Unten fetter Mosfet, 30V max, schnell, sehr kleines RDSon. Drüber fetter
IGBT, 600V, 18V fest am Gate, langsam. Klassische Cascode-Schaltung. Das
als H-bridge.
Absicht ist hochfrequente kurze Bursts 200-400khz bei sehr hohen Strömen
in resonanten Schwingkreis mit den Vorteilen einer Cascode Schaltung.
Der IGBT ist ja hier ein Emitterfolger, d.h. die Spannung am Drain des
Mosfet sollte nie wesentlich über den 18V am Gate des IGBTs steigen.
Die Frage ist, kann man sich bei ansonsten induktionsarmen Aufbau darauf
verlassen, oder besteht das Risiko, dass der IGBT bei hohen Frequenzen
zu langsam ist und damit die Spannung am Drain Mosfet unzulässig hoch
wird?
Die Idee der Cascode Schaltung ist ja hier, dass der IGBT sehr schnell
ausgeräumt wird.
Versteht jemand die Mechanismen hier gut genug, um abzuschätzen, wie
sich die Spannung am Drain Mosfet über die Frequenz entwickelt?
Grüsse
>Unten fetter Mosfet, 30V max, schnell, sehr kleines RDSon. Drüber fetter>IGBT, 600V, 18V fest am Gate, langsam. Klassische Cascode-Schaltung. Das>als H-bridge.
Eine Kaskode ist dadurch gekennzeichnet, daß der unter T nie ganz
durchgeschaltet werden kann(darf), da sonst "unendlich" hohe Ströme
fließen.
Der RDS_on ist also unwichtig hier.
>Der IGBT ist ja hier ein Emitterfolger, d.h. die Spannung am Drain des
Wieso das?
>Mosfet sollte nie wesentlich über den 18V am Gate des IGBTs steigen.
Wieso? Die könnte bis auf Betriebsspannung gehen, bei induktiver Last
noch mehr, wenn der unter T abgeschaltet wird.
>Versteht jemand die Mechanismen hier gut genug, um abzuschätzen, wie>sich die Spannung am Drain Mosfet über die Frequenz entwickelt?
Du bist wohl derselbe, der vor ein paar Wochen einen schnellen und einen
langsamen T kreuzen wollte, um am Ende einen schnellen Gesamt-T zu
haben?
Ok, hatte bißchen was durcheinandergebracht, da der Kontext nicht gleich
klar war.
Drain des Mosfets könnte beim Abschalten durchaus mehr als die 18V
sehen, wenn der IGBT nicht schnell genug abschaltet, weil dessen Emitter
ja in dem Moment kurz in der Luft hängt. Und damit könnte auch seine
eigene Gate-Emitterspannung unzulässig hoch werden (in negativer
Richtung).
Es kommt also auf die zeitlichen Zusammenhänge an, ob das eintreten
kann.
So gesehen finde ich es etwas ungünstig, oben schnell und unten langsam
zu mischen.
>Absicht ist hochfrequente kurze Bursts 200-400khz bei sehr hohen Strömen>in resonanten Schwingkreis mit den Vorteilen einer Cascode Schaltung.
Vorteil der Cascode ist die Reduzierung des Einflusses der
Miller-Kapazität, was höhere "Drehzahlen" erlaubt. Aber da ein IGBT ja
eigenelich ein BJT ist, und damit das Problem mit der Recoverytime
ausgerechnet beim Abschalten auftritt, und nicht von der
Miller-Kapazität abhängt, besteht grundsätzlich beim Abschalten die
Gefahr, daß der untere Mosfet aufgrund noch nicht abgeschalteten IGBT
eine zu hohe Spannung sieht.
Schneller einschalten könnte der IGBT evtl. in einer solchen
Konstellation, aber beim Abschalten wird's nix bringen.
axelro schrieb:> besteht das Risiko, dass der IGBT bei hohen Frequenzen> zu langsam ist und damit die Spannung am Drain Mosfet unzulässig hoch> wird?
Ja.
Und nicht nur dort, sondern auch die zulässige Gate-Spannung des IGBT
kann in negativer Richtung überschritten werden.
axelro schrieb:> Die Idee der Cascode Schaltung ist ja hier, dass der IGBT sehr schnell> ausgeräumt wird.
Für schnelles Ausräumen sind IGBTs aber nicht gerade berühmt.
Danke für das Feedback.
Jens, ja, um die Reduzierung der Millerkapazität geht es letztendlich
beim Einschalten, und beim Ausschalten wird die Minoritätsladung
schneller ausgeräumt, bringt also schon was. Schnell ist übrigens unten,
nicht oben. Stimme aber zu, die Schlussfolgerungen sind ansonsten
gleich.
Mark, ja. Mann findet interessanterweise Cascode mit BJT, JFET, SIC, GTO
aber nirgends mit normalen SI IGBTs.
nachtmix, zulässige Gatespannung IGBT kann nicht überschritten werden,
da fest auf 18V. D.h. 18V bei an, bei Aus fast 0 zwischen Sorce-Gate
IGBT. Klar sind sie nicht brühmt für schnellers ausräumen, aber in
Basisschaltung gelten andere Mechanismen. Das Ausräumen wird ja durch
den Mosfet aufgezwungen.
Ich werde wohl simulieren oder real messen müssen, um das Verhalten über
die frequenz näher zu bestimmen. Ich teile, sobald verfügbar.
danke
axelro schrieb:> 200-400khz bei sehr hohen Strömen
Hallo Axelro, die Kaskode ändert an den Schaltzeiten des IGBTs leider
nix. Wenn Du einen IGBT findest, der sich für 400kHz eignet, kannst Du
den auch gleich direkt ansteuern.
Definiere "hohe Ströme". Ist der Strom wirklich so hoch, daß das ein
Mosfet nicht mehr kann?
Mark S. schrieb:> Wenn mich die Erinnerung nicht trügt, hat Infineon mal selbstleitende> N-LeistungsFETs mit NMOS in der SourceLeitung zu Kaskoden kombiniert.
Ach ja, Superjunction. Steckt in jedem 600-Volt-Mosfet drin.
Hallo Sven,
doch, die Schaltzeiten verbessern sich erheblich, da das Ausräumen der
Minoritätsladungsträger nicht über den Gatestrom aufgeprägt wird,
sondern über den erheblich grösseren Strom über den Emitter.
In der gegebenen Nischenanwendung sind die Ströme tatsächlich für die
Zeitdauer des kurzen Bursts extrem hoch (mehrere hundert Ampere), da ja
quasi Kurzschluss (Schwingkreis in Resonanz, oder dicht dran). Der duty
cycle ist aber extrem klein, unter 1%, so dass sich zwar exreme
impulsleistungen ergeben, aber die mittlere Leistung sich vielleicht im
Bereich 1-2kw bewegt.
Eigentlich braucht man die Geschwindigkeit eines Mosfet, dessen RDSon
bei einer entsprechenden Spannungsfestigkeit von 600V zu hoch für diese
Ströme wird. Ein IGBT wiederum hat ja einen diodenähnlichen
Spannungsabfall und wäre für die Ströme geeignet, ist aber zu langsam.
Daher die Idee, die Kaskodenschaltung zu bemühen, die die beiden guten
Eigenschaften zusammenbringt, aber natürlich auch irgendwo ihre Grenzen
hat. Ein Niedervolt Mosfet kann sehr niedrige RDSon haben, der die
Ströme ermöglicht, und der IGBT bringt die Spannungsfestigkeit ein.
@ axelro (Gast)
>Eigentlich braucht man die Geschwindigkeit eines Mosfet, dessen RDSon>bei einer entsprechenden Spannungsfestigkeit von 600V zu hoch für diese>Ströme wird.
Mehrere parallel schalten?
axelro schrieb:> doch, die Schaltzeiten verbessern sich erheblich, da das Ausräumen der> Minoritätsladungsträger nicht über den Gatestrom aufgeprägt wird,> sondern über den erheblich grösseren Strom über den Emitter.
Welcher Strom über den Emitter, wenn der 30V-Mosfet sperrt?
@axelro (Gast)
>nachtmix, zulässige Gatespannung IGBT kann nicht überschritten werden,>da fest auf 18V. D.h. 18V bei an, bei Aus fast 0 zwischen Sorce-Gate>IGBT. Klar sind sie nicht brühmt für schnellers ausräumen, aber in>Basisschaltung gelten andere Mechanismen. Das Ausräumen wird ja durch>den Mosfet aufgezwungen.
JA, Gate ist fest auf 18V - gegen Masse.
Aber Emitter ist variable, und könnte, wenn der IGBT durch seine eigenen
Verzögerungen noch auf Durchgang ist, der Mosfet aber nicht mehr,
zusammen mit seinem Collector hochgezogen werden, so daß eine (zu große)
negative Gate-Emitter-Spannung für den IGBT entsteht (bzw. könnte).
Jens, die Simulation gibt Dir recht. Ausserdem scheint durch den
gleichen Effekt eine zu hohe Sperrspannung am MOSFET anzuliegen. Ich
schau mal, ob ich das Modell hochgeladen bekomme ...
IGBT in Serie zum FET - kann ich mir gut bildlich vorstellen.
Woran es bei mir scheitert:
Wie sieht die Anbindung an den Gates aus?
Infineon hatte damals mit dem normally on SiC JFET eine Kaskode
präsentiert.
Der cascode Mosfet war einzig und allein ein Schutz, um dem normally on
vom IGBT entgegen zu wirken. Da war die "Logik" in der Ansteuerung
zwischen JFET und Mosfet relativ selbsterklärend.
Da der IGBT ein normally off Schalter ist, ist mir nicht so ganz klar,
wie die Anbindung an den Treiber aussehen soll.
Hast du vielleicht eine prinzipielle Skizze deiner Idee?
BTW:
IGBT und 400kHz passen in meiner Welt nicht zusammen.
Hast du dir mal Gedanken darüber gemacht, den Mosfet zum IGBT parallel
zu schalten? Die Ansteuerung sähe dann so aus, dass der Mosfet zuerst
einschaltet (niedrige Schaltverluste) und der IGBT danach einschaltet
(niedrige Durchlassverluste).
Die "Herausforderung" liegt dann am Treiber, dass das Timing richtig
abgestimmt ist.
Gruß,
Alexander schrieb:> Hast du dir mal Gedanken darüber gemacht, den Mosfet zum IGBT parallel> zu schalten? Die Ansteuerung sähe dann so aus, dass der Mosfet zuerst> einschaltet (niedrige Schaltverluste) und der IGBT danach einschaltet> (niedrige Durchlassverluste).
Ja, den Gedanken hatte ich auch schon. Nur wurde ein Duty Cycle unter 1%
angegeben - was bei 400kHz unter 25ns sind. Wenn man in der Zeit noch
mehr will, als nur ein- und auszuschalten (und alleine das wird wohl
schon recht spannend mit einem IGBT), also es zu besagtem Stromfluß auch
wirklich kommen soll, dann sehr viel weniger.
axelro schrieb:> Der duty cycle ist aber extrem klein, unter 1%, so dass sich> zwar exreme impulsleistungen ergeben, aber die mittlere Leistung> sich vielleicht im Bereich 1-2kw bewegt.
Mal für den günstigsten Fall gerechnet (überschlagen):
1kW Dauerleistung = 100kW während 1% der Zeit.
100kW = z.B. 400V bei 250A
In dem Maße, in dem die theoretischen, ohne Schaltzeiten, 25ns durch
ebendiese zusammenschrumpfen, erhöht sich der nötige Strom, um die
Leistung pro Puls (und auch die mittlere solche) auf gleicher Höhe zu
halten.
axelro schrieb:> Absicht ist hochfrequente kurze Bursts 200-400khz bei sehr hohen Strömen> in resonanten Schwingkreis
Was nun genau? Exakte Signalform, bitte.
Denn bis jetzt sprichst Du einerseits von 1% Duty-Cycle (was in der
einfachsten Form schlicht ein kurzer Puls mit 99-fach längerer
Puls-Pause wäre).
Andererseits redest Du von Bursts (was aber wiederum als die
Wiederholung mehrererkurzer Pulse, dann gefolgt von einer Pause,
bedeutet).
Dieter schrieb:> Wenn der resonante Kreis dazu fuehren wuerde, dass der IGBT Strom grad> am Nulldurchgang des Stroms in die Sperrung geht, sehe es etwas besser> aus.
Um welche Art Resonanzkreis handelt es sich? So wie Dieter meinte, mit
einem darauf abgestimmten ZCS-Resonanzkreis, könnte mittels einer
konstanten Einschaltdauer (auch als "Constant-On-Time" bekannt) der
Strom jeweils null sein beim Ausschaltzeitpunkt. Und eventuell auch eine
echte Regelung stattfinden. (Da gibt es so einige Chips.) Ob nötig oder
auch nur nützlich - k.A.! :) Du gehst ja kaum näher auf etwas ein...
Danke nochmal an alle für die Beteiligung. Modell ist angehängt, wer mal
schauen mag.
Um auf die einzelnen Beiträge auch einzugehen:
@falk - mehrere MOSFET parallel. Klar, wäre denkbar (mit eigenen
Herausforderungen). Wollte halt mal die Cascode Idee ausspinnen.
@Sven - Welcher Strom über den Emitter, wenn der 30V-Mosfet sperrt?
Na ja, der während es Abschaltens halt (oder hab ich grad einen
Denkfehler?).
Oder TK100L60W - fettes Teil, aber auch stinklangsam. Da gibts ja schon
IBGT die schneller sind. Aber ok, vermutlich auch denkbar.
@rogerz - SIC. Schnell, aber die besondere Stromtragfähigkeit wär nicht
gegeben. Mehrere Parallel denkbar, aber dann schon fast overkill.
@Alexander - paralleler MOSfet - ja, wär auch ne Überlegung, z.B. ob man
den IGBT frühzeitig ausschaltet, und den Mosfet währenddessen für kurze
Zeit die Last tragen lässt, um dann diesen schnell auszuschalten. Beim
Einschalten wirds nicht viel bringen, da die IGBTs da auch schon
einigermaßen schnell sein können.
Ja, IGBT und 400khz (na ja, vermutlich eher 200khz) passen normalerweise
gar nicht, allerdings haben wir hier soft switching, was auch mithilft.
Ansonsten ist die Cascode Idee jetzt halt auch einfach etwas, was ich
mal verstehen wollte - ansonsten kann man immer noch in Richtung
parallel Mosfet, etc. gehen.
OK, mal das Modell angehängt. lib und asc ins gleiche Verzeichnis, und
auf alternative Modell (Simulate-Control Panel - Spice - Normal auf
Alternate) umschalten, sonst konvergiert es nicht. Hoffe, das wars an
Einstellungen, mußte etwas rumprobieren.
Im ausgeschalteten Zustand geht der Drain Mosfet auf 200 V +, vermutlich
weil sich dann hier ein Spannungsteiler aus den in den Modellen
hinterlegten Widerstandswerten im ausgeschalteten Zustand ergibt. Ob das
in der echten Welt auch so ist, müsste man probieren, da wird es wohl
noch einen Avalanche Effekt geben. Falls das so ist, dann crashed das
natürlich den 30V Mosfet (und auch der von Jens genannte Effekt tritt am
Gate des IGBT ein).
Grüsse
@ipsy -Duty Cicle bezog sich auf die Bursts.
Also, bei den genannten 200-400khz z.b. 10-30 Perioden Schwingungen
(also bei 200khz ca. 50 -150u), dann ein paar ms aus.
Es handelt sich um einen Serienresonanzkreis, so wie Dieter meinte. Im
idealen Resonanzfall, der allerdings schwer zu treffen ist, da die
Resonanz durch äussere Einflüsse, haben wir ja einen Quasi-Kurzschluß.
Die Ströme können dadurch sehr hoch werden (300-600A). Der Schwingkreis
pumpt dann einen lose angekoppelten weiteren auf gleiche Resonanz
angekoppelten Schwingkreis. Ich ging darauf nicht näher ein, weil es
hier eigentlich mehr um das Cascode Prinzip mit IGBT geht, nicht um den
Anwendungsfall. Es gibt sicher andere Ansätze (wie z.B. von Falk
genannt), die Diskussion ist aber "Cascode".
Grüsse
axelro schrieb:> TK100L60W - fettes Teil, aber auch stinklangsam.
Im DB mit max. 1A Treiber (10V mit 10Ohm, Bild 6.2.1) - das ginge schon
deutlich schneller als so. Bei FETs wäre - wie vielleicht bekannt - der
Betrieb leicht oberhalb f_R (und damit ZVS) deutlich besser.
Ich vermute mal, die Veränderlichkeit der Resonanzfrequenz v.
Schwingkreis No. 2 ist deutlich eingeschränkt, da sonst nicht das
Gewünschte herauskommt.
Und auch die Unterbrechungen sind erwünscht. Außerdem ist kein
Gleichrichter vorhanden. Korrekt?
Ja, macht Sinn, mit weniger Gate-Widerstand und stärkerem Treiber lässt
sich noch was rausholen.
Aber bei 0,015Ohm haben wir bei 500A ca. 7.5V Spannungsabfall - etwas
weniger als 4kW.
Schau Dir mal den FGA60N65SMD IGBT zum Vergleich an, was da schon geht.
Da haben wir ca. 2V Spannungsabfall bei On, Faktor 3 besser. Auch können
IGBTs eine hohe kurzzeitige Überlastung auch jenseits der Max Werte im
Datenblatt ab.
Bgzl. Veränderlichkeit Resonanz - die wird nachgeregelt (ist vielleicht
im Bereich 10% auf/ab. Ebenso ja, kein Gleichrichter im Sekundärkreis)
und ebenso sind die Unterbrechungen gewünscht - bzw. vielmehr eine
möglichst hohe Impulsleistung für kurze Zeit. Aber damit wären wir
wieder bei der Anwendung und nicht so sehr bei der Cascode-Schaltung,
die hier im Vordergrund stehen soll. Der Reiz war, diese in ihrem
Verhalten bei den Rahmenbedingungen zu verstehen.
Ich hab mich inzwischen schon davon verabschiedet, daß Cascode Schaltung
hier irgendwas bringt - allerdings ist mir grad immer noch unklar, wieso
ich in der Simulation so einen hohen Spannungswert am Drain MosFET
bekomme. Ich frag mich, ob das eine Schwäche der Simulationsmodelle ist
oder ob schaltungstechnisch was fehlt.
Grüsse
axelro schrieb:> Schau Dir mal den FGA60N65SMD IGBT zum Vergleich an, was da schon geht.> Da haben wir ca. 2V Spannungsabfall bei On, Faktor 3 besser. Auch können> IGBTs eine hohe kurzzeitige Überlastung auch jenseits der Max Werte im> Datenblatt ab.
... einen Faktor 3 (2V bei 500A) kann ich aus dem DB nicht rauslesen.
Bei 180A hört mein FGA60N65SMD-Datenblatt jedenfalls auf, bei 500A ist
der IGBT vermutlich schon tot.
Den TK100L60W (MOSFET, 15mR) gibt's von Infineon auch noch etwas fetter
und schneller IPW60R017C7 (TO247-3pin) bzw. IPZ60R17C7 (TO247-4-pin)
https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-IPW60R017C7-DS-v02_00-EN.pdf
off topic:
... suche gerade selbst einen 600V MOSFET im TO247 mit möglichst kleinem
Rdson und hohem Pulsstrom. Kennt jemand noch einen besseren als den
genannten IPW60R17C7?
ok, ok :-), bei 500A wären das keine 2V mehr. Man kann das grob
extrapolieren über die Saturation over Gate Kurve. Vermutlich wär man
dann bei ca. 4V oder so. Man sollte bei solchen Überlastungen auch ruhig
etwas an die Vges Max Werte ranrücken, damit man keine Desaturation
bekommt.
Bei dem TK100L60W ist das vermutlich auch nichtlinear, die 7.5V waren ja
rein rechnerisch.
Obwohl es unglaublich ist, was die Teile kurzfristig abkönnen für die
paar Mikrosekunden. Die Überlastung ist ja thermisch limitiert. Solange
man nicht grad die Bonddrähte verdampft in der Zeit, und das Ziel nicht
Langfristzuverlässigkeit ist, geht viel.
Der von Dir genannte IPW60R017C7 ist schon ein Wahnsinnsteil. Er ist
recht hochgezüchtet hinsichtlich die size. Für die genannten Umstände
ist ausreichend die size nicht verkehrt.
Würde mich auch interessieren, ob es da noch etwas besseres gibt...
axelro schrieb:> Welcher Strom über den Emitter, wenn der 30V-Mosfet sperrt?> Na ja, der während es Abschaltens halt (oder hab ich grad einen> Denkfehler?).
Ja klar. Denn der IGBT "bemerkt" doch erst was, wenn der Mosfet in der
Emitterleitung in den sperrenden Zustand übergeht. Er ist also immer
etwas später dran.
Wenns jetzt nicht gar so viel Strom sein müßte, könnte man den durch die
Sperrverzögerung des IGBT verursachten Impuls über eine Diode in die 18
Volt ableiten.
Er bemerkt das aber sehr schnell. Beim Abschalten des Mosfet steigt die
Spannung am Drain und damit am Emiter des IGBT sehr schnell an, bis der
Emitter hier gegenüber dem Gate des IGBT deutlich positiv ist (sprich,
das gate relativ dazu negativ). Damit wird der IGBT effektiv ausgeräumt,
schneller als das ein über das Gate aufgeprägter Strom in
konventioneller Schaltung könnte. Ganau hier macht sich ja der Vorteil
der Basisschaltung deutlich.
Nun muss man nur noch verhindern, dass er zu positiv wird und damit die
zulässigen Maximalwerte von IGBT Vges und Moasfet Vsd max überschreitet,
z.b. durch eine Zehnerdiode oder das von Jens angesrochene Clamping.
Rechne doch mal (unter Betrachtung einer Parallelschaltung von IGBT mit
Superjunction wie dem C7) bei allen Vorschlägen die Schalt- und
Leitverluste (Treiberleistung und -verluste außen vor) im
Hard-Switching, ZVS, und ZCS durch.
Und ja, beziehe dabei Deine o.g. sequentiellen Schaltvorgänge (FET ein,
danach IGBT ein, IGBT aus, FET aus) mal ein. So könnte es gehen,
geschätzt.
Und möglich wäre das auf verschiedene Weise - ich schätze, sogar mittels
eines analogen PSFB-ICs (spitze wäre einer ohne integrierte Treiber,
aber... egal) und geschickter "Umgestaltung" der Ansteuerung mittels
GDTs, ergänzt mit zwei kleinen RCD-Schaltungen. Obwohl es digital ebn so
gut, oder gar "besser" gehen könnte.
itsy schrieb:> Und möglich wäre das auf verschiedene Weise - ich schätze, sogar mittels> eines analogen PSFB-ICs
Ich habe damals für einen ähnlichen Fall den F28335 von TI verwendet.
Damit kann man sehr flexibel und ohne viel Aufwand die gewünschten
Zeiten / Delays zwischen FET und IGBT erreichen.
Wenn ich heute noch weiter an dem Thema arbeiten würde, würde ich das
sicherlich über active gate control machen, um die optimalen
Schaltzeitpunkte zu erreichen.
Gruß,
Reihenschwingkreis und lose gekoppelter zweiter Schwingkreis, klingt
nach Teslaspule (DRSSTC). 300khz Spulen werden in der Regel mit Wald und
Wiesen IGBTs gebaut. Siehe dazu:
http://kaizerpowerelectronics.dk/tesla-coils/drsstc-design-guide/igbts/
Da ist unten eine Tabelle mit Schaltzeiten und Strömen
Die Schaltzeiten sind beim Softswitching deutlich kürzer als im
Datenblatt. Auch die Pulsströme kann man für kurze Einschaltdauer
deutlich überfahren.
Jens, ja, ist richtig, wollte ich nicht so recht mit rausrücken, weil es
mir eben um das Thema Cascode ging, und die Anwendung da eher abgelenkt
hätte. Das finde ich faszinierend und hat halt auch noch niemand in der
Anwendung gemacht (vielleicht auch weil sinnlos, ok, ist auch ein
Ergebnis).
Itsy, Alexander, bzgl. Ansteuerung habe ich mir ein TI Delfino 200Mhz
DSP Launchpad für 30 Eur besorgt.
http://www.ti.com/tool/launchxl-f28377s
Enorm leistungsfähig, das Teil, knabere noch an den Funktionalitäten.
Itsy, auf Verluste kommts da nicht an.
Grüsse
axelro schrieb:> Itsy, auf Verluste kommts da nicht an.
Nun ja... Ich stattete meine bisherigen Resonanzwandler (allerdings
reine Privatprojekte, bis auf 2 Ausnahmen auch nur (ein paar auch
"Zw-")Einzelstücke) mit Schaltern aus, die dasselbe auch hart geschaltet
ertragen. Etwas Sicherheitsmarge ist nie verkehrt.
Erreicht man vielleicht absolute Spitzen-Daten (vielleicht sogar nie
dagewesene Streamerformen und -längen, in Deinem Fall) durch geschickte
Ansteuerung von Standardbauteilen (oder in der Form "anders gar
nicht"?), und resultierende außergewöhnlich schnelle wie auch
stromtragfähige und verlustarme Schalter - also evtl. gar "bessere" als
andere Tesla-Bastler (?) - sollte man den Gedanken daran doch vielleicht
nicht sofort beerdigen.
Ich sehe übrigens grade, daß ich etwas vergaß: Ich wollte noch dazu
schreiben oben, daß diese sequentiellen Schaltvorgänge trotz der
offensichtlich erhöhten Komplexität wohl vermutlich sogar 400 - 500kHz
auch zuließen... dafür müßte halt alles "stimmen". Jedenfalls bin ich
mir sicher, jene Parallelschatung etc. hätte großes Potential.
Du hast nun eh eine passende Plattform für alles, sehe ich gerade. Das
Ding kann doch so gut wie alles (notfalls mit minimalen Hilfsmitteln)?
Meine Güte, mit so einer Funktionalität in einer Baugruppe könnte ich
wohl nicht widerstehen, die Experimente mit Resonanzwandlern auf
empirische Versuche mit Transduktor-Wicklungen um diverse Haupt- und
Seitenschenkel von Kernen auszudehnen. Fast jede Einzel-Induktivität im
Trafo für sich beeinflussen.
Sicherlich irgendwo "ertragreich". Wollte ich vor ein paar Jahren eh
schon mal in die Richtung vertiefen. Gäbe bestimmt nette Effekte,
vordergründig erst einmal zum Ausdehnen Verbessern des ZVS
Verhaltens. Kombinationen mit noch anderen Trafo-Konstrukten und
beliebige Totzeit und, und, und. Schön. Wie Du grade hörtest, finde ich
also (auch) die Anwendung von resonanten Topologien als
DC-Stromversorgung äußerst interessant. Damit will ich keinen Einfluß
nehmen (denn ich habe auch nichts gegen Teslaspulen), sondern einfach
meine - wahrscheinlich für Dich aber völlig nutzlosen - "freien"
Gedanken zu dem schönen Evalboard darstellen. Nuja - egol. :)
SIC ist aktuell das Mittel der Wahl, denke ich. Problematisch daran ist
eigentlich nur der Preis.
Zum Thema Treiber ich arbeite jetzt schon seit ein paar Monaten an einem
neuen Treiber mit FreeRTOS:
https://highvoltageforum.net/index.php?topic=188.0
Das ist eine Weiterentwicklung vom UD3-Treiber von Steve Ward.
Für mich hat sich der psoc5lp als nahezu ideal für die Anwendung
dargestellt. Alles was Zeitkritisch ist läuft im FPGA-Teil des Psocs ab.
Da ist auch eine digitale Nulldurchgangsvorhersage drin. Man kann das
Treiberdelay und IGBT delay als Zeit in ns eingeben und der kompensiert
das. Das funktioniert komplett mit DMA. Es wird die Zeit von
Nulldurchgang zu Nulldurchgang mit einem Timer gemessen und per DMA in
einen Digitalfilter kopiert und der Wert der aus dem Digitalfilter
rausfällt wieder in einen Timer kopiert, die CPU muss dafür nix tun. So
schalten die IGBTs perfekt im Nulldurchgang.
Das aussehen des Streamers kann man darüber steuern wie schnell der
Primärstrom ansteigt. Deswegen kann man an dem Treiber entweder einen
Buck-Wandler anschließen oder die Rampe über einen Phasenversatz der
beiden Brückenzweige direkt erzeugen. Bei dem Treiber kann man während
des Bursts den Phasenwinkel von 0-180° per Software verstellen. Wenn bei
dem Burst der Maximale Strom überschritten wird, geht der Treiber in
einen freewheeling modus bis der Strom wieder gefallen ist. Danach wird
weiter Strom in den Schwingkreis gepumpt. So kann man lange Pulse
fahren. 10-20ms habe ich schon ausprobiert.
