Moin!
Ich habe einen bipolaren AD-Wandler und möchte gerne als
Referenzspannung +-5V anlegen. Dafür wollte ich zwei
Festspannungsregler mit jeweils + oder - 5V Spannung verwenden. Um die
erzeugten Spannungen als Referenz zu verwenden müssen sie sich aber auf
die gleiche Masse beziehen. Daher kann man die Versorgungsspannung nicht
einfach umpolen. Ich habe deshalb eine Versorgungsspannung von 12V bzw.
14V mit zwei gleich großen Widerständen geteilt und das Mittel als
Grund verwendet. Das funktioniert für die positive Spannung soweit
wunderbar, erreiche 5V. Allerdings im negativen Bereich nur 2,7V. Weiss
jemand, woran das liegen mag? Oder eine alternative Lösung für dieses
Problem?
Danke
Eike
Kann sein dass der Negativ-Regler nur richtig arbeitet, wenn eine Last
dranhängt. Häng z.B. mal eine LED mit Vorwiderstand hin, und schau
ob's dann geht...
Das funktioniert natürlich so nicht, es sei denn, Du brauchst nur sehr
geringe Ströme.
Denn Deine neue Masse ist nicht "GND", sondern der Mittelpunkt von
Deinem Spannungsteiler. Zu diesem Mittelpunkt müssen natürlich die
Ströme aus den beiden Verbrauchszweigen zurück fließen, also muss der
Querstrom im Spannungsteiler entsprechend groß sein.
Das andere Problem: Du hast bei 12 Volt Eingangsspannung und 2 mal 5
Volt Ausgangspannung pro Regler nur 1 Volt Drop-Out-Spannung zur
Verfügung. Du brauchst also Low-Drop-Regler.
Das Prinzip funktioniert prinzipiell schon, dazu musst Du die virtuelle
Masse nur entsprechend niederohmig machen, z.B. mit einer
Gegentaktendstufe mit ausreichendem Querstrom und Low-Drop-Regler
verwenden.
Ausserdem Kondensatoren zur Entkopplung nicht vergessen!
Wie groß sind eigentlich die Widerstände in Deiner Versuchsschaltung?
Zurzeit verwende ich zwei 820 Ohm-Widerstände. Mitlerweile ist es mir
auch gelungen, jeweils 5V zu erzeugen. Auch solange nur Leuchtdioden
zugeschaltet sind, läuft das ganze noch gut.
Wie genau erreiche ich nun, dies auch für höhere Ströme zu ermöglichen?
Dem Problem der Drop-Out-Spannung ist ja mit einer höheren
Eingangsspannung beizukommen. Was für weitere Probleme ergeben sich?
Der Vorschlag von DKM scheint mir der einzig sinnvolle, allerdings nur
der Teil in dem er den ICL 7660 vorschlägt. Das Teil ist einfach ideal,
ein IC und 2 C und schon hat man was man braucht...
Um eine stabile virtuelle Masse zu erzeugen verwendet man statt 2
Spannungsregler normalerweise einen Operationsverstärker (mit genügend
Leistung). Der OP wird als Spannungsfolger geschaltet (Ausgang direkt
auf den invertierenden Eingang zurück) und der nicht-invertierende
Eingang wird auf die halbe Betriebsspannung gebracht (über einen
Spannungsteiler). Am Ausgang des OPs kriegt man dann - je nach OP -
eine virtuelle Masse, die man gut belasten kann.
Hi,
virtuelle Masse ist ne Möglichkeit, geht aber auch einfacher (zumal Du
bei 14V Betriebsspannung nur 7V an Deinen Reglern hast, da brauchse
schon low-drop): die gute, alte Ladungspumpe, flying capacitor. Du
brauchst nur nen schaltenden square-wave Ausgang (Multivibrator, NE
555, Schmitt-trigger, was auch immer), 2Dioden und zwei C's. Mit den
Dingern macht Maxim bei Ihren RS232 Ic's die negative (und die höhere
positive) Spannung.
Cheers
Detlef
Hallo,
ich muss mal diesen alten Thread ausgraben. Habe ich (sh. Bild) den
Beitrag von Thomas Pototschnig richtig verstanden? Also dass man dann
Ub/2 als GND einer symmetischen Spannung verwenden kann?
VG mario
Nur, wenn dein GND (und damit auch +Ub) potentialfrei ist, also aus
einer eigenen Versorgung stammt.
Und natürlich kann diese künstliche "Masse" (Ub/2) nur soviel Strom
verarbeiten, wie der verwendete OP-Amp am Ausgang treiben kann. Denn der
muß sie ja erzeugen.
Hallo,
ich möchte das Prinzip mit dem "fliegenden Kondensator" gerne in meiner
Schaltung verwenden. Ich habs mit 5V auch schon ausprobiert und es
funktioniert gut. NUR: Ich hab +12V zur Verfügung und möchte daraus ca.
-12V machen und dazu den Mikrocontroller als Taktquelle nutzen. Was kann
ich da für eine Schaltung als "Schalter" für die 12V verwenden, der vom
Controller gesteuert wird. Ich dachte an so was ähnliches wie im Anhang.
Leider funktioniert das aber so nicht laut pspice...
Hat da jemand eine Idee?
lad mal deinen schaltplan aus spice hier rauf.
meine vermutung: du willst mit dem 5V pegel ausm atmel den p-kanal,
dessen source an +12V liegt.
überleg dir mal, was für spannungen du damit über die GS-strecke
hinbekommst.
Ja, Du liegst richtig mit Deiner Vermutung. Schaltungstechnik ist nicht
meine Stärke, aber nachdem ich mal den Tietze Schenk befragt hab krieg
ich genau U_DS < U_GS - U_th in meinem Fall <= 4,2V über die
Drain-Source Strecke. Ich kann also keine Spannungen schalten, die höher
als die Gate-Source Spannung sind..?
Die Schaltung im Anhang funktioniert laut Simulator. Aber macht man das
auch so in der Praxis oder eher doch anders?
Joul schrieb:
> Ja, Du liegst richtig mit Deiner Vermutung.
wenn das nur beim lotto klappen würde =)
> Ich kann also keine Spannungen schalten, die höher> als die Gate-Source Spannung sind..?
rein rechnerisch noch spannungen, die um die threshold-spannung höher
sind.
die threshold spannung ist aber bei weitem keine konstante, von daher
sind von solchen spielereien abzuraten, wenn man wirklich nur schalten
will.
> Die Schaltung im Anhang funktioniert laut Simulator. Aber macht man das> auch so in der Praxis oder eher doch anders?
genau so macht man das.
Hallo nochmal,
nachdem ich die Schaltung aufgebaut hab und der MOSFET zu rauchen
angefangen hat (war das Flußmittel) habe ich die Schaltung doch noch mal
simuliert und festgestellt, dass das gar nicht funktionieren kann.
Dort wo ich in der Zeichnung die Spannung messe, hab ich nur 1,5V
anliegen. Je kleiner die Last an dieser Stelle wird, desto höher wird
die Spannung...
Was ich aber nicht versteh, warum in meiner realen Schaltung so viel
Strom über die MOSFET's fließt. Ich benutzte die FDC6333C (zwei
komplenetäre in einem Gehäuse).
Vielleicht weis doch noch jemand Rat..?
mit MOSFETs geht das nicht so ohne weiteres, weil kurzzeitig
beide leitend sind und dann einen Kurzschluss-Strom fließt.
Es gibt hierfür dann entsprechende Treiber, die eine Totzeit haben
und erst einen abschalten und nach einer Pause den anderen einschalten.
Oder man macht's mit bipolaren Transis, da geht's direkt, da gibts
'von Natur aus' eine Pause; weil in der Spannungsmitte sind beide aus.
Siehe 'komplementärer Emitterfolger':
http://www.lautsprecher-shop.de/theorie/transistor3.htm
bei 1k und einem richtig dicken fet mit 1nF C_GS sind das n paar µs.
klar, mit treiber ist die 100%ige lösung, aber als problem würd ich eher
die 47k in der basis ansehen.
> dein R3 ist zu groß. der transistor sättigt nicht,
Wäre zwar theoretisch denkbar, doch selbst wenn er passen sollte,
geht es aus anderem Grund nicht.
Der NMOSFET leitet ab 3V am Gate locker 4A, der PMOSFET ab 12V-3V=9V
auch.
Beide Transistoren sind also im ersten Umschaltversuch gleichzeitig an
und schliessen die Batterie kurz.
Entweder die Batteriespannung bricht zusammen, oder die MOSFETs rauchen.
Das geht so nicht, du brauchst eine Totzeit, darfst beide Transistoren
nicht aus derselben Leitung schalten. Echte MOSFET-Treiber können das
einhalten, wie HIP4080.
>Was ich aber nicht versteh, warum in meiner realen Schaltung so viel>Strom über die MOSFET's fließt. Ich benutzte die FDC6333C (zwei>komplenetäre in einem Gehäuse).>Vielleicht weis doch noch jemand Rat..?
Das ist ganz einfach zu beantworten: Du hast die Gate-Source-Kapazitäten
nicht berücksichtigt. In der Theorie kann man einen Mosfet von jetzt auf
gleich umschalten, in der Praxis macht einem die parasitäre
Gate-Source-Kapazität da einen Strich durch die Rechnung und hustet
einem was. Das Umladen dieser Kapazität benötigt Zeit. Hast du dich noch
nie gefragt warum Bipolartransistoren heute immer noch gerne eingesetzt
werden? Mosfets sind ja eigentlich viel toller, man kann sie "quasi"
leistungsfrei ansteuern. "Quasi" deshalb, weil nur der Schaltvorgang
Leistung benötigt zum Umladen der Kapazität. Beim Bipolartransistor muss
man ja "nur" die Raumladungszone mit Elektronen fluten bzw. frei machen
um ihn zu schalten. Das geht um Welten schneller als eine Kapazität
umzuladen. Deshalb sind grade für hochfrequente Anwendungen
Bipolartransistoren i.d.R. interessanter als Mosfets.
In solchen Komplementärstufen, wie du sie da haben möchtest, musst du
deshalb die Transistoren nach und nach schalten. Bipolare Transistoren
kann man hier eventuell gleichzeitig schalten weil sie viel schneller
umgeschaltet werden können.
Um dir den Effekt mal anzuschauen krall die mal eine Umschaltung und
schau da genau hin. Das Bild speicherst du und dann änder mal R2 von 10
kOhm auf 1 kOhm. Schau dir auch hier wieder die Umschaltung an und
vergleich sie mit 10 kOhm. Am Signalverlauf selbst wirst du keinen
Unterschied feststellen aber die Zeit ist erheblich geschrumpft, die
Umschaltung geht mit 1 kOhm wesentlich schneller, d.h. da wird dann auch
nicht so lange viel Leistung verbraten und die Mosfets werden auch nicht
so heiß werden. Vielleicht genügt dir das ja schon ansonsten halt einen
Transistor nach dem anderen schalten.
>bei 1k und einem richtig dicken fet mit 1nF C_GS sind das n paar µs.>klar, mit treiber ist die 100%ige lösung, aber als problem würd ich eher>die 47k in der basis ansehen.
Nunja, die 10k in 1k ändern bringt mehr denn was nützt es, wenn der
Bipolartransistor mehr Strom leiten kann, also schneller die Masse
zuschalten kann, wenn man mit dem 10k den zufließenden Strom begrenzt?
Man muss erstmal schaun, welchen Strom man für das Umladen benötigt und
darauf kann man ja dann den Bipolartransistor anpassen. Natürlich kann
man dann auch prima den 10k Widerstand neu auslegen. Das Hauptproblem
wird schätungsweise das Laden der GS-Cs sein, nicht das Entladen.
Hallo,
danke für die ausführlichen Antworten!
Der Basiswiderstand ist in der Tat zu groß gewählt. Aber ein kleinerer
Wert (3k) änderte auch nichts daran, dass der FET zu heiß wird.
Den Vorschlag von Michael werd ich nochmal ausprobieren. Ich hab im
Moment nur wenig Zeit für das Projekt...
Hallo,
nachdem ich das Problem nun ganz anders gelöst habe bin ich nun doch
eher zufällig auf eine Lösung gestoßen. Wie Michael weiter oben
beschrieben hat müssten die FET's nacheinander und nicht gleichzeitig
geschaltet werden.
Der MOSFET Treiber TC4427 von Microchip ist für die Anwendung wie ich
sie ursprünglich gedacht hatte meiner Meinung nach gut geeignet. Die
Eingangsspannung kann bis zu 18V und der Ausgangsstrom bis zu 1,5A
betragen. Steuern lässt sich der Treiber unabhängig von der
Eingangsspannung mit gewöhnlichen TTL Pegeln (H > 2,4V; L < 0,8V).
Womöglich geht es auch noch einfacher aber bei einem Stückpreis von
~60Cent für den Treiber finde ich ist es eine prima Alternative zu
fertigen Switched Capacitor IC's die gerne das zehnfache kosten.
Vorausgesetzt man hat ein Taktsignal zur Verfügung, was aber bei einem
Mikrocontroller leicht "übrig" ist.
Hier nochmal die Schaltung von Hewlett präziser:
Die Eingangsspannung (+Vs und -0) darf zwischen +8...+36V groß sein. Die
Ausgangsspannungen haben dann immer den halben Wert (+4...+18V an VQ+
und Masse bzw. -4...-18V an VQ- und Masse). Der
Leistungsoperationsverstärker TCA 365 hat die geringste Erwärmung, wenn
beide Ausgangslastwiderstände (Verbraucher) gleich groß sind, bei
unterschiedlichen Lastwiderständen regelt er die Ausgangsspannungen zu
gleichen Teilen aus, beide Ausgangsspannungen sind immer gleich groß
egal wie unterschiedlich die Ausgangslasten sind. Es dürfen auch
Glühlampen angeschlossen werden. Der OP enthält eine interne Strom und
Verlustleistungsbegrenzung. Bei induktiven Lasten je eine Diode in
Sperrichtung parallel zum Ausgang schalten. Max. Ausgangsstrom 4 Ampere.
Ich habe versehentlich die Schaltung zwei mal hochgeladen. Der
Administrator möge doch bitte eine Schaltung davon löschen. Die Masse am
Ausgang ist eine künstlich erzeugte Masse und darf nicht mit der Masse
von der Betriebsspannung verbunden werden!
Ralf schrieb:> Hier nochmal die Schaltung von Hewlett präziser:
...
> Leistungsoperationsverstärker TCA 365...
Auch mal ins Datenblatt des IC geschaut? Der muss (wie auch seine engen
Verwandten TDA2030, L165) mit einer Mindestverstärkung von 10 (=20dB)
betrieben werden, um stabil zu sein. Das steht nicht nur direkt da, man
kann es auch aus dem Open-Loop-Frequenzgang ablesen. Eine Verstärkung
von +1, wie in deiner Schaltung, führt grundsätzlich zur Instabilität.
Es mag sein, dass die beiden 100µF den Verstärker in die Knie zwingen,
aber eine gute Lösung ist das nicht. Und über den Sinn des
Boucherot-Gliedes darf angesichts der beiden parallelen
100µF-Kondensatoren auch noch mal nachgedacht werden.
Die beiden 100uF Standard-Elkos sind keine low-ESR-Typen (davon ist
Normalerweise auszugehen). Deshalb macht das Boucherot-Glied (1 Ohm und
220nF) insofern Sinn, dass dadurch eine evtl. hochfrequente
Schwingneigung, durch komplexe Verbraucher, unterdrückt wird. Da aber
der OP als Spannungsfolger bzw. Impedanzwandler geschaltet ist (starke
Gegenkopplung durch direkte Verbindung zwischen Pin 4 und 2), arbeitet
er sowieso schon sehr stabil. Eine ganz ähnliche Schaltung ist in dem
Buch "Professionelle Schaltungstechnik" 6. Auflage von Dieter Nührmann
zu finden (ebenfalls mit dem TCA 365). Merke: Eine starke Gegenkopplung
sorgt grundsätzlich für Stabilität und verringert die Schwingneigung!
Also gängige Praxis.
Ralf schrieb:> Merke: Eine starke Gegenkopplung> sorgt grundsätzlich für Stabilität und verringert die Schwingneigung!
Ein Merksatz, so sinnvoll wie die "1000µF pro Ampere".
je stärker deine "Gegenkopplung", desto stärker wird sie bei der
Frequenz bei der die Phasendrehung 180° groß wird zur Mitkopplung.
Bevor du hier solche Merksätze postest solltest du dich mal über das
Stichwort "unity gain stable" informieren.
Mal sehen was Arno dazu noch sagt :-)
Mit "unity gain stable" hat diese Schaltung nichts am Hut. Die Schaltung
ist extrem niederohmig und eine Phasendrehung von 180° würde erst im
zweistelligen MHz-Bereich auftreten und für diesen Frequenzbereich ist
der OP sowieso "taub". Also alles im grünen Bereich.
Bei einem Operationsverstärker in Röhrenschaltung sieht die Sache etwas
anders aus ... (ich möchte nicht näher darauf eingehen, dann sitzen wir
Weihnachten noch hier und Ostern hat noch gar nicht angefangen).
Ich habe mir alle Links, die ArnoR mir empfohlen hat durchgearbeitet.
Dabei handelt es sich meistens um Frequenzverarbeitung oder "relativ
hohe" Impedanzen, beides trifft bei der symmetrischen
Spannungsversorgung mit dem TCA 365 so gut wie nicht zu. Erst der
Beitrag "Capacitors on the Output of a Virtual Ground Driver" hat mich
beeindruckt und kleinlaut gemacht. Vielleicht war es nur Zufall, dass
die Schaltung bei mir auf Anhieb funktionierte.
Letztendlich ging es in diesem Thread um Eikes Problem (siehe erster
Beitrag). Darauf hin hat am 12.02.2006 um 17.25 Uhr Thomas Pototschnig
die gleiche Idee mit der virtuellen Masse, eben nur mit Worten
beschrieben. Direkt darauf (17.57 Uhr) antwortete Eike mit einer
Erfolgsmeldung. Also scheint diese Art von Schaltung tatsächlich
funktioniert zu haben. Ich habe lediglich diese bewährte Schaltung mit
dem TCA 365 und den Bauteilewerten zu Thomas' und Hewlett's Vorschlag
geliefert.
Dennoch ist diese Schaltung, insbesondere nach ArnoR's berechtigten
Einwand, mit Vorsicht zu genießen. Apropo genießen, muss jetzt runter
zum Abendbrot und Danke für die interessanten Infos.
festspannungsregler.JPG
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