Hallo Leute,
ich habe eigentlich hier eine recht simple Schaltung bei der mir nun
aber schon zweimal die Freilaufdiode über einer Spule (1mH, 1.2Ohm)
kaputt gegangen ist. Der entsprechende Teil der Schaltung ist im Anhang.
An DIS2-1,DIS2-3 hängt die Spule. Die Diode ist laut Datenblatt für bis
zu 600V ausgelegt und Peak Repetitive Current von 30A (non-repetitive
250A). In dem Datenblatt steht extra das diese Diode als Freilaufdiode
in "Power Switching Applications" geeignet ist. Oben am Pluspol im Bild
lagen 40V von einem geladenen 1200uF Kondensator an. Der IGBT wurde für
100ms voll durchgesteuert (15V am Gate), also nix mit PWM oder so.
Und bei der folgenden Entladung des Kondensators ist die Diode kaputt
gegangen. Völlig unspektakulär, kein Rauch, nix. Messgerät sagt bei
Diodenprüfung in beide Richtungen 0V -> Diode defekt.
Weiß jemand wir man so eine leistungsfähige Diode mit so ein bischen
Strom kaputt bekommt? Ich kann mir das nicht erklären.
Grüße
Andre
Bürovorsteher schrieb:>> U = L * di/dt>> Gilt aber nur ohne Freilaufdiode.
Wenn sie richtig herum montiert ist... Aber ja. Der Strom ist wohl eher
das Problem.
Da ich den IGBT 100ms ansteuer, dürfte der Kondensator auch ziemlich
leer sein am Ende, d.h. über Spule liegt eigentlich schon fast keine
Spannung mehr an. Die Diode hat also in diesem Modus wenig mit dem
vernichten der Restenergie zu tun.
Könnte mir auch eher vorstellen,das der Strom das Problem ist. Wozu ist
denn die Angabe "non-repetitive peak surge current" von 250A gut?
Könnte sein, dass die Diode im Einschaltmoment des IGBT kaputtgeht. Bei
100ns Einschaltzeit und 40V fließt bei 100pF Sperrkapazität ein
Sperrstrom von I=C(dU/dt)=40mA. Dabei verliert die Diode ihre
Sperrfähigkeit und übernimmt dann den ganzen Strom.
>"non-repetitive peak surge current"
heißt wohl "nicht-wiederholender größter Stoßstrom"
oder so ähnlich.
Mit welcher Betriebsspannung wird das denn betrieben
und wie groß ist denn die Spule? Kann ja sein das die
Spule einfach zu groß ist das da rückwärts mal schnell
50A oder mehr fließen. Schon mal den Einschaltstrom
gemessen?
> Da ich den IGBT 100ms ansteuer, dürfte der Kondensator auch ziemlich> leer sein am Ende
Der ist bereits nach 1ms komplett leer,
1200uF kommt gegen 1mH absolut nicht an,
simulier mal deine Schaltung per LT-Spice.
Die Ursache der kaputten Diode liegt
vermutlich in dem Teil, den du uns nicht zeigst,
womöglich spinnt die Schaltung weil sie keine
Versorgungsspannung mehr hat.
Womöglich ist auch noch der Lader während
des Impulses ausgeschaltet.
Die MURS360 reicht nicht mal im Traum.
Mach aus 4 x 1200uF lieber 480000uF,
dann sackt's wenigstens nur auf 36V runter
und nicht gleich sofort unmittelbar auf 0.
Und was sind das für Gate-Treiber ?
SOT23-6 ist zu klein um die Wärme loszuwerden,
ein 9A Gate-Treiber (an 15V) mit 10 Ohm auf
1.4A zu limitieren spricht deutliche Bände daß0
man bei der Auswahl wohl geistesabwesend war,
und den Pegelwandler diskret aufzubauen,
weil Zetex mal einen Doppeltransistor als
Gate-Treiber titulierte, ist ja wohl nicht anders
zu verstehen, als daß man Restmüll loswerden musste.
wie wäre es mit einem richtigen Gate-Treiber,
der die Pegelwandlung gleich übernimmt, den
ganzen Strom liefert, und mit SO8 immer noch
kompakter ist als eure Schaltung ?
Sinn der Schaltung ist es die Kondensatoren aufzuladen und über die
(Magnet-)Spule zu entladen. Der "Lader" soll gar nicht kontinuierlich
laufen.
Mit MOSFET basierten integrierten Treibern habe ich leider bisher keine
guten Erfahrungen gemacht, daher die bipolare Treiber-Stufe.
Bringt es etwas auf aktiven Freilauf zu wechseln? Müsste aufgrund der zu
erwartenden Spannungen und Ströme auch ein IGBT sein. Geht das dann
besser? Ich meine der IGBT hat ja auch seine Vce(sat), die soweit ich
weiß zur Verlustleistung beiträgt.
mach doch nen Widerstand in Serie zur Diode, dass die Freilauf-Spannung
noch genug heruntergedrückt wird, aber der Löwenanteil der Leistung im
Widerstand verheizt wird. 10Ω?
mfg mf
Da die Spannung von 40V später noch auf bis zu 350V gesteigert wird, ist
die Verlustleistung am Widerstand so groß, das dieser (in einer noch
verlötbaren Größe) mit Sicherheit kaputt geht. Ich habe auch schon die
anderen Varianten wie Snubber, Diode + Z-Diode etc durchsimuliert.
Jedesmal mit einer zu großen Verlustleistung.
Also das ist echt seltsam, in der Simulation ist nach 20ms der
Kondensator leer. Die Spule leitet niemals Strom, also könnte sie auch
nicht durch überstrom kaputtgehen.
ich vermute fast das es sich entweder um etikettenschwindel handelt oder
ich eine defekte lieferung erhalten habe. Ich hab mal eine MURS260
(Schottky, SMB Gehäuse) ausprobiert. Die ist erst bei 150V kaputt
gegangen, übrigens ziemlich genau nach Datenblatt, wenn man der Strom
berücksichtigt.
Andre R. schrieb:> ich vermute fast das es sich entweder um etikettenschwindel handelt oder> ich eine defekte lieferung erhalten habe. Ich hab mal eine MURS260> (Schottky, SMB Gehäuse) ausprobiert. Die ist erst bei 150V kaputt> gegangen, übrigens ziemlich genau nach Datenblatt, wenn man der Strom> berücksichtigt.
Du meinst, die Spannungsfestigkeit der Diode war zu niedrig?
Freilaufdioden werden nur auf Strom und nicht auf Spannung
beansprucht. Sie müssen nur die Spannung im Regelbetrieb
(Spule eingeschaltet) überstehen. Wenn sie dann allerdings
heiss werden, stimmt was nicht.
Gruss
Harald
Harald Wilhelms schrieb:> Du meinst, die Spannungsfestigkeit der Diode war zu niedrig?> Freilaufdioden werden nur auf Strom und nicht auf Spannung> beansprucht.
In Durchlassrichtung stimmt das, aber in Sperrrichtung hat man eine
Spannungsbelastung. Wenn die zu hoch wird, kann es die Diode
theoretisch killen.
> Sie müssen nur die Spannung im Regelbetrieb> (Spule eingeschaltet) überstehen. Wenn sie dann allerdings> heiss werden, stimmt was nicht.
Hitze deutet eigentlich immer auf ein Stromproblem hin.
Wo geht denn eigentlich die in den Spulen gespeicherte Energie
nach dem abschalten hin?
Wenn die Elko`s leer sind wirken die doch wie ein Kurzschluss
und da die Freilaufdioden keine Strombegrenzung haben, könnte das
die Ursache sein, oder?
Man könnte zwar noch eine Diode (wie D4) zwischen den Elkos
und den Spulen schalten, dann wären die Elkos von der Rückspannung
abgekoppelt. Allerdings wäre es mir wohler wenn die Rückspannung
irgend wohin z.b. auf die Sekundärwicklung des Trafos abgeleitet
würde. Ich würde mal in die Richtung was simulieren wenn noch keine
Lösung gefunden wurde.
Die Diode hält in Sperrichtung 600V aus, das sollte nicht das Problem
sein.
Michael S. schrieb:> Wo geht denn eigentlich die in den Spulen gespeicherte Energie> nach dem abschalten hin?
Na die Freilaufdiode leitet die Energie zurück in die Spule, wo sie
durch den Widerstand der Spule in Wärme umgewandelt wird.
In meiner Spice Simulation konnte ich keinen Stromfluss zurück in die
Kondensatoren feststellen.
Ich frage mich, warum man bei Systemen mit geschalteten Spulen
über den Spannungsregler eine Reversdiode schaltet? Das lässt mich
vermuten das die Energie doch nicht vollständig wieder in die Spulen
zurück fließt und in Wärme umgewandelt wird, sondern sich noch
andere Wege des geringsten Widerstandes sucht.
Irgendwie muss es doch einen Grund geben warum die Freilaufdioden
gekillt werden. Was Plausibleres fällt mir dazu jetzt auch nicht
ein, als das was ich schon geschrieben habe.
Das Spice da nichts anzeigt ist etwas unerwartet.
oszi40 schrieb:> könnte der Aufbau noch komisch sein.
Das ging mir auch schon wegen der im Schaltplan "abgesetzten" Bauteile
(Elkos und Spule) und der optischen Trennung der Treiber von den
Schalttransistoren recht verdächtig im Kopf umher. Interessant wäre
auch, wie die Treiber ans Gate der IGBT angeschlossen sind. Wie das
ganze Layout eben... ;-)
Die Elkos sind mit 5cm Kabel verbunden. Sind 3x4cm Elkos mit Snap-In
Befestigung. Deshalb sind die nicht mit auf der Platine. Die Spule ist
über ca. 10cm Kabel verbunden. Die Gate-Treiber sitzen so dicht wie
möglich am Gate. Ich bin immernoch relativ ratlos wo es genau hakt...
Dann schalte doch mal eine zusätzliche Diode von D4,
aber hinter den Elkos in Durchlassrichtung zu den Spulen.
Entweder es bringt was oder es bringt nichts.
Zweck ist, das die Rückspannung dann nicht über die
entladenen Elkos geht weil die Diode das verhindert,
soweit die Theorie.
Vielleicht kann Spice zeitlich hohe Ströme gar nicht simulieren.
Eine andere Idee wäre, die Elkos immer unter Spannung zu halten.
Andre R. schrieb:> Die Spule ist über ca. 10cm Kabel verbunden.
Die Freilaufdiode sollte am besten direkt an der Spule angeschlossen
werden. Bislang gehe ich davon aus, das sie Strommässig überlastet
wurde. An Deiner Stelle würde ich die ein,zwei Grössen stärker wählen.
Gruss
Harald
Harald Wilhelms schrieb:> Andre R. schrieb:>> Die Spule ist über ca. 10cm Kabel verbunden.> Die Freilaufdiode sollte am besten direkt an der Spule angeschlossen> werden.
Falsch, möglichst nahe am zu schützenden Bauteil, hier IGBT.
Alexander Schmidt schrieb:> möglichst nahe am zu schützenden Bauteil, hier IGBT.
Dann streut der Müll aber in die ganze Schaltung. Besser ist oft das
Übel an der Wurzel zu bekämpfen. Ob jedoch NUR die Induktivität der
Spule das Problem ist, sieht meine Glaskugel leider nicht.
Alexander Schmidt schrieb:> Harald Wilhelms schrieb:>> Andre R. schrieb:>>> Die Spule ist über ca. 10cm Kabel verbunden.>> Die Freilaufdiode sollte am besten direkt an der Spule angeschlossen>> werden.>> Falsch, möglichst nahe am zu schützenden Bauteil, hier IGBT.
Ich meinte nicht D8, sondern D6. Warum sollte ich da erst lange
Leitungen zur Spule zwischenschalten?
Gruss
Harald
Harald Wilhelms schrieb:> Ich meinte nicht D8, sondern D6. Warum sollte ich da erst lange> Leitungen zur Spule zwischenschalten?
Ich meinte schon D6. Wenn du die direkt an der Spule anbringst, hat die
parasitäre Induktivität des Kabels keinen Freilauf.
Nein, zuerst darüber im Klaren sein, dass
> Peak Repetitive Current von 30A
nicht dasselbe ist wie der Dauerstrom, für den die Diode gebaut wurde,
das sind, wie die Bezeichnung verrät, 15A.
Nach dem Abschalten durch den IGBT will dieser Strom weiterfliessen, das
tut er dann auch über die Diode, 40V:1,2R=33A (wurde bereits
geschrieben).
Es kann aber auch gut sein, dass die Diode beim zweiten Einschalten des
IGBT hops geht.
Die Reverse Recovery Zeit mit 200ns - 300 ns ist schon recht lang.
Zudem ist die Reverse Recovery Charge mit etwa 3-4 uC auch nicht klein
und der Reverse Recovery Strompeak mit 20A ebenfalls recht hoch....
Meine Erfahrung ist, dass gerade die Dioden mit höherer
Spannungsfestigkeit sehr viel empfindlicher auf kurzzeitige Überlastung
reagieren.
Hast Du mal den Spannungsverlauf an der Diode mit einem Scope und
Differenztastkopf gemessen?
So, ich habe jetzt die einzelne Diode durch zwei Stück ersetzt. Sind
jetzt zwei vom Typ STTH6004W (400V, 60A avg, 600A max, trr 50ns). Nun
habe ich meine Testreihe fortgesetzt und bin nun leider beim nächsten
defekten Bauteil.
Ich habe zuerst eine Testreihe durchgeführt mit 4800uF und rauf auf
200V. Entladezeit 100ms. Lief alles wunderbar.
Nach Spice Simulation hat der entladevorgang (bedingt durch die Spule)
den maximalstrom nach ca. 2ms. In der zweiten Testreihe habe ich also
noch 2ms meinen IGBT aus gemacht. Die Dioden blieben dabei unbeschadet.
Bei 175V ist jedoch beim ersten Versuch direkt der IGBT kaputt gegangen
(0Ohm zwischen allen Anschlüssen). Ich vermute mal das es sich dabei um
ein Avalanche Effekt handelt der zuviel war für den IGBT. Und zwar genau
in der Zeit bis die Dioden vollkommen durchsteuern und den Strom
übernehmen.
Kann jemand diese These bestätigen und/oder eine Lösung dafür?
Falls es auch ein Bild aus Eagle tut, bitteschön.
Oben links und rechts sind die Diodenpärchen. In der Mitte (ebenfalls
TO247 Gehäuse) sind die IGBTs.
Ich habe übrigens die Treiber durch MCP1416 ersetzt. IGBT/MOSFET Treiber
mit 1,5A Spitze, ohne zusätzliche Gatewiderstände (der MCP1416 hat schon
6 Ohm intern).
Du hast 4800µF aufgeladen auf 175V. Und legst diese über den IGBT an die
Spule mit 10mH und 1,2Ω an. Es ergibt sich nun ein Schwingkreis, mit
laut Simulation maximal 72A nach 9ms.
Wenn du nicht innerhalb von 15ms wieder ausschaltest, werden die
Kondensatoren negativ aufgeladen, was für Elkos sehr schlecht ist.
Wenn der IGBT im Strommaximum geschalten wird, nimmt die Freilaufdiode
etliches an Energie auf, wahrscheinlich mehr als sie verträgt.
Deine Kondensatoren sind abgesetzt eingebaut. Die Zuleitungen bilden
eine Induktivität, welche wiederum beim Abschalten eine Überspannung
induziert. Diese kann je nach Aufbau erheblich sein und deinen IGBT und
dann die Freilaufdiode zerstören.
Vielen Dank für die Hinweise. Also:
Meine Spule hat nur 1,2mH, in meiner entsprechenden Spice Simulation
(und auch bei dir mit diesem Wert) tritt kein Rückfluss in den
Kondensator auf.
Ich bin mir auch bewusst, das die Freilaufdioden einiges verkraften
müssen. Deshalb sind es auch mittlerweile zwei Stück.
Ich glaube die Kabelinduktivität könnte das Problem sein. Wenn ich die
parasitäre Induktivität in Spice modelliere ergibt sich bereits ab 1nH
eine Spannungsspitze von über 800V am IGBT (Schwingung für ca. 10ns).
Ich würde jetzt einfach eine 400V Zenerdiode nehmen um das Problem zu
lösen, funktioniert das? Oder evtl. ein Kondensator parallel zur Spule
(In spice eleminiert das die Spannungsspitze)?
Andre R. schrieb:> Ich würde jetzt einfach eine 400V Zenerdiode nehmen um das Problem zu> lösen, funktioniert das?
Ist zwar nicht perfekt, sollte aber gehen. Zusätzlich solltest du die
Leiterschleife zum Kondensator möglichst klein machen. Je kleiner die
aufgespannte Fläche, desto weniger Induktivität.
Ok, ich order mal ein paar TVS Dioden (342V). Die begrenzen die Spannung
auf max. 550V. Wenn ich unidirektionale TVS Dioden nehme kann ich die
IGBT Freilaufdiode austauschen und brauch kein neues Design.
So ohne kapazitive Pufferung mit niederinduktiver Anbindung ist das
schon haarig.
Evtl reicht es einen 10-100nF / 400V Folienkondensator auf der
Leiterkarte zur Pufferung der DC-Link Spannung anzubinden. Die Energie
kommt dann nachwievor aus den Elkos.
EDIT:
Ich habe so etwas ähnliches mal aufgebaut. Da habe ich mir die
Freilaufdiode einfach gespart und in einen Widerstand abmagentisiert.
Dadurch kommt der Stromfluss deutlich schneller zum erliegen und die
Stromspitzen sind sehr viel niedriger. Dazu hatte ich einen 1200V IGBT
drin und 1u / 250V als DC-Link.
Versorgung kam aus einem 0..120V Netzteil.
Zwischen deinen Anschlüssen Cap+ und Cap-.
DC-Link ist übersetzt der "Zwischenkreiskondensator" oder
Stützkondensator.
In deinem Fall die Pufferung und Bereitstellung der Versorgung.
In der Leistungselektronik muss man immer darauf achten, möglichst
kleine parasitäre Induktivitäten in die geschalteteten Leistungspfade
einzubauen.
Durch deine induktive Last (Spule) ist die parasitäre Induktivität beim
Einschalten eher kein Problem. Du erhälst einen Spannungseinbruch
(aufgrund der Leitungsinduktivitäten) und das wars.
Beim Ausschalten jedoch versucht der Strom in allen (auch
parasitären)Induktivitäten weiter zu fließen. Bei deiner Drossel
schließt Du die induzierte Spannung direkt mit einer Diode kurz.
Allerdings kann dein IGBT trotzdem eine Überspannung sehen, da die
parasitären Induktivitäten von deiner Stromquelle ebenfalls einen
Gegenspannung induzieren.
Also ich hatte mal einen 33n Kondensator auf meiner Platine zwischen
CAP+ und CAP- gelegt. Das hat leider nicht viel gebracht. Der IGBT ging
nach zwei Versuchen mehr wieder kaputt.
Ich hab gerade eine 400V TVS-Diode ausprobiert und siehe da - läuft
super!
Hab mal bei 200V mehrmals nach ca. 2ms abgeschaltet (= maximaler Strom).
Noch ist alles heile.
Ich werde demnächst noch PWM Betrieb testen, vermutlich wird das die
Freilaufdioden ziemlich quälen (=
Vielen Dank für eure Hinweise!
Andre R. schrieb:> Bei 175V ist jedoch beim ersten Versuch direkt der IGBT kaputt gegangen> (0Ohm zwischen allen Anschlüssen). Ich vermute mal das es sich dabei um> ein Avalanche Effekt handelt der zuviel war für den IGBT. Und zwar genau> in der Zeit bis die Dioden vollkommen durchsteuern und den Strom> übernehmen.
Durchaus im Bereich des möglichen.
Dioden mit geringer Reverse Recovery Time haben nicht zwingend eine
geringe Forward Recovery Time.
Lerider lassen sich die wenigsten Hersteller dazu hinreissen, dazu etwas
zu sagen.
Im Anhang fidest du zwei Datenblätter von IXYS, die DSEP 15-06A und die
DSEP 15-06B.
Beide haben eine etwa gleiche Reverse Recovery Time, aber die DSEP
15-06B ist deutlich schneller beim Einschalten.
Habe mir den Thread nochmal durchgesehen.
Es scheint mir so zu sein, dass Du nun durch ein sehr schnelles
Abschalten des IGBT und eine nennenswerte Forward recovery Zeit im
ersten Abschaltmoment kein Bauteil hast, das den Spulenstrom aufnimmt.
Ein Blick in Figure 14 im Datenblatt zeigt den Verlauf des maximalen
Avalanche Stromes über Pulsdauer und Tastgrad.
Bei einmaligem Schalten sind knapp 100A möglich, bei wiederholtem
Schalten eher deutlich weniger (=> 10A).
Vermutlich würdest Du das Problem umgehen wenn Du
a) langsamer ausschaltest (Gate-Widerstand vergrößern => höhere Verluste
im IGBT, aber da Du selten schaltest vermutlich vernachlässigbar)
b) einen Snubber über den IGBT setzt. Der verlangsamt den
Spannungsanstieg da er sofort den Strom zum Laden des Snubber
Kondensators übernimmt und deiner Diode zeit zum Vorwärtserholen lässt.
@Mischu
Wenn er noch überflüssige Dioden und IGBTs auf Halde hätte, würde ich
zum Test nur 1 Diode mit einen 0,5 Ohm Widerstand in Reihe nehmen um den
"Überstromfall" näher zu beleuchten.
ABER Andre R. schrieb:> Ich hab gerade eine 400V TVS-Diode ausprobiert und siehe da - läuft> super!> Hab mal bei 200V mehrmals nach ca. 2ms abgeschaltet (= maximaler Strom).> Noch ist alles heile.
Das das deutet eher auf Überspannung zur falschen Zeit. Da wäre ein
Snubber evtl. nützlich?
schaltung.png
(1,6 KB)
