Forum: Analoge Elektronik und Schaltungstechnik Mosfet-IGBT Cascode -geht das?


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von axelro (Gast)


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Unten fetter Mosfet, 30V max, schnell, sehr kleines RDSon. Drüber fetter 
IGBT, 600V, 18V fest am Gate, langsam. Klassische Cascode-Schaltung. Das 
als H-bridge.

Absicht ist hochfrequente kurze Bursts 200-400khz bei sehr hohen Strömen 
in resonanten Schwingkreis mit den Vorteilen einer Cascode Schaltung.

Der IGBT ist ja hier ein Emitterfolger, d.h. die Spannung am Drain des 
Mosfet sollte nie wesentlich über den 18V am Gate des IGBTs steigen.

Die Frage ist, kann man sich bei ansonsten induktionsarmen Aufbau darauf 
verlassen, oder besteht das Risiko, dass der IGBT bei hohen Frequenzen 
zu langsam ist und damit die Spannung am Drain Mosfet unzulässig hoch 
wird?

Die Idee der Cascode Schaltung ist ja hier, dass der IGBT sehr schnell 
ausgeräumt wird.

Versteht jemand die Mechanismen hier gut genug, um abzuschätzen, wie 
sich die Spannung am Drain Mosfet über die Frequenz entwickelt?

Grüsse

von Jens G. (jensig)


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>Unten fetter Mosfet, 30V max, schnell, sehr kleines RDSon. Drüber fetter
>IGBT, 600V, 18V fest am Gate, langsam. Klassische Cascode-Schaltung. Das
>als H-bridge.

Eine Kaskode ist dadurch gekennzeichnet, daß der unter T nie ganz 
durchgeschaltet werden kann(darf), da sonst "unendlich" hohe Ströme 
fließen.
Der RDS_on ist also unwichtig hier.

>Der IGBT ist ja hier ein Emitterfolger, d.h. die Spannung am Drain des

Wieso das?

>Mosfet sollte nie wesentlich über den 18V am Gate des IGBTs steigen.

Wieso? Die könnte bis auf Betriebsspannung gehen, bei induktiver Last 
noch mehr, wenn der unter T abgeschaltet wird.

>Versteht jemand die Mechanismen hier gut genug, um abzuschätzen, wie
>sich die Spannung am Drain Mosfet über die Frequenz entwickelt?

Du bist wohl derselbe, der vor ein paar Wochen einen schnellen und einen 
langsamen T kreuzen wollte, um am Ende einen schnellen Gesamt-T zu 
haben?

von axelro (Gast)


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Sorry, was Du da sagst, macht grad gar keinen Sinn, das ist falsch. Und 
nein, ich hab bisher noch keine T‘s gekreuzt.

von axelro (Gast)


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hmm, ok, Emitterfolger - Basisschaltung natürlich.

Ansonsten: https://de.m.wikipedia.org/wiki/Kaskode
als Switch

von Jens G. (jensig)


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Ok, hatte bißchen was durcheinandergebracht, da der Kontext nicht gleich 
klar war.

Drain des Mosfets könnte beim Abschalten durchaus mehr als die 18V 
sehen, wenn der IGBT nicht schnell genug abschaltet, weil dessen Emitter 
ja in dem Moment kurz in der Luft hängt. Und damit könnte auch seine 
eigene Gate-Emitterspannung unzulässig hoch werden (in negativer 
Richtung).
Es kommt also auf die zeitlichen Zusammenhänge an, ob das eintreten 
kann.
So gesehen finde ich es etwas ungünstig, oben schnell und unten langsam 
zu mischen.

>Absicht ist hochfrequente kurze Bursts 200-400khz bei sehr hohen Strömen
>in resonanten Schwingkreis mit den Vorteilen einer Cascode Schaltung.
Vorteil der Cascode ist die Reduzierung des Einflusses der 
Miller-Kapazität, was höhere "Drehzahlen" erlaubt. Aber da ein IGBT ja 
eigenelich ein BJT ist, und damit das Problem mit der Recoverytime 
ausgerechnet beim Abschalten auftritt, und nicht von der 
Miller-Kapazität abhängt, besteht grundsätzlich beim Abschalten die 
Gefahr, daß der untere Mosfet aufgrund noch nicht abgeschalteten IGBT 
eine zu hohe Spannung sieht.
Schneller einschalten könnte der IGBT evtl. in einer solchen 
Konstellation, aber beim Abschalten wird's nix bringen.

: Bearbeitet durch User
von Mark S. (voltwide)


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Die Kernfrage ist hier wohl: Was bleibt an Sperrverzug in Basisschaltung 
übrig?

von Mark S. (voltwide)


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Wenn mich die Erinnerung nicht trügt, hat Infineon mal selbstleitende 
N-LeistungsFETs mit NMOS in der SourceLeitung zu Kaskoden kombiniert.

von Arno H. (arno_h)


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von nachtmix (Gast)


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axelro schrieb:
> besteht das Risiko, dass der IGBT bei hohen Frequenzen
> zu langsam ist und damit die Spannung am Drain Mosfet unzulässig hoch
> wird?

Ja.
Und nicht nur dort, sondern auch die zulässige Gate-Spannung des IGBT 
kann in negativer Richtung überschritten werden.

axelro schrieb:
> Die Idee der Cascode Schaltung ist ja hier, dass der IGBT sehr schnell
> ausgeräumt wird.

Für schnelles Ausräumen sind IGBTs aber nicht gerade berühmt.

von Dieter (Gast)


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Wenn der resonante Kreis dazu fuehren wuerde, dass der IGBT Strom grad 
am Nulldurchgang des Stroms in die Sperrung geht, sehe es etwas besser 
aus.

von axelro (Gast)


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Danke für das Feedback.

Jens, ja, um die Reduzierung der Millerkapazität geht es letztendlich 
beim Einschalten, und beim Ausschalten wird die Minoritätsladung 
schneller ausgeräumt, bringt also schon was. Schnell ist übrigens unten, 
nicht oben. Stimme aber zu, die Schlussfolgerungen sind ansonsten 
gleich.

Mark, ja. Mann findet interessanterweise Cascode mit BJT, JFET, SIC, GTO 
aber nirgends mit normalen SI IGBTs.

nachtmix, zulässige Gatespannung IGBT kann nicht überschritten werden, 
da fest auf 18V. D.h. 18V bei an, bei Aus fast 0 zwischen Sorce-Gate 
IGBT. Klar sind sie nicht brühmt für schnellers ausräumen, aber in 
Basisschaltung gelten andere Mechanismen. Das Ausräumen wird ja durch 
den Mosfet aufgezwungen.

Ich werde wohl simulieren oder real messen müssen, um das Verhalten über 
die frequenz näher zu bestimmen. Ich teile, sobald verfügbar.

danke

von der schreckliche Sven (Gast)


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axelro schrieb:
> 200-400khz bei sehr hohen Strömen

Hallo Axelro, die Kaskode ändert an den Schaltzeiten des IGBTs leider 
nix. Wenn Du einen IGBT findest, der sich für 400kHz eignet, kannst Du 
den auch gleich direkt ansteuern.
Definiere "hohe Ströme". Ist der Strom wirklich so hoch, daß das ein 
Mosfet nicht mehr kann?

Mark S. schrieb:
> Wenn mich die Erinnerung nicht trügt, hat Infineon mal selbstleitende
> N-LeistungsFETs mit NMOS in der SourceLeitung zu Kaskoden kombiniert.

Ach ja, Superjunction. Steckt in jedem 600-Volt-Mosfet drin.

von axelro (Gast)


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Hallo Sven,
doch, die Schaltzeiten verbessern sich erheblich, da das Ausräumen der 
Minoritätsladungsträger nicht über den Gatestrom aufgeprägt wird, 
sondern über den erheblich grösseren Strom über den Emitter.

In der gegebenen Nischenanwendung sind die Ströme tatsächlich für die 
Zeitdauer des kurzen Bursts extrem hoch (mehrere hundert Ampere), da ja 
quasi Kurzschluss (Schwingkreis in Resonanz, oder dicht dran). Der duty 
cycle ist aber extrem klein, unter 1%, so dass sich zwar exreme 
impulsleistungen ergeben, aber die mittlere Leistung sich vielleicht im 
Bereich 1-2kw bewegt.

Eigentlich braucht man die Geschwindigkeit eines Mosfet, dessen RDSon 
bei einer entsprechenden Spannungsfestigkeit von 600V zu hoch für diese 
Ströme wird. Ein IGBT wiederum hat ja einen diodenähnlichen 
Spannungsabfall und wäre für die Ströme geeignet, ist aber zu langsam. 
Daher die Idee, die Kaskodenschaltung zu bemühen, die die beiden guten 
Eigenschaften zusammenbringt, aber natürlich auch irgendwo ihre Grenzen 
hat. Ein Niedervolt Mosfet kann sehr niedrige RDSon haben, der die 
Ströme ermöglicht, und der IGBT bringt die Spannungsfestigkeit ein.

von Falk B. (falk)


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@ axelro (Gast)

>Eigentlich braucht man die Geschwindigkeit eines Mosfet, dessen RDSon
>bei einer entsprechenden Spannungsfestigkeit von 600V zu hoch für diese
>Ströme wird.

Mehrere parallel schalten?

von der schreckliche Sven (Gast)


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axelro schrieb:
> doch, die Schaltzeiten verbessern sich erheblich, da das Ausräumen der
> Minoritätsladungsträger nicht über den Gatestrom aufgeprägt wird,
> sondern über den erheblich grösseren Strom über den Emitter.

Welcher Strom über den Emitter, wenn der 30V-Mosfet sperrt?

von rogerz (Gast)


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... würde sich ein SiC-MOSFET evtl. eignen?
z.B. http://www.rohm.com/web/eu/datasheet/SCT3022AL

von der schreckliche Sven (Gast)


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Oder TK100L60W von Toshiba?
On-Widerstand 15 mOhm.
Drainstrom Puls: 400 Ampere.

von Jens G. (jensig)


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@axelro (Gast)

>nachtmix, zulässige Gatespannung IGBT kann nicht überschritten werden,
>da fest auf 18V. D.h. 18V bei an, bei Aus fast 0 zwischen Sorce-Gate
>IGBT. Klar sind sie nicht brühmt für schnellers ausräumen, aber in
>Basisschaltung gelten andere Mechanismen. Das Ausräumen wird ja durch
>den Mosfet aufgezwungen.

JA, Gate ist fest auf 18V - gegen Masse.
Aber Emitter ist variable, und könnte, wenn der IGBT durch seine eigenen 
Verzögerungen noch auf Durchgang ist, der Mosfet aber nicht mehr, 
zusammen mit seinem Collector hochgezogen werden, so daß eine (zu große) 
negative Gate-Emitter-Spannung für den IGBT entsteht (bzw. könnte).

von axelro (Gast)


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Jens, die Simulation gibt Dir recht. Ausserdem scheint durch den 
gleichen Effekt eine zu hohe Sperrspannung am MOSFET anzuliegen. Ich 
schau mal, ob ich das Modell hochgeladen bekomme ...

von Alexander (Gast)


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IGBT in Serie zum FET - kann ich mir gut bildlich vorstellen.

Woran es bei mir scheitert:
Wie sieht die Anbindung an den Gates aus?

Infineon hatte damals mit dem normally on SiC JFET eine Kaskode 
präsentiert.

Der cascode Mosfet war  einzig und allein ein Schutz, um dem normally on 
vom IGBT entgegen zu wirken. Da war die "Logik" in der Ansteuerung 
zwischen JFET und Mosfet relativ selbsterklärend.

Da der IGBT ein normally off Schalter ist, ist mir nicht so ganz klar, 
wie die Anbindung an den Treiber aussehen soll.

Hast du vielleicht eine prinzipielle Skizze deiner Idee?

BTW:
IGBT und 400kHz passen in meiner Welt nicht zusammen.

Hast du dir mal Gedanken darüber gemacht, den Mosfet zum IGBT parallel 
zu schalten? Die Ansteuerung sähe dann so aus, dass der Mosfet zuerst 
einschaltet (niedrige Schaltverluste) und der IGBT danach einschaltet 
(niedrige Durchlassverluste).

Die "Herausforderung" liegt dann am Treiber, dass das Timing richtig 
abgestimmt ist.

Gruß,

von Alexander (Gast)


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Alexander schrieb:
> um dem normally on vom IGBT entgegen zu wirken.

Um dem normally on vom JET entgegen zu wirken.

von itsy (Gast)


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Alexander schrieb:
> Hast du dir mal Gedanken darüber gemacht, den Mosfet zum IGBT parallel
> zu schalten? Die Ansteuerung sähe dann so aus, dass der Mosfet zuerst
> einschaltet (niedrige Schaltverluste) und der IGBT danach einschaltet
> (niedrige Durchlassverluste).

Ja, den Gedanken hatte ich auch schon. Nur wurde ein Duty Cycle unter 1% 
angegeben - was bei 400kHz unter 25ns sind. Wenn man in der Zeit noch 
mehr will, als nur ein- und auszuschalten (und alleine das wird wohl 
schon recht spannend mit einem IGBT), also es zu besagtem Stromfluß auch 
wirklich kommen soll, dann sehr viel weniger.

axelro schrieb:
> Der duty cycle ist aber extrem klein, unter 1%, so dass sich
> zwar exreme impulsleistungen ergeben, aber die mittlere Leistung
> sich vielleicht im Bereich 1-2kw bewegt.

Mal für den günstigsten Fall gerechnet (überschlagen):

1kW Dauerleistung = 100kW während 1% der Zeit.
100kW = z.B. 400V bei 250A

In dem Maße, in dem die theoretischen, ohne Schaltzeiten, 25ns durch 
ebendiese zusammenschrumpfen, erhöht sich der nötige Strom, um die 
Leistung pro Puls (und auch die mittlere solche) auf gleicher Höhe zu 
halten.

axelro schrieb:
> Absicht ist hochfrequente kurze Bursts 200-400khz bei sehr hohen Strömen
> in resonanten Schwingkreis

Was nun genau? Exakte Signalform, bitte.

Denn bis jetzt sprichst Du einerseits von 1% Duty-Cycle (was in der 
einfachsten Form schlicht ein kurzer Puls mit 99-fach längerer 
Puls-Pause wäre).

Andererseits redest Du von Bursts (was aber wiederum als die 
Wiederholung mehrererkurzer Pulse, dann gefolgt von einer Pause, 
bedeutet).

Dieter schrieb:
> Wenn der resonante Kreis dazu fuehren wuerde, dass der IGBT Strom grad
> am Nulldurchgang des Stroms in die Sperrung geht, sehe es etwas besser
> aus.

Um welche Art Resonanzkreis handelt es sich? So wie Dieter meinte, mit 
einem darauf abgestimmten ZCS-Resonanzkreis, könnte mittels einer 
konstanten Einschaltdauer (auch als "Constant-On-Time" bekannt) der 
Strom jeweils null sein beim Ausschaltzeitpunkt. Und eventuell auch eine 
echte Regelung stattfinden. (Da gibt es so einige Chips.) Ob nötig oder 
auch nur nützlich - k.A.! :) Du gehst ja kaum näher auf etwas ein...

von axelro (Gast)


Angehängte Dateien:

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Danke nochmal an alle für die Beteiligung. Modell ist angehängt, wer mal 
schauen mag.

Um auf die einzelnen Beiträge auch einzugehen:
@falk - mehrere MOSFET parallel. Klar, wäre denkbar (mit eigenen 
Herausforderungen). Wollte halt mal die Cascode Idee ausspinnen.

@Sven - Welcher Strom über den Emitter, wenn der 30V-Mosfet sperrt?
Na ja, der während es Abschaltens halt (oder hab ich grad einen 
Denkfehler?).
Oder TK100L60W - fettes Teil, aber auch stinklangsam. Da gibts ja schon 
IBGT die schneller sind. Aber ok, vermutlich auch denkbar.

@rogerz - SIC. Schnell, aber die besondere Stromtragfähigkeit wär nicht 
gegeben. Mehrere Parallel denkbar, aber dann schon fast overkill.

@Alexander - paralleler MOSfet - ja, wär auch ne Überlegung, z.B. ob man 
den IGBT frühzeitig ausschaltet, und den Mosfet währenddessen für kurze 
Zeit die Last tragen lässt, um dann diesen schnell auszuschalten. Beim 
Einschalten wirds nicht viel bringen, da die IGBTs da auch schon 
einigermaßen schnell sein können.

Ja, IGBT und 400khz (na ja, vermutlich eher 200khz) passen normalerweise 
gar nicht, allerdings haben wir hier soft switching, was auch mithilft. 
Ansonsten ist die Cascode Idee jetzt halt auch einfach etwas, was ich 
mal verstehen wollte - ansonsten kann man immer noch in Richtung 
parallel Mosfet, etc. gehen.

OK, mal das Modell angehängt. lib und asc ins gleiche Verzeichnis, und 
auf alternative Modell (Simulate-Control Panel - Spice - Normal auf 
Alternate) umschalten, sonst konvergiert es nicht. Hoffe, das wars an 
Einstellungen, mußte etwas rumprobieren.

Im ausgeschalteten Zustand geht der Drain Mosfet auf 200 V +, vermutlich 
weil sich dann hier ein Spannungsteiler aus den in den Modellen 
hinterlegten Widerstandswerten im ausgeschalteten Zustand ergibt. Ob das 
in der echten Welt auch so ist, müsste man probieren, da wird es wohl 
noch einen Avalanche Effekt geben. Falls das so ist, dann crashed das 
natürlich den 30V Mosfet (und auch der von Jens genannte Effekt tritt am 
Gate des IGBT ein).

Grüsse

von axelro (Gast)


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@ipsy -Duty Cicle bezog sich auf die Bursts.

Also, bei den genannten 200-400khz z.b. 10-30 Perioden Schwingungen 
(also bei 200khz ca. 50 -150u), dann ein paar ms aus.

Es handelt sich um einen Serienresonanzkreis, so wie Dieter meinte. Im 
idealen Resonanzfall, der allerdings schwer zu treffen ist, da die 
Resonanz durch äussere Einflüsse, haben wir ja einen Quasi-Kurzschluß. 
Die Ströme können dadurch sehr hoch werden (300-600A). Der Schwingkreis 
pumpt dann einen lose angekoppelten weiteren auf gleiche Resonanz 
angekoppelten Schwingkreis. Ich ging darauf nicht näher ein, weil es 
hier eigentlich mehr um das Cascode Prinzip mit IGBT geht, nicht um den 
Anwendungsfall. Es gibt sicher andere Ansätze (wie z.B. von Falk 
genannt), die Diskussion ist aber "Cascode".

Grüsse

von itsy (Gast)


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axelro schrieb:
> TK100L60W - fettes Teil, aber auch stinklangsam.

Im DB mit max. 1A Treiber (10V mit 10Ohm, Bild 6.2.1) - das ginge schon 
deutlich schneller als so. Bei FETs wäre - wie vielleicht bekannt - der 
Betrieb leicht oberhalb f_R (und damit ZVS) deutlich besser.

Ich vermute mal, die Veränderlichkeit der Resonanzfrequenz v. 
Schwingkreis No. 2 ist deutlich eingeschränkt, da sonst nicht das 
Gewünschte herauskommt.
Und auch die Unterbrechungen sind erwünscht. Außerdem ist kein 
Gleichrichter vorhanden. Korrekt?

von axelro (Gast)


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Ja, macht Sinn, mit weniger Gate-Widerstand und stärkerem Treiber lässt 
sich noch was rausholen.
Aber bei 0,015Ohm haben wir bei 500A ca. 7.5V Spannungsabfall - etwas 
weniger als 4kW.
Schau Dir mal den FGA60N65SMD IGBT zum Vergleich an, was da schon geht. 
Da haben wir ca. 2V Spannungsabfall bei On, Faktor 3 besser. Auch können 
IGBTs eine hohe kurzzeitige Überlastung auch jenseits der Max Werte im 
Datenblatt ab.

Bgzl. Veränderlichkeit Resonanz - die wird nachgeregelt (ist vielleicht 
im Bereich 10% auf/ab. Ebenso ja, kein Gleichrichter im Sekundärkreis) 
und ebenso sind die Unterbrechungen gewünscht - bzw. vielmehr eine 
möglichst hohe Impulsleistung für kurze Zeit. Aber damit wären wir 
wieder  bei der Anwendung und nicht so sehr bei der Cascode-Schaltung, 
die hier im Vordergrund stehen soll. Der Reiz war, diese in ihrem 
Verhalten bei den Rahmenbedingungen zu verstehen.

Ich hab mich inzwischen schon davon verabschiedet, daß Cascode Schaltung 
hier irgendwas bringt - allerdings ist mir grad immer noch unklar, wieso 
ich in der Simulation so einen hohen Spannungswert am Drain MosFET 
bekomme. Ich frag mich, ob das eine Schwäche der Simulationsmodelle ist 
oder ob schaltungstechnisch was fehlt.

Grüsse

von rogerz (Gast)


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axelro schrieb:
> Schau Dir mal den FGA60N65SMD IGBT zum Vergleich an, was da schon geht.
> Da haben wir ca. 2V Spannungsabfall bei On, Faktor 3 besser. Auch können
> IGBTs eine hohe kurzzeitige Überlastung auch jenseits der Max Werte im
> Datenblatt ab.

... einen Faktor 3 (2V bei 500A) kann ich aus dem DB nicht rauslesen.
Bei 180A hört mein FGA60N65SMD-Datenblatt jedenfalls auf, bei 500A ist 
der IGBT vermutlich schon tot.

Den TK100L60W (MOSFET, 15mR) gibt's von Infineon auch noch etwas fetter 
und schneller IPW60R017C7 (TO247-3pin) bzw. IPZ60R17C7 (TO247-4-pin)
https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-IPW60R017C7-DS-v02_00-EN.pdf

off topic:
... suche gerade selbst einen 600V MOSFET im TO247 mit möglichst kleinem 
Rdson und hohem Pulsstrom. Kennt jemand noch einen besseren als den 
genannten IPW60R17C7?

von rogerz (Gast)


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von axelro (Gast)


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ok, ok :-), bei 500A wären das keine 2V mehr. Man kann das grob 
extrapolieren über die Saturation over Gate Kurve. Vermutlich wär man 
dann bei ca. 4V oder so. Man sollte bei solchen Überlastungen auch ruhig 
etwas an die Vges Max Werte ranrücken, damit man keine Desaturation 
bekommt.

Bei dem TK100L60W ist das vermutlich auch nichtlinear, die 7.5V waren ja 
rein rechnerisch.

Obwohl es unglaublich ist, was die Teile kurzfristig abkönnen für die 
paar Mikrosekunden. Die Überlastung ist ja thermisch limitiert. Solange 
man nicht grad die Bonddrähte verdampft in der Zeit, und das Ziel nicht 
Langfristzuverlässigkeit ist, geht viel.

Der von Dir genannte IPW60R017C7 ist schon ein Wahnsinnsteil. Er ist 
recht hochgezüchtet hinsichtlich die size. Für die genannten Umstände 
ist ausreichend die size nicht verkehrt.

Würde mich auch interessieren, ob es da noch etwas besseres gibt...

von der schreckliche Sven (Gast)


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axelro schrieb:
> Welcher Strom über den Emitter, wenn der 30V-Mosfet sperrt?
> Na ja, der während es Abschaltens halt (oder hab ich grad einen
> Denkfehler?).

Ja klar. Denn der IGBT "bemerkt" doch erst was, wenn der Mosfet in der 
Emitterleitung in den sperrenden Zustand übergeht. Er ist also immer 
etwas später dran.
Wenns jetzt nicht gar so viel Strom sein müßte, könnte man den durch die 
Sperrverzögerung des IGBT verursachten Impuls über eine Diode in die 18 
Volt ableiten.

von axelro (Gast)


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Er bemerkt das aber sehr schnell. Beim Abschalten des Mosfet steigt die 
Spannung am Drain und damit am Emiter des IGBT sehr schnell an, bis der 
Emitter hier gegenüber dem Gate des IGBT deutlich positiv ist (sprich, 
das gate relativ dazu negativ). Damit wird der IGBT effektiv ausgeräumt, 
schneller als das ein über das Gate aufgeprägter Strom in 
konventioneller Schaltung könnte. Ganau hier macht sich ja der Vorteil 
der Basisschaltung deutlich.

Nun muss man nur noch verhindern, dass er zu positiv wird und damit die 
zulässigen Maximalwerte von IGBT Vges und Moasfet Vsd max überschreitet, 
z.b. durch eine Zehnerdiode oder das von Jens angesrochene Clamping.

von itsy (Gast)


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Rechne doch mal (unter Betrachtung einer Parallelschaltung von IGBT mit 
Superjunction wie dem C7) bei allen Vorschlägen die Schalt- und 
Leitverluste (Treiberleistung und -verluste außen vor) im 
Hard-Switching, ZVS, und ZCS durch.

Und ja, beziehe dabei Deine o.g. sequentiellen Schaltvorgänge (FET ein, 
danach IGBT ein, IGBT aus, FET aus) mal ein. So könnte es gehen, 
geschätzt.

Und möglich wäre das auf verschiedene Weise - ich schätze, sogar mittels 
eines analogen PSFB-ICs (spitze wäre einer ohne integrierte Treiber, 
aber... egal) und geschickter "Umgestaltung" der Ansteuerung mittels 
GDTs, ergänzt mit zwei kleinen RCD-Schaltungen. Obwohl es digital ebn so 
gut, oder gar "besser" gehen könnte.

von Alexander (Gast)


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itsy schrieb:
> Und möglich wäre das auf verschiedene Weise - ich schätze, sogar mittels
> eines analogen PSFB-ICs

Ich habe damals für einen ähnlichen Fall den F28335 von TI verwendet. 
Damit kann man sehr flexibel und ohne viel Aufwand die gewünschten 
Zeiten / Delays zwischen FET und IGBT erreichen.

Wenn ich heute noch weiter an dem Thema arbeiten würde, würde ich das 
sicherlich über active gate control machen, um die optimalen 
Schaltzeitpunkte zu erreichen.

Gruß,

von Jens K. (jens_k514)


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Reihenschwingkreis und lose gekoppelter zweiter Schwingkreis, klingt 
nach Teslaspule (DRSSTC). 300khz Spulen werden in der Regel mit Wald und 
Wiesen IGBTs gebaut. Siehe dazu: 
http://kaizerpowerelectronics.dk/tesla-coils/drsstc-design-guide/igbts/ 
Da ist unten eine Tabelle mit Schaltzeiten und Strömen

Die Schaltzeiten sind beim Softswitching deutlich kürzer als im 
Datenblatt. Auch die Pulsströme kann man für kurze Einschaltdauer 
deutlich überfahren.

von axelro (Gast)


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Jens, ja, ist richtig, wollte ich nicht so recht mit rausrücken, weil es 
mir eben um das Thema Cascode ging, und die Anwendung da eher abgelenkt 
hätte. Das finde ich faszinierend und hat halt auch noch niemand in der 
Anwendung gemacht (vielleicht auch weil sinnlos, ok, ist auch ein 
Ergebnis).

Itsy, Alexander, bzgl. Ansteuerung habe ich mir ein TI Delfino 200Mhz 
DSP Launchpad für 30 Eur besorgt. 
http://www.ti.com/tool/launchxl-f28377s

Enorm leistungsfähig, das Teil, knabere noch an den Funktionalitäten.

Itsy, auf Verluste kommts da nicht an.


Grüsse

von itsy (Gast)


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axelro schrieb:
> Itsy, auf Verluste kommts da nicht an.

Nun ja... Ich stattete meine bisherigen Resonanzwandler (allerdings 
reine Privatprojekte, bis auf 2 Ausnahmen auch nur (ein paar auch 
"Zw-")Einzelstücke) mit Schaltern aus, die dasselbe auch hart geschaltet 
ertragen. Etwas Sicherheitsmarge ist nie verkehrt.

Erreicht man vielleicht absolute Spitzen-Daten (vielleicht sogar nie 
dagewesene Streamerformen und -längen, in Deinem Fall) durch geschickte 
Ansteuerung von Standardbauteilen (oder in der Form "anders gar 
nicht"?), und resultierende außergewöhnlich schnelle wie auch 
stromtragfähige und verlustarme Schalter - also evtl. gar "bessere" als 
andere Tesla-Bastler (?) - sollte man den Gedanken daran doch vielleicht 
nicht sofort beerdigen.

Ich sehe übrigens grade, daß ich etwas vergaß: Ich wollte noch dazu 
schreiben oben, daß diese sequentiellen Schaltvorgänge trotz der 
offensichtlich erhöhten Komplexität wohl vermutlich sogar 400 - 500kHz 
auch zuließen... dafür müßte halt alles "stimmen". Jedenfalls bin ich 
mir sicher, jene Parallelschatung etc. hätte großes Potential.

Du hast nun eh eine passende Plattform für alles, sehe ich gerade. Das 
Ding kann doch so gut wie alles (notfalls mit minimalen Hilfsmitteln)? 
Meine Güte, mit so einer Funktionalität in einer Baugruppe könnte ich 
wohl nicht widerstehen, die Experimente mit Resonanzwandlern auf 
empirische Versuche mit Transduktor-Wicklungen um diverse Haupt- und 
Seitenschenkel von Kernen auszudehnen. Fast jede Einzel-Induktivität im 
Trafo für sich beeinflussen.

Sicherlich irgendwo "ertragreich". Wollte ich vor ein paar Jahren eh 
schon mal in die Richtung vertiefen. Gäbe bestimmt nette Effekte, 
vordergründig  erst einmal zum Ausdehnen  Verbessern des ZVS 
Verhaltens. Kombinationen mit noch anderen Trafo-Konstrukten und 
beliebige Totzeit und, und, und. Schön. Wie Du grade hörtest, finde ich 
also (auch) die Anwendung von resonanten Topologien als 
DC-Stromversorgung äußerst interessant. Damit will ich keinen Einfluß 
nehmen (denn ich habe auch nichts gegen Teslaspulen), sondern einfach 
meine - wahrscheinlich für Dich aber völlig nutzlosen - "freien" 
Gedanken zu dem schönen Evalboard darstellen. Nuja - egol. :)

von blubb (Gast)


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von Jens K. (jens_k514)


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SIC ist aktuell das Mittel der Wahl, denke ich. Problematisch daran ist 
eigentlich nur der Preis.

Zum Thema Treiber ich arbeite jetzt schon seit ein paar Monaten an einem 
neuen Treiber mit FreeRTOS: 
https://highvoltageforum.net/index.php?topic=188.0

Das ist eine Weiterentwicklung vom UD3-Treiber von Steve Ward.

Für mich hat sich der psoc5lp als nahezu ideal für die Anwendung 
dargestellt. Alles was Zeitkritisch ist läuft im FPGA-Teil des Psocs ab. 
Da ist auch eine digitale Nulldurchgangsvorhersage drin. Man kann das 
Treiberdelay und IGBT delay als Zeit in ns eingeben und der kompensiert 
das. Das funktioniert komplett mit DMA. Es wird die Zeit von 
Nulldurchgang zu Nulldurchgang mit einem Timer gemessen und per DMA in 
einen Digitalfilter kopiert und der Wert der aus dem Digitalfilter 
rausfällt wieder in einen Timer kopiert, die CPU muss dafür nix tun. So 
schalten die IGBTs perfekt im Nulldurchgang.

Das aussehen des Streamers kann man darüber steuern wie schnell der 
Primärstrom ansteigt. Deswegen kann man an dem Treiber entweder einen 
Buck-Wandler anschließen oder die Rampe über einen Phasenversatz der 
beiden Brückenzweige direkt erzeugen. Bei dem Treiber kann man während 
des Bursts den Phasenwinkel von 0-180° per Software verstellen. Wenn bei 
dem Burst der Maximale Strom überschritten wird, geht der Treiber in 
einen freewheeling modus bis der Strom wieder gefallen ist. Danach wird 
weiter Strom in den Schwingkreis gepumpt. So kann man lange Pulse 
fahren. 10-20ms habe ich schon ausprobiert.

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