Ich muss den Strom durch ein Testobjekt "unter allen Umständen" auf 20mA
begrenzen. Kosten und Platzverbrauch sind zweitrangig, da im Testobjekt
sehr viel Arbeit steckt.
Das Problem ist folgendes: Am Objekt (universitäre Forschung...) werden
unterschiedliche elektrische Messungen durchgeführt. Dabei können auch
schon mal 100V mit wechselnder Polarität angeschlossen werden. Wenn
jetzt eine "Blackbox" dazwischenhängt die den Strom sicher auf 20mA
begrenzt, können alle Beteiligten besser schlafen. Wichtig noch: Die
maximale Messfrequenz liegt im unteren kHz-Bereich (2-3kHz), also sollte
die Schutzschaltung dort auch noch funktionieren. Die
Genauigkeitsanforderungen sind überaschenderweise nicht so extrem,
wichtiger ist der Schutz, da die Schaltung dann am Ende natürlich
entfernt werden soll, wenn eine sichere Messtrategie entwickelt wurde.
Wie könnte man sowas bauen? Gibt es zu den inzwischen ziemlich schwer
erhältlichen und bei Strom und Spannungsfestigkeit sehr begrenzten
Constant Current Dioden (z.B. 1N5314) eine alternative Schaltung mit am
Besten wählbarer Strombegrenzung (ich bräuchte eben 20mA) und höherer
Spannungsfestigkeit (200V)?
Vielleicht habe ich das Problem nicht ganz verstanden, aber eine
einfache Möglichkeit für eine bidirektionale Strombegrenzung wäre doch
eine Gleichrichterbrücke mit einer normalen Strombegrenzung.
Die Wechsel-Anschlüsse der Gleichrichterbrücke sind Ein- und Ausgang, an
+ und - wird die Strombegrenzung angeschlossen.
Diese könnte im einfachsten Fall aus einer Hilfspannung an der Basis
eines Transistors und Emitterwiderstand bestehen.
Natürlich fällt dort auch ohne Strombegrenzung eine Spannung ab.
Gruß
Joachim schrieb:> Diese könnte im einfachsten Fall aus einer Hilfspannung an der Basis> eines Transistors und Emitterwiderstand bestehen.>> Natürlich fällt dort auch ohne Strombegrenzung eine Spannung ab.
Und bei jeder Methode mit Shunt auch eine von dem Strom abhängige
Spannung. Es gibt allerdings Strommess-ICs mit relativ hohen Bandbreiten
(einige hundert kHz), die auf magnetischen Effekten basieren und einen
sehr niedrigen Widerstand (rein aufgrund von Leiterwiderständen) haben.
Das Series-Pass-Element muss sowieso ein Mosfet oder zwei antiparallele
GTO-Thyristoren sein, weil ja der Strom in beide Richtungen fließen
soll.
andi schrieb:> Ja musst halt dein Gehirn ein wenig einsetzen....Benutze eine ähnliche> Schaltung bei Netzspannungsabfragen von 3VDC bis 300VAC
Vielleicht denke ich gerade nicht weit genug, aber wie genau möchtest du
die verschalten, damit der Strom in allen vier Quadranten begrenzt wird?
andi schrieb:> Ja musst halt dein Gehirn ein wenig einsetzen....Benutze eine ähnliche> Schaltung bei Netzspannungsabfragen von 3VDC bis 300VAC
Mein Gehirn ist viel zu klein, um solche genialen Schaltpläne zu
entwerfen.
Erleuchte mich, Meister.
Martin Hofer schrieb:> Wenn> jetzt eine "Blackbox" dazwischenhängt die den Strom sicher auf 20mA> begrenzt, können alle Beteiligten besser schlafen.
Na dann gute Nacht ;-).
Der rechte Schaltungsteil einschließlich Brückengleichrichter ist die
"Blackbox". Die Simulation zeigt das Verhalten bei +-200V und 3kHz, ab
etwa +-3V arbeitet die Schaltung, ab +-6V fließt der volle Strom, die
1N5314 bräuchte auch 4V+2Uf. In der Schaltung ist der 100R-Widerstand
dein Testobjekt. Den Strom kann man mit dem 39R-Widerstand einstellen.
Andi schrieb:> Alls falls ich nicht kompl. falsch liege sollte es so passen, was ich> allerdings nicht genau weis, ob das mit der Frequenz soweit nach oben> geht.
Ja, soweit war ich auch schon. Das mit der Frequenz ist kein Problem,
nur die ekligen Spikes. Die von mit gezeigte Schaltung macht ohne die
15n sowas auch. Bei der BSP-Version ist mir nichts eingefallen, die zu
vermeiden. Aber ich denke die müssen weg, weil:
Martin Hofer schrieb:> Ich muss den Strom durch ein Testobjekt "unter allen Umständen" auf 20mA> begrenzen.
Kannst du dir erklären wie die Spikes entstehen, ich kann es mir im
Moment eigentlich nicht erklären....
Hab schon über 2500 solcher Schaltungen im Einsatz (mich würden diese
Spikes auch nicht stören ) und auch schon vermessen, mir sind die noch
nicht untergekommen...nicht wissentlich auf jeden fall...
Wäre um eine Idee sehr dankbar..
Gruß
Andi
Andi grübelte:
>Kannst du dir erklären wie die Spikes entstehen..
Vielleicht entstehen sie in Natura ja garnicht. Das ist ja nicht
so aufwändig, das kann man ja mal schnell zusammenlöten und gucken.
Simulationen machen nicht immer alles so, wie es dann wirklich ist.
MfG Paul
andi schrieb:> Kannst du dir erklären wie die Spikes entstehen
Laut Simu sind es Schwingungspakete, die sich in der Nähe des
Nulldurchgangs aufbauen. Wahrscheinlich sind da beide Fets aktiv und
parasitäre Elemente tun ihr Werk. Mit solchen Sachen hab ich meist
schlechte Erfahrungen gemacht und das daher nicht weiter verfolgt.
In meiner Schaltung ist es etwas anders. Da gibt es in dem Moment, in
dem die Schaltung startet, ein gegenseitiges Aufschaukeln (weil die
Schaltungshälften sich gegenseitig aufsteuern) mit einem einmaligen
kurzen Überschwingen. Da hab ich einfach den entsprechenden Transitor
"langsamer" gemacht.
Paul Baumann schrieb:> Vielleicht entstehen sie in Natura ja garnicht. Das ist ja nicht> so aufwändig, das kann man ja mal schnell zusammenlöten und gucken.
Ja.
> Simulationen machen nicht immer alles so, wie es dann wirklich ist.
Auch ja, meist ist es in der Wirklichkeit schlimmer, jedenfalls ist das
meine Erfahrung wenn es um Schwingerei geht, weil die tatsächlich
vorhandenen parasitären Elemente nicht realitätsgetreu in der
simulierten Schaltung enthalten sind.
ArnoR schrieb:> Laut Simu sind es Schwingungspakete, die sich in der Nähe des> Nulldurchgangs aufbauen.
kannst du vielleicht in deinem Modell nachschauen, ob die
Kanallängenmodulation berücksichtigt ist (Parameter "lambda").
Falls die auf Null steht wirkt der jeweils begrenzende Transistor als
perfekte Stromquelle mit unendlichem Innenwiderstand. Dann könnte ich
mir in der Simu ein "hartes" Umschalten vorstellen, das mit den
Parasitics eine solche Schwingung bewirkt.
Die Spikes dürften durch C-B-Kapazitäten bzw. durch die G-D-Kapazitäten
verursacht sein. Ein Widerstand vor der Basis bzw. vorm Gate könnte sie
wirkungsvoll begrenzen.
Gruß
Achim S. schrieb:> kannst du vielleicht in deinem Modell nachschauen, ob die> Kanallängenmodulation berücksichtigt ist
Modell ist angehängt.
Joachim schrieb:> Die Spikes dürften durch C-B-Kapazitäten bzw. durch die G-D-Kapazitäten> verursacht sein. Ein Widerstand vor der Basis bzw. vorm Gate könnte sie> wirkungsvoll begrenzen.
Leider nicht, siehe Diagramm.
ArnoR schrieb:> Joachim schrieb:>> Die Spikes dürften durch C-B-Kapazitäten bzw. durch die G-D-Kapazitäten>> verursacht sein. Ein Widerstand vor der Basis bzw. vorm Gate könnte sie>> wirkungsvoll begrenzen.>> Leider nicht, siehe Diagramm.
Und wenn Du den Widerstand noch etwas größer machst? Vorher waren die
Spikes ja bei über 60 mA, jetzt bei unter 40 mA.
Mit dem BSP149 kann ich in LTSpice mangels Modell nichts anfangen.
Außerdem dürften Induktivitäten auch gut helfen, was vielleicht auch der
Grund sein könnte, warum sie in der Praxis nicht beobachtet wurden.
Gruß
Joachim schrieb:> Und wenn Du den Widerstand noch etwas größer machst?
Wirds auch nicht besser, im Gegenteil.
Ich glaube das ist ein Modell von Infineon, die basteln die oft aus
mehreren Transistoren zusammen, so wie auch in diesem Fall, und damit
gibt es meist Probleme. Entweder das schwingt, es konvergiert nicht oder
die Kennlinien sind unbrauchbar.
Wenn man die BSP149-Version mit bipolaren Transistoren nachbildet,
ergibt sich auch eine rel. einfache Schaltung, die aber keinen so schön
"rechteckigen" Stromverlauf wie die obige Bipolar-Version hat.
Arno, ich glaube Deine Idee die Schaltung langsamer zu machen ist genau
richtig. Ich habe mal in einer simplen Version in die Zuleitung eine
Spule mit 1 µ eingefügt, das führte zu starken Schwingungen!
Gruß
ArnoR schrieb:> Modell ist angehängt.
danke dir. Die Überschwinger haben mich echt interessiert und ich habe
mir auch ein Modell von Infineon besorgt (sieht etwas anders aus als
deine Version). Die Kanallängenmodulation wird in meinem Modell nicht
berücksichtigt, aber ich glaube jetzt halbwegs verstanden zu haben, dass
der Grund für die Überschwinger ein anderer ist.
Die 200V Amplitude und einer Frequenz von 3kHz ergeben beim
Nulldurchgang eine Anstiegsgeschwindigkeit von du/dt=3,6V/µs. Dieses
"konstante" du/dt (konstant beim Nulldurchgang) bewirkt einen
"konstanten" Strom durch den Drain-Gate Kapazität. Sobald der zweite
Transistor die Begrenzung übernimmt, fällt das du/dt am ersten
Transistor schlagartig auf Null und der kapazitive Strom springt auf
Null. Da der kapazitive Strom das umgekehrte Vorzeichen hat als der
"normale" Drainstrom in Richtung Source springt der Betrag des
Drainstrom zu diesem Zeitpunkt nach oben.
Man sieht den Sprung übrigens nur am Drain des jeweiligen Transistors,
er fließt nicht durch die Source und den 59Ohm Widerstand sondern übers
Gate und am 59Ohm Widerstand vorbei (der Strom durch die 59Ohm verläuft
völlig glatt).
Von daher war Joachims Ursachenbeschreibung genau richtig
(Drain-Gate-Kapazität). Ein Widerstand in der Gateleitung ist aber
trotzdem kontraproduktiv, da darüber der Sprung im Drain-Gate Strom
einen Sprung in der Gate-Source Spannung bewirkt, die den Effekt noch
verstärkt. Wenn dieser Stromsprung zusammen mit den parasitics eine
Oszillation auslösen sollte (was er in meiner Simulation nicht macht),
dann wäre ein Dämpfungswiderstand am Gate zur Dämpfung der Oszillation
wieder sinnvoll.
Achim S. schrieb:> Die 200V Amplitude und einer Frequenz von 3kHz ergeben beim> Nulldurchgang eine Anstiegsgeschwindigkeit von du/dt=3,6V/µs. Dieses> "konstante" du/dt (konstant beim Nulldurchgang) bewirkt einen> "konstanten" Strom durch den Drain-Gate Kapazität.
Die du/dt ist zwar konstant, nicht aber der Strom durch die Kapaziäten.
Im Diagramm sieht man, daß sich der Gatestrom von T1 etwa versiebenfacht
(AM3), während die Spannung von 8V auf 0 läuft. Der Stromanstieg bis zur
Cursorposition liegt vermutlich nahezu allein an der
Spannungsabhängigkeit der Transistorkapazitäten und macht einen guten
Teil der Stromüberhöhung am Nulldurchgang aus.
Sobald die Versorgungsspannung auf etwa 1V gefallen ist
(Cursorposition), beginnt sehr schnell ein Gatestrom in T2 zu fließen
(AM4); vermutlich deshalb, weil die Spannung über T2 jetzt nicht mehr
auf die Flussspannung der Rückwärtsdiode geklemmt ist. Hinzu kommt, daß
der Strom durch R1 ebenfalls einen Nulldurchgang macht und damit die
Gate-Source-Spannung von T1 wegen des abnehmenden Spannungsabfalls über
R1 ansteigt. Damit wird der Gatestrom zusätzlich erhöht.
