellt, ist die Steuerspannung, die dieses MOSFET-Exemplar für den> gerade fließenden Drain-Strom braucht. Diese Spannung ist i.d.R.> deutlich größer als die Threshold-Spannung.
Die Formulierung war "bis auf". Das ist sowas wie "größer gleich".
Natürlich hängt das vom Strom ab o_O
Johnny schrieb:> Hast du> auf einen Bremswiderstand im Generatorbetrieb verzichtet?
Ein Generatorbetrieb ist bei diesem Frequenzumrichter nicht vorgesehen.
Sascha schrieb:> Antwort: Das ist das Schaltbild eines Step-Down Synchrongleichrichters.> Ersetzt du den Low-Side FET durch eine Diode, ist es nur noch ein> Step-Down.
Das bleibt trotzdem falsch. Wie du in meinem FU siehst, ist das
keineswegs ein 'Synchrongleichrichter' (synchron zu was?), sondern eben
nur die klassische Halbbrücke. Damit kann man z.B. aus DC (vom
Zwischenkreis) auch wieder AC (aus PWM modulierten Sinus) machen. Also
gar nix mit Gleichrichten. Erstmal ist das ganze also nur eine
Gegentaktendstufe - immer abhängig von der Ansteuerung.
Im FU werden also z.B. obere und untere Hälfte mit komplementären, nicht
überlappenden PWM Signalen angesteuert.
Freilich könnte es auch einen Synchronous Buck - nicht ganz
Gleichrichter - darstellen. Ohne Definition von Ansteuerung (und
Versorgung sowie auch Ausgang [mögl. Filter und Last]) ist es aber
einfach nur eine Halbbrücke / Totem Pole.
inverter.png
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