Hallo Leute,
ich bin auf der Suche nach einer passenden Topologie für einen 12 kW
DC/DC Boost Konverter.
Eine galvanische Trennung ist nicht nötig.
Eingangsbereich 60 - 100 Vdc
Ausgangsspannung ca. 200V
Die Regelung muss auch nicht sonderlich dynamisch sein.
Das Design sollte robust sein bei Lastabwurf und Überstrom.
MOSFET oder IGBT ist beides OK, solange die Schaltfrequenz nicht im
hörbaren Bereich liegt.
Einigermaßen erschwingliche Bauteile.
Ich habe mal ein Simulationstool angeschmissen, komme aber auf recht
unhandliche Werte hinsichtlich Ripplestrom, Spannungsfestigkeit der
Transistoren sowie Verluste der magnetischen Komponenten.
(Hatte mal klassischen Boost (auch interleaved) sowie Brückenwandler
angesehen.)
Zu welchem Aufbau würdet ihr mir bei einer derartigen Leistungsklasse
raten?
(Tips zur Gefahr durch Strom sind nicht nötig, bin vom Fach)
Dank und Gruß
PBastler
Hallo Max,
danke, die Seite kenne ich.
Mich interessiert die Rückmeldung der alten Hasen hier im Forum.
Insbesondere die Probleme der parasitären Effekte (dafür ist die
Auslegung bei Schmidt Walter zu grob) wie Reverse Recovery,
Schaltverluste, reale Bauteile etc.
Da deine Leistung noch relativ Gering ist kannst du das noch gut mit
Merphasigem Aufwärtswandler machen(3-4 Phasen).
IGBTs bringens in dem Spannungs/Leistungs bereich nicht, passende
Mosfets sind kostengünstig erhältlich. dI/dt usw. würd ich einigermassen
normal halten, dann genügen dir auch Mosfets unter 500V ohne TVS. Als
gleichrichter würd ich SiC Dioden nehmen. (Oder wenn etwas komplizierter
sein darf nen Synchronrichter)
Hallo PBastler!
Uni- oder Bidirektional? Irgendwelche Sonderanforderungen?
Ansonsten würde ich auch einen "interleaved Boost-Converter" nutzen.
Gruß Martin
Würde das mit einem, wenn die eff Anforderungen nicht zu hoch sind, hart
geschalteten Boost-Converter realisieren. Allerdings in 4-Phasiger
ausführung.
Aber eindeutig Mosfets nehmen, keiensfalls IGBts, Leistung nicht allzu
hoch. Außer bis 250V gibts noch realtiv niederohmig Mosfets (20m).
Bei einfacher synchroner Ausführung (ohne Zusatzbeschaltungen) wäre ich
vorsichtig, denn die 250V Fets zeigen in der Regel schon ein recovery
Verhalten welches auf die Verluste des Lowside-Fets geht. (Soll nicht
heißen, das es unmöglich ist).
Ob SiC Diode oder nicht muss man abwiegen. Sind erstens deutlich teurer
und haben eine höhere Flußspannung, wenn sehr heiß sind schnell 2V bei
einer 600V SiC. Vl kommt man mit einer 300V ultrafast Si-Diode mit etwas
weniger Flußspannung auch aus.
Die schwierigkeit wird mit Sicherheit das Layout werden, weniger die
Bauteilauswahl. Denn es werden auch bei 4-Phasiger Ausfürung wohl so 60A
hart geschaltet, da bleiben an jedem nH paar V stehen. RMS Belastung der
Ausgangskondensatoren auch beachten. Eingang wird weniger kritisch.
MFG Fralla
Fralla schrieb:> Aber eindeutig Mosfets nehmen, keiensfalls IGBts, Leistung nicht allzu> hoch. Außer bis 250V gibts noch realtiv niederohmig Mosfets (20m).http://www.ebay.com/itm/Power-MOSFET-FCP20N60-600V-20A-0-15-fast-rise-fall-x4-/170639669249?pt=LH_DefaultDomain_0&hash=item27baeab801
600V 20A 15mOhm 2.22USD <--- Auch bei 600V ist 20mOhm kein problem nicht
nur bei 250V. Manchmal frag ich mich wirklich wies die Hersteller
schaffen 600V IGBT an den Mann zu bringen. (PS: diese MOSFET sperren
vermutlich auch wesentlich mehr als 600V (nach db 650 und in praxis
vermutlich auch mal 700), also nicht so viel heikler als IGBT).
Bis 800V sind Mosfets den IGBTs klar überlegen, bis 900V fraglich ab
900V bevorzugt IGBT. Diese Schwelle steigt jedoch immer weiter an.
250V Mosfet sind nicht genug für deine Anwenung!!!
Ich würd 500V nehmen dann is noch was Luft drin. Gibts mit noch
kleinerem rdson
FET mit 20m und 600V sind selten und teuer (ST). Da ist ein 250V Optimos
deutlich billiger und parallelschalten ist kein Problem. Weniger mOhm
und 600V gibts in GaN und SiC Technik, allerdings nicht auf dem Freien
Markt.
>Manchmal frag ich mich wirklich wies die Hersteller schaffen 600V IGBT an >den
Mann zu bringen.
Wenn die Leistung "etwas" mehr wird, PFCs, Inverter im zwei bis
dreistelligen kW Bereich macht ein 600V IGBT durchaus Sinn. Vorallem in
Multileveltopologien.
MFG Fralla
Volker K. schrieb:> Hallo Analog,> Deine Träume muß ich leider platzen lassen, denn da steht> "Power MOSFET FCP20N60 600V 20A 0.15Ω" also 150mOhm.> Sorry
oh ja hast natürlich recht. hab ich was falsch im kopf gehabt sorry.
Fralla schrieb:> Wenn die Leistung "etwas" mehr wird, PFCs, Inverter im zwei bis> dreistelligen kW Bereich macht ein 600V IGBT durchaus Sinn. Vorallem in> Multileveltopologien.
Also 1MW wären bei 400V ca 2500A. Wenn man nicht mehr als 1V
Spannungsabfall möchte wären das gerade mal 420Fets. also ca. 1kUSD.
klar IGBT ist dann halt n bisschen billiger und weniger aufwändig; 3V
Spannungsabfall ist aber meines erachtens bei ca. 400V Systemspannung
inakzeptabel. (natürlich kommts etwas auf die Anwendung an).
Es giebt aber auch niederleistungs IGBT für 600V, welche verkauft
werden....
Analog schrieb:
>Auch bei 600V ist 20mOhm kein problem nicht nur bei 250V.
Du scheinst ja ganz aktuell drauf zu sein... Wenn es kein Problem ist
20m/600V dann müssten es ja mehrere Hersteller anbieten (zu
realistischen Preisen, also keine Prototypen).
Also worauf stütz sich deine "Erfahrung", bzw die Aussage das es kein
Problem ist? Wohl nicht an einer Ebay Inserat eines 150m Fets...
Mark schrieb:> Du scheinst ja ganz aktuell drauf zu sein... Wenn es kein Problem ist> 20m/600V dann müssten es ja mehrere Hersteller anbieten (zu> realistischen Preisen, also keine Prototypen).> Also worauf stütz sich deine "Erfahrung", bzw die Aussage das es kein> Problem ist? Wohl nicht an einer Ebay Inserat eines 150m Fets...
wie schon gesagt hab 20m mit 200m verwechselt
Schon mal vielen Dank für die ganzen Hinweise.
Ich denke mehrphasig ist der Weg, IGBTs machen bei den niedrigen
Eingangsspannungen sicher keinen Sinn.
Bauchschmerzen habe ich mit der Parallelschaltung von den MOSFETs.
Das wird sicher parasitäre Einflüsse haben.
Was meint ihr dazu??
>Bauchschmerzen habe ich mit der Parallelschaltung von den MOSFETs.
Sind berechtigt, aber nur Teilseise. Für den Kanal und schwingungen auf
DS ist kein Problem. Was keinesfalls Erlauf ist, ist das harte
parallelschalten des Gates. Das kann weit im MHz Bereich zu schwingen
beginnen, was wie linaerbetrieb wirkt und den Mosfet thermisch killen
(besonders bei 600V Fets). Abhilfe schon zum einen jedem Fet seinen
eigenen Gatewiderstand zu spendieren und eventuell ein Bead.
Gibts dennoch Problem (was ich aber nur bei mehreren 600V Fets parallel
und weit mehr Leistung hatte) hilft auch jedem Fet, oder zumindest
paarweise, seinen eigenen Treiber zu spendieren. Allerdings nicht im
gleichen Gehäuse den anderen Kanal. Aufgrund des Multiphasendesigns bist
du da ja flexibel.
Im Grunde kann, ich zumidnest, behaupten, dass das parallelschalten von
niedervoltfets weniger Probleme macht. (hab schon über 10 x IPB025N10N3
(100V/2m5) hart parallel). Mehr als 2 maximal 3 parallel (wenn 3-Phasig)
wirst du kaum brauchen. (Es kann natürlich sein, dass hochohmigere
deutlichst günstiger sind, und es billiger ist mehrer parallel zu
schalten wenn es der Platz erlaubt.) Auch den Tradeoff zwischen Rds,on,
Anzahl und Schaltverlusten (lin zu f) gilt es zu finden.
MFG Fralla
Jodler schrieb:> Auf ein neues - ich finde diesen immer noch gut, auch wenn er hier nicht> viel Beachtung findet:> http://stevehv.4hv.org/12kwPFC.htm
Hi Jodler,
das Design hatte ich bereits gefunden.
Problem mit IGBTs ist halt, dass die Verluste bei niedrigen
Eingangsspannungen zu groß sind und dass man mit der Schaltfrequenz auf
um die 20kHz begrenzt ist. Dadurch werden auch die magnatischen Bauteile
groß, der Stromripple entsprechend hoch und damit die Belastung der
Kondensatoren auch groß (noch mehr parallel schalten).
@Fralla
Die 250V Optimos hatte ich bereits mit simuliert, aber ich habe Sorgen
bzgl. der Verfügbarkeit. Wo kann man die kaufen und geliefert bekommen?
DigiKey sah da recht mau aus.
>Die 250V Optimos hatte ich bereits mit simuliert, aber ich habe Sorgen>bzgl. der Verfügbarkeit. Wo kann man die kaufen und geliefert bekommen?
Ist das ganze für privat, Uni oder komerzielles Produkt?
>Die 250V Optimos hatte ich bereits mit simuliert, aber ich habe Sorgen>bzgl. der Verfügbarkeit.
Sieh dich auch bei IR und ST um. Der niederohmigste kostet eigentlich
immer deutlich am meisten, bei jedem Hersteller.
>Soll später mal kommerziell werden.
Später, also vorher sollen die Teile über übliche Distributoren
verfügbar sein?
http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/IRFB4332PBF.pdf
(33m) gibts um 5€ bei Farnell.
Für die Serienfertigung zählen ja sowieso die ausgehandelten Preise mit
dem Hersteller, und die sind deutlich geringer.
Wovon ich abraten würde, ist einen noch geringeren Rds,on zu wählen
welchen es nur in einem größeren Package (TO-247) gibt.
MFG Fralla
Danke Fralla.
Ich schwanke noch zwischen einem klassischen oder reinen SMD-Aufbau.
Als SMD hätte ich versucht den Leistungsteil als IMS Leiterkarte
einlagig zu realisiern. Dann kann ich den flächig auf einen Kühlkörper
verschrauben und entsprechend gute Kühlanbindung erhalten sowie die
Leistungspfade recht kompakt halten. Allerdings müssten die schweren
Leistungsbauteile und Hochstromanschlüsse dann auch alle in SMD-Technik
realisiert sein.
Leider erhalte ich auch eine größere kapazitive Kopplung des
Schaltpfades zu meinem KK Potential (negativ für EMV). IMS ist meiner
Meinung nach auch recht teuer...
Habt ihr da auch einen Tipp?
Analog schrieb:> Manchmal frag ich mich wirklich wies die Hersteller> schaffen 600V IGBT an den Mann zu bringen. (PS: diese MOSFET sperren> vermutlich auch wesentlich mehr als 600V (nach db 650 und in praxis> vermutlich auch mal 700), also nicht so viel heikler als IGBT).> Bis 800V sind Mosfets den IGBTs klar überlegen, bis 900V fraglich ab> 900V bevorzugt IGBT. Diese Schwelle steigt jedoch immer weiter an.
Bei einem Leistungstransistor sind nicht nur die Spannungsfestigkeit und
er ON-Widerstand entscheidend. Ein wesentlicher Vorteil von IGBTs ist,
dass es hier keine parasitäre Body-Diode gibt.
Dadurch können der Transistor und die Body-Diode getrennt voneinander
optimiert werden und IGBTs mit eingebauter Diode (Co-Pack) haben vor
allem beim harten Schalten wesentlich weniger Dioden-Verluste.
Selbst die schnellsten Dioden in 600V Super-Junction-Mosfets (z.B.
Infineon CFD oder Fairchild F-Typen) haben eine ca. 10-fach größere
Reverse-Recovery-Charge als gute 600V-Dioden, die in IGBT-Module
eingebaut werden.
Es kommt also drauf an, ob eine schnelle Diode wichtig ist oder nicht.
Wenn bei hohen Schaltfrequenzen hart geschaltet werden soll, ist ein
600V-IGBT besser als ein 600V-Mosfet.
PBastler schrieb:> IMS ist meiner Meinung nach auch recht teuer...
Man kann das auch mit einer FR4-Platine machen, wenn man direkt unter
den MOSFETs viele Vias und Kupferflächen macht. Die Kühlung ist zwar
etwas schlechter als IMS, aber für viele Anwendungen schon noch
ausreichend.
Man kann auch THT-Bauteile bestücken, wenn man unter diesen Bauteilen
bzw. unter den THT-Pins Vertiefungen in den Kühler fräßt.
>Wenn bei hohen Schaltfrequenzen hart geschaltet werden soll, ist ein>600V-IGBT besser als ein 600V-Mosfet.
Kann man nicht veralgemeinern. Kommt auf die Topologie an ob eine
schnelle Diode erforderlich ist und das abwägen der Verluste die durch
das recovern entstehen. EIn IGBT hat massiv mehr Abschaltverluste wenn
unter Strom geschaltet wird und die nehmen mit höher Freuqenz nun mal
lienar zu.
>Ich schwanke noch zwischen einem klassischen oder reinen SMD-Aufbau.
Das hängt auch davon ab wie schnell du Schalten willst, also wie
niederinduktiv alles sein muss.
Natürlich von den kosten, ob IMS (oder gar DCP;) leistbar ist.
Mittels Vias durch FR4 kühlen wird nur möglich sein wenn entsprechend
viel parallel geschaltet wird um die Verluste aufzuteilen. Auch an die
CanPAK oder directFet Gehäuse denken. Da könnte unten SMD und oben das
schwere THT Zeug plaziert, also die CanPAKs auf der Unterseite kühlen
(zb über eine Ausgefräste Aluplatte). Das funktioniert erstklassig und
man kann die Mosfets mit kürzesten Wegen zwischen den großen THT
Bauteilen plazieren.
Andererseit gings fürher (und auch damit heute) auch ganz konventionell
mit TO-220 und Kühlkörper, auch da kann man die Schaltleitungen mit
Multilayer relativ kurz halten, wenn auch nicht so kurz. Auf die
Kupferbleche/Schienen kann man auch direkt die Beine bedrahteten
Bauteile löten.
MFG
Fralla schrieb:>> Wenn bei hohen Schaltfrequenzen hart geschaltet werden soll, ist ein>> 600V-IGBT besser als ein 600V-Mosfet.> EIn IGBT hat massiv mehr Abschaltverluste wenn unter Strom geschaltet> wird und die nehmen mit höher Freuqenz nun mal lienar zu.
Ja, das ist richtig. Vielleicht sollte man besser sagen, dass ein IGBT
bei mittelhohen Frequenzen (Größenordnung < 100 kHz) besser ist ;-)
Warum werden eigentlich die Schaltverluste in den Mosfet-Datenblättern
nicht angegeben, so wie bei IGBTs? Gibt es da eine einfache
Rechenformel, wie man die aus den anderen Datenblattwerten berechnen
kann?
Fralla schrieb:> Bei einfacher synchroner Ausführung (ohne Zusatzbeschaltungen) wäre ich> vorsichtig, denn die 250V Fets zeigen in der Regel schon ein recovery> Verhalten welches auf die Verluste des Lowside-Fets geht. (Soll nicht> heißen, das es unmöglich ist).
Kannst Du das noch ein bischen erläutern?
Ist damit bei einer Halbbrückenausführung das recovern der Bodydiode der
MOSFETs gemeint?
Fralla schrieb:> Andererseit gings fürher (und auch damit heute) auch ganz konventionell> mit TO-220 und Kühlkörper, auch da kann man die Schaltleitungen mit> Multilayer relativ kurz halten, wenn auch nicht so kurz.
Ja, das sehe ich auch so. Problem ist wie immer das Konzept des
mechanischen und thermischen Aufbaus. Als klassiche Ausführung hätte ich
genau so realisiert (SMD unten und THT oben). Allerdings denke ich an
eine lüfterlose Variante, d.h. es müssen alle wärmenden Bauteile an
einen Kühlkörper / Gehäuse angebunden werden. Dann habe ich immer
konzeptionell das Problem, wie binde ich die Halbleiter an den
Kühlkörper an. Alle Bauteile an den Platinenrand setzen ist für eine
möglichst einfache Montage super, leider nicht das Optimum für
Streuninduktivitäten, Leitungslängen und Platzierung von induktiven und
kapazitiven (großen) Bauteilen.
Wenn die Verluste nicht total ausufern hätte ich auch kein Problem
Bauteile im D²PAK auf der Unterseite zu setzen und diese mit ihrem
Gehäuse an den Kühlkörper zu bringen (thermisch schlechter aber müsste
man ausprobieren). Troztdem müssen auch mechanische Toleranzen der
Bauteilhöhen ausgeglichen werden (Gappad Gapfiller entsprechende
Ausfräsung oder Adaption der Kühlplatte) bei gleichzeitiger Einhaltung
der Isolationsabstände....
Wie sieht es denn mit der kapazitiven Kopplung auf IMS Leiterkarten für
Leistungselektronik aus? Wenn die IMS-Platine direkt auf ein geerdetes
Gehäuse geschraubt wird, dann koppele ich doch die "springen Potential"
über die parasitären Kapazitäten an die Erde und muss massiven
Filteraufwand treiben. Korrekt?
Oder - wie macht man so etwas gleich richtig?
>Kannst Du das noch ein bischen erläutern?>Ist damit bei einer Halbbrückenausführung das recovern der Bodydiode der>MOSFETs gemeint?
Ja wenn im CCM Betrieben.
>Troztdem müssen auch mechanische Toleranzen der>Bauteilhöhen ausgeglichen werden (Gappad Gapfiller entsprechende>Ausfräsung oder Adaption der Kühlplatte) bei gleichzeitiger Einhaltung>der Isolationsabstände....
Ja entsprechend ausfräßen und mit einer Füllmasse (die thermische
leitet, aber elektrische isoliert, weis den Name jetzt nicht) ausfüllen,
das ist stand der Technik. Ich verweden diese Bauweise auch für Geräte
die 6kV Commondmode Surges standhalten (bei INS ist meist bei 2kV
Schluss). Nur muss die Fräßung genau sein und die Bauteilbeine dürfen
keinen 1/10mm länger seine, ein Fertigungstechnischer Aufwand.
Große vorsicht ist geboten wenn Bauteile empfindlich auf Kapazitve
einkopplung sind.
>Wenn die Verluste nicht total ausufern hätte ich auch kein Problem>Bauteile im D²PAK auf der Unterseite zu setzen und diese mit ihrem>Gehäuse an den Kühlkörper zu bringen
Problem ist der relativ große Rth von Junction zu Gehäuse des D²PAKs.
Wird oft gar nicht angegebn (ich glaub bei IRF schon). Da werfe ich
nochmal CanPAK in den Raum...
>Wenn die IMS-Platine direkt auf ein geerdetes>Gehäuse geschraubt wird, dann koppele ich doch die "springen Potential">über die parasitären Kapazitäten an die Erde und muss massiven>Filteraufwand treiben.
Ja, wenn die "Schaltung" in bezug auf Erde Springt entseht commonmode
Noise welches zu filtern ist um conducted-EMI einzuhalten. Lässt man die
Platte mitspringen ist der Konten viel zu kapazitiv und es wird massive
Probleme bei radiated EMI geben. Anderseits springt bei einem Boost ja
nur der Schaltkonten, der Minus Eingang(und Ausgang) bleiben ruhig im
Gegensatz zu (einer PFC wo die Potentiale je nach Halbwelle wechseln).
Also die Platte Minus referenzieren und mittels Filter etwaiges
common-mode Noise löschen. Wird hoffentlich nur ein Y-Ko denn eine
Kompensierte Drossel wäre groß.
>Alle Bauteile an den Platinenrand setzen ist für eine>möglichst einfache Montage super, leider nicht das Optimum für>Streuninduktivitäten, Leitungslängen und Platzierung von induktiven und>kapazitiven (großen) Bauteilen.
Das ist ein möglicher und einfacher Ansatz. Du musst bedenken, das du
bei multiphasenausführung ja vier (oder 3) Wandler hast. Du musst die
Geschalteten Leitungen jedes Wandler Kurz halten und jedem seine
niederinduktiv Ausgangskapazität spedieren. Die Verbindung der 4
Ausgänge ist dagegen unkritsch. Dh eine größere Ausganskapazität (und vl
ein Filter) können räumlich entfernt sizten.
Auch die Drossel kann weit weg sitzen, denn eine zusätzliche
Induktivität In Serie zur Drossel stört ja nicht. Fet, Diode und
Ausgangsko müssen zusammen sitzen. Die einzelenen Wandler kann man
trennen, zb zwei an jeder Wand...
Ich weiß ja nicht wie kompakt das ganze sein muss und ob du dir den
Aufwand, Kosten die eine INS Ausführung mit sich bringt Leisten willst.
MFG Fralla
Hallo PBastler!
Um noch einen Hinweis zur ursprünglichen Frage zu geben:
Frag mal Google nach "3 Level Boost Converter"
Das kannst du mit 200V MOSFETs aufbauen- und dann einfach Converter
parallel schalten.
Oder halt auch interleaved.
Gruß Martin
Martin schrieb:> Frag mal Google nach "3 Level Boost Converter"> Das kannst du mit 200V MOSFETs aufbauen- und dann einfach Converter> parallel schalten.
Das sieht auch interessant aus. Noch nicht ganz klar ist mir der Sinn
der unteren Diode, wahrscheinlich hat die die gleiche Funktion wie bei
einem 3L-NPC die Mittelpunktdiode.
Die weiche Kommutierung wird wahrscheinlich erst bei höheren Spannungen
und dem Einsatz von IGBTs sinnvoll, oder?
Als Vorteil sehe ich den weiter reduzierten Stromripple an, und die
Möglichkeit mit MOSFETs und kleineren Uds zu arbeiten.
Allerdings bringen 200V zu 250V nicht die riesige Steigerung.
Würde man denn bei den Spannungen schon von einer weichen Kommutierung
stark profitieren?
Ich habe multilevel Topologien (3L-ACNPC, 5L-FLC, Vienna) bisher nur mit
600V/1200V IGBTs verwendet und auch nicht mit so kleinen Spannungen
gesehen (nur ein Prototyp, eine Inverter in CFB Topologie mit vielen,
viele 100V Fets für 230VAC und massiven Ansteureraufwand)
>Noch nicht ganz klar ist mir der Sinn der unteren Diode,
Die verhindert den Kurzschluss des unteren Zwischenkreiskondensator wenn
der Schalter schließt.
>Allerdings bringen 200V zu 250V nicht die riesige Steigerung.
Seh ich auch so.
>Als Vorteil sehe ich den weiter reduzierten Stromripple an
Für die Drossel ja aber bedenke, dass die Kondensatoren den vollen
Drosselstrom "fressen" müssen. Auch die Wäreaufteilung auf mehrer
Drosseln wäre nicht gegeben.
Bedenke dass bei einer Einphasigen Ausführung die Kondensatoren ca 100A
RMS Ripple aushalten müssen (bei 3-Level wird dies ca durch zwei geteilt
aber mehr Kapazität notwendig).
Bei einer 4-Phasigen ausführung würde der Ausgangskondnesator nur ca 20A
Ripple Belastung erhalten.
Ich würde dies "straightforward" mit einem bewährten Multiphasenboost
machen.
Weich Schalten mit extra Schalter kann man immer. Hägt von der Frequenz
ab, wann ein Vorteil einsteht und wieder verschwindet (den der hochomige
Hilfsschalter muss den Strom kurz übernehmen). Spannung gering Strom
hoch nicht die ideale Voraussetzung. Am meisten wird eine Diode
profitieren wenn keine SiCs im Einsatz sind.
Auch in betracht ziehen das ganz im BCM-Mode zu betreiben. Keine
Einschaltverluste und keine Recoveryverluste sind ein Vorteil bei hoher
Frequenz. Nachteil sind hohe Peakströme mit entsprechenden RMS Werten.
Die Frequez wird Lastabhängig, was nicht unbedingt Stören muss. Der
Stromripple bleibt aber bei 3 oder 4 Phasen immer noch in gunt
handlebarem Bereich, was den Kondensatoren und Filtern extrem zugute
kommt.
MFG Fralla
Fralla schrieb:> Für die Drossel ja aber bedenke, dass die Kondensatoren den vollen> Drosselstrom "fressen" müssen. Auch die Wäreaufteilung auf mehrer> Drosseln wäre nicht gegeben.
Ja, das wird das generelle Problem der Topologien bei niedriger
Eingangsspannung sein. Für Spannungen im Bereich >500V wäre die Leistung
auch ohne große Probleme erreichbar.
Fralla schrieb:> Bedenke dass bei einer Einphasigen Ausführung die Kondensatoren ca 100A> RMS Ripple aushalten müssen (bei 3-Level wird dies ca durch zwei geteilt> aber mehr Kapazität notwendig).
Ich hatte es so verstanden, dass Martin eine mehrphasige 3-Level
Topologie ins Spiel gebracht hat. Da sehe ich halt nur einen massiv
gestiegenen Bauteilaufwand, der Ripplestrom eines Pfades wäre jedoch
ähnlich.
Mehrphasige Ausführung gewinnt deutlich, wenn die Ansteuerung ebenfalls
phasenverschoben zueinander geschieht (drastisch niedriger Stromripple
in den Kondensatoren, kleinerer Ausgangsripple, niedriger
Filteraufwand).
>Ich hatte es so verstanden, dass Martin eine mehrphasige 3-Level>Topologie ins Spiel gebracht hat.
Achso mehrphasig und 3-Level würde Rippel auch reduzieren, aber ob sich
das lohnt?
Man muss ja unterscheiden zwischen Rippel in der Drossel und im
Ausgangsko. Denn selbst bei 0 Rippel in der Drossel bekommt der
Kondensator den vollen Strom gepulst ab.
>Mehrphasige Ausführung gewinnt deutlich, wenn die Ansteuerung ebenfalls>phasenverschoben zueinander geschieht
Genau. Ich ging aber von Anfang an davon aus, wenn multiphasen
Ausfürung, dann auch verschoben. Anders wäre es ja unsinnig. Auch die
gesammte Energie die in allen Drossel maximal gespeichert ist, ist nur
ein viertel so groß wie in der Einphasigen Ausführung. Also muss jede
Drossel nur 1/16 speichern.
MFG
Hallo!
Ich mische mich nochmal ein...
>>Allerdings bringen 200V zu 250V nicht die riesige Steigerung.>Seh ich auch so.
Bei 200 V kann man drüber nachdenken GaN MOSFETs einzusetzen, bei 250 V
nicht.
Gruß Martin
Der Mosfet ist nicht alles. Klar hat GaN was Diode (schnell wie SiC),
Widerstand, etc betrifft Vorteile. Doch in dieser Anwendungen machen die
relativ hohen Ströme den Elementen wie Drossel und speziell dem
Kondensator sehr zu schafen.
Aber wenn Mehrlevel und Multiphasig, dann auch Synchron ohne eine
einzige Diode. (Gibt bereits eine 3-Phasen PFC welche nur aus vielen
100V GaN Fets besteht ;) super Wirkungsgrad mit leicht zu eratendem
Nachteil..
Denn größten Vorteil an den zukünftigen GaN Mosfets sehe ich abgsehen
von Widerstand an der extrem schnellen Bodydiode. So wird es möglich
sein Synchrone PFCs und andere Topologien, wo hart auf die Diode
egschaltet wird, mittels 600V (oder mehr) Mosfet zu realisieren (was
jetzt den IGBTs vorbehalten ist).
Aber dies wird noch bestimmt 3-Jahre dauern bis der erste Hochvolt GaN
Mosfet am komerziellen Markt verfügbar ist.
MFG
>Kannst du mir mal den Link zu der 3-Phasen-GaN-PFC schicken?
Da gibts keinen Link, außer wenn etwas durchgesickert ist ;) (oder
jemand anderes ähnliches gemacht hat) Ist nur ein internes
Forschungsprojekt zur Anwendung von niedervolt GaNs in PFC/Invertern mit
hoher Leistungsdichte(dh auch hoher Wirkungsgrad). Aber Moment noch ohne
Kunde da noch nicht 100% ausgereift, denn es ist nicht so leicht wie es
klingt.
Eines Tages werden Hochvolt Gans den ganzen Spaß unnötig machen und
ablösen.
MFG Fralla
Hallo nochmal.
Momentan bin ich immer noch am Grübeln, welches Konzept des Systems mir
am Besten gefällt. Mal angenommen, ich würde doch eine galvanische
Trennung benötigen.
Wie würdet ihr so ein System dann geschickterweise aufbauen?
Ebenfalls mehrphasig?
Phase Shifted Fullbridge?
Wie geht man mit dem Regelbereich um?
Immer überlegen, was bei der Bauteilauswahl besonders weh tut. Bei einer
Spannnngsgespeistn Brücke (wozu eine Phasenverschobene Brücke wie auch
eine gewöhnliche Vollbrücke nun mal zählt) ist es der Pulsförmig Strom
am Eingang welcher massiven Filteraufwand zur Folge haben wird. Kommt
naürlich auf dene Specs an, wie hoch darfder Stromrippel sein den der
Wandler zieht? Die Spannungen sindweniger das Problem.
In welchem Arbeitspunkt wird er hauptsächlich betrieben? Bei wenig Last
hat eine Phasenverschobene immer einen schlechteren Wirkunsgrad.
Wozu ist das ganze eigentlich? Brenstoffzelle oder ähliches? wieso nur
200V am Ausgang?
Wenn eine Trennung erforderlich ist, würde ich eine Stromgespeiste
Brücke empfehlen. (Hab ich für einen 100V<->400V Busconverter so
umgesetzt, 2-Phasig) Der Strom ist kontinuierlich. Das Trafoverhältis
grenzt an 1:1 was der Kopplung zu gute kommt. Ist eine häufig
vorkommende Toologie, wenn wenig Spannung/viel Strom auf getrennte
zwischenkreistaugliche Spannungslevels gebracht werden soll. Meherphasig
kann man fast alles machen, ist eine Kosten-Nutze Frage.
MFG
Hi Fralla,
was genau ist eine Stromgespeiste Brücke?
(Brücke mit Stromzwischenkreis?)
Zur applikation kann ich leider nichts sagen.
Bei einer einstufigen Umsezung sehe ich ein Problem mit dem weiten
Eingangsspannungsbereich und dem Wunsch ein kostengünstiges und
kompaktes System zu realisieren. Sicher könnte ich mit 150V MOSFETs
arbeiten, aber die Spitzenströme Primärseitig sowie die schlechte
Ausnutzung des Trafos bei hoher Eingangsspannung gefallen mir nicht
wirklich.
Daher geht mir momentan ein zweistufiges Konzept durch den Kopf.
Erste Stufe ein Boostconverter, dessen Ausgangsspannung nur knapp
oberhalb der maximalen Eingangsspannung liegt (<120V).
Zweite Stufe könnte ein Vollbrückenwandler mit Trafo zur galvanischen
Trennung sein, der mit 50% Tastgrad gefahren wird (starre Kooplung,
keine Regelung) evtl. auch weichschaltend.
Damit könnte ich als Schalter mit 200V MOSFETs und in der Boost Sektion
mit Schottky-Dioden arbeiten. Die Ausgangsspannung wäre flexibel über
das Übersezungsverhältnis des Trafo einstellbar. Den Trafo könnte ich
maximal ausnutzen, da die Regelung von der vorherigen Stufe erledigt
wird.
Habt ihr dazu auch eine Meinung?
Muss es doch getrennt sein
>Bei einer einstufigen Umsezung sehe ich ein Problem mit dem weiten>Eingangsspannungsbereich und dem Wunsch ein kostengünstiges und>kompaktes System zu realisieren.
Was ist daran weit? Für einen Boost wäre das 50%-70% dutycycle, also in
einem Bereich wo die Rippleauslöschung noch gut wirkt. Eine Vollbrücke
würe bei höchster EIngangsspannung auf 0,6 zurückregeln, ja nicht
optimal.
>Daher geht mir momentan ein zweistufiges Konzept durch den Kopf.>Erste Stufe ein Boostconverter, dessen Ausgangsspannung nur knapp>oberhalb der maximalen Eingangsspannung liegt (<120V).
Das ist ganz schlecht für einen Boost da er bei höchster
EIngangsspannung dann kurze Pulse in den Kondensator lädt.
>dem Wunsch ein kostengünstiges und kompaktes System zu realisieren
Bei einem Zweistufigen Konzept brauchst du einen
Zwischenkreiskondensator welcher der Ripple verträgt. Zusätzlich die
Hochstromdrossel an der Eingangsseite. Dann einen Übertrager und eine
weitere Drossel (mit nicht zu verachtedem Strom) sekundär und
Kondensatorn am Ausgang. Ist teuer, groß und die Wirkungsgrad
muliplizieren sich.
Wenn so eine Topologie, dann den Zwischenkreiskondnsator weglassen und
die Ausgangsdrossel ebenso. Es wird also ein Strom in den Taffo
eingeprägt (Sromzwischenkreis). Deshalb braucht (oder darf) man am
Ausgan keine Induktivität mehr. Man hat sich den Großen
Zwischenkreiskondengsator und die Ausgangsdrossel gespart.
Den zusätzlichen Boost kann man auch einsparen wenn man durch
kurzschließen der Brücke die Einagsdrossel auflädt. Die Dioden Sekundär
übernehmen dann die Funktion der Diode im vorgeschalteten Boostwandler.
Ich hab mich lange damit beschäftigt eine Topologie für ähnliche
Anfoderungen zu suchen und habe erfolgreich eine Merphasige
Stromgespeiste Vollbrücke eingesetzt, allerdings deutlich mehr Leistung.
Dieses Konzept kommt mit wenig Bauteilen aus und war effizient und damit
auch kompakt. War für einen Converter der eine Vanadium-Redox-irgendwas
Akku auf 400V wandelte.
>was genau ist eine Stromgespeiste Brücke?>(Brücke mit Stromzwischenkreis?)
Genau. Nur ist der Stromzwischenkreis gleichzeitig die Drossel am
Eingang (und die Booster Drossel).
MFG Fralla
Fralla schrieb:> Ich hab mich lange damit beschäftigt eine Topologie für ähnliche> Anfoderungen zu suchen und habe erfolgreich eine Merphasige> Stromgespeiste Vollbrücke eingesetzt, allerdings deutlich mehr Leistung.> Dieses Konzept kommt mit wenig Bauteilen aus und war effizient und damit> auch kompakt. War für einen Converter der eine Vanadium-Redox-irgendwas> Akku auf 400V wandelte.
Du scheinst ja echt interessante und abwechslungsreiche Projekte zu
machen! Ich dachte Du bist im Stromversorgungsbereich für die
Telekommunikation unterwegs... Aber Multilevel und soweiter... Bist du
selbständig unterwegs oder war die Erfahrung in mehreren Jobs verteilt?
Fralla schrieb:> Wenn so eine Topologie, dann den Zwischenkreiskondnsator weglassen und> die Ausgangsdrossel ebenso.
Schaltmuster ist mir glaube ich klar.. machst halt einen Kurzschluss mit
der Vollbrücke um die Eingangsdrossel zu magnetisieren, dann öffnet man
auf jeder Halbbrücke einen Schalter und der Strom kommutiert auf den
Trafo - richtig soweit?
Mir ist nicht klar, wie dann auf der Primärseite die Spannung über den
Schaltern begrenzt wird. Das kann dann doch eigentlich nur der sekundäre
Ausgangskondensator sein, oder?
>Ich dachte Du bist im Stromversorgungsbereich für die Telekommunikation >unterwegs
Ja unter anderem, aber nun nicht mehr ganz so direkt.
>Bist du selbständig unterwegs oder war die Erfahrung in mehreren Jobs >verteilt?
Nein nicht selbstständig. Hab ich auch nicht vor, zumindest nicht jetzt
;)
>Schaltmuster ist mir glaube ich klar.. machst halt einen Kurzschluss mit>der Vollbrücke um die Eingangsdrossel zu magnetisieren, dann öffnet man>auf jeder Halbbrücke einen Schalter und der Strom kommutiert auf den>Trafo - richtig soweit?
Völlig richtig.
>Das kann dann doch eigentlich nur der sekundäre>Ausgangskondensator sein, oder?
So ist es. Wenn die Dioden Sekundär Leisten liegt die übersetzte
Ausgangsspannung primär an. Die Spannng am Fet wird kleiner als die
Ausgangssannung, perfekt!
Vorsicht ist geboten wenn die Brückenfets (2) öffnet und der Droselstrom
auf die Streuinduktivität trifft. Dann gibts einen Spannungsspitz
welchen man mittels Diode in einem Kondensaotr fangen kann. Um die
Energie nicht vernichten zu müssen, durch einen kleinen Fet
zurückspeisen.
Regeln lässt sich das wundebar in average-current-Mode mittels PFC
Controller und etwas Logik. Oder einfach einen dsPIC;)
Ein weitere Vorteil des Stromzwischenkreises ist, das es keinen fatalen
Brückenschluss geben kann.
MFG
Fralla schrieb:> Vorsicht ist geboten wenn die Brückenfets (2) öffnet und der Droselstrom> auf die Streuinduktivität trifft. Dann gibts einen Spannungsspitz> welchen man mittels Diode in einem Kondensaotr fangen kann. Um die> Energie nicht vernichten zu müssen, durch einen kleinen Fet> zurückspeisen.
Meinst du so wie in Figure 2?
http://www.tf.uni-kiel.de/etit/LEA/dl-open/veroeff_2007/epe2007-mohr.pdf
