Reverse Voltage Protection

Tip: n Kanal Fet in der GND Leitung erleichtert Dir niederohmige Typen zu nutzen.

Alex Z. schrieb:

Folgende Anforderugnen stelle ich an die Schaltung:

• 12A Dauerstrom

Dafür ist der AO4407A nicht geeignet.

• 5V Eingangsspannung

Dafür auch nicht.

Alex Z. schrieb:

Hat von euch jemand eine Empfelung für einen alternativen FET, bevorzugt

Der AO4407 ist trotz seiner 8.5mOhm völlig ungeeignet, denn er will 10V am Gate sehen damit er so durchschaltet.

Nein, er schaltet NICHT bei Überschreitung von UGS(th) gleich ein.

Nimm einen MOSFET, der schon bei 2.5/2.7/2.8V eine Angabe zum RDSon im Datenblatt hat, wie Si2371EDS

Jörg R. schrieb:

Alex Z. schrieb:

Folgende Anforderugnen stelle ich an die Schaltung:

• 12A Dauerstrom

Dafür ist der AO4407A nicht geeignet.

Kannst du deine Aussage vllt. mit einer Begründung belegen? Ist der Id im Datenblatt das absolute Maximum, dass man dem zumuten darf?

• 5V Eingangsspannung

Dafür auch nicht.

Aus welchem Grund?

Michael B. schrieb:

Alex Z. schrieb:

Hat von euch jemand eine Empfelung für einen alternativen FET, bevorzugt

Der AO4407 ist trotz seiner 8.5mOhm völlig ungeeignet, denn er will 10V am Gate sehen damit er so durchschaltet.

Nein, er schaltet NICHT bei Überschreitung von UGS(th) gleich ein.

Nimm einen MOSFET, der schon bei 2.5/2.7/2.8V eine Angabe zum RDSon im Datenblatt hat, wie Si2371EDS

OK, damit kann ich mehr anfangen. Ich bin von den 17mΩ bei Vgs = -6V ausgegangen. bei 5V Speisung sollen etwa -4,3V rauskommen?

Alex Z. schrieb:

Jörg R. schrieb:

Alex Z. schrieb:

Folgende Anforderugnen stelle ich an die Schaltung:

• 12A Dauerstrom

Dafür ist der AO4407A nicht geeignet.

Kannst du deine Aussage vllt. mit einer Begründung belegen? Ist der Id im Datenblatt das absolute Maximum, dass man dem zumuten darf?

Genau deshalb.

• 5V Eingangsspannung

Dafür auch nicht.

Aus welchem Grund?

Weil er kein LL-Mosfet ist. Bei 5V Versorgungsspannung schaltet der nicht voll durch, siehe auch den Kommentar von Michael B..

Bei 200mV Spannungsabfall am Transistor müsste der zudem auf einem Kühlkörper montiert werden, bei 2,4W Verlusleistung.

@Michael B.

Dann zum Beispiel ein SI4463CDY.

Alex Z. schrieb:

OK, damit kann ich mehr anfangen. Ich bin von den 17mΩ bei Vgs = -6V ausgegangen. bei 5V Speisung sollen etwa -4,3V rauskommen?

Da warst du doch schon auf dem halben Weg. Die 17mΩ gelten allerdings bei 25°C. Machen wir also eine Überschlagsrechnung:

17mΩ12A12A = 2,5W Auf im DaBla Seite 1 ganz unten Junction-Ambient 60K/W macht schnuckelige 150°C Übertemperatur und das bei den reichlich angenommenen 1 quadrat Zoll Kupferfläche. Die zweite Iteration mit Rdson mit 180°C Junction erspare ich mir hier.

Merke:

1. Die Max-Werte im Datenblatt gelten nur unter Idealbedingungen, bei Transistoren zumeist mit idealer Kühlung auf 25°C auch bei Maximallast. realistisch ist eher die Hälfte.
2. Problem ist zumeist nicht der Maximalstrom sondern die Erwärmung. Das muss man fast immer einmal durchrechnen.

Alex Z. schrieb:

Dann zum Beispiel

Muss im Datenblatt eine Kennlinie fuer DC im SOA-Kenlinienfeld haben.

Passt dieser?

Peter M. schrieb:

Passt dieser?

Wenn die DC-Kennlinie im SOA vorhanden ist, dann sollte dieser nicht ausfallen, wenn die Spannung zu langsam steigen sollte.

Das Bild mit der Kennlinie müßte ein Mosfet im TO247/218 Gehäuse sein.

Peter M. schrieb:

Passt dieser?

Nein. Der will auch 10V am Gate sehen.

Wirst kaum einen P-FET finden der da passt:

Deine 5V haben 8+1+6% Toleranz und noch 80mVpp obendrauf. Sind worst case also nur 4.21V. Dann noch Spannungsabfälle auf der Leitung und es sind nur noch 4.0V. Für die Body-Diode darfst du bei 12A bis zu 1.3V Spannungsabfall ansetzen (immer schön den worst case annehmen). Bleiben noch 2.7V am Gate zum vollen durchschalten.

Dann ist bei der Versorgung noch eine Rise-Time von 25ms angegeben. Vmtl. typisch also worst case eher 50ms. Das ist quasi ein DC-Fall: 1.3V*12A=15.6W Einzige Chance dafür wäre ein FET mit exposed pad und das auf nen Kupferklotz löten... Bedrahtet findest da nichts mit der geringen Gatespannung und kleinem Rdson.

Die angegebene Verlustleistung bei SMD-FETs ist meistens auf eine 1x1 Zoll Kupferfläche mit 70µm bezogen (praktisch kaum erreichbar). Teilweise sogar auf noch abstrusere Szenarien wie 25°C Gehäusetemperatur. Stehen dann schon mal 50W da, praktisch ists aber nur 1W.

Auch beim SOA-Diagramm immer schön alle Fußnoten lesen und verstehen. Ein DMP2003UPS könnte z.B. 12A@5V=60W bei 25°C komplett verbraten. Braucht dafür aber einen unendlich großen Kühlkörper der ohne jeglichen Wärmewiderstand (unmöglich) mit dem exposed pad verbunden ist und selbst eine unendlich große Wärmeleitfähigkeit haben muss (Graphen oder Diamant als beste Wärmeleiter reichen nicht). In einer realistischen Schaltung bei 12A im Diodenbetrieb ist der FET nach 0.2-0.5ms geschmolzen.

Du musst entweder nach dem Verpolschutz sicherstellen, dass die LEDs erst aktiviert werden, wenn der FET voll durchgeschaltet ist (also Spannung mind. > 4.0V) + einige ms Wartezeit. Und die LEDs instantan (wenige µs) abgeschaltet werden sobald die Spannung unter ca. 3.8V fällt. Dafür lässt sich dann ein P-FET finden.

Alternativ: Hilfsschaltung die Power-Good erkennt, eine Hilfsspannung generiert und den FET schnell durchschaltet. Dann am besten gleich nen N-FET mit 10V nehmen und passende Ladungspumpe.

Oder halt ganz einfach ein 5V-Relais mit Diode vor der Spule. Allerdings auch nicht viel Auswahl für 12A, DC und geringem Kontaktwiderstand.

Dieter D. schrieb:

Alex Z. schrieb:

Dann zum Beispiel

Muss im Datenblatt eine Kennlinie fuer DC im SOA-Kenlinienfeld haben.

Sinnfreie Forderung für einen FET der nur reverse polarity protection macht.

Andrew T. schrieb:

Sinnfreie Forderung für einen FET der nur reverse polarity protection macht.

Schon sinnvoll, weil:

Stephan schrieb:

Das ist quasi ein DC-Fall:

Es gibt noch ungünstigere Fälle mit langsam steigenden Spannungen und grösseren Elkos im Versorgungspfad.

Es gab im Forum einen Thread, da war nach rund 200x Schalten der Mosfet immer wieder defekt.

Stephan schrieb:

In einer realistischen Schaltung bei 12A im Diodenbetrieb ist der FET nach 0.2-0.5ms geschmolzen.

Kam mir jetzt doch deutlich zu kurz vor: SOA und transient response sind in dem Datenblatt so blöd auf den utopischen Rtjc bezogen. Da kann man irgendwie gar nichts mit anfangen.

DMP2005UFG müsste aber grade so gehen. Weil ...

• die LEDs erst ab 3.7V arbeiten (sicherheitshalber mal 3.0V angenommen) und damit noch keinen Strom verbrauchen
• der FET schon ab 1.8V spezifiziert ist (14mOhm+20% Zuschlag für 12A); wären 2.5W, aber nachdem noch nichts leuchten kann deutlich weniger
• die Flussspannung der Body-Diode is dadurch auch niedriger und es steht mehr Spannung zum Einschalten des FET zur Verfügung
• ab 2.5V Vgs max 6.5mOhm; 936mW@12A, das geht dauerhaft, aber nur bei 25°C im Gehäuse und braucht mehr Kühlfläche als das minimal PAD Layout (derating)
• mit 4V Vgs wirds nochmal besser
• den mit der Temperatur steigenden Rdson nicht vergessen
• 2.5W sind für 1s auch ok, aber nur bei abgekühltem FET

Die Platine im Drain-Bereich und am exposed pad ausgefräst und auf ein 1mm Kupferblech mit 12x25mm Fläche gelötet dann sollts klappen.

Dieter D. schrieb:

Andrew T. schrieb:

Sinnfreie Forderung für einen FET der nur reverse polarity protection macht.

Schon sinnvoll, weil:

Wird nicht korrekter, wenn Du Deinen Schwachfug ständig wiederholst.

Stephan schrieb:

Das ist quasi ein DC-Fall:

eben das ist es nicht.

Es gibt noch ungünstigere Fälle mit langsam steigenden Spannungen und grösseren Elkos im Versorgungspfad.

Es gab im Forum einen Thread, da war nach rund 200x Schalten der Mosfet immer wieder defekt.

Reverse polarity kennzeichnet den Fall das Spannung polungsverkehrt angelegt wird. Da soll der FET gar nicht erst einschalten.

Wenn die Polung korrekt ist, dann schaltet der FET vollkommen durchgesteuert ein (ausser, man hat die Ansteurschaltung fehlerhaft dimensioniert -- aber gegen soviel Blödheit kann man nicht helfen).

Es gab im Forum einen Thread, da war nach rund 200x Schalten der Mosfet immer wieder defekt.

Es gab auch Leute, die sich immer wieder auf den Linken Daumen mit dem Hammer hauen.

Ich sage ja: Blöd dimensioniert. Wenn es "immer wieder defekt" liegt es nicht am FET, sondern an fehlerhafter Entwicklung. PEBKAC.

Andrew T. schrieb:

Stephan schrieb:

Das ist quasi ein DC-Fall:

eben das ist es nicht.

Bei dem komischen Datenblatt wars einer. Aber halt auf die utopische Verlustleistung bezogen. Hatte damit ziemlich falsch weitergerechnet. Aber Hotspoting is hier sicher kein Thema. Sind ja weniger als 1.5V bei der Übernahme vom Dioden- in den Leitbetrieb.

Andrew T. schrieb:

Wenn die Polung korrekt ist, dann schaltet der FET vollkommen durchgesteuert ein (ausser, man hat die Ansteurschaltung fehlerhaft dimensioniert -- aber gegen soviel Blödheit kann man nicht helfen).

Das is hier genau das Problem bzw. Frage: Ist der Diodenbetrieb relevant oder nicht und wie kann man ihn evtl. vermeiden. Der FET schaltet hier nicht vollkommen durchgesteuert in Sub-µs ein. Die Steuerspannung steigt gemütlich und vorher könnte noch die Diode stromtragend sein. Und das Ausschalten könnte sogar noch langsamer sein.

Stephan schrieb:

Das is hier genau das Problem bzw. Frage: Ist der Diodenbetrieb relevant oder nicht und wie kann man ihn evtl. vermeiden. Der FET schaltet hier nicht vollkommen durchgesteuert in Sub-µs ein. Die Steuerspannung steigt gemütlich und vorher könnte noch die Diode stromtragend sein. Und das Ausschalten könnte sogar noch langsamer sein.

Dann: Dringend Ansteuerschaltung ändern. Eben damit genau das Schalten binnen weniger als 20 us durchlaufen wird. LT Spice nutzen.

Das mit 20 us reicht erfahrungsgemäß.

Alex Z. schrieb:

Reverse Voltage Protection

Warum nennst du es nicht einfach "Verpolschutz"?

Die meisten hier sind der deutschen Sprache halbwegs mächtig.

Hallo,

ich möchte mich noch mal zu Wort melden.

Salami-Scheibe:

Die 12A sind das Maximum des Netzteils, somit der worstcase. Die Schaltung hinter dem Verpolungsschutz, bzw. die Anzahl an angeschlossenen LEDs kann variieren. Aktuell sind es 150Stück SK9822. Leider ist das DB sehr wiedersprüchlich und schlecht aus dem Chinesischen ins Englische übersetzt. 0.2W aber dann wird wieder von "The biggest LED output current Imax 20mA" gesprochen. Damit komme ich mit dem bescheidenen Datenblatt auf 3 * 0,02A * 150 = 9A, bzw. 0,2W*150 = 30W. Dazu kommt noch 1 * 1A (5W) für den µC. Sind 10A oder 35W, sucht es euch aus, ich hab mit dem Strom gerechnet.

Scheibe Nummer 2:

Die LEDs werden erst einige Sekunden nach dem Starten des µC eingeschalten. Somit liegt im Moment des Ansteuerns des FET maximal die Versorgung des µC auf der Leitung.

Was man jetzt noch ggf. anführen könnte, ist der Inrush-Current ( Einschaltstrom) der Streifen hat ca. 12kΩ zwischen + und GND. Sollte also keine all zu große Rolle spielen.

So jetzt darf wieder verbal nieder gemacht werden (von eingen Wenigen)

Alex Z. schrieb:

Scheibe Nummer

Zumindest, "besser spät, als gar nicht" trifft es auch hier.

Bei dem hohen Strom und gesteuerten vielen LED ist es erstmal nicht verkehrt von dem Fall mit ettlichen Elkos in den Versorgungspfaden auszugehen. Es gibt genügen Fälle, wo ohne diese dann die anderen LED-Zweige entweder mal heller oder dunkler flimmern, wenn andere Zweige umgeschaltet werden.

Der ungünstigste Fall wäre, wenn also parallel zu Deinem R1 noch ein paar große Elkos hängen würden. Wenn diese schön aufgeladen wären und dann umgepolt würde, wäre der Mosfet leitend bis diese entladen wären und würde dann erst sperren. Bei diesem Vorgang wird kräftig Leistung umgesetzt. Dagegen gibt es auch einfache Erweiterungen Deiner Schaltung, die sicherstellt, dass der Mosfet trotzdem schnell sperrt.

Später schwächer auslegen, geht eigentlich immer.

Alex Z. schrieb:

So jetzt darf wieder verbal nieder gemacht werden (von eingen Wenigen)

Diese obigen Fälle waren alle schon da gewesen in der Zeit, als das Forum noch ohne Anmeldung genutzt werden konnte. Mittlerweile wurde mindestens einer, der auch kleine Fachbücher schrieb durch so etwas weggeekelt.

Alex Z. schrieb:

Hallo,

ich möchte mich noch mal zu Wort melden.

Das ist schön dass Du dich an Deinem Thread beteiligst.

Salami-Scheibe:

Die 12A sind das Maximum des Netzteils, somit der worstcase.

Das liest sich im Eröffnungsthread ganz anders.

Die Schaltung hinter dem Verpolungsschutz, bzw. die Anzahl an angeschlossenen LEDs kann variieren. Aktuell sind es 150Stück SK9822. Leider ist das DB sehr wiedersprüchlich und schlecht aus dem Chinesischen ins Englische übersetzt. 0.2W aber dann wird wieder von "The biggest LED output current Imax 20mA" gesprochen. Damit komme ich mit dem bescheidenen Datenblatt auf 3 * 0,02A * 150 = 9A, bzw. 0,2W*150 = 30W. Dazu kommt noch 1 * 1A (5W) für den µC. Sind 10A oder 35W, sucht es euch aus, ich hab mit dem Strom gerechnet.

Scheibe Nummer 2:

Die LEDs werden erst einige Sekunden nach dem Starten des µC eingeschalten. Somit liegt im Moment des Ansteuerns des FET maximal die Versorgung des µC auf der Leitung.

Was man jetzt noch ggf. anführen könnte, ist der Inrush-Current ( Einschaltstrom) der Streifen hat ca. 12kΩ zwischen + und GND. Sollte also keine all zu große Rolle spielen.

Bei LEDs spricht man nicht von Inrush-Current, wie z.B. bei Glühlampen.

So jetzt darf wieder verbal nieder gemacht werden (von eingen Wenigen)

Davon kann in diesem Thread keine Rede sein. Nur darfst Du dich, gerade wegen deines letzten Kommentars, nicht wundern wenn der Thread in diese Richtung abdriftet.

PS: Das Thema Verpolschutz mit P-Mosfet wurde hier schon oft genug behandelt. Zudem findet man dutzende Beiträge dazu in Google.

Kannst dir aber auch die perfekte Diode kopieren. https://www.ramser-elektro.at/shop/bausaetze-und-platinen/bausatz-usb-redundanzmodul-fuer-raspberry/

Alex Z. schrieb:

ich bin auf der Suche nach einer Schaltung für einen Verpolungsschutz. Bei der Suche bin ich im Netz auf die Schaltung im Bild 1 gestoßen.

Folgende Anforderugnen stelle ich an die Schaltung:

• 12A Dauerstrom
• 5V Eingangsspannung
• Versorgung von SK9822 LEDs + AMS1117-3.3 für einen ESP32

Energie kommt von einem LPV-100-5.

Vielleicht ist es nicht schlecht bei einer Fragestellung zur Lösungsfindung auch mal wieder einen Schritt zurück zu treten und das Gesamtproblem zu betrachten.

Die Frage die zuerst beantwortet werden sollte ist: Wie wahrscheinlich (häufig) ist überhaupt eine Verpolung und welche Zielgruppe (im Sinne von technischer Fähigkeit) hat das Gerät.

Davon (und natürlich vom SChadensausmaß bei Verpolung) hängt dann ab welchen Aufwand man wie treibt!

Ist eine Verpolung äusserst unwahrscheinlich/selten und der Verpolungsschutz soll nur als letzte Rettung vor Totalverlust in dem seltenen Fall dienen, dann kann man es sehr sehr viel einfacher halten als wenn man dies als normales Ereignis ansehen muss. Zumindest wenn man von zumindest rudimentärsten technischen Verständnis der Nutzer ausgehen kann.

Muss man aber quasi täglich mit Falschpolung rechnen, die Ausfallzeit nach Falschpolung muss bei Quasi null liegen (10 Minuten sind schon zu lang) oder die Zielgruppe sind Geisteswissenschaftler von denen selbst die mit den zwei linkesten Händen damit keine Probleme bekommen dürfen, dann erst macht es wirklich sind über eine aktive Schaltung mit den entsprechenen Aufwand und Verlusten im Normalbetrieb nachzudenken.

Ansonsten: Es so machen wie man es seit eh und je bei Geräten mit hoher Stromaufnahme macht und was sich seit jahrzehnten Millionenfach bewährt hat. Bei einem Gerät das bei 5V schon im Normalbetrieb 20A Aufnimmt braucht du auf jeden Fall sowieso eine Sicherung zur Brandverhütung. Das sind bei 5V ja immerhin schon 100W. Will man nun im Verpolungsfall den Schaden klein halten dann kommt bei solchen Geräten HINTER der Sicherung eine hinreichend leistungsfähige Diode in Sperrrichtung zwischen +Ub und GND.

Im Normalbetrieb Sperrt die Diode und es gibt keinerlei Verluste durch den Verpolungsschutz. Verpolt nun jemand das Gerät dann leitet die Diode. Die restliche Schaltung sieht nur für wenige ms bis die Sicherung trennt eine Spannung in negativer Höhe die der Flussspannung der Diode entspricht. Bei geeigneter Diodenwahl ist das für 99% der elektronischen Bauelemente noch in einem Bereich den die ohne Schaden überstehen, in den meisten Fällen sogar innerhalb der explizit im DB angegebenen Max-Parametern.

Je nach Auslegung der Diode-Sicherung-Stromversorgung Kombination reicht es nach einem solchen Ereignis die Sicherung zu tauschen oder aber, bei kleinerer Auslegung der Diode, Sicherung und Diode zu tauschen. Das ist eine Frage der Abwägung Produktionskosten(Kosten Leistungsdiode) vs. Ereigniswahrscheinlichkeit vs. in Kauf genommene Ereignisfolgen. Dient die Diode nur zur Brandverhütung oder nimmt man eine Kleinreparatur (diodentausch) bewusst in Kauf bzw. möchte sogar gar nicht das der Anwender das Gerät einfach wieder in Betrieb nehmen kann, dann kommt eine billige, leistungsschwächere Diode rein.

Soll definitiv nach Sicherungstausch das Gerät ohne weitere Maßnahmen wieder laufen kommt eine größere Diode rein welche Pulsfest genug ist die Stromspitzen auszuhalten. Selbst wenn ein etwas leistungsfähigeres Netzteil verwendet wird. Mit Selbstrückstellenden Sicherungen könnte man sogar den Sicherungstausch nach Verpolung umgehen, allerdings bieten diese, gerade bei hohen Normalströmen, auch eine Reihe von Nachteilen so das ich diese vermeide wo es nur geht. In diesem Fall (20A Dauerstrom) würde ich die sicher nicht nehmen.

Bei Geräten mit geringer Leistungsaufnahme (kommt hier wegen 20A nicht in Frage, ist Ok bei einigen mA) würde man statt dessen mit einer Diode, im Stromversorgungspfad in Flussrichtung eingeschleift, arbeiten.

Erst wenn diese Möglichkeiten DEFINITIV nicht in Frage kommen, beispielsweise weil selbst ein Tausch der Sicherung nicht zumutbar ist, DANN muss man über elektronische Schaltungen mit ihren eigenen Nachteilen Nachdenken.

Gruß Carsten