Hallo Analog Profis,
in einer Messaufgabe habe ich das Problem die Amplitude eines ca. 100kHz
Sinussignals möglichst genau zu messen (16Bit Auflösung bei 2Vss).
Beim Einsatz eines Präzisionsgleichrichter habe ich etwas bedenken,
wegen der 100kHz. Von daher habe ich gedacht, ich gebe den Sinus auf
einen Komparator dessen zweiten Eingang ich über einen DA-Wandler
ansteuere und mir so den Spitzenwert suche. Der am DA Wandler
eingestellte Wert, der zum Ansprechen des Komparators führt, entspricht
dann dem Spitzenwert der Sinussspannung. Die Messzeit ist unkritisch,
von daher würde diese etwas
langsame Methode sicher funktionieren. Aber vielleicht hat mir jemand
noch einen Tipp, gerne auch zum Präzisionsgleichrichter.
Besten Dank
Transi
Such mal nach Spitzenwertdetektor.
Bei 100kHz und Uss von 2V muss der OP ja in PI/4 auf den Spitzenwert
steigen können. D.h. eine Slewrate von 0,4V/µs. Um auch sicher folgen zu
können sollte man um Faktor 10 schneller sein. Ein OP mit einer Slewrate
von 4V/µs ist zu finden. Die Ladezeit hängt auch noch von der Größe des
C's ab und dem Widerstand zur Strombegrenzung damit der OP nicht
überlastet wird.
>in einer Messaufgabe habe ich das Problem die Amplitude eines ca. 100kHz>Sinussignals möglichst genau zu messen (16Bit Auflösung bei 2Vss).
Fehler der Messung < 1LSB? Warum mußt du das so genau messen? Wie genau
ist der Sinus? Klirrfaktor?
Herzlichen Dank für die schnellen Antworten
@ Carsten B.
das mit dem Spitzenwertdetektor werde ich einmal probieren.
Dass ich einen schnellen OP benötige war mir klar. Deshalb hatte ich die
Idee mit dem ADC und dem Komparator. Gehe jetzt mal davon aus, dass ein
komparator schneller als ein OP ist. Aber das mit dem
Spitzenwertdetektor gefällt mir eigentlich besser.
Als Diode müsste ich irgend eine schnelle kapazitätsarme Diode nehmen.
Eine Shottky dürfte wegen des doch meist hohen Sperrstromes nicht
optimal sein oder sehe ich das falsch?
@Ina
Ja ich muss es so geau messen. Es geht um ein Messverfahren, das heute
nach einem völlig anderen Prinzip arbeitet, aber nicht die gewünschte
Langzeitstabilität bringt. Ich habe mir deshalb ein anderes Verfahren
ausgedacht das die Schwächen des heutigen Systems nicht hat aber eben
nur funktioniert wenn ich den Sinus sehr genau messen kann. Dass der
Sinus sehr Klirrarm sein muss ist mir bewusst. Ob meine Idee tatsächlich
besser ist versuche ich gerade abzuklopfen.
@Willi
Dann bräuchte ich aber einen recht schnellen ADC, den ich im Moment
aber nicht habe.
Transi
Transi schrieb:> Dann bräuchte ich aber einen recht schnellen ADC, den ich im Moment> aber nicht habe.
Zunächst muß nur der S&H schnell sein. Wie schnell ist Dein ADC?
Muß es Sinus sein oder ginge auch eine Rechteckspannung?
Ausgehend vom Nulldurchgang könnte man bei 90° und 270° den Sinus
abtasten. Ein bißchen Jitter wäre hier von Nutzen.
Wenn man das Signal mehr oder weniger Zufällig abtastet kann man auch
rechnerisch den RMS Wert bestimmen. Dazu muss wie schon gesagt nur der
S&H Teil schnell sein. Solange die Amplitude nur eher wenig variiert,
braucht man auch keinen so hochauflösenden AD wandler. Auch ein 12 Bit
oder gar 10 Bit Wandler könnte schon reichen - man braucht nur relativ
viele Samples (z.B. 20000) und entsprechend etwas Zeit.
Transi schrieb:> Von daher habe ich gedacht, ich gebe den Sinus auf> einen Komparator dessen zweiten Eingang ich über einen DA-Wandler> ansteuere und mir so den Spitzenwert suche. Der am DA Wandler> eingestellte Wert, der zum Ansprechen des Komparators führt, entspricht> dann dem Spitzenwert der Sinussspannung.
Das klingt ja nach successiver Approximation:
http://www.itwissen.info/definition/lexikon/successive-approximation-register-SAR-SAR-Verfahren.html
Klaus de Lisson
Naja, zwecks Genauigkeit stellt sich die Frage, was Du wissen willst.
Willst du den RMS-Wert des Signales messen, auch mit den Anteilen bei
anderen Frequenzen? Dann solltest Du irgendwie stochastisch das Signal
möglichst asynchron abtasten und den RMS-Wert bestimmen.
Willst Du möglichst nur die 100 kHz haben, so würde ich idealerweise
mehrere S&Hs verwenden, die möglichst synchron zu Deinem Signal zu
bestimmten Phasen abtasten. Beispielsweise einer für 90 Grad und einer
für 270 Grad. Die Ausgänge schickst Du dann durch ein Tiefpassfilter,
danach multiplizierst Du die Werte mit den entsprechenden Werten des
Sinuses an dieser Stelle und addierst sie. (Beispiel: 90 Grad => 1, 270
Grad => -1) Somit filterst Du alle anderen Frequenzen raus. Nur
Vielfache können noch durch, die kannst Du aber mit einem Tiefpass
vorher raus filtern.
Abtasten , Sinusfit.
Bei einem Proof of Concept wird es billiger erst zu Rechnen, dann zu
Testen und erst dann zu Entwickeln ;) Andersrum macht evtl. mehr Spaß
...
Die Messtechnik für 1MS/s (zur Not 250k/s) kost auch nicht mehr die
Welt. (Und man kann die auch leihen). Keine Ahnung wo die Mietkosten
liegen, aber ein HP3458 im Subsample-Mode schafft das auch locker. BTDT
(488 vorrausgesetzt, sonst mitmieten).
Ein 8bit DSO den man auslesen kann ist mit Sinusfit auch einen Test
wert.
Die Schaltung im Anhang arbeitet als schneller und genauer
Peak-Detektor. Natürlich könnte man auch noch viel schnellere OPamps
einsetzen, allerdings verschlechtert sich dann wieder die Offsetspannung
am Ausgang auf dramatische Weise.
Die "settling time" der OPamps ist mit 550ns für 0,01% zwar recht
schnell, aber eventuell nicht schnell genug, um den Cap auf den genau
richtigen Wert aufzuladen. 550nsec sind immerhin rund ein 1/20 der
Periode, da ändert sich Sinus doch noch beachtlich.
Ein anderes Problem sind die Sperrschichtkapazitäten der Dioden. Diese
bilden mit dem Speichercap einen kapazitiven Spannungsteiler, dessen
Teilungsverhältnis für 16bit Genauigkeit midenstens rund 100000 betragen
sollte. Für 2pF Sperrschichtkapazität sollte der Speichercap also
mindestens 200nF groß sein. Die Simulation zeigt dann auch brav einen
Ripple von rund 20µVpp.
Betreibt man die Schaltung bei höheren Temperaturen, sollte man
vielleicht besser eine 1N4148 o.ä. verwenden, da der Leckstrom der BAS70
Schottkydiode dann schon stärker ins Gewicht fällt und den Ripple
vergrößert. Die beiden Dioden sind sehr schnell, haben relativ niedrige
Leckströme und sind auch hinsichtlich der Sperrschichtkapazität recht
ähnlich, weshalb der Einsatz der BAS70 keinen großen Vorteil macht.
Eine alternative Methode, die oft in solchen Schaltungen verwendet wird,
besteht in der Verwendung eines aktiven Einweg- oder
Doppelweggleichrichters mit nachgeschaltetem Tiefpaßfilter. Das liefert
aber nur dann genaue Resultate für die eigentliche Amplitude, wenn die
Sinusform genau bekannt ist.
Peak Detektor und Amplitudenmessung ist nicht unbedingt dasselbe.
Speziell wenn Rauschen und Spikes drauf sind. Allenfalls muesste man den
Muell mit einem schmalen Filter erst wegmachen.
> Die Schaltung im Anhang arbeitet als schneller und genauer> Peak-Detektor.
Sie passt sich halt nie an sinkende Eingangsspannung an.
Wie viel schlechter wird sie denn, wenn man z.B. 1 Sekunde
Anpasszeit an kleinere Eingangsspannungen per Parallelwiderstand
zu C1 einbaut ?
>Sie passt sich halt nie an sinkende Eingangsspannung an.>Wie viel schlechter wird sie denn, wenn man z.B. 1 Sekunde>Anpasszeit an kleinere Eingangsspannungen per Parallelwiderstand>zu C1 einbaut ?
In der Simulation hat Die BAS70 mit 50...100nA einen recht hohen
Sperrstrom, die für ein ganz langsames Entladen von C1 sorgt. Mit einem
zusätzlichen 4M7 Widerstand verschlechtert sich der Ripple in der
Simulation nur unwesentlich. Aber du hast völlig Recht, die Schaltung
ist prinzipbedingt sehr träge beim Anpassen an ein kleiner werdendes
Signal. Ein weiterer Nachteil des Peakdetektors hier.
